DE60122586T2

DE60122586T2 - Differenzoszillator

Info

Publication number: DE60122586T2
Application number: DE60122586T
Authority: DE
Inventors: Jesper Fredriksson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2001-02-13
Filing date: 2001-02-13
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2021-02-14
Also published as: DE60127868T2; EP1360757A1; ATE359615T1; US20040070461A1; EP1362411B1; US7053723B2; US7088188B2; WO2002065631A1; EP1362411A1; WO2002065632A1; DE60122586D1; US20040113707A1; DE60127868D1; EP1360757B1

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet von Oszillatordesign, und genauer auf Differentialoszillatoren.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Oszillatoren können auf zahlreichen Gebieten der Technologie gefunden werden, und werden z.B. weithin in Computern, Telekommunikationsausrüstung und anderen elektronischen Systemen verwendet. Mit der stets steigenden Nachfrage nach schnelleren und effektiveren elektronischen Systemen kommt es zu der Notwendigkeit für mehr und mehr durchdachte Oszillatoren. Insbesondere reduzieren die stets ansteigenden Datenverarbeitungs- und Übertragungsraten in modernen elektronischen Systemen die Zeitsteuerungsspielräume zwischen korrelierten Signalen und Ereignissen. In dieser Hinsicht ist eine Hauptquelle von Ungewissheit die Variation von Zyklus zu Zyklus (gewöhnlich als Jitter (Flimmern) bezeichnet) in den verschiedenen Taktsignalen, die als Zeitsteuerungsbezüge in einem derartigen System verwendet werden. Deshalb sind Taktoszillatoren hoher Stabilität und geringen Phasenrauschens von höchster Wichtigkeit in synchronen elektronischen Systemen hoher Geschwindigkeit.
Einseitige (nicht-differenzielle) Taktoszillatoren auf Resonatorbasis leiden häufig an schlechter Rauschunterdrückung, was wiederum die Phasenstabilität reduziert und die Oszilla tionsperiodenschwankungen erhöht. In dieser Hinsicht wird Rauschen verwendet, um auf verschiedene die Phasenstabilität verschlechternde Störungen, wie etwa intern generiertes Rauschen in den aktiven und passiven Komponenten ebenso wie Rauschen von äußeren Störungsquellen zu verweisen.
Ein starker aufkommender Trend auf vielen Gebieten der Elektronik besteht darin, ein Differenzialschema einzuführen, um Rauschen zu unterdrücken. Mit einem Differenzialschema wird eine beliebiges Element in einem elektronischen Systemen, das Rauschen zu unterdrücken hat, in zwei Zweige gesplittet. Einer der Zweige enthält die normale Information, wohingegen der andere Zweig die komplementäre (invertierte) Information enthält. Mit richtiger Anpassung von Komponenten kann gewöhnlich ein äußerst symmetrisches Design zwischen den zwei Zweigen erhalten werden. Da die nützliche Information aus der Differenz im Zustand zwischen den zwei Zweigen wiedergewonnen oder extrahiert wird, werden alle Störungen vom gemeinsamen Modus, die beide Zweige gleichermaßen beeinflussen, ideal vollständig ausgeglichen.
Differenzialausgangsstufen, die in vielen konventionellen Oszillatoren verwendet werden, sehen ausgeglichene Übertragungseigenschaften mit guter Rauschimmunität vor. Jedoch nur wenn der gesamte Oszillator mit differenzieller Taktgenerierung symmetrisch ist, werden die Rauschunterdrückungsfähigkeiten des Differenzialschemas effektiv genutzt.
Eine gemeinsame Differenzialtopologie ist der Kreuzgekoppelte Colpitt-Oszillator mit Kreuz-gekoppelter Rückkopplung zwischen den Oszillatorverstärkern, wie z.B. in dem Handbuch RF Microelectronics von B. Razavi, Prentice Hall, S. 228 gezeigt. Obwohl die Taktgenerierung des Colpitt-Oszillators differenziell ist, leidet der Colpitt-Oszillator an relativ hoher Resonatorbelastung und geringer externer Lastisolation mit verschlechtertem Q-Wert und reduzierter Phasenstabilität als ein Ergebnis.
US-Patent 4,565,978 offenbart eine integrierbare bipolare Oszillatorschaltung basierend auf zwei Transistor-basierten Verstärkern, wobei ihre Emitter mit einer Konstantstromquelle verbunden sind und ihre Kollektoren mit jeweiligen Lastwiderständen verbunden sind. Zwei Emitterfolger steuern die Basisanschlüsse der Verstärker und erhöhen die Eingangsimpedanz, um die Dämpfung des frequenzbestimmenden resonanten LC-Netzes zu reduzieren, das zwischen den Basen der Emitterfolger verbunden ist. Phasengleiche Rückkopplung zu den Verstärkereingängen wird mittels Kreuz-gekoppelter Rückkopplungswiderstände erreicht.
US-Patent 4,810,976 offenbart einen Frequenzdopplungsoszillator und eine Mischerschaltung, worin ein resonantes Impedanznetz, in der Form eines Kondensators und eines in der Mitte abgegriffenen Induktors, über die Basen von zwei abgestimmten Transistoren verbunden ist. Jeder Transistor ist mit einer Stromquelle über seinen Emitter verbunden. Es ist auch ein Kondensator zwischen den zwei Emitteranschlüssen der Transistoren verbunden. Im Betrieb erscheint der Kondensator als ein negativer Impedanznebenwiderstand über dem resonanten Netz. Die Kollektoren sind in einem Summierungsknoten verbunden, von dem die Ausgabe extrahiert wird. Die fundamentalen Resonanzfrequenzsignale in den Kollektoren sind von entgegengesetzter Phase und da der Oszillator ausgeglichen ist, heben sich diese Signale in dem Summierungsknoten auf, während Signale in der zweiten Oberwelle phasengleich aufrechterhalten werden und sich in dem Summierungsknoten addieren. Das Ergebnis ist eine Nettofrequenzdopplung.
US-Patent 5,680,077 offenbart einen Oszillator-Sender mit gemeinsam genutzter Ausgangsschaltung und einer Eingangstank schaltung, die zwischen zwei Verstärkern mit gemeinsamem Emitter gekoppelt ist, konfiguriert in einer Oszillatoranordnung. Die Ausgangsschaltung ist zwischen den Kollektoren der Verstärker gekoppelt und strahlt Energie ab, die durch beide Verstärker bereitgestellt wird. Die Oszillator-Senderschaltung wird mittels Kreuz-gekoppelter Rückkopplungskondensatoren abgeschlossen.
US-Patent 6,154,102 offenbart eine steuerbare LC-Oszillatorschaltung, die eine Resonanzschaltung hat, die eine Induktivität und eine Kapazität enthält, die parallel angeordnet sind. Der Oszillator wird durch einen Verstärker angesteuert und die Induktivität wird unter Verwendung gekoppelter Spulen erzeugt.
Die internationale Patentveröffentlichung WO 00/31869 offenbart einen Kreuz-gekoppelten steuerbaren Oszillator.
US-Patent 5,859,572 offenbart ein ausgeglichenes Oszillatorsystem, umfassend einen ersten Oszillator und einen zweiten Oszillator, gekoppelt mit einem Resonator, der ein Bezugssignal generiert. Jeder der zwei Oszillatoren umfasst einen Verstärker zum Verstärken des Bezugssignals, und eine Rückkopplungsschaltung zum Generieren eines Oszillationssignals als Reaktion auf die Ausgabe des Verstärkers. Um ein ausgeglichenes Design vorzusehen, sind die Ausgänge von beiden Oszillatoren zueinander um 180 Grad phasenverschoben, aber gleich in der Größe.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung überwindet diese und andere Nachteile der Anordnungen des Standes der Technik.
Es ist ein allgemeines Ziel der Erfindung, einen Differenzialoszillator hoher Qualität mit ausgezeichneten Oszillationseigenschaften vorzusehen.
