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Diese Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf
eine Laserdiodenanpassungsschaltung und ist insbesondere, jedoch
nicht ausschließlich,
auf eine Impedanzanpassung in faseroptischen Sende-/Empfangsgeräten anwendbar,
in denen die Laserdiode in einer Transistorabmessungen- (TO-) Verpackung
gehäust
ist.
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Ein herkömmliches faseroptisches Sende-/Empfangsgerät-Modul
enthält
einen Senderabschnitt und einen Empfängerabschnitt. Der Senderabschnitt
weist normalerweise eine Laserdiode in einer Verpackung (wie z.
B. einem TO-Gehäuse,
das geeignet eingebettete und sich erstreckende elektrische Kontaktanschlußleitungen
aufweist) auf, die durch eine integrierte Schaltung oder einen Satz
diskreter Komponenten getrieben wird, die den sogenannten „Laserdiodentreiber" bilden. Der Laserdiodentreiber
treibt einen Strom durch die Laserdiode, um Lichtpulse (aus der
Laserdiode heraus) zu bestimmten Zeitintervallen abhängig von
dem Eingangssignal, das an den Eingang des Laserdiodentreibers angelegt
wird, zu erzeugen.
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Mit in den Gigahertz- (GHz-) Bereich
ansteigenden Treiber-, d. h. Betriebs-, Geschwindigkeiten wird es
immer wichtiger, die Ausgangsimpedanz des Laserdiodentreibers elektrisch
an die Eingangsimpedanz der Laserdiode anzupassen. Eine schlechte elektrische
Anpassung führt
im allgemeinen zu elektrischen Reflexionen (durch die elektrischen
Anschlußleitungen),
einer parasitären
Resonanz, die durch Streukapazitäten
und -induktivitäten
bewirkt wird, und einem allgemeinen Rauschen. Wenn kein sauberes
Treibersignal bereitgestellt wird, bewirkt dies deshalb schließlich ein
optisches Signal mit schlechter Qualität, das Verschlechterungen bezüglich Amplitude
und Zeit enthalten könnte.
Reflexionen durch Anschlußleitungen
und Leiterbahnen (aus Impedanzfehlanpassungen resultierend) bewirken
Welligkeiten oder Oszillationen bei einem Zeitbereichs-Erfassungssignal.
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Insbesondere kann eine parasitäre Resonanz
zu einer Verformung eines Erfassungsauges (des Zeitbereichssignals)
führen,
das verwendet wird, um zwischen binären Logikpegeln zu unterscheiden
(d. h. Lasertätigkeit
und Dunkelbetrieb).
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Leider führt der Aufbau von Laserdiodenverpackungen
inhärent
zu der Einführung
einer parasitären
Resonanz, da Eintritt und Austritt elektrischer Anschlußleitungen
in die TO-Dose üblicherweise
durch einen Glasharz-Isolierungs-Hülsensatz
innerhalb einer Metallplatte, z. B. aus Weichstahl hergestellt,
verlaufen. Wenn die elektrischen Anschlußleitungen in Betrieb einen
Strom tragen, wirkt die Glasharz- (oder Äquivalent-) Isolierungs-Hülse als
ein Dielektrikum und bildet einen Kondensator, der bei bestimmten Faserbetriebsfrequenzen
in Resonanz ist. Außerdem führt, während die
Länge der
elektrischen Anschlußleitungen
optimiert sein kann, um elektrische Reflexionen zu verhindern, die
unerbittliche Variation bei nominellen Schaltungskomponentenwerten
dazu, daß eine
Ausgabe von dem Laserdiodentreiber Last/Impedanz-schaltungsspezifisch
ist; dies bedeutet, daß ein
Abstimmen einzelner Schaltungen für einen optimierten Betrieb
erforderlich ist.
