DE602004002480T2

DE602004002480T2 - Spreizspektrummodulator und -demodulator

Info

Publication number: DE602004002480T2
Application number: DE602004002480T
Authority: DE
Inventors: Hassan El Nahas El Homsi; Moussa Abdi; Alexandre Jard
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2003-05-14
Filing date: 2004-05-06
Publication date: 2007-06-14
Anticipated expiration: 2024-05-07
Also published as: ATE340443T1; US7583721B2; US8116353B2; FR2854995B1; WO2004102826A2; EP1623514B1; EP1623514A2; DE602004002480D1; US20070025425A1; WO2004102826A3; US20100020853A1; FR2854995A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Techniken der Sendediversität, welche im Bereich von Funkkommunikationen mit Spektrumsspreizung verwendet werden. Sie findet insbesondere Anwendung bei Funkkommunikationen mit Codemultiplex-Verfahren (CDMA, „code-division multiple access").
Es wird ein Übertragungskanal zwischen einem mit n Sendeantennen versehenen Sender und einem mit m Empfangsantennen versehenen Empfänger betrachtet. Ein Spreizcode c(t), welcher durch eine periodische Sequenz von komplexen Mustern, als „chips" bezeichnet, mit dem Takt f_c gebildet wird, wird diesem Kanal zugewiesen. Er dient dazu, n Sequenzen von komplexen Symbolen bzw. Zeichen s_i(t) 1 ≤ i ≤ n) zu modulieren, welche einen Symbol- bzw. Zeichentakt f_s aufweisen, der kleiner ist als f_c. Der Quotient SF = f_c/f_s ist der Spreizfaktor des Kanals. Das durch die j-te (1 ≤ j ≤ m) Empfangsantenne eingefangene Signal y_j(t) wird geschrieben als:
wobei ⊗ die Konvolutionsoperation bezeichnet und w(t) überlagertes weißes und Gauß'sches Rauschen bezeichnet. Für einen gleichen Anwender wird der gleiche Spreizcode auf den unterschiedlichen Sendeantennen verwendet. In einem CDMA-System enthält das Rauschen w(t) Anteile, welche andere Anwender des Systems betreffen.
Die Impulsantwort h_ij(t) des Ausbreitungskanals zwischen der i-ten Sende antenne und der j-ten Empfangsantenne wird klassischerweise durch den Empfänger geschätzt vermittels von Pilotsequenzen, welche bekannt sind bzw. durch die n Sendeantennen ausgesendet werden. Sie wird im Allgemeinen durch eine Gruppe von p Strecken modelliert, welche durch Antennenpaare (p ≥ 1) berücksichtigt werden, wobei die k-te Strecke (1 ≤ k ≤ p) einer Empfangsverzögerung T_k und einer komplexen Empfangsamplitude a_ijk entspricht. Jeder Ausbreitungskanal (i-te Sendeantenne zur j-ten Empfangsantenne) wird so durch den Empfänger einem Vektor mit p Amplituden zugewiesen: A_ij = [a_ij1 a_ij2 ... a_ijp]^T(die Bezeichnung [.]^T bezeichnet die Transponierte).
Die Demodulation in einem System mit Spektrumsspreizung besteht darin, das empfangene Signal auf den Pegel jedes Echos zu entspreizen bzw. zu filtern, durch Korrelation des empfangenen Signals mit dem Spreizcode. Der am häufigsten verwendete Empfänger ist der Empfänger „rake", in dem das von jeder Antenne j ausgegebene Signal einem an den Spreizcode angepassten Filter unterliegt, dessen Ausgang an Zeitpunkten ausgewählt wird, welche den p identifizierten Strecken entsprechen. Dies liefert einen Vektor Z = [z₁₁ ... z_1p ... z_m1 ... z_mp]^T, wobei z_jk den Ausgang des bezüglich einer Antenne j angepassten Filters bezeichnet, ausgewählt mit der Verzögerung T_k. So erhält man zu einem gegebenen Symbolzeitpunkt das Gleichungssystem: Z = HS + N (2)wobei

eine Matrix ist, welche den globalen Kanal darstellt mit mp Linien und n Spalten;
– S = [s₁ ... s_n]^T ein Vektor ist, welcher die n Symbole enthält, die in der betrachteten Zeit von den n Sendeantennen übertragen worden sind; und
– N ein Rauschen-Vektor ist mit der Größe mp.

