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Zugrunde liegender
Stand der Technik
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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Coriolis-Massendurchflussmesser zum Erfassen
einer Phasendifferenz einer Schwingung eines U-förmigen Rohrs, die von einem
in dem Rohr fließenden
Fluid durch Corioliskraft bewirkt wird, und zum Messen des Durchflusses.
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Beschreibung
des verwandten Standes der Technik
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Ein
das Gebiet der Erfindung betreffender Coriolis-Massendurchflussmesser ist aus US-A-4996871
bekannt. 1 zeigt das Arbeitsprinzip eines
Coriolis-Massendurchflussmessers.
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Das
Bezugszeichen 1 bezeichnet ein U-förmiges Rohr, das von einem
zu messenden Fluid durchflossen wird. Ein Dauermagnet 2 ist
im mittleren Bereich der Stirnseite des Rohres fixiert, und beide Enden
des U-förmigen
Rohrs sind an einem Basisteil 3 fixiert. Das Bezugszeichen 4 bezeichnet
elektromagnetische Erregerspulen, die so eingebaut sind, dass das
U-förmige
Rohr zwischen ihnen verläuft,
und das Bezugszeichen 5 bezeichnet einen Trägerrahmen
für die
elektromagnetischen Erregerspulen. Der Trägerrahmen 5 ist am
Basisteil 3 fixiert. Das U-förmige Rohr 1 wird
in Schwingungen versetzt, wobei das Basisteil 3 (wie bei
einer Stimmgabel) als Drehpunkt dient, so dass weniger Schwingungsenergie
verloren geht.
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Die
Bezugszeichen 11 und 12 bezeichnen elektromagnetische
Aufnehmer (oder Schwingungssensoren) zum Erfassen von Auslenkungen
der beiden Schenkel des U-förmigen Rohrs 1.
Wenn das U-förmige
Rohr 1 durch eine zwischen den Erregerspulen 4 und
dem Dauermagneten 2 wirkende elektromagnetische Kraft mit
seinem Eigenschwingungswert (sin ωt) angetrieben oder angeregt
wird, wird in dem durch das U-förmige
Rohr fließenden
Fluid eine Corioliskraft erzeugt.
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2 zeigt,
wie das U-förmige
Rohr in Schwingung versetzt wird.
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Die
Corioliskraft ist proportional dem Massendurchfluss und der Geschwindigkeit
des im U-förmigen Rohr 1 fließenden Fluids,
und ihre Richtung ist dieselbe wie die eines Vektorprodukts zwischen
der Strömungsrichtung
des Fluids und der Winkelgeschwindigkeit, mit der das U-förmige Rohr 1 angeregt wird.
Weiterhin ist die Strömungsrichtung
zwischen Fluideinlass und -auslass entgegengesetzt. Somit wird durch
die Corioliskraft in beiden Schenkeln des U-förmigen Rohrs ein Torsionsmoment
erzeugt. Dieses Moment ändert
sich mit derselben Frequenz wie die Anregungsfrequenz, und seine
Amplitude ist proportional dem Massendurchfluss. 3 zeigt
einen durch dieses Torsionsmoment erzeugten Schwingungsmodus des
U-förmigen
Rohrs 1.
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Wenn
die Amplitude dieses Torsionsschwingungsmoments von den Schwingungssensoren 11 und 12 erfasst
wird, kann der Massendurchfluss ermittelt werden, doch in der Praxis
werden Schwingungen des U-förmigen
Rohrs 1, die durch die elektromagnetischen Erregerspulen
angeregt sind, von durch Corioliskraft bewirkten Torsionsschwingungen überlagert.
