DE69434798T2 - Verlustarmer Synchrongleichrichter zur Verwendung bei spannungsbegrenzten Leistungswandlern - Google Patents

Verlustarmer Synchrongleichrichter zur Verwendung bei spannungsbegrenzten Leistungswandlern Download PDF

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft getaktete Leistungswandler und insbesondere Durchflußwandler mit einer Begrenzungsmodus-Topologie.
  • Als selbstsynchronisierte Gleichrichter bezeichnet man Gleichrichter, die MOSFET-Gleichrichtungsbauelemente mit Steuerungsanschlüssen verwenden, die durch Spannungen der Wicklungen des Leistungstransformators angesteuert werden, um die Gleichrichtung des Ausgangssignals des Transformators durchzuführen. Die Verwendung von Synchrongleichrichtern ist bisher jedoch durch die Ineffizienz dieser Gleichrichter in Abwärtswandlertopologien beschränkt gewesen. Die Effizienz ist wegen der Art des Schaltens von Abwärtswandlern (das heißt Abwärts-, Auf-Abwärts-, Aufwärtsübertragern einschließlich Durchlaß- und Rücklauftopologien) und wegen der Variabilität der Transformator-Rücksetzspannungen bei den Durchlaßwandlern begrenzt. Das liegt daran, daß die Gleichrichtungsbauelemente nicht für die volle Schaltperiode leitend sind und die Gate-Ansteuerungsenergie eines der Gleichrichter verloren geht.
  • EP-A-0428377 offenbart einen aktiven Begrenzungswandler, der im Rücklaufmodus arbeitet.
  • EP-A-0618666, die gemäß Art. 54(3) EPC relevant ist, offenbart einen Gleichstrom-Durchflußwandler mit einem Leistungstransformator, einer Synchrongleichrichter-Schaltung auf der Sekundärseite des Transformators und einer Begrenzungsschaltung auf der Primärseite des Transformators.
  • EP-A-0610158, das ebenfalls gemäß Art. 54(3) EPC relevant ist, offenbart einen Gleichstrom-Rücklaufwandler mit einem Trenntransformator, Begrenzungsmitteln und Synchrongleichrichtern.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Leistungswandler bereitgestellt, wie in Anspruch 1 definiert.
  • Die beigefügten Zeichnungen zeigen folgendes:
  • 1 ist eine schematische Darstellung eines Durchflußwandlers nach dem Stand der Technik mit einem Synchrongleichrichter;
  • 2 ist eine Spannungswellenform der sekundären Transformatorwicklung des Wandlers von 1;
  • 3 ist eine schematische Darstellung eines Begrenzungsmodus-Durchflußwandlers mit einem Synchrongleichrichter gemäß der Erfindung;
  • 4 ist eine Spannungswellenform der sekundären Transformatorwicklung des Wandlers von 3;
  • 5 ist eine schematische Darstellung eines weiteren Begrenzungsmodus-Durchflußwandlers mit einem Synchrongleichrichter;
  • 6 ist eine schematische Darstellung eines Begrenzungsmodus-Durchflußwandlers mit einem Synchrongleichrichter und einer Mittelabgriff-Sekundärwicklung gemäß der Erfindung;
  • 7 ist eine schematische Darstellung eines Begrenzungsmodus-Rücklaufwandlers mit einem Synchrongleichrichter gemäß der Erfindung; und
  • 8 ist eine schematische Darstellung eines weiteren Begrenzungsmodus-Durchflußwandlers mit einem Synchrongleichrichter und einer Mittelabgriff-Sekundärwicklung gemäß der Erfindung.
  • In dem in 1 gezeigten Wandler ist eine herkömmliche Durchfluß-Topologie nach dem Stand der Technik mit einem isolierenden Leistungstransformator mit einem selbst-synchronisierten Synchrongleichrichter kombiniert. In einem solchen Gleichrichter werden gesteuerte Bauelemente verwendet, wobei die Steuerungsanschlüsse durch eine Ausgangswicklung des Leistungstransformators angesteuert werden.
