DE60313945T2 - Mehrband-Frequenzsynthetisierer - Google Patents

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    • H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes

Description

  • GEBIET UND HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft generell das Gebiet von Mehrband-Frequenzsynthesizer-Architekturen, die vorteilhafter weise bei drahtlosen Mehrmodus-Transceivern (Transceiver = Sender-Empfänger) in einem zellularen Telekommunikationssystem auf Basis beispielsweise der UMTS- oder GSM/GPRS-Technologie bzw. -Technik angewendet werden kann. Sie betrifft insbesondere einen Mehrband-Frequenzsynthesizer (Mehrband-Frequenzsynthetisierer) der drei Frequenzsynthesizer-Subeinheiten zur Erzeugung von Trägersignalen mit beispielsweise für UMTS- und GSM/GPRS-Bändern geeigneten Trägerfrequenzen aufweist, insbesondere eine Erweiterung der Frequenzsynthesizer-Architektur eines konventionellen Vierfachband- bzw. Quadband-Transceivers, der zusätzliche Trägersignale mit für das GSM/GPRS 850 MHz-Frequenzband geeigneten Trägerfrequenzen.
  • Die Explosion der drahtlosen Kommunikation (Funkkommunikation) im Bereich der Zellular-Telefonie und den drahtlosen LANs (LAN = local area network (lokales Netzwerk)) hat zu mehreren Drahtlosstandards (Funkstandards) geführt, die bei Frequenzen im Bereich von 900 bis 5200 MHz arbeiten. Neugenerations-Mobilendgeräte sind so ausgerüstet, dass sie eine Datenübertragung über UMTS- und GSM/GPRS-Frequenzbändern unterstützen. Aus diesem Grund sind Mehrband-Frequenzsynthesizer erforderlich, die sowohl UMTS FDD-(FDD = Frequency-Division Duplex (Frequenzduplex)) und UMTS TDD-Frequenzbänder (TDD = Time Division Duplex (Zeitduplex)) sowie Dreifach- bzw. Tripelbandfunktionalität (GSM/GPRS 900 MHz, DCS 1800, PCS 1900 MHz) für GSM/GPRS sowohl in Hinaufsende- bzw. Tx- als auch Heruntersende- bzw. Rx-Richtung unterstützen. DCS steht hier für Digital Cellular System (digitales Zellularsystem) und PCS für Personal Communications Service (persönlicher Kommunikationsdienst). Mehrstandard- Transceiver, die für diese Drahtloskommunikationssysteme benutzt werden, sollten über einem weiten Frequenzbereich mit minimalen Mengen von wiederholten Hardwarekomponenten arbeiten können.
  • Ein kritisches Element jedes drahtlosen Transceivers (Funktransceivers) ist die integrierte FSU (= Frequency Synthesizing Unit (Frequenzsynthetisierungseinheit)). Ein Mehrband-Frequenzsynthesizer muss zum Synthetisieren eines weiten Bereichs von Frequenzen für mehrere Drahtlosstandards fähig sein, wobei er gleichzeitig strikte Phasenrauschenspezifikationen erfüllen muss. Dies wirft ein herausforderndes Konstruktionsproblem auf. Bei drahtlosen Transceiver benutzte typische PLL-Frequenzsynthesizer (PLL = phase-locked loop (phasenverriegelte Schleife)), die den Rauschleistungspegel im Ausgangsspektrum eines synthetisierten Trägersignals reduzieren, werden normalerweise für Schmalbandbetrieb konstruiert und optimiert. Wenn ein solcher PLL-Frequenzsynthesizer bei einem Mehrband-Transceiver angewendet wird, müssen bei der typischen Schleifenstruktur Änderungen gemacht werden, welche die Architektur betreffen, um einen Betrieb über einen weiten Frequenzbereich zu erzielen.
  • Eine PLL-Schaltung synchronisiert ein Ausgangssignal mit einem Eingangsreferenzsignal, das durch eine Referenzfrequenzquelle wie beispielsweise einen Kristalloszillator erzeugt wird, durch Ausführen eines Rückkopplungsmechanismus, wobei die Ausgangsfrequenz eines VCO (VCO = voltage-controlled oscillator (spannungsgesteuerter Oszillator) mit der Referenzfrequenz verriegelt wird. Dadurch wird ein Fehlersignal erzeugt, das proportional zur Phasendifferenz des Referenzsignals und des Ausgangssignals ist. Das Fehlersignal wird dann gefiltert, um die Steuerungsspannung des VCO zu erzeugen. Die Schleife wird in der Weise einer negativen Rückkopplung installiert, so dass die dem Eingangsport des VCO zugeführte Steuerungsspannung das Ausgangssignal des Oszillators zwingt, innerhalb gewisser Frequenzgrenzen mit dem Eingangsreferenzsignal zu verriegeln. Der rasche Fortschritt bei der integrierten Schaltungstechnologie bzw. -technik hat zur Benutzung von PLL-Schaltungsanordnungen in vielen Bereichen wie beispielsweise Drahtloskkommunikationssystemen, Konsumentenelektronik und Motorsteuerung geführt.
  • 1 stellt die Prinzipien einer konventionellen PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' dar. Die an einem Ausgangsport 100b erzeugten Signale der Subeinheit bilden entweder direkt eine Frequenz eines jeweiligen Frequenzbands oder eine Hilfsfrequenz zur weiteren Verarbeitung. Dem Eingangsport 100a der Subeinheit wird ein von einem Kristalloszillator erzeugtes Referenzfrequenzsignal fr zugeführt. In einer ersten Stufe wird die Referenzfrequenz fr durch einen Divisionskoeffizienten R, der an einem Steuerungsport eines programmierbaren Frequenzteilers 101 mittels eines digitalen CC (CC = control code (Steuerungscode)) eingestellt wird, auf
    Figure 00030001
    abwärtsskaliert. Die folgende PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' stellt dann die Ausgangsfrequenz f0 eines VCO 106 auf den gewünschten Wert ein. Die PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' arbeitet dadurch im Prinzip wie ein Frequenzmultiplizierer mit einem festen Frequenzraster für eine gewisse Anzahl von Kanälen, wobei der Kanalabstand durch fD gegeben ist. Dies wird durch Benutzung eines programmierbaren Ganzzahlfrequenzteilers 108 in der Rückkopplungsleitung der PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' erreicht, der die Ausgangsfrequenz des VCO 106 durch den ganzzahligen Divisionskoeffizienten abwärtsskaliert. Außerdem weist die PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' einen PFD (PFD = Phase/frequency detector (Phasen/Frequenz-Detektor)) 102 auf, der eine Ausgangsspannung u0(t) bereitstellt, die zur Phasenwinkelabweichung zwischen der Eingangsfrequenz fD und der abwärtsskalierten Ausgangsfrequenz
    Figure 00030002
    proportional ist.
  • Diese Ausgangsspannung u0(t) wird durch ein Tiefpassfilter 104 (TPF) gefiltert, bevor es dem VCO 106 zugeführt wird. Die Filtercharakteristiken dieses Tiefpassfilters 104 sind weit genug, um eine schnelle Verriegelungszeit und infolgedessen ein schnelles Schalten der Ausgangsfrequenz, wenn zwischen unterschiedlichen Frequenzbändern gewechselt wird, zu ermöglichen, und eng genug, um hohe Frequenzen abzublocken, die andernfalls im Ausgangsspektrum des VCO 106 ein Phasenrauschen verursachen würden. Die Ausgangsfrequenz f0 des VCO 106 ist eine Funktion des Werts der gefilterten Ausgangsspannung uc(t), die an ihn angelegt wird. In der Rückkopplungsleitung der PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' wird diese Ausgangsfrequenz f0 mit einem geeigneten ganzzahligen Wert N auf einen Wert gleich dem von fD abwärtsskaliert, um an den PFD 102 angelegt zu werden. Dort wird sie mit dem originalen Frequenzsignal fD verglichen, um die Steuerungsspannung u0(t) für den VCO 106 zu erzeugen. Nach Beendigung der Einschwingvorgangsprozesse wird der Wert der Ausgangsfrequenz f0 durch den digitalen Code (CC2) des am programmierbaren Frequenzteiler 108 der Rückkopplungsschleife eingestellten ganzzahligen Divisionskoeffizienten N entsprechend der folgenden Gleichung
    Figure 00040001
    gesteuert.
  • Gemäß Gleichung (3) ist die Ausgangsfrequenz f0 ein ganzzahliges Vielfaches der Eingangsfrequenz fD oder, in anderen Worten ausgedrückt, definiert fD ein Frequenzraster für f0. Eine Änderung bei der Ausgangsfrequenz f0 kann somit durch eine Änderung dieses Divisionskoeffizienten N erzielt werden, ein Prozess der ausreichend schnell ist, um ein schnelles FH (FH = frequency hopping (Frequenzspringen)) zu ermöglichen. Da durch diese Prozedur weder störende Oberwellen noch ein Phasenrauschen erzeugt werden, sind für eine Nachverarbeitung der Ausgangsspektren der PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 100' keine extra Filter erforderlich.
