DE60315759T3

DE60315759T3 - Wechselstrom/Gleichstromdirektumwandlungssteuerung mit dreiphasigem Eingang

Info

Publication number: DE60315759T3
Application number: DE60315759T
Authority: DE
Inventors: Douglas S. York
Original assignee: Boeing Co
Current assignee: Boeing Co
Priority date: 2002-06-14
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2013-08-08
Anticipated expiration: 2023-06-14
Also published as: US6621721B2; EP1372255B1; DE60315759T2; US20030142529A1; EP1372255A1; EP1372255B2; DE60315759D1

Description

Hintergrund der Erfindung
In den meisten Stromerzeugungsanwendungen werden Synchronmotoren angetrieben, um einen Wechselstrom zu erzeugen. Bei einer derartigen Verwendung hängt die Frequenz einer Wechselstromausgabe von dem Verfahren ab, welches verwendet wird, um ein Drehmoment auf den Synchronmotor auszuüben. Ein konstantes Drehmoment bei standardisierten Werten, um eine Synchronmaschine genau zu drehen, besteht naturgemäß selten. Die Drehrate oder Winkelgeschwindigkeit verändert sich stark. Da eine Winkelgeschwindigkeit proportional zu der sich ergebenden Frequenz und Spannung des Wechselstromes ist, ist die Frequenz und die Spannung des sich ergebenden Stroms veränderlich, wenn die Winkelgeschwindigkeit der Drehmomentquelle veränderlich ist.
Ein Wechselstrom mit zufällig veränderlicher Frequenz ist nicht sehr nützlich. Es ist unmöglich, derartigen Strom mit einem Stromversorgungsnetz in einer wirtschaftlich geeigneten Art und Weise zu synchronisieren. Ein derartiger Strom kann die meisten für 60 Hz Versorgungsleitungsspannung ausgelegten Anwendungen nicht antreiben. Einige wenige Anwendungen können derartige Frequenzschwankungen tolerieren.
Die Lösungen, um über die Frequenzschwankungen bei einer Stromerzeugung hinwegzukommen, sind von zwei Arten, Eingabe- und Ausgabelösungen. Eingabelösungen sind mechanisch und beeinflussen die Energieübertragung zu der Synchronmaschine. Ausgabelösungen bereiten einen elektrischen Strom auf, welcher von der Synchronmaschine aufgenommen wird.
Herkömmlicherweise haben Aufbaubeschränkungen einer Stromverarbeitung eine Auswahl von Komponenten basierend auf dem Spitzenstrom, welcher durch diese Komponenten fließt, erfordert, anstatt um den Mittelwert wie in Gleichstromsystemen ausgestaltet zu werden. Periodisch wiederkehrende Spitzen bei Spannung und Stromwellenformen für jede Phase entwickeln eine wiederkehrende Energieübertragung weit über dem Mittelwert. Nichtsdestotrotz ist die von einem derartigen System als ein Aggregat entnommene Energie konstant. Zum Beispiel ist die von einer symmetrischen Ohmschen Last entnommene gesamte Leistung von einer symmetrischen Dreiphasenquelle konstant.
Das heißt P_t(t) = (V²/R)[sin²ωt + sin²(ωt + φ) + sin²(ωt + 2φ)] = 1.5(V²/R) (1) wobei

P_t: = Zeitwert der Leistung
V: = Spitzenleitungsspannung
R: = Ohmscher Widerstand (pro Phase)
ω: = Quellenfrequenz
φ: = 2ω/3

Diese Tatsache wird in dem Direktumrichter bei einzelnen Frequenzen ausgenutzt. Kleine Frequenzschwankungen werden zu der Ausgabe weitergeleitet. Dies muss nicht der Fall sein. Die Leistung, welche von einer Quelle zu einer Last übertragen wird, ist keine Funktion der Zeit. Die Übertragung einer Leistung kann ausgeführt werden, ohne Energie innerhalb der Anlage zwischen Eingangsspannungszyklen zu speichern.
Da die Leistung unabhängig von der Zeit und deshalb von der Phase ist, gibt es ein Mittel, durch Aggregieren der Ausgaben von den Phasen, mehrere der Komponenten des Systems einer konstanten anstatt einer veränderlichen Leistung über der Zeit auszusetzen. Die herkömmliche Eingangslösung für eine elektrische Stromerzeugung bei Anwendungen wie zum Beispiel einem Flugzeug, war der konstante Geschwindigkeitsantrieb (Constant Speed Drive, CSD), welcher mit einem Generator gekoppelt ist und zum Beispiel 115 V Wechselstrom mit einer Dreiphasenleistung bei konstant 400 Hz bereitstellt. In letzterer Zeit kombinierte diese Anordnung den CSD und den Generator in eine integrierte Antriebseinheit (Integrated Drive Unit) oder IDU. Mit einer Leistungsausgabe mit konstanter Frequenz war dies eine anerkennenswerte Lösung, wenngleich sie teuer in der Anschaffung und im Unterhalt ist.
In letzterer Zeit wiesen die Ausgabelösungen variable Frequenzsysteme (VF) und Direktumrichtersysteme auf. Ein VF, welches die günstigere dieser beiden Optionen ist, versorgt die Last mit einer Leistung, wie zum Beispiel einer 115 V Wechselstrom Dreiphasenleistung, weist jedoch nur eine Abgabefähigkeit bei einer Frequenz proportional zu der Maschinengeschwindigkeit auf. Für eine Düsentriebwerkmaschine ist dies zum Beispiel üblicherweise 2:1. Aufgrund des weiten Bereichs einer Frequenzschwankung wäre jedoch eine Strombehandlung für fast alle Fälle erforderlich und die zusätzlichen Kosten von damit verbundenen Motorsteuerungen werden unerschwinglich teuer, wenn sie zu der Materialbeschaffung hinzugefügt werden.
In den letzten Jahren wurde Energie mit einem Direktumrichter mit variabler Geschwindigkeit und konstanter Frequenz (Variable Speed Constant Frequency, VSCF) erzeugt. Ein Direktumrichter ist eine Leistungselektronikvorrichtung, welche ausgestaltet ist, in einem einstufigen Betrieb einen Wechselstromantrieb mit variabler Spannung und konstanter Frequenz bereitzustellen, welcher zum Zuführen zu einem Wechselstrommotor geeignet ist. Diese Vorrichtungen arbeiten, indem sie eine sehr hochfrequente Dreiphasenleistung erzeugen und dann ausgewählt Spannungen von den Spitzen der drei Phasen in einer Art und Weise abgreifen, um grobe Annäherungen von niedriger frequenten Wellenformen herzustellen.
Obwohl eine VSCF Systemeinheit (Direktumrichter) die Fähigkeit besitzt, Wechselstrom und Gleichstrom gleichzeitig herzustellen, stellt sie keine sauberen Wellenformen her. Die Spannungsregelung wird durch eine Reihe von magnetischen Verstärkern, Transformatoren und Brückengleichrichtern ausgeführt. Der VSCF Antrieb verwendet ein einfaches Antriebssystem und erlaubt dem Wechselstromgenerator, eine elektrische Versorgung zu erzeugen, welche Frequenz willkürlich ist, das heißt, nicht wohl gesteuert, welche dann von einer Festkörperelektrikeinheit geformt wird. Nichtsdestotrotz weist die sich ergebende Wellenform mehrere Oberwellen auf, welche einen Imaginärteil der Leistung beeinflussen und die Funktion der Last beeinträchtigen können.
