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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Antennen, die in drahtlosen
Kommunikationsvorrichtungen verwendet werden, und insbesondere das adaptive
Abstimmen bzw. Einstellen (tuning) derartiger Antennen.
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Beschreibung des Standes der
Technik
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In
den letzten Jahren hat es eine starke Zunahme in dem Gebiet der
drahtlosen Telekommunikation gegeben. Elemente, wie drahtlose und
zellulare Telefone, Pager, drahtlose Modems, drahtlose Email-Vorrichtungen,
persönliche
digitale Assistenten (PDAs) mit Kommunikationsfunktionen und andere
mobile Kommunikationsvorrichtungen sind weit verbreitet, insbesondere
unter Personen, die von entfernten Orten schnell kontaktiert werden
müssen.
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Bei
derartigen Vorrichtungen ist es sehr wichtig, ein deutliches, starkes
Signal beizubehalten, das die Integrität der Übertragung erhält.
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Die
Antennen, die mit früheren
drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen verwendet werden, sind anfällig für viele
signifikante Probleme. Einige Vorrichtungen, wie Pager und zellulare
Telefone, werden normalerweise an der Person des Benutzers getragen.
Jedoch hat der menschliche Körper
bestimmte inhärente
dielektrische Eigenschaften, die eine elektromagnetische Grenze
verursachen. Die Grenzbedingungen des Körpers des Benutzers ändern die
umgebende Impedanz, beeinflussen die Antennenstromverteilung und
das Signalstrahlungsmuster, wodurch die Verstärkung bzw. der Gewinn der Antenne
um ungefähr
4 dB verringert wird. Auf diese Weise wird die Antenne „verstimmt
(detuned)". Eine
Verstimmung der Antenne kann auch durch das Vorhandensein bestimmter
Objekte, wie metallische Körper,
und auch verschiedener Masseplatten-Bedingungen verursacht werden.
Dieser Effekt resultiert in einem kürzeren Betriebsradius und einer
schlechten Leistung in Gebäuden
für einige
drahtlose Kommunikationsvorrichtungen.
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Derartige
Grenzeffekte können
insbesondere in modernen mobilen Kommunikationsvorrichtungsdesigns
ausgeprägt
sein, in denen einbettete Antennen üblich sind. Ein Signal, das
von einer Antenne gesendet oder empfangen wird, die in einer Kommunikationsvorrichtung
integriert ist, kann auf mehrere Grenzen treffen, einschließlich zum
Beispiel eine Leiterplatte, eine Batterie, einen Anzeigebildschirm,
ein Vorrichtungsgehäuse,
ein die Vorrichtung tragendes Gehäuse und eines einer Vielzahl
anderer Elemente oder Komponenten, die zu der Vorrichtung gehören, zusätzlich zu
dem Körper
eines Benutzers. Alle diese Grenzen beeinflussen eine Signalausbreitung
und die umgebende Impedanz, welche die Antenne betreffen.
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Frühere Vorrichtungen
leiden auch unter Leistungsproblemen, welche die Polarisationscharakteristiken
von Sende- und Empfangssignalen betreffen. Eine elektromagnetische
Strahlung breitet sich in jeder Ebene aus und kann somit als mit
vertikalen und horizontalen Polarisationen angesehen werden. Um
ein starkes Signal zu empfangen, muss eine Antenne mit der Polarisationsebene
des ankommenden Signals richtig ausgerichtet sein. Wenn jedoch eine
mobile Vorrichtung in Betrieb ist, kann es in alle unterschiedlichen
Richtungen gedreht werden und kann möglicherweise nicht optimal
ausgerichtet sein, um ein ankommendes Signal zu empfangen. In einer
Zweiwegvorrichtung können Übertragungen von
der Vorrichtung durch ein ähnliches
Problem betroffen sein. Bekannte Vorrichtungsantennen enthalten
ein Schleifen-Design, das nominal effektiv ist bei der Implementierung
der zwei Polarisationen, aber unter geringer Verstärkung und
niedri ger Bandbreite leidet. Grenzquellen beeinflussen ebenfalls
den Empfang eines polarisierten Signals.
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Zumindest
ein Teil der Signalleistungsverluste, die zu Antennen in drahtlosen
Vorrichtungen gehören,
geschieht aufgrund einer Signalreflexion. Idealerweise sollte die
gesamte Signalleistung eines Signaleingangs in eine Antenne in ein
Ausgabesignal umgewandelt werden. Unter Bezugnahme auf 1 wird
die gesamte Energie in einem Signal, das durch eine Kommunikationseinheit 12 in
einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung 10 erzeugt wird
und in eine Antenne 16 durch eine Leitung 14 eingegeben wird,
idealerweise durch die Antenne 16 in die Luft ausgestrahlt.
Ein Kommunikationssignal, das über die
Luft durch die Antenne 16 empfangen wird, wird ähnlich in
ein empfangenes Signal umgewandelt und in die Kommunikationseinheit 12 eingegeben.
Jedoch interagiert in der Realität
die charakteristische Impedanz der Kommunikationseinheit 12 und
der Leitung 14 mit der charakteristischen Impedanz der Antenne 16.
Außer
wenn diese Impedanzen gleich sind, tritt eine Signalreflexion an
der Schnittstelle zwischen der Leitung 14 und der Antenne 16 auf.
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Ein
bekanntes Verfahren zur Adressierung der oben angeführten Probleme
ist, eine Impedanzanpassungsschaltung zwischen der Kommunikationsschaltung
und einer Antenne vorzusehen, wie in 2 gezeigt.
Die Kommunikationsvorrichtung 20 ist im Wesentlichen dieselbe
wie die Vorrichtung 10, umfasst aber eine Impedanzanpassungsschaltung 24 in der
Leitung 14. Wie für
Fachleute offensichtlich ist, welche die Erfindung betrifft, ist
die Impedanzanpassungsschaltung 24 normalerweise eine LC-Schaltung
mit Induktivitäts-
und Kapazitätselementen,
die in einer aus einer Anzahl von standardmäßigen Anpassungsschaltungstopologien
verbunden ist. Auf der Kommunikationseinheitsseite der Leitung 14 wird eine
charakteristische Impedanz verhältnismäßig leicht
gemäß bekannten
Techniken bestimmt. Zum Beispiel kann die Leitung 14 ein
Koaxialkabel sein, das eine standardmäßige charakteristische Impedanz
von 50 Ω hat,
in diesem Fall wird die Im pedanzanpassungsschaltung 24 derart
gestaltet und implementiert, dass die gesamte Impedanz der Anpassungsschaltung 24,
in Verbindung mit der charakteristischen Impedanz der Antenne 16,
ebenfalls 50 Ω ist.
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Ein
Hauptproblem bei einer Impedanzanpassung in mobilen oder anderen
drahtlosen Kommunikationssystemen ist, dass Impedanzanpassungsschaltungen
normalerweise während
der Herstellung der Vorrichtung kalibriert werden und normalerweise keine
Anpassungen im Feld vorsehen, während
eine umgebende Impedanz, die Antennen beeinflusst, selten konstant
ist. In dem beispielhaften Empfänger 20 können über-die-Luft-Signale,
die von der Antenne 16 gesendet und empfangen werden, auf
derartige dielektrische Grenzen treffen, wie das Gehäuse der
Vorrichtung 20, Leiterplatten, auf denen die Kommunikationseinheit 12 angebracht
ist, elektronische Komponenten in der Kommunikationseinheit 12,
Batterien für
das Betreiben der Vorrichtung 20, eine Anzeige 18,
eine Eingabevorrichtung 22 und der Körper eines Benutzers der Vorrichtung,
die alle die Impedanz beeinflussen, welche die Antenne 16 sieht.
Derartige Impedanzen können
geschätzt
werden, sind aber abhängig
von der Orientierung der Vorrichtung hinsichtlich ihrer Umgebungen.
Somit können
auch die besten Schätzungen
der Impedanzanpassungsanforderungen nicht für alle Betriebsbedingungen der
Vorrichtung akkurat bleiben.
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Eine
weitere bekannte Technik, die Signalreflexionseffekte kompensieren
soll, wird in der 3 gezeigt. Die Vorrichtung 30 ist ähnlich zu
den Vorrichtungen 10 und 20, umfasst aber Signalleistungsmess-
und Verstärkersteueranordnungen
zusätzlich zu
der Impedanzanpassungsschaltung 24. Die in der 3 gezeigte
Anordnung wird normalerweise nur in einem Sendesignalpfad verwendet,
wie durch die dargestellten unidirektionalen Verbindungen zwischen
Komponenten gezeigt wird. In der 3 wird ein
Signal, das in der Kommunikationseinheit 12 zur Übertragung
von der Vorrichtung 30 erzeugt wird, wird durch einen Leistungsverstärker 26 verstärkt und
dann einem Richtungsleistungskoppler 28 zuge führt. Das Übertragungssignal
wird zwischen der Impedanzanpassungsschaltung 24 und einem
Endpunkt 34 aufgeteilt. Ein reflektiertes Signal, das durch die
Kombination von Antenne 16 und Anpassungsschaltung 24 verursacht
wird, wird dann zurück
an eine Signalleistungsmesseinheit 32 geführt, die
ein Verstärkersteuersignal
entwickelt. Derartige herkömmliche
Anordnungen messen nur die Signalgröße und sind nicht entworfen
oder vorgesehen, um eine Signalphase zu bestimmen. Da effektive
Antennen- und Umgebungsimpedanzen abhängig sind von der Orientierung
bzw. Ausrichtung der Antenne, kann eine Phaseninformation für eine genaue
Impedanzanpassung wichtig sein. Außerdem verstärken, statt das
zugrunde liegende Problem zu beheben, das Signalleistungsverluste
verursacht, diese herkömmlichen
Systeme nur eine Signalleistung, so dass die Signalverluste toleriert
werden können.
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US 5,564,086 offenbart ein
Verfahren zum Verbessern einer Betriebscharakteristik eines Funksenders,
einschließlich
eines Leistungsverstärkers und
einer Antenne. Der Leistungsverstärker liefert ein Signal an
ein variables Anpassungsnetzwerk, wobei das Signal eine Energie
aufweist, die durch die Antenne abgestrahlt werden soll. Das variable
Anpassungsnetzwerk verbindet das Signal mit einem Sampler bzw. Abtaster,
der betriebsfähig
verbunden ist mit einem Ausgang des variablen Anpassungsnetzwerks
und der Antenne. Der Sampler tastet eine Vorwärtskomponente und eine reflektierte
Komponente des Signals ab. Der Funksender verarbeitet die abgetasteten
Vorwärts-
und reflektierten Komponenten, um ein Feedback-Steuersignal zu erzeugen.
Das Feedback-Steuersignal wird verwendet, um das variable Anpassungsnetzwerk
anzupassen, so dass eine Betriebscharakteristik des Funksenders
verbessert wird.
