DE60120740T2

DE60120740T2 - Einzelbenutzerdetektion

Info

Publication number: DE60120740T2
Application number: DE60120740T
Authority: DE
Inventors: Parthapratim Farmingdale DE; Ariela Huntington ZEIRA; Jung-Lin Selden PAN; Mani Raj Brooklyn MISRA
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-11-09
Filing date: 2001-11-08
Publication date: 2007-03-29
Anticipated expiration: 2021-11-09
Also published as: US20080317103A1; DE60120740D1; US7106719B2; MXPA03004107A; MY140055A; KR100669959B1; ES2264995T3; US20020131383A1; US20020141372A1; US20020154599A1; US7126962B2; JP2004525539A; US7126960B2; CN101692618A; TW540200B; IL155792A; US20020136160A1; KR20040028682A; JP4087705B2; JP2012165468A

Description

Hintergrund
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf drahtlose Kommunikationssysteme. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf die Datendetektion in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
1 ist eine Veranschaulichung eines drahtlosen Kommunikationssystems 10. Das Kommunikationssystem 10 hat Basisstationen 12₁ bis 12₅ (12), die mit Benutzergeräten (User Equipments/UEs) 14₁ bis 14₃ (14) kommunizieren. Jede Basisstation 12 hat einen zugeordneten Betriebsbereich, in dem sie mit UEs 14 in ihrem Betriebsbereich kommuniziert.
Bei manchen Kommunikationssystemen, wie zum Beispiel CDMA-Systemen (Code Division Multiple Access) und TDD/CDMA-Systemen (Time Division Duplex using Code Division Multiple Access), wird eine Vielzahl von Kommunikationen über dasselbe Frequenzsprektrum gesendet. Diese Kommunikationen werden durch ihre Kanalisierungscodes voneinander unterschieden. Um das Frequenzspektrum noch effizienter zu nutzen, verwenden TDD/CDMA-Kommunikationssysteme zur Kommunikation sich wiederholende Rahmen, die in Zeitschlitze aufgeteilt sind. Eine in einem solchen System versendete Kommunikation hat dann einen oder mehrere zugeordnete Codes und Zeitschlitze, die ihr zugewiesen sind. Die Verwendung eines Codes in einem Zeitschlitz wird als eine Ressourceneinheit bezeichnet.
Da eine Vielzahl von Kommunikationen im selben Frequenzspektrum und zur selben Zeit gesendet werden kann, muss ein Empfänger in einem derartigen System zwischen den mehreren Kommunikationen unterscheiden. Eine Vorgehensweise zum Detektieren derartiger Signale ist die Mehrfachbenutzterdetektion. Bei der Mehrfachbenutzerdetektion werden den Benutzern aller UEs 14 zugeordnete Signale gleichzeitig detektiert. Vorgehensweisen zur Implementierung einer Mehrfachbenutzerdetektion sind zum Beispiel die auf einer blocklinearen Entzerrung basierende gemeinsame Detektion (Block Linear Equalization based Joint Detection/BLE-JD) unter der Verwendung einer Cholesky-Dekomposition oder einer angenäherten Cholesky-Dekomposition. Diese Vorgehensweisen haben eine hohe Komplexität. Die hohe Komplexität führt zu einer erhöhten Leistungsaufnahme, was bei der UE 14₁ zu einer verringerten Batterielebenszeit führt. Aus dem Aufsatz "A Novel and Efficient Solution to Block-Based Joint Detection using Approximate Cholesky Factorization" ("Eine neuartige und effiziente Lösung bei der blockbasierten gemeinsamen Detektion unter der Verwendung einer angenäherten Cholesky-Faktorisierung") von Karimi et al. (XP-002112134) geht ein null erzwingender blocklinearer Entzerrer zur Verwendung bei der gemeinsamen Detektion einer TD-CDMA-Luftschnittstelle (Time Divided Code Division Multiple Access) hervor. Eine Kanal/Code-Faltungsmatrix A wird unter der Verwendung der benutzerspezifischen Signatursequenzen und der Benutzerimpulsantwort hergeleitet. Eine hermitesche Matrix X wird gebildet, wobei X = A^HA ist. Die hermitesche Matrix wird mit der Chiprate moduliert und hat eine blockdiagonale Struktur. Ein Cholesky-Verfahren wird zur Auflösung nach der Benutzerdatensymbolsequenz verwendet. Ein angenäherter Cholesky-Faktor (kleinerer Dreiecksfaktor) wird hergeleitet. Der Cholesky-Faktor wird dadurch hergeleitet, dass für jeden Block der ersten beiden Zeilen ein Cholesky-Faktor bestimmt und die zweite Zeile repliziert wird, um den Rest der Blockelemente des Cholesky-Faktors zu erhalten. Aus dem Artikel "Blind Identification and Equalization based on Second-Order Statistics: A Time Domain Approach" ("Blinde Identifizierung und Entzerrung auf der Grundlage einer Statistik der zweiten Ordnung: ein Verfahren im Zeitbereich") von Tong et al., 8097 IEEE Transactions on Information Theory 40 (1994) März, Nr. 2, New York, USA, geht ein Entzerrer unter der Verwendung eines ganzzahligen Bruchs der Chipratenabtastung hervor. Es ist demnach wünschenswert, zur Detektierung empfangener Daten alternative Vorgehensweisen vorzusehen.