  • Mit dem zunehmenden Interesse bei Mehrmodus-RF-Transceiversystemen werden Frequenzsynthesizer, die über einem Mehrfach von Frequenzbändern arbeiten, eine Notwendigkeit. Es gibt angesichts des Konstruierens eines Mehrband-CMOS-Frequenzsynthesizers viele Herausforderungen. Jüngste Anstrengungen werden auf schmalbandige Einzelmodus-Frequenzsynthesizer konzentriert, die nicht den Frequenzbereich aufweisen, der für Mehrbandsysteme notwendig ist. Konventionelle Lösungen des Standes der Technik wenden eine Doppelschleifen-Architektur an, um einen weiten Frequenzbereich zu erhalten. Jedoch erfordert diese Doppelschleifen-Architektur eine effektiv zweimal die Chipfläche wie eine Standard-Einzelschleifen-PLL-Schaltungsanordnung. Typischerweise benutzen Dualbandsynthesizer ein Mehrfach von Phasenverriegelungsschleifen mit schmalbandigen spannungsgesteuerten Oszillatoren, die bei unterschiedlichen Mittenfrequenzen arbeiten.
  • Ein Mehrband-Frequenzsynthesizer sollte in einer Weise, welche die Schleifenkomplexität nicht signifikant erhöht, realisiert sein. Eine optimale Konstruktion würde in einem typischen CMOS-Prozess unter Benutzung der bei Mehrfachprodukten typischerweise gefundenen Energieversorgungen implementiert. Eine Vorgehensweise, welche die Menge wiederholter Schaltungsanordnungen minimiert, ist, den Abstimmbereich des VCO derart zu erhöhen, dass die PLL-Schleifendynamiken nicht drastisch beeinflusst werden.
  • Integrierte spannungsgesteuerte Oszillatoren, die bei PLL-basierten Frequenzsynthesizern benutzt werden, weisen generell begrenzte Abstimmbereiche oder Umsetzungsverstärkungen auf. Der in RF-Systemen benutzte allgemeinste integrierte VCO ist aufgrund seiner hervorragenden Phasenrauscheneigenschaften bzw. -leistungen der LC-Oszillator. Jedoch leidet dieser Oszillator an einem sehr begrenzten Abstimmbereich, da er mit Varactor-Kondensatoren abgestimmt wird, die generell nur 25 % der gesamten Kapazität ausmachen. Ein Weg zu einer Erhöhung des Abstimmbereichs des VCO ist, in unterschiedlichen kapazitiven oder induktiven Lasten diskret zu schalten. Die Benutzung geschalteter Abstimmelemente zur Erhöhung des Abstimmbereichs eines Oszillators ist eine alte Konstruktionstechnik, die in der neuesten Forschung entwickelt worden ist. Wenn das Konzept der geschalteten Abstimmung angewendet wird, wird ein weiter Frequenzbereich durch Teilen des ganzen Bereichs in unterschiedliche Operationsbänder realisiert. Der Oszillator wechselt zwischen diesen Bändern durch diskretes Schalten bei unterschiedlichen Lasten, was auch bei der Reduzierung des Rauschleistungspegels des VCO hilft.
  • Die Umsetzungsverstärkung des VCO muss sehr groß sein, um einen weiten Bereich von Frequenzen zu synthetisieren. Da jedoch mit konventionellen integrierten VCOs eine solch große Umsetzungsverstärkung nicht verfügbar ist, werden ihre Ausgangsspektren durch Phasenrauschen stark gestört. Dies macht Phasenverriegelungsschleifen mit geschalteter Abstimmung von spannungsgesteuerten Oszillatoren ideal für Mehrband-Frequenzsynthesizer, da sie über einen weiten Bereich abstimmen können, wobei sie gleichzeitig eine vergleichsweise niedrige Umsetzungsverstärkung beibehalten.
  • Gegenwärtig werden Implementierungen von Mehrband-Frequenzsynthesizern auf der Benutzung von unabhängigen Frequenzsynthesizern für UMTS-Anwendungen, – einer für die Aufwärtsverbindung, einer für die Abwärtsverbindung und ein dritter für Tripelband-GSM/GPRS-, basiert. Um die notwendige Klasse-12-Einschwingzeit TS für GPRS (TS < 150 μs) zu erzielen, werden üblicherweise Bruchzahl-N-Frequenzsynthesizer benutzt. Der größte Vorteil der Bruchzahl-N-Frequenzsynthesizer ist ihre schnelle Stabilisierungs- bzw. Einschwingzeit, wenn beispielsweise von einem Aufwärtsverbindungs- auf ein Abwärtsverbindungsfrequenzband oder bei einer Intersystem-Übergabe geschaltet wird, was eine der Voraussetzungen für eine zuverlässige GPRS-Datenübertragung erfüllt. Der Hauptnachteil aller Klassen von Bruchzahl-N-Frequenzsynthesizern ist ihre schlechte Ausgangsspektrumseigenschaft bzw. -leistung, die durch ein hohes Phasenrauschen und eine große Menge von störenden Oberwellen charakterisiert ist. Insbesondere wenn diese Pegelsignale empfangen werden, kann dies sehr problematisch werden. Wenn Bruchzahl-N-Frequenzsynthesizer benutzt werden, können die Erfordernisse des GSM-Standards 0505 nur durch eine Nachverarbeitung der Ausgangsspektren mit Hochqualitätsfiltern erzielt werden, die sperrig und kostenintensiv sind.
  • KURZE BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
  • Aus der früheren europäischen Patentanmeldung EP 01 129 616.7 der gleichen Anmelderin sind eine Frequenzsynthesizeranordnung zur Erzeugung von Signalen mit Trägerfrequenzen für UMTS- und GSM/GPRS-Frequenzbändern und ein Mobilendgerät mit einer jeweiligen Frequenzsynthesizeranordnung bekannt. Die Frequenzsynthesizeranordnung weist eine Referenzfrequenzquelle, die ein Signal konstanter Referenzfrequenz bereitstellt, eine erste Frequenzsynthesizer-Subeinheit zur Umsetzung des Signals der Referenzfrequenzquelle in ein Signal mit einer Frequenz im Bereich eines ersten Frequenzbands und eine zweite Frequenzsynthesizer-Subeinheit zum Transformieren des Signals der Referenzfrequenzquelle in ein Signal mit einer Frequenz im Bereich eines zweiten Frequenzbands auf. Die zweite Frequenzsynthesizer-Subeinheit setzt außerdem das Signal der Referenzfrequenzquelle in ein Signal mit einer Zwischenfrequenz um, und eine dritte Frequenzsynthesizer-Subeinheit setzt das Signal der Referenzfrequenzquelle in ein Hilfssignal mit einer festen Frequenz um, das zusammen mit dem Zwischenfrequenzsignal zur Erzeugung von Signalen mit Frequenzen im Bereich eines dritten und eines vierten Frequenzbands benutzt wird.
  • Die in der europäischen Patentanmeldung EP 1 170 874 A1 beschriebene Erfindung betrifft eine drahtlose RF-Empfangseinrichtung, die eine Empfangskette (Rx-Kette) mit einem Abwärtsumsetzungsmischer (M1), gefolgt von einem ADC (ADC = analog-to-digital converter (Analog-zu-Digital-Umsetzer)), aufweist. Eine als ein RG (= reference generator (Referenzgenerator)) dienende Oszillatorschaltung erzeugt ein Taktsignal (RT), das jeweils einem ADC (ADC = analog-to-digital converter (Analog-zu-Digital-Umsetzer)) und einem PLL-Frequenzsynthesizer (PLL1) zugeführt wird, die durch eine Multiplikation-(MP1) oder eine Divisionsstufe (TL1), bei der die Taktrate mit einem ganzzahligen Koeffizienten multipliziert bzw. dividiert wird, mit dem Abwärtsumsetzungsmischer (M1) verbunden sind. Hierdurch kann eine besondere Energie- und Chipfläche-sparende Schaltungsanordnung mit vernachlässigbaren gegenseitigen Signalstörungen realisiert werden, die für Drahtloskommunikationssysteme auf Basis des UMTS-Standards besonders geeignet ist. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung ist die RF-Empfangseinheit durch Bereitstellung einer zusätzlichen Übertragungskette (zusätzliche Tx-Kette) zu einem RF-Transceiver weiterentwickelt. Die offenbarte Transceiver-Architektur kann jedoch nicht auf einen Mehrmodusbetrieb angewendet werden, da sie keine Mehrband-Frequenzsynthetisierungseinheit aufweist.