Es ist auch ein Ziel der Erfindung, einen äußerst symmetrischen Oszillator mit nahezu idealer Differenzialoperation und verbesserter Phasenstabilität vorzusehen.
Noch ein anderes Ziel der Erfindung besteht darin, einen Differenzialoszillator ohne die Verwendung von Induktoren oder ähnlichen Komponenten geringer Qualität zu gestalten.
Ein besonderes Ziel der Erfindung besteht darin, einen Differentialoszillator vorzusehen, der zum Arbeiten in digitalen elektronischen Systemen mit hohem Leistungsverhalten und hoher Geschwindigkeit und Kommunikationsverknüpfungen mit engen Zeitsteuerungsanforderungen und/oder harten spektralen Reinheitsanforderungen fähig ist.
Diese und andere Ziele werden durch die Erfindung erfüllt, wie durch die begleitenden Patentansprüche definiert wird.
Die vorliegende Erfindung führt eine neue Familie von Differentialoszillatoren ein basierend auf Oszillatorverstärkern mit lokaler Rückkopplung, die jeweilige lokale Rückkopplungssysteme bildet, und mindestens einer gemeinsamen Verknüpfung, die die lokalen Rückkopplungssysteme miteinander verbindet. Jeder Zweig des Differentialoszillators enthält einen Oszillatorverstärker mit einem phasenverschiebenden und impedanztransformierenden lokalen Rückkopplungspfad von dem Ausgang zu dem Eingang des Verstärkers, um ein lokales Rückkopplungssystem zu bilden. Der Differentialoszillator umfasst ferner mindestens eine gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung zum Verbinden miteinander und Kooperieren mit den lokalen Rückkopplungssystemen, um autarke Differenzialoszillation zu er möglichen. Insbesondere kann vermerkt werden, dass die gemeinsame(n) Phasenverschiebungsverknüpfung(en) die lokalen Rückkopplungssysteme ohne Einführung irgendwelcher zusätzlicher Rückkopplung miteinander verbindet (verbinden). Das Design ist dadurch gekennzeichnet, dass jeder von den phasenverschiebenden und impedanztransformierenden lokalen Rückkopplungspfaden durch aktive Schaltungstechnik implementiert ist.
Im Differenzialmodusbetrieb ist der elektrische Mittelpunkt der gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung(en) praktisch geerdet und die lokalen Rückkopplungssysteme der zwei Zweige arbeiten, gemeinsam mit der (den) gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung(en), effektiv in Gegenphase mit Bezug aufeinander als zwei getrennte Oszillatoren.
Die neue Oszillatorarchitektur, die durch die Erfindung vorgeschlagen wird, öffnet sich für eine effiziente Verwendung von Niederimpedanz-Pufferverstärkern in dem Differentialoszillator, wobei dadurch viele der Unzulänglichkeiten von konventionellen Kreuz-gekoppelten Rückkopplungslösungen hoher Impedanz überwunden werden.
Vorzugsweise enthält jeder lokale Rückkopplungspfad einen Rückkopplungsverstärker und eine Phasenverschiebungsschaltung, um die notwendige Phasenverschiebung und Impedanzwandlung vorzusehen. Durch Realisierung der lokalen Rückkopplungspfade unter Verwendung geeignet konfigurierter aktiver Schaltungstechnik kann die Notwendigkeit für passive induktive Komponenten geringer Qualität beseitigt werden. Dieser Ansatz ist insbesondere für Design und Implementierung einer integrierten Schaltung (IC) geeignet, und führt allgemein zu einem Differentialoszillator hoher Qualität mit ausgezeichneter Phasenstabilität. Eine elegante Realisierung involviert einen invertierenden Rückkopplungsverstärker mit einem einge betteten Phasenverschiebungsfilter in jedem der lokalen Rückkopplungspfade, gemeinsam mit einer kapazitiven gemeinsamen Verknüpfung, die die Oszillatorverstärker miteinander verbindet.
Durch Einführung einer richtig konfigurierten internen Rückkopplungsschleife um das aktive Element in dem Rückkopplungsverstärker herum kann Filtern der Phasenverschiebung höherer Ordnung ohne Verwenden induktive Elemente wie in LC-Filtern höherer Ordnung erreicht werden. Dies ist ein großer Vorteil, da ein hoher Q-Wert erhalten werden kann, ohne durch die internen Verluste der induktiven Elemente begrenzt zu sein.
Außerdem können die lokalen Rückkopplungspfade durch vielfache kaskadierte Kombinationen oder Blöcke eines Rückkopplungsverstärkers und Phasenverschiebungsfilters realisiert werden, um die Flexibilität des Designs zu erhöhen und die Verstärkungs- und Phasenverschiebungsanforderungen in jedem Phasenverschiebungsblock zu entspannen. In dieser Hinsicht ist es empfehlenswert, mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfungen zu verwenden, von denen jede zwischen entsprechenden Anschlüssen in den lokalen Rückkopplungspfaden verbunden ist, um die Differenzialität noch weiter zu verbessern.
Die Erfindung bietet die folgenden Vorteile:

– ausgezeichnete Oszillationseigenschaften;
– autarke Differenzialoszillation – native Differenzialoperation mit hoher Unterdrückung vom gemeinsamen Modus;
– hohe Phasenstabilität und Qualitätswert (Q);
– Pufferimplementierungen geringer Impedanz;
– verbesserte und skalierbare Frequenzselektivität;
– hoher Grad von Unempfindlichkeit auf Transistorparameterschwankungen, wenn weit unter der Grenzfrequenz der Transistoren betrieben;
– Gegenkopplungsstabilisierung in geringen Frequenzen, um störende Oszillation zu verhindern; und
– Toleranz gegenüber Lastschwankungen.

Andere Vorteile, die durch die vorliegende Erfindung geboten werden, werden beim Lesen der nachstehenden Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung erkannt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung, zusammen mit weiteren Zielen und Vorteilen von ihr, werden am besten durch Verweis auf die folgende Beschreibung verstanden, aufgenommen zusammen mit den begleitenden Zeichnungen, in denen:
1 ein konzeptionelles Blockdiagramm hoher Ebene eines grundlegenden Oszillatoraufbaus ist;
2 ein Schaltungsdiagramm eines Resonator-basierten Differentialoszillators ist, ausschließlich Abstimmungs- und Vorspannungsschaltungstechnik;
3A ein äquivalentes halbiertes Modell des gemeinsamen induktiven Elementes von 2 veranschaulicht;
3B eine schematische Darstellung der Wechselspannungen und des Differenzialstroms ist, die mit der induktiven Verknüpfung im Differenzialmodus in Verbindung stehen;
3C eine schematische Darstellung der Wechselspannungen und des Stroms vom gemeinsamen Modus ist, die mit der induktiven Verknüpfung im gemeinsamen Modus in Verbindung stehen;
4 ein Schaltungsdiagramm eines weiter ausgearbeiteten Differentialoszillators ist;
5 ein konzeptionelles Blockdiagramm hoher Ebene ist, das ein Beispiel eines Differentialoszillators mit lokalen Rückkopplungspfaden veranschaulicht, implementiert durch aktive Schaltungstechnik gemäß der Erfindung;
6 ein ideales äquivalentes halbiertes Modell des Oszillators von 5 ist, das die gewünschte Operation während Differenzialmoduserregung veranschaulicht;
7 ein Schaltungsdiagramm eines Differentialoszillators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
8 ein schematisches Mittelfrequenz-Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des auf einem Emitterfolger basierten Integrators/Oszillatorverstärkers von 7 ist;
9 ein schematisches Mittelfrequenz-Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des auf einem invertierenden Verstärker basierten Rückkopplungsnetzes von 7 ist, einschließlich der halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung;
10 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer auf einem Feldeffekttransistor (FET) basierten Oszillatorimplementierung, die Integrator-gekoppelte invertierende Verstärker und Oszillatorpuffer nutzt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
11 ein schematisches Mittelfrequenz-Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des Verstärkers gemeinsamer Source mit aktiver Drainlast von 10 ist, einschließlich der halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung; und
12 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Differenzialoszillatorimplementierung ist, die vielfache kaskadierte Kombinationen eines Rückkopplungsverstärkers und Phasenverschiebungsfilters einbezieht.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Es ist nützlich, mit einer allgemeinen Einführung zu einer Oszillatorarchitektur zu beginnen, wobei auf 1 verwiesen wird.