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Gemäß der Erfindung
wird eine akustische Oberflächenwellen(SAW – surface
acoustic wave)-Technologie verwendet, um den Betrag und die Phase
von reflektierten Signalen und dadurch einen Impedanzbetrag und
eine Impedanzphase in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung
zu bestimmen. Der bestimmte Bet rag und die Phase werden dann verwendet,
um Steuersignale zu entwickeln, die vorteilhafterweise verwendet
werden, um Komponenten in einer Impedanzanpassungsschaltung anzupassen,
um dadurch ein adaptives Abstimmen in einer Kommunikationsvorrichtung
vorzusehen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist ein Ziel der Erfindung, ein verbessertes Impedanzanpassungsverfahren
und -System vorzusehen, das einen größeren Betriebsradius für eine drahtlose
Kommunikationsvorrichtung vorsieht.
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Ein
verwandtes Ziel der Erfindung ist, eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung
mit verbesserter Leistung in physikalisch überlasteten Betriebsumgebungen
vorzusehen, wie innerhalb von Gebäuden.
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Es
ist ein weiteres Ziel der Erfindung, ein Impedanzanpassungsverfahren
und – System
vorzusehen, das eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung weniger
empfindlich gegenüber
Umgebungsfluktuationen macht.
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Das
erfinderische Verfahren und System ermöglichen auch, dass eine drahtlose
Kommunikationsvorrichtung mit geringerer Empfindlichkeit gegenüber der
Ausrichtungsposition funktioniert.
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Gemäß der Erfindung
weist ein Verfahren für das
adaptive Abstimmen in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung
den Schritt auf der Bestimmung von Betrags- und Phasendifferenzen
zwischen der Impedanz einer Anpassungsschaltung und einer Impedanz,
die angepasst wird, durch Anwenden eines elektrischen Eingangssignals,
um eine passive SAW-Vorrichtung anzuregen, und Verarbeiten elektrischer
Ausgangssignale, die von der SAW-Vorrichtung als Antwort auf das
elektrische Eingangssignal erzeugt werden, um ein Steuersignal zu
erzeugen. Das Verfahren weist weiter den Schritt der Anpassung der
Impedanz der Anpassungsschaltung auf, um die Differenzen in Abhängigkeit
von dem Steuersignal zu kompensieren.
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Der
Schritt des Bestimmens weist vorzugsweise die Schritte des Vorsehens
einer ersten IDT-Leiterbahn (bzw. Leiteranordnung) (track) auf, die
einen ersten Bingangs-IDT aufweist, der konfiguriert ist, um bei
Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal eine SAW-Ausgabe
zu erzeugen, einen ersten Ausgangs-IDT, der konfiguriert ist, um
bei Anregung durch eine SAW-Eingabe ein elektrisches Ausgabesignal
zu erzeugen, und einen ersten terminierten bzw. abgeschlossenen
IDT, der neben dem ersten Eingangs-IDT und dem ersten Ausgangs-IDT positioniert
ist und konfiguriert ist, bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal
eine SAW-Ausgabe zu erzeugen und bei Anregung durch eine SAW-Eingabe
ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen, Vorsehen einer ersten
Abschlussschaltung, die mit dem ersten abgeschlossenen IDT verbunden
ist und den ersten abgeschlossenen IDT veranlasst, eine SAW zu dem
ersten Ausgangs-IDT zu reflektieren als Antwort auf eine SAW, die
von dem ersten Eingangs-IDT erzeugt wird, Anwenden bzw. Anlegen
eines elektrischen Eingangssignals an den ersten Bingangs-IDT, um
eine erste SAW zu erzeugen, und Empfangen eines ersten elektrischen
Ausgabesignals, das von dem ersten Ausgangs-IDT erzeugt wird als
Antwort auf eine erste reflektierte SAW, die von dem ersten abgeschlossenen
IDT als Antwort auf die erste SAW erzeugt wird. Das erste elektrische Ausgabesignal
kann dann verarbeitet werden, um Impedanzbetrag und -Phase der ersten
Abschlussschaltung zu bestimmen. Wenn die erste Abschlussschaltung
die Impedanzanpassungsschaltung ist, kann der Bestimmungsschritt
weiter den Schritt aufweisen des Vergleichens des Impedanzbetrags
und der Impedanzphase der ersten Abschlussschaltung mit einem vorgegebenen
Betrag und einer Phase der Impedanz, die angepasst werden soll,
um dadurch die Betrags- und Phasendifferenzen zu bestimmen.
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In
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung weist der Bestimmungsschritt weiter die Schritte auf des
Vorsehen einer zweiten IDT-Leiterbahn, die einen zweiten Eingangs-IDT
aufweist, der konfiguriert ist, um eine SAW-Ausgabe zu erzeugen
bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal, und einen zweiten
Ausgangs-IDT, der konfiguriert ist, um ein elektrisches Ausgabesignal
zu erzeugen bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, und einen zweiten abgeschlossenen
IDT, das neben dem zweiten Eingangs-IDT und dem zweiten Ausgangs-IDT
positioniert ist und konfiguriert ist, um eine SAW-Ausgabe zu erzeugen
bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal und ein elektrisches
Ausgabesignal zu erzeugen bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, Vorsehen
einer zweiten Abschlussschaltung, die mit dem abgeschlossenen IDT
verbunden ist und den zweiten abgeschlossenen IDT veranlasst, eine
SAW zu dem zweiten Ausgangs-IDT zu reflektieren als Antwort auf
eine SAW, die von dem zweiten Eingangs-IDT erzeugt wird, Anlegen
eines elektrischen Eingangssignals an den zweiten Eingangs-IDT, um eine zweite
SAW zu erzeugen, und Empfangen eines zweiten elektrischen Ausgabesignals,
das von dem zweiten Ausgangs-IDT als Antwort auf eine zweite reflektierte
SAW erzeugt wird, die von dem zweiten abgeschlossenen IDT als Antwort
auf die zweite SAW erzeugt wird.
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In
einem derartigen Ausführungsbeispiel
mit mehrfachen IDT-Leiterbahnen kann die erste Abschlussschaltung
die Impedanzanpassungsschaltung sein, die zweite Abschlussschaltung
kann eine Referenzschaltung sein mit einer bekannten Impedanz, und
der Bestimmungsschritt kann dann weiter die Schritte aufweisen des
Frequenz-Abwartswandelns des ersten elektrischen Signals durch Mischen der
ersten und zweiten elektrischen Ausgabesignale, um ein gemischtes
Signal zu erzeugen, und Tiefpass-Filtern des gemischten Signals,
um ein gefiltertes Signal zu erzeugen, und Verarbeiten des gefilterten
Signals, um Impedanzbetrag und – Phase
der ersten Abschlussschaltung zu bestimmen. Die Betrags- und Phasendifferenzen
können
bestimmt werden durch Vergleichen des Impedanzbetrags und der Impedanzphase
der ersten Abschlussschaltung mit einem vorgegebenen Betrag und
einer Phase der Impedanz, die angepasst wird.
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Der
erste Eingangs-IDT und der erste Ausgangs-IDT können einen ersten Eingangs/Ausgangs-IDT
aufweisen, der erste elektrische Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse hat,
so dass der Schritt des Anlegens eines elektrischen Eingangssignals
an den ersten Eingangs-IDT den Schritt des Anlegens des elektrischen
Eingangssignals an die ersten elektrischen Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse aufweist, und
der Schritt des Empfangens eines ersten elektrischen Ausgabesignals
den Schritt des Empfangens des ersten elektrischen Ausgabesignals
von den ersten elektrischen Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen aufweist.
Der zweite Eingangs-IDT und der zweite Ausgangs-IDT können ähnlich ein
zweites Eingangs/Ausgangs-IDT
aufweisen mit zweiten elektrischen Eingangs/Ausgangs-Anschlüssen, so
dass der Schritt des Anlegen eines elektrischen Eingangssignals
an den zweiten Eingangs-IDT den Schritt des Anlegens des elektrischen
Eingangssignals an die zweiten elektrischen Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse aufweist
und der Schritt des Empfangens eines zweiten elektrischen Ausgabesignals
den Schritt des Empfangens des zweiten elektrischen Ausgabesignals
von den zweiten elektrischen Bingangs/Ausgangs-Anschlüssen aufweist.
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Ein
Verfahren gemäß der Erfindung
kann weiter die Schritte aufweisen des Vorsehens einer dritten Abschlussschaltung
und schaltbares Verbinden entweder der ersten Abschlussschaltung
oder der dritten Abschlussschaltung mit dem ersten abgeschlossenen
IDT. Die erste Abschlussschaltung kann die Impedanzanpassungsschaltung
sein, die dritte Abschlussschaltung kann die anzupassende Impedanz
sein, und der Bestimmungsschritt kann weiter die Schritte aufweisen
des Verbinden der ersten Abschlussschaltung mit dem ersten abgeschlossenen IDT,
Anlegen eines elektrischen Eingangssignal an den ersten Eingangs-IDT,
um die erste SAW zu erzeugen, Empfangen des ersten elektrischen
Ausgabesignals, Verbinden der dritten Abschlussschaltung mit dem
ersten abgeschlossenen IDT, Anlegen eines elektrischen Eingangssignals
an den ersten Eingangs-IDT, um eine dritte SAW zu erzeugen, und Empfangen
eines dritten elektrischen Ausgabesignals, das durch den ersten
Ausgangs-IDT als Antwort auf eine dritte reflektierte SAW erzeugt
wurde, die durch den ersten abgeschlossenen IDT erzeugt wurde als
Antwort auf die dritte SAW. Die ersten und dritten elektrischen
Ausgabesignale können
dann verarbeitet werden, um die Betrags- und Phasendifferenzen zu
bestimmen. Alternativ kann die erste Abschlussschaltung die Impedanzanpassungsschaltung
sein, die zweite Abschlussschaltung kann die anzupassende Impedanz
sein, und der Bestimmungsschritt weist die Schritte auf der Verarbeitung des
ersten elektrischen Ausgabesignals, um den Impedanzbetrag und die
Impedanzphase der ersten Abschlussschaltung zu bestimmen, der Verarbeitung des
zweiten elektrischen Ausgabesignals, um Impedanzbetrag und -Phase
der zweiten Abschlussschaltung zu bestimmen, und Vergleichen des
Impedanzbetrags und der Impedanzphase der ersten Abschlussschaltung
und des Impedanzbetrags und der Impedanzphase der zweiten Abschlussschaltung, um
die Betrags- und Phasendifferenzen zu bestimmen.
