DE60205058T2

DE60205058T2 - Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE60205058T2
Application number: DE60205058T
Authority: DE
Inventors: Koichi Fujimi-shi Morita
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2001-04-18
Filing date: 2002-04-09
Publication date: 2006-05-24
Anticipated expiration: 2022-04-10
Also published as: DE60205058D1; EP1251630A3; US20020154522A1; EP1251630A2; US6466463B1; JP3496717B2; EP1251630B1; JP2002320388A

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft elektrische Netzteile und insbesondere ein Schaltnetzteil zur AC/DC-Spannungskonvertierung mit Einrichtungen zur Erreichung einer besseren Annäherung des Signalverlaufs des Eingangsstroms an ein sinusförmiges Signal und eines höheren Leistungsfaktors als beim vergleichbaren Stand der Technik.
Die Konvertierung eines Wechselstroms in einen Gleichstrom kann durch eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung erfolgen, aufweisend einen Gleichrichter mit einer Diode, die an ein AC Netzteil angeschlossen ist, und einen Glättungskondensator, der an den Gleichrichter angeschlossen ist. Diese Art von Gleichrichter- und Glättungsschaltung hat jedoch den Nachteil eines etwas zu niedrigen Leistungsfaktors, da der Glättungskondensator nur bei oder benachbart zu den Scheitelwerten des Wechselspannungssignals aufgeladen wird. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass die DC-Ausgangsspannung nicht regulierbar ist.
Die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung Nr. 8-154379 zeigt eine Verbesserung der vorstehend genannten Gleichrichter- und Glättungsschaltung. Es wird ein Schaltnetzteil vorgeschlagen, aufweisend einen Gleichrichter, einen Glättungskondensator, einen DC/DC-Wandler, und einen induktiven Reaktor, um einen höheren Leistungsfaktor zu erzielen. Der Reaktor ist elektrisch zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters ausgeschlossen, wenn ein im DC/DC-Wandler vorgesehener Schalter geschlossen wird. Die gewünschte Verbesserung des Leistungsfaktors wird dadurch erreicht, dass sich der Strom, der durch den Reaktor fließt, in der Amplitude mit der AC-Eingangsspannung ändert.
Dieses Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik hat jedoch seine Nachteile. Der Strom durch den Reaktor fließt nicht nur, um den Leistungsfaktor zu verbessern, sondern auch, um den Glättungskondensator aufzuladen. Der Reaktor müsste ungewöhnlich sperrig sein, um einen derart großen Strom führen zu können, so dass tatsächlich die Leistungsverluste auf ein nicht akzeptierbares Maß ansteigen würden.
Die US-Patentveröffentlichung Nr. 6 108 218 offenbart ein Schaltnetzteil mit Leistungsfaktoroptimierung, die aus einer Kombination aus einem Induktor und der Spannung einen Hilfswicklung resultiert.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Schaltnetzteil des bekannten Typs mit einem Induktor zu verbessern, um einen noch höheren Wirkungsgrad zu erreichen, ohne dessen Vorteile zu schmälern.
Die Erfindung kann zusammengefasst werden als ein Schaltnetzteil zum Umwandeln einen Wechselspannung in eine Gleichspannung. Enthalten sind ein Gleichrichter, der mit zwei AC-Eingangsanschlüssen verbunden ist, um eine AC-Eingangsspannung gleichzurichten, ein Transformator mit einer Primärwicklung, eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, die zwischen dem Transformator und zwei DC-Ausgangsanschlüssen zum Bereitstellen einer DC-Ausgangsspannung angeschlossen ist. Der Gleichrichter hat einen ersten Ausgangsleiter zum Abgeben einer ersten Gleichrichter-Ausgangsspannung, einen zweiten Ausgangsleiter zum Abgeben einer zweiten Gleichrichter-Ausgangsspannung, die im Wesentlichen gleich der ersten Gleichrichter-Ausgangsspannung ist, und einen dritten Ausgangsleiter oder Erdpotential-Ausgangsleiter. Darüber hinaus sind enthalten ein Schalter, der zwischen dem Transformator und dem dritten Ausgangsleiter des Gleichrichters angeschlossen ist, um bei einer Wiederholfrequenz höher als die Frequenz der AC-Eingangsspannung ein- und ausgeschalten zu werden, um die DC-Ausgangsspannung auf einem Sollwert zu halten, ein Induktor, der zwischen dem ersten Ausgangsleiter und dem dritten Ausgangsleiter des Gleichrichters wenigstens über den Schalter angeschlossen ist, und ein Glättungskondensator, der zwischen dem ersten Ausgangsleiter und dem dritten Ausgangsleiter des Gleichrichters über den Transformator und den Induktor angeschlossen ist. Darüber hinaus ist und vielleicht am bezeichnendsten eine Hilfs-Aufladeschaltung vorgesehen, die eine Hilfswicklung hat, die elektromagnetisch mit der Primärwicklung des Transformators gekoppelt ist und die zwischen dem zweiten Ausgangsleiter des Gleichrichters und dem Glättungskondensator angeschlossen ist.
Der Hilfs-Aufladeschaltkreis, der die Spannung über der, zum bereits vorhandenen Transformator hinzugefügten, Hilfswicklung verwendet, arbeitet mit dem Gleichrichter zusammen, um den Glättungskondensator auf eine Sollspannung aufzuladen. Zwei separate Strompfade werden somit erhalten, um den Glättungskondensator aufzuladen, nämlich einen durch den Induktor, der einen herkömmlichen Aufbau hat, um einen höheren Leistungsfaktor und ein sinusförmigeres Eingangssignal zu erhalten, und einen weiteren durch die Hilfs-Aufladeschaltung, die den wesentlichen Teil der Erfindung bildet. Der Glättungskondensator muss über die beiden Strompfade auf dieselbe Spannung wie über den einzelnen Pfad nach dem Stand der Technik aufgeladen werden, so dass die Höhe des Stromes, der durch den Induktor fließt, um einen Betrag gleich der Höhe des Stromes, der von dem Hilfs-Aufladeschaltkreis zugeführt wird, verringerte werden kann. Die zu lösende Aufgabe eines höheren Wirkungsgrads wird dadurch erreicht, dass zwangsläufig geringere Leistungsverluste am Induktor auftreten. Dieser Induktor kann darüber hinaus in einer wesentlich geringeren Größe als bei dem Fehlen des Hilfs-Aufladeschaltkreises hergestellt werden.
Die vorliegende Erfindung schafft darüber hinaus ein alternatives Arbeitsverfahren: Der Glättungskondensator kann mit Hilfe des Hilfs-Aufladeschaltkreises auf eine höhere Spannung als vorher aufgeladen werden. Durch das Aufladen auf eine solche Spannung wird verhindert, dass ein Überstrom durch den Induktor bei oder benachbart zu den Scheitelwerten der AC-Eingangsstrom in den Glättungskondensator fließt, so dass die höheren Oberwellen des Eingangsstroms verringert werden.
Der bei der Erfindung erforderliche Hilfs-Aufladeschaltkreis sollte im Aufbau so einfach und kostengünstig wie möglich sein. Zu diesem Zweck schlägt die Erfindung vor, eine Hilfswicklung, die im Transformator enthalten ist, der eine Standardkomponente dieses Schaltnetzteiltyps ist, als Primärkomponente des Hilfs-Aufladeschaltkreises zu verwenden. Die betrieblichen Vorteile, die durch die Hilfs-Aufladeschaltung erreicht werden, sind ausreichend, um das Vorsehen dieser Hilfs-Aufladeschaltung im Schaltnetzteil bei einer Beurteilung des Kostenaufwands der entstehenden Vorrichtung zu rechtfertigen.
Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und den anhängigen Ansprüchen anhand der beigefügten Zeichnungen, die die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung zeigen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein elektrisches Schaltbild einer ersten bevorzugten Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung;
2 ist ein elektrisches Schaltbild, teilweise in Blockform, das die im Schaltnetzteil in 1 enthaltene Schaltsteuereinrichtung genauer zeigt;
3, bestehend aus (A) bis (E), ist eine Folge von Diagrammen, die die Spannungs- und Stromsignale zeigen, die in verschiedenen Teilen des Schaltnetzteils in 1 auftreten;
4, bestehend aus (A) bis (H), ist eine Folge von Diagrammen, die in einem unterschiedlichen Zeitmaßstab die Spannungs- und Stromsignale zeigen, die in verschiedenen Teilen der Einrichtung in 1 auftreten;
5 ist eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine zweite bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
6 ist ebenfalls eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine dritte bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
7 ist ebenfalls eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine vierte bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
8 ist ebenfalls eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine fünfte bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
9 ist ebenfalls eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine sechste bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
10 ist ebenfalls eine Ansicht ähnlich der in 1, die jedoch eine siebte bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils gemäß der Erfindung zeigt;
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Das in 1 gezeigte Schaltnetzteil gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat zwei Eingangsanschlüsse 1 und 2 zum Anschließen an eine nicht gezeigte kommerzielle Wechselstromversorgung mit einer Frequenz von z.B. 50 Hz. Ein Rauschfilter 3 ist an diese beiden Eingangsanschlüssen 1 und 2 angeschlossen. Das Rauschfilter 3 kann den üblichen Aufbau mit Induktoren und Kondensatoren haben, um hochfrequentes Rauschen aus dem ankommenden festfrequenten Wechselstrom zu entfernen.
Das Rauschfilter 3 ist an einen Gleichrichter 4 mit vier Dioden D₁, D₂, D₃ und D₄ angeschlossen. Die erste Diode D₁ ist mit ihrer Anode mit der Kathode der zweiten Diode D₂ verbunden und mit ihrer Kathode mit der Kathode der dritten Diode D₃ verbunden. Die Anode der zweiten Diode D₂ ist mit der Anode der vierten Diode D₄ verbunden. Die Anode der dritten Diode D₃ ist mit der Kathode der vierten Diode D₄ verbunden. Das Rauschfilter 3 hat einen ersten Ausgangsleiter 41, der mit einer Verbindungsstelle 46 zwischen der ersten und der zweiten Diode D₁ und D₂ verbunden ist, und einen zweiten Ausgangsleiter 42, der mit einer Verbindungsstelle 47 zwischen der dritten und der vierten Diode D₃ und D₄ verbunden ist.
Der Gleichrichter 4 weist drei Ausgangsleiter 43, 44 und 45 auf. Der erste und der zweite Ausgangsleiter 43 und 44 sind beide mit einer Verbindungsstelle 48 zwischen den Kathoden der ersten und der dritten Diode D₁ und D₃ verbunden, so dass das Ausgangspotential auf diesen beiden Leitern 43 und 44 bei dieser Ausführungsform der Erfindung gleich ist. Der dritte Ausgangsleiter 45. ist ein Erdpotentialleiter, der mit einer Verbindungsstelle 49 zwischen den Anoden der zweiten und der vierten Diode D₂ und D₄ verbunden ist. Die gleiche Gleichrichter-Ausgangsspannung V₄ wird daher zwischen dem ersten und dem dritten Ausgangsleiter 43 und 45 und zwischen dem zweiten und dem dritten Ausgangsleiter 44 und 45 erhalten.
Mit dem Bezugszeichen 5 ist ein Transformator angegeben, der eine Primärwicklung N₁, eine Sekundärwicklung N₂, und gemäß eines Merkmals dieser Erfindung eine Tertiär- oder Hilfswicklung N₃ aufweist, die alle um einen Magnetkern M gewickelt sind und elektromagnetisch miteinander gekoppelt sind. Die Transformator-Primärwicklung N₁ ist bei 9 mit einem mittigen Abgriff versehen und wird folglich in zwei Teile N_1a und N_1b unterteilt. Die Transformator-Primärwicklung N₁ und die Transformator-Sekundärwicklung N₂ sind entgegengesetzt gepolt, wohingegen die Transformator-Primärwicklung N₁ und die Transformator-Tertiärwicklung N₃ gleich sind, wie durch die Punkte in 1 angegeben.
Ein Glättungskondensator C₁, vorzugsweise ein Elektrolytkondensator, ist mit einem seiner entgegengesetzt polarisierten Anschlüsse über den ersten Teil N_1a der Transformator-Primärwicklung, einer Sperrdiode D₅ und einem Induktor L₁ mit dem ersten Ausgangsleiter 43 des Gleichrichters 4 verbunden. Der andere Anschluss des Glättungskondensators C₁ ist mit dem Erdpotential-Ausgangsleiter 45 des Gleichrichters 4 verbunden.
Ein Schalter Q₁, der als ein Feldeffekttransistor mit einem isolierten Gate-Anschluss gezeigt ist, ist über die Transformator-Primärwicklung N₁ mit dem Glättungskondensator C_dc parallel geschaltet. Der Schalter Q₁ ist mit seinem Drain-Anschluss über den zweiten Teil N_1b der Transformator-Primärwicklung, einer Sperrdiode D₅ und einem Induktor L₁ mit dem ersten Gleichrichter-Ausgangsleiter 43 verbunden, und mit seinem Source-Anschluss direkt mit dem Erdpotentialleiter 45 verbunden. Wie durch die gestrichelten Linien angegeben, hat der FET-Schalter Q₁ eine integrierte Diode D_q1.
Die Transformator-Sekundärwicklung N₂ ist mit ihren gegenüberliegenden äußersten Enden jeweils über eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 mit den beiden Ausgangsanschlüssen 10_a und 10_b verbunden. Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 umfasst eine Gleichrichterdiode D₀ und einen Glättungskondensator C₀. Die Gleichrichterdiode D₀, die zwischen einem äußersten Ende der Transformator-Sekundärwicklung N₂ und dem Ausgangsanschluss 10 angeschlossen ist, ist so orientiert, dass sie leitend ist, wenn der Schalter Q₁ aus ist, und nichtleitend ist, wenn der Schalter Q₁ an ist. Der Kondensator C₀ ist über die Diode D₀ mit der Transformator-Sekundärwicklung N₂ parallel geschaltet. Eine unidirektionale Ausgangsspannung liegt somit zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 10_a und 10_b an, die einer daran angeschlossenen Last 10 zugeführt wird. Ein DC/DC-Flybackwandler wird aus dem Glättungskondensator C₁, dem Transformator 5, dem Schalter Q₁, und der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 aufgebaut.
Die vorliegende Erfindung umfasst insbesondere einen Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 aufweisend, zusätzlich zu der zuvor genannten Transformator-Hilfswicklung N₃, einen Kondensator C₂, zwei Dioden D₆ und D₇, und einen Induktor L₂. Die Hilfs-Aufladeschaltung 7, die zwischen dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 und dem Glättungskondensator C₁ angeschlossen ist, gibt eine Hilfsspannung ab, die zur Gleichrichterausgangsspannung V₄ zwischen dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 und dem Erdpotentialleiter 45 hinzuaddiert wird.
Die Transformator-Hilfswicklung N₃ ist mit einem seiner gegenüberliegenden äußersten Enden sowohl mit der Transformator-Primärwicklung N₁ als auch mit dem Glättungskondensator C₁ verbunden. Das andere äußerste Ende der Hilfswicklung N₃ ist über den Kondensator C₂, den Induktor L₂ und die Diode D₇ mit dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 verbunden. Die Diode D₆ ist über den Kondensator C₂, der zwischen dem Induktor L₂ und der Hilfswicklung N₃ angeschlossen ist, mit der Hilfswicklung N₃ parallel geschaltet. Die Anode der Diode D₆ ist mit der Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator C₂ und dem Induktor L₂ verbunden.
