DE60110039T2

DE60110039T2 - Lineare signaltrennung durch polarisations-diversität

Info

Publication number: DE60110039T2
Application number: DE60110039T
Authority: DE
Inventors: Steven Halford; Mark Webster
Original assignee: Harris Corp
Current assignee: Harris Corp
Priority date: 2000-02-04
Filing date: 2001-01-31
Publication date: 2006-05-11
Anticipated expiration: 2021-02-01
Also published as: US6754511B1; EP1252728B1; AU764605B2; ATE293312T1; JP2003522465A; CA2397131C; TW510132B; WO2001058049A2; AU3659301A; DE60110039D1; WO2001058049A3; CA2397131A1; EP1252728A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Kommunikationssysteme und ist insbesondere auf einen neuen und verbesserten auf einer Polarisations-Diversity basierenden Signalverarbeitungsmechanismus zum Trennen von Signalen gerichtet, die von mehreren Quellen in einer im wesentlichen flachen Fading-Umgebung ausgesandt und an im allgemeinen ortsgleichen unterschiedlich polarisierten Antennen einer drahtlosen Kommunikationsbasisstation empfangen werden.
Die andauernde Zunahme drahtloser Kommunikationsdienste erzeugt eine Nachfrage nach Signalanwendungs- und Verarbeitungstechniken, mit welchen die Kapazität des beschränkten Mobilfunkspektrums erhöht werden kann. Bei vielen Systemen wurde der Sättigungspunkt des verfügbaren Spektrums erreicht, so daß es nicht möglich ist, noch mehr Frequenzen zu erhalten. Folglich müssen zur Unterbringung eines weiteren Wachstums die bestehenden Frequenzen unter mehr Nutzern aufgeteilt werden. Dies wiederum impliziert den Bedarf für weitere intelligente Signalverarbeitungskonzepte, um die Signale am Empfänger (z.B. der Basisstation) zu trennen.
Um Nutzer zu trennen, die sich dieselbe Frequenz teilen, werden momentan verschiedene Konzepte zur Vermeidung von Interferenzen bzw. Störungen verwendet. Einige Verfahren, wie beispielsweise Zeitmultiplex- und Codemultiplextechniken erfordern eine Koordination und Kooperation zwischen den Nutzern. Während jedoch nicht alle Verfahren eine Kooperation zwischen den Nutzern erfordern, setzen einige z. B. auf eine verbesserte Verarbeitung am Empfänger. Beispielsweise sind fortgeschrittene oder intelligente Signaltrennungstechniken, bei welchen ein Array aus Antennenelementen verwendet wird, in der Lage, die Nutzerkapazität durch ein kontrollierbares Formen des Strahlungsmusters des Arrays zur Trennung von Nutzern, die aus unterschiedlichen Winkelpositionen senden, zu erhöhen.
Wie in dem vereinfachten Diagramm eines drahtlosen Systems gemäß 1 dargestellt ist, wird bei diesen Systemen die Eignung von Antennenarrays an einer Basisstation 11 zur Strahlformung verwendet, um die Antennenverstärkung eines Hauptantennenstrahls 12 in der Richtung des gewünschten Nutzers 13 zu erhöhen, während gleichzeitig selektiv die Antennenverstärkung von Nebenkeulenstrahlen 14 in der Richtung interferierender Signale 15 ver ringert wird. Bei den meisten Anwendungen führt eine Verstärkung des gewünschten relevanten Signals und eine Unterdrückung von Interferenzen einer zu hohen Effizienz intelligenter Antennen, die es ermöglicht, daß mehr Nutzer dieselbe Frequenz oder den selben Kanal gemeinsam nutzen können.
Da diese strahlformenden Antennen gerichtete Information verwenden, können sie mehrere Signale (wie im Fall einer höheren Nutzerdichte), bei welchen das gewünschte Signal und eines oder mehrere interferierende Signale aus im wesentlichen derselben (oder im allgemeinen kollinearen) Richtung oder Eingangswinkel stammen, wie bei 13 bzw. 16 in 2 in einem Diagramm gezeigt ist, nicht trennen. Um eine derartige kollineare Interferenz zu verhindern, ist es notwendig, komplizierte Modelle zur Handhabung der Spektren zu verwenden, die das resultierende Antennensystem überaus teuer machen.
Eine vorgeschlagene Verbesserung für Modelle zur Strahlformung besteht darin Mehrpfaddifferenzen zwischen den Nutzern für den Basisstationsempfänger zu verwenden. Dieses Verfahren hat den Vorteil, daß es auch bei anderen Verfahren verwendet werden kann und keine Kooperation unter den Nutzern erfordert. Im Gegensatz zur Verwendung von Sendedifferenzen (z.B. Zeit, Winkel, Code) zwischen den Nutzern, setzt der Mehrpfadverarbeitungsansatz auf die von jedem Nutzer gesehene unterschiedliche Ausbreitungsumgebung. Ein fundamentaler Nachteil dieses Ansatzes besteht jedoch darin, daß er auf einer nichtlinearen Minimierung basiert und seine Implementierung sehr komplex ist.
