DE69531136T2

DE69531136T2 - Verfahren und Einrichtung zur mehrkanaligen Kompensation eines akustischen Echos

Info

Publication number: DE69531136T2
Application number: DE69531136T
Authority: DE
Inventors: Suehiro Nerima-ku Shimauchi; Shoji Machida-shi Makino; Junji Nerima-ku Kojima
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1994-10-26
Filing date: 1995-10-24
Publication date: 2004-05-06
Anticipated expiration: 2015-10-25
Also published as: JPH08181639A; US5661813A; EP0709999A3; CA2161358A1; EP0709999B1; DE69531136D1; EP0709999A2; JP3397269B2; CA2161358C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung für die akustische Mehrkanal-Echokompensation, die ein Raumecho kompensiert, das bei einem Telekonferenzsystem, das mit einem Mehrempfangskanalsystem ausgestattet ist, Heulgeräusche verursacht und ein psychoakustisches Problem erzeugt.
Mit zunehmender Verbreitung von ISDN, LAN und ähnlichen digitalen Netzwerken und der Entwicklung von hocheffizienten Sprach- und Bildcodiertechniken in den letzten Jahren wird viel Aufmerksamkeit auf ein TV-Konferenzsystem, das es Teilnehmern ermöglicht, miteinander zu kommunizieren und dabei das Gesicht des anderen zu beobachten, sowie auf ein Multimedia-Kommunikationssystem verwandt, das Arbeitsplatzrechner oder Workstations verwendet, und das auch Datenkommunikation oder dergleichen ermöglicht. Diese Systeme verwenden in vielen Fällen ein Freisprech-Kommunikationssystem, das Lautsprecher und Mikrofone verwendet, um eine realistischere Telekonferenzumgebung zu erzeugen. Das Freisprech-Kommunikationssystem hat jedoch das Problem der Echo- und Heulgeräuscherzeugung; die akustische Echokompensationstechnik ist unverzichtbar, um das Problem zu vermeiden. Tatsächlich sind akustische Echokompensatoren in verbreitetem Gebrauch, doch sind sie hauptsächlich für einkanaligen Gebrauch und können nur ein akustisches Echo von einem (einkanaligen) Lautsprecher zu einem (einkanaligen) Mikrofon kompensieren. Gegenwärtig ist Stereo zum Beispiel bei vielen Fernsehprogrammen und Musikmedien nicht ungewöhnlich, und es besteht auch eine wachsende Nachfrage nach einem Vielkanal-Freisprechkommunikationssystem. Um dieser Nachfrage zu genügen, ist es erforderlich, einen akustischen Vielkanal-Echokompensator zu implementieren, der die Kompensation von akustischen Echos aus einer Mehrzahl von Lautsprechern (einer Mehrzahl von Kanälen) zu einem Mikrofon ermöglicht; in den letzten Jahren sind die technischen Probleme und Lösungen für sie im Hinblick auf die Realisierung eines solchen Vielkanal-Echokompensators sehr aktiv untersucht worden. Verwandter Stand der Technik ist zu finden in den Veröffentlichungen US 5 062 102 , XP 528474 und EP 0561 133 .
Mit Bezug auf 1 wird eine Beschreibung eines Einkanal-Echokompensators gegeben. Bei Freisprechkommunikation wird von einer Person an einem entfernten Ort ausgesprochene Sprache als ein Empfangssignal auf einen Empfangssignalanschluss 11 gegeben und von einem Lautsprecher 12 ausgestrahlt. In 1 bezeichnet k eine diskrete Zeit und x(k) einen Abtastwert des Empfangssignals. In der folgenden Beschreibung wird x(k) einfach als ein Empfangssignal bezeichnet. Ein Echokompensator 14 kompensiert ein Echo y(k), das erzeugt wird, wenn das vom Lautsprecher 12 ausgestrahlte Empfangssignal x(k) von einem Mikrofon 16 aufgefangen wird, nachdem es sich auf einem Echoweg 15 ausgebreitet hat. Das Echo y(k) kann durch eine Faltung wie folgt modelliert werden:
wobei h(k, n) die Impulsantwort ist, die die Transferfunktion des Echoweges 15 zur Zeit k angibt und L die Zahl von Anzapfungen ist, die eine der Nachhallzeit des Echoweges 15 entsprechende voreingestellte Konstante ist.
Zunächst werden Empfangssignale x(k) vom gegenwärtigen Zeitpunkt bis L-1 in einem Empfangssignalspeicher und Vektorerzeugungsteil 17 gespeichert. Die so gespeicherten L Empfangssignale werden als ein Empfangssignalvektor x(k), das heißt als x(k) = [x(k), x(k – 1), ..., x(k – L + 1)]T (2)ausgegeben, wobei ^*T eine Transposition bezeichnet. In einem durch ein FIR-Filter gebildeten Schätzechoerzeugungsteil 18 wird das Skalarprodukt des Empfangssignalvektors x(k) aus Gl. (2) und ein geschätzter Echowegvektor h ^(k), der ein von einem Echowegschätzteil 19 gelieferter Filterkoeffizientenvektor ist, wie folgt berechnet: y ^(k) = hT(k) × (k) (3)
Infolgedessen wird ein geschätztes Echo oder eine Echoreplik y ^(k) erzeugt. Diese Skalarproduktberechnung ist äquivalent mit einer Faltung wie in Gl. (1). In dem Echowegschätzteil 19 wird der geschätzte Echowegvektor h ^(k) erzeugt, der in dem Schätzechoerzeugungsteil 18 verwendet wird. Der üblichste Algorithmus, der für die Echowegschätzung verwendet wird, ist ein NLMS-(Normalized Least Mean Square)-Algorithmus. Bei dem NLMS-Algorithmus werden der Empfangssignalvektor x(k) zum Zeitpunkt k und ein Restecho e(k), das heißt der durch Subtrahieren des geschätzten Echosignals y ^(k) von der Ausgabe y(k) des Mikrofons 16 durch einen Subtrahierer 21 erhaltene Folgefehler e(k) = y(k) – y ^(k) (4)verwendet, um einen geschätzten Echowegvektor h ^(k + 1) zu berechnen, der zum Zeitpunkt k + 1 in der folgenden Gleichung verwendet wird: h ^(k + 1) = h ^(k) + αe(k) × (k) × {xT(k) × (k)} (5)wobei α als ein Schrittgrößenparameter bezeichnet wird, der verwendet wird, um die Anpassung im Bereich 0 < α < 2 einzustellen. Durch Wiederholen der obigen Verarbeitung bei jedem Zeitinkrement k konvergiert der geschätzte Echowegvektor h ^(k) in dem Echowegschätzteil 19 allmählich gegen einen wahren Echowegvektor h(k), dessen Elemente Impulsantwortsequenzen h(k, n) (mit n = 0, 1, 2, ..., L – 1) des wahren Echoweges 15 zur Zeit k sind, das heißt gegen den folgenden Echowegvektor: h(k) = [h(k, 0), h(k, 1), ..., h(k, L – 1)]T (6)
Als Ergebnis hiervon kann das durch GI. (4) gegebene Restechosignal e(k) reduziert werden.
Im Allgemeinen verwendet ein Telekonferenzsystem mit dem Typ, der ein N-Kanal-Lautsprechersystem (N ≥ 2) und ein M-Kanal-Mikrofonsystem (M ≥ 1) verwendet, für die Echokompensation eine Konfiguration wie in 2 gezeigt. Das heißt, ein Echokompensationssystem 23 ist aufgebaut aus N-Kanal-Echokompensatoren 22₁, 22₂, ..., 22_M zum Verarbeiten von N-Eingabe-Eine-Ausgabe-Zeitsequenzsignalen, die jeweils zwischen allen N Kanälen der Empfangsseite, wo Empfangssignale x₁(k) bis x_N(k) an Eingangsanschlüsse 11₁ bis 11_N geliefert und von Lautsprechern 12₁ bis 12_N ausgestrahlt werden, und einem Kanal der Senderseite eingefügt sind, der aus Mikrofonen 16₁ bis 16_M besteht. In diesem Fall hat das Echokompensationssystem insgesamt N × M Echowege 15_nm (1 ≤ n ≤ N, 1 ≤ m ≤ M). Die N-Kanal-Echokompensatoren 22₁ 22₂, ..., 22_M, die jeweils zwischen alle N Kanäle der Empfängerseite und einen Kanal der Senderseite geschaltet sind, haben eine Konfiguration wie in 3 gezeigt, die eine erweiterte Version der Konfiguration des in 1 abgebildeten Echokompensators 14 ist. Dies ist zum Beispiel im Detail in B. Widow und S. D. Stearns, "Adaptive signal processing", Prince-Hall, Inc. Seiten 198–200 (1985), beschrieben. Es wird nun der N-Kanal-Echokompensator 22_m betrachtet, der mit einem m-ten Kanal (1 ≤ m ≤ M) der Senderseite verbunden ist. Das Echosignal y_m(k), das von dem Mikrofon 16_m des m-ten Kanals aufgefangen wird, wird erhalten durch Zusammenaddieren von Empfangssignalen aller Kanäle auf der Senderseite nach Ausbreitung über die jeweiligen Echowege 15_1m bis 15_Nm. Es ist daher notwendig, herauszufinden, wie die Echowegschätzung durch Auswertung nur eines Restechos e_m(k) durchgeführt werden kann, das allen empfangsseitigen Kanälen gemeinsam ist. Zunächst werden für das Empfangssignal x_n(k) jedes Kanals die folgenden Empfangssignalvektoren in Empfangssignalspeicher-Nektorerzeugungsteilen (17₁, 17₂, ..., 17_N) erzeugt:
wobei L₁, L₂, ..., L_N die Anzahlen von Abzapfungen sind, bei denen es sich um entsprechend den Nachhallzeiten der jeweiligen Echowege 15_1m, 15_2m, ..., 15_Nm, voreingestellte Konstanten handelt. Die so erzeugten Vektoren werden in einem Vektorkombinierteil 24 wie folgt kombiniert: x(k) = [x1 T(k), x2 T(k), ..., xN T(k)]T (8)
Auch werden in dem Echowegschätzteil 19_m geschätzte Echowegvektoren h ^ _1m(k), h ^ _2m(k), ..., h ^ _Nm(k), die zum Simulieren von N Echowegen zwischen dem jeweiligen Empfangskanal und dem m-ten Auffangkanal verwendet werden, wie folgt kombiniert: h ^m(k) = [h ^1m T(k), h ^2m T(k), ..., h ^Nm T(k)]T (9)
Bei Verwendung des NLMS-Algorithmus erfolgt die Aktualisierung des kombinierten geschätzten Echowegvektors h ^ _m(k) wie folgt: h ^m(k + 1) = h ^m(k) + αem(k) × (k)/{xT(k) × (k)} (10)
In dem Schätzechoerzeugungsteil 18_m wird ein geschätztes Echo yy ^ _m(k) für das auf dem m-ten Sendekanal aufgefangene Echo y_m(k) durch die folgende Skalarproduktberechnung erzeugt: y ^m(k)= h ^m T(k) × (k) (11)
Durch Kombinieren der Vektoren in den jeweiligen Kanälen zu einem Vektor wird der grundlegende Verarbeitungsfluss der gleiche wie bei dem Einkanalechokompensator aus 1.