Wie darüber hinaus in 1 gezeigt, ist eine Schaltsteuereinrichtung 8 mit Eingängen, die mit den beiden Ausgangsanschlüssen 10_a und 10_b jeweils über die Leiter 11 und 12 verbunden sind, und einem Ausgang, der mit dem Steueranschluss des Schalters Q₁ durch einen Leiter 13 verbunden ist, versehen. Die Schalltsteuereinrichtung 8 kann den Schalter Q₁ bei einer Wiederholfrequenz, die erforderlich ist, um die DC-Ausgangsspannung zwischen den beiden Anschlüssen 10_a und 10_b auf einem Sollwert zu halten, ein- und ausschalten.
2 zeigt eine genauere Darstellung der Schaltsteuereinrichtung 8. Darin enthalten ist eine Reihenschaltung aus zwei Spannungsteilerwiderständen 14 und 15, die zwischen den beiden Eingangsleitern 11 und 12 angeschlossen sind. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 14 und 15 ist mit einem Eingang eines Differenzverstärkers 17 verbunden, während dessen anderer Eingang mit einer Referenzspannungsquelle 16 verbunden ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers 17 ist mit einem Eingang eines Komparators 19 verbunden, während dessen anderer Eingang an einen Sägezahngenerator 15 angeschlossen ist. Der Ausgang des Komparators 19 ist durch den Ausgangsleiter 13 mit dem Steueranschluss des Schalters Q₁, 1, verbunden.
Der Sägezahngenerator 19 gibt eine Sägezahnspannung mit einer Frequenz (z.B. 20 kHz) ab, die höher ist als die Frequenz (z.B. 50 Hz) der Wechselspannung V_ac zwischen den beiden Eingangsanschlüssen 1 und 2. Folglich gibt der Komparator 19 eine Folge von pulsdauermodulierten Schaltsteuerimpulsen V_g1 synchron mit der Sägezahnspannung ab, die entsprechend die Ein/Aus-Steuerung des Schalters Q₁ durchführen. Falls erforderlich oder erwünscht, können der Differenzverstärker 17 und der Komparator 19 fotoelektrisch gekoppelt sein, wie bei der bekannten Kombination aus einer lichtemittierenden Diode und einem Fototransistor, anstatt wie in 3 direkt gekoppelt zu sein. Als eine weitere Modifizierung der gezeigten Ausführungsform kann der Transformator 5 mit einer zusätzlichen Wicklung in Verbindung mit einem zugehörigen Gleichrichter zum Zuführen der von der Schaltsteuereinrichtung 8 benötigten Versorgungsspannung ausgestattet sein.
Arbeitsweise
Bei der Verwendung des in 1 gezeigten Netzteils werden die beiden AC-Eingangsanschlüsse 1 und 2 an eine nicht gezeigte Wechselspannungsquelle angeschlossen. Der Glättungskondensator C₁ wird auf die Soll-Gleichspannung V_c1 aufgeladen, wenn der Schalter Q₁ durch die Schaltsteuereinrichtung 8 ein- und ausgeschaltet wird. Der Kondensator C₂ der Hilfs-Aufladeschaltung 7 wird durch die Spannung über der Transformator-Hilfswicklung N₃ auf die Spannung V_c2 aufgeladen. Der resultierende Dauerbetrieb dieses charakteristischen Schaltnetzteils wird im Folgenden anhand der 3 und 4 beschrieben, die die Spannungs- und Stromsignale zeigen, die in verschiedenen Teilen der in 1 gezeigten Schaltung auftreten.
Bei (A) in 3 ist eine Folge von Schaltsteuerimpulsen V_g1 gezeigt, die durch die Schaltsteuereinrichtung 8 dem Steueranschluss des Schalters Q₁ zur Ein/Aus-Steuerung zugeführt werden. Der Schalter Q₁ wird während jedem Zyklus T des Schaltsteuersignals bestehend aus einem Impuls, wie von t₂ bis t₃, und einem Abstand zwischen diesen Impulsen, wie von t₃ bis t₄, ein- und ausgeschaltet. Die Wiederholfrequenz dieser Schaltsteuerimpulse V_g1 beträgt im Folgenden angenommen 20 kHz. Es sei darauf hingewiesen, dass die 50-Hz-Wechselspannung V_ac im Folgenden zwischen den beiden AC-Eingangsanschlüssen 1 und 2 angelegt wird, wie bei (E) in 3. Wenn der Schalter Q₁ wiederholt ein- und ausgeschalten wird, verändern sich die Amplituden des Ausgangsstroms I₄ des Gleichrichters 4 und des Stroms I_q1 durch den Schalter Q₁, wie bei (B) und (C) in 3, in Übereinstimmung mit der Amplitude der AC-Eingangsspannung V_ac. Folglich nähert sich der bei (D) in 3 gezeigte AC-Eingangsstrom I_ac fast genau einem sinusförmigen Signalverlauf an, so dass eine Verbesserung des Leistungsfaktors und des Signalverlaufs erreicht wird.
Es wird angenommen, dass der bei (B) in 3 gezeigte Gleichrichter-Ausgangsstrom I₄ der Strom ist, der durch die Verbindungsstelle 48 zwischen den Dioden D₁ und D₃ des Gleichrichters 4 fließt. Der Gleichrichter-Ausgangsstrom I₄ ist daher gleich der Summe des Stroms I_L1 durch den Primärinduktor L₁ und dem Strom I_L2 durch den Hilfsinduktor L₂.
Es sei darauf hingewiesen, dass der Primärinduktor L₁ über die Sperrdiode D₅ mit dem Abgriff 9 der Transformator-Primärwickung N₁ verbunden ist. Folglich fließt, auch wenn der Schalter Q₁ leitend ist, kein Primärinduktorstrom I_L1 oder der AC-Eingangsstrom I_ac während der Perioden t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 3, wenn die Spannung am Abgriff 9 der Transformator-Primärwicklung aufgrund der Spannung V_c1 über dem Glättungskondensator C₁ höher ist als die Gleichrichter-Ausgangsspannung V₄. Der Gleichrichter-Ausgangsstrom I₄ und der AC-Eingangsstrom I_ac fließen beide, wie zu sehen, von t₁ bis t₆ und von t₈ bis t₉ bei (B) und (D) in 3.
Das Netzteil in 1 wird in drei unterschiedlichen Betriebsmodi abhängig von dem Momentanwert der AC-Versorgungsspannung V_ac, wie bei (E) in 3 gezeigt ist, betrieben. Im Folgenden werden die ersten 180 elektrischen Grade dieser AC-Versorgungsspannung V_ac betrachtet. Der Netzteilbetrieb befindet sich während der Perioden t₀–t₁ und t₆–t₇ im ersten Betriebsmodus, wenn die AC-Versorgungsspannung V_ac zwischen 0 und einem ersten Wert V_a beträgt, während der Perioden t₁–t₃ und t₅–t₆ im zweiten Betriebsmodus, wenn die Spannung V_ac zwischen einem ersten Wert V_a und einem zweiten Wert V_b liegt, und während der Periode t₃–t₅ in einem dritten Betriebsmodus, wenn die Spannung V_ac höher ist als der zweite Wert V_b. Der negative Halbzyklus der AC-Versorgungsspannung V_ac, von t₇ bis t₁₀ in 3, wird in dieselbe Form invertiert wie die seines positiven Halbzyklus von t₀ bis t₇, wenn die AC-Versorgungsspannung vom Gleichrichter 4 gleichgerichtet wird. Die erwähnten drei Betriebmodi wiederholen sich während des negativen Halbzyklus. Darüber hinaus ist in 3 gezeigt, dass die AC-Versorgungsspannung V_ac den zweiten Wert V_b bei der Beendigung einer Leitphase T_on des Schalters Q₁ überschneidet. Diese Darstellung ist lediglich beispielhaft; in der Praxis kann die Überschneidung zu einem anderen Zeitpunkt als dem Ende jeder Leitphase auftreten.