Die stromaufwärtsseitige
Schwingungswellenform wird dargestellt durch sin (ωt – α), und die stromabwärtsseitige
durch sin (ωt
+ α). Somit
werden von den Schwingungssensoren 11 und 12 erfasste Signale
e1 und e2, wie in 4 gezeigt, als Wellenformen
mit einer Phasendifferenz (Δt)
dargestellt. Diese Phasendifferenz ändert sich in Abhängigkeit von
dem verwendeten Rohr und seiner Anregungsfrequenz. Wird zum Beispiel
das U-förmige
Rohr 1 verwendet und ist dessen Resonanzfrequenz 80 Hz, ergibt
sich bei maximalem Durchfluss eine Zeitdifferenz von etwa 120 μs. Bei bekannten
Massendurchfluss-Messgeräten
kann die Empfindlichkeit bis auf 1/20 des maximalen Bereichs erhöht werden,
und in diesem Fall ist es erforderlich, dass für den angezeigten Durchflusswert
eine Genauigkeit von 1% gewährleistet
ist. Die Zeitdifferenz beträgt
120 μs bei
maximalem Durchfluss und maximalem Bereich, und sie wird 6 μs bei 1/20
Bereich, und die Genauigkeit beträgt 1%. Somit ist eine Zeitmessgenauigkeit
von 60 μs
erforderlich.
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Zum
Messen dieser Phase werden verschiedene Verfahren verwendet. Das
einfachste Verfahren besteht darin, Bezugstakte in einem Zeitdifferenz-Tor zu
zählen
(siehe 5).
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Stromaufwärtsseitig
und -abwärtsseitig
erhaltene Aufnehmersignale 20 und 21 werden durch Verstärker 22 verstärkt und
anschließend
durch Komparatoren 23 in binäre Signale umgewandelt. Diese
binären
Signale werden durch ein EXCLUSIV-ODER-Glied verknüpft, wodurch
ein Torimpuls 25 entsteht, dessen Dauer einer Zeitdifferenz
zwischen den Aufnehmersignalen 20 und 21 entspricht. Dann
wird die Phase durch Zählen
der Bezugstakte in einem Tor ermittelt. Die Bezugstaktfrequenz muss höher als
etwa 20 MHz sein.
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6 zeigt
eine Antriebsschaltung für
das U-förmige Rohr,
und 7 zeigt Signalverläufe an bestimmten Punkten der
Schaltung.
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Ausgangssignale
der Schwingungssensoren 11 und 12 werden einem
Tiefpass 50 zugeführt,
um hochfrequentes Rauschen zu entfernen. Eine Trennstufe 51 bringt
die Impedanz auf einen niedrigeren Wert, und deren Ausgangssignale
werden von einem Verstärker 52 verstärkt. Die
verstärkten
Signale werden in einer Vollweggleichrichterschaltung 53 gleichgerichtet
und dann in einer Glättungsschaltung 54 geglättet, um
einen Schwingungsamplitudenpegel zu erfassen.
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Dieser
Pegel wird in einem Vergleicher 57 mit einem Amplitudenbezugspegel
einer Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 63 verglichen,
und die so erhaltene Differenz wird in einem Differenzverstärker 58 verstärkt. Diese
Differenzspannung dient als Steuerspannung für einen Multiplizierer 59.
Die Eingangssignale des Multiplizierers 59 werden mit Signalen
A·sin
wt multipliziert, die durch Filterung und Verstärkung der Ausgangssignale der
Schwingungssensoren 11 und 12 gebildet wurden.
Somit entsteht ein Signal A·C·sin wt
und Strom aus einer Erregerschaltung 60 wird einer Erregerspule 61 zugeführt, um
die Schwingungsamplitude des U-förmigen Rohrs 1 zu
regeln. Die Schwingungssensoren 11 und 12, der
Tiefpass 50, die Trennstufe 51, der Verstärker 52,
die Vollweggleichrichterschaltung 53, der Vergleicher 57,
der Differenzverstärker 58,
die Erregerschaltung 60 und die Erregerspule 61 bilden
eine Gegenkopplungsregelschaltung, und wenn keine Fremdschwingung
das Rohr zusätzlich
beeinflusst, wird das Rohr von einer Antriebswellenform sin wt angetrieben.