Von den Unzulänglichkeiten des herkömmlichen Echokompensationssystems zur Anwendung auf das Telekonferenzsystem mit einem N-Kanal-Lautsprechersystem und einem M-Kanal-Mikrofonsystem wird die Unzulänglichkeit, die die vorliegende Erfindung lösen soll, mit Bezug auf ein Zweikanal-Stereo-Telekonferenzsystem beschrieben. Bezogen auf 4 umfassen Lautsprecher/Mikrofonsysteme an Punkten A und B, die jeweils über ein Netzwerk NW verbunden sind, zwei Lautsprecher 12a₁, 12a₂ und 12b₁, 12b₂ und zwei Mikrofone 16a₁, 16a₂ und 16b₁, 16b₂. Zwischen zwei Empfangskanälen und jedem Sendekanal sind Echokompensatoren 22a₁, 22a₂ und 22b₁, 22b₂ vorgesehen.
Bei der Anwendung des herkömmlichen Echokompensators auf das Stereo-Telekonferenzsystem, das Signale zwischen den Punkten A und B über zwei Kanäle sendet und empfängt, tritt ein Problem auf, das jedes Mal, wenn sich ein Sprecher am Punkt A bewegt oder eine andere Person zum Sprecher wird, ein Echo vom Punkt B durch die Sprache am Punkt A zunimmt, auch wenn die Echowege 15₁₁ und 15₂₁ unverändert bleiben. Der Grund hierfür ist, dass die Echoweg-Impulsantworten in dem Echokompensationssystem auf Seiten des Punktes B nicht korrekt geschätzt werden.
Um dieses Problem zu erläutern, wird der Betrieb des mit einem ersten Sendekanal des Echokompensationssystems am Punkt B verbundenen Echokompensators 22b₁ betrachtet. Zwei-Kanal-Empfangssignalvektoren seien gegeben durch x₁(k) und x₂(k). Wenn Echowegvektoren der wahren Echowege 15₁₁ und 15₂₁ der jeweiligen Empfangskanäle gegeben sind als h₁₁(k) bzw. h₂₁(k), ist ein Echo y₁(k), das von dem Mikrofon 16b₁ aufgefangen wird, gegeben durch y1(k) = h11 T(k)x1(k) + h21 T(k)x2(k) (12)
Andererseits ist ein geschätztes Echo y ^ ₁(I), das in dem Echokompensator erzeugt wird, gegeben durch die folgende Gleichung, die in dem Echokompensator erzeugte geschätzte Echowegvektoren hh ^ ₁₁(k) und h ^ ₂₁(k) verwendet: y ^1(k) = h ^11 T(k)x1(k) + h ^21 T(k)x2(k) (13)
Wenn ein Sprecher am Punkt A spricht, haben die Empfangssignalvektoren x₁(k) und x₂(k) eine sehr starke Kreuzkorrelation. Wenn die Empfangssignalvektoren x₁(k) und x₂(k) eine konstante hohe Kreuzkorrelation haben, existiert der kombinierte Vektor {h ^ ₁₁ ^T(k), h ^ ₂₁ ^T(k)} als Lösung der folgenden Gl. (14) ewig und bildet einen Unterraum H_x, der der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalvektoren x₁(k) und x₂(k) inhärent ist. y ^1(k) = y1(k) (14)
Bei Verwendung eines gewöhnlichen iterativen Fehlerminimierungsalgorithmus wie des NLMS-Algorithmus konvergiert der kombinierte Vektor {hh ^ ₁₁ ^T(k), h ^ ₂₁ ^T(k)} gegen einen zum Anfangswert im Unterraum H_x nächstbenachbarten Punkt; im Allgemeinen konvergiert er nicht auf den wahren Wert {h ^ ₁₁ ^T(k), h ^ ₂₁ ^T(k)}.
Der Einfachheit halber soll der Fall betrachtet werden, wo die Empfangssignalvektoren x₁(k) und x₂(k) durch konstante skalare Werte p₁ und p₂ und den ursprünglichen Signalvektor s(k) wie folgt gegeben sind: x1(k) = p1s(k), x2(k) = p2s(k) (15)
Der Unterraum H_x, wo der kombinierte Vektor [h ^ ₁₁ ^T(k), h ^ ₂₁ ^T(k)] existieren darf, kann als eine Gerade A1 in 5A angesehen werden, die die folgende Gleichung erfüllt. p1 h ^ 11(k) + p2 h ^ 21(k) = p1h11(k) + p2h21(k) (16)
Wenn die Anpassung vom Anfangswert (0, 0) ausgeht, wird der Konvergenzpunkt [h ^ _11p ^T(k), h ^ _21p ^T(k)] wie folgt erhalten: h ^11p(k) = {h11(k) + h21(k)p2/p1}p1 2/(p1 2+ P2 2) ≠ h11(k) (17) h ^21p(k) = {h11(k)p1/p2 + h21(k)}p2 2/(p1 2+ p2 2) ≠ h21(k) (18)
Folglich ist Gl. (16) bei einer Änderung der Rate zwischen den skalaren Werten p₁ und p₂ nicht mehr erfüllt, was die Echokompensation unmöglich macht und damit zu einer Zunahme des akustischen Echos führt.
Wie oben kann bei der Anwendung des herkömmlichen Echokompensators auf das Telekommunikationssystem mit einem N-Kanal-Lautsprechersystem und einem M-Kanal-Mikrophonsystem die Schätzung der Echoweg-Impulsantworten nicht korrekt durchgeführt werden, wenn die Empfangssignale der einzelnen Kanäle eine Kreuzkorrelation haben – dies führt zu dem Problem, dass das Echo bei jeder Änderung der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen zunimmt.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Echokompensation für ein Vielkanal-Telekonferenzsystem anzugeben, die eine korrekte Schätzung von Echowegen unabhängig von der Kreuzkorrelation zwischen Mehrkanal-Empfangssignalen ermöglichen und somit eine Kompensation von Echos auch erlauben, wenn sich die Kreuzkorrelation ändert.
Einem Aspekt zufolge betrifft die vorliegende Erfindung ein N-Kanal-Echokompensationsverfahren mit den Schritten:

(a) Ausstrahlen eines Eingangssignals x_n(k) jedes Kanals n (n = 1, .., N) als ein akustisches Signal von einem Lautsprecher jedes Kanals, wobei das Eingangssignal als ein Abtastwert zu jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben wird und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist;
(b) Auffangen der N akustischen Signale, die sich von den N Lautsprechern über N Echowege zu einem Mikrofon ausbreiten, um ein Echo y(k) zu erhalten;
(c) Erhalten eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k) = [x₁ ^T(k), x₂ ^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombinieren von Eingangssignalvektoren x_n(k) der N Kanäle, die jeweils aus einer Eingangssignalfolge x_n(k), x_n(k – 1), ..., x_n(k – L_n + 1) zurück bis zum Zeitpunkt L_n – 1 in jedem Kanal n zusammengesetzt sind;
(d) Erzeugen eines geschätzten Echos yy ^(k) durch Eingeben des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) in einen kombinierten geschätzten Echoweg, der einen kombinierten geschätzten Impulsantwortvektor h ^(k) besitzt, der erhalten ist durch Kombinierten geschätzter Impulsantwortvektoren h ^ _n(k) (n = 1, ..., N) von N geschätzten Echowegen entsprechend den N Echowegen, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen aufweist;
(e) Erhalten eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des geschätzten Echosignals y(k) von dem in dem Mikrofon aufgefangenen Echo y(k);
(f) Extrahieren einer Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der N Kanäle unter Verwendung des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k);
(g) Erzeugen eines Einstellvektors v(k) auf der Grundlage der Kreuzkorrelationsvariation;
(h) Einstellen des kombinierten geschätzten Impulsantwortvektors hh ^(k) des kombinierten geschätzten Echoweges mittels des Einstellvektors v(k) zum Erhalt eines kombinierten geschätzten Impulsvektors hh ^(k + 1) zum nächsten Zeitpunkt k + 1; und
(i) Wiederholen der Schritte (k) bis (h) bei jedem Inkrement des Zeitpunktes k.