Im ersten Betriebsmodus, wie von t₀ bis t₁ und von t₆ bis t₇ fließt der Schalterstrom I_q1, wie bei (C) in 3 gezeigt, entlang dem Pfad aufweisend den Glättungskondensator C₁, die Transformator-Primärwicklung N₁, und den Schalter Q₁, jedes Mal, wenn der Schalter geschlossen wird. Es wird keine Energie vom Transformator 5 an dessen Ausgangsseite während dieser Perioden abgegeben, da dann die Diode D₀ nichtleitend ist. Daher wird die Energie im Transformator 5 gespeichert. Das Potential am Abgriff 9 der Transformator-Primärwicklung N₁ ist nun höher als das Potential des ersten Gleichrichter-Ausgangsleiters 43, so dass kein Strom I_L1 durch den Primärinduktor L₁ fließt. Es fließt auch kein Strom I_L2 durch den Hilfsinduktor L₂, da die Spannung V_C1 über dem Glättungskondensator C₁ nun höher ist als die Gleichrichter-Ausgangsspannung V₄.
Die Energie, die, wie zuvor angegeben, im Transformator 5 gespeichert wurde, wird abgegeben, wenn der Schalter Q₁ anschließend ausgeschaltet wird, so dass folglich ein Strom entlang dem Pfad aufweisend die Transformator-Sekundärwicklung N₂, die Diode D₀, und den Kondensator C₀ fließt. Die Last 10 wird folglich mit Energie versorgt, obwohl die AC-Versorgungsspannung V_ac jetzt niedriger ist als von t₁ ist t₆.
Im zweiten Betriebsmodus, wie von t₁ bis t₃ und von t₅ bis t₆ in 3, ist das Potential am Abgriff 9 der Transformator-Primärwicklung niedriger als das Potential des ersten Gleichrichter-Ausgangsleiters 43. Folglich fließt ein Strom I_L1 durch den Primärinduktor L₁. Wird der Schalter Q₁ eingeschaltet, fließt der Strom I_L1 entlang dem Pfad aufweisend den ersten Gleichrichter-Ausgangsleiter 43, den Primärinduktor L₁, die Sperrdiode D₅, den zweiten Teil N_1b der Transformator-Primärwicklung, den Schalter Q₁ und den Erdpotentialleiter 45. Darüber hinaus fließt ein Strom entlang dem Pfad aufweisend den Glättungskondensator C₁, die Transformator-Primärwicklung N₁, und den Schalter Q₁. Folglich ist der Strom I_q1, der jetzt durch den Schalter Q₁ fließt, wie bei (C) in 3 gezeigt, die Summe der Ströme, die durch die beiden zuvor angegebenen Pfade fließen.
Ist der Schalter Q₁ ausgeschalten, wie von t₃ bis t₄ in 3, fließt im zweiten Betriebsmodus andererseits der Strom I_L1, um den Glättungskondensator C₁ unter Energieabgabe des Primärinduktors L₁ aufzuladen. Es fließt darüber hinaus ein Strom durch die Diode D₀ der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 infolge der Energieabgabe des Transformators 5 und des Primärinduktors L₁. Der Primärinduktorstrom I_L1 nimmt mit dem Fortschreiten der Energieabgabe des Transformators 5 und des Primärinduktors L₁ in der Größe ab.
Im dritten Modus, wie von t₃ bis t₅ in 3, sind die AC-Eingangsspannung V_ac und die Gleichrichterausgangsspannung V₄ so hoch, dass die erste sowie die zweite Hilfsdiode D₆ und D₇ leitend sind. Daraufhin fließen sowohl der Primärinduktorstrom I_L1 als auch der Hilfsinduktorstrom I_L2, wie im Folgenden in Bezug auf 4 genauer beschrieben.
Wenn der Schalter Q₁ eingeschaltet ist, wie von t₀ bis t₁ in 4, fließt in Reaktion auf einen der bei (A) in dieser Figur gezeigten Schaltsteuerimpulse der Primärinduktorstrom I_L1, wie bei (F) in 4 gezeigt, entlang desselben Pfads wie im zweiten Betriebsmodus. Es fließt darüber hinaus ein Strom in den Schaltkreis umfassend den Glättungskondensator C₁, die Transformator-Primärwicklung N₁, und den Schalter Q₁. Der Schalterstrom I_q1, 4(E), ist die Summe des Primärinduktorstromes I_L1 und des Entladestrom des Glättungskondensators C₁. Darüber hinaus wird während der Leitphase T_on des Schalters Q₁ über der Transformator-Hilfswicklung N₁ eine Spannung V_n3 erhalten, die abhängig vom Verhältnis der Windungen der Transformator-Primärwicklung N₁ und der Transformator-Hilfswicklung N₃ ist. Diese Spannung V_n3 ist so orientiert, um die erste Hilfsdiode D₆ in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, so dass ein Strom in den geschlossenen Schaltkreis aufweisend die Transformator-Hilfswicklung N₃, den Hilfskondensator C₂, und die erste Hilfsdiode D₆ fließt. Der Kondensator C₂ wird mit der in 1 angegebenen Polarität aufgeladen, so dass sich über diesen eine Spannung V_C2 bildet.
Wie bei (G) in 4 zu sehen ist, gibt es einen anhaltenden Stromfluss I_L2 durch den Hilfsinduktor L₂ während der Sperrphase des Schalters Q₁, die der Leitphase T_on von t₀–t₁ in 4 vorausgeht. Dieser Hilfsinduktorstrom I_L2 nimmt während der Phase t₀–t₁ nach und nach in der Größe ab, da dann das Anodenpotential der ersten Hilfsdiode D₆ höher ist als das Potential während jeder Sperrphase T_off des Schalters Q₁. Der Hilfsinduktorstrom I_L2 fließt während dieser Leitphase T_on entlang dem Pfad umfassend den ersten AC-Eingangsanschluss 1, das Filter 3, die erste Diode D₁, die zweite Hilfsdiode D₇, den Hilfsinduktor L₂, die erste Hilfsdiode D₆, den Glättungskondensator C₁, die vierte Diode D₄, das Filter 3, und den AC-Eingangsanschluss 2. Der Hilfsinduktorstrom I_L2 nimmt mit der AC-Eingangsspannung V_ac in der Größe zu.
Anschließend wird während der darauf folgenden Sperrphase T_off des Schalters Q₁, wie von t₁ bis t₂ in 4, der Glättungskondensator C₁ durch den Primärinduktorstrom I_L1 aufgeladen, wie im zweiten Betriebsmodus, und der Strom I_do durch die ausgangsseitige Diode D₀ fließen, wie bei (C) in 4. Darüber hinaus wird, wenn die Transformator-Sekundärwicklung N₂ mit der Spannung V₀ über dem Kondensator C₀ beaufschlagt wird, eine Spannung V_N3 über der Transformator-Hilfswicklung N₃ gebildet, wie bei (H) in 4. Die Transformator-Hilfsspannung V_N3 während der Sperrphase T_off hat eine zur Glättungskondensatorspannung V_C1 entgegengesetzte Polarität, so dass das Potential am rechten äußersten Ende, bei Betrachtung in 1, des Hilfsinduktors L₂ niedriger ist als das Potential während der Leitphase.