  • Als Nächstes betrifft die im US-Patent 5 408 201 beschriebene Erfindung eine PLL-basierte Frequenzsynthetisierungsschaltungsanordnung mit einem reduzierten Leistungsverbrauch, die drei PLL-Subfrequenzsynthesizer zur Erzeugung von zwei unterschiedlichen Ausgangsfrequenzen durch Benutzung einer durch eine Referenzsignalquelle bereitgestellten Referenzfrequenz aufweist. Der Frequenzsynthesizer kann vorteilhafter Weise für einen digitalen Funksender und -empfänger wie beispielsweise ein Funktelefongerät, das eine Vielfalt von Kommunikationskanälen unterschiedlicher Trägerfrequenzen benutzt, oder in einem TDMA-System, bei dem Kanäle mit hoher Geschwindigkeit geschaltet werden müssen, benutzt werden. Dabei erzeugt der erste Synthesizer eine in Einheiten eines ersten Frequenzinkrements variierende erste Subfrequenz, erzeugt der zweite Synthesizer eine in Einheiten eines zweiten Frequenzinkrements, die N-mal das erste Frequenzinkrement ist, variierende zweite Subfrequenz, und erzeugt der dritte Synthesizer eine in Einheiten des ersten Frequenzinkrements variierende Subfrequenz. Ein erstes Ausgangssignal wird durch Mischen der Subfrequenz und der zweiten Subfrequenz erhalten, und ein zweites Ausgangssignal wird durch Mischen der zweiten Subfrequenz mit der dritten Subfrequenz erhalten.
  • Aus der europäischen Patentanmeldung EP 1 148 654 A1 geht eine drahtlose RF-Übertragungs- und -Empfangseinrichtung hervor, die Betriebsmoden auf Basis eines FDD (FDD = frequency-devision duplex (Frequenzduplex)) und TDD (TDD = time-division duplex (Zeitduplex)) ermöglicht und vorteilhafter Weise in einem Drahtloskommunikationssystem auf Basis des UMTS-Standards benutzt werden kann. Die vorgeschlagene Einheit kann auch im GSM/GPRS 900 MHz- und im GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz-Frequenzband aber nicht im GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz-Frequenzband betrieben werden. In der RF-Empfangskette wird ein empfangenes moduliertes RF-Signal zuerst in eine erste Zwischenfrequenz zwischen 0 und 0,5 MHz einer ersten Zwischenfrequenzstufe abwärts umgesetzt, bevor es weiter abwärts in das Basisband umgesetzt wird, und in der Übertragungskette wird ein zu übertragendes Basisbandsignal zuerst in eine zweite Zwischenfrequenz von 190 MHz einer zweiten Zwischenfrequenzstufe umgesetzt, bevor es dann weiter aufwärts in das Passband umgesetzt wird. Die Einrichtung benötigt drei Lokaloszillatoren, um die für die Signal-Aufwärts- und -Abwärtsumsetzung in der Übertragungs-(Tx-) bzw. Empfangskette (Rx-Kette) benötigten Trägersignale zu erzeugen. Im Fall eines Begrenztbandbreitenbetriebs benötigt die offenbarte Transceiver-Architektur nur zwei Lokaloszillatoren – einen mit dem Aufwärtsumsetzungsmischer der RF-Übertragungskette verbundenen ersten Oszillator und einen mit dem Abwärtsumsetzungsmischer der RF-Empfangskette verbundenen zweiten – und kann auf diese Weise in einem Energiesparmodus betrieben werden. Dabei kann die zweite Zwischenfrequenz auf ± 5 oder ± 10 MHz abgestimmt werden. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass die angewendeten Frequenzkombinierungsmittel nicht zum Erzielen einer besseren Eigenschaft bzw. Leistung des Frequenzsynthesizers benutzt werden.
  • Nebenbei bemerkt betrifft die in der europäischen Patentanmeldung EP 0 964 523 A1 beschriebene Erfindung ein drahtloses RF-Transceiversystem, das zwei Einzelschleifen-PLL-Frequenzsynthetisierer, die keinerlei Frequenzkombinierungsmittel zur Erzielung einer besseren Eigenschaft bzw. Leistung benutzen, sowie eine Modulationsschleife zum jeweiligen Übertragen und Empfangen von Signalen in den GSM/GPRS-900 MHz- und GSM/GPRS-(DCS)-1800-MHz-Frequenzbändern umfasst. Die Erfindung wendet dabei keinerlei Frequenzsynthetisierer zur Erzeugung von in den UMTS-Frequenzbändern zu benutzenden Trägerfrequenzen an. Um Frequenzsprünge herbeizuführen, werden die Frequenzen in den vorstehend erwähnten zwei Schleifen mit großen Inkrementen in entgegengesetzten Richtungen variiert. Es wird gezeigt, dass der durch die Frequenzteilung in den Schleifen verursachte erhaltene Rauschleistungspegel dadurch signifikant reduziert wird.
  • Ein Mobilfunktelefon mit einer vereinfachten Architektur einschließlich einer reduzierten Anzahl von integrierten Schaltungen und einer reduzierten Anzahl von RF-Verbindungen geht aus US 6 484 038 hervor. Es ist ein Dualband-Dualmodus-Mobiltelefon unter Benutzung entweder eines Einzelkristallreferenzoszillators oder zweier Kristalle vorgeschlagen, so dass alternative Symbolraten, Kanalabstände oder Sende/Empfangs-Duplexabstände erzielt werden können.
  • Gemäß einem beim obigen Dokument des Standes der Technik gegebenen Beispiel ist vorgeschlagen, den 19,25 MHz-Kristall, der im Mobilendgerät zur Erzeugung digitaler Takte benutzt wird, zu eliminieren. Bei diesem Beispiel ist ein Referenzoszillator über einen ersten Teiler mit einer PLL-Schaltung verbunden. Das Ausgangssignal der ersten PLL-Schaltung wird zwei sekundären Frequenzteilern A und B bereitgestellt. Der sekundäre Frequenzteiler A ist über einen Selektorschalter wahlweise mit einer zweiten PLL und einer dritten PLL verbindbar. Der zweite Frequenzteiler B gibt sowohl das zur Erzeugung digitaler Takte erforderliche Signal aus als er auch über einen dritten zweiten Frequenzteiler C und den Selektorschalter wahlweise mit der zweiten und dritten PLL verbindbar ist. Das Ausgangssignal eines Lokaloszillators der dritten PLL wird über einen Mischer in die Schleife der zweiten PLL eingegeben. Infolgedessen wird die zweite PLL durch die dritte PLL beeinflusst.
  • AUFGABE DER ZUGRUNDELIEGENDEN ERFINDUNG
  • Im Hinblick auf den oben beschriebenen Stand der Technik ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kosteneffektive, energiesparende Mehrband-Frequenzsynthetisierungsschaltungsanordnung mit reduzierten Chipraumerfordernissen zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale mit niedrigem Phasenrauschen, deren Trägerfrequenzen in Frequenzbändern angeordnet sind, die den Aufwärts- und Abwärtskommunikationskanälen des GSM/GPRS 850 MHz-, GSM/GPRS 900 MHz-, GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz-, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz- bzw. des UMTS-Standards zugeordnet sind, bereitzustellen.
  • Die vorstehend erwähnte Aufgabe wird mittels der in den unabhängigen Ansprüchen beschriebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Merkmale sind in den Unteransprüchen definiert.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die zugrundeliegende Erfindung betrifft generell das Gebiet von Mehrband-Frequenzsynthesizer-Architekturen mit einer verbesserten Phasenrauscheneigenschaft bzw. -leistung, die vorteilhafter Weise bei drahtlosen RF-Transceivern in einem auf einer UMTS- oder GSM/GPRS-Technologie bzw. -Technik basierenden Zellular-Telekommunikationssystem angewendet werden können, insbesondere eine Erweiterung eines Mehrband-Frequenzsynthetisierers eines drahtlosen Quadband-Transceivers, der drei Frequenzsynthesizer-Subeinheiten aufweist, die zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale mit unterschiedlichen Erfordernissen insbesondere im Hinblick auf eine Einschwingzeit und eine Spektraleigenschaft bzw. -leistung benutzt werden. Die vom Mehrband-Frequenzsynthesizer erzeugten Frequenzen sind in unterschiedlichen Frequenzbändern angeordnet, die den Aufwärts- und Abwärtsverbindungskanälen einer Anzahl von Drahtloskommunikationsstandards (beispielsweise GSM/GPRS 850 MHz, GSM/GPRS 900 MHz, GSM/GPRS 1800 MHz, GSM/GPRS 1900 MHz, UMTS TDD1+2, UMTS FDD) zugeordnet sind.
