DE60036010T2

DE60036010T2 - System zur signalerfassung für einen spreizspektrumempfänger

Info

Publication number: DE60036010T2
Application number: DE60036010T
Authority: DE
Inventors: Ville Eerola; Tapani Ritoniemi
Original assignee: U Nav Microelectronics Corp
Current assignee: Qualcomm Atheros Technology Ltd
Priority date: 1999-10-13
Filing date: 2000-10-12
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2020-10-13
Also published as: FI114887B; JP5059268B2; US6909739B1; AU7925200A; CA2385111A1; DE60036010D1; WO2001028116A1; EP1222748A1; FI20002154A0; CA2385111C; JP2003511955A; AU770577B2; FI20002154A; ATE370555T1; EP1222748B1

Description

TECHNISCHER HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft einen Spreizspektrumempfänger und insbesondere ein Erfassungssystem für ein durch den Empfänger empfangenes Signal.
Ein Spreizspektrumsystem ist ein Telekommunikationssystem, in dem die zur Übertragung eines Signals genutzte Bandbreite wesentlich größer ist als für die zu übertragenden Daten erforderlich. Das Spektrum des Signals wird in einem Sender mittels eines Pseudo-Zufallsspreizcodes gespreizt, der von den Ausgangsdaten unabhängig ist.
In Direktsequenz-Spreizspektrum-Systemen (DS-SS) wird ein Spektrum durch Verschieben der Phase des Trägers entsprechend einem Pseudo-Zufallsspreizcode auf die verfügbare Bandbreite gespreizt. Die Bits eines Spreizcodes werden zur Unterscheidung von tatsächlichen Datenbits gewöhnlich als Chips bezeichnet.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines Spreizspektrumsystems auf Direktsequenzbasis. In dem System wird ein Signal einer Datenquelle 1-2 zunächst in einem Datenmodulator 1-4 eines Senders 1-1 moduliert, wonach ein aus dem Modulator 1-4 austretendes komplexes Signal 1-6, 1-8 durch Multiplikation des datenmodulierten Signals in einem Multiplikator 1-14 mit einem durch den Codegenerator 1-10 erzeugten komplexen Spreizcode 1-12, 1-13 moduliert wird. Ein Spreizcode-Modulator 1-16 spreizt das zu übertragende Spektrum mittels des Spreizcodes. Ein durch einen Hochfrequenzoszillator 1-20 erzeugter Träger wird dann in einem Multiplikator 1-18 durch das daten- und co-demodulierte Signal moduliert, und ein Imaginärteil 1-22 wird aus dem zu übertragenden Signal entfernt. Das übertragene Signal breitet sich von einer Antenne 1-24 in dem Sender über einen Übertragungsweg 1-26 zu einer Antenne 1-32 in einem Empfänger 1-30 aus. In dem Empfänger 1-30 trennt ein Eingangsfil ter 1-34 ein Informationssignal von dem Gesamtfrequenzspektrum ab. Ein komplexes Signal 1-35, 1-36 wird in einem Multiplikator 1-45 durch Multiplikation des Signals mit einem durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 1-40 erzeugten komplexen Signal 1-42, 1-44 zu einer niedrigeren Frequenz vermischt.
In dem Empfänger eines Spreizspektrumsystems wird ein Bezugssignal, eine Code-Kopie, die eine identische Kopie des Spreizcodes ist, in einem Entspreizungsmodulator (Spreizcode-Demodulator) 1-48 genutzt, um das Spektrum eines ankommenden Signals einzuengen. In 1 erzeugt ein Code-Generator 1-46 die Kopie des Spreizcodes, die in einem Multiplikator 1-50 mit einem empfangenen Signal korreliert wird. Wenn die Code-Kopie und das empfangene Signal gleich und in Phase sind, entsprechen sie einander, und die Modulation der empfangenen Daten kann in den Zustand vor der Spreizung zurückgeführt werden. Gleichzeitig werden auch verschiedene Störsignale gespreizt. Ein auf den Entspreizungsmodulator 1-48 folgendes Bandfilter 1-52 läßt die Datenmodulation durch, entfernt aber den größten Teil der Leistung eines Störsignals, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals verbessert wird.
Um die Erfassung übertragener Daten in einem Spreizspektrumempfänger zu ermöglichen, muß die durch den Empfänger erzeugte Code-Kopie mit dem empfangenen Code so genau wie möglich synchronisiert werden (Codegewinnung, Akquisition), und die Synchronisierung muß aufrechterhalten werden (Signalverfolgung). Die im Empfänger erzeugte Spreizcode-Kopie muß daher mit dem im empfangenen Signal enthaltenen Spreizcode in Phase sein und bleiben. Aus diesem Grund ist für die Code-Synchronisierung ein spezieller Synchronisierungsalgorithmus oder eine spezielle Synchronisierungseinheit erforderlich. Die Geschwindigkeit der Akquisition, d. h. die Zeit, die durch die Code-Kopie benötigt wird, um die richtige Phase mit dem empfangenen Code zu treffen, ist ein wichtiger Leistungsparameter eines Spreizspektrumsystems. Für die Akquisition sind viele Verfahren entwickelt worden, neben denen das System zusätzlich verschiedene Hilfsmittel für die Akquisition aufweisen kann, die mit dem übertragenen Signal im Zusammenhang stehen.
Angepaßte Filter sind Bauelemente, deren Ausgangssignal eine zeitlich umgekehrte Nachbildung ist, eine Kopie des gewünschten ankommenden Signals, wenn das Eingangssignal ein Impuls ist. Daher ist die Übertragungsfunktion eines angepaßten Signals eine komplex Konjugierte des daran angepaßten Signals. Ein angepaßtes Filter kann so implementiert werden, daß es entweder kontinuierlich oder diskret arbeitet. Ein angepaßtes Filter berechnet die Korrelation zwischen einem bekannten Bezugssignal und dem zu messenden Signal und liefert ein maximales Ausgangssignal, wenn das Bezugssignal dem ankommenden Signal am besten entspricht. Aus diesem Grund ist ein angepaßtes Filter bei der Signalerfassung in Spreizspektrumsystemen verwendbar, um die richtige Phase des durch einen Empfänger erzeugten Bezugssignals zu suchen. Es läßt sich zeigen, daß ein angepaßtes Filter die optimale Methode zur Erkennung von Signalen aus einem Rauschen vom AWGN-Typ (additiven Gaußschen Rauschen) ist. Siehe EP-A-0 924 871 (Sony) und EP-A-0 944 178 (Sony).
2 zeigt ein Signalflußdiagramm einer durchführbaren Implementierung eines angepaßten Filters. Sie besteht aus einer Verzögerungsleitung bzw. Laufzeitkette mit Zwischenausgangssignalen und einem an die Wellenform eines PRN-Chips (Chips mit Pseudo-Zufallsrauschen) angepaßten passiven Filters. Das Ausgangssignal des Filters ist an die Basisimpulsform von PRN-Spreizbits angepaßt. In 2 repräsentiert in(n) ein an einem Filter ankommendes Signal, und in(n-1), in(n-2)... in(n-N_MF+1) repräsentieren ein um 1, 2 bis N_MF+1 Verzögerungselemente Tc verzögertes Signal. c(0), c(1)... c(N_MF-1) repräsentieren Koeffizienten, mit denen das in verschiedenen Amplituden verzögerte ankommende Signal multipliziert wird. Nach der Multiplikation werden die Signale in einem Addierer 2-10 aufsummiert, und das Summensignal wird in einem Filter 2-20 gefiltert.
Die Verwendung eines angepaßten Filters bei der Synchronisierung von Spreizspektrumsystemen ist zum Beispiel aus "Spread Spectrum Communications Handbook" (Handbuch der Spreizspektrum-Kommunikation), Marvin K. Simon et al., McGraw-Hill, 1994, S. 815–832, bekannt. In einem bekannten angepaßten Filters wird das Filter jeweils an ein empfangenes Signal auf einmal angepaßt. Dies erfordert entweder die Verwendung mehrerer angepaßter Filter oder die Suche nach jeweils einem Signal auf einmal, falls die Absicht besteht, mehr als ein Signal zu suchen.