Noch ein weiteres Mittel zum Erzeugen von Energie mit konstanter Frequenz aus einer Quelle mit veränderlichem Drehmoment basiert auf einem Umwandeln und Gleichrichten der Energie in einen Gleichstrom bevor die Gleichstromenergie in eine Wechselstromenergie mit zum Beispiel einer 60 Hz Leitungsspannung wechselgerichtet wird. Dieser Ansatz erfordert einen Umwandler, welcher einen Strom von entgegengesetzter Polarität zu der Ausgangsspannung abführen kann. Die meisten Umwandler können jedoch keine uneinheitliche Leistungsfaktorbelastung aufnehmen. Zusätzlich können für einen gegebenen Leistungspegel bei einem Einphasengleichrichter die Stromimpulse, welche die Welligkeit umfassen, vier bis fünf Mal so groß wie die Spitze der Stromwellenform für eine äquivalente einheitliche Leistungsfaktorbelastung sein. Ein derartiger Strom erfordert viel größere Leiter, um Ohmsche Verluste zu minimieren. Bei Mehrphasengleichrichtern sind die Stromspitzen nicht so groß, da kleinere Spitzen häufiger auftreten, aber die Energiequalität ist aufgrund großer Stromwechsel nicht so gut.
Ein Schaltkreis zum Umwandeln von Wechselstrom zu Gleichstrom ist aus der US-4-5731969 bekannt.
Sowohl der Direktumrichter als auch die Vorrichtungen zum Umwandeln und Wechselrichten von Energie verwenden Transformatorgleichrichtereinheiten, welche auf einer Leitungsfrequenz mit, einem bei niedrigen Frequenzen zerhackten Strom arbeiten, was eine niederfrequente Grundsinuswelle erzeugt, welche somit große und schwere Transformatoren und große Kapazitäten zum Speichern von Energie zum Glätten von Spitzen und Füllen von Tälern in der Wellenform erfordern. Ein Einführen derartiger Elemente fügt häufig Rückwirkungseinflüsse hinzu, was den Leistungsfaktor beeinflusst. Bei derartigen Konfigurationen bewirkt die Reaktanz, dass der Strom entweder der Spannung „voreilt” oder der Spannung „nacheilt”. Wie bei der Eingabelösung ist eine Stromaufbereitung für eine Leistungsfaktorkorrektur notwendig. Dies weist häufig die Verwendung von Synchronmotoren auf, welche sich in „unbelasteten” Zuständen drehen. Alle diese Lösungen haben sich als teuer erwiesen. Der Bedarf nach einem Strom mit konstanter Frequenz hat diese Lösungen gerechtfertigt. Ein derartiger Umwandler für eine einzelne Phase und welcher einen geschalteten Stromrichter auf der Sekundärseite des Transformators aufweist, ist in der EP-A-0903841 offenbart.
Somit besteht ein unerfüllter Bedarf an einer Stromeinheit zum Umwandeln eines mehrphasigen Wechselstroms mit veränderlicher Frequenz in einen mehrphasigen Wechselstrom mit konstanter Frequenz, während ein einheitlicher Leistungsfaktor beibehalten wird. Eine interne Steuerung der Größe der Spannung würde ferner die Nützlichkeit eines derartigen Stromversorgungsaggregats erhöhen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung ist durch die Merkmale in den unabhängigen Ansprüchen definiert. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen offenbart.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die bevorzugten und alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind nachfolgend unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen detailliert beschrieben.
1a ist eine schematische Darstellung einer einzelnen Phase der erfindungsgemäßen Stromsteuerung;
1b ist ein Blockdiagramm, welches die wie in 1a gezeigte einzelne Phase in einen Kontext einer Dreiphasenstromversorgung setzt;
2 ist ein Diagramm, welches die zwei einzelnen Logikwellenformen und die typische Ausgabe der zwei Wellenformen durch ein XOR Gatter vergleicht;
3 ist eine detaillierte schematische Darstellung des Taktschaltkreises, welcher in den Primär- und Sekundärzerhackern verwendet wird;
4 ist die Ablaufverfolgung einer von einer zweiten Sinuswelle impulsbreitenmodulierten Stromwelle;
5 ist eine detaillierte schematische Darstellung des Gatteransteuerschaltkreises, welcher in dem Sekundärzerhacker verwendet wird;
6 ist die Kurve von drei sich ergebenden Sinuskurven von jeder der drei Phasen; und
7 ist ein Ablaufdiagramm, welches das Verfahren des Ausgebens von drei Phasen mit programmierbarer Frequenz und Spannung zu einer Last darlegt.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Die erfindungsgemäße Vorrichtung nutzt die Hochfrequenzmodulation des Signals aus, um die Leistung über den gesamten Eingangsspannungszyklus hinweg auszugleichen. Durch Modulieren von sowohl der Breite als auch der Amplitude der Stromwellenform geht keine Energie verloren. Bezug nehmend auf 1 bis 7 ist die vorliegende Erfindung eine programmierbare Direktumwandlungsleistungssteuerung, welche einen mehrphasigen Eingangsstrom empfängt, welcher eine Eingangsstromfrequenz und Polarität aufweist. Die Steuerung weist einen Primärzerhacker für jede Phase des elektrischen Stroms auf. Jeder Primärzerhacker ist elektrisch in Sternschaltung mit einem Transformator verbunden. Ein Sekundärzerhacker demoduliert und richtet jede der Phasen des Stroms gleich. Jeder Sekundärzerhacker weist einen Eingang auf, welcher elektrisch mit den Sekundäranschlüssen des Transformators verbunden ist, und weist einen Ausgang auf, welcher mit einer Last in einer Reihenschaltung verbunden ist.
Die Erfindung empfängt mehrphasigen Strom von veränderlicher Frequenz und gibt einen Strom von wählbarer Frequenz weiter. Ein Laststrom, welcher zu der Quelle widergespiegelt wird, wird ebenso derart moduliert, dass die Quellenstromfrequenz Änderungen in der Quellenspannung folgt. Beziehungen zwischen Phasen werden gemäß bekannter trigonometrischer Identitäten ausgenutzt. Jede Phase des Stroms wird getrennt bis an die Anschlüsse des Transformators moduliert, wo die Spannung die Potentialdifferenz an getrennten Anschlüssen des Transformators darstellt. Um die Erfindung hier zu beschreiben, stellt 1a den Schaltkreis zum Handhaben einer einzelnen Phase des Stromes, welcher von der erfindungsgemäßen Vorrichtung weitergeleitet wird, dar. Zu diesem Zweck wird eine exemplarische Phase der mehrphasigen Stromversorgung hier dargelegt.
Es wird Bezug auf 1a und 1b genommen. Ein Generator 20 liefert eine von mehreren Phasen eines Stromes zu dem gezeigten Schaltkreis 10, wie in 1b gezeigt. In den meisten Fällen wird dieser eine angetriebene Dreiphasensynchronmaschine sein, welche in einer Sternschaltung verbunden ist. Der Generator 20 liefert eine Spannung zu einem Paar von Primäranschlüssen eines Transformators 55. Ein Paar von Sekundäranschlüssen des Transformators 55 führt Strom zu oder empfängt ihn von einer Last 80. Die Erfindung empfängt einen Strom von einer Last, wie in dem Fall eines regenerativen Bremsens einer Last.