Das System (2) weist eine Form auf, der man in der Signalverarbeitung sehr häufig begegnet. Es wird leicht durch eine klassische Schätzmethode der kleinsten Quadrate (MMSE, „minimum mean squared error") gelöst unter der Bedingung, dass die Ordnung der Matrix H wenigstens gleich n ist. Die MMSE-Lösung schreibt sich als: S ^ = (H*H)–1H*Z (3)
Unter der Annahme, dass die Antennen nicht perfekt korreliert sind, ist die Ordnung der Matrix H im Allgemeinen gleich dem Minimum der Ganzzahlen n und mp. Die notwendige und ausreichende Bedingung, um das System (2) durch die MMSE-Methode aufzulösen, ist also mp ≥ n. Wenn diese Bedingung verifiziert ist, ist es möglich, das System gemäß der gewünschten Technik aufzulösen, durch die MMSE-Methode oder durch eine andere Methode, wie beispielsweise die Abschätzung der maximalen Abfolgewahrscheinlichkeit (MLSE, „maximum likelihood sequence estimation"; diese MLSE-Methode kann auch angewendet werden, wenn mp < n ist, sie ist allerdings sehr instabil und rauschempfindlich).
Die Leistungsfähigkeit des Empfängers hängt von der Konditionierung der Matrix des Kanals Hab, welcher von der Anzahl m von Empfangsantennen, der Anzahl p von Strecken und von die Korrelationeigenschaften der Antennen abhängt. Korrelierte Antennen provozieren eine schlechte Konditionierung aufgrund der Tatsache, dass die Matrix H*H somit Eigenwerte in der Nähe von Null aufweist, welche ihre Inversion in der Lösung gemäß (3) stören. Im Allgemeinen wird ein Planer einer Funkstation mit mehreren Antennen ihre Dekorrelierung derart lösen, indem sie voneinander ausreichend im Abstand angeordnet werden und/oder indem sie mit unterschiedlichen Polantäten ausstrahlen.
In den bekannten Systemen mit Mehrfacheingängen und Mehrfachausgängen (MIMO, „multiple input- multiple output"), was bedeutet, dass n ≥ 2 und m ≥ 2 ist, versucht man den zugänglichen Kommunikationsdurchsatz für eine gegebene ausgesendete Leistung zu erhöhen, indem unterschiedliche Symbole s₁, ... s_n durch die n Sendeantennen ausgesendet werden. Diese Symbole können gegenseitig korreliert sein, wenn sie mit einer räumlich-zeitlichen Codierung ausgegeben werden, oder unabhängig voneinander sein. Um die Bedingung bezüglich der Ordnung der Matrix H ganz bestimmt zu respektieren, ist man dazu veranlasst, den Empfänger mit wenigstens n Empfangsantennen auszurüsten. Ansonsten ist das System (2) bei Vorhandensein einer einzigen Strecke unlösbar.
Beispiele von solchen MIMO-Systemen sind in der EP 0 817 401 , EP 0 951 091 , EP 1 117 197 , WO 99/14871, WO 99/45657 und EP 0 668 662 beschrieben.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, die Leistungsfähigkeit der Übertragungskette in einem Diversitätssendeschema mit n Antennen zu verbessern.
Die Erfindung schlägt daher einen Modulator mit Spektrumsspreizung zum Umwandeln von n Eingangssequenzen vor, welche aus digitalen Zeichen bzw. Symbolen zusammengesetzt sind, in n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum in einem Funksender, wobei n eine Zahl ist, die wenigstens gleich 2 beträgt. Dieser Modulator umfasst einen Spreizungscodegenerator und Mittel zur Kombination des Spreizungscodes mit den n Eingangssequenzen, um die n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum zu erzeugen für das Aussenden von n jeweiligen Antennen des Funksenders aus. Erfindungsgemäß sind die Kombinationsmittel derart ausgeführt, dass jede Sequenz mit gespreiztem Spektrum einer Summe von wenigstens zwei zueinander verschobenen Anteilen mit einer wesentlich kleineren Zeitdauer als die Dauer eines Zeichens entspricht, wobei jeder Anteil das Produkt einer Version einer der n Eingangssequenzen durch den Spreizungscode ist.
Die vorhergehenden Ausführungen zeigen eine gewisse Dualität zwischen der Anzahl m von Empfangsantennen und der Anzahl p von Strecken. Da die Anzahl m im Allgemeinen aus Materialkostengründen oder Platzbedarfsgründen (insbesondere in einem mobilen Endgerät) begrenzt ist, weist der vorgeschlagene Modulator den Vorteil auf, dass die Ordnung der Matrix H vergrößert wird dank einer Erhöhung der Anzahl von Strecken, welche im System (2) berücksichtigt werden. Diese Erhöhung ergibt sich aus der künstlichen Erzeugung eines oder mehrerer zusätzlicher Echos, welche den verschobenen Anteilen einer vorbestimmten Zeit entsprechen.
Diese Anteile weisen typischerweise gegenseitige Verschiebungen auf, die der Dauer einer oder mehrerer Chips des Spreizungscodes entsprechen. Eine Verschiebung um die Dauer eines Chips ist bevorzugt, da sie die Verlängerung der Impulsantwort und in einem CDMA-System die Verschlechterung der Orthogonalität der verwendeten Codes minimiert.