1 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm hoher Ebene eines Oszillatoraufbaus. Grundsätzlich umfasst der Differentialoszillator 10 zwei Oszillatorrückkopplungssysteme 11A, 11B, die durch eine oder mehr gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfungen 12 miteinander verbunden sind. Jedes der Oszillatorrückkopplungssysteme 11A/11B umfasst einen Oszillatorverstärker 13A/13B mit einem lokalen Rückkopplungspfad 14A/14B von dem Ausgang zu dem Eingang des Verstärkers. Der Rückkopplungspfad ist in dem Sinne lokal, dass er von dem Ausgang zu dem Eingang des gleichen Verstärkers verläuft. Jede Rückkopplungspfad 14A/14B enthält Schaltungstechnik zum Bewirken einer Phasenverschiebung (ΔΦ) und einer Impedanzwandlung (f). Im Betrieb kooperiert die gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung(en) 12 mit den zwei Rückkopplungssystemen 11A, 11B, um autarke Differenzialoszillation zu ermöglichen.
Die Zwischenverbindungs-Phasenverschiebungsverknüpfung 12 schließt den Differentialoszillator ab, der im wesentlichen durch die zwei lokalen Oszillatorrückkopplungssysteme gebildet wird. Die zwei idealerweise identischen Rückkopplungssysteme 11A und 11B arbeiten, zusammen mit der gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung 12, effektiv in Gegenphase mit Bezug aufeinander als zwei getrennte Oszillatorhälften, die durch eine gemeinsame Verbindung vereinigt sind.
Es ist klar, dass die zwei lokalen Rückkopplungspfade auf eine derartige Art und Weise konfiguriert sein sollten, dass jeder lokale Rückkopplungspfad eine beträchtliche Phasenverschiebung hat, wenn sie voneinander isoliert sind. Autarke Oszillation in jedem lokalen Rückkopplungssystem erfordert jedoch phasengleiche Rückkopplung, was klar nicht vorhanden ist, wenn die lokalen Rückkopplungssysteme getrennt sind. Deshalb ist eine gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung(en) zum Verbinden miteinander der zwei Rückkopplungssysteme angeordnet. Es ist jedoch wichtig, dass die gemeinsame Verknüpfung auf eine derartige Weise angeordnet ist, dass die erforderliche Null-Phasenverschiebungsbedingung nur erfüllt wird, wenn die zwei lokalen Rückkopplungssysteme in Gegenphase in Bezug aufeinander arbeiten, d.h. für Differenzialerregung. Wenn die zwei lokalen Rückkopplungssysteme in Phase mit Bezug aufeinander arbeiten, ist die gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung effektiv abwesend, da es keine Potenzialdifferenz zwischen den zwei Seiten gibt und daher keinen Stromfluss durch die gemeinsame Verknüpfung. In dem letzteren Fall können die zwei lokalen Rückkopplungssysteme als effektiv getrennt voneinander betrachtet werden, ohne Einfluss von der gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung, und somit keine phasengleiche Rückkopplung möglich ist. Auf diese Weise wird Differenzialoszillation stark begünstigt. Vorzugsweise sind die lokalen Rückkopplungspfade auf eine derartige Art und Weise angeordnet, dass sie eine abrupte Änderung in einer Phasenverschiebung erfahren, wenn die Frequenz leicht von der gewünschten Oszillationsfrequenz abweicht, wobei dadurch das Phasenrauschen in den Ausgangssignalen reduziert wird.
2 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Resonator-basierten Differentialoszillators, ausschließlich Abstimmungs- und Vorspannungsschaltungstechnik. Der Differentialoszillator 100 umfasst grundsätzlich zwei Zweige, die durch ein gemeinsames induktives Element L₀ miteinander verbunden sind. Jeder Zweig enthält einen Oszillatorverstärker 103A/103B mit einem kapazitiven lokalen Rückkopplungspfad 104A/104B. In diesem besonderen Beispiel ist jeder der Oszillatorverstärker 103A/103B vorzugsweise als ein Niederimpedanz-Pufferverstärker realisiert, wie etwa ein Transistor-basierter Emitterfolger. Ein Emitterfolger ist im wesentlichen ein bipolarer Transistor T₁₊/T_1– in einer geeigneten Konfiguration mit einem Widerstand R_E. Er hat normalerweise eine Spannungsverstärkung, die leicht kleiner als Eins ist, eine große Stromverstärkung, große Eingangsimpedanz und kleine Ausgangsimpedanz. Dies bedeutet, dass es praktisch keine Spannungsverstärkung vom Basiseingang zum Emitterausgang gibt, aber stattdessen der Basisstrom verstärkt wird. Durch Verwenden von Niederimpedanz-Pufferverstärkern in dem Differentialoszillator werden viele der Unzulänglichkeiten (hoher Resonatorbelastung und geringe externe Lastisolation) von konventionellen Kreuz-gekoppelten Rückkopplungslösungen hoher Impedanz beseitigt. Die kapazitiven lokalen Rückkopplungspfade 104A und 104B sind als kapazitive Spannungswandler C₁, C₂ konfiguriert, die die notwendige Phasenverschiebung und Spannungs-/Impedanzwandlung vorsehen. Hier ist die gesamte Resonanzschaltung des Differentialoszillators 100 durch die kapazitiven lokalen Rückkopplungspfade 104A und 104B zusammen mit dem gemeinsamen induktiven Element L₀ definiert. Der Differentialoszillator ist mit Eingängen für eine Versorgungsspannung V_CCA versehen, und die Ausgangssignale V₀₊ und V_0– des Oszillators werden in den Ausgängen der Oszillatorverstärker 103A und 103B extrahiert. Richtige Anpassung von aktiven und passiven Komponenten zwischen beiden Seiten liefert ein äußerst symmetrisches Design.
Die Differenzialoperation des Oszillators wird am besten durch Anwenden des gut bekannten Bisektionstheorems, wie z.B. in Analog Electronic Circuits Analysis & Applications von R.B. Northorp, Addison-Wesley, S. 65-71 beschrieben, auf den ideal symmetrischen Oszillator verstanden. Insbesondere wird nun ein äquivalentes halbiertes Modell des gemeinsamen induktiven Elementes von 2 mit Bezug auf 3A betrachtet. In dem äquivalenten Modell ist das gemeinsame induktive Element L₀ in zwei im Mittelpunkt geerdete (V_p) gleiche Hälften entlang der Symmetrieachse gesplittet. Nun kann die gemeinsame Impedanz als eine serielle Kombination von zwei identischen Induktoren gesehen werden, jeder mit einer Induktivität L₀/2.
Im Differenzialmodus ist der elektrische Mittelpunkt V_p der halbierten induktiven Verknüpfung wegen der Symmetrie praktisch geerdet (Wechselstrom), und die zwei Zweige arbeiten in Gegenphase, wobei sie sich immer schaukelnd verschieben. Wie in 3B gesehen werden kann, sind die Wechselspannungen V_i+ und V_i– in Gegenphase miteinander während der Differenzialmoduserregung der Resonanzschaltung. Dies führt zu einer zeitlich variierenden Differenzialspannung ΔV über der induktiven Verknüpfung, und einen entsprechenden Differenzialstrom i_D. Effektiv kann ein elektrisches äquivalentes Modell des gesamten Differentialoszillators als zwei ideal identische Oszillatorhälften gesehen werden, die unabhängig in Gegenphase in Bezug aufeinander arbeiten. Auf diese Weise sind Signalkomponenten mit Frequenzen außer der idealen Resonanzfrequenz stark gedämpft und werden durch das Resonanzfilter ausgefiltert.