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Im allgemeinen ist es, um einen Lasertreiberbetrieb
wirksam zu verbessern, notwendig, die parasitären Resonanzen und/oder Reflexionen
zu beseitigen; dies kann durch ein Verwenden einer parallelen Blindlast
zur Darstellung eines alternativen Pfades zu einem Massepotential
(in dem Fall eines Filters) oder durch ein Einschränken parasitärer Resonanzen
und Reflexionen durch ein Verbessern einer Impedanzanpassung erzielt
werden.
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Die US-A-5371755 (MURATA) z. B. zeigt
einen Lasersender, der eine Impedanzanpassung des Lasermoduls an
die Treiberschaltung umfaßt.
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Ein Anpassen einer Laserdiode an
einen Laserdiodentreiber wird gegenwärtig durch eine Verwendung
eines einfachen Widerstand-Kondensator- (RC-) Nebenschlußnetz zu
Masse oder der Versorgungsspannung VCC erzielt.
Das RC-Nebenschlußnetz
wird zwischen der Laserdiode und der Lasertreiberschaltung plaziert,
wobei der Nebenschluß eine angepaßte Impedanz
bei einer bestimmten Frequenz bereitstellt, die durch Werte der
einzelnen Komponenten des RC-Nebenschlußnetzes bestimmt wird. Leider
sind die Probleme eines Verwendens eines RC-Nebenschlusses die folgenden: i) die
Anpassungsfrequenz ist nicht ausreichend breit, um den gesamten
erforderlichen Betriebsfrequenzbereich abzudecken; ii) die Anpassung
ist nur durch ein Ersetzen der Widerstands- und Kondensatorwerte
abstimmbar, d. h. der Nebenschluß ist schaltungsspezifisch;
und iii) das Nebenschlußnetz
ist zu rauh und führt
zu einem Bandbreitenverlust. Ferner ist die Verwendung eines RC-Netzes
(d. h. eines Filters) in einer Laservorrichtung, das üblicherweise
bei einer Bitrate von mehr als zwei Gigabits pro Sekunde (2 Gbit/s)
arbeitet, bezüglich
eines sauberen Erfassungsfensters (in dem Zeitbereichs-Augenerfassungssignal)
beeinträchtigt.
Klar ist es bei Laserbetriebsfrequenzen und entsprechend hohen Datenraten,
nötig,
daß eine
Signalbedingung mit stetigem Zustand schnell erfüllt wird, um eine Integrität in dem
Erfassungsalgorithmus beizubehalten, der auf das Zeitbereichs-Augensignal wirkt.
Der RC-Nebenschluß erzielt
jedoch den erforderlichen Dämpfungseffekt bei
Logikpegelsignalübergängen (in
dem Zeitbereich betrachtet), wenn eine große Zeitkonstante verwendet
wird, die mit der relativ kurzen Anstiegs- und Abfallszeit nicht
kompatibel ist, die einer Datenpegelstabilisierung bei Laserbetriebsfrequenzen
zugeteilt ist.
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Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren zur Impedanzanpassung eines Lasertreibers
an eine Laserdiode, die mit demselben gekoppelt ist, bereitgestellt,
wobei das Verfahren durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:
Koppeln eines gemeinsamen Knotens, der zwischen dem Lasertreiber
und der Laserdiode positioniert ist, durch eine Anpassungsstichleitung
und einen Wechselsignal- Kurzschlußkondensator
mit einem Referenzpotential; und Abgreifen der Anpassungsstichleitung
mit dem Wechselsignal-Kurzschlußkondensator,
um eine Impedanzanpassung zwischen dem Lasertreiber (20)
und der Laserdiode bereitzustellen.
