DE60306685T2 - Delta-sigma-verstärker mitausgangsstufenversorgungsspannungsvariationskompensation und verfahren und digitale verstärkersysteme damit - Google Patents

Delta-sigma-verstärker mitausgangsstufenversorgungsspannungsvariationskompensation und verfahren und digitale verstärkersysteme damit Download PDF

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Description

  • Bereich der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein digitale Verstärker, und insbesondere Delta-Sigma-Verstärker mit Versorgungsspannungsvariationskompensation, und Verfahren und digitale Verstärkersysteme, die diese verwenden.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Delta-Sigma-Modulatoren (Rauschumformer) sind in Digital-in-Analog- und Analog-in-Digital-Konvertern (DACs und ADCs) besonders nutzvoll. Unter Verwendung der Überabtastung verteilt ein Delta-Sigma-Modulator Quantisierungsrauschenergie über das Überabtastfrequenzband, das typischerweise viel größer ist als die Eingabesignalbandbreite. Außerdem führt ein Delta-Sigma-Modulator Rauschumformung durch, indem er als Tiefpassfilter beim Eingangssignal und als Hochpassfilter beim Rauschen dient; wobei die meiste Quantisierungsrauschenergie dadurch aus dem Signalband verschoben wird.
  • Zusätzlich zu den Datenkonversionsanwendungen werden Delta-Sigma-Rauschumformer zunehmend bei der Konstruktion von digitalen Verstärkern verwendet. Bei einer speziellen Technik ergibt ein digitaler Delta-Sigma-Rauschumformer einen rauschumgeformten (quantisierten) digitalen Datenstrom an einem Impulsbreitenmodulator PWM (pulse width modulator) (Tastverhältnis), der wiederum eine Linearverstärkerendstufe und zugeordnete Last betreibt. Diese Technik ist allgemein im US-Patent Nr. 5,784,017 mit dem Titel „Analogue and Digital Convertors Using Pulse Edge Modulators with Non-linearity Error Correction" erteilt am 21. Juli 1998 und US-Patent Nr. 5,548,286 mit dem Titel „Analogue and Digital Convertor Using Pulse Edge Modulators with Non-linearity Error Correction" erteilt am 20. August 1996, beide von Craven, US-Patent Nr. 5,815,102 mit dem Titel „Delta Sigma PWM DAC to Reduce Switching" erteilt am 29. September 1998 an den Anmelder der vorliegenden Erfindung (die hiermit durch Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht wird), US-Patentanmeldung Aktenzeichen Nr. 09/163,235 vom Anmelder der vorliegenden Erfindung (die hiermit durch Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht wird) und die Internationale Patentanmeldung Nr. PCT/DK97/00133 von Risbo.
  • Eine Schwierigkeit beim Implementieren dieser digitalen Verstärker ist Minimieren von Rauschen und Verzerrung aufgrund von Rauschen und Variationen bei der Energiezufuhr. Dieses Problem ist im US-Patent Nr. 5,559,467 von Smedly (das Patent '467) korrekt identifiziert. Insbesondere erkennt das Patent '467 die Notwendigkeit, den zeitveränderlichen Wert der Energiezufuhrspannung bei der Modulation zu berücksichtigen; die im Patent 467 vorgeschlagene Lösung führt jedoch ihre eigenen Verzerrungen in das System ein.
  • Daher sind verbesserte Schaltungen und Verfahren zum Minimieren von Rauschen und Verzerrung in digitalen Verstärkern in Hinblick auf Rauschen und Zeitvariationen bei der Energiezufuhr erforderlich.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung ermöglichen Messung der Summe und Differenz zwischen den Zufuhrspannungen, die eine Verstärkerendstufe versorgen. Die gemessene Summe und Differenz werden dann von einem Rauschumformer verwendet, der den Eingang zur Ausgangsstufe betreibt, um Variationen in den Zufuhrspannungen zu kompensieren. Bei Anwendung auf ADC-Schaltungen und -Systeme ergeben diese Prinzipien mit Vorteil ein Ausgangssignal, das auf Rauschen und Variationen bei der Energiezufuhr weniger empfindlich ist.
  • Gemäß einer besonderen Ausführungsform ist ein Delta-Sigma-Modulator offenbart, der eine Endstufe betreibt, die zwischen erster und zweiter Spannung funktioniert, mit einem Loopfilter, einer Quantisierungseinrichtung und einer Feedbackschleife, die einen Ausgang der Quantisierungseinrichtung und einen Eingang des Loopfilters koppelt. Die Feedbackschleife weist Kompensationsschaltung zum Kompensieren von Variationen in der ersten und zweiten Spannung in Reaktion auf einen gemessenen Mittelwert der ersten und zweiten Spannung und einer gemessenen Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung auf. Messschaltung misst den Mittelwert und die Differenz der ersten und zweiten Spannung.
