DE60302181T2

DE60302181T2 - Verfahren zum Zünden einer Gasentladungslampe mittels eines hochenergetischen Startimpulses

Info

Publication number: DE60302181T2
Application number: DE60302181T
Authority: DE
Inventors: Timothy James Fremont Rust; James Copland San Jose Moyer; David Joseph San Jose Christy
Original assignee: Monolithic Power Systems Inc
Current assignee: Monolithic Power Systems Inc
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2003-04-09
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2023-04-10
Also published as: CN1191738C; ATE309691T1; US7880397B2; EP1367864B1; TW200307488A; JP2004055538A; US20070278967A1; DE60302181D1; CN1462167A; US20020171376A1; US20040155607A1; US6900600B2; US7355354B2; KR100582974B1; KR20030093963A; EP1367864A1; KR20060020707A

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Entladungsbeleuchtung und im Besonderen die effiziente Versorgung mit elektrischem Strom zur Ansteuerung einer Entladungslampe durch die anfängliche Inbetriebnahme der Lampe mit einem hochenergetischen Anfangsimpuls.
Hintergrund der Erfindung
Eine Entladungslampe, so wie etwa eine Kaltkathodenleuchtstofflampe (CCFL), weist Klemmenspannungseigenschaften auf, die je nach unmittelbarem Vorzustand und Frequenz eines an die Lampe angelegten Stimulus (Wechselstromsignals) variieren. Bis die CCFL gezündet wird, leitet die Lampe keinen Strom mit einer angelegten Klemmenspannung, die unter der Zündspannung liegt. Sobald im Inneren der CCFL ein Lichtbogen gezündet wird, fällt die Spannung gegebenenfalls auf eine Brennspannung ab, die in etwa 1/3 der Zündspannung über einen relativ großen Bereich an Eingangsströmen beträgt. Wird die CCFL von einem relativ hochfrequenten Wechselstromsignal angesteuert, so erlischt die CCFL (nach der Zündung) nicht bei jedem Zyklus und weist eine positive Klemmenwiderstandscharakteristik auf. Da die Effizienz der CCFL mit relativ höheren Frequenzen ansteigt, wird die CCFL üblicherweise mit Wechselstromsignalen angesteuert, deren Frequenz im Bereich von 50 Kilohertz bis 100 Kilohertz liegt.
Die Ansteuerung einer CCFL mit einem relativ hochfrequenten rechteckförmigen Wechselstromsignal sorgt für die maximale Nutzlebensdauer der Lampe. Da aber die rechteckige Form eines Wechselstromsignals starke Störungen anderer Schaltungen in der Nähe der Schaltanordnung zur Ansteuerung der CCFL verursachen kann, wird die Lampe typischerweise mit einem Wechselstromsignal, das eine weniger günstige Form aufweist, wie etwa einem sinusförmigen Wechselstromsignal, angesteuert.
Die meisten kleinen CCFLs werden in batteriebetriebenen Systemen, z.B. Notebooks oder Handcomputer (PDAs), verwendet. Die Batterie des Systems speist einen Ein gang eines Wechselrichters mit einer Gleichspannung im Bereich von 7 bis 20 Volt mit einem Nennwert von etwa 12 V. Ein gängiges Verfahren zur Umwandlung einer relativ niedrigen Gleichstrom-Eingangsspannung in eine höhere Wechselstrom-Ausgangsspannung ist das Zerhacken des Gleichstrom-Eingangssignals mithilfe von Leistungsschaltern, das Ausfiltern der durch das Zerhacken erzeugten harmonischen Signale und die Ausgabe eines relativ sauberen sinusförmigen Wechselstromsignals. Die Spannung des Wechselstromsignals wird mithilfe eines Transformators auf eine relativ hohe Spannung hochtransformiert, beispielsweise von 12 auf 1.500 Volt. Bei den Leistungsschaltern kann es sich um Bipolartransistoren (BJT) oder Feldeftekttransistoren (MOSFET) handeln. Auch können die Transistoren diskret oder integriert im gleichen Bauelement wie die Regelkreise für den Wechselrichter untergebracht sein.
Da Widerstandskomponenten dazu neigen, Leistung zu verbrauchen und die Gesamteffizienz einer Schaltung zu mindern, verwendet ein typisches Oberwellenfilter für einen Wechselrichter induktive und kapazitive Bauteile, die hinsichtlich der Minimierung der Verlustleistung ausgewählt sind, d.h. jede der gewählten Bauteile sollte einen hohen Q-Wert aufweisen. Ein Resonanzfilter zweiter Ordnung, das aus Induktions- und Kapazitäts-Bauteile aufgebaut ist, wird auch als Parallelresonanzschwingkreis oder Tankkreis bezeichnet, da der Tank Energie mit einer bestimmten Frequenz speichert.
Die elektronische Vorrichtung, in der die CCFL eingebaut ist, wird häufig in einer Vielzahl an Umgebungsbedingungen, etwa starken Temperaturschwankungen, eingesetzt. Außerdem treten normalerweise auch Schwankungen der Werte der Komponenten innerhalb der Ansteuerschaitung und in externen Komponenten auf. Dadurch kann auch die Energiemenge, mit der die CCFL am effizientesten gezündet wird, variieren.
Das US-Patent Nr. 6.316.881 beschreibt einen Wechselrichter, der die Menge an elektrischem Strom regelt, welche zur Ansteuerung einer CCFL verwendet wird. Das Ausgangssignal ist eine relativ reine Sinuswelle, die zu einer Eingangssteuerspannung proportional ist.
Im Tagungsbericht der elften jährlichen IEEE-APEC-Konferenz vom 3. bis 7. März 1996 in San Jose, CA, USA, der am 3. März 1996 in New York, USA, erschienen ist, wird auf den Seiten 634 – 640 ein Vorlauf-Rücklauf-Schwingkreis-(RFF-) Wechselrichter vorgestellt, theoretisch analysiert und experimentell getestet. Es zeigt sich, dass der Wechselrichter so konzipiert werden kann, dass er unter Nullspannungsschaltungs- (ZVS-) Bedingungen funktioniert und als Stromquelle dient, Merkmale, die sehr gut mit Hochleistungsentladungslampen- (CCFL-) Ballast kompatibel sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt eine Vorrichtung zur Ansteuerung einer Lampe nach Anspruch 1 bereit.
Ferner stellt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Ansteuerung einer Entladungslampe nach Anspruch 10 bereit.
BEVORZUGTE MERKMALE DER ERFINDUNG
Vorrichtung nach Anspruch 5, worin der Parallelresonanzschwingkreis ein Filter für das Wechselstrom-Signal umfasst.
Vorzugsweise ist das Filter ein Filter zweiter Ordnung, das eine Induktivitätskomponente und eine Kapazitätskomponente induziert.
Vorzugsweise stellt der Transformator die Induktivitäskomponente bereit.
Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die Lampe eine Entladungslampe ist, die einen Kaltkathodenleuchtstoff, ein Metallhafogenid und Natriumdampf enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 8, die ferner ein Gate-Ansteuerelement für jeden MOSFET im N-Brücken-Netzwerk umfasst, wobei jedes Gate-Ansteuerelement eine Verstärkung von Logiksignalen bereitstellt, welche den Betrieb der zugeordneten MOSFET steuert.
Vorzugsweise umfasst die Vorrichtung ferner einen Kondensator, der ein Ende an eine Ausgangsklemme des H-Brücken-Netzwerks und der Last gekoppelt und das andere Ende an eine Diode angeschlossen hat, die mit einer Spannungsreferenz gekoppelt ist, wobei der Kondensator das Anlegen einer Einschaltspannung an einen Gate-Anschluss eines oberen MOSFET ermöglicht, wenn die Spannung an einem Source des oberen MOSFET etwa einer Betriebsspannung entspricht.
Vorzugsweise ermöglicht das Gate-Ansteuerelement das anfängliche Laden des Kondensators, bevor die Last vom Wechselstromsignal angesteuert wird.
Vorzugsweise ermöglicht das Gate-Ansteuerelement außerdem das Laden des Kondensators, wenn der zum Gate-Ansteuerelement gehörende MOSFET nicht leitet.
Vorrichtung nach Anspruch 1, worin der selbsterregter Schwingkreis einen Aufwärtstransformator mit einer Primärwicklung, die das Wechselstromsignal empfängt, und einer Sekundärwicklung, die mit einer Lampe gekoppelt ist, umfasst.
Vorzugsweise umfasst der selbsterregte Schwingkreis auch ein Filter für das Wechselstromsignal.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
Die Bedeutung der oben genannten Aspekte und vieler der damit einhergehenden Vorteile dieser Erfindung werden klarer ersichtlich, wenn die Erfindung selbst unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung besser verstanden wird, die zusammen mit den beiliegenden Abbildungen zu betrachten ist, worin:
1A eine beispielhafte schematische Darstellung eines leistungsgesteuerten integrierten Schaltkreises ist, der mit einem Parallelresonanzschwingkreis auf einer Primärseite eines Aufwärtstransformators gekoppelt ist, um die Entladungslampe anzusteuern;
1B eine beispielhafte schematische Darstellung eines stromgesteuerten integrierten Schaltkreises ist, der mit einem anderen Parallelresonanzschwingkreis auf einer Primärseite des Aufwärtstransformators gekoppelt ist, um die Entladungslampe anzusteuern;
2A eine beispielhafte schematische Darstellung eines leistungsgesteuerten integrierten Schaltkreises ist, der einen auf der Primärseite des Aufwärtstransformators angeordneten Parallelresonanzschwingkreis verwendet, um die Entladungslampe anzusteuern;
2B eine weitere beispielhafte schematische Darstellung des stromgesteuerten integrierten Schaltkreises ist, der einen anderen auf der Sekundärseite des Aufwärtstransformators angeordneten Parallelresonanzschwingkreis verwendet, um die Entladungslampe anzusteuern;
2C eine weitere beispielhafte schematische Darstellung des stromgesteuerten integrierten Schaltkreises ist, der einen anderen auf der Sekundärseite des Aufwärtstransformators angeordneten Parallelresonanzschwingkreis verwendet, um die Entladungslampe anzusteuern;
2D eine weitere beispielhafte schematische Darstellung eines weiteren auf der Sekundärseite des Aufwärtstransformators angeordneten Parallelresonanzschwingkreises ist, der zur Ansteuerung der Entladungslampe verwendet wird;
2E eine weitere beispielhafte schematische Darstellung eines weiteren Parallelresonanzschwingkreises ist, der einen primären Kopplungskondensator verwendet;
3A eine beispielhafte schematische Darstellung eines leistungsgesteuerten integrierten Schaltkreises zur Ansteuerung einer Entladungslampe ist;
3B eine beispielhafte schematische Darstellung eines stromgesteuerten integrierten Schaltkreises zur Ansteuerung einer Entladungslampe ist;
4 eine beispielhafte schematische Darstellung eines leistungsgesteuerten Blocks ist, der durch den leistungsgesteuerten integrierten Schaltkreis umgesetzt wurde;
5 eine beispielhafte schematische Darstellung eines Ansteuerblocks ist, der durch die stromgesteuerten und leistungsgesteuerten integrierten Schaltkreise umgesetzt wurde;
6 eine beispielhafte Übersicht über die verschiedenen Phasen des Schwingungszyklus der Erfindung ist;
7A–7D vier Diagramme der entsprechenden Spannungs- und Stromwellenform zeigen, die erzeugt werden, wenn die Entladungslampe im maximalen und partiellen Tastverhältnis angesteuert wird;
7E–7F zwei Diagramme der Anstiegskantenmodulation der Spannungswellenform und der entsprechenden Stromwellenform bei Teilstrom zeigen;
8A und 8B zeigt zwei Diagramme einer doppelseitigen Modulation der Spannungswellenform und der entsprechenden Stromwellenform bei Teilstrom:
9A–9D vier Diagramme der Impulsfolgenphasenmodulation der Spannungswellenform und der Stromwellenform bei Vollstrom zeigen;
9E–9H vier Diagramme der Impulsfolgenmodulation des Spannungswellenform und der Stromwellenform bei Teilstrom zeigt;
10 die vier Stellungen des Netzschalters und die Richtung des Laststroms während der Phasenmodulation zeigt; und
11 ein Flussdiagramm des Verfahrens der vorliegenden Erfindung ist.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Wie oben erwähnt umfassen Wechselrichter zur Ansteuerung einer CCFL typischerweise einen Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler, eine Filterschaltung und einen Transformator. Außerdem können auch andere Wechselrichter nach dem Stand der Technik, wie z.B. eine Konstantfrequenzhalbbrücken- (CFHB-) Schaltung oder induktive Halbbrücken- (IMHB-) Schaltung, zur Ansteuerung einer CCFL verwendet werden. Die vorliegende Erfindung kann zusammen mit einer beliebigen dieser Schaltungen sowie mit anderen Umrichtern verwendet werden.