  • Im Gegensatz zu der in US 5 408 201 beschriebenen, PLL-basierten Frequenzsynthetisierungseinheit ist die Hauptidee der vorliegenden Erfindung, mehrere Schaltungen mit unterschiedlichen Parametern bereitzustellen, um Trägersignale zu erzeugen, die für auf dem GSM/GPRS- oder dem UMTS-Standard basierende Drahtloskommunikationssysteme benötigt werden. Der Hauptvorteil der vorgeschlagenen Lösung ist die Tatsache, dass jede Frequenzsynthesizer-Subeinheit einem individuellen Frequenzbereich zugeordnet ist, der nicht mit den Frequenzbereichen der anderen existierenden Funkkommunikationssysteme interferiert. Im Gegensatz zu der in EP 1 148 654 A1 beschriebenen Erfindung deckt die vorgeschlagene Lösung gemäß der vorliegenden Erfindung nicht nur beispielsweise UMTS-, sondern auch beispielsweise alle GSM/GPRS-Sende- bzw. -Tx- und -Empfangs- bzw. -Rx-bänder ab.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Vorteilhafte Merkmale und Aspekte der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung, den beigefügten Ansprüchen und den beigefügten Zeichnungen evident, bei denen die Erfindung detaillierter erläutert wird. Dabei zeigen
  • 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Frequenzsynthesizer-Subeinheit gemäß der vorliegenden Erfindung,
  • 2 ein schematisches Blockdiagramm eines Mehrband-Frequenzsynthesizers eines Drahtlos-Quadband-Transceivers gemäß der vorliegenden Erfindung und
  • 3 den Frequenzplan des Mehrband-Frequenzsynthesizers gemäß der vorliegenden Erfindung, der die für die Aufwärtsverbindungs- und/oder die Abwärtsverbindungskanäle des GSM/GPRS-850-MHz-, des GSM/GPRS-900-MHz-, des GSM/GPRS-(DCS)-1800-MHz-, des GSM/GPRS-(PCS)-1900-MHz- bzw. des UMTS-Standards benutzten Frequenzbänder umfasst.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ZUGRUNDELIEGENDEN ERFINDUNG
  • Im Folgenden soll eine wie in 2 gezeigte Ausführungsform der zugrundeliegenden Erfindung detailliert erläutert werden.
  • Die Ausführungsform implementiert ein Verfahren zum Betrieb eines Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 eines Drahtlos-Mehrmodus-Transceivers zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale c01,i(t), c02,j(t), c03,l(t) und c04,l(t), deren Frequenzen f01,i, f02,j, fo3,l und f04,l in unterschiedlichen Frequenzbändern lokalisiert sind und den Aufwärts- und Abwärtsverbindungskanälen einer Anzahl von Drahtloskommunikationsstandards (beispielsweise GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx, UMTS TDD1 Tx/Rx, UMTS TDD2 Tx/Rx und UMTS FDD Tx/Rx) jeweils zugeordnet sind. Das Verfahren weist die Schritte auf: Bereitstellen eines Oszillatorsignals sr(t) mit einer konstanten Referenzfrequenz fr von 19,2 MHz, Umsetzen des Oszillatorsignals sr(t) in ein erstes Trägersignal c01,i(t) mit einer Frequenz f01,i im Bereich eines ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx) und Umsetzen des Oszillatorsignals sr(t) in ein zweites Trägersignal c02,j(t) mit einer Frequenz f02,j im Bereich eines zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx). Außerdem wird das Oszillatorsignal sr(t) in ein Hilfssignal sa(t) mit einer festen Zwischenfrequenz fa transformiert, das zusammen mit dem zweiten Trägersignal c02,j(t) zum Erzeugen eines dritten und vierten Trägersignals c03,l(t) und c04,l(t) mit Frequenzen f03,l bzw. f04,l im Bereich eines dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) bzw. eines vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) benutzt wird.
  • Bei einem zusätzlichen Schritt wird wahlweise die Zwischenfrequenz fa des Hilfssignals sa(t) durch einen ersten ganzzahligen Koeffizienten M11, der beispielsweise auf 8 eingestellt sein kann, geteilt und dadurch ein abwärtsskaliertes weiteres Hilfssignal sa'(t) mit einer Zwischenfrequenz fa' abgeleitet, das zur Erzeugung des dritten und vierten Trägersignals c03,l(t) bzw. c04,l(t) benutzt wird, oder die Zwischenfrequenz fa des Hilfssignals sa(t) durch einen zweiten ganzzahligen Koeffizienten M12, der beispielsweise auf 4 eingestellt sein kann, geteilt und dadurch ein fünftes Trägersignal c05,k(t) mit einer Frequenz f05,k im Bereich eines fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) abgeleitet.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist das Verfahren zusätzlich den Schritt einer Einstellung des ganzzahligen Koeffizienten R3 eines einer dritten PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 des Mehrband-PLL- Frequenzsynthesizers vorausgehenden Frequenzteilers 232 auf einen ersten Wert (R3,1: = 12) und dadurch Ergeben eines ersten Kanalrasters mit einem vordefinierten ersten Kanalabstand fD3,l von 1,6 MHz zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen f03,l und f04,l des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) bzw. des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) auf. Alternativ dazu wird der ganzzahlige Koeffizient R3 des Frequenzteilers 232 auf einen zweiten Wert (beispielsweise R3,2: = 24) eingestellt, der ein zweites Kanalraster mit einem vordefinierten zweiten Kanalabstand fD3,2 von beispielsweise 0,8 MHz zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen f05,k des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) ergibt.
  • Gemäß einer vierten Ausführungsform wird das Oszillatorsignal sr(t) in drei unterschiedliche abwärtsskalierte Signale sD1(t), sD2(t) bzw. sD3(t) umgesetzt, deren Frequenzwerte fD1, fD2 und fD3 jeweils die Referenzfrequenz fr dividiert durch einen von einer Anzahl von unterschiedlichen ganzzahligen Koeffizienten R1, R2 oder R3 darstellen:
    Figure 00130001
  • Danach werden diese abwärtsskalierten Signale sD1(t), sD2(t) und sD3(t) in drei Signale c01,i(t), c02,j(t) bzw. s11,k(t) umgesetzt, deren Frequenzen f01,i, f02,j bzw. f11,k ganzzahlige Vielfache N1,i, N2,j oder N3,k der abwärtsskalierten Signale sD1(t), sD2(t) oder sD3(t) sind:
    Figure 00130002
  • Dabei bezeichnen i, j, und k die den Frequenzen f01,i und f02,j der zwei Trägersignale c01,i(t) und c02,j(t) an den Ausgangsports 1 und 2 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 sowie der Frequenz f11,k (≡ fa) des Hilfssignals sa(t) zugeordneten Kanalindizes. Dabei wird f11,k benutzt, um die Frequenzen f0,k der Trägersignale c05,k(t) im Bereich des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) zu erhalten:
    Figure 00140001
  • Das vorgeschlagene Verfahren betrifft außerdem den Schritt eines Mischens des Trägersignals c02,j(t), das von der zweiten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 203 zugeführt wird, mit dem abwärtsskalierten Hilfssignal sa'(t), um Trägersignale c03,l(t) mit den Frequenzen
    Figure 00140002
    im Bereich des dritten Frequenzbands (DCS Tx, DCS Rx, PCS Tx, PCS Rx) oder ein Vorgänger- bzw. Vorläufersignal p(t) zu bilden, das zur Ableitung eines Signals c04,l(t) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) benötigt wird. Um ein gewisses Trägersignal c04,l(t), mit einer Frequenz f04,l im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) abzuleiten, wird die Frequenz f03,l des Signals c03,l(t), das zugeführt wird, nachdem die Mischoperation stattgefunden hat, durch einen vierten ganzzahligen Wert (M2) geteilt:
    Figure 00140003
  • Gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Signal, das zugeführt wird, nachdem die Mischoperation stattgefunden hat, tiefpassgefiltert, um störende Oberwellen im Spektrum eines erzeugten Trägersigals c03,l(t) im Bereich des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx und GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) zu eliminieren. Ähnlich werden störende Oberwellen im Spektrum eines erzeugten Trägersignals c04,l(t) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) durch eine Tiefpassfilterung des vierten Trägersignals c04,l(t) eliminiert.