  • Mit Vorteil ermöglichen die Prinzipien der vorliegenden Erfindung Korrektur von Verstärkerzufuhrspannungsschwankungen in der Rauschumformerstufe, ohne weiteres Rauschen und Verzerrung in das Verstärkerausgangssignal einzubringen. Diese Prinzipien sind besonders geeignet bei digitalen Verstärkern, wie digitalen Audioverstärkern und sind bei einer Reihe von verschiedenen Verstärkerausgangsstufen wie Halbbrücken- und Vollbrückenkonfigurationen anwendbar. Die Endstufen können direkt von der Ausgabe des Rauschumformers oder durch eine Zwischenstufe wie einen PWM-Konverter betrieben werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Zum vollständigeren Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
  • 1 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Audioverstärkers ist, der die Prinzipien der vorliegenden Erfindung verkörpert;
  • 2A ein Blockdiagramm ist, das den beispielhaften Rauschumformer von 1 ausführlicher darstellt;
  • 2B graphisch Funktion von f1 und f2 Spannungskompensationsblöcken des beispielhaften Rauschumformers von 2A darstellt;
  • 3A repräsentative Verstärkungs- und Offsetkompensationsschaltungen darstellt, die gemäß einer Ausführungsform der Prinzipien der vorliegenden Erfindung zum Kompensieren von Zufuhrspannungsvariationen geeignet sind; und
  • 3B repräsentative Verstärkungs- und Offsetkompensationsschaltungen darstellt, die gemäß einer zweiten Ausführungsform der erfinderischen Prinzipien zum Kompensieren von Zufuhrspannungsvariationen geeignet sind.
  • Ausführliche Beschreibung der Erfindung
  • Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung und ihre Vorteile sind am besten verständlich durch Bezugnahme zu der dargestellten Ausführungsform, die in den 1-3 der Zeichnungen abgebildet ist, worin gleiche Bezugszahlen gleiche Teile bezeichnen.
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Audioverstärkers 100, der die Prinzipien der vorliegenden Erfindung verkörpert. Der Audioverstärker ist ausführlicher im parallelen US-Patent Nr. 6,344,811 vom 5. Februar 2002 von Melanson für "Power Supply Compensation For Noise Shaped Digital Amplifiers" beschrieben, das durch Bezugnahme zum Inhalt dieser Beschreibung gemacht wird.
  • Der Audioverstärker 100 weist einen Delta-Sigma-Modulator (Rauschumformer) 101 auf, der Rauschen im Audiobasisband des Eingangssignals DIGITAL IN zu höheren Frequenzen verschiebt, wobei Überabtastung und Quantisierung verwendet werden. Der Delta-Sigma-Modulator 101 verwendet bevorzugt nicht lineares Feedback zum Adressieren variabler Momente in der folgenden Impulsbreite (Tastverhältnis) des modulierten Signals wie unten diskutiert wird. Beispiele von Delta-Sigma- Modulatoren mit solchem nicht linearen Feedback sind im parallelen US-Patent Nr. 6,150,969 von Melanson mit dem Titel "Correction of Nonlinear Output Distortion In a Delta Sigma DAC" und im US-Patent Nr. 5,815,102 von Melanson mit dem Titel "Delta Sigma PWM DAC to Reduce Switching" beschrieben, die beide durch Bezugnahme zum Inhalt dieser Beschreibung gemacht werden. Eine allgemeine Diskussion von Delta-Sigma-Modulatortopologien ist in Veröffentlichungen wie Norsworthy et al., "Delta-Sigma Data Converters, Theory, Design and Simulation" IEEE Press, 1996 zu finden.
  • Eine Impulsbreitenmodulatorstufe (PWM) 102 konvertiert jede quantisierte Abtastung vom Delta-Sigma-Modulator (Rauschumformer) 101 in ein impulsbreitenmoduliertes Muster (Tastverhältnis) von logischen Einsen und logischen Nullen entsprechender Prozentanteile einer Gesamtzahl von Zeitschlitzen im Muster. Der von der Impulsbreitenmodulatorstufe 102 ausgegebene PWM-Strom steuert wiederum ein Paar komplementärer Schalter 104 und 105, wie Energietransistoren, die in der dargestellten Ausführungsform eine Halbbrücke zwischen Spannungszufuhrschienen 109 und 110 bilden. Insbesondere führt der Schalter 104 die ungefilterte Analogausgabe VOUT zur Spannung V+ in logisch hohen Schlitzen jedes PWM-Musters und der Schalter 105 führt die Ausgabe VOUT zur Spannung V– in logisch tiefen Schlitzen des Musters. In alternativen Ausführungsformen kann eine Vollbrückenausgabe oder kondensatorgekoppelte Ausgabe verwendet werden, in der die Ausgabe von einer einzigen Spannungszufuhr oder -schiene funktioniert. In weiteren alternativen Ausführungsformen, in denen ein Einzelbitrauschumformer 101 verwendet wird, kann der Ausgangsstrom vom Delta-Sigma-Modulator 101 die Schalter 104 und 105 direkt steuern.
  • Das von den Schaltern 104 und 105 erzeugte ungefilterte analoge Audiosignal VOUT wird durch einen L-C-Filter mit einem Induktor 106 und einen Kondensator 107 geleitet, was die Hochfrequenzenergiekompo nenten (außerhalb des Bandes) eliminiert. Das endgültige gefilterte Audioausgangssignal AUDIO OUT betreibt eine Last 108, wie einen Audiolautsprecher oder Kopfhörer.
  • Die Schalter 104 und 105 erzeugen ein ungefiltertes Audiosignal VOUT durch Führen der Ausgabe VOUT von entsprechenden Spannungsschienen 109 und 110 zu entsprechenden nominalen Zufuhrspannungen V+ und V–. Allgemein werden die Spannungsschienen 109 und 110 von unregulierten Energiequellen (nicht gezeigt) gespeist und folglich schwanken die Spannungen V+ und V– typischerweise mit der Zeit.