In einer Ausführungsform des Modulators wird die Erhöhung der Anzahl von Strecken durchgeführt, indem das Sendesignal jeder Antenne durch einen Filter gefiltert wird, welcher wenigstens zwei Echos enthält. Damit die Ordnung der Matrix des globalen Kanals vergrößert wird, müssen diese Filter von einer Antenne zur anderen unterschiedlich sein. Im Speziellen entspricht in einem Fall, in dem n = 2 ist, eine der beiden Sequenzen mit Spreizungspektrum einer Summe von zwei identischen, zueinander verschobenen Anteilen, welche gleich dem Produkt der einen der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungscode ist, wohingegen die andere der beiden Sequenzen mit Spreizungsspektrum einer Summe von zwei entgegengesetzten gegenseitig verschobenen Anteilen entspricht, wobei der eine dieser beiden entgegengesetzten Anteile gleich dem Produkt der anderen der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungscode ist. Der erste Filter weist also als Ausdruck
auf, wobei δ die Dirac-Funktion und T_c die Chipzeit bezeichnet, wohingegen der zweite Filter als Ausdruck
aufweist.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Modulators werden die summierten Anteile mit zeitlicher Verschiebung zum Bilden jeder Sequenz mit Spreizungsspektrum jeweils ausgehend von unterschiedlichen Eingangssequenzen erhalten. Unter diesen Bedingungen trägt ein übertragenes Symbol, welches von einem oder mehreren Strecken profitiert, die von einer gegebenen Sendeantenne aus existieren, auch zum Signal bei, welches von einer anderen Sendeantenne ausgesendet wird, und profitiert somit von einem oder mehreren anderen Strecken. Diese Sendediversität des Symbols verringert seine Empfindlichkeit für Kanalabfall, derart, dass es unter besseren Bedingungen durch den Empfänger erfasst werden kann.
Die erreichte Verstärkung kann in der Größenordnung von 3 dB liegen.
Im Speziellen, in einem Fall, in dem n = 2 ist und die Symbole komplex sind, entspricht eine der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spektrum einer Summe eines ersten und eines zweiten Anteils, welche zueinander verschoben sind, wohingegen die andere der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spek trum einer Summe von einem dritten und einem vierten Anteil entspricht, welche zueinander verschoben sind, wobei der erste Anteil das Produkt einer ersten der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungscode ist, der zweite Anteil der Gegensatz zum Produkt der komplex konjugierten der zweiten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist, der dritte Anteil das Produkt der zweiten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist, und der vierte Anteil das Produkt der komplex konjugierten der ersten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist.
Eine Sendediversität der gleichen Art ist in bekannten Diversitätsschemata in Raum und Zeit (STTD, „space-time transmit diversity") realisiert. Allerdings ist die Verschiebung zwischen jeweiligen Anteilen, welche durch die Antennen ausgesendet werden und von einem gleichen Symbol stammen, im klassischen STTD-Schema um eine Symbolzeit verschoben, derart, dass dieses Schema keine weiteren Echos in der Impulsantwort erzeugt und keine Durchsatzverstärkung verschafft. Ein STTD-Schema wird insbesondere im Rahmen von UMTS-Netzwerken („universal mobile telecommunication system") genormt. Siehe Abschnitt 5.3.1 der technischen Spezifikation TS 25.211, „Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels (FDD) (Release 1999)", Version 3.3.0, veröffentlicht im Juni 2000 durch 3GPP (3^rd Generation Partnership Project).
In einer anderen Ausführungsform werden die zum Bilden der n Frequenzen mit gespreiztem Spektrum aufsummierten Anteile alle ausgehend von unterschiedlichen Ausgangssequenzen erhalten. Der Modulator nutzt also das Vorhandensein des oder von zusätzlichen Echos aus, um den Übertragungsdurchsatz auf dem Kanal zu vervielfachen.
Die zueinander verschobenen Anteile werden vorteilhafterweise mit einer gleichförmigen Leistungseinteilung aufsummiert.
Man kann auch vorsehen, dass sie mit einer Leistungsverteilung aufsum miert werden, welche in Funktion einer Information über eine Anzahl von Stationen bestimmt wird, denen Spreizungscodes zugewiesen worden sind, um vom Funksender stammende Signale zu empfangen. Die Verteilung wird im Allgemeinen weniger gleichförmig, wenn viele Anwender zugewiesene Codes aufweisen, da dies die Orthogonalität der Codes besser beibehält, welche den unterschiedlichen Anwendern zugewiesen sind.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft einen Funksender, umfassend n Sendeantennen, Mittel zur Gewinnung von Eingangssequenzen, welche aus digitalen Zeichen zusammengesetzt sind, einen Modulator mit Spektrumsspreizung wie oben beschrieben zum Umwandeln der Eingangssequenzen in n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, Schaltungen zur Erzeugung von n jeweiligen Funkfrequenzsignalen ausgehend von den n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, und Mittel zum Bereitstellen von den jeweils n Funkfrequenzsignalen an den n Sendeantennen.