Wenn ein Bandfilter-Signaltyp mit einem angepaßten Filter aus einem empfangenen verrauschten Signal gesucht wird, dann wird bei bekannten Lösungen das an dem angepaßten Filter ankommende Signal vorverarbeitet, indem es mit einem Träger-Schätzwert multipliziert wird, der den Frequenzversatz des Empfängers entfernt. Wenn der Frequenzversatz nicht bekannt ist, muß bei verschiedenen Frequenzversätzen über den gesamten Frequenzungenauigkeitsbereich nach dem Signal gesucht werden. Ferner sucht ein angepaßtes Filter nach der richtigen Phase des durch einen Empfänger erzeugten Bezugssignals. Ein angepaßtes Filter berechnet die Korrelation zwischen einem bekannten Signal und dem zu messenden Signal, d. h. es erzeugt ein Maß für die Identität der zwei Signale. Die durch das Filter erzeugten Ausgangssignale sind typischerweise nichtkohärent erfaßte Amplitudenwerte.
Das Maß wird dann mit einem festgesetzten Schwellwert verglichen, um zu entscheiden, ob die zwei Signale synchron sind. Im einfachsten Fall bedeutet die Überschreitung des Schwellwerts, daß das dem Bezugssignal entsprechende Signal ermittelt worden ist und der Spreizcode des ermittelten Signals in Phase mit dem Bezugssignal ist. Diese Information dient zur Auslösung der eigentlichen Signalverfolgung und des Empfangs. Wenn keine Identifizierung erfolgt (der Schwellwert wird nicht überschritten), ändert das Erfassungssystem die Phase des lokal erzeugten Bezugscodes oder verändert Bezugssignale, woraufhin die Korrelation wiederholt wird. Dies dauert an, bis die Identifizierung und Synchronisierung erreicht werden, d. h. bis das Bezugssignal dem ankommenden Signal am besten entspricht. In diesem Fall liefert das Filter ein maximales Ausgangssignal. Dann wird der Verfolgungsalgorithmus des empfangenen Signals initiiert.
Da in dem Akquisitionssystem nach einem Signal vom Bandfilter-Typ gesucht wird, muß das angepaßte Filter entweder als Bandfilter- oder als äquivalente Tießpaßfilterversion implementiert werden. Ein Tiefpaß-Typ eines Akquisitionssystems mit Verwendung eines angepaßten Filters ist in 3 dargestellt. Darin wird ein Eingangssignal 3-1 zu identischen, angepaßten Filtern 3-10, 3-12 in zwei Teile unterteilt, I- und Q-Zweige (I bedeutet phasengleich, Q bedeutet um 90° phasenverschoben), und ein Signal, das durch einen lokalen Oszillator 3-2 erzeugt wird und dessen Frequenz im wesentlichen gleich der Summe der Zwischenfrequenz des Empfängers und der Doppler-Frequenz des empfangenen Signals sein kann, wird benutzt, um ein Signal des 3-I-Zweigs in einem Multiplikator 3-6 zu multiplizieren. Bevor ein Signal des 3-Q-Zweigs in einem Multiplikator 3-8 multipliziert wird, wird die Phase eines durch den lokalen Oszillator erzeugten Signals in einem Phaseninverter 3-4 um 90° verschoben.
Nach der Multiplikation des Eingangssignals werden von den 3-I- und 3-Q-Zweigen ankommende Signale in weitgehend identischen angepaßten Filtern 3-10 und 3-12 mit einer in dem Empfänger erzeugten Code-Kopie korreliert. Dann werden die von den angepaßten Signalen resultierenden Signale erfaßt, d. h. die Signale beider Zweige werden in Elementen 3-14 und 3-16 quadriert, und die quadrierten Signale werden in einem Addierer 3-18 aufsummiert, um das Quadrat des Absolutwerts eines komplexen ankommenden Signals zu erhalten. Ein Schwellwertdetektor 3-20 vergleicht dann den Wert des erfaßten Signals mit einem voreingestellten Schwellwert, einem Bezugswert. Im einfachsten Fall bedeutet die Überschreitung des Schwellwerts, daß ein dem Bezugssignal entsprechendes Signal erfaßt worden ist und sein Spreizcode mit dem gespeicherten Bezugssignal phasengleich ist. Die Information wird benutzt, um die eigentliche Signalverfolgung und den Signalempfang auszulösen.
In den Strukturen von allgemein bekannten angepaßten Filtern wird der Zeittakt eines Bezugssignals und eines Eingangssignals in der Planungsphase festgelegt und kann daher für verschiedene Zeittakte nicht genau eingestellt werden. Dies führt zu Problemen für die Verfolgung von Signalen mit niedrigem Signal-Rausch-Verhältnis, da die für sie erforderliche Integrationszeit lang ist. Dies erfordert wiederum eine genaue Zeitsteuerung bei der Abtastung eines angepaßten Filters, da der Betrieb eines angepaßten Filters davon abhängig ist, daß sein Bezugssignal im Zeitbereich von gleicher Länge wie ein empfangenes Signal ist. In Systemen, in denen sich ein Sender und ein Empfänger schnell gegeneinander bewegen, entsteht im Träger und im Spreizcode eine Doppler-Verschiebung, deren Größe von der Frequenz der Signalkomponente abhängt. Da die Frequenz des Spreizcodes von der Doppler-Verschiebung abhängt, ist die Frequenz nicht immer genau die gleiche. Dies ist auch in dem Akquisitionssystem zu berücksichtigen, wenn die erforderliche Integrationszeit (T_I) lang ist. Wenn die Ungenauigkeit der Frequenz größer ist als 1/T_I, ändert sich der Zeittakt des Codes während der Integration um mehr als ein Chip, wodurch die Funktion des Akquisitionssystems verhindert wird.
Die Integrationszeit eines DS-SS-Akquisitionssystems wird außerdem durch die Modulation der übertragenen Daten begrenzt. Im allgemeinen kann die Integration nicht über ein übertragenes Datenwort fortgesetzt werden, wenn nicht die Modulation vor der Integration kompensiert werden kann. Zum Beispiel verursacht bei der gebräuchlichen BPSK-Modulation (binäre Phasenumtastung) eine Änderung in einem Datenbit eine Phasenänderung von 180° in dem Signal, die einer Umkehrung seines Vorzeichens entspricht. Deshalb verursacht die Integration über ein Datenbit einen wesentlichen Güteverlust des Signals. Wenn die Integrationszeit länger ist als die Länge eines Datenworts, kann infolgedessen die kohärente Integration nicht mehr angewandt werden. Die Anwendung der nichtkohärenten Integration ist nicht möglich, da eine nichtkohärente Demodulation das Signal-Rausch-Verhältnis schwächt, wenn das ankommende Signal-Rausch-Symbol ursprünglich negativ ist.
Ein angepaßtes Filter vom Bandfilter- oder Tiefpaßfiltertyp kann entweder als analoges oder als digitales Filter implementiert werden. Am gebräuchlichsten ist die Implementierung von angepaßten Filtern auf der Basis der Analogtechnik, wobei die Verzögerungsleitung durch SAW-(akustische Oberflächenwellen-) oder CCD-(ladungsgekoppelte Schaltelement-)Technologien implementiert wird. In der Fertigungsphase werden die Systeme jedoch nur für ein gegebenes Bezugssignal gebaut. Die Verzögerungsleitung eines analogen angepaßten Filters mit diskretem Zeittakt kann zum Beispiel auf der Basis der SC-(Schalter-Kondensator-)Technologie implementiert werden. Ein Problem bei dieser Technologie ist jedoch beispielsweise der Alias-Effekt.
Die Weiterentwicklung der Digitaltechnik hat auch digital implementierte angepaßte Filter zustande gebracht. Die Implementierung des erforderlichen schnellen Aufsummierens vieler Werte ist in einem Digitalfilter schwierig. In einem angepaßten Filter müssen über die Länge des Filters mit dem Bezugssignal multiplizierte gespeicherte Signalabtastwerte berechnet werden, um einen Ausgangs-Abtastwert zu erzeugen. Herkömmlicherweise ist dies erreicht worden, indem jeweils eine kleine Anzahl von Zahlen addiert wurden und der Prozeß während mehrerer Taktzyklen wiederholt wurde. Dadurch wird die Implementierung eines Addierers mit mehreren Eingängen vermieden.
Siehe dazu EP-A-0 772 305 (NTT) und EP-A-0 874 471 (Sharp).
KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Aufgabe der Erfindung ist ein Gerät zur Korrelation eines Eingangssignals und eines in einem Empfänger erzeugten Signals, auch wenn das Signal-Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals niedrig ist.