  • ADCs 111 und 112 überwachen jeweils Spannungsschiene 109 und 110 und geben entsprechende skalierte digitale Darstellungen V1 und V2 der Spannungen V+ und V– an den Delta-Sigma-Modulator 102. Der Delta-Sigma-Modulator 102 verwendet die Ausgaben von ADCs 111 und 112 zum Korrigieren von Variationen und Rauschen bei den Spannungen V+ und V–, wie unten beschrieben. Hochfrequenzenergie auf Spannungsschienen 109 und 110 wird durch Kondensatoren 113 und 114 mit der Erde gekoppelt.
  • Zum Zwecke der Diskussion wird eine Audioanwendung als Funktion beschrieben, die bei einem digitalen Audio von einer Quelle (z. B. Digital In Signal 115) wie einem CD-Abspielgerät (compact disk) oder DVD-Abspielgerät (digital versatile disk) durchgeführt wird; die hier beschriebenen Konzepte werden jedoch in einem weiten Bereich von Verstärker- und Datenkonversionsanwendungen verwendet, darunter digitale Motorsteuerungen und Energieversorgung der Klasse D.
  • 2A ist ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Ausführungsform des Delta-Sigma-Modulators 102 ausführlicher darstellt. Das digitale Audioeingangssignal, DIGITAL IN Signal 115, wird durch eine Eingabesummierungseinrichtung 201 mit negativem Feedback von der Delta- Sigma-Schleife summiert und die erhaltene Summe durch einen herkömmlichen digitalen Loopfilter 202 geführt. Die Ausgabe aus dem Loopfilter 202 treibt einen Feedforwardkompensationsblock f1 (203), der digitale Zufuhrschienenspannungsvariationskompensationsdaten V1 und V2 von ADCs 111 und 112 von 1 erhält und wiederum eine kompensierte Eingabe an eine digitale Quantisierungseinrichtung 204 gibt. Die Delta-Sigma-Feedbackschleife zwischen dem Ausgang der Quantisierungseinrichtung 204 und der Invertierungseingabe der Eingabesummierungseinrichtung 201 beinhaltet einen Kompensationsblock f2 (205), der digitale Zufuhrschienenspannungsvariationskompensationsdaten V1 und V2 von ADCs 111 und 112 erhält.
  • Jede quantisierte Abtastung QOUT von der Quantisierungseinrichtung 204 stellt ein entsprechendes PWM-Muster von N Gesamtzahl Zeitschlitzen einer aktiven (logisch hohen) Impulsbreite von W Zeitschlitzen dar, in denen N eine ganze Zahl größer als zwei (2) ist und W eine ganze Zahl von 0 bis N ist. Daher erzeugt für eine bestimmte quantisierte Abtastung von der Quantisierungseinrichtung 204 das erhaltene PWM-Muster von der PWM-Stufe 103 von 1 eine Ausgangsspannung VOUT durch die Schalter 113 und 114 bei der Spannung V+ für W/N Zeitschlitze und bei der Spannung V– für (N – W)/N Zeitschlitze, so dass: VOUT = (V+)·W/N+(V–)·(N – W)/N = ((V+) – (V–))·W/N+(V–) (1)
  • Wenn die numerischen Werte der digitalen Eingabeabtastungen des DIGITAL IN Signals 115 in Volteinheiten skaliert sind, dann werden die numerischen Werte V1 und V2 der von den ADCs 111 und 112 erzeugten Spannungen V+ und V– in Bezug auf die numerischen Werte des DIGITAL IN Signals 115 automatisch richtig skaliert. Im Allgemeinen jedoch erfolgt diese automatische und richtige Skalierung nicht notwendigerweise. Zum Beispiel führt in der dargestellten Ausführungsform eine numerische Eingabe mit Vorzeichen für das DIGITAL IN Signal 115 mit einem Bereich von –1 bis 1 zu einen PWM-Ausgabemuster mit einem aktiven Impulstastverhältnis im Bereich von 0 % bis 100 %. Mit anderen Worten eine numerische Eingabe mit Vorzeichen für das DIGITAL IN Signal 115 von –1 bildet ein Tastverhältnis von 0 % ab (d. h. W = 0), eine numerische Eingabe mit Vorzeichen von +1 bildet ein 100 % Tastverhältnis ab (d. h. W = N), und die numerische Eingabe von 0 bildet 50 Tastverhältnis ab (d. h. W = N/2). Daher konvertieren ADCs 111 und 112 die analogen Spannungen V+ und V– und entsprechende skalierte Ausgangsspannungen V1 und V2 konsistent zur Skalierung des DIGITAL IN Signals 115. In der dargestellten Ausführungsform beträgt die resultierende Impulsbreite der aktiven Schlitze für jedes PWM-Muster aus der PWM-Stufe 103 in Reaktion auf jede quantisierte Abtastung vom Delta-Sigma-Modulator 102: W = N·(1 + QOUT)/2. (2)
  • Feedbackkompensationsblock f2 205 von 2A führt Feedback zur Modulatoreingabesummierungseinrichtung 201. Insbesondere berechnet Block f2 die tatsächliche mittlere Spannung, die am Ausgang VOUT beobachtet wird, wenn skalierte digitale Energiezufuhrspannungen V1 und V2 und Eingang DIGITAL IN gegeben ist: f2out = (V1 – V2)·W/N + V2 = QOUT·(V1 – V2)/2 + (V1 + V2)/2, (3)worin QOUT wieder die quantisierte (verkürzte) digitale Ausgabe von der Quantisierungseinrichtung 204 ist.
