-
Gebiet der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Direktsequenz-Spreizspektrumkommunikationssysteme
(DSSS-Kommunikationssysteme) und insbesondere auf die Kennzeichnung
von Mehrwegausbreitungseigenschaften in DSSS-Empfängern.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Die
erfolgreiche Entnahme übertragener
Informationen aus einem Empfangssignal in drahtlosen Kommunikationssystemen
erfordert häufig
die Überwindung
wesentlicher Störpegel.
Die Mehrwegstörung
repräsentiert
einen Empfangssignalstörungstyp, der
in bestimmten Typen drahtloser Kommunikationssysteme besonders problematisch
sein kann. Zum Beispiel werden drahtlose LANs üblicherweise in Innenraumumgebungen
genutzt, die üblicherweise Trennwände, Möbel und
mehrere Türen
zusammen mit verschiedenen Metall- und Nichtmetall-Gebäudemerkmalen
enthalten. In diesen Umgebungen folgen die gesendeten Signale mehreren Übertragungswegen
mit unterschiedlichen Längen
und mit unterschiedlicher Dämpfung.
Folglich empfängt
ein Empfänger
in einer solchen Umgebung mehrere Signale in einem Zeitabstand mit
unterschiedlichen Signalstärken.
Diese mehreren Versionen desselben Sendesignals werden "Mehrwegsignale" genannt.
-
Die
Wirkung von Mehrwegsignalen auf die Leistungsfähigkeit eines DSSS-Empfängers hängt von
den Besonderheiten des besagten Kommunikationssystems ab. Zum Beispiel
können
Mehrwegsignale in bestimmten Typen von DSSS-Kommunikationssystemen
das Signal/Rausch-Verhältnis des Empfängers tatsächlich verbessern.
Um diese Erscheinung zu verstehen, ist es hilfreich, einige Grundaspekte
der DSSS-Kommunikation hervorzuheben. DSSS-Sender multiplizieren
ein Informationssignal im Wesentlichen mit einem Pseudorauschsignal (PN-Signal),
einer sich wiederholenden digitalen Pseudozufallssequenz. Das Informationssignal
wird anfangs mit dem PN-Signal gespreizt und das resultierende Spreizsignal
mit dem RF-Träger
multipliziert, was ein Sendesignal mit breiter Bandbreite erzeugt. Im
allgemeinen Fall entspreizt ein Empfänger das Empfangssignal, indem
er das ankommende Signal mit demselben PN-gespreizten Trägersignal
multipliziert (mischt). Das Ausgangssignal des Empfängers hat
eine maximale Größe, wenn
das PN-Spreizsignal genau an das ankommende Empfangssignal angepasst
ist. Die "Anpassung" wird in DSSS-System
auf der Grundlage der Korrelation des ankommenden sequentiell geordneten
PN-Signals mit dem lokal erzeugten sequentiell geordneten PN-Signal
bewertet.
-
Der
von dem Sender zum Spreizen des Informationssignals verwendete Spreizcode
(PN-Code) beeinflusst wesentlich die Wirkungen von Mehrwegsignalen
auf die Empfängerleistungsfähigkeit. DSSS-Übertragungen
auf der Grundlage eines einzelnen Spreizcodes mit guten Autokorrelationseigenschaften
(oder auf der Grundlage einer kleinen Menge orthogonaler Spreizcodes)
ermöglichen,
dass der Empfänger
einzelne Signale innerhalb eines Mehrwegsignals relativ frei von
der Störung
von den anderen Signalen innerhalb des Mehrwegsignals selektiv dekorreliert.
Durch Einstellen des PN-Sequenz-Versatzes, der zum Erzeugen seines
lokalen PN-Entspreizungssignals
verwendet wird, kann der Empfänger
seine Entspreizungsschaltungsanordnung auf ein beliebiges der Mehrwegsignale,
die er empfängt,
zeitlich ausrichten (Codephase). Wie z. B. in Fuente u. a., "A New Scheme for
Direct Sequence Spread Spectrum Radio LANs", skizziert ist, kann der Empfänger die
gesendeten Daten ohne übermäßige Störung aus
einem beliebigen dieser Mehrwegsignale zurückgewinnen, falls der spreizende/entspreizende
PN-Code gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelationseigenschaften
aufweist. Natürlich
kann es bevorzugt sein, für
die Informationsrückgewinnung
nur das stärkste
Mehrwegsignal bzw. die stärksten
Mehrwegsignale zu verwenden.
-
Tatsächlich nutzen
herkömmliche
RAKE-Empfänger,
die in Codemultiplex-Vielfachzugriff-Digitalzellerttelefonsystemen
(CDMA-Digitalzellentelefonsystemen)
verwendet werden, die obige Situation. CDMA- Übertragungen
verwenden für
ein gegebenes Empfänger-
und Senderpaar einen verhältnismäßig langen,
festen Spreizcode, was zu sehr günstigen
Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften führt. RAKE-Empfänger sind
im Gebiet des Entwurfs von Digitalzellenempfängern gut bekannt. Ein RAKE-Empfänger weist
mehrere parallele "RAKE-Finger" auf. Jeder RAKE-Finger
kann unabhängig
mit einem Empfangssignal synchronisieren und es entspreizen.
-
Die
RAKE-Finger synchronisieren sich durch Synchronisieren der mehreren
RAKE-Finger mit den stärksten
empfangenen Mehrwegsignalen (jenen mit den höchsten Korrelationswerten)
auf die stärksten Mehrwegsignale
auf. Wegen der ausgezeichneten Korrelationseigenschaften der CDMA-Spreizcodes synchronisiert
sich jeder RAKE-Finger mit einem der Mehrwegsignale und entspreizt
es verhältnismäßig frei
von der den anderen Mehrwegsignalen zugeordneten Störung. Somit
entspreizt jeder RAKE-Finger ein verhältnismäßig sauberes Signal, wobei
dies ermöglicht,
dass der gesamte RAKE-Empfänger
die Signale kohärent
(mit Zeit/Phasen-Ausrichtung) kombiniert, um ein kombiniertes Ausgangssignal
zu bilden, das die Addition der Mehrwegsignale repräsentiert. Das
kohärente
Kombinieren der Mehrwegsignale ermöglicht, dass der RAKE-Empfänger eine
Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses
(SNR) erzielt, was im Wesentlichen heißt, dass Mehrwegsignale die
Empfangsleistungsfähigkeit
in bestimmten Typen von Spreizspektrumsystemen tatsächlich verbessern können.
-
Leider
verkomplizieren die Eigenschaften vieler anderer Spreizspektrumkommunikationstypen stark
die Art und Weise, wie ein Empfänger
Mehrwegsignale behandelt. Einige Typen von DSSS-Systemen verwenden
Spreizcodes mit schlechten Korrelationseigenschaften. Die als 802.11b
bekannte IEEE-Norm für
drahtlose LANs mit hoher Datenrate ist ein Hauptbeispiel eines solchen
Systems. Übertragungen
gemäß der Norm
IEEE 802.11 verwenden einen einzelnen Spreizcode, kombiniert mit
Zweiphasenumtastung (BPSK) oder Quadraturphasenumtastung (QPSK),
um Daten mit 1 bzw. 2 Megabits zu übertragen. Die Erweiterungen
der 802.11 b schaffen höhere
Datenraten, indem sie Übertragungsraten von
5,5 und 11 Megabits definieren. Diese höheren Datenraten verwenden
ein z. B. in Andren, C., u. a., "CCK
Modulation Delivers 11 Mbps for High Rate IEEE 802.11 Extension", beschriebenes Modulationsformat,
das als Komplementärcodeumtastung (CCK)
bekannt ist. Übertragungen
gemäß der 802.11 b-CCK-Betriebsart
verwenden mehrere Spreizcodes, wobei sich die Spreizcodes über Symbole ändern. Während die
CCK-Modulation die Fähigkeit
schafft, hohe Datenübertragungsraten
zu erzielen und die Kompatibilität
mit dem 1- und 2-Megabit/s-Kanalisierungsschema der Norm 802.11
weiter aufrechtzuerhalten, enthält
sie den Nachteil, den Empfängern
das saubere Entspreizen einzelner Mehrwegsignale zu erschweren.
-
Tatsächlich können die
verschiedenen Mehrwegsignale wegen der verhältnismäßig schlechten Korrelationseigenschaften
der in 802.11 b verwendeten Spreizcodes einander stören und
in dem Empfänger
zur Intersymbolstörung
(ISI) führen.
Somit können
Mehrwegsignale die Empfängerleistungsfähigkeit
in Systemen, die gemäß 802.11b-Normen
arbeiten, im Gegensatz zu dem CDMA-Digitalzellenszenarium wesentlich
verschlechtern. Natürlich
können Mehrwegsignale
in einem beliebigen Typ eines DSSS-Systems problematisch sein, das
nicht ideale Spreizcodes verwendet, sodass das Problem nicht auf
drahtlose LAN-Anwendungen beschränkt
ist. Die Mehrwegstörung
in DSSS-Systemen ergibt sich sowohl aus der Interchipstörung (ICI)
als auch aus der ISI. Für
diese Offenbarung wird der Begriff ISI so verstanden, dass er sowohl
die ICI als auch die ISI enthält.
Aus Sicht eines DSSS-Empfängers
führt jedes gesendete
Symbol wegen der mehreren Signalausbreitungswege zwischen Empfänger und
Sender zum Empfang mehrerer Symbole, die mit relativen Zeitabständen voneinander
ankommen. Wie sie hier verwendet wird, beschreibt die ISI die Mehrwegstörung, die
sich aus diesen mehreren empfangenen Symbolen ergibt und die Störung enthalten
kann, die sich aus Mehrwegsignal-Verzögerungsspreizungen ergibt,
die eine Symbolperiode übersteigen.
-
In
DSSS-Systemen, wo der Spreizcode bzw. die Spreizcodes nicht zulassen,
dass mehrere Signale ohne Störung
einzeln entspreizt werden, sind RAKE-Empfängertechniken nicht anwendbar.
Die Grundlage des RAKE-Empfängerbetriebs
nimmt an, dass jeder RAKE-Finger sauber ein ausgewähltes Mehrwegsignal
entspreizen kann, das nachfolgend mit der Ausgabe von anderen RAKE-Fingern
kombiniert wird, um ein Gesamtausgangssignal des RAKE-Empfängers zu
bilden. Falls die Ausgabe von den einzelnen RAKE-Fingern durch Mehrwegstörung verfälscht wird,
wird das kombinierte Signal gefährdet und
leidet die Leistungsfähigkeit
des RAKE-Empfängers.
-
Die
Kanalentzerrung bietet eine potentielle Gelegenheit, die Empfängerleistungsfähigkeit
in einem Mehrwegkanal zu verbessern. Leider sind herkömmliche
Kanalentzerrungstechniken wegen der Komplexität für DSSS-Übertragungen
ungeeignet. Der Begriff "kanalkohärente Bandbreite" beschreibt für ein beliebiges
Radiofrequenzsignal den Abschnitt der verfügbaren Bandbreite eines gegebenen
Kanals, wo ein verhältnismäßig flacher
Frequenzgang beobachtet werden kann. Üblicherweise kann nur ein kleiner
Abschnitt eines Breitband-DSSS-Kanals einen flachen Frequenzgang
zeigen. Folglich sind vorhandene Entzerrer, die herkömmliche
Digitalfilterungstechniken nutzen, für die Kompensation eines Breitband-DSSS-Kanals
für Mehrwegstörung ungeeignet.
Diese Nichteignung ergibt sich aus der reinen Komplexität, die der
Realisierung und dem Training eines herkömmlichen Digitalfilters mit
einer endlichen Anzahl von Filterabgriffen und entsprechenden Filterkoeffizienten,
das das Empfangssignal für
den komplexen Frequenzgang eines Breitband-DSSS-Funkkanals kompensieren
kann, zugeordnet ist.
-
Vorhandene
Zugänge
zum DSSS-Empfängerentwurf
behandeln die Mehrwegstörung
in Systemen, wo einzelne Mehrwegsignale nicht verhältnismäßig störungsfrei
entspreizt werden können,
nicht angemessen. Wie angemerkt wurde, beruhen diese Systemtypen üblicherweise
auf nicht idealen Spreizcodes, wobei IEEE 802.11b ein Beispiel solcher
Systeme repräsentiert.
Ohne die Fähigkeit,
die Mehrwegstörung
zu behandeln, können
solche Systeme in Umgebungen mit wesentlicher Mehrwegstörung nicht
zuverlässig
arbeiten. Vorhandene Zugänge,
die entweder die Verwendung von RAKE- Empfängern oder
von herkömmlichen
Kanalentzerrern enthalten, sind entweder ungeeignet oder unpraktisch.
-
Die
effektive Handhabung von Mehrwegsignalen, ob für die Störungskompensation wie etwa
in 802.11b-Umgebungen oder für
die kohärente
Mehrwegsignalkombination wie etwa in RAKE-Empfängeroperationen,
hängt von
der Entwicklung genauer Schätzungen
der Ausbreitungswegeigenschaften für eines oder für mehrere
der in dem Empfangssignal enthaltenen Sekundärausbreitungswegsignale ab. Unter
vielen Bedingungen der echten Welt übersteigt die Verzögerungsspreizung
zwischen den einzelnen Ausbreitungswegsignalen, die ein empfangenes Mehrwegsignal
umfasst, eine Symbolzeit, d. h., die verschiedenen Ausbreitungswegsignale
können
in einem beliebigen Augenblick verschiedene Informationswerte (Symbolwerte)
repräsentieren,
was es potentiell erschwert, ein Ausbreitungswegsignal mit einem
anderen in Beziehung zu setzen. Ohne diese Fähigkeit können nur Mehrwegsignale mit
Ausbreitungswegverzögerungsspreizungen
kleiner als eine Symbolzeit im Wesentlichen störungsfrei verarbeitet werden.
-
Somit
bleibt ein Bedarf an einem Verfahren und an einer unterstützenden
Vorrichtung zum Feststellen und Kennzeichnen von Sekundärsignalausbreitungswegen
relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg, das/die einen weiten
Bereich von Ausbreitungswegverzögerungsspreizungen
einschließlich Verzögerungsspreizungen,
die eine Symbolzeit übersteigen,
versorgt. Mit der Fähigkeit,
Zeitabstände zwischen
Haupt- und Sekundärsignalen über einen Bereich
von weniger bis mehr als einer Symbolzeit zu bestimmen, kann ein
Kommunikationsempfänger
in einer Vielzahl von Umgebungen, selbst jenen mit starken Mehrwegbedingungen,
Sekundärsignalausbreitungswege
relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg genau kennzeichnen.
Ein solches Kennzeichnungsverfahren würde die Kompensation eines empfangenen
Mehrwegsignals in einem weiten Bereich von Funksignalausbreitungsumgebungen,
sogar jenen mit starken Mehrwegbedingungen, ermöglichen und somit die Kommunikationsempfängerleistungsfähigkeit
verbessern. Besonders wertvoll wären dieses
Verfahren und diese unterstützende
Vorrichtung in einem beliebigen Typ eines DSSS-Kommunikationssystems,
das sich auf Spreiztechniken stützt, die
keine eigene Mehrwegstörungszurückweisung bereitstellen,
wobei es aber auch in einem beliebigen DSSS-Kommunikationssystem wertvoll wäre, das dem
Mehrwegsignalempfang unterliegt.