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Wenn
die Pumpschwingung (vorhanden, wenn kein Fluid fließt) und
die Fluidschwingung groß sind,
ergibt sich am Ausgang der Glättungsschaltung 54 eine
sich ändernde
Wellenform, wie durch das Signal 72 in 7 veranschaulicht,
und wenn diese Änderung
durch den Differenzverstärker 58 verstärkt wird,
dann ist die Erregungswellenform keine Sinuswelle, sondern sie weist
viele Verzerrungen auf, wie im Signal 79 in 7 erkennbar
ist. Wird durch diese verzerrte Erregungswellenform eine Erregung
erzeugt, führt
dies zu verminderter Schwingungsqualität und verstärkter Nullpunktfluktuation.
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Zur
Reduzierung der Verzerrung der Erregungswellenform wird davon ausgegangen,
dass die Zeitkonstante der Glättungsschaltung 54 erhöht ist. In
diesem Fall wird es schwierig, das Ausgangssignal der Glättungsschaltung 54 zu ändern, und
wenn die Frequenzen der Pump- und Fluidschwingungen niedrig genug
sind, kann das U-förmige
Rohr durch eine weniger verzerrte Sinuswelle in Schwingung versetzt und
dabei die Nullpunktfluktuation reduziert werden. Sind diese Frequenzen
jedoch hoch, dann ändert sich
die Schwingungsamplitude des Rohres, und trotz einer Abweichung
von der Führungsgröße verschlechtert
sich das Ansprechverhalten des Rohres, da die Zeitkonstante der
Glättungsschaltung
groß ist. Kurz
gesagt, das Rohr kann nicht genügend
in der Weise gesteuert werden, dass die Differenz beseitigt wird.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
Aufgabe der Erfindung besteht darin, das Ansprechverhalten in Bezug
auf Fremdschwingungen zu verbessern und Verzerrungen der Schwingungswellenform
zu reduzieren.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann ein Coriolis-Massendurchflussmesser
hergestellt werden, bei dem ein Fluid durch ein schwingendes Rohr fließen gelassen
wird, wobei das Rohr durch eine Corioliskraft in Torsionschwingung
versetzt wird, die durch das fließende Fluid und das sich mit
einer Winkelgeschwindigkeit bewegende Rohr erzeugt wird. Auf diese
Weise bewirkte asymmetrische Auslenkungsschwingungen des Rohrs werden
von einem Paar Detektoren erfasst, und der Massendurchfluss durch
das Rohr ergibt sich aus einer Phasendifferenz zwischen Ausgangswellenformen
des Detektorenpaars. Der Durchflussmesser umfasst:
ein Gleichrichtermittel
(53), das eine von einem des Paars der Detektoren ausgegebene
Ausgangsschwingung gleichrichtet;
ein Glättungsmittel (54),
das die von dem Gleichrichtermittel ausgegebene gleichgerichtete
Schwingung glättet;
ein
Abtast- und Haltemittel (55, 56), das den von
dem Glättungsmittel
ausgegebenen Ausgangswert in Fällen
hält, in
denen die Amplitude der von einem des Paars der Detektoren ausgegebenen
Schwingung auf eine annähernde
Spitze oder ungefähr
auf null kommt;
ein Vergleichsmittel (57), das eine
Differenz zwischen dem von dem Abtast- und Haltemittel gehaltenen Ausgangswert
und einem vorbestimmten Wert bildet und die Differenz als einen
Fehlerwert ausgibt;
ein Fehlerverstärkungsmittel (58),
das den durch das Vergleichsmittel ausgegebenen Fehlerwert verstärkt; und
ein
Schwingungsmittel (60), das die Schwingungsamplitude des
schwingenden Rohrs auf eine Größe einstellt,
bei der der durch das Fehlerverstärkungsmittel ausgegebene Fehlerwert
null nahe kommt.