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Bei einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung
wird eine Halbleiterlaser-Steuerungsschaltung bereitgestellt, die
eine integrierte Lasertreiberschaltung aufweist, wobei die Halbleiterlaser-Steuerungsschaltung
durch folgendes Merkmal gekennzeichnet ist: zumindest eine Mikrowellenübertragungsleitung,
die mit der integrierten Lasertreiberschaltung verbindbar ist, wobei
die Mikrowellenübertragungsleitung
ferner mit einer Referenzpotentialebene der Halbleiterlaser-Steuerungsschaltung
durch einen Wechselsignal-Kurzschlußkondensator oder eine Null-Ohm-Verbindung
gekoppelt ist, um bei Verwendung eine Impedanzanpassung zwischen
der integrierten Lasertreiberschaltung und einem Halbleiterlaser
zu liefern.
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Bei noch einem weiteren Aspekt der
vorliegenden Erfindung wird eine Halbleiterlaseranordnung bereitgestellt,
die ein TO-Gehäuse,
das eine Laserdiode aufweist, und einen Lasertreibersteuerungsaufbau
aufweist, der betreibbar ist, um die Laserdiode zu steuern, dadurch
gekennzeichnet, daß: der
Lasertreibersteuerungsaufbau eine Mikrowellenübertragungsleitung umfaßt, die
mit einer integrierten Lasertreiberschaltung durch einen Stichleitungswiderstand
verbunden ist, wobei die Mikrowellenübertragungsleitung ferner mit
einer Referenzpotentialebene durch einen Wechselsignal-Kurzschlußkondensator
gekoppelt ist, der die Mikrowellenübertragungsleitung abgreift,
um eine Impedanzanpassung zwischen der integrierten Lasertreiberschaltung
und dem TO-Gehäuse zu liefern.
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Vorzugsweise wird ein Stichleitungsanpassungselement
der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer Mikrostreifenleitung
auf einer PCB erzeugt, wobei die Mikrostreifenleitung eine charakteristische
Impedanz Z0 aufweist. Die Mikrostreifenleitung
ist an einem Knoten zwischen der Laserdiode und Laserdiodentreibervorrichtungen
in einer bestimmten (vorzugsweise optimalen) Entfernung von der
Laserdiode verbunden. Wenn der Q-Faktor der Stichleitung reduziert
werden soll, kann die Mikrostreifenleitung über einen Serienwiderstand
RSTUB verbunden werden; dies erlaubt einen
breiteren Anpassungseffekt ohne ein Verändern der Position eines Stichleitungskondensators
CSTUB. Wenn ein Wechselsignalkurzschluß erforderlich
ist, wird die Mikrostreifenleitung zu einem geeigneten Punkt (nominell
Masse) über
einen Kondensator CSTUB abgeschlossen. Wenn
ein Gleichsignal-/Wechselsignal-Kurzschluß erforderlich
ist, wird der Mikrostreifen einfach mit dem Referenzpunkt durch
eine Null-Ohm-(0-Ω-) Verbindung
verbunden.
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Eine Mehrzahl von Stichleitungsanpassungselementen
mit unterschiedlicher Länge
kann auf einer einzelnen PCB vorgesehen sein.
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Vorzugsweise stellt die vorliegende
Erfindung einen Mechanismus zum Verbessern einer Impedanzanpassung
in einem Laserdiodentreiberschaltungsaufbau bereit, wobei der Mechanismus sich
physische Eigenschaften zu Nutze macht, die für das Betriebsmedium intrinsisch
sind, um elektrische Effekte zu steuern. Die vorliegende Erfindung
ist in einer Laserdiodentreiber-IC (oder auf einer zugeordneten
gedruckten Schaltungsplatine, PCB) billig zu implementieren, wobei
die Schaltung der vorliegenden Erfindung ohne weiteres auf unterschiedliche TO-Gehäuse oder
dergleichen anpaßbar
ist. Anders ausgedrückt
behebt die vorliegende Erfindung die Einschränkungen auf eine Impedanzanpassung
aus einer schaltungsspezifischen Anordnung zu einer Allgemeinfallösung. Ein
Verwenden einer Stichleitungsanpassung und allgemeiner verteilter
Elemente zur Anpassung einer Laserdiode an einen Laserdiodentreiber
liefert ein genaueres und vielseitigeres Verfahren einer Impedanzanpassung
als das normale RC-(Filter-)
Nebenschlußanpassungsverfahren.
