DE60036280T2

DE60036280T2 - Nichtzyklischer digitaler filter, und funkempfangsgerät mit dem filter

Info

Publication number: DE60036280T2
Application number: DE2000636280
Authority: DE
Inventors: Nobuhiko Suwa-Shi KENMOCHI
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1999-12-16
Filing date: 2000-12-18
Publication date: 2008-11-06
Anticipated expiration: 2020-12-19
Also published as: US7061975B2; EP1160976A1; WO2001045256A1; DE60036280D1; EP1160976A4; US20020159515A1; JP3991684B2; EP1160976B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein nicht rekursives digitales Filter der Art, wie sie im Oberbegriff von Anspruch 1 angegeben ist. Ein solches nicht rekursives digitales Filter ist aus der JP-63-253713 bekannt. Die Erfindung betrifft ferner Funkempfangseinheiten, die das nicht rekursive digitale Filter verwenden.
Hintergrundtechnik
Als angepasstes oder Anpassfilter, das als ein nicht rekursives digitales Filter in einem herkömmlichen CDMA-System (Code Division Multiple Access; Vielfachzugriff im Codemultiplexverfahren) dient, ist ein in der japanischen Offenlegungsschrift, Veröffentlichung Nr. Hei-10-178386 offenbartes Filter bekannt.
In diesem herkömmlichen Fall werden Pakete, die einer Spreizspektrummodulation durch die Verwendung von Spreizcodes unterzogen worden sind, gesendet, von einer Antenne empfangen und von einem Empfangs-Demodulationsabschnitt demoduliert. Das empfangene Signal wird durch die Verwendung von Spreizcodes entspreizt und an ein Anpassfilter gesendet. Dieses Anpassfilter besteht aus einem Schieberegister zum Empfangen und Verschieben des empfangenen Signals und hat z. B. 64 Bits; einem Register zum Einstellen einer Spreizcodesequenz mit der gleichen Anzahl Bits oder Chips wie das Schieberegister; einem Multiplizierer zum bitweisen Multiplizieren der Ausgaben des Schieberegisters und des Registers; und einem Addierer zum Addieren der Ausgangssignale des Multiplizierers. Das empfangene Signal ist aus Paketen gebildet und enthält einen Vorspannabschnitt und einen Datenabschnitt. Das empfangene Signal wird z. B. mit der Chipperiode der Spreizcodes abgetastet und durch eine A/D-Wandlung in digitale Werte zwischen –1,0 und +1,0 gewandelt. Das Schieberegister verschiebt das empfangene Signal mit der Chipperiode entsprechend der Abtastperiode des empfangenen Signals. Um die Präzision des Korrelationswertes zu erhöhen wird im Allgemeinen eine Struktur angewendet, bei der das empfangene Signal überabgetastet wird, d. h. mit einer Periode, die kürzer als die Chipperiode der Spreizcodes ist, einer A/D-Wandlung unterzogen und das empfangene Signal vom Schieberegister entsprechend der Abtastperiode verschoben.
Da jedoch beim herkömmlichen nicht rekursiven digitalen Filter ein Schieberegister mit einer Anzahl Stufen entsprechend der Anzahl Chips in der Spreizcodesequenz entsprechend dem empfangenen Signal bereitgestellt ist, und das empfangene Signal sequentiell im Schieberegister verschoben und gespeichert wird, beträgt bei einer Spreizcodesequenz von acht Chips bei einer Übertragungsrate von 1,6 MHz die Chipfrequenz 1,6 × 8 = 12,8 MHz. Das Schieberegister schaltet wiederholt mit höherer Geschwindigkeit, was in einer höheren Leistungsaufnahme resultiert. Da das nicht rekursive digitale Filter einen hohen Anteil an der Leistungsaufnahme während des Empfangs in einem Basisband-Halbleiterchip hat, wie er für ein tragbares Telefon verwendet wird, das mit CDMA arbeitet, wird die Anforderung nach einer Leistungssenkung noch nicht erfüllt, was ein ungelöstes Problem darstellt.
Die EP 0 773 635 A2 offenbart ein Anpassfiltersystem. Bei dem verwendeten Filter handelt es sich um ein analoges Filter, das im Vergleich zu einem herkömmlichen digitalen Filtersystem für einen geringeren Stromverbrauch ausgelegt ist. Das vier Anpassfilter aufweisende Filtersystem ist groß.
Die JP-11312952 A1 beschreibt eine Anpassfilter- und Signalempfangsvorrichtung mit hybriden analogen und digitalen Filtern. Durch die Bereitstellung einer Filteranordnung, deren vorderes Ende digital ist, kann die Größe der Vorrichtung verringert werden. Da keine Schieberegister verwendet werden, bleibt jedoch die Größe des Datenregisterabschnitts erheblich.
Die JP 63-253713 A zeigt eine Abtastschaltung. Diese Schaltung weist ein nicht rekursives digitales Filter auf, das ein n-stufiges Register zur sequentiellen Eingabe von Eingangsdaten mit einer vorgegebenen Anzahl m Bits hat, und bei dem die Ausgabe jeder Ausgangsstufe des Registers mit einem Filterkoeffizienten multipliziert und addiert wird, wobei das n-stufige Register in eine Mehrzahl Register geteilt ist und jedes der Teilregister synchron mit den Eingangsdaten im Zeitmultiplex getrieben wird, wobei jedes Register der Mehrzahl Register ein Schieberegister zum sequentiellen Verschieben dieser Eingangsdaten ist. Das n-stufige Schieberegister ist in ein erstes und ein zweites Schieberegister mit jeweils n/2 Stufen geteilt. Eine Fehlfunktion im Ausgang eines solchen Filters kann aufgrund der fehlenden Korrelation der beiden Register auftreten.