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Weiterhin
kann die einen Amplitudenwert jeder von den Detektoren erfassten
Rohrschwingungswellenform enthaltende Phase auf etwa 90° oder etwa
270°, auf
etwa 90° und
etwa 270°,
auf etwa 0° oder
180° oder
auf etwa 0° oder
180° eingestellt
werden.
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Nach
einem weiteren Aspekt der Erfindung kann ein Coriolis-Massendurchflussmesser
hergestellt werden, bei dem ein Fluid durch ein schwingendes Rohr
fließen gelassen
wird, wobei das Rohr durch eine Corioliskraft in Torsionsschwingung
versetzt wird, die durch das fließende Fluid und das sich mit
einer Winkelgeschwindigkeit bewegende Rohr erzeugt wird. Auf diese
Weise bewirkte asymmetrische Ablenkungsschwingungen des Rohrs werden
von einem Paar Detektoren erfasst, und der Massendurchfluss durch
das Rohr ergibt sich aus einer Phasendifferenz zwischen Ausgangswellenformen
des Detektorenpaars. Der Durchflussmesser umfasst:
ein Gleichrichtermittel
(53), das eine von einem des Paars der Detektoren ausgegebene
Schwingung gleichrichtet;
ein erstes Abtast- und Haltemittel
(55), das die von dem Glättungsmittel ausgegebenen Ausgangswerte in
Fällen
hält, in
denen die Amplitude der von einem des Paars der Detektoren ausgegebenen
Schwingung auf eine annähernde
Spitze oder ungefähr
auf null kommt;
ein zweites Abtast- und Haltemittel (56),
das die durch das erste Abtast- und Haltemittel gehaltenen Werte
in Fällen
hält, einschließlich mindestens
einmal in jeder Periode der Schwingung des Rohrs, in denen der Zeitdifferenzwert
des der Schwingungsspule zugeführten
Stroms zu einer annähernden Spitze
kommt;
ein Vergleichsmittel (57), das eine Differenz
zwischen dem vom zweiten Abtast- und Haltemittel gehaltenen Ausgangswert
und einem vorbestimmten Bezugswert bildet und die Differenz als
einen Fehlerwert ausgibt;
ein Fehlerverstärkungsmittel (58),
das den durch das Vergleichsmittel ausgegebenen Fehlerwert verstärkt und
ein
Schwingungsmittel (60), das die Schwingungsamplitude des
durch die Schwingungsspule angetriebenen Rohrs auf eine Größe einstellt,
bei der der durch das Fehlerverstärkungsmittel ausgegebene Fehlerwert
null nahe kommt.
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Die
vom ersten Abtast- und Haltekreis gehaltene Phase, die den Amplitudenwert
jeder von den Detektoren erfassten, gleichgerichteten und geglätteten Rohrschwingungswellenform
enthält,
kann auf etwa 90° oder
etwa 270° eingestellt
werden, und die vom zweiten Abtast- und Haltekreis gehaltene Phase kann
gegenüber
der vom ersten Abtast- und Haltekreis gehaltenen um etwa 90° verzögert werden.
Die vom ersten Abtast- und Haltekreis gehaltene Phase kann auch
auf etwa 90° und
270°, auf
0° oder
180° oder
auf 0° und
180° eingestellt
werden, und die vom zweiten Abtast- und Haltekreis gehaltene Phase kann
gegenüber
der vom ersten Abtast- und Haltekreis gehaltenen um etwa 90° verzögert werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Wert bei einer bestimmten Phase der gleichgerichteten
und geglätteten
Signalwellenform auch dann vom Abtast- und Haltekreis gehalten,
wenn Fremdschwingungen, wie z.B. Pump- und Fluidschwingungen, auf das
Rohr einwirken und so dessen Schwingungsamplitude verfälschen.