Zusammenfassung
Die vorliegende Erfindung sieht ein Verfahren zur Verwendung beim Empfang einer Vielzahl von Datensignalen gemäß Anspruch 1 und einen CDMA-Empfänger gemäß Anspruch 6 vor. Bevorzugte Aspekte der Erfindung gehen aus den abhängigen Ansprüchen hervor. Ein Senderstandort sendet mehrere Datensignale über ein gemeinsam genutztes Spektrum in einem CDMA-Kommunikationssystem. Jedes übertragene Datensignal erfährt eine ähnliche Kanalantwort. Ein kombiniertes Signal der übertragenen Datensignale wird empfangen. Das kombinierte Signal wird bei einem Vielfachen der Chiprate abgetastet. Die gemeinsame Kanalantwort für das empfangene kombinierte Signal wird geschätzt. Ein erstes Element eines Spreizdatenvektors wird unter der Verwendung der kombinierten Signalabtastungen und der geschätzten Kanalantwort bestimmt. Unter der Verwendung eines Faktors aus der Bestimmung des ersten Elements werden verbleibende Elemente des Spreizdatenvektors bestimmt. Die Daten der Datensignale werden unter Verwendung der bestimmten Elemente des Spreizdatenvektors bestimmt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem.
2 zeigt einen vereinfachten Sender und einen Einzelbenutzerdetektionsempfänger.
3 ist eine Darstellung eines Kommunikationsbursts.
4 ist ein Fließdiagramm eines Verfahrens mit erweiterter Vorwärtssubstitution für eine Einzelbenutzerdetektion (Single User Detection/SUD).
5 ist ein Fließdiagramm eines angenäherten, mit Zeilen arbeitenden Cholesky-Verfahrens für eine SUD.
6 ist ein Fließdiagramm eines Toeplitz-Verfahrens für eine SUD.
7 ist ein Fließdiagramm eines FFT-Verfahrens (Fast Fourier Transform/Schnelle Fouriertransformation), die auf die Kanalkorrelationsmatrix angewendet wird, für eine SUD.
8 ist ein Fließdiagramm eines FFT-Verfahrens für eine SUD unter der Verwendung einer effektiven Kombinierung.
9 ist ein Fließdiagramm eines FFT-Verfahrens für eine SUD unter der Verwendung von Nullen als Füllzeichen.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform(en)
2 veranschaulicht einen vereinfachten Sender 26 und Empfänger 28 unter der Verwendung einer Einzelbenutzerdetektion (Single User Detection/SUD) in einem TDD/CDMA-Kommunikationssystem, auch wenn die Einzelbenutzerdetektionsverfahren auf andere Systeme, wie zum Beispiel auf FDD-CDMA (Frequency Division Duplex CDMA), anwendbar sind. Bei einem typischen System ist in jeder UE 14 ein Sender 26 und sind in jeder Basisstation 12 vielfache Sendeschaltungen 26, die vielfache Kommunikationen aussenden. Der SUD-Empfänger 28 kann an der Basisstation 12, den UEs 14 oder in beiden sein. SUD wird typischerweise dazu verwendet, Daten in einer Einzel- oder Mehrfachcodeübertragung von einem bestimmten Sender zu detektieren. Wenn alle Signale vom selben Sender gesendet werden, erfahren die jeweiligen einzelnen Kanalcodesignale bei der Mehrfachcodeübertragung dieselbe Kanalimpulsantwort. SUD ist besonders in der Abwärtsstrecke nützlich, bei der alle Übertragungen von einer Basisstationantenne oder einem Basisstationantennenfeld ausgehen. Außerdem ist sie auch in der Aufwärtsstrecke nützlich, wobei ein einzelner Benutzer einen Zeitschlitz mit einer Einzelcode- oder Mehrfachcode-Übertragung monopolisiert.
Der Sender 26 sendet Daten über einen drahtlosen Funkkanal 30. Ein Datengenerator 32 im Sender 26 generiert an den Empfänger 28 zu kommunizierende Daten. Eine Modulations/Spreizsequenz-Einfügevorrichtung 34 spreizt die Daten und stellt mit einer Midamble-Trainingssequenz im entsprechenden zugewiesenen Zeitschlitz und Codes zum Spreizen der Daten zeitmultiplexierte Spreizreferenzdaten her, wodurch ein Kommunikationsburst bzw. Kommunikationsbursts erzeugt werden.
