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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung bezieht sich auf die HF-Signalübertragung und den Empfang
und, insbesondere, auf Verfahren und Einrichtungen für das Senden und
das Empfangen der Steuerdaten in einem digitale Tonrundfunksignal.
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Es
besteht ein wachsendes Interesse an der Möglichkeit des Sendens digitalkodierter
Audiosignale für
eine verbesserte Audiotreue. Einige Ansätze wurden hierfür vorgeschlagen.
Ein solcher Ansatz, festgelegt im US-Patent Nr. 5.588.022, beschreibt
ein Verfahren für
das gleichzeitige Senden von analogen und digitalen Signalen in
einem Standard-AM-Sendekanal. Ein amplitudenmoduliertes HF-Signal
mit einem ersten Frequenzspektrum wird gesendet. Das amplitudenmodulierte
HF-Signal umfasst einen ersten Träger, der durch ein analoges
Programmiersignal moduliert wird. Gleichzeitig wird eine Anzahl
digitalmodulierter Trägersignale
innerhalb einer Bandbreite, die das erste Frequenzspektrum umgibt,
gesendet: jedes, der digitalmodulierten Trägersignale wird durch einen
Teil des digitalen Programmiersignals moduliert. Eine erste Gruppe
der digitalmodulierten Trägersignale
liegt innerhalb des ersten Frequenzspektrums und wird in Quadratur
zum ersten Trägersignal
moduliert. Die zweite und dritte Gruppen der digitalmodulierten
Trägersignale
liegen außerhalb
des ersten Frequenzspektrums und sind phasengleich und in Quadratur
zum ersten Trägersignal
moduliert.
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Die
Wellenform des AM-kompatibel, digitalen Tonrundfunksystems, das
im US-Patent Nr. 5.588.022 beschrieben wird, wurde für einen
ausreichenden Datendurchsatz für
das digitale Signal formuliert, wobei ein Übersprechen in den analogen AM-Kanal
vermieden wird. Mehrere Träger
werden mittels des ortagonalen Mehrträgerverfahrens (OFDM) zum tragen
der kommunizierten Information verwendet.
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In
einem AM-kompatiblen, digitalen Tonrundfunksystem werden digitalkodierte
Audioinformationen gleichzeitig mit dem vorhandenen analogen AM-Signal
gesendet. Die Digitalinformationen werden mittels OFDM-Modulation
kodiert und gesendet.
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Digitale
Tonrundfunksysteme können
Digitalinformationen mit verschiedenen Audiokodierungsraten und
Vorwärts-Fehlerkorrekturraten
senden, um einer Rundfunkstation den besten Kompromiss zwischen
Audioqualität
und Sendebereich bei geringsten Kanalbeeinträchtigungen zu erlauben.
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Die
britische Patentapplikation
GB
2 320 871 A erläutert
ein Kommunikationssystem, dass orthagonale Mehrträgerverfahrens-Träger, einschließlich einer
Anzahl von Sendeparametersignalisierenden Pilotträgern, für das Senden
von Rahmensynchronisierungsinformationen verwendet. US-Patent Nr. 5.748.686
erläutert
ein digitales Tonrundfunksystem, in dem ein Synchronisieralgorithmus
verwendet wird, um zur Rahmensynchronisierung ein festgelegtes Symbolmuster
mit dem empfangenen Signal zu vergleichen. Somit ist es, entsprechend
den Beschreibungen beider Dokumente, möglich, Synchronisiersteuerdaten
im digitalen Tonrundfunksignal zu senden, um eine Fehlerkorrektur
und eine digitale Signalwiederherstellung auf der Empfängerseite
durchzuführen.
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Diese
Erfindung bietet ein Verfahren bzw. ein System für das Senden von Modus- und
Synchronisierinformationen in einem digitalen Tonrundfunksignal,
das sowohl über
einen analogen, amplitudenmodulierten Träger als auch über eine
Anzahl digitalmodulierter Unterträger verfügt, die dazu dienen, die bekannten
Systeme in Bezug auf Signalrobustheit und digitale Signalraten zu
verbessern.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bietet ein Verfahren zum Senden eines Signals
im digitalen Tonrundfunk, wie in Patentanspruch 1 definiert.
