DE69433892T2

DE69433892T2 - Quantisierter kohärenter RAKE-Empfänger für CDMA-Signale

Info

Publication number: DE69433892T2
Application number: DE69433892T
Authority: DE
Inventors: Paul W. Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1993-04-29
Filing date: 1994-04-28
Publication date: 2005-07-28
Anticipated expiration: 2014-04-29
Also published as: AU675330B2; CN1084996C; NZ266930A; CA2139238A1; CA2139238C; FI113228B; EP0622909A3; JP3469241B2; FI946138A; BR9405325A; AU6905594A; EP0622909A2; KR950702366A; US5305349A; CN1108869A; FI946138A0; JPH07508393A; DE69433892D1; EP0622909B1; WO1994026051A1

Description

HINTERGRUND
Die Erfindung des Anmelders betrifft Verfahren und Vorrichtungen zum Empfang von Spreizspektrum-Funksignalen, wie zum Beispiel digital modulierten Signalen in einem Codemultiplex-Vielfachzugriffs-(CDMA-)Mobilfunk-Telefonsystem, und insbesondere ein RAKE-Empfänger-Schema für solche Signale.
In CDMA-Kommunikationssystemen überlagern sich übertragene Informationssignale sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz, wie zum Beispiel in N. Tzannes, "Communication and Radar Systems", Seite 237–239, Prentice-Hall, Inc. (1985) beschrieben. Ein zu übertragender Informationsdatenstrom wird einem Datenstrom viel höherer Rate, bekannt als "Signatursequenz", aufgeprägt. Normalerweise sind die Signatursequenzdaten binär und ergeben somit einen Bitstrom. Eine Möglichkeit, diese Signatursequenz zu erzeugen, besteht in einem Pseudorausch-(PN-)Verfahren, das zufällig erscheint, aber durch einen autorisierten Empfänger repliziert werden kann. Der Informationsdatenstrom und der Signatursequenzstrom hoher Bitrate werden durch Multiplizieren dieser beiden Bitströme kombiniert, wobei vorausgesetzt wird, daß die Binärwerte der beiden Bitströme durch +1 oder –1 dargestellt werden. Diese Kombination des Signals höherer Bitrate mit dem Datenstrom niedrigerer Bitrate wird "Codierung" oder "Spreizung" des Informationsdatenstroms genannt. Jedem Informationsdatenstrom oder Kanal wird eine einzigartige Signatursequenz oder ein "Spreizcode" zugeordnet.
Eine Vielzahl codierter Informationssignale moduliert einen Funkfrequenz-(RF-)Träger, zum Beispiel durch Quadratur-Phasenumtastung (QPSK), und wird dann gemeinsam als ein Mischsignal in einem Empfänger empfangen. Jedes der codierten Signale überlagert alle anderen codierten Signale wie auch Rauschsignale sowohl in der Frequenz als auch in der Zeit. Wenn der Empfänger autorisiert ist, wird das Mischsignal mit einem der einzigartigen Spreizcodes korreliert und das entsprechende Informationssignal kann isoliert und decodiert werden.
Eine CDMA-Methode, bezeichnet als "traditionelle CDMA mit direkter Spreizung", verwendet einen Spreizcode, um ein Bit der Information darzustellen. Das Empfangen des übertragenen Codes oder seines Komplements (des Gegenstücks jedes Bits der Codesequenz) zeigt an, ob das Informationsbit eine "–1" oder "+1" ist. Die Signatursequenz weist normalerweise N Bits auf, und jedes Bit wird als "Chip" bezeichnet. Die gesamte N-Chip-Sequenz oder ihr Komplement wird als übertragenes Symbol bezeichnet. Der Empfänger korreliert das empfangene Signal mit der bekannten Signatursequenz seines eigenen Signatursequenzgenerators, um einen normierten Wert im Bereich von –1 bis +1 zu erzeugen. Wenn sich eine große positive Korrelation ergibt, wird eine "–1" detektiert; wenn sich eine große negative Korrelation ergibt, wird eine "+1" detektiert. Verschiedene Aspekte der PN-Codewort-Detektion mit Korrelatoren sind in F. Stremler, "Introduction to Communication Systems", 2. Ausgabe, Seite 412–418, Addison-Wesley Publishing Co. (1982) erläutert.
Eine andere CDMA-Methode, bezeichnet als "erweiterte CDMA mit direkter Spreizung", ermöglicht es jeder übertragenen Sequenz, mehr als ein Informationsbit darzustellen. Eine Menge von Codewörtern, normalerweise orthogonale Codewörter oder bi-orthogonale Codewörter, wird verwendet, um eine Gruppe von Informationsbits in eine viel längere Codesequenz, auch als Codesymbol bezeichnet, zu codieren. Eine Signatursequenz oder "Verwürfelungsmaske" wird vor der Übertragung zu der binären Codesequenz Modulo-2-addiert. Im Empfänger wird die bekannte Verwürfelungsmaske verwendet, um das empfangene Signals zu entwürfeln, das dann gegen alle möglichen Codewörter korreliert wird. Das Codewort mit dem größten Korrelationswert zeigt an, welches Codewort höchstwahrscheinlich gesendet wurde, dabei anzeigend, welche Informationsbits höchstwahrscheinlich gesendet wurden. Ein üblicher orthogonaler Code ist der Walsh-Hadamard-(WH-)Code.
Sowohl in der traditionellen als auch in der erweiterten CDMA können die oben erwähnten "Informationsbits" auch codierte Bits sein, wobei der verwendete Code ein Block- oder Faltungscode ist. Ein oder mehrere Informationsbits können ein Datensymbol bilden. Außerdem kann die Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske viel länger sein als eine einzelne Codesequenz, wobei dann eine Untersequenz der Signatursequenz zur Codesequenz addiert wird.
Es sind eine Anzahl von Vorteilen mit CDMA-Kommunikationsmethoden verbunden. Es ist geplant, daß die Kapazitätsgrenzen von auf CDMA beruhenden Mobilfunksystemen bis zu zwanzigmal hoher liegen als die der vorhandenen analogen Technologie, was auf die verbesserte Codiergewinn/Modulationsdichte, Sprechaktivitätssteuerung, Sektorierung und die Wiederverwendung des gleichen Spektrums in jeder Zelle bei der Breitband-CDMA zurückzuführen ist. CDMA-Übertragung von Sprache durch einen Decodierer hoher Bitrate sichert eine überlegene, realistische Sprachqualität. CDMA sorgt auch für variable Datenraten, so daß viele verschiedene Stufen der Sprachqualität angeboten werden können. Das verwürfelte Signalformat der CDMA beseitigt vollständig das Übersprechen und macht es sehr schwierig und kostspielig, Gespräche mitzuhören oder zu verfolgen, was Anrufern mehr Privatsphäre und besseren Schutz vor Gesprächszeitvortäuschung sichert.
In vielen Funkkommunikationssystemen enthält das empfangene Signal zwei Komponenten, eine (phasengleiche) I-Komponente und eine (um 90° phasenverschobene) Q-Komponente. Dies rührt daher, daß das übertragene Signal zwei Komponenten hat und/oder der dazwischenliegende Kanal oder das Fehlen eines kohärenten Referenzträgers bewirken, daß das übertragene Signal in I- und Q-Komponenten geteilt wird. In einem typischen Empfänger, der digitale Signalverarbeitung verwendet, werden die empfangenen I- und Q-Komponenten alle T_c Sekunden abgetastet, wobei T_c die Dauer eines Chips ist, und die Abtastwerte werden zur weiteren Verarbeitung gespeichert.
In mobilen Kommunikationssystemen erleiden Signale, die zwischen Basis- und Mobilstationen übertragen werden, normalerweise eine Echo-Verzerrung oder Zeitstreuung, die beispielsweise durch Signalreflexionen an großen Gebäuden oder nahegelegenen Bergen verursacht wird. Mehrwegstreuung tritt auf, wenn ein Signal nicht über einen, sondern über viele Wege zum Empfänger läuft, so daß der Empfänger viele Echos mit verschiedenen und zufällig variierenden Verzögerungen und Amplituden hört. Somit empfängt der Empfänger, wenn in einem CDMA-System Mehrweg-Zeitstreuung auftritt, ein Mischsignal aus vielen Versionen des übertragenen Symbols, die sich über verschiedene Wege (als "Strahlen" bezeichnet) ausgebreitet haben und von denen einige relative Zeitverzögerungen von weniger als einer Symboldauer haben können.
Jeder unterscheidbare "Strahl" hat eine bestimmte relative Ankunftszeit von k T_c Sekunden und erstreckt sich über N der I- und Q-Chipabtastwerte, da in einem traditionellen CDMA-System jedes Signalbild eine N-Chip-Sequenz ist. Im Ergebnis der Mehrweg-Zeitstreuung gibt der Korrelator mehrere kleinere Spitzen statt einer großen Spitze aus. Jeder Strahl, der nach der Symboldauer empfangen wird (das heißt, wenn die durch eine Reflexion hervorgerufene Zeitverzögerung eine Symboldauer übersteigt), erscheint als ein unkorreliertes Interferenzsignal, das die Gesamtkapazität des Kommunikationssystems verringert. Um die übertragenen Signale (Bits) optimal zu detektieren, müssen die empfangenen Spitzen in geeigneter Weise kombiniert werden.
Normalerweise kann dies mittels eines RAKE-Empfängers erfolgen, der so genannt wird, weil er alle Mehrweg-Beiträge zusammen"harkt" (to rake = harken). Verschiedene Aspekte des RAKE-Empfängers sind in R. Price et al., "A Communication Technique for Multipath Channels", Proc. IRE, Band 46, Seite 555–570 (März 1958); G. Turin, "Introduction to Spread-Spectrum Antimultipath Techniques and Their Application to Urban Digital Radio", Proc. IEEE, Band 68, Seite 328–353 (März 1980); und J. Proakis, "Digital Communications", 2. Ausgabe, Seite 729–739, McGraw-Hill, Inc. (1989) beschrieben.
Ein RAKE-Empfänger verwendet eine Form der Diversity-Kombination, um die Signalenergie der verschiedenen Empfangssignalwege, das heißt, der verschiedenen Signalstrahlen, zu sammeln. Diversity sorgt für redundante Kommunikationskanäle, so daß, wenn einige Kanäle schwinden, Kommunikation immer noch über nichtschwindende Kanäle möglich ist. Ein CDMA-RAKE-Empfänger bekämpft den Schwund, indem er die Echosignale einzeln detektiert, wobei er ein Korrelationsverfahren verwendet und sie algebraisch (mit demselben Vorzeichen) addiert. Außerdem werden, um Intersymbol-Interferenzen zu vermeiden, geeignete Zeitverzögerungen zwischen den jeweiligen detektierten Echos eingefügt, so daß sie wieder im Takt sind.
Ein Beispiel für ein Mehrweg-Profil eines empfangenen Mischsignals ist in 1 dargestellt. Der Strahl, der sich entlang des kürzesten Weges ausbreitet, kommt zu einer Zeit T₀ mit einer Amplitude A₀ an, und Strahlen, die sich entlang längerer Wege ausbreiten, kommen zu Zeiten T₁, T₂, T₃ mit Amplituden A₁, A₂ bzw. A₃ an. Der Einfachheit halber setzt der typische RAKE-Empfänger voraus, daß die Zeitverzögerungen zwischen den Strahlen eine Konstante sind, das heißt T₁ = T₀ + dT, T₂ = T₀ + 2dT und T₃ = T₀ + 3dT für das gezeigte Profil; die Zeitverzögerungen (und Amplituden) werden gewöhnlich ausgehend vom bisherigen Verlauf des empfangenen Mischsignals geschätzt.
