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Die
Erfindung betrifft die Leistungsverstärkung, insbesondere, aber nicht
ausschließlich,
diejenige, die in drahtlosen Kommunikationssystemen, insbesondere
in zellularen Mobiltelefonen, verwendet wird.
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In
einem drahtlosen Kommunikationssystem kommuniziert eine Basisstation
mit mehreren Endgeräten,
beispielsweise zellularen Mobiltelefonen. Die Vielfachzugriffe im
Frequenzmultiplex (FDMA: "Frequency
Division Multiple Access" in
englischer Sprache) und die Vielfachzugriffe im Zeitmultiplex (TDMA: "Time Division Multiple
Access" in englischer
Sprache) sind die herkömmlichen
Vielfachzugriffsschemata, um gleichzeitige Dienste an mehrere Endgeräte zu liefern.
Die den FDMA- und TDMA-Systemen zugrundeliegende
Idee besteht darin, die verfügbaren
Ressourcen in mehrere Frequenzen bzw. mehrere Zeitintervalle zu
unterteilen, so daß mehrere
Endgeräte
gleichzeitig betrieben werden können,
ohne Störungen
zu verursachen.
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Im
Gegensatz zu diesen Schemata, die eine Frequenzteilung oder eine
Zeitteilung verwenden, erlauben die CDMA-Schemata, daß sich mehrere
Benutzer unter Verwendung einer Kodierungsmodulation eine gemeinsame
Frequenz und irgendeinen gemeinsamen Zeitkanal teilen.
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Wie
auf dem Fachgebiet bekannt, ist insbesondere jeder Basisstation
ein Verwürfelungscode ("scrambling code" in englischer Sprache)
zugeteilt, der erlaubt, eine Basisstation von einer anderen zu unterscheiden.
Ferner ist jedem Endgerät
(wie beispielsweise einem zellularen Mobiltelefon) ein orthogonaler
Code zugewiesen, der auf dem Fachgebiet unter der Bezeichnung "OVSF-Code" bekannt ist. Alle
OVSF-Codes sind zueinander orthogonal, was erlaubt, ein Endgerät von einem
anderen zu unterscheiden.
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Vor
Aussenden eines Signals auf dem Übertragungskanal
zu einem Endgerät
wird das Signal von der Basisstation unter Verwendung des Verwürfelungscodes
der Basisstation und des OVSF-Codes des
Endgeräts
verwürfelt
und gespreizt ("spread" in englischer Sprache).
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Bei
den CDMA-Systemen kann man auch noch diejenigen unterscheiden, die
eine unterschiedliche Frequenz für
Senden und Empfangen verwenden (CDMA-FDD-System), und diejenigen,
die eine gemeinsame Frequenz für
Senden und Empfangen, aber unterschiedliche Zeitdomänen für Senden
und Empfangen verwenden (CDMA-TDD-System).
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Die
Endgeräte,
beispielsweise die zellularen Mobiltelefone, der dritten Generation
müssen
mit der UMTS-Norm kompatibel sein, das heißt, es muß möglich sein, sie unter unterschiedlichen
Normen drahtloser Übertragungen
zu betreiben. Somit muß es
möglich
sein, sie in einem System des Typs FDMA/TDMA gemäß zum Beispiel der Übertragungsnorm
GSM oder GPRS zu betreiben oder auch in den Kommunikationssystemen
des Typs CDMA-FDD oder CDMA-TDD
unter Verwendung zum Beispiel der Übertragungsnormen UTRA-FDD oder UTRA-TDD
oder IS-95 zu betreiben.
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Die
Erfindung läßt sich
also insbesondere auf alle Endgeräte oder Komponenten von drahtlosen
Kommunikationssystemen anwenden, beispielsweise auf die zellularen
Mobiltelefone, unabhängig von
der verwendeten Übertragungsnorm
und unabhängig
davon, ob diese eine Modulation mit konstanter (zum Beispiel die
Systeme GSM und DCS) oder variabler (Systeme des Typs CDMA) Einhüllenden vorsieht,
obgleich die Erfindung für
die Systeme mit einer Modulation mit variabler Einhüllenden
besonders vorteilhaft ist.