  • Ein Gleichspannungseingang Vin am Eingang 100 ist durch einen MOSFET-Leistungsschalter 101 mit der Primärwicklung 110 des Leistungstransformators verbunden. Die Sekundärwicklung 102 ist durch eine Ausgangs-Filterinduktionsspule 104 und einen Synchrongleichrichter mit MOSFET-Gleichrichtungsbauelementen 105 und 106 mit einer Ausgangsleitung 103 verbunden. Jedes Gleichrichtungsbauelement weist eine Body- bzw. bipolare Invers-Diode 108 bzw. 107 auf.
  • Wenn der Leistungsschalter 101 leitend ist, wird die Eingangsspannung über die Primärwicklung 110 angelegt. Die Sekundärwicklung 102 ist in ihrer Polarität so orientiert, daß sie auf die Primärspannung mit einem Stromfluß durch die Induktionsspule 104, die an die Ausgangsleitung 103 angeschlossene Last und zurück durch den MOSFET-Gleichrichter 106 zur Sekundärwicklung 102 antwortet. Die Kontinuität des Stromflusses in der Induktionsspule 104, wenn der Leistungsschalter 101 nichtleitend ist, wird durch den Strompfad aufrechterhalten, der durch die Leitfähigkeit des MOSFET-Gleichrichters 105 bereitgestellt wird. Ein Ausgangs-Filterkondensator 111 ist mit dem Ausgang des Wandlers parallelgeschaltet.
  • Die Leitfähigkeit der MOSFET-Gleichrichter wird durch die Gate-Ansteuerungssignale gesteuert, die durch die über der Sekundärwicklung 102 auftretende Spannung bereitgestellt werden. Diese Spannung ist durch die Spannungswellenform 201 in 2 grafisch dargestellt. Während des Leitungsintervalls T1 des Leistungsschalters 101 lädt die Sekundärwicklungsspannung Vns1 das Gate des MOSFET 106, um es für das gesamte Intervall T1 leitend zu machen. Der MOSFET 105 ist während des Intervalls T1 nichtleitend gemacht. Das leitende MOSFET-Gleichrichtungsbauelement 106 stellt den Strompfad bereit, der die Energieübertragung zum Ausgang während des Intervalls T1 ermöglicht. Das Gate des MOSFET-Gleichrichters 106 wird als Antwort auf die Eingangsspannug Vin geladen. Die gesamte Gate-Ansteuerungsenergie aufgrund dieser Spannung geht verloren.
  • Wenn der MOSFET-Leistungsschalter 101 abschaltet, kehrt die Spannung Vns1 über der Sekundärwicklung 102 genau in dem Moment ihre Polarität um, wenn das Zeitintervall T2 beginnt. Diese Spannungsumkehrung löst ein Rücksetzen der Magnetisierungsinduktivität des Transformators aus, entlädt in Resonanz das Gate des MOSFET-Gleichrichters 106 und beginnt, das Gate des MOSFET-Gleichrichters 105 zu laden. Wie durch die Spannungswellenform von 2 gezeigt, hat die Spannung über der Sekundärwicklung 102 keinen konstanten Wert, sondern ist vielmehr eine veränderliche Spannung, die im anschließenden Zeitintervall T3 auf null zusammenbricht, was vor dem anschließenden Leitungsintervall des Leistungsschalters 101 geschieht. Diese Spannung ist tatsächlich nur in der Lage, den Gleichrichter 105 über einen Teil des Zeitintervalls T2 leitend zu machen, was in 2 durch die mit der Wellenform 201 verbundene schraffierte Fläche 202 gekennzeichnet ist. Das verringert das Leistungsvermögen des Gleichrichters 105 als verlustarmes Gleichrichtungsbauelement erheblich. Das wird noch durch die Tatsache verschlimmert, daß die Body-Diode des Gleichrichters 105 einen großen Durchlaß-Spannungsabfall hat, der zu groß ist, um den Laststrom effizient zu übertragen.
  • Der Effizienzverlust des Synchrongleichrichters begrenzt die Gesamteffizienz des Leistungswandlers und hat nachteilige Auswirkungen auf die mögliche erreichbare Leistungsdichte. Da der Synchrongleichrichter 105 nicht während der gesamten Schaltperiode kontinuierlich leitet, ist zusätzlich zum Gleichrichter 105 eine herkömmliche Gleichrichterdiode (zum Beispiel mit dem Gleichrichter 105 parallelgeschaltet) erforderlich, die imstande ist, den Laststrom zu übertragen. Diese Ineffizienz wird durch die mit dem MOSFET-Gleichrichter 106 verbundene Gate-Ansteuerungsverlustleistung weiter verschlimmert. Dieser Gate-Ansteuerungsverlust kann bei hohen Schaltfrequenzen (zum Beispiel > 300 kHz) den Leitungsverlust für den MOSFET-Gleichrichter 106 übersteigen.