  • Feedforwardkompensationsblock f1 erzeugt den Kehrwert des Feedbackkompensationsblocks f2. Mit anderen Worten, für eine bestimmte Abtastausgabe QOUT vom Delta-Sigma-Modulator 102 entsprechend einer Ausgangsspannung x am Ausgang VOUT: f1out = (x – (V1 + V2)/2)·2/(V1 – V2). (4)
  • 2B stellt graphisch die Funktion von f1 und f2 Blöcken 203 und 205 für die dargestellte Ausführungsform dar, worin Va = (V1 + V2)/2 und Vd = (V1 – V2)/2 ist. 2B und die Gleichungen (3) und (4) demonstrieren, dass das skalierte Zufuhrspannungsdifferenzrauschen Vd = (V1 – V2)/2 mit dem Eingabesignal DIGITAL IN 115 durch die Eingabesummierungseinrichtung 201 als Verstärkungsfehler koppelt, der auf die Quantisiererausgabe QOUT aufgegeben wird. Folglich modulieren oder skalieren Variationen im Differenzrauschen Vd das Eingabesignal, DIGITAL IN Signal 115, in signalabhängiger Weise analog zur Verzerrung. Diese "Verzerrung" erfolgt über ein breites Signalband, da Variationen im Differenzrauschen Vd das Breitbandquantisierungsrauschen in QOUT modulieren, was in das Basisband zurückfällt. Offset bei der Messung von Differenzrauschen Vd ist kritisch, das ein Offset zu verringerter Rauschunterdrückung in VOUT führt, obwohl ein Verstärkungsfehler weniger kritisch ist, da ein Verstärkungsfehler in Vd nur zu einem Verstärkungsfehler im Ausgangssignal VOUT führt.
  • Hingegen koppelt das mittlere Spannungsrauschen Va = (V1 + V2)/2 mit der Ausgabe VOUT, selbst wenn kein Signal im Eingangssignal DIGITAL IN 115 vorhanden ist, wodurch es direkt zum Rauschteppich in VOUT hinzukommt. Im Falle des mittleren Rauschens Va ist Offsetmessung nicht kritisch, da Offset im mittleren Rauschen Va nur zu einem Offset bei der Ausgabe Vout führt; jedoch Verstärkungsfehler in der Messung von Rauschen Va ist kritisch, das ein Verstärkungsfehler in Va zu verringerter Rauschunterdrückung führt.
  • Die Prinzipien der vorliegenden Erfindung erreichen, dass das skalierte Zufuhrdifferenzrauschen Vd und das skalierte mittlere Rauschen Va in separaten ADCs 111 und 112 gemessen und gefiltert werden. Mit Vorteil ist weniger Tiefpassfilterung durch das mittlere Rauschen Va erforderlich, das weniger Latenz und bessere Unterdrückung in einem breiteren Frequenzbereich impliziert. Dann wird Verstärkungskorrektur beim mittleren Rauschen Va angewendet und Offsetkorrektur wird beim Differenzrauschen Vd angewendet.
  • 3A stellt Verstärkungs- und Offsetkompensationsschaltung 300 gemäß einer Ausführungsform der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. In der Kompensationsschaltung 300 wird die Differenz zwischen den skalierten digitalen Ausgaben V1 und V2 von ADCs 111 und 112 von der digitalen Subtraktionseinrichtung 301 ermittelt und ihre Summe von der digitalen Summierungseinrichtung 302 ermittelt. Die entsprechenden Ausgaben des Subtraktors 301 und des Summierers 302 werden dann durch eine konstante Zwei (2) in entsprechenden digitalen Teilern 303a und 303b geteilt, so dass die digitalen Werte für Differenzrauschen Vd und mittleres Rauschen Va ohne Verstärkungs- oder Offsetkorrektur erhalten werden.
  • In Bezug auf das Differenzrauschen Vd erfolgt Offsetkompensation (Trimming) im digitalen Pfad durch einen Skalierfaktor OFFSET COMPENSATION, der mit dem unkorrigiertem Rauschen Vd in einer digitalen Summiereinrichtung 304 summiert wird, so dass Vdtrimmed erzeugt wird. Der Wert Vdtrimmed wird dann den Va- und Vd-Eingängen der Kompensationsblöcke f1 und f2 der 2A und 2B zugeführt. Die Verstärkung des mittleren Rauschens Va wird zur Verstärkungsfehlerkompensation durch Multiplizieren des unkorrigierten mittleren Rauschwerts Va mit einem Verstärkungskompensationsfaktor GAIN COMPENSATION in einem digitalen Multiplikator 305 digital bearbeitet. Der Wert Vatrimmed wird in gleicher Weise zu den Kompensationsblöcken f1 und f2 zugeführt. Bevorzugte Techniken zum Bestimmen der Werte OFFSET COMPENSATION und GAIN COMPENSATION werden unten diskutiert.
  • Verstärkungs- und Offsetkompensationsschaltung 306 gemäß einer zweiten Ausführungsform der erfinderischen Prinzipien ist in 3B gezeigt. In diesem Fall wird die Spannungsdifferenz zwischen analogen Spannungsschienen V+ und V– von einer analogen Subtraktionseinrichtung 307 ermittelt und die Summe durch eine analoge Summiereinrichtung 308. Die Ausgaben vom Subtraktor 307 und Summierer 308 werden dann durch eine konstante Zwei (2) in entsprechenden Teilern 309a und 309b geteilt und dann durch ADCs 111 und 112 gefiltert und konvertiert, so dass die unkompensierten skalierten digitalen Werte von Va und Va erhalten werden. Offset- und Verstärkungskompensationsfaktoren OFFSET COMPENSATION und GAIN COMPENSATION werden dann durch Summierer 304 und Multiplier 305 wie oben beschrieben aufgegeben.