Offenbarung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist im Hinblick auf die ungelösten Probleme bei den obigen herkömmlichen Fällen erarbeitet worden. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines nicht rekursiven digitalen Filters mit verringerter Leistungsaufnahme sowie einer Funkempfangseinheit, die das nicht rekursive digitale Filter verwendet.
Diese Aufgabe wird mit einem nicht rekursiven digitalen Filter gemäß Anspruch 1 und einer Funkkommunikationseinheit gemäß Anspruch 3 gelöst.
Die Unteransprüche sind auf bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.
Da jedes geteilte Schieberegister eine Zeitmultiplex-Schiebeoperation synchron mit den Eingangsdaten ausführt, wird das hochschnelle Schalten der Schieberegister verringert und eine Leistungseinsparung verwirklicht, indem die Taktrate eines Schiebetakts vermindert wird, wenn das Schieberegister aus n Stufen gebildet ist.
Da das n-stufige Schieberegister in Schieberegister mit jeweils der halben Stufenanzahl geteilt ist, speichert eine Hälfte davon die ungeradzahligen Teile der Spreizcodesequenz und führt eine Schiebeoperation an der ansteigenden Flanke des Schiebetakts aus, und die andere speichert die geradzahligen Teile der Spreizcodesequenz und führt eine Schiebeoperation an der abfallenden Flanke des Schiebetakts aus, wobei die Taktrate des verwendeten Schiebetakts halbiert werden kann, um Leistung zu sparen, wenn das Schieberegister aus n Stufen gebildet ist.
Es ist ein Anpassfilter vorgesehen, und das erste Schieberegister verschiebt z. B. die ungeradzahligen Teile einer Eingangscodesequenz sequentiell an den ansteigenden Flanken des Schiebetakts, und das zweite Schieberegister verschiebt die übrigen Teile, d. h. die geradzahligen Teile, der Codesequenz an den abfallenden Flanken des Schiebetakts sequenziell. Wenn sich der Schiebetakt im Zustand ON (Ein) befindet, gibt das erste Auswahlmittel die geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters an das erste Multiplikationsmittel aus und das zweite Auswahlmittel die ungeradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters an das zweite Multiplikationsmittel aus. Wenn sich der Schiebetakt im Zustand OFF (Aus) befindet, gibt das erste Auswahlmittel die ungeradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters an das erste Multiplikationsmittel aus und das zweite Auswahlmittel gibt die geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters an das zweite Multiplikationsmittel aus. Das erste und zweite Multiplikationsmittel multipliziert deshalb die Ausgabe jeder Ausgangsstufe des ersten Schieberegisters mit der Ausgabe des ersten Auswahlmittels in Zeitpunkten, die geringfügig später sind als die, in denen der Schiebetakt ansteigt und die Zeitpunkte, in denen der Schiebetakt abfällt, und die Ergebnisse der Multiplikation werden vom Korrelationsstärkeberechnungsmittel addiert, um einen Korrelationsausgang auszugeben. Die Ausgaben beider Multiplikationsmittel werden vom Addiermittel addiert, um einen Korrelationsstärkeausgang zu erhalten. Es wird deshalb ein Vorteil erzielt, da das erste und zweite Schieberegister abwechselnd Schiebeoperationen an beiden Flanken des Schiebetakts ausführen, um eine Schiebeoperation zu bewirken, die äquivalent derjenigen ist, bei der das Schieberegister ungeteilt ist und verwendet wird, so dass die Taktrate zur Einsparung von Leistung halbiert werden kann.
Da jeder Multiplexer eine Schaltoperation ausführt, um abwechselnd die ungeradzahligen und geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters entsprechend dem ON- oder OFF-Zustand des Schiebetakts zu wählen, um den Spreizcode an die exklusiven OR-Schaltungen auszugeben, in die die Ausgabe jeder Stufe des ersten und zweiten Schieberegisters eingegeben wird, wird nach der Ausführung der Schiebeoperation des ersten und zweiten Schieberegisters der Korrelationsausgang einer 8-Bit-Codesequenz durch vier Impulse des Schiebetakts erhalten.
Das analoge Signal, das vom HF-Empfangsabschnitt der Funkkommunikationseinheit ausgegeben wird, wird im Korrelationsabschnitt einer Spektrumentspreizung unterzogen, um Empfangsdaten zu bilden. Die empfangenen Daten werden vom Basisband-Demodulationsabschnitt demoduliert, oder das vom HF-Empfangsabschnitt ausgegebene analoge Signal wird vom Basisband-Demodulationsabschnitt demoduliert und durch den Korreiationsabschnitt einer Spektrumentspreizung unterzogen, wodurch CDMA-Daten empfangen werden. Der Korrelationsabschnitt enthält ein Anpassfilter, das von einem nicht rekursiven digitalen Filter gemäß der vorliegenden Erfindung gebildet wird. Ein Vorteil ergibt sich dadurch, dass Leistung eines Basisband-Halbleiterchips, der bei der das CDMA- Verfahren anwendenden Funkkommunikationseinheit die meiste Leistung aufnimmt, eingespart werden kann und eine Funkempfangseinheit, die sich für ein tragbares Informationsendgerät, für das eine Leistungseinsparung erforderlich ist, wie eine Mobileinheit oder ein Notebook-Personal Computer bereitgestellt wird.