Während Erregung im gemeinsamen Modus sind jedoch die Wechselspannungen V_i+ und V_i– in der Phase ebenso wie in der Größe zueinander identisch, wie in 3C gesehen werden kann. Dies bedeutet, dass die Spannung über der induktiven Verknüpfung und der entsprechende Strom vom gemeinsamen Modus i_c jederzeit Null sind. Entsprechend ist die induktive Verknüpfung zwischen den Eingängen der Oszillatorverstärker in dem äquivalenten Modell elektrisch abwesend, und somit gibt es ideal keine Oszillation im gemeinsamen Modus. Es können nur parasitäre Kopplung und andere Störungen, die aus der tatsächlichen physikalischen Implementierung resultieren, störende Modi einführen.
Um die Differenzialoperation zu unterstützen, kann optional eine Konstantstromquelle 106 in den Differentialoszillator 100 als eine gemeinsame Emitterlast einbezogen werden. Es sollte aber verstanden werden, dass durch Verwenden der Oszillatorarchitektur die Einführung einer Konstantstromquelle nicht notwendig ist, um Differenzialoperation sicherzustellen. Falls keine Stromquelle genutzt wird, werden die Emitter einfach getrennt geerdet.
Die gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung schließt die Resonanzschaltung auf eine derartige Art und Weise ab, dass falls die lokalen Rückkopplungspfade kapazitiv sind, die gemeinsame Verknüpfung induktiv ist, und umgekehrt, sodass die gemeinsame Verknüpfung für lokale induktive Rückkopplungspfade kapazitiv ist. Dies bedeutet, dass es möglich ist, die Resonanzschaltung, die definiert ist durch die lokalen Rückkopplungspfade und die gemeinsame Verknüpfung durch geeignetes Austauschen und/oder Kombinieren induktiver und kapazitiver Elemente zu modifizieren, solange wie Kriterien nach Barkhaussen von Einheitsschleifenverstärkung und Null-Gesamtphasenverschiebung erfüllt sind.
Es sollte verstanden werden, dass die offensichtliche Resonanzfrequenz, die durch Analysieren nur der Resonanzschaltung selbst abgeleitet wird, sich normalerweise von der tatsächlichen Resonanzfrequenz der Gesamtschaltung wegen dem Einfluss der Transistor-basierten Verstärker bei einer Ansteuerung der Resonanzschaltung unterscheiden wird. Deshalb muss der Einfluss der Verstärker beim Dimensionieren der Differentialoszillatorschaltung berücksichtigt werden.
4 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines weiter ausgearbeiteten Differentialoszillators. Ähnlich zu dem Differentialoszillator von 2 enthält jeder Zweig des Oszillators 200 einen Emitterfolger-Pufferverstärker 203A/203B mit einem kapazitiven lokalen Rückkopplungspfad 204A/204B. Der in 4 gezeigte Differentialoszillator enthält jedoch auch zusätzliche Schaltungstechnik für verschiedene Funktionen, wie etwa Abstimmung und Vorspannung, Verstärkerverstärkungsbegrenzung, Quarz- oder SAW-Resonatorverbesserung ebenso wie eine im Spannungsbezug stabilisierte Stromquelle und Ausgangspuffer erster Ebene.
An Stelle eines einzelnen induktiven Elementes in der gemeinsamen Verbindungsverknüpfung zwischen den Eingängen der Emitterfolger-basierten Verstärker 203A und 203B enthält die gemeinsame Verknüpfung 202 nun einen Quarz XTAL, der mit dem induktiven Element L₀ in Reihe verbunden ist. Es ist auch möglich, eine akustische Oberflächenwellen- (SAW, surface acoustice wave) Einrichtung für Resonatorunterstützung an Stelle von oder in Kombination mit dem Quarz zu verwenden. In diesem Beispiel ist auch eine auf einem Varaktor basierte Abstimmungsschaltung 201 in die gemeinsame Verbindungsverknüpfung 202 einbezogen. Die Einführung der auf einem Varaktor basierten Abstimmungsschaltung 201 erfordert typischerweise einen in Reihe verbundenen Kondensator C₁ für eine Gleich stromtrennung der Varaktorschaltung 201 von dem Oszillatorverstärker 203A. Diese Kapazität C₁ ist auf eine derartige Weise dimensioniert, dass sie nicht einen Teil der Resonanzschaltung bildet. Andererseits agiert der Quarz XTAL als ein Gleichstromtrenner für den Oszillatorverstärker 203B.
Vorspannungswiderstände R₁ und R₂ sind in jedem Zweig des Oszillators zum Vorspannen des Gleichstrompunktes des Oszillators der jeweiligen Emitterfolgeranordnung 203A/203B angeordnet. Es kann auch eine optionale spannungsbezugsstabilisierte Stromquelle 206 in dem Oszillator als eine gemeinsame Emitterlast enthalten sein. Ein eleganter Weg zum Einbeziehen von Verstärkungssteuerbegrenzung besteht darin, eine Amplitudenbegrenzungsschaltungstechnik 208 zu verwenden, die gebildet wird durch Anbringen von zwei Dioden, die entgegengesetzten Richtungen zugewandt sind zwischen den Emitterausgängen. Die zwei Kreuz-gekoppelten Dioden der Begrenzungsschaltungstechnik 208 gesehen einen einfachen Mechanismus für Verstärkerverstärkungsbegrenzung vor, im Gegensatz zu Selbstbegrenzung. Der Oszillator von 4 wird auch mit Ausgangspuffern erster Ebene 210A und 210B veranschaulicht, die den Resonator von der Last isolieren, wobei dadurch eine unerwünschte Verringerung des Resonator-Q-Wertes vermieden wird.
Oben sind die gemeinsame Verknüpfung und die lokalen Rückkopplungspfade alle blind (reaktiv), um Resonator-basierte Differenzialoszillation vorzusehen. Gemäß der Erfindung sind jedoch die phasenverschiebenden und impedanzwandelnden lokalen Rückkopplungspfade durch aktive Schaltungstechnik implementiert.
5 ist ein konzeptionelles Blockdiagramm hoher Ebene, das ein Beispiel eines Differentialoszillators mit lokalen Rückkopplungspfaden veranschaulicht, die durch aktive Schaltungstechnik implementiert sind. Grundsätzlich umfasst der Diffe rentialoszillator 300 zwei Oszillatorrückkopplungssysteme 301A, 301B, die durch eine gemeinsame kapazitive Verknüpfung 302 miteinander verbunden sind. Jedes Rückkopplungssystem umfasst einen Oszillatorverstärker 303A/303B mit einer lokalen Rückkopplung 304A/304B von dem Ausgang zu dem Eingang des Verstärkers. In dieser Ausführungsform enthält jeder lokale Rückkopplungspfad ein Phasenverschiebungsfilter 305A/305B und einen Rückkopplungsverstärker 306A/206B. In praktischen Realisierungen ist das Phasenverschiebungsfilter vorteilhafter Weise in den Rückkopplungsverstärker integriert, wie nachstehend mit Bezug auf 7 beschrieben wird.
Vorteilhafter Weise, obwohl nicht absolut notwendig, ist jeder Rückkopplungsverstärker mit seiner eigenen internen Rückkopplungsschleife 307A/307B versehen, um eine Frequenzantwort zweiter oder höherer Ordnung für die Phasenverschiebungsfunktion zu erlauben. Durch Einführung einer richtig konfigurierten internen Rückkopplungsschleife ist es möglich, den Rückkopplungsverstärker und das eingebettete Phasenverschiebungsfilter so zu konfigurieren, dass die ganzheitliche Kombination davon zusammen mit der gemeinsamen Verknüpfung die gleichen Phasenverschiebungseigenschaften wie ein LC-Filter ohne die Verwendung von induktiven Elementen geringer Qualität haben wird. In der Praxis ist es zweckdienlich, einen invertierenden Rückkopplungsverstärker zu verwenden und einen geeigneten Grad von Phasenverschiebung in dem eingebetteten Phasenverschiebungsfilter einzuführen. Die gewünschte Operation während Differenzialmoduserregung wird schematisch in 6 veranschaulicht, welche ein ideales äquivalentes halbiertes Modell des Oszillators von 5 ist, wenn die Rückkopplungsverstärker mit internen Rückkopplungsschleifen versehen sind. Im wesentlichen veranschaulicht gemäß dem Bisektionstheorem das äquivalente Modell von 6 eine Hälfte des gesamten Oszillators mit einer halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung. Der lokale Rückkopplungspfad vom Ausgang zum Eingang des Oszillatorverstärkers 401 wird durch eine äquivalente Induktivität (Ersatzinduktivität) 403 und einen idealen Verstärkungsverstärker 404 zum Bereitstellen der notwendigen Spannungswandlung dargestellt. Die äquivalente Induktivität 403 (L) kooperiert mit der halbierten kapazitiven Verknüpfung 402 (C), wobei somit Kriterien nach Barkhaussen von Null-Gesamtphasenverschiebung (und Einheitsschleifenverstärkung) für die gesamte Oszillatorschaltung erfüllt werden.