  • Der Wert des Verstärkungskompensationsfaktors GAIN COMPENSATION wird nach Ermittlung des Audioverstärkers 100 bestimmt, da der Wert von der Abstimmung zugeordneter externer Schaltungen wie externer Energiezufuhr und Filterelementen abhängt. Gemäß einer Ausführungsform der erfinderischen Prinzipien wird die Verstärkerausgangsspannung VOUT von 1 für ein bestimmtes Eingabesignal DIGITAL IN 115 gemessen. Insbesondere da die Energiezufuhrunterdrückung mit dem korrekten Skalierfaktor GAIN COMPENSATION am besten ist, wird der Faktor GAIN COMPENSATION festgesetzt durch Messen des Rauschens am Ausgangssignal AUDIO OUT (z. B. die Differenz vom erwarteten Ausgabespektrum) und Einstellen des Verstärkungsskalierfaktors GAIN COMPENSATION, bis dieses Rauschen miniert ist. Wenn ein Nullwert von DIGITAL IN Signal 115 (Stille) verwendet wird, dann ist Vd zu jeglichem Rauschen proportional, das in der Ausgabe vorhanden ist. Insgesamt wird durch Festlegen der GAIN COMPENSATION das Wechselstromrauschen bei VOUT bearbeitet.
  • Der Wert des Offsetkorrekturfaktors OFFSET COMPENSATION wird auch nach Ausbilden des Verstärkers 100 festgesetzt, da dieser Wert auch von der Abstimmung zugeordneter externer Schaltungen abhängt. In einer Ausführungsform wird die Ausgangsspannung eines Ausgangssignals AUDIO OUT vom Verstärker 100 gemessen und das Rauschen am Ausgang (Differenz zum erwarten Ausgangsspektrum) beobachtet. Der Wert der OFFSET COMPENSATION wird eingestellt, so dass der Offset bearbeitet wird, bis diese Differenz minimiert ist. In diesem Fall ist die Eingabe zu DIGITAL IN eine reine Sinuswelle, so dass das Ausgangsrauschen in AUDIO OUT einfach jegliches Rauschen ist, das in der Ausgabe in anderen Frequenzen als der Frequenz der eingegebenen Sinuswelle vorhanden ist.
  • Das in der Ausgabe von AUDIO OUT vorhandene Rauschen hängt vom Rauschen ab, das in der Energiezufuhr vorhanden ist. Die Bearbeitung wird daher durch Erhöhen des Rauschens in den Energiezufuhrschienen V+ und V– verbessert, zum Beispiel durch Steuern eines Energiezufuhrregulators, Abstellen einer Energiezufuhrpumpeinheit oder irgendeine andere Art zum Hinzufügen eines Signals zu den Energiezufuhrschienen. Zusätzlich kann Einstellen der Verstärkung und Offsets im Differenzrauschen Vd und mittleren Rauschen Va wie oben beschrieben Teil eines Produkttests beim Zusammenbau sein, Teil einer vom Benutzer ausgelösten Kalibrierungssequenz, die bei Inbetriebnahme des Verstärkers 100 durchgeführt wird, oder beim Verstärkerbetrieb. Außerdem wird für eine Vollbrückenausgabe das mittlere Rauschen mit beiden Lautsprechergeräten gekoppelt und löscht sich damit automatisch, und deshalb braucht das Differenzenergiezufuhrrauschen Vd nur gemessen und korrigiert werden.
  • Obwohl die Erfindung mit Bezug zu spezifischen Ausführungsformen beschrieben wurde, sind diese Beschreibungen nicht in einem einschränkenden Sinne zu betrachten. Es werden für die Fachleute bei Be zugnahme zur Beschreibung der Erfindung verschiedene Modifikationen der offenbarten Ausführungsformen sowie alternative Ausführungsformen der Erfindung ersichtlich. Es sollte für die Fachleute erkennbar sein, dass das offenbarte Konzept und die spezifische Ausführungsform einfach als Basis zum Modifizieren oder Konstruieren anderer Strukturen zur Ausführung der gleichen Zwecke der Erfindung verwendet werden können. Der Rahmen der Erfindung ist durch die beigefügten Ansprüche definiert.

Claims (20)

  1. Delta-Sigma-Modulator (101) zum Betreiben einer Endstufe (104, 105), die zwischen ersten und zweiten Spannungen (V+, V–) betrieben wird, umfassend: einen Loopfilter (202), eine Quantisierungseinrichtung (204), eine Feedbackschleife, die einen Ausgang der Quantisierungseinrichtung und einen Eingang des Loopfilters koppelt, wobei die Feedbackschleife Kompensationsschaltung (205) zum Kompensieren von Variationen in der ersten und zweiten Spannung in Reaktion auf einen gemessenen Mittelwert (VA) der ersten und zweiten Spannung und einer gemessenen Differenz (VD) zwischen der ersten und zweiten Spannung aufweist; und Messschaltung (300, 306) zum Messen des Mittelwerts und der Differenz der ersten und zweiten Spannung.