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Die
Hochfrequenzkette einer Komponente eines drahtlosen Kommunikationssystems,
beispielsweise eines zellularen Mobiltelefons, weist einen Leistungsverstärker auf,
der das Signal, um es übertragen
zu können,
auf einen ausreichenden Pegel verstärken soll. In den gemäß der CDMA-Norm
betriebenen Systemen, die eine Modulation mit variabler Einhüllenden
aufweisen, wird eine lineare Sendekette verwendet, die erlaubt,
die Amplitude des Signals ohne Verzerrung zu übertragen.
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Eine
Lösung
zur Realisation der Leistungsverstärkungseinrichtungen der Sendekette
besteht darin, Verstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs zu verwenden. Ein Beispiel einer solchen Architektur
ist zum Beispiel in der amerikanischen Patentanmeldung Nr. 5 777
512 beschrieben.
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Verstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs haben intrinsisch den Vorteil, in bezug auf die
Wirksamkeit konkurrenzfähiger
zu sein als die herkömmlichen
linearen Verstärkungseinrichtungen.
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Derartige
Verstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs weisen Frequenzauswahlnetze auf, die erlauben,
die Position von Nullstellen der Übertragungsfunktion des Rauschens
anzupassen, das heißt,
die Frequenzen anzupassen, bei welchen das Quantisierungsrauschen
theoretisch beseitigt ist. Und herkömmlich werden diese Nullstellen
in das Übertragungsnutzband,
in welchem sich das Signal befindet, gelegt, um das von der verwendeten Übertragungsnorm
verlangte Verhältnis
Signal/Rauschen einzuhalten.
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Es
ist außerdem
notwendig, die von den Übertragungsnormen
definierten Rausch-Schablonen einzuhalten und vorzusehen, daß außerhalb
des Nutzbands des Signals das Rauschen nicht einen gewissen Energiepegel übersteigen
darf, um nicht andere Sende/Empfangsvorgänge zu stören, die andere Übertragungsnormen
verwenden.
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Und
dieses Rauschen resultiert insbesondere aus dem von dem Delta-Sigma-Verstärker erzeugten
Quantisierungsrauschen und aus dem parasitären Rauschen, mit welchem das
Eingangssignal des Verstärkers
behaftet ist.
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Da
der Hauptanteil des Quantisierungsrauschens aus dem Nutzband des
Signals herausgedrängt
wird, ist es also notwendig, am Ausgang der Verstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs ein
oder mehrere Nachverstärker
vorzusehen, deren Aufgabe insbesondere darin besteht, das außerhalb des
Signalnutzbands gelegene Quantisierungsrauschen zu beseitigen.
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Ein
Beispiel einer solchen Architektur ist zum Beispiel in der Anmeldung
US 5 039 989 beschrieben.
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Außerdem sieht
man Filterungseinschränkungen
in bezug auf die stromaufwärts
des Delta-Sigma-Verstärkers
angeordneten Elemente der Sendekette vor, um das parasitäre Rauschen,
mit welchem das Eingangssignal des Verstärkers behaftet ist, zu begrenzen.
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Ferner
ist die Dynamikbegrenzung bezüglich der
Sendeantenne stark. Daraus ergibt sich dann eine Einschränkung in
bezug auf den Signalpegel am Ausgang der Leistungsverstärkungseinrichtungen (beispielsweise
ist der in der Norm WCDMA am Ausgang des Verstärkers erforderliche maximale
Pegel 27 dBm) und folglich in bezug auf den Signalpegel am Eingang
des Verstärkers.
Also muß zurzeit
in der Norm WCDMA bei einer typischen Verstärkung des Verstärkers von
25 dB der maximale Pegel des Signals am Eingang des Verstärkers 2
dBm sein, was eine nicht vernachlässigbare Auswirkung auf den Verbrauch
hat.