-
WO
98/26544A zeigt ein Beispiel eines Empfängers, der eine Kanalschätzung durchführt, um
die Phasen- und Größenwertschätzungen
der Mehrwegsignale zu verbessern.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung weist eine als eine Trainingsschaltung bezeichnete
Vorrichtung zum Kennzeichnen eines oder mehrerer Sekundärsignalausbreitungswege
relativ zu einem Hauptsignalausbreitungsweg auf. Vorzugsweise ist
die Trainingsschaltung der vorliegenden Erfindung in einem zugeordneten
Kommunikationsempfänger
enthalten, der für
ihn Signale, die über
den Hauptsignalausbreitungsweg empfangen werden, gleichzeitig mit
einem Signal, das über
einen der Sekundärsignalausbreitungswege
empfangen wird, bereitstellt. Die Trainingsschaltung akkumuliert
aus den Haupt- und Sekundärsignalen
Größenabtastwerte
und verwendet sie, um einen relativen Größenwert für das Sekundärsignal
zu berechnen. Außerdem
weist die Trainingsschaltung Schaltungsbetriebsmittel zum differentiellen
Decodieren von Symbolwerten (Phasenwerten) auf, die über die
Haupt- und Sekundärsignale empfangen
werden, und eine Korrelationsschaltungsanordnung, um unter Verwendung
der differentiell decodierten Symbolinformationen einen Sekundärsignal/Hauptsignal-Zeitabstand
zu bestimmen. Zusätzliche
Betriebsmittel innerhalb der Trainingsschaltung berechnen auf der
Grundlage momentaner und verzögerter
Symbolwerte mögliche
Phasenversätze
für das
Sekundärsignal
relativ zu dem Hauptsignal, und eine Unterstützungslogik stellt einen dieser möglichen
Phasenversätze
basierend auf den Zeitabstandsinformationen als den Zeitphasenversatz fest,
der am nächsten
bei dem tatsächlichen
Phasenversatz liegt. Somit stellt die Trainingsschaltung für ein Sekundärausbreitungswegsignal
relativ zu einem Hauptausbreitungswegsignal Versatz-, Größenwert- und
Phaseninformationen bereit. Der zugeordnete Kommunikationsempfänger kann
durch die Trainingsschaltung entwickelte Informationen verwenden,
um die Mehrwegsignalempfangs-Leistungsfähigkeit zu verbessern oder
um eine ausgewählte Mehrwegstörung, die
sich aus einem oder aus mehreren der Sekundärausbreitungswegsignale ergibt, zu
unterdrücken.
-
Durch
Annahme des Hauptwegsignals als die Referenz kann ein Informationssymbol
oder ein übertragenes
Datenelement, das über
das Hauptwegsignal empfangen wird, in der Weise betrachtet werden,
dass es eine Ankunftszeit to, eine Phase 0 und einen Größenwert
1 besitzt. Daraufhin kann ein ausgewähltes Sekundärwegsignal
gleichzeitig mit dem Hauptwegsignal verglichen werden, um den relativen
Größenwert,
die relative Phase und die relative Ankunftszeit zu bestimmen und
dadurch die Sekundärsignal-Ausbreitungswegparameter
in Bezug auf den Hauptsignalausbreitungsweg zu kennzeichnen. Tatsächlich stellt
der zugeordnete Kommunikationsempfänger in beispielhaften Ausführungsformen für die Trainingsschaltung
für eine
Zeitperiode, die ausreicht, die Kennzeichnung des ausgewählten Sekundärwegsignals
zu ermöglichen,
Sequenzen von Größenwert-
und Phasenwerten aus dem Hauptwegsignal und aus einem ausgewählten Sekundärwegsignal
bereit. Der Kommunikationsempfänger
kann diese Operation für
eines oder für
mehrere zusätzliche
Sekundärwegsignale
wiederholen.
-
Vorzugsweise
weist die Trainingsschaltung Integratoren auf, die mehrere erfolgreiche
Größenabtastwerte
von dem Hauptwegsignal und aus dem gleichzeitig ausgewählten Sekundärwegsignal
integrieren. Eine Vergleichsfunktion verwendet diese integrierten
Größenwerte,
um ein Verhältnis
für den Größenwert
des Sekundärwegsignals
relativ zu dem Hauptwegsignal zu bestimmen. Da das Hauptwegsignal
vorzugsweise das stärkste
Signal ist, ist dieser relative Größenwert ein gebrochener Wert.
Weitere Ausführungsformen der
Trainingsschaltung können andere
Techniken für
das Akkumulieren von Größenabtastwerten
realisieren, wobei die Anzahl der akkumulierten Größenabtastwerte
mit Entwurfs- und Leistungsfähigkeitsanforderungen
variiert.
-
Der
Bestimmung des Zeitabstands und des Phasenversatzes für das Sekundärsignal
relativ zu dem Hauptwegsignal ist ein zweifaches Problem zugeordnet:
(1) Das Sekundärsignal
hat eine unbekannte Phasenverschiebung relativ zu dem Hauptsignal;
und (2) das Sekundärsignal
kann von dem Hauptsignal entweder in vorauseilender oder in nachlaufender
Weise um mehr oder weniger als eine Symbolperiode versetzt sein.
Um die Sekundärsignalphasenverschiebung
zu unterdrücken,
weist die Trainingsschaltung differentielle Decodierer für die Haupt-
und Sekundärsignale
auf. Die differentiell decodierten Symbolwerte (Phasenwerte) werden
durch eine in der Trainingsschaltung enthaltene Korrelationsschaltungsanordnung
verarbeitet. Korrelationsoperationen stellen die Korrespondenz zwischen
Symbolen in einer Sequenz von Symbolen, die über den Hauptweg empfangen
wird, und Symbolen in einer Sequenz von Symbolen, die gleichzeitig über den
Sekundärweg
empfangen wird, fest. Entsprechende Haupt- und Sekundärwegsymbolwerte
haben eine minimale Phasendifferenz und somit eine maximale Korrelation.
Wenn die Symbolkorrespondenz bekannt ist, kann die Trainingsschaltung
den Zeitabstand zwischen dem Haupt- und dem Sekundärwegsignal
folgern.
-
Eine
zusätzliche
Schaltungsanordnung innerhalb der Trainingsschaltung, die vor der
oben erwähnten
differentiellen Decodierungsschaltungsanordnung angeordnet ist,
unterstützt
die Bestimmung des Phasenversatzes oder der Phasendifferenz zwischen
den Haupt- und Sekundärsignalen.
Diese Schaltungsanordnung berechnet die Phasendifferenz als die
Differenz zwischen momentanen und verzögerten Abtastwerten der Haupt-
und der Sekundärsignal-Symbolphasenwerte.
Da die Sekundärsignal-Symbolphasenwerte,
die den Hauptsignal-Symbolphasenwerten entsprechen, entweder auf
vorauseilende oder auf nachlaufende Weise um mehr oder weniger als
eine Periode versetzt sein können,
berechnet die Trainingsschaltung die Phasendifferenz zwischen momentanen
und verzögerten
Haupt- und Sekundärsignal-Symbolphasenwerten.
Der zuvor bestimmte Zeitabstandswert wird verwendet, um den richtigen
Phasendifferenzwert auszuwählen.
-
Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
-
1 veranschaulicht
eine drahtlose Kommunikationsumgebung, die einem Mehrwegsignalempfang
unterliegt.
-
2A veranschaulicht
den Einfluss von Mehrwegausbreitungswegen auf ein Empfangssignal.
-
2B veranschaulicht
das Problem der Intersymbolstörung
in einer Sequenz empfangener Symbole.
-
3 veranschaulicht
ein beispielhaftes drahtloses Netzsystem, in dem die vorliegende
Erfindung vorteilhaft verwirklicht werden kann.
-
4 ist
ein verallgemeinerter Blockschaltplan eines beispielhaften Kommunikationsempfängers, der
in dem System aus 3 verwendet wird.
-
5 ist
ein ausführlicherer
Funktionsblockschaltplan des Kommunikationsempfängers aus 4.
-
6 veranschaulicht
die Struktur eines drahtlosen IEEE-802.11b-LAN-Datenpakets.
-
7A zeigt
Haupt- und Sekundärweg-Empfangssignal-Symbolsequenzen
in einem Zeitabstand.
-
7B gibt
beispielhafte Einzelheiten für
einen Abschnitt der Haupt- und Sekundärwegsignal-Verarbeitungsoperationen,
die dem der vorliegenden Erfindung zugeordneten Trainingsverfahren zugeordnet
sind.
-
7C veranschaulicht,
wie eine unbekannte Sekundärsignalphasenverschiebung
auf der Grundlage der in 7B gezeigten
Operationen bestimmt werden kann.
-
8 ist
ein vereinfachtes Logikablaufdiagramm für eine beispielhafte Ausführungsform
des der vorliegenden Erfindung zugeordneten Trainingsverfahrens.
-
9A ist
ein vereinfachter Blockschaltplan einer beispielhaften Ausführungsform
der Trainingsschaltung der vorliegenden Erfindung.
-
9B ist
ein ausführlicherer
Schaltplan der in 9A eingeführten Trainingsschaltung.
-
10 ist
ein verallgemeinerter Blockschaltplan einer beispielhaften Ausführungsform
eines Funkkanalentzerrers, der vorteilhaft in Verbindung mit der
vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
-
11 ist
eine alternative beispielhafte Ausführungsform des Entzerrers aus 10.
-
Ausführliche
Beschreibung der Erfindung
-
1 veranschaulicht
eine drahtlose Kommunikationsumgebung 10, die der Mehrwegstörung ausgesetzt
ist. Obgleich 1 zwei PCs 20 in drahtloser
Kommunikation miteinander zeigt, wie es in einer drahtlosen LAN-Umgebung erwartet
werden könnte,
kann die vorliegende Erfindung vorteilhaft in beliebigen DSSS-Kommunikationssystemen
angewendet werden, die der Mehrwegstörung ausgesetzt sind. Wie veranschaulicht
ist, ergeben sich Mehrwegsignale aus Hindernissen, die zwischen
einem Sender und einem Empfänger – in diesem
Fall einem sendenden PC 20 und einem empfangenden PC 20 – liegen.
Obgleich dies in 1 nicht explizit dargestellt
ist, ist leicht klar, dass die von dem empfangenden PC 20 empfangenen
Mehrwegsignale auf der Grundlage des spezifischen Signalwegs, dem
jedes Signal folgt, verschiedenen Dämpfungspegeln und Phasenverschiebungspegeln
ausgesetzt sein können.
Im Kontext dieser Offenbarung ist das Hauptwegsignal nicht notwendigerweise
das Signal, das der direktesten Route zu dem Empfänger folgt;
eher ist es das stärkste
der empfangenen Mehrwegsignale.
-
Da
die Mehrwegsignale verschiedenen Signalwegen mit verschiedenen Längen folgen,
unterliegen die verschiedenen von dem Empfänger empfangen Signale einer
Zeitstreuung. Das heißt,
die Mehrwegsignale sind voneinander um einen Zeitbetrag, der proportional
der Differenz der Signalweglängen ist,
versetzt. 2A veranschaulicht diese Zeitstreuungserscheinung.
In 2A sind die obere und die untere horizontale Zeitachse
ausgerichtet. Ein idealisiertes Impulssignal repräsentiert
die gesendeten Daten. Obgleich der Sender einen einzelnen, sauberen
Impuls ausgibt, empfängt
der Empfänger
wegen der mehreren Wege tatsächlich
mehrere Impulse zu verschiedenen Zeitpunkten mit verschiedenen Amplituden
und Phasen. Das Empfangssignal mit der größten Amplitude gilt als das
Hauptwegsignal und ist in 2A durch "M" bezeichnet. Die verbleibenden, schwächeren Signale
gelten als Echo- oder Sekundärmehrwegsignale
und sind durch E1 ... E3 bezeichnet.
Beispielhafte Ausführungsformen
des Trainingsverfahrens stellen eine Unterstützungskennzeichnung und nachfolgende
Unterdrückung
für die zwei
stärksten
Sekundärsignale
bereit, während
sie die schwächeren,
verbleibenden Echosignale ignorieren. Im Kontext von 2A sind
die zwei stärksten Echosignale
E2 und E1. Es wird
angemerkt, dass das Trainingsverfahren geändert werden kann, um eine beliebige
Anzahl von Sekundärsignalen
zu kennzeichnen. Anforderungen an die Empfangsleistungsfähigkeit
und Verarbeitungszeitbeschränkungen
sind Betrachtungen bei der Wahl der Anzahl von Sekundärsignalen
(Echosignalen), die gekennzeichnet werden.
-
In
DSSS-Systemen werden Informationen von einem Sender zu einem Empfänger als
eine Reihe von Chips übertragen,
wobei eine definierte Anzahl von Chips ein Symbol bilden. Jedes
Symbol entspricht einem oder mehreren bekannten Binärwerten.
Somit kann der Empfänger
die durch den Sender gesendeten Binärdaten durch Decodieren der
empfangenen Symbole wiederherstellen. Natürlich muss sich der Empfänger mit
der Chip- und Symbolzeitgebung des Senders synchronisieren, um diese
Symbole erfolgreich zu decodieren. 2B veranschaulicht
eine Sequenz von Empfangssignalen über wenigstens zwei Symbolzeiten
(TS). Was aus 2B nicht
sofort hervorgeht, ist, ob sich eines oder mehrere Mehrwegereignisse
(Echosignale) innerhalb des Zeitschlitzes eines gegebenen Symbols
aus der Sendung des momentanen Symbols oder aus der Sendung des
vorigen Symbols ergeben. Ohne die Fähigkeit, diese Bestimmung vorzunehmen,
kann die ISI nicht wirksam gemildert werden. Die Vorrichtung und das
zugeordnete Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung ermöglichen
das Feststellen und Kennzeichnen von Mehrwegereignissen mit Zeitabständen, die
eine oder mehrere Symbolzeiten übersteigen
können,
und schaffen somit Verfahren zum Feststellen und Kompensieren der
ISI.
-
3 zeigt
eine beispielhafte PC-basierte drahtlose LAN-Umgebung, in der verschiedene
Aspekte der vorliegenden Erfindung vorteilhaft verwirklicht werden
können.
Die PCs 20 kommunizieren miteinander über drahtlose Signalisierung,
wobei sie über
Antennen 26 Signale senden und empfangen. Jeder PC 20 weist
einen beispielhaften Kommunikationsempfänger 100 auf, der
die Mehrwegausbreitungsparameter-Trainingsoperationen der vorliegenden
Erfindung unterstützt,
einen kompatiblen Sender 24 und eine Unterstützungsschaltungsanordnung 22. 3 soll
keine Darstellung der tatsächlichen
Struktur für
die Interorganisation des PC 20 sein; eher bietet 3 eine
Funktionsdarstellung für
die Aufnahme des Kommunikationsempfängers 100 in eine
typische drahtlose LAN-Umgebung. Die PCs 20 senden und
empfangen Informationen über
die Sender 24 bzw. über
die Kommunikationsempfänger 100.