Der erfindungsgemäße Schaltkreis weist induktive und kapazitive Filterelemente in dem Primärschaltkreis 42 bzw. 46 und induktive und kapazitive Filterelemente in dem Sekundärschaltkreis 72 bzw. 76 auf. Die Filter 42 und 46 werden verwendet, um Oberwellen von den Quellströmen und den Lastspannungen zu entfernen. Da diese Filter nur sehr hohe Frequenzkomponenten des Signals entfernen müssen, müssen die Filterelemente 42 und 46, 72 und 76 keine erhebliche Energie speichern. Schließlich befinden sich in einer elektrischen Verbindung zu den Primär- und Sekundäranschlüssen des Transformators 55 ein Primärzerhacker 50 und ein Sekundärzerhacker 60.
1a ist eine schematische Darstellung eines Schaltkreises, welcher einer einzelnen Phase des erfindungsgemäßen Systems entspricht. Tatsächlich umfasst das System mehrere Schaltkreise von der in 1b gezeigten Anordnung. Zum Zwecke der Darstellung wird diese Darstellung ein Dreiphasensystem darstellen. Fachleuten der Elektrotechnik wird klar sein, dass das gleiche erfindungsgemäße System auf beliebige mehrphasige Ausführungen anpassbar ist, indem der in 1a gezeigte Schaltkreis entsprechend zu jeder Phase wiederholt wird.
Der Primärzerhacker 50 erfüllt eine der Hauptrollen, die einer Phasenmodulation des Stromsignals in der erfindungsgemäßen Stromversorgung, indem er eine Sinuskurvenmodulation in einer rückgekoppelten Schleife wie nachfolgend dargelegt ableitet. Diese Sinuskurvenmodulation, wie sie von der Quellenspannung und Referenzsignalen abgeleitet wird, weist einen Signallogikspannungspegel und eine Frequenz auf, welche die Summe der Frequenzen von Sinuskurven von der Eingangsstromquellensinuskurve und einer Referenzsinuskurve bei der gewünschten Ausgabefrequenz darstellt. Diese Referenzsinuskurve wird, falls gewünscht, von einem Energieversorgungsnetz, welches die Stromquelle 20 versorgen wird, abgeleitet.
Die grundlegende Beziehung zwischen den Elementen des Schaltkreises 10 nutzt das Verfahren eines Modulierens des Eingangssignals mit einer lokalen Oszillatorfrequenz aus. Die Modulation ist eine Multiplikation der Stromwellenform mit der Referenzsinuskurve. Diese Modulation unterdrückt die zwei grundlegenden Frequenzen und erzeugt Summen- und Differenzfrequenzen. Die Modulation des Stromsignals beruht auf einer trigonometrischen Identität, welche wie nachfolgend ausgedrückt wird: sinu × sinv = 1 / 2[cos(u – v) – cos(u + v)] (2)
Somit kann die arithmetische Beschreibung der Modulation der ersten Phase eines Dreiphasenstroms von einem Synchrongenerator folgendermaßen aussehen: V_A = Φ_A × M₀ = V_peak[sin(ω_st)] × sin(ω_mt)
wobei

V: = Spitzenphasenspannung
α: = ω_st
β: = ω_mt;

_s

_m

In einem Dreiphasenstromsystem ist jede Phase von den anderen Phasen um zwei 2ω/3 Radiant oder 120 Grad versetzt. Die Auswahl der Phase der Modulationsfrequenz ergibt algebraische Möglichkeiten, das sich ergebende obere Seitenband von der Modulation zu unterdrücken. Dort wo die Phase des Stromes um 2ω/3 Radiant versetzt ist, ist die Modulationsfrequenz um –2ω/3 Radiant versetzt oder ihre Phase entspricht 4ω/3 Radiant. Wenn die Phasen als A, B und C bezeichnet sind, sind die Gleichungen, welche jede der übrigen einzelnen Phasen beschreiben:
Die Algebra zeigt nun das Vorhandensein eines Cosinussummenterms cos(t(ω_s + ω_m)), welcher in jeder modulierten Phase vorhanden ist. Das Vorhandensein dieses Cosinussummenterms in jeder Phase stellt eine Möglichkeit dar, ihn durch Subtrahieren einer Phase von einer anderen zu entfernen. Verbinden der drei Ausgänge in einer Dreieckschaltung derart, dass die Spannung über jedem Paar von Anschlüssen einen mathematischen Ausdruck der Differenz zwischen je zwei Anschlüssen als Ausgabeausdrücke ergibt:
Jedes der zuvor dargelegten arithmetischen Verfahren kann durch die Kombination des Primärzerhackers 50, des Transformators 55 und des Sekundärzerhackers ohne die Verwendung einer digitalen Logik auf Stromebenen bewirkt werden. „Zerhacken” tritt bei einer Frequenz auf, welche erheblich höher als die Frequenz von sowohl der Stromversorgung als auch der gewünschten Ausgabe ist. Gemäß der Erfindung ist die Multiplikation ein Nebenprodukt des Zerhackverfahrens in Verbindung mit einer Impulsbreitenmodulation. Eine Impulsbreitenmodulation kennzeichnet die Ausgabe des Sekundärzerhackers 60, welcher die Multiplikationsmodulation darstellt. Die Breite eines jeden Impulses stellt den Wert dar, welcher von der Sinuskurvenmodulationsfunktion abgeleitet wird, die Höhe des Impulses der von der Leistungssinuskurve. Wenn die sich ergebende Wellenform über der Zeit integriert wird, ist somit die sich ergebende Wellenform ein glattes Produkt von Sinuskurven.
Die Impulsbreitenmodulation wird mittels zwei getrennter Schritte realisiert. Zuerst bewirkt der Primärzerhacker 50 eine Phasenwinkelmodulation. Nach einer derartigen Modulation gibt dann der Schaltkreis 10 fast Rechteckwellen durch den Transformator 55 bei einer Zerhackfrequenz aus, welche bezogen auf die Strom- und Referenzsinuskurven sehr hoch ist. Der synchrone Sekundärzerhacker 60 invertiert die zweite von jedem Rechteckwellenpaar, um eine impulsbreitenmodulierte Wellenform mit der gleichen Hackfrequenz zu erzeugen.
Die Möglichkeit, eine phasenwinkelmodulierte Rechteckwelle zu erzeugen, ergibt sich aus Parametern, welche implizit in der Natur einer Sinuswelle selbst sind. Die Größe der Sinusfunktion ist durch den Wert Eins oder eine Einheit beschränkt, d. h.: |sinx| ≤ 1, für alle x (9)
Ohne auf eine digitale Logik zurückzugreifen und ohne Verstärkung ermöglicht diese Beziehung die Modulation der Stromwellenform einzig mit schaltenden Vorrichtungen. Anstatt die Augenblickswerte der Stromsinuskurve mit Augenblickswerten der Referenzsinuskurve zu jedem gegebenen Zeitpunkt t mathematisch zu multiplizieren, um eine glatte Funktion herzustellen, führt die Erfindung einen Strom während eines Abschnitts einer Abtastperiode, welche dem Wert der Referenzsinuskurve entspricht, zu.