Das vom HF-Empfangsabschnitt ausgegebene Basisbandsignal wird im Korrelationsabschnitt einer Spektrumentspreizung unterzogen, um empfangene Daten zu bilden. Die empfangenen Daten werden vom Basisband-Demodulationsabschnitt demoduliert, oder das vom HF-Empfangsabschnitt ausgegebene Basisbandsignal wird vom Basisband-Demodulationsabschnitt demoduliert und vom Korrelationsabschnitt einer Spektrumentspreizung unterzogen, wodurch Daten im lokalen Funknetz empfangen werden. Der Korrelationsabschnitt enthält ein Anpassfilter, das aus einem nicht rekursiven digitalen Filter gemäß der vorliegenden Erfindung gebildet wird. Ein Vorteil ergibt sich dadurch, dass Leistung eines Basisband-Halbleiterchips, der bei jeder das lokale Funknetz bildenden Funkempfangseinheit die meiste Leistung verbraucht, eingespart werden kann und Leistung bei sämtlichen das lokale Funknetz bildenden Funkempfangseinheiten eingespart werden kann.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform für einen Fall, in dem die vorliegende Erfindung auf ein CDMA-Kommunikationssystem angewendet wird;
2 ist ein Blockdiagramm eines Anpassfilters, das ein nicht rekursives digitales Filter der vorliegenden Erfindung bildet;
3 ist ein Impulsdiagramm der Operationen des Anpassfilters;
4 ist ein Blockdiagramm einer Modifikation der Ausführungsform von 1; und
5 ist eine Ansicht einer Ausführungsform für einen Fall, in dem die vorliegende Erfindung auf einen Funkempfänger für ein lokales Funknetz angewendet wird.
Beste Art zur Ausführung der Erfindung
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen werden nunmehr Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
1 ist eine allgemeine Ansicht des Aufbaus für den Fall, in dem die vorliegende Erfindung auf ein CDMA-(Code Division Multiple Access; Vielfachzugriff im Codemultiplexverfahren)Kommunikationssystem angewendet wird. In einem Funksender 10 werden zu sendende Daten und ein Spreizcode C(t) mit einer vorgegebenen Anzahl n Chips, die von einem Codegenerator 1 erzeugt werden, von einem Multiplizierer 2 multipliziert, um Spreizdaten zu bilden. Die Spreizdaten werden von einem D/A-Wandler 3 in ein analoges Signal gewandelt, von einem Modulationsabschnitt 4 moduliert, von einem Sendeverstärker 5 verstärkt und von einer Sendeantenne 6 gesendet.
Die Spreizdaten werden in einem Funkempfänger 20 von einer Empfangsantenne 11 empfangen, von einem HF-Verstärker 12 HF-verstärkt, von einem Demodulationsabschnitt 13 demoduliert, von einem A/D-Wandler 14 in ein digitales Signal gewandelt, um demodulierte Daten zu bilden, und die demodulierten Daten werden in einen Korrelationsabschnitt 19 eingegeben. Im Korrelationsabschnitt 19 werden die vom A/D-Wandler 14 ausgegebenen demodulierten digitalen Daten an ein Anpassfilter 15, das als nicht rekursives digitales Filter dient, gesendet, um die Summe der Produkte (Korrelationsausgang) mit einem Spreizcode zu erhalten. Die Summe wird an einen Spitzendetektionsabschnitt 16 gesendet, um ein Synchronisationsfangsignal zu erhalten. Das Synchronisationsfangsignal wird an einen Spreizcodegenerator 17 zum Erzeugen eines Spreizcodes C(t) zum Entspreizen gesendet. Die vom A/D-Wandler 14 ausgegebenen demodulierten Daten werden in einem Multiplizierer 18 mit dem Spreizcode C(t) multipliziert, um die empfangenen Daten, die gleich den gesendeten Daten sind, wiederzugeben.
Wie aus 2 ersichtlich ist, sind im Anpassfilter 15, wenn die demodulierten Daten 8 Bits haben, bereitgestellt: ein erstes Schieberegister 21, das durch Reihenschaltung von vier D-Flipflops DF11 bis DF14 zum Empfangen der ungeradzahligen Bits der demodulierten Daten und zum Verschieben derselben gebildet ist und das parallel zu einem zweiten Schieberegister 22 geschaltet ist, das durch Reihenschaltung von vier D-Flipflops DF21 bis DF24 zum Empfangen der geradzahligen Teile der demodulierten Daten und zum Verschieben derselben gebildet ist und ein Referenzcoderegister 23 zum Speichern des 8-Bit-Spreizcodes.
Das Referenzcoderegister 23 ist an einer Ausgangsseite mit vier Multiplexern MP11 bis MP14, die das erste Auswahlmittel bilden, und an der anderen Ausgangsseite mit vier Multiplexern MP21 bis MP24, die das zweite Auswahlmittel bilden, verbunden.
Die Ausgaben der Multiplexer MP11 bis MP14 und der D-Flipflops DF11 bis DF14 werden in die exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 eingegeben, die das erste Multiplizierermittel bilden. Die Ausgaben der Multiplexer MP21 bis MP24 und der D-Flipflops DF21 bis DF24 werden in die exklusiven OR-Schaltungen EO21 bis EO24 eingegeben, die das zweite Multiplizierermittel bilden. Die Ausgaben jeder der exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 und EO21 bis EO24 werden in einen Addierer 25 eingegeben. Der Addierer 25 addiert die Ausgaben jeder der exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 und EO21 bis EO24 in Zeitpunkten, die geringfügig später liegen als der Anstieg und Abfall eines Schiebetakts CK, um die Korrelationsstärke zu berechnen. Die Korrelationsstärke wird an den Spitzendetektionsabschnitt 16 ausgegeben.
Der Schiebetakt CK mit einer Periode entsprechend zwei Bits der empfangenen Daten wird in das erste Schieberegister 21 und das zweite Schieberegister 22 eingegeben. In dem Zeitpunkt, in dem der Schiebetakt CK vom OFF-Zustand in den ON-Zustand ansteigt, führt jedes der D-Flipflops DF11 bis DF14 des ersten Schieberegisters 21 eine Schiebeoperation aus und in dem Zeitpunkt, in dem der Schiebetakt CK vom ON-Zustand in den OFF-Zustand abfällt, führt jedes der D-Flipflops DF21 bis DF24 des zweiten Schieberegisters 22 eine Schiebeoperation aus.