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Wenn
eine dritte Abschlussschaltung verwendet werden soll, kann der Bestimmungsschritt stattdessen
aufweisen die weiteren Schritte des Vorsehens einer dritten IDT-Leiterbahn,
die einen dritten Eingangs-IDT aufweist, der konfiguriert ist, um
bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal eine SAW-Ausgabe
zu erzeugen, und einen dritten Ausgangs-IDT, der konfiguriert ist,
um bei Anregung durch eine SAW-Eingabe ein elektrisches Ausgabesignal
zu erzeugen, und einen dritten abgeschlossenen IDT, der neben dem
dritten Eingangs-IDT und dem dritten Ausgangs-IDT positioniert ist
und konfiguriert ist, bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal
eine SAW-Ausgabe zu erzeugen und bei Anregung durch eine SAW-Eingabe
ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen, Vorsehen einer dritten Abschlussschaltung,
die mit dem abgeschlossenen IDT verbunden ist und den dritten abgeschlossenen IDT
veranlasst, eine SAW zu dem dritten Ausgangs-IDT zu reflektieren
als Antwort auf eine SAW, die von dem dritten Eingangs-IDT erzeugt
wird, Anlegen eines elektrischen Eingangssignals an den dritten
Eingangs-IDT, um eine dritte SAW zu erzeugen, und Empfangen eines
dritten elektrischen Ausgabesignals, das von dem dritten Ausgangs-IDT
erzeugt wird als Antwort auf eine dritte reflektierte SAW, die von
dem dritten abgeschlossenen IDT als Antwort auf die dritte SAW erzeugt
wird.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel mit
Dreifach-Leiterbahn ist die erste Abschlussschaltung die Impedanzanpassungsschaltung,
die zweite Abschlussschaltung ist ein Referenzschaltung mit einer
bekannten Impedanz, die dritte Abschlussschaltung ist die anzupassende
Impedanz, und der Bestimmungsschritt weist die Schritte auf des
Frequenz-Abwärtswandelns
der ersten und dritten elektrischen Ausgabesignale durch Mischen
der ersten und zweiten elektrischen Ausgabesignale, um ein erstes
gemischtes Signal zu erzeugen, ein Mischen der zweiten und dritten
elektrischen Ausgabesignale, um ein zweites gemischtes Signal zu
erzeugen, und Tiefpass-Filtern der ersten und zweiten gemischten Signale,
um jeweils ein erstes gefiltertes Signal und ein zweites gefiltertes
Signal zu erzeugen, und Verarbeiten des ersten gefilterten Signals
und des zweiten gefilterten Signals, um die Betrags- und Phasendifferenzen
zu bestimmen.
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Ein
adaptives Abstimmungssystem gemäß der Erfindung
weist eine passive SAW-Vorrichtung auf, Mittel zum Liefern eines
elektrischen Eingangssignals, um die passive SAW-Vorrichtung anzuregen, Mittel
für die
Verarbeitung der elektrischen Ausgabesignale, die von der SAW-Vorrichtung
als Antwort auf das elektrische Eingangssignal erzeugt werden, um ein
Steuersignal zu erzeugen, und eine anpassbare bzw. einstellbare
Impedanzanpassungsschaltung, die verbunden ist, um das Steuersignal
zu empfangen, wobei die Impedanz der Impedanzanpassungsschaltung
abhängig
von dem Steuersignal ist.
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In
einem Ausführungsbeispiel
weist die passive SAW-Vorrichtung eine erste IDT-Leiterbahn auf, wobei
die erste Leiterbahn einen ersten Eingangs-IDT umfasst, der konfiguriert
ist, um eine SAW-Ausgabe zu erzeugen bei Anregung durch ein elektrisches
Eingangssignal, einen ersten Ausgangs-IDT, der konfiguriert ist,
ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen bei Anregung durch eine SAW-Eingabe,
einen erstes abgeschlossenen IDT, der neben dem ersten Eingangs-IDT
und dem ersten Ausgangs-IDT positioniert ist, und konfiguriert ist, eine
SAW-Ausgabe zu erzeugen bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal,
und ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen bei Anregung durch
eine SAW-Eingabe, und eine erste Abschlussschaltung, die mit dem
ersten abgeschlossenen IDT verbunden ist und den ersten abgeschlossenen
IDT veranlasst, eine SAW zu dem ersten Ausgangs-IDT zu reflektieren
als Antwort auf eine SAW, die von dem ersten Eingangs-IDT erzeugt
wird, wobei der Betrag und die Phase der reflektierten SAW von der
ersten Abschlussschaltung abhängig
ist. In diesem Ausführungsbeispiel
erzeugt der erste Eingangs-IDT eine erste SAW als Antwort auf ein
elektrisches Eingangssignal von dem Mittel zur Lieferung und der
erste Ausgangs-IDT erzeugt ein erstes elektrisches Ausgabesignal
als Antwort auf eine erste reflektierte SAW, die durch den ersten
abgeschlossenen IDT erzeugt wird als Antwort auf die erste SAW.
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Die
anpassbare Impedanzanpassungsschaltung kann als die erste Abschlussschaltung
verbunden werden, und die Mittel zur Verarbeitung können dann
das Steuersignal erzeugen basierend auf einem Vergleich zwischen
dem ersten elektrischen Ausgabesignal und einem vorgegebenen Signal.
Das vorgegebene Signal ist vorzugsweise abhängig von einer Impedanz, die
von der Impedanzanpassungsschaltung anzupassen ist.
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Die
passive SAW-Vorrichtung kann weiter eine zweite IDT-Leiterbahn aufweisen,
wobei die zweite Leiterbahn einen zweiten Eingangs-IDT umfasst,
der konfiguriert ist, eine SAW-Ausgabe zu erzeugen bei Anregung
durch ein elektrisches Eingangssignal, einen zweiten Ausgangs-IDT,
der konfiguriert ist, ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen
bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, einen zweiten abgeschlossenen
IDT, der neben dem zweiten Eingangs-IDT und dem zweiten Ausgangs-IDT positioniert
ist und konfiguriert ist, eine SAW-Ausgabe zu erzeugen bei Anregung
durch ein elektrisches Eingangssignal, und ein elektrisches Ausgabesignal zu
erzeugen bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, und eine zweite Abschlussschaltung,
die mit dem zweiten abgeschlossenen IDT verbunden ist und den zweiten
abgeschlossenen IDT veranlasst, eine SAW zu dem zweiten Ausgangs-IDT
zu reflektieren als Antwort auf eine SAW, die von dem zweiten Eingangs-IDT
erzeugt wird, wobei der Betrag und die Phase der reflektierten SAW
von der zweiten Abschlussschaltung abhängig ist. Die zweite Abschlussschaltung
kann eine von der Impedanzanpassungsschaltung anzupassende Impedanz
sein. Diese anzupassende Impedanz kann bekannt oder unbekannt sein.
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Der
erste Eingangs-IDT und der erste Ausgangs-IDT können einen einzelnen ersten
Eingangs/Ausgangs-IDT aufweisen und der zweite Eingangs-IDT und
der zweite Ausgangs-IDT können ähnlich einen
einzelnen zweiten Eingangs/Ausgangs-IDT aufweisen.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist die erste Abschlussschaltung schaltbar mit dem ersten
abgeschlossenen IDT in der ersten IDT-Leiterbahn verbunden, so dass einer
aus einer Vielzahl von unterschiedlichen Abschlussschaltungen schaltbar
mit dem ersten abgeschlossenen IDT verbunden werden kann. Die Vielzahl
der unterschiedlichen Abschlussschaltungen umfasst vorzugsweise
die Impedanzanpassungsschaltung und eine Impedanz, die von der Impedanzanpassungsschaltung
angepasst wird.
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In
einem weiteren Ausführungsbeispiel
weist die passive SAW-Vorrichtung weiter eine dritte IDT-Leiterbahn
auf, wobei die dritte Leiterbahn einen dritten Eingangs-IDT umfasst,
der konfiguriert ist, eine SAW-Ausgabe zu erzeugen bei Anregung
durch ein elektrisches Eingangssignal, einen dritten Ausgangs-IDT,
der konfiguriert ist, ein elektrisches Ausgabesignal zu erzeugen
bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, einen dritten abgeschlossenen
IDT, der neben dem dritten Eingangs-IDT und dem dritten Ausgangs-IDT
positioniert ist und konfiguriert ist, eine SAW-Ausgabe zu erzeugen
bei Anregung durch ein elektrisches Eingangssignal, und ein elektrisches Ausgabesignal
zu erzeugen bei Anregung durch eine SAW-Eingabe, und eine dritte
Abschlussschaltung, die mit dem dritten abgeschlossenen IDT verbunden ist
und den dritten abgeschlossenen IDT veranlasst, eine SAW zu dem
dritten Ausgangs-IDT zu reflektieren als Antwort auf eine SAW, die
von dem dritten Eingangs-IDT erzeugt wird, wobei der Betrag und
die Phase der reflektierten SAW von der dritten Abschlussschaltung
abhängig
ist. Der dritte Eingangs-IDT erzeugt eine dritte SAW als Antwort
auf ein elektrisches Eingangssignal von den Mitteln für das Liefern,
und der dritte Ausgangs-IDT erzeugt ein drittes elektrisches Ausgabesignal
als Antwort auf eine dritte reflektierte SAW, die durch den dritten
abgeschlossenen IDT erzeugt wird als Antwort auf die dritte SAW.
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In
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispielen
der Erfindung weist das System weiter auf einen Frequenz-Abwärtswandler
bzw. –Abwärtskonverter,
wobei der Konverter Mischer zum Mischen der ersten und zweiten elektrischen
Ausgabesignale und eines Referenzfrequenzsignals aufweist, um gemischte
Signale zu erzeugen, und Tiefpassfilter zum Filtern der gemischten
Signale, um abwärtsgewandelte
Signale zu erzeugen. In derartigen Ausführungsbeispielen erzeugt das
Mittel zur Verarbeitung das Steuersignal basierend auf den abwärtsgewandelten
Signalen. Das Referenzfrequenzsignal kann entweder durch einen Oszillator
oder, in Ausführungsbeispielen
mit mehrfachen Leiterbahnen, durch eine der IDT-Leiterbahnen geliefert werden.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung ist jeder IDT konfiguriert, bei einer vorgegebenen
Frequenz zu arbeiten, die gleich einer Frequenz ist, an der eine Kommunikationsvorrichtung
Kommunikationssignale sendet oder empfangt. Die Impedanzanpassungsschaltung
ist vorzugsweise mit einer Antenne der Vorrichtung verbunden.
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Kommunikationsvorrichtungen,
in denen adaptive Abstimmungsverfahren und Systeme gemäß der vorliegenden
Erfindung implementiert werden können,
umfassen, sind aber keineswegs darauf beschränkt, derartige Vorrichtungen
wie drahtlose Telefone, mobile Kommunikationsvorrichtungen, zellulare Telefone,
drahtlose Modems, tragbare bzw. handgehaltene elektronische Kommunikationsvorrichtungen,
Pager und persönliche
digitale Assistenten (PDAs), die zur Kommunikation aktiviert sind.