Bei vielen zellularen Einrichtungen befindet sich die Basisstation auf einem Turm, so daß ein Mehrwegempfang hauptsächlich von den Reflexionen von Objekten stammt, die sich in der Nähe des Mobilfunksenders befinden. Da diese Reflexionen zu nahezu derselben Wegverzögerung führen, kann die auf mehrere Empfangssignale verteilte Mehrwegeverzögerung weniger als ein Abtastintervall betragen. Wenn dies der Fall ist, kann die Mehrwegeumgebung als eine im wesentlichen flache Fading-Umgebung betrachtet werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das oben erläuterte, im wesentlichen kollineare Interferenzproblem erfolgreich durch Ausnutzen anderer Eigenschaften der eingehenden Signale als ihrer Empfangsrichtung angegangen. Insbesondere basiert das erfindungsgemäße Signaltrennungskonzept auf Mehrwegedifferenzen, die in einer im wesentlichen flachen Fading-Umgebung auftreten, wenn Signale an zumindest zwei (Basisstation) Antennenelementen mit unterschiedlichen Eigenschaften aus derselben oder im wesentlichen derselben Richtung, die durch eine gemeinsame Keule eines Strahlungsmusters der Antenne der Basisstation führt, ankommen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform nutzt die Erfindung die Diversity, die durch die Verwendung mehrerer (beispielsweise eines Paares) Antennenarrayelemente mit unterschiedlichen (z.B. wechselweise orthogonalen) Polarisationen und die zur Reduzierung der Komplexität der Hardware auch im allgemeinen ortsgleich sind, gewonnen wird. Beim Einsatz in einer Umgebung, durch die keine Zeitdispersion auferlegt wird (z.B. in einer Umgebung, die ein im wesentlichen flaches Fading umfaßt) bietet das auf einer Polarisations-Diversity basierende Trennungskonzept gemäß der Erfindung eine äußerst einfache Technik zur Trennung kollinearer Signale. Dies ermöglicht wiederum den Betrieb eines intelligenten Antennensystems ohne komplizierte spektrale Handhabungstechniken.
Ähnlich wie bestehende Mehrwegeverarbeitungskonzepte kann die Erfindung in Verbindung mit Mehrfachzugriffswellenformen (z.B. Zeit-Multiplex oder Codemultiplex) verwendet werden und kann andere Signaltrennungsverfahren, wie beispielsweise das oben angesprochene Strahlformen ergänzen. Das erfindungsgemäße Signaltrennungsverfahren erfordert auch keine Kooperation unter den Nutzern sondern basiert vielmehr auf den Unterschieden zwischen den Umgebungen der jeweiligen Nutzer, um einen Nutzer im Verhältnis zu einem Anderen an einem der jeweiligen Antennenelemente mit unterschiedlicher Charakteristik hervorzuheben und um den anderen Nutzer im Verhältnis zum ersten am anderen Antennenelement hervorzuheben.
Während die Erfindung auch bei Antennenelementen, die mit einer vorgeschriebenen Entfernung räumlich voneinander getrennt sind, verwendet werden kann, ist sie primär für den Fall von im allgemeinen ortsgleichen Antennenelementen vorgesehen, die für einen Empfang unterschiedlicher (relativ zueinander orthogonaler, z.B. vertikal und horizontal) Polarisationen konstruiert sind, wodurch die Größe der Empfangsantenne reduziert wird. Darüber hinaus wird bei der Erfindung im Gegensatz zu anderen Mehrwegeverfahren eine lineare Signalverarbeitung verwendet, wodurch die zur Trennung zweier potentiell interferierender Signale erforderliche Komplexität reduziert wird.
Bei einer bevorzugten, jedoch nicht beschränkenden Ausführungsform umfaßt die Architektur des auf Polarisations-Diversity basierenden Signaltrennungsempfängers gemäß der Erfindung vier Signalverarbeitungseinheiten: einen RF-Abwärtswandler, einen Signaltrenner, einen Koeffizientenemulator und einen Kanalabschätzer. Der RF-Abwärtswandler führt dem Signaltrenner zeitdiskrete Basisbandproben von Signalwellenformen, die an mehreren von einem oder mehreren Paaren von Antennenelementen empfangen werden, die jeweils unterschiedliche Empfindlichkeitseigenschaften aufweisen, zu. Wie oben betont wurde, befinden sich die Antennenelemente jedes Paares gemäß einer nicht beschränkenden, jedoch bevorzugten Ausführungsform im allgemeinen am selben Ort und sind Wechselseitig orthogonal zueinander polarisiert.
Die von den orthogonal polarisierten Antennenelementen empfangenen Signale werden nach unten auf das Basisband gemischt und dann in Tiefpaßfiltern gefiltert, um Restseitenbandabbildungen zu entfernen und die Bandbreite zu begrenzen. Die gefilterten Basisbandsignale werden digitalisiert und mit entsprechenden Eingängen des Signaltrenners gekoppelt, welcher die zeitdiskreten Basisband-Probensignale der vertikal und horizontal polarisierten empfangenen Signale kontrollierbar gewichtet und kombiniert, um zu bestimmen, welche Signale von welchen Nutzern stammen.
Zu diesem Zweck wird jede von der „vertikal polarisierten" Antenne empfangene Signalprobe vom Signaltrenner mit vom Koeffizientenkalkulator gelieferten ersten und zweiten vertikalen Polarisationskoeffizienten multipliziert. Von diesem wird auch jede von der „horizontal polarisierten" Antenne empfangene Signalprobe mit vom Koeffizientenkalkulator gelieferten ersten und zweiten horizontalen Polarisationskoeffizienten multipliziert. Die Produkte werden in Paaren summiert, um gewichtete und kombinierte Ausgangssignale zu produzieren, die als jeweilige ersten und zweiten Nutzern zugeordnete erste und zweite getrennte Signale ausgegeben werden.