Der Hilfsinduktorstrom I_L2 nimmt während der Sperrphase T_off nach und nach in der Größe zu. Der Hilfsinduktorstrom I_L2 fließt entlang dem Pfad aufweisend den ersten AC-Eingangsanschluss 1, das Filter 3, die erste Diode D₁, die zweite Hilfsdiode D₇, den Hilfsinduktor L₂, den Hilfskondensator C₂, die Transformator-Hilfswicklung N₃, den Glättungskondensator C₁, die vierte Diode D₄, das Filter 3, und den zweiten AC-Eingangsanschluss 2, wodurch der Glättungskondensator C₁ aufgeladen wird. Der Glättungskondensator C₁ wird sowohl durch den Primärinduktorstrom I_L1 als auch durch den Hilfsinduktorstrom I_L2 aufgeladen. Es ist daher klar, dass der Glättungskondensator C₁ auf die Spannung V_C1 aufgeladen wird, die höher ist als wenn er, wie im vorhergehenden Fall, lediglich durch den Primärinduktorstrom I_L1 aufgeladen wird. Der Strom I₄ durch den Gleichrichter 4, wie bei (B) in 4 gezeigt, ist die Summe der Primär- und Hilfsinduktorströme I_L1 und I_L2, (F) und (G) in 4.
Im Übrigen handelt es sich bei 4 lediglich um eine Darstellung inwiefern sich die besagten Strom- und Spannungssignale zeitlich ändern. Ihre Amplituden sind weitgehend vereinfacht und idealisiert dargestellt.
Die Vorteile, die durch diese spezielle Ausführungsform der Erfindung erreicht werden, können wie folgt zusammengefasst werden:

1. Der Glättungskondensator C₁ wird nicht nur durch die bekannte Schaltung aufweisend den Gleichrichter 4, den Primärinduktor L₁, die Sperrdiode D₅, und den ersten Teil N_1a der Transformator-Primärwicklung aufgeladen, sondern durch den neuartigen Aufladeschaltkreis 7, der ein Merkmal der Erfindung ist. Soll der Glättungskondensator der Schaltung in 1 auf dieselbe Spannung wie zuvor aufgeladen werden, kann der Strom I_L1, der durch den Primärinduktor L₁ fließt, kleiner sein als beim Aufladeschaltkreis nach dem Stand der Technik. Es kann nicht nur der Primärinduktor L₁ in der Größe verringert werden, sondern es können darüber hinaus Leistungsverluste verringert werden, so dass ein höherer Gesamtwirkungsgrad des Netzteils erreicht wird. Der Primärinduktorstrom I_L1 kann selbstverständlich nur in einem solchen Maß, so dass die gewünschten Verbesserungen beim Signalverlauf des Eingangsstroms und beim Leistungsfaktor nicht überreichbar sind. Der Hilfs-Aufladeschaltkreis hat eine Verlustleistung. Dennoch ist der Strom, der durch diesen Schaltkreis zum Aufladen des Glättungskondensators C₁ fließt, so groß, dass die resultierende Verlustleistung gering oder vernachlässigbar ist. Insgesamt hat das Schaltnetzteil gemäß der Erfindung einen entscheidenden Vorteil gegenüber dem Stand der Technik in Bezug auf Wirkungsgrad und Kompaktheit in Größe.
2. Wenn der Strom, der durch den Primärinduktor L₁ zum Aufladen des Glättungskondensators C₁ fließt, gleich groß wie zuvor ist, wird andererseits der Glättungskondensator dann auf eine Spannung V_C1 aufgeladen, die um den durch den Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 aufgeladenen Anteil höher ist als zuvor. Solch eine höhere Glättungskondensatorspannung V_C1 ist wirksam, um die Spitzenwerte des Stromes, der in den Glättungskondensator C₁ bei oder benachbart zu den Spitzenwerten der Gleichrichterausgangsspannung V₄ fließt, zu begrenzen, wodurch die höheren Oberschwingungen des AC-Eingangsstroms I_ac reduziert werden.
3. Da der Primärinduktor L₁ mit dem Abgriff 9 an der Transformator-Primärwicklung N₁ verbunden ist, fließt der Strom I_L1 nicht durch den Primärinduktor, auch wenn der Schalter Q₁ eingeschaltet ist, es sei denn, dass das Potential am ersten Gleichrichterausgangsleiter 43 höher wird als das Potential des Abgriffs 9. Es fließt kein Primärinduktorstrom I_L1 während der Perioden t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 3. Obwohl dies für den Signalverlauf und die Leistungsfaktorverbesserung nachteilhaft ist, ist dennoch zutreffend, dass keine Verlustleistung am Primärinduktor L₁ entsteht, solange durch diesen kein Strom fließt. Der beste Kompromiss kann durch eine Positionseinstellung des Abgriffs 9 an der Transformator-Primärwicklung N₁ erreicht werden.
4. Die zweite Hilfsdiode D₇ dient dazu, den Stromfluss vom Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 in Richtung zum Primärinduktor L₁ zu sperren. Der Primärinduktorstrom I_L1 wird diesbezüglich auch reduziert, um die Verlustleistung weiter zu verringern.

Ausführungsform der 5
Die zweite bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils umfasst einen Transformator 5_a ohne einen Abgriff an seiner Primärwicklung N₁. Der Primärinduktor L₁ ist über die Sperrdiode D₅ mit der Verbindungsstelle zwischen der Transformator-Primärwicklung N₁ und dem Schalter Q₁ verbunden. Alle übrigen Aufbaudetails sind wie zuvor anhand der 1 und 2. festgelegt.
Wird der Schalter Q₁ eingeschalten, leitet die Sperrdiode D₅ unabhängig von der Spannung über der Transformator-Primärwicklung N₁. Der Primärinduktorstrom I_L1 fließt entlang dem Pfad aufweisend den ersten Gleichrichterausgangsleiter 43, den Primärinduktor L₁, die Sperrdiode D₅, den Schalter Q₁, und den Erdpotentialleiter 45. Bei dieser zweiten Ausführungsform fließt daher der Primärinduktorstrom I_L1 während der Perioden t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 4, wenn die AC-Eingangsspannung V_ac einen geringeren Momentanwert hat als V_a, solange der Schalter Q₁ eingeschaltet ist. Folglich hat die Ausführungsform in 5 einen besseren Signalverlauf und einen besseren Leistungsfaktor als die Ausführungsform in 1.
Diesem Vorteil steht entgegen, dass die Verlustleistung am Primärinduktor L₁ zunimmt, da der Primärinduktorstrom I_L1 während fast des gesamten Zyklus der AC-Versorgungsspannung V_ac fließt. Die Verwendung der Einrichtung in 1 ist zur Erreichung eines höheren Wirkungsgrades geeignet, während die Einrichtung in 5 zur Erreichung eines besseren Signalverlaufs und eines höheren Leistungsfaktors geeignet ist. Beide Einrichtungen sind sich dennoch darin ähnlich, dass sie den Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 haben, der für die vorliegende Erfindung wesentlich ist.
Ausführungsform der 6
Dieses Schaltnetzteil verwendet einen modifizierten Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_a anstelle seines Gegenstücks 7 in den 1 und 5, ist jedoch in sämtlichen anderen Aufbaudetails mit der Einrichtung in 1 identisch. Der alternative Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_a ist mit der ersten Hilfsdiode D₆ zwischen dem Hilfsinduktor L₂ und der Transformator-Hilfswicklung N₃ angeschlossen, während der Hilfskondensator C₂ zwischen dem Hilfsinduktor L₂ und dem Glättungskondensator C₁ angeschlossen ist. Alle übrigen Aufbaudetails sind, wie sie zuvor im Zusammenhang mit dem Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 in 1 festgelegt wurden.