Somit kann eine Amplitudenregelung durch Erregung mit einer nicht
verzerrten Sinuswelle erreicht werden, um die Schwingungsamplitude
auf dem gewünschten
Wert zu halten.
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Dies
ermöglicht
eine höhere
Regel-Ansprechgeschwindigkeit. Infolgedessen ändert sich die Frequenz eines
aus einem Detektorschaltungsteil und einem Erregerschaltungsteil
bestehenden Systems auch dann nicht, wenn Fremdschwingungen das
Rohr zusätzlich
beeinflussen, und das System kann den gleichen Frequenzgang wie
der Detektorschaltungsteil beibehalten und es kann eine stabilere Durchflusscharakteristik
erzielt werden. Der Abtastwert jedes erfassten Signalwellenform-Ausgangssignals
wird in diesem Fall bei einer bestimmten Phase gehalten. Damit kann
das Regel-Ansprechverhalten verbessert
und gleichzeitig ein stabilerer Betrieb gewährleistet werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird der von jedem der Schwingungssensoren ausgegebene Amplitudenwert
von den Gleichrichter- und Glättungsmitteln,
dem Abtast- und Haltekreis (zum Halten des Wertes bei einer bestimmten
Phase jeder erfassten Signalwellenform), dem Vergleicher (zum Bewerten
des größten Werts
jedes erfassten, die Rohrschwingungen repräsentierenden Signals als die Schwingungsamplitude
des Rohrs und zu deren Vergleich mit einem vorgegebenen Erregungsamplituden-Bezugspegel),
dem Fehlerverstärker
(zur Verstärkung
eines auf diese Weise gebildeten Differenzwerts), der Erregerschaltung
(zum Fließenlassen
von Strom in die Erregerspule, wobei dieser verstärkte Differenzwert
für eine
Periode, beginnend mit der Phase null einer nächsten Periode, als Steuerspannung
verwendet wird) und der Erregerspule auf einen Sollwert geregelt.
Auch wenn Fremdschwingungen (wie z.B. Pump- und Fluidschwingungen)
hinzukommen und der Schwingungsamplitudenwert des Rohrs dadurch
gestört
wird, wird somit bewirkt, dass die Amplitudenregelung des Rohrs
durch die Erregung der verzerrungsfreien Sinuswelle den Schwingungsamplitudenwert
auf den vorgegebenen Sollwert zurückbringt, so dass eine höhere Regel-Ansprechgeschwindigkeit
erzielt werden kann. Darüber
hinaus kann der Frequenzgang des aus dem Detektorschaltungsteil
und dem Erregerschaltungsteil bestehenden Systems auch dann nicht
verändert
werden, wenn Fremdschwingungen das Rohr zusätzlich beeinflussen, und er
kann gleich dem Frequenzgang des Detektorschaltungsteils gehalten
werden. Auf diese Weise kann eine stabilere Durchflusscharakteristik
erreicht werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
Erfindung wird in der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung unter
Zuhilfenahme der beiliegenden Zeichnungen weiter erläutert.
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1 zeigt
eine das Arbeitsprinzip eines Coriolis-Durchflussmessers verdeutlichende Anordnung;
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2 zeigt,
wie ein U-förmiges
Rohr in Schwingung versetzt wird;
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3 zeigt
einen vom Torsionsmoment einer Corioliskraft in dem U-förmigen Rohr
bewirkten Schwingungsmodus;
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4 zeigt
ein Wellenformdiagramm für
erfasste Signale, wenn in dem U-förmigen Rohr eine Corioliskraft
erzeugt wird;
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5 zeigt
ein Blockschaltbild einer Phasendifferenz-Detektorschaltung vom
Zählertyp;
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6 zeigt
ein Blockschaltbild einer bekannten Rohrantriebsschaltung;
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7 zeigt
Wellenformen an bestimmten Punkten der in 6 gezeigten
Schaltung, die der Erläuterung
der Arbeitsweise dieser Schaltung dienen;
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8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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9 zeigt
Wellenformen zur Erläuterung der
Arbeitsweise der in 8 gezeigten Schaltung; und
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10 zeigt
Wellenformen zur Erläuterung einer
Variante der in 8 gezeigten Schaltung.