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Somit
muß nicht
nur die Eingangsdynamik der Leistungsverstärkungseinrichtungen erhöht sein, sondern
die Ausgangsleistung des Mischers, der stromaufwärts der Leistungsverstärkungsvorrichtung angeordnet
ist, muß ebenfalls
beträchtlich
sein, was in bezug auf den Verbrauch ebenfalls nachteilig ist.
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Die
Erfindung hat zum Ziel, eine Lösung
zu diesen Problemen zu liefern.
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Die
Erfindung hat zum Ziel, die Eingangsdynamik der Leistungsverstärkungseinrichtungen
zu verringern und die Ausgangsleistung des Mischers, der stromaufwärts der
Leistungsverstärkungsvorrichtung
angeordnet ist, zu reduzieren.
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Die
Erfindung hat außerdem
zum Ziel, die Filterung des Eingangssignals außerhalb des Nutzbands zu verbessern
und folglich die Filterungseinschränkungen in bezug auf die stromaufwärts der Verstärkungseinrichtungen
angeordneten Elemente der Sendekette zu lockern.
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Die
Erfindung hat auch noch zum Ziel, die Verstärkung des Verstärkers insbesondere
im Übertragungsnutzband
anzupassen und dies ohne das Signal/Rauschen-Verhältnis zu
verschlechtern.
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Die
Erfindung schlägt
also eine Vorrichtung zur Leistungsverstärkung vor, die einen Eingang
zum Empfangen eines Signals, das ein Nutzfrequenzband hat, und Leistungsverstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs aufweist.
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Gemäß einem
allgemeinen Merkmal der Erfindung haben die Leistungsverstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs eine Gesamtgrößenordnung größer oder
gleich eins und hat die Vorrichtung mindestens zwei Signalverstärker (Signalverstärkungen),
die zwischen dem Eingang und den Leistungsverstärkungseinrichtungen angeordnet
sind, wobei die relativen Werte dieser Signalverstärkungen
auf eine Weise angepaßt
werden, um die Nullstellen der Signalübertragungsfunktion außerhalb
des Nutzfrequenzbands anzuordnen.
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Diese
Anzahl von Signalverstärkern
(Signalverstärkungen)
kann gleich der um eine Einheit erhöhten Gesamtgrößenordnung
der Leistungsverstärkungseinrichtungen
sein.
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Die
Erfindung löst
mit anderen Worten das Problem der Verringerung der Eingangsdynamik
und der Filterung des dem Eingangssignal anhaftenden Rauschens außerhalb
des Nutzbands des Signals durch Modifizieren der herkömmlichen
Architektur der Verstärkungseinrichtungen
des Delta-Sigma-Typs.
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Insbesondere
erlaubt das Vorhandensein von mindestens zwei Signalverstärkungen,
die Nullstellen der polynomischen Übertragungsfunktion des Signals
anzupassen. Da sich die Nullstellen der Übertragungsfunktion des Signals
dann von den Nullstellen der Übertragungsfunktion
des Rauschens unterscheiden, kann man durch das Vorhandensein dieser
Signalverstärkungen
Frequenzwerte außerhalb
des Nutzbands, für
welche man eine Beseitigung des Rauschens an dem Eingangssignal wünscht, ebenfalls
anpassen. Man realisiert also durch Konstruktion der Leistungsverstärkungseinrichtungen
selbst eine Filterung des Eingangssignals außerhalb des Nutzbands, was
erlaubt, die Filterungseinschränkungen
in bezug auf die stromaufwärts
der Leistungsverstärkungsvorrichtung
angeordneten Elemente gemäß der Erfindung
zu lockern.
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Da
außerdem
die Signalverstärkung(en)
nur das Eingangssignal beeinflußt/beeinflussen,
wird somit die Eingangsdynamik der Verstärkungseinrichtungen reduziert
und folglich die Ausgangsleistung des stromaufwärts angeordneten Mischers.
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Die
Erfindung erlaubt ferner, die Gesamtverstärkung der Leistungsverstärkungseinrichtungen durch
Variieren des Werts der Signalverstärkungen festzulegen.