  2. Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, worin die Messschaltung umfasst: erste und zweite Analog-in-Digital-Konverter zum Konvertieren der ersten und zweiten Spannung in erste und zweite digitale Spannung; einen digitalen Subtraktor zum Bilden der Differenz der ersten und zweiten digitalen Spannung zum Erzeugen einer digitalen Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung zur Verwendung durch die Kompensationsschaltung; und digitale Mittelwertbildungsschaltung zum Bilden des Mittelswerts der ersten und zweiten digitalen Spannung zum Erzeugen eines digitalen Mittelwerts zwischen der ersten und zweiten Spannung zur Verwendung durch die Kompensationsschaltung.
  3. Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, worin die Messschaltung umfasst: analoge Schaltung zum Bilden der analogen Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung; analoge Schaltung zum Bilden des analogen Mittelswerts der ersten und zweiten Spannung; einen ersten Analog-in-Digital-Konverter zum Konvertieren der analogen Differenz in eine digitale Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung zur Verwendung durch die Kompensationsschaltung; und einen zweiten Analog-in-Digital-Konverter zum Konvertieren des analogen Mittelswerts in einen digitalen Mittelwert der ersten und zweiten Spannung zur Verwendung durch die Kompensationsschaltung.
  4. Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, ferner umfassend Verstärkungskompensationsschaltung zum Aufbringen eines Verstärkungskompensationsfaktors auf den gemessenen Mittelwert der ersten und zweiten Spannung.
  5. Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, ferner umfassend Offsetkompensationsschaltung zum Aufbringen eines Offsetkompensationsfaktors auf die gemessene Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung.
  6. Verfahren zur Energieversorgungsspannungskompensation in einem Verstärker mit einem Rauschumformer (101) mit einem Loopfilter (202) und einer Quantisierungseinrichtung (204) und einer Endstufe (104, 105), die zwischen ersten und zweiten Spannungen (V+, V–) betrieben werden, umfassend: Messen (300, 306) einer Differenz zwischen erster und zweiter Spannung; Messen (300, 306) einer Summe der ersten und zweiten Spannung; und Bereitstellen der gemessenen Summe und Differenz der ersten und zweiten Spannung an den Rauschumformer zum Kompensieren (203, 205) von Variationen der ersten und zweiten Spannung.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend: Subtrahieren des gemessenen Mittelwerts von einer Ausgabe des Rauschumformerloopfilters; Dividieren des Ergebnisses der Subtraktion durch die gemessene Differenz; und Weitergeben des Ergebnisses der Division an einen Eingang der Quantisierungseinrichtung.
  8. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend: Multiplizieren einer Ausgabe der Quantisierungseinrichtung mit der gemessenen Differenz; Addieren eines Ergebnisses der Multiplikation zu dem gemessenen Mittelwert; und Feedback eines Ergebnisses der Addition an einen Eingang des Rauschumformers.
  9. Verfahren nach Anspruch 6, worin Messen der Summe und Differenz der ersten und zweiten Spannung umfasst: Konvertieren der ersten und zweiten Spannung in erste und zweite digitale Spannung; Bilden der Differenz der ersten und zweiten digitalen Spannung; und Bilden der Summe der ersten und zweiten digitalen Spannung.
  10. Verfahren nach Anspruch 6, worin Messen der Summe und Differenz der ersten und zweiten Spannung umfasst: Bilden der analogen Differenz zwischen der ersten und zweiten Spannung; Bilden der analogen Summe der ersten und zweiten Spannung; Konvertieren der analogen Differenz in eine digitale Differenz; und Konvertieren der analogen Summe in eine digitale Summe.
  11. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend Addieren eines Offsetkompensationsfaktors zur Differenz.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend Anpassen des Offsetkompensationsfaktors umfassend: Aufgeben eines ausgewählten Wertes auf einen Eingang des Verstärkers; Messen von Rauschen an einem Ausgang des Verstärkers; und Anpassen des Offsetkompensationsfaktors zum Minimieren des gemessenen Rauschens.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, worin Aufgeben eines ausgewählten Wertes auf den Eingang des Verstärkers Aufbringen eines Nullwertes umfasst.
  14. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend Multiplizieren der gemessenen Summe mit einem Verstärkungskompensationsfaktor.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend Anpassen des Verstärkungskompensationsfaktors umfassend: Aufgeben eines ausgewählten Wertes auf einen Eingang des Verstärkers; Messen von Rauschen an einem Ausgang des Verstärkers; und Anpassen des Verstärkungskompensationsfaktors zum Minimieren des gemessenen Rauschens.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, worin Aufbringen eines ausgewählten Signals auf den Eingang des Verstärkers Aufgeben einer Sinuswelle umfasst.
  17. Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend Addieren eines ausgewählten Betrags an Rauschen zu einer ausgewählten der ersten und zweiten Spannung vor dem Messen der Summe und Differenz.
  18. Digitaler Verstärker umfassend: eine Endstufe (104, 105) zum Betreiben einer Last (108) zwischen ersten und zweiten Spannungen (V+, V–); einen Rauschumformer (101) zum Betreiben eines Eingangs der Endstufe und mit Kompensationsschaltung (203, 205) zum Kompensieren von Variationen in der ersten und zweiten Spannung in Reaktion auf einen gemessenen Mittelwert (VA) der ersten und zweiten Spannung und einer gemessenen Differenz (VD) zwischen der ersten und zweiten Spannung; und Messschaltung (300, 306) zum Messen des Mittelwerts und der Differenz der ersten und zweiten Spannung.