  • Eine Mehrband-Frequenzsynthesizereinheit 200 gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 2 gezeigt. Sie ist bei einem Drahtlos-Quadband-Transceiver angewendet, der zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale c1,i(t), c02,j(t), c03,l(t) und c04,l(t) benutzt wird, deren Frequenzen f01,i, f02,j, f03,l bzw. f04,l in Frequenzbändern lokalisiert sind, die den jeweiligen Aufwärtsverbindungs- und Abwärtsverbindungskanälen einer Anzahl von Drahtloskommunikationsstandards (GSM/GPRS 900 MHz, GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz und UMTS) zugeordnet sind. Der gezeigte Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizer 200 weist auf: einen Kristalloszillator (XO), der als eine Referenzfrequenzquelle 201 dient, die ein Oszillatorsignal sr(t) einer konstanten Referenzfrequenz fr von beispielsweise 19,2 MHz bereitstellt, eine erste Frequenzsynthesizer-Subeinheit 202, die zur Umsetzung des Oszillatorsignals sr(t) in ein erstes Trägersignal c01,i(t) mit einer Frequenz f01,i im Bereich eines ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx) ausgebildet ist, und eine zweite Frequenzsynthesizer-Subeinheit 203, die zum Umsetzen des Oszillatorsignals sr(t) in ein zweites Trägersignal c02,j(t) mit einer Frequenz f02,j im Bereich eines zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx) ausgebildet ist. Außerdem ist eine dritte Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 zum Transformieren eines Oszillatorsignals sr(t) in ein Hilfssignal sa(t) mit einer festen Zwischenfrequenz ausgebildet, das zusammen mit dem als ein Zwischenfrequenzsignal abgezweigten zweiten Trägersignal c02,j(t) benutzt wird, um ein drittes und viertes Trägersignal c03,l(t) und c04,l(t) mit Frequenzen f03,l bzw. f04,l im Bereich eines dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) bzw. eines vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) zu erzeugen. Gemäß der vorgeschlagenen Lösung der Erfindung weist der Frequenzsynthesizer 200 zusätzlich auf: einen ersten Frequenzteiler 237a zum Dividieren der Zwischenfrequenz fa des Hilfssignals sa(t) durch einen ersten ganzzahligen Koeffizienten M11, der beispielsweise auf 8 eingestellt sein kann, und dadurch Ableiten eines abwärtsskalierten weiteren Hilfssignals sa'(t) mit einer Zwischenfrequenz fa', das zur Erzeugung des dritten und vierten Trägersignals c02,l(t) bzw. c04,l(t) benutzt wird. Ein zweiter Frequenzteiler 237b wird zum Dividieren der Zwischenfrequenz fa des Hilfssignals sa(t) durch einen zweiten ganzzahligen Koeffizienten M12, der auf beispielsweise 4 eingestellt sein kann, und dadurch Ableiten eines fünften Trägersignals c05,k(t) mit einer Frequenz f05,k im Bereich eines fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) benutzt. Schließlich sind Schaltmittel (SW) zum wahlweisen Verbinden entweder des ersten Frequenzteiler 237a oder des zweiten Frequenzteiler 237b mit dem Ausgangsport der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 bereitgestellt.
  • Anders als die erste PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 202 arbeitet die zweite PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 203 alternierend bei zwei unterschiedlichen Eingangsfrequenzen, die vom vorausgehenden Phasen/Frequenz-Teiler bzw. -Detektor 223 (PFD2) zugeführt werden. Die UMTS-Abwärtsverbindungsfrequenzen werden durch ganzzahlige Vielfache einer ersten Eingangsfrequenz fD2 von beispielsweise 0,2 MHz bereitgestellt; die Zwischenfrequenzsignale c02,j(t), die eine Basis für die Bereitstellung der GSM/GPRS-Bänder bilden, werden durch ganzzahlige Vielfache N2,j einer zweiten Eingangsfrequenz fD2,2 von beispielsweise 3,2 MHz bereitgestellt. Dies beeinflusst die Einschwingzeit und das Phasenrauschen für die GSM/GPRS-Frequenzbänder positiv.
  • Die dritte PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 weist eine schmale Bandbreite von beispielsweise etwa 24 MHz auf und verarbeitet beim Phasen/Frequenz-Detektor 232 (PFD3) eine hohe Frequenz, was die Einschwingzeit und das Phasenrauschen reduziert. Der Frequenzteiler 237a skaliert an seinem Ausgangsport die Ausgangsfrequenz und auch die Frequenzschritte der dritten PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 um einen Faktor M11 abwärts. Dies reduziert das Phasenrauschen sogar noch weiter.
  • Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Ganzzahl-N-Dual-RF/IF-PLL-Frequenzsynthesizer, die entweder eine erste Frequenz von beispielsweise 1,0 GHz oder eine zweite Frequenz von beispielsweise 3,0 GHz erzeugen – beispielsweise der von Analog Devices (AD) entwickelte ADF 4213 oder alle kompatiblen PLL-Frequenzsynthesizer – als der erste, zweite und dritte PLL-Frequenzsynthesizer 211, 221 bzw. 231 benutzt. Einrichtungen mit einem bis zu vier PLL-Frequenzsynthesizern in einem Paket bzw. Gehäuse (package) können benutzt werden. PLL-Frequenzsynthesizer von Analog Devices werden aufgrund ihrer sehr kurzen Stabilisierungs- bzw. Einschwingzeiten, die mit dem eingebauten sogenannten „fastlock mode (Schnellverriegelungsmodus)" erzielt werden, werden bevorzugt, aber Einrichtungen von anderen Herstellern können ebenso benutzt werden.
  • Der ADF 4213 ist ein Dualfrequenzsynthesizer, der zum Implementieren von Lokaloszillatoren in Aufwärts- und Abwärtsumsetzungsabschnitten drahtloser Empfänger und Sender benutzt werden können. Er stellt die Lokaloszillatorfrequenz (LO-Frequenz) sowohl für den RF- als auch IF-Abschnitt bereit. Sie bestehen aus einem digitalen Niedrigrauschen-Phasen/Frequenz-Detektor (PFD), einer Präzisionsladungspumpe, einem programmierbaren Referenzteiler, programmierbaren 6-Bit- und 12-Bit-Zählern und einem Dualmodul-Vorskalierer. Der 6-Bit- und 12-Bit-Zähler implementieren in Verbindung mit dem Dualmodul-Vorskalierer einen Ganzzahl-N-Teiler. Außerdem ermöglicht ein 15-Bit-Referenzzähler am PFD-Eingang auswählbare Frequenzen. Eine komplette PLL-Schaltungsanordnung kann implementiert werden, wenn die Synthesizer mit einem externen Schleifenfilter benutzt werden, und ein VCO steuert alle Register auf dem Chip über eine einfache Dreidrahtschnittstelle. Die Einrichtungen arbeiten mit einer 3V oder 5V-Energieversorgung und können abgeschaltet werden, wenn sie nicht benutzt werden.
  • Der wie in 2 gezeigte vorgeschlagene Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizer 200 weist fünf Ausgangsports auf, deren jeder ein Signal für ein gewisses Frequenzband bereitstellt. Die Zuordnung dieser Frequenzbänder zu den jeweiligen Ausgangsports 1 bis 5 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 ist in der folgenden Tabelle gezeigt
    Ausgangsport Frequenzband Frequenzbereich [MHz]
    Port 1 UMTS TDD1 Tx/Rx 1900 ... 1920
    Port 1 UMTS TDD2 Tx/Rx 2010 ... 2025
    Port 1 UMTS FDD Tx 1920 ... 1980
    Port 2 UMTS FDD Rx 2110 ... 2170
    Port 3 GSM/GPRS (DCS)1800 MHz Tx 1710 ... 1785
    Port 3 GSM/GPRS (DCS)1800 MHz Rx 1805 ... 1880
    Port 3 GSM/GPRS (PCS)1900 MHz Tx 1850 ... 1910
    Port 3 GSM/GPRS (PCS)1900 MHz Rx 1930 ... 1990
    Port 4 GSM/GPRS 900 MHz Tx 890 ... 915
    Port 4 GSM/GPRS 900 MHz Rx 935 ... 960
    Port 5 GSM/GPRS 850 MHz Tx 824 ... 849
    Port 4 GSM/GPRS 850 MHz Rx 869 ... 894
  • Die erste PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 202 des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 erzeugt Signale mit Frequenzen für drei UMTS-Bänder, d.h. UMTS FDD Tx (1920 bis 1980 MHz), UMTS TDD1 Tx/Rx (1900 bis 1920 MHz) bzw. UMTS TDD2 Tx/Rx (2010 bis 2025 MHz). Der programmierbare Frequenzteiler 212 skaliert die Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R1 abwärts. Dabei wird die ganze Zahl R1 auf 96 eingestellt, was an seinem Ausgangsport ein Frequenzsignal fD1 von 0,2 MHz ergibt. Der Codedivisionskoeffizient R1 wird wie für alle anderen bei der in 2 gezeigten Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizerschaltungsanordnung 200 benutzten programmierbaren Frequenzteiler 222, 232, 216, 226 und 236 mittels eines digitalen Steuerungscodes (CC1,...CC6) eingestellt.
  • Der digitale Code CC1 des ganzzahligen Divisionskoeffizienten N1,i, der bei der Rückkopplungsleitung der auf den programmierbaren Frequenzteiler 212 folgenden ersten PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 202 (PLL1) angewendet wird, ist zur Erzeugung der gewünschten Frequenz des Ausgangssignals f01,i entsprechend Gleichung (5a) programmierbar einstellbar. Für das UMTS TDD1 Tx/Rx- und UMTS FDD Tx-Frequenzband, die von 1900 bis 1980 MHz reichen, reichen die Werte von N1,i von 9500 bis 9900, wobei eine Inkrementierung von N1,i um einen Wert von 1 in einer Inkrementierung von f01,i um einen Kanalabstand fD1 von 0,2 MHz resultiert. Für das von 2010 bis 2025 MHz reichende UMTS TDD2 Tx/Rx-Frequenzband sind die Werte von N1,i in dem mit 10.050 beginnenden und bei 10.125 endenden Intervall einzustellen.