Die Aufgabe der Erfindung wird mit einem Gerät zur Erfassung eines demodulierten Signals gelöst, das durch einen Spreizspektrumempfänger empfangen und in digitale Abtastwerte umgewandelt wird, wobei das Gerät dadurch gekennzeichnet ist, daß es aufweist:
ein angepaßtes Filter zur Berechnung der Korrelation zwischen einem ankommenden Signal und mindestens einem Bezugssignal;
einen Oszillator zur Erzeugung einer Abtastfrequenz;
eine Abtastschaltung zur Wiederabtastung des demodulierten digitalen Abtastsignals mit der Abtastfrequenz, die so beschaffen ist, daß der Zeittakt der Abtastwerte der Bezugssignale des angepaßten Filters dem Zeittakt eines Abtastsig nals entspricht, das von der Abtastschaltung zu dem angepaßten Filter übermittelt wird; und
einen Multiplikator, in dem das Abtastsignal mit einer Trägerkopie multipliziert wird, die lokal vor oder hinter der Abtastschaltung erzeugt wird, um den Träger aus dem Abtastsignal zu entfernen.
Die Wiederabtastung gemäß der Grundausführungsform der Erfindung ermöglicht, die Abtastung eines empfangenen Signals so zu verändern, daß der Zeittakt der Abtastwerte des empfangenen Signals dem Zeittakt der Abtastwerte der Bezugssignale des angepaßten Filters entspricht. Auf diese Weise können durch Einstellen der Wiederabtastungsfrequenz für Filter nach dem Stand der Technik typische Zeittaktprobleme zwischen einem empfangenen Signal und einem Bezugssignal vermieden werden, besonders im Fall von Signalen mit niedrigem Signal-Rausch-Verhältnis.
Nach der Multiplikation mit der Trägerkopie trifft die Frequenz des Signals die gewünschte Frequenz, d. h. die Zwischenfrequenz des angepaßten Filters, mit der durch die Bandbreite gegebenen Genauigkeit.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist hinter dem angepaßten Filter ein kohärenter Integrator angeordnet, der die als Ausgangssignale des angepaßten Filters erzeugten Korrelationsabtastwerte über eine Integrationszeit integriert, die länger ist als die Zeitdauer des angepaßten Filters. Dies ermöglicht lange Integrationszeiten beispielsweise für Signale mit niedrigem Signal-Rausch-Verhältnis.
Eine Ausführungsform der Erfindung, in der komplexe Korrelationsabtastwerte die Ausgangssignale des angepaßten Filters bilden, ermöglicht die Implementierung eines kohärenten Integrators mit einer sehr einfachen Struktur, so daß dieser einen Akkumulator zum Aufsummieren von zwei oder mehr Korrelationsabtastwerten aufweist, die der gleichen Phasendifferenz des Eingangssignals entsprechen, wodurch die Summe dem mit einer Phasendifferenz berechneten Korrelationsergebnis entspricht, wobei das Ergebnis eine Integrationszeit von N_MF·L_C Abtastwerten aufweist, wobei N_MF die durch die Zahl der Abtastwerte ausgedrückte Länge des angepaßten Filters und L_C die Anzahl der durch den Akkumulator aufsummierten Korrelationsabtastwerte ist.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist das Gerät ferner einen Rechner zum Berechnen der Absolutwerte oder Schätzwerte der Absolutwerte der Korrelationsabtastwerte auf, die als Ausgangssignale durch das angepaßte Filter oder den kohärenten Integrator gegeben sind. Dies liefert Absolutwerte oder reelle Werte, wodurch die spätere Verarbeitung erleichtert wird, und ermöglicht einer nichtkohärente Integration.
Wenn in einer Ausführungsform der Erfindung die Ausgangssignale des angepaßten Filters oder des kohärenten Integrators komplexe Korrelationsabtastwerte sind, quadriert der Rechner beide Komponenten des komplexen Korrelationsabtastwerts, summiert die quadrierten Komponenten und berechnet die Quadratwurzel der Summe.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung weist das Gerät außerdem einen nichtkohärenten Integrator zur Integration der Absolutwerte oder Schätzwerte der Absolutwerte der Korrelationsabtastwerte über eine Integrationszeit auf, die länger ist als die Zeitdauer der angepaßten Filter. Auf diese Weise können erfindungsgemäß die angepaßten Filter und der kohärente Integrator die kohärente Integration so lange wie möglich durchführen und danach die Integrationszeit durch nichtkohärente Integration verlängern. Ein nichtkohärenter Integrator kann durch eine einfache Struktur der gleichen Art implementiert werden wie ein kohärenter Integrator.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung weist das Gerät eine Steuereinrichtung zum Erfassen mehrerer Vergleichsergebnisse auf, die der gleichen Phasendifferenz und dem gleichen Bezugssignal entsprechen und anzeigen, ob der Ausgangssignalwert des angepaßten Filters, des kohärenten Integrators, des Absolutwertrechners oder des nichtkohärenten Integrators einen voreingestellten Schwellwert übersteigt oder nicht. Die Steuereinrichtung nimmt an, daß ein Signal gefunden wird, wenn ein vorgegebener Teil der erfaßten Vergleichsergebnisse anzeigt, daß der Ausgangssignalwert den Schwellwert übersteigt. Diese Überprüfung läßt die Senkung des Schwellwerts zu, um eine bessere Erfassung sogar von schwachen Signalen zu ermöglichen. Mit anderen Worten, die Empfindlichkeit des Erfassungssystems verbessert sich. Die Steuereinrichtung kann zum Beispiel eine Ablaufsteuereinheit auf Software- oder Hardwarebasis sein.
Die Erfindung eignet sich vorzugsweise für digitale Implementierungen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird nachstehend mit Hilfe bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben. Dabei zeigen:
1 ein Spreizspektrumsystem auf Direktsequenzbasis;
2 eine Implementierung eines angepaßten Filters nach dem Stand der Technik;
3 ein Erfassungssystem vom Tiefpaß-Typ mit Verwendung eines angepaßten Filters;
4 ein Blockschaltbild, das einen Datenwegblock gemäß einer Grundausführungsform der Erfindung darstellt;
5 ein Funktionsablaufdiagramm eines Erfassungssystems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
6 ein Zustandsdiagramm einer Ablaufsteuereinheit gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Im vorliegenden Dokument bedeutet ein komplexes Signal ein Signal, das sich aus zwei Signalkomponenten zusammensetzt, die man durch Multiplizieren eines empfangenen Signals mit einer Trägerkopie und seiner um 90° phasenverschobenen Version erhält. Mit anderen Worten, wenn das empfangene Signal r(t) die folgende Form hat: r(t) = I(t)·cos(ωct + θ0) – Q(t)·sin(ωct + θ0)wobei ω_c, t und θ₀ die Trägerfrequenz, die Zeit und einen unbekannten konstanten Phasen-Term zur Zeit 0 bedeuten, dann bilden I(t) und Q(T) das obige komplexe Signal, das mathematisch wie folgt ausgedrückt wird: z(t) = A(t)·ejϕ(t) = A(t)·cos(ϕ(t)) + j·A(t)·sin(ϕ(t)) = I(t) + j·Q(t)
Folglich ist:
Das Erfassungssystem gemäß der Grundausführungsform der Erfindung weist vier Basisblöcke auf: einen Datenwegblock, einen Steuerungsblock, eine Ablaufsteuereinheit und einen E/A-Block. Der Datenwegblock und die Ablaufsteuereinheit werden nachstehend ausführlicher beschrieben.
Datenwegblock
Der Datenwegblock eines angepaßten Filters bildet den Kern eines Erfassungssystems und weist nicht nur den Datenweg der Implementierung des angepaßten Filters auf, sondern auch Blöcke zur Verarbeitung eines ankommenden Signals. 4 zeigt eine Implementierung eines Datenwegblocks. Das verwendete Filter ist vom Tiefpaß-Typ, und seine Arithmetik ist zeitlich geschachtelt, um beide Komponenten eines ankommenden komplexen Signals zu verarbeiten, die nachstehend als I (Realteil, phasengleich) und Q (Imaginärteil, um 90° phasenverschoben) bezeichnet werden. In der vorliegenden Implementierung beträgt die Länge des Filters N_MF Abtastwerte. Was die Erfassungsanwendung betrifft, ist die Länge des Filters besonders bevorzugt gleich dem verwendeten Spreizcode, wie dies bei der vorliegenden Implementierung der Fall ist.