Einem anderen Aspekt zufolge betrifft die vorliegende Erfindung ein N-Kanal-Echokompensationsverfahren mit den Schritten:

(a) Ausstrahlen eines Eingangssignals x_n(k) jedes Kanals n (n = 1, ..., N) als ein akustisches Signal von einem Lautsprecher jedes Kanals, wobei das Eingangssignal als ein Abtastwert zu jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben wird, und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist;
(b) Auffangen der N akustischen Signale, die sich von N Lautsprechern auf N Echowegen ro einem Mikrofon ausbreiten, um ein Echo y(k) zu erhalten;
(c) Erhalten eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k) = [x₁ ^T(k), x₂ ^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombinieren von Eingangssignalvektoren x_n(k) der N Kanäle, die jeweils aus Eingangssignal folgen x_n(k), x_n(k – 1), ..., x_n(k – L_n + 1) bis zurück zum Zeitpunkt L_n – 1 im jeweiligen Kanal zusammengesetzt sind,
(d) Berechnen eines geschätzten genäherten Echos durch eine Faltung z^T(k)x(k) und Eingeben des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) in einen kombinierten geschätzten genäherten Echoweg, der einen durch Kombinieren von geschätzten genäherten Impulsantwortvektoren z_n(k) (n = 1, ..., N) von N geschätzten Echowegen für die N Echowege erhaltenen kombinierten geschätzeten Impulsantwortvektor z(k) hat, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen besitzt;
(e) Berechnen eines Autokorrelationsvektors r_p–1(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k);
(f) Erzeugen eines ergänzenden geschätzten Echos auf der Basis des Autokorrelationsvektors r_p–1(k) und eines Glättungskoeffizientenvektors r_p–1(k – 1) zum Zeitpunkt k – 1;
(g) Berechnen der Summe aus dem geschätzten angenäherten Echo und dem ergänzenden geschätzten angenäherten Echo und Ausgabe der Summe als ein geschätztes Echo y(k) für das Echo;
(h) Berechnen eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des geschätzten Echos y(k) von dem von dem einen Mikrofon aufgefangenen Echo y(k);
(i) Ermitteln, als Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p, von Variationen der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen unter Verwendung momentaner und vorheriger des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k);
(j) Erzeugen eines Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) durch Glätten der Präfilterkoeffizienten;
(k) Einstellen der angenäherten geschätzten Impulsantwort z(k) auf der Basis des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) und des vorherigen kombinierten Eingangssignalvektors x(k – p + 1), um z(k + 1) zu erhalten;
(l) Wiederholen der Schritte (a) bis (k) mit jedem Inkrement des Zeitpunktes K.

Einem weiteren Aspekt zufolge betrifft die vorliegende Erfindung ein Echokompensationsverfahren für ein Vielkanal-Telekonferenzsystem mit den Schritten:

(a) Addieren einer Variation zur Kreuzkorrelation zwischen Eingangssignalen jeweiliger Kanäle;
(b) Ausstrahlen, als ein akustisches Signal, des Eingangssignals jedes Kanals mit der hinzuaddierten Variation durch einen Lautsprecher für jeden Kanal;
(c) Auffangen des sich von dem Lautsprecher über jeden Echoweg zu einem Mikrofon ausbreitenden akustischen Signals;
(d) Subtrahieren eines geschätzten Echos von dem Mikrofon und Berechnen eines Einstellvektors auf der Basis des resultierenden Restechos und des Eingangssignals jedes Kanals mit hinzuaddierter Variation;
(e) Iteratives Einstellen der Schätzung der Impulsantwort besagten jeden Echoweges unter Verwendung des Einstellvektors;
(f) Erzeugen von geschätzten Echowegen mit jeweils einer eingestellten Impulsantwort; und
(g) Erzeugen des geschätzten Echos durch Anwenden eines jeweils entsprechenden der Eingangssignale auf jeden der geschätzten Echowege.

Die Echokompensatoren gemäß der vorliegenden Erfindung haben Konfigurationen zum Durchführen der Schritte des erst-, zweit- bzw. dritterwähnten Verfahrens.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Einkanal-Echokompensator zeigt;
2 ist ein Blockdiagramm, das ein Vielkanal-Echokompensationssystem zeigt;
3 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen Vielkanal-Echokompensator zeigt;
4 ist ein Blockdiagramm, das ein Stereo-Telekonferenzsystem zeigt;
5A ist ein Graph, der eine Echowegschätzoperation zeigt, wenn Empfangssignale eine Kreuzkorrelation haben;
5B ist ein Graph, der eine Echowegschätzoperation zeigt, wenn die Kreuzkorrelation variiert;
6 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Vielkanal-Echokompensators zeigt, der das ersterwähnte Verfahren der vorliegenden Erfindung verkörpert;
7 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion eines Kreuzkorrelationsvariations-Extraktionsteiles 31 in 6 zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konstruktion eines Kreuzkorrelationsvariations-Koeffizientenrechenteiles 31A in 7 zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung zeigt, in der ein Kreuzkorrelationsvariations-Emphasevektorerzeugungsteil 31B, ein Einstellteil 32 und ein Schätzechoerzeugungsteil 18_m in 7 durch ein vereinfachtes Schätzechoerzeugungsteil 180m gebildet sind, das einen angenäherten Echowegvektor verwendet;
10 ist ein Blockdiagramm, das die Konstruktion des vereinfachten Schätzechoerzeugungsteiles 180m in 9 zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Vielkanal-Echokompensators zeigt, der das dritterwähnte Verfahren der vorliegenden Erfindung verkörpert;
12 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines digitalen Filters zur Implementierung des dritterwähnten Verfahrens der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ist ein Graph, der die Konvergenz des geschätzten Echowegvektors nach dem erst- oder zweiterwähnten Verfahren der vorliegenden Erfindung zeigt;
14 ist ein Graph, der die Konvergenzeigenschaft des geschätzten Echowegvektors gemäß dem erst- oder zweiterwähnten Verfahren der vorliegenden Erfindung mit der Ordnung p eines Projektionsalgorithmus als Parameter zeigt;
15 ist ein Blockdiagramm, das ein Telekonferenzsystem zeigt, das eine Schall-Bild-Lokalisierungsfunktion bei Vier-Punkt-Kommunikationen liefert;
16 ist ein Graph, der den Vergleich zwischen einem Kreuzkorrelations-Extraktionsverfahren und einem herkömmlichen Verfahren in Hinblick auf die Größe eines Fehlervektors zwischen einem wahren Echoweg und einem geschätzten Echoweg im Fall des Empfangs von Stereosignalen mit fester Kreuzkorrelation zeigt; und
17 ist ein Graph, der Fehlervektoren eines Korrelations-Variations-Extraktionsverfahrens, das das dritterwähnte Verfahren der vorliegenden Erfindung verkörpert, und eines herkömmlichen Extraktionsverfahrens vergleicht.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSGESTALTUNGEN
Das erst- oder zweiterwähnte Verfahren der vorliegenden Erfindung werden konkret beschrieben. Zunächst wird eine Beschreibung des Betriebs des Echowegschätzteiles des Vielkanal-Echokompensators in dem Fall geliefert, wo die Kreuzkorrelation zwischen Vielkanal-Empfangssignalen variiert.
Der Kürze wegen soll angenommen werden, dass als Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Zweikanal-Stereo-Empfangssignalen x₁(k) und x₂(k), gegeben durch Gl. (15), die Skalarwerte p₁ und p₂ in Gl. (15) sich auf q₁ und q₂ ändern, wobei das Verhältnis von q₁ : q₂ von dem Verhältnis p₁ : p₂ verschieden ist. Der geschätzte Echowegvektor {h ^ ₁₁ ^T(k), h ^ ₂₁ ^T(k)} konvergiert erst auf {hh ^ _11p ^T(k), h ^ _21p ^T(k)} nach Gl. (17) und (18). Wenn sich dann die Skalarwerte p₁ und p₂ auf q₁ und q₂ ändern, konvergiert der geschätzte Echowegvektor auf einen Punkt {h ^ _11q ^T(k), h ^ _21q ^T(k)} mit dem kürzesten Abstand von einem Anfangswert {h ^ _11p ^T(k), h ^ _21p ^T(k)}. Diese Operation wird geometrisch wie in 5B gezeigt interpretiert. Hier ist die Stationär-Zustands-Lösung {h ^ _11q ^T(k), h ^ _21q ^T(k)} der Schnittpunkt einer Geraden q1h11 + q2h21 = q1h11 + q2h21 und ihrer Senkrechten, die {h_11p ^T, h_21p ^T} enthält. Folglich ist offensichtlich, dass die Normen der Filterkoeffizientenfehlervektoren e_p und e_q im Allgemeinen eine Beziehung ||e_p|| > ||e_q|| haben. Dies bedeutet, dass bei jeder Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen die Norm des Filterkoeffizientenfehlervektors kleiner wird. Das heißt, die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Vielkanal-Empfangssignalen führt zu einer Zunahme des Echos, wenn die Echowegschätzung im Echokompensator unrichtig ist, doch kann sie als eine effektive Information aufgefasst werden, die die Schätzung des wahren Echoweges in dem Echowegschätzteil ermöglicht, nachdem sich die Variation der Kreuzkorrelation unendlich oft wiederholt hat. Da diese Tatsache in der Vergangenheit nicht bemerkt worden ist, ist die Kreuzkorrelation zwischen Vielkanal-Empfangssignalen als fest behandelt worden; deshalb konnte nicht angenommen werden, dass die Norm des Fehlervektors klein wird.