Um die beiden Gruppen vertikaler und horizontaler Polarisationskoeffizienten zu erzeugen, wird der Koeffizientenkalkulator für einen Empfang einer Gruppe von Kanalschwundkoeffizienten vom Kanalabschätzer ausgeschlossen. Obwohl nicht auf irgendeinen bestimmten Mechanismus zur Berechnung der Kanalschwundkoeffizienten beschränkt, werden bei einer nicht beschränkenden Technik Trainingssequenzen verwendet, die in jeden Übertragungsdatenblock eines Nutzers eingebettet sind. Die vertikalen und horizontalen Signaleingänge sind mit den (bekannten) Trainingssequenzen beider Nutzer korreliert, um eine Gruppe von Scheitelwerten zu erzeugen. Abschätzungen der Kanalschwundkoeffizienten können mittels Standardsignalverarbeitungsalgorithmen unter Verwendung der Scheitelwerte und der bekannten Kreuzkorrelation zwischen den Trainingsmustern abgeleitet werden. Alternativ können adaptive Verfahren basierend auf den empfangenen Daten oder blinde Verfahren basierend auf statistischen Eigenschaften verwendet werden.
Der Koeffizientenkalkulator berechnet die für den Signaltrenner erforderlichen Polarisationskoeffizienten mittels einer Koeffizientenmatrix, so daß ohne ein vorhandenes Rauschen das Ausgangssignal des Signaltrenners gleich dem Informationssignal des Nutzers ist. Die Bedingung, die der Signaltrenner für eine vollkommende Signaltrennung erfüllen muß, ist eine Gruppe von vier linearen Gleichungen mit vier Unbekannten. Eine Lösung kann unter der Voraussetzung bestimmt werden, daß die Schwundkoeffizientenmatrix den vollen Rang aufweist. Wenn eine statistische Beschreibung von zusätzlichem Rauschen verfügbar ist, können die Anforderungen an die Koeffizienten in der Weise modifiziert werden, daß der Koeffizientenkalkulator das mittlere Fehlerquadrat in den Signalabschätzungen minimieren kann.
Als eine Alternative zur Verwendung eines Paar von wechselseitig orthogonal polarisierten Antennenelementen ist es ebenso möglich, mehrere Gruppen (Paare) von Antennen zu verwenden, die jeweils ein Paar von kreuz-polarisierten Elementen (horizontal und vertikal) umfassen. Die Eingänge von diesen Gruppen kreuzpolarisierter Antennenpaare können dem Signaltrenner vorgeschaltet kombiniert und gewichtet werden, um die beiden an die Eingangsanschlüsse desselben angelegten Signale zu optimieren.
Zusätzlich kann das frequenzselektive Fading in einen im wesentlichen flachen Fading-Kanal durch kohärentes Kombinieren des beobachteten Mehrwegs umgewandelt werden, falls der Kanal aufgrund der Mehrwege einem frequenzselektiven Fading unterliegt und die Signale von unterschiedlichen Nutzern schwache Kreuzkorrelationseigenschaften aufweisen. Dieses kohärente Kombinieren kann auf einfache Weise mittels eines dem Signaltrenner vorgeschalteten Rake-Empfängers für jede Polarisation implementiert werden.
Die vorliegende Erfindung wird nun mittels eines Beispiels mit Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in welchen:
1 ein vereinfachtes Diagramm eines drahtlosen Antennensystems ist, das die Strahlformungsfunktion eines Basisstationsantennenarrays zeigt, um die Antennenverstärkung eines Hauptstrahls in Richtung eines gewünschten Nutzers zu erhöhen, während die Verstärkung von Seitenkeulenstrahlen in Richtung zu Störern reduziert wird;
2 das Diagramm eines drahtlosen Antennensystems aus 1 zeigt, wobei ein erwünschtes Signal und eines oder mehrere Störsignale entlang im allgemeinen kollinearer Richtungen ankommen;
3 mit einem Diagramm ein zeitdiskretes Modell für die jeweiligen vertikal und horizontal polarisierten empfangenen Signale r^v(n) und r^h(n) veranschaulicht;
4 mit einem Diagramm eine nicht beschränkende Ausführungsform einer auf der Polarisation basierenden Architektur eines Signaltrennungsempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ein vergrößertes Diagramm des Signaltrenners 42 mit Empfängerarchitekur aus 4 ist;
6 anhand eines Diagramms den Gebrauch mehrerer Gruppen von Antennen, die jeweils ein paar kreuzpolarisierter Elemente zur Zufuhr von Eingangssignalen zum Signaltrenner gemäß der Architektur aus 4 zeigt; und
7 anhand eines Diagramms eine Abwandlung der Ausführungsform aus 4 mit einem dem Signaltrenner vorgeschalteten Rake-Empfänger zeigt.
Bevor Einzelheiten der Architektur und des Betriebs des auf der Polarisations-Diversity basierenden Signaltrennungsmechanismus gemäß der vorliegenden Erfindung angegeben werden, sollte beachtet werden, daß die Erfindung primär in der Anordnung herkömmlicher Kommunikationshardwarekomponenten und von Kommunikationsmikroprozessorelektronik zur Bedienungskontrolle und Anwendersoftware dazu liegt, mit der die Funktionen derartiger Komponenten gesteuert werden. Bei einer praktischen Implementierung, bei der ihre Integration in die Kommunikationsausstattung einer drahtlosen Basisstation erleichtert ist, kann diese An- Chipsätze mit anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASIC) konfiguriert werden. Bezüglich einer praktischen Hardwareimplementierung werden digitale ASICs bevorzugt.