Bevor die Modulation einer Stromwellenform mittels des Primärzerhackers 50 betrachtet wird, wird das Zerhacken einer einfachen konstanten Gleichstromspannung betrachtet. „Zerhacken”, wie es hier verwendet wird, bedeutet das Öffnen und Schließen einer Schaltvorrichtung bei einer gegebenen Frequenz. Ein vollständiger Zerhackzyklus umfasst einen Zeitabschnitt, wo der Schalter in einem offenen oder nicht leitenden Zustand ist, und einen unmittelbar benachbarten Zeitabschnitt, wo der Schalter in einem geschlossenen oder leitenden Zustand ist. In dem Zusammenhang von Zerhacken ist der Arbeitszyklus der Anteil der Zeitdauer des leitenden Zustands bezogen auf den gesamten Zyklus. Zerhacken wird häufig verwendet, um eine Last mit einer kleineren Gleichstromspannung von einer höheren Gleichstromspannung zu versorgen. Für jeden Abschnitt wird der Strom gemäß der folgenden Gleichung zerhackt: V_ouz = V_in × D, wobei D der Arbeitszyklus ist (10)
Um die Stromwelle gemäß einer zweiten Sinuswelle zu modulieren, kann man den Arbeitszyklus gemäß dem Wert des Sinus verändern. Für jeden Zeitabschnitt eines Abtastintervalls Δt wird somit der Schalter für einen kleineren Zeitabschnitt in Abhängigkeit von dem Wert von sin(ω_mnΔt) geschlossen (oder leitend) bleiben.
Für jede Ganzzahl n und für
Außerhalb der Begrenzungen des ersten Bauchs der Sinuswelle ist der Wert der Sinusfunktion negativ. Gleichung 11 wäre normalerweise sehr problematisch, wenn man versucht, die Stromsinuskurve zu modulieren. Eine Länge eines Arbeitszyklusses kann nicht negativ werden, wo der Sinusterm negativ wird. Aus diesem Grund ist ein Zwischenschritt sinnvoll.
Diese Mittelwertausgabe ist der Schlüssel für die Zweischrittmodulation der Erfindung. Der Primärzerhacker moduliert das Stromsignal durch Umdrehen der Polarität bei einer hohen Frequenz. Der Beginn des Umdrehens tritt nach einem festen Taktsignal gemäß dem Term 0,5 × (1 + Msin(ω_mnΔt)) auf. Somit ist für einen Phasenwinkel Φ die Phasenverzögerung der zerhackten Stromwelle:
Dieser Primärzerhacker ermöglicht, eine symmetrische Hochfrequenzstromwelle durch den notwendigen Transformator 55 zu leiten. Nachdem der Strom durch den Transformator 55 geleitet wurde, dreht der Sekundärzerhacker die Polarität der Stromwelle gemäß dem festen Frequenztaktsignal wieder um, wodurch das Stromsignal gemäß dem konstanten Term in dem Ausdruck 0,5 × (1 + Msin(ω_mnΔt)) auf sich selbst gefaltet wird. Da die Brückenoperation die Polarität der einkommenden Spannung invertiert, ist der Mittelwert der Brückenausgabe bei D = 0,5 Null. Da sich D von Null bis 1 verändert, ändert sich die Ausgabe der Brücke von 100% negativer Polarität zu 100% positiver Polarität; oder von –1 bis 1 mal der Quellenspannung. Die synchronisierte und periodische Umkehrung der Polarität von dem zweiten Zerhacker unterdrückt die Stromwelle, was bewirkt, dass die gemittelte Ausgabe der Brücke ist: V_out = 0 + Msin(ω_mnΔt) (13)
Der M-Term ist ein Koeffizient zwischen Null und Eins, welcher zum Zwecke einer Skalierung der Modulation gewählt wird, und welcher den Wert der Sinuskurve gemäß einer Regelung der Spannungsausgabe in der Gleichung (10) erhöht oder verringert.
Einer der Vorteile des erfindungsgemäßen Primärzerhackers 50 ist eine Darreichung von phasenwinkelmodulierten Rechteckwellen zu den Primäranschlüssen des Transformators 55. Anstatt eine impulsbreitenmodulierte Rechteckwelle des Stromes bei der Abtastfrequenz zu übergeben, versucht die Erfindung nur eine Hälfte des Verfahrens eines Multiplizierens der Sinuskurven, bevor der Strom durch einen Transformator 55 platziert wird, auszuführen (Isolation, „aufwärts Transformieren” oder „abwärts Transformieren” wie von der Anwendung vorbestimmt). Anstatt die Breite der Impulse gemäß dem Sinus zu modulieren, ist die Spannung, welche durch den Transformator geschickt wird, eine phasenmodulierte Rechteckwelle, wie in Gleichung 13 dargestellt.
Der Grund für eine Verwendung einer fast genauen Rechteckwelle über einer impulsbreitenmodulierten Welle ist, dass die impulsbreitenmodulierte Wellenform sehr niederfrequente Komponenten enthält, viel niedriger als die von der zerhackten Rechteckwelle. Um dieses primäre Zerhacken von den Wellenformen zu erreichen, wird eine Frequenz erheblich höher als entweder die Strom- oder die modulierenden Sinuswellen gewählt. Dies ist die Frequenz, welche durch den Transformator geführt wird, und ist geeigneterweise eine beliebige Frequenz, welche ausgewählt wird, um Hysterese und Wirbelstromverluste zu minimieren, während sie hoch genug bleibt, um eine gute Auflösung der Stromwelle zu erzielen. Die Frequenz kann gewählt werden, um die Merkmale eines ausgewählten Transformators zu optimieren. Solange sie geeignet hoch ist, um ausreichend ausgebildete Sinuskurven zu erzielen, wenn sie durch die Endfilter verläuft, ist die Frequenz nicht für den Betrieb der Erfindung entscheidend.
Eine Rechteckwelle, welche phasenmoduliert ist, enthält die gesamte Information, welche notwendig ist, das Produkt einer Sinusmodulation zu bewirken, aber die Grundfrequenz wird sehr Dicht bei der Frequenz der phasenmodulierten Rechteckwelle sein. Diese Tatsache führt zu einer Möglichkeit, eine Frequenz erheblich höher als die der Eingangsstromwelle und der Modulationssinuswelle auszuwählen. Dies ermöglicht die Verwendung eines viel kleineren Transformators in der Erfindung, da Transformatoren, welche für hohe Frequenzen ausgestaltet sind, im Allgemeinen viel kleiner als die sind, welche für niedrige Frequenzen notwendig sind, solange die Durchschnittsspannung, welche durch den Transformator übertragen wird, Null ist. Je höher die niedrigste Frequenz, umso kürzer ist der Zeitabstand bevor der Mittelwert zu Null zurückkehrt.
Transformatoren benötigen ferner aus Effizienzgründen symmetrische Wellen. Wenn die Mittelwertspannung über den Primäranschlüssen über einem Zeitabstand Null überschreitet, schiebt der sich ergebende Nettostrom den Transformator in Richtung einer Kernsättigung. Eine symmetrische (wobei die Spannungsspitzen gleichmäßig von Null versetzt sind, d. h. die Größe der negativen und positiven Abschnitte der Wellenform sind die gleichen) erfüllt die Anforderung, dass der Mittelwert über zwei Abtastperioden Null ist. Die höherfrequente Rechteckwelle ermöglicht dem Transformator, Energie ohne eine Langzeiteinwirkung (größer als eine einzelne Periode der höheren Frequenz) auf dem Transformatorfluss weiterzuleiten. Daher ist es vorteilhaft, symmetrische Rechteckwellen durch den Transformator zu übertragen und dann die phasenmodulierten Rechteckwellen nur weiter zu zerhacken, um die zuvor erörterten impulsbreitenmodulierten Wellen des „Produkts von Sinusse” wiederzuerzeugen.