In einer Form des RAKE-Empfängers werden Werte der Korrelation der Signatursequenz mit den mit verschiedenen Zeitverzögerungen empfangenen Signalen über eine Verzögerungsleitung geleitet, die zu der erwarteten Zeitverzögerung (dt), das heißt, der erwarteten Zeit zwischen dem Empfang der Echos, abgegriffen wird. Die RAKE-Abgriffausgänge werden dann mit geeigneten Wichtungsfaktoren kombiniert. Ein solcher Empfänger sucht nach dem frühesten Strahl, indem er einen Abgriff bei T₀ plaziert, und nach einem um dt verzögerten Strahl, indem er einen Abgriff bei T₀ + dt plaziert und so weiter. Die RAKE-Abgriffausgänge mit signifikanter Energie werden in geeigneter Weise gewichtet und kombiniert, um den Stör- und Interferenzabstand des empfangenen Signals zu maximieren. Somit bestimmt die Gesamt-Zeitverzögerung der Verzögerungsleitung den Betrag der Ankunftszeitverzögerung, der durchsucht werden kann. In einem brauchbaren CDMA-System können bis zu 128 Mikrosekunden (μs) durchsucht werden, was zweiunddreißig Chips entspricht, und die Gesamt-Zeitverzögerung der Abgriffe, die kombiniert werden können, beträgt zweiunddreißig μs, was einem 8-Chip-Fenster entspricht, das innerhalb der 32-Chip-Gesamtverzögerung verschoben werden kann.
2A und 2B stellen dar, wie durch das Manipulieren der RAKE-Abgriffe der RAKE-Empfänger an Signale mit unterschiedlichen Verzögerungen angepaßt wird. In 2A werden acht Abgriffe bereitgestellt, die durch die Ankunftszeiten T₀–T₇ gekennzeichnet sind, von denen nur die Ausgänge der Abgriffe T₄–T₇ jeweils von null verschiedene Wichtungsfaktoren W₄–W₇ erhalten. In 2B erhalten nur die Ausgänge der Abgriffe T₀–T₃ jeweils von null verschiedene Wichtungsfaktoren W₀–W₃. Wenn die Wichtungsfaktoren W₀–W₃ jeweils die gleichen wie die Wichtungsfaktoren W₄–W₇ sind, ist der Empfänger an das gleiche Signal angepaßt, aber an eine Ankunftszeit T₀ und nicht T₄. In einem "digitalen" RAKE- oder DRAKE-Empfänger sind die Wichtungsfaktoren entweder 0 oder 1, wie in der oben zitierten Arbeit von Turin beschrieben.
Ein Schaltbild eines konventionellen RAKE-Empfängers, der eine kohärente Post-Korrelator-Kombination verschiedener Strahlen verwendet, ist in 3 gezeigt. Ein empfangenes Funksignal wird beispielsweise durch Mischen mit Cosinus- und Sinus-Wellenformen und Filtern des Signals in einem RF-Empfänger 1 demoduliert, was I- und Q-Chip-Abtastwerte ergibt. Diese Chip-Abtastwerte werden in einem Pufferspeicher gesammelt, der aus zwei Puffern 2a, 2b für die I- bzw. Q-Abtastwerte besteht. Wie in 3 dargestellt, enthält das untere Ende jedes Puffers 2a, 2b die zuletzt empfangenen Chip-Abtastwerte.
Ein Multiplexer 3 empfängt die gepufferten Chip-Abtastwerte und sendet den komplexen Korrelatoren 4a, 4b einen Bereich von I-Chip-Abtastwerten und den entsprechenden Bereich von Q-Chip-Abtastwerten. Der ausgewählte Bereich umfaßt N Abtastwerte entsprechend der N-Chip-Sequenz, die zu einer bestimmten Zeit ankommt. Wenn die Puffer 2a, 2b zum Beispiel jeweils 159 Chip-Abtastwerte (Nummer 0–158) enthalten und N 128 beträgt, würde der Multiplexer 3 Chip-Abtastwerte, die mit i bis (i + 127) bezeichnet sind, vom I-Puffer 2a und Chip-Abtastwerte, die mit i bis (i + 127) bezeichnet sind, vom Q-Puffer 2b an den Korrelator 4a senden, wobei i der diskrete Zeitindex der Signalstrahlen von dem Zeitpunkt an ist, zu dem die Puffer erstmals gefüllt wurden. Zwei andere Mengen von Chip-Abtastwerten, das heißt, zwei andere Bereiche empfangener Abtastwerte und somit ein anderer Signalstrahl, werden durch den Multiplexer 3 an den Korrelator 4b übergeben. Ein komplexer Korrelationswert wird durch jeden Korrelator 4a, 4b gebildet, der seine beiden Mengen von Signal-Abtastwerten I, Q mit der bekannten Signatursequenz oder dem Spreizcode korreliert. Natürlich kann der Multiplexer 3 die empfangenen Abtastwerte entweder seriell oder parallel übergeben.
Im allgemeinen korreliert ein komplexer Korrelator einen komplexen Eingangsstrom (I + jQ Abtastwerte) mit einer komplexen bekannten Sequenz, wodurch er einen komplexen Korrelationswert erzeugt. Wenn die Signatursequenz nicht komplex ist, kann jeder komplexe Korrelator als zwei parallel arbeitende skalare Korrelatoren ausgeführt werden, was als "halb-komplexer" Korrelator definiert werden kann. Wenn die Signatursequenz komplex ist, korrelieren die komplexen Korrelatoren ein komplexes Eingangssignal mit einer komplexen Sequenz, was "voll-komplexe" Korrelatoren ergibt. Es sei erwähnt, daß der Begriff "komplexer Korrelator" nachfolgend verwendet wird, um beide oben erwähnte Szenarien zu bezeichnen.
Im Anschluß an die Korrelation werden die komplexen Korrelationswerte an komplexe Multiplizierer 5 übertragen, die die Korrelationswerte mit den komplexen Wichtungsfaktoren multiplizieren, die jeweils aus einem Realteil und einem Imaginärteil bestehen. Normalerweise werden nur die Realteile der Produkte aus den komplexen Korrelationswerten und Wichtungsfaktoren an einen Akkumulator 6 gesendet, der die gewichteten Korrelationen für alle verarbeiteten Signalstrahlen summiert. Das akkumulierte Ergebnis wird an eine Schwellwertvorrichtung 7 gesendet, die eine binäre "0" detektiert, wenn der Eingangswert größer als eine Schwelle ist, oder eine binäre "1", wenn der Eingangswert kleiner als die Schwelle ist.
Wir nehmen, mathematisch ausgedrückt, an, daß X(n) = I(n) + jQ(n) die vom Empfänger empfangenen Chip-Abtastwerte sind, wobei I(n) die I-Komponenten-Abtastwerte sind, Q(n) die Q-Komponenten-Abtastwerte sind und n der Chip-Abtastwert-Index ist, der einer jeweiligen diskreten Zeit entspricht. In 3 werden I(n) im Puffer 2a und Q(n) im Puffer 2b gespeichert. Der Multiplexer 3 wählt einen Bereich von I-Abtastwerten und einen demselben Strahl entsprechenden Bereich von Q-Abtastwerten aus. Wenn M(k, n) = M_I(k, n) + jM_Q(k, n) das Ausgangssignal des Multiplexers für Strahl k ist, was N Abtastwerte ergibt (n = 0, ... N – 1), dann ist M(k, n) = X(n + k) und M_I(k, n) = I(n + k) und M_Q(k, n) = Q(n + k).
Der komplexe Korrelator 4a korreliert den Bereich von Datenabtastwerten vom Multiplexer 3 mit der bekannten Spreizcodesequenz. Betrachten wir die Datenabtastwerte X(k), X(k + 1), ... X(k + N – 1), die diskrete Zeitabtastwerte der empfangenen Daten sind. Wenn der Empfänger versucht, eine Codesequenz C(0), C(1), ... C(N – 1) zu detektieren, die aus N Werten (üblicherweise ±1-Werten) besteht, korreliert der Korrelator 4a eine Menge von N Datenwerten mit den N Codesequenzwerten wie folgt:
wobei der Index k anzeigt, wo in der Datensequenz zu beginnen ist. Dies entspricht einer relativen Ankunftszeit des Signals, und wie oben beschrieben entsprechen unterschiedliche Ankunftszeiten unterschiedlichen Signalstrahlen. Somit entspricht Strahl k einem Bereich von benötigten Datenwerten: {X(k), X(k + 1), ... X(k + N – 1)}. Wenn N groß ist, entsprechen die Strahlen k, k + 1 Bereichen, die einander erheblich überlagern.
Die Berechnung von R(k) kann durch parallelen oder seriellen Zugriff auf den Eingangsdatenbereich vorgenommen werden. Unabhängig davon, ob die Korrelation parallel oder seriell durchgeführt wird, besteht jeder Datenwert X(n) aus b Bits, die alle auf einmal (Parallelberechnung) oder aber eins nach dem anderen (bitserielle Methode) verarbeitet werden können.
4 stellt eine parallele Methode dar. Ein Datenpuffer 53 speichert aufeinanderfolgende Zeitabtastwerte X(n) des empfangenen Signals, und ein Multiplexer 54 wählt einen Bereich von N Datenwerten {X(k), X(k + 1), ..., X(k + N – 1)} aus, die an einen Korrelator 55 gesendet werden. Eine Gruppe von Multiplizierern 56, die den Eingängen des Korrelators 55 zugeordnet ist, multipliziert die Datenwerte mit zugehörigen Spreizcodesequenzwerten C(0), C(1), ..., C(N – 1). Die Produkte werden durch einen Addierer 57 summiert, um den Korrelationswert R(k) zu bilden.
5 stellt den seriellen Zugriff auf den Eingangsbereich zur Berechnung von R(k) dar. Ein Eingangspuffer 58 speichert die empfangenen Datenabtastwerte. Der Puffer 58 muß nur einen Abtastwert lang sein, weil nur ein Abtastwert zur gleichen Zeit korreliert wird. Wenn der Puffer 58 mehr als einen Abtastwert lang ist, würde ein Multiplexer 59 zum Auswählen eines bestimmten Abtastwertes X(k + i) bereitgestellt, wobei i durch einen geeigneten Steuerprozessor 60 bestimmt wird. Der gespeicherte oder ausgewählte Abtastwert wird an einen Korrelator 61 gesendet, der das Produkt aus dem Abtastwert X(k + i) mit einem Element C(i) der Codesequenz mittels eines Multiplizierers 62 berechnet. Dieses Produkt wird durch einen Addierer 63 mit dem Inhalt eines Akkumulators 64, der akkumulierte frühere Produkte speichert, kombiniert. Der Inhalt des Akkumulators 64 ist anfänglich auf null gesetzt, und i wird von 0 bis N – 1 iteriert, was die Akkumulation von N Produkten ermöglicht. Nachdem N Produkte akkumuliert wurden, wird der Inhalt des Akkumulators 64 als Korrelationswert R(k) ausgegeben.
Mit neuerlichem Bezug auf 3 korreliert der Korrelator 4a für Strahl k unabhängig vom verwendeten Korrelationsansatz das Multiplexer-Ausgangssignal M(k, n) mit der reellen Codesequenz C(n), wodurch er einen komplexen Korrelationswert R(k) = R_I(k) + jR_Q(k) erzeugt, wobei:
und wobei:
und wobei:
Die Korrelationswerte werden mit den komplexen Wichtungsfaktoren W(k) = W_I(k) + j W_Q(k) multipliziert, und die Ergebnisse werden zur Entscheidungsstatistik Z akkumuliert, die gegeben ist durch:
Die Menge Z wird dann in der Schwellwertvorrichtung 7 einer Schwellwertbestimmung unterzogen, um festzustellen, ob entweder eine "–1" oder eine "+1" gesendet wurde.
6 stellt die allgemeine Anordnung eines nichtkohärenten DRAKE-Empfängers 10 für ein System dar, das traditionelle CDMA mit direkter Spreizung verwendet. In einem DRAKE-Empfänger sind die Abgriffswichtungsfaktoren entweder 0 oder 1, was einfach bedeutet, daß der Korrelationswert von einem bestimmten Abgriff entweder zu einer Gesamtheit addiert wird oder nicht; außerdem werden im nichtkohärenten DRAKE die quadrierten Beträge der ausgewählten Korrelationswerte summiert, so daß sie vor der Summierung nicht mehr in Phase auszurichten sind. Folglich können die Wichtungsfaktoren entweder vor oder nach Bestimmung der quadrierten Beträge angewendet werden. Der Hauptunterschied zu dem in 3 gezeigten kohärenten Empfänger besteht darin, daß die Menge komplexer Multiplizierer 5, die die komplexen Wichtungsfaktoren auf jeweilige komplexe Korrelationswerte anwenden, ersetzt werden durch einen Betragsquadrat-Prozessor 15a, gefolgt vom Wichten mit 0 oder 1 in einem Wichtungsprozessor 15b.