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Die
Erfindung ermöglicht
auch ein digitales Tonrundfunksystem, wie in Patentanspruch 6 definiert.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird Fachleuten durch die beigefügten Zeichnungen verständlicher,
worin:
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1 ist
eine grafische Darstellung des gegenwärtig verfügbaren, zusammengesetzten analogen
AM- und digitalen Sendesignals, dass zur Anwendung des Verfahrens
der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Senders, der das Signalaufbereitungsverfahren
dieser Erfindung durchführen
kann;
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3 ist
ein Blockdiagramm eines Empfängers,
der das Signalaufbereitungsverfahren dieser Erfindung durchführen kann;
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4 ist
ein ausführlicheres
Blockdiagramm eines Teils des Empfängers von 3;
und
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5 ist
eine schematische Darstellung eines Daten-Steuerrahmens, der in Übereinstimmung mit
dieser Erfindung verarbeitet werden kann.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
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Diese
Erfindung bietet ein Verfahren zur Bestimmung des Sendemodus und
der Synchronisierung für
ein digitales Tonrundfunksignal. Die Technik des Senders des digitalen
Signals im gleichen Kanal wie ein analoges AM-Signal wird In-band
On-channel(IBOC)-Sendung genannt. Diese Sendung wird vorgenommen,
indem eine digitale Wellenform über eine
Anzahl orthogonalmodulierter Frequenzträger (OFDM) gesendet wird, von
denen einige in Quadratur mit dem analogen AM-Signal moduliert sind
und sich innerhalb der Spektralbereichs befinden, in dem das Standard-AM-Sendesignal
eine bedeutende Energie besitzt. Die restlichen digitalen Träger sind
phasengleich und in Quadratur mit dem analogen AM-Signal moduliert
und befinden sich in dem gleichen Kanal wie das analoge AM-Signal,
aber in Spektralbereichen, in denen das analoge AM-Signal keine
bedeutende Leistung besitzt. In den Vereinigten Staaten sind die
Sendungen der AM-Sendestationen in Übereinstimmung mit den Regelungen
der Federal Communications Commission (FCC) eingeschränkt, um
innerhalb einer Signalpegelmaske zu liegen, die folgendermaßen definierten
ist: Frequenzbereiche von 10,2 kHz bis 20 kHz, die vom analogen
Träger entfernt
wurden, müssen
um mindestens 25 dB unterhalb des unmodulierten analogen Trägerpegels vermindert
werden, Frequenzbereiche von 20 kHz bis 30 kHz, die vom analogen
Träger
entfernt wurden, müssen
um mindestens 35 dB unterhalb des unmodulierten analogen Trägerpegels
vermindert werden, Frequenzbereiche von 30 kHz bis 60 kHz, die vom analogen
Träger
entfernt wurden, müssen
um mindestens [35 dB + 1 dB/kHz] unterhalb des unmodulierten analogen
Trägerpegels
vermindert werden.
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1 zeigt
das Spektrum eines amplitudenmodulierten, digitalen Tonrundfunksignals
von der Art, die von der vorliegenden Erfindung verwendet werden
kann. Kurve 10 stellt das Größenspektrum eines standardmäßig gesendeten
amplitudenmodulierten Signals dar, wobei der Träger eine Frequenz von f0 aufweist. Die FCC-Sendemaske wird durch
Gegenstand Nr. 12 dargestellt. Die OFDM-Wellenform besteht
aus einer Reihe von Datenträgern,
die einen Abstand von f1 = 59,535 106/(131072) oder ungefähr 454 Hz besitzen. Eine erste
Gruppe von 24 der digitalmodulierten Träger befinden sich innerhalb
eines Frequenzbandes, das von (f0 – 12 f1) bis (f0 + 12 f1) reicht, wie durch die Hüllkurve
mit der Nr. 14 in 1 veranschaulicht
wird. Die meisten dieser Signale besitzen einen um 39,4 dB niedrigeren
Pegel als das unmodulierte AM-Trägersignal,
um das Übersprechen
auf das analoge AM-Signal herabzusetzen. Das Übersprechen wird weiter durch
die Kodierung dieser Digitalinformationen in einer Art verringert,
die die Orthogonalität
mit der analogen AM-Wellenform garantiert. Diese Art dieser Kodierung
wird Komplementärkodierung
(d.h. Komplementär-BPSK,
Komplementär-QPSK
oder Komplementär-32-QAM)
genannt und ist mit mehr Einzelheiten in dem US-Patent Nr. 5.859.876 beschrieben. Die
Komplementär-BPSK-Modulation wird
auf dem innersten digitalen Trägerpaar
bei f0 ± f1 eingesetzt,
um Steuerdaten zu senden. Diese Träger sind auf einen Pegel von –28 dBc
eingestellt. Alle weiteren Träger
in dieser ersten Gruppe besitzen einen Pegel von –39,4 dBc
und werden mit Komplementär-32-QAM
für die
48 Kb/s- und 32 Kb/s-Kodierraten moduliert. Die Komplementär-8-PSK-Modulation wird
auf die Träger
angewendet, die von (f0 – 11 f1) bis
(f0 – 2
f1) und (f0 + 2f1) bis (f0 + 11 f1) für
die 16 Kb/s-Kodienate reichen. Bei allen drei Kodierraten übertragen
die Träger
auf (f0 – 12 f1)
und (f0 + 12 f1) Zusatzdaten
und können
mit Komplementär-32-QAM moduliert
werden.
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Zusätzliche
Gruppen digitaler Träger
befinden sich außerhalb
der ersten Gruppe. Die Notwendigkeit, dass diese digitalen Wellenformen
in Quadratur mit dem analogen Signal sein müssen, wird durch die Beschränkung der
analogen AM-Signalbandbreite beseitigt. Die Träger in einer zweiten und einer
dritten Gruppe, die durch die Hüllkurven
Nr. 16 beziehungsweise Nr. 18 umgeben sind, können z.B.
mit 32-QAM für die 48
Kb/s- und 32 Kb/s-Raten und mit 8 PSK für die 16 Kb/s-Rate moduliert
werden. Die Träger
werden auf Pegel von –30
dBc für
alle Kodierraten eingestellt.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Senders, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung konstruiert
wurde. Ein zu sendendes analoges Programmiersignal (das in diesem
Beispiel rechte und linke Stereoanteile enthält) wird auf die Eingangsanschlüsse 28 und 28' aufgeprägt. Der
linke und rechte Kanal werden in Summierungspunkt 29 addiert.