Die Offenbarung hierin beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Zünden und zur Stromversorgung einer Entladungslampe, wie z.B. einer Kaltkathodenleuchtstofflampe (CCFL). Gemäß dieser Erfindung ist der anfängliche Energieimpuls, welcher der CCFL durch die Vorrichtung bereitgestellt wird, größer als die stationären Energieimpulse, die der CCFL bereitgestellt werden, nachdem sie gezündet wurde. In einer Ausführungsform wird der Anfangsimpuls durch Verlängerung der Impulsdauer erhöht. In einer weiteren Ausführungsform wird der Anfangsimpuls durch Erhöhung der Impulsspannung verstärkt, während die Breite des Impulses gleich bleibt. Wichtig ist die Überlegung, dass der Anfangsimpuls einen höheren Energiegehalt aufweist. Ferner sollte darauf hingewiesen werden, dass das Verfahren der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf einen Typ von Wechselrichter beschrieben wird. Das Verfahren kann aber auch auf andere Wechselrichter angewandt werden.
In einer Ausführungsform betrifft die vorliegende Erfindung einen integrierten Schaltkreis (IC), der vier Leistungs-MOSFETs umfasst, die in einer H-Brücken-Schaltung angeordnet sind. Der IC wandelt zusammen mit einem diskreten Ausgangsnetzwerk ein Gleichstromsignal in ein Wechselstromsignal mit genug Spannung um, um eine Last, wie z.B. eine Entladungslampe, anzusteuern. Der IC steuert die Last bei der Resonanzfrequenz des Ausgangsnetzwerks zusammen mit der Kapazitäts- und Induktivitätskomponente der Last für einen Spannungsbereich an, der durch eine Gleichstromquelle bereitgestellt wird.
Die H-Brücken-Schaltung erzeugt ein Wechselstromsignal durch periodisches Umwandeln eines Gleichstromsignals. Der Regelkreis reguliert die Menge an elektrischem Strom, die der Last zugeführt wird, indem die Impulsbreite jedes Halbzyklus des Wechselstromsignals moduliert wird (PWM). Da die PWM während des normalen Betriebs ein symmetrisches Wechselstromsignal bereitstellt, werden sogar harmonische Frequenzen im Wechselstromsignal ausgelöscht. Durch Auslöschung der geradzahligen Harmonischen und allgemein durch den Betrieb bei der Resonanzfrequenz des Filters (Last), kann der konzipierte belastete Q-Wert des Filters relativ gering sein und Verluste im Filter können minimiert werden. Da die CCFL direkt über die Sekundärwicklung des Aufwärtstransformators verbunden ist, mit der Ausnahme der Dauer einer Sekunde, die zur Zündung eines Bogens in der Lampe erforderlich ist, wird die Sekundärwicklung des Aufwärtstransformators außerdem bei der Brennspannung der CCFL betrieben. Ferner ergibt sich aus dem Nachstehenden, dass der Regelkreis die Breite der Impulse selektiv vergrößert, die der Last während der Zündung der Last im Gegensatz zum Normalbetrieb zugeführt werden.
In der beispielhaften schematischen Darstellung in 1A steht 100 für die Leistungssteuerungsausführung eines integrierten Schaltkreises 104 (IC), der mit einer Last gekoppelt ist, die einen Parallelresonanzschwingkreis 108 und eine Lampe 106, wie z.B. eine CCFL, umfasst. Eine Gleichspannungsquelle 102, d.h. eine Batterie, ist an den IC 104 angeschlossen. Ein Zusatzkondensator 120a ist zwischen einer BSTR-Klemme und einer Ausgangsklemme 110a angeschlossen, die mit einer anderen Klemme, die als OUTR bezeichnet ist, verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist ein weiterer Zusatzkondensator 120b zwischen einer BSTL-Klemme und einer Ausgangsklemme 110b angeschlossen, die mit einer weiteren Klemme, die als OUTL bezeichnet ist, verbunden ist. Die Zusatzkondensatoren 120a und 120b sind Energiespeicher, die eine Stromquelle für den Betrieb der Schaltungsanordnung im IC 104 bereitstellen, die oberhalb der Betriebsspannung der restlichen Schaltungsanordnung schwimmend sein kann.
Ein Ende der Induktivität 116 ist an die Ausgangsklemme 110a angeschlossen, und das gegenüberliegende Ende der Induktivität ist mit einem Ende eines Kondensators 118 und einem Ende einer Primärwicklung eines Aufwärtstransformators 114 gekoppelt. Das gegenüberliegende Ende des Kondensators 118 ist mit einem weiteren Ende der Primärwicklung des Aufwärtstransformators 114 und der Ausgangsklemme 110b gekoppelt. Ein Ende einer Sekundärwicklung für den Aufwärtstransformator 114 ist an einen Lampenanschluss 112a angeschlossen, und das andere Ende der Sekundärwicklung ist an einen Lampenanschluss 112b angeschlossen.
Ein reaktives Ausgangsnetzwerk oder der Parallelresonanzschwingkreis 108 wird durch die Komponenten gebildet, die zwischen den Ausgangsklemmen 110a und 110b und der Primärwicklung des Aufwärtstransformators 114 angeschlossen sind. Der Parallelresonanzschwingkreis ist ein Resonanzfilter zweiter Ordnung, der elektrische Energie mit einer bestimmten Frequenz speichert und diese Energie nach Bedarf abgibt, um die Sinusform des Wechselstromsignals auszugleichen, das der Lampe 106 zugeführt wird. Der Parallelresonanzschwingkreis wird auch als selbsterregter Schwingkreis bezeichnet.
In der beispielhafte schematischen Darstellung in 1B steht 100' für die Stromsteuerungsausführung eines integrierten Schaftkreises 104' (IC), der mit einer Last gekoppelt ist, die den Parallelresonanzschwingkreis 108 und die Lampe 106 umfasst. Die schematische Darstellung von 100' ist im Wesentlichen ähnlich wie die aus 1, mit der Ausnahme, dass eine Stromerfassung inkludiert ist. Es gilbt anzumerken, dass die zweite Klemme der Sekundärwicklung direkt geerdet ist. Der andere Lampenanschluss 112b ist mit einer Anode einer Diode 107 und einer Kathode einer Diode 105 gekoppelt. Die Kathode der Diode 107 ist mit einem Ende eines Fühlerwiderstands 109 und einer U-Fühler-Klemme am IC 104' gekoppelt. Die Anode der Diode 105 ist mit dem anderen Ende des Fühlerwiderstands 109 gekoppelt und geerdet. In diesem Fall überwacht der IC 104' die Spannung am Fühlerwiderstand 109, sodass die Strommenge, die in die Lampe 106 fließt, genähert und zur Regelung der Menge an elektrischem Strom verwendet werden kann, die zur Ansteuerung der Lampe eingesetzt wird.
Außerdem ist beabsichtigt, dass die Leistungs- und Stromsteuerungsausführungen der Erfindung, d.h. IC 104 und IC 104', zusammen mit einer Vielzahl von unterschiedlichen Ausführungsformen des Parallelresonanzschwingkreises verwendet werden können. In 2A ist der in 1A und 1B dargestellte Parallelresonanzschwingkreis 108 mit dem IC 104 gekoppelt dargestellt. Der Parallelresonanzschwingkreis 108 dient als Filter, der mit der Primärwicklung des Aufwärtstransformators 114 gekoppelt ist.
In 2B ist eine weitere Ausführungsform eines Parallelresonanzschwingkreises 108' dargestellt. Ein Ende der Primärwicklung für den Aufwärtstransformator 114 ist an die Ausgangsklemme 110a angeschlossen, und das andere Ende der Primärwicklung ist an die andere Ausgangsklemme 110b angeschlossen. Ein Ende einer Induktivität 116' ist mit einem Ende der Sekundärwindung für den Aufwärtstransformator gekoppelt, und das andere Ende der Induktivität ist an ein Ende eines Kondensators 118' und die Lampenklemme 112a angeschlossen. Das andere Ende der Sekundärwicklung für den Aufwärtstransformator ist mit einem anderen Ende des Kondensators 118' und dem anderen Lampenanschluss 112b gekoppelt. In dieser Ausführungsform weist der Parallelresonanzschwingkreis 108' alle reaktiven Komponenten auf, die das Filter zweiter Ordnung bilden, das auf der Sekundärwindungsseite des Aufwärtstransformators 114 angeordnet ist.
2C zeigt eine weitere Ausführungsform des Parallelresonanzschwingkreises 108'', der dem Parallelresonanzschwingkreis 108' aus 2B ähnelt. Der Parallelresonanzschwingkreis 108'' weist jedoch keine diskrete induktive Komponente auf, um das Filter zweiter Ordnung für den Tank zu bilden. Stattdessen wird in dieser Ausführungsform eine Eigenstreuinduktivität 117 der Wicklungen im Aufwärtstransformator 114 als induktives Element des Filters zweiter Ordnung verwendet. Das Weglassen einer diskreten induktiven Komponente bei der Ausführung des Filters zweiter Ordnung des Parallelresonanzschwingkreises 108'' senkt die Kosten.
2D zeigt eine weitere Ausführungsform des Parallelresonanzschwingkreises 108''', um die Kosten bei der Umsetzung der vorliegenden Erfindung weiter zu senken. In dieser Ausführungsform umfasst der Parallelresonanzschwingkreis 108''' eine parasitäre Kapazität 122 der Lampenverdrahtung (größte Quelle), die Sekundärwicklung des Aufwärtstransformators 114 und die Eigeninduktivität des Transformators 117, um das Filter zweiter Ordnung zu bilden. Ein Ende der Sekundärwicklung für den Transformator 114 ist an den Lampenanschluss 112a angeschlossen, und das andere Ende der Sekundärwicklung ist an die Lampenklemme 112b angeschlossen. Diese Ausführungsform hebt die Notwendigkeit von induktiven und kapazitiven Bauteilen bei der Ausführung des Filters zweiter Ordnung auf.
2E zeigt eine weitere Ausführungsform des Parallelresonanzschwingkreises 108''', die im Wesentlichen ähnlich ist wie die Ausführungsform in 2D. In diesem Fall ist jedoch die Primärwicklung des Transformators 114 mit dem Ausgang des IC 104 gekoppelt, und zwar durch einen Kondensator 111, der verwendet wird, um die Wirkung der Magnetisierungsinduktivität der Primärwicklung des Transformators aufzuheben. Die Hinzunahme des Kondensators 111 führt dazu, dass die Resonanzfrequenz an den Primärwicklungen des Transformators 114 der Resonanzfrequenz an der Sekundärwicklung des Transformators besser entspricht. Auf diese Weise wird die Resonanzfrequenz für den gesamten Schaltkreis, d.h. den Parallelresonanzschwingkreis 108''' und den Transformator 114, näher an die Resonanzfrequenz an der Sekundärwicklung des Transformators herangebracht.
Außerdem ist die größte Quelle von parasitärer Kapazität für die verschiedenen Parallelresonanzschwingkreise, die in 2A–2E dargestellt sind, die Verdrahtung der Entladungslampe 106. Außerdem ist beabsichtigt, dass ein Paar paralleler Metallplatten auf beiden Seiten einer Leiterplatte angeordnet werden können, welche die IC 104 umfasst, sodass eine kapazitive Komponente für das Filter zweiter Ordnung gebildet wird (Parallelresonanzschwingkreis).
3A, 3B, 4 und 5 zeigen die innere Schaltungsanordnung eines integrierten Schaltkreises (IC) bei der Umsetzung der verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung. 3A ist eine exemplarische schematische Darstellung einer leistungsgesteuerten Ausführungsform des IC 104. Ein Spannungsreferenz- (Vref-) Signal wird als Ausgabe eines Spannungsreglers 124a bereitgestellt, gekoppelt mit einem Spannungs- (Vsupply-) Signal. Das Vref-Signal ist eine Bandlückenreferenzspannung, deren Nennwert 5,0 Volt beträgt und die verwendet wird, um verschiedene Spannungen abzuleiten, die von verschiedenen Komponente des IC 104 verwendet werden. Mehrere interne Spannungen für einen Steuerlogikblock 146 werden vom Vref-Signal abgeleitet, wie z.B. ein UVLO-Signal (Unterspannungssperrsignal) und eine Gesamtspannungsreferenz für einen Thermoabschaltungsschaltkreis. Außerdem ergibt das Vref-Signal auch andere Spannungen, die Auslösepunkte für einen Scheitelstrom-(Ipk-) Komparator 138, einen Nulldurchgangsdetektor 140 und einen Leistungsregelblock 136 festlegen.