In 6 werden phasengleiche und um 90° phasenverschobene Komponenten des empfangenen Funk-Mischsignals durch einen geeigneten Empfänger/Digitalisierer 11 zu Strömen von komplexen digitalen Abtastwerten I, Q verstärkt, gefiltert, demoduliert, analog-digital-konvertiert und schließlich gepuffert. Die Abtastwertströme I, Q werden durch eine Menge 14 von Korrelatoren verarbeitet, die die Werte der Korrelationen der Sequenz von Signalabtastwerten mit Verschiebungen der Spreizcodesequenz des Empfängers berechnen, die durch entsprechende aus einer Menge von lokalen Codegeneratoren erzeugt werden. Natürlich können statt dessen ein Codegenerator und geeignete Komponenten zum Verschieben der Codesequenz des Generators verwendet werden. Für ein Mehrwegprofil wie das in 1 gezeigte könnte die Menge 14 vier Korrelatoren umfassen, einen für jede der vier Verschiebungen des Spreizcodes, und die Verschiebungen jeder Codesequenz würden den Ankunftszeiten T₀–T₃ ideal entsprechen. Es ist verständlich, daß die Signal-Abtastwert-Ströme I, Q entweder seriell verarbeitet werden oder erst in einem Speicher gesammelt und dann parallel an die Korrelatoren übergeben werden können.
Da die Codesequenzen normalerweise nur einen reellen Wert haben, können entweder skalare Korrelatoren getrennt auf die I- bzw. Q-Abtastwerte wirken oder halb-komplexe Korrelatoren können gleichzeitig die Korrelationen der I- bzw. Q-Abtastwerte mit den Codesequenz-Verschiebungen berechnen. Außerdem können die Korrelationswerte über eine Anzahl übertragener Symbole gemittelt werden, um eine durchschnittliche Signalstärke für das decodierte Signal zu bestimmen. Die quadrierten Beträge der vier komplexen Korrelationswerte für die vier Verschiebungen des Spreizcodes werden dann aus den Abtastwerten der phasengleichen (Realteil-) und um 90° phasenverschobenen (Imaginärteil-)Komponenten durch den Betragsquadrat-Prozessor 15a berechnet.
Die multiplikativen DRAKE-Wichtungskoeffizienten werden durch den Wichtungsprozessor 15b auf die quadrierten Beträge der Korrelationswerte angewendet. Da die Wichtungsfaktoren in einem DRAKE-Empfänger nur 0 oder 1 sind, kann der Prozessor 15b auch als eine Abgriffs-Auswahlvorrichtung betrachtet werden. Die vier gewichteten Beträge für die Verschiebungen des Spreizcodes werden dann durch einen Addierer 16 kombiniert. Man wird anerkennen, daß mehr oder weniger als vier Verschiebungen jedes Spreizcodes verarbeitet werden können, um andere Mehrwegprofile zu handhaben. Das Nullsetzen ausgewählter der Wichtungsfaktoren, wie in einem DRAKE-Empfänger, löscht den Beitrag der jeweiligen Korrelationsbeträge vom Ausgangswert des Addierers 16 und kann somit verwendet werden, um Strahlen zu ignorieren, von denen erwartet wird, daß sie kaum signifikante Signalenergie enthalten.
Die Summe der gewichteten Korrelationsbeträge für den Spreizcode wird an eine Komparatorvorrichtung 17 übergeben, um das übertragene Symbol zu identifizieren. Bei einem Kommunikationssystem, das Blockcodes als Spreizcodesequenzen verwendet, würde die Menge 14 der Korrelatoren vorteilhafterweise eine hinreichende Zahl von Korrelatoren umfassen, um alle Codesequenzen und ihre Verschiebungen, die durch die lokalen Codegeneratoren erzeugt würden, gleichzeitig zu verarbeiten. Eine Menge, bestehend aus einem Betragsquadrat-Prozessor, einem Wichtungsprozessor und einem Addierer, würde für jede unterschiedliche Spreizcodesequenz bereitgestellt. Die Ausgangssignale der Addierer für die Menge von Spreizcodes würden an die Komparatorvorrichtung 17 übergeben.
Bei einem System, das Blockcodes verwendet, ist das Ausgangssignal der Komparatorvorrichtung 17 ein Indexwert, der den Spreizcode darstellt, der das größte Addierer-Ausgangssignal erzeugt hat. In einem System, das 128 orthogonale Walsh-Hadamard-Spreizcodes verwendet, überprüft die Komparatorvorrichtung 17 die 128 Addierer-Ausgangssignale, was sieben Bits an Informationen ergibt. Walsh-Hadamard-Codes sind von Vorteil, da ein Prozessor für schnelle Walsh-Transformationen (FWT), wie beispielsweise in dem auf denselben Anmelder übertragenen US-Patent 5 357 454 beschrieben, die 128 Korrelationen für jede Verschiebung des Spreizcodes sehr schnell erzeugen kann. Die Komparatorvorrichtung 17 kann vorteilhafterweise durch den auf denselben Anmelder übertragenen US-Patent 5 187 675 beschriebenen Maximum-Suchprozessor realisiert werden.
Im kohärenten RAKE-Empfänger skalieren die komplexen Wichtungsfaktoren die Korrelationswerte, um den gesamten Rausch- und -Interferenzabstand zu maximieren, und machen sie phasengleich, so daß sie durch den Akkumulator 6 kohärent addiert werden. Jeder komplexe Wichtungsfaktor ist optimal, wenn er der komplexe reziproke Wert des Mittelwerts seines jeweiligen Korrelationswerts ist. Es ist verständlich, daß das bloße Konzept des "Mittelwerts" bedeutet, daß der zugrundeliegende Korrelationswert statisch ist und nur aufgrund zusätzlichen Rauschens variiert. Da mindestens die Phase jeder Korrelation (das heißt R_Q(k)) aufgrund der relativen Bewegung zwischen Empfänger und Sender variiert, wird üblicherweise eine Vorrichtung wie zum Beispiel eine Phasenregelschleife zur Verfolgung von Korrelationsänderungen verwendet, um den korrekten Wichtungswinkel beizubehalten. Außerdem sollten die Beträge der komplexen Wichtungsfaktoren auch die Korrelationswertänderungen infolge von Änderungen der Signalreflexionseigenschaften der die Echos hervorrufenden Objekte verfolgen.
Bei einem CDMA-System, das 128 orthogonale Walsh-Hadamard-Spreizcodes verwendet, benötigt ein nichtkohärenter RAKE-Empfänger, der ein Vier-Signal-Mehrweg-Profil erwartet, 1024 Quadrier-Operationen, um die quadrierten Beträge aus den Real- und Imaginärteilen der Korrelationswerte zu entwickeln, und 512 Multiplikationen, um die Wichtungsfaktoren anzuwenden. Bei einem solchen System und Profil benötigt ein kohärenter RAKE-Empfänger mindestens 2048 Multiplikationen, um die komplexen Wichtungsfaktoren auf die Korrelationswerte anzuwenden. Aus Sicht der Prozessorhardware ist Multiplikation grundsätzlich schwieriger als Quadrieren, weil Multiplikation zwei Eingangsargumente statt eines einschließt. Deshalb ist ein kohärenter RAKE-Empfänger normalerweise komplizierter als ein nichtkohärenter RAKE-Empfänger.
Zu den Publikationen von allgemeinem Hintergrundinteresse für den Leser gehört US-Patent 5 103 459 von Gilhousen et al., das ein System und Verfahren zum Übertragen von Informationssignalen unter Verwendung von Spreizspektrum-Kommunikationsmethoden beschreibt. Bei Gilhousen werden PN-Sequenzen aufgebaut, die Orthogonalität zwischen den Nutzern bieten, so daß gegenseitige Interferenz reduziert wird, was höhere Kapazität und bessere Verbindungsleistung ermöglicht.
Die europäische Patentanmeldung 0 491 668 von Dent, denselben Erfinder, der in dieser Anmeldung benannt ist, beschreibt eine subtraktive CDMA-Demodulations-Methode, die ein codiertes Informationssignal optimal decodiert, das in vielen anderen einander überlagernden Signalen, die ein Empfangs-Mischsignal bilden, eingebettet ist.
Das US-Patent 4 694 467 von Mui beschreibt ein Modem, bei dem der Sender Spektrumspreizmethoden verwendet, die auf sequentiell übergebene Eingangsbits angewendet werden. Der Empfänger erzeugt komplexe Abtastwerte des empfangenen modulierten Signals auf einer Basisband-Frequenz und verwendet einen Detektor, um Signalabtastwerte der komplexen Abtastwerte, die relativ zueinander zeitlich verzögert sind, bereitzustellen. Eine ausgewählte Anzahl der zeitlich verzögerten Abtastwerte wird entspreizt und demoduliert, und die entspreizten und demodulierten Abtastwerte werden dann kombiniert, um ein demoduliertes Empfänger-Ausgangssignal zu bilden.
Ferner beschreibt das US-Patent 4 791 597 von Koo et al. ein multipliziererloses digitales FIR-Filter mit einer Anzahl seriell kaskadierter Stufen, die eine nichtlineare Folge von zwei zur Nten Potenz Koeffizientenwerten bereitstellen und bei dem der Quantisierungsfehler reduziert wird, indem die Koeffizientenwerte skaliert werden, um den mittleren quadratischen Fehler zu minimieren.
ZUSAMMENFASSUNG
Gemäß der Erfindung des Anmelders werden die im kohärenten RAKE-Empfänger verwendeten komplexen Wichtungsfaktoren grob quantisiert, das heißt, die Werte ihrer Real- und Imaginärteile sind begrenzt, so daß Multiplikation durch geeignetes digitales Verschieben realisiert werden kann. Bei der binären Datenverarbeitung sind die Wichtungswerte vorteilhafterweise auf die inversen Potenzen von zwei beschränkt. Die Erfindung des Anmelders stellt eine einfachere Ausführung eines kohärenten RAKE-Empfängers bereit, der eine höhere Leistung aufweist, aber weniger komplex ist als ein nichtkohärenter RAKE-Empfänger.
In einem Aspekt umfaßt die Erfindung des Anmelders ein Verfahren zum Decodieren eines CDMA-Signals mit den folgenden Schritten: Korrelierens mindestens zweier Zeitverschiebungen eines empfangenen Signals mit einem Spreizcode und Wichten der Ergebnisse mit aus einem Koeffizientenspeicher ausgewählten Koeffizienten. Die Zeitverschiebungen entsprechen einem übertragenen Datensymbol, der Spreizcode und sein Komplement entsprechen verschiedenen übertragenen Datensymbolen, und jeder Koeffizient hat ein Vorzeichen und einen Wert, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist und einer jeweiligen Zeitverschiebung entspricht. Das Verfahren umfaßt ferner die folgenden Schritte: Addieren der Ergebnisse des Wichtungsschritts für jede Zeitverschiebung in einem Akkumulator und Bestimmen eines Vorzeichens der Akkumulatorsumme, um das übertragene Datensymbol zu decodieren. Alternativ können die Ergebnisse des Wichtungsschritts für jede Zeitverschiebung in einem entsprechenden Akkumulator für jeden Spreizcode summiert werden, und die größte Summe wird dann ermittelt, um die Übertragungs-Datensymbole zu decodieren.