Wie zuvor beschrieben, extrahiert und verwendet die vorliegende Erfindung Informationen über die Variation der Kreuzkorrelation zwischen Empfangssignalen jeweiliger Kanäle. Bei der vorliegenden Erfindung werden die Vielkanal-Empfangssignalvektoren zu einem einzigen Vektor kombiniert. Dabei tritt die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen der jeweiligen Kanäle in der Autokorrelation auf, die die Korrelation zwischen dem gegenwärtigen kombinierten Empfangssignalvektor und dem vergangenen kombinierten Empfangssignalvektor ist. Um eine unvariierte Komponente der Kreuzkorrelation des Empfangssignals jedes Kanals zu beseitigen und daraus eine variierte Komponente der Kreuzkorrelation zu extrahieren, kann ein Schema verwendet werden, das die Autokorrelation des kombinierten Empfangssignalvektors verringert, das heißt dessen Autokorrelation beseitigt.
Dies kann erfolgen durch ein Dekorrelationsschema, das einen Projektionsalgorithmus, einen RLS-Algorithmus oder lineare Vorhersage verwendet, wie sie auch auf den herkömmlichen Einkanal-Echokompensator angewendet werden. Unter diesen Schemata soll das Schema, das lineare Vorhersage verwendet, ein Sprachsignal linear vorhersagen und dessen Autokorrelation durch Verwendung der linearen Vorhersagekoeffizienten beseitigen. Der RLS-Algorithmus kann als eine spezielle Form des Projektionsalgorithmus aufgefasst werden. Deshalb wird der Projektionsalgorithmus im Folgenden als ein Beispiel für das praktischste Dekorrelationsschema beschrieben.
Der Projektionsalgorithmus ist als ein Schema zum Verbessern der Konvergenzgeschwindigkeit eines Sprach- oder ähnlichen Signals mit hoher Autokorrelation vorgeschlagen worden. Der Projektionsalgorithmus ist im Detail in Ozeki und Umeda, "An Adaptive Filtering Algorithm Using an Orthogonal Projection to an Affine Subspace and Its Properties", Journal of Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan (A), J67-App. 126–132 (1984-2) beschrieben.
Im Allgemeinen stellt ein Projektionsalgorithmus p-ter Ordnung für Vielkanal-Eingänge den geschätzten Echowegvektor h ^(k) so ein bzw, korrigiert ihn so, dass korrekte Ausgaben y(k), y(k – 1), ..., y(k – p + 1) in Bezug auf p vorhergehende Eingangssignalvektoren x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1) erhalten werden. Das heißt, es wird ein geschätzter Echowegvektor h(k + 1) berechnet, der die folgenden Bedingungen erfüllt:
wobei x(k) = [x1 T(k), x2 T(k), ..., xN 7(k)]T und x1(k) = [x1(k), x1(k – 1), ..., x1(k – L1 + 1)]T x2(k) = [x2(k), x2(k – 1), ..., x2(k – L2 + 1)]T xN(k) = [xN(k), xN(k – 1), ..., xN(k – LN + 1)]T (20)
Wenn die Zahl p der Gleichung kleiner als die Zahl von Unbekannten (die Zahl der Anzapfungen) L = L₁ + L₂+ ... L_N ist, ist die Lösung h ^(k + 1) der simultanen Gleichungen von Gl. (19) unbestimmt. Dann wird der geschätzte Echowegvektor so eingestellt oder korrigiert, dass der Betrag der Einstellung ||h ^(k + 1) – h ^(k)|| minimiert wird. Der Projektionsalgorithmus p-ter Ordnung ist ausgedrückt durch die folgende Gleichung:
wobeix(k) = [x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1)] (22) ep(k) = {e(k), (1 – α)e(k – 1), ..., (1 – α)P–1e(k – p + 1)]T (23) ep(k) = y(k) – y ^(k) (24) y^(k) = h ^ T(k)x(k) (25) gp(k) = [β1, β2 ..., βp]T (26)+: verallgemeinerte inverse Matrix
–1: inverse Matrix.
Oben ist g_p(k) eine Lösung der folgenden linearen Gleichungen mit p Unbekannten [XT(k)X(k)]gp(k) = ep(k) (27)und bezeichnet Koeffizienten der Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalvektoren x₁(k) bis x_N(k) durch Änderungen in der Zeit k. Die zweiten Terme mit dem Koeffizienten α auf der rechten Seite von Gl. (21) sind der Einstellvektor, mit dem der geschätzte Echowegvektor iterativ aktualisiert wird. Für den Projektionsalgorithmus sind mehrere schnelle Rechenverfahren vorgeschlagen worden, die die Rechenkomplexität verringern sollen; solche Verfahren sind im Detail in den japanischen Patentanmeldungen Nr. 102419/94 und 184742/93 beschrieben. Der Fall, wo der Eingang/Ausgang bei negativer Zeit auf Null gesetzt wird und p auf Unendlich gesetzt wird, entspricht dem RLS-Algorithmus.
Beim Einstellen des geschätzten Echowegvektors h ^(k) mit dem herkömmlichen NLMS-Algorithmus basierend auf Gl. (10) wird er in der Richtung des Eingangssignalvektors x(k) eingestellt. Andererseits wird gemäß dem ersten Verfahren der vorliegenden Erfindung der zweite Term auf der rechten Seite der vierten Gleichung von Gl. (21) mit dem Projektionsalgorithmus wie folgt eingestellt: v(k) = β1x(k) + β2x(k – 1) + ... + βpx(k – p + 1) (28)und der geschätzte Echowegvektor h ^(k) wird in Richtung des Vektors v(k) eingestellt, das heißt in der Richtung, in der die Korrelation mit allen p – 1 vorhergehenden kombinierten Eingangssignalvektoren x(k – 1), ..., x(k – p + 1) aus dem kombinierten Vektor x(k) der Vielkanal-Eingangssignale entfernt worden ist. Mit anderen Worten werden die Koeffizienten β₁ bis β_P so festgelegt, dass der Vektor v(k) ein Signal wird, bei dem ähnliche vorhergehende kombinierte Eingangssignalvektoren aus dem kombinierten Eingangssignalvektor entfernt sind. Solche Koeffizienten β₁ bis β_P können erhalten werden durch Berechnen des Vektors g_P(k), der Gl. (27) erfüllt. Während in Gl. (21) αv(k) als Einstellvektor verwendet wird, wird im Folgenden v(k) als Einstellvektor bezeichnet. Wenn der kombinierte Empfangssignalvektor x(k) ein kombinierter Vektor aus Vielkanal-Signalvektoren mit einer hohen Kreuzkorrelation ist, wird der Vektor v(k) von Gl. (28) zu einem Vektor, in dem die Variation der Kreuzkorrelation betont und die nicht variierende Komponente beseitigt ist.
Wie zuvor beschrieben, erkennt der Stand der Technik nicht, dass wenn die Kreuzkorrelation zwischen Vielkanal-Empfangssignalen variiert, die Norm des Fehlervektors der geschätzten Filterkoeffizienten (der geschätzte Echowegvektor) klein wird; nur eine Zunahme des Echos wird im Stand der Technik erkannt. Daher ist das Modell vereinfacht, und es wird angenommen, dass eine Zustandsänderung, die die Variation der Kreuzkorrelation verursacht, wie etwa die Bewegung oder Änderung des Sprechers, nicht auftritt. Deshalb wurde im Stand der Technik ein wesentlicher Unterschied zwischen dem NLMS-Algorithmus und dem Projektionsalgorithmus im Hinblick darauf, ob die wahre Übertragungsfunktion des Echoweges geschätzt werden kann oder nicht, wenn sie auf den Vielkanal-Echokompensator angewendet werden, nicht erkannt; daher wurde die Effektivität des Projektions algorithmus bei der Schätzung des wahren Echoweges nicht erkannt. Der vorliegenden Erfindung zufolge wird die Aufmerksamkeit auf den Fall gelenkt, wo die Kreuzkorrelation variiert und die Variation zur Verwendung als Einstellvektor extrahiert wird – dies hat klargestellt, dass die geschätzte Übertragungsfunktion des geschätzten Echoweges dazu gebracht werden kann, mit hoher Geschwindigkeit auf die wahre Übertragungsfunktion des Echoweges zu konvergieren.