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Es
ist auch möglich,
programmierbare Signalverstärkungen
vorzusehen.
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Die
erfindungsgemäße Leistungsverstärkungsvorrichtung
ist vorteilhaft in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt.
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Die
Erfindung schlägt
außerdem
eine Komponente eines drahtlosen Kommunikationssystems vor, die
eine Leistungsverstärkungsvorrichtung,
wie vorstehend definiert, aufweist.
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Diese
Komponente kann zum Beispiel ein zellulares Mobiltelefon oder auch
eine Basisstation sein.
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Weitere
Vorteile und Merkmale der Erfindung zeigen sich beim Studieren der
detaillierten Beschreibung von nicht einschränkenden Ausführungsformen und
der beiliegenden Zeichnungen:
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1 zeigt
schematisch die Struktur eines zellularen Mobiltelefons gemäß der Erfindung,
und
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2 zeigt
schematisch eine Ausführungsform
einer Leistungsverstärkungsvorrichtung
gemäß der Erfindung.
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In 1 bezeichnet
das Bezugszeichen TP ein Endgerät,
beispielsweise ein zellulares Mobiltelefon, das mit einer Basisstation
BS1 beispielsweise über
ein Kommunikationsschema des Typs CDMA-FDD (beispielsweise Norm
UTRA-FDD) kommuniziert.
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Das
zellulare Mobiltelefon weist herkömmlich eine analoge Hochfrequenzstufe
ERF auf, die über
einen Duplexer DUP mit einer Antenne ANT verbunden ist, um ein Eingangssignal
zu empfangen.
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Herkömmlich weist
die Stufe ERF einen rauscharmen Verstärker und zwei Verarbeitungswege
auf, die herkömmliche
Mischer, Filter und Verstärker
aufweisen. Die zwei Mischer empfangen von einer Phasenverriegelungsschleife
her zwei Signale, die zueinander eine Phasendifferenz von 90° haben. Nach
Frequenztransposition in den Mischern definieren die zwei Verarbeitungswege
zwei Flüsse
I (direkter Fluß)
und Q (Quadraturfluß bzw.
um 90° Grad phasenverschobener
Fluß)
gemäß einer
auf dem Fachgebiet bekannten Bezeichnung.
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Nach
einer Digitalwandlung in Analog/Digital-Wandlern CAN werden die
zwei Flüsse
I und Q zu einer Empfangsverarbeitungsstufe ETNR geschickt.
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Diese
Verarbeitungsstufe ETNR weist herkömmlich einen auf dem Fachgebiet üblicherweise als "Rake-Empfänger" bezeichneten Empfänger auf, dem
herkömmliche
Demodulationseinrichtungen folgen, die die Demodulation der von
dem Rake-Empfänger
ausgegebenen Konstellation durchführen.
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Die
Verarbeitungsstufe ETNR weist außerdem auf herkömmliche
Weise einen Quellendekodierer auf, der eine auf dem Fachgebiet bekannte
Quellendekodierung durchführt.
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Der
Basisband-Verarbeitungsblock BB weist zusätzlich zur Verarbeitungsstufe
ETNR eine Sendeverarbeitungsstufe ETNE auf, die auf herkömmliche Weise
insbesondere die Verarbeitungen der Quellenkodierung, Spreizung
der Symbole, Modulation durchführt,
um die zwei Flüsse
I und Q an eine Sendekette CHM herkömmlicher Struktur zu schicken.
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Diese
Sendekette CHM weist insbesondere am Kopf Digital/Analog-Wandler
sowie Mischer auf, die erlauben, eine Frequenztransposition auf
eine Sendefrequenz durchzuführen.
Auch dort werden die Transpositionssignale von einer Phasenverriegelungsschleife
(aus Gründen
der Vereinfachung hier nicht dargestellt) ausgegeben, die von automatischen
Frequenzsteuereinrichtungen, die in der Stufe ETNE eingebaut sind,
gesteuert wird.