Unter einem anderen Aspekt der Erfindung des Anmelders umfaßt ein Gerät zum Decodieren von CDMA-Signalen eine Einrichtung zum Korrelieren mindestens zweier Zeitverschiebungen eines empfangenen Signals mit einem Spreizcode, wobei der Spreizcode und sein Komplement verschiedenen übertragenen Datensymbolen entsprechen und die mindestens zwei Zeitverschiebungen einem übertragenen Datensymbol entsprechen. Das Gerät umfaßt ferner eine Einrichtung zum Wichten der Korrelationen entsprechend den jeweiligen von mindestens zwei Koeffizienten, wobei jeder Koeffizient ein Vorzeichen und einen Wert hat, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist und einer jeweiligen Zeitverschiebung entspricht. Das Gerät umfaßt auch eine Einrichtung zum Summieren der gewichteten Korrelationen für jede Zeitverschiebung und eine Einrichtung zum Bestimmen eines Vorzeichens der Summe zum Decodieren des übertragenen Datensymbols. Alternativ kann das Gerät Einrichtungen zum getrennten Summieren der gewichteten Korrelationen für jede Zeitverschiebung und Einrichtungen zum Bestimmen der größten durch die Summiereinrichtung erzeugten Summe zum Decodieren der Übertragungs-Datensymbole umfassen.
Unter anderen Aspekten der Erfindung des Anmelders weist ein Verfahren und Gerät ferner einen Schritt oder eine Einrichtung zum Subtrahieren einer dem decodierten übertragenen Datensymbol entsprechenden Wellenform vom empfangenen Signal auf. Unter einem weiteren Aspekt der Erfindung des Anmelders weist das Verfahren folgende Schritte auf Korrelieren mindestens zweier Zeitverschiebungen mit mindestens zwei Spreizcodes, wobei die Spreizcodes unterschiedlichen übertragenen Signalen entsprechen, und Summieren der Ergebnisse des Wichtungsschritts für jede Zeitverschiebung in einem jeweiligen Akkumulator für jeden Spreizcode auf. Unter einem anderen Aspekt der Erfindung des Anmelders basieren die Wichtungskoeffizienten, die für nachfolgende übertragene Datensymbole verwendet werden, auf bisherigen Korrelationsergebnissen und decodierten übertragenen Datensymbolen. Noch weitere Aspekte der Erfindung des Anmelders werden unten beschrieben.
Die Leistung eines erfindungsgemäßen quantisierten kohärenten RAKE-Empfängers ist besser als die eines nichtkohärenten RAKE-Empfängers und ist fast so gut wie die eines herkömmlichen kohärenten RAKE-Empfängers, der nichtquantisierte komplexe Wichtungsfaktoren verwendet. Außerdem ist der quantisierte kohärente RAKE-Empfänger weniger komplex als jeder herkömmliche Empfänger, weil Verschiebungsoperationen weniger kompliziert sind als Quadrier- und Multiplikationsoperationen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale und Vorteile der Erfindung werden bei der Lektüre der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen ersichtlich, die folgendes zeigen:
1 stellt ein empfangenes Signal mit Hauptweg- und Echokomponenten dar;
2A und 2B stellen Wichtungsfaktoren dar, die auf ein Signal angewendet werden können, das zu unterschiedlichen Zeiten ankommt;
3 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen RAKE-Empfängers, der kohärente Post-Korrelator-Kombination unterschiedlicher Strahlen verwendet;
4 stellt eine parallele Methode zur Berechnung der Korrelation R(k) dar;
5 stellt eine serielle Methode zur Berechnung der Korrelation R(k) dar;
6 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen nichtkohärenten DRAKE-Empfängers;
7 ist ein Blockschaltbild eines quantisierten kohärenten RAKE-Empfängers gemäß der Erfindung des Anmelders;
8 zeigt eine Serie von Diagrammen, die darstellen, wie CDMA-Signale erzeugt werden;
9 und 10 zeigen eine Folge von Diagrammen, die darstellen, wie CDMA-Signale decodiert werden;
11 zeigt eine Folge von Diagrammen, die eine subtraktive CDMA-Demodulationsmethode darstellen; und
12 ist ein Teil-Blockschaltbild eines RAKE-Empfängers für Signale, die Verwürfelungsmasken verwenden.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die folgende Beschreibung steht im Zusammenhang mit einem CDMA-Kommunikationssystem, das Offset-QPSK-(OQPSK-)Modulation und 128 orthogonale Walsh-Hadamard-Spreizcodes verwendet, aber man wird anerkennen, daß die Erfindung auch mit anderen Kommunikationsschemata, einschließlich binärer PSK unter Verwendung eines Spreizcodes, verwendet werden kann.
Ein Blockschaltbild eines quantisierten kohärenten RAKE-Empfängers 110 gemäß der Erfindung des Anmelders ist in 7 gezeigt. Ein Empfänger 111 verstärkt, führt eine Abwärtsumsetzung durch und filtert ein empfangenes Funk-Mischsignal in geeigneter Weise und führt mit dem Ergebnis eine Analog-Digital-Umsetzung durch. Digitale I- bzw. Q-Abtastwerte der phasengleichen und um 90° phasenverschobenen Signalkomponenten werden in einem Abtastwert-Pufferspeicher 112 gesammelt. Die Taktung der A/D-Konvertierung und die Übertragung der Abtastwerte in den Puffer werden mit anderen Empfängerprozessen, wie zum Beispiel Trägerfrequenz-Synchronisation, mittels eines geeigneten Taktgebers 120 koordiniert. Nachdem 128 komplexe Abtastwerte im Puffer 112 gesammelt worden sind, aktiviert der Taktgeber 120 einen FWT Prozessor 114, um 128 Korrelationen mit dem Inhalt des Abtastwert-Puffers zu berechnen.
Bei Verwendung der exemplarischen OQPSK-Modulation treten alternierende Chips des Spreizcodes um 90 Grad verschoben auf im Vergleich zu denen dazwischen, das heißt, gerade Chips können im I-Kanal auftreten und ungerade Chips im Q-Kanal. Dementsprechend kann eine systematische 90-Grad-Vorrotation der Phase angewendet werden, um die Phase ungerader Chips mit der gerader Chips abzugleichen. Ein bekanntes Verfahren besteht darin, eine systematisch ansteigende Rotation um 0, 90, 180, 270, 360 (= 0), 90, 180, ... Grad auf nacheinander empfangene komplexe Abtastwerte anzuwenden, die um einen Chip voneinander getrennt sind, was einer Frequenzverschiebung von 1/4 der Chiprate entspricht. Betrachtet man beispielsweise nur die geraden Chips, wird man anerkennen, daß die geraden Chips eine systematische Rotation um abwechselnd 0, 180, 0, 180, ... Grad erfahren haben, was bedeutet, daß jeder alternierende gerade Chip invertiert wurde, so wie auch jeder alternierende ungerade Chip. Das wird jedoch im Empfänger durch den als "Vorcodierung" bezeichneten Prozeß kompensiert, der bei der Modulation jedes alternierende gerade und ungerade Bit wesentlich invertiert, so daß nach der systematischen Vorrotation des Empfängers die Chip-Polaritäten erneut die der beabsichtigten Chipsequenz sind.
Trotz der oben beschriebenen Maßnahmen, die zum Abgleich gerader und ungerader Chips in derselben Phasenebene verwendet werden, bedeutet die unbekannte Phase aufgrund der Funkausbreitung über eine Strecke von Millionen Wellenlängen, daß diese Phasenebene die reelle Ebene, die imaginäre Ebene oder irgend etwas dazwischen sein kann. Dementsprechend muß der FWT Prozessor 114 sowohl die Realteile als auch die Imaginärteile des Signals korrelieren, um zu garantieren, daß die gesamte empfangene Signalenergie eingeschlossen ist.
Der FWT Prozessor 114 verwendet intern vorteilhafterweise serielle Arithmetik, wie in US-Patent 5 357 454 offengelegt. Ein solcher FWT Prozessor verarbeitet effizient M binäre Eingangswerte, die seriell dargestellt sind, mit dem niedrigstwertigen Bit ("LSB") zuerst, an M entsprechenden Leitern oder Eingängen. Man wird anerkennen, daß zwei 128-Punkt-FWT Prozessoren zum parallelen Berechnen der Realteile (aus den phasengleichen Abtastwerten) und Imaginärteile (aus den um 90° verschobenen Abtastwerten) der komplexen Korrelationen bereitgestellt werden können. Andererseits kann ein 128-Punkt-FWT Prozessor bereitgestellt werden, um die Real- und Imaginärteile nacheinander zu berechnen, wenn es die Verarbeitungszeit erlaubt.
Die Verwendung von serieller Arithmetik durch den FWT Prozessor erleichtert die Anwendung komplexer RAKE-Wichtungsfaktoren gemäß der Erfindung des Anmelders. Wenn die Wichtungswerte zu inversen Potenzen von zwei quantisiert werden, können die Korrelationswerte einfach dadurch skaliert werden, daß die Verwendung des seriellen Bitstroms, der durch den FWT Prozessor 114 erzeugt wird, entsprechend verzögert wird. Die Verzögerung der Verwendung des Ausgangs-Bitstroms des FWT-Prozessors um ein Bit hat die Wirkung des Multiplizierens der Korrelationswerte mit einhalb; durch die um zwei Bit verzögerte Verwendung des Ausgangswerts wird mit einem Viertel "multipliziert" und so weiter. Um also zum Beispiel durch zwei zu teilen, wird das erste auftretende Bit (das niedrigstwertige Bit) nicht verwendet. Das nächste auftretende Bit wird dann als das niedrigstwertige verwendet und so weiter, bis das letzte Bit aufgetreten ist. Das letzte auftretende Bit wird dann festgehalten und als ein Vorzeichenerweiterungs-Bit wiederverwendet, bis die erforderliche Anzahl von Ausgangsbits verwendet worden ist. Diese Verzögerungen können einfach dadurch bewirkt werden, daß die Taktgeber-Einheit 120 zu entsprechenden unterschiedlichen Zeiten Taktimpulse an den FWT Prozessor 114 und an den Pufferspeicher 112 ausgibt.
Außerdem wird man anerkennen, daß die Taktgeber-Einheit die Taktimpulse selektiv um einen ersten Betrag verzögern kann, um die geeigneten Wichtungswerte für die Realteile der Korrelationen zu implementieren, und dann die Taktimpulse selektiv um einen zweiten Betrag verzögern kann, um andere Wichtungswerte für die Imaginärteile der Korrelationen zu implementieren.
Man beachte, daß Korrelationswerte an Abgriffen mit kleineren Koeffizienten zuerst bestimmt werden können und die Teile der FWT Hardware für Real- und Imaginärteile umgeschaltet werden können, um Korrelationswerte bei unterschiedlichen Pufferverschiebungen zu bestimmen. Wenn zum Beispiel Abgriff/Verschiebung 1 den reellen Koeffizienten 1 und den imaginären Koeffizienten 1/4 hat und Abgriff/Verschiebung 3 den reellen Koeffizienten –1/4 und den imaginären Koeffizienten –1/2 hat, kann es von praktischem Vorteil sein, den FWT den Abgriff 3 zur gleichen Zeit bestimmen zulassen, zu der der imaginäre FWT den Abgriff 1 bestimmt. Auf diese Weise werden die Abgriffe mit Koeffizienten 1/4 zuerst verwendet. Diese werden in den Akkumulatoren addiert und dann werden die FWTs für Koeffizienten 1/2 bestimmt. Da die letzteren Bestimmungen mit der doppelten Signifikanz der vorherigen Bestimmungen in die Akkumulatoren addiert werden müssen, ist die Verzögerung der seriellen Bitströme (oder die Beschleunigung des Umlaufens von Akkumulatorinhalte, um das niedrigstwertige Bit zu verwerfen) angemessen. Diese Modifikation der gegenwärtig bevorzugten Implementierung kann von praktischem Vorteil sein.