Und anschließend
durch einen analogen Audioprozessor 30 geführt, um
die durchschnittliche analoge AM-Modulation zu erhöhen und
somit den Empfangsbereich beträchtlich
zu erweitern. Solche Prozessoren sind in den analogen AM-Radiostationen
in aller Welt gewöhnlich
vorhanden. Dieses Signal wird durch ein Tiefpassfilter geführt 31,
das eine steile Spencharakteristik aufweist, um ein gefiltertes,
analoges Mono-Programmiersignal auf Leitung 32 zu produzieren.
Filter 31 kann z.B. eine Grenzfrequenz von 5 kHz und eine
Dämpfung
von 40 dB jenseits von 5,5 kHz aufweisen. Optional kann der Effekt
von Filter 31 durch die Audioverarbeitung innerhalb des
analogen Audioprozessors 30 erzielt werden.
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Für jene Anwendungen,
in denen die analogen und digitalen Teile des Sendesignals verwendet werden,
um das selbe Programmmaterial zu übermitteln, konvertiert ein
digitaler Quellkodierer 34, der den Kodieralgorithmus enthalten
kann, die rechten und linken analogen Programmsignale zu einem digitalen
Signal auf Leitung 6. Eine Vorwärts-Fehlerkorrektur- und Interleaver-Schaltung 38 verbessert
die Datenintegrität über die
Kanäle,
die von Störspitzen und
Interferenzen beeinflusst werden und produziert ein digitales Signal
auf Leitung 40. Für
die Fälle,
in denen das zu sendende digitale Signal keine digitale Version
des analogen Programmsignals darstellt, empfängt das Datentor 42 das
digitale Signal. Eine Zusatz- und Hilfsdatenquelle 44 wird
auch für
jene Fälle
zur Verfügung
gestellt, in denen die digitale Version des analogen Programmsignals
oder ein digitales Signal, das an Tor 42 anliegt, durch
zusätzliche Daten
ergänzt
werden soll. Ein Teil der Hilfsdaten kann am digitalen Quellkodierer 34 anliegen.
Der Quellkodierer kann einen Teil seiner Ausgabebits für die Übertragung
der Hilfsdaten reservieren. Erfordert die Audioquelle nicht die
volle Kodierrate des Quellkodierers, zum Beispiel während nicht
komplexer musikalischer Durchgänge,
kann der Kodierer auf einer "wie
verfügbar" Grundlage Hilfsdaten
senden. Erfordert der Quellkodierer nicht die volle Kodierrate und
kann dieser untergeordnete Informationen zusätzlich zu den reservierten
Hilfsdaten senden, könnte
der Quellkodierer diese Bedingung der Hilfsdatenquelle anzeigen,
indem er ein Signal an die Hilfsdatenquelle ausgibt, wobei das Signal
die Anzahl der zusätzlichen
Daten anzeigt, die gesendet werden können. Hilfsdaten könnten verwendet
werden, um Signale für
Informationen wie Notfälle,
Börsennotierungen,
Wettervorhersagen zu senden oder Informationen, die sich auf das
Audio-Programmmaterial beziehen, wie der Titel eines Liedes.
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Der
Daten-Parser 46 empfängt
die digitalen Daten und produziert eine Anzahl von Ausgaben auf den
Leitungen 48. Zusatzdaten, die auf den Trägem (f0 – 12
f1) and (f0 + 12
f1) verwendet werden, liegen auf Leitung 43 an.
Die Signale auf den Leitungspaaren 48 von dem Daten-Parser 46 legen
komplexe Koeffizienten fest, die dann in einem inversen Fast-Fourier-Transform(IFFT)-Algorithmus
in Block 50 angewendet werden, der die phasengleiche(I)
und Quadratur(Q)-Komponente des Basisband des Datensignal auf Leitungen 52 bzw. 54 erzeugt.
Ein Schutzband wird am Ausgang des IFFT durch Prozessor 53 angewendet.
Erfolgt eine IFFT-Ausgabe aus 128 Abtastwerten pro IFFT-Vorgang,
besteht das Schutzband aus 7 Abtastwerten. Das Schutzband wird angewendet,
indem die IFFT-Ausgabe periodisch verlängert wird, oder mit anderen
Worten, man nimmt die Abtastwerte 1 bis 7 und repliziert diese als
Abtastwerte 129 bis 135. Nach dem Schutzband wird
ein Fenster auf die Daten angewendet. Das Fenster verringert Interferenzen
auf die zweite und dritte angrenzende Station, indem es Seitenschwinger
im gesendeten Spektrum verringert.