In Gl. (27) ist X_pT(k)X_p(k), eine Matrix mit p Zeilen und p Spalten, eine Kovarianzmatrix oder Autokorrelationsmatrix p-ter Ordnung und wird im Folgenden wie folgt identifiziert: RP(k) = Xp T(k)Xp(k) (29)
Die Koeffizienten β₁, β₂, ..., β_p (in Gl. (28) werden im Folgenden als Präfilterkoeffizienten bezeichnet, und ein Vektor, der sie als Elemente verwendet, ist durch die folgende GI. (30) gegeben und wird als Präfilterkoeffizientenvektor bezeichnet. Gp(k) = [β1, β2, ..., βp T] (30)
Der Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k) kann durch eine aus den folgenden zwei Gleichungen bestehende Rekursionsformel berechnet werden:
wobei a_p(k) ein Vorwärts-Linearvorhersagekoeffizientenvektor p-ter Ordnung ist, der eine das Eingangssignal x(k) betreffende Normalgleichung R_P(k)a_P(k) = [F(k), 0, ..., 0]^T erfüllt und dessen führendes Element 1 ist. F(k) ist der Minimalwert der Summe von Vorwärts-a posteriori-Vorhersagefehlerquadraten. b_P(k – 1) ist ein Rückwärts-Linearvorhersagekoeffizientenvektor p-ter Ordnung, der eine Normalgleichung R_P(k – 1)a_P(k – 1) = [0, ..., B(k – 1)]^T erfüllt, und sein letztes Element ist 1. B(k – 1) ist der Mindestwert der Summe von Rückwärts-a posteriori-Vorhersagefehlerquadraten. Bei J. M. Cioffi und T. Kailath, "Windowed fast transversal adaptive filter algorithms with normalization", IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Processing, Band ASSP-33, Nr. 3, Seiten 607–625 ist offenbart, dass die linearen Vorhersagekoeffizientenvektoren a_p(k), b_p(k – 1) und die Mindestwerte der Summe von a posteriori-Fehlervorhersagequadraten F(k) und B(k – 1) mit hoher Geschwindigkeit und geringem Rechenaufwand zum Beispiel durch Anwendung des FTF-(Fast Transversal Filter)-Algorithmus berechnet werden können. f_p–1(k) wird als Präfilter-Leiterkoeffizientenvektor bezeichnet und ist gegeben durch die folgende Gleichung fp–1(k) = Rp–1(k)–1ep–1(k) (33)
Durch Substituieren von aus Gl. (31) und (32) erhaltenen Elementen des Präfilterkoeffizientenvektors g_p in Gl. (28) kann mit geringem Rechenaufwand der Einstellvektor v(k) berechnet werden.
Zwar ist oben der Vielkanal-Projektionsalgorithmus in Verbindung mit dem Fall beschrieben worden, wo der Einstellvektor v(k) von dem Präfilterkoeffizientenvektor g₂(k) abgeleitet wird und verwendet wird, um die geschätzte Übertragungsfunktion (den geschätzten Echowegvektor) hh ^(k) durch Gl. (21) einzustellen, doch ist es möglich, das geschätzte Echo y ^ _m(k) aus dem Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k) mit hoher Geschwindigkeit und weniger Rechenkomplexität zu erhalten, anstatt den Einstellvektor v(k) zu berechnen, wie unten beschrieben.
Zuerst wird der Autokorrelationsvektor r_p–1(k) des Eingangssignalvektors x(k) jedes Kanals durch die folgende Gleichung definiert: rp–1(k) = [xT(k)x(k – 1), xT(k)x(k – 2), ..., xT(k)x(k – p + 1)]T (34)
Die Präfilterkoeffizienten β_i, die die Elemente des Präfilterkoeffizientenvektors sind, werden durch die folgende Gleichung geglättet, um Glättungskoeffizienten s_i(k) zu definieren:
Eine angenäherte Übertragungsfunktion z(k), die die geschätzte Übertragungsfunktion h(k) approximiert, ist durch die folgende Gleichung gegeben:
Ferner kann, wenn durch die folgende Gleichung ein Glättungskoeffizientenvektor s_p–1(k – 1) definiert wird, der die Glättungskoeffizienten s(k) (i = 1, ..., p – 1) aus Gl. (35) als seine Elemente hat, sp–1(k – 1) = [s1(k – 1), s2(k – 1), ..., sp–1(k – 1)]T (37)das geschätzte Echo y ^ _m(k) durch die folgende Gleichung aus dem Skalarprodukt r_p–1 ^T(k)s_p–1(k – 1) und der Faltung z^T(k)x(k) berechnet werden: y ^m(k) = zT(k)x(k) + rp–1 T(k)sp–1(k – 1) (38)
Es wird eine Beschreibung einer konkreten Prozedur des oben erwähnten vielkanaligen schnellen Projektionsalgorithmus für das Echo y_m(k) des m-ten Kanals gegeben.
Schritt S1: Als Initialisierungsverarbeitung wird der Autokorrelationsvektor von Gl. (36) zum Zeitpunkt k = 0 durch die folgende Gleichung gesetzt: rp–1(0) = [xT(0)x(–1), xT(0)x(–2), ..., xT(0)x(–p + 1)]T (39) und das Restecho e_p(k), der Präfilterleiterkoeffizientenvektor f_p–1(k), der Glättungskoeffizientenvektor s_p–1(k) und die Mindestwerte der Summe der a-posteriori-Vorhersagefehlerquadrate F(k) und B(k) zum Zeitpunkt k = 0 werden jeweils wie folgt gesetzt: ep(0) = 0 fp–1(0) = sp–1(0) = 0 F(0) = B(0) = δwobei δ eine kleine positive Kostante ist.
Schritt S2: Eingangssignalvektoren von N Kanälen werden wie folgt berechnet:
Der Korrelationsvektor zum Zeitpunkt k – 1 wird verwendet, um den Korrelationsvektor zum Zeitpunkt k durch folgende Gleichung zu berechnen:
Schritt S3: Das geschätzte Echo y ^ _m(k) wird mit folgender Gleichung berechnet: y ^m(k) = zm T(k)x(k) + rp–1 T(k)sp–1(k – 1) (42)
Schritt S4: Das Restecho e_m(k) wird mit folgender Gleichung berechnet: em(k) = ym(k) – y ^ m(k) (43)
Schritt S5: ep(k) = [em(k), (1 – α)em(k – 1), ..., (1 – α)p–1em(k – p + 1)]T (44)wird mit folgender iterativer Gleichung berechnet:
wobei der Wert * nicht benötigt wird.
Schritt S6: Durch Verwendung der oben erwähnten schnellen Rechenverfahren von J. M. Cioffi und T. Kailath für die linearen Vorhersagekoeffizienten und die Mindestwerte der Summe von Vorwärts- und Rückwärts-a-posteriori-Vorhersagefehlerquadraten werden ein linearer Vorhersagekoeffizientenvektor p-ter Ordnung a_p(k), sein Mindestwert der Summe von Vorwärts-a-posteriori-Vorhersagefehlerquadraten F(k), ein linearer Rückwärts-Vorhersagekoeffizientenvektor b_p(k) p-ter Ordnung und sein Mindestwert der Summe von Rückwärts-a-posteriori-Vorhersagefehlerquadraten B(k) berechnet, die die folgenden Gleichungen erfüllen: XT(k)X(k)ap(k) = (F(k), 0, ..., 0]T (46) XT(k – 1)X(k – 1)bp(k – 1) = {0, ..., B(k – 1)]T (47) wobei das führende Element des Vektors a_p(k) und das letzte Element des Vektors b_p(k) beide 1s sind.
Schritt S7: Der Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k) wird mit folgender Gleichung berechnet:
Schritt S8: Der Präfilterleiterkoeffizientenvektor f_p–1(k) wird mit folgender Gleichung berechnet:
Schritt S9: Die Glättungskoeffizientenvektoren s_p–1(k) und s_p(k) werden mit der folgenden Gleichung berechnet:
Schritt S10: Der Näherungswert z_m(k) des kombinierten geschätzten Echowegvektors h ^ _m(k) = [h ^ _1m ^T(k), h ^_2m ^T(k), ..., h ^ _Nm ^T(k)]^T wird mit folgender Gleichung aktualisiert: zm(k + 1) = zm(k) + sp(k)x(k – p + 1) (51)
Schritt S11: Bei jedem Inkrement des Zeitpunktes k werden die Schritte S2 bis S10 wiederholt.
6 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung des ersten Verfahrens der vorliegenden Erfindung, angewandt auf den Echokompensator 22_m in 3, der in dem mit dem N-Kanal-Lautsprechersystem und dem M-Kanal-Mikrofonsystem ausgestatteten Telekonferenzsystem aus 2 verwendet wird. Die Teile, die denjenigen in 3 entsprechen, sind mit dem gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Kreuzkorrelations-Variationsextraktionsteil 31 in jedem der Echokompensatoren 22₁ bis 22_M in 2 vorgesehen. Das Empfangssignal x(k) und das Restecho e_m(k) in jedem Kanal werden in das Kreuzkorrelations-Variationsextraktionsteil 31 eingegeben, worin der Einstellvektor v(k) erzeugt wird.
Bei dieser Ausgestaltung wird die Autokorrelation des kombinierten Empfangssignalvektors x(k) durch Verwendung des Projektionsalgorithmus beseitigt, wodurch die Variation der Kreuzkorrelation zwischen Empfangssignalen extrahiert wird, um den Einstellvektor v(k) zu erzeugen. Das heißt, das Kreuzkorrelations-Variationsextraktionsteil 31 speichert Information über den kombinierten Empfangssignalvektor x(k) und das durch Gl. (8) definierte Restecho e_m(k), löst dann die folgende Gl. (52), die Gl. (27) entspricht, um g_p(k) zu erhalten, und erzeugt durch Gl. (28) einen dekorrelierten Vektor, das heißt den Einstellvektor v(k). [XT(k)X(k)]gp(k) = em(k) (52)
Ein Einstellteil 32 aktualisiert den gegenwärtigen kombinierten geschätzten Echowegvektor h ^m(k) durch Berechnen von h ^ _m(k + 1) auf der Grundlage von Gl. (21) und (28), wobei der Einstellvektor v(k) wie folgt verwendet wird: h ^m(k + 1) = h ^m(k) + αv(k) (53)
Der so aktualisierte kombinierte geschätzte Echowegvektor h ^ _m(k) wird dem Schätzechoerzeugungsteil 18_m zugeführt.