  • Beim Arbeiten in dem von 2110 bis 2170 MHz reichenden UMTS FDD Rx-Frequenzband als einem ersten Modus wird das von der zweiten PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 203 (PLL2) zugeführte Trägersignal c02,j(t) dem zweiten Ausgangsport des Mehrband-PLL-Frequenzsynthersizers 200 zugeführt. Zu diesem Zweck skaliert der programmierbare Frequenzteiler 222 von PLL2 die Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R2, der auf einen ersten Wert R2,1:= 96 gleich R1 eingestellt wird. Das resultierende Signal wird dann in der PLL2 multipliziert, wobei der Multiplikationsfaktor durch den digitalen Code (CC2) des ganzzahligen Divisionskoeffizienten N2,j der auf die Rückkopplungsschleife angewendet wird, gesteuert wird. Die Werte von N2,j reichen dadurch von 10.550 bis 10.850. Das Frequenzraster der Ausgangsfrequenz f02,j oder der möglichen inkrementellen Änderungen von f02,j werden auf diese Weise jeweils auf Frequenzinkrementierungen fixiert, die durch einen ersten Kanalabstand fD2,1 von 0,2 MHz gegeben sind.
  • Nebenbei bemerkt kann PLL2 in einem zweiten Modus betrieben werden, um Trägerfrequenzen f02,j zu erzeugen, die zur Ableitung der GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx- und GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx-Frequenzbänder geeignet sind. In diesem Modus skaliert der programmierbare Frequenzteiler 222 die Referenzfrequenz fr mit einem Faktor R2, der auf einen zweiten Wert R2,2:= 6 eingestellt wird, abwärts und führt dadurch der PLL2 eine Eingangsfrequenz fD2,2 von 3,2 MHz zu. Diese Frequenz wird durch die PLL2 auf Frequenzen f02,j im Bereich von 2110 bis 2390 MHz mit einem Kanalraster, das einen vorbestimmten zweiten Kanalabstand fD2,2 von 3,2 MHz aufweist, multipliziert. Die großen Frequenzschritte garantieren eine kurze Stabilisierungs- bzw. Einschwingzeit zusammen mit einem niedrigen Phasenrauschen auch für die GSM/GPRS-Trägersignale.
  • Gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein dritter programmierbarer Steuerungscode (CC3), der von einer Steuerungseinrichtung (μC) zugeführt wird, einem Steuerungseingangsport des der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 vorausgehenden Frequenzteilers 232 zugeführt. Im Fall einer ersten Schaltposition (1) der oben erwähnten Schaltmittel (SW) wird dabei der ganzzahlige Koeffizient R3 des der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 vorausgehenden Frequenzteilers 232 auf einen ersten ganzzahligen Wert R3,1:= 12 eingestellt, was ein erstes Kanalraster mit einem vordefinierten ersten Kanalabstand fD3,1 von 1,6 MHz zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen f03,l und f04,l des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) und vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) ergibt. Im Fall einer zweiten Schaltposition (2) der Schaltmittel (SW) wird der ganzzahlige Koeffizient R3 des Frequenzteilers (232) auf einen zweiten ganzzahligen Wert R3,2:= 24 eingestellt, was ein zweites Kanalraster mit einem vordefinierten zweiten Kanalabstand fD3,2 von 0,8 MHz zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen f05,k des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) ergibt.
  • Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist jede der Frequenzsynthesizer-Subeinheiten 202, 203 und 204 einen jeweiligen Frequenzteiler 212, 222 bzw. 232 zum Transformieren des Oszillatorsignals sr(t) in abwärtsskalierte Signale sD1(t), sD2(t) sD3(t), deren Frequenzwerte fD1, fD2, fD3 die durch einen von einer Anzahl von ganzzahligen Koeffizienten R1, R2 bzw. R3 geteilte Referenzfrequenz fr darstellen, auf. Außerdem weist jede der Frequenzsynthesizer-Subeinheiten 202, 203 und 204 einen jeweiligen PLL-Frequenzsynthesizer 211, 221 bzw. 231 zur Umsetzung der abwärtsskalierten Signale sD1(t), sD2(t) und sD3(t) in Signale c01,i(t), c02,j(t) und s11,k(t), deren Frequenzen f01,i, f02,j und f11,k ganzzahlige Vielfache N1,i, N2,j bzw. N3,k der abwärtsskalierten Signale sD1(t), sD2(t) bzw. sD3(t) sind, auf.
  • Der wie in 2 gezeigte Mehrband-PLL-Frequenzsyntesizer weist außerdem einen Frequenzmischer 227 auf, der das Signal c02,j(t), das von der zweiten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 207 zugeführt wird, mit dem abwärtsskalierten Hilfssignal sa'(t) mischt, um ein Trägersignal c03,l(t), mit einer Frequenz f03,1 im Bereich des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx und GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) zu bilden.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein erstes Tiefpassfilter 238 angewendet zum Eliminieren störender Oberwellen, die vom Frequenzmischer 227 zur Erzeugung von Trägersignalen c03,l(t) und c04,l(t) mit Frequenzen f03,l oder f04,j im Bereich des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) oder des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS) 850 MHz Rx)verursacht werden. Außerdem wird ein zweites Tiefpassfilter 242 zum Eliminieren störender Oberwellen, die vom zweiten Frequenzteiler 241, der das vierte Trägersignal c04,l(t) bereitstellt, verursacht werden, benutzt.
  • Die Relationen zwischen den Divisionskoeffizienten N2,j dem am Port 2 erhaltenen Frequenzband des Ausgangssignals c03,j(t) der PLL2 und dem gewünschten GSM/GPRS-Frequenzband am Port 3 des Mehrband PLL-Frequenzsynthesizers 200 ist in der folgenden Tabelle gezeigt:
    Divisionskoeffizient N2,j Ausgangsfrequenz f02,j [MHz] Frequenzband am Port 3 [MHz] Frequenzbereich [MHz]
    659...683 2110...2185 GSM/GPRS(DCS)1800MHz Tx 1710...1785
    689...713 1105...2280 GSM/GPRS(DCS)1800MHz Rx 1805...1880
    703...722 2250...2310 GSM/GPRS (PCS)1900MHz Tx 1850...1910
    728...747 2330...2390 GSM/GPRS (PCS)1900MHz Rx 1930...1990
  • Um ein Trägersignal c04,l(t) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) abzuleiten, wird das vom Frequenzmischer 227 zugeführte erhaltene Trägersignal c03,l(t) als ein Vorläufersignal p(t) abgezweigt, dessen Frequenz f03,l durch einen weiteren ganzzahligen Wert M2, der auf 2 eingestellt ist, geteilt. Die Relationen zwischen dem Divisionskoeffizienten N2,j, dem Frequenzband des Ausgangssignals f02,j der PLL2 am Port 2 und dem gewünschten GSM/GPRS-Frequenzband am Port 4 des Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizers 2 sind in der folgenden Tabelle gezeigt:
    Divisionskoeffizient N2,j Ausgangsfrequenz f02,j [MHz] Vorläufergereich [MHz] Frequenzbänder [MHz] an Port 4 Frequenzbereich [MHz]
    681...697 2180...2230 1780...1830 GSM/GPRS900MHz Tx 890...915
    709...725 2270...2320 1870...1920 GSM/GPRS900MHz Rx 935...960
  • Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die dritte PLL-Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 einen abstimmbaren spannungsgesteuerten Oszillator 235 auf, dessen Ausgangsfrequenz fVCO3 derart variiert werden kann, dass die Zwischenfrequenz fa des am Ausgangsport der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit 204 erhaltenen erzeugten Hilfssignals sa(t) zum Ableiten von Trägersignalen c03,l(t), c04,l(t) und c03,k(t) mit Frequenzen f03,l, f04,l bzw. f03,k im Bereich des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx), vierten (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS 850 MHz Rx) bzw. fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) benutzt werden kann. Wie in 2 gezeigt nimmt die Ausgangsfrequenz fVCO3 des abstimmbaren spannungsgesteuerten Oszillators 235 Werte aus einem Frequenzintervall an, das von 3200 bis 3396 MHz reicht.
  • Die Relationen zwischen dem Divisionskoeffizienten N3,k, dem erhaltenen Frequenzband des Hilfssignals sa(t) am Ausgangsport der PLL3 und dem gewünschten GSM/GPRS-Frequenzband an den Ports 3, 4 und 5 des Mehrband PLL-Frequenzsynthesizers 200 ist in der folgenden Tabelle gezeigt:
    Divisionskoeffizient N3,k Ausgangsfrequenz fa [MHz] Frequenzband an Ports 3, 4 und 5[ MHz] Frequenzbereich [MHz]
    2000 3200 GSM/GPRS(DCS)1800 Tx 1710...1785
    2000 3200 GSM/GPRS(DCS)1800 Rx 1805...1880
    2000 3200 GSM/GPRS(PCS)1900 Tx 1850...1910
    2000 3200 GSM/GPRS(PCS)1900 Rx 1930...1990
    2000 3200 GSM/GPRS900MHz Tx 890...915
    2000 3200 GSM/GPRS900MHz Rx 935...960
    4120...4245 3296...3396 GSM/GPRS850MHz Tx 824...849
    2000 3200 GSM/GPRS850MHz Rx 869...894
  • Gemäß einer noch weiteren Ausführungsform betrifft die Erfindung schließlich einen Drahtlos-Mehrmodus-RF-Transceiver zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale c01,i(t), c02,j(t), c03,l(t) und c04,l(t), deren Frequenzen (f01,i, f02,j, f03,l und f04,l) in vier unterschiedlichen Frequenzbändern (UMTS TDD1, UMTS TDD2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx/Rx, GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx bzw. GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx), die für die Aufwärts- und Abwärtsverbindungskanäle einer Anzahl von Drahtloskommunikationsstandards (GSM/GPRS 900 MHz, GSM/GPRS 1800 MHz, GSM/GPRS 1900 MHz, UMTS Tx bzw. UMTS Rx) benutzt werden, lokalisiert sind, der einen Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizer 200 aufweist.