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Exemplarische Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nun Bezug nehmend auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben. Es zeigen:
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1 ein
schematisches Blockdiagramm einer Laserdiodentreiberschaltung und
eines zugeordneten TO-Gehäuses, die
die Konzepte der vorliegenden Erfindung unterstützen können;
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2 ein
herkömmliches
Augendiagramm, das Zeitbereichsdarstellungen von Datenpegelübergängen zeigt;
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3 ein
Schaltungsdiagramm einer Impedanzstichleitungsanpassungsschaltung
gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
alternatives Ausführungsbeispiel einer
Impedanzstichleitungsanpassungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
und
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5 ein
weiteres Ausführungsbeispiel
einer Impedanzstichleitungsanpassungsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Bevor die vorliegende Erfindung detailliert erläutert wird,
wird zuerst Bezug auf die 1 und 2 genommen, die im Zusammenhang
einen Laserschaltungsaufbau bzw. Datenwiedergewinnungspunkte in
einem Zeitbereichs-Augendiagramm darstellen.
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1 ist
ein schematisches Blockdiagramm 10 einer Laserdiodentreiberschaltung 12 und
einer zugeordneten TO-Gehäuse-Konfiguration 14 (in
situ mit einer optischen Faser 16 gezeigt), die die Konzepte
der vorliegenden Erfindung unterstützen können. Die Laserdiodentreiberschaltung 12 ist üblicherweise
auf einer PCB 18 implementiert, die eine Mehrzahl von ICs
und diskrete Komponenten trägt,
ein schließlich
Schaltungsleiterbahnen und Durchgangslöchern zwischen mehreren Schichten
in der PCB 18. Die PCB 18 umfaßt eine Lasertreiber-IC 20 (oder eine äquivalente
Treiberstufe, wie dies ersichtlich ist), wobei die Lasertreiber-IC 20 zugeordnete
Verpackungsanschlußleitungskontakte 22 bis 24 aufweist. In
Verwendung ist der Lasertreiber mit der zugeordneten TO-Gehäuse-Konfiguration 14 durch
isolierte Drähte
zwischen den Verpackungsanschlußleitungskontakten 22 bis 24 und
einem TO-Gehäuse 28 gekoppelt.
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Das TO-Gehäuse 28 ist im allgemeinen
ein Metallaufbau, wobei Drähte
Komponenten in dem TO-Gehäuse
durch Sätze
isolierter Glasharzhülsen 30 bis 34 in
einer Basisplatte 35 versorgen. Das TO-Gehäuse umfaßt in dem
Kontext einer Sende-/Empfangsgerät-Vorrichtung
eine Photodiode 36 und eine Laserdiode (wobei üblicherweise
beide ferner in einem Metallblock 40 eingeschlossen sind,
der einen geeigneten Eintritts-/Austrittspunkt aufweist). Das TO-Gehäuse 28 umfaßt ferner
ein Glas- oder Kristallfenster 40 in einem Abdeckungsende 42 des TO-Gehäuses 28,
wobei das Abdeckungsende 42 entfernt von der Basisplatte 35 ist.
Um eine Kopplung von aus der Laserdiode 38 emittiertem
Licht 44 (über das
Glas- oder Kristallfenster 40) bereitzustellen, fokussiert
eine Kugellinse 46, die sich innerhalb eines Verbindungselements 48 befindet,
Licht 44 in die optische Faser 16 (oder aus derselben
heraus, je nachdem, wie dies der Fall ist). Das Verbindungselement 48 liefert
deshalb einen einstellbaren Verbindungskanal zwischen dem TO-Gehäuse 28 und
der optischen Faser 16.
