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HINTERGRUND ZU DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die Erfindung betrifft Fahrzeugradarsysteme und
insbesondere ein Radarsystem zur Vermeidung von Fahrzeugkollisionen,
das ein Zielobjekt innerhalb einer verschmälerten Radarstrahlbreite verfolgt.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Es besteht ein ständiger Bedarf, die Fahrzeugdichte
der auf den Straßen
der Erde fahrenden Kraftfahrzeuge zu erhöhen und gleichzeitig die Notwendigkeit,
die Sicherheit des Betriebs von Straßenfahrzeugen durch vorbeugende
Maßnahmen
gegen Zusammenstöße von Straßenfahrzeugen
mit feststehenden oder beweglichen Objekten (wie z. B. Hindernissen
am Straßenrand
oder anderen Fahrzeugen) zu verbessern. Eine Möglichkeit, diese scheinbar
widersprüchlichen
Ziele zu verwirklichen, besteht darin, die relativen Geschwindigkeiten,
die Fahrtrichtungen, sowie die Entfernungen zwischen den Straßenfahrzeugen,
die sich die Fahrstraße
teilen, zu überwachen
und diese Daten dafür
zu verwenden, dem Führer
eines Fahrzeugs unmittelbare Hinweise auf potentielle Gefahren zu
geben. Für
die Kraftfahrzeugingenieure wird es zunehmend üblich, für die Überwachung derartiger Umgebungsparameter
den Einsatz von Mikrowellenradarsystemen in Betracht zu ziehen.
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Es sind in Fahrzeugen mitgeführte Radarsysteme
bekannt, die im Zeitmultiplexverfahren drei verschiedene Fre quenzen
aussenden und empfangen, wobei zwei der Frequenzen dazu verwendet werden,
die Entfernung zu bestimmen, und die dritte mit einer der ersten
beiden kombiniert wird, um die Annäherungsgeschwindigkeit und
Wahrscheinlichkeit eines Zusammenstoßes zu ermitteln. Eines dieser
Systeme ist in dem US Patent 3 952 303 von Watanabe et. al. offenbart,
in dem ein analoges Front-end-Gerät für Radarsignalverarbeitung beschrieben
ist.
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Ein weiteres Beispiel eines Kraftfahrzeugradarsystems
ist in dem US Patent 5 285 207 mit dem Titel "Multi-Frequency Automotive Radar System" beschrieben, das
dem Inhaber der vorliegenden Erfindung gehört. In diesem System werden
das Sendesignal und das reflektierte Signal einem HF-Mischer zugeführt. Das
relevante Ausgangssignal des HF-Mischers
weist dann eine Frequenz auf, die sich aus der Differenz zwischen
der Sende- und der Empfangsfrequenz ergibt. Wegen des „Doppler"-Effekts kann die
Frequenz des reflektierten Signals nach der Rückkehr von der Frequenz des
Sendesignals abweichen. Der Doppler-Effekt tritt immer dann auf,
wenn ein gesendetes Signal von einem Zielobjekt reflektiert wird,
das eine Relativbewegung in Bezug auf den Transceiver aufweist.
Die sich ergebende Frequenzverschiebung wird als "Doppler-Verschiebung" bezeichnet.
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Ein weiteres Beispiel eines Kraftfahrzeugradarsystems,
das hauptsächlich
einen digitalen Lösungsansatz
verwendet, ist in dem US Patent 5 302 956 mit dem Titel "Multi-Frequency,
Multi-Target Vehicular Radar System Using Digital Signal Processing" beschrieben, das
dem Inhaber der vorliegenden Erfindung gehört. In diesem System, das einen Sendeteil
zur Erzeugung einer Zweikanalsendefrequenz enthält, dient eine Antenne dazu,
sowohl das Sendesignal zu senden als auch ein reflektiertes Empfangssignal
zu empfangen. Ein Diodenmischer erzeugt ein Differenzsignal mit
einer Fre quenz, die gleich der Sendefrequenz minus der empfangenen Frequenz
ist. Ein Signalschalter in einer Front-End-Elektronikschaltung trennt
die Signale wieder auf und tastet die Signale des Kanals Eins und
des Kanals Zwei ab, wobei die Abtastwerte anschließend an
einen Zweikanal-A/D-Wandler übergeben
werden. Eine digitale Elektronikschaltung nimmt die digitalen Daten
entgegen und führt
für jeden
Kanal eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) der digitalen Daten
durch, um die Relativgeschwindigkeit und die Entfernung eines Zielobjekts
auf der Grundlage der Frequenz und der Phasendifferenz der beiden
Kanäle
zu ermitteln. Die digitale Elektronikschaltung empfängt auch
Informationen über
den Betriebszustand und/oder Steuerungsstatus des Fahrzeugs, um
den Grad der Gefährdung
zu ermitteln, die von einem identifizierten Zielobjekt ausgeht.
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In dem in IEEE Micro-Wave and Guided Wave
Letters, Bd. 3, Nr. 10 vom 1. Oktober 1983, New York West, veröffentlichten
Artikel „A
94 GHz planar monopulse receiver" ist
ein Radarsystem mit vier Antennen veranschaulicht, die in eine gedruckte Leiterplatte
integriert sind. Die Signale dieser Antennen werden mit der Frequenz
eines lokalen Empfangsoszillators (nach dem Heterodynkonzept) überlagert.
Auf diese Weise wird pro Antenne ein Zwischenfrequenzsignal von
200 MHz erhalten. Die Zwischenfrequenzsignale werden mittels eines 200MHz-ZF-Monopulsprozessors
aufbereitet.
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Auf den Seiten 16–21 in Radar Handbook, McGraw-Hill
Book Company 1970, von Skolnik M. I. ist ein Homodynempfang eines
empfangenen Radarsignals offenbart. Das bekannte Radarsystem wird
in einer Kombination mit Abstandszündern verwendet, die lediglich
Entfernungsdaten und keine Winkeldaten benötigen.
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In Radarsystemen zur Vermeidung von
Fahrzeugkollisionen ist es häufig
erforderlich, zu jedem Zeitpunkt zu wis sen, ob sich das Zielobjekt
in einem gegenüber
einer Ziellinie (oder einem Referenzazimut) von der Ziellinie abweichenden
Winkel (d. h. abseits der Achse) befindet oder nicht, und im Falle
einer Abweichung die Richtung und den Betrag des Winkelfehlers (Winkelabweichung
in Bezug auf den Referenzazimut) zu kennen. Ebenfalls ist es erwünscht oder
erforderlich, den Abstand oder die Entfernung des Zielobjekts zu
kennen. Um ein ununterbrochenes Verfolgen zu ermöglichen, wurden eine Reihe
von Systemen vorgeschlagen, darunter solche, die ein Signal senden
und anschließend
eine Vielzahl von auf verschiedenen Wegen empfangene Abbildungen
des Signals verknüpfen.