In 2 sind die Logiksignale zum Ausführen von Gleichung 12 gezeigt. Kurve 110 ist eine Taktkurve, welche verwendet wird, um die Abtastfrequenz ω_samp zum Zwecke eines Zuführens eines Anteils der Stromwellenform einzustellen. Die Kurve 110 weist eine Periode von Δt auf, welche eine Abtastperiode widerspiegelt. Δt wird hier verwendet, um eine Verwirrung mit der Periode von entweder der Stromquelle oder der modulierenden Sinuskurven zu verhindern, und um die Analogie zu Riemann-Summen widerzuspiegeln. Der nächste Anteil des Algorithmus, welcher notwendig ist, um Gleichung 12 zu bewirken, ist die Kurve, welche sich auf den 0,5(1 + Msin(ω_mnΔt)) Faktor bezieht. Um diesen Anteil der Gleichung zu bewirken, wird das Auslösen von Gattern in dem Primärzerhacker 50, welcher nachfolgend in 3 beschrieben wird, den Beginn einer Rechteckwelle 120 mit einer Phasenwinkelverzögerung von
Radiant verzögern, wobei ωm die Frequenz der modulierenden Sinuskurve 130 ist, auf welche zuvor Bezug genommen wurde. Für jede Periode Δt, welche entweder an der führenden oder fallenden Kante des Taktimpulses 122 beginnt, wird der Impuls für einen Anteil der Δt Periode gleich 0,5(1 + Msin(ω_mnΔt)) logisch hoch bleiben und dann sofort auf negative Logikpegel 124 fallen. Ein Verknüpfen der Taktkurve 110 und des impulsbreitenmodulierten Rechteckwellenimpulses mit einem XOR Gatter führt zu der Kurve, welche als Kurve 140 gezeigt ist. Das Ergebnis ist ein digitales Gatter, welches geeignet ist, ein Schalten bei einer Rate zu steuern, um die 0,5(1 + Msin(ω_mnΔt)) Phasenmodulation zu bewirken.
Kurve 140 ist eine phasenwinkelmodulierte Rechteckwelle mit Störungen 142. Bei einer digitalen Logik ist eine Störung ein plötzlicher Zusammenbruch einer Funktion oder eines Fortbestands von vorübergehender Art und Weise, welcher üblicherweise durch Schaltfehler bewirkt wird. Hier tritt während der Periode eine Störung auf, wenn Kurven 110 und 120 gleichzeitig von einem Tiefpegel auf einen Hochpegel oder von einem Hochpegel auf einen Tiefpegel übergehen. Da die Logik mit der Taktkurve 110 gekoppelt ist, ist diese Störung 142 sehr vorübergehend, aber sie wird nichtsdestotrotz hier bemerkt. Die Störung weist in dieser Anwendung keine funktionale Bedeutung auf, da die induktiven Eigenschaften des Transformators die Wirkungen der Störung 142 von praktischen Betrachtungen entfernen. Nichtsdestotrotz dient die Störung 142 als ein Maßstab zur Erörterung einer späteren Behandlung.
Mit der sich ergebenden phasenwinkelmodulierten Kurve 140 ist die Erfindung in der Lage, die einkommende Stromkurve geeignet zu zerhacken. Da Stromleitungsspannungspegel die meisten digitalen Logikchips zerstören würden, ist eine geeignete Gattervorrichtung notwendig. 3 stellt eine schematische Darstellung einer exemplarischen Gattervorrichtung 52 dar, welche ein Teil des Primärzerhackers 50 ist. Obwohl eine beliebige geeignete Schaltvorrichtung verwendbar ist, umfasst die Gattervorrichtung 52 Gruppen von MOSFETs 501, 502, 503 und 504; das heißt, die Gattervorrichtung 52 ist eine einfache Brückenschaltung. Ein Logiksignal, welches einem diagonalen Paar von MOSFETs (z. B. 501 und 503 oder 502 und 504) zugeführt wird, öffnet und schließt die MOSFETs, um die Stromkurve geeignet zu dem Transformator 55 zu leiten.
Wie bei der Diskussion von 2 angedeutet, ist die Kurve 140 die Ausgabe eines (nicht gezeigten) XOR Gatters. Die meisten handelsüblichen XOR Gatter stellen ferner die komplementäre Logikkurve bereit. Bei dem Komplement entsprechen logische Hochpegel in der ursprünglichen Kurve logischen Tiefpegeln in dem Komplement und umgekehrt. Die Ausgabe des XOR Gatters wird zu den Gate-Anschlüssen 15 und 17 von einem diagonalen Paar von MOSFETs 501 bzw. 503 zugeführt. Der komplementäre Ausgang wird zu den Gate-Anschlüssen 16 und 18 des übrigen diagonalen Paars von MOSFETs 502 bzw. 504 zugeführt.
Durch dieses logische Schema wird ein Spannungspotential, welches der Amplitude der Stromkurve entspricht, zu der Primärseite des Transformators 55 zugeführt, wobei sich eine Polarität gemäß den logischen Übergängen der Ausgabe des XOR Gatters rasch umdreht. Die Wellenform an den Primäranschlüssen des Transformators 55 ist eine Rechteckwelle bei der Taktfrequenz und den Strompegeln; sie ist von der Taktwelle um einen Zeitabstand, welcher der Größe des modulierenden Sinus gemäß Gleichung 13 entspricht, versetzt. Die Welle ist hochfrequent und symmetrisch und ermöglicht somit die Verwendung eines kleineren Transformators.
Nachdem der Primärzerhacker 50 diese Ausgabewelle durch den Transformator 55 geschickt hat, demoduliert der Sekundärzerhacker 60 die Wellenform, um die Halbamplitudenstromwelle, welche zurückbleibt, zu entfernen: V_out(nΔt) = V_in × [0,5(1 + Msin(ω_mn2πΔt))] – 0,5V_in = MV_insin(ω_mn2nΔt) (14)
Der Sekundärzerhacker 60 verwendet einen halben Zyklus des Taktimpulses 110, um den Anteil der Welle, welcher dem Taktübergang 2 entweder vorangeht oder folgt, zu invertieren. Dadurch invertiert der Sekundärzerhacker die Kurve zwischen jeder zweiten Störung, die in 2 dargestellt ist. Die Gleiche Gattervorrichtung 52, welche in 3 gezeigt ist, wird in dem Sekundärzerhacker geeignet verwendet. Die sich ergebende impulsbreitenmodulierte Kurve 120 bestimmt nun die Zeitabstände einer Leitfähigkeit und der Taktübergang 110 bewirkt das Umdrehen der Polarität der Ausgabe. Da die Demodulation zu der Modulation synchronisiert ist, ist die sich ergebende Wellenform das Produkt von Sinussen der Gleichung (3), welche in 4 als Kurve 160 gezeigt ist. Durch Leiten dieser Ausgabe zu der Last in einer Dreieckschaltung und Filtern derselben mit einem Tiefpass LC Filter, erzeugt die Erfindung den in Gleichungen 6, 7 und 8 beschriebenen Strom: einen glatten Dreiphasenstrom bei der gewünschten Frequenz.