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Periodisch
wird, anstelle des Sendens von kodierten Programm- oder Hilfsdaten,
eine aus bekannten Daten bestehende Trainingssequenz, die auch allgemein
als Steuerinformationen bekannt ist, gesendet. Diese Trainingssequenz
erlaubt Prozessoren im Empfänger,
wie dem Equalizer, das Signal schnell zu erfassen und sich schnell ändernden
Kanalzuständen
zu folgen. Die Trainingsequenz kann in Einheit 55 gespeichert
oder von dieser erzeugt werden, und periodisch, z. B. jeden zehnten
Rahmen, als zu sendende Wellenform gewählt werden. Alternativ könnten Informationen
für die
Trainingssequenz in der Frequenzdomäne gespeichert und am Eingang des
IFFT angewendet werden. Jedoch verringert die Speicherung der Informationen
in der Zeitdomäne die
erforderliche Anzahl von IFFT-Vorgängen. Obwohl bekannte Daten
in jedem zehnten Rahmen gesendet werden, ist es möglich das
die Träger
(f0 – 12 f1) und (f0 + 12 f1), die zur Übertragung der Zusatzdaten
vorgesehen sind, nicht die bekannte Daten in jedem zehnten Rahmen
senden. In diesem Fall werden die in jedem zehnten Rahmen zu sendenden
Zusatzdaten an dem Trainingssequenz-Wellenformgenerator angelegt
und der Beitrag der zur Übertragung
der Zusatzdaten vorgesehenen Träger
wird zu den bekannten Daten hinzugefügt. Der Unterschied zwischen
Zusatzdaten und Hilfsdaten besteht darin, dass die Zusatzdatenverarbeitung
von der Quellkodierung FEC und den Verschachtelungsoperationen, die
zur Verarbeitung digitalkodierter Programminformationen verwendet
werden, vollständig
unabhängig ist.
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Das
verarbeitete analoge AM-Signal des Basisbands wird durch Analog/Digital-Wandler 60 in
ein digitales Signal umgewandelt und durch die Verzögerungseinheit 61 verzögert. Die
Verzögerung
des analogen Signals auf der Senderseite erzeugt einen Zeitunterschied
zwischen den analogen und digitalen Signalen des Kanals. Der Zeitunterschied
erlaubt ein robustes Mischen der analogen und digitalen Signale.
Das verzögerte
analoge Signal wird mit dem phasengleichen Anteil der digitalen
DAB-Wellenform an Summierpunkt 62 kombiniert, um ein Composite-signal
auf Leitung 64 zu generieren. Das Compositesignal auf Leitung 64 wird
durch den Digital-Analog-Wandler 66 in ein analoges Signal
umgewandelt, durch Tiefpassfilter 68 gefiltert und zum
Mischer 70 geführt,
wo es mit einem HF-Signal, das auf Leitung 72 von einem
lokalen Oszillator 74 generiert wird, multipliziert wird.
Das Quadratursignal auf Leitung 57 wird durch den Digital-Analog-Wandler 76 in
ein analoges Signal umgewandelt und durch Tiefpassfilter 78 gefiltert,
um ein gefiltertes Signal zu erzeugen das in dem zweiten Mischer 80 mit
einem auf Leitung 82 erzeugten Signal multipliziert wird.
Das Signal auf Leitung 72 ist phasenverschoben, wie in
Block 84 veranschaulicht, um das Signal auf Leitung 82 zu
generieren. Die Ausgänge
der Mischer 70 und 80 werden auf die Leitungen 86 und 88 an
Summierpunkt 90 angelegt, um ein Wellenformgemisch auf
Leitung 92 zu erzeugen. Störmischprodukte werden durch Bandpassfilter 94 gedämpft, und
das resultierende DAB-Signal anschließend durch einen Leistungsverstärker 96 zum
Anlegen an eine Sendeantenne 98 verstärkt.
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Die
Systemsteuerdaten werden auf einem Paar der OFDM-Träger, die
der Frequenz des AM-Trägers am
nächsten
sind, gesendet. Diese Träger,
einer unterhalb der AM-Trägerfrequenz
und der andere mit dem gleichen Frequenzabstand oberhalb der AM-Trägerfrequenz,
werden BPSK-moduliert. Die BPSK-Träger bilden
ein Komplementärpaar,
dies bedeutet, dass, wenn die BPSK-Träger summiert werden, sich das
Endergebnis in Quadratur zum AM-Träger befindet. Die BPSK-Träger werden
komplementär
erzeugt, indem zur Modulation eines Trägers das negative Konjugat
der Modulation des anderen Träger
verwendet wird. Dies heißt,
dass, obwohl zwei BPSK-Träger
vorhanden sind, die übertragenen Informationen
der Träger
nicht unabhängig
sind und die Träger
nur insgesamt 1 Bit-Steuerdaten pro OFDM-Rahmen übermitteln. Die Symbolrate
für eine
bevorzugte Ausführung
des AM-kompatibel digitale Audio-Übertragungssystems
beträgt
ca. 430,66 b/s, d. h. 430,66 Bits Systemsteuerdaten pro Sekunde
gesendet werden. Die Träger,
die der AM-Trägerfrequenz
am nächsten
sind, werden mit einer höheren Energie
als die anderen OFDM-Träger
ausgestrahlt. Da sie der Mitte des Kanals am nächsten sind, muss der Equalizer
im Empfänger
sich in geringerem Maße an
diese Träger
als an die weiter von der Mitte entfernten Träger des Kanals anpassen, da
die Bezugsphase für
das digitale Signal auf die Phase in der Mitte des Kanals normalisiert
und die Größe des digitalen
Signals durch die empfangene Energie der BPSK-Träger normalisiert wird. Zusätzlich erfolgt,
da die BPSK-Träger
komplementär
sind, einen Anstieg im Signal-Stör-Verhältnis, der
daraus resultiert, das die Träger
im Empfänger
kombiniert werden. Außerdem
sind die Träger,
die der Mitte des Kanals am nächsten
sind, am wenigsten anfällig
für Störungen im
Symbolzeitverhalten oder in den Baud-Wiederherstellungs-Schaltungen.