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Weitere
Merkmale der Erfindung werden beschrieben oder werden im Verlauf
der folgenden detaillierten Beschreibung offensichtlich. Wie offensichtlich
ist, ist die Erfindung zu anderen und unterschiedlichen Ausführungsbeispielen
fähig und
ihre Vielzahl von Details ist für
Modifikationen in verschiedener Hinsicht fähig, ohne von der Erfindung
abzuweichen, wie in den angefügten
Ansprüchen
definiert. Demgemäß sollen
die Zeichnungen und die Beschreibung als illustrativ in der Eigenschaft
und nicht als einschränkend
betrachtet werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Damit
die Erfindung einfacher zu verstehen ist, werden nun ihre bevorzugten
Ausführungsbeispiele
im Detail auf beispielhafte Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, wobei:
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1 ein
einfaches Blockdiagramm einer beispielhaften bekannten drahtlosen
Kommunikationsvorrichtung ist;
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2 ein
Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung ist, die ähnlich zu
der Vorrichtung in der 1 ist, einschließlich einer
Impedanzanpassungsschaltung;
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3 eine
Kommunikationsvorrichtung ähnlich
zu der Vorrichtung in der 2 zeigt,
einschließlich
einer Messanordnung für
reflektierte Signale;
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4 einen
interdigitalen Transducer bzw. Interdigitalwandler (IDT – interdigital
transducer) zeigt;
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5 ein
Diagramm eines SAW-basierten IDT-Senders ist;
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6 eine
Darstellung einer typischen Fingergeometrie in einem IDT ist;
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7 ein
SPUDT-Typ IDT ist;
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8 ein
Diagramm ist, das bei der Erläuterung
einer Abschluss-abhängigen
SAW-Reflexion nützlich
ist;
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9 ein
zugrunde liegendes Konzept der Erfindung veranschaulicht;
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10 ein
Diagramm einer Kommunikationsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist;
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11 ein
Blockdiagramm einer Abwärts-Wandlungs-Anordnung
ist;
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12 eine
zweite Abwärts-Wandlungs-Anordnung
zeigt;
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13 ein
Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist;
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14 ein
drittes Ausführungsbeispiel
der Erfindung veranschaulicht;
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15 ein
Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung zeigt, in der ein
viertes Ausführungsbeispiel
der Erfindung implementiert ist;
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16 ein
Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung ist, einschließlich eines
fünften Ausführungsbeispiels
der Erfindung;
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17 eine
Abwärts-Wandlungs-Anordnung für das fünfte Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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18 ein
Blockdiagramm einer alternativen Abwärts-Wandlungs-Anordnung für das fünfte oder sechste
Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist; und
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19 ein
Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung ist, in der ein sechstes
Ausführungsbeispiel
der Erfindung implementiert ist.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
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In
bevorzugten Ausführungsbeispielen
der Erfindung werden SAW-Vorrichtungen
implementiert, um akustische Wellen zu erzeugen und zu reflektieren,
die verarbeitet werden, um Antennen-Reflexions-Charakteristiken
zu bestimmen und adaptive Abstimmungs-Steuersignale als Antwort
darauf zu erzeugen. Um ein Verständnis
der Erfindung zu erleichtern, werden SAW-Vorrichtungen im Folgenden beschrieben,
bevor die Erfindung im Detail beschrieben wird.
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Die
SAW-Technologie ist weithin bekannt für ihre ausgezeichnete Hochfrequenz(HF)-Leistung, niedrigen
Kosten und geringe Größe. SAW
ist eine passive Dünnfilmtechnologie,
die keinen Bias-Strom erfordert, um zu arbeiten. SAW-Vorrichtungen wurden
in RADAR und Funkanwendungen seit vielen Jahren verwendet.
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Der
grundlegende „Baustein" von SAW-Vorrichtungen
ist der IDT, wie in der 4 gezeigt. Ein IDT 40 ist
eine Serie von dünnen
Metallstreifen oder „Fingern" 42, die
auf einem geeigneten piezoelektrischen Substrat 44 hergestellt
werden. Ein Satz von Fingern ist mit einem Anschluss bzw. Terminal 46 verbunden,
während
der entgegengesetzte Satz von Fingern mit einem anderen Anschluss 48 verbunden ist.
In IDTs mit einem Ende ist ein Anschluss geerdet. Für Differential- Eingangssignale sind
beide Anschlüsse 46 und 48 Eingangs-/Ausgangs-Anschlüsse. Ein
Abstand „W" zwischen IDT-Segmenten
wird angepasst, um mit einer gewünschten
Chipperiode der Sequenz von Fingern 42 übereinzustimmen. Wenn zum Beispiel
durch ein elektrisches Signal an einem Anschluss 46 angeregt,
erzeugt der IDT eine Ausgabe-SAW, die sich in beiden Richtungen
senkrecht zu den Fingern 42 ausbreitet. Wenn eine SAW auf
die Finger 42 auftrifft, dann wird ein elektrisches Signal
an dem Anschluss 46 erzeugt. Diese Fähigkeiten von SAW-Anregern
und -Umwandlern sind in der Technik weithin bekannt, sie wurden
zum Beispiel gezeigt in C. K. CAMPBELL, „Surface Acoustic Wave Devices
for Mobile and Wireless Communications", Boston, MA: Academic Press, 1998.
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Somit
kann die in der 4 gezeigte Struktur sowohl als
SAW-Anreger, der eine SAW-Ausgabe aus einer elektrischen Signaleingabe
erzeugt, als auch als ein SAW-Umwandler arbeiten, der eine elektrische
Signalausgabe aus einer SAW-Eingabe
erzeugt. Der Anschluss 46 in dem oben genannten Beispiel
sowie der Anschluss 48 in Differential-IDTs ist sowohl
ein Signaleingabeanschluss als auch ein Signalausgabeanschluss.
Eine Umwandlung einer Ausgabe-SAW in ein elektrisches Signal für eine weitere Verarbeitung
und/oder nachfolgende Übertragung durch
eine Antenne wird erreicht durch Hinzufügen eines zweiten IDTs 54,
ausgerichtet mit dem IDT 52, wie in 5 gezeigt.
Beide IDTs können
auf demselben Substrat 44 hergestellt werden. Eine SAW-Ausgabe
von dem IDT 52 wird in ein elektrisches Signal durch TX
IDT 54 umgewandelt. Ein SAW-Empfänger hat dieselbe Struktur
wie in der 5. Eine Signaleingabe in einen
Empfangs-IDT von einer Empfängerverarbeitungsschaltung
oder einer Antenne wird in eine SAW umgewandelt, die in den IDT 52 eingegeben
wird. Wie der IDT 52 kann der TX IDT 54 ein Differential-IDT
sein, wobei der geerdete untere Anschluss ein Signalausgabeanschluss
ist.
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Die
Geometrie benachbarter IDT-Finger
42 wird in der
6 gezeigt,
wobei Tf die Breite eines metallisierten Fingers
42 ist
und Ts die Breite des Raumes zwischen den Fingern
42 ist.
In typischen Designs sind sowohl Tf als auch Ts gleich einem Viertel
einer Wellenlänge, λ/4. Da die
Wellenlänge
umgekehrt proportional zur Betriebsfrequenz ist, erfordern IDTs
höherer
Frequenz dünnere
Finger
42, die nahe beieinander liegen, was eine Herstellung
erschwert und Herstellungsmengen bzw. -ausbeute reduziert. Zum Beispiel
kann für
ein typisches SAW-System, das in dem ISM(Industrial, Scientific
and Medical)-Band bei 2.4 GHz arbeitet, die λ/4-Dimension in dem Bereich
von 0.425 Mikrometern sein, abhängig von
dem gewählten
Substrat. Wenn derartige hohe Betriebsfrequenzen gewünscht werden,
können zweite
Harmonische SAW-Vorrichtungen verwendet werden. Derartige zweite
Harmonische Vorrichtungen werden offenbart in dem U.S.-Patentanmeldung
US 2005059357 A1 mit
dem Titel „A
Wireless Communication System using Surface Acoustic Wave (SAW)
Second Harmonic Techniques" der
Anmelderin der vorliegenden Erfindung.
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SAW-Vorrichtungen,
die gemäß der vorliegenden
Erfindung verwendet werden, können
auch vom Typ eines einphasigen unidirektionalen Transducers (SPUDT – single
Phase unidirectional transducer) sein, wie in der 7 gezeigt.
Der primäre Unterschied
zwischen den grundlegenden IDTs, die in der 4 gezeigt
werden, und der SPUDT-Typ-Vorrichtung, die in der 7 gezeigt wird,
ist, dass SPUDT-Typ-SAW-Vorrichtungen Reflektorgitter 72 umfassen.
Die Dimension für
jeden Finger 42, Raum und Reflektor 72 ist λ/4 (siehe
zum Beispiel Kapitel 12 der oben angeführten Publikation von C. K.
CAMPBELL).
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Im
Vergleich zu dem IDT 40, der in der 4 gezeigt
wird, arbeitet der SPUDT 70 auf eine ähnliche Weise, um eine SAW
als Antwort auf ein elektrisches Signal an einem seiner Anschlüsse zu erzeugen.
Jeder Satz von Fingern 42 erzeugt eine SAW, die sich in
beiden Richtungen senkrecht zu den Fingern ausbreitet. Jedoch reflektieren
die Reflektorgitter 72 in SPUDT 70 alle SAWs,
die darauf treffen und sich in einer Richtung von der rechten Seite
zu der linken Seite der 7 ausbreiten, in die entgegengesetzte
Richtung, von links nach rechts. Der Abstand von Reflektorgitter 72 und
Fingern 42 verhindert eine destruktive Interferenz zwischen
den reflektierten Wellen und Wellen, die durch die Finger 42 erzeugt werden,
die sich in der gewünschten
Richtung ausbreiten. Für
eine optimale Leistung werden die SPUDT-Reflektorgitter vernünftigerweise
in Bezug zu benachbarten Sätzen
von Fingern 42 platziert. Diese Platzierungsauswahl ist
abhängig
davon, ob die Reflexionsgitter ein offener Stromkreis oder kurzgeschlossen
sind, sowie von dem Typ des beteiligten piezoelektrischen Substrats.
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Der
SPUDT
70 gibt eine SAW mit viel höherer Leistung aus, die sich
in der Richtung ausbreitet, die durch den Pfeil in der
7 angezeigt
wird. Die „rechts
nach links" SAW,
die durch den am weitesten links liegenden Satz von Fingern
42 in
der
7 erzeugt wird, ist die einzige SAW-Komponente,
die nicht zu der SAW-Ausgabe
in der angezeigten Richtung beiträgt. In dem Sender von
5 breitet
sich nur ungefähr
die Hälfte
der gesamten Signalleistung, die in dem IDT
52 erzeugt
wird, in Richtung des TX IDTs
54 aus. Die SPUDT-Typ-Vorrichtung
in der
7 kann entweder ein Ende haben mit einem geerdeten
Anschluss oder als Differential, wobei beide Anschlüsse als
Eingangs/Ausgangs-Anschlüsse
verbunden werden. SAW-Vorrichtungen des SPUDT-Typs werden im Detail
offenbart in der U.S.-Patentanmeldung
US 2001053179 A1 mit
dem Titel „A
Wireless Communication System using Surface Acoustic Wave (SAW)
Single-Phase Unidirectional Transducer (Spudt-type) Techniques" der Anmelderin der
vorliegenden Erfindung. Ein IDT
70 des SPUDT-Typs sieht
einen Betrieb der Erfindung vor mit geringerer Eingangsleistung
relativ zu Eingangsleistungsanforderungen eines IDTs des Nicht-SPUDT-Typs,
wie IDT
52.
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In
der vorliegenden Erfindung werden passive Betriebscharakteristiken
der SAW-Vorrichtungen ausgenutzt.