Der Schiebetakt CK wird außerdem in jeden der Multiplexer MP11 bis MP14 eingegeben. Die Multiplexer wählen die Ausgänge der geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters 23, wenn sich der Schiebetakt CK im ON-Zustand befindet, und die Ausgänge der ungeradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters 23, wenn sich der Schiebetakt CK im OFF-Zustand befindet, und geben sie an die exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 aus.
Der Schiebetakt CK wird außerdem in jeden der Multiplexer MP21 bis MP24 eingegeben. Die Multiplexer wählen die Ausgänge der ungeradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters 23, wenn sich der Schiebetakt CK im ON-Zustand befindet, und die Ausgänge der geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters 23, wenn sich der Schiebetakt CK im OFF-Zustand befindet, und geben sie an die exklusiven OR-Schaltungen EO21 bis EO24 aus.
Die Funktionsweise der obigen Ausführungsform wird nunmehr anhand des Impulsdiagramms von 3 beschrieben.
Es sei angenommen, dass der Funksender 10 Sendedaten D1 und D2 an die Empfangsseite sendet, wobei die Daten jeweils durch Spreizen von Datenbits "1" oder "0" mit einem 8-Bit-Spreizcode C(t) in der Reihenfolge des am weitesten rechts liegenden Bits D11, D12, D13 ... gebildet werden.
Im Funkempfänger 20 werden die Sendedaten D1 und D2 von der Empfangsantenne 11 empfangen, vom HF-Verstärker 12 HF-verstärkt, vom Demodulationsabschnitt 13 demoduliert und vom A/D-Wandler 14 in digitale Daten gewandelt, um demodulierte Daten zu bilden. Die demodulierten Daten werden dann an das Anpassfilter 15 im Korrelationsabschnitt 19 gesendet, das Anpassfilter 15 führt eine Korrelationsberechnung mit dem Spreizcode C aus und ein Korrelationsstärkeausgang wird zum Spitzendetektionsabschnitt 16 ausgegeben.
Der Spitzendetektionsabschnitt detektiert die maximalen und minimalen Spitzen des Korrelationsstärkeausgangs, um ein Synchronisationsfangsignal TS zu erzeugen, und sendet es an den Entspreizungscodegenerator 17. Der Entspreizungscodegenerator 17 erzeugt eine Entspreizungscodesequenz C(t) synchron mit dem Synchronisationsfangsignal TS und sendet sie an den Multiplizierer 18, so dass der Multiplizierer 18 die demodulierten Daten mit der Entspreizungscodesequenz C(t) multipliziert, um empfangene Daten, die identisch mit den Sendedaten sind, wiederzugeben.
Es wird angenommen, dass im Anpassfilter 15 das Referenzcoderegister 23 die Spreizcodes C8, C7, C6, C5, C4, C3, C2 und C1 sequentiell von der äußerst linken Ausgangsstufe aus speichert, die einen Wert "00011101" haben, wie in der zweiten Zeile auf der rechten Seite jeder der 3(c) bis 3(k) dargestellt ist. Wenn die demodulierten Daten von 3(a) in diesem Zustand eingegeben werden, werden die ungeradzahligen Daten D11, D13, ..., die durch weiße Ziffern auf schwarzem Hintergrund angegeben sind, im ersten Schieberegister 21 in den in 3(b) dargestellten Zeitpunkten, zu denen der Schiebetakt CK ansteigt, sequentiell gespeichert und synchron mit den demodulierten Daten eingegeben, und die geradzahligen Daten D12, D14, ... werden in den Zeitpunkten, in denen der Schiebetakt CK abfällt, sequentiell im zweiten Schieberegister 22 gespeichert.
Die Multiplexer MP11 bis MP14 wählen die ungeradzahligen Codes C7, C5, C3 und C1 des Referenzcoderegisters 23, die den Wert "0111" haben, wenn sich der Schiebetakt CK im OFF-Zustand befindet, und die geradzahligen Codes C8, C6, C4 und C2 des Referenzcoderegisters 23, die den Wert "0010" haben, wenn sich der Schiebetakt CK im ON-Zustand befindet. Im Gegensatz dazu wählen die Multiplexer MP21 bis MP24 die geradzahligen Codes C8, C6, C4 und C2 des Referenzcoderegisters 23, die den Wert "0010" haben, wenn sich der Schiebetakt CK im OFF-Zustand befindet, und die ungeradzahligen Codes C7, C5, C3 und C1 des Referenzcoderegisters 23, die den Wert "0111" haben, wenn sich der Schiebetakt CK im ON-Zustand befindet.
In dem Fall, in dem die ersten demodulierten 8-Bit-Daten "00011101" von 3(a) abwechselnd in das erste Schieberegister 21 und das zweite Schieberegister 22 sowohl an den ansteigenden als auch den abfallenden Flanken des Schiebetakts CK eingegeben werden bzw. die ungeradzahligen Datenbits D15, D13 und D11 mit dem Wert "111" in den D-Flipflops DF11, DF12 und DF13 des ersten Schieberegisters 21 gespeichert werden (3(c)), werden deshalb dann, wenn der Schiebetakt CK im Zeitpunkt t0 ansteigt (3(b)), die Daten "111", die bisher in den Flipflops DF11 bis DF13 gespeichert worden sind, verschoben und in DF12 bis DF14 gespeichert, und die letzten ungeradzahligen Daten D17 mit dem Wert "0" werden im Flipflop DF11 gespeichert, wodurch die D-Flipflops DF11, DF12, DF13 und DF14 des ersten Schieberegisters 21 die ungeradzahligen Daten D17, D15, D13 und D11 mit dem Wert "0111" speichern, wie in 3(c) dargestellt ist.