Dementsprechend wurde die Konfiguration derartiger Komponenten und die Weise, in der sie an Kommunikationsgeräte einer Basisstation zur drahtlosen Kommunikation angeschlossen werden, in den Zeichnungen zum größten Teil durch einfach verständliche Blockdiagramme veranschaulicht, die lediglich die für die Erfindung relevanten speziellen Einzelheiten zeigen, um die Offenbarung nicht mit für den Fachmann, der Vorteile aus der hier angegebenen Beschreibung zieht, einfach verständlichen Einzelheiten zu verschleiern. Somit wird primär beabsichtigt, daß die Darstellungen anhand von Blockdiagrammen in den Figuren die hauptsächlichen Komponenten des Signaltrennungssystems in einer komfortablen funktionalen Gruppierung zeigen, womit die vorliegende Erfindung einfacher verstanden werden kann.
Um eine einfachere Würdigung der Funktionsweise des auf der Polarisations-Diversity basierenden Trennungsmechanismus gemäß der vorliegenden Erfindung zuzulassen, ist es anfangs nützlich, die Eigenschaften der Signale zu untersuchen, die auf mehrere Antennen der Basisstation bei Vorliegen eines flachen oder im wesentlichen flachen Fadings bzw. Schwunds auftreten. Zu diesem Zweck zeigt 3 ein zeitdiskretes Modell in Form eines Diagramms für jeweilige vertikal und horizontal polarisierte empfangene Signale r^v(n) und r^h(n), die mathematisch durch die folgenden Gleichungen (1) und (2) beschrieben werden können: rv(n) = (P1)1/2a1v(n)s1(n) + (P2)1/2a2v(n)s2(n) + zv(n) (1) rh(n) = (P1)1/2a1h(n)s1(n) + (P2)1/2a2h(n)s2(n) + zh(n) (2)wobei:

r_v(n): = das von der vertikal polarisierten Antenne empfangene Signal;
r_h(n): = das von der horizontal polarisierten Antenne empfangene Signal;
P₁, P²: = Leistung des von einem Nutzer₁, Nutzer₂ gesendeten Signals;
a_1v, a_2v: = der von der vertikal polarisierten Antenne gesehene Schwund (Fading) für Nutzer₁, Nutzer₂;
a_1h, a_2h: = der von der horizontal polarisierten Antenne gesehene Schwund für Nutzer₁, Nutzer₂;
s₁(n), s₂(n): = das Informationssignal des Nutzers₁, Nutzers₂;
z_v(n), z_h(n): = zusätzliches Rauschen am vertikalen, horizontalen Empfänger.

Die Schwundkoeffizienten a_1v, a_2v, a_1h, a_2h umfassen jeden Verlust aufgrund der Orientierung der Sendeantennen der Nutzer. Beispielsweise gilt, falls kein Mehrwegeschwund für den Nutzer₂ auftritt, jedoch die Antenne dieses Nutzers so orientiert ist, daß die Hälfte der gesendeten Leistung effektiv als eine vertikal polarisierte Welle projiziert ist und die andere Hälfte effektiv als eine horizontal polarisierte Welle projiziert ist, daß a2v(n) = a2h(n) = (1/2)1/2.
Eine nicht-beschränkende Ausführungsform einer auf der Polarisations-Diversity basierenden Signaltrennungsempfängerarchitektur gemäß der vorliegenden Erfindung, die einfach mit Hilfe einer Kommunikationsvorrichtung einer drahtlosen Basisstation realisiert werden kann, ist in Form eines Diagramms in 4 gezeigt und umfaßt 4 funktionale Komponenten: 1) einen RF Abwärtswandler 41, 2) einen Signaltrenner 42, 3) einen Koeffizientenemulator 43 und 4) einen Kanalabschätzer 44, die nachfolgend jeweils einzeln beschrieben werden.
Der RF-Abwärtswandler 41 dient dazu, dem Signaltrenner 42 zeitdiskrete Basisbandproben der Signalwellenformen zu liefern, die an mehreren (z.B. einem Paar von) Antennenelementen 51, 52, mit jeweils unterschiedlichen Empfindlichkeitseigenschaften empfangen werden. Gemäß einer nicht beschränkenden, jedoch bevorzugten Ausführungsform sind die Antennenelemente 51, 52 im allgemeinen ortsgleich und umfassen jeweils unterschiedliche Polarisierungen (z.B. zueinander orthogonal (90° differentiell)). Zur Angabe eines nicht beschränkenden Beispiels wird das Antennenelement 51 als eine vertikal (v) polarisierte Antenne bezeichnet, während das Antennenelement 52 als eine horizontal (h) polarisierte Antenne bezeichnet wird.
Die von den jeweiligen Antennenelementen 51, 52 empfangenen Signale werden in jeweiligen Mischern 53, 54 mit der entsprechenden Trägerfrequenz multipliziert, um die RF- Frequenz der empfangenen Signale in das Basisband zu übersetzen (abwärts zu wandeln). Diese Basisbandsignale werden dann in Tiefpassfiltern 55, 56 gefiltert, um Restseitenbandabbildungen zu entfernen und die Bandbreite zu beschränken. Die gefilterten Basisbandsignale werden in Analog-Digital-Wandlern (ADCs) 57, 58 abgetastet und quantisiert und die dadurch erzeugten digitalisierten Signale werden an jeweilige Eingänge 61, 62 des Signaltrenners 42 gekoppelt.