Beispiele solcher Systeme sind den US Patenten 4 060 809 von Baghdady,
4 975 710 von Baghdady, 5 084 709 von Baghdady und 5 128 969 von
Baghdady zu entnehmen. Allerdings hat sich herausgestellt, dass
derartige Systemen Nachteile aufweisen, die diese für den Einsatz
in Radarsystemen zur Vermeidung von Fahrzeugkollisionen ungeeignet
oder unbrauchbar machen. Solche Systeme verfügen nicht über die für eine Messung der Abweichung
des Zielobjekts von einem Referenzazimut erforderliche Genauigkeit
und sind ferner nicht oder nur schwer in der Lage, einen derart
eingeschränkten
Verfolgungsstrahl zu definieren, um ein Zielobjekt innerhalb eines
begrenzten Winkelbereichs unter Ausschluss sonstiger potentieller
Zielobjekte verfolgen zu können,
beispielsweise Fahrzeuge, die sich seitlich des Fahrzeugs befinden, das
mit dem Radarsystem ausgestattet ist. Außerdem verarbeiten derartige
Systeme die Signale häufig
mit Hilfe einer komplizierten Hardware.
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Die vorliegende Erfindung schafft
ein System, das die Keulenbreite eines Radarsystems begrenzt, indem
es zwischen Zielobjekten, die sich in Bezug auf einen Referenzazimut
in einem spitzen Winkel befinden, und solchen Zielobjekten unterscheidet,
die sich bezüglich
des Referenzazimuts in einem stumpfen Winkel befinden.
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KURZDARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
ist ein Radarsystem zur Vermeidung von Fahrzeugkollisionen geschaffen,
das in der Lage ist, ein Zielobjekt in einem von einer Ziellinie
abweichenden Winkel durch fortlaufendes Ermitteln der Abweichung
des Zielobjekts von der Ziellinie (oder dem Referenzazimut) zu verfolgen.
Um dies zu erreichen, ist ein Radarsystem, einschließlich eines
Monopuls-Radarsystems, geschaffen, das sowohl den Abstand und die
Relativbewegung als auch die Winkelabweichung von einem Referenzazimut
für ein
im Erfassungsbereich befindliches Zielobjekt ermittelt.
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Das System verwendet eine Monopulsantenne,
die konstruiert ist, um eine Verfolgungsstrahlbreite mit beschränkter und
steuerbarer Abmessung zu ermöglichen.
Auf diese Weise können
Fahrzeuge, die sich auf derselben Spur befinden, wie das Fahrzeug,
das mit dem System ausgerüstet
ist, oder auch solche, die sich in einer benachbarten Spur befinden, identifiziert,
unterschieden und verfolgt werden, und zwar sowohl auf geraden Strecken
einer Schnellstraße
als auch um Kurven herum, wobei sonstige potentielle Zielobjekte,
z. B. Fahrzeuge mit einer Winkelverschiebung, die größer ist
als eine gegenüber
dem Referenzazimut gemessene spezifizierte Winkelverschiebung, ausgeschlossen
werden.
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In Fahrzeugradarsystemen gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Sendesignal von dem System ausgesandt. Das Sendesignal
wird von einem Zielobjekt reflektiert und an zwei räumlich getrennten
Orten empfangen. Die an den zwei räumlich unterschiedlichen Orten
empfangenen Signale werden verknüpft,
um sowohl ein Summen- als auch ein Differenzsigna1 zu erzeugen.
Das Verhältnis
zwischen dem Summen- und dem Differenzsignal wird anschließend verwendet,
um die Abweichung des Zielobjekts von dem Referenzazimut zu ermitteln.
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Ein Mischer überlagert die Summen- und Differenzsignale
nach dem Homodynkonzept mit der Quellenfrequenz, um ein Summenfrequenz-Dopplersignal
und ein Differenzfrequenz-Dopplersignal
in den beiden unterschiedlichen Kanälen bereitzustellen. Die Summen-
und Differenzfrequenzsignale werden jeweils verstärkt, bevor
sie analysiert werden, um die Abweichung des Zielobjekts zu ermitteln.
Ein in die beiden Kanäle
gekoppelter Schalter kann dazu verwendet werden, um zwischen zwei
Frequenzen des Quellensignals hin und her zu schalten und das Signal
auf diese Weise zu entmultiplexen. Aus den beiden Frequenzen ergibt
sich die Entfernung zu dem Zielobjekt.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
kann eine mehrere Strahlungskeulen aufweisende Monopulsantenne,
z. B. eine Monopulsantenne mit zwei Strahlungskeulen, dafür eingesetzt
werden, um sowohl das Sendesignal zu senden als auch das durch das
Zielobjekt zu den unterschiedlichen Strahlungskeulen der Antenne
reflektierte Sendesignal zu empfangen. Eine Signalquelle, z. B.
eine Gunndiode, ist über
eine Vier-Tor- oder
Vier-Pol-Verzweigung oder Verbindung an die Antenne angeschlossen.
Die Frequenz wird in zwei verschiedenen Phasen über die Antenne ausgestrahlt,
wodurch bewirkt wird, dass sich die Signale auf eine Weise addieren,
dass sie als ein einziges ausgestrahltes Signal erscheinen. Die Quelle
wird periodisch zwischen zwei verschiedenen Frequenzen umgeschaltet,
so dass sich die Entfernung des Zielobjekts in bekannter Weise bestimmen lässt. Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird die Abweichung des Zielobjekts von dem Referenzazimut
ermittelt, indem der Quotient aus dem Differenzsignal und dem Summensignal
gebildet wird. In ei nem digitalen Ansatz werden die Summen- und
Differenz-Dopplersignale gefiltert und anschließend in digitale Werte umgewandelt.
Ein digitaler Signalverarbeitungsprozessor wird anschließend dazu
verwendet, um das Differenz/Summen-Verhältnis
zu berechnen, das für
den Betrag oder Winkel der Abweichung des Zielobjekts von der Ziellinie
kennzeichnend ist. In einem erfindungsgemäßen analogen Ansatz werden die
Summen- und Differenzsignale verstärkt. Die Signale werden anschließend einem
Schaltkreis eingespeist, der das Summenfrequenzsignal quadriert
und die Summen- und Differenzsignale miteinander multipliziert.
Die Ausgangssignale der Quadrier- und Multiplizierschaltungen werden
gefiltert, bevor sie einem Divisionsschaltkreis zugeführt werden,
der an einen Verstärker
angekoppelt ist, um ein Signal zu erzeugen, das für die Abweichung
des Zielobjekts kennzeichnend ist.