Die Spannung, die sich über der Transformator-Hilfswicklung N₃ während der Leitphasen des Schalters Q₁ aufbaut, ist so orientiert, um die erste Hilfsdiode D₆ in Sperrrichtung vorzuspannen. Folglich fließt kein Strom durch die Hilfsdiode D₆, der den Hilfskondensator C₂ aufladen würde. Eine Spannung, die in der Lage ist, die Hilfsdiode D₆ in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, baut sich über der Transformator-Hilfswicklung N₃ während der Sperrphasen des Schalters Q₁ auf, so dass ein geschlossener Schaltkreis aus der Transformator-Hilfswicklung N₃, dem Hilfskondensator C₂, und der Diode D₆ vervollständigt wird, um einen Stromfluss zu ermöglichen, der den Hilfskondensator C₂ auflädt.
Wenn der Spannungsabfall über der zweiten Hilfsdiode D₇ vernachlässigt wird, ist die Spannung zwischen dem eingangsseitigen Anschluss des Hilfsinduktors L₂ und dem Erdpotentialleiter 45 gleich der Gleichrichterausgangsspannung V₄. Die Spannung zwischen dem ausgangsseitigen Anschluss des Hilfsinduktors L₂ und dem Erdpotentialleiter 45 ist gleich der Differenz zwischen der Spannung V_c1 über dem Glättungskondensator C₁ und der Spannung V_c2 über dem Hilfskondensator C₂. Somit ist die Spannung V_L2 über dem Hilfsinduktor L₂ wie folgt festgelegt: VL2 = V4 – (Vc1 – Vc2) = V4 – Vc1 + Vc2.
Es ist somit ersichtlich, dass der Hilfsinduktorstrom I_L2 nur dann fließt, wenn die Summe aus V₄ und V_C2 größer ist als V_c1. Wie bei der ersten offenbarten Ausführungsform der Erfindung wird der Glättungskondensator sowohl durch den Strom I_L1 durch den Primärinduktor L₁ als auch durch den Strom I_L2 durch den Hilfsinduktor L₂ auf die Spannung V_c1 aufgeladen, die größer ist als beim Stand der Technik.
Ausführungsform der 7
Der Transformator 5 des Schaltnetzteils in 6 kann durch den Transformator 5_a der Einrichtung in 5 ersetzt werden. 7 zeigt die resultierende Einrichtung, bei der der Primärinduktor L₁ über die Sperrdiode D₅ mit der Verbindungsstelle zwischen der Transformator-Primärwicklung N₁ und dem Schalter Q₁ verbunden ist, wie in 5. Durch diese Einrichtung werden dieselben Vorteile wie bei den Ausführungsformen in den 5 und 6 erreicht.
Ausführungsform der 8
Der Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_b ist zusätzlich modifizierbar, wie bei 7_b in 8 gezeigt, die eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigt, die ansonsten der Ausführungsform in 6 ähnlich ist. Der modifizierte Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_b weist nur die Transformator-Hilfswicklung N₃ und die Hilfsdiode D₆ auf. Die Transformator-Hilfswicklung N₃, die zwischen dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 und dem Glättungskondensator C₁ über die Hilfsdiode D₆ angeschlossen ist, besitzt, wovon ausgegangen werden kann, eine Streuinduktivität.
Während der Sperrphasen des Schalters Q₁ baut sich über der Transformator-Hilfswicklung N₃ eine Spannung V_n3 auf, die so orientiert ist, um die Hilfsdiode D₆ in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Ein Strom durch die Hilfsdiode D₆, durch den der Glättungskondensator D₁ aufgeladen wird, fließt nur, wenn die Summe der Gleichrichterausgangsspannung V₄ und die Spannung V_n3 der Transformator-Hilfswicklung größer wird als die Spannung V_c1 über dem Glättungskondensator C₁.
Diese Ausführungsform in 8 hat dieselben Vorteile wie die Ausführungsform in 6, mit der Ausnahme, dass der Glättungseffekt durch den Reaktor L₁ und den Kondensator C₂ der Hilfs-Aufladeschaltung 7_a in 6 nicht vorhanden ist. Ein Ausgleich für diesen Nachteil bildet der einfache Aufbau und die kompakte Größe des Hilfs-Aufladeschaltkreises 7_b .
Der Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_b in 8 ist mit dem Transformator 5_a in den 5 und 7 verwendbar. Zu diesem Zweck kann, wie durch die gestrichelte Linie in 8 angegeben, die Kathode der Sperrdiode D₅ mit der Verbindungsstelle zwischen der Transformator-Primärwicklung N₁ und dem Schalter Q₁ anstatt mit dem Abgriff 9 verbunden sein.
Ausführungsform der 9
Das Schaltnetzteil in 9 ist dem Schaltnetzteil in 6 ähnlich, mit der Ausnahme, dass ein weiter modifizierter Transformator 5_b , ein weiter modifizierter Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_c , und eine modifizierte Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6_a jeweils anstelle des Transformators 5, der Hilfs-Aufladeschaltung 7_a und der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 der Ausführungsform in 6 verwendet wird.
Der Transformator 5_b in 9 ist dem Transformator 5 in 6 ähnlich, mit der Ausnahme, dass, wie durch die Punkte in 9 angegeben, die Sekundärwicklung N₂ und die Hilfswicklung N₃ jeweils eine entgegengesetzte Polarität bezüglich ihrer Gegenstücke in 6 aufweisen. Der Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_c in 9 unterscheidet sich von dem Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_a in 6 durch die Polarität der Transformator-Hilfswicklung N₃. Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6_a in 9 unterscheidet sich von der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 in 6 darin, dass zusätzlich eine Drossel oder ein Glättungsinduktor L₀ und eine Glättungsdiode D_a vorgesehen sind. Der Glättungsinduktor L₀ ist zwischen der Gleichrichterdiode D₀ und dem Glättungskondensator C₀ angeschlossen. Die Glättungsdiode D_a, die allgemein als Gleichrichterdiode bezeichnet wird, ist mit der Serienschaltung aus dem Induktor L₀ und dem Kondensator C₀ parallel geschaltet. Ein Vorwärts-DC/DC-Wandler wird durch den Glättungskondensator C₁, den Transformator 5_b , den Schalter Q₁, und die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6_a gebildet.
Bei dem Schaltnetzteil in 9 ist, wie bei dem herkömmlichen Vorwärtswandler, die Diode D₀ durch die Spannung in Vorwärtsrichtung vorgespannt, die sich über der Transformator-Sekundärwicklung N₂ während der Leitphasen des Schalters Q₁ aufbaut, so dass der Kondensator C₀ aufgeladen wird. Der Hilfskondensator C₂ wird darüber hinaus durch die Spannung aufgeladen, die sich über der Transformator-Hilfswicklung N₃ während der Leitphasen des Schalters Q₁ aufbaut.
D.h., dass die Einrichtung in 9 in der gleichen Weise wie die Einrichtung in 6 arbeitet, mit Ausnahme der Art und Weise, wie der Hilfskondensator C₂ und der Ausgangs-Glättungskondensator C₀ aufgeladen werden, wodurch dieselben Vorteile erreicht werden. Es ist darüber hinaus klar, dass die Einrichtung in 9 so modifizierbar ist, dass der Transformator 5_a in den 5 und 7 enthalten ist, wobei die Kathode der Sperrdiode D₅ mit der Verbindungsstelle zwischen der Transformator-Primärwicklung N₁ und dem Schalter Q₁, wie durch die gestrichelte Linie in 9 angegeben, anstelle mit dem Abgriff 9 verbunden werden kann. Eine zusätzlich mögliche Modifizierung der Ausführungsform in 9 ist das Weglassen des Kondensators C₂, des Induktors L₂ und der zweiten Diode D₇ im Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_c .