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Ausführliche
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
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8 zeigt
ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung, und 9 und 10 zeigen
Wellenformen an bestimmten Schaltungspunkten, die der Erläuterung
der Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels
dienen. In 9 sind gezeigt: ein durch Filterung
und Verstärkung
des Ausgangssignals eines Schwingungssensors 11 oder 12 gebildetes
Signal 70; ein Ausgangssignal 71 einer Vollweggleichrichterschaltung 53;
ein Ausgangssignal 72 einer Glättungsschaltung 54; Ausgangssignale 73 und 75 eines
monostabilen Multivibrators (oder Monoflops) 62; ein Ausgangssignal 74 eines
ersten Abtast- und Haltekreises 55; ein Ausgangssignal 76 eines
zweiten Abtast- und Haltekreises 56; ein Ausgangssignal 78 eines
Vergleichers 57; ein Ausgangssignal 79 eines Multiplizierers 59;
ein Ausgangssignal 80 einer Binärschaltung 64; und
ein Ausgangssignal 81 eines Frequenzvervielfachers 65. Ein
Ausgangssignal 77 einer Bezugsspannungserzeugungsschaltung 63 ist
zusammen mit dem Ausgangssignal 76 des zweiten Abtast-
und Haltekreises 56 gezeigt.
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Das
Ausgangssignal des Schwingungssensors 11 oder 12 wird über einen
Tiefpass 50 geführt, um
hochfrequentes Rauschen zu entfernen, und die Impedanz wird durch
eine Trennstufe 51 gesenkt. Anschließend wird das Signal in einem
Verstärker 52 verstärkt. Das
Ausgangssignal des Verstärkers 52 wird
in einer Vollweggleichrichterschaltung 53 gleichgerichtet.
Das vollweggleichgerichtete Ausgangssignal 71 wird in einer
Glättungsschaltung 54 geglättet, die
eine relativ kleine Zeitkonstante aufweist (27 Hz); es entsteht
ein Glättungsschaltungs-Ausgangssignal 72.
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In
einem Takterzeugungs-Schaltungsteil wird das Ausgangssignal 70 des
Schwingungssensors durch die Binärschaltung 64 in
ein Binärsignal
umgewandelt, vom Frequenzvervielfacher 65 auf die vierfache
Frequenz gebracht und von einem Zähler 66 gezählt, und
dann wird der Monoflop 62 durch Ausgangssignale des Zählers 66 angesteuert.
Auf diese Weise werden Abtast- und Haltekreis-Ansteuersignale 73 und 75 mit
einer Phasendifferenz von 90° gebildet,
die zur Ansteuerung des ersten bzw. zweiten Abtast- und Haltekreises 55, 56 dienen.
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Somit
hält der
erste Abtast- und Haltekreis 55, angesteuert durch das
Ansteuersignal 73 vom Monoflop 62 bei einer Phase
von 90° gegenüber der Ausgangswellenform
eines der Schwingungssensoren, das Glättungsschaltungs-Ausgangssignal 72, und
er gibt diesen Wert an den zweiten Abtast- und Haltekreis 56 weiter.
Der zweite Abtast- und Haltekreis 56, angesteuert durch
das Ansteuersignal 75 vom Monoflop 62 bei einer
Phase von 180° gegenüber der
Ausgangswellenform des anderen Schwingungssensors, hält den vom
ersten Abtast- und Haltekreis 55 erhaltenen Wert und gibt
diesen an den als nächste
Stufe folgenden Vergleicher 57 weiter.