Ein weiterer erfinderischer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung einer Rückkopplungsschleife, um eine Wellenform als die Summe von Frequenzen ω_m, welche für eine Modulation verwendet werden, zu erzeugen. Wie in Gleichung 3 zuvor angedeutet, weist die Modulationsfrequenz ω_m einen Wert der Summe der gewünschten Ausgabefrequenz und der Quellfrequenz auf. Da Frequenzen nicht einfach addiert werden, wird wiederum die trigonometrische Identität, welche in 2 dargelegt ist, verwendet, um die Modulationsfrequenz ω_m zu erzeugen. Die Wechselbeziehung der Strom- und Steuerschaltkreise stellt eine Rückkopplungsschleife bereit, welche die Richtigkeit der Ausgabewellenform sicherstellt, indem sie sicherstellt, dass die Differenz zwischen der Eingabefrequenz und der Summe der Eingabe- und Modulationsfrequenzen die gleiche bleibt.
Um diese Differenz in der Rückkopplungsschleife aufrechtzuerhalten, zapft die Erfindung die Eingangsstromkurven von jeder Phase von dem Strom von der Quelle 20 an. Für jede Phase verwendet die erfindungsgemäße Vorrichtung als eine Eingabe eine Referenzwellenform, welche die gewünschte Ausgabefrequenz darstellt. Dies kann eine Wellenform sein, welche von dem Stromnetz, von einem lokalen Oszillator oder aus einer Nachschlagetabelle abgegriffen wird. Unter Verwendung dieser Quellenfrequenz ω_s von oben und ω_ref, erzeugt die Erfindung ein Produkt der Sinusse gemäß der gleichen trigonometrischen Identität:
Die Mathematik wird einfach auf Signalpegeln unter Verwendung z. B. eines analogen Vierquadrantenmultiplizierers, einem multiplizierenden Digital/Analog Konverter oder einer Zustandsmaschine, welche eine Sinusform von einer Speichernachschlagetabelle abruft, durchgeführt. Die Rückkopplungsschleife verwendet einen kleinen aber entscheidenden Unterschied zwischen den Rückkopplungs- und den vorwärtsgerichteten Algorithmen, welcher in der Drehrichtung oder Phasenfolge des Referenzsinusmultiplizieres liegt. Für den Rückkopplungspfad ist die Richtung die umgekehrte der Modulatorgruppe, welche in dem vorwärtsgerichteten Pfad gezeigt ist. Dies ist der Grund, warum die Summenfrequenz anstatt der Differenzfrequenz bewahrt wird. Die Differenz zwischen Phasen führt zu einer einfachen Sinuswelle bei einer Frequenz gleich der Summe der Eingangs- und Modulationsfrequenzen. Zum Beispiel wie zwischen den B und C Phasen:
Das Ergebnis ist eine Sinuskurve bei einer Frequenz, welche die Summe der Eingangs- und der Referenzfrequenzen ω_m mit dem Modulator für die Eingangsstromphase A darstellt. Die anderen zwei möglichen Differenzen werden ähnliche Ergebnisse für die B und C Phasen des Eingangs hervorbringen. Wo die Quellenfrequenz von einem gegebenen Wert abweicht, bleibt die Differenz von einem Frequenzenterm in Gleichungen 3, 4 und 5 konstant; die Summe von Frequenzentermen löscht sich in den sich ergebenden Gleichungen 7, 8 und 9 aus und weist daher keine Wirkung auf die sich ergebende Wellenform auf. Die erfindungsgemäße Vorrichtung stellt einen Konstantfrequenzstrom zuverlässig bereit.
Mit dem gegenwärtigen Rückkopplungsverfahren ist die Erfindung derart selbstregulierend, dass Schwankungen in der Eingangsfrequenz die Ausgangsfrequenz nicht beeinflussen. So wird, wie zuvor auch festgestellt, die Amplitude des Ausgabesinus von dem Wert der modulierenden Konstante M in Gleichung 14 gesteuert. M kann verwendet werden, um eine einfache Rückkopplungsschleife zu steuern.
Eine deutlich bevorzugte Ausführungsform ermöglicht, dass die in 3 gezeigte Gattervorrichtung 52 geeignet in einer passiven Ausführungsform des Sekundärzerhackers verwendet wird. Anstatt Gatter 15, 16, 17 und 18 auszulösen, kann eine Referenzspannung zu den Gattern gesendet werden, welche den Gattern ermöglicht, die Ausgabe des Transformators 55 (1) gleichzurichten und auf diese Weise die Perioden der Leitfähigkeit zu bestimmen. Auf diese Art und Weise demoduliert ein rein passives Takten zu einem Gleichstrom ohne jegliche Sekundärzerhackersteuerungen in der passiven Gatterausführungsform.
Es ist lohnenswert, den sich ergebenden Einheits- oder fast Einheitsleistungsfaktor zu erwähnen. Wir erinnern uns, dass an der Stufe der erfindungsgemäßen Vorrichtung, wo der Strom durch den Transformator 55 geführt wird, die Rechteckwellen bei einer Frequenz viel höher als die des Quellen- oder Ausgabestromes sind. Nach einem sekundären Zerhacken an dem Zerhacker 60 fällt die Grundfrequenz, aber bleibt immer noch viel höher als die Quell- und Eingabestromfrequenzen. Das induktive Filterelement 72 (1a) und das kapazitive Filterelement 76 (1a) können bei Frequenzen, welche zwei Größenordnungen höher als die des Ausgabestroms sind, Energie aufnehmen und abgeben. Es wird verständlich sein, dass die Filterelemente 72 und 76 dennoch bei Frequenzen, welche entweder größer als oder kleiner als zwei Größenordnungen höher als die des Ausgabestroms sind, wie gewünscht Energie abgeben und aufnehmen können. Somit sind derartige voreilende und nacheilende Wirkungen, welche sie einherbringen können, minimal an dem Ausgang.
5 stellt eine Sekundärzerhackersteuerung für die Erfindung dar. Der Sekundärzerhacker weist zwei Verwendungszwecke auf: die Polarität der Ausgabe der einzelnen Phase gemäß der Taktkurve 110 periodisch umzukehren; und die Polarität zu jeder Zeit, wenn die Spannungsdifferenz der gefilterten Ausgabe der Phase negativ werden sollte, umzudrehen, wodurch die Spannung gefaltet wird, um die positive Spannung über den Ausgangsanschlüssen des sekundären Zerhackerabschnitts 75 beizubehalten. Wie bei der Erörterung der Modulationskonstanten M zuvor gezeigt, muss die erfindungsgemäße Vorrichtung durchgehend die Ausgangsspannung überwachen und die Ausgabe eines jeden Zweiges dementsprechend modulieren, um die Ausgabe der Zweige symmetrisch zu halten. Die mathematischen Beziehungen, welche in den Gleichungen zuvor offenbart wurden, beruhen darauf, dass die relativen Spannungspegel konstant bleiben.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Sekundärzerhackers überwacht Steuerung 301 die Spannung an Anschlüssen 305 und 306 in 1a. Ein Überwachen einer Spannung über den Anschlüssen 305 und 306 wird bevorzugt, da diese Anschlüsse eine Spannung darstellen, welche gefiltert ist, um die Sinuskurven eines idealen Wechselstroms am besten anzunähern. Bei dieser bevorzugten Ausführungsform zeigt die augenblickliche Spannung über den Anschlüssen 305 und 306 den geeigneten Augenblick zum Umdrehen der Polarität, um eine durchgehend positive Spannung über den Anschlüssen beizubehalten.