Ausführungsform der 10
Wie darin gezeigt, umfasst das Schaltnetzteil einen modifizierten Gleichrichter 4_a und einen modifizierten Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_d anstelle des Gleichrichters 4 bzw. des Hilfs-Aufladeschaltkreises 7 der Ausführungsform in 1 und ist in allen anderen Punkten mit dieser identisch. Der modifizierte Gleichrichter 4_a umfasst zwei Dioden D₁₁ und D₁₂ zusätzlich zu den vier erwähnten Dioden D₁–D₄. Die fünfte Diode D₁₁ ist mit ihrer Anode mit dem ersten AC-Eingangsleiter 41 und mit ihrer Kathode mit dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 verbunden. Die sechste Diode D₁₂ ist mit ihrer Anode mit dem zweiten AC-Eingangsleiter 42 und mit ihrer Kathode mit dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 verbunden. Folglich werden dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 nicht die Ausgangssignale der ersten und der dritten Diode D₁ und D₃ sondern die Ausgangssignale der fünften und der sechsten Diode D₁₁ und D₁₂ zugeführt. Diese Dioden D₁₁ und D₁₂ haben im Wesentlichen dieselben elektrischen Eigenschaften wie die Dioden D₁ und D₃, so dass die Spannung zwischen dem zweiten Gleichrichterausgangsleiter 44 und dem Erdpotentialleiter 45 im Wesentlichen gleich der Spannung V₄ zwischen dem ersten Gleichrichterausgangsleiter 43 und dem Erdpotentialleiter 45 ist.
Der modifizierte Hilfs-Aufladeschaltkreis 7_d ist dem Hilfs-Aufladeschaltkreis 7 in 1 ähnlich, mit der Ausnahme, dass die Diode D₇ fehlt. Der modifizierte Schaltkreis 7_d arbeitet dennoch genau wie der ursprüngliche Schaltkreis 7, da die beiden zusätzlichen Dioden D₁₁ und D₁₂ des Gleichrichters 4_a dazu dienen, einen Rückwärtsstrom zu sperren. Es sei darauf hingewiesen, dass die Dioden D₁₁ und D₁₂ Hochfrequenzdioden sind, die in der Lage sind, auf Veränderungen des Stroms durch den Hilfsinduktor L₂ durch das wiederholte Leiten und Sperren des Schalters Q₁ zu reagieren. Das Weglassen der Diode D₇ ist in den Fällen, bei denen Niedrigfrequenzdioden für D₁₁ und D₁₂ verwendet werden, nicht zu empfehlen.
Mögliche Modifizierungen
Ungeachtet der vorhergehenden detaillierten Offenbarung wird die vorliegende Erfindung nicht durch die genaue Darstellung der Zeichnungen oder deren Beschreibung begrenzt. Es folgt daher eine kurze Auflistung von möglichen Modifizierungen oder Veränderungen der dargestellten Ausführungsformen, die sich alle im Schutzbereich der Erfindung befinden:

1. Sämtliche Hilfs-Aufladeschaltkreise 7, 7_a –7_d können ohne die zweite Hilfsdiode D₇ verwendet werden. Bei einem Fehlen der zweiten Hilfsdiode D₇ fließt der AC-Eingangsstrom I_ac auch während der Perioden t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 3.
2. Alle dargestellten Schaltnetzteile können mit Einrichtungen zum Nullspannungs- oder Nullstromschalten des Schalters Q₁ versehen sein.
3. Ein Hochfrequenzkondensator mit einer Kapazität geringer als die des Glättungskondensators C₁ kann zwischen dem ersten Gleichrichterausgangsleiter 43 und dem Erdpotentialleiter 45 in sämtlichen dargestellten Schaltnetzteilen angeschlossen sein. Ein solcher Kondensator bildet einen Bypass um den Gleichrichter 4 für den Strom, der üblicherweise entlang dem Pfad aufweisend den Primärinduktor L₁, die Sperrdiode D₅, den ersten Teil N_1a der Transformator-Primärwicklung, den Glättungskondensator C₁, und den Gleichrichter 4 während der Sperrphasen des Schalters Q₁ fließen würde. Der Bypass-Kondensator dient somit dazu, ein Rauschen infolge der Dioden D₁–D₄ des Gleichrichters 4 zu reduzieren.
4. Ein Spartransformator kann anstelle der Transformatoren 5, 5_a und 5_b verwendet werden.
5. Die Sperrdiode D₅ kann zwischen dem ersten Gleichrichterausgangsleiter 43 und dem Primärinduktor L₁ angeschlossen werden oder in den Fällen, bei denen der Rücklaufstrom kein Problem darstellt, weggelassen werden.
6. Ein Bipolartransistor mit einem isolierten Gate-Anschluss und andere Halbleiterschalter können anstelle des FET-Schalters Q₁ verwendet werden.

Claims

Schaltnetzteil zum Umwandeln einer AC-Spannung in eine DC-Spannung, aufweisend – einen Gleichrichter (4 oder 4_a ), der mit zwei AC-Eingangsanschlüssen (1 und 2) verbunden ist, zum Gleichrichten einer AC-Eingangsspannung, wobei der Gleichrichter einen ersten Ausgangsleiter (43) und einen zweiten Ausgangsleiter (44) zum Abgeben einer ersten und einer zweiten Gleichrichter-Ausgangsspannung, die in etwa gleich groß sind, und einen dritten Ausgangsleiter (45) hat; – einen Transformator (5 oder 5_a ) mit einer Primärwicklung (N₁); – eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6 oder 6_a ), die zwischen dem Transformator und zwei DC-Ausgangsanschlüssen zum Bereitstellen der DC-Ausgangsspannung angeschlossen ist; – einen Induktor (L₁) zur Verbesserung des Leistungsfaktors der Eingangsanschlüsse, – einen Glättungskondensator (C₁), der zwischen dem ersten Ausgangsleiter und dem dritten Ausgangsleiter des Gleichrichters über wenigstens einen Teil der Primärwicklung (N₁) und dem Induktor (L₁) angeschlossen ist, – einen Schalter (Q₁), der zwischen dem ersten Ausgangsleiter (43) und dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters über wenigstens den Induktor (L₁) angeschlossen ist und mit dem Glättungskondensator (C₁) über die Primärwicklung (N₁) parallel geschaltet ist, und – eine Schaltsteuereinrichtung (8), die mit dem Schalter zur Ein/Aus-Steuerung des Schalters (Q₁) bei einer Wiederholfrequenz höher als die Frequenz der AC-Eingangsspannung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Hilfs-Aufladeschaltung (7, 7_a , 7_b , 7_c oder 7_d ) vorgesehen ist, aufweisend eine Hilfswicklung (N₃), die elektromagnetisch mit einer Primärwicklung (N₁) des Transformators (5, 5_a oder 5_b ) gekoppelt ist, einen Hilfskondensator (C₂), der mit einem äußersten Ende der Hilfswicklung (N₃) verbunden ist, die mit einem weiteren äußersten Ende mit der Primärwicklung (N₁) des Transformators (5) und dem Glättungskondensator (C₁) verbunden ist, eine Hilfsdiode (D₆), die mit der Hilfswicklung (N₃) über den Hilfskondensator (C₂) parallel geschaltet ist und durch eine Spannung, die sich über der Hilfswicklung (N₃) während der Leitphasen des Schalters (Q₁) aufbaut, leitend wird, und einen Hilfsinduktor (L₂), der zwischen dem zweiten Ausgangsleiter (44) des Gleichrichters (4 oder 4_a ) und einer Verbindungsstelle zwischen dem Hilfskondensator (C₂) und der Hilfsdiode (D₆) angeschlossen ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfs-Aufladeschaltung (7) weiterhin eine zweite Hilfsdiode (D₇) aufweist, die mit dem Hilfsinduktor (L₂) in Reihe geschaltet ist.