Der Signaltrenner 42 gewichtet und kombiniert die Basisbandproben der vertikal und horizontal polarisierten empfangenen Signale, um abzuschätzen, welches Signal vom Nutzer₁ ausgeht und welches Signal vom Nutzer₂. Für diesen Zweck wird, wie im vergrößerten Diagramm des Signaltrenners 42 in 5 gezeigt ist, die empfangende Signalkomponente mit vertikaler Polarisation r_v(n), die an dessen ersten Eingangsanschluß 61 angelegt ist, an einen ersten Multiplizier 63, der das Signal r_v(n) mit einem ersten vertikalen Polarisationskoeffizienten g_v1(n) multipliziert, der vom Koeffizientenkalkulator 43 erzeugt wird, und an einen zweiten Multiplizierer 65 gekoppelt, der das Signal r_v(n) mit einem zweiten vertikalen Polarisationskoeffizienten g_v2(n) multipliziert, der vom Koeffizientenkalkulator 43 erzeugt wird. In ähnlicher Weise wird die empfangene Signalkomponente mit horizontaler Polarisation r_h(n), die an den zweiten Eingangsanschluß 62 des Signalseparators 42 angelegt wird, an einen dritten Multiplizierer 64, der das Signal r_h(n) mit einem ersten horizontalen Polarisationskoeffizienten g_h1(n) multipliziert, der vom Koeffizientenkalkulator 43 erzeugt wird, und an einen vierten Multiplizierer 66 gekoppelt, der das Signal r_h(n) mit einem zweiten horizontalen Polarisationskoeffizienten g_h2(n) multipliziert, der vom Koeffizientenkalkulator 43 erzeugt wird. Die Polarisationskoeffizienten g_v1(n), g_v2(n), g_h1(n) und g_h2(n) können zeitabhängig variieren. Die von den Multiplizierern 63 und 66 produzierten Produkte werden im Addierer 67 summiert und als ein erstes dem Nutzer₁ zugeordnetes getrenntes Signal s ^₁(n) an einen ersten Ausgangsanschluß 71 ausgegeben. Die von den Multiplizierern 64 und 65 erzeugten Produkte werden im Addierer 68 summiert und als ein zweites dem Nutzer₂ zugeordnetes getrenntes Signal s ^₂(n) an einen zweiten Ausgangsanschluß 72 ausgegeben.
Die Abschätzungen für das gesendete Signal des Nutzers₁ können wie folgt durch die Gleichung (3) ausgedrückt werden: s ^1(n) = gv1(n) + rv(n) + gh1rh(n) (3)
Die Substituierung der Gleichungen (1) und (2) in die Gleichung (3) ergibt die folgende Gleichung (4): s ^1(n) = gv1(n)[(P1)1/2a1v(n)s1(n) + (P2)1/2a2v(n)s2(n)] + gh1(n)[(P1)1/2a1h(n)s1(n) + (P2)1/2a2h(n)s2(n)] (4)
Ein ähnlicher Ausdruck kann auf einfache Weise für eine Abschätzung des Signals des Nutzers₂ erzeugt werden.
Um die vom Signaltrenner 43 verwendeten Polarisationskoeffizienten g_v1(n), g_v2(n), g_h1(n) und g_h2(n) zu erzeugen, wird der Koeffizientenkalkulator 43 für einen Empfang einer Gruppe von Kanalschwundkoeffizienten a_1v(n), a_2v(n), a_1h(n), a_2h(n) vom Kanalabschätzer 44 angeschlossen. (Der vom Koeffizientenkalkulator 43 verwendete Signalverarbeitungsmechanismus zur Erzeugung der Polarisationskoeffizienten g_v1(n), g_v2(n), g_h1(n) und g_h2(n) aus den Kanalschwundkoeffizienten wird weiter unten beschrieben). Während die Erfindung nicht auf irgendeinen speziellen Mechanismus zur Berechnung der Kanalschwundkoeffizienten a_1v(n), a_2v(n), a_1h(n), a_2h(n) beschränkt ist, besteht ein nicht beschränkendes Beispiel darin, aus den in jeden Übertragungsdatenblock eines Nutzers eingebetteten Trainingssequenzen Vorteile zu ziehen.
Als ein nicht beschränktes Beispiel können die vertikalen und horizontalen Signaleingänge r_v(n) und r_h(n) mit Trainingssequenzen (die bekannt sind) beider Nutzer korreliert sein, um eine Gruppe von Korrelationsscheitelwerten zu erzeugen. Abschätzungen der Kanalschwundkoeffizienten a_1v(n), a_2v(n), a_1h(n), a_2h(n) können unter Verwendung von Standardsignalverarbeitungsalgorithmen unter Verwendung der Korrelationsscheitelwerte und der bekannten Kreuzkorrelation zwischen den Trainingsmustern einfach abgeleitet werden. Als ein alternatives Konzept können auf den empfangenen Daten basierende adaptive Methoden oder auf statistischen Eigenschaften basierende blinde Verfahren verwendet werden.