  • Die Effizienz eines Durchflußwandlers mit Synchrongleichrichtung wird gemäß der vorliegenden Erfindung erheblich verbessert, indem eine Begrenzungs-Schaltungsanordnung verwendet wird, um die Rücksetzspannung zu begrenzen, und indem in der Gleichrichtungsschaltung eine Diode mit niedrigem Durchlaß-Spannungsabfall verwendet wird. Eine solche Anordnung ist in der schematischen Darstellung von 3 gezeigt. In diesem Durchfluß-Leistungswandler ist das Leistungs-MOSFET-Bauelement 101 mit einer Reihenschaltung aus einem Begrenzungskondensator 321 und einem MOSFET-Schalterbauelement 322 parallelgeschaltet. Die Leitungsintervalle des Leistungsschalters 101 und des MOSFET-Bauelements 322 schließen einander aus. Das Tastverhältnis des Leistungsschalters 101 ist D und das Tastverhältnis des MOSFET-Bauelements 322 ist 1-D. Die Spannungsträgheit des Kondensators 321 begrenzt die Amplitude der Rücksetzspannung, die über der Magnetisierungsinduktivität auftritt, während des nichtleitenden Intervalls des MOSFET-Leistungsschalters 101.
  • Die Diode 323 des in 3 gezeigten Synchrongleichrichters hat das in 1 gezeigte MOSFET-Bauelement 106 ersetzt. Aufgrund des Verlustes von Gate-Ansteuerungsenergie ist der Gesamtbeitrag des MOSFET-Gleichrichters 106 in 1 begrenzt. Die Begrenzungswirkung der Begrenzungs-Schaltungsanordnung führt zu dem konstanten Spannungspegel 402 über der Sekundärwicklung 102 im Zeitraum T2, der in der Spannungs-Wellenform 401 von 4 gezeigt ist. Diese konstante Spannung, die an den Gate-Anschluß des MOSFET-Gleichrichters 105 angelegt wird, versetzt ihn für das gesamte T2-Rücksetzintervall in den leitenden Zustand. In dieser Anordnung ist es nicht notwendig, daß eine bipolare oder Body-Diode mit dem MOSFET-Gleichrichter 105 parallelgeschaltet wird. Ein Vorteil beim Begrenzungsmodus-Wandler besteht darin, daß die an die Diode 323 angelegte Spitzen-Umkehrspannung viel kleiner als jene ist, die an das ähnlich angeordnete MOSFET-Bauelement in 1 angelegt wird. Dementsprechend kann die Diode 323 eine sehr effiziente Niedrigspannungsdiode sein, die durch eine Niedrigspannungsdiode verkörpert werden kann, die normalerweise als für Gleichrichtungszwecke ungeeignet angesehen wird.
  • Im Betrieb des Begrenzungsmodus-Durchflußwandlers wird der MOSFET-Schalter 322 unmittelbar vor dem Einschalten des MOSFET-Leistungsschalters ausgeschaltet. Energie, die in den parasitären Kapazitäten der MOSFET-Schalterbauelemente 101 und 322 gespeichert ist, wird zur Streuinduktivität des Leistungstransformators umgepolt, wodurch die Kapazität bis zur Spannung null entladen wird. Während des in 4 gezeigten Zeitintervalls T3 wird die Spannung über der Primärwicklung durch die Streuinduktivität gestützt. Die Spannung über der Sekundärwicklung 102 fällt auf den Wert null ab, wie in 4 gezeigt. Mit diesem Spannungspegel null der Sekundärwicklung entlädt die Ausgangsinduktivität in Resonanz die Gate-Kapazität des MOSFET-Gleichrichtungsbauelements 105 und spannt schließlich die bipolare Diode 323 in Durchlaßrichtung vor. Die Verzögerungszeit T3 ist ein feststehender Auslegungsparameter und bildet einen Faktor bei der Steuerung der Leistungsschalter 101 und 322, die so geschaltet werden können, daß sie weiche Wellenformen ermöglichen. Diese Synchrongleichrichtungsschaltung von 3 bietet die erwünschte Effizienz, die in der Anordnung der in 1 gezeigten Schaltung fehlt.