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In dem analogen Ansatz wird die Abweichung
des Zielobjekts durch eine Azimutspannung repräsentiert, die gleich dem Verhältnis der
Summen- und Differenzsignale ist. Aus dem Winkelbereich zwischen
Punkten, an denen die Azimutspannung einen Spitzenwert erreicht
und die Richtung wechselt, wird ein nützliches Antennenmuster bzw.
eine nützliche Keulenbreite
ermittelt. Die Monopulsantenne mit zwei Strahlungskeulen ist geeignet
konstruiert, um dem System eine gewünschte Keulenbreite zur Verfügung zu
stellen, innerhalb der sich die Abweichung des Zielobjekts von dem
Referenzazimut mit einem hohen Grad an Genauigkeit ermitteln lässt. Gleichzeitig
ist die Keulenbreite geeignet dimensioniert, um in derselben Spur
oder in benachbarten Fahrspuren befindliche Zielobjektfahrzeuge
einzubeziehen, Fahrzeuge und sonstige Zielobjekte, die sich seitlich
der Keulenbreite und daher außerhalb
von dieser befinden, jedoch auszuschließen. Da die Keulenbreite bestimmt
wird, indem lediglich jene Zielobjekte ausgewählt werden, die sich innerhalb
eines bezüglich
einem Referenzazimut spezifizierten Winkelversatzes befinden, lässt sich
die Keulenbreite dynamisch ermitteln (d. h. sie kann sich von Moment
zu Moment entsprechend den wechselnden Bedingungen ändern, z.
B. bei Kurvenfahrt und falls Bereichsänderungen gewünscht sind).
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In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung können
die Summen- und Differenz-Dopplersignale über entsprechende Vorverstärker an
entsprechende Paare von Schaltern angelegt werden. Für das Takten
der Schalter sorgt ein digitaler Taktgenerator. Der Ausgang jedes
Paares Datenschalter ist in Kanäle
aufgeteilt, die den beiden unterschiedlichen Sendefrequenzen entsprechen,
die über
Filter an entsprechende Paare Eingänge zweier A/D-Konverter gekoppelt
sind, deren Zeittakte durch den Taktgenerator vorgegeben werden.
Die Ausgangssignale der A/D-Konverter werden eine seriellen Datensynchronisiereinrichtung
zugeführt,
die an einen Leitungsverstärker
angeschlossen ist, um das gewünschte
Ausgangssignal zur Verfügung
zu stellen. Ein Leitungsempfänger
kann verwendet werden, um Befehlsdaten für den Taktgenerator vorzusehen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 veranschaulicht
in einer Draufsicht auf einen Straßenabschnitt die Art und Weise,
wie ein von einem Fahrzeug mitgeführtes Monopuls-Radarsystem über eine
gewünschte
Keulenbreite verfügt, um
ein Zielobjektfahrzeug unter Ausschluss von sonstigen Fahrzeugen
zu verfolgen.
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2 veranschaulicht
in einer Draufsicht, ähnlich
derjenigen nach 1, die
Art und Weise, in der das Radarsystem eine Abweichung des Zielobjekts
von der Mittel achse innerhalb der Keulenbreite sowie dessen Entfernung
ermittelt.
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3 zeigt
eine den Ansichten in 1 und 2 ähnelnde Draufsicht, die veranschaulicht,
wie eine zwei Strahlungskeulen aufweisende Monopulsantenne des Radarsystems
ein Signal aussendet und dessen Reflexionen von dem Zielobjektfahrzeug
an zwei örtlich
getrennten Positionen detektiert.
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4 zeigt
eine graphische Darstellung der Summenund Differenzsignale in erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystemen
als Funktion der Abweichung des Zielobjekts in Winkelgraden, zusammen mit
der durch Vergleichen der Summen- und Differenzsignale erzeugten
Azimutspannung.
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5 zeigt
ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystems,
das eine Abweichung des Zielobjekts unter Verwendung digitaler Datenverarbeitung
ermittelt.
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6 zeigt
ein Blockschaltbild eines Monopuls-Radarsystems, das dem in 5 gezeigten ähnelt, wobei
hier jedoch der Mischer detaillierter dargestellt ist und ein analoger
Ansatz verwendet wird, um eine Abweichung des Zielobjekts zu ermitteln.
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7 zeigt
in einer graphischen Darstellung die Summen- und Differenzsignale,
die mittels einer gemäß der Erfindung
tatsächlich
konstruierten und erfolgreich getesteten Monopulsantenne mit zwei Strahlungskeulen
erzeugt wurden.
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8 zeigt
ein Blockschaltbild eines Monopuls-Radarsystems, das jenem nach 6 etwas ähnelt, jedoch eine andere Anordnung
verwendet, um die durch den Mischer erzeugten Summen- und Differenz-Dopplersignale
zu verarbeiten.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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1 zeigt
einen Abschnitt einer Straße 10, auf
der sich ein Fahrzeug 11 befindet, das mit einem Monopuls-Radarsystem 12 gemäß der vorliegenden Erfindung
ausgerüstet
ist. Das Fahrzeug 11 bewegt sich in einer durch einen Pfeil 14 angedeuteten
Richtung auf einer Spur 16 der Straße 10. Das Monopuls-Radarsystem 12 des
Fahrzeugs 11 sendet einen Radarstrahl 18 aus,
der sich von der Vorderseite des Fahrzeugs 11 her ausbreitet,
wo das Monopuls-Radarsystem 12 befestigt ist. Der Radarstrahl 18 ist
gezeigt, wie er ein verfolgtes Fahrzeug 20 einfasst. Das
verfolgte Fahrzeug 20 bewegt sich innerhalb der Spur 16 in
derselben Richtung wie das Fahrzeug 11, wie dies durch
einen Pfeil 22 angedeutet ist. Ein drittes Fahrzeug 24 ist
in einer zweiten Spur 26 der Straße 10 gezeigt und
fährt,
wie durch einen Pfeil 28 angedeutet, in einer gegenüber den
Fahrzeugen 11 und 20 entgegengesetzten Richtung.
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Monopuls-Radarsysteme gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung strahlen einen Radarstrahl 18 ab,
der sich einstellen lässt
und der ausgewählt
ist, um Zielobjekte zu verfolgen, die sich in derselben Fahrspur
bewegen, wie das Fahrzeug, das mit dem System ausgestattet ist. Beispielsweise
ist es normalerweise gewünscht, dass
das Monopuls-Radarsystem 12 des Fahrzeugs 11 in
der Lage ist, die Spur 16 abzutasten, in der das Fahrzeug 11 fährt. Gleichzeitig
ist es erforderlich, dass der Radarstrahl 18 ausreichend
breit ist, um in der Lage zu sein, die Spur 16 auch in
Kurven der Straße 10 abzutasten.