Diese Kommunikation kann Peer-to-Peer
(zwischen PCs) sein oder kann über
einen Hub oder Server geleitet werden, der mit einer drahtlosen
Schnittstelle ausgestattet ist. Die tatsächliche Netzorganisation und
die hierarchische Struktur, die in einer gegebenen Anwendung verwendet
werden, sind in Bezug auf das Verständnis der vorliegenden Erfindung
unwichtig.
-
Im
Idealfall ist der Kommunikationsempfänger 100 als einzelne
integrierte Schaltung realisiert, die Abschnitte aufweist, die den
programmierten Betrieb unterstützen,
wobei er aber ebenfalls als eine zusammenwirkende Sammlung integrierter
Schaltungsvorrichtungen realisiert sein kann, die zusammen dieselbe
Funktionalität
unterstützen.
Beispielhafte Ausführungsformen
des Kommunikationsempfängers 100 unterstützen die
Trainingsoperationen der vorliegenden Erfindung und die Kanalentzerrungsverfahren
(Mehrwegstörungs-Unterdrückungsverfahren),
die hier ausführlich
geschildert werden.
-
4 gibt
eine ausführlichere
Veranschaulichung des in 3 eingeführten Kommunikationsempfängers 100.
Der Kommunikationsempfänger 100 weist
eine Aufbereitungs- und Umsetzungsschaltung 110, eine Trägerrückgewinnungsschaltung 120,
einen Entzerrer 130, eine Entspreizungsschaltung 140,
eine Basisbandverarbeitungsschaltung 170, die eine (in 5 gezeigte)
Trainingsschaltung 200 aufweist, und eine zusätzliche
Unterstützungslogik 160 auf.
-
Die über die
Antenne 26 empfangenen Signale gehen durch die Aufbereitungs-
und Umsetzungsschaltung 110, wo sie gefiltert, optional
verstärkt
und aus dem analogen ins digitale Format umgesetzt werden. Daraufhin
gehen die digitalen Informationen zu der Trägerrückgewinnungsschaltung 120.
Die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 bildet die
empfangenen Symbole in dem Hauptwegsignal auf einen der durch das
Sendesignal-Modulationsschema definierten idealen Konstellationspunkte
ab. Zum Beispiel bilden die QPSK-modulierten Symbole auf einen der
4 definierten Konstellationspunkte, d. h. +/-1 und +/-j, ab. Die
Ausgabe von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 geht
zu dem Entzerrer 130, der vorzugsweise in dem Kommunikationsempfänger 100 enthalten
ist.
-
Damit
der Entzerrer 130 die ausgewählte Mehrwegstörung wirksam
aus dem empfangenen Mehrwegsignal unterdrückt, muss der Kommunikationsempfänger 100 den
Entzerrer 130 anhand des Mehrwegausbreitungsparameter-Trainings
richtig konfigurieren. Diese Konfiguration bedingt, dass für den Entzerrer 130 für jeden
aus dem Empfangssignal zu unterdrückenden Sekundärweg ein
komplexer Koeffizient und entsprechende Verzögerungsinformationen bereitgestellt
werden. Der komplexe Wegkoeffizient repräsentiert für einen gegebenen Sekundärweg ein
gelerntes Modell der Ausbreitungswegparameter, während die Verzögerungsinformationen
die Ankunftsverzögerung
des gegebenen Sekundärwegs
relativ zu der Hauptweg-Signalankunftszeit repräsentieren. Die Trainingsschaltung 200 der
vorliegenden Erfindung, die innerhalb des Basisbandprozessors 170 (5)
gezeigt ist und später
ausführlich
diskutiert wird, repräsentiert
eine beispielhafte Schaltung für
die Verwirklichung des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung.
Je nach Signaleigenschaften und Entwurfsanforderungen können einige
Typen von Kommunikationssystemen andere Trainingsschaltungsarchitekturen
realisieren.
-
Wenn
der Entzerrer 130 konfiguriert worden ist, kompensiert
er das Hauptwegsignal auf Mehrwegstörung, die durch die Sekundärsignale
verursacht wird. Die kompensierte Ausgabe von dem Entzerrer 130 geht
daraufhin zu der Entspreizungsschaltung 140, wo Signalkorrelationsoperationen
für den Basisbandprozessor 170 entspreizte
Empfangssignalabtastwerte bereitstellen. Der Basisbandprozessor 170 entnimmt
aus diesen Empfangssignalabtastwerten die empfangenen Daten.
-
5 bietet
weitere Einzelheiten des in 4 gezeigten
Kommunikationsempfängers 100. Der
Aufbereitungs-/Umsetzungsblock 110 enthält eine Empfängereingangsschaltung,
einen Analog/Digital-Umsetzer und ein digitales Tiefpassfilter.
Die Entspreizungsschaltung 140 weist vier Sätze von Entspreizungsschaltungen
einschließlich
einer "Hauptweg"-Entspreizungsschaltung
auf, die einen Multiplizierer 142B, einen Integrator 144B,
einen Koordinatenübersetzer 146B und
einen Phasendoppelbegrenzer (Phasen-Slicer) 148 aufweist. Zusätzliche Multiplikatoren 142A und 142C umfassen
in Kombination mit den Integratoren 144A und 144C und
mit den Koordinatenübersetzern 146A und 146C "Früh"- bzw. "Spät"-Entspreizungsschaltungen. Der Multiplizierer 142D,
der Integrator 144D und der Koordinatenübersetzer 146D wirken
zusammen, um eine "Sekundärweg"-Entspreizungsschaltung zu bilden. Die Unterstützungslogikschaltung 160 weist
einen Modulo-N-Zähler 162,
einen Satz von Versatzaddierern 164A ... D und einen entsprechenden
Satz von PN-Sequenz-Nachschlagetabellen (PN-Sequenz-LUTs) 166A ... D auf.
Außerdem
weist die Unterstützungslogik 160 zusätzliche
Logikbetriebsmittel 168 auf. Ein Basisbandprozessor 170 weist
eine Trainingsschaltung 200 auf, die dazu verwendet wird,
die Sekundärweg-Ausbreitungsparameter
zu bestimmen, die ermöglichen,
dass der Entzerrer 130 die Mehrwegstörung in dem Empfangssignal
unterdrückt.
-
Im
Allgemeinen umfasst das in die Aufbereitungs/Umsetzungs-Schaltung 110 kommende
Empfangssignal sowohl gleichphasige Signale (I-Signale) als auch Quadratursignale (Q-Signale).
Diese Signale können
in einer Eingangsschaltung gefiltert und/oder gepuffert werden,
bevor sie durch Analog/Digital-Umsetzer aus dem analogen Format
in digitalisierte I- und Q-Abtastwertströme umgesetzt werden.
Nach der Digitalumsetzung können
die I- und Q-Abtastwerte
tiefpassgefiltert werden, bevor sie die Aufbereitungs/Umsetzungs-Schaltung 110 verlassen.
Die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 korrigiert
wie zuvor beschrieben auf Trägerfrequenzfehler
und übergibt
die digitalisierten Abtastwerte an den Entzerrer 130. Wie
später
ausführlicher
diskutiert wird, kompensiert der Entzerrer 130 die Empfangssignalabtastwerte
auf Mehrwegstörung,
wenn er richtig konfiguriert worden ist.
-
Beim
Lernen der Sekundärwegparameter bearbeiten
beispielhafte Ausführungsformen
der Trainingsschaltung 200 das Hauptwegempfangssignal und
ausgewählte
Sekundärwegsignale.
Somit muss die Entspreizungsschaltung 140 für die Trainingsschaltung 200 ein
entspreiztes Signal, das mit der Phase des Hauptwegsignals synchronisiert
ist, und ein entspreiztes Signal, das mit der Phase eines ausgewählten Sekundärwegsignals
synchronisiert ist, bereitstellen. Diese Eingangssignale repräsentieren
aufeinander folgende Abtastwerte der Größe und der Phase für das Hauptweg-
und für
das ausgewählte
Sekundärwegsignal.
Obgleich dies nicht entscheidend für die Verwirklichung der vorliegenden
Erfindung ist, ist somit ein Verständnis der in 5 veranschaulichten
beispielhaften Entspreizungsschaltung 140 hilfreich beim
Verständnis
dessen, wie die Sekundärwegausbreitungsparameter
unter Verwendung der Trainingsschaltung 200 gelernt werden.
Es wird angemerkt, dass die Trainingsschaltung 200 der vorliegenden
Erfindung mit einem beliebigen Typ von Unterstützungsschaltung oder -system
verwirklicht werden kann, die/das Größenwert- und Phaseninformationen
für ein
Haupt- und für
ein Sekundärwegsignal
bereitstellen kann.
-
Wie
früher
erläutert
wurde, entspreizen DSSS-Empfänger
Empfangssignale unter Verwendung derselben PN-Sequenz, die von einem
entsprechenden Sender zum Spreizen des ursprünglichen schmalbandigen Informationssignals
verwendet wurde. Für
maximale Korrelation muss der Fortschritt des Empfängers durch
die PN-Sequenz genau mit dem Fortschritt der PN-Sequenz des Senders
synchronisiert sein. Das heißt,
für maximale
Korrelationsantwort muss der momentane PN-Sequenzwert in dem Empfänger genau
an den des Senders angepasst sein. Der in der Unterstützungslogik 160 enthaltene
Modulo-N-Zähler 162 – der in
beispielhaften Ausführungsformen
ein Modulo-44-Zähler
ist – stellt eine
sich wiederholende Zählsequenz
bereit, die zum sequentiellen Auswählen von Werten aus speichergestützten PN-Sequenz-Nachschlagetabellen (PN-Sequenz-LUTs) 166A...166D verwendet
wird. Die für
die Entspreizungsschaltung 140 bereitgestellten Ausgangs-PN-Sequenzen (PNE, PNM, PNL und PNS) beruhen
alle auf einer gemeinsam ausgewählten
PN-Sequenz, können
aber auf der Grundlage ihrer in die Versatzmultiplizierer 164A...164D eingespeisten
jeweiligen Indexversatzwertsignale (OFFSETE-, OFFSETM-, OFFSET-
und OFFSETS-Signale) verschiedene Sequenzversätze haben.
-
Unter
Berücksichtigung
der obigen Informationen kann der Satz von vier Multiplizierern
(Korrelatoren) 142A...142D in der Entspreizungsschaltung 140 das
Empfangssignal mit bis zu vier verschiedenen Entspreizungsphasen
entspreizen. Im Betrieb konfiguriert der Kommunikationsempfänger 100 die Unterstützungslogik 160 so,
dass OFFSETM den Sequenzversatz der von
dem Multiplizierer 142B zugeführten "Ein-Zeit"- oder Hauptwegsequenz (PNm)
so einstellt, dass sie mit dem Hauptwegsignal synchronisiert ist.
Dies ermöglicht,
dass die Entspreizungsschaltung 140 für die Trainingsschaltung 200 dem Hauptwegsignal
entsprechende Größenabtastwerte rM und Phasenabtastwerte ⎕M bereitstellt. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt
die PN-Sequenzversätze von
PNE und PNL (OFFSETE
und OFFSET) in der Weise ein, dass die Multiplizierer 142A und 142C das
Empfangssignal mit PN-Sequenzen entspreizen,
die so eingestellt sind, dass sie eine Phase besitzen, die etwas
früher
bzw. später
als die Hauptweg-PN-Sequenz-Phase ist. Allerdings beziehen sich
diese Operationen eher auf die Aufrechterhaltung der Synchronisation
mit dem Hauptwegsignal als auf die Verwirklichung der vorliegenden
Erfindung und werden hier nicht weiter ausführlich geschildert.
-
Bei
der Schätzung
der Sekundärausbreitungswegparameter
für jedes
der interessierenden Sekundärwegsignale
wird der OFFSETs-Wert so eingestellt, dass die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung
in der Entspreizungsschaltung 140 mit ausgewählten Sekundärausbreitungswegsignalen
synchronisiert wird. Dies ermöglicht,
dass der Kommunikationsempfänger 100 die
Entspreizungsschaltung 140 so steuert, dass sie für die Trainingsschaltung 200 zu
verschiedenen Zeiten während
des Trainings für
jedes der Sekundärwegsignale,
für die eine
Unterdrückung
erwünscht
ist, Größenwert-
und Phasenabtastwerte des synchronisierten Empfangssignals bereitstellt.
-
In
802.11b-Anwendungen verwendet der Kommunikationsempfänger 100 die
Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung und den
Entzerrer 130, um in CCK-modulierten Empfangssignalen, die
den IEEE 802.11b-Normen entsprechen, eine Mehrwegstörungsunterdrückung zu
schaffen. Das Verständnis
der Struktur eines 802.11b-Datenpakets ist hilfreich beim Verständnis beispielhafter
Trainings- und Unterdrückungsoperationen. 6 veranschaulicht
die Struktur eines 802.11b-Datenpakets. 802.11b-Datenpakete umfassen
eine Präambel,
einen Anfangsblock und Datennutzinformationen. In Datenpaketen der
Norm 802.11 wird die Präambel unter
Verwendung der BPSK mit 1 Megabits übertragen, während der
Anfangsblock und die Nutzinformationen entweder mit 1 Megabits oder
mit 2 Megabits übertragen
werden können.
Bei 2 Megabits wird eher die QPSK als die BPSK verwendet. In der
802.11b bleiben die Modulation des Anfangsblocks und der Präambel dieselben,
während
die Datennutzinformationen mit 5,5 Megabits oder mit 11 Megabits übertragen
werden, wobei in beiden Fällen
die CCK-Modulation verwendet wird.
-
Im
Allgemeinen kann die Kanalschätzung überwacht
(sowohl Sendedaten als auch Spreizcode sind bekannt), blind (sowohl
Sendedaten als auch Spreizcode sind unbekannt) oder halbblind (Spreizcode
ist bekannt, Daten sind aber unbekannt) sein. Wie zu vermuten ist,
repräsentiert
die Blindschätzung den
schwierigsten Zugang, während
die überwachte Schätzung die
unkomplizierteste ist. Für
802.11b-Anwendungen nimmt die vorliegende Erfindung Halbblind-Trainingstechniken
(die auf dem bekannten auf 802.11b-Präambeln
und -Anfangsblöcke
angewendeten Spreizcode beruhen) an, um geeignete Koeffizienten
für den
Entzerrer 130 zu entwickeln.