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Der
vom zweiten Abtast- und Haltekreis 56 gehaltene und zugeführte Wert
wird in dem Vergleicher 57 mit einem von der Bezugsspannungserzeugungsschaltung 63 gelieferten
Antriebsamplituden-Bezugspegel 77 verglichen. Der Differenzverstärker 58 verstärkt eine
Differenz der beiden Werte und gibt diese Differenz als Steuerspannung
C an den Multiplizierer 59 weiter. Der Multiplizierer 59 multipliziert
das Vergleicher-Ausgangssignal 78 mit den von den Schwingungssensoren 11 und 12 zugeführten Signalen
und erzeugt so ein Signal A·C·sin ωt, das der
Erregerschaltung 60 zugeführt wird. Die Erregerschaltung 60 lässt einen
Strom, der proportional A·C·sin ωt ist, in
eine (elektromagnetische) Erregerspule 61 fließen, so
dass die Schwingungsamplitude des Rohrs geregelt werden kann.
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Wie
aus dem Vorstehenden ersichtlich ist, wird durch die Schwingungssensoren 11 und 12,
den Tiefpass 50, die Trennstufe 51, den Verstärker 52,
die Vollweggleichrichterschaltung 53, den ersten Abtast- und
Haltekreis 55, den zweiten Abtast- und Haltekreis 56,
den Vergleicher 57, den Fehlerverstärker 58, den Multiplizierer 59,
die Erregerschaltung 60 und die Erregerspule 61 eine
Gegenkopplungs-Abtast- und Halte-Regelschaltung
gebildet.
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In
dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel wird das die
Schwingungsamplitude repräsentierende
Glättungsschaltungs-Ausgangssignal 72 bei einer
bestimmten Phase abgetastet und gehalten, und in einer darauffolgenden
Periode des ersten Abtast- und Haltekreises wird der so gehaltene
Wert bei einer zweiten bestimmten Phase abgetastet und gehalten,
auch wenn große
Pump- und Fluidschwingungen vorhanden sind. Während dieser Periode wird also
der Wert des ersten Abtast- und Haltekreises vom zweiten Abtast-
und Haltekreis gehalten. Auf diese Weise wird der Wert einer Differenzspannung (oder
Steuerspannung) C ermittelt, und das Multiplizierer-Ausgangssignal 79 wird
durch Multiplikation der Ausgangssignale der Schwingungssensoren
mit dem Ausgangswert des Vergleichers gebildet, der während einer
Periode sicher ist. Das Rohr kann somit durch eine Sinuswelle erregt
werden, die in keiner Periode verzerrt ist und eine höhere Frequenzreinheit
aufweist.
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In
dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel wurde die Phase
des ersten Abtast- und Haltekreises auf 90° oder 270° der Ausgangswellenform des
Schwingungssensors 11 oder 12 eingestellt, und die
Phase des zweiten Abtast- und Haltekreises wurde gegenüber der
des ersten Abtast- und Haltekreises um 90° verzögert. Die Phase des ersten
Abtast- und Haltekreises kann jedoch auch auf 90° und 270°, auf 0° oder 180° oder auf 0° und 180° eingestellt werden. Dies ist
möglich,
da im ersteren Fall eine Phasendifferenz von 90° in Bezug auf die Schwingungsauslenkungen
des Rohrs und im letzteren Fall keine Phasendifferenz entsteht,
je nachdem ob die Schwingungssensoren als Geschwindigkeits- oder
als Lagesensoren verwendet werden. Der Grund, warum 90° und 270° statt 90° oder 270° sowie 0° und 180° statt 0° oder 180° verwendet
werden, liegt darin, dass die Ansprechgeschwindigkeit erhöht wird.
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Weiterhin
ist in 8 die Abtast- und Halteschaltung in einen ersten
und einen zweiten Abtast- und
Haltekreis aufgeteilt, doch der zweite Abtast- und Haltekreis 56 kann
entfallen. Allerdings erfolgt dann keine Umschaltung bei Lagen von
0° und 180° der sinuswellenartigen
Phase des Multiplizierer-Ausgangssignals.