Allerdings kann es erwünscht sein,
dass der Radarstrahl 18 nicht so breit ist, dass er potentielle
Zielobjekte wie ein Fahrzeug 24, das sich seitlich des
Fahrzeugs 11 befindet, oder sogar Fahrzeuge in benachbarten
Fahrspuren einbezieht.
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Da sich das Fahrzeug 24 an
einer Stelle befindet, von der aus es ohne Gefahr an dem Fahrzeug 11 vorbeigelangt,
verfolgt das Fahrzeug 11 das Fahrzeug 24 nicht,
wenn sich dieses in der in 1 gezeigten
Position befindet.
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Die Art und Weise, in der das Monopuls-Radarsystem 12 des
Fahrzeugs 11 den Radarstrahl 18 verwendet, um
Zielobjekte zu verfolgen, ist in 2 gezeigt.
Der Radarstrahl 18 weist einen in dem Radarstrahl 18 zentrisch
verlaufenden Referenzazimut 32 von 0° auf. Das Monopuls-Radarsystem 12 des Fahrzeugs 11 muss
dazu in der Lage sein, Zielobjekte wie das innerhalb des Radarstrahls 18 befindliche verfolgte
Fahrzeug 20 zu verfolgen, indem es für eine fortlaufende Anzeige
der Abweichung des Zielobjekts von dem Referenzazimut 32 sowie
der Entfernung und der Relativbewegung des Zielobjekts in Bezug auf
das Monopuls-Radarsystem 12 in dem Fahrzeug 11 sorgt.
Wie nachstehend beschrieben, ermittelt das Monopuls-Radarsystem 12 den
Abweichungswinkel 34 oder die von der Mittelachse abweichende
Bedingung des verfolgten Fahrzeugs 20 auf der Grundlage von
durch das Monopuls-Radarsystem 12 empfangenen
Reflexionen abgestrahlter Signale, die durch das verfolgte Fahrzeug 20 zurückgeworfen
werden. Das Monopuls-Radarsystem 12 berechnet ein Signal,
das den Ist-Azimut 36 des verfolgten Fahrzeugs 20 in Form
der Größe des Abweichungswinkels 34 und dem
Vorzeichen oder der Richtung des Azimuts 36 in Bezug auf
den 0°-Referenzazimut 32 repräsentiert. Das
Monopuls-Radarsystem 12 ermittelt ferner die Entfernung 38 des
verfolgten Fahrzeugs 20 von dem Monopuls-Radarsystem 12 in
herkömmliche
Weise unter Verwendung des Zweifrequenz-Sende- und -Empfangstechnik.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
ermittelt das Monopuls-Radarsystem 12 des Fahrzeugs 11 den
Abweichungswinkel 34 des verfolgten Fahrzeugs 20,
indem es ein Sendesignals abstrahlt und anschließend das durch das verfolgte Fahrzeug 20 reflektierte
Sendesignal an zwei örtlich
getrennten Positionen erfasst. Das Sendesignal umfasst ein Quellenfrequenzsignal,
das von jeder Strahlungskeule der Monopulsantenne jeweils in einer
Weise phasenverschoben abgestrahlt wird, die das Signal als von
nur einer Stelle innerhalb des Monopuls-Radarsystems 12 ausgehend
erscheinen lässt.
Das Sendesignal wird anschließend
von dem verfolgten Fahrzeug 20 reflektiert und als zwei
unterschiedliche Empfangssignale an zwei verschiedenen, örtlich getrennten
Positionen erfasst. Die empfangenen Signale werden miteinander addiert
und voneinander subtrahiert, um Summen- und Differenzsignale zu
erzeugen. Das Verhältnis
der resultierenden Summen- und Differenzsignale bestimmt den Abweichungswinkel 34.
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Wie in 3 gezeigt,
verwendet das Monopuls-Radarsystem 12 eine zwei Strahlungskeulen aufweisende
Monopulsantenne 40, die dazu dient, das Sendesignal abzustrahlen
und die von dem verfolgten Fahrzeug 20 reflektierten empfangenen
Signale aufzufangen. Aufgrund der Phase der von den beiden Strahlungskeulen
der Monopulsantenne abgestrahlten Signale, scheint das Sendesignal,
wie durch eine gestrichelte Linie 46 in 3 dargestellt, von nur einer Stelle innerhalb
der Antenne 40 auszugehen. Wie durch die gestrichelte Linie 46 gezeigt, bewegt
sich das abgestrahlte Signal von der Antenne 40 aus zu
dem verfolgten Fahrzeug 20, an dem es reflektiert wird.
Das verfolgte Fahrzeug 20 reflektiert das Sendesignal entlang
der gestrichelten Linien 48 und 50 zu den Antennenstrahlungskeulen 42 bzw. 44.
Wie nachstehend im Einzelnen erläutert,
ermittelt das Monopuls-Radarsystem 12 die Differenz der
Amplituden der durch die Antennenstrahlungskeulen 42 und 44 erfassten
Empfangssignale, indem es deren Summe und Differenz bildet und anschließend ein Verhältnis der
Summen- und Differenzsigna le berechnet.
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Um die Bahn eines Zielobjekts wie
des verfolgten Fahrzeugs 20 zu verfolgen, das sich in einem von
der Mittelachse abweichenden Winkel befindet, ist es erforderlich,
in nahezu jedem Zeitpunkt zu wissen, ob ein Winkelfehler (d. h.
eine Winkelabweichung von dem Referenzazimut) vorliegt oder nicht, und
den Drehsinn oder die Richtung (das Vorzeichen) dieses Fehlers zu
kennen. Dies wird erreicht, indem die von einem Zielobjekt stammenden
Empfangssignale in ein Kanalpaar zerlegt werden, wobei der eine
Kanal des Paares die Summe der empfangenen Signale enthält und der
andere Kanal die Differenz der empfangenen Signale enthält. Anschließend wird
ein Verhältnis
der Summen- und Differenzsignale berechnet. Die Existenz eines Summensignals
ungleich Null bei einem gleichzeitigen Differenzsignal gleich Null
zeigt an, dass der Azimut 36 des verfolgten Fahrzeugs 20 mit
dem 0°-Azimut 32 übereinstimmt.
Die Verstärkung
der Summen- und Differenzsignale in den beiden verschiedenen Kanälen muss
weitgehend identisch sein, um die Größe des Verhältnisses zu bewahren. Bei der
Verstärkung
werden die Summen- und Differenzsignale miteinander verglichen,
um die Abweichung von der Mittellinie oder den Abweichungswinkel 34 zu
berechnen.