Skalierungsprofile, das heißt die Wichtungsfaktoren, für Real- und Imaginärteile jeder Korrelation können vergeben werden, indem Parameter verwendet werden, die in einem Koeffizientenspeicher 115a gespeichert sind, um ±-Vorzeichenwechsel zu steuern, die durch einen Vorzeichenwechsler 115b vergeben werden. Der Vorzeichenwechsler 115b kann zum Beispiel eine Kombination aus einem invertierenden Gatter und einem Auswahlschalter sein, der entweder den Ausgangsstrom des Gatters oder seinen Eingangsstrom auswählt, je nachdem, ob ein Vorzeichenwechsel erwünscht ist oder nicht. Eine solche Kombination kann auch einfach durch ein Exklusiv-ODER-Gatter realisiert werden.
Die skalierten und vorzeichenveränderten Korrelationswerte werden bitweise in 128 Akkumulatoren 116 summiert, wobei jeder Akkumulator für einen jeweiligen FWT Ausgangswert bestimmt ist und vorteilhafterweise einen bitseriellen Addierer 116a und einen bitseriellen Umlaufspeicher 116b umfaßt. Somit findet das Skalieren statt, bevor die Korrelationen voll entwickelt sind, das heißt, während die Korrelationswerte seriell erzeugt werden.
Man beachte, daß die Ausführungsform des oben beschriebenen Vorzeichenwechslers 115b keine exakte Zweierkomplement-Negation der Werte erzeugt, da eine Zweierkomplement-Negation tatsächlich durch Komplementieren der Bits und anschließendes Addieren von 1 zum komplementierten Wert vorgenommen wird. Da die "Addiere 1"-Operation jedoch an einem LSB vorgenommen wird, kann sie oft vernachlässigt werden, wenn die Wortlänge (Präzision) ohne sie ausreichend ist. Alternative Möglichkeiten, das Runden wie hier und wie im Fall des Aussonderns des LSB im obigen "Verzögerungs"-Verfahren durchzuführen, bestehen darin, das Übertrag-Flipflops des bitseriellen Addierers 116a bei der Negation vorher auf 1 zu setzen oder beim Teilen, wenn das ausgesonderte LSB eine 1 ist, vorher auf 1 zu setzen.
Der Inhalt des Abtastwert-Puffers 112 wird dann um einen oder mehrere Abtastwerte zeitverschoben entsprechend der Verzögerung des nächsten Strahls, und der FWT Prozessor 114 berechnet Korrelationen, wie oben beschrieben, unter Verwendung der verschobenen Abtastwerte. Diese Korrelationen werden skaliert und vorzeichenverändert entsprechend ihren eigenen entsprechenden Koeffizienten, die aus dem Koeffizientenspeicher 115a abgerufen werden. Auf diese Weise werden Mengen von 128 komplexen Korrelationen für eine Vielzahl von Verschiebungen der empfangenen Abtastwerte berechnet, das heißt, für eine Vielzahl von Strahlen.
Gemäß der Erfindung des Anmelders werden die Real- und Imaginärteile der Korrelationswerte von jedem RAKE-Abgriff mit Werten gewichtet, die aus den Folgen ±1, ±1/2, ±1/4, ... ausgewählt werden, entsprechend ihrer relativen Wichtigkeit und ihrem Vorzeichen, wie sie durch Beobachtung ihrer Mittelwerte über einen Zeitabschnitt bestimmt werden, er länger ist als ein Informationssymbol. Die gegenwärtig bevorzugte Implementierung ist, obwohl sie nur Beispielcharakter hat, eine Implementierung, bei der Informationssymbole aus Gruppen von sieben Bits bestehen, die verwendet werden, um eines von 128 orthogonalen 128-Chip-Codewörtern für die Übertragung auszuwählen. Das vom Empfänger empfangene Signal wird wenigstens einmal pro Chip abgetastet, und die Abtastwerte werden nacheinander einem Pufferspeicher zugeführt, der Abtastwerte aufnimmt, die mindestens 128 Chips entsprechen.
Der FWT Prozessor verarbeitet 128 Abtastwerte aus dem Puffer, die um ein Chip getrennt sind, um 128 Korrelationswerte entsprechend den 128 möglichen übertragenen Codewörtern zu erzeugen. Diese 128 Werte sind die Korrelationen von einem RAKE-Abgriff, der der bestimmten Verschiebung der empfangenen Datenabtastwerte entspricht, die aus dem Puffer abgerufen werden. Die 128 Realwerte werden einer Wichtung mit dem quantisierten Koeffizienten unterzogen, der für den Realteil dieses Abgriffs bestimmt wurde, und die gewichteten Werte werden in 128 jeweiligen Akkumulatoren 116 akkumuliert. Ebenso werden die 128 Imaginärwerte mit dem quantisierten Koeffizienten gewichtet, der für den Imaginärteil dieses Abgriffs bestimmt wurde, und werden in den 128 Akkumulatoren akkumuliert. Wird ein weiterer Signalabtastwert empfangen, wird er in den Puffer verschoben, und der älteste Abtastwert im Puffer fällt aus dem 128-Chip-Fenster des FWT heraus. Der Pufferspeicher sollte deshalb groß genug sein, um die Anzahl der Signalabtastwerte aufzunehmen, die 128 + L Chips entspricht, wobei L die Anzahl der RAKE-Abgriffe ist. Der FWT erzeugt dann 128 weitere Korrelationen, wobei er die neue Verschiebung der Abtastwerte im Puffer verwendet, die einem anderen RAKE-Abgriff entspricht, und die Real- und Imaginärteile derselben werden mit den quantisierten Koeffizienten gewichtet, die vor der Akkumulation für diesen Abgriff bestimmt wurden.
Nachdem alle erwünschten RAKE-Abgriffe auf die oben beschriebene Weise verarbeitet worden sind, enthalten die 128 Akkumulatoren die Summe der gewichteten Korrelationen jedes Abgriffs. Bei der Bestimmung der größten Summe zeigt sich das wahrscheinlichste übertragene Codewort, wobei sich sieben Informationsbits ergeben. Die größte Summe der Akkumulatoren 116 wird durch eine Größenkomparatorvorrichtung 117 bestimmt, die gemäß der in US-Patent 5 187 675 offengelegten Erfindung arbeiten kann.
Nachdem das übertragene Codewort auf diese Weise bestimmt worden ist, wird die Korrelation mit diesem Codewort von jedem RAKE-Abgriff ausgewählt, entweder indem die ursprünglichen Korrelationen in einem Speicher festgehalten werden und anschließend darauf zugegriffen wird oder indem jede Pufferverschiebung von neuem verarbeitet wird, aber dabei ist es notwendig, pro Verschiebung nur ein Korrelationswert entsprechend dem bestimmten Codewort zu berechnen. Die Real- und Imaginärteile jeder Korrelation werden dann separat durch einen Koeffizientenrechner und -quantisierer 130 gemittelt, der einen Mittelwertbildner für jeden in Betracht kommenden RAKE-Abgriff bereitstellt, und die Mittelwerte werden beim Bestimmen der quantisierten Wichtungskoeffizienten für jeden Abgriff verwendet, die zum Akkumulieren der Korrelationswerte zu verwenden sind, um das nächste übertragene Symbol zu decodieren.
Wir nehmen beispielsweise an, daß die Mittler für eine Menge von RAKE-Abgriffen die Werte in der unten aufgeführten Tabelle erzeugen. Die geeigneten quantisierten Wichtungskoeffizienten, die durch den Rechner und Quantisierer 130 für das nächste übertragene Symbol bestimmt werden, könnten dann denen in der äußersten rechten Spalte entsprechen.
Die Mittelwertbildner, die im Rechner und Quantisierer 130 implementiert sind, um die Abgriffs-Mittelwerte zu erzeugen, können nach jedem von einer Anzahl von bekannten Verfahren arbeiten, wie zum Beispiel gleitende Mittelwertbildung, exponentielles Vergessen oder Kalmanfilterung. Das letztere, welches das gegenwärtig bevorzugte Verfahren ist, arbeitet so, daß ein nächster Wert unter Verwendung eines zeitlich abgeleiteten Schätzwerts vorhergesagt wird, der vorhergesagte Wert als Abgriffs-Mittelwert verwendet wird, um die quantisierten Koeffizienten zu bestimmen, wie oben dargestellt, die Koeffizienten verwendet werden, um die Abgriffe zu kombinieren und ein Codewort zu decodieren, und anschließend die Vorhersage und der zeitlich abgeleitete Schätzwert korrigiert werden, wenn der Wert der Korrelation mit dem decodierten Codewort verfügbar ist. Das bevorzugte Kalmanfilter kann vorteilhafterweise auch einen Schätzwert der zeitlichen Ableitung der Abgriffsphase berechnen, das heißt einen Frequenzfehler, um den komplexen Wert der nächsten Korrelation besser vorherzusagen, indem es die über eine Symboldauer erwartete Phasenrotation auf die vorige, korrigierte Vorhersage anwendet, um die nächste Vorhersage zu erhalten. Dies kann zusätzlich zur Verwendung reeller und imaginärer zeitlicher Ableitungen erfolgen, um die eine Symboldauer späteren neuen reellen und imaginären Werte vorauszusehen. Ein gewichteter Mittelwert über alle Abgriffe ihrer entsprechenden Phasenableitungen ist auch eine gute Anzeige für Signalfrequenzfehler, die auf Sender- und Empfänger-Oszillatorfehler zurückzuführen sind, und kann verwendet werden, um eine ausgleichende Gegenrotation auf empfangene Signal-Abtastwerte als eine Form der automatischen Frequenzregelung (AFC) anzuwenden und/oder den Referenz-Frequenzoszillator des Empfängers zu korrigieren.
Man wird anerkennen, daß die Mittelwertbildung der Korrelationswerte über eine Anzahl von übertragenen Symbolen die mittlere Signalstärke bestimmt, da die Information von den orthogonalen Walsh-Blockcodewörtern transportiert wird und nicht durch Vorzeichen-Umkehrungen einer Spreizcode-Sequenz. Dementsprechend werden Korrelationen mit allen möglichen Codes gebildet, und die größte Korrelation wird bestimmt. Angenommen, es wurde eine richtige Entscheidung getroffen und Rauschen verursachte keinen Symbolfehler, dann ist der Wert der größten Korrelation von Block zu Block gleich, unabhängig von den zugrundeliegenden sieben Informationsbits, und eine Änderung der Phase und der Amplitude erfolgt nur relativ langsam mit der Kanal-Schwundrate. Wenn der Kanal zum Beispiel eine Empfangssignal-Amplitude von 0,32 mit einer Phase von 45 Grad ergibt und Code C4 übertragen wird, dann wird 0,32·(cos(45) + j·sin(45))·C4 empfangen, und dieser komplexe Wert taucht im Intervallbereich 4 des FWT auf. Wenn Code C97 als nächstes übertragen wird und der Kanal sich leicht verändert hat, so daß das empfangene Signal eine Amplitude von 0,29 mit einer Phase von 53 Grad hat, dann taucht der komplexe Wert 0,29·(cos(53°) + j·sin(53°))·C97 im Intervallbereich 97 des FWT auf. Die Mittelwertbildung der Werte aus den größten FWT Intervallbereichen ergibt folgendes: Xmean = (0,32·cos(45°) + 0,29·cos(53°))/2 Ymean = (0,32·sin(45°) + 0,29·sin(53°))/2,was die richtigen Mittelwerte sind.
Man wird erkennen, daß es bei Verwendung binärer Signalisierung nötig ist, die Invertierung oder Modulation, die durch die Information vor der Mittelwertbildung hervorgerufen wurde, zu beseitigen. Zum Beispiel wird die Information in einem System, das binäre PSK-Modulation verwendet, die Vorzeichen-Umkehrungen einer einzelnen Spreizcode-Sequenz entsprechend den Werten der Datenbits transportiert; der Spreizcode und sein Komplement entsprechen jeweils unterschiedlichen übertragenen Datensymbolen. Das Vorzeichen des einen Korrelationswerts ergibt das decodierte binäre Datenbit. Somit beseitigt der Koeffizientenrechner und -quantisierer 130 die binäre PSK-Modulation vor der Mittelwertbildung beispielsweise dadurch, daß er den Ausgangswert des RAKE-Kombinators (das heißt, den Ausgangswert des Größenkomparators 117) als eine besten Schätzwert des Vorzeichens der Datenmodulation verwendet und dann den Korrelationswert von jedem RAKE-Abgriff vor der Mittelwertbildung der Korrelationen dementsprechend zurückinvertiert.