Ein typischer Kommunikationsburst 16 hat eine Midamble 20, eine Schutzperiode 18 und zwei Datenbursts 22, 24, wie in 3 gezeigt. Die Midamble 20 trennt die beiden Datenfelder 22, 24, und die Schutzperiode 18 trennt die Kommunikationsbursts, um den Unterschied bei den Ankunftszeiten von Bursts zu ermöglichen, die von unterschiedlichen Sendern 26 gesendet wurden. Die beiden Datenbursts 22, 24 enthalten die Daten des Kommunikationsbursts.
Der Kommunikationsburst bzw. die Kommunikationsbursts werden von einem Modulator 36 auf Hochfrequenz (HF) moduliert. Eine Antenne 38 strahlt über den drahtlosen Funkkanal 30 das HF-Signal an eine Antenne 40 des Empfängers 28 ab. Der für die übertragene Kommunikation verwendete Modulationstyp kann ein beliebiger aus denjenigen sein, die dem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt sind, wie zum Beispiel QPSK (Quadrature Phase Shift Keying/Quadraturphasenumtastung) oder M-ary QAM (Quadrature Amplitude Modulation/Quadraturamplitudenmodulation).
Die Antenne 40 des Empfängers 28 empfängt verschiedene Hochfrequenzsignale. Die empfangenen Signale werden von einem Demodulator 42 demoduliert, um ein Basisbandsignal zu erzeugen. Das Basisbandsignal wird von einer Abtastvorrichtung 43, die zum Beispiel einem oder mehreren Analog-Digital-Wandlern mit der Chiprate oder einem Vielfachen der Chiprate der übertragenen Bursts abgetastet. Die Abtastungen werden zum Beispiel durch eine Kanalschätzvorrichtung 44 und eine SUD-Vorrichtung 46, im Zeitschlitz und mit den entsprechenden Codes verarbeitet, die den empfangenen Bursts zugewiesen sind. Die Kanalschätzvorrichtung 44 verwendet die Midamble-Trainingssequenzkomponente in den Basisbandabtastungen, um die Kanalinformation zu liefern, wie zum Beispiel als Kanalimpulsantworten. Die Kanalimpulsantworten können als eine Matrix H betrachtet werden. Die Kanalinformation wird von der SUD-Vorrichtung 46 zum Schätzen der übertragenen Daten der empfangenen Kommunikationsbursts als weiche Symbole verwendet.
Die SUD-Vorrichtung 46 verwendet die von der Kanalschätzvorrichtung 44 gelieferte Kanalinformation und die vom Sender 26 verwendeten bekannten Spreizcodes zum Schätzen der Daten des gewünschten empfangenen Kommunikationsbursts bzw. der Kommunikationsbursts. Auch wenn hier SUD unter der Verwendung des 3GPP-UTRA-TDD-Systems (Third Generation Partnership Project Universal Terrestrial Radio Access TDD) als dem zugrunde liegenden Kommunikationssystem erläutert wird, ist es auch auf andere Systeme anwendbar. Dieses System ist ein Direktsequenz-Breitband-CDMA-System (W-CDMA-System), bei dem die Aufwärtsstrecken- und Abwärtsstreckenübertragungen auf sich gegenseitig ausschließende Zeitschlitze beschränkt sind.
Der Empfänger 28 empfängt unter der Verwendung seiner Antenne 40 insgesamt K Bursts, die gleichzeitig eintreffen 48. Die K Bursts werden in einem Beobachtungsintervall miteinander überlagert. Für das 3GPP-UTRA-TDD-System entspricht jedes Datenfeld eines Zeitschlitzes einem Beobachtungsintervall.
Für ein Beobachtungsintervall wird das Datendetektionsproblem wie in Gleichung 1 dargestellt betrachtet. r = H·d + n Gleichung 1wobei r für die empfangenen Abtastungen steht. H ist die Kanalantwortmatrix. d ist der Spreizdatenvektor. Die Spreizdatenmatrix enthält die im jeweiligen Kanal übertragenen Daten gemischt mit dem Spreizcode dieses Kanals.
Wenn das empfangene Signal überabgetastet wird, werden mehrfache Abtastungen eines jeden übertragenen Chips erzeugt, was zu empfangenden Vektoren r₁, ..., r_N führt (48). In ähnlicher Weise bestimmt die Kanalschätzvorrichtung 44 die Kanalantworten H₁, ..., H_N, die den empfangenen Vektoren r₁, ..., r_N entsprechen (50). Für die doppelte Chiprate wird aus der Gleichung 1 die Gleichung 2.
r₁ sind die geradzahligen Abtastungen (bei der Chiprate) und r₂ sind die ungeradzahligen Abtastungen (gegenüber den r₁-Abtastungen um einen halben Chip versetzt). H₁ ist die Kanalantwort für die geradzahligen Abtastungen, und H₂ ist die Kanalantwort für die ungeradzahligen Abtastungen.