Die Erfindung schlägt auch einen Demodulator vor, der für den Empfang von Signalen angepasst ist, welche von einem solchen Sender stammen. Dieser Demodulator dient dazu, m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, welche jeweils von m Empfangsantennen eines Funkempfängers ausgegeben werden, in wenigstens n Schätzsequenzen von digitalen Zeichen umzuwandeln, welche mit einem Zeichentakt durch den Sender übertragen werden, wobei m eine Zahl ist, die wenigstens gleich 1 beträgt, wobei n eine Zahl ist, die wenigstens gleich 2 beträgt, was eine Anzahl von Sendeantennen des Senders repräsentiert. Er umfasst Mittel zur Erfassung von Ausbreitungswegen bzw. -strecken zwischen den Sende- und Empfangsantennen, Mittel zur Entspreizung von jeder der m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum mit einem vorbestimmten Spreizungscode, um Echokomponenten mit dem Zeichentakt zu erzeugen, und Mittel zur Kombination der Echokomponenten, um die Schätzsequenzen von Zeichen zu erzeugen. Erfindungsgemäß umfassen die berücksichtigten Echokomponenten wenigstens zwei Echokomponenten für einen erfassten Weg, welche zugehörige Echos repräsentieren, die eine gegenseitige Verschiebung um eine wesentlich kleinere Zeitdauer als die Dauer eines Zeichens aufweisen.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung betrifft einen Funkempfänger, umfassend m Empfangsantennen, Mittel zur Gewinnung von m jeweiligen Sequenzen mit gespreiztem Spektrum ausgehend von den m Empfangsantennen und einen Demodulator wie oben beschrieben, um die m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum in Schätzsequenzen für digitale Zeichen umzuwandeln, welche durch den Sender übertragen werden.
Weitere Eigenheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von nicht einschränkenden Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen, in denen:
die 1 ein Übersichtsschema einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Funksenders ist;
die 2 und 3 Übersichtsschemata von zwei Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Funkempfängers sind;
die 4 bis 6 Übersichtsschemata von Ausführungsvarianten des erfindungsgemäßen Funksenders sind.
Von Interesse ist die Übertragung von digitalen Zeichensequenzen s_i durch eine Technik mit Spektrumsspreizung. Diese Übertragung kann insbesondere in einem zellulären Funkkommunikationssystem vom UMTS-Typ eingreifen, welches die CDMA-Technik verwendet.
Es wird ein Sender mit n Antennen und ein Empfänger mit m Antennen betrachtet, wobei n ≥ 2 und m ≥ 1 ist. Der Sender ist oft Teil einer Basisstation des zellulären System mit typischerweise n = 2, wohingegen der Empfänger Teil eines mobilen Endgeräts ist mit typischerweise m = 1. Eine feste Basisstation ist tatsächlich besser geeignet für die Installation von mehreren Antennen, welche zueinander in Abstand sind, damit sie gut dekorreliert sind. Es ist allerdings anzumerken, dass das Endgerät mehrere Antennen umfassen könnte, beispielsweise gemeinsam angeordnete Antennen mit gekreuzten Polaritäten. Ferner könnte der nachfolgend beschriebene Sender im Endgerät und der Empfänger an der Basisstation sein.
Der in der 1 dargestellte Funksender umfasst n = 2 dekorrelierte Sendeantennen 18. Er überträgt auf einem Kommunikationskanal eine binäre Sequenz x zu einem Empfänger. Diesem Kommunikationskanal ist ein Spreizungscode c(t) zugewiesen. Der Chipstakt f_c = 1/T_c des Spreizungscode beträgt 3,84 Mchip/s im Falle von UMTS, wobei der Spreizungsfaktor eine zwischen 4 und 512 enthaltene Leistungsfähigkeit mit Potenz 2 aufweist.
Die verwendete Funkmodulation ist eine Modulation durch Quadraturphasenverschiebung (QPSK „quaternary phase shift keying"), welche komplexe Symbole zulässt, deren reale und imaginäre Teile zwei Trägerfrequenzen in Quadratur modulieren. Ein Multiplexer 10 verteilt die Bits x der zu übertragenden Sequenz auf die realen und imaginären Teile der Symbole s₁, s₂, welche für die Sendewege auf den zwei Antennen 18 vorgesehen sind. Es gibt somit zwei Symbole s₁, s₂, welche zu jeder Symbolzeit T_s = 1/f_s ausgesendet werden, d.h. vier Bits.