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Der
Kette CHM folgt auf herkömmliche
Weise eine Leistungsverstärkungsstufe
ETP, die über den
Duplexer DUP mit der Antenne verbunden ist.
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Die
Normierungsgruppe 3GPP definiert in der Spezifikation TS25 101 nicht
zu überschreitende Rauschpegelwerte
im Bereich des Antennenverbinders.
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Die
erfindungsgemäße Leistungsverstärkungsvorrichtung
wird somit eine solche Architektur haben, um insbesondere die Anforderungen
des Signal/Rauschen-Verhältnisses
im Nutzband des Signals zu erfüllen,
um eine Filterung des dem Eingangssignal anhaftenden Rauschens einzubringen und
um zugleich eine reduzierte Eingangsdynamik aufzuweisen.
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Wie
in 2 gezeigt, weist die Leistungsverstärkungsvorrichtung
DIS im einzelnen einen Eingangsanschluß BE auf, der das zu verstärkende Signal
SG empfängt,
gefolgt von Leistungsverstärkungseinrichtungen
MAP des Delta-Sigma-Typs.
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Das
Signal SG kommt hier von einem Mischer, der das Signal SG in den
Hochfrequenzbereich transponiert hat.
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Auf
allgemeine Weise sind mindestens zwei Signalverstärkungen
(Signalverstärker)
vorgesehen, die zwischen dem Eingangsanschluß BE und den Leistungsverstärkungseinrichtungen
MAP angeordnet sind. Im vorliegenden Fall sind 3 Signalverstärkungen
k8-k10 vorgesehen, die jeweils zwischen dem Eingangsanschluß BE und
Addierern/Subtrahierern angeordnet sind, die stromaufwärts von
Integriereinrichtungen INT1-INT2 angeordnet sind, die hier Frequenzauswahlnetze
bilden, sowie zwischen dem Eingangsanschluß BE und einem zusätzlichen Addierer
ADD angeordnet sind, der zwischen dem Frequenzauswahlnetz INT2 und
einer Quantisierungseinrichtung QTZ angeordnet ist.
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Das
am Ausgang des Addierers ADD ausgegebene Signal wird anschließend in
der Quantisierungseinrichtung QTZ über ein Bit quantisiert.
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Das
von der Quantisierungseinrichtung QTZ ausgegebene Rechtecksignal
wird nach einer Digital/Analog-Wandlung CNA anschließend in
einem Leistungsverstärker
AMP verstärkt,
der hier in Klasse E betrieben wird (das heißt an Rechtecksignalen).
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Der
Ausgang des Verstärkers
ist über
zwei stufenlose Verstärkungen,
in diesem Beispiel mit k1 bzw. k2 bezeichnet, in einer Schleife
zu den Eingängen
der Addierer/Subtrahierer zurückgekoppelt.
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Der
Ausgang des Verstärkers
AMP ist außerdem
mit dem Eingang eines Nachverstärkungsfilters FDS
verbunden, das ein Tiefpaßfilter
ist, dessen Ausgang mit dem Duplexer DUP verbunden ist.
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Die
Leistungsverstärkungseinrichtungen MAP
des Delta-Sigma-Typs
haben hier aus Gründen der
Vereinfachung von 2 eine Gesamtgrößenordnung
von 2 (da die Anzahl der Integratoren gleich 2 ist).
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Die
zwei Frequenzauswahlnetze INT1 und INT2 sind hier induktive kapazitive
Netze, die jeweils auf Frequenzen abgestimmt sind, die im Signalnutzband
liegen, das heißt
im vorliegenden Fall zwischen 1920 und 1980 MHz.
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Insbesondere
kann das Netz INT1 zum Beispiel auf die Frequenz von 1940 MHz abgestimmt sein,
wohingegen das Netz INT2 auf die Frequenz von 1960 MHz abgestimmt
sein kann.
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Im
allgemeinen legen die Resonanzfrequenzen der verschiedenen Frequenzauswahlnetze
die Nullstellen der Übertragungsfunktion
des Rauschens fest, das heißt,
die Frequenzen, bei welchen das Quantisierungsrauschen beseitigt
wird.