Der Analog/Digital Umwandler 310 stellt ein digitales Signal dar, welches die augenblickliche Spannung über den Anschlüssen 305 und 306 darstellt. Das Signal ändert sich wiederkehrend gemäß einem Taktsignal, welches den Analog/Digital Umwandler 310 ansteuert. Um zu bewirken, die augenblickliche Abtastung von dem Analog/Digital Umwandler 310 zeitlich festzulegen, stellt der Takt Datenpunkte entlang der Ausgabesinuskurve dar.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des sekundären Zerhackers 301 stellt der Analog/Digital Umwandler 310 den gesamten Bereich der sowohl positiven als auch negativen von dem Analog/Digital Umwandler 310 messbaren Spannungen dar. Somit wird das negative Extrem des Bereiches durch logische Tiefpegel an allen Ausgangspegeln dargestellt; das positive Extrem des Bereichs wird durch alle logischen Hochpegel dargestellt. In einer derartigen Konfiguration stellt das höchstwertige Bit bei einem Hochpegel eine positive Zahl und bei einem Niedrigpegel eine negative dar. Die Ausgabe des höchstwertigen Bits wird dann zu einem JK Flip-Flop mit einem negativen Eingang 320 geführt, welches als ein Latch arbeitet. Bei einer derartigen Konfiguration wird das höchstwertige Bit die Ausgabe des Latches mit jeder digitalen Darstellung einer negativen Spannung an dem Analog/Digital Umwandler wechseln.
Die Ausgabe des JK Flip-Flops 320 wird zu einem der zwei Eingänge an einem XOR Gatter 340 geführt. Der übrige Eingang empfängt die gleiche Kurve 110 über 330, welche den primären Zerhacker 50 ansteuert. So konfiguriert kehrt das XOR Gatter 340 periodisch die Polarität der Ausgabe des sekundären Zerhackers 60 um, indem gleichzeitig Schalter 501 und 503 geschlossen werden während es Schalter 502 und 504 öffnet und dann das Verfahren umdreht. Die Funktion des XOR Gatters 340 wird durch Betrachten der Funktion als ein Ergebnis einer jeden Eingabe am Besten verdeutlicht.
Das XOR Gatter 340 ist die Ansteuerung für die Brücke, wie in 3 dargelegt. Wenn der Spannungspegel an einem Eingang des XOR Gatters 340 konstant bleibt, legen die als Kurve 110 gezeigten und zu dem übrigen Gatter zugeführten Schwingungen die periodischen Umkehrungen des logischen Spannungssignals, welches am Ausgang und negativen Ausgang des Gatters 340 vorliegen, zeitlich fest. Wie bei dem Primärzerhacker steuern somit die Logiksignale paarweise angeordnete Schalter 501 mit 503 und 502 mit 504 periodisch an, was zu der periodischen Umkehr der Spannung über der Last führt. Wenn die Ausgabe des JK Latches 320 zu dem anderen Eingang des XOR Gatters 340 derart geführt wird, dass ein Eingang die Kurve 110 und der andere die Ausgabe des JK Latches 320 ist, tritt eine zusätzliche Umkehr derart auf, dass die gefilterte Ausgabe an den Anschlüssen 305 und 306 positiv bleibt.
6 stellt graphisch die Ausgabe der einzelnen Phase an den Anschlüssen 305 und 306 dar. Wenn der Eingang des XOR Gatters 340, welcher die Ausgabe des JK Latches 320 darstellt, konstant gehalten wird, folgt die Spannung an 305 und 306 der Kurve, welche die Zusammensetzung von 412 und 402, eine Sinuskurve, ist. Mit den Schwingungen des JK Latches 320 wird die Spannung nicht negativ und folgt vielmehr der in 421 dargestellten Kurve. Im Zeitablauf werden die Umkehrungen die wiederholten positiven Bäuche der Sinuskurve gut annähern und somit zwischen 412 und 421 alternieren. Über den drei in 1b gezeigten Phasen werden die Ausgaben als Kurven 412, 415 bzw. 418 erscheinen. Wenn die Ausgabe der drei Phasen summiert wird, ergibt sich die Kurve 445. Geeignetes Auswählen der Werte der Ausgabefilter 72 und 76 entfernt die gezeigten Störungen, um zu einer Gleichstromspannung als die summierte Ausgabe zu führen.
7 stellt ein Verfahren 205 zum Herstellen einer programmierbaren Dreiphasenspannung und Frequenz gemäß der Erfindung dar. Eine elektrische Leistung wird von einer angetriebenen Synchronmaschine am Block 210 empfangen. Um den Rückkopplungsabschnitt am Block 215 herzustellen, wird jede Phase der Stromquelle abgetastet. Eine Referenzsinuskurve wird entweder von dem Stromnetz oder einer erzeugten Schwingung am Block 220 bezogen.
Mit den zwei getrennten Logikpegelspannungssinuswellen multipliziert die Vorrichtung dann die Sinuswerte, um ein Produkt von Sinussen für jede Phase gemäß den Gleichungen 15, 16 und 17 am Block 225 herzustellen. Am Block 230 führt ein Subtrahieren jeder Phase von der nächsten benachbarten Phase, um drei getrennte Sinuskurven zu ergeben, jeweils bei einer Frequenz, welche die Summe der Quellfrequenz und der gewünschten Ausgabefrequenz darstellt, gemäß Gleichung 18, zu drei Modulationssinuskurven, für jeweils eine Quellphase.
Am Block 235 verwendet die Erfindung eine von zwei Betriebsarten des Rückkopplungsverfahrens. Da die Größe der Ausgabespannung proportional zu dem Koeffizienten, welcher verwendet wird, um die Modulationssinuskurve zu skalieren, ist, überwacht das Verfahren die Ausgabespannung und stellt den Koeffizienten zwischen Null und Eins ein, um eine konstante oder programmierbare Ausgabespannung zu erreichen. Das Skalieren ist ein dynamisches und konstantes Verfahren, welches somit über Schwankungen in der Quellenspannung hinwegkommt. Wenn sie geeignet skaliert ist, gibt die modulierende Sinuskurve dann die Phasenwinkelmodulation des Quellstromes vor, während dieser über den Transformator übertragen wird.
Der Phasenwinkel der Erfindung erzeugt und verschiebt dann durchgängig eine erheblich höherfrequente Rechteckwelle am Block 235. Das Verschieben erfolgt gemäß der entsprechenden Modulationssinuskurve für die Phase der zu modulierenden Stromquelle. Am Block 240 wird dann die Polarität der entsprechenden Stromquellenphase gemäß dieser phasenwinkelverschobenen Rechteckwelle periodisch umgekehrt. Die sich ergebende Stromwelle wird am Block 245 durch die Primäranschlüsse eines Transformators 55 (1a) geschickt. Am Block 250 wird an der Sekundärseite die sich ergebende Spannung zerhackt und gemäß der ursprünglichen Rechteckwelle zurück umgekehrt, um ein impulsbreitenmoduliertes Produkt der Quellenstromphase und der modulierenden Sinuswelle 160 mit der „Summe der Frequenzen” herzustellen. Ein Filtern des Sinus, um die sich ergebende Welle zu integrieren, führt zu einer glatten Welle bei 255. Der Strom wird am Block 260 in einer Dreieckschaltung der Last zugeführt.