Aus Gleichung 1 wird für ein Vielfaches N der Chiprate die Gleichung 3.
r₁, r₂ ... r_N sind das Vielfache der Chipratenabtastungen, wobei jedes um 1/N eines Chips versetzt ist. H₁, H₂ ... H_N sind die entsprechenden Kanalantworten. Auch wenn sich die folgende Erörterung auf eine Empfängerabtastung bei der doppelten Chiprate konzentriert, sind die gleichen Vorgehensweisen auch auf ein beliebiges Vielfaches der Chiprate anwendbar.
Für die Abtastung mit doppelter Chiprate haben Matrizen H₁ und H₂ eine Größe von (N_S + W – 1) mal N_S. N_S ist die Anzahl der Spreizchips, die im Beobachtungsintervall übertragen wurden, und W ist die Länge der Kanalimpulsantwort, wie zum Beispiel mit einer Länge von 57 Chips. Da das empfangene Signal N_S Spreizchips hat, ist die Länge von r₁ und r₂ dann N_S. Die Gleichung 2 wird dann als Gleichung 4 umgeschrieben.
r₁(i), r₂(i), h₁(i) und h₂(i) sind das i-te Element der entsprechenden Vektormatrix r₁, r₂, H₁ bzw. H₂.
Eine Möglichkeit zum Bestimmen des Spreizdatenvektors ist die erweiterte Vorwärtssubstitution, die im Zusammenhang mit 4 erläutert wird. Für die erweiterte Vorwärtssubstitution wird der empfangene Datenvektor so umgeformt, dass auf jede geradzahlige Abtastung ihre entsprechende ungeradzahlige Abtastung folgt. Eine ähnliche Umformung wird an der Kanalantwortmatrix vorgenommen, wie in Gleichung 5a gezeigt.
In ähnlicher Weise ist die Gleichung 5b die Anordnung für ein Vielfaches N der Chipratenabtastung.
d(i) ist das i-te Element des Spreizdatenvektors d. Die Länge des Spreizdatenvektors ist N_S. Unter der Verwendung der erweiterten Vorwärtssubstitution ist die auf null zwingende Lösung zum Bestimmen von d(0), d^(0) nach den Gleichungen 6a und 7a wie folgt (52).
Gleichung 6a ist die allgemeine Formel für d(0). Die Gleichung 7a ist die auf null zwingende Lösung für d^(0). In ähnlicher Weise werden die Gleichungen 6b und 7b für ein Vielfaches N der Chiprate verwendet.
Beim Lösen der Gleichung 7a und 7b wird zur späteren Verwendung v^H, wie durch Gleichung 8 gezeigt, für v^H für Gleichung 7a bestimmt und gespeichert (52).
d^(0) wird unter der Verwendung von v^H über die Gleichung 9 bestimmt.
Unter der Verwendung der Toeplitz-Struktur der H-Matrix können die verbleibenden Spreizdatenelemente bestimmt werden, indem sequentiell eine Nullerzwingung nach Gleichung 10a verwendet wird (54).
Für ein Vielfaches N der Chiprate wird die Gleichung 10b verwendet.
Nachdem der Spreizdatenvektor bestimmt wurde, werden die Daten für jeden Kommunikationsburst durch Entspreizen bestimmt, zum Beispiel durch Mischen des Spreizdatenvektors mit dem Code des jeweiligen Bursts (56).
Die Komplexität bei der Verwendung des Verfahrens mit der erweiterten Vorwärtssubstitution unter Ausschluss der Entspreizung ist in Tabelle 1 zusammengefasst.
Tabelle 1
Für einen TDD-Bursttyp II, ist N_S = 1104 und W = 57, wenn unter der Verwendung der erweiterten Vorwärtssubstitution nach d aufgelöst wird, erfordert 200 mal pro Sekunde 99,9016 Millionen reelle Operationen pro Sekunde (MROPS) für eine Abtastung mit der doppelten Chiprate bzw. 49,95 MROPs für eine Chipratenabtastung.
Eine weitere Vorgehensweise zum Schätzen von Daten ist ein angenähertes mit Zeilen arbeitendes Cholesky-Verfahren, das im Zusammenhang mit 5 erläutert wird. Eine Kreuzkorrelationsmatrix R wird so festgelegt, dass sie quadratisch ist (N_S mal N_S) und durch die Gleichung 11 in Zeilen eingeteilt (58). R = HHH
(·)^H zeigt die hermitesche Funktion an. H hat die Größe 2(N_S + W – 1) mal N_S. Die Gleichung 11 wird für die Abtastung mit doppelter Chiprate in Gleichung 12a umgeschrieben.