Um die Echos künstlich zu duplizieren, welche beim Empfänger eingefangen werden, wird eine verzögerte Version von jedem Symbol s₁, s₂ erzeugt, wie dies schematisch in der 1 durch das Element 11 dargestellt ist, welches eine Verzögerung um eine Chipzeit Tc einführt. Die verzögerte Version des Symbols s₁ wird durch den Addierer 12 seiner nicht verzögerten Version hinzugefügt, was den zuvor erwähnten Filter g₁(t) auf einen Faktor √2 realisiert. Die verzögerte Version des Symbols s₂ wird durch den Subtrahierer 13 von seiner nicht verzögerten Version abgezogen, was den zuvor erwähnten Filter g₂(t) mit einem Faktor √2 realisiert.
Die Ausgangsmuster des Addierers 12 und des Subtrahierers 13 werden bei 14 mit dem Spreizungscode c(t) des durch einen pseudo-zufälligen Generator 15 erteilten Kanals multipliziert. Die n = 2 Signale mit gespreiztem Spektrum, welche hieraus resultieren, werden mit der Zahl P/√2 multipliziert, wie dies durch die Verstärker 16 symbolisiert ist, wobei P ein spezifischer Faktor zur Regulierung der Sendeleistung für das Symbolpaar s₁, s₂ ist, welcher beispielsweise auf klassische Art und Weise durch eine Steuerung mit geschlossener Schleife bestimmt wird.
Die so durch den Modulator erzeugten Signale mit gespreiztem Spektrum werden der Funkstufe 17 zugewiesen, welche die klassischen Operationen der Analogumwandlung, der Filterung, der QPSK-Modulation, der Leistungsverstärker, usw. durchführt, was dazu dient, Funksignale zu erzeugen, welche die Antennen 18 anzutreiben.
Die 2 zeigt einen Funkempfänger mit m = 1 Empfangsantenne 20, welche in der Lage ist, mit einem Sender gemäß 1 zu kommunizieren.
Die Funkstufe 21 führt die klassischen Operationen der Verstärkung und der Filterung des durch die Antenne 20 eingefangenen Funksignals, der Übertragung auf das Basisband oder ein Zwischenband und die Digitalisierung durch, um das durch den Demodulator verarbeitete Signal mit gespreiztem Spektrum R₁ zu liefern.
Dieser umfasst ein Sondierungsmodul 22, welches die Korrelationen des Signals R₁ mit Markierungssignalen berechnet, welche jeweils den Sendeantennen zugewiesen sind. Im Falle von absteigenden Verbindungen (von einer Basisstation zu einem Endgerät) weist jede Antenne der Basisstation einen CPICH („Common Pilot Channel") genannten Pilotkanal mit Spreizungsfaktor 256 auf, auf dem ein Markierungssignal ausgesendet wird, das in Abschnitt 5.3.1 der technischen Spezifikation 3G TS 25.211, Version 3.3.0, „Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)-Release 1999", veröffentlicht im Juni 2000 durch 3GPP, beschrieben ist.
Das Sondierungsmodul 22 ermöglicht es dem Empfänger, die p Verzögerungen abzuschätzen, welche den p Ausbreitungswegen für jede Antenne des Senders zugeordnet sind, und die n entsprechenden Vektoren A_i1 abzusetzen (1 ≤ i ≤ n). In der Praxis sind die Verzögerungen die gleichen für die unterschiedlichen Sendeantennen, da eine Entfernung in der Größenordnung von Meter zwischen den Antennen, welche ausreichend für die Gewährleistung der Dekorrelation ist, eine vernachlässigbare zeitliche Verschiebung in der Größenordnung von Hundertsteln der Dauer eines Chips repräsentiert.
Die p geschätzten Verzögerungen werden einem Korrekturfilter 23 geliefert, der das Signal mit gespreiztem Spektrum R₁ empfängt und es entspreizt, indem er es durch Konvolution mit der komplex konjugierten c*(t) des Spreizungscodes des Kommunikationskanals filtert, welches durch den Pseudo-Zufallsgenerator 24 geliefert wird. Der Ausgang des Korrekturfilters 23 wird an den den p geschätzten Verzögerungen entsprechenden Zeitpunkten aufgeteilt, was die mp = p ersten Komponenten des Vektors Z (im Falle m = 1) liefert. Erfindungsgemäß wird der Ausgang des Korrekturfilters 23 ferner auf die Zeitpunkte verteilt, welche den p geschätzten Verzögerungen zuzüglich einer Chipzeit entsprechen, was mp = p zusätzliche Komponenten des Vektors Z liefert.
Ein Modul 25 kombiniert die Komponenten des Vektors Z unter Berücksichtigung von Gewichtungskoeffizienten, welche aus den Vektoren A_i1 abgeleitet sind, die durch das Sondierungsmodul 22 geschätzt werden. Die Kombination ergibt die Schätzungen s ^₁, s ^₂ der übertragenen Symbole s₁, s₂, welche der Demultiplexer 26 ausliest, um die geschätzte binäre Sequenz x ^₁ zu bilden.