-
Die
feststehende Spreizsequenz, die auf die Präambel und auf den Anfangsblock
angewendet wird, besitzt gute Korrelationseigenschaften, die ermöglichen,
dass herkömmliche
802.11-Empfänger eines
oder mehrere Wegsignale innerhalb eines Mehrwegsignals, das von
der Sendung der Präambel und
des Anfangsblocks herrührt,
unabhängig
davon, ob 802.11 oder 802.11b verwendet wird, ohne wesentliche Störung von
den anderen Mehrwegsignalen entspreizen. Das heißt, dass während des Empfangs des Präambel- und
Anfangsblockabschnitts des 802.11b-Datenpakets üblicherweise keine Mehrwegunterdrückung (Kanalentzerrung)
erforderlich ist. Dies ermöglicht,
dass der Kommunikationsempfänger 100 den
Einfluss der Sekundärausbreitungswege auf
das Sendesignal während
der 802.11b-Präambel und
während
des 802.11b-Anfangsblocks kennzeichnet. Diese Informationen werden
daraufhin verwendet, um den Entzerrer 130 dort, wo eine
Mehrwegsignalunterdrückung
notwendig wird, um Störung
zu vermeiden, so zu konfigurieren, dass während der CCK-modulierten 802.11b-Nutzinformationen eine Kanalentzerrung
geschaffen wird. Mit anderen Worten, der Kommunikationsempfänger 100 verwendet die
Trainingsschaltung 200 und zugeordnete Verfahren während des
Präambel-
und Anfangsblockabschnitts jedes 802.11b-Datenpakets, wobei er die
guten Korrelationseigenschaften des bekannten Spreizcodes, angewendet
auf die Präambel
und auf den Anfangsblock, nutzt, um die Mehrwegkanalbedingungen
zu lernen, die für
das momentane 802.11b-Datenpaket vorherrschen. Während der Präambel und des
Anfangsblocks wird der Entzerrer 130 auf einen flachen
Frequenzgang versetzt eingestellt – und daraufhin mit den neugelernten
Parametern für
das momentane 802.11b-Paket aktualisiert.
-
Wie
es in 802.11b-Systemen angewendet wird, ist das Training so, dass
die Wegparameter für die
führenden
Sekundärwegsignale
auf der Grundlage der Verarbeitung einer verhältnismäßig kleinen Anzahl empfangener
Symbole – weniger,
als in der genormten Präambel
und in dem genormten Anfangsblock enthalten sind – gelernt
werden können. Dies
ermöglicht,
dass der Kommunikationsempfänger 100 die
erforderlichen Wegparameter bestimmt und den Entzerrer 130 vor
dem Start des 802.11b-Nutzinformationsabschnitts mit hoher Datenrate
des Datenpakets für
aktive Unterdrückung konfiguriert
und daraufhin freigibt. Die für
den Entzerrer 130 für
die Sekundärsignalunterdrückung bereitgestellten
Informationen werden während
des Trainings abgeleitet und aktualisiert und daraufhin während der
Nutzinformationen des 802.11b-Pakets festgehalten. Kurz gesagt,
wird der Entzerrer 130 während der Präambel und
während
des Anfangsblocks (während
das Training aktiv ist) gesperrt und daraufhin vor den Nutzinformationen
aktualisiert und freigegeben, wobei diese Aktion für jedes
aufeinander folgende 802.11b-Datenpaket wiederholt wird.
-
Entzerrer
in Kommunikationssystemen funktionieren im Wesentlichen als Filter,
die auf die Antwort des Funksignals abgestimmt werden. In einem bevorzugten
System erzeugt der Entzerrer 130 auf der Grundlage gelernter
Ausbreitungseigenschaften (Größenwert,
Phase und Verzögerung)
für die
dem Funkkanal zugeordneten Sekundärausbreitungswege Schätzwerte
der wesentlichen Mehrwegreflexionen (Sekundärsignale) des Hauptwegsignals.
Diese Reflexionsschätzwerte
werden von dem Empfangssignal subtrahiert, wodurch eine Unterdrückung der
im Empfangssignal enthaltenen ausgewählten Mehrwegsignale geschaffen
wird. Das hier ausführlich
geschilderte Trainingsverfahren schafft eine vorteilhafte Technik
für die
Entwicklung dieser Sekundärausbreitungsweg-Eigenschaften.
-
Im
Idealfall hat ein Funkkanal einen flachen Frequenzgang, d. h., er
lässt alle
interessierenden Frequenzen mit gleichförmiger Dämpfung und Phasenverschiebung
durch. In der Realität
zeigen Funkkanäle
selten dieses ideale Verhalten. Vor dem Training wird der Entzerrer 130 einfach
ausgeschaltet oder, äquivalent,
auf einen flachen Frequenzgang eingestellt. Nach der Synchronisation
der Hauptwegschaltungsanordnung (der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 und
des in der Entspreizungsschaltungsanordnung 140 enthaltenen
Hauptweg-Entspreizungskorrelators)
mit dem Hauptwegsignal synchronisiert der Kommunikationsempfänger 100 einzeln
seine Sekundärwegschaltungsanordnung
(die den Sekundärwegkorrelator
der Entspreizungsschaltungsanordnung 140 enthält) mit
den Sekundärwegsignalen
in dem versorgten Verzögerungsspreizungsbereich,
der sowohl vor als auch nach der Ankunft des Hauptwegsignals verläuft, um die
stärksten
Sekundärwegsignale
zu bestimmen. Vorzugsweise enthält
der Kommunikationsempfänger 100 Schaltungsbetriebsmittel,
die den in den 7A bis 7C eingeführten und
in 8 ausführlicher
geschilderten Betrieb unterstützen.
-
7A zeigt
eine Sequenz von Symbolen (S1 ... SN), die über
einen Hauptsignalausbreitungsweg und über einen Sekundärsignalausbreitungsweg bei
dem Kommunikationsempfänger 100 ankommen. Jeder
Symbolblock repräsentiert
eine Symbolzeit oder -periode, wobei die Sequenz der über den
Sekundärweg
empfangenen Symbole relativ zu der Sequenz der über den Hauptweg empfangenen
Symbole eine unbekannte Verzögerung
besitzt. Die Sekundärwegverzögerungen
können
weniger oder mehr als eine Symbolperiode sein. In einem tatsächlichen Mehrwegsignal
haben einige Sekundärsignale
wahrscheinlich Verzögerungen,
die innerhalb einer Symbolzeit eines gegebenen auf dem Hauptweg
empfangenen Symbols liegen, während
andere Sekundärsignale
Verzögerungen
haben, die außerhalb
einer Symbolzeit liegen.
-
7B skizziert
allgemein das Training für ein
gegebenes Sekundärsignal.
In der PSK-Übertragung
werden Symbole unter Verwendung der Phasenmodulation übertragen.
Somit repräsentieren
die Zahlen innerhalb der Blöcke,
die die Sequenz 700 umfassen, eine beispielhafte Sequenz
ideal übertragener
Symbole (Phasenwerte). Es wird angemerkt, dass diese Phasenwerte
zur Veranschaulichung dienen und keinen in einem beliebigen tatsächlichen PSK-Modulationsschema
verwendeten Phasenwerten zu entsprechen brauchen. Die gesendete
Sequenz 700 wird von dem Kommunikationsempfänger 100 über einen
Hauptsignalweg als eine Hauptsequenz 710 und über einen
Sekundärsignalwert
als eine Sekundärsequenz 720 empfangen.
Zweckmäßigkeitshalber
ist die Sekundärsequenz 720 gegenüber der
Hauptsequenz 710 um eine Symbolperiode versetzt veranschaulicht,
wobei sie aber in der Praxis einen beliebigen Versatzwert annehmen
kann.
-
So,
wie sie empfangen werden, widerspiegeln die Sequenzen 710 und 720 nicht
ideal die Symbolphasenwerte in der gesendeten Sequenz 700. Obgleich
die Hauptwegsymbole in der Sequenz 710 verhältnismäßig nahe
bei den gesendeten Werten in der Sequenz 700 liegen, zeigen
sie einige durch Rauschen induzierte Unterschiede. Die Sekundärwegsymbole
zeigen ebenfalls Rauschprobleme, zeigen aber ferner eine Phasenverschiebung
in Bezug auf die Hauptwegsymbole. Als ein Beispiel ist die Sequenz 720 mit
einer Phasenverschiebung von näherungsweise
30° in Bezug
auf die Sequenz 710 veranschaulicht. So wird z. B. eine
gesendete Symbolphase von 45° über den
Hauptweg – wegen
Rauschen – zu
43° und über den
Sekundärweg – wegen
Rauschen zuzüglich
einer Sekundärwegphasenverschiebung – zu 76° relativ
zu dem Hauptweg. Sofern sich die Signalübertragungsbedingungen nicht ändern, ist diese
Phasenverschiebung für
einen gegebenen Sekundärsignalweg
im Wesentlichen konstant.
-
Um
die Korrespondenz und somit den Zeitabstand zwischen dem Haupt-
und dem Sekundärsignal
zu bestimmen, werden die Hauptweg-Symbolphasenwerte zunächst auf
ihre entsprechenden Nennphasenwerte begrenzt oder eingestellt, um
eine Sequenz 730 zu bilden, während die Sekundärwegwerte
nicht geändert
werden. Dies entfernt Phasenrauschen aus den einzelnen Hauptwegabtastwerten. Da
die Phasenwerte in der empfangenen Sekundärsequenz 720 im Vergleich
zu den Werten in der empfangenen Hauptwegsequenz 710 eine
unbekannte Phasenverschiebung haben, werden sie noch nicht begrenzt.
Um diese unbekannte Phasenverschiebung zu entfernen, wird die Sekundärsequenz 720 differentiell
decodiert, um die differentielle Sekundärsequenz 750 zu bilden,
und wird die begrenzte Hauptsequenz 730 folgerichtig ebenfalls
differentiell decodiert, um die begrenzte differentielle Sequenz 740 zu
bilden. Wenn der unbekannte Versatz entfernt worden ist, kann die
Sequenz 750 begrenzt werden, um das Phasenrauschen der
einzelnen Abtastwerte zu entfernen, um die differentielle, begrenzte
Sekundärsequenz 760 zu
bilden.
-
An
diesem Punkt können
einzelne Phasenabtastwerte in der Sequenz 740 mit Phasenabtastwerten
in der Sequenz 760 verglichen werden, um festzustellen,
welcher Phasenabtastwert in der Sekundärsequenz 760 welchem
Phasenabtastwert in der Hauptsequenz 740 entspricht. Wie
veranschaulicht ist, sind entsprechende Werte fett gedruckt gezeigt.
Auf der Grundlage der Feststellung dieser Korrespondenz kann das
Training daraufhin die Wegverzögerung
und die Phasenverschiebung für
das Sekundärsignal
bestimmen, das verarbeitet wird. Wie gezeigt ist, werden momentane
Hauptsequenzwerte mit momentanen und vorherigen Sekundärsequenzwerten
verglichen und werden momentane Sekundärsequenzwerte mit vorherigen
Hauptsequenzwerten verglichen. Wie gezeigt ist, sind diese Korrelationsoperationen
auf angrenzende Symbole begrenzt, können aber über zusätzliche Symbole erweitert werden.
-
Wenn
die Haupt- und Sekundärwegsymbolkorrespondenz
wie oben erläutert
bestimmt worden ist, kann die unbekannte Phasenverschiebung des Sekundärwegs relativ
zu dem Hauptweg bestimmt werden. Hier wird die differentielle Decodierung
nicht verwendet, sodass die Sekundärwegphasenverschiebung erhalten
bleibt. Das Trainingsverfahren, das begrenzte empfangene Hauptweg-Symbolphasenwerte
und nicht begrenzte Sekundärweg-Symbolphasenwerte
(die Sequenzen 730 bzw. 720 in 7B)
bearbeitet, subtrahiert einen vorherigen Sekundärphasenwert von einem momentanen
Hauptphasenwert, einen momentanen Sekundärphasenwert von dem momentanen
Hauptphasenwert und den momentanen Sekundärphasenwert von einem vorherigen
Hauptphasenwert. Nur eine dieser Differenzen repräsentiert
die tatsächliche
Phasenverschiebung des Sekundärsignals
relativ zu dem Hauptsignal. In dem in 7B skizzierten
Beispiel entspricht der momentane Sekundärphasenwert dem vorherigen
Hauptphasenwert. 7C veranschaulicht, dass die
Differenz zwischen dem vorherigen Hauptphasenwert und dem momentanen
Sekundärphasenwert
einen Schätzwert
der tatsächlichen Sekundär/Haupt-Phasenverschiebung
repräsentiert. Natürlich kann
der in den in den 7B und 7C skizzierten
Operationen verwendete Bereich der Haupt- und Sekundärsymbole
nach Bedarf geändert werden,
um einen breiteren Bereich von Verzögerungen abzudecken.
-
8 stellt
umfassend eine beispielhafte Ausführungsform des Trainingsverfahrens
dar. Der allgemeine Prozess weist das Feststellen des Hauptausbreitungswegsignals
und der führenden (stärksten)
Sekundärausbreitungswegsignale
sowie das Lernen der Ausbreitungswegeigenschaften für die interessierenden
Sekundärsignale
relativ zu dem Hauptausbreitungswegsignal auf. In dem Kontext des
Kommunikationsempfängers 100 wird
dabei angenommen, dass die Trägerrückgewinnungsschaltung 120 und
die Entspreizungsschaltungen 140 die Anfangssynchronisation
mit den über
das Hauptwegsignal empfangenen gesendeten Symbolen ausgeführt haben
und das Hauptwegsignal während
des Betriebs weiter verfolgen. Die Synchronisation und die Verfolgung
können
auf eine Anzahl von Arten ausgeführt
werden, wobei die Einzelheiten dessen, wie diese ausgeführt werden,
nicht entscheidend für das
Verständnis
des Trainingsprozesses sind. Allerdings kann 8 in diesem
Sinn eine Vereinfachung der in dem Kommunikationsempfänger 100 realisierten
Gesamtoperationslogik sein. Tatsächlich
kann der Kommunikationsempfänger 100 die
in 8 skizzierte Logik in dem Kontext größerer, komplizierterer
Betriebsalgorithmen ausführen
und eine Operationslogik repräsentieren,
die gleichzeitig mit anderen Operationen ausgeführt wird.
-
Die
Verarbeitung beginnt (Block 810) mit der Annahme, dass
ein Empfangssignal-Abtastwertstrom verfügbar ist, der mit der Hauptausbreitungsweg-Symbolzeitgebung
und -phase synchronisiert ist, wobei dieser als das Hauptwegsignal
bezeichnet wird. Weiterhin wird außerdem angenommen, dass ein
Empfangssignal-Abtastwertstrom verfügbar ist, der selektiv mit
einzelnen Sekundärausbreitungswegsignalen
synchronisiert ist, wobei dieser als das Sekundärwegsignal bezeichnet wird.
In beispielhaften Ausführungsformen
wird das Sekundärwegsignal so
eingestellt, dass es über
den gesamten Spreizcodephasenbereich absucht, um Sekundärwegsignale festzustellen – dieser
Prozess kann als eine "Kurs"-Suche vorgestellt
werden. Dies kann mit verschiedenen Auflösungen erfolgen, wobei eine
beispielhafte Ausführungsform
einen Sekundärwegphasenschritt
annimmt, der gleich einer Auflösung
von 1/2 Chip ist. Somit wird die Schaltungsanordnung, die die Entspreizung
der Sekundärwegsignale
unterstützt,
in beispielhaften Ausführungsformen
auf einen Anfangs-PN-Code-Phasenversatzindex eingestellt (Block 812).