Eine bessere Alternative für den Rechner und Quantisierer 130 besteht darin, die Ausgangswerte des RAKE-Kombinators als "weiche" Bitwerte in einem Fehlerkorrektur-Decodierprozeß zu verwenden. Der Rechner und Quantisierer 130, der somit einem Faltungsdecodierer entspräche, würde dann die korrigierten Bits verwenden, die mit viel größerer Wahrscheinlichkeit richtig sind, um die Phasen- und/oder Amplitudenänderungen rückgängig zu machen, die durch die Datenmodulation verursacht werden, bevor die RAKE-Abgriffswerte gemittelt werden. Dies bedeutet eine Verzögerung für ein Datenbit, das sich weit genug durch den Fehlerkorrektur-Decodierer bewegt, um mehr oder weniger "stabil" zu werden, so daß die RAKE-Abgriffswerte, nachdem die Datenbits bestimmt worden sind, zur Mittelwertbildung in einem Puffer von einer Länge, die dieser Verzögerung entspricht, gespeichert werden müssen. Solange diese Verzögerung klein ist, verglichen mit der Rate, mit der sich der Kanal infolge von Schwund ändert, tritt kein Problem auf.
Die Funktionen des Koeffizientenrechners und -quantisierers 130 werden unten ausführlicher beschrieben.
Der quantisierte kohärente RAKE-Empfänger 110 arbeitet vorteilhafterweise mit subtraktiver CDMA-Demodulation, wie sie in den US-Patenten 5 151 919 und 5 218 619 beschrieben ist, die auf denselben Anmelder übertragen sind. In den in diesen Patenten beschriebenen Systemen werden die Real- und Imaginärteile der größten Korrelation auf null gesetzt, wodurch das gerade detektierte Signal entfernt wird, und inverse Transformationen werden durchgeführt, um Abtastwerte an den Pufferspeicher zurückzugeben, von dem das gerade detektierte Signal subtrahiert worden ist. Der Prozeß der Vorwärtskorrelation wird dann wiederholt. 8 bis 10 legen Beispiel-Wellenformen der Codier- und Decodierprozesse dar, die bei traditionellen CDMA-Systemen angewendet werden. Unter Verwendung der Wellenform-Beispiele von 8 bis 10 wird die verbesserte Leistung einer subtraktiven CDMA-Demodulationsmethode in 11 dargestellt.
Zwei unterschiedliche Datenströme, die in 8 als Signaldigramme (a) und (d) gezeigt sind, stellen digitalisierte Informationen dar, die über zwei getrennte Kommunikationskanäle zu übermitteln sind. Informationssignal 1 wird unter Verwendung eines digitalen Codes hoher Bitrate, der einmalig für Signal 1 ist und die im Signaldiagramm (b) gezeigt ist, moduliert. Das Ergebnis dieser Modulation, das genau das Produkt der zwei Signal-Wellenformen ist, wird im Signaldiagramm (c) gezeigt. Nach der Booleschen Logik ist die Modulation zweier binärer Wellenformen genau eine Exklusiv-ODER-Operation. Eine ähnliche Folge von Operationen wird für Informationssignal 2 durchgeführt, wie in den Signaldiagrammen (d)–(f) gezeigt. In der Praxis werden natürlich viel mehr als zwei codierte Informationssignale über das für Mobiltelefon-Kommunikation verfügbare Frequenzspektrum gespreizt.
Jedes codierte Signal wird verwendet, um einen Funkfrequenz-(RF-)Träger unter Verwendung irgendeiner aus einer Anzahl von Modulationsmethoden, wie zum Beispiel QPSK, zu modulieren. In einem zellularen Telefonsystem wird jeder modulierte Träger durch die Luft gesendet. In einem Funkempfänger, zum Beispiel einer zellularen Basisstation, werden alle Signale, die in der zugewiesenen Frequenz-Bandbreite einander überlagern, gemeinsam empfangen. Die individuell codierten Signale werden addiert, wie in den Signaldiagrammen (a)–(c) gemäß 9 gezeigt, um eine Mischsignal-Wellenform (Diagramm (c)) zu bilden.
Nach der Demodulation des empfangenen Signals zu der entsprechenden Basisband-Frequenz findet die Decodierung des Mischsignals statt. Informationssignal 1 kann decodiert oder entspreizt werden, indem das in 9(c) gezeigte empfangene Mischsignal mit dem eindeutigen Code, der ursprünglich zum Modulieren des im Signaldiagramm (d) gezeigten Signals 1 verwendet wurde, multipliziert wird. Das resultierende Signal wird analysiert, um die Polarität (hoch oder niedrig, +1 oder –1, "1" oder "0") jeder Informationsbitperiode des Signals festzulegen. Die Einzelheiten, wie der Codegenerator des Empfängers mit dem übertragenen Code zeitlich synchronisiert wird, sind dem Fachmann bekannt.
Diese Entscheidungen können getroffen werden, indem während jeder Bitperiode ein Mittelwert oder ein Mehrheitsentscheidung über die Chip-Polaritäten genommen wird. Solche "harten" Entscheidungsprozesse sind so lange akzeptabel, solange keine Signalmehrdeutigkeit auftritt. Zum Beispiel ist während der ersten Bitperiode im Signaldiagramm (f) der mittlere Chipwert +1,00, was ohne weiteres eine Bitpolarität von +1 anzeigt. Ähnlich ist während der dritten Bitperiode der mittlere Chipwert +0,75 und die Bitpolarität ebenfalls höchstwahrscheinlich eine +1. Jedoch ist in der zweiten Bitperiode der durchschnittliche Chipwert null, und die Mehrheitsentscheidung oder der Mittelwerttest können keinen akzeptablen Polaritätswert liefern.
In solchen mehrdeutigen Situationen muß ein "weicher" Entscheidungsprozeß angewendet werden, um die Bitpolarität zu bestimmen. Zum Beispiel kann eine analoge Spannung, die zum empfangenen Signal nach dem Entspreizen proportional ist, über die Zahl der Chipperioden, die einem einzelnen Informationsbit entsprechen, integriert werden. Das Vorzeichen oder die Polarität des Integrationsendergebnisses zeigt an, daß der Bitwert eine +1 oder –1 ist.
Die Decodierung von Signal 2, wie die von Signal 1, wird in den Signaldiagrammen (a)–(d) von 10 gezeigt. Jedoch gibt es nach der Decodierung keine mehrdeutigen Bitpolaritätssituationen.
Im Gegensatz zur herkömmlichen CDMA besteht ein wichtiger Aspekt der subtraktiven CDMA-Demodulationsmethode in der Erkenntnis, daß die Unterdrückung der eigenen CDMA-Signale nicht durch den Verarbeitungsgewinn des Spreizspektrum-Demodulators begrenzt wird, wie es bei der Unterdrückung von Störsignalen militärischer Art der Fall ist. Ein hoher Prozentsatz der anderen Signale, die in einem empfangenen Mischsignal enthalten sind, sind keine unbekannten Störsignale oder Umweltrauschen, was nicht korreliert werden kann. Im Gegenteil ist das meiste Rauschen, wie oben definiert, bekannt und wird verwendet, um die Decodierung des in Betracht kommenden Signals zu erleichtern. Die Tatsache, daß die Eigenschaften der meisten dieser Rauschsignale einschließlich ihrer entsprechenden Spreizcodes bekannt sind, wird bei der subtraktiven CDMA-Demodulationsmethode zur Verbesserung der Systemkapazität und der Genauigkeit des Signal-Decodierungsprozesses verwendet. Statt einfach jedes Informationssignal aus dem Mischsignal zu decodieren, entfernt die subtraktive CDMA-Demodulationsmethode außerdem jedes Informationssignal aus dem Mischsignal, nachdem es decodiert worden ist. Diejenigen Signale, die übrigbleiben, werden nur aus dem Rest des Mischsignals decodiert. Folglich behindern die bereits decodierten Signale nicht die Decodierung der übrigen Signale.
Wenn zum Beispiel in 11 das Signal 2 bereits decodiert worden ist, wie im Signaldiagramm (a) gezeigt, kann die codierte Form des Signals 2, wie in den Signaldiagrammen (b) und (c) gezeigt, wiederhergestellt werden (wobei der Beginn der ersten Bitperiode des wiederhergestellten Datenstroms für Signal 2 auf gleicher Höhe mit dem Beginn des vierten Chips des Codes für Signal 2 liegt, wie in den Signaldiagrammen (d) und (e) von 8 gezeigt) und vom Mischsignal im Signaldiagramm (d) subtrahiert werden (wobei wiederum der erste Chip des wiederhergestellten codierten Signals 2 auf gleicher Höhe mit dem vierten Chip des empfangenen Mischsignals liegt), um das codierte Signal 1 im Signaldiagramm (e) übrigzulassen. Das wird durch Vergleichen des Signaldiagramms (e) in 11 mit dem Signaldiagramm (c) in 8 (verkürzt durch das Entfernen der ersten drei und des allerletzten Chips) ohne weiteres bestätigt. Das Signal 1 wird auf einfache Weise wiedergewonnen, indem das codierte Signal 1 mit dem Code 1 multipliziert wird, um das Signal 1 wiederherzustellen. Man beachte, daß es nur sechs +1-Chips in der ersten Bitperiode des im Signaldiagramm (f) von 11 gezeigten wiedergewonnenen Signals 1 gibt, da die Bitperioden der Datenströme für die Signale 1 und 2 um zwei Chips zueinander verschoben sind. Es ist bezeichnend, daß, während das herkömmliche CDMA-Decodierungsverfahren außerstande war, festzustellen, ob die Polarität des Informationsbits in der zweiten Bitperiode von Signal 1 eine +1 oder eine –1 im Signaldiagramm (f) von 9 war, das Decodierungsverfahren der subtraktiven CDMA-Demodulationsmethode diese Mehrdeutigkeit einfach dadurch effektiv aufhebt, daß das Signal 2 aus dem Mischsignal entfernt wird.
Wie oben beschrieben, werden die Neuberechnung der Korrelationen durch den FWT Prozessor 114 anhand unterschiedlichen Verschiebungen des Abtastwert-Puffers und die anschließende Subtraktion der Korrelationen der detektierten Signale vorzugsweise in der Reihenfolge von der stärksten zur schwächsten Korrelationsstärke durchgeführt. Während dieses Prozesses berechnet der in 7 gezeigte quantisierte kohärente RAKE-Empfänger 110 von neuem die Korrelationen der Komponente, die als die größte angesehen wird, und das Ergebnis wird von der Komparatorvorrichtung 117 an den RAKE-Koeffizientenrechner und -quantisierer 130 übermittelt, der unten ausführlicher beschrieben wird.
Man wird anerkennen, daß der quantisierte kohärente RAKE-Empfänger 110 vorteilhaft in Kommunikationssystemen verwendet werden kann, in denen Walsh-Hadamard-Spreizcodes durch die bitweise Modulo-2-Addition vorbestimmter Verwürfelungsbitmuster modifiziert werden. Solche Systeme sind im US-Patent 5 353 352 "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communication" (Vielfachzugriffscodierung für Mobilfunk-Kommunikation)" beschrieben.
12 zeigt einen Abschnitt des in 7 gezeigten RAKE-Empfängers mit den zusätzlichen Komponenten, die für die Arbeit mit Verwürfelungsbitmustern oder Verwürfelungsmasken benötigt werden und die Eigenschaften aufweisen, die in der oben erwähnten Patentanmeldung beschrieben sind. Diese Verwürfelungsmasken werden vorteilhaft als Verweistabelle zum Beispiel in einem RAM- oder ROM-Speicher gespeichert, aus dem eine bestimmte Maske durch Übergabe ihrer zugeordneten Adresse abgerufen wird. Wenngleich hier in Form einer Speicher-Verweistabelle beschrieben, wird man anerkennen, daß ein geeigneter Codegenerator, wie zum Beispiel ein digitaler Logikschaltkreis oder Mikrorechner, der zur Laufzeit die durch Auswahlsteuerungs-Eingangssignale gekennzeichneten Verwürfelungsmasken erzeugt, ebenfalls verwendet werden kann.