Ein Spannungsregler 124b ist auch mit dem Vsupply-Signal gekoppelt und stellt ein 6-Volt-Gleichstromsignal bereit. Der Ausgang des Spannungsreglers 124b ist an einen Gate-Ansteuerblock 128b und eine Anode einer Diode 126a angeschlossen, deren Kathode an einen Gate-Ansteuerblock 128a und die linke Zusatzklemme angeschlossen ist. Ein weiterer Spannungsregler 124c ist mit dem Vsupply-Signal gekoppelt und stellt ein geregeltes 6-Volt-Gleichstromsignal für einen Gate-Steuerblock 128d bereit. Der Ausgang des Spannungsreglers 124c ist ebenfalls an eine Anode einer Diode 126b angeschlossen, deren Kathode an einen Gate-Ansteuerblock 128c und die rechte Zusatzklemme angeschlossen ist. Da die Spannungsregler 124b und 124c die Spannung, die zu den Gate-Ansteuerblöcken relativ hoher Leistung 128a, 128b, 128c und 128c zugeführt wird, separat regeln, beeinträchtigt der Betrieb eines beliebigen Gate-Ansteuerblocks normalerweise das vom Spannungsregler 124a ausgegebene Vref-Signal nicht bedeutend. Außerdem sind diskrete Anschlüsse für die Gate-Ansteuerblöcke 128b und 128d geerdet.
Die jeweiligen Eingangsklemmen von zwei Potentialverschiebungsverstärkern 132a und 132b sind separat mit einem Steuerlogikblock 146 verbunden, und ihre Aus gangsklemmen sind separat mit den Gate-Ansteuerblöcken 128a bzw. 128c gekoppelt. Diese Potentialverschiebungsverstärker schieben die Steuerlogiksignale vom Logikpegel, der im Steuerlogikblock 146 verwendet wird, zu den Logikpegeln um, die für die Gate-Ansteuerblöcke 128a bzw. 128b erforderlich sind.
Ein H-Brücken-Ausgangsschaltkreis für den IC 104 ist durch die vier Leistungs-MOSFETs 130a, 130b, 130c und 130d definiert. Der Drain-Anschluss des MOSFET 130a ist mit dem Vsupply-Signal gekoppelt, und sein Gate-Anschluss ist mit dem Gate-Ansteuerblock 128a gekoppelt. Der Source-Anschluss des MOSFET 130a ist an die linke Ausgangsklemme, den Gate-Ansteuerblock 128a, den Drain-Anschluss des MOSFET 130b, den Gate-Ansteuerungsblock 128a und den MUX-Block 134 angeschlossen. Der Source-Anschluss des MOSFET 130b ist geerdet, und sein Gate-Anschluss ist mit dem Gate-Ansteuerblock 128b gekoppelt. Auf ähnliche Weise ist der Drain-Anschuss des MOSFET 130c mit dem Vsupply-Signal verbunden, und sein Gate-Anschluss ist mit dem Gate-Ansteuerblock 128c gekoppelt. Der Source-Anschluss des MOSFET 130c ist mit der rechten Ausgangsklemme, dem Gate-Ansteuerblock 128c, dem Drain-Anschluss des MOSFET 130d, dem Gate-Ansteuerblock 128d und dem MUX-Block 134 verbunden. Außerdem ist der Source-Anschluss des MOSFET 130d geerdet, und sein Gate-Anschluss ist mit dem Gate-Ansteuerblock 128d gekoppelt.
Die Source-Anschlüsse der MOSFET 130b und 130d sind geerdet (untere Seite), und ihre jeweiligen Gate-Ansteuerblöcke 128b und 128d umfassen diskrete digitale Logikkomponenten, die ein 0- bis 5-V-Signal zur Regelung des Betriebs der dazugehörigen Leistungs-MOSFET aufweisen. Die Source-Anschlüsse der MOSFETs 130a und 130c sind nicht geerdet. Stattdessen sind diese Source-Anschlüsse an die jeweiligen linken und rechten Ausgangsklemmen (obere Seite) des H-Brücken-Ausgangskreises angeschlossen. In dieser Anordnung kann ein 0- (Erdung) bis 5-V-Signal den Betrieb der MOSFETs 130a und 130c nicht verlässlich regeln. Da die Gate-Ansteuerblöcke 128a und 128c diskrete digitale logische Steuersignale verwenden, stellt die Erfindung eine Potentialverschiebung dieser Steuersignale auf eine Spannung bereit, die immer höher ist als die Spannung an den Source-Anschlüssen der dazugehörigen MOSFETs 130a und 130c. Die Spannung an den Source-Anschlüssen steigt meist zusammen mit der Spannung, die über die linken und rechten Ausgangsklemmen des H-Brücken-Ausgangskreises eingeprägt werden. Die Potentialverschiebungsverstärker 132a und 132b wandeln ein 0- bis 5-V-Logiksignal, das auf Erde bezogen ist, in ein 0- bis 6-V-Logiksignal um, das an den Source-Anschluss der dazugehörigen MOSFETs 130a und 130c bezogen ist. Auf diese Weise können, wenn die Source-Anschlüsse der MOSFETs 130a und 130c ein Potential zwischen 0 Volt und 25 Volt aufweisen, die Gate-Ansteuerblöcke 128a und 128c immer noch den Betrieb der dazugehörigen MOSFETs regeln.
Die Gate-Ansteuerblöcke 128a, 128b, 128c und 128d können zusammen mit den Potentialverschiebungsverstärkern 132a und 132b die Steuersignale von den Steuerblöcken 146 in ein Ansteuersignal für jeden der dazugehörigen MOSFET im H-Brücken-Ausgangskreis umwandeln. Die Gate-Ansteuerblöcke dienen zur Pufferung (Stromverstärkung), zum Fehlerschutz, zur Potentialverschiebung der Leistungs-MOSFET-Steuersignale und zur Durchleitsperre. Die Gate-Ansteuerblöcke verstärken den Strom der digitalen Logiksignale, sodass ein relativ starker Strom für ein rasches Umschalten der Stellung der Leistungs-MOSFETs zwischen ein (leitend) und aus (nicht leitend) bereitgestellt werden kann. Jeder der vier Leistungs-MOFETs ist durch die dazugehörigen Ansteuerblöcke auf etwa 5 Ampere strombegrenzt, wenn ein Ausgangsfehler, wie z.B. ein Kurzschluss zwischen der linken Ausgangsklemme und/oder der rechten Ausgangsklemme und der Vsupply-Schiene oder ein Kurzschluss bei der Erdung, stattfindet. Liegt solch ein Ausgangsfehler vor, dreht der Gate-Ansteuerblock den dazugehörigen Leistungs-MOSFET ab, bevor es zu einer Beschädigung kommt.
Alle vier Leistungsstransistoren in den bevorzugten Ausführungsformen sind MOSFETs, und sie weisen meist eine hohe Eingangskapazität auf. Um einen Leistungs-MOSFET rasch zwischen leitenden und nicht leitenden Stellungen umzuschalten, ermöglicht der Gate-Ansteuerblock das Einprägen von hohen Strömen in den Gate-Anschluss des jeweiligen Leistungs-MOSFET. Der Gate-Ansteuerblock verstärkt schwachen Strom von Steuersignalen, die von den diskreten digitalen Logikelemen ten in den Blöcken erzeugt werden, um einen relativ höheren Strompegel zu erhalten, der erforderlich ist, um die Stellung der Leistungs-MOSFET rasch umzuschalten.
Wenn der Gate-Ansteuerblock ein Spannungssignal (6 Volt in Bezug auf den Source-Anschluss) an den Gate-Anschluss des dazugehörigen Leistungs-MOSFET anlegt, wird der MOSFET eingeschaltet (leitend). Außerdem wird der Leistungs-MOSFET abgeschaltet (nicht leitend), wenn in Bezug auf den Source-Anschluss null Volt an den Gate-Anschluss angelegt werden. Im Gegensatz dazu sind die Source-Anschlüsse der beiden Leistungs-MOSFETs 130a und 130c an die linken und rechten Ausgangsklemmen angeschlossen. Diese Konfiguration führt dazu, dass die Klemmenspannung am Source-Anschlüss jedes dieser Leistungs-MOSFETs in einem Bereich von Erdung bis Vsupply minus dem Spannungsabfall über den jeweiligen Leistungs-MOSFET schwimmt. Die Gate-Ansteuerblöcke 128a und 128c legen ein potentialverschobenes Spannungssignal an den Gate-Anschluss des dazugehörigen MOSFET in einem Bereich von 0 bis +6 Volt in Bezug auf die schwimmende Source-Anschlussspannung an. Auf diese Weise wird ein erdbezogenes Signal vom Steuerblock 146 in ein 0-6-Volt-Signal (auf stärkeren Strom gepuffert) in Bezug auf das Potential an den Source-Anschlüssen der Leistungs-MOSFETs 130a und 130c umgewandelt.
Jeder der Gate-Ansteuerblöcke stellt außerdem eine Logik zur Regelung der Durchleitsperre der Leistungs-MOSFET bereit. Wenn sowohl ein oberer als auch ein unterer Leistungs-MOSFET, z.B. die Leistungs-MOSFETs 130a und 130b, gleichzeitig leiten, dann fließt "Durchzündungsstrom" von der Eingangsstromquelle zur Erde, der möglicherweise die Leistungs-MOSFETs zerstört. Die Gate-Ansteuerblöcke verhindern das, indem sie gleichzeitig den Wert der Gate-Anschlussspannungen des oberen und des unteren Leistungs-MOSFET überprüfen. Wenn einer der Gate-Ansteuerblöcke (der obere oder untere) eine "Ein-"Spannung am Gate-Anschluss des dazugehörigen MOSFET detektiert, dann wird der andere Gate-Ansteuerblock gesperrt und kann nicht gleichzeitig die Ein-Spannung an seinen dazugehörigen Gate-Anschluss anlegen.
Die Gate-Ansteuerblöcke 128a und 128c ermöglichen die Initialisierung eines Paars von Bootstrap-Kondensatoren 150a und 150b während des Starts (anfängliches unter Spannung Setzen) der vorliegenden Erfindung. Der Bootstrap-Kondensator 150a ist zwischen der linken Ausgangsklemme und der linken Zusatzklemme angeschlossen. Wie oben erläutert ist die linke Ausgangsklemme außerdem an den Source-Anschluss des Leistungs-MOSFET 130a und den Gate-Ansteuerblock 128a angeschlossen. Auf diese Weise wird der Bootstrap-Kondensator 150a durch die Diode 126a geladen, wenn der untere Leistungs-MOSFET 130b leitet und der obere Leistungs-MOSFET 130a nicht leitet. Sobald er geladen ist, stellt der Bootstrap-Kondensator 150a eine stabile Einschaltspannung für den Gate-Anschluss des oberen Leistungs-MOSFETs 130a bereit, auch wenn das Potential am Source-Anschluss des oberen MOSFET 130a auf etwa das gleiche Potential steigt wie Vsupply. Auf ähnliche Weise ist der Bootstrap-Kondensator 150b zwischen der rechten Ausgangsklemme und der rechten Zusatzklemme angeschlossen, um im Wesentlichen die gleiche Funktion zu erfüllen. Ferner sind die Lampe 106 und der Parallelresonanzschwingkreis 108 zwischen der linken Ausgangsklemme und der rechten Ausgangsklemme des H-Brücken-Ausgangskreises gekoppelt.
Während der Initialisierung, d.h. des Starts, des IC 104 werden die unteren Leistungs-MOSFETs 130b und 130d durch die Gate-Ansteuerblöcke 128b und 128d eingeschaltet (leitend), sodass die Bootstrap-Kondensatoren 150a und 150b gleichzeitig mit Ladung versorgt werden. Wenn der N-Brücken-Ausgangskreis zu schwingen beginnt und der CCFL elektrische Energie bereitstellt, werden die Bootstrap-Kondensatoren 150a und 150b während des normalen Schaltzyklus der Leistungs-MOSFETs nacheinander teilweise entladen und wieder geladen. Die Dioden 126a und 126b laden ihre zugehörigen Bootstrap-Kondensatoren 150a und 150b automatisch wieder auf, wenn ihre dazugehörigen Leistungs-MOSFETs 130a und 130c im Schaltzyklus abgeschaltet werden. Auf diese Weise ermöglichen die Bootstrap-Kondensatoren es den Gate-Ansteuerblöcken 128a und 128c, den Gate-Anschlüssen der dazugehörigen MOSFETs 130a und 130c stabil eine angemessene Einschaltspannung zuzuführen.