-
Der
Sekundärwegsignal-Größenwert
und der PN-Code-Phasenversatzindex für diese Anfangseinstellung
werden gespeichert (Block 814) und der PN-Code-Phasenversatzindex
wird geprüft,
um sicherzustellen, dass die Code-Phasenversatzeinstellung nicht einen
maximalen Versatzindexwert erreicht hat Block 816). Daraufhin
wird der PN-Code-Phasenversatz so eingestellt, dass die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung
die nächste
PN-Code-Phasenversatzeinstellung
annimmt (Block 818), und der Sekundärsignalgrößenwert und der PN-Code-Phasenversatz
für diese Phaseneinstellung
gespeichert werden. Die Blöcke 816 bis 818 werden
für jede
PN-Code-Phasenversatzeinstellung wiederholt, bis die maximale Code-Phasenversatzeinstellung
erreicht ist (Block 816), wobei die Verarbeitung an diesem
Punkt zu einem Punkt fortschreitet, wo die N stärksten Sekundärwegsignale
festgestellt werden, wobei das stärkste Mehrwegsignal das Hauptwegsignal
ist (Block 820).
-
An
diesem Punkt gibt es eine Menge von Mehrwegsignal-Größenwerten,
einen für
jeden entsprechenden Phasenversatzindex in der entspreizenden PN-Sequenz.
Diese Größenwerte
entsprechen einzelnen Signalen, die in dem empfangenen Mehrwegsignal
enthalten sind, wobei jeder das Mehrwegsignal repräsentiert,
das mit einer anderen Phasenindexversatzeinstellung entsprezt wird.
In beispielhaften Ausführungsformen
werden die Größenwerte
ermittelt, um die Größenabtastwerte
mit dem größten und
mit dem zweitgrößten Größenwert festzustellen.
Der größte Größenwert
entspricht dem stärksten
der Mehrwegsignale in dem empfangenden Mehrwegsignal, das als das
Hauptsignal gilt, während
die zweitgrößten Größenwerte
den wichtigen Sekundärsignalen
in dem empfangenden Mehrwegsignal entsprechen.
-
In
beispielhaften Ausführungsformen
werden nur die zwei stärksten
Sekundärwegsignale
für die Unterdrückung gekennzeichnet
(z. B. N = 2), da diese zwei Sekundärsignale die Hauptquelle der
Mehrwegstörung
in dem Empfangssignal repräsentieren. Weitere
Ausführungsformen
können
eine Unterdrückung
für weniger
oder mehr Anzahlen von Sekundärsignalen
(Echosignalen) schaffen. Mit diesem Verfahren kann im Wesentlichen
eine beliebige Anzahl von Sekundärwegsignalen
ausgewählt
und nachfolgend gekennzeichnet werden, wobei aber die Kennzeichnung
und Unterdrückung
sehr schwacher Sekundärsignale
wenig zusätzlichen
Nutzen schaffen kann.
-
Wenn
die N interessierenden Sekundärwegsignale
festgestellt worden sind, schreitet die Verarbeitung zu dem Kennzeichnungsabschnitt
des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung fort. In beispielhaften
Ausführungsformen
dieses Verfahrens, die dafür
geeignet sind, im Kontext der Mehrwegstörungsunterdrückung in
802.11b-Datenpaketen zu arbeiten, werden die Ausbreitungswegparameter
für die
ausgewählten
Sekundärwegsignale
zu Beginn (Präambel/Anfangsblock)
jedes 802.11b-Datenpakets gelernt und in Bezug auf das Hauptausbreitungswegsignal
gekennzeichnet. Das Hauptausbreitungswegsignal kann in der Weise
betrachtet werden, dass es einen Größenwert von 1 und eine Phase
von 0 hat. Somit bedingt das Lernen der Parameter der ausgewählten Sekundärwegsignale
das Bestimmen eines komplexen Koeffizienten, der den relativen Größenwert
und die relative Phase eines gegebenen Sekundärwegsignals in Bezug auf das normierte
Hauptwegsignal ausdrückt.
-
Die
Parametrisierung der Sekundärwegsignale
bedingt zusätzlich
das Feststellen der Ausbreitungswegverzögerung jedes ausgewählten Sekundärwegs in
Bezug auf den Hauptausbreitungsweg. Die Sekundärwegentspreizungsschaltung
wird auf der Grundlage des zuvor gesicherten Phasenversatzindexwertes,
der dem ersten interessierenden Sekundärweg entspricht, mit dem ersten
der interessierenden Sekundärwegsignale
synchronisiert (Block 822). Der Empfangssignal-Größenabtastwert
und der Empfangssignal-Phasenabtastwert werden sowohl für das Hauptwegsignal
als auch für
das ausgewählte
Sekundärwegsignal über K Symbole
akkumuliert (Block 824 bzw. 828). Obgleich die
gleichzeitige Erfassung von Größen- und
Phasenabtastwertinformationen gezeigt ist, können einige Ausführungsform eine
nicht gleichzeitige Größen- und
Phasenverarbeitung nutzen.
-
In
Bezug auf den Größenwert
werden die akkumulierten Abtastwerte integriert, um rS und
rM zu bilden, die den über M Symbole integrierten
Sekundärwegsignalgrößenwert
bzw. den über
dieselben M Symbole integrierten Hauptwegsignalgrößenwert
repräsentieren.
Unter Verwendung dieser Werte kann der relative Größenwert
des momentan ausgewählten
Sekundärwegsignals
in Bezug auf das Hauptwegsignal berechnet werden, was den Wert ri liefert (Block 826), der für die nachfolgende
Verwendung gespeichert wird.
-
Das
Verfahren der vorliegenden Erfindung stellt auf der Grundlage der
Korrelation differentiell decodierter Phasenwerte aus vorherigen,
momentanen und nachfolgenden Hauptweg- und Sekundärwegsymbolen
fest, ob sich das momentane Sekundärwegsignal aus dem momentanen
Hauptwegsymbol ergibt oder ob es einem anderen Hauptwegsymbol zugeordnet
ist (Block 830). Mit diesen Informationen kann die richtige
Phase des momentan ausgewählten
Sekundärwegsignals
in Bezug auf das Hauptwegsignal bestimmt werden (Block 832)
und kann der Verzögerungsversatz
des momentan ausgewählten
Sekundärausbreitungswegs
in Bezug auf das Hauptwegsignal bestimmt werden (Block 834).
-
Somit
werden nun für
das momentan ausgewählte
Sekundärwegsignal
der relative Größenwert ri, die relative Phase ⊝i und
die Wegverzögerung τ ^i geschätzt.
Die Größenwert-
und Phaseninformationen werden kombiniert, um einen komplexen Koeffizienten Ĉi zu bilden, der die Größenwert- und Phasenänderungen
repräsentiert,
die von einem Signal, das über
den momentan ausgewählten
Sekundärausbreitungsweg übertragen
wird, in Bezug auf die Hauptausbreitungswegübertragung erfahren werden
(Block 836). Beispielhafte Ausführungsformen des Verfahrens
der vorliegenden Erfindung nehmen an, dass die Funkkanal-Ausbreitungswegeigenschaften über die
Dauer eines einzelnen 802.11b-Datenpakets konstant sind. Somit kann
dieser komplexe Koeffizient bei der Unterdrückung des momentan ausgewählten Sekundärwegsignals
in dem Nutzinformationsabschnitt des momentanen 802.11b-Datenpaket
verwendet werden und daraufhin zu Beginn des nächsten Datenpakets aktualisiert
werden. Natürlich
kann das Verfahren der vorliegenden Erfindung in anderen Ausführungsformen
leicht daran angepasst werden, die Anforderungen anderer Protokolle
oder Systemkonfigurationen zu ergänzen.
-
Die
gelernten Parameter (Ĉi, τ ^i) für das momentan
ausgewählte
Sekundärwegsignal
werden zur nachfolgenden Verwendung in anderen Systemoperationen
gespeichert (Block 838). In einer beispielhaften Realisierung
stellt der Kommunikationsempfänger 100 diese
gelernten Parameter für
den Entzerrer 130 zur Verwendung in seinen Mehrwegstörungs-Unterdrückungsoperationen
bereit, wobei dies aber nur eine von vielen möglichen Verwendungen repräsentiert.
Zum Beispiel können
die gelernten Sekundärwegkanalparameter
in anderen Typen von Systemen wie etwa in den zuvor diskutierten
CDMA-Zellentelefonsystemen vorteilhaft von einem RAKE-Empfänger verwendet
werden, um einen seiner RAKE-Finger mit dem momentan ausgewählten Sekundärweg zu
synchronisieren. Weiterhin stellen die Sekundärwegparameter Wegverzögerungsinformationen
bereit, die notwendig sind, um einzelne RAKE-Finger-Signale kohärent zu
kombinieren, um die RAKE-Empfänger-Ausgabe
zu bilden.
-
Wenn
das momentan ausgewählte
Sekundärwegsignal
erfolgreich gekennzeichnet worden ist, prüft die Verarbeitung, ob es
irgendwelche verbleibenden interessierenden Sekundärwegsignale
gibt (Block 840). Falls es keine gibt, endet die Verarbeitung
(Block 844), während
die Sekundärwegentspreizungs-Schaltungsanordnung
andernfalls eingestellt wird, um mit dem nächsten interessierenden Sekundärwegsignal
zu synchronisieren (Block 842), sodass seine Wegparameter ähnlich gelernt
werden können (Blöcke 824 bis 838).
-
9A bietet
ein vereinfachtes Diagramm einer beispielhaften Ausführungsform
der Trainingsschaltung 200 der vorliegenden Erfindung.
Wie angemerkt wurde, ist die Trainingsschaltung 200 vorzugsweise
mit dem Kommunikationsempfänger 100 integriert.
Die Trainingsschaltung weist eine Haupt- und Sekundärsignalgrößenwert-Verarbeitungsschaltungsanordnung
auf, die eine Größenwertvergleichseinrichtung 250 umfasst,
und weist weiterhin eine Haupt- und Sekundärsignalphasenwert-Verarbeitungsschaltungsanordnung
auf, die Verzögerungselemente 206A und 206B,
differentielle Decodierer 208 und 210, eine Phasenvergleichseinrichtung 260, einen
optionalen Phasendoppelbegrenzer 212, zusätzliche
Verzögerungselemente 222A und 222B und
einen Korrelator 270 aufweist. Der Korrelator 270 bearbeitet
sowohl momentane als auch verzögerte Werte
von differentiell decodierten Symbolsequenzen, die über das
Hauptsignal und über
die Sekundärsignale empfangen
werden, um den Zeitabstand zwischen dem Hauptsignal und dem momentan
ausgewählten
Sekundärsignal
zu bestimmen. Der Klarheit halber sind die Verzögerungselemente 222A und 222B von
dem Korrelator 270 getrennt gezeigt, wobei sie aber in
der Weise betrachtet werden können, dass
sie innerhalb der Korrelationsschaltung 270 enthalten sind.
Die Phasenvergleichseinrichtung 260 bearbeitet sowohl momentane
als auch verzögerte Werte
in Symbolsequenzen, die über
das Hauptsignal und über
die Sekundärsignale
empfangen werden, vor den differentiellen Decodierern 208 und 210, um
eine relative Phase zwischen dem Sekundärsignal und dem Hauptsignal
zu bestimmen. Es wird angemerkt, dass die Verzögerungselemente 206A und 206B ebenso
wie die Verzögerungselemente 222A und 222B symmetrische
Verzögerungen
haben. Die zugeordneten Verzögerungen
können
je nach Entwurfsanforderungen und Signaleigenschaften eingestellt
werden. Beispielhafte Operationen der Trainingsschaltung 200 werden
in der folgenden Diskussion ausführlich
geschildert.
-
Nunmehr
anhand der ausführlicheren
Darstellung einer beispielhaften Trainingsschaltung 200, die
in 9B gezeigt ist, bilden die Integratoren 202A und 202B zusammen
mit einer Vergleichsschaltung 204 die Größenwertvergleichseinrichtung 250.
Der differentielle Decodierer 208 ist als ein Summierknoten 208 realisiert
und gibt einen differentiell decodierten Symbolphasenwert aus, der
auf der Subtraktion eines verzögerten
Symbolphasenwertes von einem momentanen Symbolphasenwert für Hauptwegsignal-Symbolphasenwerte
beruht. Der differentielle Decodierer 210 ist als ein Summierknoten 210 realisiert
und gibt einen differentiell decodierten Symbolphasenwert aus, der
auf der Subtraktion eines verzögerten
Symbolphasenwertes von einem momentanen Symbolphasenwert für Sekundärwegsignal-Symbolphasenwerte
beruht. Die Decodierer 208 und 210 empfangen von
den Verzögerungselementen 206A und 206B für das Hauptsignal
bzw. für die
Sekundärsignale
verzögerte
Symbolphasenwerte.
-
Die
Summierknoten 214, 216 und 218 wirken in
Kombination mit der Phasenauswahlschaltung 220 zusammen,
um die Phasenvergleichseinrichtung 260 zu bilden. Die Phasenvergleichseinrichtung 260 empfängt momentane
Symbolphasenwerte von den Haupt- und Sekundärsignaleingaben und verzögerte Haupt-
und Sekundärsignal-Symbolphasenwerte
von den Verzögerungselementen 206A und 206B.
Es wird angemerkt, dass in der Trainingsschaltung 200 zusätzliche
Summierknoten enthalten sein können, um
eine beliebige Anzahl von Phasendifferenzen zwischen momentanen
und verzögerten
Haupt- und Sekundärsymbolwerten
zur Eingabe in die Phasenauswahlschaltung 200 zu berechnen.
Ein optionaler Doppelbegrenzer 212 bearbeitet die differentiell
decodierte Ausgabe vom Decodierer 210, um Rauschen aus
den Sekundärsignal-Symbolphasenwerten
zu entfernen. Die digitalen Verzögerungselemente 222A und 222B wirken
mit Summierknoten 224, 226 und 228 und
mit zugeordneten Integratoren 230, 232, 234 zusammen
mit einer Minimumidentifizierungsschaltung 236 zusammen,
um den Korrelator 270 zu bilden.
-
Im
Betrieb empfängt
die Trainingsschaltung 200 ein Hauptwegsignal, das mit
dem stärksten
der Mehrwegsignale synchronisiert bleibt, und ein Sekundärwegsignal,
das zu verschiedenen Zeiten mit verschiedenen der Sekundärwegsignale
synchronisiert ist. Zur Bezugnahme in der folgenden Diskussion haben
Variablen, die dem Hauptwegsignal zugeordnet sind, einen Index "M", während
Variablen, die den Sekundärwegsignalen
zugeordnet sind, einen Index "S" haben. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt
den Versatzindex (OFFSETM) der Sequenz PNM unter Verwendung des Addierers 164B ein,
der die Codephase der an den Multiplizierer 142B gelieferten
PN-Sequenz ändert, was
es ermöglicht,
dass er mit dem Hauptwegsignal synchronisiert und es entspreizt.