Deshalb wird die Wellenform stufenartig einzeln umgeschaltet, wenn
der vom ersten Abtast- und Haltekreis 55 gehaltene Wert
erneuert wird. Wie aus dem Vorstehenden ersichtlich ist, wird die den
Amplitudenwert der Rohr-Schwingungswellenform enthaltende Phase
auf etwa 90° oder
etwa 270°, auf
etwa 90° und
etwa 270°,
auf etwa 0° oder
etwa 180° oder
auf etwa 0° und
etwa 180° eingestellt.
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Übersetzung der in den 5 bis 10 der
Zeichnungen enthaltenen englischsprachigen Angaben
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5:
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- Pickup signal on upstream side – stromaufwärtsseitiges Abnehmersignal
- Pickup signal on downstream side – stromabwärtsseitiges Abnehmersignal
- Mu-factor: B comparator – My-Faktor:
B-Komparator
- Exclusive OR circuit – EXCLUSIV-ODER
Glied
- Gate pulse – Torimpuls
- Reference clock – Bezugstakt
- Counter – Zähler
- Number of reference clocks in gate (corresponding to phase difference) – Anzahl
der Bezugstakte im Tor (entsprechend der Phasendifferenz)
- High through rate of signal – hohe Durchsatzrate des Signals
- Two-value of signal – Umwandlung
in Binärsignal
- Time difference signal creation – Bildung des Zeitdifferenzsignals
- Pulse width measurement – Impulsdauermessung
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6:
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- Filtering vibration amplitude amplifying section – Filter-
und Schwingungsamplitudenverstärkungs-Teil
- Vibration amplitude measuring circuit section – Schwingungsamplituden-Messschaltungsteil
- Comparing amplifying section – Vergleichs- und Verstärkungsteil
- Drive waveform creating section – Schaltungsteil zur Bildung
der Antriebswellenform
- Vibration detecting sensors – Schwingungssensoren
- LPF – TP
(Tiefpass)
- Buffer – Trennstufe
- Amplifier – Verstärker
- Full-wave rectifier circuit – Vollweggleichrichterschaltung
- Smoothing circuit – Glättungsschaltung
- Difference voltage generator circuit – Differenzspannungserzeugungsschaltung
- Comparator – Vergleicher
- Multiplier – Multiplizierer
- Exciter circuit – Erregerschaltung
- Drive coil – Erregerspule
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7:
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- Vibration detecting sensors output signal – Ausgangssignal
der Schwingungssensoren
- Full-wave rectifier circuit output signal – Ausgangssignal der Vollweggleichrichterschaltung
- Smoothing circuit output signal – Ausgangssignal der Glättungsschaltung
- Comparator output signal – Vergleicher-Ausgangssignal
- Multiplier output signal – Multiplizierer-Ausgangssignal
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8 (ohne
bereits in 6 enthaltene Angaben):
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- Binary circuit – Binärschaltung
- Frequency multiplier – Frequenzvervielfacher
- Counter – Zähler
- Mono-multi – Monoflop
- First S/H – erster
Abtast- und Haltekreis
- Second S/H – zweiter
Abtast- und Haltekreis
- Timing generating section – Takterzeugungsschaltungsteil
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9 (ohne
bereits in 7 enthaltene Angaben):
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- Binary circuit output signal – Ausgangssignal der Binärschaltung
- Frequency multiplier circuit output signal – Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers
- First S/H control signal – Ansteuersignal
für den
ersten Abtast- und Haltekreis
- Second S/H control signal – Ansteuersignal
für den zweiten
Abtast- und Haltekreis
- First S/H output signal – Ausgangssignal
des ersten Abtast- und Haltekreises
- Second S/H output signal – Ausgangssignal
des zweiten Abtast- und Haltekreises
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10: Alle
Angaben bereits in 7 und 9 enthalten