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Die
zwei Nullstellen der Übertragungsfunktion
des Rauschens, die den zwei Resonanzfrequenzen der Netze INT1 und
INT2 entsprechen, haben zum Ziel, die Anforderungen des Signal/Rauschen-Verhältnisses
im Übertragungsnutzband
des Signals zu erfüllen.
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Die
Pole der Übertragungsfunktion
sind durch die stufenlosen Rückverstärkungen
k1 und k2 festgelegt und sind so angeordnet, um das gesamte System
zu stabilisieren.
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Außerdem liefert
die Ausführungsform
von 2 einen zusätzlichen
Freiheitsgrad zur Festlegung der Nullstellen der Übertragungsfunktion
des Signals.
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Wie
oben angegeben, werden in der Tat die Nullstellen und die Pole der Übertragungsfunktion des
Rauschens von den Frequenzauswahlnetzen sowie von den Rückverstärkungen
k1 und k2 festgelegt. Außerdem
sind die Pole der Übertragungsfunktion des
Signals mit den Polen der Übertragungsfunktion des
Rauschens identisch.
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Wenn
man nicht mindestens zwei Signalverstärkungen vorsieht, die zwischen
dem Eingangsanschluß BE
und dem Eingang der Quantisierungseinrichtung QTZ (direkt oder indirekt über die
Frequenzauswahlnetze) angeordnet sind, dann sind die Nullstellen
der Übertragungsfunktion
des Signals automatisch festgelegt, sobald einmal die Rückverstärkungen
sowie die Abstimmungsfrequenzen der Frequenzauswahlnetze festgelegt
sind.
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Aber
bei Vorhandensein von mindestens zwei Signalverstärkungen
kann man durch Variieren der relativen Werte der Signal verstärkungen
k8 bis k10 die Position der Nullstellen der Übertragungsfunktion des Signals
anpassen.
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Dies
erlaubt, eine Filterung des Eingangssignals SG außerhalb
des Nutzbands einzubringen.
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In
der Tat erlaubt ein Positionieren der Nullstellen der Signalübertragungsfunktion
außerhalb des
Nutzbands (ausgehend von den relativen Werten der Signalverstärkungen),
eine Filterung des Eingangssignals SG sicherzustellen und parasitäres Rauschen
bei vorgegebenen Frequenzen, die außerhalb des Nutzbands liegen,
zu beseitigen. Man kann somit die Filterungseinschränkung in
bezug auf die stromaufwärts
der Leistungsverstärkungsvorrichtung angeordneten
Elemente der Sendekette lockern.
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Durch
Variieren des Absolutwerts der Signalverstärkungen kann man außerdem die
Verstärkung des
Verstärkers
insbesondere im Übertragungsnutzband
anpassen und dies, ohne das Signal/Rauschen-Verhältnis zu verschlechtern.
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Da
außerdem
diese Signalverstärkungen
nur das Eingangssignal beeinflussen, reduziert man auf diese Weise
die Eingangsdynamik der Leistungsverstärkungseinrichtungen.
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Diese
Signalverstärkungen
können
gegebenenfalls programmierbar sein.
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Außerdem erlaubt
das Vorhandensein solcher Signalverstärkungen, die Ausgangsleistung
des stromaufwärts
der Leistungsverstärkungsvorrichtung angeordneten
Mischers zu reduzieren. Somit erlauben 15 dB Verstärkung an
dem Signal eine Verringerung von 15 dB der am Ausgang des Mischers
erforderlichen maximalen Leistung.
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So
sind schließlich
die Linearitätsanforderungen
des Systems am strengsten an den Eingangsstufen der Leistungsverstärkungseinrichtungen.
Und je mehr man sich zu den Quantisierungseinrichtungen bewegt,
desto mehr lockert man die Einschränkungen in bezug auf die Linearitätseigenschaften
der Zwischenblöcke,
das heißt
der Blöcke, die
den Verstärkungen
k9 und k10 entsprechen.