Um die Wirkung von Stromstößen auf die Batterie und von Einschaltstrom auf die Lampe zu minimieren, ist weiches Ein- und Ausschalten möglich. Der Begriff "weiches Einschalten" beschreibt einen allmählichen Anstieg der Systemspannung auf den Normalwert, und "weiches Ausschalten" beschreibt einen allmählichen Abfall der Systemspannung vom Normalwert. Die Menge an Energie, die zum System zugeführt wird, bezieht sich auf die Ausgangsimpulsbreite und kann durch den Summenstrom am Comp-Pin eingestellt werden. Zusätzlicher Strom, der in den Comp-Pin eingeleitet wird, führt zu größeren Impulsbreiten, während Strom, der vom Comp-Pin abgezogen wird, zu geringeren Impulsbreiten führt. Genauer gesagt wird gegen Ende eines Bursts Strom vom Comp-Pin abgezogen, um die Breite der Ausgangsimpulse zu verringern. In einer Ausführungsform, bei der der Comp-Pin etwa 50 mV über Erde liegt und die Impulsbreiten nahe dem Minimum sind, wird der Burst enden gelassen. Wenn der nächste Burst initiiert wird, ist der Comp-Pin nahe Erde, was zu anfangs engen Impulsen führt. Strom wird dann im Comp-Pin zugeführt, war zu einer allmählichen Zunahme der Impulsbreite führt, bis normaler Betrieb erreicht ist.
Wichtig ist, dass die zur Last zugeführte Energie zu Beginn des Starts anders ist als während des Normalbetriebs. Genauer gesagt ist die Breite des ersten Impulses in einer Ausführungsform größer als bei Normalbetrieb. In einer Ausführungsform ist der anfängliche Energieimpuls zweimal so lang wie die Impulse während des Normalbetriebs. Es zeigte sich, dass dieser die Fähigkeit des Wechselrichters, die CCFL unter unterschiedlichen Umgebungs- und Ausrüstungsbedingungen zu zünden, verbessert.
Der MUX-Block 134 schaltet zwischen den Drain-Anschlüssen der Leistungs-MOSFETs 130b und 130d hin und her, sodass der Strom, der durch die MOSFETs fließt, durch den Steuerlogikblock 146 bestimmt werden kann. Der Strom wird durch Messen der Spannung über die Leistungs-MOSFETs bestimmt, wenn sie eingeschaltet sind, d.h. leiten. Die gemessene Spannung hängt direkt mit der Menge an Strom zusammen, die gegen den "Ein"-Widerstand durch einen Leistungs-MOSFET fließt, wobei es sich um einen bekannten Wert handelt. Da der MUX-Block 134 zwischen den Drain-Anschlüssen des eingeschalteten Leistungs-MOSFETs hin und her schal tet, ist die MUX-Block-Ausgangsspannung proportional zum Strom Isw, der durch den jeweiligen eingeschalteten MOSFET fließt. Der MUX-Block 134 ist ein Paar analoger Schalter, die zwischen den Drain-Anschlüssen der unteren Leistungs-MOSFETs kommutiert.
Ein Scheitelstrom- (Ipk-) Komparator 138 weist einen Eingang auf, der mit dem Ausgang des MUX-Blocks 134 gekoppelt ist, und einen weiteren Eingang, der mit einer vorbestimmten Spannung, z.B. 200 mV, gekoppelt ist, welche vom Vref-Signal abgeleitet ist. Ein Ausgang des Scheitelstromkomparators 138 ist mit dem Steuerlogikblock 146 und einem Einschaltzeitgeber 142 gekoppelt. Der Ausgang des Scheitelstromkomparators 138 zeigt es dem Steuerlogikblock 146 an, wenn ein vorbestimmter maximaler Stromwert überschritten wird. Wenn die Lampe 106 erlischt oder bricht, baut der Strom, der durch die Leistungs-MOSFETs fließt, einen relativ hohen Wert auf, wenn der IC 104 versucht, die erforderliche Menge Energie oder Strom in die Parallelresonanzschwingkreiskomponenten mit relativ geringem Verlust einzuspeisen. Da ein relativ starker Strom, der in den Kondensator des Parallelresonanzschwingkreises fließt, zu einer gefährlich hohen Spannung an der Sekundärwicklung eines Aufwärtstransformators führt, schaltet der Steuerlogikblock 146 den Leistungs-MOSFET ab, wenn dieser Zustand vom Scheitelstromkomparator 138 angezeigt wird.
Ein Eingang eines Nulldurchgangsdetektors 140 (Komparator) ist mit dem Ausgang des MUX-Blocks 134 gekoppelt, und ein weiterer Eingang ist mit einer vorbestimmten Spannung, z.B. 5 mV, gekoppelt, die vom Vref-Signal abgeleitet ist. Der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 140 ist mit dem Steuerlogikblock 146 gekoppelt, um anzuzeigen, wenn der Strom im Parallelresonanzschwingkreis fast auf null Ampere gefallen ist. Der Steuerlogikblock 146 verwendet den Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 140, um zu bestimmen, wann die Ruhephase beendet werden und die nächste Energiephase im Zyklus, wie z.B. die Energiephase A oder Energiephase B, wie sie in der nachstehenden Erläuterung von 6 dargelegt sind, initiiert werden soll.
Der Einschaltzeitgeber 142 bestimmt die Dauer der einzelnen Energiephasen für den Steuerlogikblock 146. Ein Eingang des Einschaltzeitgebers 142 ist mit einem Ende eines Schleifenkompensationskondensators 148 und dem Ausgang des Leistungsregelblocks 136 gekoppelt. Ein anderes Ende des Schleifenkompensationskondensators 148 ist mit dem Vref-Signal gekoppelt. Der Einschaltzeitgeber 142 bestimmt den Zeitraum (Dauer) jeder Energiephase in Übereinstimmung mit dem Wert der Spannung am Schleifenkompensationskondensator 148. Der Einschaltzeitgeber 142 ist separat mit einem Eingang und einem Ausgang des Steuerlogikblocks 146 und dem Ausgang des Scheitelstrom- (Ipk-) Komparators 138 gekoppelt. Außerdem zeigt der Einschaltzeitgeber 142 dem Steuerlogikblock 146 an, wann der Zeitraum einer Energiephase abgelaufen ist. In einer Ausführungsform wird der Einschaltzeitgeber 142 bedient, um eine Impulsbreite bereitzustellen, die 2,5 mal so groß ist wie die von Impulsen im Normalbetrieb.
Der Helligkeitsoperationsverstärker 144 hat einen Ausgang mit einem Leistungsregel- (Analogvervielfacher-) Block 136 gekoppelt. Ein Eingang des Helligkeitsoperationsverstärkers 144 ist mit einem von Benutzer wählbaren Potentiometer (nicht dargestellt) gekoppelt, um eine Spannung zu empfangen, die mit der Einstellung des Potentiometers zusammenhängt. Wenn der Benutzer eine mit dem Potentiometer zusammenhängende Steuerung auswählt, wird eine Spannung durch den Ausgang des Helligkeitsoperationsverstärkers am Leistungsregelblock 136 eingeprägt, die entweder in Zusammenhang mit der Anordnung proportional steigt oder fällt. Wenn die Spannung vom Benutzer, der die Steuerung auswählt, geändert wird, zeigt der Einschaltzeitgeber 142 dem Steuerlogikblock 146 einen entsprechende Veränderung im Zeitraum für jede einzelne Energiephase an.
Der Leistungsregelblock 136 stellt ein Signal als Eingabe für den Summierknoten 141 bereit, der auch einen Bezugsstrom von einer Konstantstrom- (Iref-) Quelle 170 empfängt. Der Ausgang des Summierknotens 141 ist mit dem Einzeitgeber 142 und einem Ende des Schleifenkompensationskondensators 148 gekoppelt.
Das Umschalten des MUX-Blocks 134 wird durch den Steuerlogikblock 146 koordiniert, sodass nur ein Leistungs-MOSFET-Strom auf ein Mal gemessen wird. Außerdem misst der Steuerlogikblock 146 den Strom, der durch die unteren H-Brücken-Leistungs-MOSFETs 130b und 130d fließt, um die Energiephase der vorliegenden Erfindung mit dem Strom des Parallelresonanzschwingkreises zu synchronisieren, bestimmt, wann der Strom, der durch die Leistungs-MOSFETs fließt, einen vorbestimmten maximalen Scheitelstrom (Ipk) überschritten hat, und berechnet die tatsächliche Leistung, die der Last zugeführt wird.
Im Allgemeinen gibt es zwei Arten von Zyklusphasen, die der Steuerlogikblock 146 verwaltet, d.h. die Energiephase und die Ruhephase. Die Energiephase liegt vor, wenn diagonal gegenüberliegende MOSFETs leiten. Energiephase A liegt beispielsweise vor, wenn die Leistungs-MOSFETs 130a und 130d eingeschaltet sind. Auf ähnliche Weise liegt Energiephase B vor, wenn die Leistungs-MOSFETs 130b und 130c eingeschaltet sind. In beiden Energiephasen erlaubt es der Steuerlogikblock 146 dem Strom, durch die Leistungs-MOSFETs zu fließen, bis eines der folgenden Ereignisse angezeigt wird: (1) der Scheitelstrom- (Ipk-) Komparator 138 detektiert, dass die oberste Stromgrenze überschritten wird, wenn beispielsweise die Entladungslampe erlischt; (2) der Einschaltzeitgeber 142 ist abgelaufen; oder (3) der Nulldurchgangsdetektor 140 zeigt dem Steuerlogikblock 146 an, dass er die Stellung der MOSFETs zur nächsten Energiephase im Zyklus weiterschalten soll.
In einer typischen Ausführungsform schaltet, wenn der Einschaltzeitgeber 142 in der Energiephase A abgelaufen ist, der Steuerlogikblock 146 die Leistungs-MOSFETs in die Ruhephase um. In der Ruhephase sind die unteren H-Brücken-Leistungs-MOSFETs 130b und 130d eingeschaltet und die beiden oberen N-Brücken-Leistungs-MOSFETs 130a und 130c abgeschaltet. Obwohl der mit den linken und rechten Ausgangsklemmen gekoppelte Parallelresonanz(ausgangs)schwingkreis 108 der CCFL 106 für einen kurzem Zeitraum weiter Strom zuführen kann, fällt der Strom des Parallelresonanzschwingkreises rasch wieder auf null ab, sodass der Nulldurchgangsdetektor 140 dem Steuerlogikblock 146 diesen Nulldurchgangszustande anzeigt. Als Nächstes schaltet der Steuerlogikblock 146 die Leistungs-MOSFETs 130c und 130b ein und die Leistungs-MOSFETs 130a und 130d aus. Der Steuerlogikblock 146 wiederholt das Umschalten der Leistungs-MOSFETs von der Energiephase A in die Ruhephase, in die Energiephase B, in die Ruhephase und wieder in die Energiephase A periodisch mit der Resonanzfrequenz der Last. Der Steuerlogikblock steuert die Menge an Energie/Strom, die/der die Entladungslampe ansteuert, indem er den Zeitraum des Ruhens (Ruhephase) in Bezug auf den Zeitraum des Zuführens von Energie (Energiephase) zum Parallelresonanzschwingkreis variiert.
Eine weitere Ausführungsform stellt die Verwendung der Anzeige des Scheitelstromkomparators 140 dazu bereit, dass der Steuerlogikblock 146 bestimmt, wann zwischen den Phasen umgeschaltet werden soll. In diesem Fall steuert der Steuerlogikblock 146 die Leistungs-MOSFETs so, dass sie direkt zwischen der A- und B-Energiephase hin- und herschalten, sodass die Ruhephase gänzlich ausgelassen wird. In diesem Betriebsmodus weist der in den Parallelresonanzschwingkreis eingespeiste Strom eine dreieckige Form auf, weil der Steuerlogikblock 146 den Strom des Parallelresonanzschwingkreises aktiv in die andere Richtung zurücksteuert, wenn der Scheitelstromkomparator 140 anzeigt; dass der "Scheitelstrom" erreicht wurde. Diese Ausführungsform dient dazu, den Strom, der vom Parallelresonanzschwingkreis 108 bereitgestellt wird, einzudämmen/zu regeln und die Leerlaufspannung an den Entladungslampenklemmen zu begrenzen. Jede Ausführungsform kann bei der Herstellung des IC 104 eine einfache Metallmaskenoption umfassen.