Für ein Vielfaches N der Chiprate wird die Gleichung 12b verwendet.
Unter der Verwendung der Gleichung 12a oder 12b hat das resultierende R die Größe von N_S mal N_S und wird, wie in Gleichung 13 gezeigt, für die Abtastung mit doppelter Chiprate in Zeilen strukturiert, wobei W = 3 und N_S = 10 ist.
Allgemein ist die Bandbreite von R nach Gleichung 14 wie folgt. p = W – 1 Gleichung 14
Unter der Verwendung eines angenäherten Cholesky-Verfahrens wird ein Unterblock von R, R_sub, mit einer Größe N_col mal N_col verwendet. Eine typische Größe von R_sub ist 2W – 1 mal 2W – 1, auch wenn Matrizen anderer Größe verwendet werden könnten. Der Unterblock R_sub wird unter der Verwendung der Cholesky-Dekomposition nach Gleichung 15 dekomponiert (60). Rsub = G GH Gleichung 15
Der Cholesky-Faktor G hat eine Größe von N_col mal N_col. Eine Veranschaulichung einer G-Matrix der Größe 5 × 5, bei der W = 3 ist, ist nach Gleichung 16 wie folgt.
G_ij ist das Element der G-Matrix bei der i-ten Spalte und der j-ten Zeile. Die G-Matrix wird auf eine Matrix der Größe von N_S mal N_S, G_full, erweitert, indem die unterste Zeile von G für jede Zeile nach der letzten Zeile von G nach rechts verschoben wird (62). Für N_S = 10 wird die Veranschaulichung von Gleichung 16 so erweitert, wie in Gleichung 17 gezeigt ist (62).
Der Spreizdatenvektor wird unter der Verwendung der Vorwärts- und Rückwärtssubstitution bestimmt (64). Eine Vorwärtssubstitution wird verwendet, um über Gleichung 18a für eine Abtastung mit der doppelten Chiprate und über Gleichung 18b für eine Abtastung mit einem Vielfachen N der Chiprate y zu bestimmen. Gfull Y = HH1 r1 + HH2 r2 Gleichung 18a Gfull Y = HH1 r1 + HH2 r2 + ... + HHN rN Gleichung 18b
Danach wird eine Rückwärtssubstitution verwendet, um über Gleichung 19 nach dem Spreizdatenvektor aufzulösen. GHfull d = y Gleichung 19
Nachdem der Spreizdatenvektor d bestimmt ist, werden die Daten eines jeden Bursts durch Entspreizung bestimmt (66).
Die Komplexität der angenäherten Cholesky-Dekomposition, unter Ausschluss der Entspreizung, ist für eine Abtastung mit der doppelten Chiprate nach Tabelle 2 wie folgt.
Tabelle 2
Für einen TDD-Bursttyp II ist N_S 1104 und W dann 57, erfordert das Durchführen einer mit Zeilen arbeitenden angenäherten Cholesky-Dekomposition 200 mal pro Sekunde bei der doppelten Chiprate 272,56 MROPS. Im Gegensatz dazu erfordert ein exaktes mit Zeilen arbeitendes Cholesky-Verfahren 906,92 MROPS. Für eine Abtastung bei der Chiprate erfordert das angenäherte mit Zeilen arbeitende Cholesky-Verfahren 221,5 MROPS.
Eine weitere Vorgehensweise zur Datendetektion verwendet ein Toeplitz-Verfahren (ein Algorithmus nach Levinson-Durbin), der im Zusammenhang mit 6 erläutert wird. Die R-Matrix für Gleichung 12a und 12b ist hier reproduziert.
Für ein Vielfaches N der Chiprate wird die Gleichung 12b verwendet.
Die R-Matrix ist symmetrisch und nach Toeplitz mit einer Bandbreite von p = W – 1 (68). Eine obere linke Ecke der R-Matrix R(k), die eine Matrix der Größe k mal k ist, wird wie in Gleichung 20 gezeigt bestimmt.
Zusätzlich hierzu wird ein weiterer Vektor R_k unter der Verwendung der Elemente von R nach Gleichung 21 bestimmt (72).
Ein Fettdruck zeigt eine Matrix, die alle Elemente bis zu ihrem Index enthält. Auf der Stufe k + 1 wird das System nach Gleichung 22 gelöst. R(k + 1)d(k + 1) = [HHr]k+1 Gleichung 22
[H^Hr]_k+1 ist die erste von (k + 1) Komponenten von H^Hr. d(k + 1) wird in einen Vektor d₁(k + 1) der Länge k und einen Skalar d₂(k + 1) nach Gleichung 23 aufgeteilt.