Das von einer Antenne empfangene Mischsignal wird an einen Empfänger-Demodulator 111a übergeben, der empfangene serielle Abtastwerte des Mischsignals demoduliert. Ein Seriell-Parallel-Umsetzer 111b konvertiert die seriellen Abtastwerte in parallele Blöcke von Signalabtastwerten (die komplex sein können, entsprechend den phasengleichen und um 90° phasenverschobenen Signalkomponenten). Die Reihenfolge, in der jedes Informationssignal im Empfänger decodiert wird, wird durch die Empfangs-Verwürfelungsmaskenwahladresse b_A oder b_B, die an einen Verwürfelungsmasken-Speicher 140 übergeben wird, bestimmt. Die in dem Seriell-Parallel-Umsetzer 111b gepufferten parallelen Abtastwerte werden mit der durch einen N-Bit-Addierer 150 aus dem Speicher 140 abgerufenen Verwürfelungsmaske einer bitweisen Exklusiv-ODER-Operation unterzogen oder zu dieser Verwürfelungsmaske Modulo-2-addiert. Wenn die empfangenen Abtastwerte komplex sind, könnten unterschiedliche Verwürfelungsmasken für die phasengleichen und um 90° phasenverschobenen Komponenten verwendet werden. Die entwürfelten Signale werden dann durch den verbleibenden Teil des RAKE-Empfängers, einschließlich der FWT-Schaltung 114, wie oben beschrieben decodiert.
In einem solchen System wird Quelleninformation, zum Beispiel Sprache, zu Blöcken von M (oder M + 1) binären Bits konvertiert, und diese Bitblöcke werden mit orthogonalen (oder bi-orthogonalen) Fehlerkorrektur-Blockcodes codiert. Die orthogonalen 2^M-Bit-Blockcodewörter werden durch eine Modulo-2-N-Bit-Addition einer Verwürfelungsmaske verwürfelt, die aus einer Verweistabelle im Speicher abgerufen werden kann. Bei idealen Verwürfelungsmasken kann es entweder n_A = N^1/2 oder n_B = N/2 Verwürfelungsmasken geben, in Abhängigkeit davon, welches Verfahren verwendet wurde, um die Verwürfelungsmasken-Menge zu erzeugen. Somit beträgt die Anzahl der Bits, die zum Adressieren jeder Maske aus dem Speicher benötigt wird, entweder b_A = log₂(n_A) oder b_B = log₂(n_B), und durch Übergabe der b_A-Bit- oder b_B-Bit-Verwürfelungsmaskenwahladresse, die einer bestimmten Verwürfelungsmaske zugeordnet ist, an den Speicher wird diese Maske aus dem Speicher abgerufen und zum blockcodierten Signal Modulo-2-addiert.
Die Fähigkeit, selektiv eine spezifische Verwürfelungsmaske zu adressieren und abzurufen, wird wichtig bei der Bestimmung der Reihenfolge, in der die Signale aus einem empfangenen Mischsignal decodiert werden. Wenn zum Beispiel stärkere codierte Informationssignale zuerst decodiert und aus dem Mischsignal entfernt werden, bevor schwächere Signale decodiert werden, müssen die Verwürfelungsmasken nach der Signalstärke der ihnen zugeordneten codierten Informationssignale sortiert werden. Bei subtraktiver CDMA-Demodulation gemäß dem US-Patent 5 357 454 und dem US-Patent 5 187 675, auf die oben Bezug genommen wurde, würde die dem stärksten Informationssignal entsprechende Verwürfelungsmaske zur Decodierung ausgewählt werden. Nachdem dieses Signal entfernt worden ist, wird die dem nächststärkeren Informationssignal entsprechende Verwürfelungsmaske ausgewählt und so weiter, bis das schwächste Signal decodiert ist.
Der RAKE-Koeffizientenrechner und -quantisierer 130 bestimmt aus der Sequenz der ihm durch den Komparator 117 übergebenen ausgewählten komplexen Korrelationswerte den Mittelwert und die Tendenz der Real- und Imaginär-Transformations-Komponenten. Diese werden vom Rechner 130 verwendet, um die Werte, die in der nächsten Analyseperiode auftreten werden, und somit die Wichtungsfaktoren vorherzusagen, die aus dem Koeffizientenspeicher 115a abgerufen werden sollen. Somit kann sich der Empfänger 110 an sich ändernde Mehrwegbedingungen anpassen. Die vom Rechner 130 ausgeführten Berechnungen erfordern im allgemeinen einen digitalen Signalprozessor, wie zum Beispiel das Modell TMS 320C50, das von Texas Instruments vertrieben wird.
Die vorhergesagten Werte werden vorzugsweise auf den Betrag des größten normiert, dem der Wert +1 zugewiesen wird; die übrigen werden wie folgt quantisiert:
wenn Betrag > 0,7, dann quantisiere auf ±1;
wenn 0,35 < Betrag < 0,7, dann quantisiere auf ±0,5;
wenn 0,175 < Betrag < 0,35, dann quantisiere auf ±0,25; und
wenn Betrag < 0,175, dann quantisiere auf 0,0. Somit werden die vorhergesagten Transformationswerte grob auf vorzugsweise vier Stufen quantisiert.
Die Vorhersage des Rechners 130 bezüglich der Korrelationswerte für das nächste Analyseintervall nach vorherigen Werten kann im einfachsten Fall schlicht die Vorhersage bedeuten, daß die nächsten Werte die gleichen sind wie die vorherigen Werte.
In Fällen, wo sich die Korrelationen langsam verändern, lautet eine bessere Vorhersage, daß die künftigen Korrelationen ein laufender Mittelwert von entsprechenden vorherigen Werten sind; der laufende Mittelwert kann aus vorherigen Werten in einem beweglichen Fenster von vorbestimmter Breite entwickelt werden, entweder mit gleichen Wichtungsfaktoren oder mit exponentiell abnehmenden Wichtungsfaktoren für ältere Ergebnisse (letzteres wird manchmal als "exponentielles Vergessen" bezeichnet).
Wenn Z(i) eine komplexe Korrelation zum Zeitpunkt i ist und Z(i) der laufende Mittelwert vorheriger komplexer Korrelationen zum Zeitpunkt i ist, dann ist eine geeignete Vorhersage für den nächsten laufenden Mittelwert durch den folgenden Ausdruck gegeben: Z(i + 1) = Z(i) + (Z(i) – Z(i))/4
Dieser Ausdruck weist exponentielles Vergessen über ein laufendes Fenster von vier Korrelationsintervallen auf. Für ein Intervall von 4 × 128 Chips ist exponentielles Vergessen so lange angemessen, wie Signalamplituden- und -phasenänderungen infolge von Schwund während dieses Intervalls nicht zu groß sind. Schwundraten sind mit Doppler-Verschiebungen verbunden, und diese liegen im Spektralbereich von etwa 0–100 Hz bei erlaubten Kraftfahrzeuggeschwindigkeiten und Funkfrequenzen um 1 GHz. Folglich kann sich das Intervall von 4 × 128 Chips bei der größten Doppler-Verschiebung über 1/4 eines Zyklus oder 1/4·10 ms = 2,5 ms erstrecken. Das läßt darauf schließen, daß eine 128-Chip-Periode kürzer sein sollte als 0,625 ms, was einer Chiprate von mehr als 200 Kbit/s entspricht. Die Chiprate in einer bevorzugten Ausführung beträgt 270,8333 Kbit/s, wobei das oben beschriebene Kriterium erfüllt ist.
In Fällen, wo die Korrelationen sich schneller ändern, zum Beispiel wenn der Übertragungsweg sich schnell verändert, können die zukünftigen Korrelationswerte besser vorhergesagt werden, wenn die Tendenz oder Zeitableitung der Korrelation verwendet wird. Die Tendenz kann vorteilhafterweise entwickelt werden, indem die gemessene Korrelation Z(i) zur Korrektur der vorangegangenen Voraussage Z(i) und ihrer Ableitung Z'(i) verwendet wird gemäß den folgenden Ausdrücken: Z cor(i) = Z(i) + a(Z(i) – Z(i)) Z cor'(i) = Z'(i) + b(Z(i) – Z(i))wobei a und b geeignete Koeffizienten sind. Die korrigierten Werte Z _cor(i) und Z _cor'(i) werden dann verwendet, um die Vorhersage Z(i + 1) gemäß dem folgenden Ausdruck zu entwickeln: Z(i + 1) = Z cor(i) + Z cor'(i)dTwobei dT die Zeitdifferenz zwischen den Vorhersagen ist. Durch geeignete Wahl des Koeffizienten b kann dT als Einheit oder inverse Potenz von zwei genommen werden, wodurch vorteilhafterweise eine relativ zeitaufwendige Multiplikation vermieden werden kann.
Die Koeffizienten a und b erhält man, wenn die bekannte Kalman-Filter-Theorie angewendet wird. Allgemeine Aspekte des Kalman-Estimators werden in der Literatur beschrieben, zum Beispiel in H. VanLandingham, "Introduction to Digital Control Systems", Kapitel 8 "Observability and State Estimator Design", Macmillan publishing Co., New York (1985). Die Koeffizienten a, b werden aus der Kalmanfilter-Formulierung wie folgt abgeleitet:
Es sei
ein komplexer 2-Elemente-Spaltenvektor der Menge Z, die geschätzt werden soll, und ihrer Zeitableitung Z'. Der Index i bezieht sich auf die derzeit besten Schätzwerte. Die nächsten Werte von A(i + 1), Z(i + 1) und Z'(i + 1) können aus den vorigen Schätzwerten geschätzt werden, bevor neue Informationen empfangen werden, nämlich mittels: Z(i + 1) = Z(i) + Z'(i)·dT Z'(i + 1) = Z'(i),was besagt, daß Z(i) unter Verwendung des abgeleiteten Schätzwerts einer dT-Vorwärtsschätzung unterzogen wird, aber der abgeleitete Schätzwert bleibt der gleiche, da wir keinen zweiten abgeleiteten Schätzwert haben, mit dem eine bessere Vorhersage getroffen werden könnte. Diese Gleichungen können wie folgt geschrieben werden:
Die Matrix
wird mit dem Symbol W bezeichnet, das dann die systematische erwartete Änderung von A darstellt, selbst wenn keine weitere Information zu empfangen wäre.
Nach der Kalman-Filtertheorie ist eine inverse Kovarianzmatrix P, in diesem Fall eine 2 × 2-Matrix von komplexen Koeffizienten, auch aus ihrem vorangegangenen Wert berechenbar, wenn der Prozeß mit P groß und diagonal begonnen worden ist. P(i + 1) wird aus P(i) gemäß dem folgenden Matrixausdruck vorhergesagt: P(i + 1) = W#P(i)W + Q,wobei # komplex konjugierte Transposition bedeutet und Q eine konstante, üblicherweise diagonale Matrix ist, die bestimmt, wie schnell der Prozeß Änderungen folgen kann. Auch wird der Wert der nächsten durchzuführenden Beobachtung U(i + 1) (das heißt, der nächste zu berechnende Korrelationswert) in der Annahme, daß er eine Funktion der nächsten A-Werte ist, anhand des folgenden Ausdrucks vorhergesagt: U(i + 1) = F(A(i + 1)).
Im dem hier betrachteten Fall ist der zu beobachtende Wert genau Z(i + 1), so daß die Funktion F einfach folgendermaßen lautet: U(i + 1) = 1·Z(i + 1) + 0·Z'(i + 1) = (1, 0)·A(i + 1)
Der Vektor (1, 0) in seiner Spaltenvektorform erhält das Symbol X und ist der Gradientenvektor von U in bezug auf den Vektor A.