Das Kombinationsmodul 25 kann insbesondere
bestimmen gemäß der klassischen MMSE-Methode: S ^ = (Φ*Φ)–1Φ*Z (4)wodurch aufgrund der Tatsache, dass zusätzliche Echos künstlich eingeführt sind (am Ende des Vektors Z positioniert), das zu lösende System wie folgt geworden ist: Z = ΦS + N (5)
Wenn der Sender mit der 1 übereinstimmt, ist die Matrix Φ der Ausdrücke (4) und (5) gegeben durch:
Im Falle der 2, in der m = 1 ist, ist ersichtlich, dass das klassische System (2) unlösbar ist, wenn ein einzelner Ausbreitungsweg durch das Modul 22 identifiziert wird (p = 1, A₁₁ = [a₁₁₁], A₂₁ = [a₂₁₁]), da die Anzahl von Linien und somit die Ordnung der Matrix H = [a₁₁₁ a₂₁₁] kleiner ist als die Anzahl n von Sendeantennen. Allerdings ermöglicht die Tatsache, dass zusätzliche künstliche Echos beim Sender eingeführt worden sind, dieses Problem zu überwinden, indem zu den Schätzungen gemäß (4) übergegangen wird.
Wenn durch das Modul 22 zwei Ausbreitungswege identifiziert worden sind
wird das System (2) im Allgemeinen lösbar, da die Ordnung der Matrix
im Allgemeinen mp = 2 = n ist. Die Tatsache, dass beim Sender zusätzliche künstliche Echos eingeführt worden sind, ermöglicht hier beim Vorliegen von Signalabfällen die Konditionierung der Matrix Φ zu verbessern, welche in der Kombination gemäß (4) verwendet wird.
Der durch die 3 dargestellte Funkempfänger besitzt m = 2 dekorrelierte Empfangsantennen 20, was gewährleistet, dass das System (2) immer lösbar ist. Auch hier verbessert die künstliche Erhöhung der Anzahl von Wegen im Allgemeinen die Konditionierungen der Matrix des Kanals.
Jede Antenne 20 ist einer Empfangskette 21 bis 23 zugeordnet, die identisch ist mit derjenigen, welche unter Bezugnahme auf die 3 beschrieben ist. Das Kombinationsmodul 28 bestimmt die zwei geschätzten Symbole s ^₁, s ^₂ gemäß (4) mit:
Die 4 und 5 zeigen bevorzugte Varianten des Senders der 1, bei denen die angewendete Verarbeitung zum Einführen von zusätzlichen Echos nicht eine einfache Filterung von Symbolen ist, welche für die Sendeantennen bestimmt sind. Im künstlich erzeugten Echo werden die Symbole s₁, s₂ relativ zu den beiden Antennen ausgetauscht, derart, dass man von der räumlichen Diversität profitiert.
Im Falle der 4 nachdem auf den n = 2 Antennen α.s₁ und α.s₂ ausgesendet worden ist, wird β.s₂ und β.s₁ erneut ausgesendet, beispielsweise Tc später, derart, dass eine Vertauschung von Symbolen und eine Gewichtung von Echos angewendet wird durch die Koeffizienten α und β, so dass |α|² + |β|² = 1 ist. Die Gewichtung durch den Koeffizienten α wird durch die Multiplizierer 30 an den Zeichen angewendet, und die Gewichtung durch den Koeffizienten β wird an den verzögerten Zeichen durch die Multiplizierer 31 angewendet. Zwei Addierer 32 bilden jeweils die Summe der zwei Anteile für die zwei Sendeantennen.
Die Matrix Φ, welche durch das Kombinationsmodul des Empfängers gemäß der Beziehung (4) verwendet wird, wird somit:
im Falle eines Empfängers mit m = 1 Antenne (2), und:
im Falle eines Empfängers mit m = 2 Antennen (3).
Die Gewichtung kann gleichförmig sein, wie im Falle der 1, also |α| = |β| = 1/√2. Sie kann auch in Funktion der Anzahl von bei CDMA zugeordneten Codes variieren. Die Verdoppelung der Echos lässt die strikte Orthogonalität der verwendeten Codes verlieren, derart, dass es vorteilhaft ist, die Gewichtung aus dem Gleichgewicht zu bringen (α tendiert zu 1 und β zu 0), wenn die Anzahl von Codes zunimmt, welche den Anwendern zugeordnet sind.
Um die Demodulation seitens des Empfängers zu vereinfachen, kann die Vertauschung von Zeichen eine Operation der komplexen Konjugation von Zeichen einführen. Dies ist im Modulator der 5 realisiert, welcher –s2*/√2 und s1*/√2 als künstliche Echos (gleichmäßige Gewichtung) wieder aussendet. Die komplexen Konjugierten der verzögerten Symbole werden durch entsprechende Module 40 erhalten. Ein Subtrahierer 41 berechnet die Differenz s₁(t) – s₂*(t – T_c), wohingegen ein Addierer 42 die Summe s₂(t) + s₁*(t – Tc) berechnet. Der Rest des Modulators ist ähnlich zu demjenigen der 1.