Wie in der 8 gezeigt, können derartige passive Systeme 80 zwei
IDTs 82 und 84 aufweisen. Eine elektrische Signaleingabe
in den IDT 82 regt IDT 82 an, um eine akustische
Welle zu erzeugen. Diese Welle breitet sich dann zu IDT 84 aus,
der einen Abschluss 86 hat, der über seinen Anschlüssen 88 und 92 verbunden
ist. Der Abschluss 86 kann zum Beispiel ein offener Stromkreis-Abschluss
oder ein kurzgeschlossener Abschluss sein oder ein Abschluss mit
bekannter Last, der den IDT 84 erneut anregt, um eine akustische
Welle zurück
an den IDT 82 zu senden. Das Resultat ist, dass eine elektrische Signaleingabe
in den IDT 82 den IDT 84 anregt, der dann eine
reflektierte Welle zurück
an den IDT 82 sendet. Der Betrag und die Phase der reflektierten Wellenform
sind abhängig
von dem Abschluss 86. Obwohl der IDT 82 in der 8 ein
IDT mit einem Ende ist, kann auch ein Differential-Design implementiert
werden. Ähnlich
kann der IDT 84 ein SPUDT-Typ-IDT sein.
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Das
allgemeine Konzept der vorliegenden Erfindung wird einfach in der 9 veranschaulicht. Die
SAW-Anordnung 90 umfasst zwei der passiven Vorrichtungen,
die in der 8 gezeigt werden. Ein Signalgenerator 96 regt
die IDTs 82a und 82b in den passiven Vorrichtungen 94a und 94b an,
die jeweilige SAWs erzeugen, die sich zu den abgeschlossenen IDTs 84a und 84b ausbreiten.
Wie oben unter Bezugnahme auf die 8 diskutiert,
regen der Abschluss 86a und 86b die abgeschlossenen
IDTs erneut an, um dadurch zu veranlassen, dass reflektierte SAWs zurück an die
IDTs 82a und 82b gesendet werden. Die reflektierten
SAW-Wellenformen
treffen auf die IDTs 82a und 82b und werden in
elektrische Signale umgewandelt, die durch ein Signalverarbeitungsmodul 98 analysiert
werden können.
Da der Abschluss 86b bekannt ist, ist auch der Betrag und
die Form der reflektierten SAW, die dadurch verursacht wird, bekannt.
Durch Vergleichen der bekannten und unbekannten SAW-Wellenformen
oder in der beispielhaften Anordnung 90 der elektrischen
Versionen der bekannten und unbekannten SAW-Wellenformen, können sowohl die Phase als auch
der Betrag der unbekannten SAW und dadurch der unbekannte Abschluss
bestimmt werden.
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In
dem Kontext der oben diskutierten Impedanzanpassungsprobleme liefert
eine wie in der 9 gezeigte derartige SAW-basierte
Anordnung ein einfaches, kleines, preiswertes und energiesparendes
Mittel zum Messen der Impedanz, die durch eine Antenne in einer
Kommunikationsvorrichtung erfahren wird. Basierend auf genau bestimmten
Impedanz-Betrags- und -Phasenwerten wird gemäß der Erfindung eine Impedanzanpassungsschaltung
angepasst, wodurch ein adaptives Abstimmen vorgesehen wird, wie
weiter unten diskutiert wird.
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SAW-Vorrichtungen
können
in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung implementiert werden, wie in 10 gezeigt.
Um Klarheit beizubehalten, werden unwesentliche Details der Kommunikationsvorrichtung
in der 10 und nachfolgenden Zeichnungen
weggelassen. Obwohl in den Zeichnungen nicht ausdrücklich gezeigt,
sollte offensichtlich sein, dass die Kommunikationsvorrichtung solche Elemente
wie die Anzeige 18 und die Eingabevorrichtung 22 umfassen
kann.
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Unter
Bezugnahme nun auf 10 umfasst die Kommunikationsvorrichtung 100 eine
Kommunikationseinheit 12, die Kommunikationssignale zur Übertragung über die
Luft durch die Antenne 16 erzeugt und Kommunikationssignale
verarbeitet, die über
die Luft durch die Antenne 16 empfangen werden, wie oben
diskutiert. Die Impedanzanpassungsschaltung 108 ist ähnlich zu
der Anpassungsschaltung 24 in den 2 und 3,
umfasst aber zumindest ein anpassbares Impedanzelement, wie einen Varactor.
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In
der Vorrichtung 100 ist der Schalter 104 normalerweise
in der oberen Position und verbindet die Kommunikationseinheit 12 mit
der Antenne 16 durch die Impedanzanpassungsschaltung 108,
um dadurch einen Normalbetrieb der Kommunikationsvorrichtung 100 vorzusehen.
Da die SAW-Vorrichtung nicht mit der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 verbunden ist, sind die Positionen der Schalter 102a und 102b nicht
kritisch. Während
eines normalen Empfängerbetriebs
können
die Schalter 102a und 102b die SAW-Vorrichtung
entweder mit dem Signalgenerator 96, dem Signalprozessor 98 oder
möglicherweise
mit einem geerdeten Anschluss (nicht gezeigt) verbinden. Unabhängig von
den „untätigen (idle)" Positionen der Schalter 102a und 102b werden
gemäß der Erfindung
die Schalter 102a, 102b und 104 gesteuert,
um intermittierend einen SAW-Signalzustand
anzunehmen, in dem die Schalter 102a und 102b den
Signalgenerator 96 mit den SAW-Vorrichtungen 94a und 94b verbinden
und der Schalter 104 die SAW-Vorrichtung 94a mit
der Impedanzanpassungsschaltung 108 und der Antenne 16 verbindet.
Der Signalgenerator 96 erzeugt dann ein elektrisches Signal,
das in die IDTs 82a und 82b eingegeben wird. Unmittelbar
nachdem das elektrische Signal durch den Signalgenerator 96 erzeugt
wird, werden die Schalter 102a und 102b geschaltet,
um die SAW-Vorrichtungen 82a und 82b mit dem Signalprozessor 98 zu
verbinden.
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Wie
in Zusammenhang mit 9 diskutiert wurde, wird ein
elektrisches Signal von dem Signalgenerator 96 in SAWs
in den identischem IDTs 82a und 82b umgewandelt,
die SAWs werden zurück
in ein elektrisches Signal durch die identischen IDTs 84a und 84b umgewandelt,
und die reflektierten SAWs werden abhängig von den Abschlüssen der Vorrichtungen 84a und 84b zurück an die
IDTs 82a und 82b gesendet. Die IDTs 82a und 82b werden durch
die reflektierten SAWs angeregt, die durch die IDTs 84a und 84b zurückgesendet
werden, und wandeln die akustischen Wellen zurück in elektrische Signale um.
Die reflektierte Welle, die von dem IDT 84b zurückgesendet
wird, ist bekannt, da ein bekannter Abschluss 106 mit bekannten
Reflexionscharakteristiken damit verbunden ist. Der Betrag und die
Phase der reflektierten SAW, die durch den IDT 84a zurückgesendet
wird, die proportional zu dem unbekannten Abschluss der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 ist, relativ zu dem Betrag und der Phase der
bekannten reflektierten SAW, können
somit durch den Komparator- und Signalprozessor 98 bestimmt werden.
Der Schalter 104 wird in seine normale obere Position nach einer
vorgegebenen Zeitverzögerung
nach dem Schalten der Schalter 102a und 102b zurückgestellt,
um die SAW-Vorrichtungen 82a und 82b mit dem Signalprozessor 98 zu
verbinden. Die vorgegebene Verzögerung
ist ausreichend, um eine Reflexion der SAW durch den IDT 84a zurück an den IDT 82a vorzusehen.
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Für eine praktische
Implementierung der adaptiven Abstimmungs-Anordnung in der Vorrichtung 100 kann
der Signalprozessor 98 ein digitales Verarbeitungsmodul
sein, das zum Beispiel einen Computersoftwarecode in einem digitalen
Signalprozessor (DSP – digital
signal processor) aufweist. Der Signalprozessor 98 kann
auch Steuersignale erzeugen, um den Betrieb des Signalgenerators 96 und
der Schalter 102a, 102b und 104 zu steuern,
wie für
Fachleute offensichtlich ist. Jedoch erfordert eine Verarbeitung in
der digitalen Domain eine Analog-zu-Digital-Umwandlung der Ausgaben der
SAW-Vorrichtung. In betrachteten Ausführungsbeispielen der Erfindung
werden die passiven SAW-Vorrichtungen 94a und 94b ausgebildet,
um bei Frequenzen in dem Bereich von mehreren hundert MHz zu arbeiten.
In einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeiten
die SAW-Vorrichtungen bei der Frequenz eines Kommunikationskanals,
der durch die Kommunikationsvorrichtung verwendet wird, um eine
genaue Bestimmung der effektiven Impedanz der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 unter tatsächlichen Vorrichtungsbetriebsbedingungen
vorzusehen. Für
eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung, die in dem drahtlosen
MobitexTM-Kommunikationssystem arbeitet, können die
passiven SAW-Vorrichtungen ausgebildet werden, bei Frequenzen in dem
Bereich von 900 MHz zu arbeiten, auf oder nahe einem der tatsächlichen
Sende- oder Empfangskanäle.
Derartige hohe Betriebsfrequenzen erfordern normalerweise eine Frequenz-Abwärtswandlung
in dem Signalprozessor 98 vor einer Analog-zu-Digital-Umwandlung.
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Dies
kann möglicherweise
mit einem typischen Abwärtswandler
erreicht werden, einschließlich
einem lokalen Oszillator oder einem anderen Frequenzsynthesizer,
einem Mischer und Tiefpassfilter, wie in der Technik bekannt und
in der 11 gezeigt. Ein derartiges Abwärts-Wandlungs-Schema
erfordert Dual-Abwärtswandler,
die jeweils einen Mischer 112a oder 112b und einen
Tiefpassfilter 114a und 114b haben, und sich einen
lokalen Oszillator 116 oder anderen Frequenzsynthesizer
teilen. Ein Referenzfrequenzsignal für derartige Abwärtswandler
kann möglicherweise
eine Ausgabe aus oder abgeleitet sein von einer Ausgabe eines Oszillators
oder Frequenzsynthesizers in der Kommunikationseinheit 12.
Auch kann, da die reflektierte SAW von dem IDT 84b eine bekannte
Form hat, eine digitale Repräsentation
einer abwärtsgewandelten
Version des bekannten elektrischen Signals in dem Signalprozessor 98 gespeichert
werden, so dass nur die Ausgabe des IDTs 84a, mit dem unbekannten
Abschluss, abwärtsgewandelt
werden muss. In Anwendungen der Erfindung, wo eine Implementierung
eines Abwärtswandlers
wie in 11 durchführbar ist und eine gespeicherte
Version des bekannten Signals für
den Signalprozessor 98 verfügbar ist, ist die zweite passive SAW-Vorrichtung 94b nicht
erforderlich.