Schaltnetzteil zum Umwandeln einer AC-Spannung in eine DC-Spannung, aufweisend einen Gleichrichter (4 oder 4_a ), der mit zwei AC-Eingangsanschlüssen (1 und 2) verbunden ist, zum Gleichrichten einer AC-Eingangsspannung, wobei der Gleichrichter einen ersten Ausgangsleiter (43) und einen zweiten Ausgangsleiter (44) zum Abgeben einer ersten und einer zweiten Gleichrichter-Ausgangsspannung, die in etwa gleich groß sind, und einen dritten Ausgangsleiter (45) hat, einen Transformator (5, 5_a oder 5_b ) mit einer Primärwicklung (N₁), einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6 oder 6_a ), die zwischen dem Transformator und zwei DC-Ausgangsanschlüssen angeschlossen ist, um die DC-Ausgangsspannung bereitzustellen, einen Induktor (L₁) zur Verbesserung des Leistungsfaktors der Eingangsanschlüsse, einen Glättungskondensator (C₁), der zwischen dem ersten Ausgangsleiter und dem dritten Ausgangsleiter des Gleichrichters über wenigstens einen Teil der Primärwicklung (N₁) und dem Induktor (L₁) angeschlossen ist, einen Schalter (Q₁), der zwischen dem ersten Ausgangsleiter (43) und dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters über wenigstens den Induktor (L₁) angeschlossen ist und mit dem Glättungskondensator (C₁) über die Primärwicklung (N₁) parallel geschaltet ist, eine Schaltsteuereinrichtung (8), die mit dem Schalter zur Ein/Aus-Steuerung des Schalters (Q₁) bei einer Wiederholfrequenz höher als die Frequenz der AC-Eingangsspannung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Hilfs-Aufladeschaltung (7, 7_a , 7_b , 7_c oder 7_d ) vorgesehen ist, aufweisend eine Hilfswicklung (N₃), die elektromagnetisch mit einer Primärwicklung (N₁) des Transformators (5, 5_a oder 5_b ) gekoppelt ist, eine Hilfsdiode (D₆), die durch eine Spannung, die sich über der Hilfswicklung (N₃) während der Sperrphasen des Schalters (Q₁) aufbaut, leitend wird und mit einem äußersten Ende der Hilfswicklung (N₃) verbunden ist, die mit einem weiteren äußersten Ende mit der Primärwicklung (N₁) des Transformators (5) und dem Glättungskondensator (C₁) verbunden ist, einen Hilfskondensator (C₂), der mit der Hilfswicklung über die Hilfsdiode (D₆) parallel geschaltet ist, und einen Hilfsinduktor (L₂), der zwischen dem zweiten Ausgangsleiter (44) des Gleichrichters (4 oder 4_a ) und einer Verbindungsstelle zwischen der Hilfsdiode (D₆) und dem Hilfskondensator (C₂) angeschlossen ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfs-Aufladeschaltung (7_a ) weiterhin eine zweite Hilfsdiode (D₇) aufweist, die mit dem Hilfsinduktor (L₂) in Reihe geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Sperrdiode (D₅) mit dem Induktor (L₁) in Reihe geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, bei dem die Primärwicklung (N₁) des Transformators (5) (bei 9) einen Abgriff hat, um ihn in zwei Teile (N_1a und N_1b) zu unterteilen, dadurch gekennzeichnet, dass der Induktor (L₁) und ein Teil (N_1b) der Transformator-Primärwicklung und des Schalters (Q₁) einen Serienschaltkreis bilden, wobei der Serienschaltkreis zwischen dem ersten Ausgangsleiter (43) und dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters (4 oder 4_a ) angeschlossen ist, und der Glättungskondensator (C₁) mit einem Serienschaltkreis der beiden Teile (N_1a und N_1b) der Transformator-Primärwicklung und dem Schalter (Q₁) parallel geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die komplette Transformator-Primärwicklung (N₁) einen Serienschaltkreis mit dem Induktor (L₁) und dem Glättungskondensator (C₁) bildet, wobei der Serienschaltkreis zwischen dem ersten Ausgangsleiter (43) und dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters (4 oder 4_a ) angeschlossen ist, und ein Serienschaltkreis aus der kompletten Transformator-Primärwicklung (N₁) und dem Schalter (Q₁) mit dem Glättungskondensator (C₁) parallel geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, bei dem der Transformator (5 oder 5_a ) eine Sekundärwicklung (N₂) hat, die elektromagnetisch mit der Primärwicklung (N₁) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6) einen Gleichrichter (D₀), der an die Sekundärwicklung (N₂) des Transformators angeschlossen ist und durch eine Spannung, die sich über der Transformator-Sekundärwicklung während der Sperrphasen des Schalters (Q₁) aufbaut, leitend wird, und einen zusätzlichen Kondensator (C₀), der mit der Transformator-Sekundärwicklung über den Gleichrichter parallel geschaltet ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, bei dem der Transformator (5_b ) eine Sekundärwicklung (N₂) hat, die elektromagnetisch mit der Primärwicklung (N₁) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6_a ) einen Gleichrichter (D₀), der an die Sekundärwicklung (N₂) des Transformators angeschlossen ist und durch eine Spannung, die sich über der Transformator-Sekundärwicklung während der Leitphasen des Schalters (Q₁) aufbaut, leitend wird, und einen zusätzlichen Kondensator (C₀), der mit der Transformator-Sekundärwicklung über den Gleichrichter parallel geschaltet ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (4) eine erste Diode (D₁) mit einer ersten Elektrode, die mit einem ersten Eingangsleiter (41) des Gleichrichters verbunden ist, eine zweite Diode (D₂) mit einer ersten Elektrode, die mit dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Eingangsleiter (41) des Gleichrichters verbunden ist, eine dritte Diode (D₃) mit einer ersten Elektrode, die mit einem zweiten Eingangsleiter (42) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit einer zweiten Elektrode der ersten Diode (D₁) verbunden ist, wobei eine Verbindungsstelle (48) zwischen den zweiten Elektroden der ersten und der dritten Diode (D₁ und D₃) mit dem ersten und dem zweiten Ausgangsleiter (43 und 44) des Gleichrichters verbunden ist, und eine vierte Diode (D₄) mit einer ersten Elektrode, die mit dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem zweiten Eingangsleiter (42) des Gleichrichters verbunden ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (4_a ) eine erste Diode (D₁) mit einer ersten Elektrode, die mit einem ersten Eingangsleiter (41) des Gleichrichters (4_a ) verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgangsleiter (43) des Gleichrichters verbunden ist, eine zweite Diode (D₂) mit einer ersten Elektrode, die mit dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Eingangsleiter (41) des Gleichrichters verbunden ist, eine dritte Diode (D₃) mit einer ersten Elektrode, die mit einem zweiten Eingangsleiter (42) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgangsleiter (43) des Gleichrichters verbunden ist, eine vierte Diode (D₄) mit einer ersten Elektrode, die mit dem dritten Ausgangsleiter (45) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem zweiten Eingangsleiter (42) des Gleichrichters verbunden ist, eine fünfte Diode (D₁₁) mit einer ersten Elektrode, die mit dem ersten Eingangsleiter (41) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgangsleiter (44) des Gleichrichters verbunden ist, und eine sechste Diode (D₁₂) mit einer ersten Elektrode, die mit dem zweiten Eingangsleiter (42) des Gleichrichters verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgangsleiter (44) des Gleichrichters verbunden ist, aufweist.