  • Die Steuerung der Leitfähigkeit der Leistungsschaltungs-Bauelemente 101 und 322 erfolgt mit Hilfe einer Steuerungsschaltung 350, die über die Leitung 351 mit einem Ausgangsanschluß 103 des Wandlers verbunden ist, um die Ausgangsanschlußspannung zu erfassen. Die Steuerungsschaltung 350 ist über die Leitungen 353 und 354 mit den Ansteuerungsanschlüssen der Leistungsschalter 101 und 322 verbunden. Die Ansteuerungssignale werden so gesteuert, daß sie eine Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß steuern. Die exakte Auslegung einer Steuerungsschaltung zur Erreichung der erwünschten Regulierung ist Stand der Technik und wird folglich hierin nicht ausführlich offenbart. Diese Steuerungsschaltung 350 ist zur Anwendung in den Wandlern von 5, 6, 7 und 8 geeignet.
  • Eine modifizierte Version der Schaltung von 3 ist in dem schematischen Schaltbild von 5 gezeigt. Der Wandler von 5 ist ein Begrenzungsmodus-Durchflußwandler mit zwei gategesteuerten Synchron-Gleichrichtungsbauelementen 105 und 106. In dieser Ausführungsform des Synchrongleichrichters kann das Synchron-Gleichrichtungsbauelement 106 verwendet werden, ohne die Wandlereffizienz bei niedrigeren Arbeitsfrequenzen nachteilig zu beeinflussen.
  • Die Schaltung von 6 ist ein Begrenzungsmodus-Durchflußwandler mit einem Gleichrichter, der insofern zu dem von 3 analog ist, als er eine bipolare Gleichrichtungsdiode verwendet. Die Sekundärwicklung ist angezapft, wodurch zwei Sekundärwicklungssegmente 603 und 602 entstehen.
  • Der Wandler von 7 arbeitet im Rücklaufmodus. Das bipolare und das synchrone Gleichrichtungsbauelement sind in bezug auf die Schaltung von 3 umgekehrt geschaltet, um den Rücklaufbetrieb zu ermöglichen.
  • Bei bestimmten Anwendungen kann das direkte Anlegen des Gate-Ansteuerungssignals direkt von der Sekundärwicklung ausgehend zu Spannungsspitzen führen, die die Belastbarkeit des Gates überschreiten. Ein Kleinsignal-MOSFET-Bauelement 813 ist so geschaltet, daß der Gate-Anschluß mit dem MOSFET-Gleichrichtungsbauelement 105 gekoppelt ist. Das Bauelement kann über die Ansteuerungsleitung 815 gesteuert werden, um die an das Gate des Gleichrichters 105 angelegte Spitzenspannung zu begrenzen. Der MOSFET-Synchrongleichrichter wird dann durch die Body-Diode des MOSFET-Bauelements 813 entladen.

Claims (1)

  1. Leistungswandler, folgendes umfassend: einen Eingang zum Annehmen einer Gleichspannung; einen Leistungstransformator (102) mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung; einen Leistungsschalter (101) zum periodischen Verbinden des Eingangs mit der Primärwicklung; einen Ausgang (351) zum Annehmen einer zu versorgenden Last; Begrenzungsmittel (322, 321) zum Begrenzen einer Spannung an der Sekundärwicklung während eines vorgegebenen Zeitabschnitts einer Zyklusdauer des Leistungswandlers; und eine Gleichrichterschaltung, die die Sekundärwicklung mit dem Ausgang verbindet und folgendes umfasst: eine Synchrongleichrichtungsvorrichtung (105), die zur Aktivierung der Stromleitung von der Sekundärwicklung zum Ausgang während des Betriebs des Begrenzungsmittels während des vorgegebenen Zeitabschnitts angeschlossen ist, und eine bipolare Diode mit niedrigem Durchlassspannungsabfall (323), die zur Aktivierung der Stromleitung von der Sekundärwicklung zum Ausgang während eines zweiten Zeitabschnitts, aber nicht des vorgegebenen Zeitabschnitts angeschlossen ist.
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