Unter Vorraussetzung dieser Kanalschwundabschätzungen berechnet der Koeffizientenkalkulator 43 die Gruppe aus vier Polarisationskoeffizienten g_v1(n), g_v2(n), g_h1(n), g_h2(n), die für den Signaltrenner 42 erforderlich sind, um die empfangenen Signale zu gewichten. Die Funktionsweise des Koeffizientenkalkulators 43 kann auf einfache Weise dadurch verstanden werden, daß die Gleichung (3) wie folgt als Gleichung (5) in Matrixform geschrieben wird:
Anhand der Gleichung (5) können die folgenden Matrizen und Vektoren definiert werden:
Unter Verwendung dieser Matrixdefinitionen kann Gleichung (5) wie folgt in einer kompakten Form als Gleichung (6) umgeschrieben werden: s ^(n) = G(n)A(n)s(n) + G(n)z(n) (6)
Der Koeffizientenkalkulator 43 berechnet die Matrix G(n) so, daß ohne Vorliegen von Rauschen, die Ausgangssignale des Signaltrenners 43 den Informationssignalen der Nutzer gleich sind. Mathematisch impliziert das nicht-Vorhandensein von Rauschen z_v(n) = z_h(n) = 0 für alle n. Das Ausgangssignal des Signaltrenners 43 ist den Informationssignalen der Nutzer gleich, wenn die folgenden Gleichungen (7) und (8) erfüllt sind: s ^1 = s1(n) (7) s ^2 = s2(n) (8)
Diese Anforderung ist erfüllt, wenn G(n) die inverse Matrix von A(n) ist, d.h. G(n) = A^–1(n) oder
Aus der Gleichung (9) ist zu erkennen, daß die Bedingung, die der Signaltrenner 42 für eine perfekte Signaltrennung erfüllen muß, eine Gruppe von vier linearen Gleichungen mit vier Unbekannten ist. Unter der Vorraussetzung, daß die Koeffizientenmatrix A(N) den vollen Rang aufweist, hat die Gleichung (9) immer eine Lösung. Mit anderen Worten verwendet der Koeffizientenkalkulator 43 die vom Kanalabschätzer 44 erhaltenen Werte zum Bilden der Matrix A(n) und löst dann die lineare Gleichung (9).
Zusätzlich zu dem oben beschriebenen in 4 und 5 gezeigten, nicht beschränkenden Beispiel der Erfindung gibt es andere Implementierungen und Abwandlungen des Signaltrennersystems, die verwendet werden können. Beispielsweise können an Stelle der digital implementierten Basisbandarchitektur aus 4 die vier Multiplizierer 63, 64, 65, 66 und zwei Addierer 67, 68 unter Verwendung von RF-Multiplizierern (Phasenverschiebungs- und Verstärkungssteuerungselemente) und RF-Addierern (Kombinierern) implementiert sein. Mit einer derartigen Architektur wird die Notwendigkeit der Analog-Digital-Wandler vermieden und kann auch die Notwendigkeit einer Frequenzumwandlung ins Basisband und ein nachfolgendes Filtern abhängig von der Hardware und den verarbeiteten Signalen vermieden werden.
Wie oben beschrieben kann der Koeffizientenkalkulator 43 so konfiguriert werden, daß die Matrix G(n) ohne das Vorhandensein von Rauschen berechnet werden kann. Wenn eine statistische Beschreibung von zusätzlichem Rauschen verfügbar ist, können die in Gleichung (9) verkörperten Erfordernisse für die Koeffizienten so modifiziert werden, daß der Koeffizientenkalkulator das mittlere Fehlerquadrat zwischen s ^(n) und s(n) minimiert. Insbesondere kann der Koeffizientenkalkulator 43 G(n) betriebsmäßig so berechnen, daß E{|s ^(n) – s(n)|²} minimiert ist und Rauschen berücksichtigt wird. Die Lösung für G(n) ist der Standardfehler des kleinsten Fehlerquadrats und ist direkt.
Obwohl die Architektur aus 4 lediglich zwei Antennenelemente 51 und 52 zeigt, ist es ebenso möglich mehrere Gruppen von Antennen mit jeweils mit einem Paar von kreuzpolarisierten Elementen (horizontal und vertikal) zu verwenden, wie bei 81 und 82 in 6 als Diagramm veranschaulicht ist. Die Eingänge von diesen Gruppen kreuzpolarisierter Antennenpaare können dem Signaltrenner 42 vorgeschaltet gewichtet und kombiniert werden, um die beiden an ihre Eingangsanschlüsse 61 und 62 angelegten Signale zu optimieren.
Wenn der Kanal aufgrund der Mehrwege einem frequenzselektiven Schwund unterliegt und die Signale von verschiedenen Nutzern schwache Kreuzkorrelationseigenschaften aufweisen, kann das frequenzselektive Fading durch kohärentes Kombinieren der beobachteten Mehrwege in einen im wesentlichen flachen Schwundkanal umgewandelt werden. Dieses kohärente Kombinieren kann einfach implementiert werden, wie als Diagramm in 7 gezeigt ist, indem für jede Polarisation ein dem Signaltrenner 42 vorgeschalteter jeweiliger Rake-Empfänger 91, 92, installiert wird.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung zu entnehmen ist, sind die Signaltrennungsmechanismen der vorliegenden Erfindung dazu geeignet, das oben erläuterte Problem einer kollinearen Interferenz, das bei Basisstationen drahtloser Kommunikationssysteme auftritt, durch Ausnutzen anderer Eigenschaften der eingehenden Signale als ihrer Eingangsrichtung zu lösen. Wie oben erläutert wurde, verwendet die Erfindung die durch den Gebrauch von Antennenarrayelementen mit unterschiedlichen Polarisationen erzielte Diversity. Das auf der Polarisations-Diversity basierende Trennungsprinzip gemäß der vorliegenden Erfindung bietet eine extrem einfache Technik zur Trennung kollinearer Signale. Ähnlich wie bei bestehenden Mehrwegeverarbeitungsmodellen kann die Erfindung in Verbindung mit Mehrfachzugriffs-Wellenformen (z.B. Zeitmultiplex oder Codemultiplex) verwendet werden und kann andere Signaltrennungsverfahren, wie beispielsweise auf Arrays basierende „intelligente" Strahlformungsmodelle ergänzen.