Danach werden in dem Fall, in dem die ersten drei geradzahligen Datenbits D16, D14 und D12 mit dem Wert "010" in den D-Flipflops DF21, DF22 und DF23 des zweiten Schieberegisters 22 gespeichert, wenn der Schiebetakt CK im Zeitpunkt t1 abfällt, die bisher in den Flipflops DF21 bis DF23 gespeicherten Daten "010" verschoben und in DF22 bis DF24 gespeichert, und die letzten geradzahligen Daten D18 mit dem Wert "0" im Flipflop DF21 gespeichert, wodurch die D-Flipflops DF21, DF22, DF23 und DF24 des zweiten Schieberegisters 22 die geradzahligen Daten D18, D16, D14 und D12 mit dem Wert "0011" speichern, wie in 3(c) dargestellt ist.
Zum Zeitpunkt t2, der etwas nach dem Zeitpunkt t1 liegt, wählen die Multiplexer MP11, MP12, MP13 und MP14, die als erstes Auswahlmittel dienen, die ungeradzahligen Ausgänge des Referenzcoderegisters 23, da sich der Schiebetakt CK im OFF-Zustand befindet. Die Multiplexer MP11, MP12, MP13 und MP14 geben deshalb die ungeradzahligen Codes C7, C5, C3 und C1 des Spreizcodes C mit einem Wert "0111" aus, wie in 3(c) dargestellt ist. Da die Multiplexer MP21, MP22, MP23 und MP24, die als zweites Auswahlmittel dienen, die geradzahligen Ausgänge des Referenzcoderegisters 23 wählen, geben in gleicher Weise die Multiplexer MP21, MP22, MP23 und MP24 die geradzahligen Codes C8, C6, C4 und C2 des Spreizcodes C mit dem Wert "0010" aus, wie in 3(c) dargestellt ist.
Als Ergebnis werden von den im ersten und zweiten Schieberegister 21 und 22 gespeicherten Daten die demodulierten Daten D1 in der in der ersten Zeile rechts in 3(c) angegebenen Reihenfolge gespeichert, und die von den Multiplexern MP11 bis MP14 und MP21 bis MP24 gewählten Spreizcodes werden wie in der zweiten Zeile rechts in 3(c) angegeben gespeichert. Dies bedeutet, dass eine Schiebeoperation ausgeführt wird, die der herkömmlichen Operation, bei der acht D-Flipflops in Reihe geschaltet sind, entspricht.
Da also die Eingangsdaten jeder der exklusiven OR-Schaltung EO11 bis EO14 gleich sind, geben alle Schaltungen Daten auf niedrigem Pegel aus. Da außerdem die Eingangsdaten jeder der anderen exklusiven OR-Schaltung EO21 bis EO24 ebenfalls gleich sind, geben alle Schaltungen Daten auf niedrigem Pegel aus. Folglich hat der vom Addierer 25 berechnete Korrelationsstärkeausgang den Mindestpegel 0. Dieser Ausgang wird zum Spitzendetektionsabschnitt 16 gesendet, der bestimmt, dass es sich um den Mindestspitzenwert handelt, und ein impulsförmiges Synchronisationsfangsignal TS an den Entspreizungscodegenerator 17 sendet, um die Ausgabe der Entspreizungscodesequenz C(t) an den Muitiplizierer 18 zu starten.
Wenn der Schiebetakt CK im Zeitpunkt t3 ansteigt, werden zuerst die Daten D21 mit dem Wert "0" der demodulierten Daten D2, die den demodulierten Daten D1 folgen, im D-Flipflop DF11 des ersten Schieberegisters 21 gespeichert, wie in 3(d) dargestellt ist. Deshalb werden die Daten in den Flipflops DF11 bis DF14 verschoben, und die gespeicherten Daten werden zu "0011". Da die Flipflops DF21 bis DF24 des zweiten Schieberegisters 22 zu diesem Zeitpunkt keine Schiebeoperation ausführen, bleiben die zuvor gespeicherten Daten "0010" erhalten.
Da sich zum Zeitpunkt t4, der etwas später liegt als der Zeitpunkt t3, der Schiebetakt OK im ON-Zustand befindet, wählen die Multiplexer MP11, MP12, MP13 und MP14, die als erstes Auswahlmittel dienen, die geradzahligen Ausgänge des Referenzcoderegisters 23, und die Multiplexer MP11, MP12, MP13 und MP14 geben die geradzahligen Codes C8, D6, C4 und C2 des Spreizcodes C mit einem Wert "0011" aus, wie in 3(d) dargestellt ist. Im Gegensatz dazu geben die Multiplexer MP21, MP22, MP23 und MP24, die als zweites Auswahlmittel dienen, die ungeradzahligen Codes C7, C5, D3 und C1 des Spreizcodes C mit einem Wert "0111" aus, wie in 3(d) dargestellt ist.
Als Ergebnis ist, wie in der in der ersten Zeile rechts in 3(d) dargestellt, der Inhalt des ersten Schieberegisters die geradzahligen Daten, die erhalten werden, wenn die Schiebeoperation auf die gleiche Weise wie im herkömmlichen Fall erfolgt, der Inhalt des zweiten Schieberegisters ist die ungeradzahligen Daten und die Spreizcodes werden entsprechend umgeschaltet, so dass eine Schiebeoperation ausgeführt wird, die der herkömmlichen Operation, bei der acht D-Flipflops in Reihe geschaltet sind, entspricht.
Deshalb geben die exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO13 deshalb Daten auf niedrigem Pegel aus, die exklusive OR-Schaltung EO14 gibt Daten auf hohem Pegel aus, die exklusiven OR-Schaltungen EO21 bis EO23 geben Daten auf niedrigem Pegel aus und die exklusive OR-Schaltung EO24 gibt Daten auf hohem Pegel aus. Somit gibt der Addierer 25 die Korrelationsstärke "3" aus, und der Spitzendetektionsabschnitt 16 bestimmt, dass dieser Ausgang kein Spitzenwert ist, und beendet die Ausgabe des Synchronisationsfangsignals TS.