Diese Faktoren zusammengenommen machen die Steuerdaten sehr robust.
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Weiterhin
werden in Übereinstimmung
mit der Erfindung, wie in 2 gezeigt,
die Steuerbits durch den Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenzgenerator 100 erzeugt.
Dieser Generator kann zur Speicherung der Sequenz über eine Speichereinheit
verfügen.
Ein Signal auf Leitung 102 vom FEC- und Verschachtelungsprozessor 38 wird verwendet,
um die Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz zur Wiederherstellung
der Daten von der Verschachtelung zu synchronisieren. Der digitale
Quellkodierer sendet ein Signal auf Leitung 104 zum Modussteuerungs-
und Datensynchronisierungs-Sequenzgenerator, um die derzeitige verwendete
Audio-Kodierrate zu übermitteln.
Die Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz wird über Leitung 106 an
die IFFT angelegt. Die IFFT verwendet die Daten auf Leitung 106 als Eingabe
für die
digitalen Träger,
die die Modussteuerung und Datensynchronisierungs-Sequenz übermitteln.
In einer bevorzugten Ausführung
besteht der FEC- und Verschachtelungsprozessor aus einem äußeren FEC-Code,
gefolgt von einer äußeren Verschachtelung,
der wiederum von ein innerer FEC-Code und eine innere Verschachtelung
gefolgt wird. Die Länge
der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz kann so
eingestellt werden, dass die Sequenz Daten für eine Anzahl von Baud zur
Verfügung
stellt, die der Zahl der Baud entspricht, die mit den Daten in der
inneren Verschachtelung gesendet werden können. Auf der Empfängerseite
erlaubt dies die Festlegung der Grenzen der inneren Verschachtelung
durch die entsprechende Verarbeitung der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz.
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In
einer bevorzugten Ausführung
werden 400 OFDM-Rahmen pro inneren Verschachtelungsrahmen versendet,
wobei ein innerer Verschachtelungsrahmen auf die Daten bezieht,
die benötigt
werden, um die innere Verschachtelung zu füllen. Da ein Steuerdatenbit
pro Verschachtelungsrahmen gesendet wird, werden 400 Steuerdatenbits
pro Verschachtelungsrahmen versendet. Folglich wird, wenn die Modussteuerungs-
und Datensynchronisierungs-Sequenz eine Länge von 400 Bits besitzt, die
Sequenz in jedem inneren Verschachtelungsrahmen wiederholt. Diese
400 Bits werden in 10 Segmente von je 40 Bits unterteilt, in denen
jedes Segment mit 40 Bits Steuerrahmen genannt wird. Das Format
der 40 Bits, die einen Steuerrahmen 184 bilden, wird in 5 gezeigt.
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3 ist
ein Blockdiagramm eines Empfängers,
der konstruiert wird, um die zusammengesetzten digitalen und analogen
Signale von 1 zu empfangen. Eine Antenne 110 empfängt die
zusammengesetzte Wellenform, welche die digitalen und analogen Signale
enthält,
und führt
das Signal den herkömmlichen
Eingangsstufen 112 zu, die eine HF-Abstimmung, einen Verstärker, einen
Mischer und einen lokalen Oszillator enthalten können. Ein Zwischenfrequenzsignal
wird durch die Eingangsstufen auf Leitung 114 erzeugt.
Dieses Zwischenfrequenzsignal wird durch eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung 116 einem
I/Q-Signalgenerator 118 zugeführt. Der I/Q-Signalgenerator
erzeugt ein gleichphasiges Signal auf Leitung 120 und ein
Quadratursignal auf Leitung 122. Der gleichphasige Kanal,
der auf Leitung 120 ausgegeben wird, wird an einen Analog/Digital-Wandler 124 angelegt. Ähnlich wird
der auf Leitung 122 ausgegebene Quadraturkanal einem anderen
Analog/Digital-Wandler 126 zugeführt. Rückkopplungssignale
auf Leitungen 120 und 122 werden zur Steuerung
der automatischen Verstärkungssteuerungsschaltung 116 verwendet.
Das Signal auf Leitung 120 enthält das analoge AM-Signal, das
herausgefiltert wird, wie durch Block 140 veranschaulicht,
und einer Ausgangsstufe 142 und anschließend einem
Lautsprecher 144 oder einem anderen Ausgabegerät zugeführt wird.