Es werden nun unterschiedliche Realisierungen der allgemeinen Prinzipien, die oben in Verbindung mit 5-6 umrissen sind, mit Bezug auf Schaltungsdiagramme und äquivalente Modelle von relevanten Teilen der Schaltungen detaillierter beschrieben.
7 ist ein Schaltungsdiagramm eines Differentialoszillators gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung. Der Differentialoszillator 500 umfasst zwei Zweige, die durch eine gemeinsame kapazitive Verknüpfung 502 miteinander verbunden sind. In dieser Realisierung besteht jeder der lokalen Rückkopplungspfade, die mit den Emitterfolger-basierten Oszillatorverstärkern 503A und 503B in Verbindung stehen, aus einem invertierenden Rückkopplungsverstärker 505A/505B mit einem eingebetteten kapazitiven Phasenverschiebungsfilter. Vorzugsweise basiert die Phasenverschiebungsfunktion in der Rückkopplungsschleife allgemein auf einem idealen invertierenden Rückkopplungsverstärker zusammen mit dem Phasenverschiebungsfilterkondensator C₁. Außerdem wird durch Einführung eines emitterentkoppelnden Kondensators C_E1 für jeden Emitterfolger-basierten Oszillatorverstärker 503A/503B der Oszillatorverstärker auch als ein Integrator in dem lokalen Rückkopplungspfad agieren. In der Praxis bildet der emitterentkoppelnde Kondensator C_E1 ein zusätzliches kapazitives Phasenverschiebungselement in dem lokalen Rückkopplungspfad. Der Widerstand R_C2 hat zu der gleichen Zeit, wie er die Ver stärkung des invertierenden Verstärkers einstellt, einen Vorspannungseffekt. Der Widerstand R_B1 wird als ein internes Rückkopplungselement des invertierenden Verstärkers verwendet.
Der Differentialoszillator 500 kann mit und ohne Abstimmung realisiert werden. In diesem Beispiel wird als ein Vorgabemechanismus varaktorbasierte Abstimmung gezeigt. Alternativ können jedoch die invertierenden Verstärkerstufen eine gemeinsame Emittervorspannungsschaltung in der Form einer abstimmbaren Stromquelle (nicht gezeigt) haben. In diesem Fall wird die Abstimmung grundsätzlich durch Ändern des Versatzstroms der Stromquelle bewirkt.
Obwohl in 7 nicht explizit gezeigt, kann der Oszillator auch Schaltungstechnik für Quarz- oder SAW-Oszillationsverbesserung enthalten. Wie oben in Verbindung mit 2 und 4 beschrieben, können die Oszillatorverstärkerstufen auch eine gemeinsame Konstantstromquelle haben.
Um das Schaltungsdesign für eine beliebige spezifische Anwendung oder IC-Prozess abzuschließen, wird empfohlen, umfangreiche Simulationen, wie etwa SPICE-Simulationen, gemeinsam mit Extraktion von Störeffekten aus dem tatsächlichen Layout durchzuführen. Bei der Arbeit am Design werden Frequenzeigenschaften des lokalen Rückkopplungspfades am besten unter Leerlaufbedingungen untersucht, d.h. mit dem Oszillatorverstärker, der von dem lokalen Rückkopplungspfad getrennt ist.
8 ist ein schematisches Mittelfrequenz-Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des auf einem Emitterfolger basierten Integrators/Oszillatorverstärkers von 7. Der Emitterfolger ist mit dem Kondensator C_E1 kapazitiv geladen, um einen Phasenverschiebungsintegrator zu bilden. Unter Bezug auf 8 ist der Basisstrom i_b gleich:
Bei Anwendung der Knotenregel nach Kirchhoff in dem Emitterknoten (E):
wobei h_fe die Kleinsignal-Stromverstärkung ist, und die Reaktanz in der Laplace-Domäne dargestellt wird.
Die Verwendung von Ausdruck (1) in (2) ergibt:
wobei h_ie die Basis-Emitter-Impedanz ist, und (1 + h_fe) ≈ h_fe ist.
Die Transferfunktion F_i(s), die als das Verhältnis von V₀ und V_i definiert ist, kann dann als:
ausgedrückt werden, wobei DE die Verstärkerpufferdämpfung ist und τ_E die Tiefpassfilter-Zeitkonstante ist. In der Frequenzdomäne ist s = jω. Entsprechend:
Die Phasenverschiebung Φ von Eingang zu Ausgang, d.h. die "Phasenverzögerung", ist gleich:
mit einer Eckfrequenz:
Es kann somit gesehen werden, dass es möglich ist, eine Phasenverschiebung zwischen 0° und –90° abhängig von der Kombination des emitterentkoppelnden Widerstands (R_E1) und des Kondensators (C_E1) zu erhalten. In dem Grenzfall ergibt der Integrator eine ideale Phasenverschiebung von –90°.
9 ist ein schematisches Mittelfrequenz-Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des auf einem invertierenden Verstärker basierten Rückkopplungsnetzes von 7, einschließlich der halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung. In dem äquivalenten Modell kann das Rückkopplungsnetz gesehen werden, als um einen idealen invertierenden Verstärker herum mit einem Zuleitungsfilter auf einer Seite und einem Ausgangsnachlauffilterintegrator auf der anderen Seite gebildet zu sein, verbunden miteinander durch einen internen Rückkopplungswiderstand.