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In
der Erfindung jedoch sind die Dual-IDT-Leiterbahnen 94a und 94b bevorzugt
und sehen eine einfache Abwärts-Wandlung
der Ausgaben der passiven SAW-Vorrichtung
auf eine Basisbandfrequenz vor. Wie detaillierter in der 12 gezeigt wird,
können
die Ausgaben von den zwei IDT-Leiterbahnen in einen Mischer 122 eingegeben
werden und Tiefpass-gefiltert werden (124), um ein Basisbandfrequenz-Signal
zu erzeugen. Die Abwärts-Wandlung
wird somit ohne einen lokalen Oszillator oder Frequenzsynthesizer
erreicht. Die Ausgabe des Filters 124 kann dann weiter
verarbeitet werden, um Betrags- und Phasendifferenzen zwischen dem
bekannten Abschluss und dem unbekannten Abschluss der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 zu bestimmen. In dem Ausführungsbeispiel
der 12 muss der Signalprozessor 98 eine Betrags-
und Phasen-Information
hinsichtlich der SAW-Reflexionscharakteristiken des bekannten Abschlusses
und des IDTs 94b speichern, um Betrags- und Phasendifferenzen
von dem gemischten Signal zu bestimmen, das von dem Filter 124 ausgegeben wird.
Die IDT-Leiterbahn 94b, abgeschlossen mit dem bekannten
Abschluss 106, dient als ein lokaler Oszillator, um ein
Referenzsignal zu erzeugen, das bei der Abwärtswandlung des unbekannten
Signals in das Basisband verwendet wird. Da die IDTs kleine, passive
Vorrichtungen sind und keine Bereitschafts(stand-by)-Energie erfordern,
kann die Anordnung der 12 insbesondere vorteilhaft
sein in Kommunikationsvorrichtungen mit einer Batterie oder anderweitig
begrenzter Stromversorgung.
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Der
bekannte Abschluss 106 kann zum Beispiel die charakteristische
Impedanz der Kommunikationseinheit 12 sein, die normalerweise
relativ stabil ist und einfach bestimmt wird. Für das obige Beispiel einer
Koaxial-Leitung, welche die Kommunikationseinheit 12 mit
der Impedanzanpassungsschaltung 108 verbindet, kann der
bekannte Abschluss ein Widerstand von 50 Ω sein. Wenn die charakteristische
Impedanz der Kommunikationseinheit als der bekannte Abschluss 108 verwendet
wird, sind Betrags- und Phasendifferenzen zwischen den bekannten
und unbekannten reflektierten SAWs repräsentativ für mögliche Unterschiede zwischen
der charakteristischen Impedanz und der tatsächlichen gesamten Impedanz
der Anpassungsschaltung 108 und der Antenne 16.
Basierend auf derartigen Unterschieden kann der Signalprozessor 98 dann
ein geeignetes Steuersignal für
die Impedanzanpassungsschaltung 108 erzeugen. Jedoch ist
die Erfindung keineswegs auf bestimmte Werte des bekannten Abschlusses 106 beschränkt. Der
Abschluss 106 kann auch ein offener Stromkreis oder kurzgeschlossener
Abschluss sein oder jeder andere Abschluss, für den SAW-Reflexionscharakteristiken bekannt sind.
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Gemäß der Erfindung
kann der obige adaptive Abstimmungs-Prozess in jeder einer Anzahl
von Weisen initiiert werden. Zum Beispiel kann ein Abstimmen entweder
(i) regelmäßig bzw.
periodisch, (ii) wenn durch einen Benutzer einer Kommunikationsvorrichtung
angefordert oder (iii) auf der Basis eines anderen vorgegebenen
Ereignisses, wie unmittelbar nachfolgend auf eine Kanalerfassungsoperation
oder am Ende eines Kommunikationssignalsempfangs, durchge führt werden.
Der erfinderische Abstimmungs-Prozess kann auch von der Kommunikationsvorrichtung
oder einer liefernden (serving) Basisstation abhängig von der Signalqualität eines
Kommunikationssignals aufgerufen werden, das entweder von der Vorrichtung
oder der Basisstation empfangen wird. Unabhängig von dem gewählten Schema
zum Aufrufen des erfinderischen adaptiven Abstimmungsbetriebs sollte
die Kommunikationsverarbeitung Vorrang haben. In dem Falle einer
Vorrichtungs- oder Basisstations-angeforderten Abstimmung während eines
Kommunikationsbetriebs wird das Timing des Abstimmungsbetriebs zwischen
der Basisstation und der Vorrichtung verhandelt, um Fehler aufgrund
von Kommunikationssignalunterbrechungen und Verzögerungen zu vermeiden, die
verursacht werden durch derartiges Abstimmen während einer Kommunikation.
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Obwohl
die Vorrichtung 100 IDTs mit einem Ende (single-ended)
umfasst, werden auch differentiale passive SAW-Anordnungen in Betracht
gezogen. Die Implementierung entweder eines SAW-Designs mit einem
Ende oder eines differentialen SAW-Designs ist abhängig von
der bestimmten Kommunikationsvorrichtung.
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13 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel
der Erfindung, in dem gesteuerte Schalter 102a und 102b nicht
erforderlich sind. Die Vorrichtung 130 ist im Wesentlichen
dieselbe wie Vorrichtung 100 und funktioniert ähnlich zu
dieser, umfasst aber getrennte Eingangs-IDTs 134a und 134b und
Ausgangs-IDTs 136a und 136b. Wie oben beschrieben
wird ein Signal, das in die IDTs 134a und 134b eingegeben
wird, in SAWs umgewandelt, welche die IDTs 136a, 136b, 84a und 84b anregen.
Reflektierte SAWs von den IDTs 84a und 84b treffen
auf die IDTs 136a und 136b, welche die reflektierten
SAWs in Ausgabesignale umwandeln. Der Signalprozessor 98 funktioniert
wie oben, um die Impedanz des unbekannten Anpassungsschaltungs-/Antennen-Abschlusses
relativ zu dem bekannten Abschluss zu bestimmen. So ist der Betrieb
des passiven Dual-Leiterbahn-SAW-Systems in der Vorrichtung 130 ähnlich zu
dem SAW-System in der Vorrichtung 100.
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Bei
Fehlen der Schalter 102a und 102b muss jedoch
der Betrieb des Signalgenerators 96 und des Signalprozessors 98 derart
koordiniert werden, dass der Signalprozessor 98 nur die
reflektierten SAWs verarbeitet. Wenn die Eingangs-IDTs 134a und 134b durch
ein Eingabesignal von dem Signalgenerator 96 angeregt werden,
treffen die resultierenden SAWs auf die Ausgangs-IDTs 136a und 136b,
die Ausgabesignale erzeugen. Gemäß der Erfindung
sollen nur die elektrischen Ausgaben, die aus den reflektierten SAWs
resultieren, verarbeitet werden. Folglich muss der Signalprozessor 98 seine
Verarbeitungsoperationen verzögern,
bis die reflektierten SAWs durch die Ausgangs-IDTs 136a und 136b umgewandelt
wurden. Dies kann erreicht werden zum Beispiel durch Verbinden des
Prozessors 98, um die Eingabesignale von dem Signalgenerator 96 zu
empfangen. Alternativ kann der Signalgenerator 96 durch
den Prozessor 98 gesteuert werden. In diesen beiden Beispielen berücksichtigt
der Prozessor 98 den Betrieb des Signalgenerators 96 und
verzögert
seinen Betrieb demgemäß, um sicherzustellen,
dass die reflektierten SAWs verarbeitet werden, nicht die ursprünglichen SAWs
von den Eingangs-IDTs 134a und 134b. Andere Anordnungen
zur Koordination des Betriebs des Signalgenerators 96 und
des Prozessors 98 können ebenfalls
für Fachleute
offensichtlich sein. Die Ausgaben von den Ausgangs-IDTs 136a und 136b können verbunden
werden, wie entweder in der 11 oder 12 gezeigt
wird, für
eine Abwärts-Wandlung,
um eine digitale Signalverarbeitung zu erleichtern.
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In
den obigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung wird angenommen, dass die Impedanz der Kommunikationseinheit 12,
welche die Impedanz ist, die von der Kombination der Antenne 16 und
der Anpassungsschaltung 108 angepasst werden soll, bekannt
ist. Wie oben beschrieben, obwohl der bekannte Abschluss 106 nicht
unbedingt diese Kommunikationseinheitsimpedanz sein muss, muss das
Verhältnis
zwischen dem bekannten Abschluss 106 und der Impedanz der
Kommunikationseinheit 12 bekannt sein. Wie auch oben ebenfalls
diskutiert, wenn eine Abwärts-Wandlungs-Anordnung,
wie in 12 gezeigt, bevorzugt ist, muss
der Pro zessor einen Zugang zu einer gespeicherten Betrags- und Phasen-Information
hinsichtlich der Reflexionscharakteristiken des Eingangs/Ausgangs-IDTs 82b in
der 10 oder des Ausgangs-IDTs 134b in der 13 haben,
die mit dem bekannten Abschluss 106 verbunden sind.
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Wie
für Fachleute
offensichtlich ist, kann die Impedanz der Kommunikationseinheit 12 sicher
nicht für
jede Kommunikationsvorrichtung in einer Massenproduktionsumgebung
gemessen werden. Eine Impedanzschätzung wird normalerweise aus
einer repräsentativen
Stichprobe derartiger Vorrichtungen bestimmt. In den obigen Ausführungsbeispielen
der Erfindung basieren Anpassungen der Impedanzanpassungsschaltung
auf dieser festen geschätzten Kommunikationseinheitsimpedanz.
Abhängig
von der spezifischen Kommunikationsvorrichtung, ihren Komponenten
und ihrem erwarteten Bereich von Betriebsbedingungen, kann die Annahme
einer konstanten Kommunikationseinheitsimpedanz möglicherweise
nicht gültig
sein. Zum Beispiel kann physikalischer Druck auf die Kommunikationsvorrichtung und
Feuchtigkeits- und Temperaturfluktuationen die Impedanzcharakteristiken
der Kommunikationseinheit 12 zur Änderung veranlassen. Komponententoleranzen
beeinflussen ebenfalls die Genauigkeit von anfänglichen Impedanzschätzungen
der Kommunikationseinheit. Folglich kann die geschätzte Referenzimpedanz,
auf der Anpassungen der Impedanzanpassungsschaltung basieren, selbst
ungenau sein. Unter derartigen Bedingungen liefert selbst ein idealer
Betrieb der erfinderischen adaptiven Abstimmungs-Anordnung, um eine
perfekte Anpassung zwischen der geschätzten Impedanz und der gesamten effektiven
Impedanz der Kombination von Anpassungsschaltung 108 und
Antenne 16 beizubehalten, nicht die gewünschte Anpassung.
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In
eine dritten Ausführungsbeispiel
der Erfindung, gezeigt in der 14, kann
die effektive Impedanz der Kommunikationseinheit 12 ebenfalls
bestimmt werden. Obwohl die passive SAW-Anordnung in der Vorrichtung 140 der
Anordnung in der 13 entspricht, wird auch die
geschaltete Anordnung von 10 in
Be tracht gezogen. Die Struktur der Vorrichtung 140 ist
primär
dieselbe wie die Vorrichtung 130, außer, dass die Vorrichtung 140 zwei
Schalter 142a und 142b anstelle des einzelnen
Schalters 104 umfasst. Die Schalter 142a und 142b verbinden
normalerweise die Kommunikationseinheit 12 mit der Anpassungsschaltung 108.