Somit repräsentieren
rM und ⊝M den Größen- bzw. den Phasenabtastwert
des Hauptwegsignals. Die Sekundärausbreitungsweg-Parameterschätzung erfordert,
dass der Kommunikationsempfänger 100 eine
ausgewählte
Anzahl von Sekundärwegsignalen
in Bezug auf das Hauptwegsignal kennzeichnet. Die Anzahl der Sekundärwegsignale,
die während
des Trainings gekennzeichnet werden, hängt von spezifischen Entwurfs-
und Betriebsanforderungen ab. Für
den Fachmann auf dem Gebiet ist leicht klar, dass das Trainingsverfahren
der vorliegenden Erfindung in dieser und in anderen Hinsichten geändert werden
kann, ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Beispielhafte Ausführungsformen
verarbeiten die Sekundärwegsignale,
um die zwei stärksten
Sekundärwegsignale
festzustellen, wobei diese stärksten
Signale als die interessierenden Sekundärwegsignale bezeichnet werden.
-
Der
Kommunikationsempfänger 100 ändert unter
Verwendung des Addierers 164D, der die Codephase der an
die Sekundärsignalentspreizungs-Schaltungsanordnung
(die den Multiplizierer 142D enthält) in der Entspreizungsschaltung 140 gelieferten
PN-Sequenz ändert,
den Versatzindex (OFFSETS) der Sekundärweg-PN-Sequenz
(PNs). Dies ermöglicht,
dass die Entspreizungsschaltung 140 selektiv mit jedem
Sekundärsignal
synchronisiert. Jede Versatzänderung
in der Sequenz PNS, die der Entspreizungsschaltung 140 zugeführt wird,
führt wirksam
zur Entspreizung des Empfangssignals mit einer anderen Zeitverzögerung relativ
zu der Hauptwegsignalzeitgebung. Im Wesentlichen stellt der Kommunikationsempfänger 100 den
Versatz der Sequenz PNS ein und überwacht
den Größenwert
von rS. In beispielhaften Ausführungsformen
führt er
seinen Betrieb mit der Auflösung
von einem halben Chip über
einen gesamten PN-Code-Phasenzyklus relativ zu der Hauptwegsymbolzeitgebung
aus. Der Kommunikationsempfänger 100 stellt
durch Aufzeichnen der Phaseneinstellungen (Indexversätze), die
zu den größten Größenwerten
für rS führen,
das Hauptwegsignal und die stärksten
Sekundärsignale
fest.
-
Nach
der Ausführung
dieser Kurssuche nach dem Hauptwegsignal und nach den führenden
Sekundärwegsignalen
ist es notwendig, für
jeden interessierenden Sekundärweg
die Ausbreitungswegparameter und die Verzögerung zu schätzen. Die
Trainingschaltung 200 stellt eine wirtschaftliche und verarbeitungseffiziente
Art und Weise dar, um dieses Ziel zu erreichen. Im Wesentlichen
kann die Trainingsschaltung 200 in der Weise vorgestellt
werden, dass sie einen oberen Zweig, dem ⊝M (vom
Hauptweg empfangene Symbolphasenmodulations-Abtastwerte) zugeführt wird
und der den Summierknoten 208 enthält, und einen unteren Zweig,
dem ⊝S (vom Sekundärweg empfangene Symbolphasenmodulations-Abtastwerte)
zugeführt
wird und der den Summierknoten 210 enthält, umfasst. Der obere Zweig
bearbeitet ein entspreiztes Hauptwegsignal, während der untere Zweig das
ausgewählte entspreizte
Sekundärsignal
bearbeitet, mit dem die Entspreizungsschaltungsanordnung 140 momentan synchronisiert
ist. Der kombinierte Betrieb des oberen und des unteren Zweigs der
Trainingsschaltung 200 stellt für jedes interessierende Sekundärwegsignal
relativ zu dem Hauptwegsignal Schätzwerte für den Größenwert r, für die Phase ⊝ und für die Verzögerung d
bereit.
-
Die
folgenden Operationen werden für
jedes interessierende Sekundärsignal
wiederholt. Der PNS-Sequenzversatz wird
in der Weise eingestellt, dass die Entspreizungsschaltungsanordnung 140 das
gewünschte
Sekundärwegsignal
entspreizt – während der
Kurssuche wurde jeder der erforderlichen PNS-Sequenzversätze, die
den interessierenden Sekundärsignalen
entsprechen, festgestellt. Die Symbolgrößenwerte für rM und
für rs
werden für
K Symbole akkumuliert und daraufhin in der Relativgrößenwertschaltung 204 verglichen.
Zum Beispiel können
die Haupt- und Sekundärwegsymbole
in den Integratoren 202A bzw. 202B akkumuliert
oder integriert werden. Der Größenwert
für das
interessierende momentane Sekundärsignal
relativ zu dem Hauptwegsignal wird auf der Grundlage der Division
der K-Summe von rS durch rM geschätzt. Die
Trainingsschaltung 200 stellt diesen geschätzten relativen Größenwert "r" als einen Ausgangswert bereit, der bei
der Schätzung
des dem momentanen Sekundärsignal
zugeordneten Sekundärausbreitungswegkoeffizienten
verwendet wird. An diesem Punkt ist der relative Größenwert
für das
interessierende momentane Sekundärsignal
geschätzt
worden.
-
Der
in der Entspreizungsschaltung 140 vorzugsweise enthaltene
Hart-Doppelbegrenzer 148 begrenzt
die Hauptwegsignalphasen-Abtastwerte gemäß der betreffenden Modulationskonstellation,
bevor sie als ⊝M in den oberen Zweig der Trainingsschaltung 200 eingegeben
werden. Die Hart-Begrenzung bedingt die Einstellung oder Änderung
des tatsächlichen
Phasenwertes auf den nächsten
passenden aus einer definierten Menge von Nennphasenwerten – wobei
dies im Wesentlichen Rauschen aus dem Phasenabtastwert entfernt.
Um eine differentielle Decodierung für die Hauptweg-Phasenabtastwerte ⊝M zu schaffen, weist die Trainingsschaltung 200 das Verzögerungselement 206A auf,
was die begrenzten Hauptweg-Phasenabtastwerte des vorherigen Symbols
für den
invertierenden Eingang des Summierknotens 208 bereitstellt.
In Kommunikationssystemen, in denen der Hart-Doppelbegrenzer 148 fehlt, kann
er optional in die Verfolgungsschaltung 200 integriert
werden.
-
Der
Summierknoten 208 gibt die Differenz zwischen den begrenzten
Phasenwerten der momentanen und der vorherigen Hauptwegsymbole aus.
Die begrenzte Phase des Hauptwegsignals ist der Phasenmodulationswert
des momentanen Datensymbols, der einem möglichen Entscheidungsfehler
(der Begrenzungsoperation) unterliegt. Da der Sekundärweg der
Phase des momentanen Sekundärweg-Datensymbols
(⊝S) eine unbekannte Phasenänderung auferlegt, werden die
Phasenwerte ⊝S vor der harten Begrenzung unter Verwendung
des Verzögerungselements 206B und
des Summierknotens 210 differentiell decodiert. Der Summierknoten 210 gibt die
Differenz zwischen der Phase des momentanen Sekundärweg-Datensymbols
und der des vorherigen Symbols aus.
-
Die
empfangene Phase des Sekundärsignals
besteht aus dem Phasenmodulationswert des momentanen Sekundärweg-Datensymbols
und der Kanalphasenverzögerung
des Sekundärausbreitungswegs.
Somit kann die Phasenverzögerung
des Sekundärwegs
relativ zu dem Hauptweg durch Subtrahieren der begrenzten Phase
des Hauptwegs von der empfangenen Phase des Sekundärwegs geschätzt werden.
Für einen
Nah-Nachläufer
(innerhalb einer Symbolzeit) wird die Subtraktion der Phasenwerte ⊝M und ⊝S unter Verwendung des Summierknotens 216 an
den momentanen Haupt- und Sekundärweg-Datensymbolen
sofort ausgeführt,
wobei das Ergebnis mit ⊝1 bezeichnet wird.
-
Für die Vorauseiler-Verzögerung wird
die Phasenverzögerung
zwischen dem Hauptwegsignal und dem momentanen Sekundärwegsignal
unter Verwendung des Summierknotens 214 auf der Grundtage
einer Subtraktion des Phasenwertes des momentanen Hauptwegsymbols
von dem Phasenwert des vorherigen Sekundärwegsymbols geschätzt, wobei
das Ergebnis mit ⊝0 bezeichnet wird. Für die Fern-Nachläufer-Verzögerung (eine
Verzögerung,
die eine Symbolzeit übersteigt),
wird die Phasenverzögerung
zwischen dem Hauptweg und dem momentanen Sekundärweg unter Verwendung des Summierknotens 218 auf
der Grundlage einer Subtraktion des Phasenwertes des vorherigen
Hauptwegsymbols von dem Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols
geschätzt,
wobei das Ergebnis mit ⊝2 bezeichnet wird.
-
Um
zu bestimmen, welcher Hauptweg/Sekundärweg-Relativphasenwert (⊝0, ⊝1 oder ⊝2) zu verwenden ist, muss der Kommunikationsempfänger 100 wissen,
ob sich das momentane Sekundärsignal aus
einer Vorauseiler- oder aus einer Nah- oder Fern-Nachläufer-Echosignalstörung ergibt.
Die Trainingsschaltung 200 stellt diese Informationen durch Bewerten
der Kreuzkorrelation zwischen der Hauptwegsymbolentscheidung und
der Entscheidung des momentanen Sekundärwegsymbols (der hart begrenzten
differentiell decodierten Werte von ⊝M und ⊝S) unter Verwendung einer Sequenz von R empfangenen
Symbolen bereit. In dieser beispielhaften Ausführungsform wird die Kreuzkorrelation
mit relativen Nachläufen
von -1, 0 und +1 Symbolen ausgeführt, was
in dieser Reihenfolge Vorauseiler-, Nah-Nachläufer- und Fern-Nachläufer-Verzögerungen
entspricht. Es wird angemerkt, dass der Korrelator 270 geändert werden
kann, um Korrelationsoperationen an einer beliebigen Anzahl vorauseilender
und nachlaufender Haupt- und Sekundärsymbole auszuführen, was
somit ermöglicht,
dass der Korrelator 270 eine Symbolkorrespondenz zwischen
Haupt- und Sekundärsymbolen
feststellt, die um Zeitabstände
versetzt sind, die gleich einer beliebigen Anzahl von Symbolzeiten
sind.
-
Die
differentielle Decodierung der Sekundärwegsymbole entfernt im Wesentlichen
eine beliebige Phasenverschiebung relativ zu dem Hauptweg, die in den übertragenen
Symbolen induziert wird, die über den
momentan ausgewählten
Sekundärausbreitungsweg
empfangen werden. Dies ergibt sich daraus, dass die Sekundärwegphasenverschiebung
ein im Wesentlichen konstanter Wert ist, der durch Subtraktion entfernt
werden kann. Die Hauptwegsymbole werden für die Konsistenz der Operationen
in der Hauptweg/Sekundärweg-Symbolverarbeitung
differentiell decodiert.
-
Der
Summierknoten 224 stellt als eine Ausgabe die Differenz
zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert
des momentanen Hauptwegsymbols und dem differentiell decodierten,
hart begrenzten Phasenwert des vorherigen Sekundärphasensymbols bereit. Der
Integrator 230 integriert den Absolutwert dieser Signale über R Symbole.
Der Summierknoten 226 stellt als eine Ausgabe die Differenz
zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten Phasenwert
des momentanen Hauptwegsymbols und dem differentiell decodierten,
hart begrenzten Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols bereit. Der Integrator 232 integriert
den Absolutwert dieses Signals über
R Symbole. Der Summierknoten 228 stellt als eine Ausgabe
die Differenz zwischen dem differentiell decodierten, hart begrenzten
Phasenwert des vorherigen Hauptwegsymbols und dem differentiell
decodierten, hart begrenzten Phasenwert des momentanen Sekundärwegsymbols
bereit. Der Integrator 234 integriert den Absolutwert dieses
Signals über
R Symbole.
-
Im
Ergebnis der Phasenbereichsoperationen überträgt sich die maximale Korrelation
der Symbole in einen Minimalwert (im Idealfall null) der Phase – die minimale
Phase entspricht einer maximalen reellen Komponente. Die Minimumidentifizierungsschaltung 236 bearbeitet
die Ausgabe von jedem der Integratoren 230, 232 und 234,
um zu bestimmen, welches der integrierten Signale den niedrigsten
Wert zeigt. Die frühere,
so genannte Kurssuche stellte den Zeitabstand (PN-Code-Phasenversatzindex)
jedes interessierenden Sekundärwegsignals
innerhalb einer Symbolzeit in Bezug auf das Hauptwegsignal fest,
konnte aber ohne Vorauseiler/Nachläufer-Informationen keine Informationen über den
tatsächlichen Sekundärwegzeitabstand
(potentiell mehr als eine Symbolzeit) bereitstellen.
-
Die
Korrelationsergebnisse von der Minimumidentifizierungsschaltung 236 stellen
entsprechende Haupt- und Sekundärsymbole
fest. Die Anzahl der Symbolzeiten, um die die entsprechenden Haupt- und
Sekundärwegsymbole
versetzt sind, kann auf der Grundlage der bekannten Symbolzeitgebung
des empfangenen Mehrwegsignals als ein relativer Zeitabstand ausgedrückt werden.
Somit kann die Ausgabe der Minimumidentifizierungsschaltung 236 verwendet
werden, um den richtigen Entzerrer-Schieberegisterabgrift-Versatzwert (τ ^ in
den 10 und 11) einzustellen,
wobei sie weiterhin dazu verwendet wird, die Phasenauswahlschaltung 220 in
der Weise einzustellen, dass sie die richtige Phasenausgabe (⊝0, ⊝1 oder ⊝2) bereitstellt. Da die Phasenverschiebung
des Sekundärwegsignals
relativ zu dem Hauptwegsignal nur aus den Haupt- und Sekundärsymbolwerten,
die einander tatsächlich
entsprechen – die
sich aus demselben übertragenen
Symbolwert ergeben -, genau bestimmt werden kann, bedeutet die Bereitstellung
der richtigen Phasenausgabe die Auswahl der für entsprechende Haupt- und
Sekundärsymbolwerte
berechneten Phasendifferenz.
-
Nach
Abschluss dieser Operationen hat der Kommunikationsempfänger 100 auf
der Grundlage der Verwirklichung einer beispielhaften Ausführungsform
des Trainingsverfahrens die erforderlichen Größenwert-, Phasen- und Zeitabstandsinformationen bestimmt,
die notwendig sind, um den Entzerrer 130 so zu konfigurieren,
dass er eine Unterdrückung
des momentan ausgewählten
Sekundärwegsignals schafft.
Genauer besitzt der Kommunikationsempfänger 100 die Informationen,
die notwendig sind, um den komplexen Koeffizienten (Ĉ) für den momentanen
Sekundärausbreitungsweg
zu schätzen.