Obwohl die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wie zuvor erwähnt beschrieben und dargestellt wurde, können viele Änderungen durchgeführt werden, ohne von dem Sinn und Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel ist ein Vier-, Sechs- oder Achtphasenstrom gleichermaßen für eine Frequenz- und Spannungsprogrammierung gemäß dem gleichen Modulationsschema beeinflussbar. Ferner sind viele Vereinfachungen der dargestellten Ausführungsform möglich, welche einen Betrieb ohne einen Transformator aufweisen, und der gezeigte Algorithmus ist anwendbar oder anpassbar. Dementsprechend ist der Umfang der Erfindung nicht durch die Offenbarung der bevorzugten Ausführungsform beschränkt. Stattdessen soll die Erfindung durch die angehängten Ansprüche vollständig definiert sein.

Claims

Programmierbare Wechselstrom/Gleichstromdirektumwandlungsstromsteuerung (10), welche einen mehrphasigen Eingangsstrom bei einer veränderlichen Eingangsfrequenz empfängt und eine Polarität aufweist, wobei die Steuerung umfasst: – einen primären Zerhacker (50) zum Phasenwinkelmodulieren von jeder Phase eines elektrischen Stroms, wobei jeder primäre Zerhacker einen Eingang aufweist, welcher in einer Sternschaltung elektrisch mit jeder Stromphase verbunden ist, und einen Ausgang aufweist; – einen Zweiwicklungstransformator (55) für jede Stromphase, wobei jeder Transformator Primär- und Sekundäranschlüsse aufweist und elektrisch über seine Primäranschlüsse mit dem Ausgang des primären Zerhackers verbunden ist; und – einen sekundären Zerhacker (60) zum Demodulieren und Gleichrichten einer jeden Stromphase derart, dass der Strom Impulsbreite-moduliert und gleichgerichtet wird, wobei jeder sekundäre Zerhacker einen Eingang aufweist, welcher elektrisch mit den Sekundäranschlüssen des Transformators verbunden ist, und wobei die sekundären Zerhacker ihre Ausgänge in einer Reihenschaltung verbunden aufweisen.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei der primäre Zerhacker periodisch die Polarität einer jeden Stromphase von der Stromquelle mit einer hohen Frequenz umdreht.
Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der primäre Zerhacker die Polarität der Stromphase von der Stromquelle periodisch umdreht, wobei sich ein Anfang der Polaritätsumkehr innerhalb einer Periode gemäß einer Sinuskurve verändert.
Steuerung nach Anspruch 3, wobei die Sinuskurve eine Frequenz aufweist, welche gleich einer Summe der Frequenz der Stromeingangsfrequenz und einer gewünschten Frequenz der Ausgabe ist.
Steuerung nach Anspruch 3 oder 4, wobei eine Rückkopplungsschleife die Sinuskurve gemäß der Stromeingangsfrequenz und einer Referenzsinuskurve erzeugt.
Steuerung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife den Eingangsstrom abtastet, um die Stromeingangsfrequenz zu bestimmen.
Steuerung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife ein Stromnetz abtastet, um die Referenzsinuskurve zu erzeugen.
Steuerung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife die Referenzsinuskurve mittels einer Zustandsmaschine erzeugt.
Steuerung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife die Referenzsinuskurve mittels eines lokalen Oszillators erzeugt.
Steuerung nach Anspruch 5, wobei die Rückkopplungsschleife die Referenzsinuskurve aus Werten erzeugt, welche in einer Nachschlagetabelle gespeichert sind.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1–10, wobei der sekundäre Zerhacker die Polarität der Stromphase von dem Transformator bei einer hohen Frequenz periodisch umkehrt.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1–11, wobei der sekundäre Zerhacker die Phase des Stroms gemäß eines Arbeitszyklus innerhalb einer jeden Periode durchleitet, und wobei der sekundäre Zerhacker die Polarität der Phase eines Stroms periodisch umkehrt.
Steuerung nach Anspruch 12, wobei sich der Arbeitszyklus gemäß der Sinuskurve verändert.
Steuerung nach Anspruch 12 oder 13, wobei eine Rückkopplungsschleife den Strom an der Last abtastet und einen Koeffizienten zwischen null und eins gemäß der Amplitude des abgetasteten Stroms verändert.
Steuerung nach Anspruch 14, wobei sich der Arbeitszyklus gemäß dem Produkt des Koeffizienten und der Sinuskurve verändert.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1–15, wobei der sekundäre Zerhacker den Eingangsstrom, welcher zu der Last zugeführt wird, gemäß der Sinuskurve moduliert.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1–16, wobei der sekundäre Zerhacker Gleichrichter umfasst, welche für jede Stromphase die Ausgabe des Transformators periodisch umkehren.
Steuerung nach einem der Ansprüche 1–17, wobei der sekundäre Zerhacker die Ausgabe des Transformators für jede Stromphase gemäß der Polarität der Ausgabe des Transformators umkehrt.
Verfahren zum Erzeugen eines elektrischen Gleichstromausgabestroms aus einem elektrischen Dreiphaseneingangsstrom mit veränderlicher niedriger Frequenz, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: a) Erzeugen eines ersten elektrischen Signals; b) Erzeugen von drei zweiten Signalen mit niedriger Frequenz, wobei jedes der zweiten Signale eine zweite Frequenz aufweist und von den anderen zweiten Signalen um Phasenwinkel von 2π/3 Radiant versetzt ist; c) Bereitstellen des elektrischen Dreiphasenstroms von einer im Stern geschalteten Stromquelle, wobei jede Phase eines elektrischen Stroms von den anderen Phasen des elektrischen Stroms um Phasenwinkel von 2π/3 Radiant versetzt ist und eine variable Frequenz darstellt; d) Phasenwinkelmodulieren des ersten Hochfrequenzsignals gemäß jedem zweiten Signal mit niedriger Frequenz, um ein drittes Signal bei der ersten Frequenz zu erzeugen, um mit jeder Phase des Dreiphasenstroms überein zu stimmen; e) Umdrehen der Polarität einer jeden Phase des elektrischen Stroms bei der Frequenz des ersten Hochfrequenzsignals gemäß dem dritten Signal, welches mit der gegebenen Phase eines elektrischen Stroms übereinstimmt; f) Bereitstellen des sich ergebenden elektrischen Stroms über jedem der Primäranschlüsse eines Zweiwicklungstransformators pro Phase, wobei der Transformator Primär- und Sekundäranschlüsse aufweist; g) Demodulieren einer jeden Phase eines elektrischen Stroms, welcher über jede Gruppe von Sekundäranschlüssen des Zweiwicklungstransformators induziert wird, indem jede Phase eines elektrischen Stroms gemäß einem Augenblickswert des entsprechenden zweiten Signals Impulsbreite-moduliert wird; h) Gleichrichten der Spannung einer jeden Phase eines elektrischen Stroms; i) Summieren der gleichgerichteten Spannung von jeder der Phasen.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei ein Liefern eines elektrischen Dreiphasenstroms mit konstanter Frequenz ein Filtern des Stroms aufweist, um eine Welligkeit zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, wobei das Summieren der gleichgerichteten Spannung von jeder der Phasen ein Filtern aufweist, um die Ausgabe zu integrieren.
Verfahren nach Anspruch 19, 20 oder 21, wobei ein Erzeugen eines ersten elektrischen Signals ein Erzeugen einer Rechteckwelle aufweist.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei ein Erzeugen eines ersten elektrischen Signals ein Erzeugen einer phasenmodulierten Rechteckwelle aufweist.