  19. Digitaler Verstärker nach Anspruch 18, worin die Endstufe eine Impulsbreitenmodulatorstufe umfasst, die einen Eingang aufweist, der vom Ausgang des Rauschumformers betrieben wird.
  20. Digitaler Verstärker nach Anspruch 18, worin die Endstufe einen Halbbrückenausgangstreiber umfasst, der zwischen ersten und zweiten Spannungsschienen funktioniert, die erste und zweite Spannung zuführen.
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Families Citing this family (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7142597B2 (en) * 2002-09-26 2006-11-28 Freescale Semiconductor, Inc. Full bridge integral noise shaping for quantization of pulse width modulation signals
EP1437827A1 (de) * 2003-01-10 2004-07-14 STMicroelectronics N.V. Leistungsverstärkervorrichtung, insbesondere für ein zellulares Mobiltelefon
DE10308946B4 (de) * 2003-02-28 2006-02-16 Infineon Technologies Ag Leitungstreiber
US7551022B2 (en) * 2003-10-10 2009-06-23 Tc Electronic A/S Power supply compensation
GB2408858B (en) * 2003-12-05 2006-11-29 Wolfson Ltd Word length reduction circuit
US7170434B2 (en) * 2004-01-16 2007-01-30 Cirrus Logic, Inc. Look-ahead delta sigma modulator with quantization using natural and pattern loop filter responses
US7362082B2 (en) * 2004-03-12 2008-04-22 Bobinados De Transformadores S.L. Switch mode power supply with output voltage equalizer
CN1998140B (zh) * 2004-03-25 2010-12-29 奥普蒂科伦公司 一种失真补偿模数转换器及补偿方法
ATE435521T1 (de) * 2004-10-28 2009-07-15 Camco Prod & Vertriebs Gmbh Geschalteter leistungsverstärker und verfahren zur verstärkung eines digitalen signals
US7116168B2 (en) * 2004-12-01 2006-10-03 Creative Technology Ltd Power multiplier system and method
TWI282211B (en) * 2005-01-17 2007-06-01 Realtek Semiconductor Corp Power amplifier and method for correcting error of output signals thereof
KR101001115B1 (ko) * 2005-06-27 2010-12-14 퀄컴 인코포레이티드 각종 증폭 관련 동작을 수행하기 위해 증폭기를 구현 및이용하는 방법 및 장치
US7289050B1 (en) * 2005-06-27 2007-10-30 Qualcomm Incorporated Amplification method and apparatus
US7262658B2 (en) * 2005-07-29 2007-08-28 Texas Instruments Incorporated Class-D amplifier system
US7298204B2 (en) * 2005-11-30 2007-11-20 Pulsus Technologies Method and apparatus for outputting audio signal
US7425910B1 (en) 2006-02-27 2008-09-16 Marvell International Ltd. Transmitter digital-to-analog converter with noise shaping
US20080000431A1 (en) * 2006-06-29 2008-01-03 Stephen Longo Dog leash assembly
US7605653B2 (en) * 2006-08-16 2009-10-20 Intrinsix Corporation Sigma-delta based class D audio power amplifier with high power efficiency
US7612608B2 (en) * 2006-08-16 2009-11-03 Intrinsix Corporation Sigma-delta based Class D audio or servo amplifier with load noise shaping
US8362838B2 (en) * 2007-01-19 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Multi-stage amplifier with multiple sets of fixed and variable voltage rails
US7804256B2 (en) 2007-03-12 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. Power control system for current regulated light sources
US8076920B1 (en) 2007-03-12 2011-12-13 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter and control system
US7667408B2 (en) * 2007-03-12 2010-02-23 Cirrus Logic, Inc. Lighting system with lighting dimmer output mapping
US8018171B1 (en) 2007-03-12 2011-09-13 Cirrus Logic, Inc. Multi-function duty cycle modifier
US7696913B2 (en) * 2007-05-02 2010-04-13 Cirrus Logic, Inc. Signal processing system using delta-sigma modulation having an internal stabilizer path with direct output-to-integrator connection
US7554473B2 (en) 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
US8102127B2 (en) 2007-06-24 2012-01-24 Cirrus Logic, Inc. Hybrid gas discharge lamp-LED lighting system
KR100949880B1 (ko) * 2007-10-31 2010-03-26 주식회사 하이닉스반도체 반도체 소자 및 그 제조 방법
US7804697B2 (en) * 2007-12-11 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. History-independent noise-immune modulated transformer-coupled gate control signaling method and apparatus
US7755525B2 (en) * 2008-01-30 2010-07-13 Cirrus Logic, Inc. Delta sigma modulator with unavailable output values
US8576589B2 (en) * 2008-01-30 2013-11-05 Cirrus Logic, Inc. Switch state controller with a sense current generated operating voltage
US8008898B2 (en) * 2008-01-30 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Switching regulator with boosted auxiliary winding supply
US8022683B2 (en) * 2008-01-30 2011-09-20 Cirrus Logic, Inc. Powering a power supply integrated circuit with sense current
US7759881B1 (en) 2008-03-31 2010-07-20 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with a multiple mode current control dimming strategy
US8008902B2 (en) * 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8279628B2 (en) * 2008-07-25 2012-10-02 Cirrus Logic, Inc. Audible noise suppression in a resonant switching power converter
US8344707B2 (en) * 2008-07-25 2013-01-01 Cirrus Logic, Inc. Current sensing in a switching power converter
US8212491B2 (en) * 2008-07-25 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter control with triac-based leading edge dimmer compatibility