Der obige Prozess wird für
jeden interessierenden Sekundärweg
wiederholt. Im Betrieb unterhält
der Entzerrer 130 einen laufenden Puffer der letzten N
zuletzt hart begrenzten Mehrwegsignalphasen-Abtastwerte, die den
früheren
N empfangenen Mehrwegsignal-Abtastwerten entsprechen. Da jede aufeinander
folgende Stufe (jeder aufeinander folgende Abgriff) im Schieberegister 330 (Puffer)
einer aufeinander folgend längeren
Abtastwert-Zeitabstandsverzögerung in
Bezug auf den momentanen Empfangssignalabtastwert entspricht, wird
für einen
gegebenen Sekundärwegkoeffizienten Ĉ ein Sekundärweg-Zeitabstandswert τ ^ in
der Weise eingestellt, dass die entsprechende Abgriffsverzögerung des
Schieberegisters 330 an den berechneten Sekundärausbreitungsweg-Zeitabstand relativ
zu dem Hauptausbreitungsweg angepasst oder im Wesentlichen angepasst
ist.
-
10 veranschaulicht
eine verallgemeinerte beispielhafte Ausführungsform für den in
dem Kommunikationsempfänger 100 enthaltenen
Entzerrer 130. Der Entzerrer 130, der Eingangsabtastwerte u(t)
mit Chip- oder Sub-Chip-Auflösung
bearbeitet, schafft eine Vorauseiler- und/oder Nachläufer-Mehrwegsignalunterdrückung. Wenn
die Ausbreitungswegparameter bestimmt worden sind – wobei
zunächst
die richtigen geschätzten
Verzögerungsregister-Abgriftwerte (τ ^21 ... τ ^2L und τ ^11 ... τ ^1N) und komplexen
geschätzten
Koeffizienten (Ĉ21 ... Ĉ2L und Ĉ11 ... Ĉ1N) eingestellt werden müssen -, kompensiert der Entzerrer 130 durch
Unterdrücken
störender
Sekundärsignale,
die durch Mehrwegerscheinungen verursacht werden, die von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120 ausgegebenen
Empfangssignalabtastwerte. Diese kompensierten Empfangssignalabtastwerte
werden von dem Entzerrer 130 ausgegeben und dienen als
die Eingangsabtastwerte in die Entspreizungsschaltungen 140.
Somit bearbeiten die Entspreizungsschaltungen 140 und nachfolgend
die Basisbandverarbeitungsschaltungen 170 die Empfangssignalabtastwerte,
aus denen der Entzerrer 130 die führende Mehnnregstörung unterdrückt hat,
wenn der Entzerrer 130 eingestellt und aktiviert worden
ist.
-
Wie
in 10 veranschaulicht ist, enthält der Entzerrer 130 ein
Abtastwertschieberegister 320, ein Schieberegister 330 für begrenzte
Abtastwerte, einen Hart-Doppelbegrenzer 310, einen Nachläuferunterdrückungs-Summierknoten 302,
einen Vorauseilerunterdrückungs-Summierknoten 304,
einen Summierkonten 308 für das geschätzte Nachläufer-Mehrwegsignal und einen
Summierknoten 306 für
das geschätzte
Vorauseiler-Mehrwegsignal sowie Speicherelemente 312 und 314,
um geschätzte
Nachläufer- und
Vorauseiler-Sekundärausbreitungswegkoeffizienten Ĉ11 ... Ĉ1N bzw. Ĉ21 ... Ĉ2L zu speichern. Der Entzerrer 130 schafft
eine Unterdrückung
für bis
zu N Nachläufer-Mehrwegsignale
und bis zu L Vorauseiler-Mehrwegsignale. Natürlich können diese Fähigkeiten
auf der Grundlage spezifischer Entwurfsanforderungen geändert werden.
Tatsächlich
kann der Entzerrer 130 nur mit einer Vorauseiler-Mehrwegunterdrückung oder
nur mit einer Nachläufer-Mehrwegunterdrückung realisiert
werden. Außerdem
wird angemerkt, dass die maximalen Verzögerungsversätze zwischen Vorauseiler- und
Nachläufer-Mehrwegsignalen und
dem Hauptwegsignal, die durch den Entzerrer 130 behandelt
werden können,
nur durch die Längen
des Schieberegisters 320 (Länge d) bzw. des Schieberegisters 330 (Länge D) begrenzt
sind. Somit kann die Mehrwegversatz-Verzögerungsfähigkeit des Entzerrers 130 in
einem gegebenen Entwurf ohne Änderung
seiner Struktur oder seines Betriebs leicht eingestellt werden.
-
Das
Eingangssignal u(t) repräsentiert
die Ausgabe von der Trägerrückgewinnungsschaltung 120.
Das Signal u(t) umfasst komplexe Mehrbitwerte (reell und imaginär), die
mit Chip- oder Sub-Chip-Auflösung
gebildete diskrete, synchronisierte Abtastwerte des Empfangssignals
repräsentieren.
Die Abtastwerte u(t) weisen Mehrwegstörung auf. Der Entzerrer 130 schafft
auf der Grundlage der Anwendung einer Hart-Entscheidungslogik auf
den Phasenwert jedes Abtastwertes von u(t) (Chip oder Sub-Chip)
eine Mehrweg-Störungsunterdrückung. Zum
Beispiel bildet jedes empfangene Symbol oder jeder empfangene Chip
im DSSS unter Verwendung von QPSK oder in 802.11b-Nutzinformationsdaten
unter Verwendung von CCK einen Symbolwert in einer QPSK-Konstellation,
wobei die Hart-Entscheidung durch Hart-Begrenzung der Phase des
empfangenen Abtastwertes in u(t) getroffen werden kann. Zur Unterdrückung einer
Nachläufer-Mehrwegstörung wird
die Entscheidung des hart begrenzten Chips (oder Sub-Chips) mit der
richtigen Verzögerung
bzw. mit den richtigen Verzögerungen
(z. B. τ1i) und mit dem bzw. mit den richtigen Multiplikandenkoeffizienten
(z. B. C1i) zur Subtraktion von u(t) im
Summierknoten 302 rückgekoppelt.
Dieser Aspekt des Betriebs ist konzeptionell ähnlich herkömmlicheren Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrern (DFE),
die im Gebiet gut verstanden sind.
-
Bei
spezifischer Betrachtung einer Nachläufer-Mehrwegstörung können die
empfangenen Abtastwerte (Chip- oder Sub-Chip-Auflösung) in
u(t) als die Summe des Hauptwegsignals s(t), das als das Signal
mit dem größten Größenwert
definiert ist, und der Nachläufer-Sekundärwegsignale
mit Verzögerungen τ
1i und
mit entsprechenden komplexen Koeffizienten C
1i (mit
|C
1i| ← 1)
dargestellt werden. Aus dieser Sicht können die Empfangssignalabtastwerte, die
u(t) umfassen, als
dargestellt werden. Somit
kann die Ausgabe y(t) von dem Nachläufer-Unterdrückungs-Summierknoten
302 als
u(t) minus der geschätzten
Nachläufer-Mehrwegsignale
wie folgt dargestellt werden,
Dabei sind Ĉ
1i und τ ^
1i die während des
Trainings entwickelten geschätzten
komplexen Sekundärwegkoeffizienten
bzw. die entsprechenden Sekundärausbreitungsweg-Verzögerungsschätzwerte
und ist ŝ(t) die
hart begrenzte Abtastwertentscheidung, die durch ŝ(t) = Doppelbegrenzung[y(t)]
gegeben ist. Es wird angemerkt, dass der Doppelbegrenzer
310 seine
Hart-Entscheidungs-Begrenzungsoperation
nach Unterdrückung
von Nachläufer-Mehrwegsignalen durchführt.
-
Es
wird angemerkt, dass die Anzahl der Schieberegisterstufen, die das
Schieberegister 330 für
begrenzte Abtastwerte umfasst, gemeinsam mit der Eingangsabtastwertauflösung (Chip
oder Sub-Chip) die maximale Mehrwegsignalverzögerung bestimmt, die durch
die Struktur des Entzerrers 130 versorgt wird. Wie veranschaulicht
ist, hat das Schieberegister 330D Stufen. Dies schafft
für den
Entzerrer 130 die Fähigkeit,
Nachläufer-Mehrwegsignale, die
um bis zu D/x Chipzeiten, wobei x die Abtastwertauflösung von
u(t) – d.
h. die Anzahl der Abtastwerte pro Chip in u(t) – repräsentiert, von dem Hauptwegsignal
versetzt sind, zu unterdrücken.
Als ein Beispiel wird angenommen, dass u(t) die Auflösung von einem
halben Chip oder zwei Abtastwerte pro empfangenem DSSS-Chip ist
und wird weiterhin angenommen, dass D = 32 Stufen ist. Mit diesen
Werten versorgt der Entzerrer 130 Mehrwegverzögerungen von
bis zu 32/2 oder 16 Chipzeiten. In Übertragungen der 802.11b-CCK-Betriebsart
ist dies gleich zwei Symbolperioden der Mehrwegverzögerungsfähigkeit (in
802.11b verwendet die CCK-Modulation 8 Chips pro Symbol).
-
Die
Vorauseiler-Mehrwegverzögerungs-Unterdrückung erfordert
das Abtastwertschieberegister 320 und den entsprechenden
Vorauseiler-Mehrwegunterdrückungs-Summierknoten 304.
In der Vorauseiler-Mehrwegstörung kommt
das Echosignal vor dem Hauptwegsignal an, sodass die τ2i-Werte
negativ sind. Die Länge
d des Schieberegisters 320 bestimmt auf ähnliche
Weise wie für
die Nachläufer-Verzögerungsfähigkeit
erläutert
die maximale durch den Entzerrer 130 versorgte Vorauseiler-Mehrwegverzögerung.
Mit einer Tiefe von d = 8 und mit einer Eingangsauflösung von
2 Abtastwerten pro Chip schafft der Entzerrer 130 eine
Mehrwegunterdrückung
für Vorauseilersignale,
die gegenüber
dem Hauptwegsignal um bis zu 8/2 oder 4 Chipzeiten verzögert sind. Natürlich kann
die Vorauseiler- und Nachläufer-Verzögerungsbehandlungsfähigkeit
einfach durch Ändern
der Länge
eines oder beider Schieberegister 320 und 330 leicht
so eingestellt werden, dass sie den Anforderungen einer spezifischen
Anwendung genügt.
-
Wenn
nun, nur im Kontext der Vorauseiler-Mehrwegstörung – wobei eine beliebige an u(t) ausgeführte Nachläufer-Unterdrückungsoperation zum
Bilden von y(t) ignoriert wird -, der Schwerpunkt auf den Ausdruck
für das
Eingangssignal y(t – d)
gelegt wird, kann y(t – d)
als
ausgedrückt werden. Somit kann die
Ausgabe z(t) von dem Vorauseiler-Unterdrückungs-Summierknoten
304 wie
folgt als y(t – d)
minus den geschätzten Vorauseiler-Mehrwegsignalen
dargestellt werden,
-
Dabei
sind Ĉ und τ ^2i
während
des Entzerrertrainings entwickelte Schätzwerte des komplexen Koeffizienten
und Verzögerungsschätzwerte
und ist ŝ(t)
die hart begrenzte Abtastwertentscheidung ŝ(t) = Doppelbegrenzung[y(t)].
-
Vorteilhaft
vermeidet der Entzerrer 130 komplexe Multiplikationen hinsichtlich
der im Schieberegister 330 gehaltenen hart begrenzten Abtastwerte ŝ(t) und
der geschätzten
komplexen Koeffizienten Ĉ1i und Ĉ2i. Eher, als den in einer bestimmten Schieberegisterstufe
gehaltenen Abtastwert ŝ(t)
mit einem der geschätzten
Koeffizienten (Ĉ1i oder Ĉ2i) zu multiplizieren, wird der hart begrenzte
Wert von ŝ(t)
verwendet, um die Phase des komplexen Koeffizienten einfach zu "drehen". Diese Aktion funktioniert,
da der komplexe Koeffizient (Ĉ1i oder Ĉ2i) teilweise die im Wesentlichen konstante
Phasenverschiebung eines bestimmten Sekundärwegsignals relativ zu dem
Hauptwegsignal repräsentiert
und der bestimmte hart begrenzte Wert von ŝ(t) den Nennphasenwert des
Mehrwegsignal-Abtastwertes zu einem Zeitpunkt repräsentiert, der
gegenüber
dem momentanen Mehrwegsignal-Abtastwert um einen Betrag versetzt
ist, der gleich dem Zeitabstand des bestimmten Sekundärwegsignals
relativ zu dem Hauptweg ist. Somit repräsentiert der Sekundärwegkoeffizient
die relative Phasenverschiebung und dient der hart begrenzte Abtastwert
als eine Referenz für
diese relative Phasenverschiebung.
-
Die
Hart-Begrenzung der Abtastwerte y(t) mit dem Doppelbegrenzer 310 erzeugt
begrenzte Abtastwerte ŝ(t),
aus denen das Rauschen entfernt ist. Die Operation des Doppelbegrenzers 310 erzeugt Ausgangsabtastwerte
mit einem Wert aus einer definierten Menge von Werten, die den durch
das Kommunikationssystems-Modulationsschema definierten Konstellationspunkten
entsprechen. Zum Beispiel arbeitet der Doppelbegrenzer 310 in
einem 802.11b-CCK-Schema
als ein QPSK-Doppelbegrenzer, der die Abtastwerte y(t) verarbeitet,
um Ausgangsabtastwerte ŝ(t)
mit den am besten passenden idealen QPSK-Konstellationswerten (d.
h. ±1
oder ±j) zu
erzeugen. Somit repräsentieren
die Rückkopplungssignale
(Vorwärtskopplungssignale)
für die Nachläufer-(Vorauseiler-)Mehrwegsignalunterdrückung eher
das ideale geschätzte
Mehrwegsignal als das geschätzte
Mehrwegsignal + Abtastwertrauschen. Dies vermeidet das Hinzufügen von
Rauschen in dem Rückkopplungs-
oder Vorwärtskopplungssignal
mit dem momentanen Rauschen in den momentanen Abtastwerten u(t)
oder y(t – d).
-
11 veranschaulicht
eine beispielhafte Realisierung des für die Mehrwegsignalunterdrückung in
einer 802.11b-Umgebung entworfenen Entzerrers 130. In beispielhaften
Ausführungsformen des
Kommunikationsempfängers 100 wird
das empfangene DSSS/PSK-Signal mit einer Auflösung von 5 Bits vom analogen
in ein digitales Format umgesetzt, wobei aber die bestimmte verwendete
Auflösung
für die
Verwirklichung der vorliegenden Erfindung nicht entscheidend ist.
Weiter in dem 802.11b-Beispiel umfasst die Eingabe in den Entzerrer 130 komplexe
digitale Werte, die Viertelchip-Abtastwerte QPSK-modulierter Chips
mit 8 Chips pro Symbol repräsentieren.
(Dies entspricht den CCK-modulierten Nutzinformationsdaten eines
802.11b-Datenpakets und nimmt an, dass der Entzerrer 130 bereits
unter Verwendung des Trainingsverfahrens der vorliegenden Erfindung, wie
es hier früher
beschrieben wurde, – während der Anfangsblock/Präambel-Abschnitte
mit niedriger Datenrate des 802.11b-Pakets trainiert-konfiguriert
worden ist.) Somit repräsentiert
u(t) einen Strom komplexer 5-Bit-Signalabtastwerte, die in einer
beispielhaften Ausführungsform
mit einer Auflösung
von einem viertel Chip (4 Abtastwerte pro empfangenen QPSK-modulierten
Chip) gebildet werden und eine Abtastrate von 44 MHz repräsentieren.