Bei Anwendung der Knotenregel nach Kirchhoff in dem Basisknoten (B) ist:
wobei V_b das Basisspannungspotenzial ist. Der Basisstrom i_b ist als:
definiert, wobei h_ie die Basis-Emitter-Impedanz ist. Der Rückkopplungsstrom i_F ergibt sich durch:
Die Ausdrücke (8)-(10) ergeben den folgenden Ausdruck:
Bei Anwendung der Knotenregel nach Kirchhoff in dem Kollektorknoten (C) ist:
wobei h_fe die Kleinsignal-Stromverstärkung ist, C_0B die halbierte Kapazität von gemeinsamen Verknüpfung ist und R₀ die parallele Kombination von Ausgangslasten (einschließlich der Transistorausgangsimpedanz r₀) ist. Eine Verwendung von Ausdrücken (9) und (10) in (12) ergibt:
Eine Verwendung von Ausdruck (14) in (11) ergibt nun die Transferfunktion F_fA(s) für das Phasenverschiebungsfilter und den Rückkopplungsverstärker in Kombination mit der halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung:
Es wird vermerkt, dass um ausreichende Spannungsverstärkung vorzusehen, die Rückkopplung eine hohe Impedanz haben muss:
Die Transferfunktion F_fA(ω) in der Frequenzdomäne ergibt sich durch:
Die gesamte Phasenverschiebung, die durch die Transferfunktion vorgesehen wird, wird durch Subtrahieren der Phasenverschiebung des Nenners von der Phasenverschiebung des Zählers definiert. Durch Analysieren von Ausdruck (17) kann gesehen werden, dass eine Phasenverschiebung von –90° durch den Zähler bereitgestellt wird. Der Integrator, der durch den kapazitiv entkoppelten Oszillatorpuffer gebildet wird, der in Verbindung mit 8 analysiert wird, führt eine zusätzliche Phasenverschiebung von herab bis –90° ein. In einer besonderen Implementierung kann ein Teil dieser Phasenverschiebung wegen parasitären Phasenverschiebungen in einer hohen Frequenz bereits vorhanden sein. Richtig dimensioniert, trägt der Nenner mit der zusätzlichen erforderlichen Phasenverschiebung von –180° bei. Der Term
ist positiv und kann gewöhnlich vernachlässigt werden. Falls
sind, was großen Kapazitätswerten und/oder einer hohen Betriebsfrequenz entspricht, reduziert sich der Nenner auf (in dem Grenzfall): (jωC0B)·(jωC1) = –ω2C0BC1 (18)was einer Phasenverschiebung von –180° äquivalent ist. Insgesamt kann gesehen werden, dass arg[V₀] – arg[V_i] zwischen –180° und +90° variiert. In dem oberen Grenzfall ist arg[V₀] – arg[Vi] = –90° – (–180°) = +90°, was durch die zusätzliche Phasenverschiebung von –90° ausgeglichen wird, die durch den kapazitiv entkoppelten Pufferintegrator eingeführt wird, der in Verbindung mit 8 analysiert wird. Somit ist das Kriterium von Null-Gesamtphasenverschiebung nach Barkhaussen erfüllt. Es sollte jedoch verstanden werden, dass es praktischer ist, die erforderliche Phasenverschiebung unter Verwendung von mehr als einer Phasenverschiebungsintegratorverknüpfung in dem gesamten Rückkopplungsnetz zu realisieren, wobei der Grenzfall vermieden wird, wie später in Verbindung mit 12 beschrieben wird. Es ist offensichtlich, dass es leichter ist, mehrere Phasenverschiebungsverknüpfungen zu verwenden, von denen jede zu einer Zielphasenverschiebung optimiert ist, die weit von dem Grenzfall entfernt ist.
Für die gesamte Oszillatoroperation ist es von grundsätzlicher Wichtigkeit, die gemeinsame Verknüpfung auf eine derartige Art und Weise zu nutzen, dass eine beträchtliche zusätzliche Phasenverschiebung nur für Differenzialsignale bereitgestellt wird und eine wesentliche Unterdrückung vom gemeinsamen Modus erreicht wird. Ein anderes wichtiges Ziel besteht darin, die jeweiligen Phasenverschiebungsfilter ausreichend entfernt von Nullphasenverschiebung zu betreiben, um die Wahrscheinlichkeit von störenden Oszillationen hoher oder geringer Frequenz zu reduzieren. Eine beträchtliche Phasenverschiebung, die ausreichend von Null entfernt ist, wird über beliebige parasitäre Phasenverschiebungen und die frequenzabhängige Phasenverschiebung der Breitband-Oszillatorpufferverstärker dominieren. Auf diese Weise kann die Zahl von aktiven Elementen in dem Schaltungsentwurf minimiert werden, während zur gleichen Zeit die Phasenverschiebung als eine Funktion der Frequenz des gesamten Oszillatorrückkopplungsnetzes maximiert wird.
Es sollte verstanden werden, dass es verschiedene Typen von Phasenverschiebungsverknüpfungen gibt, die in dem Oszillator genutzt und/oder kombiniert werden können, um Kriterien nach Barkhaussen einer autarken Oszillation zu erfüllen. Z.B. können sowohl differenzierende als auch integrierende Phasenverschiebungsverknüpfungen in den invertierenden Verstärker und das eingebettete Phasenverschiebungsfilter einbezogen werden. Für allgemeine Information über verschiedene Phasenverschiebungsverknüpfungen in Oszillatoren wird auf US-Patent 4,571,558 und US-Patent 4,646,033 verwiesen, die hierin durch Verweis einbezogen werden.
Eine grundsätzliche Eigenschaft für exzellente Phasenstabilität in Oszillatoren mit hohem Leistungsverhalten ist geringes Phasenrauschen, und deshalb ist es wichtig, ein klares Verständnis der zu Grunde liegenden Mechanismen zu haben, die die Phasenrauschcharakteristika beeinträchtigen, um das Phasenrauschen effektiv zu reduzieren. Eine effiziente Analyse des Phasenrauschens kann basierend auf dem Artikel "A study of phase noise in CMOS oscillators" von B. Razavi, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 31, S. 331-343 durchgeführt werden, vorausgesetzt, dass der Oszillatorverstärker eine beträchtlich breitere Bandbreite als das Phasenverschiebungsfilter hat und dass die Amplitudenantwort mehr oder weniger frequenzunabhängig wegen starker Sättigung ist. In dieser Hinsicht hat der Erfinder erkannt, dass sich das Phasenrauschen eng auf die Frequenzcharakteristika der frequenzselektiven Rückkopplungsnetze des vorgeschlagenen Oszillators bezieht. Eine scharfe Filterfunktion in den Rückkopplungsnetzen ergibt klar einen engeren Frequenzausgangsbereich und erhöhte spektrale Reinheit. Unter diesen Umständen variiert die Phasenverschiebung ϕ_fA = arg[F_fA(ω)] durch das Filter abrupt, wenn die Frequenz von dem nominalen Resonanzwert abweicht. Dies bedeutet, dass wir eine große Frequenzableitung
der Phasenverschiebungsfunktion in der Resonanzfrequenz haben, was sich natürlich in einen entsprechenden großen Qualitätswert
übersetzt.
Die Leistungsverhaltenscharakteristika der vorgeschlagenen frequenzselektiven Rückkopplungsnetze wird durch Einführen einer Referenztopologie in Form eines einfachen LC-Filters zweiter Ordnung mit bekannten Leistungsverhaltenseigenschaften und Vergleichen der beiden Topologien analysiert. Durch Verwenden einer bekannten Referenztopologie ist es möglich, die komplexere Rückkopplungsnetztopologie gemäß der Erfindung ohne explizite Kalkulationen durch Anpassung entsprechender Terme in den Phasenverschiebungsfunktionen zu analysieren.
Die Referenztopologie wird als LC-Filter zweiter Ordnung ausgewählt, das als ein Spannungsteiler konfiguriert ist, der durch ein kapazitives Element C und ein induktives Element L mit einem Verlustwiderstand R gebildet wird.
Die Transferfunktion F_LC(ω) des LC-Filters ergibt sich durch:
Es kann abgeleitet werden, dass sich der Q-Wert für das LC-Filter mit der Transferfunktion F_LC(ω) ergibt durch:
Präsentieren der Transferfunktion F_LC(ω), die in (17) gegeben ist, in einer kompakteren Form:
Bringen von Ausdruck (21) in Entsprechung mit Ausdruck (19):
Durch Vergleichen der Nenner von F_LC(ω) in (19) und F_fA(ω) in (22) und in Analogie mit Ausdruck (20) kann gesehen werden, dass der Q-Wert des frequenzselektiven Rückkopplungsnetzes des vorgeschlagenen Oszillators geschätzt werden kann als:
Aus den obigen Ausdrücken (21) und (22) kann leicht gesehen werden, dass die Filterantwort zweiter Ordnung ist: mfA ∝ k3k5 = ω2C1C0B ∝ ω2 (24)
Augenscheinlich kann ein Filter höherer Ordnung durch Anordnen einer internen Rückkopplungsschleife um das aktive Element herum in dem Phasenverschiebungsfilter erreicht werden, ohne induktive Elemente wie in der LC-Filtertopologie zu verwenden. Dies ist ein großer Vorteil, da ein hoher Q-Wert erhalten werden kann, ohne durch die internen Verluste des induktiven Elementes begrenzt zu sein. Andere beträchtliche Verbesserungen enthalten reduzierte Fläche und IC-Prozessanforderungen, reduzierte magnetische Kopplung wegen Fehlen eines expliziten Resonators und eine Möglichkeit, die Betriebsfrequenz zu erhöhen.