Danach werden in einem Zeitpunkt, in dem der Schiebetakt OK abfällt, wie in 3(e) dargestellt ist, erste geradzahlige Daten D22 mit dem Wert "1" der demodulierten Daten D2 im zweiten Schieberegister 22 gespeichert. Der Inhalt des Schieberegisters wird durch die Schiebeoperation auf "1001" aktualisiert. Da das erste Schieberegister 21 zu diesem Zeitpunkt keine Schiebeoperation ausführt, behält es "0011" bei, wie in 3(e) dargestellt ist. Die Multiplexer MP11 bis MP14 geben die ungeradzahligen Codes C7, D5, C3 und C1 des Spreizcodes C mit dem Wert "0111" aus, wie in 3(e) dargestellt ist. Die Multiplexer MP21 bis MP24 geben die geradzahligen Codes C8, C6, C4 und C2 des Spreizcodes C mit dem Wert "0010" aus, wie in 3(e) dargestellt ist. Wie in der ersten Zeile rechts in 3(e) dargestellt ist, wird auch in diesem Fall eine Schiebeoperation entsprechend einer achtstufigen Schiebeoperation ausgeführt.
Deshalb geben die exklusiven OR-Schaltungen EO11, EO13, EO14 und EO22 Daten auf niedrigem Pegel aus, die restlichen exklusiven OR-Schaltungen EO12, EO21, EO23 und EO24 geben Daten auf hohem Pegel aus. Somit gibt der Addierer 25 die Korrelationsstärke "4" an den Spitzendetektionsabschnitt 16 aus, der bestimmt, dass dieser Ausgang kein Spitzenwert ist, und bleibt in dem Zustand, in dem die Ausgabe des Synchronisationsfangsignals TS beendet wird.
Dann werden an den ansteigenden und abfallenden Flanken des Schiebetakts OK wie in den 3(f) bis 3(j) dargestellt die ungeradzahligen Daten D23 der demodulierten Daten D2 sequentiell im ersten Schieberegister 21, die geradzahligen Daten D24 im zweiten Schieberegister 22, die ungeradzahligen Daten D25 im ersten Schieberegister 21 und die geradzahligen Daten D26 im zweiten Schieberegister 22 gespeichert. Die Korrelationsstärken "5", "4", "3", "4" und "5" werden ausgegeben, und der Spitzendetektionsabschnitt 16 bestimmt, dass die Ausgaben keine Spitzenwerte sind, und bleibt in dem Zustand, in dem die Ausgabe des Synchronisationsfangsignals TS beendet wird.
Danach werden wie in 3(k) gezeigt die letzten geradzahligen Daten D28 mit dem Wert "1" der demodulierten Daten D2 im Flipflop DF21 des zweiten Schieberegisters 22 gespeichert, wodurch der Inhalt desselben "1101" wird. Das erste Schieberegister 21 behält den Inhalt "1000" bei. Wie in der ersten Zeile rechts in 3(k) dargestellt sind als Ergebnis die im ersten Schieberegister 21 gespeicherten Daten die ungeradzahligen Daten, die erhalten werden, wenn ein achtstufiges Schieberegister verwendet wird, und die im zweiten Schieberegister 22 gespeicherten Daten sind die geradzahligen Daten.
Da der Schiebetakt CK unmittelbar danach im OFF-Zustand ist, wählen die Multiplexer MP11 bis MP14 die ungeradzahligen Codes C7, D5, C3 und C1 mit dem Wert "0111" des im Referenzcoderegister 23 gespeicherten Spreizcodes C und die Multiplexer MP21 bis MP24 wählen die geradzahligen Codes C8, D6, D4 und C2 mit dem Wert "0010" des Spreizcodes C. Alle exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 und EO21 bis EO24 geben deshalb Daten auf hohem Pegel aus. Der Addierer 25 gibt eine Korrelationsstärke "8" aus und sendet sie an den Spitzendetektionsabschnitt 16, der bestimmt, dass dies der maximale Spitzenwert ist, und ein impulsformiges Synchronisationsfangsignal TS ausgibt. Als Antwort auf diesen Ausgang gibt der Entspreizungscodegenerator 17 erneut eine Entspreizungscodesequenz C(t) aus, und der Multiplizierer 18 multipliziert die Sequenz mit den nächsten demodulierten Daten D3, um empfangene Daten wiederzugeben, die den Sendedaten entsprechen.
Wie oben beschrieben ist das Schieberegister gemäß der obigen Ausführungsform in das erste Schieberegister 21 und das zweite Schieberegister 22 geteilt, von denen ein jedes eine Anzahl Stufen entsprechend der Hälfte der Bits des Spreizcodes hat, wobei die Schieberegister parallel geschaltet sind. Eines der Register führt eine Schiebeoperation an den ansteigenden Flanken des Schiebetakts CK und das andere an den abfallenden Flanken des Schiebetakts CK aus. Die Multiplexer MP11 bis MP14 und MP21 bis MP24 wählen die ungeradzahligen und die geradzahligen Teile des im Referenzcoderegister 23 gespeicherten Spreizcodes entsprechend den ON- und OFF-Zuständen des Schiebetrakts CK. Die Ausgabe jeder Stufe jedes Schieberegisters und die Ausgaben der Multiplexer MP11 bis MP14 und MP21 bis MP24 werden an die exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 und EO21 bis EO24 gesendet. Wenn sie nicht übereinstimmen, ergibt sich ein Ausgang auf hohem Pegel, und jede Ausgabe wird vom Addierer 25 addiert, um einen Korrelationsstärkeausgang zu erhalten. Wenn also demodulierte 8-Bit-Daten wiedergegeben werden, sind nur vier Impulse des Schiebetakts CK erforderlich, und jedes Bit durchläuft nur vier D-Flipflops. Deshalb werden die acht Impulse und acht Flipflops, die alle Daten durchlaufen, die erforderlich sind, wenn ein achtstufiges Schieberegister verwendet wird wie im herkömmlichen Fall, halbiert, die Taktrate des Schiebetakts CK kann auf die Hälfte reduziert werden und eine erhebliche Leistungseinsparung wird verwirklicht. Obwohl in diesem Fall die Multiplexer MP11 bis MP14 und MP21 bis MP24 zusätzliche Schaltoperation ausführen, da jeder Spreizcode nur ein Bit hat, ist der gewonnene Vorteil durch die Reduzierung der Anzahl der Schaltvorgänge des Mehrbitregisters sehr viel größer als der Nachteil der zusätzlichen Schaltoperationen. Deshalb wird die Leistungsaufnahme des gesamten Funkempfängers 20, der das Anpassfilter 15 verwendet, verringert, so dass eine eingebaute Batterie über einen längeren Zeitraum verwendet werden kann.