Vor der erneuten Abtastung wird ein abgetastetes, komplexes Signal 4-2 und 4-4 (Signale I und Q), das an einem vorderen HF-Ende empfangen und in ein Digitalsignal umgewandelt wird, in einem Tiefpaßfilter 4-6 gefiltert, um eine Aliasing- bzw. Überlappungsverzerrung zu verhindern. Die Abtastfrequenz des komplexen Signals 4-2 und 4-4 (Signale I und Q) ist höher als die Abtastfrequenz, die durch das angepaßte Filter verwendet wird. Dadurch wird die Implementierung der Wiederabtastung erleichtert und die Endgenauigkeit der Quantisierung verbessert.
Das Signal wird dann mit einer Frequenz, die durch einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 4-8 gesteuert wird, in einem Dezimationselement 4-10 erneut abgetastet, das Abtastwerte mit der Abtastfrequenz des angepaßten Filters erzeugt. Das angepaßte Filter ist so konstruiert, das seine Abtastfrequenz ein Vielfaches der Chipfrequenz eines zu übertragenden Signals ist, und daher entspricht jedem übertragenen Chip in dem angepaßten Filter die gleiche Gesamtzahl an Abtastwerten.
Ein durch den Oszillator 4-8 erzeugtes Taktsignal 4-11 wird an einen Pseudozufallszahlengenerator 4-18 angelegt, der außerdem ein Bezugssignal des angepaßten Filters erzeugt und dessen Ausgangssignal in einem Schieberegister 4-20 getaktet wird, welches das Bezugssignal des angepaßten Filters speichert. Ein Signal wird nur dann in dem Schieberegister 4-20 getaktet, wenn das Erfassungssystem initialisiert wird oder das verwendete Bezugssignal geändert werden soll.
Der Oszillator 4-8 dient zum Einstellen der Abtastfrequenz des Eingangssignals des angepaßten Filters, so daß der Zeittakt der Abtastwerte des ankommenden Signals dem Zeittakt des Bezugssignals entspricht.
Das Bezugssignal eines angepaßten Filters kann auch auf andere Weise erzeugt werden, z. B. indem das Schieberegister 4-20 durch einen ROM-Speicher ersetzt wird, in dem die verwendeten Bezugssignale gespeichert sind. Es können mehr als ein Bezugssignal gleichzeitig verwendet werden, wodurch das System zur gleichzeitigen Suche nach mehreren Signalen benutzt werden kann. In diesem Fall wird die Berechnung des angepaßten Filters zeitlich geschachtelt bzw. im Zeitmultiplexbetrieb ausgeführt, indem das Bezugssignal für jeden ankommenden Abtastwert verändert wird.
Die Bandbreite eines angepaßten Filters ist umgekehrt proportional zur Länge des Filters. Ein nutzbares Signalband ist annähernd gleich dem Kehrwert der Länge des Filters, wobei die Länge in Sekunden und die Bandbreite in Hertz angegeben wird. Damit das Erfassungssystem in der Lage ist, nach Signalen zu suchen, deren Unsicherheit größer ist als das Frequenzband des angepaßten Filters, wird die Frequenz eines ankommenden Signals durch Verwendung eines Multiplikators 4-12 kompensiert, der eine komplexe Multiplikation mit einer komplexen Trägerkopie ausführt, die mit einem numerisch gesteuerten Trägerfrequenzoszillator 4-14 erzeugt wird. Der Multiplikator 4-12 und der Oszillator 4-14 können auch vor der Wiederabtastung angeordnet werden. Dies ermöglicht die Verarbeitung von höheren Signalfrequenzen als der Abtastfrequenz des angepaßten Filters.
Nach der Multiplikation werden die wiederabgetasteten und frequenzkorrigierten Abtastwerte an ein angepaßtes Filter 4-16 angelegt, das ihre Korrelation mit einem oder mehreren Bezugssignalen berechnet. Dies wird ausgeführt, indem die I- und Q-Datenströme parallel in zwei Schieberegister 4-22 geladen werden. Die Signale in dem Datenregister werden in einem Bezugsregister 4-20 mit mindestens einem Bezugssignal verglichen, indem sie mit Hilfe des Berechnungsblocks 4-16 miteinander korreliert werden.
Das zum jeweiligen Zeitpunkt vom Bezugssignal-Schieberegister (oder vom Bezugssignalspeicher) 4-20 und vom Datenschieberegister 4-22 angelegte Bezugssignal und die I- und Q-Signale werden daher in einem Multiplikator- und Addiererblock 4-24 miteinander verglichen. Der Vergleich kann zum Beispiel mit einem XNOR-Gatter (Exklusiv-NICHT-ODER-Gatter) erfolgen, dessen Ausgangssignal 1 ist, wenn seine beiden Eingangssignale identisch sind. Nach dem Vergleich existieren N_MF 1-Bit-Datenwerte, die aufsummiert werden, um die endgültigen Ausgangssignale des angepaßten Filters für jeden Abtastwert zu erzeugen. Im folgenden wird die Funktion dargestellt, die durch den Berechnungsblock des Erfassungssystems ausgeübt wird. Das Ausgangssignal out(i) des angepaßten Filters wird hinsichtlich der I- und Q-Signalkomponenten getrennt berechnet.
Als Ergebnisse der Berechnung erhält man die Ausgangssignale 4-26 und 4-28 des angepaßten Filters. In ihrer einfachsten Form sind das Bezugssignal und das Datensignal 1-Bit-Signale. In diesem Fall erhält das reelle Signal die Werte ± 1, für die in der Berechnung entsprechende Werte 0 und 1 verwen det werden. Diese Art der Multiplikation kann leicht unter Verwendung des XNOR-Gatters ausgeführt werden, dessen Ausgangssignal gleich 1 ist, wenn seine Eingangssignale identisch sind, wie oben festgestellt wurde. In diesem Fall entspricht der Ausgangswert N_MF einer vollständigen Korrelation, und der 0 entspricht völlig entgegengesetzten Signalen. Daher wird die Formel zur Berechnung von out(i) zu:
wobei in1(i) ein i-tes 1-Bit-Element des Datenschieberegisters des Filters und ref1(n) ein n-ter 1-Bit-Abtastwert des Bezugssignals ist. Die Bitwerte entsprechen in beiden Fällen negativen und positiven Signalwerten.
In einem angepaßten Filter ist die Berechnung der Summe mehrerer Zahlen die anspruchvollste Aufgabe, und es gibt viele Möglichkeiten zu ihrer Ausführung. Da das Erfassungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung nicht von der Art und Weise abhängig ist, in der die Berechnung in einem angepaßten Filter ausgeführt wird, wird diese hierin nicht ausführlicher behandelt.
Die Ausgangssignale 4-26 und 4-28 des angepaßten Filters sind komplexe Signale, die der (Kreuz-)Korrelation des ankommenden Signals mit dem (den) Bezugsignal(en) als Funktion der Zeit entsprechen. Wenn das zu korrelierende Signal periodisch ist und die Periodendauer gleich N_c Abtastwerten ist, dann können die Perioden von N_c Abtastwerten an den Ausgängen 4-26 und 4-28 unterschieden werden, wobei die Perioden den unterschiedlichen Zeitdifferenzen der Kreuzkorrelationsfunktion entsprechen. Da das Signal periodisch ist, kann auch der Ausdruck "Phasendifferenzen der Signale" benutzt werden, der die gleiche Bedeutung hat. Im Fall eines angepaßten Mehrkanalfilters treten die Ausgangssignale verschiedener Kanäle, die der gleichen Phasendifferenz entsprechen, nacheinander auf.
Wenn die Ausgangssignale 4-26 und 4-28 in Intervallen von N_c Abtastwerten untersucht werden, können sie als N_c getrennte Signale interpretiert werden, die jedem Signal entsprechen, das mit einer anderen Phasendifferenz mit dem Be zugssignal korreliert ist und dessen Abtastfrequenz auf den N_c-ten Teil der Abtastfrequenz des angepaßten Filters dezimiert bzw. (digital) untersetzt wird. Daher implementiert das angepaßte Filter N_MF parallele komplexe Korrelatoren und Dezimatoren, deren Ausgangssignale als Signale 4-26 und 4-28 zeitmultiplexiert werden und deren Integrationszeiten gleich N_MF Abtastwerten sind.