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Kurz Bezug nehmend auf 2 ist eine Zeitbereichsdarstellung
eines Augendiagramms 100 gezeigt. Eine Ordinatenachse 102 kann
z. B. bezüglich einer
Spannung oder eines Stroms ausgedrückt sein, wobei die Ordinatenachse
definierte Pegel einer logischen Null und einer logischen Eins aufweist,
wobei eine logische Eins erfaßtes
Laserlicht anzeigt und eine logische Null sich auf einen Dunkelpegel
beläuft, bei
dem der Laser sich in keinem aktiven Lasertätigkeitsbetrieb befindet. Übergänge 106, 108 zwischen den
Pegeln einer logischen Null und einer logischen Eins führen zu
einer charakteristischen Augenform 104, wenn dies über die
Zeit wiederholt betrachtet wird. Dateninterpretationsalgorithmen
arbeiten, um Logikpegel während
eines Erfassungsfensters 110 wiederzugewinnen. Es wird
bevorzugt, daß ein
Mittelabschnitt 112 des Auges frei von Signaleindringen ist,
so daß die
jeweiligen Logikpegel klar trennbar sind, wodurch eine falsche Zuteilung
eines inkorrekten Logikpegels zu einfallenden Daten vermieden wird.
Idealerweise ist deshalb eine Datenwiedergewinnung mittig in dem
Auge 104, wobei Anstiegs-/Abfallszeiten 114 und 116 aus
einer Betrachtung ausgeschlossen werden. Die Anstiegs-/Abfallszeiten
sind deshalb an jedes Auge 104 angrenzend. Es wird auch
darauf verwiesen, daß es
vorzuziehen ist, daß das
Auge 104 auch in der Ordinatenachse nicht durch interferierende
Signale begrenzt ist, die ein Verfälschen des Erfassungsalgorithmus
bewirken könnten,
wie ohne weiteres zu erkennen ist.
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In Bezug auf die Anstiegszeit 114 z.
B. ist eine ideale angepaßte
Schaltung oder ein resonanz-isoliertes Szenario in 2 gezeigt, wobei ein Signalübergang 118 vor
dem Erfassungsfenster einer vollständigen Dämpfung unterzogen wird. Ebenso
in 2 gezeigt ist ein
Fall, bei dem ein Signalübergang 120 sich
relativ langsam einstellt, wobei dies zum Ergebnis hat, daß die Augengrenzbedingungen verletzt
werden, um eine kohärente
Datenwiedergewinnung durch ein Fluktuieren der Augengrenze in den
Mittelabschnitt 112, der eigentlich leer von Signalübergängen sein
sollte, undeutlich zu machen.
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Bei der Entwicklung der vorliegenden
Erfindung wurde erkannt, daß Laserbetriebsfrequenzen oberhalb
von etwa 2 GHz zu λ/8-Wellenlängen von etwa
zehn Millimetern (10 mm) führen.
In dem Kontext einer Anpassung einer Laserdiode an eine Lasertreiber-IC
betrachtet die vorliegenden Erfindung die Verwendung einer Mikrowellenstichleitung.
Die Stichleitung wird anstelle des Nebenschluß-Wiederstand/Kondensator- Netzes verwendet
und schöpft einen
Vorteil aus RF/Mikrowellen-Effekten elektrischer Leiter bei Hochfrequenzsignalen.
Die Stichleitung ist ein Stück
einer Mikrowellenübertragungsleitung,
deren charakteristische Impedanz durch ihre Länge, Breite, Dicke und das
PCB-Material, aus dem dieselbe hergestellt ist, definiert ist. Da
die Übertragungsleitung
die Charakteristika eines verteilten Satzes von Kondensatoren und
Induktoren aufweist, kann dieselbe zur Arbeit über einen Bereich von Frequenzen
durch ein Verändern
ihrer Betriebslänge/-breite
abgestimmt werden. Ein Kondensator wird verwendet, um eine Schaltung
zwischen der Stichleitung und Masse kurzzuschließen, wobei die Position des
Kondensators entlang der Stichleitung die Betriebslänge (und
so die Frequenz) der Mikrowellenübertragungsleitung
bestimmt. Anders ausgedrückt kann
gemäß der vorliegenden
Erfindung ein Anpassungsnetz einfach durch ein Verändern der
Position des Kondensators entlang der Stichleitung verändert werden,
anstatt eine Anzahl von Kondensatoren mit unterschiedlichem Wert
handhaben zu müssen.