Es gibt zumindest zwei asynchrone digitale Logikeingaben in den Steuerlogikblock 146 und diese umfassen: (1) eine Chipfreigabeeingabe, um den IC 104 ein- oder auszuschalten; und (2) eine Thermoabschalteingabe, die sicherstellt, dass der IC 104 intern wärmegeschützt ist. Eine weitere digitale Eingabe in den Steuerlogikblock 146 ist eine multifunktionale Test/Burst-Eingabe. Bei der Produktkontrolle des IC 104 wird diese Eingabe verwendet, um die Ausführung des Startinitialisierungsschritts anzuhalten, sodass unterschiedliche Parameter des IC getestet werden können. Sobald die Produktkontrolle abgeschlossen ist, kann diese digitale Logikeingabe verwendet werden, um die "Burst-Modus"-Helligkeitsregelung durchzuführen.
Im Bursthelligkeitsregelmodus steuert der Benutzer die Bursteingabe mit einer rechteckigen Logikwellenform an, in einer Stellung bringt diese Eingabe den IC 104 dazu, normal zu laufen und der Lampe 106 Energie zuzuführen. In einer anderen Stellung bringt die Bursteingabe den IC 104 dazu, den normalen Betrieb auszusetzen und der Lampe 106 keine Energie mehr zuzuführen. Die Bursteingabe wird normalerweise so schnell aus- und eingeschaltet, dass sie unsichtbar ist (typischerweise etwa 180 Hz oder mehr), um die Helligkeit des von der Lampe 106 abgegebenen Lichts zu regeln. Wenn der Bursthelligkeitsregelmodus eingeschaltet ist, stoppt der Schleifenkompensationskondensator 148 das Auf- oder Entladen, d.h. die in den Schleifenkompensationskondensator 148 eingeprägte Spannung wird gespeichert, sodass der passende Leistungspegel rasch wieder hergestellt werden kann, wenn der Bursthelligkeitsregelmodus beendet ist. Außerdem wird im Bursthelligkeitsregelmodus in Vergleich ein größerer Helligkeitsregelungsbereich für die Lampe 106 bereitgestellt als bei einem typischen analogen Helligkeitsregelmechanismus, weil die Wirkung von parasitären Kapazitäten verringert wird.
Außerdem wird Vollaussteuerungs- und analoge Helligkeitsregelung vom IC 104 mit anderen Eingaben in den Steuerlogikblock 146 unterstützt, wie z.B. Eingaben vom Scheitelstrom- (Ipk-) Komparator 138, dem Einschaltzeitgeber 142 und dem Nulldurchgangsdetektor 140.
4 zeigt eine exemplarische schematische Darstellung 143 der Komponenten, die verwendet werden, um den Betrieb des IC 104 mit der Menge an Energie zu regeln, die den Parallelresonanzschwingkreis 108 ansteuert. Da Verluste im Parallelresonanzschwingkreis 108 und im Transformator 114 über den gesamten Bereich des die Last ansteuernden Wechselstromsignals etwa konstant ist, korreliert die Eingangsleistung der Last mit der tatsächlichen Leistung, die die CCFL 106 im Parallelresonanzschwingkreis 108 ansteuert. Außerdem ist der Leistungsregelblock 136 eine Metallmaskenoption, die während der Herstellung des IC 104 ausgewählt werden muss.
Unter Verwendung einer logarithmischen Beziehung zwischen der Basis-Emitter-Spannung (Vbe) und dem Kollektorstrom (Ic) eines bipolaren Transistors wird ein einfacher Vervielfacher auf folgende Weise umgesetzt. In einem Abschnitt des Leistungsregelblocks 136 ist ein Ende eines Widerstands 166 mit dem Vsupply-Signal gekoppelt, und das andere Ende mit einem Drain-Anschluss eines MOSFET 168. Ein Gate-Anschlusss des MOSFET 168 ist mit dem Ausgang eines Einschaltzeitgebers 142 (nicht dargestellt) gekoppelt. Der Einschaltzeitgeber 142 moduliert das Tastverhältnis des Stroms durch den MOSFET 168, indem er die Spannung am Gate-Anschluss synchron mit der Wellenform der Ausgangsleistungsphase regelt. Ein Source-Anschluss des MOSFET 168 ist mit einer Basis eines NPN-Transistors 150, einer Basis eines NPN-Transistors 156 und einem Kollektor eines NPN-Transistors 152 gekoppelt. Ein Kollektor des NPN-Transistors 150 ist mit dem Vref-Signal gekoppelt. Ein Emitter des NPN-Transistors 150 ist mit einer Basis des NPN-Transistors 152 und einem Kollektor eines NPN-Transistors 154 gekoppelt. Ein Emitter des NPN-Transistors 152 ist geerdet, und ein Emitter des NPN-Transistors 154 ist mit einem Ende eines Widerstands 162 und einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 149 gekoppelt. Ein anderes Ende des Widerstands 162 ist geerdet. Außerdem ist ein nicht-invertierender Eingang des Operationsverstärkers 149 mit dem Ausgang des MUX-Blocks 134 (nicht dargestellt) gekoppelt, und ein Ausgang des Operationsverstärkers ist mit einer Basis des NPN-Transistors 154 gekoppelt.
In einem anderen Abschnitt des Leistungsregelblocks 136 ist ein Emitter des NPN-Transistors 156 mit einer Basis eines NPN-Transistors 158 und einem Kollektor eines NPN-Transistors 160 gekoppelt. Ein Emitter des NPN-Transistors 158 ist geerdet, und ein Kollektor ist mit einem Ende des Schleifenkompensationskondensators 148 und einem Ausgang einer Konstantstrom- (Iref-) Quelle 170 gekoppelt. Das andere Ende des Schleifenkompensationskondensators 148, ein Eingang der Konstantstrom- (Iref-) Quelle 170 und ein Kollektor des NPN-Transistors 156 sind mit dem Vref-Signal gekoppelt. Ein Emitter des NPN-Transistors 160 ist mit einem Ende eines Widerstands 164 und dem Umkehreingang des Helligkeitsoperationsverstärkers 144 gekoppelt. Ein weiteres Ende des Widerstands 164 ist geerdet. Eine Basis des NPN-Transistors 160 ist mit einem Ausgang des Helligkeitsoperationsverstärkers 144 gekoppelt. Obwohl er nicht dargestellt ist, ist der nicht invertierende Eingang des Helligkeitsoperationsverstärkers 144 mit einem Potentiometer gekoppelt, damit der Benutzer die von der Lampe 106 abgegebene Lichtmenge "dimmen" kann.
In der folgenden Analyse (Beschreibung) des Betriebs des Leistungsregelblocks 136 werden bestimmte Mengen im Vergleich zu anderen, wichtigeren Mengen eventuell vernachlässigt, wodurch die Ergebnisse der Analyse jedoch nicht beeinträchtigt werden. Genauer gesagt werden die verschiedenen NPN-Transistorbasisstromwerte zugunsten der NPN-Tansistorkollektorstromwerte vernachlässigt. Außerdem wird angenommen, dass die Speisespannung im Vergleich zur Summe der Basis-Emitter-Spannungen des NPN-Transistors 150 und NPN-Transistors 152 groß ist.
Der Leistungsregelblock 136 bestimmt die Menge an Energie, die der Last zugeführt wird, indem er eine entsprechende Menge an Energie misst, die von der Energiequelle entnommen wird. Außerdem ist Strom, der entweder in den Schleifenkompensationskondensator 148 oder aus ihm heraus fließt, die Differenz einer Konstanten und einer Multiplikation und Division, die im Leistungsregelblock 136 durchgeführt wird.
Während einer Energiephase wird die erste Multiplikation vorgenommen, wenn der Einschaltzeitgeber 142 die Einschaltspannung zum Gate-Anschluss des MOSFET 168 zuführt, was dazu führt, dass die NPN-Transistoren 150 und 152 leiten und der Basis des NPN-Transistors 156 eine Einschaltspannung zuführen. Außerdem bringt der Operationsverstärker 149 den NPN-Transistor 154 dazu, einen Strom zu leiten, der proportional zum Ausgangsleistungsschaltungsstrom ist, wenn der MUX-Block 134 eine Drain-Anschlussspannung (Vswitch) vom ausgewählten unteren Leistungs-MOSFET zum Eingang des Operationsverstärkers umgeschaltet hat.
Der Kollektorstrom des NPN-Transistors 150 ist gleich dem Kollektorstrom des NPN-Transistors 154. Auf ähnliche Weise ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors 152 gleich der Speisespannung (Vsupply) dividiert durch den Widerstand 166. Die BasisEmitter-Spannung des NPN-Transistors 150 ist proportional zum Logarithmus des Stroms im Ausgangsschalter. Auf ähnliche Weise ist die Basis-Emitter-Spannung des NPN-Transistors 152 proportional zum Logarithmus der Speisespannung. Somit ist die Spannung (in Bezug auf Erde) an der Basisklemme des NPN-Transistors 150 proportional zum Logarithmus des Produkts aus Vsupply mal Iswitch des Schalters. Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, dass diese Spannung durch das Tastverhältnis des Ausgangswellenform gepulst, d.h. torgesteuert, ist.
Die Spannung an der Basis des NPN-Transistors 150 entspricht der Spannung an der Basisklemme des NPN-Transistors 156. Der Kollektorstrom des NPN-Transistors 160 ist proportional zur (extern bereitgestellten) Helligkeitsregelspannung. Außerdem ist der Kollektorstrom des NPN-Transistors 156 gleich dem Kollektorstrom des NPN-Transistors 160. Ferner ist die Basis-Emitter-Spannung des NPN-Transistors 156 proportional zum Logarithmus der Helligkeitsregelspannung. Somit ist die Spannung (in Bezug auf Erde) an der Basisklemme des NPN-Transistors 158 proportional zum Logarithmus von (Vsupply·Iswitch/Vbright).
Der Kollektorstrom des NPN-Transistors 158 muss proportional zum Antilogarithmus seiner Basisspannung, d.h. der Kollektorstrom des NPN-Transistors 158 ist proportional zu (Vsupply·Iswitch/Vbright). Der Kollektorstrom des NPN-Transistors 158 ist durch den Schleifenkompensationskondensator 148 gemittelt. Die Wirkung der Regelschleife stellt sicher, dass das Mittel des Kollektorstroms des NPN-Transistors 158 gleich der Konstantstrom- (Iref-) Quelle 170 ist.
Wenn beispielsweise (Vsupply·Iswitch·Tastverhältnis) > (Iref·Ibrt) ist, fließt am COMP-Anschluss zusätzlicher Strom von der Konstantstrom- (Iref-) Quelle 170 in den Schleifenkompensationskondensator 148, der das Tastverhältnis verkürzt, das vom Einschaltzeitgeber 142 bereitgestellt wird, und die zur Last zugeführte Energie verringert. Wenn jedoch (Vsupply·Iswitch·Tastverhältnis) < (Iref·Ibrt) ist, wird der Schleifenkompensationskondensator 148 etwas entladen und der Einschaltzeitgeber 142 verlängert das Tastverhältnis, bis die von Vsupply entnommene Energie der Energie entspricht, die von der Regelspannung am nicht invertierenden Eingang des Helligkeitsverstärkers verlangt wird. Der integrierte Schaltkreis 104 moduliert das Tastverhältnis am MOSFET 168 und an den Leistungs-MOSFETs 130a, 130b, 130c und 130d, bis die Spannung am COMP-Anschluss sich nicht mehr verändert. Auf diese Weise wird die Gegenkopplung am COMP-Anschluss verwendet, um das Tastverhältnis zu modulieren, das vom Einschaltzeitgeber 142 bereitgestellt wird.
5 zeigt, wie neben dem Puffern des Schwachstromlogiksignals auch ein exemplarischer Gate-Ansteuerblock 128b eine lokale Stromgrenze für den zugehörigen Leistungs-MOSFET 130b bereitstellen kann, wenn er eingeschaltet ist. Ein Eingang des Gate-Ansteuerblocks 128b ist mit einem Eingang eines Einmalauslösezeitgebers 170, einem Rücksetzeingang eines RS-Flipflops 172 und einem Eingang eines UND-Gatters 174 gekoppelt. Ein Ausgang des Flipflops 172 ist mit einem anderen Eingang und dem UND-Gatter 174 gekoppelt, und der Setzeingang des Flipflops ist mit einem Eingang eines Wechselrichters 178 gekoppelt, der einen Ausgang mit dem Gate des MOSFET 130b verbunden hat. Ein Ausgang des Einmalauslösezeitgebers 170 ist mit einem Eingang des UND-Gatters 176 verbunden. Ein Strombegrenzerkomparator 180 hat einen Ausgang mit einem anderen Eingang des AND-Gates 176 verbunden. Ein Eingang des Komparators 180 ist mit einem etwa 50-Millivolt-Signal gekoppelt, das vom Vref-Signal abgeleitet ist, und ein weiterer Eingang ist mit dem Source-Anschluss des MOSFETs 130b und einem Ende eines Widerstands 182 gekoppelt. Der Wert des Widerstands 182 ist so bestimmt, dass eine vorbestimmte Spannung am Eingang des Komparators 180 bereitgestellt wird, wenn fünf oder mehr Ampere Strom durch den Widerstand in Erde fließen.