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Erfindungsgemäße Monopuls-Radarsysteme verwenden
eine Monopulstechnik des Amplitudenvergleichs zur Bestimmung des
Winkels der Abweichung von der Mittellinie. Wie weiter unten eingehender
beschrieben, werden die HF-Signale, die aus den versetzten Antennenstrahlen
empfangen werden, gleichzeitig erhalten. Die Summe und Differenz der
empfangenen Signale werden verarbeitet, um sowohl die Amplitude
als auch die Phase der Summen- und Differenzsignale zu bestimmen.
Die Amplitudenvergleich-Monopulstechnik verwendet zwei sich überlappende
Antennencharakteristiken, um den Winkel fehler des Azimuts 36 in
Bezug auf die Ebenen des Radarstrahls 18 zu bestimmen.
Die beiden sich überlappenden
Antennenstrahlen werden mittels einer einzelnen flachen Antenne
in Gestalt der zwei Strahlungskeulen aufweisenden Monopulsantenne 40 erzeugt.
Durch Vergleich der Summe und Differenz der an jeder Strahlungskeule
empfangenen Signale in der nachstehend beschriebenen Weise wird das
Summensignal dazu verwendet, um den Abstand oder die Entfernung 38 des
Zielobjekts zu ermitteln. Sowohl das Summen- als auch das Differenzsignal
werden dazu herangezogen, um den Betrag und das Vorzeichen des Winkelfehlers
zu bestimmen.
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Ein weiterer zu beachtender Gesichtspunkt der
vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die Frequenzen der durch
die Antennenstrahlungskeulen 42, 44 empfangenen
reflektierten Signale im Wesentlichen identisch sind. Folglich ist
die Summe der Signale gleich Null, wenn deren Phasenverschiebung
180° beträgt. Die
Summe der Signale ist gleich dem Doppelten der Amplitude eines jeden
einzelnen Signals, wenn diese vollkommen phasengleich sind. In ähnlicher
Weise beträgt
die Differenz der Signale bei einer Phasenverschiebung von 180° das Doppelte
der Amplitude eines jeden Signals, und Null, wenn die beiden Signale
vollkommen gleichphasig sind.
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Während
sich der Winkel des Azimuts von Null, d. h. mit der Mittel- oder
Ziellinie zusammenfallend, bis zu einem Winkel entsprechend einer
von der Mittellinie versetzten Stellung ändert, variiert der Betrag
der Summen- und Differenzsignale proportional von Null bis zu der
doppelten Amplitude eines jeden der Signale. Das Vorzeichen des
Verhältnisses
der Amplituden (d. h., ob die Spannung positiv oder negativ ist)
der Summen- und Differenzsignale kann als positiv gelten, falls
das Summensignal mit dem Differenzsignal in Phase ist, und als negativ
deklariert werden, falls das Summensignal gegenüber dem Differenzsignal um
180° phasenverschoben
ist.
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Folglich wird durch Ermitteln der
Amplitude und der Phase der Summen- und Differenzsignale und durch
Bilden des Verhältnisses
dieser beiden zueinander eine Azimutspannung erzeugt, die proportional
zu dem Amplitudenverhältnis
des Differenzsignals dividiert durch das Summensignal ist. Al-lerdings wird in
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, in dem ein digitaler Signalverarbeitungsprozessor
das Verhältnis
der empfangenen Signale ermittelt, keine Azimutspannung erzeugt. Vielmehr
wird der Winkel des Azimuts digital dargestellt.
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Die Weise, in der die Summen- und
Differenzsignale von dem Monopuls-Radarsystem verwendet werden,
um den Azimut 36 oder die außerachsige Bedingung des Zielobjekts
von der Hauptachse zu ermitteln, ist in der graphischen Darstellung nach 4 veranschaulicht. 4 zeigt eine Summensiqnalamplitude 54 und
Differenzsignalamplituden 56 und 58, die als Funktion
des Winkels in Graden des Azimuts 36 des Zielobjekts aufgetragen
sind. Ein Winkel von 0°,
der den Referenzazimut 32 repräsentiert, ist in 4 durch eine gestrichelte
Linie 60 dargestellt.
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Wie in 4 gezeigt,
steigt das Differenzsignal 56 von einem relativen Verstärkungsgrad
von –30,00
dB bei einem Winkel von geringfügig
oberhalb von 0° auf
einen relativen Verstärkungsgrad
von nahezu 0,00 dB bei einem Winkel von etwa +4,00 Grad an. Für negative
Winkelwerte steigt das Differenzsignal 58 von einem relativen
Verstärkungsgrad
von –30,00
dB bei einem Winkel von knapp unter 0° auf einen relativen Verstärkungsgrad
von nahezu 0,00 dB bei einem Winkel von etwa –4,00 Grad an. Das Summensignal 54 steigt
von einem relativen Verstärkungsgrad
von geringfügig
weniger als 0,00 dB bei –4,00
Grad auf einen Maximalwert von 5,00 dB bei dem Referenzazimut 32 von
0° an, bevor
es auf einen Wert von geringfügig
unter 0,00 dB bei einem Winkel von +4,00 Grad abnimmt. In Übereinstimmung
mit der Erfindung wird die Summe, wie sie durch das Summensignal 54 repräsentiert
ist, mit der durch die Differenzsignale 56 und 58 repräsentierten Differenz
verglichen. Genauer gesagt bedeutet dies, dass das Verhältnis des
Differenzsignals 56 oder 58 zu dem Summensignal 54 eine
Spannung erzeugt, die den Azimut 36 des Zielobjekts, wie
er in 2 gezeigt ist,
repräsentiert. 4 zeigt ferner eine graphische
Darstellung eines Azimutsignals 62 als Funktion des Verhältnisses
des Summensignal 54 zu den Differenzsignalen 56 und 58.
Wie in 4 gezeigt, weist das
durch Ermitteln des Verhältnisses
des Differenzsignals 56 oder 58 zu dem Summensignal 54 erhaltene
Azimutsignal 62 bei einem Winkel von –4,00 Grad einen Spitzenwert
von knapp über
0,80 Volt auf und sinkt allmählich
auf einen Wert von 0,00 Volt bei Null Grad und weiter auf einen
negativen Wert knapp über
minus –0,80
Volt bei +4,00 Grad. Da das Azimutsignal 62 bei Winkeln,
die größer als
+4,00 Grad sind, und bei Winkeln, die kleiner als –4,00 Grad
sind, die Richtungen ändert,
definiert der Bereich zwischen +4,00 Grad und –4,00 Grad den verwendbaren Radarstrahl
des Monopuls-Radarsystems, wie er in 2 gezeigt
ist. Aus 4 ist zu entnehmen,
dass der verwendbare Radarstrahl in dem vorliegenden Beispiel einen Öffnungswinkel
von etwa 8° aufweist.