Obwohl die Transistoren, die in den obigen Ausführungsformen verwendet werden, als bipolare Transistoren beschrieben und gezeigt wurden, sollte verstanden werden, dass andere Typen von Transistoren, wie etwa Feldeffekttransistoren (FETs), zum Realisieren von Differentialoszillatoren gemäß der Erfindung verwendet werden können. In dem Fall eines FET-Transistors entsprechen das Gate, die Source und der Drain des FET allgemein der Basis, dem Emitter und dem Kollektor des bipolaren Transistors. Im folgenden wird ein Beispiel einer sehr kom pakten und kosteneffektiven Realisierung, die FET-Transistoren verwendet, mit Bezug auf 10 beschrieben.
10 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer FET-basierten Oszillatorimplementierung, die Integrator-gekoppelte invertierende Verstärker und Oszillatorpuffer nutzt, gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung. Der Oszillator 600 umfasst grundsätzlich zwei Zweige, die durch eine gemeinsame kapazitive Verknüpfung 602 miteinander verbunden sind. In dieser Realisierung enthält jeder Zweig einen auf einem Sourcefolger basierten Oszillatorverstärker 603A/603B in einer Integratorkonfiguration mit einem entkoppelnden Kondensator C_E und einen Verstärker gemeinsamer Source 605A/605B mit einer aktiven Drainlast in dem lokalen Rückkopplungspfad. Anstatt den gewöhnlichen Drainwiderstand (R_D) in der Verstärkerkonfiguration gemeinsamer Source zu haben, wird eine aktive Drainlast in der Form einer abstimmbaren Stromquelle (abgestimmt durch V_c) zum Ermöglichen von Abstimmung verwendet. Der Oszillator ist auch mit Vorspannungspunktstabilisierung für die auf einem Sourcefolger basierten Oszillatorverstärker mittels einer Konstantstromquelle 606 versehen. Die Verstärker basieren alle auf FET-Transistoren (F₁₊, F_1–, F₂₊, F_2–).
11 ist ein schematisches Kleinsignal-Wechselstrom-Äquivalenzmodell des aktiv geladenen Verstärkers gemeinsamer Source von 10, einschließlich der halbierten gemeinsamen kapazitiven Verknüpfung. Es sollte zuerst vermerkt werden, dass der Hauptteil geerdet ist. Falls die ansteuernde Impedanz nicht vernachlässigbar ist, wird die Gate-Source-Kapazität eine zusätzliche Phasennachlaufverknüpfung bilden. Dies wird jedoch durch Abstimmen des Sourcefolger-Entkopplungskondensators behandelt.
Bei Anwendung der Knotenregel nach Kirchhoff in dem Drainknoten (D):
Dies ergibt die Transferfunktion F_f(ω):
wobei V_gs die Gate-Source-Spannung ist, V_ds die Drain-Source-Spannung ist, g_m die Transistor-Transduktanz ist, C_gd die Gate-Drain-Kapazität ist, C_ds die Drain-Source-Kapazität ist und R₀ die parallele Kombination von Ausgangslasten ist (einschließlich der Transistorausgangsimpedanz r₀ und der aktiven Drainlast R₀). In den obigen Ausdrücken (25) und (26) wird angenommen, dass die halbierte gemeinsame Verknüpfungskapazität C_0B in der Drain-Source-Kapazität C_ds enthalten ist.
Untere Frequenzverstärkung:
Höhere Frequenzdurchführung:
Null-Spannungsverstärkung:

gm = (2πf)2·R0Cgd(Cds + Cgd) (29)

Für einen großen Drain-Source-Kapazitätswert einschließlich der halbierten gemeinsamen Verknüpfungskapazität C_0B ergibt sich die Transferfunktion F_f(ω) durch:
Die entsprechende Phasenverschiebung ist definiert als:
In dem begrenzenden Fall entspricht dies einer Phasenverschiebung von +90°.
Die zusätzliche Phasenverschiebung von dem Oszillatorverstärkerpuffer, der als ein Integrator konfiguriert ist mit einem Source-Entkopplungskondensator (C_E1) ergibt sich, ähnlich zu den obigen Ausdruck (6), durch
Dies ist einer Phasenverschiebung von herab bis zu –90° äquivalent. Die gesamte Phasenverschiebung ist somit +90°–90° = 0°, wobei somit Kriterien nach Barkhaussen von Null-Gesamtphasenverschiebung erfüllt sind. In der Tat haben wir zwei Integratoren, die in entgegengesetzten Richtungen arbeiten, und so sind Quadratursignale leicht verfügbar. Viele wichtige Anwendungen, wie etwa Mischen und Phasenrotation, erfordern sowohl das gleichphasige Signal als auch das Quadratursignal.
Wie zuvor erwähnt, ist Arbeiten nahe dem Grenzfall für eine Realisierung beträchtlicher Phasenverschiebungen schwierig und führt normalerweise übermäßige Dämpfung ein, wenn nur eine einzelne Phasenverschiebungsintegratorverknüpfung verwendet wird. Ein zweckdienlicherer Weg, die erforderliche Phasenverschiebung zu realisieren, besteht darin, vielfache kaskadierte Blöcke eines Rückkopplungsverstärkers und Phasenverschiebungsfilters einzuführen, von denen jeder mit einem kleinen Phasenverschiebungsinkrement beiträgt. Dies erhöht die Entwurfsflexibilität und entspannt die Verstärkungs- und Phasenverschiebungsanforderungen an jeden Phasenverschiebungsblock. Mit einer derartigen Anordnung wird die obligatorische Phasenverschiebungsbedingung ohne ernsthafte Verschlechterung der gesättigten Amplitude erfüllt, wobei somit das Signal-Rausch-Verhältnis erhöht wird, selbst wenn der Effekt einer Einführung der zusätzlichen aktiven Elemente berücksichtigt wird. In dieser Hinsicht ist es auch empfehlenswert, mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfungen zu verwenden, die entsprechende Anschlüsse in den lokalen Rückkopplungspfaden miteinander verbinden, um die Differenzialität noch weiter zu verbessern.
12 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Differenzialoszillatorimplementierung, die vielfache kaskadierte Kombinationen eines Rückkopplungsverstärkers und Phasenverschiebungsfilters einbezieht. Ähnlich zu den oben beschriebenen Ausführungsformen basiert der Oszillator 700 auf Oszillatorverstärkern 703A, 703B mit lokalen Rückkopplungspfaden. In dieser Implementierung enthält jedoch jeder lokale Rückkopplungspfad mehrere Phasenverschiebungsblöcke 705A-1 bis 705A-N/705B-1 bis 705B-N. Die Phasenverschiebungsblöcke können auf invertierenden und nicht-invertierenden Rückkopplungsverstärkern und Phasenverschiebungsfiltern in verschiedenen Kombinationen basieren. Außerdem können die Rückkopplungsverstärker mit ihrer eigenen internen Rückkopplung versehen sein, und es ist sogar möglich, Rückkopplungspfade 707A/707B zwischen unterschiedlichen Phasenverschiebungsblöcken in den lokalen Rückkopplungspfaden anzuordnen, um Phasenverschiebungsfiltern höherer Ordnung zu ermöglichen. In dem Fall einer Verwendung von Phasenverschiebungsblöcken basierend auf invertierenden Verstärkern ist es empfehlenswert, eine ungerade Zahl von Phasenverschiebungsblöcken in jedem lokalen Rückkopplungspfad zu nutzen, um negative Rückkopplung (Gegenkopplung) für untere Frequenzen sicherzustellen, wobei dadurch eine starke Unterdrückung störender Oszillationen unterer Frequenz erhalten wird. Dies ist ähnlich den Eigenschaften der Kreuz-gekoppelten Rückkopplung, aber ohne die Nachteile einer Belastung hoher Impedanz. Des weiteren sind die lokalen Rückkopplungssysteme durch mehrere gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfungen 702-1 bis 702-N miteinander verbunden. Jede gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung sieht eine Verbindung zwischen Punkten in den zwei lokalen Rückkopplungssystemen vor, die mit Bezug aufeinander in Gegenphase sind. Auf diese Weise wird Symmetrie aufrechterhalten und richtige Differenzialerregung der gemeinsamen Verknüpfungen wird sichergestellt. Dies ergibt eine beträchtliche Differenz in Schleifenphasenverschiebung, wenn die zwei lokalen Rückkopplungssysteme in Gegenphase arbeiten, d.h. Differenzialerregung, im Vergleich zu der unerwünschten Situation, wenn beide Systeme phasengleich arbeiten, d.h. Erregung des gemeinsamen Modus.