Der Einmalauslösezeitgeber 170 stellt etwa 200 Nanosekunden nachdem der Leistungs-MOSFET 130b während der Energiephase eingeschaltet wurde ein Signal bereit (lange genug, damit das Schaltgeräusch aufhört). Das Ausgangssignal des Einmalauslösezeitgebers 170 ermöglicht die Bereitstellung der Ausgabe des Strombegrenzerkomparators 180 vom UND-Gatter 176 zum Setzeingang des Flipflops 172. Wenn die Ausgabe des Strombegrenzerkomparators 180 anzeigt, dass die Strombegrenzerspannung am Widerstand 182 erreicht ist, gibt das Flipflop ein Ausschaltsignal an das UND-Gatter 174 ab, das wiederum das Ausschaltsignal an den Wechselrichter 178 weitergibt, sodass eine Ausschaltspannung am Gate-Anschluss des MOSFET 130b angelegt wird. Auf diese Weise wird der Leistungs-MOSFET 130b sofort für den Rest einer Energiephase ausgeschaltet, wenn ein Strom über fünf Ampere durch den Leistungs-MOSFET fließt. Auf ähnliche Weise stellt der Gate-Ansteuerblock 128b eine Begrenzung des Stromflusses durch den MOSFET 130d auf im Wesentlichen die gleiche Art bereit.
3B ist eine beispielhafte schematische Darstellung einer Stromregelausführung der Erfindung, wie sie durch einen IC 104' umgesetzt ist. Obwohl die schematische Darstellung des Stromregel-IC 104' der Leistungsregel-IC 104 ähnelt, gibt es doch einige Unterschiede. Da die Stromregelung durch den IC 104' zur Regelung der elektrischen Energie eingesetzt wird, die einer Lampe 106 zugeführt wird, ist kein Leistungssteuerblock 136 im IC 104' bereitgestellt. Außerdem wird die Ausgabe des Helligkeitsoperationsverstärkers 144 dem Summierknoten 141 bereitgestellt, der auch einen Isense-Strom durch eine Verbindung mit dem Fühlerwiderstand 109 empfängt, der in 1B dargestellt ist. Auf ähnliche Weise wird die Ausgabe des Summierknotens 141 dem Ende des Schleifenkompensationskondensators 148 und dem Einschaltzeitgeber 142 bereitgestellt. Der Strom durch den Fühlerwiderstand 109 nähert sich proportional der Menge an Storm, die durch die Lampe 106 fließt. Der IC 104' nutzt diese Annäherung, um die Menge an elektrischer Energie zu regeln, welche die Lampe 106 ansteuert.
Die Stromregelversion des IC 104' verwendet den Helligkeitsoperationsverstärker 144, um die Benutzereingabe am Potentiometer in einen Strom (Ibright) umzuwandeln, den der Summierknoten 141 mit dem Isense-Strom vergleicht, und die Stromdifferenz fließt entweder in den Schleifenkompensationskondensator 148 oder aus ihm heraus. Im Gegensatz dazu führt die Leistungsregelversion des IC 104 folgende allgemeine Schritte durch: (1) Nutzung des Helligkeitsoperationsverstärkers 144, um die Benutzereingabe in den Ibright-Strom umzuwandeln; (2) Nutzung des Analogvervielfachers, um Strom zum Iswitch-Strom, zur Vsupply und zum Tastverhältnis logarithmisch zuzuführen (Multiplikation); (3) Nutzung des Analogvervielfachers, um den Ibright-Strom vom logarithmisch zugeführten Strom abzuziehen (Division); (4) Vergleichen des Ergebnisses des inversen Logarithmus der Subtraktion mit dem Ireference-Strom, um einen Differenzstrom zu bestimmen; und (5) Nutzung des Diffe renzstroms, um den Schleifenkompensationskondensator 148 entweder zu laden oder zu entladen, sodass der Einschaltzeitgeber 142 die Zeitintervalle der einzelnen Energiephasen in Bezug auf die Spannung einstellt, die über den Schleifenkompensationskondensator 148 durch die Menge an gespeicherter Ladung eingeprägt wird.
In 6 ist eine schematische Übersicht 200 dargestellt, welche die vorliegende Erfindung in vier Betriebsmodi oder -phasen zeigt, die einen kompletten Zyklus zur Ansteuerung einer Last mit einem Wechselstromsignal darstellen. Alle vier Phasen, d.h. eine Energiephase "A" 202, eine Ruhephase "A" 204, eine Energiephase "B" 206 und eine Ruhephase "B" 208 weisen die gleichen Komponenten auf. Die Leisstungs-MOSFETs 130a, 130b, 130c und 130d sind als diskrete Schalter dargestellt. Wenn ein Leistungs-MOSFET eingeschaltet ist (leitend), ist er als geschlossener Schalter dargestellt. Ist der Leistungs-MOSFET ausgeschaltet (nicht leitend), ist er als offener Schalter dargestellt. Auf diese Weise kann der Leitungszustand der Leistungs-MOSFETs in den unterschiedlichen Phasen des Zyklus besser dargestellt werden.
Ein Ende des Leistungstransistors 130a ist mit der Vsupply-Klemme verbunden, und das andere Ende ist mit einem Ende des Leistungstransistors 130b und einem Ende des Parallelresonanzschwingkreises 108 gekoppelt. Ein Ende des Leistungstransistors 130c ist mit dem Vsupply-Signal (Gleichstromversorgung) verbunden, und das andere Ende ist mit dem anderen Ende des Parallelresonanzschwingkreises 108 und einem Ende des Leistungstransistors 130d gekoppelt. Die anderen Enden der Leistungstransistoren 130b und 130d sind geerdet.
Wie in der Energiephase "A" 202 zu sehen ist, sind die diagonal gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130b und 130c ausgeschaltet (offen), und die Leistungstransistoren 130a und 130d sind eingeschaltet (geschlossen). Ein Gleichstrom von der Vsupply-Klemme fließt durch den Leistungstransistor 130a, passiert den Parallelresonanzschwingkreis 108 und kehrt durch den Leistungstransistor 130d zu Erde zurück.
Wenn der Stromfluss von der Vsupply-Klemme zumindest gleich ist wie ein vorbestimmter Scheitelwert, der vom Scheitelstromkomparator 138 angegeben wird oder der Einschaltzeitgeber 142 abgelaufen ist, schalten die Leistungstransistoren von der Energiephase "A" 202 in die als Ruhephase "A" 204 identifizierte Konfiguration um. Wenn jedoch keiner dieser Zustände auftritt und der Parallelresonanzschwingkreis zum Nulldurchgangspunkt zurückgekehrt ist, wie durch den Nulldurchgangsdetektor 140 angezeigt wird, umgehen die Leistungstransistoren die Ruhephase "A" und schalten direkt in die als Energiephase "B" 206 identifizierte Konfiguration um. Typischerweise wird die Ruhephase umgangen, wenn eine große Last und eine relativ geringe Vsupply-Spannung vorhanden ist.
Die Ruhephase "A" 204 ist mit den oberen seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130a und 130c in offener Stellung (aus) und den unteren seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130b und 130d in geschlossener Stellung (ein) dargestellt. In der Konfiguration der Ruhephase "A" 204 gibt der Parallelresonanzschwingkreis 108 gespeicherte Energie, d.h. Strom, durch den Leistungstransistor 130d zur Erde ab. Nachdem der Parallelresonanzschwingkreis zumindest einen Teil der gespeicherten Energie abgegeben hat, schalten die Leistungstransistoren in die als Energiephase "B" 206 identifizierte Konfiguration um. Die vorliegende Erfindung ermöglicht das Nachlaufen der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises und das Schalten der Leistungstransistors bei dieser Frequenz, sodass der Parallelresonanzschwingkreis Energie während der Energiephase "A" 202 speichert und diese Energie während der Ruhephase "A" abgibt. Auf diese Weise weist das über die an den Parallelresonanzschwingkreis gekoppelte Last eingeprägte Wechselstromsignal eine relativ gleichmäßige Sinusform für den "A"-Abschnitt des Wechselstromsignalzyklus auf.
Auf ähnliche Weise weist die Energiephase "B" 206 diagonal gegenüberliegende Energietransistoren 130a und 130d, die in offener Stellung angeordnet sind, und Leistungstransistoren 130b und 130c in geschlossener Stellung auf. Strom von der Vsupply-Klemme fließt durch den Leistungstransistor 130c, passiert den Parallelresonanzschwingkreis 108 und kehrt durch den Leistungstransistor 130b zu Erde zu rück. Wenn der Stromfluss von der Vsupply-Klemme zumindest gleich ist wie ein vorbestimmter Scheitelwert, der vom Scheitelstromkomparator 138 angegeben wird oder der Einschaltzeitgeber 142 abgelaufen ist, schalten die Leistungstransistoren von der Energiephase "B" 206 in die als Ruhephase "B" 208 identifizierte Konfiguration um.
Die Ruhephase "B" 208 ist mit den oberen seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130a und 130c in offener Stellung und den Leistungstransistoren 130b und 130d in geschlossener Stellung dargestellt. In der Ruhephase "B" 208 gibt der Parallelresonanzschwingkreis 108 gespeicherte Energie, d.h. Strom, durch den Leistungstransistor 130b zur Erde ab, sodass das über die an den Parallelresonanzschwingkreis gekoppelte Last eingeprägte Wechselstromsignal eine relativ gleichmäßige Sinusform für den "B"-Abschnitt des Wechselstromsignalzyklus aufweist. Nachdem die gespeicherte Energie für eine bestimmten Zeitraum abgegeben wurde, schalten die Leistungstransistoren in die Konfiguration der Energiephase "A" um und der Phasenzyklus wird wiederholt. Auf diese Weise wird kontinuierlich während des gesamten Zyklus (sowohl während der Energie- als auch während der Ruhephase) Energie zur Last geleitet und die gespeicherte Energie im Parallelresonanzschwingkreis 108 wird während der einzelnen Energiephasen aufgefüllt.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Helligkeitsregelung einer Lampe, d.h. die Verringerung der Energie, die einer Last zugeführt wird, indem die Dauer verkürzt wird, für die Leistungstransistoren sich in der Konfiguration der Energiephase "A" oder Energiephase "B" befinden, und proportional die Dauer verlängert wird, für die sich die Transistoren in der Stellung der Ruhephase "A" oder Ruhephase "B" befinden.
Unter normalen Betriebsbedingungen wird der Lampenstrom (oder die Lampenleistung) gemessen und in einer Regelschleife mit der Benutzereingabe (Einstellung des Potentiometers) verglichen. Ein Fehler (Differenz) zwischen dem gemessenen Wert des Lampenstroms und der Benutzereingabe wird verwendet, um den Wert der Spannung über den Schleifenkompensationskondensator 148 zu bestimmen, der dann von Einschaltzeitgeber 142 verwendet wird, um die Länge der Zeitspanne zu bestimmen, für welche die Transistoren für die Energiephasen eingeschaltet werden. Auf diese Weise kann der Benutzer die Helligkeit der Lampe 106 über einen relativ großen Bereich regeln, indem er das Potentiometer einstellt.