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Wenn das Azimutsignal verwendet wird,
um die Winkelposition eines Zielobjekts in Bezug auf den Referenzazimut 32 zu
ermitteln, lässt
sich die effektive Keulenbreite des Radarsystems verkleinern, indem
Zielobjekte, die sich außerhalb
einer gewählten Keulenbreite
befinden, nicht beachtet werden. Da es möglich ist, die Keulenbreite
für jeden
beliebigen Zeitpunkt festzusetzen, und dies sogar unter schiedlich
für verschiedene
Entfernungen, ermöglicht
diese Technik dem Konstrukteur des Systems, das effektive Antennendiagramm
(die Antennencharakteristik) zu ermitteln. Dementsprechend brauchen
lediglich solche Zielobjekte verfolgt zu werden, die von Interesse
sind. Außerdem
ist der Systemprozessor durch Überwachen
der Bewegung der Zielobjekte in der Lage zu erkennen, wenn die Straße in eine
Kurve übergeht.
Falls beispielsweise jedes der dem System vorausfahrenden Zielobjekte
in einer speziellen Entfernung (die auf einen speziellen stationären Punkt abgebildet
werden kann) beginnen abzudrehen, ist das System gewarnt vor der
Tatsache, dass die vorausliegende Strecke möglicherweise eine Kurve aufweist
oder dass sich ein Hindernis auf der Fahrspur befindet. Durch Verfolgen
des vorausfahrenden Verkehrs erhält
das System Hinweise über
die Bedingungen der vorausliegenden Strecke in ganz ähnlicher
Weise, wie sich eine Person ein Bild von einer eine Straße im Dunkeln
macht, indem sie die Heckleuchten vorausfahrender Fahrzeuge vorausschauend
beobachtet.
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5 zeigt
ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystems 66.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung umfasst das Monopuls-Radarsystem 12 des Fahrzeugs 11 in 1 und 2 und enthält die zwei Strahlungskeulen
aufweisende Monopulsantenne 40 mit den Strahlungskeulen 42 und 44.
Die Strahlungskeulen 42 und 44 sind an den ersten
und zweiten Arm oder Pol 68 und 70 einer Vier-Arm-Hybrid-Verzweigung
oder -Verbindung 72 gekoppelt, die einen dritten Arm 74 und
einen vierten Arm 76 aufweist. Eine durch eine Frequenzquelle 84 erzeugte
Quellenfrequenz ist über
einen Richtkoppler 85 an den dritten Arm 74 des
Hybrid-Verbindungspunkts angeschlossen. Das Quellensignal wird dementsprechend
durch die Strahlungskeulen 42 und 44 der Antenne 40 abgestrahlt.
Die von dem Zielobjekt reflektierten empfangenen und durch die Strahlungskeulen 42 und 44 erfassten
Signale liegen an dem ersten und zweiten Arm 68 und 70 des
Hybrid-Verbindungspunkts 72 an. Das Ausgangssignal an dem
dritten Arm 74 ist die Summe der an den Strahlungskeulen 42, 44 empfangenen
Signale. Der dritte Pol 74 ist an einen Summenkanal 78 angeschlossen.
Das Ausgangssignal des vierten Pols 76 ist die Differenz
zwischen den an der Strahlungskeule 42 empfangenen Signalen
und den an der Strahlungskeule 44 empfangenen Signalen.
Der vierte Pol 76 ist an einen Differenzkanal 80 angeschlossen.
Der Summenkanal 78 und der Differenzkanal 80 sind
an Mischer 82 bzw. 83 gekoppelt. Der Mischer 82 überlagert
das Summensignal in dem Summenkanal 78 mit der Quellenfrequenz
(d. h. er führt
das Summensignal mit dem Quellensignal zusammen, um ein Ausgangssignal
zu erzeugen, das Signale mit Frequenzen umfasst, die gleich der
Differenz zwischen den Frequenzen des Summensignals und des Quellensignals
sind), um ein Summen-Dopplerfrequenzsignal für einen Vorverstärker 86 zu
schaffen. Der Mischer 83 überlagert das Differenzsignal
in dem Differenzkanal 80 mit der Quellenfrequenz, um einem
Vorverstärker 88 ein
Differenz-Dopplerfrequenzsignal zur Verfügung zu stellen.
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Die Vorverstärker 86 und 88 verstärken die Summen-
und Differenz-Dopplersignale, bevor diese einem F1/F2-Schalter 90 oder 91 zugeführt werden. In
einer Ausführungsfarm
der vorliegenden Erfindung ist ein Verstärkungsgradeinstellmittel, z.
B. ein variables Dämpfungsglied 93,
das an mindestens einen der Verstärker 86 oder 88 gekoppelt
ist, vorgesehen, um das System durch Angleichen des für die Summenund
Differenzsignale vorgesehenen Verstärkungsfaktors zu kalibrieren.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wechselt die Quellenfrequenz alternierend
zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz, um ein Zweifrequenz-Multiplexsignal
zu erzeugen, das dazu dient, die Entfernung in bekannter Weise zu
ermitteln. Ein Taktgeneratorschaltkreis 89 steuert das
Takten der Frequenzen der Quelle 84 und synchronisiert
die Schalter 90 und 91 mit den Frequenzwechseln.
Auf diese Weise ist jedes Ausgangssignal jedes Schalters in der
Frequenz entmultiplext. Der Einsatz der beiden verschiedenen Frequenzen
F1 und F2 ermöglicht
es, das Summensignal in dem Summenkanal 78 zu verarbeiten,
um den Abstand oder die Entfernung 38 eines Zielobjekts
herkömmlich
mit einem Doppelfrequenzverfahren zu ermitteln. Das Summensignal
wird ferner verwendet, um die Relativbewegung eines Zielobjekts
in Bezug auf die Empfangsantenne in bekannter Weise zu ermitteln.
In ähnlicher
Weise kann in einem alternativen Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung der Differenzkanal entmultiplext werden, um die Genauigkeit der
Entfernungsbestimmung zu erhöhen.