Bei der obigen Ausführungsform hat der Spreizcode acht Bits. Die Anzahl der Bits des Spreizcodes ist nicht auf diesen Fall begrenzt und kann beliebig sein.
Bei der obigen Ausführungsform wird der den demodulierten Daten D1 entsprechende Spreizcode im Referenzcoderegister 23 gespeichert. Die zu speichernden Daten sind nicht auf diesen Code begrenzt. Der Spreizcode entsprechend den demodulierten Daten D2 kann gespeichert werden. Die demodulierten Daten können so manipuliert werden, dass die ungeradzahligen und die geradzahligen Bits zur Bildung eines Spreizcodes umgekehrt werden. In diesem Fall muss die von den Multiplexern MP11 bis MP14 und MP21 bis MP24 entsprechend dem Schiebetakt CK getroffene Auswahl umgekehrt zu der in der obigen Ausführungsform erfolgen. Die Schaltungsstruktur kann so konfiguriert werden, dass zwei Referenzcoderegister zum Speichern der ungeradzahligen und der geradzahligen Codes des Spreizcodes entsprechend den demodulierten Daten D1 oder D2 bereitgestellt werden. Die beiden Register werden durch Multiplexer gewählt und die gewählten Daten an die exklusiven OR-Schaltungen EO11 bis EO14 und EO21 bis EO24 gesendet.
Die Anzahl der Teilungen des Schieberegisters ist nicht auf zwei begrenzt, sondern kann jede beliebige Anzahl wie drei oder vier betragen. Die Anzahl der in den Ausgangsstufen des Referenz coderegisters 23 zu wählenden Bits ist entsprechend zu erhöhen.
Bei der obigen Ausführungsform wird ein vom HF-Verstärker 12 ausgegebenes Basisbandsignal vom Demodulator 13 demoduliert, vom A/D-Wandler 14 in ein digitales Signal gewandelt und an den Korrelationsabschnitt 19 im Funkempfänger 20 gesendet. Die Schaltungsstruktur ist nicht auf diese Struktur beschränkt. Wie in 4 dargestellt ist, kann ein CDMA-Telefonempfänger 22 so konfiguriert sein, dass ein analoges Signal vom HF-Verstärker 12 verstärkt, vom A/D-Wandler 14 in ein digitales Signal gewandelt, an den Korrelationsabschnitt 19 mit dem Anpassfilter 15 von 2, wo eine Spektrumentspreizung erfolgt, vom Basisband-Demodulationsabschnitt 21 demoduliert und an eine Verarbeitungsschaltung 22 gesendet wird.
Bei der obigen Ausführungsform wird die vorliegende Erfindung auf das Anpassfilter angewendet. Die Anwendung ist nicht auf diesen Fall beschränkt. Die vorliegende Erfindung kann auch auf ein nicht rekursives digitales Filter mit einem n-stufigen Schieberegister angewendet werden, bei dem die Ausgabe jeder Ausgangsstufe mit einem Filterkoeffizienten multipliziert und addiert wird.
Bei der obigen Ausführungsform wird die vorliegende Erfindung auf das CDMA-Kommunikationssystem angewendet. Die Anwendung ist nicht auf diesen Fall beschränkt. Wie in 5 dargestellt ist, kann die vorliegende Erfindung auch auf eine Funkempfangseinheit 30 für ein lokales Funknetz angewendet werden, das ein Spreizspektrum-(SS)Verfahren anwendet, in dem direktes Spreizen (DS: direkte Sequenz oder direktes Spreizen) ausgeführt wird. Im einzelnen ist die Funkempfangseinheit 30 so konfiguriert, dass ein von der Antenne 11 empfangenes Signal vom HF-Verstärker 12 verstärkt, das verstärkte Signal vom A/D-Wandler 14 zu einem digitalen Signal gewandelt, das digitale Signal vom Korrelationsabschnitt 19 mit dem Anpassfilter 15 von 2 einer Spektrumentspreizung unterzogen und vom Basisband-Demodulationsabschnitt 31 demoduliert wird, wonach Daten aus den empfangenen Paketen durch einen Paketverarbeitungsabschnitt 32 extrahiert und an ein tragbares Informationsendgerät 33 gesendet werden, für das eine verringerte Leistungsaufnahme gefordert ist, wie Notebook-Computer, Mobilgeräte oder dgl. Die Funkempfangseinheit 30 ist ferner so konfiguriert, dass sie die nötige Leistung vom Informationsendgerät 33 erhält. Da das Anpassfilter 15 Leistung im Korrelationsabschnitt 19 einspart, wird auch in diesem Fall eine Leistungseinsparung der gesamten Funkempfangseinheit 30 erzielt, und eine eingebaute Batterie des tragbaren Informationsendgeräts 33, an das die Funkempfangseinheit 30 anzuschließen ist, kann länger verwendet werden. Die Reihenfolge der Anschlüsse kann zwischen dem Basisband-Demodulationsabschnitt 31, dem A/D-Wandler 14 und dem Korrelationsabschnitt 19 geändert werden. Außerdem kann die vorliegende Erfindung ferner auf andere Funkempfänger angewendet werden, die einen Spreizcode verwenden.