Wenn eine Abstimmung der Antenne gemäß der Erfindung durchgeführt werden soll,
schaltet einer der Schalter 142a und 142b in seine
entgegengesetzte Position um. Wenn zum Beispiel die Impedanz der
Kommunikationseinheit 12 festgestellt werden soll, schaltet
der Schalter 142a um, um die Kommunikationseinheit 12 als
einen Abschluss von IDT 84a zu verbinden. Ein elektrisches Signal
wird dann in die passive SAW-Anordnung eingegeben, wie oben beschrieben,
und die Impedanz der Kommunikationseinheit 12 kann durch
den Prozessor 98 bestimmt werden basierend auf den reflektierten
SAWs. Wenn die Impedanz der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 bestimmt werden soll, arbeitet der Schalter 142b ähnlich wie
Schalter 104. Es sollte angemerkt werden, dass nur einer
der Schalter 142a und 142b mit dem IDT 84a während der
Ausführung
des adaptiven Abstimmungsprozesses verbunden wird.
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Wenn
der Schalter 142a die Kommunikationseinheit 12 mit
dem IDT 84a verbindet, arbeitet der Signalprozessor 98 wie
oben beschrieben, um die Impedanz der Kommunikationseinheit 12 relativ
zu dem bekannten Abschluss 106 zu bestimmen. Wenn der bekannte
Abschluss 106 die erwartete Impedanz der Kommunikationseinheit 12 ist,
erfasst der Signalprozessor 98 alle Unterschiede zwischen
der tatsächlichen
Impedanz der Kommunikationseinheit 12 und der erwarteten
Impedanz, aufgrund zum Beispiel der Ungenauigkeit der anfänglichen
Impedanzschätzung
oder der Temperatur oder anderer von der Umgebung induzierter Variationen
in der Impedanz der Kommunikationseinheit. Der Prozessor 98 kann dann
derartige Unterschiede, die repräsentativ
für einen
Offset bzw. eine Fehlanpassung zwischen der tatsächlichen Impedanz der Kommunikationseinheit und
der geschätzten
Impedanz ist, zur Verwendung in nachfolgenden adaptiven Abstimmungsoperationen
speichern. Die resultierenden Anpassungsschaltungs- Steuersignale, die
durch den Signalprozessor 98 während solcher nachfolgender
Operationen erzeugt werden, passen somit die Anpassungsschaltung 108 an,
um die tatsächliche
Impedanz der Kommunikationseinheit, nicht die geschätzte Impedanz, abzustimmen.
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Das
Timing oder die Zeitplanung (Scheduling) von adaptiven Abstimmungsoperationen
sind abhängig
von der bestimmten Kommunikationsvorrichtung und dem System, in
denen sie arbeiten sollen. Wie oben beschrieben, kann die Ausführung des erfinderischen
Abstimmungsverfahrens durch ein Timeout oder durch einen anderen
Kommunikationsvorrichtungsprozess oder -ereignis ausgelöst werden.
Ob die Impedanz der Kommunikationseinheit 12 oder der Anpassungsschaltung 108/Antenne 16 zu einer
bestimmten Zeit gemessen wird, ist auch abhängig von der Vorrichtung und
den erwarteten Betriebsbedingungen und kann entweder unabhängig oder
abhängig
ausgelöst
werden. Die Impedanz der Kommunikationseinheit 12 neigt
typischerweise dazu, stabiler zu sein als die der Anpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 und muss deswegen möglicherweise nicht so häufig bestimmt
werden. Zum Beispiel kann der Schalter 142a einmal täglich betätigt werden,
um die Impedanz der Kommunikationseinheit zu bestimmen, während die
Impedanz der Anpassungsschaltung 108/Antenne 16 alle
paar Minuten bestimmt werden kann. Ein Bestimmungszyklus der Impedanz
der Kommunikationseinheit kann auch ausgeführt werden, wenn der Signalprozessor 98 eine
exakte oder fast exakte Impedanzanpassung feststellt, um sicherzustellen,
dass die anzupassende Impedanz genau ist. Viele weitere Scheduling-
oder Auslöse-Schemen
sind offensichtlich, die alle als in dem Umfang der Erfindung befindlich
betrachtet werden.
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Das
Konzept des Zurückschauens
in die Kommunikationseinheit 12, zum ihre effektive Impedanz
zu bestimmen, kann erweitert werden, um ein weiteres adaptiven Anpassungsschema
gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zu umfassen, wie in 15 gezeigt.
Wie in der Technik bekannt, können
moderne Kommunikationseinheiten Impedanzanpassungsschaltungen wie 152 umfassen,
die vorgesehen sind, um die effektive Impedanz der Kommunikationseinheit
oder des Funks 12 mit der charakteristischen Impedanz einer
Leitung abzustimmen, welche die Einheit mit der Antenne 16 verbindet,
die gemäß dem obigen
Beispiel ein Koaxialkabel mit einer charakteristischen Impedanz
von 50 Ω sein
kann. Die Kommunikationsvorrichtung 150 arbeitet genauso
wie die oben beschriebene Vorrichtung 140, um die Impedanz
entweder der Kommunikationseinheit 12 oder der Anpassungsschaltung 108/Antenne 16 zu
bestimmen. In diesem vierten Ausführungsbeispiel verwendet der
Prozessor 98 die bestimmte Impedanz der Kommunikationseinheit, um
ein Steuersignal zu erzeugen, das in die Funk-Impedanzanpassungsschaltung 152 eingegeben
wird. Somit wird die Funk-Impedanzanpassungsschaltung 152 vorzugsweise
angepasst, um die Funkimpedanz mit dem bekannten Abschluss 106 anzupassen,
oder zumindest ein vorgegebenes Verhältnis zwischen der Impedanz
der Kommunikationseinheit und dem bekannten Abschluss beizubehalten.
Impedanzänderungen
in der Kommunikationseinheit 12 werden folglich in der
Anpassungsschaltung 152 kompensiert und sollten die adaptive
Antennenabstimmungsverarbeitung basierend auf dem bekannten Abschluss
nicht beeinflussen. Diese duale adaptive Abstimmungsanordnung kann
auch mit einer geschalteten Architektur implementiert werden, wie
in 10 gezeigt. Ein Auslösen der zwei unterschiedlichen
adaptiven Abstimmungsprozesse kann Zeit- oder Ereignisbasiert und
abhängig
oder unabhängig
sein.
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16 zeigt
ein fünftes
Ausführungsbeispiel der
Erfindung, in der Funk- und Antennen-Impedanzen gleichzeitig gemessen
werden können.
Die Vorrichtung 160 umfasst drei IDT-Leiterbahnen 162, 132a und 132b,
von denen jede wie oben diskutiert arbeitet, um eine SAW von einer
Signaleingabe zu erzeugen und eine reflektierte SAW zurückzusenden, aus
der Impedanzcharakteristiken der unbekannten Abschlüsse relativ
zu dem bekannten Abschluss 106 bestimmt werden können und
geeignete Anpassungsschaltungs-Steuersignale erzeugt werden kön nen. Obwohl
in der 16 gezeigt, muss die Funk-Impedanzanpassungsschaltung 152 nicht
immer vorgesehen werden, abhängig
von der spezifischen Implementierung der Erfindung.
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Im
Vergleich mit den Vorrichtungen 140 und 150 umfasst
die Vorrichtung 160 eine einfachere Schaltungsanordnung.
Der Schalter 172a ist normalerweise geöffnet und der Schalter 172b verbindet normalerweise
die Kommunikationseinheit 12 mit der Antennenanpassungsschaltung 108.
Wenn die erfinderischen adaptiven Abstimmungsoperationen durchgeführt werden
sollen, schalten der Schalter 172b zu seiner anderen Position,
um die Antennenanpassungsschaltung 108 mit dem IDT 84a zu
verbinden. Der Schalter 172a schließt dann, um die Kommunikationseinheit 12 mit
dem IDT 168 zu verbinden. Der Signalgenerator 96 regt
die Eingangs-IDTs 166, 134a und 134b an
und reflektierte SAWs werden in elektrische Signale in den Ausgangs-IDTs 166, 136a und 136b wie
oben umgewandelt. Die Schalter 172a und 172b werden
dann in ihre jeweiligen normalen Betriebspositionen umgeschaltet.
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Die
Vorrichtung 160 ist zu vielen unterschiedlichen Betriebsmodi
fähig.
Eine Antennenimpedanz, eine Funkimpedanz oder beides kann jederzeit
bestimmt werden. Jedoch, auch wenn nur eine Funkimpedanz in einem
bestimmten Betriebszyklus bestimmt werden soll, muss der Schalter 172b von
seiner normalen Betriebsposition umgeschaltet werden, um die Antennenimpedanzanpassungsschaltung und
die Antenne 16 von dem Funk zu trennen. Der Signalprozessor 98 kann
ein Steuersignal der Antennenimpedanzanpassungsschaltung erzeugen,
ein Steuersignal der Funkimpedanzanpassungsschaltung oder beides
erzeugen. Wenn nur ein Steuersignal der Antennenimpedanzanpassungsschaltung
erzeugt werden soll, in Anwendungen, in denen die Vorrichtung zum
Beispiel keine Funkimpedanzanpassungsschaltung 152 hat,
können
die Reflexionscharakteristiken der tatsächlichen Funkimpedanz von dem
Prozessor 98 verwendet werden, wie oben diskutiert wurde,
um die gespeicherte Betrags- und Phasen-Information zu aktualisieren,
die von dem Signalprozessor 98 verwendet wird, oder um
eine Verschiebung zwischen den tatsächlichen und den geschätzten Reflexionscharakteristiken
zu bestimmen.
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Eine
Abwärtswandlung
der elektrischen Signale von dem Ausgangs-IDT 136a in den 14 und 15 kann
einfach erreicht werden unter Verwendung einer Anordnung, wie sie
in der 12 gezeigt wird. Für die passive
Dreifach-Leiterbahn-SAW-Vorrichtung
in der 16 können ausgegebene elektrische
Signale von den Ausgangs-IDTs 166 und 136a gleichzeitig
abwärtsgewandelt
werden unter Verwendung von zwei Mischern 174a und 174b und
Filtern 176a und 176b, wie in 17 gezeigt.
Wenn dieser Typ einer Abwärtswandlung
implementiert ist, muss der Signalprozessor 98 gespeicherte
Betrags- und Phasen-Reflexionscharakteristiken
für den
bekannten Abschluss 106 verwenden, um eine relevante Information
aus dem gemischten Signal zu bestimmen. Unter Bezugnahme auf 17 erfordert
der Prozessor 98 abwärtsgewandelte
Versionen der Signale von den IDTs 166 und 136a.
Die einzige Weise, auf die der Prozessor 98 derartige Signale
aus den gemischtes Signalen wiedergewinnen kann, ist, auf die vorher gespeicherte
Betrags- und Phasen-Information zuzugreifen, die das Signal betrifft,
mit den die gewünschten
Signale gemischt wurden.