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Impedanz-Stichleitungsanpassungsschaltung 150 gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Eine Laserdiodenversorgung VCC 152, wie z. B. eine 3,3 Volt-
(V-) oder 5 V-Versorgung, ermöglicht
es, daß eine
Laserdiode 154 einen Strom von derselben zieht. Mit der
Laserdiode 154 gekoppelt ist bei einer Elektrode 155 entfernt
von der Versorgung VCC ein Laserdiodentreiber 156,
der angeordnet ist, um Steuerungssignale an die Laserdiode 154 zu
liefern. Insbesondere ist ein Wechselsignal-Eingang 158 mit
der Elektrode 155 gekoppelt, wohingegen ein Gleichsignal-Eingang
mit der Elektrode 155 über
einen Vorspannungswiderstand 162 (RDIAS)
gekoppelt ist. Der Vorspannungswiderstand verhindert den Durchgang
eines Funkfrequenz- (RF-) Stroms durch den Gleichsignalpfad zu der
Laserdiodentreiber-IC 20. Wie dies ersichtlich ist, zieht
die Laserdiode 154 in Betrieb größere Pegel eines Stroms von
der Versorgung 152, um sich von einer Dunkelausgabe zu
einem Pegel einer logischen Eins zu bewegen (oder überzugehen).
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Die Elektrode 155 (der Laserdiode 154)
und der Vorspannungswiderstand 162 sind ebenso mit einer
Serienkombination eines Stichleitungswiderstands (RSTUB) 164,
einer Anpassungsstichleitung 166 der Länge L und der Breite W und
eines AC- (Wechselsignal-) Kurzschlußkondensator 168 mit Masse 170 gekoppelt.
Die Anpassungsstichleitung 166 ist üblicherweise eine Übertragungsleitung,
die jede geeignete Form annimmt, einschließlich einer geometrischen,
asymmetrischen oder anderen unregelmäßigen Form. Der Stichleitungswiderstand 164 liefert
in der Hauptsache eine Real-Komponente
für die
Gesamtimpedanz, die durch die Serienkombination des Stichleitungswiderstands 164 und
der Anpassungsstichleitung 166 bereitgestellt wird. Die
Anpassungsstichleitung 166 wird durch den Kondensator an
einem geeigneten bestimmten Punkt entlang ihrer Länge zu Masse
abgegriffen, um eine geeignete Impedanzanpassung der Laserdiodentreiber-IC 20 und
des TO-Gehäuses 28 bereitzustellen
(wie durch die Laserdiode 154 dargestellt ist). Natürlich könnte die
Anpassungsstichleitung 166 selbst bei einem Herstellungsprozeß auf eine
geeignete Länge
getrimmt werden, um eine Komponentenimpedanzanpassung bereitzustellen,
wodurch der Kurzschlußkondensator 168 zwischen
das Ende der Anpassungsstichleitung 166 und Masse 170 (oder
jede andere geeignete Referenzpotentialebene) gekoppelt ist (d.
h. abgreift).
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Der Stichleitungswiderstand (RSTUB) kann in bestimmten Fällen einen
Null-Ohm-Wert annehmen. Der Stichleitungswiderstand wirkt, um den
Impedanzeffekt der Anpassungsstichleitung 164 zu dämpfen.
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Während
der Gleichsignal-Pfad u. U. nur etwa ein Milliampere (1 mA) Strom
(auf einer dauerhaften Basis) zieht, um einen Lasertätigkeitsbetrieb beizubehalten,
zieht der Wechselsignal-Pfad vielleicht etwa 40 mA.