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Ein
optionales Hochpassfilter 146 kann verwendet werden, um
die gleichphasigen Bestandteile auf Leitung 128 herauszufiltern,
um die Energie des analogen AM-Signals zu beseitigen und ein gefiltertes Signal
auf Leitung 148 zur Verfügung zu stellen. Wird der Hochpass
nicht verwendet, ist das Signal auf Leitung 148 dasselbe,
wie das auf Leitung 128. Ein Demodulator 150 empfängt die
digitalen Signale auf Leitungen 148 und 130 und
erzeugt Ausgangssignale auf Leitungen 154. Diese Ausgangssignale werden
einem Equalizer 156 zugeführt und das Equalizer-Ausgabesignal
wird an einen Schalter 158 angelegt. Die Ausgabe des Schalters
wird zu einer Entschachtelungsschaltung und einem Vorwärts-Fehlerkorrekturdecoder 164 gesendet,
um die Datenintegrität
zu verbessern. Der Ausgang der Entschachtelungs-/Vorwärts-Fehlerkorrekturschaltung wird
einem Quellendecoder 166 geführt. Die Ausgabe des Quellendecoders
wird durch die Schaltung 168 verzögert, um die Verzögerung des
analogen Signals auf dem Sender zu kompensieren und um die analogen
und digitalen Signale am Empfänger
zeitmäßig anzugleichen.
Die Ausgabe des Verzögerungskreises 168 wird
durch einen Digital/Analog-Wandler 160 in
ein analoges Signal gewandelt, um ein Signal auf 162 zu
erzeugen, das der Ausgabestufe 142 zugeführt wird.
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4 zeigt
ein ausführlicheres
Funktionsblockdiagramm, das die Funktion der Erfindung detaillierter
veranschaulicht. Sowohl das gleichphasige (I) als auch das Quadratur(Q)-Signal
werden auf den Leitungen 148 und 130 als Eingaben
an eine Fensterfunktion- und Schutzintervalentfernungs-Schaltung 170 verwendet.
Diese Signale können
durch die Verwendung von Frequenzumsetzerelementen, die denen in 3 gezeigten ähneln, bereitgestellt
werden. Das Fenster sollte so angewendet werden, dass die digitalen
Träger
orthogonal bleiben, oder zu mindestens der Mangel an Orthogonalität unter
den digitalen Trägern
klein genug bleibt, damit sich dies nicht auf die Systemleistung
auswirkt. Die I- und Q-Signale werden mit den gesendeten Baudintervallen
synchronisiert und jedes Baud wird an die FFT-Schaltung 172 angelegt.
In einigen Fällen
kann es vorteilhaft sein, die Fensterfunktion- und Schutzbandentfernungs-Vorgänge vor
der Verarbeitung durch Hochpass 146 durchzuführen. Die
Ausgänge
der Fensterfunktion- und
Schutzintervalentfernungs-Schaltung 170 werden FFT 172 zugeführt. Um
höhere
Signal-Stör-Verhältnisse
(SNR) für
die ergänzenden
Träger
zu erzielen, werden die FFT-Ausgänge
für Paare der
ergänzenden
Träger
kombiniert. Der Ausgang des FFT's
ist über
Leitungen 154 mit dem Koeffizientvervielfacher 174 verbunden.
Dieser stellt die Größe und Phase
der Daten auf jeden digitalen Träger
nach, um Kanaleffekte, Sender- und Empfängerfilter und andere Faktoren,
die die Größe und die
Phase der empfangenen Digitalinformationen beeinflussen können, zu
kompensieren. Der Koeffizientvervielfacher-Ausgang wird verwendet,
um Symbolentscheidungen zu treffen, die den gesendeten Konstellationspunkt
ermitteln. Prozessor 176 legt fest, welcher der Frequenzdomänen-Konstellationspunkte
gesendet wurde. Diese Entscheidungen, zusammen mit den vorentzerrten
Konstellationspunkten und den vorhergehenden Werten der Equalizer-Koeffizienten werden
verwendet, um die Equalizer-Koeffizienten zu aktualisieren, wie
durch Block 178 veranschaulicht. Block 178 kann
einen bekannten Algorithmus wie den Least Mean Squares (LMS) oder
Recursive Least Squares (RLS) verwenden, um die Equalizer-Koeffizienten
zu aktualisieren.
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Um
die Daten richtig zu demodulieren muss der Empfänger identifizieren, wann Trainings-Baud empfangen
werden. Wird eine Trainings-Baud-Information empfangen, wird der
Ausgang des Equalizers nicht an die Symbolentscheidungs-Prozessoren
weitergeleitet (einschließlich
FEC und Entschachteler), da die Trainings-Baud-Informationen nicht
verwendet werden, um das digitalkodierte Audio-Programm zu entschlüsseln. Ebenfalls
verwendet der Equalizer einen unterschiedlichen Konvergenzfaktor
oder eine unterschiedliche Anpassungskonstante, wenn ein Trainingsrahmen
empfangen wird. Zusätzlich
werden die Daten, die zur Störleistungsbewertung
angelegt werden, anders verarbeitet, wenn ein Trainingsbaud empfangen
wird. Auch gibt der Symbolentscheidungs-/a Priori-Datenblock 176 die
idealen Daten aus, die das Trainingsbaud entsprechen, wenn ein Trainingbaud
empfangen wird und die Symbolentscheidungen, wenn ein normales Baud
empfangen wird. Wie in 4 gezeigt, wird die Koeffizientvervielfacher-Ausgabe an einen
Prozessor 165 weitergeleitet, der die normale Trainings-Synchronisierung feststellt.