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Die Ausgangssignale der Schalter 90 und 91 nach 5 werden durch drei verschiedene
Filter 92, 94, und 96 gefiltert, um ein
erstes Summensignal, eine zweites Summensignal bzw. ein Differenzsignal zu
erzeugen. Die drei Signale werden mittels Analog-zu-Digital-(A/D)-Konverters 98 in
entsprechende digitale Signale umgewandelt. Die durch den A/D-Wandler 98 bereitgestellten
digitalisierten Signale werden einem digitalen Signalverarbeitungsprozessor 100 zugeführt. Der
digitale Signalverarbeitungsprozessor 100 vergleicht die
Summen- und Differenzsignale in dem Summenkanal 78 und
dem Differenzkanal 80 durch Ermitteln des Verhältnisses
der Amplitude und der relativen Phase zwischen dem Differenzsignal
und dem Summensignal. Das Ergebnis ist eine digitale Darstellung
eines Signals, das dem Azimutsignal 62 nach 4 entspricht, und kennzeichnet
den Abweichungswinkel 34 des Zielobjekts. In der bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird derselbe digitale Signalverarbeitungsprozessor 100 dazu
verwendet, um die Entfernung, die Relativbewegung und den relativen
Winkel des Azimuts eines Zielobjekts zu berechnen.
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6 zeigt
ein weiteres Beispiel eines erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystems 104.
Das Monopuls-Radarsystem 104 nach 6 enthält die Antenne 40 mit
ihren Strahlungskeulen 42 und 44, den 4-Pol-Hybrid-Verbindungspunkt 72 und
die Mischer 82 und 83. Das Quellensignal wird
mittels einer Frequenzquelle, beispielsweise einer Gunndiode 110,
erzeugt. Eine Spannungsteilereinrichtung, z. B. ein „magisches
T" (engl.: „magic
tee") 112,
teilt das Ausgangssignal der Gunndiode 110 zwischen dem Summenkanal 78 und
dem Differenzkanal 80 auf. Derjenige Anteil des Signals,
der dem Summenkanal 78 zugeführt ist, tritt vorzugsweise
in einen ersten Richtkoppler 109 ein, der einen Teil des
Signals an den Mischer 82 und einen Teil an ein Doppel-T-Richtkoppelglied 106 koppelt.
Das Richtkoppelglied 106 koppelt das von der Gunndiode
herrührende
Quellensignal an den dritten Arm 74 des Hybrid-Verbindungspunkts 72.
Das Quellensignal wird anschließend
durch den Hybrid-Verbindungspunkt 72 zwischen den beiden
Strahlungskeulen 44 und 42 der Antenne 40 aufgeteilt.
Wie in dem System nach 5 scheint
das abgestrahlte Signal aufgrund der Phasenbeziehung der von jeder
Strahlungskeule 42 und 44 der Antenne 40 abgestrahlten
Signale von einem einzigen Punkt auszugehen. Das reflektierte Signal
des Sendesignals wird durch jede der Strahlungskeulen 42 und 44 der
Antenne 40 empfangen und an die Hybrid-Verzweigung 72 gekoppelt. Die Hybrid-Verzweigung 72 stellt
dem Summenkanal 78 ein Summensignal und dem Differenzkanal 80 ein Differenzsignal
zur Verfügung.
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Das empfangene Summensignal liegt
an dem Summenkanal 78 an, und das empfangene Differenzsignal
liegt an dem Dif ferenzkanal 80 an. Das Summensignal ist
von dem dritten Arm 74 des Hybrids 72 ausgehend
an das Doppel-T-Richtkoppelglied 106 gekoppelt. Der Doppel-T-Richtkoppler 106 koppelt
das Signal an den Mischer 82, der das empfangene Signal
mit dem Quellensignal überlagert.
Die Quellenfrequenz wird dem Mischer 82 durch den Gunn-Oszillator 110 zur
Verfügung
gestellt, der über das
magische T (T-Hybrid) 112 mit dem Richtkoppler 109 verbunden
ist. Das andere Ausgangssignal des magischen T 112 ist über einen
Phasenschieber 114 an den Mischer 83 gekoppelt,
der für
die Homodynüberlagerung
des Differenzsignals sorgt.
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Das Differenzsignal liegt über einen
Zirkulator 108 an dem Mischer 83 an. Der Zirkulator 108 sorgt
für eine
Trennung zwischen dem Summenkanal 78 und dem Differenzkanal 80.
Der Phasenschieber 114 gleicht die elektrische Länge der
Summen- und Differenzkanäle 78 und 80 aus
(d. h. stellt sicher, dass die Länge
des Summensignalpfads und die Länge
des Differenzsignalpfads denselben Bruchteil einer Wellenlänge plus
einer beliebigen ganzen Zahl von Wellenlängen für eine speziell in Frage kommende
Frequenz aufweisen). Das magische T 112 isoliert die Summen-
und Differenzkanäle 78 und 80 und stellt
gleichzeitig sicher, dass an den Summen- und Differenzmischern 82 und 83 eine
in Phase und Amplitude übereinstimmende
Frequenz anliegt.
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An den Ausgängen der Mischer 82 und 83 werden
die Summen- und Differenz-Dopplersignale in den Kanälen 78 und 80 mittels
eines Paares Vorverstärker 116 und 118 und
daran anschließend durch
ein Verstärkerpaar 120 und 122 verstärkt. Die Vorverstärker 116 und 118 umfassen
Vorverstärker mit
niedrigem Eigenrauschen und einem Verstärkungsfaktor von 40 dB, und
die Verstärker 120 und 122 umfassen
40 dB-Verstärker.
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In dem Monopuls-Radarsystem 104 nach 6 wird im Gegensatz zu dem
Monopuls-Radarsystem 66 nach 5 der
Vergleich der Summen- und Differenzsignale auf analoge Weise und
nicht auf digitale Weise bewirkt. Um dies zu verwirklichen, verwendet
das Monopuls-Radarsystem 104 einen Phasen/Quotienten-Detektor 124.
Der Detektor 124 enthält
eine Quadrierschaltung 126, die dazu dient, das durch den
Vorverstärker 116 und
den Verstärker 120 verstärkte Summen-Dopplerfrequenzsignal
zu quadrieren. Das Summen-Dopplersignal liegt außerdem zusammen mit dem Differenz-Dopplerfrequenzsignal,
wie es innerhalb des Differenzkanals 80 durch den Vorverstärker 118 und
den Verstärker 122 verstärkt worden
ist, an einem Multiplikationsschaltkreis 128 an. Das Ausgangssignal
der Quadrierschaltung 126 durchläuft ein Filter 130,
das einen 4-poligen 15 Hz-Tiefpassfilter enthält, um Doppelfrequenzanteile auszufiltern.