US8487546B2 (en) * 2008-08-29 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with accurate current control
US8179110B2 (en) * 2008-09-30 2012-05-15 Cirrus Logic Inc. Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation
US8222872B1 (en) 2008-09-30 2012-07-17 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with selectable mode auxiliary power supply
US8288954B2 (en) * 2008-12-07 2012-10-16 Cirrus Logic, Inc. Primary-side based control of secondary-side current for a transformer
US8299722B2 (en) 2008-12-12 2012-10-30 Cirrus Logic, Inc. Time division light output sensing and brightness adjustment for different spectra of light emitting diodes
US8362707B2 (en) * 2008-12-12 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Light emitting diode based lighting system with time division ambient light feedback response
US7994863B2 (en) * 2008-12-31 2011-08-09 Cirrus Logic, Inc. Electronic system having common mode voltage range enhancement
US8482223B2 (en) 2009-04-30 2013-07-09 Cirrus Logic, Inc. Calibration of lamps
US8248145B2 (en) * 2009-06-30 2012-08-21 Cirrus Logic, Inc. Cascode configured switching using at least one low breakdown voltage internal, integrated circuit switch to control at least one high breakdown voltage external switch
US8963535B1 (en) 2009-06-30 2015-02-24 Cirrus Logic, Inc. Switch controlled current sensing using a hall effect sensor
US8198874B2 (en) * 2009-06-30 2012-06-12 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with current sensing transformer auxiliary power supply
US8212493B2 (en) 2009-06-30 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Low energy transfer mode for auxiliary power supply operation in a cascaded switching power converter
US9155174B2 (en) 2009-09-30 2015-10-06 Cirrus Logic, Inc. Phase control dimming compatible lighting systems
US8654483B2 (en) * 2009-11-09 2014-02-18 Cirrus Logic, Inc. Power system having voltage-based monitoring for over current protection
ITRM20110609A1 (it) * 2011-11-17 2013-05-18 St Ericsson Sa Digital class-d amplifier and digital signal processing method
DE102012104488A1 (de) * 2012-05-24 2013-11-28 Hochschule für angewandte Wissenschaften München Geschalteter Verstärker für variable Versorgungsspannung
US9442141B2 (en) * 2014-01-08 2016-09-13 Qualcomm Technologies International, Ltd. Analogue-to-digital converter
US9240754B2 (en) 2013-12-30 2016-01-19 Qualcomm Technologies International, Ltd. Frequency fine tuning
US9391563B2 (en) 2013-12-30 2016-07-12 Qualcomm Technologies International, Ltd. Current controlled transconducting inverting amplifiers
US10530372B1 (en) 2016-03-25 2020-01-07 MY Tech, LLC Systems and methods for digital synthesis of output signals using resonators
US10020818B1 (en) 2016-03-25 2018-07-10 MY Tech, LLC Systems and methods for fast delta sigma modulation using parallel path feedback loops
US9918172B1 (en) 2016-08-19 2018-03-13 Semiconductor Components Industries, Llc Active output driver supply compensation for noise reduction
EP4064558A1 (de) 2016-10-31 2022-09-28 Oticon A/s Hörgerät mit einem verstärkersystem zur minimierung der variation eines akustischen signals, das durch die variation der leistung eines verstärkers verursacht wird
US10367522B2 (en) 2016-11-21 2019-07-30 MY Tech, LLC High efficiency power amplifier architectures for RF applications
US10164576B2 (en) * 2017-04-28 2018-12-25 Cirrus Logic, Inc. Amplifier offset cancellation using amplifier supply voltage
US20180337636A1 (en) * 2017-05-18 2018-11-22 Avnera Corporation Digitally calibrated amplifier having an alternative output signal path
US10763811B2 (en) 2018-07-25 2020-09-01 Cirrus Logic, Inc. Gain control in a class-D open-loop amplifier
US11933919B2 (en) 2022-02-24 2024-03-19 Mixed-Signal Devices Inc. Systems and methods for synthesis of modulated RF signals

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0767306B2 (ja) * 1990-06-05 1995-07-19 日本ビクター株式会社 位置検知器を有しないブラシレス直流モータの駆動方法
GB9103777D0 (en) 1991-02-22 1991-04-10 B & W Loudspeakers Analogue and digital convertors
US5559467A (en) * 1995-01-27 1996-09-24 The Regents Of The University Of California Digital, pulse width modulation audio power amplifier with noise and ripple shaping
US6131015A (en) 1995-06-21 2000-10-10 Motorola, Inc. Two-way communication system for performing dynamic channel control
DE69625748T2 (de) * 1995-06-21 2003-06-26 Nec Corp Kabeldämpfungsentzerrereinrichtung zur Anwendung in einer Funkkommunikationsanlage
US6150969A (en) 1996-06-12 2000-11-21 Audiologic, Incorporated Correction of nonlinear output distortion in a Delta Sigma DAC
US5815102A (en) 1996-06-12 1998-09-29 Audiologic, Incorporated Delta sigma pwm dac to reduce switching
GB9623175D0 (en) * 1996-11-06 1997-01-08 Harman Int Ind Improvements in or relating to amplifiers
US6414614B1 (en) * 1999-02-23 2002-07-02 Cirrus Logic, Inc. Power output stage compensation for digital output amplifiers
US6344811B1 (en) * 1999-03-16 2002-02-05 Audio Logic, Inc. Power supply compensation for noise shaped, digital amplifiers

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DK1579570T3 (da) 2006-10-30
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