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Wie
in 3 und 4 gezeigt, wird der Datenstrom
vom Koeffizientvervielfacher dem Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Prozessor 163 zugeführt. Dieser
Prozessor verwendet nur die Daten der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz.
Der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Prozessor 163 verarbeitet die
Steuerdaten und stellt die Audiokodierungsrate und die Grenzen der
inneren Verschachtelung fest. Ein Signal wird auf der Leitung 167 zur
Entschachtelung- und
FEC-Schaltung 164 gesendet, um die Grenzen der inneren
Verschachtelung anzuzeigen. Dies resultiert in der Synchronisierung
der Daten im Empfänger
in Bezug auf die inneren Verschachtelungsgrenzen und erlaubt eine
korrekte Ausführung der
Entschachtelung und der FEC-Schaltung 164. Ein Signal wird
ebenfalls ausgegeben, um dem Quellendecoder die Rate der kodierten
Audioinformationen anzuzeigen.
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Diese
Erfindung stellt ein Übertragungsformat
und ein Empfangsverfahren für
die Systemsteuerdaten in einem AM-kompatibel digitale Tonrundfunksystem
zur Verfügung.
Die gesendeten Daten umfassen den Übertragungsmodus-, die Verschachtelungssynchronisierung-
und die Steuerungsdaten-Synchronisierinformationen. In der bevorzugten Ausführung der
Erfindung werden die Informationen auf den OFDM-Trägern gesendet,
die dem AM-Träger
am nächsten
liegen. Das BPSK-Modulationsformat
wird verwendet, um eine robuste Leistung bei vorhandenen Störungen und
Geräusche
zu ermöglichen.
Die nachfolgend besprochenen Synchronisierungs-Sequenzen wurden
für einen
niedrigen Autokorrelations-Seitenschwingpegel gewählt.
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5 veranschaulicht
einen gesamten Steuerungsrahmen 184. Wie in 5 gezeigt,
sind die ersten 12 Bits 186 noch festzulegen und können gegebenenfalls
für zukünftige System-Upgrades
verwendet werden. Die folgenden 4 Bits 188 sind die Übertragungsmodusinformations-Bits.
Diese Bits zeigen die im Faltungs-Encoder verwendete Audiokodierungsrate
und die Vorwärts-Fehlerkorrekturrate an.
In der z. Z. bevorzugten Ausführung
eines AM-digitale Audio-Übertragungssystems
gibt es 3 Modi, einschließlich
des Audiokodierens bei 48 Kb/s mit 3/5-Rate für den Faltungs-Encoder, des
Audiokodierens bei 32 Kb/s mit 2/5-Rate für den Faltungs-Encoder und
des Audiokodierens bei 16 Kb/s mit 1/3-Rate für den Faltungs-Encoder, die
für die Übertragung
definiert wurden. Die 4 Übertragungsmodusinformations-Bitcodes wurden für eine maximale
Anzahl unterschiedlichster Bits gewählt.
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Im
Empfänger
sind die Übertragungsmodusinformationen
nicht erforderlich, bis ein kompletter Verschachtelungsrahmen empfangen
wurde. Folglich ist es für
den Empfänger
vorteilhaft, die Informationen der 10 Steuerungsrahmen in der Verschachtelung
zu verwenden, um den Übertragungsmodus
zu ermitteln. Ein Verfahren zur Bestimmung des Übertragungsmodus bestände darin,
die Anzahl der als 1 empfangenen Übertragungsmodusbits zu zählen. Mit den
Bitcodes in 4 sollten die positiven Ergebnisse
sich auf 0, 20 und 40 für
jeweils den 3/5-Code, 2/5-Code und 1/3-Code summieren. Der Idealwert, der
der Summenwert am nächsten
ist, kann zur Ermittlung des gesendeten Modus verwendet werden. Die
Simulation dieses Algorithmus für
die Bestimmung des Übertragungsmodus hat
gezeigt, dass dies praktisch und zuverlässig ist, da, wenn die Modusbits
nicht aus den BPSK-Trägern
zurückgewonnen
werden können,
es in hohem Maße
unwahrscheinlich ist, dass die Daten der anderen Träger, die kompliziertere
Modulationsformate verwenden, zurückgewonnen können werden.
Alternativ könnten die Übertragungsmodusbits
auf alle möglichen Übertragungsmoduscodes
bezogen werden. Die Wechselbeziehung, die die größte Ausgabe produziert, würde als
der Übertragungsmodus
gewählt.