Das von der Quadrierschaltung 126 ausgegebene Signal wird
in der durch den Filter 130 gefilterten Form einem Divisionsschaltkreis 132 zugeführt. In ähnlicher
Weise filtert ein Filter 134, der den Ausgang des Multiplikationsschaltkreises 128 mit
dem Divisionsschaltkreis 132 verbindet, die Doppelfrequenzanteile
aus. Die durch den Divisionsschaltkreis 132 im Wesentlichen
als Gleichspannung bereitgestellte Spannung wird durch einen Verstärker 136 verstärkt, um
an einem Ausgangsanschluss 138 ein Signal auszugeben, das
den in 2 gezeigten Abweichungswinkel 34 repräsentiert.
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7 zeigt
die Summen- und Differenzsignale, wie sie als Ergebnisse nach der
Konstruktion und dem Test einer zwei Strahlungskeulen aufweisenden
Monopulsantenne und deren Verwendung in einem erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystem erhalten
worden sind. Wie in 7 gezeigt,
erzeugte die Antenne ein Summensignal 142 und Differenzsignale 144 und 146.
Die Spitzen der Differenzsignale 144 und 146 treten
bei etwa +3,15° bzw. –3,15° auf, woraus
sich eine zur Verfügung
stehende effektive Keulenbreite von 6,3° ergibt.
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Ein weiteres Beispiel eines erfindungsgemäßen Monopuls-Radarsystems 150 ist
in 8 gezeigt. Das Monopuls-Radarsystem 150 ist
dem Monopuls-Radarsystem 104 nach 6 insofern ähnlich, als es die Antenne 40,
den Hybrid-Verbindungspunkt 72 und die Mischer 82 und 83 verwendet,
um die Summen- und Differenz-Dopplersignale in dem Summenkanal 78 und
dem Differenzkanal 80 auf ähnliche Weise zu erzeugen.
Allerdings gibt der Ausgang des Hybrid-Verbindungspunkts 72 in
einer alternativen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die empfangenen Signale aus, ohne die
Summen- und Differenzsignale zu erzeugen. In einer derartigen Ausführungsform
werden die Summe und die Differenz der an jeder der Antennenstrahlungskeulen empfangenen
Signale durch den digitalen Signalverarbeitungsprozessor 100 ermittelt.
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In dem System 150 nach 8 wird das Summen-Dopplerfrequenzsignal über einen
Vorverstärker 152 an
einen Datenschalter 156 angelegt, Gleichzeitig wird das
Differenz-Dopplerfrequenzsignal über eine
Vorverstärker 154 an
einen Datenschalter 158 angelegt. In einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung empfangen die Vorverstärker 152 und 154 ein
Geräteselbstprüfsignal
(BIT-Signal, engl.: built-in-test), das durch einen BIT-Signalgenerator
innerhalb des Modulators, BIT-Signal- und Taktgenerators 160 erzeugt
wird. Der Modulator, BIT-Signal- und Taktgenerator 160 stellt
außerdem
Schaltertaktsignale zur Steuerung der Datenschalter 156 und 158 zur
Verfügung.
Der Datenschalter 156 erzeugt abgetastete Signale S-CH1
und S-CH2, die auf zwei verschiedenen Kanälen 162 und 164 an
Filtern 166 und 168 anliegen. Die Ausgangssignale
der Filter 166 und 168, die analoge Werte S-CH1
und S-CH2 umfassen, werden an zwei verschiedene Eingänge eines
analoge Signale in digitale Signale umwandelnden A/D-Konverter 170 angelegt.
Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 170, das digitale Daten
S-CH1 und S-CH2 umfasst, wird unter der Steuerwirkung eines Zeittakts,
der durch den Modulator-, BIT-Signal- und Taktgenerator 160 vorgesehen
ist, einem Analog/Digital-Datenkonditionierer 172 (A/D-Datenkonditionierer)
zur Verfügung
gestellt.
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Die Ausgänge des Datenschalters 156 umfassen
die Kanäle 162 und 164,
die Summenkanäle sind.
In ähnliche
Weise weist der Datenschalter 158 eine Paar Ausgänge auf,
die Differenzkanäle 174 und 176 für die abgetasteten
Signale D-CH1 und
D-CH2 umfassen. Die Kanäle 174 und 176 sind
durch Filter 178 und 180 durchgeführt, um
den beiden verschiedenen Eingängen
eines Analog-zu-Digital-(A/D)-Konverters 182 analoge Signale
D-CH1 und D-CH2 zur Verfügung
zu stellen. Das Ausgangssignal des A/D-Konverters 182,
das die digitalen Daten D-CH1 und D-CH2 umfasst, wird von einem
Zeittaktes des Modulators, BIT-Signal- und Taktgenerators 160 gesteuert
dem A/D-Datenkonditionierer 172 zur Verfügung gestellt.
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Der einzelne Ausgang des A/D-Datenkonditionierers 172 ist über einen
Leitungsverstärker 184 an ein
verdrilltes Leitungspaar 186 angeschlossen. Die Summen-
und Differenzdaten aus den vier Kanälen 162, 164, 174 und 176 werden
dadurch mit Hilfe eines Rahmensynchronisierers und eines seriellen Taktgebers
kombiniert, um über
das einzelne verdrillte Leitungspaar 186 weitergeleitet
zu werden. Ein zweites verdrilltes Leitungspaar 187 ist über einen Leitungsempfänger 188 angeschlossen,
um dem Modulator, BIT-Signal-
und Taktgenerator 160 FE-Befehlsdaten bereitzustellen.
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Das Ausführungsbeispiel nach 8 stellt ein Mittel zur
Verfügung,
das dazu dient die Genauigkeit des Systems zu überprüfen, indem die Berechnung der
Daten der Entfernung und der Relativbewegung sowohl anhand des Summen-
als auch des Differenzkanals erfolgt. Darüber hinaus ermöglicht die Verwendung
sowohl des Summen- als auch des Differenzkanals zur Ermittlung der
Entfernung und Relativbewegung eine größere effektive Keulenbreite,
da das Differenzsignal bei von dem Referenzazimut entfernteren Winkeln
einen höheren
Verstärkungsgrad aufweist.
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Es sind mehrere Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung beschrieben. Nichtsdestoweniger versteht
sich, dass sich vielfältige
Modifikationen durchführen
lassen, ohne dass dabei von der Wesensart oder dem Schutzbereich
der Erfindung abgewichen wird. Die vorliegende Erfindung kann jedes
beliebige hinlänglich
bekannte Verfahren verwenden, um die Entfernung und Relativbewegung der
Zielobjekte zu ermitteln. Viele Verfahren zum Ermitteln des Verhältnisses
der Summen- und Differenzsignale können verwendet werden. Das
speziell verwendete Verfahren zum Ermitteln dieses Verhältnisses
ist für
die vorliegende Erfindung nicht maßgebend.