Auf diese Weise wird die Variation der Kreuzkorrelation zwischen Multikanal-Empfangssignalvektoren in dem Kreuzkorrelations-Variationsextraktionsteil 31 extrahiert, und neue Vielkanal-Signalvektoren werden erzeugt, in denen die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den jeweiligen Empfangssignalvektoren herausgehoben ist. Da ein solcher Vielkanal-Signalvektor dem Einstellteil 32 zugeführt wird, ist es möglich, die Schätzung der wahren Echowege zu beschleunigen.
7 ist ein Blockdiagramm, das eine abgewandelte Form des Kreuzkorrelations-Variationsextraktionsteiles zeigt, die durch ein Kreuzkorrelations-Variationskoeffizientenrechenteil 31A und ein Kreuzkorrelations-Variationsheraushebungsvektorerzeugungsteil 31B gebildet ist, und in dem Ersteres Gl. (27) löst, um den durch Gl. (30) ausgedrückten Präfilterkoeffizientenvektor g_p ro erhalten, und Letzteres den Einstellvektor v(k) durch Gl. (28) berechnet. In diesem Fall kann das Kreuzkorrelations-Variationskoeffizientenrechenteil 31A den Umfang der Berechnung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) durch Verwendung von linearer Vorhersage verringern. Das heißt, wie in 8 gezeigt, ist das Kreuzkorrelations-Variationskoeffizientenrechenteil 31A gebildet durch ein Linearvorhersageteil 31A1, ein Präfilterleiterkoeffizientenvektoreinstellteil 31A2, ein Präfilterkoeffizientenvektoreinstellteil 31A3 und ein Fehlersignalvektorerzeugungsteil 31A4. Das Linearvorhersageteil 31A1 berechnet den Vorwärts-Linearvorhersagekoeffizientenvektor a_p(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k), den Mindestwert der Summe von Vorwärts-a-posteriori-Vorhersagefehlerquadraten F(k), den Rückwärts-Linearvorhersagekoeffizientenvektor b_p(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) und den Mindestwert der Summe der Rückwärts-a-posteriori-Vorhersagefehlerquadrate B(k).
Andererseits speichert das Fehlersignalvektorerzeugungsteil 31A4 die p letzten Fehlersignale (Restechos) e_m(k), e_m(k – 1), ..., e_m(k – p + 1) und erzeugt iterativ den Fehlersignalvektor e_p(k) von Gl. (44) durch Gl. (45). Das Präfilterleiterkoeffizientenvektoreinstellteil 31A2 berechnet den Präfilterleiterkoeffizientenvektor f_p–1(k – 1) durch Gl. (32), und das Präfilterkoeffizientenvektoreinstellteil 31A3 berechnet den Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k) durch Gl. (31). Der so erhaltene Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k – 1) wird dem Kreuzkorrelations-Variationshervorhebungsvektorerzeugungsteil 31B zugeführt.
9 zeigt eine Konfiguration, die den Umfang der Berechnung in der Ausgestaltung der 6 durch Erzeugen des geschätzten Echos y ^ _m(k) verringert, anstatt den kombinierten geschätzten Echowegvektor h ^ _m(k) auf der Grundlage des oben in den Schritten S1 bis S11 beschriebenen schnellen Projektionsalgorithmus zu berechnen. In diesem Fall werden das Echowegschätzteil 19_m und das Schätzechoerzeugungsteil 18_m in 6 durch das Kreuzkorrelations-Variationskoeffizientenrechenteil 31A und das vereinfachte Schätzechoerzeugungsteil 180_m ersetzt; Ersteres ist identisch mit dem in 7 oder 8 gezeigten, und Letzteres entspricht dem Satz aus dem Kreuzkorrelations-Variationshervorhebungsvektorerzeugungsteil 31B, dem Einstellteil 32 und dem Schätzechoerzeugungsteil 18_m, und umfasst, wie in 10 abgebildet, ein Korrelationsrechenteil 181, ein Glättungskoeffizientenvektoreinstellteil 182, ein Näherungsechowegeinstellteil 183, Skalarproduktrechenteile 184 und 185 und einen Addierer 186.
Das Korrelationsrechenteil 181 berechnet den kombinierten Eingangssignalvektor x(k) und den Autokorrelationsvektor r_p–1(k) von x(k) durch Gl. (40) und (41). Das Glättungskoeffizientenvektoreinstellteil 182 berechnet anhand von Gl. (50) Glättungskoeffizientenvektoren s_p–1(k – 1) und s_p(k) aus dem Präfilterkoeffizientenvektor g_p(k). Das Näherungsechowegeinstellteil 183 berechnet durch Gl. (51) den geschätzten Echowegvektor z_m(k) aus s_p(k) und x(k). Das Skalarproduktrechenteil 184 berechnet das Skalarprodukt r_p–1 ^T(k)s_p–1(k – 1) des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k – 1) und des Korrelationsvektors r_p–1(k). Das Skalarproduktrechenteil 185 berechnet das Skalarprodukt z_m ^T(k)x(k) des Eingangssignalvektors x(k) und des angenäherten Echowegvektors z_m(k). Diese Skalarprodukte werden vom Addierer 186 zusammenaddiert, um das geschätzte Echosignal yy ^m(k) zu erhalten.
Als Nächstes wird das dritte Verfahren der vorliegenden Erfindung konkret beschrieben. Gemäß diesem Verfahren wird eine Funktion des aktiven Änderns der Kreuzkorrelation zwischen Empfangssignalen jeweiliger Kanäle verwendet, und die Empfangssignale mit hinzuaddierter Variation der Korrelation zwischen ihnen werden von Lautsprechern ausgestrahlt und verwendet, um den eingestellten Vektor des geschätzten Echos abzuleiten.
Die Variation in der Korrelation zwischen Empfangssignalen jeweiliger Kanäle kann dort hinzuaddiert werden durch (a) Filterverarbeitung, (b) Signalmultiplikationsverarbeitung, (c) Signaladditionsverarbeitung und (d) Tonhöhenverschiebungsverarbeitung. Diese Verfahren werden im Folgenden nacheinander beschrieben.
(a) Filterverarbeitungsverfahren
Die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) jeweiliger Kanäle werden in zeitveränderliche Filter mit unterschiedlichen zeitveränderlichen Charakteristika eingegeben, in denen sie mit Impulsantworten q₁(k), q₂(k), ..., q_N(k) der Filter (bezeichnet durch *) gefaltet werden, wodurch folgendermaßen ausgedrückte Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) erhalten werden:
Hierdurch kann die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen jeweiliger Kanäle ro diesen hinzuaddiert werden.
(b) Signalmultiplikationsverfahren
Die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) jeweiliger Kanäle werden mit verschiedenen Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) multipliziert, um sie in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umzuwandeln, die wie folgt gegeben sind:
Hierdurch kann die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen zu diesen addiert werden.
(c) Signaladditionsverfahren
Die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) jeweiliger Kanäle werden zu unterschiedlichen Funktionen n₁(k), n₂(k), bzw. n_N(k) hinzuaddiert, um sie in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umzuwandeln, die wie folgt gegeben sind:
Hierdurch kann die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen zu diesen addiert werden.
(d) Tonhöhenverschiebungs-Verarbeitungsverfahren
Die Frequenzcharakteristika der Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) jeweiliger Kanäle werden jeweils unterschiedlichen zeitveränderlichen Frequenzachsenexpansionen oder -kompressionen, d. h. einer Tonhöhenverschiebungs-Verarbeitung, unterzogen, durch die die Signale in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umgewandelt werden. Hierdurch kann die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen der jeweiligen Kanäle zu diesen addiert werden.
11 zeigt eine Ausgestaltung des dritten Verfahrens der vorliegenden Erfindung. Die Teile, die jenen in 2 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In dieser Ausgestaltung ist ein Kreuzkorrelations-Variationsaddierteil 24 an der Empfangssignaleingangsseite vorgese hen. In dem Kreuzkorrelations-Variationsaddierteil 24 werden die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle durch aktives Hinzuaddieren der Variation ihrer Kreuzkorrelation in x ₁(k), x ₂(k), ..., x_N(k) umgewandelt. Die so umgewandelten Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) werden von den Lautsprechern 12₁, 12₂, ..., 12_N abgestrahlt und gleichzeitig in das Echokompensationssystem 23 eingegeben.
Bei der Implementation des Kreuzkorrelations-Variationsaddierteils 24 sollte darauf geachtet werden, dass die psychoakustische Qualität der umgewandelten Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) nicht beeinträchtigt wird, wenn sie als akustische Signale rekonstruiert werden. Als nächstes wird eine Beschreibung von konkreten Beispielen der oben erwähnten Verfahren bei der Implementierung des Kreuzkorrelations-Variationsaddierteils 24 geliefert.