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Ein
mögliches
Problem mit diesem Abwärtswandlungs-Schema
ist, dass die gespeicherte Betrags- und Phasen-Information und der
Betrag und die Phase des Referenzsignals, das tatsächlich durch
den mit dem bekannten Abschluss 106 verbundenen IDT erzeugt
wurde, nicht die selben sind. Wie oben unter Bezugnahme auf die
Impedanz der Kommunikationseinheit 12 beschrieben wurde,
beeinflussen Temperatur und Umgebungsbedingungen den bekannten Abschluss 106.
Dies kann zu einer Situation führen,
in welcher der gespeicherte Betrag und die Phase nicht mehr genau
den tatsächlichen
Referenzbetrag und die Referenzphase des Signals repräsentieren,
das von dem IDT 84b erzeugt wird. Obwohl der IDT 84b eine
Abwärtswandlung
der Ausgabesignale vereinfacht, die von den anderen IDTs in der
passiven SAW-Vorrichtung erzeugt werden, wenn die gespeicherte Information
nicht genau ist, ist eine Verarbeitung, die durch den Prozessor 98 basierend
auf dem gespeicherten Signal durchgeführt wird, fehlerhaft. Die auf
IDT/gespeicherte Information basierende Abwärtswandlung ist einfacher und
verbraucht weniger Energie als herkömmliche Abwärtswandlungstechniken, da kein
lokaler Oszillator oder Frequenzsynthesizer erforderlich ist, ist
aber anfällig für Störungen,
die durch Variationen der Referenz verursacht werden.
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Die
Effekte einer derartigen Fehlanpassung oder einer Verschiebung zwischen
den tatsächlichen und
den gespeicherten Reflexionscharakteristiken können minimiert werden durch
Verwendung eines stabilen bekannten Abschlusses. Zum Beispiel neigt ein
Abschluss mit offenem Stromkreis oder ein kurzgeschlossener Abschluss
dazu, stabiler als ein Widerstand zu sein. Derartige Versuche, den
bekannten Abschluss 106 zu stabilisieren, adressieren nicht eine
mögliche
Instabilität
in der Referenz-IDT-Leiterbahn 132b selbst. Da alle IDT-Leiterbahnen
physikalisch nah beieinander angeordnet sind und deren Herstellung
streng kontrolliert wird, um sicherzustellen, dass entsprechende
IDTs in jeder Leiterbahn identisch sind, sollten Veränderungen
der Referenz-Leiterbahn-IDTs ähnlich
die anderen IDTs beeinflussen. Unter Bezugnahme auf die Phase zum Beispiel,
wenn eine Temperaturveränderung
die IDT-Leiterbahn 132b beeinflusst, um die Phase des reflektierten
Signals φr zu veranlassen, von der gespeicherten,
erwarteten Phase φs um einen Betrag φo versetzt
zu werden, wobei |φo| = |φr – φs|, dann sollte die Phase jedes reflektierten
Signals, das in jeder der anderen IDT-Leiterbahnen 162 und 132a erzeugt wird,
eine ähnliche
Phasenverschiebung von der erwarteten Signalphase haben. Wie für Fachleute
offensichtlich ist, heben sich in der Abwärts-Wandlungs-Anordnung der 17 derartige
identische Phasenverschiebungen effektiv gegenseitig auf in dem
gefilterten Tiefpasssignal. Variationen des Reflexionsbetrags der
IDT-Leiterbahn können
weiterhin Verarbeitungsfehler verursachen, aber ein stabiler bekannter
Abschluss minimiert zumindest oder eliminiert idealerweise Phasenverarbeitungsfehler.
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Wenn
ein relativ stabiles Referenzsignal von einem lokalen Oszillator
oder von einem Frequenzsynthesizer für eine Abwärts-Wandlung verfügbar ist, dann
kann ein herkömmlicheres
Abwärts-Wandlungs-Schema
als in der 11 implementiert werden, um
beide diese Probleme zu überwinden.
Eine Betrags- und Phasen-Information
hinsichtlich des Referenzsignals kann gespeichert werden oder ist anderweitig
zugänglich
für den
Prozessor 98 und sollte genau bleiben, vorausgesetzt dass
das Referenzsignal stabil ist. 18 zeigt
eine derartige Abwärts-Wandlungs-Anordnung
für eine
simultane Abwärts-Wandlung
der ausgegebenen elektrischen Signale von den IDTs 166 und 136a.
Mit dieser Abwärts-Wandlungs-Anordnung kann eine
Dual-Leiterbahn-Vorrichtung 190 implementiert werden, wie
in der 19 gezeigt.
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Die
Kommunikationsvorrichtung 190, einschließlich einer
Abwärts-Wandlungs-Anordnung der 18,
sollte eine genaue Impedanzanpassung vorsehen. Die Signale, die
zu den tatsächlichen
Impedanzen der Kommunikationseinheit 12 proportional sind,
und die Kombination der Antennenimpedanzanpassungsschaltung 108 und
der Antenne 16 können verglichen
werden. Geeignete Steuersignale können dann für die Antennenimpedanzanpassungsschaltung 108 und/oder
die Funkimpedanzanpassungsschaltung 152 erzeugt werden,
wenn vorhanden. Obwohl der herkömmliche
Abwärts-Wandlungs-Prozess,
der in der Vorrichtung 190 angenommen wird, einen lokalen
Oszillator oder andere Frequenzsynthezisermittel erfordert, um ein
Referenzsignal zu erzeugen, kann das Referenzsignal von der Kommunikationseinheit 12 verfügbar sein,
insbesondere wenn die IDTs ausgebildet sind, an einer Kommunikationskanalfrequenz
zu arbeiten.
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In
den obigen Ausführungsbeispielen
resultiert eine Anregung der IDT-Leiterbahnen
in einer Injektion bzw. Eingabe von elektrischen Signalen in die Antenne 16,
die Kommunikationseinheit 12 oder beide. Zum Beispiel werden
in der 19, wenn die Funk- und Antennen-Impedanzen
gemessen werden, SAWs, die durch die Eingangs-IDTs 164 und 134a erzeugt
werden, in elektrische Signale durch die IDTs 168 und 84a umgewandelt,
wobei die Signale in die Kommunikationseinheit 12 und die
Antenne 16 durch die Impedanzanpassungsschaltung 108 eingegeben
werden.
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Wenn
die Betriebsfrequenz der IDTs eine Kommunikationskanalfrequenz ist,
dann wird das Signal, das in die Antenne 16 eingegeben
wird, über die
Luft ausgestrahlt. Jedoch erfordert eine Anregung der passiven SAW-Vorrichtung
Signale mit sehr niedriger Leistung, so dass die ausgestrahlten
Signale sich nicht weit von der Kommunikationsvorrichtung ausbreiten.
Selbst wenn derartige ausgestrahlte Signale von einer anderen Vorrichtung
empfangen werden, werden die Signale nicht moduliert oder codiert gemäß von Kommunikationssignal-Modulations- oder -Codierungsschemen,
die in einem System verwendet werden, in dem die Vorrichtung arbeiten
soll. Keinem Empfänger
wäre es
somit möglich,
das ausgestrahlte Signal zu demodulieren oder zu decodieren, was
folglich wahrscheinlich als Rauschen interpretiert wird. Ähnlich wird
das Signal, das in die Kommunikationseinheit 12 eingegeben
wird, nicht moduliert und nicht codiert und wird folglich ebenso
nur als ein Rauschsignal interpretiert.
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Die
Größe einer
kompletten passiven SAW-Vorrichtung, wie in der Erfindung verwendet, kann
in dem Bereich von 3 Quadratmillimeter liegen, wie für Fachleute
offensichtlich ist. Dies würde
ermöglichen,
dass die Vorrichtung in kleinen Kommunikationsvorrichtungen mit
begrenztem verfügbaren Raum
aufgenommen werden, wie drahtlose Telefone, zellulare Telefone,
Kommunikationsaktivierte persönliche
digitale Assistenten (PDAs) oder derartige tragbare elektronische
Kommunikationsvorrichtungen, wie in der ebenfalls anstehenden U.S.-Patentanmeldung Nr.
US 2003062259 A1 mit
dem Titel „Hand-Held
Electronic Devices With a Keyboard Optimized for Use With the Thumbs" beschrieben wird. Eine
Implementierung in andere drahtlose Kommunikationsvorrichtungen mit
weniger einschränkenden Raumeinschränkungen,
wie drahtlose Modems, wird ebenfalls erwogen. Das
U.S.-Patent 5,619,531 mit dem Titel „Wireless
Radio Modem with Minimal Interdevice RF Interference", veröffentlicht
am 8. April 1997, und
U.S.-Patent
5,764,693 mit dem Titel „Wireless Radio Modem with
Minimal Inter-Device RF Interference", veröffentlicht am 9. Juni 1998,
die beide der Anmelderin der vorliegenden Erfindung erteilt wurden,
offenbaren Beispiele von drahtlosen Modem, in denen eine Implementierung
der vorliegenden Erfindung erwogen wird.
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Signalerzeugungs-
und Signalverarbeitungsfunktionen können implementiert werden unter
Verwendung existierender Kommunikationsvorrichtungs-Verarbeitungsanordnungen,
wie zum Beispiel Softwarecode in einem DSP. Somit wären die
einzigen zusätzlichen
Komponenten, die für
eine Implementierung der Erfindung in vielen modernen existierenden
Kommunikationsvorrichtungen erforderlich sind, die Abwärts-Wandlungs-
und Schalter-Anordnungen. Existierende Impedanzanpassungsschaltungen
erfordern nur das Hinzufügen
einer variablen Impedanz-Komponente, wie ein Varactor, oder den Ersatz
einer festen Impedanz durch eine variable Impedanz-Komponente. Obwohl
eine derartige Nachrüstung
von existierenden Vorrichtungen möglich ist, wird die Erfindung
am einfachsten während
der Herstellung von neuen Kommunikationsvorrichtungen implementiert.
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Es
sollte angemerkt werden, dass die obige Beschreibung bevorzugte
Ausführungsbeispiele
nur auf beispielhafte Weise betrifft. Viele Variationen der Erfindung
sind für
Fachleute offensichtlich und derartige offensichtliche Variationen
befinden sich in dem Umfang der Erfindung, wie beschrieben und beansprucht,
ob ausdrücklich
beschrieben oder nicht.
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Zum
Beispiel umfassen die Ausführungsbeispiele,
die in den Zeichnungen dargestellt werden, IDTs mit einem Ende bzw.
einem Abschluss. Differentiale und SPUDT-Typ-IDT-Gestaltungen werden ebenfalls
in Betracht gezogen, werden aber in den Zeichnungen nicht gezeigt,
um eine Überfüllung zu vermeiden.
Die Betriebsfrequenz der IDTs ist ein Gestaltungskriterium, das
von der bestimmten Kommunikationsvorrichtung und dem Kommunikationssystem
abhängig
ist, in denen es arbeitet. Alternative Schalteranordnungen können ebenfalls
für Fachleute offensichtlich
sein und sollten als in dem Umfang der Erfindung enthalten betrachtet
werden. Obwohl in den Zeichnungen nicht detailliert gezeigt, können die Impedanzanpassungsschaltungen 108 und 152 jeder bekannte
Anpassungsschaltungs-Typ oder Topologie sein, umfassen aber zumindest
eine anpassbare Komponente.