Das Signal-Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals eines Korrelators ist vom Signal-Rausch-Verhältnis und von der Integrationszeit eines ankommenden Signals abhängig. Je länger die Integrationszeit, desto besser ist das am Ausgang des Korrelators erzielte Signal-Rausch-Verhältnis. Die Länge eines angepaßten Filters wird z. B. durch die Tatsache beschränkt, daß für jeden ankommenden Abtastwert ein Ausgangssignal berechnet werden muß, zu welchem Zweck eine Anzahl von Multiplikationen und Additionen auszuführen ist, die der ausführbaren Länge entspricht.
Die Integrationszeit eines Signals, das im Datenwegblock des Signalerfassungssystems des erfindungsgemäßen Spreizspektrumempfängers korreliert wird, wird in einem Integrationsteil 4-100 vergrößert, an den sich an das angepaßte Filter anschließt und in dem die Integration wahlweise in zwei Schritten stattfindet. Im ersten Schritt wird die Integration mit Hilfe der Blöcke 4-34 und 4-36 kohärent fortgesetzt. "Kohärente Integration" bedeutet, daß die Amplitude und die Phase des zu integrierenden komplexen Signals das Integrationsergebnis beeinflussen. Dies wird erreicht, indem die Real- und Imaginärteile des komplexen Signals getrennt aufsummiert werden. Kohärente Integration verbessert das Signal-Rausch-Verhältnis linear proportional zur Gesamtintegrationszeit, unabhängig von Signal-Rausch-Verhältnis des ankommenden Signals.
Direktsequenz-Spreizspektrumsysteme verwenden gewöhnlich die binäre Phasenumtastung (BPSK), in der sich das Vorzeichen des Signals entsprechend den Datenbits ändert. Wenn die kohärente Integration über die Grenze der Datenbits vorgesetzt wird und sich der Bitwert ändert, dann verschlechtert sich das Integrationsergebnis erheblich. Gewöhnlich ist der Mittelwert der übertragenen Daten gleich null, was auch dazu führen würde, daß das Ergebnis der kohärenten Integration gleich null ist, falls die Integration unbegrenzt fortgesetzt werden sollte.
Wenn bei der binären Phasenumtastung (BPSK) der Absolutwert eines komplexen Signals genommen wird, verschwindet der Dateneffekt. Nach der Absolutwert-Operation ist der Wert des reellen Signals proportional zum Quadrat der Leistung des empfangenen Signals, wobei sich der Wert aus der Summe der äquivalenten Rauschleistung und des möglichen gesuchten Signals zusammensetzt. Eine Verlängerung der Integrationszeit ermöglicht die Verringerung der Varianz des Meßergebnisses und verringert die notwendige Fehlergrenze, wodurch die erreichbare Empfindlichkeit des Erfassungssystems weiter verbessert wird.
Vor der kohärenten Integration kann die Genauigkeit des Trägerschätzwerts korrigiert werden, wobei wieder der Multiplikator 4-30 verwendet wird, der eine komplexe Multiplikation mit einer komplexen Trägerkopie ausführt, die durch einen numerisch gesteuerten Trägerfrequenzoszillator 4-32 erzeugt wird. Eine Korrektur der Trägerfrequenz in zwei Stufen ist vorteilhaft, da wegen der niedrigeren Abtastfrequenz der letztere Oszillator hinsichtlich der Frequenzgenauigkeit eine beträchtlich kleinere Bitzahl erfordert. Ein weiterer Grund ist, daß nach einem angepaßten Filter mehrere parallele Integrationsblöcke implementiert werden können, die jeweils mit einer anderen Trägerfrequenz arbeiten und ein gemeinsames angepaßtes Filter zur Durchführung von Korrelationen nutzen. Im Vergleich zu einem realen angepaßten Filter ist eine Nachintegration leicht realisierbar, wodurch dies zu einer vorteilhaften Art und Weise wird, die notwendige Gesamtsuchzeit zu verkürzen.
Im zweiten Schritt führen die Blöcke 4-40 und 4-42 die Integration nichtkohärent aus. Nichtkohärente Integration bedeutet, daß nur die Amplitude des zu integrierenden komplexen Signals das Integrationsergebnis beeinflußt. Dies wird erreicht, indem der Absolutwert des komplexen Signals aufsummiert wird, wodurch die Phaseninformation verschwindet. Nichtkohärente Integration verbessert das Signal-Rausch-Verhältnis in einem nichtlinearen Verhältnis zur Gesamtintegrationszeit in Abhängigkeit vom Signal-Rausch-Verhältnis des ankommenden Signals. Bei einem Signal-Rausch-Verhältnis von weniger als eins entsteht bei Verlängerung der Integrationszeit nur eine leichte Verbesserung. Deshalb sollte die kohärente Integration so lang wie möglich fortgesetzt werden. Zu den Beschränkungen einer kohärenten Integrationszeit gehören eine Verengung der Bandbreite, die eine zunehmend genauere Frequenzeinstellung der Trägerkopie erfordert, und eine wahlfreie Datenmodulation in dem Signal.
Die kohärente Integration findet im Block 4-34 statt und nutzt einen Speicherblock 4-36, um vorläufige Ergebnisse zu speichern. Der Block 4-36 dient dazu, Integrationszeiten zu ermöglichen, die länger sind als die Länge N_MF des angepaßten Filters 4-16. Dies wird erreicht, indem die von dem angepaßten Filter 4-16 erhaltenen Ausgangssignale in einem Speicher 4-36 gespeichert und mehrere L_c-Abtastwerte, die der gleichen Phasendifferenz in einem Akkumulator 4-34 entsprechen, aufsummiert werden. Jede dieser Summen entspricht einem Korrelationsergebnis, das mit einer Phasendifferenz berechnet wird, wobei die Integrationszeit des Ergebnisses gleich N_MF·L_c Abtastwerten ist. Da das Aufsummieren an den komplexen Ausgangssignalen 4-26 und 4-28 des angepaßten Filters ausgeführt wird, ist es kohärent, d. h. die Signalphase beeinflußt das erhaltene Ergebnis.
Die kohärente Integration erfolgt daher, indem zunächst aus dem Speicher 4-36 ein komplexer Wert geladen wird, welcher der Korrelationsphase des angepaßten Filters entspricht, zu welchem Wert das Ergebnis des Multiplikators 4-30 aufsummiert wird, und indem die Summe in dem gleichen Speicherplatz gespeichert wird. Sobald die Summe über die gewünschte Anzahl von Abtastwerten ermittelt ist, wird die Summe weiter vom Integrationsblock angewandt, und die Summe in dem Speicher wird auf null gesetzt. Alternativ kann das Nullsetzen auch dann erfolgen, wenn der erste Wert für die Summenbildung aus dem Speicher ausgelesen wird.
Ein Normierungsblock 4-38 berechnet den Absolutwert (der komplexen Zahl) aus den kohärent integrierten Abtastwerten, die vom Block 4-36 oder direkt aus den Ausgangs-Abtastwerten des angepaßten Filters 4-16 gewonnen werden. Der Absolutwert der komplexen Zahl z wird gemäß der folgenden Formel berechnet:
wobei Re(z) der Realteil der komplexen Zahl z und Im(z) ihr Imaginärteil ist. Da die Berechnung einer Quadratwurzelfunktion eine schwierige Operation ist, kann ihr exakter Wert durch einen geeigneten Schätzwert ersetzt werden, der leichter zu berechnen ist. Zwei relativ gute Schätzwerte sind das Quadrat des Absolutwerts, wobei die Quadratwurzelfunktion überhaupt nicht berechnet wird, und die Summe der Absolutwerte der Real- und Imaginärteile. Der Vorteil des letzteren Schätzwerts ist auch, daß die für den Schätzwert erforderliche Bitzahl die gleiche ist wie die Bitzahl, die durch die zweite Komponente der komplexen Zahl benötigt wird.
Das vom Ausgang des Blocks 4-38 erhaltene reelle Signal kann daher im Block 4-40 nichtkohärent integriert werden, der den Speicherblock 4-42 zum Speichern von vorläufigen Ergebnissen nutzt. Die Integration erfolgt, indem zunächst aus dem Speicher der Wert der Zwischensumme geladen wird, welcher der Korrelationsphase des angepaßten Filters entspricht, zu welchem Wert das Ergebnis von Block 4-38 aufsummiert wird, und indem die Summe im gleichen Speicherplatz gespeichert wird. Sobald die Summe über die gewünschte Anzahl von Abtastwerten berechnet ist, wird eine Summe 4-44 von dem Integrationsblock weiter verwendet, und die Summe im Speicher wird auf null gesetzt. Alternativ kann das Nullsetzen auch erfolgen, wenn der erste Wert für die Summenbildung aus dem Speicher ausgelesen wird.