(a) Konkretes Beispiel der Implementierung durch Filterverarbeitung
Es wird eine Beschreibung der zeitveränderlichen Filter zum Umwandeln der Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle in diejenigen x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k), die Gleichung (54) erfüllen, durch Nutzung der Impulsantwort q₁(k), q₂(k), ..., q_N(k) der Filter mit unterschiedlichen zeitveränderlichen Charakteristika gegeben. Es heißt, dass die Amplitudeninformation hauptsächlich wichtig für die psychoakustische Wahrnehmung ist, und dass Phaseninformation nicht so wichtig ist. Deshalb wird angenommen, dass der psychoakustische Einfluss der Filterverarbeitung verringert würde, indem das zeitveränderliche Filter so implementiert wird, dass die Amplitudencharakteristik in Bezug auf die Frequenz jedes Empfangssignals flach bleibt.
Ein Filter, das diesem Zweck dient, ist ein IIR-Filter mit einer Allpass-Übertragungsfunktion. Die Übertragungsfunktion G(z) dieses Filters kann wie folgt ausgedrückt werden: G(z) = A{z–K – c1z–(K–1) + ... + (–1)K–1CK–1z–1 + (–1)KCK} ÷ {1 – c1z–1 + ... + (–1)K–1ck–1z–1(k–1) +(-1)KCKz–k} (57)wobei K die Ordnung ist. Das Abtastintervall und die Winkelfrequenz seien durch T bzw. ω gegeben. Unabhängig davon, auf welche Werte die Filterkoeffizienten c₁, c₂ ..., c_M eingestellt werden, heben Zähler und Nenner einander auf, und die Amplitudencharakteristikgleichung |G(e^jωT)| nimmt unabhängig von der Winkelfrequenz ω eine feste Verstärkung A an. Andererseits variiert die Phasencharakteristik mit den Filterkoeffizienten c₁, c₂, ..., c_M. Wenn die Koeffizienten c₁, c₂, ..., c_M mit der Zeit variiert werden, wird eine zeitveränderliche Phasencharakteristik geschaffen, doch der Einfluss auf die Amplitudencharakteristik ist sehr gering.
Es wird nun eine Beschreibung eines sekundären Allpass-Filters geliefert, das einfach strukturiert und leicht zu implementieren ist. Die Konfiguration dieses sekundären Allpass-Filters ist im Detail z. B. in Alan V. Oppenheim und Ronald W. Schafer, „Discrete-Time Signal Processing", Prentice Hall, beschrieben. Wenn der Kürze wegen die Verstärkung A = 1 in Gleichung (57) gesetzt wird, ist die sekundäre Allpass-Übertragungsfunktion G(z) gegeben wie folgt: G(z) = (z–2 – c1z–1 + c2)/(1 – c1z–1 + c2z–2) (58)
Als Gittermodell konfiguriert kann das Filter mit dieser Übertragungsfunktion durch sechs Addierer, zwei Multiplizierer und zwei Einheitsverzögerungen, wie in 12 gezeigt, gebildet werden. Wenn man die Koeffizienten in Gleichung (58) ersetzt durch C1 = –γ1(1 + γ2) (59) C2 = γ2 (60)ist die Übertragungsfunktion von Gleichung (58) gegeben durch die folgende Gleichung (61), und das Antwortsignal auf das Eingangssignal X(z) ist Y(z) = X(z)G(z). G(z) = {z–2 + γ1(1 + γ2)z–1 + γ2}/{1 + γ2(1 + γ2)z–1 + γ2z–2} (61)
Ein Vorteil der Filterkonfiguration vom Gittertyp ist bei der vorliegenden Erfindung, das y₁ und y₂ als Parameter mit unterschiedlichen Bedeutungen gehandhabt werden können. Wenn die Gruppenverzögerungscharakteristik der Übertragungsfunktion G(z) von Gleichung (16) eine Spitze hat, hängt die Spitzenfrequenz virtuell nur von g₁ ab, und die Steilheit der Spitze hängt virtuell nur von g₂ ab. D. h. es ist nicht notwendig, alle Filterkoeffizienten mit der Zeit zu variieren; wenn beispielsweise nur g₁, die der Spitzenfrequenz der Gruppenverzögerungscharakteristik entspricht, für jeden Kanal in unterschiedlicher Weise variiert wird, können effektive zeitveränderliche Charakteristika erhalten werden, und die Filterkonfiguration kann vereinfacht werden. Indem diese zeitveränderliche Charakteristika kanalweise unterschiedlich gemacht werden, kann der Effekt einer Variation der Kreuzkorrelation zwischen den ursprünglichen Vielkanal-Empfangssignalen erhalten werden.
(b) Konkretes Beispiel der Implementierung durch Signalmultiplikationsverarbeitung
Es wird eine Beschreibung von Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) geliefert, mit denen die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle für die Umwandlung in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) multipliziert werden, die Gleichung (55) erfüllen.
Wenn die Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) in Gleichung (55) sowohl positive als auch negative Werte annehmen, wird angenommen, dass die Qualität der Empfangssignale unabhängig von der Größe der Variationen der Funktionen stark beeinträchtigt würde. Deshalb ist es wünschenswert, dass die Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) immer positive oder negative Werte annehmen, und dass ihre Variationen ebenfalls begrenzt sind. Betrachten wir nun den Fall, wo die Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) Formen wie unten angegeben haben. Die Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) seien gegeben durch die folgende Gleichung (62), die unterschiedliche Funktionen ω₁(k), ω₂(k), ..., ω_N(k) mit jeweils auf 1 normierter maximaler Amplitude, Skalarwerte k₁, k₂, ..., k_N (0 < ||k₁||, ||k₂||, ..., ||k_N|| < 1) und Verstärkungskoeffizienten A₁, A₂, ..., A_N verwendet.
Da zu einer gegebenen Zeit die folgende Gleichung gilt, bleiben die Vorzeichen der Werte u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) unverändert. –1 < k1ω1(k), k2ω2(k), ..., kNωN(k) < 1
Unter dem Gesichtspunkt des psychoakustischen Gleichgewichts ist es wünschenswert, dass die Werte der Verstärkungskoeffizienten A₁, A₂, ..., A_N gleich sind oder Werte mit gleichem Vorzeichen annehmen; in diesem Fall nehmen die Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) sämtlich Werte mit dem gleichen Vorzeichen an. Ferner kann der Betrag der Verzerrung jedes verarbeiteten Signals durch die Skalarwerte k₁, k₂, ..., k_N eingestellt werden.
Unter dem Gesichtspunkt einer Frequenzverschiebung können durch Einstellen der Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) wie folgt:
und durch Verschieben der Frequenzcharakteristika der Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) durch Verwendung der Funktionen ω₁(k), ω₂(k), ..., ω_N(k), die unterschiedliche Zeitvariationscharakteristika haben und innerhalb bestimmter begrenzter Bereiche variieren, die Variation der Kreuzkorrelation ro den ursprünglichen Vielkanal-Empfangssignalen hinzuaddiert werden.
(c) Konkretes Beispiel der Implementierung durch Signaladditionsverarbeitung
Es wird eine Beschreibung von Funktionen n₁(k), n₂(k), ..., u_N(k) geliefert, zu denen die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle zur Umwandlung in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k), die Gleichung (56) erfüllen, hinzuaddiert werden.
Unter dem Gesichtspunkt des psychoakustischen Einflusses ist es wünschenswert, dass die Funktionen n₁(k), n₂(k), ..., n_N(k) im Amplitudenwert mäßig kleiner sind als die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle. In Anbetracht dessen werden unterschiedliche Funktionen n_r1(k), n_r2(k), ..., n_rN(k), die so normiert sind, dass die maximale Amplitude ein spezifizierter Wert A_r der Amplitude der Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle wird, mit Skalarwerten λ₁, λ₂, ..., λ_N multipliziert, wodurch die Funktionen n₁(k), n₂(k), ..., n_N(k) wie folgt ausgedrückt werden:
Basierend auf den Skalarwerten λ₁, λ₂, ..., λ_N ist es möglich, den Grad zu bestimmen, bis zu dem der Betrag des zu jedem der Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) hinzuzuaddierenden Signals kleiner als der spezifizierte Wert A_r gemacht wird.
(d) Konkretes Beispiel der Implementation durch Tonhöhenverschiebungsverarbeitung
Es wird eine Beschreibung einer Ausgestaltung geliefert, bei der die Empfangssignale x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) der jeweiligen Kanäle in Signale x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umgewandelt werden, indem die Frequenzcharakteristik jedes Empfangssignals einer anderen zeitveränderlichen Frequenzachsenexpansions-Ikompressionsverarbeitung oder Tonhöhenverarbeitung unterzogen wird.
Die Tonhöhenverarbeitung umfasst eine zeitliche Expansion/Kompression wie auch eine Frequenzachsenexpansionl-kompression und kann im Zeitbereich verarbeitet werden. Wenn die Zeitachse komprimiert wird, wird eine Interpolationsverarbeitung benötigt, um die Dauer des verarbeiteten Signals gleich der Dauer des ursprünglichen Signals zu machen, wohingegen, wenn die Zeitachse expandiert wird, die Dauer des verarbeiteten Signals länger als die Dauer des ursprünglichen Signals wird; deswegen wird eine Dezimationsverarbeitung benötigt. Eine solche Interpolations- /Dezimationsverarbeitung kann implementiert werden durch Erfassen einer stillen Zeitdauer und Verlängern oder Beseitigen derselben.