  • Ein Frequenzplan des Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizers 200 gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 3 gezeigt. Mit Ausnahme der UMTS-Frequenzbänder, die eine hohe Interferenzimmunität charakterisieren, müssen in einem der VCOs 215, 225 und 235, erzeugte Frequenzen, die auch störende Oberwellen aufweisen, nicht in ein Empfangs- oder Sendeband des Mehrband-Frequenzsynthesizers 200 fallen, um die Erfordernisse des GSM/GPRS-Standards 0505 zu erfüllen. Dies wird durch Benutzung von Frequenzen für die VCOs erreicht, die deutlich über den GSM/GPRS-Frequenzen liegen. Ähnlich müssen störende Oberwellen des VCO 235, – wenn sie vom digitalen Frequenzteiler 237a abwärts skaliert werden, – nicht in ein GSM/GPRS-Empfangs- oder -Sendeband fallen.
  • Wie in 3 gezeigt werden die Frequenzsynthesizer-Subeinheiten 202, 203 und 204 des Mehrband-PLL-Frequenzsynthesizers derart abgestimmt, dass die Frequenzen f01,i des ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2, Tx/Rx, UMTS FDD Tx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 1900 bis 1920 MHz (UMTS TDD1), 2001 bis 2025 MHz (UMTS TDD2) bzw. von 1920 bis 1980 MHz (UMTS FDD Tx) reichen, die Frequenzen f02,j des zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx) Werte aus dem Frequenzintervall annehmen, das von 2110 bis 2170 MHz reicht, die Frequenzen f03,l des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1900 MHz Tx/Rx) Werte aus den Frequenzintervallen annehmen, die von 1710 bis 1785 MHz (DCS Tx), 1805 bis 1880 MHz (DCS Rx), 1800 bis 1910 MHz (PCS Tx) bzw. 1930 bis 1990 MHz (PCS Rx) reichen, die Frequenzen f04,l des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 890 bis 815 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Tx), 935 bis 960 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Rx) bzw. 869 bis 894 MHz (GSM/GPRS 850 MHz Rx) reichen und die Frequenzen f05,k des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) Werte aus dem Frequenzintervall annehmen, das von 824 bis 849 MHz reicht.
  • Der exemplarische Frequenzplan von 3 zeigt außerdem die Filtercharakteristik des Tiefpassfilters 214 (TPF1), die anzeigt, dass die Bandbreite ausreichend breit ist, um ein schnelles Schalten von Frequenzen beim VCO 215 zu ermöglichen, aber auch ausreichend schmal ist, um Phasenrauschen in den Ausgangsspektren des ersten PLL-Frequenzsynthesizers 211 zu verhindern.

Claims (18)

  1. Verfahren zum Betrieb eines Mehrband-Frequenzsynthesizers (200), aufweisend die folgenden Schritte: – Bereitstellen eines Oszillatorsignals (sr(t)) mit einer konstanten Referenzfrequenz (fr:=19,2 MHz), – Umsetzen des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein erstes Trägersignal (co1,i(t)) mit einer Frequenz (fo1,i) im Bereich eines ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx), – Umsetzen des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein zweites Trägersignal (co2,j(t)) mit einer Frequenz (fo2,j) im Bereich eines zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx), und – Transformieren des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein Hilfssignal (sa(t)) mit einer festen Zwischenfrequenz (fa), das zusammen mit dem als ein Zwischenfrequenzsignal abgezweigten zweiten Trägersignal (co2,j(t)) verwendet wird, zum Erzeugen eines dritten und vierten Trägersignals (co3,l(t), co4,l(t)) mit Frequenzen (fo3,l , fo4,l) im Bereich eines dritten (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) und eines vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx), – wahlweise Teilen der Zwischenfrequenz (fa) des Hilfsignals (sa(t)) durch einen ersten ganzzahligen Koeffizienten (M11:=8) und dadurch Ableiten eines weiteren, abwärtsskalierten Hilfssignals (sa'(t) mit einer Zwischenfrequenz (fa'), das zur Erzeugung des dritten und vierten Trägersignals (co3,l(t), co4,l(t)) benutzt wird, oder – Teilen der Zwischenfrequenz (fa) des Hilfssignals (sa(t)) durch einen zweiten ganzzahligen Koeffizienten (M12:=4) und dadurch Ableiten eines fünften Trägersignals (co5,k(t)) mit einer Frequenz (fo5,k) im Bereich eines fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx), wobei – die Frequenzen (fo1,i) des ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx) Werte von Frequenzintervallen annehmen, die von 1.900 bis 1.920 MHz (UMTS TDD1), 2.010 bis 2.025 MHz (UMTS TDD2) bzw. von 1.920 bis 1.980 MHz (UMTS FDD Tx) reichen, – die Frequenzen (fo2,j) des zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx) Werte aus dem von 2.110 bis 2.170 MHz reichenden Frequenzintervall annehmen, – die Frequenzen (fo3,l) des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 1.710 bis 1.785 MHz (DCS Tx), 1.805 bis 1.880 MHz (DCS Rx), 1.800 bis 1.910 MHz (PCS Tx) bzw. 1.930 bis 1.990 MHz (PCS Rx) reichen, – die Frequenzen (fo4,l) des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 890 bis 915 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Tx), 935 bis 960 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Rx) bzw. 869 bis 894 MHz (GSM/GPRS 850 MHz Rx) reichen und – die Frequenzen (fo5,k) des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) Werte aus denn Frequenzintervall annehmen, das von 824 bis 849 MHz reicht.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch den Schritt: Transformieren des Oszillatorsignals (sr(t)) in abwärtsskalierte Signale (sD1(t), sD2(t), sD3(t)), deren Frequenzwerte (fD1, fD2, fD3) die Referenzfrequenz (fr) dividiert durch einen aus einer Anzahl von unterschiedlichen ganzzahligen Koeffizienten (R1, R2, R3) darstellen.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch den Schritt: Transformieren der abwärtsskalierten Signale (sD1(t), sD2(t) oder sD3(t)) in Signale (co1,i(t), co2,i(t) oder c11,k(t)), deren Frequenzen (fo1,i, fo2,j und f11,k) ganze Vielfache (N1,i, N2,j, oder N3,k) der abwärtsskalierten Signale (sD1(t), sD2(t) oder sD3(t)) sind.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch den Schritt: Mischen des von einer zweiten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (203) des Mehrband-Frequenzsynthesizers (200) zugeführten Trägersignals (co2,j(t)) mit dem abwärtsskalierten Hilfssignal (sa'(t)), um ein Trägersignal (co3,l(t)) im Bereich des dritten Frequenzbands (DCS Tx, DCS Rx, PCS Tx, PCS Rx) oder ein Vorläufersignal (p(t)), das zur Ableitung eines Signals (co4,l(t)) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) benötigt wird, zu bilden.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch den Schritt: Teilen der Frequenz (fo3,l) des Signals (co3,l(t)), das nach dem Stattfinden der Mischoperation zugeführt wird, durch einen weiteren ganzzahligen Wert (M2), um ein Signal (co4,l(t)) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) abzuleiten.
  6. Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch den Schritt: Tiefpassfiltern des nach Stattfinden der Mischoperation erhaltenen Signals, um unerwünschte Oberwellen im Spektrum eines erzeugten Trägersignals (co3,l(t)) im Bereich des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) zu eliminieren.
  7. Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch den Schritt: Tiefpassfiltern des vierten Trägersignals (co4,l(t)), um unerwünschte Oberwellen im Spektrum eines erzeugten Trägersignals (co4,l(t)) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) zu eliminieren.