Das Resultat der Wechselbeziehung könnte über einen Tiefpass gefiltert
und eine Hysterese könnte
addiert werden, um die Störauswirkungen
zu verringern. Die Wechselbeziehung könnte als negiertes Exklusiv-ODER (XOR) der Empfangsbits
mit den möglichen Übertragungsmoduscodes
implementiert werden. Die Bits, die aus der negierten XOR-Operation für jeden Übertragungsmoduscode
resultieren, könnten
summiert werden, um den Wechselbeziehungswert darzustellen.
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Die
folgenden vier Bits 190 sind Teil der 40 Bits, die das
Verschachtelungs-Synchronisierungswort 194 bilden.
Das 40 Bit umfassende Verschachtelungs-Synchronisierungswort wird
einmal pro Verschachtelungsrahmen gesendet, wobei 4 der Bits während jedes
der 10 Steuerungsrahmen übertragen werden,
die bei jedem Verschachtelungsrahmens übertragen werden. Der Empfänger verarbeitet
die Verschachtelungs-Synchronisierungsinformationen, um die Verschachtelungsrahmengrenzen
zu ermitteln. Das einzigartige Wort der Verschachtelung wurde gewählt, um
zwecks einer zuverlässigen
Ermittlung der Verschachtelungsgrenzen über eine hohe Spitzen-zu-Seitenschwing-Autokorrelation
zu verfügen.
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Spezifisch,
das verwendete Bitmuster 1 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1
1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 besitzt eine Autokorrelation
von 40 bei einer ausgerichteten Sequenz und einen Spitzen-Seitenschwingpegel
von +/– 4,
wenn die Sequenz nicht ausgerichtet ist. Es ist zu beachten, dass die
Autokorrelation erreicht wird, indem man die Sequenz über eine
periodische Erweiterung über
sich selbst korreliert und diese Zahlen werden erhalten, indem man
eine 1 für
ein 1-Bit und eine -1 für
ein 0-Bit verwendet. Da der Verschachtelungsrahmen durch den Empfänger verarbeitet
wird, kann das gesamte Verschachtelungs-Synchronisierungswort zusammengesetzt
werden, indem man die vier Bit-Sequenzen in jedem der 10 Steuerungsrahmen
kombiniert. Das empfangene Verschachtelungs-Synchronisierungswort
kann mit dem bekannten, gesendeten Verschachtelungs-Wort korreliert
werden, um die Verschachtelungsgrenzen zu ermitteln. Spezifischer ausgedrückt, jedes
Mal wenn ein vollständiger
Steuerungsrahmen empfangen wird, können die letzten 40 empfangenen
Verschachtelungs-Synchronisierungsbits
mit dem bekannten Muster korreliert werden. Das Resultat der Wechselbeziehung
kann mit einem Schwellenwert verglichen werden, um die Verschachtelungs-Synchronisierung
zu ermitteln.
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Für eine korrekte
Wechselbeziehung muss die Synchronisierung für den BPSK-Steuerungsrahmen
zuerst erzielt werden. Wie in 5 gezeigt,
bestehen die letzten 20 Bits 192 eines Steuerungsrahmens
aus einem einzigartigen Wort der BPSK-Synchronisierung. Der Zweck
dieser Bitsequenz ist, den Empfänger
auf das Bitmuster des Steuerungsrahmens synchronisieren zu lassen,
damit dieser die korrekten Bits für die Übertragungsmodus- und Verschachtelungs-Synchronisierinformationen
wählen kann.
Wie das Verschachtelungs-Synchronisierungswort wurde dieses Wort
gewählt,
um eine hohe Spitzen-zu-Seitenschwingen-Autokorrelation zu verwirklichen.
Anders ausgedrückt,
bei einem verwendeten Bitmuster 1 1 1 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1
0 0 0 1 beträgt die
Autokorrelation 20 bei einer ausgerichteten Sequenz und
ein Spitzen-Seitenschwingpegel von +/– 4, wenn die Sequenz nicht
ausgerichtet ist. Das bekannte, gesendete Muster für diese
Bits kann verwendet werden, um das empfangene Bitmuster des Steuerungswortes
im Empfänger
zu korrelieren. Da die anderen 20 Bits des Steuerungswortes gelegentlich
eine hohe Wechselbeziehung mit dem einzigartigen Wort der BPSK-Synchronisierung
aufweisen könnten
und um die Störeinflüsse zu verringern,
kann es vorteilhaft sein, die Wechselbeziehungsausgabe individuell
für jede
der möglichen
Wechselbeziehungspositionen innerhalb eines Steuerungsrahmens über ein
Tiefpassfilter zu filtern. Die Ausgabe des Tiefpassfilters oder
der Wechselbeziehungen, wenn kein Tiefpassfilter verwendet wird,
kann mit einem Schwellenwert verglichen werden, um festzustellen,
wann eine BPSK-Synchronisierung erzielt wird.
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Diese
Erfindung bietet ein Verfahren und eine Einrichtung zum Senden und
Empfangen von Steuerdaten in einem amplitudenmodulierten, kompatiblen
digitalen Tonrundfunksignal. In der vorangehenden Spezifikation
wurden bevorzugte Praktiken und Ausführungen dieser Erfindung dargelegt,
es wird jedoch verstanden, dass die Erfindung innerhalb des Bereichs
der folgenden Patentansprüche
anders dargestellt werden kann.