Die Matrix R(k + 1) wird nach Gleichung 24 dekomponiert.
E_k ist eine Austauschmatrix. Die Austauschmatrix führt an einem Vektor dadurch eine Operation durch, dass die Elemente dieses Vektors umgekehrt werden.
Unter der Verwendung der Gleichung nach Yule-Walker zur linearen Vorhersage resultiert die Gleichung 25 (78).
Unter der Verwendung von Reihenfolgerekursionen resultieren die Gleichungen 26, 27 und 28. y1(k) = y(k – 1) + y2(k)Ek–1y(k – 1) Gleichung 26
Unter der Verwendung von y(k), d(k + 1) wird nach den Gleichungen 29, 30 und 31 wie folgt bestimmt (74). d1(k + 1) = d(k) + d2(k + 1)Eky(k) Gleichung 29
(H^Hr)_k+1 ist das (k + 1)-te Element von H^Hr.
Nach einer entsprechenden Initialisierung der Rekursionen werden die Rekursionen für k = 1, 2, ..., N_S berechnet. d(N_S) ist eine Lösung für die Gleichung 32 (74). Rd = HHr Gleichung 32
Der Spreizdatenvektor d wird mit den Kanalisierungscodes der Bursts entspreizt, um die Daten wiederherzustellen (76).
Die Zeilenstruktur von R wirkt sich wie folgt auf die Rekursionen aus. R(2) und R₂ sind nach der Gleichung 33 wie folgt.
Die inneren Produktrechnungen in den Gleichungen 27 und 30 erfordern jeweils zwei Multiplikationen. Um dieses zu verdeutlichen, ist die R-Matrix von Gleichung 20 für k = 6 nach der Gleichung 34 wie folgt.
Die Anzahl von nicht null betragenden Elementen im Vektor R₆ ist gleich der Bandbreite p der Matrix R. Wenn das innere Produkt von R₆ ^HE₆y(k) in Gleichung 27 und das innere Produkt R₆ ^HE₆d(k) in Gleichung 30 berechnet werden, sind lediglich p (und nicht k) Multiplikationen erforderlich. Für die Rekursionen der Gleichungen 26 und 29 werden keine Berechnungsreduktionen erhalten.
Tabelle 3 zeigt die Komplexität bei der Implementierung der Herangehensweise nach Toeplitz.
Tabelle 3
Die Gesamtzahl der MROPs für das Toeplitz-Verfahren für einen TDD-Bursttyp ist 909,4656 MROPs für die Abtastung mit doppelter Chiprate und 858,4668 MROPs für die Abtastung mit Chiprate.
Eine weitere Vorgehensweise für die Datendetektion verwendet schnelle Fourier-Transformationen (Fast Fourier Transform/FFTs), was unter der Verwendung von 7 erläutert wird. Wenn eine Abtastung mit Chiprate verwendet wird, ist die Kanalmatrix H außer für Randeffekte quadratisch. Unter der Verwendung einer zirkulanten Annäherung für die Matrix H, wird eine FFT des empfangenen Vektors r, und des Kanalvektors H zum Erhalten der Datenschätzung verwendet.
Bei einer Abtastung mit einem Vielfachen der Chiprate, wie zum Beispiel der doppelten Chiprate, ist die Matrix H weder quadratisch noch zirkulant. Jedoch ist eine Untermatrix, die durch gestrichelte Linien gezeigt ist, der Kanalkorrelationsmatrix R = H^HH, die H-Matrix der Gleichung 13 (84) wie für Gleichung 35a gezeigt, zirkulant.
Bei einer Abtastung mit einem Vielfachen der Chipraten wird die Kanalkorrelationsmatrix durch die Gleichung 35b bestimmt.
Durch eine Annäherung der R-Matrix als zirkulante Matrix werden die Gleichungen 36, 37 und 38 verwendet. RH = DΔDH Gleichung 36 Δ = diag(D(R)1)
(R)₁ ist die erste Spalte der Matrix R, die zu einer diagonalen Matrix erweitert ist. Auch wenn das hier so beschrieben ist, dass dazu die erste Spalte verwendet wird, kann diese Herangehensweise auch so modifiziert werden, dass eine beliebige Spalte der Matrix R verwendet wird (86). Es wird jedoch vorgezogen, eine Spalte zu verwenden, die unter den Spalten die meisten Elemente hat, die nicht null betragen, wie zum Beispiel R₂, R₁, R₀, R₁, R₂. Diese Spalten sind typischerweise eine beliebige Spalte, die mindestens W Spalten von beiden Seiten entfernt ist, wie zum Beispiel eine beliebige Spalte zwischen oder gleich W und N_S – W – 1. Die Gleichung 38 und 39 werden beim Verfahren einer auf null zwingenden Entzerrung verwendet. Rd^ = HHr Gleichung 38 d^ = R–1(HHr) Gleichung 39
Da D eine orthogonale diskrete Fourier-Transformationsmatrix (DFT) ist, resultieren die Gleichungen 40, 41 und 42. DHD = NSI Gleichung 40 D–1 = (1/NS)DH Gleichung 41
Danach kann d^ unter der Verwendung einer Fouriertransformation durch die Gleichungen 43, 44 und 45a bestimmt werden.