Zurückkehrend zu der Realisierung von 10 ist es offensichtlich, dass jeder Integrator, der durch den jeweiligen Verstärker gemeinsamer Source 605A/605B gebildet wird zusammen mit der kapazitiven Last, die durch die halbierte gemeinsame Verknüpfung bereitgestellt wird, durch eine Zahl N von derartigen kaskadierten Einheiten ersetzt werden kann, wobei dadurch die Verstärkungsanforderungen für jede Einheit entspannt werden. In diesem Fall ist jeder Block dimensioniert, eine Phasenverschiebung gleich 360°/N in der Oszillationsfrequenz vorzusehen. Es sollte vermerkt werden, dass der Entkopplungskondensator C_E in dieser Implementierung nicht ge nutzt wird, und dass der Oszillatorverstärker keinerlei Phasenverschiebung vorsieht. Die gesamte Phasenverschiebung kommt von den lokalen Rückkopplungspfaden.
Obwohl die Erfindung allgemein anwendbar ist, sollte ausgeführt werden, dass die Erfindung insbesondere in synchronen digitalen elektronischen Systemen mit hohem Leistungsverhalten und hoher Geschwindigkeit und Kommunikationsverknüpfungen mit engen Zeitsteuerungsbudgets und/oder harten Anforderungen spektraler Reinheit für Referenztakte geeignet ist, und für einen Betrieb in verrauschten Umgebungen, wie etwa dicht gepackten gemischten analogen und Mikroprozessor-/Digitalsystemen. Insbesondere setzen Sender und Empfänger, die in drahtlosen Anwendungen verwendet werden, gewöhnlich ein Frequenzmultiplexschema ein, wo mehrere unabhängige analoge oder digitale Basisbandsignale in getrennten, aber eng beabstandeten Funkfrequenzträgern moduliert sind, um eine Menge von Kanälen zu bilden. Extraktion der nützlichen Basisbanddaten auf der Empfängerseite involviert typischerweise eine Abwärtskonvertierungsmischertopologie, wo das eingegebene RF-Signal mit einem lokalen Oszillatortaktsignal multipliziert wird. Wegen dem inhärenten Spreizspektrumende, das von einem nicht-idealen Oszillator mit einem endlichen Qualitätswert ausgegeben wird, können auch störende Signale von benachbarten Kanälen zu dem Basisband abwärts konvertiert werden. Dies wird Rauschen oder Nebensprechen einführen, was letztlich die Bitfehlerrate für die ganze Übertragungsverknüpfung beeinträchtigen wird. In derartigen Anwendungen ist es folglich von höchster Wichtigkeit, Oszillatoren von hohem Leistungsverhalten zu nutzen, wie etwa jene, die durch die Erfindung vorgeschlagen werden.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind lediglich als Beispiele gegeben, und es sollte verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung nicht darauf begrenzt ist. Z.B. können diskrete Widerstände durch aktive Lasten ersetzt werden. Verbesserte Unterdrückung von Leistungsversorgungsschwankung kann durch Stromquellenstabilisierung des Vorspannungspunktes erreicht werden. Stromverarmte Rückkopplungsverstärker, die eine erhöhte Ausbreitungsverzögerung erfahren, können zum Implementieren von Phasenverschiebungen und/oder zum Abstimmen der Resonanzfrequenz verwendet werden. Weitere Modifikationen, Änderungen und Verbesserungen, die die wesentlichen zu Grunde liegenden Prinzipien beibehalten, die hierin offenbart und beansprucht werden, sind innerhalb des Bereiches der Erfindung.

Claims

Ein Differentialoszillator (300; 500; 600; 700) mit zwei Zweigen, wobei: – jeder der Zweige einen Oszillatorverstärker (303; 503; 603; 703) mit einem phasenverschiebenden und impedanzwandelnden lokalen Rückkopplungspfad (304; 505; 605; 705) von Ausgang zu Eingang des Oszillatorverstärkers enthält, um ein lokales Rückkopplungssystem zu bilden; und – der Differentialoszillator mindestens eine gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung (302; 502; 602; 702) zum Verbinden miteinander der Eingänge der Oszillatorverstärker enthält, um autarke Differenzialoszillation zu ermöglichen, gekennzeichnet dadurch, dass die lokalen Rückkopplungspfade (304; 505; 605; 705) durch aktive Schaltungstechnik implementiert ist.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 1, wobei in Differenzialmodusoperation der elektrische Mittelpunkt der mindestens einen gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung (302; 502; 602; 702) praktisch geerdet ist und die lokalen Rückkopplungssysteme der zwei Zweige, in Kooperation mit der mindestens einen gemeinsamen Phasenverschiebungsverknüpfung, in Gegenphase mit Bezug aufeinander arbeiten.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die mindestens eine gemeinsame Phasenverschiebungsverknüpfung (302; 502; 602; 702) eine Nicht-Rückkopplungsverbindung zwischen den lokalen Rückkopplungssystemen ist.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass jeder der aktiven lokalen Rückkopplungspfade (304; 505; 605; 705) einen Rückkopplungsverstärker (306; 505; 605; 705) und ein Phasenverschiebungsfilter (305; 505; 605; 705) enthält.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass jeder der aktiven Rückkopplungspfade aktive Schaltungstechnik enthält, die einen Rückkopplungsverstärker (505; 605; 705) mit einem eingebetteten Phasenverschiebungsfilter bildet.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 4 oder 5, gekennzeichnet dadurch, dass ein interner Verstärker-Rückkopplungspfad innerhalb von jedem der lokalen Rückkopplungspfade zum Ausbilden der Phasenverschiebungsfunktion des jeweiligen lokalen Rückkopplungspfades angeordnet ist, um Phasenverschiebungsfiltern höherer Ordnung zu ermöglichen.
Der Differentialoszillator nach beliebigen der Ansprüche 4-6, gekennzeichnet dadurch, dass der Rückkopplungsverstärker ein invertierender Verstärker ist.
Der Differentialoszillator nach beliebigen der Ansprüche 1-7, gekennzeichnet dadurch, dass jeder der aktiven lokalen Rückkopplungspfade vielfache kaskadierte Kombinationen eines Rückkopplungsverstärkers und Phasenverschiebungsfilters (705) enthält.
Der Differenzialverstärker nach beliebigen der Ansprüche 1-8, gekennzeichnet dadurch, dass die gemeinsame Verknüpfung blind ist.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 9, gekennzeichnet dadurch, dass die gemeinsame Verknüpfung kapazitiv ist.
Der Differentialoszillator nach beliebigen der Ansprüche 1-10, gekennzeichnet dadurch, dass jeder Oszillatorverstärker ein Niederimpedanz-Pufferverstärker ist.
Der Differentialoszillator nach Anspruch 11, gekennzeichnet dadurch, dass der Niederimpedanz-Oszillatorverstärker auf einem Transistor basiert, der als ein Emitterfolger oder ein Sourcefolger konfiguriert ist.
Der Differentialoszillator nach beliebigen der Ansprüche 1-12, gekennzeichnet dadurch, dass jeder Oszillatorverstärker ein Stromverstärker mit einem Niederimpedanzausgang und einem Hochimpedanzeingang ist, und jeder lokale Rückkopplungspfad einen invertierenden Verstärker und ein Phasenverschiebungsfilter enthält, angeordnet zwischen dem Niederimpedanzeingang und dem Hochimpedanzausgang des Stromverstärkers.