Die Matrix Φ, welche durch das Kombinationsmodul des Empfängers entsprechend der Beziehung (4) verwendet wird, wird also:
im Falle eines Empfängers mit m = 1 Antenne (2), und:
im Falle eines Empfängers mit m = 2 Antennen (3). man erreicht somit den bedeutenden Vorteil, dass die Matrix des Kanals Φ orthogonal ist:
wobei I_n die Identitätsmatrix der Größe n × n bezeichnet. Unter diesen Bedingungen sind die MMSE- und die MLSE-Methode äquivalent
und die erforderliche Berechnungskomplexität ist reduziert.
Es ist ferner möglich, andere Zeichen auf den unterschiedlichen Antworten auszusenden, um den Durchsatz zu erhöhen, dank einer Vervielfachung der Wege. In diesem Falle werden die aufsummierten Anteile zum Bilden von n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum alle ausgehend von unterschiedlichen Eingangssequenzen erhalten. Beispielsweise wird jeweils s1/√2 und s2/√2 auf den n = 2 Antennen ausgesendet, dann s3/√2 und s4/√2 usw. Es gibt also 2n Sequenzen s₁, s₂, s₃, s₄ am Eingang des Modulators.
Dies ist in der 6 dargestellt, in welcher der Eingangsmultiplexer 50 2n = 4 quaternäre Zeichensequenzen erzeugt. Vier Zeichen s₁, s₂, s₃, s₄ werden so in einer Zeichenzeit ausgesendet vermittels von n = 2 Antennen. Die Zeichen s₃ und s₄ werden durch das Element 51 um eine Chipszeit verzögert. Ein erster Addierer 52 berechnet die Summe s₁(t) + s₃(t – T_C), wohingegen ein zweiter Addierer 53 die Summe s₂(t) + s₃(t – T_C) berechnet. Der Rest des Modulators ist ähnlich demjenigen der 1.
Der entsprechende Demodulator, dessen Anzahl m von Antennen wenigs tens gleich n sein muss, erfasst die p realen Wege vermittels des Pilotkanals und ordnet diese p Wege den Symbolen s₁ und s₂ zu und die gleichen p um eine Chipszeit verschobenen Wege den Symbolen s₃ und s₄ zu.
Die durch das Kombinationsmodul des Empfängers mit m = 2 Antennen verwendete Matrix Φ zum Schätzen von
gemäß der Beziehung (4) wird somit:
Die Steuerung des Vorgangs der Modulation und Demodulation kann vorteilhafterweise Informationen über die Güte des Mehrwegkanals berücksichtigen, d. h. Die Anzahl p, um zu entscheiden, ob die künstliche Erzeugung von zusätzlichen Wegen angewendet werden muss oder nicht.
Solche Informationen können beispielsweise durch das mobile Endgerät und/oder durch die Basisstation auf die Weise geliefert werden, welche in der WO 03/005753 beschrieben ist. Sie können auch durch Varianzmessungen zusammengefasst werden, wie dies in der französischen Patentanmeldung Nr. 0204251 beschrieben ist.
Beispielsweise können der Modulator und der Demodulator gemeinsam gesteuert werden, so dass sie:

– derart funktionieren wie zuvor beschrieben, mit künstlicher Erhöhung er Anzahl von Echos, wenn der Ausbreitungskanal von sich aus nur einen einzigen signifikanten Weg (p = 1) erzeugt; und
– auf klassische Art und Weise funktioniern bei Vorhandensein von Mehrfachwegen (p > 1).

Dies ermöglicht es, die wichtigere Anwendung seitens von Berechnungsressourcen des Empfängers zu reservieren in Fällen, in denen die durch das Verfahren beschaffte Verstärkung größer ist.

Claims

Modulator mit Spektrumsspreizung zum Umwandeln von Eingangssequenzen (s₁), welche aus digitalen Zeichen zusammengesetzt sind, in n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum in einem Funksender, wobei n eine Zahl ist, die wenigstens gleich 2 beträgt, umfassend einen Spereizungscodegenerator (15) und Mittel zur Kombination des Spreizungscodes mit den Eingangssequenzen, um die n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum zu erzeugen für das Aussenden von n jeweiligen Antennen (18) des Funksenders aus, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombinationsmittel (11–14; 30–32; 40–42; 51–53) derart ausgeführt sind, dass jede Sequenz mit gespreiztem Spektrum einer Summe von wenigstens zwei zueinander verschobenen Anteilen mit einer wesentlich kleineren Zeitdauer als die Dauer eines Zeichens entspricht, wobei jeder Anteil das Produkt einer Version einer der n Eingangssequenzen durch den Spreizungsscode ist.