Die Indexbezeichnung, die i verwendet, kann zur Verkürzung weggelassen werden, da klar ist, daß die neuen Werte auf der linken Seite unter Verwendung vorheriger Werte auf der rechten Seite berechnet sind, was zu folgenden Ausdrücken führt:
Vorhersage:P = W#·P·W + Q A = W·A U = X#·A
Die Vorhersage von U wird nun mit der nächsten Beobachtung (das heißt, mit dem nächsten Korrelationswert, das bedeutet, mit dem tatsächlichen Z(i + 1)) verglichen, und ein Vorhersagefehler E wird gemäß dem folgenden Ausdruck berechnet: E = U – Zactual
Die Vorhersagen werden nun unter Verwendung des der folgenden Formel korrigiert: A = A – P·X·E (1) P = P – P·X·X#·P/[1 + X#·P·X]
Die vorstehende Gleichung (1) kann mit den Gleichungen zur Aktualisierung von Z und Z' unter Verwendung der Koeffizienten a und b verglichen werden. Tatsächlich lauten diese Gleichungen in bezug auf den Vektor A wie folgt:
was zeigt, daß
gleich P·X ist.
Die Elemente von P verringern sich bei jeder Iteration, was der Tatsache entspricht, daß jede Korrelation eine verminderte Wirkung auf die Mittelwert-Vorhersage hat, da mehr Korrelationswerte in Betracht kommen. Die Addition der Q-Matrix verhindert jedoch, daß P gegen null geht, und bestimmt so, welch große Wirkung die zuletzt empfangenen Werte letztendlich haben, das heißt, die Rate, mit der Änderungen aufgespürt werden.
Wenn man bedenkt, daß die Abfolge von Berechnungen des Werts von P keine unbekannten oder Rausch-Empfangsgrößen enthält, sondern lediglich die konstanten Matrizen Q und X, dann können die Abfolge der P-Werte und der Wert, gegen den P schließlich konvergiert, während des Entwurfs ein für allemal berechnet werden. Der endgültige Wert von P·X ergibt einen 2-Element-Vektor, der die gewünschten Koeffizienten a und b enthält. Auf die Berechnung von P-Werten kann dann verzichtet werden, und die gesamte Berechnung reduziert sich auf die oben gegebenen Formeln unter Verwendung der nunmehr bestimmten Werte von a und b. Dies ist als "Final Kalman"-Lösung bekannt.
Somit werden die Koeffizienten aus den endgültigen Werten der Kalman-Gewinn-Matrix gewonnen, nachdem der Kalman-Algorithmus so lange durchlaufen worden ist, daß die Gewinn-Matrix zu konstanten Werten konvergiert. Diese endgültigen Werte können wie üblich auch grob quantisiert werden, zum Beispiel zu einer inversen Potenz von zwei, um eine einfache Realisierung durch Verschiebungen oder Verzögerungen zu ermöglichen und vergleichsweise kompliziertere Multiplikationen zu vermeiden.
Es ist natürlich möglich, die Erfindung in anderen spezifischen Ausführungen als die oben beschriebenen zu konkretisieren, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen. Die oben beschriebenen Ausführungsformen haben lediglich darstellenden Charakter und gelten in keiner Weise als einschränkend angesehen werden. Der Schutzbereich der Erfindung wird durch die beigefügten Ansprüche und nicht durch die vorangegangene Beschreibung bestimmt, und alle Modifikationen und Äquivalente, die in den Bereich der Ansprüche fallen, sind in diese eingeschlossen.

Claims

Verfahren zur Decodierung eines Codemultiplex-Vielfachzugriffssignals (CDMA) mit den folgenden Schritten: Korrelieren (114) von mindestens zwei Zeitverschiebungen eines empfangenen Signals gegen einen Spreizcode, wobei das empfangene Signal aufeinanderfolgende übertragene Datensymbole umfaßt, wobei die mindestens zwei Zeitverschiebungen einem übertragenen Datensymbol entsprechen; Wichten (112, 115a, 115b) der Ergebnisse des Korrelierschritts (114) gemäß den Koeffizienten, die aus einem Koeffizientenspeicher (115a) gewählt werden, wobei jeder Koeffizient ein Vorzeichen und einen Wert hat, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist, und einer jeweiligen Zeitverschiebung entspricht; Summieren (116) der Ergebnisse des Wichtungsschritts (112, 115a, 115b, 120) für jede Zeitverschiebung in einem Akkumulator; und Bestimmen (117) des Vorzeichens der Summe im Akkumulator, um das übertragene Datensymbol zu decodieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Spreizcode und ein Komplement des Spreizcodes verschiedenen jeweiligen übertragenen Binärdatensymbolen (+1, –1) entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Korrelierschritt (114) numerische binärcodierte Werte in bitserieller Form erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Summierschritt (116) den folgenden Schritt umfaßt: bitserielles Summieren der gewichteten Korrelationen in einer Vielzahl von bitseriellen Umlaufspeichern.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Wichtungsschritt (112, 115a, 115b) den folgenden Schritt umfaßt: Verzögern der Verwendung der bitseriellen Summen um einen Betrag, der den gewählten Koeffizienten entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das empfangene Signal eine Vielzahl von aufeinanderfolgenden komplexen Vektorwerten umfaßt und der Korrelierschritt (114) den Schritt des Erzeugens komplexer Korrelationswerte umfaßt und die Koeffizienten komplexe Werte sind, deren reelle und imaginäre Teile ein Vorzeichen und einen Wert haben, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch modifiziert, daß mindestens zwei Zeitverschiebungen gegen mindestens zwei Spreizcodes korreliert werden, wobei die mindestens zwei Spreizcodes verschiedenen übertragenen Datensymbolen entsprechen und die Ergebnisse des Wichtungsschritts (112, 115a, 115b) für jede Zeitverschiebung in einem jeweiligen Akkumulator für jeden Spreizcode summiert werden und der Bestimmungsschritt (117) die größte Summe identifiziert, die vom Summierschritt (116) erzeugt wird, um die übertragenen Datensymbole zu decodieren.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Spreizcodes zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Spreizcodes Walsh-Hadamard-Codes sind.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Korrelierschritt (114) das Ausführen einer schnellen Walsh-Transformation umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Spreizcodes Walsh-Hadamard-Codes sind, die durch bitweise Modulo-2-Addition eines vorbestimmten Verwürfelungsbitmusters modifiziert sind.
Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit dem folgenden Schritt: Variieren des Verwürfelungsbitmusters von einem Codeblock zu einem anderen als Antwort auf ein Signal von einem Verwürfelungssequenzgenerator.
Vorrichtung zur Decodierung eines Codemultiplex-Vielfachzugriffssignals mit: einer Einrichtung (114) zum Korrelieren von mindestens zwei Zeitverschiebungen eines empfangenen Signals mit einem Spreizcode, wobei das empfangene Signal aufeinanderfolgende übertragene Datensymbole umfaßt, wobei die mindestens zwei Zeitverschiebungen einem übertragenen Datensymbol entsprechen; einer Einrichtung (112, 115a, 115b, 120) zum Wichten von Korrelationen, die von der Korreliereinrichtung (114) erzeugt werden, gemäß jeweiligen von mindestens zwei Koeffizienten, wobei jeder Koeffizient ein Vorzeichen und einen Wert hat, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist, und einer jeweiligen Zeitverschiebung entspricht; einer Einrichtung (116) zum Summieren der gewichteten Korrelationen, die von der Wichtungseinrichtung (112, 115a, 115b, 120) erzeugt werden, für jede Zeitverschiebung; und einer Einrichtung (117) zum Bestimmen des Vorzeichens der Summe, die von der Summiereinrichtung (116) erzeugt wird, um das übertragene Datensymbol zu decodieren.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Einrichtung zum Korrelieren (114) geeignet ist, die mindestens zwei Zeitverschiebungen des empfangenen Signals mit dem Spreizcode und einem Komplement des Spreizcodes zu korrelieren, die verschiedenen jeweiligen übertragenen Binärdatensymbolen (+1, –1) entsprechen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Korreliereinrichtung (114) binärcodierte Werte in bitserieller Form erzeugt.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Summiereinrichtung (116) eine Vielzahl von bitseriellen Addierern (116a) und zugeordneten bitseriellen Umlaufspeichern (116b) umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Wichtungseinrichtung (112, 115a, 115b, 120) umfaßt: eine Einrichtung zum Verzögern der Verwendung eines bitseriellen Wertes (120), der von der Korreliereinrichtung (114) erzeugt wird, um einen Betrag, der dem jeweiligen Koeffizienten entspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch modifiziert, daß die Korreliereinrichtung (114) die mindestens zwei Zeitverschiebungen gegen mindestens zwei Spreizcodes korreliert, wobei die mindestens zwei Spreizcodes verschiedenen übertragenen Datensymbolen entsprechen und die Summiereinrichtung (116) gewichtete Korrelationen für jede Zeitverschiebung für jeden Spreizcode summiert und die Bestimmungseinrichtung (117) die größte Summe identifiziert, die von der Summiereinrichtung (116) erzeugt wird, um die übertragenen Datensymbole zu decodieren.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Spreizcodes zueinander orthogonal sind.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Spreizcodes Walsh-Hadamard-Codes sind.
Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei die Korreliereinrichtung (114) eine Einrichtung zum Ausführen einer schnellen Walsh-Transformation umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Spreizcodes Walsh-Hadamard-Codes sind, die durch bitweise Modulo-2-Addition eines vorbestimmten Verwürfelungsbitmusters modifiziert sind.
Vorrichtung nach Anspruch 22, ferner mit einem Verwürfelungssequenzgenerator und einer Einrichtung zum Variieren des Verwürfelungsbitmusters (140) von einem Codeblock zu einem anderen als Antwort auf ein Signal vom Verwürfelungssequenzgenerator.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das empfangene Signal eine Vielzahl von aufeinanderfolgenden komplexen Vektorwerten umfaßt und die Korreliereinrichtung (114) komplexe Korrelationswerte erzeugt und die Koeffizienten komplexe Werte sind, deren reelle und imaginäre Teile ein Vorzeichen und einen Wert haben, der eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei ist.
Vorrichtung nach Anspruch 24, ferner mit einer Einrichtung zum Bestimmen von Koeffizienten aus komplexen Korrelationswerten (130), die von der Korreliereinrichtung (114) erzeugt werden, wobei die bestimmten Koeffizienten zur Verwendung bei der Decodierung eines nachfolgenden übertragenen Datensymbols dienen.
Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei die Koeffizientenbestimmungseinrichtung (130) umfaßt: eine Einrichtung zum Mitteln der reellen und imaginären Teile der komplexen Korrelationswerte und eine Einrichtung zum Quantisieren der gemittelten Teile zu jeweiligen Werten, die jeweils eine inverse ganzzahlige Potenz von zwei sind, wobei die quantisierten Werte zur Verwendung als Koeffizienten bei der Decodierung des nachfolgenden übertragenen Datensymbols dienen.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei die Mittelungseinrichtung ein Kalman-Filter aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Koeffizienten aus einem Koeffizientenspeicher (115a) gewählt werden und jeder Koeffizient einer jeweiligen Zeitverschiebung und einem jeweiligen Spreizcode entspricht; und wobei die Vorrichtung ferner eine Einrichtung zum Subtrahieren einer Wellenform, die dem decodierten übertragenen Datensymbol entspricht, von dem empfangenen Signal umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei die Subtraktionseinrichtung die Wellenform auf der Grundlage der Korrelationen subtrahiert.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei eine Wellenform für jede Zeitverschiebung subtrahiert wird und die subtrahierten Wellenformen auf den Korrelationen mit den entsprechenden Zeitverschiebungen beruhen.
Vorrichtung nach Anspruch 30, wobei die Subtraktionseinrichtung die Wellenformen für verschiedene Zeitverschiebungen in der Reihenfolge der Korrelationsgrößen von der stärksten bis zur schwächsten subtrahiert.
Vorrichtung nach Anspruch 31, wobei die Korrelationseinrichtung (114) mindestens zwei Zeitverschiebungen des empfangenen Signals nach der Subtraktion der Wellenform von einer Zeitverschiebung mit einer stärkeren Korrelation korreliert.