-
Wie
in 11 gezeigt ist, weist der Entzerrer 130 an
seinem Eingang einen optionalen Dezimierungsblock 301 auf,
um seine Abtastwertrate so einzustellen, dass sie mit einem weiten
Bereich von Sub-Chip-Eingangsabtastwertauflösungen kompatibel
ist. Der Dezimierungsblock 301 kann so konfiguriert sein,
dass er das Eingangssignal u(t) so dezimiert, wie es erforderlich
ist, um u(t)' mit
der gewünschten
Abtastwertauflösung
(Chip oder Sub-Chip) bereitzustellen. Wie veranschaulicht ist, dezimiert
der Dezimierungsblock 301 das Eingangssignal u(t) mit einer
Auflösung
von einem viertel Chip um einen Faktor zwei, um ein Eingangssignal
u(t)' mit einer
Auflösung
von einem halben Chip mit einer Abtastwertrate von 22 MHz zu bilden.
Es wird angemerkt, dass der wie in 11 gezeigte
Entzerrer 130 eine Mehrwegsignalkompensation für zwei Nachläufer-Echosignale
oder für
ein Nachläufer-
und für
ein Vorauseiler-Echosignal bereitstellt.
-
Der
Betrieb des in 11 gezeigten Entzerrers 130 ist
konsistent mit der Diskussion in Bezug auf 10. Der
Entzerrer 130 verwendet das Register 330 für begrenzte
Abtastwerte gemeinsam mit der Summierschaltung 302, um
eine Nachläufer-Mehrwegsignalunterdrückung zu
schaffen. Wie veranschaulicht ist, schaffen die Rückkopplungswege,
die die komplexen Koeffizienten C1 und C2 enthalten, eine Unterdrückung von bis zu zwei Nachläufer-Mehrwegsignalen.
Die Nachläufer-Verzögerungsversätze τ1 und τ2 entsprechen
den Verzögerungsversätzen zwischen
den Hauptweg- und Nachläufer-Mehrwegsignalen,
wie sie während
des Entzerrertrainings bestimmt werden.
-
11 veranschaulicht
außerdem
die Unterdrückungsfähigkeit
für ein
Vorauseiler-Mehrwegsignal, die auf der Verwendung des Abtastwertschieberegisters 320 und
des entsprechenden Summierknotens 304 beruht. Wie veranschaulicht
ist, schafft der Vorwärtskopplungsweg,
der den komplexen Koeffizienten Ĉ3 enthält, die
Unterdrückung
eines einzelnen Vorauseiler-Mehrwegsignals.
(Die neue Struktur des Entzerrers 130 ermöglicht die
Löschung
der Vorauseiler-Mehrwegunterdrückung
durch Weglassen des Schieberegisters 320 und der Summierschaltung 304,
ohne die grundlegende Nachläuferunterdrückungsstruktur
zu stören.)
-
Die
komplexen Abtastwerte u(t)' mit
einer Auflösung
von einem halben Chip werden in der Summierschaltung
302 auf
Nachläufer-Mehrwegstörung kompensiert.
Zum Beispiel wird angenommen, dass das Entzerrertraining ein Nachläufer-Mehrwegsignal,
das von dem Hauptwegsignal um eineinhalb (1,5) Chipzeiten versetzt
ist, als das Sekundärereignis
festgestellt hat und weiterhin ein Vorauseiler-Mehrwegsignal, das
von dem Hauptwegsignal um zweieinhalb (2,5) Chipzeiten versetzt
ist, als das tertiäre
Ereignis festgestellt hat. Bei einer Schieberate von 2 Chips pro
Abtastwert erforderte τ ^
3 = 4 – 9 = –5, was
den Versatz (4) in das Register
330 für begrenzte Abtastwerte minus
der Tiefe (9) des Registers
320 für verzögerte Abtastwerte repräsentiert,
dass eine Vorauseiler-Verzögerung
von 2,5 Chipzeiten bereitgestellt wird. Weiter in diesem Beispiel,
stellt die Unterstützungslogik
160 in
Verbindung mit dem Basisbandprozessor
170 durch früher beschriebene
Verfahren die geschätzten
komplexen Koeffizienten Ĉ
1 und Ĉ
1 und die geschätzten Versatzverzögerungen
und τ ^
3 ein. In diesem spezifischen Beispiel werden Ĉ
2 und τ ^
2 nicht verwendet.
Für den
i-ten Eingangsabtastwert u(t)' wird
der (i-3)-te verzögerte
Abtastwert (τ ^
1 = 3) von dem Eingangsabtastwert "subtrahiert", wodurch das dieser
Sekundärausbreitungsweg-Verzögerung entsprechende
Sekundärmehrwegereignis unterdrückt wird.
Wie früher
erläutert
wurde, werden die komplexen Koeffizienten auf der Grundlage des hart
begrenzten Abtastwertes, der in der Schieberegisterstufe enthalten
ist, entsprechend den den Koeffizienten zugeordneten Verzögerungen
(τ ^) phasengedreht und daraufhin von u(t)' oder y(t – d) subtrahiert.
-
In
spezifischen Entwürfen
bestimmen die tatsächlichen
Funkkanaleigenschaften, die erforderlichen Bitraten und die Kommunikationssystemanforderungen
die optimale Struktur des Entzerrers 130. 10 veranschaulicht
eine verallgemeinerte Realisierung des Entzerrers 130,
der vorzugsweise in dem Kommunikationsempfänger 100 enthalten
ist, während
-
11 ein
spezielleres Beispiel im Kontext einer Mehrwegsignalstörungs-Unterdrückung in
der 802.11b-CCK-Betriebsart liefert. 11 entspricht einer
Ausführungsform
des Trainingsverfahrens, in der nur die zwei stärksten Mehrwegsignale – entweder
zwei Nachläufer-
oder ein Vorauseiler- und ein Nachläufer-Echosignal – unterdrückt werden.
-
Es
wird angemerkt, dass der Betrieb bei einer größeren Anzahl von Abtastwerten
pro Chip eine bessere Mehrwegverzögerungsauflösung schafft, aber eine größere Schieberegistertiefe
erfordert, um dieselbe Mehrwegsignalverzögerungs-Spreizfähigkeit
zu schaffen. Der Fachmann auf dem Gebiet erkennt, dass die Schieberegistertiefe
auf der Grundlage individueller Entwurfsanforderungen gegenüber der
Mehrwegereigniszeitauflösung
abgewogen werden muss. Der Entzerrer 130 wird leicht an
solche entwurfsspezifische Änderungen
angepasst, ohne dass strukturelle Änderungen erforderlich sind.
Genauer kann die Notwendigkeit einer erhöhten oder verringerten Mehrwegsignalverzögerungsfähigkeit einfach
durch Einstellen der Länge
der Schieberegister 320 und 330 behandelt werden.
-
Da
die Nachläufer-Mehrwegverzögerungsbereiche
viel länger
als die Vorauseiler-Mehrwegverzögerungsbereiche
sein können,
bietet es einen realen Vorteil, die Länge des Nachläuferunterdrückungs-Schieberegisters 330 weit über die
des Vorauseiler-Unterdrückungs-Schieberegisters 320 hinaus
zu erweitern. Falls für
das Nachläuferunterdrückungs-Schieberegister 330 die
volle Bitauflösung der
einzelnen komplexen Abtastwerte (Sub-Chip- oder Chip-Abtastwerte) verwendet
würde,
würde eine
erweiterte Länge
des Schieberegisters, wie sie zum Überspannen von Mehrsymbolverzögerungen erforderlich
ist, wegen der Notwendigkeit, eher Abtastwerte mit voller Auflösung (z.
B. 12 Bits) als Abtastwerte mit verringerter Auflösung zu
speichern, beträchtliche
Schaltungsbetriebsmittel verbrauchen. Zum Beispiel verringert die
Hart-Begrenzung der Abtastwerte y(t) zum Erzeugen der Abtastwerte ŝ(t) die erforderliche
Breite des Schieberegisters 330 auf nur zwei Bits für QPSK-Signale, um die in
der QPSK-Modulation verwendeten 1-aus-4-Nennphasenwerte zu repräsentieren.
(Im Allgemeinen verringert die Hart- Begrenzung die begrenzten Abtastwerte
auf n Bits, wobei in M-ären
Modulationsschemata 2n = M ist.)
-
Das
Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung bietet wesentliche
Gelegenheit für Änderung. Zum
Beispiel sind Einzelheiten hinsichtlich des Kommunikationsempfängers 100 nicht
entscheidend für die
Verwirklichung des Trainingsverfahrens. Mit dem hier offenbarten
Trainingsverfahren ist praktisch eine beliebige Kombination von
Verfahren und Unterstützungsvorrichtungen
zum Entspreizen und zur Synchronisation mit dem Hauptwegsignal und
mit wählbaren
der Sekundärwegsignale
kompatibel. Somit können
die dem Trainingsverfahren der vorliegenden Erfindung zugeordneten
Operationen in einer Vielzahl von Kommunikationsempfängerarchitekturen und
in einer Vielzahl von Kommunikationssystemtypen realisiert werden.
Obgleich die offenbarte Trainingsschaltung 200 eine beispielhafte
Vorrichtung für die
Verwirklichung des Trainingsverfahrens repräsentiert, sind ferner je nach
den Anforderungen eines gegebenen Kommunikationssystems weitere
Schaltungsrealisierungen möglich
und vielleicht sogar erwünscht.
-
Hinsichtlich
ihrer Realisierungseinzelheiten bieten die Trainingsschaltung und
das zugeordnete Trainingsverfahren wesentliche Gelegenheit zur Änderung.
Verständlicherweise
ergibt sich potentiell eine wesentliche Änderung hinsichtlich der besonderen
Kommunikationsempfängerarchitektur,
die zur Realisierung oder Unterstützung des Trainingsverfahrens
verwendet wird. Selbstverständlich
repräsentiert
der hier veranschaulichte und beschriebene Kommunikationsempfänger 100 nur
eine beispielhafte Plattform für
die Verwirklichung der Mehrwegausbreitungsparameter-Trainingsoperationen
der vorliegenden Erfindung. Je nach besonderen Entwurfs- und Systemanforderungen
sind andere Architekturen möglich
oder sogar bevorzugt. Somit können
ergänzende
Operationen, die der Unterscheidung (Entspreizung oder selektiver
Empfang) von Sekundär-
und Hauptsignalen zugeordnet sind, je nach der zugeordneten Empfängerschaltungsanordnung
variieren.
-
Ferner
kann die Trainingsschaltung selbst auf eine Anzahl von Arten geändert werden.
Zum Beispiel kann die Größenwertvergleichseinrichtung 250 potentiell
auf Kosten der Genauigkeit in dem relativen Größenwertvergleich vereinfacht
werden, um einfach Haupt- und Sekundärsignalgrößenwerte zu vergleichen. Umgekehrt
kann die Größenwertvergleichseinrichtung 250 hinsichtlich
der Komplexität sowohl
in Bezug auf die Anzahl akkumulierter Abtastwerte als auch auf die
Integrations- oder Akkumulationsoperationen selbst erhöht werden.
Eine ähnliche Änderung
ist hinsichtlich der Anzahl der Phasenwertabtastwerte möglich, die
in Korrelations- und Phasenvergleichsoperationen verwendet werden.
Obgleich die Trainingsschaltung 200 im Kontext eines beispielhaften
Kommunikationsempfängers 100 gezeigt
ist, kann sie zusätzlich
in einer Vielzahl von Konfigurationen realisiert werden und als
eine selbstständige
Vorrichtung arbeiten oder innerhalb anderer Architekturen integriert
sein.
-
Da
die Anzahl gekennzeichneter Sekundärsignale variieren kann, kann
weiterhin auch der durch die Trainingsschaltung versorgte Bereich
des Zeitabstands zwischen Hauptsignal und Sekundärsignalen variieren. Somit
liegen Änderungen
im Umfang der Mehrwegverzögerung
(entweder Vorauseiler oder Nachläufer)
vollständig
im Umfang der vorliegenden Erfindung. Die Korrelationsoperationen
können
abgewandelt werden, um einen gewünschten
Bereich momentaner, vorangehender und nachfolgender Symbole in gleichzeitigen
Sequenzen von Haupt- und Sekundärsignalsymbolen
abzudecken. Mit der Fähigkeit
zur Bestimmung von Sekundärsignalzeitversätzen, die
sich über
eine Symbolzeit relativ zu dem Hauptsignal hinaus erstrecken, und
somit zur genauen Bestimmung der Sekundärsignalphasenverschiebung relativ
zu dem Hauptsignal schaffen die Trainingsoperationen der vorliegenden
Erfindung, unterstützt
durch die Trainingsschaltung 200 und das zugeordnete Verfahren,
einen vorteilhaften Zugang zur Kennzeichnung von Sekundärsignalen
in einer Mehrwegempfangsumgebung ohne Beschränkungen hinsichtlich der Sekundärsignalverzögerungsspreizung.
-
Wie
hier auf beispielhafte Weise skizziert wurde, schafft das Training
Vorteile für
einen weiten Bereich von Kommunikationssystemen, die Mehrwegsignalen
unterliegen. Besonders vorteilhaft sind die Trainingsschaltung 200 und
das Trainingsverfahren zur Verwendung als die Grundlage der Mehrwegsignalstörungs-Unterdrückung in
Spreizspektrumsystemen, die Spreizcodes mit schlechten Auto- und Kreuzkorrelationseigenschaften
nutzen, da herkömmliche
RAKE-Empfänger-Techniken
in solchen Anwendungen schlecht funktionieren. Die vorliegende Erfindung
kann an sich mit wesentlichem Vorteil in drahtlosen 802.11b-LAN-Systemen
verwendet werden. Allerdings kann die vorliegende Erfindung ebenfalls
vorteilhaft in RAKE-Empfänger-Architekturen angewendet
werden oder tatsächlich
in einem beliebigen DSSS-Kommunikationssystem angewendet werden,
für das
die Mehrwegsignalkennzeichnung und/oder -unterdrückung der Empfängerleistungsfähigkeit
nutzt.
-
Die
vorstehenden Einzelheiten sollen in jeder Hinsicht eher als beispielhaft
als beschränkend verstanden
werden. Die vorliegende Erfindung ermöglicht hinsichtlich Realisierung
und Betrieb wesentliche Flexibilität. Beispiele solcher Änderung
sind oben in einiger Einzelheit diskutiert; allerdings sollen diese
Beispiele nicht als Beschränkung
des Bereichs der in dem Umfang der vorliegenden Erfindung liegenden Änderungen
verstanden werden. Der Umfang der vorliegenden Erfindung ist lediglich
durch die hier beigefügten
Ansprüche
beschränkt,
wobei hier alle Ausführungsformen,
die in der Bedeutung und Äquivalenz
dieser Ansprüche
liegen, einbezogen sind.