7A–7D umfassen vier Diagramme, welche die Übereinstimmung eines Wechselstromsignals, das durch die vorliegende Erfindung erzeugt wird, und dem einer Last, z.B. der CCFL, zugeführten Strom unter maximaler Leistung und verringerter Leistung zeigt. Im Diagramm 210 der oberen Reihe sind eine horizontale Zeitachse 216 und eine vertikale Spannungsachse 218 dargestellt. Wie typisch für eine H-Brücken-Konfiguration ist, entspricht die Scheitelspannungsamplitude 212 und 214 der Spannung, die von der Energiequelle bereitgestellt wird, und die Peak-zu-Peak-Lastspannung ist zweimal so groß wie die Speisespannung. Eine im Wesentlichen gerade, vertikal steigende Flanke 220 tritt beim Nulldurchgang des Stroms des Parallelresonanzschwingkreises auf, jedes Mal wenn die negative Wellenform 214 in die positive Wellenform 212 wechselt. Auf ähnliche Weise tritt eine vertikal fallende Flanke 222 auf, wenn die Energiephase zu Ende geht, und zwar aus einem der oben erläuterten drei Gründe, aus dem Energiephasen enden. Außerdem zeigt das Diagramm 210 die Spannungswellenform der einzelnen Halbzyklen der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises, wenn der IC 104 die maximale Energie/den maximalen Strom zum Parallelresonanzschwingkreis zuführt. Typischerweise tritt diese Wellenform auf, wenn der Schaltkreis die maximal mögliche Energie zur Last bei der geringst möglichen Speisespannung zuführt.
Im Diagramm 230 der zweiten Reihe, 7B, sind eine horizontale Zeitachse 232 und eine vertikale Stromachse 224 dargestellt, die der Spannungswellenform aus Diagramm 210 entsprechen: Der maximale Wert der positiven Wellenform 226 entspricht dem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise entspricht der maximale Wert der negativen Wellenform 228 dem negativen Maximal-Stromwert. Eine runde abfallende Flanke 234 tritt bei der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises 108 auf, wenn die positive Wellenform 226 das Laden des Kreises beendet hat. Auf ähnliche Weise tritt eine runde steigende Flanke 235 bei der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises 108 auf, wenn der Kreis erst mit dem Laden beginnt.
Im Diagramm 240 der dritten Reihe, 7C, sind eine horizontale Zeitachse 242 und eine vertikale Spannungsachse 224 dargestellt. Die Peak-Spannungsamplitude, die der Last durch die Spannungswellenformen 236 und 238 zugeführt werden, entsprechen der Speisespannung, und die Peak-zu-Peak-Lastspannung ist zweimal so groß wie die Speisespannung. Im Diagramm 240 wurden die Tastverhältnisse der positiv verlaufenden Wellenformen 236 und der negativ verlaufenden Wellenformen 238 auf etwa ein Drittel des maximalen Tastverhältnisses (100 %) gesenkt. Das Diagramm 240 zeigt eine Modulation mit abfallender Flanke des Tastverhältnisses der Ansteuerwellenform, d.h. die Anstiegsflanke des Spannungsimpulses beider Polaritäten finden nahe dem Nulldurchgang der Stromwellenform für alle Werte des Tastverhältnisses statt. Außerdem zeigt das Diagramm 240 den Fall, bei dem die Spannung, die von der Energiequelle bereitgestellt wird, nicht die maximale Kapazität des H-Brücken-Schaltkreises bereitstellt, wenn die Lampe beispielsweise gedimmt ist oder die Energieversorgungsspannung höher ist als der minimal mögliche Wert. In Gegensatz dazu zeigt das Diagramm 210 einen Fall, bei dem die maximale Menge zugeführter Energie der maximalen Kapazität des Parallelresonanzschwingkreises entspricht.
Im Diagramm 246 der vierten Reihe, 7C, sind eine horizontale Zeitachse 248 und eine vertikale Stromachse 250 dargestellt, die der Spannungswellenform im Diagramm 240 entsprechen. Der maximale Wert einer positiven Wellenform 252 entspricht dem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise entspricht der maximale Wert einer negativen Wellenform 254 dem negativen Maximal-Stromwert. Eine runde abfallende Flanke 256 tritt bei der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises 108 auf, wenn die positive Wellenform 252 den Kreis ladet und wenn der Kreis beginnt, Strom an die Last abzugeben. Auf ähnliche Weise tritt eine runde steigende Flanke 258 auf, wenn der Parallelresonanzschwingkreis 108 beginnt, weniger Strom an die Last abzugeben. Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, dass der Parallelresonanzschwingkreis die Stromwellenform ausgleicht, die der Last zugeführt wird, wenn die Spannungswellenform bei weniger als 100 % Tastverhältnis arbeitet. Die Spannungswellenformimpulse im Diagramm 240 pulsieren am Nulldurchgangspunkt der Stromwellenform im Diagramm 246, sodass die Menge an Energie, die zum Tank zugeführt wird, geregelt werden kann.
7E und 7F sind zwei Diagramme, welche die Übereinstimmung zwischen einer Anstiegsflankenmodulation des Wechselspannungssignals, das durch die vorliegende Erfindung erzeugt wird und dem einer Last zugeführten Strom unter verringerten Leistungsbedingungen verdeutlicht. Die Anstiegskantenmodulation des Wechselspannungssignals kann auf im Wesentlichen die gleiche Weise verwendet werden, wie in 7A–7D für die abfallende Flanke des Wechselspannungssignals dargestellt. Für eine Anstiegsflankenmodulation wird das Wechselspannungssignal manchmal eingeschaltet, nachdem der Nulldurchgangspunkt der Wechselstromwellenform stattgefunden hat, und beim nächsten Nulldurchgangspunkt abgeschaltet.
Im Diagramm der oberen Reihe, 7E, sind eine horizontale Zeitachse 247 und eine vertikale Spannung sachse 245 dargestellt. Die Maximal-Spannungsamplitude, die der Last durch die Spannungswellenformen 237 und 239 zugeführt werden, entsprechen der Speisespannung, und die Peak-zu-Peak-Lastspannung ist zweimal so groß wie die Speisespannung. Im Diagramm 241 wurden die Tastverhältnisse der positiv verlaufenden Wellenformen 237 und der negativ verlaufenden Wellenformen 238 auf etwa ein Drittel des maximalen Tastverhältnisses (100 %) gesenkt. Außerdem zeigt das Diagramm 241 den Fall, bei dem die Spannung, die von der Energiequelle bereitgestellt wird, nicht die maximale Kapazität des H-Brücken-Schaltkreises bereitstellt, wenn die Lampe beispielsweise gedimmt ist oder die Energieversorgungsspannung höher ist als der minimal mögliche Wert.
Im unteren Diagramm 247, 7F, sind eine horizontale Zeitachse 249 und eine vertikale Spannungsachse 251 dargestellt, die der im Diagramm 241 dargestellten Spannungswellenform entsprechen. Der maximale Wert einer positiven Wellenform 253 entspricht dem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise entspricht der maximale Wert einer negativen Wellenform 255 dem negativen Maximal-Stromwert.
Eine runde abfallende Flanke 257 tritt bei der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises 108 auf, wenn die positive Wellenform 253 den Kreis ladet und wenn der Kreis beginnt, Strom an die Last abzugeben. Auf ähnliche Weise tritt eine runde steigende Flanke 259 auf, wenn der Parallelresonanzschwingkreis 108 beginnt, weniger Strom an die Last abzugeben. Die Spannungswellenformimpulse im Diagramm 241 pulsieren vor dem Nulldurchgangspunkt der Stromwellenform im Diagramm 247, sodass die Menge an Energie, die zum Tank zugeführt wird, geregelt werden kann.
In 8A zeigt ein Diagramm 260 die doppelseitige Modulation des Wechselspannungssignals. Eine vertikale Spannungs- (Vab-) Achse 264 und eine horizontale Zeitachse 262 sind dargestellt, welche der Spannungswellenform im Diagramm 260 entsprechen. In der H-Brücke sind die positiven und negativen Wellenformen 266 und 268 mit Maximal-Spannungen gleich der Speisespannung, und die Peak-zu-Peak-Spannung ist zweimal so groß wie die Speisespannung. Im zweiten Diagramm 271, 8B, sind eine horizontale Zeitachse 267 und eine vertikale Stromachse 265 dargestellt, die den Spannungswellenformen im Diagramm 260 entsprechen. Der maximale Wert einer positiven Stromwellenform 270 ist gleich dem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise ist der maximale Wert einer negativen Stromwellenform 269 gleich dem negativen Maximal-Stromwert. Ferner stellt, da eine doppelseitige Phasenmodulation die Spannungswellenform am Maximum der entsprechenden Stromwellenform zentriert, die vorliegende Erfindung entweder eine Steigerung oder Verringerung der Breite (beide Seiten) der Spannungswellenform in Bezug auf die Menge an Energie, die zur Last zugeführt wird, bereit.
In 9A–9D zeigen vier Diagramme eine Impulsfolgenphasenmodulation des Wechselspannungssignals und des Stroms, der zur Last zugeführt wird, unter maximalen Leistungsbedingungen. Im Diagramm 278 der oberen Reihe, 9A, sind eine horizontale Zeitachse 272 und eine vertikale Spannungsachse 274 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 276 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird. Außerdem ist die Wellenform in der ers ten Hälfte des Leistungszyklus eingeschaltet und während der zweiten Hälfte des Zyklus ausgeschaltet.
Im Diagramm 286 der zweiten Reihe, 9B, sind eine horizontale Zeitachse 284 und eine vertikale Spannungsachse 280 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 282 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird. Außerdem ist die Wellenform in der ersten Hälfte des Leistungszyklus ausgeschaltet und während der zweiten Hälfte des Zyklus eingeschaltet.
Im Diagramm 288 der dritten Reihe, 9C, sind eine horizontale Zeitachse 296 und eine vertikale Spannungsachse 290 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 292 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird, und eine negative rechteckige Spannungswellenform 294 entspricht der von der Quelle bereitgestellten Spannung. Außerdem alternieren die Spannungswellenformen, die im Leistungszyklus eingeschaltet sind, d.h. die positive Wellenform ist in der ersten Hälfte des Leistungszyklus eingeschaltet und die negative Wellenform in der zweiten Hälfte.
Im Diagramm 300 der vierten Reihe, 9D, sind eine horizontale Zeitachse 302 und eine vertikale Stromachse 306 dargestellt, die den Spannungswellenformen entsprechen, die im Diagramm 288 dargestellt sind. Der maximale Wert der positiven Stromwellenform 304 entspricht einem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise entspricht der maximale Wert der negativen Wellenform 303 einem negativen Maximal-Stromwert.
In 9E–9H sind vier Diagramme dargestellt, die eine Impulsfolgenmodulation des Wechselspannungssignals und des Stroms, der zur Last zugeführt wird, unter verringerten Leistungsbedingungen zeigten. Im Diagramm 308 der oberen Reihe, 9E, sind eine horizontale Zeitachse 310 und eine vertikale Spannungsachse 312 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 314 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird. Außerdem weist die positive Wellenform 314 ein 50-%-Tastverhältnis auf, d.h. die Wellenform ist im ersten und zweiten Viertel (erste Hälfte) des Leistungszyklus eingeschaltet und im dritten und vierten Viertel (zweite Hälfte) des Zyklus ausgeschaltet.
Im Diagramm 318 der zweiten Reihe, 9F, sind eine horizontale Zeitachse 320 und eine vertikale Spannungsachse 322 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 316 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird. Außerdem weist die positive Wellenform ein 50-%-Tastverhältnis auf, d.h. die Wellenform ist im zweiten und dritten Viertel des Leistungszyklus eingeschaltet und im ersten und vierten Vierteldes Zyklus ausgeschaltet.
Im Diagramm 326 der dritten Reihe, 9G, sind eine horizontale Zeitachse 388 und eine vertikale Spannungsachse 324 dargestellt. Eine positive rechteckige Spannungswellenform 330 entspricht der Spannung, die von der Spannungsquelle bereitgestellt wird, und eine negative rechteckige Spannungswellenform 333 entspricht der von der Quelle bereitgestellten Spannung. Die positive Spannungswellenform 330 ist nur im ersten Viertel des Leistungszyklus eingeschaltet, und die negative Wellenform 333 ist nur im dritten Viertel des Leistungszyklus eingeschaltet. Während des zweiten und vierten Viertels des Leistungszyklus ist die Nettospannung an der Last null, weil die Spannungen an den beiden Ausgängen der H-Brücke gleich sind und einander somit aufheben.
Im Diagramm 336 der vierten Reihe, 9H, sind eine horizontale Zeitachse 338 und eine vertikale Stromachse 340 dargestellt, die den Spannungswellenformen entsprechen, die im Diagramm 326 dargestellt sind. Der maximale Wert der positiven Stromwellenform 342 entspricht einem positiven Maximal-Stromwert. Auf ähnliche Weise entspricht der maximale Wert der negativen Wellenform 343 einem negativen Maximal-Stromwert. Außerdem zeigt sich, dass die Stromwellenform eine verringerte Energiemenge zur Last zuführt. Ferner ist beabsichtigt, dass die relative Phase der Spannungswellenformen, die in den Diagrammen 308 und 318 dargestellt sind, variiert werden können, um die Menge an Energie, die zur Last zugeführt wird, weiter zu modulieren.