Die bei der Integration erforderliche Größe beider Speicher 4-36 und 4-42 beträgt N_MF Abtastwerte. Im Speicher 4-36 sind die Abtastwerte komplexe Zahlen, und im Speicher 4-42 sind die Abtastwerte reelle Zahlen.
Schließlich werden die vom Erfassungssystem erhaltenen Abtastwerte 4-44 in einem Komparator COMP 4-45 mit einem voreingestellten Schwellwert verglichen, und das Vergleichsergebnis wird auf einen Suchalgorithmus angewandt. Der Suchalgo rithmus kann zum Beispiel als Ablaufsteuereinheit oder als Software implementiert werden. Um die Wahrscheinlichkeit der richtigen Entscheidung zu erhöhen und die Wahrscheinlichkeit falscher Entscheidungen zu vermindern, wird eine wahlfreie Überschreitung der Schwellwerte noch durch Vergleich verschiedener Vergleichsergebnisse überprüft, die der gleichen Phasendifferenz entsprechen.
Wenn ausreichend viele Vergleiche den Schwellwert übersteigen, dann ist die Wahrscheinlichkeit hoch, daß das Signal gefunden wurde. Die Anwendung eines Prüfalgorithmus ermöglicht eine Senkung des Schwellwerts, um auch schwache Signale zu finden. In dieser Hinsicht kann ein Prüfalgorithmus in bestimmten Fällen sogar die nichtkohärente Integration vollständig ersetzen. Wenn ferner das Signal-Rausch-Verhältnis des ankommenden Signals ausreichend hoch ist und die Länge des angepaßten Filters ausreichend ist, können die kohärente Integration und die vorhergehende Multiplikation mit der Trägerkopie weggelassen werden, und das Signal kann von dem angepaßten Filter direkt an den Absolutwertberechnungsblock 4-38 angelegt werden.
Da in einem allgemeinen Fall die Frequenzunsicherheit eines Empfängers die Gesamtbandbreite (1/T_I) des Datenwegs übersteigt, muß zur Verwendung mehrerer Frequenzwerte ein empfangenes Signal gesucht werden. Aus diesem Grund kann die Frequenz eingestellt werden, wenn die Phasenungenauigkeit des gesamten Spreizcodes überprüft worden ist. Die Suche kann entweder mit Hilfe einer Ablaufsteuereinheit oder durch Verwendung eines Suchprogramms gesteuert werden, das in einem getrennten Prozessor ausgeführt wird.
Die für die Suche erforderliche Zeit kann ohne Verkürzung der Integrationszeit verkürzt werden, indem mehrere parallele Nachintegrationsblöcke 4-100 hinzugefügt werden. Dies ist jedoch davon abhängig, daß man innerhalb der Bandbreite des angepaßten Filters bleibt.
In Systemen, wo sich ein Sender und ein Empfänger schnell gegeneinander bewegen, entsteht im Träger und im Spreizcode eine Dopplerverschiebung, wobei die Größe der Verschiebung von der Frequenz der Signalkomponente abhängig ist. Folglich muß eine Frequenzänderung des Spreizcodes infolge der Dopplerverschiebung in dem Erfassungssystem berücksichtigt werden, wenn die erforderliche Integrationszeit (T_I) lang ist. Wenn die durch die Dopplerverschiebung in der Frequenz verursachte Ungenauigkeit größer als 1/T_I ist, dann ändert sich der Zeittakt des Codes um mehr als ein Chip während der Integration. Das erfindungsgemäße Erfassungssystem und seine bevorzugten Ausführungsformen sind jedoch in der Lage, auch unter diesen Umständen zu arbeiten, indem die Frequenz des Oszillators 4-8 reguliert wird, der die Abtastfrequenz des angepaßten Filters erzeugt.
Allgemein gesagt, ist ein direkt gemischtes Spreizspektrumsignal periodisch, soweit der Code betroffen ist, wobei die Länge der Periode gleich der Länge des Codes ist. Das Signal wird in einem Empfänger (vor dem angepaßten Filter) mit einer Abtastfrequenz F_s abgetastet. Infolgedessen tritt in einem empfangenen Signal die Periodizität in einem Intervall von N_c Abtastwerten auf. Wenn angenommen wird, daß die Länge des angepaßten Filters kleiner oder gleich der Länge des Spreizcodes ist und in Form von Abtastwerten durch N_MF ausgedrückt wird, dann gilt die folgende Gleichung: N_c = N_MF.
Es ist vorteilhaft, wenn in einem Erfassungssystem N_c N_MF ist, da in diesem Fall alle Codephasen auf einmal erfaßt werden können. Wenn man die Wirkungen des Rauschens in einem Empfänger und die Ungenauigkeiten im Träger und in den Taktoszillatoren vernachlässigt, dann kann man sagen, daß nach dem angepaßten Filter das Signal immer noch in einem Intervall von N_C Abtastwerten periodisch ist. Besonders wenn N_c = N_MF gilt, d. h. wenn die Länge des Filters gleich der Länge des gesamten Codes ist, dann weist sein Ausgangssignal in Intervallen von N_C Abtastwerten ein deutliches Maximum im Absolutwert des Signals auf. Wenn in diesem Fall Ausgangssignale so aufsummiert werden, daß die Ausgangssignalwerte in Intervallen von N_C Abtastwerten aufsummiert werden, dann kann das maximale Signal weiter verstärkt werden. Infolgedessen erhält man N_MF Summen als Ergebnis, und diese werden wie folgt gebildet:
Hierin ist N_S die Anzahl aufsummierter Vielfacher, out(i) ist das Ausgangssignal des angepaßten Filters zum Abtastzeitpunkt i, und N_SUM ist die Anzahl verschiedener Summen.
Insgesamt werden bei der Summierung N_S·N_c Abtastwerte verwendet, für die jeweils N_S Ausgangssignalwerte des angepaßten Filters aufgenommen werden. Wenn die Länge des Filters kleiner ist als die Länge des Codes, müssen einige seiner Ausgangssignalwerte ignoriert werden. Die obige Formel zeigt außerdem, daß die Summation für jede gewünschte Summe einen Akkumulator erfordert. Alternativ müssen die Ausgangssignale des Filters in einem Speicher abgelegt werden, um auf die Summation zu warten. Als Minimum erfordert die Operation N_SUM Speicherplätze zum Speichern der vorläufigen Summationsergebnisse.
Die Summation kann z. B. entsprechend dem folgenden Algorithmus ausgeführt werden:
i := 0
while i < N_S· N_C do
index := mod(I,N_c)
if (index < Nsum) then
accu[index] := accu[index] + MF_output(i)
endif
i := i + 1
enddo
wobei mod(I,n) den Rest von i/n angibt.
Wenn das Ausgangssignal des angepaßten Filters ein komplexes Signal ist, dann müssen die "accu"- und Summierungsfunktionen gleichfalls komplex sein. Nach der Ausführung des Algorithmus ist accu[n] gleich S(n).
Wenn wir der Einfachheit halber annehmen, daß die Abtastfrequenz des angepaßten Filters gleich der Chipfrequenz des Codes ist, dann sind die Multiplikatoren eines Filters vom Tiefpaß-Typ von der Form: c(i) = PRN(N_c – mod(I,N_c)), wobei PRN(j) das j-te Chip des Codes ist. Wenn dementsprechend die Länge des Filters ein Vielfaches der Codelänge (N_MF = N_S·N_c) ist, stellen wir fest, daß seine Multiplikatoren c(k·N_c) gleich sind. In diesem Fall ist das Ausgangssignal des angepaßten Filters:
Für N_MF = N_S·N_c kann dies auch wie folgt ausgedrückt werden:
Die obige Formel stellt eine kontinuierliche Integration vom Ausgangssignal eines N_c langen angepaßten Filters über die Länge von N_S Codes dar. Dies kann auch andersherum dargestellt werden, d. h. durch Integration von N_S Ausgangssignalen in Intervallen von N_c Abtastwerten, wobei man ein Ausgangssignal erhält, das einem N_S·N_c langen angepaßten Filter entspricht:
Wenn N_MF < N_c ist, kann eine Nachintegration verwendet werden, um den gleichen Vorteil zu erzielen, aber der Abschwächungseffekt auf das Rauschen des Filters ist kleiner, als er aus einer N_S·N_c langen Integrationszeit abgeleitet werden könnte, da ein Teil der ankommenden Information nicht genutzt werden kann.