(·)₁ ist die erste Spalte, auch wenn eine analoge Gleichung für eine beliebige Spalte von R verwendet werden kann. F(·) bezeichnet eine Fourier-Transformationsfunktion. F(H^Hr) wird vorzugsweise unter der Verwendung von FFTs durch die Gleichung 45b berechnet. F(HHr) = NC[F(h1)F(r1) + ... + F(hN)F(rN)] Gleichung 45b
Die inverse Fouriertransformation F^–1(·) des Ergebnisses der Gleichung 45a erzeugt den Spreizdatenvektor (88). Die übertragenen Daten können durch Entspreizung unter der Verwendung der entsprechenden Codes wiederhergestellt werden (90).
Die Komplexität dieses FFT-Verfahrens ist in Tabelle 4 gezeigt.
Tabelle 4
Das FFT-Verfahren ist weniger komplex als die anderen Verfahren. Jedoch resultiert aus der zirkulanten Annäherung eine Leistungsverschlechterung.
Eine weitere Möglichkeit zur Verwendung von FFTs zur Berechnung des Datenvektors bei einer Abtastung mit einem Vielfachen der Chiprate kombiniert die Abtastungen durch Gewichtung, wie unter der Verwendung von 8 erläutert wird. Dabei wird der Fall einer Abtastung mit der doppelten Chiprate veranschaulicht, wobei r₁ für die geradzahligen und r₂ für die ungeradzahligen Abtastungen steht. Jedes Element von r₁, wie zum Beispiel ein erstes Element r₁(0), wird gewichtet und mit einem entsprechenden Element von r₂, wie zum Beispiel r₂(0), nach Gleichung 46 kombiniert. reff(0) = W1r1(0) + W2r2(0) Gleichung 46
r_eff(0) ist das effektiv kombinierte Element einer effektiv kombinierten Matrix r_eff. W₁ und W₂ sind Gewichtungen. Für eine Abtastung mit der N-fachen Chiprate wird die Gleichung 47 verwendet. reff(0) = W1r1(0) + ... + Wnrn(0) Gleichung 47
Eine analoge Gewichtung der Kanalantwortmatrizen H₁ bis H_n wird durchgeführt, um H_eff zu erzeugen (92). Dies hat zum Ergebnis, dass aus Gleichung 3 die Gleichung 48 wird. reff = Heff d + n Gleichung 48
Das resultierende System ist ein System der Größe von N_S mal N_S Gleichungen, die nach Gleichung 49 ganz leicht durch FFTs zu lösen sind (49).
Der Spreizdatenvektor wird unter der Verwendung der inversen Fourier-Transformation bestimmt. Die Daten der Bursts werden durch Entspreizen des Spreizdatenvektors unter Verwendung des Codes der Bursts bestimmt (96). Auch wenn die Gleichung 49 die erste Spalte von H_eff verwendet, kann das Verfahren auch entsprechend modifiziert werden, um eine beliebige repräsentative Spalte von H_eff zu verwenden.
Ein weiteres Verfahren unter der Verwendung von FFTs verwendet Nullen als Füllwerte, was anhand von 9 erläutert wird. Die Gleichung 5 wird durch eine Nullfüllung des Datenvektors modifiziert, so dass jedes zweite Element, wie zum Beispiel die geradzahligen Elemente, null sind (98). Die modifizierte Matrix d ist d^~. Die Matrix H wird ebenfalls erweitert, um H^~ zu bilden. Die Matrix H wird dadurch erweitert, dass jede Spalte rechts dieser Spalte wiederholt wird und jedes Element um eine Zeile nach unten verschoben wird und das obere Ende der verschobenen Spalte mit Nullen gefüllt wird. Eine Veranschaulichung eines derartigen Systems für eine Abtastung mit der doppelten Chiprate ist in Gleichung 49a gezeigt, wobei W = 3 und N_S = 4 ist.
Für eine Abtastung mit einem Vielfachen N der Chiprate wird die Gleichung 49b verwendet, die der Einfachheit halber für N_S = 3 gezeigt ist.
Allgemein hat die Matrix H^~ für ein Vielfaches N die Größe (N N_S) mal (N N_S). Die Matrix H^~ ist quadratisch, nach Toeplitz und ungefähr zirkulant und hat die Größe 2N_S mal 2N_S. Die auf null zwingende Lösung ist nach Gleichung 50 wie folgt (100).