Nicht beschränkende Beispiele derartiger intelligenter auf Arrays basierender strahlselektiver Systeme umfassen die im U.S. Patent US-B-6 411 612 mit dem Titel: „Selective Modification of Antenna Dirctivity Pattern to Adaptively Cancel Co-channel Interference in TDMA Communication Systems" von K. Halford et al und im U.S. Patent US-B-6 188 915 mit dem Titel: „Bootstrapped, Piecewise-Asymptotic Directivity Pattern Control Mechanism Setting Weighting Coefficients of Phased Array Antenna" von P. Martin et al beschriebenen, die jeweils auf den Übertragungsempfänger der vorliegenden Erfindung übertragen wurden.
Während verschiedene Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, ist zu beachten, daß diese nicht darauf beschränkt ist, sondern daß zahlreiche Änderungen und Abwandlungen, die dem Fachmann bekannt sind, vorgenommen werden können und daß keine Beschränkung auf die hier gezeigten und beschriebenen Einzelheiten beabsichtigt ist, sondern daß alle derartige Änderungen und Abwandlungen von den Ansprüchen umfaßt sind.
Ein Signaltrenner überwindet eine in Basisstationen drahtloser Kommunikationssysteme angetroffene kollineare Störung durch Ausnutzung der im allgemeinen flachen Schwund-Mehrwege-Eigenschaften hereinkommender Signale. Zu diesem Zweck wird erfindungsgemäß eine durch den Gebrauch von Antennenarrayelementen mit unterschiedlichen Polarisationen gewonnene Diversity verwendet. Ein RF-Abwärtswandler bildet einen Signaltrenner mit zeitdiskreten digitalen Basisband-Proben von Signalwellenformen, die an einem oder mehreren Paaren von Antennenelementen mit unterschiedlicher Polarisation empfangen werden. Der Signaltrenner gewichtet und kombiniert die Basisbandsignale aus den empfangenen vertikal und horizontal polarisierten Signalen, die durch den RF-Abwärtswandler erzeugt werden, um abzuschätzen, welche Signale von welchen Nutzern stammen. Der Signaltrenner verwendet von einem koeffizienten Kalkulator zugeführte Polarisaionskoeffizienten. Zur Erzeugung der Polarisationskoeffizienten wird der Koeffizientenkalkulator für einen Empfang einer Gruppe von Kanalschwundkoeffizienten von einem Kanalabschätzer angeschlossen. Abschätzungen der Kanalschwundkoeffizienten können unter Verwendung von Standardsignalverarbeitungsalgorithmen unter Verwendung der Scheitelwerte und der bekannten Kreuzkorrelation zwischen Trainingsmustern abgeleitet werden. Der Koeffizientenkalkulator berechnet die für den Signaltrenner erforderlichen Polarisationskoeffizienten mittels einer Koeffizientenmatrix, so daß das Ausgangssignal des Signaltrenners gleich dem Informationssignal des Nutzers ist.

Claims

Verfahren zur Trennung von von einem erwünschten Nutzer empfangenen Signalen von einem Störer in einem drahtlosen Kommunikationssignalsystem, wobei eine Übertragung vom erwünschten Nutzer und von einem oder mehreren potentiellen Störern längs im allgemeinen gemeinsamer, durch eine gemeinsame Strahlungskeule eines Strahlungsmusters einer Antenne der Basisstation führender Richtungen, auf einen Basisstationsempfänger treffen kann, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: a Empfangen von Signalen vom erwünschten Nutzer und Störer mittels jedes von zumindest zwei Antennenelementen mit unterschiedlicher Charakteristik mit jeweils unterschiedlichen Polarisationen; b Durchführen einer linearen Signalverarbeitung von von den zumindest zwei Antennenelementen mit unterschiedlicher Charakteristik empfangenen Signalen in einem Signaltrenner durch Abschätzen der vom erwünschten Nutzer und Störer empfangenen Signale durch Gewichten und selektives Kombinieren der empfangenen Signale unter Verwendung von Polarisationskoeffizienten, die aus abgeschätzten Kanalschwund-Koeffizienten abgeleitet sind, die Mehrfachpfaden für den erwünschten Nutzer und Störer zugeordnet sind, um jedes der vom erwünschten Nutzer und vom Störer empfangenen Signale zu identifizieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die vom erwünschten Nutzer und Störer empfangenen Signale Trainingssequenzsignale umfassen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt b ein Abschätzen der Kanalschwund-Koeffizienten in Übereinstimmung mit den Trainingssequenzsignalen umfaßt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Schritt a ein Empfangen von Signalen vom erwünschten Nutzer und Störer mittels jedes von mehreren Paaren unterschiedlich polarisierter Antennenelemente umfaßt, deren Ausgangssignale vor einem Verarbeiten im Schritt b gewichtet und summiert werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, wobei der Schritt a ein Empfangen von Signalen vom erwünschten Nutzer und Störer mittels jeweiliger Rake-Empfänger umfaßt, die mit den unterschiedlich polarisierten Antennenelementen gekoppelt sind.