  8. Mehrband-Frequenzsynthesizer, aufweisend: – eine Referenzfrequenzquelle (201), die ein Oszillatorsignal (sr(t)) mit einer konstanten Referenzfrequenz (fr:=19,2 MHz) bereitstellt, – eine erste Frequenzsynthesizer-Subeinheit (202), die zur Umsetzung des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein erstes Trägesignal (co1,i(t)) mit einer Frequenz (fo1,i) im Bereich eines ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx) ausgebildet ist, – eine zweite Frequenzsynthesizer-Subeinheit (202), die zur Umsetzung des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein zweites Trägesignal (co2,j(t)) mit einer Frequenz (fo2,j) im Bereich eines zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx) ausgebildet ist, und – eine dritte Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204), die zur Transformation des Oszillatorsignals (sr(t)) in ein Hilfssignal (sa(t)) mit einer festen Zwischenfrequenz (fa), das zusammen mit dem als ein Zwischenfrequenzsignal abgezweigten zweiten Trägersignal (co2,j(t)) zum Erzeugen eines dritten und vierten Trägersignals (co3,l(t), (co4,l(t)) mit Frequenzen (fo3,i, f04,l)im Bereich eines dritten (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) und eines vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) benutzt wird, ausgebildet ist, – einen ersten Frequenzteiler (237a) zum Teilen der Zwischenfrequenz (fa) des Hilfssignals (sa(t)) durch einen ersten ganzzahligen Koeffizienten (M11:=8) und dadurch Ableiten eines weiteren, abwärtsskalierten Hilfssignals (sa'(t)) mit einer Zwischenfrequenz (fa'), das zur Erzeugung des dritten und vierten Trägersignals (co3,l(t), (co4,l(t)) benötigt wird, – einen zweiten Frequenzteiler (237b) zum Teilen der Zwischenfrequenz (fa) des Hilfssignals (sa(t)) durch einen zweiten ganzzahligen Koeffizienten (M12:=4) und dadurch Ableiten eines fünften Trägersignals (co5,k(t)) mit einer Frequenz (fo5,k) im Bereich eines fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) und – eine Schalteinrichtung (SW) zum wahlweisen Verbinden des ersten Frequenzteilers (237a) oder des zweiten Frequenzteilers (237b) mit dem Ausgangsport der dritten Frequenzsynthesizer/Subeinheit (204), wobei – die Frequenzen (fo1,i) des ersten Frequenzbands (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx) Werte von Frequenzintervallen annehmen, die von 1.900 bis 1.920 MHz (UMTS TDD1), 2.010 bis 2.025 MHz (UMTS TDD2) bzw. von 1.920 bis 1.980 MHz (UMTS FDD Tx) reichen, – die Frequenzen (fo2,j) des zweiten Frequenzbands (UMTS FDD Rx) Werte aus dem von 2.110 bis 2.170 MHz reichenden Frequenzintervall annehmen, – die Frequenzen (f03,l) des dritten Frequenzbands (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 1.710 bis 1.785 MHz (DCS Tx), 1.805 bis 1.880 MHz (DCS Rx), 1.800 bis 1.910 MHz (PCS Tx) bzw. 1.930 bis 1.990 MHz (PCS Rx) reichen, – die Frequenzen (fo4,l) des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) Werte aus Frequenzintervallen annehmen, die von 890 bis 915 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Tx), 935 bis 960 MHz (GSM/GPRS 900 MHz Rx) bzw. 869 bis 894 MHz (GSM/GPRS 850 MHz Rx) reichen und – die Frequenzen (fo5,k) des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) Werte aus dem Frequenzintervall annehmen, das von 824 bis 849 MHz reicht.
  9. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Steuerungseinrichtung (μC), die ein programmierbares Steuerungssignal (CC3) bereitstellt, das einem Steuerungseingangsport des der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204) vorhergehenden Frequenzteilers (232) zugeführt wird, das – im Fall einer ersten Schaltposition (1) der Schalteinrichtung (SW) den ganzzahligen Koeffizienten (R3) des der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204) vorhergehenden Frequenzteilers (232) auf einen ersten Wert (R3,1:=12) einstellt, der ein erstes Kanalraster mit einem vordefinierten ersten Kanalabstand (fD3,1 = 1,6 MHz) zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen (fo3,l, fo4,l) des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) und vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) ergibt, und – im Fall einer zweiten Schaltposition (2) der Schalteinrichtung (SW) den ganzzahligen Koeffizienten (R3) des Frequenzteilers (232) auf einen zweiten Wert (R3,2:=24) einstellt, der ein zweites Kanalraster mit einem vorbestimmten zweiten Kanalabstand (fD3,2 = 0,8 MHz) zwischen den synthetisierten Trägerfrequenzen (fo,5,k) des fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) ergibt.
  10. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Frequenzsynthesizer-Subeinheiten (202, 203, 204) einen Frequenzteiler (212, 122, 132) zum Transformieren des Oszillatorsignals (sr(t)) in abwärtsskalierte Signale (sD1(t), sD2(t), sD3(t)), deren Frequenzwerte (fD1, fD2, fD3) die durch einen von einer Anzahl von ganzzahligen Koeffizienten (R1, R2, R3) geteilte Referenzfrequenz (fr) darstellen, aufweist.
  11. Mehrkanal-Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass jede der Frequenzsynthesizer-Subeinheiten (202, 203, 204) einen PLL-Frequenzsynthesizer (211, 221, 231) zum Transformieren der abwärtsskalierten Signale (sD1(t), sD2(t) oder sD3(t)) in Signale (co1,i(t), co2,j(t) oder (s11,k(t)), deren Frequenzen (fo1,i, fo2,j und f11,k) ganzzahlige Vielfache (N1,i, N2,j oder N3,k) der abwärtsskalierten Signale (sD1(t), sD2(t) oder sD3(t)) sind, aufweist.
  12. Mehrkanal-Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204) einen abstimmbaren spannungsgesteuerten Oszillator (235) aufweist, dessen Ausgangsfrequenz (fVCO3) derart variiert werden kann, dass die Zwischenfrequenz (fa) des erzeugten Hilfssignals (sa(t)), das am Ausgangsport der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204) erhalten wird, zum Ableiten von Trägersignalen (co3,i(t), co4,l(t), co5,k(t)) mit Frequenzen (fo3,l, fo4,l, fo5,k) im Bereich des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx), vierten (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS 850 MHz Rx) bzw. fünften Frequenzbands (GSM/GPRS 850 MHz Tx) benutzt werden kann.
  13. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsfrequenz (fVCO3) des abstimmbaren spannungsgesteuerten Oszillators (235) der dritten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (204) Werte aus einem von 3.200 bis 3.396 MHz reichenden Frequenzintervall annimmt.
  14. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 8 bis 13, gekennzeichnet durch einen Frequenzmischer (227), der das von der zweiten Frequenzsynthesizer-Subeinheit (203) zugeführte Signal (co2,j(t)) mit dem abwärtsskalierten Hilfssignal (sa'(t)) mischt, um ein Trägersignal (co3,l(t)) im Bereich des dritten Frequenzbands (DCS Tx, DCS Rx, PCS Tx, PCS Rx) oder ein zum Ableiten eines Signals (co4,l(t)) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) benötigtes Vorläufersignal (p(t)) zu bilden.
  15. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 8 bis 14, gekennzeichnet durch einen Frequenzteiler (242), der die Frequenz (fo3,l) des Signals (co3,l(t)) durch einen weiteren ganzzahligen Wert (M2) teilt, um ein Signal (co4,l(t)) im Bereich des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx) von einem vom Frequenzmischer (227) zugeführten Signal (co3,l(t)) abzuleiten.
  16. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach Anspruch 14 oder 15, gekennzeichnet durch ein erstes Tiefpassfilter (238) zum Eliminieren von durch den Frequenzmischer (227) verursachten unnötigen Oberwellen zur Erzeugung von Signalen (co3,l(t), co4,l(t)) mit Frequenzen (fo3,l, fo4,l) im Bereich des dritten (GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) bzw. des vierten Frequenzbands (GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx oder GSM/GPRS 850 MHz Rx).
  17. Mehrband-Frequenzsynthesizer nach Anspruch 15 oder 16, gekennzeichnet durch ein zweites Tiefpassfilter (242) zum Eliminieren unnötiger Oberwellen, die von dem das vierte Trägersignal (co4,l(t)) bereitstellenden zweiten Frequenzteiler (241) verursacht werden.
  18. Drahtloser Mehrkanalumsetzer zur Erzeugung abstimmbarer Trägersignale (co1,i(t), co2,j(t), co3,l(t), co4,l(t)), deren Frequenzen (fo1,i, fo2,j, fo3,l, fo4,l) in unterschiedlichen Frequenzbändern (UMTS TDD1+2 Tx/Rx, UMTS FDD Tx/Rx, GSM/GPRS 900 MHz Tx/Rx, GSM/GPRS (DCS) 1.800 MHz Tx/Rx und GSM/GPRS (PCS) 1.900 MHz Tx/Rx) lokalisiert sind, die für die Aufwärtsverbindungs- und Abwärtsverbindungskanäle einer Anzahl von Drahtlos-Telekommunikationsstandards (GSM/GPRS 900 MHz, GSM/GPRS 1.800 MHz, GSM/GPRS 1.900 MHz, UMTS Tx und UMTS Rx) jeweils benutzt werden, der einen Mehrband-Frequenzsynthesizer (200) nach einem der Ansprüche 8 bis 17 aufweist.
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