Claims

Nicht rekursives digitales Filter mit einem n-stufigen Register (21, 22) zur sequentiellen Eingabe von Eingangsdaten mit einer vorgegebenen Anzahl m Bits, bei dem die Ausgabe jeder Ausgangsstufe des Registers mit einem Filterkoeffizienten multipliziert und addiert wird, wobei das n-stufige Register (21, 22) in ein erstes und ein zweites Schieberegister mit jeweils n/2 Stufen aufgeteilt ist und jedes synchron mit den Eingangsdaten im Zeitmultiplex zum sequentiellen Verschieben der Eingangsdaten getrieben wird, dadurch gekennzeichnet, dass eines der beiden Schieberegister eine Schiebeoperation an der ansteigenden Flanke eines Schiebetakts und das andere eine Schiebeoperation an der abfallenden Flanke des Schiebetakts ausführt, und dass das digitale Filter ferner aufweist: ein Referenzcoderegister (23) zum Speichern von n Spreizcodes; ein erstes und ein zweites Auswahlmittel (MP11 bis MP14, MP21 bis MP24) zur Wahl und Ausgabe der ungeradzahligen Stufen und der geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters (23) entsprechend dem Schiebetakt; ein erstes Multiplikationsmittel (EO11 bis EO14) zum Multiplizieren des Ausgabe jeder Stufe des ersten Schieberegisters (21) mit der Ausgabe des ersten Auswahlmittels (MP11 bis MP14); ein zweites Multiplikationsmittel (EO21 bis EO24) zum Multiplizieren der Ausgabe jeder Stufe des zweiten Schieberegisters mit der Ausgabe des zweiten Auswahlmittels; und ein Korrelationsstärkeberechnungsmittel (25) zum Addieren der Multiplikationsergebnisse des ersten Multiplikationsmittels (EO11 bis EO14) und des zweiten Multiplikationsmittels (EO21 bis EO24), um eine Korrelationsstärke auszugeben; wobei das erste und zweite Auswahlmittel (MP11 bis MP14, MP21 bis MP24) so konfiguriert sind, dass dann, wenn sich der Schiebetakt im ON-Zustand befindet, eines von ihnen die geradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters (23) an das erste Multiplikationsmittel (EO11 bis EO14) und das andere die ungeradzahligen Stufen an das zweite Multiplikationsmittel (EO21 bis EO24) ausgibt, und wenn der sich der Schiebtakt im OFF-Zustand befindet, das eine Auswahlmittel die ungeradzahligen Stufen des Referenzcoderegisters (23) an das erste Multiplikationsmittel (EO11 bis EO14) und das andere die geradzahligen Stufen an das zweite Multiplikationsmittel (EO21 bis EO24) ausgibt.
Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und zweite Auswahlmittel (MP11 bis MP14, MP21 bis MP24) durch Multiplexer gebildet sind, von denen ein jeder für zwei Stufen des Referenzcoderegisters (23) vorgesehen ist und dessen ungeradzahligen und geradzahligen Stufen wählt; das erste und zweite Multiplikationsmittel (EO11 bis EO14, EO21 bis EO24) durch exklusive OR-Schaltungen gebildet sind und das Korrelationsstärkeberechnungsmittel (25) durch einen Addierer gebildet ist.
Funkkommunikationseinheit, die ein CDMA-Verfahren zur Ausführung von Operationen einschließlich des Haltens der Codesynchronisierung bei Empfang eines Spreizspektrum-HF-Signals von einer Basisstation anwendet, dadurch gekennzeichnet, dass sie aufweist: einen HF-Empfangsabschnitt (11, 12) zum Wandeln eines empfangenen HF-Signals in ein analoges Basisbandsignal; einen Korrelationsabschnitt (19) zum Halten eines digitalen Eingangssignals, zum Halten eines Spreizcodes als Referenzcode und zum Ausführen einer inversen Spektrumwandlung, während zwischen ihnen eine Korrelation berechnet wird, um empfangene Daten auszugeben; und einen Basisband-Demodulationsabschnitt (13, 21, 31) zum Demodulieren der empfangenen Daten; und dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsseite entweder des Korrelationsabschnitts (19) oder des Basisband-Demodulationsabschnitts (13, 21, 31) mit dem HF-Empfangsabschnitt (11, 12) und die Ausgangsseite mit dem jeweils anderen Abschnitt verbunden ist, und der Korrelationsabschnitt (19) ein Anpassfilter (15) enthält, das aus einem nicht rekursiven digitalen Filter nach einem der Ansprüche 1 oder 2 gebildet ist.
Funkkommunikationseinheit zum Senden von Informationsdaten in Paketen mittels eines Spreizspektrum-Kommunikationsverfahren, die in einem lokalen Funknetz, das mit einem anderen Funkkommunikationsendgerät gebildet ist, Spreizen direkt ausführt, dadurch gekennzeichnet, dass sie aufweist: einen HF-Empfangsabschnitt (11, 12) zum Wandeln empfangener Informationsdaten in ein analoges Basisbandsignal; einen Korrelationsabschnitt (19) zum Halten eines digitalen Eingangssignals, zum Halten eines Spreizcodes als Referenzcode und zum Ausführen einer inversen Spektrumwandlung, während zwischen ihnen eine Korrelation berechnet wird, um empfangene Daten auszugeben; einen Basisband-Demodulationsabschnitt (13, 21, 31) zum Demodulieren der empfangenen Daten; und einen Paketverarbeitungsabschnitt zum Ausführen einer Paketverarbeitung entsprechend den empfangenen Daten; und dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsseite entweder des Korrelationsabschnitts (19) oder des Basisband-Demodulationsabschnitts (13, 21, 31) mit dem HF-Empfangsabschnitt (11, 12) und die Ausgangsseite mit dem jeweils anderen Abschnitt verbunden ist, und der Korrelationsabschnitt (19) ein Anpassfilter (15) enthält, das aus einem nicht rekursiven digitalen Filter nach einem der Ansprüche 1 oder 2 gebildet ist.