Ablaufsteuerungsblock
In der Grundausführungsform der Erfindung kann das obige Erfassungssystem mit Verwendung eines angepaßten Filters durch eine Ablaufsteuereinheit gesteuert werden, welche die Implementierung des Prüfalgorithmus und die Abtastung der Trägerfrequenzen für die Suche nach mehreren Frequenzversätzen überwacht. Ein Beispiel eines Funktionsablaufdiagramms einer Ablaufsteuereinheit und eines Erfassungssystems ist in 5 dargestellt. Hierin beträgt die Länge des Filters N_MF Abtastwerte.
Im Schritt 5-2 wird jeweils ein Abtastwert von einem ankommenden Signal in ein Datenregister geladen. Da die Länge des angepaßten Filters N_MF Abtastwerte beträgt, werden N_MF-1 Abtastwerte in das Register geladen. Im Schritt 5-3 wird noch ein weiterer Abtastwert in das Register geladen, d. h. der letzte Abtastwert des ankommenden Signals, d. h. der Abtastwert N_MF. Im Schritt 5-4 werden die Daten im Schieberegister mit einem Code-Kopiesignal oder Bezugssignal verglichen. Wenn die Korrelation einen festgesetzten Schwellwert nicht übersteigt, wird im Schritt 5-3 der nächste Abtastwert von dem ankommenden Signal in das Register geladen. Im einfachsten Fall bedeutet die Überschreitung des Schwellwerts, daß das dem Bezugssignal entsprechende Signal erfaßt wird und sein Spreizcode phasengleich mit dem gespeicherten Bezugssignal ist. Diese Information wird benutzt, um die eigentliche Signalverfolgung und den Signalempfang auszulösen. Wenn jedoch die Stärke des empfangenen Signals im Vergleich zum Rauschen niedrig ist, dann ist die einfache Überschreitung des Schwellwerts nicht ausreichend, um nachzuweisen, daß das Signal gefunden wurde. Aus diesem Grund kann ein Algorithmus zur Prüfung des Befunds angewandt werden, wodurch nach der Überschreitung des ersten Schwellwerts ein neues ankommendes Signal in das Schieberegister geladen und mit dem angepaßten Filter in einem Schritt, der dem Zeitpunkt des ersten Auffindens entspricht, mit dem Bezugssignal korreliert wird.
Dementsprechend ist, wenn der Bezugswert den festgesetzten Schwellwert übersteigt, die richtige Phase des Codesignals möglicherweise gefunden, und das System geht vom Signalverfolgungszustand 5-40 zu einem Prüfzustand 5-50 für ein gefundenes Signal über. Hierbei wartet das System im Schritt 5-6 zunächst N_MF Abtastwerte ab und wiederholt dann den Vergleich im Schritt 5-8.
Wenn der Wert kleiner als der Schwellwert ist, dann wird der Wert des Registers FAIL im Schritt 5-10 um eine Einheit erhöht, wobei der nächste Schritt 5-12 ist. Hier wird der Wert des Registers FAIL mit einem festgesetzten Maximalwert verglichen, der anzeigt, wie oft eine Unterschreitung des Schwellwerts zulässig ist. Wenn die Anzahl der Vergleichser gebnisse unterhalb des Schwellwerts einen festgesetzten Grenzwert übersteigt, springt das Programm zum Schritt 5-3 zurück. Andernfalls ist der nächste Schritt 5-6.
Wenn der Schwellwert überschritten wird, dann wird der Wert des Registers DET im Schritt 5-14 um eine Einheit erhöht, wobei der nächste Schritt 5-16 ist. Hier wird der Wert des Registers DET mit einem festgesetzten Maximalwert verglichen, der die zulässige Anzahl notwendiger Überschreitungen des Schwellwerts angibt, bevor das Signal als gefunden erklärt wird. Wenn die Anzahl der Vergleichsergebnisse, die den Schwellwert überschreiten, einen festgesetzten Grenzwert übersteigt, kehrt das Programm zum Schritt 5-6 zurück.
Der Prozeß geht weiter, wie oben beschrieben, bis die Anzahl der Abtastwerte, die über oder unter dem Schwellwert liegen, einen voreingestellten, mindestens einstelligen Schwellwert übersteigt. Dann kann im Schritt 5-20 das Signal als gefunden erklärt werden, oder alternativ wird die Suche vom nächsten Datenabtastwert an im Schritt 5-3 fortgesetzt.
Nach der Überprüfung aller Code-Phasen wird die Frequenz des Trägerkopie-Oszillators geändert, und das Suchverfahren wird wiederholt, beginnend mit dem Laden von N_MF-1 Abtastwerten in das Schieberegister (Schritt 5-2). Nachdem das Suchverfahren bei allen abzusuchenden Frequenzen wiederholt worden ist, wird die Frequenz auf ihren Anfangswert gesetzt, und die Suche wird wiederholt.
Wenn Generatoren, die an einen Frequenzbezugswert gebunden sind, die Trägerfrequenz eines Empfängers und die Taktfrequenz eines Spreizcodes in einem Direktsequenz-System erzeugen, dann kann der Versatz der Trägerfrequenz auch dazu benutzt werden, den erforderlichen Einstellwert für den Abtastungstakt des angepaßten Filters zu berechnen. Andernfalls muß die Abtastfrequenz eines angepaßten Filters mit einem anderen Algorithmus eingestellt werden. Die Dopplerverschiebungen des Trägers und des Spreizcodes sind jedoch in Bezug auf ihre Frequenzen direkt proportional.
Eine Ablaufsteuereinheit verarbeitet die Ausgangssignale eines angepaßten Filters. Für jeden Kanal werden benötigt:

1. Eine Zustandsvariable, die den aktuellen Zustand anzeigt;
2. ein Zähler zum Implementieren einer N_MF langen Verzögerung zu Beginn und während der Prüfung des gefundenen Signals; und
3. eine Zustandsvariable, die unter anderem die aktuelle Code-Phase anzeigt, die als Ausgangssignal gegeben ist, wenn das Signal gefunden wird.

Eine Variable, die Informationen zur aktuellen Trägerfrequenz des aufzufindenden Signals enthält, ist den Kanälen in dieser Implementierung gemeinsam.
6 zeigt das Zustandsdiagramm einer Ablaufsteuereinheit, die das Suchverfahren gemäß der Grundausführung der Erfindung steuert. Die Ablaufsteuereinheit weist zwei aktive Zustände und zwei Zustände auf, die zum Warten benutzt werden. Der Anfangszustand ist ein "fwait"-Zustand, in dem neue Daten taktsynchron in Schieberegister eingegeben werden. In diesem Zustand dauert das Warten so viele Abtastungstaktzyklen, wie Bits in dem Schieberegister vorhanden sind, d. h. N_MF Abtastwerte. Nachdem die Abtastung abgewartet wurde, tritt der Prozeß in den Suchzustand ein. In diesem Zustand wird das Ausgangssignal des Schwellwertdetektors für jeden Abtastwert überprüft, und wenn der Schwellwert überschritten ist, erfolgt der Eintritt in den nächsten Zustand "Prüfung abwarten", der DET-Zähler wird auf eins gesetzt, und der FAIL-Zähler wird auf null gesetzt. Wenn für keinen Code-Versatz eine Überschreitung des Schwellwerts aufgetreten ist (N_MF Abtastwerte), setzt die Ablaufsteuereinheit eine Markierung DONE (fertig) für den aktuellen Kanal. Sobald alle Kanäle der Ablaufsteuereinheit auf jede mögliche Code-Phasenverschiebung überprüft worden sind, d. h. wenn alle DONE-Markierungen gesetzt sind und alle zu durchsuchenden Trägerfrequenzen durchlaufen sind, erfolgt der Wiedereintritt in den "fwait"-Zustand.