Es kann auch eine andere Spalte als die erste Spalte in einer analogen FFT verwendet werden. Da außerdem eine beliebige Spalte verwendet werden kann, kann auch eine Spalte von der ursprünglichen Kanalantwortmatrix H oder eine geschätzte erweiterte Spalte von H^~, die von einer Spalte von H abgeleitet wurde, verwendet werden. Wenn jeder N-te Wert von d^~ verwendet wird, wird d geschätzt. Unter der Verwendung der entsprechenden Codes wird d entspreizt, um die Daten wiederherzustellen (102).

Claims

Verfahren zur Verwendung beim Empfangen mehrerer Datensignale, die in einem Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Kommunikationssystem von einem Senderstandort über ein gemeinsam genutztes Spektrum übertragen werden, wobei jedes übertragene Datensignal eine ähnliche Kanalantwort erfährt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Empfangen eines kombinierten Signals der übertragenen Datensignale über das gemeinsam genutzte Spektrum; Abtasten des kombinierten Signals mit einer Vielfachen einer Chiprate der Datensignale (48); Schätzen einer Kanalantwortmatrix für das kombinierte Signal mit der Vielfachen der Chiprate (50); das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass es umfasst: Bestimmen einer Kreuzkorrelationsmatrix unter der Verwendung der Hermitesche der Kanalantwortmatrix multipliziert mit der Kanalantwortmatrix; Auswählen eines Unterblocks der Kreuzkorrelationsmatrix; Bestimmen eines Cholesky-Faktors für den Unterblock (60); Erweitern des Cholesky-Faktors (60); Bestimmen eines Spreizdatenvektors unter der Verwendung des Cholesky-Faktors, einer Version der Kanalantwort und der Abtastungen (64); und Schätzen von Daten der Datensignale unter der Verwendung des Spreizdatenvektors (66).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Vielfache die doppelte Chipratenabtastung ist und die Kanalantwortmatrix geradzahlige Matrixabtastungen H1 und ungeradzahlige Matrixabtastungen H2 aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Vielfache N mal die Chipratenabtastung ist und die Kanalantwortmatrix N Mengen von Matrixabtastungen H1, H2, ... HN aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, des weiteren dadurch gekennzeichnet, dass der Unterblock 2W – 1 mal 2W – 1 Elemente der Kreuzkorrelationsmatrix aufweist und W eine Länge der Impulsantwort ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Bestimmen des Spreizdatenvektors eine Vorwärts- und Rückwärtssubstitution verwendet.
Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Empfänger zur Verwendung beim Empfangen mehrerer Datensignale, die von einem Senderstandort über ein gemeinsam genutztes Spektrum übertragen wurden, wobei jedes übertragene Datensignal eine ähnliche Kanalantwort erfährt, wobei der Empfänger die folgenden Elemente aufweist: eine (40) Einrichtung zum Empfangen eines kombinierten Signals der übertragenen Datensignale über das gemeinsam genutzte Spektrum; eine (43) Einrichtung zum Abtasten des kombinierten Signals mit einer Vielfachen einer Chiprate der Datensignale; eine (44) Einrichtung zum Schätzen einer Kanalantwortmatrix für das kombinierte Signal mit der Vielfachen der Chiprate; der Empfänger gekennzeichnet durch: eine (46) Einrichtung zum Bestimmen einer Kreuzkorrelationsmatrix unter der Verwendung der Hermitesche der Kanalantwortmatrix multipliziert mit der Kanalantwortmatrix; eine (46) Einrichtung zum Auswählen eines Unterblocks der Kreuzkorrelationsmatrix; eine (46) Einrichtung zum Bestimmen eines Cholesky-Faktors für den Unterblock; eine (46) Einrichtung zum Erweitern des Cholesky-Faktors; eine (46) Einrichtung zum Bestimmen des Spreizdatenvektors unter der Verwendung des erweiterten Cholesky-Faktors, einer Version der Kanalantwort und der Abtastungen; und eine (46) Einrichtung zum Schätzen von Daten der Datensignale unter der Verwendung des Spreizdatenvektors.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem die Vielfache die doppelte Chipratenabtastung ist und die Kanalantwortmatrix geradzahlige Matrixabtastungen H1 und ungeradzahlige Matrixabtastungen H2 aufweist.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem die Vielfache N mal die Chipratenabtastung ist und die Kanalantwortmatrix N Mengen von Matrixabtastungen H1, H2 ... HN aufweist.
Empfänger nach Anspruch 6, des weiteren dadurch gekennzeichnet, dass der Unterblock 2W – 1 mal 2W – 1 Elemente der Kreuzkorrelationsmatrix aufweist und W eine Länge der Impulsantwort ist.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Bestimmen des Spreizdatenvektors eine Vorwärts- und Rückwärtssubstitution verwendet.