In 10 ist eine schematische Übersicht 344 dargestellt, welche die vorliegende Erfindung in vier Betriebsmodi zeigt, die einen kompletten Zyklus zur Ansteuerung einer Last mit einem Wechselstromsignal darstellen. Alle vier Phasen, d.h. eine Energiephase "I" 316, eine Ruhephase "II" 348, eine Energiephase "III" 350 und eine Ruhephase "IV" 352 weisen die gleichen Komponenten auf. Die Leistungs-MOSFETs 130a, 130b, 130c' und 130d sind als diskrete Schalter dargestellt. Wenn ein Leistungs-MOSFET eingeschaltet ist (leitend), ist er als geschlossener Schalter dargestellt. Ist der Leistungs-MOSFET ausgeschaltet (nicht leitend), ist er als offener Schalter dargestellt. Auf diese Weise kann der Leitungszustand der Leistungs-MOSFETs in den unterschiedlichen Phasen des Zyklus besser dargestellt werden. Die physische Konfiguration der MOSFETs ist im Wesentlichen ähnlich wie die Konfiguration, die in der obigen Erläuterung von 10 angeführt wurde.
Wie in der Energiephase "I" 346 dargestellt sind diagonal gegenüberliegende Leistungstransistoren 130b und 130c ausgeschaltet (offen) und Leistungstransistoren 130a und 130d eingeschaltet (geschlossen). Ein Strom vom Vsupply-Anschluss fließt durch den Leistungstransistor 130a, durch den Parallelresonanzschwingkreis 108 hindurch und fließt zur Erde zurück durch den Leistungstransistor 130d.
Wenn der Stromfluss von der Vsupply-Klemme zumindest gleich ist wie ein vorbestimmter Scheitelwert, der vom Scheitelstromkomparator 138 angegeben wird oder der Einschaltzeitgeber 142 abgelaufen ist, schalten die Leistungstransistoren von der Energiephase "I" 346 in die als Ruhephase "II" 348 identifizierte Konfiguration um. Wenn jedoch keiner dieser Zustände auftritt und der Parallelresonanzschwingkreis zum Nulldurchgangspunkt zurückgekehrt ist, wie durch den Nulldurchgangsdetektor 140 angezeigt wird, umgehen die Leistungstransistoren die Ruhephase "A" und schalten direkt in die als Energiephase "III" 350 identifizierte Konfiguration um. Typischerweise wird die Ruhephase umgangen, wenn eine große Last und eine relativ geringe Vsupply-Spannung vorhanden ist.
Die Ruhephase "II" 348 ist mit den oberen seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130a und 130c in geschlossener Stellung (ein) und den unteren seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130b und 1304 in offener Stellung (aus) dargestellt. In der Konfiguration der Ruhephase "II" 348 gibt der Parallelresonanzschwingkreis 108 gespeicherte Energie durch die Leistungstransistoren 130a und 130c zur Erde hin ab. Nachdem der Parallelresonanzschwingkreis zumindest einen Teil der gespeicherten Energie abgegeben hat, schalten die Leistungstransistoren in die als Energiephase "III" 350 identifizierte Konfiguration um.
Auf ähnliche Weise weist die Energiephase "III" 350 diagonal gegenüberliegende Energietransistoren 130a und 130d, die in offener Stellung angeordnet sind, und Leistungstransistoren 130b und 130c in geschlossener Stellung auf. Strom von der Vsupply-Klemme fließt durch den Leistungstransistor 130c, passiert den Parallelresonanzschwingkreis 108 und kehrt durch den Leistungstransistor 130b zur Erde zurück. Wenn der Stromfluss von der Vsupply-Klemme zumindest gleich ist wie ein vorbestimmter Scheitelwert, der vom Scheitelstromkomparator 138 angegeben wird oder der Einschaltzeitgeber 142 abgelaufen ist, schalten die Leistungstransistoren von der Energiephase "III" 350 in die als Ruhephase "IV" 352 identifizierte Konfiguration um.
Die Ruhephase "IV" 352 ist mit den oberen seitlich gegenüberliegenden Leistungstransistoren 130a und 130c in offener Stellung und den Leistungstransistoren 130b und 130d in geschlossener Stellung dargestellt. In der Ruhephase "B" 208 gibt der Parallelresonanzschwingkreis 108 gespeicherte Energie, d.h. Strom, durch den Leistungstransistor 130b zur Erde hin ab. Nachdem die gespeicherte Energie für eine bestimmten Zeitraum abgegeben wurde, schalten die Leistungstransistoren in die Konfiguration der Energiephase "I" 346 um und der Phasenzyklus wird wiederholt. Auf diese Weise wird kontinuierlich während des gesamten Zyklus (sowohl während der Energie- als auch während der Ruhephase) Energie zur Last geleitet und die gespeicherte Energie im Parallelresonanzschwingkreis 108 wird während der einzelnen Energiephasen aufgefüllt.
Bei der Burstmodushelligkeitsregelung wird die Entladungslampe 106 mit einer nicht sichtbaren Geschwindigkeit von etwa 180 Hertz ein- und ausgeschaltet. Wenn die Entladungslampe 106 eingeschaltet ist, wird die Frequenz des Wechselstromsignals, das die Lampe ansteuert, vom Einschaltzeitgeber 142 und vom Nulldurchgangsdetektor 140 bestimmt. Eine typische Betriebsfrequenz wären 50 Kilohertz. Für eine 50%ige Burstmodushelligkeitsregelung wäre die Entladungslampe 106 die halbe Zeit ausgeschaltet. In der Praxis würde das bei den gewählten repräsentativen Frequenzen bedeuten, dass eine Einschaltzeit 2,7 Millisekunden dauert und 135 Zyklen von 50-kHz-Schwingungen umfasst. Auf diese Einschaltzeit folgen dann 2,7 Millisekunden Ausschaltzeit. Auf ähnliche Weise würde eine 5%ige Burstmodushelligkeitsregelung eine Einschaltzeit von 0,27 Millisekunden und etwa 13 Zyklen eines 50 kHz-Lampenstroms, gefolgt von etwa 5,3 Millisekunden Ausschaltzeit umfassen. Die Summe der Ein- und Aus-Perioden würde 180 Hertz entsprechen. Wenn eine Burstmodushelligkeitsregelung durchgeführt wird (die Entladungslampe ist ausgeschaltet), wird eine analoge Rückkopplung im IC 104 als ungültig betrachtet. Auf diese Weise wird der Schleifenkompensationskondensator 148 weder geladen noch entladen, und die korrekte Einschaltzeiteinstellung für den Einschaltzeitgeber 142 wird zwischen den Burstmodus-Ausschaltzuständen "erinnert".
Oben wurde eine detaillierte Beschreibung einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. Im allgemeineren Sinn ist das Verfahren der vorliegenden Erfindung jedoch in 11 dargestellt. Zuerst, in Schritt 1101, wird der Wechselrichter 100 initiiert. Das kann beispielsweise verschiedene Verfahren umfassen, wie etwa das Einschalten verschiedener Komponenten. Als Nächstes, in Schritt 1103, stellt der Wechselrichter 100 einen oder mehrere Hochenergieimpulse bereit, um die Lampe (oder eine andere Last) zu zünden. Der Begriff "Hochenergieimpulse" bezieht sich hierin auf Impulse mit einer Energie, die stärker ist als die Energie der Impulse während des Normalbetriebs. Bei der oben beschriebenen Impulsbreitenmodulation entspricht dies einer größeren Impulsbreite. Schließlich werden, in Schritt 1105, nachdem die Lampe gezündet wurde, die Hochenergieimpulse eingestellt und normale Energieimpulse werden bereitgestellt.

Claims

Vorrichtung zur Steuerung einer Lampe (106); umfassend: (a) einen Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler zum Umwandeln eines Gleichstromsignals in ein Wechselstromsignal; (b) einen selbsterregten Schwingkreis (108) zwischen dem Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler und der Lampe, wobei der selbsterregte Schwingkreis (108) das in die Lampe einzuspeisende Wechselstromsignal filtert; und (c) eine Regeleinrichtung zur Einstellung des Gleichstrom-Wechselstrom-Wandlers, sodass die Frequenz des Wechselstromsignals auf einer Resonanzfrequenz des selbsterregten Schwingkreises beruht, wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass die Regeleinrichtung auch wirksam ist, um einen Impuls zum Zünden der Lampe bereitzustellen, der während der Zündung der Lampe breiter als während des Normalbetriebs der Lampe ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, weiters umfassend einen Nulldurchgangsdetektor (140) zur Bestimmung der Resonanzfrequenz des selbsterregten Schwingkreises und zur Bereitstellung einer Meldung der Resonanzfrequenz an die Regeleinrichtung.
Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die Lampe (106) eine Entladungslampe ist, die einen Kaftkathodenleuchtstoff, ein Metallhalogenid und Natriumdampf enthält.
Vorrichtung zur Steuerung einer Lampe (106) nach Anspruch 1, worin (a) der Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler ein Netzwerk aus einer Vielzahl von Schaltern zur Erzeugung eines Wechselstromsignals aus einem Gleichstromsignal umfasst, das mit dem Netzwerk der Vielzahl von Schaltern gekoppelt ist, wobei das Wechselstromsignal von einem Abschnitt des Netzwerks der Vielzahl von Schaltern erzeugt wird, dessen periodische Öffnung und Schließung entgegengesetzt zur Öffnung und Schließung eines anderen Abschnitts des Netzwerks der Vielzahl von Schaltern abläuft; (b) der selbsterregte Schwingkreis ein Parallelresonanzschwingkreis ist, der zwischen das Netzwerk der Vielzahl von Schaltern und der Lampe gekoppelt ist, wobei der Parallelresonanzschwingkreis das in die Lampe einzuspeisende Wechselstromsignal filtert; und (c) die Regeleinrichtung Abschnitte des Netzwerks der Vielzahl von Schaltern auf der Grundlage einer Resonanzfrequenz im Parallelresonanzschwingkreis periodisch öffnet und schließt, sodass der optimale Wert an elektrischer Leistung zur Steuerung der Lampe in einem Bereich von Spannungen, der vom Gleichstromsignal bereitgestellt wird, zugeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 4, worin der Parallelresonanzschwingkreis einen Aufwärtstransformator (114) umfasst, der eine Primärwicklung, die das Wechselstromsignal aus dem Netzwerk der Vielzahl von Schaltern empfängt, und eine Sekundärwicklung, die mit einer Lampe gekoppelt ist, beinhaltet, wobei das Verhältnis der Primärwicklung zur Sekundärwicklung die Induktion des Wechselstromsignals an der Sekundärwicklung mit einer Spannung veranlasst, die sich von einem anderen Wert einer anderen Spannung des von der Primärwicklung empfangenen Wechselstromsignals unterscheidet.
Vorrichtung nach Anspruch 4, weiters umfassend einen Nulldurchgangsdetektor (140) zur Bestimmung der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzschwingkreises und zur Bereitstellung einer Angabe der Resonanzfrequenz an die Regeleinrichtung.
Vorrichtung nach Anspruch 6, worin der Nulldurchgangsdetektor die Frequenzantwort des Parallelresonanzschwingkreises verfolgt, wenn das Wechselstromsignal die Last ansteuert, wobei der Nulldurchgangsdetektor der Regeleinrichtung eine Angabe bereitstellt, wenn sich die Resonanzfrequenz von einem Wert zu einem anderen bewegt hat.
Vorrichtung nach Anspruch 4, worin die Vielzahl von Schaltern MOSFETs (130a, 130b, 130c, 1304) sind, die in einem H-Brücken-Netzwerk (104) angeordnet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 4, worin die Regeleinrichtung Abschnitte des Netzwerks der Vielzahl von Schaltern auf der Grundlage eines Tastverhältnisses zur Phasenmodulation des Wechselstromsignals öffnet und schließt.
Verfahren zur Ansteuerung einer Entladungslampe (106) umfassend die folgenden Schritte: (a) Umwandlung eines Gleichstromsignals in ein Wechselstromsignal; (b) Filtern des Wechselstromsignals für die Entladungslampe; (c) Oszillieren der Umwandlung dieses Gleichstromsignals derart, dass das Werkstromsignal eine Frequenz auf Grundlage einer Resonanzfrequenz einer Last aufweist, und dadurch gekennzeichnet, dass es weiters den folgenden Schritt umfasst: (d) Bereitstellen eines Impulses, um die Lampe zünden, welcher Impuls während des Zündens der Lampe breiter als während des Normalbetriebs ist.