Im Zustand "Prüfung abwarten" wartet die Ablaufsteuereinheit, bis völlig neue Daten taktsynchron in das Schieberegister eingegeben werden, um die statistische Güte der Erfassung zu verbessern, und unter Verwendung des gleichen Code-Versatzes wird ein neuer Vergleich ausgeführt. Um die Signal erkennung sicherzustellen, werden die Schwellwertvergleiche mehrmals in dem gleichen Code-Versatzzustand wiederholt. Nachdem die Länge eines Codes (N_MF Abtastwerte) im Zustand "Prüfung abwarten" abgewartet worden ist, erfolgt der Eintritt in den Prüfungszustand. In diesem Zustand wird der Wert des Schwellwertdetektors kontrolliert, und wenn eine Erfassung angezeigt ist, wird der DET-Zähler um 1 erhöht. Andernfalls wird der FAIL-Zähler um 1 erhöht. Wenn die Zahlen der Treffer (DET) und Fehlschläge (FAIL) noch unter ihren Maximalwerten liegen, erfolgt der Wiedereintritt in den Zustand "Prüfung abwarten". Andernfalls, wenn die Anzahl der Treffer (DET) den Maximalwert übersteigt, wird das Signal als gefunden erklärt, und der aktuelle PRN-Code, die Frequenz und der Code-Versatz werden als Ausgangssignal des Erfassungssystems ausgegeben. Nach der letzten Prüfung gibt es zwei Ergebnisse. Wenn der Code-Versatz der letzte ist, wird die Frequenz geändert, und es erfolgt ein Wiedereintritt in den Zustand "fwait". Andernfalls erfolgt der Eintritt in den Suchzustand, und die Suche wird wie gewöhnlich fortgesetzt.
Eine Ablaufsteuereinheit tastet den Bereich zwischen den unteren und oberen Grenzwerten einer lokalen Oszillatorfrequenz (LO) in konfigurierbaren Schritten ab. Der gesuchte Frequenzbereich besteht aus einer festen Zwischenfrequenz (IF) und einer Dopplerfrequenz. Diese Grenzwerte werden entsprechend der tatsächlichen Zwischenfrequenz (IF) der HF-Stufe (Hochfrequenzstufe) und der erwarteten maximalen Dopplerverschiebung festgesetzt. Ablaufsteuereinheiten weisen auch ein Verfahren auf, um die Erfassung in ihren Anfangszustand zu setzen. Wenn ein angepaßtes Mehrkanalfilter verwendet wird, dann sorgt die Ablaufsteuereinheit dafür, daß die Frequenzsuche nicht stattfindet, bis alle Kanäle alle Phasendifferenzen einmal durchlaufen haben. In anderer Hinsicht arbeiten die verschiedenen Kanäle völlig unabhängig voneinander. Dadurch wird gewährleistet, daß der beste Nutzen aus der Parallelität gezogen wird.
Wie oben beschrieben, sind Probleme, die durch eine lange Integrationszeit, Zeittakt und kohärente und nichtkohärente Integration verursacht wurden, in dem erfindungsgemäßen System und Verfahren und ihren bevorzugten Ausführungsformen gelöst worden, und das erfindungsgemäße Erfassungssystem und seine Ausführungsformen suchen selbstständig nach der Code-Phase und dem Frequenzschätzwert, die einem gegebenen Bezugssignal entsprechen.
Für den Fachmann ist offensichtlich, daß mit dem Fortschritt der Technik die Grundidee der Erfindung auf verschiedene Arten implementiert werden kann. Die Erfindung und ihre Ausführungsformen sind daher nicht auf die obigen Beispiele beschränkt, sondern können innerhalb des Umfangs der Ansprüche variieren.

Claims

Vorrichtung zum Erfassen eines demodulierten Signals, das durch einen Spreizspektrumempfänger empfangen und in digitale Abtastwerte umgewandelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung aufweist: ein angepaßtes Filter (4-16) zur Berechnung der Korrelation zwischen einem ankommenden Signal (4-2, 4-4) und mindestens einem Bezugssignal (4-21); einen Oszillator (4-8) zur Erzeugung einer Abtastfrequenz; eine Abtastschaltung (4-10) zur Wiederabtastung des demodulierten digitalen Abtastsignals mit der Abtastfrequenz, die so beschaffen ist, daß der Zeittakt der Abtastwerte eines Abtastsignals, das von der Abtastschaltung (4-10) zu dem angepaßten Filter (4-16) übermittelt wird, dem Zeittakt der Bezugssignale (4-21) des angepaßten Filters (4-16) entspricht; und einen Multiplikator (4-12), in dem das Abtastsignal mit einer Trägerkopie multipliziert wird, die lokal vor oder hinter der Abtastschaltung (4-10) erzeugt wird, um den Träger aus dem Abtastsignal zu entfernen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die durch den Oszillator (4-8) erzeugte Abtastfrequenz so einstellbar ist, daß der Zeittakt eines von der Abtastschaltung zu dem angepaßten Filter (4-16) übermittelten Abtastsignals dem Zeittakt von Abtastwerten der Bezugssignale des angepaßten Filter (4-16) entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung einen oder mehrere kohärente Integratoren (4-35) zur Integration von Korrelationsabtastwerten (4-26, 4-28) aufweist, die als Ausgangssignale durch das angepaßte Filter (4-16) über eine Integrationsperiode erzeugt wer den, die länger ist als die zeitliche Länge des angepaßten Filters (4-16).
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des angepaßten Filters (4-16) komplexe Korrelations-Abtastwerte (4-26, 4-28) sind und daß der kohärente Integrator (4-35) einen Akkumulator (4-34) zum Aufsummieren von zwei oder mehr Korrelationsabtastwerten (4-26, 4-28) aufweist, die der gleichen Phasendifferenz des ankommenden Signals entsprechen, wobei die Summe einem Korrelationsergebnis entspricht, das mit einer Phasendifferenz berechnet wurde und dessen Integrationszeit gleich N_MF·L_c Abtastwerten ist, wobei N_MF die Länge des angepaßten Filters (4-16) in Abtastwerten und L_C die Anzahl der durch Akkumulator (4-34) aufsummierten Korrelationsabtastwerte ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung einen Rechner (4-38) zum Berechnen der Absolutwerte oder Schätzwerte der Absolutwerte der Korrelationsabtastwerte aufweist, die als Ausgangssignale durch das angepaßte Filter (4-16) oder den kohärenten Integrator (4-35) übergeben werden.
Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des angepaßten Filters (4-16) oder des kohärenten Integrators (4-35) komplexe Korrelationsabtastwerte sind und daß der Rechner (4-38) den Absolutwert oder einen Schätzwert des Absolutwerts eines komplexen Korrelationsabtastwerts berechnet.
Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung einen oder mehrere nichtkohärente Integratoren (4-41) zur Integration der Absolutwerte oder Schätzwerte der Absolutwerte der Korrelationsabtastwerte über eine Integrationszeit aufweist, die länger ist als die zeitliche Länge des angepaßten Filters (4-16).
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtkohärente Integrator (4-41) einen Akkumulator (4-40) zum Aufsummieren von zwei oder mehr Absolutwerten oder Schätzwerten der Absolutwerte eines Korrelationsabtastwerts aufweist, die der gleichen Phasendifferenz des ankommenden Signals entsprechen, wobei die Summe einem Korrelationsergebnis entspricht, das mit einer Phasendifferenz berechnet wird und dessen Integrationszeit gleich N_MF·L_N Abtastwerten ist, wobei N_MF die Länge des angepaßten Filter (4-16) in Abtastwerten und L_N die Anzahl der durch den Akkumulator (4-40) aufsummierten Korrelationsabtastwerte ist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung einen Komparator (4-45) aufweist, der die Ausgangssignalwerte des angepaßten Filters (4-16), des kohärenten Integrators (4-35), des Absolutwert-Rechners (4-38) oder nichtkohärenten Integrators (4-41) mit einem vorgegebenen Schwellwert vergleicht und ein Vergleichsergebnis übergibt, das anzeigt, ob der Ausgangssignalwert den Schwellwert übersteigt oder nicht.
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung eine Steuereinrichtung zum Erfassen mehrerer Vergleichsergebnisse aufweist, die der gleichen Phasendifferenz und dem Bezugssignal entsprechen und die als Reaktion darauf, daß ein vorher festgesetzter Anteil der erfaßten Vergleichsergebnisse anzeigt, daß der Ausgangssignalwert den Schwellwert überschreitet, annimmt, daß ein Signal gefunden ist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung eine Steuereinrichtung zur Einstellung des Oszillators aufweist, um eine Abtastfrequenz für die Suche nach einer Korrelation bei verschiedenen Phasendifferenzen eines empfangenen Signals zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung eine Mehrkanalvorrichtung ist und zeitlich geschachtelt parallel nach zwei oder mehreren empfangenen Signalen sucht.