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Um den Q-Faktor der Schaltung aus 3 zu senken, kann die Konfiguration
aus 4 implementiert
sein, bei der die einzelne Anpassungsstichleitung 166 zu
Masse 170 durch parallele Anpassungsstichleitungen 200 und 202 ersetzt
wird, die jeweils in Serie mit Masse über einen ersten 204 bzw. zweiten 206 Wechselsignal-Kurzschlußkondensator gekoppelt
sind. Die parallelen Anpassungsstichleitungen 200 und 202 sind
vorzugsweise identisch und weisen eine Länge L/2 auf.
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Als weitere optionale Entwurfsalternative kann
eine Mehrzahl paralleler Anpassungsstichleitungen (Bezugszeichen 166, 220 und 222 in 5) auf einer PCB vorgesehen
sein, wobei nur eine geeignet dimensionierte Anpassungsstichleitung
selektiv mit dem Stichleitungswiderstand 164 und Masse 170 (über einen
Wechselsignal-Kurzschlußkondensator 168)
gekoppelt ist. Die Mehrzahl von Anpassungsstichleitungen, die Mikrostreifenleitungen
oder Streifenleitungen sein können,
variiert üblicherweise voneinander
um Integral- oder
andere) Variationen der Länge, δl. Die Abmessungsveränderung
liefert deshalb die Variation einer Impedanz, die für eine Komponentenvariation
vom Standpunkt einer Impedanzanpassung aus betrachtet notwendig
ist.
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5 stellt
auch eine weitere Variation des grundlegenden Entwurfskonzepts dar,
bei dem der Vorspannungswiderstand (aus 3) weggelassen ist und der Gleichsignal-Eingang 160 mit
einem Punkt zwischen der Anpassungsstichleitung 166 und dem
Wechselsignal-Kurzschlußkondensator 168 gekoppelt
ist. Diese bestimmte Konfiguration ist realisierbar, da ein RF-Strom
im allgemeinen einen direkten Pfad zu Masse findet. Anders ausgedrückt ist
es möglich,
die Anpassungsstichleitung 166 mit der Gleichsignal-Vorspannungsleitung
zu kombinieren, um bei hohen Frequenzen für die Vorspannungsleitung eine
gute RF-Unterdrückung
bereitzustellen, während
ebenso ein vernachlässigbarer
Widerstandswert in der Gleichsignal-Leitung vorliegt.
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In Situationen, in denen Platinenraum
hoch im Kurs steht, kommt in Betracht, daß die Anpassungsstichleitungen
(oder Stichleitungen) in einer mehrschichtigen Platinenstruktur
vergraben sein können,
wobei Durchgangslöcher
zwischen Schichten einen Zugang zu Kontaktanschlußflächen liefern.
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Es ist natürlich zu erkennen, daß das bevorzugte
Ausführungsbeispiel
lediglich beispielhaft gegeben wurde, und daß Modifizierungen im Detail
innerhalb des Schutzbereichs der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden
können.
Zwei oder mehr parallele Stichleitungen können z. B. in dem Kontext aus 4 bereitgestellt werden
und die Merkmale aus 5 (z.
B. das Weglassen des Vorspannungswiderstandes) können in 4 enthalten sein. Ferner kann es, während im
allgemeinen in Frage kommt, daß die
Anpassungsstichleitung Gleichsignal-isoliert von einer RF-Masseebene
(die das Referenzpotential aufweist) ist, wünschenswert sein, den Stichleitungskondensator
in Fällen
wegzulassen, in denen ein Wechselsignal-/Gleichsignal-Kurzschluß benötigt wird,
wobei in diesem Fall die Anpassungsstichleitung mit der Referenzebene
durch eine Null-Ohm- (0-Ω-)
Verbindung gekoppelt ist.