Anordnung zur Trennung von von einem erwünschten Nutzer und von einem potentiellen Störer empfangenen Signalen in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei eine vom erwünschten Nutzer und die vom potentiellen Störer empfangene Übertragung an einem Empfänger längs einer im allgemeinen gemeinsamen durch eine gemeinsame Strahlungskeule eines Strahlungsmusters eines mit dem Empfänger gekoppelten Antennensystems führenden Richtung ankommen, wobei die Anordnung umfaßt: mehrere sich im allgemeinen am gleichen Ort befindende Antennenelemente (51, 52) mit jeweils unterschiedlichen Polarisierungen; und einen mit den sich im allgemeinen am gleichen Ort befindenden Antennenelementen gekoppelten Signaltrenner (42), mit dem Ausgangssignale derselben gemäß im allgemeinen flach abklingenden Mehrwegcharakteristika von Übertragungen vom erwünschten Nutzer und potentiellen Störer linear verarbeitet werden können und eine lineare Signalverarbeitung von durch die Antennenelemente empfangenen Signalen unter Verwendung von durch einen Koeffizientenrechner (43) zugeführten und aus abgeschätzten Kanalschwund-Koeffizienten abgeleiteten Polarisationskoeffizienten, die Multipfaden des erwünschten Nutzers und potentiellen Störers zugeordnet sind, durchgeführt werden kann, um jedes der vom erwünschten Nutzer und vom Störer empfangenen Signale zu identifizieren.
Empfänger für ein drahtloses Kommunikationssystem, wobei eine Übertragung für einen erwünschten Nutzer und von einem Störer aus einer im allgemeinen durch eine gemeinsame Strahlungskeule eines Strahlungsmusters einer Antenne eines Empfängers führenden Richtung auf den Empfänger treffen kann, wobei mit dem Empfänger vom erwünschten Nutzer empfangene Signale von jenen des Störers getrennt werden können und der Empfänger umfaßt: mehrere im allgemeinen am gleichen Ort angeordnete Antennenelemente (51, 52) mit jeweils unterschiedlichen Polarisierungen; und einen mit den Antennenelementen gekoppelten Linearsignalprozessor, mit dem eine lineare Signalverarbeitung von durch die Antennenelemente empfangenen Signale unter Verwendung von Polarisationskoeffizienten durchgeführt werden kann, die aus abgeschätzten Kanalschwund-Koeffizienten abgeleitet sind, die Mehrfachwegen für den erwünschten Nutzer und Störer zugeordnet sind, um jedes der vom erwünschten Nutzer und vom Störer empfangene Signal zu identifizieren.
Empfänger nach Anspruch 7, wobei die Kanalschwund-Koeffizienten auf Informationen basieren, die in vom erwünschten Nutzer und Störer empfangenen Signalen enthalten sind.
Empfänger nach Anspruch 8, wobei die Informationen, die in den vom erwünschten Nutzer und vom Störer empfangenen Signalen enthalten sind, Trainingssequenzsignale umfassen.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei der Linearsignalprozessor zum Abschätzen von vom erwünschten Nutzer und Störer empfangenen Signalen durch Gewichten und selektives Kombinieren der empfangenen Signale unter Verwendung von aus den abgeschätzten Kanalschwund-Koeffizienten abgeleiteten Polarisationskoeffizienten geeignet ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei die mehreren im allgemeinen am gleichen Ort angeordneten Antennenelemente mehrere Paare von unterschiedlich polarisierten Antennenelementen umfassen, deren Ausgangssignale vor einem Verarbeiten durch den Linear-Signalprozessor gewichtet und summiert werden.
Empfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei der Linearsignalprozessor einen RF-Abwärtswandler umfaßt, der zur Ausgabe von zeitdiskreten Beispielen von Signalwellenformen des Basisbands, die an den mehreren Antennenelementen mit unterschiedlicher Polarisation empfangen wurden, an einen Signaltrenner geeignet ist, wobei der Signaltrenner dazu geeignet ist, die empfangenen Signale unter Verwendung von aus den abgeschätzten, von einem Koeffizientenemulator zugeführten Schwund-Koeffizienten abgeleiteten Polarisationskoeffizienten zu gewichten und selektiv zu kombinieren, um jedes der vom erwünschten Nutzer und vom Störer empfangen Signale zu identifizieren.
Empfänger nach Anspruch 1, der des weiteren einen Polarisationskoeffizientengenerator umfaßt, mit dem die Polarisationskoeffizienten entsprechend den Kanalschwund-Koeffizienten erzeugt werden können.
Empfänger nach Anspruch 13, der des weiteren einen Kanalabschätzer umfaßt, mit dem die Kanalschwund-Koeffizienten entsprechend Trainingssequenzsignalen erzeugt werden können, die vom erwünschten Nutzer und Störer empfangen werden.
Empfänger nach Anspruch 13, der des weiteren jeweils zwischen den mehreren im allgemeinen am gleichen Ort befindlichen Antennenelementen und dem Linear-Signalprozessor angeschlossene Rake-Empfänger umfaßt.