Modulator nach Anspruch 1, bei dem die Anteile um die Dauer eines Chips des Spreizungscodes zueinander verschoben sind.
Modulator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Anteile, welche mit zeitlicher Verschiebung zum Bilden jeder Sequenz mit gespreiztem Spektrum summiert sind, jeweils ausgehend von unterschiedlichen Eingangssequenzen erhalten sind.
Modulator nach Anspruch 3, bei dem n = 2 ist, bei dem die Zeichen komplex sind, und bei dem eine der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spektrum einer Summe eines ersten und eines zweiten, zueinander verschobenen Anteils entspricht, wohingegen die andere der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spektrum einer Summe eines dritten und eines vierten, zueinander verschobenen Anteils entspricht, wobei der ersten Anteil das Produkt einer ersten der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungsscode ist, der zweite Anteil das Gegenteil des Produkts des konjugierten Komplexes der zweiten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist, der dritte Anteil das Produkt der zweiten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist und der vierte Anteil das Produkt des konjugierten Komplexes der ersten Eingangssequenz durch den Spreizungscode ist.
Modulator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem n = 2 ist, und bei dem die eine der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spektrum einer Summe von zwei identischen, zueinander verschobenen Anteilen entspricht, welche gleich dem Produkt einer der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungscode sind, wohingegen die andere der beiden Sequenzen mit gespreiztem Spektrum einer Summe von zwei gegenteiligen zueinander verschobenen Anteilen entspricht, wobei einer der beiden gegenteiligen Anteile gleich dem Produkt der anderen der beiden Eingangssequenzen durch den Spreizungscode ist.
Modulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die summierten Anteile zum Bilden der n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum alle ausgehend von unterschiedlichen Eingangssequenzen (s₁, s₂, s₃, s₄) erhalten sind.
Modulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die zueinander verschobenen Anteile mit einer uniformen Leistungsverteilung summiert sind.
Modulator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die zueinander verschobenen Anteile mit einer Leistungsverteilung summiert sind, welche in Funktion einer Information über eine Anzahl von Stationen bestimmt ist, denen Spreizungscodes zugeordnet worden sind, um vom Funksender stammende Signale zu empfangen.
Funksender, umfassend n Sendeantennen, wobei n eine Zahl ist, die wenigstens gleich 2 beträgt, Mittel zur Gewinnung von Eingangssequenzen, welche aus digitalen Zeichen zusammengesetzt sind, einen Modulator mit Spektrumsspreizung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Umwandeln der Eingangssequenzen in n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, Schaltungen zur Erzeugung von n jeweiligen Funkfrequenzsignalen ausgehend von den n Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, und Mittel zum Bereitstellen von den jeweils n Funkfrequenzsignalen an den n Sendeantennen.
Demodulator zum Umwandeln von m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum, welche jeweils von m Empfangsantennen eines Funkempfängers ausgegeben werden, in wenigsten n Schätzsequenzen von digitalen Zeichen, welche mit einem Zeichentakt durch einen Sender nach Anspruch 9 ausgesendet werden, wobei m eine Zahl ist, die wenigstens gleich 1 beträgt, wobei n eine Zahl ist, die wenigstens gleich 2 beträgt, was eine Anzahl von Sendeantennen des Senders repräsentiert, und wobei der Demodulator umfasst: Mittel zur Erfassung von Ausbreitungswegen zwischen den Sende- und Empfangsantennen, Mittel zur Entspreizung von jeder der m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum mit einem vorbestimmtem Spreizungscode, um Echokomponenten mit dem Zeichentakt zu erzeugen, und Mittel zur Kombination der Echokomponenten, um die Schätzsequenzen von Zeichen zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Echokomponenten wenigstens zwei Echokomponenten für einen erfassten Weg umfassen, welche zugehörige Echos repräsentieren, die eine gegenseitige Verschiebung um eine wesentlich kleinere Zeitdauer als die Dauer eines Zeichens aufweisen.
Demodulator nach Anspruch 10, bei dem die einem erfassten Weg zugeordneten Echos um die Dauer eines Chip des Spreizungscodes zueinander verschoben sind.
Funkempfänger, umfassend m Empfangsantennen, wobei m eine Zahl ist, die wenigstens gleich 1 beträgt, Mittel zur Gewinnung von m jeweiligen Sequenzen mit gespreiztem Spektrum ausgehend von den m Empfangsantennen, und einen Demodulator nach Anspruch 10 oder 11, um die m Sequenzen mit gespreiztem Spektrum in Schätzsequenzen für digitale Zeichen umzuwandeln, welche durch einen Sender übertragen werden.
Basisstation für zelluläre Funkkommunikation, umfassend einen Funksender nach Anspruch 9 oder/und einen Funkempfänger nach Anspruch 12.
Endgerät für zelluläre Funkkommunikation, umfassend einen Funksender nach Anspruch 9 oder/und einen Funkempfänger nach Anspruch 12.