Wie oben beschrieben, können die Verfahren der vorliegenden Erfindung auf die Kompensation von Echos angewendet werden, um ein Telekonferenzsystem mit hochrealistischer Präsenz zu implementieren, dass die Übertragung von akustischer räumlicher Information von jedem Punkt durch Verwendung eines Vielkanal-Übertragungssystems und von Endgeräten mit Vielkanal-Mikrofon- und -Lautsprechersystemen zwischen zwei Punkten ermöglicht.
Es wird nun ein Stereo-Telekonferenzsystem betrachtet, das zwei Punkte über ein Zweikanal-Übertragungssystem verbindet und Zweikanal-Mikrofon- und -Lautsprechersysteme verwendet, wie in 4 gezeigt. Wenn z. B. eine Mehrzahl von Sprechern abwechselnd an ihren Sitzen am Punkt A sprechen, weisen die von zwei Mikrofonen aufgefangenen Stereo-Sprachsignale eine Kreuzkorrelation zwischen einander auf, die von der Positionsbeziehung zwischen den Sprechern und den Mikrofonen abhängt. Wenn diese Sprachsignale am Punkt B empfangen und in den herkömmlichen Echokompensator eingegeben werden, hängt die Echowegschätzung von der Kreuzkorrelation ab und ist daher unrichtig, mit der Folge, dass jedes Mal dann ein starkes Echo zum Punkt A zurückkehrt, wenn sich der Sprecher ändert. Im Gegensatz hierzu wird bei Verwendung des Echokompensationsverfahrens nach der vorliegenden Erfindung eine Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Stereo-Empfangssignalen aufgrund einer Änderung des Sprechers extrahiert und verwendet, um einen Fehler in der Echowegschätzung zu korrigieren; so ist es möglich, das Echo am Zunehmen zu hindern, wenn sich der Sprecher ändert. Ferner ändert sich auch in dem Fall, wo von einer Person ausgesprochene Sprache von einer Mehrzahl von Mikrofonen aufgefangen wird, die Kreuzkorrelation zwischen den von dem Mikrofon aufgefangenen Sprachsignalen auch dann geringfügig, wenn der Sprecher an einem Platz spricht. Das Verfahren nach der vorliegenden Erfindung ermöglicht eine wirksame Ausnutzung einer solchen geringfügigen Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Signalen.
13 ist ein Graph, der die Ergebnisse von Computersimulationen unter Verwendung von von einem Sprecher mit fixiertem Körper oder Kopf ausgesprochener Sprache zeigen; das herkömmliche Verfahren und das Verfahren nach der Erfindung werden im Hinblick auf den Fehlervektor zwischen dem in dem Echowegschätzteil erzeugten kombinierten geschätzten Echowegvektor und dem kombinierten wahren Echowegvektor verglichen, wie durch die Kurven 13A und 13B dargestellt. Diese Erfindung verwendet den sekundären Projektionsalgorithmus zur Extraktion der Variation der Kreuzkorrelation. Aus 13 wird deutlich, dass das erfindungsgemäße Verfahren auch eine geringfügige Variation der Kreuzkorrelation zwischen Signalen auffängt, was die Korrektur eines Fehlers in der Echowegschätzung ermöglicht. Man kann sagen, dass die vorliegende Erfindung eine geringfügige Variation zwischen Kanälen durch Ausnutzung von Vergangenheitsdaten wirksam erfasst.
14 ist ein Graph, der die Konvergenz des geschätzten Echowegvektors im Fall von stereophon aufgefangener Sprache wie im Fall von 13 zeigt, wobei die Ordnung p des Projektionsalgorithmus als Parameter verwendet wird. Die Zahl L von Abzapfungen wurde auf 500 + 500 gesetzt, und die Schrittgröße α wurde auf 0,5 gesetzt. Auch dieser Graph zeigt, dass die vorliegende Erfindung wirksam ist.
Statt eines Verfahrens, bei dem an einem mit an dem Stereo-Empfangssystem ausgestatteten Endgerät Zweikanal-Stereosignale, die an der anderen Seite aufgefangen sind, empfangen und intakt rekonstruiert werden, wie in 4 gezeigt, wird ein Mehrpunkt-Telekonferenzsystem vorgeschlagen, bei dem das Empfangssignal für jeden Punkt auf der Empfängerseite frei einer Schallbildlokalisierung unterzogen wird, um eine komfortable Empfangsumgebung zu schaffen. Das Verfahren der vorliegenden Erfindung ist auch auf solche Mehrpunkt-Telekonferenzendgeräte anwendbar. 15 veranschaulicht die Konfiguration eines Telekonferenzsystems für vier Punkte A, B, C und D, die über ein Netzwerk miteinander verbunden sind. An jedem Punkt ist das Sende- oder Mikrofonsystem einkanalig (monaural). Nun wird der Punkt D beschrieben. Es wird angenommen, dass am Punkt D von den Punkten A, B und C empfangene Signale einer Schallbildlokalisierung in einem Empfangssignalverarbeitungsteil 13d unterzogen werden, so dass die Signale in Bezug auf den Punkt D rechts, mittig bzw. links lokalisiert sind, wodurch neue Zweikanal-Stereo-Empfangssignale für die Stereorekonstruktion durch Lautsprecher 12d₁ und 12d₂ erzeugt werden. Auch in diesem Fall extrahiert der Echokompensator 22d, wenn das Verfahren der vorliegenden Erfindung angewandt wird, bei einer Änderung des Sprechers auf eine Person an einem anderen Punkt eine Variation in der Kreuzkorrelation zwischen den Stereo-Empfangssignalen und korrigiert den Fehler wie in dem oben erwähnten Fall; daher ist es möglich, eine Zunahme des Echos im Vergleich zu den herkömmlichen Verfahren zu unterdrücken.
Die Kurven 16A und 16B in 16 zeigen die Konvergenz des Fehlervektors, wenn als Empfangssignale Zweikanal-Signale verwendet werden, die durch Auffangen von von einem Sprecher gesprochener Sprache mit einem Mikrofon und Verarbeiten der Sprache durch zwei verschiedene zeitinvariante Filter auf einem Computer erhalten sind, d. h. den Fall, wo die Kreuzkorrelation zwischen dem Empfangssignal konstant ist. In diesem Fall wird, auch wenn das erste oder zweite Verfahren der vorliegenden Erfindung verwendet wird, um eine Variation der Kreuzkorrelation zwischen dem Empfangssignal zu extrahieren, da die Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen nicht variiert, eine Fehlerwegschätzung inkorrekt durchgeführt, und deshalb wird die Wirkung der Echokompensation auch im Vergleich mit dem herkömmlichen Verfahren nicht verstärkt.
Durch Anwendung des dritten Verfahrens der vorliegenden Erfindung variiert die Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen immer, und die Echowegschätzung wird jederzeit durchgeführt. Die Konfiguration hierfür ist die gleiche, wie in 11 gezeigt, und die N-Kanal-Echokompensatoren 22₁, 22₂, ..., 22_M sind in der Konstruktion identisch mit dem in 6 gezeigten. Die Kurven 17A und 17B in 17 zeigen die Ergebnisse von Computersimulationen des Verfahrens des Extrahierens und Verwendens der Variation der Kreuzkorrelation zwischen Empfangssignalen in den Fällen, wo die gleichen Empfangssignale wie die im Fall von 16 verwendeten, d. h. Stereosignale mit einer festen Kreuzkorrelation untereinander, die Variation der Kreuzkorrelation hinzuaddiert bekamen bzw. nicht hinzuaddiert bekamen, wobei der Fehlervektor zwischen dem wahren und geschätzten Echovektor als Funktion der Zeit aufgetragen ist. Die Kurve 17A für den Fall, dass keine Variation zu der Kreuzkorrelation hinzuaddiert wird, ist die gleiche wie die Kurve 16B in 16; in diesem Fall findet eine Konvergenz auf den wahren Echoweg nicht statt. Andererseits schritt in dem Fall, wo die Kreuzkorrelationsvariation hinzuaddiert wurde, die Konvergenz auf den wahren Echoweg fort, und ausgezeichnete Ergebnisse (Kurve 17B) wurden erhalten, wie auch im Fall der Kurve 13B in 13. Die Addition der Variation der Kreuzkorrelation zu den Stereo-(Zweikanal-)-Signalen wird durch die in Gleichung (55) angegebene Signalmultiplikationsverarbeitung durchgeführt, und u₁(k) und u₂(k) sind wie folgt gesetzt: u1(k) = 1 + 0,05ω(k) (65) u2(k) = 1 – 0,05ω(k) (66)wobei ω(k) ein weißes Rauschsignal mit einer maximalen Amplitude von 1 ist.
D. h., in dem Fall, wo das herkömmliche Echokompensationsverfahren auf ein Telekonferenzsystem angewendet wird, das üblicherweise aus einem Vielkanal-Lautsprechersystem und einem oder mehreren Mikrofonkanälen aufgebaut ist, findet eine inkorrekte Echowegschätzung statt, mit dem Ergebnis, dass das Echo bei jeder Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen zunimmt. Das erste oder zweite Verfahren nach der vorliegenden Erfindung extrahiert und verwendet die Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen, um einen Fehler in der Echowegschätzung zu vermeiden, und ist deshalb wirksam, um das oben erwähnte Problem zu lösen.
Das dritte Verfahren der vorliegenden Erfindung hat die Funktion des Hinzuaddierens einer Variation ro der Kreuzkorrelation zwischen Empfangssignalen und friert deshalb bei einer falschen Lösung der Echowegschätzung nicht vollständig ein, sondern setzt die Echowegschätzung in die Richtung, in der der Fehler reduzierbar ist, fort; so ist auch das dritte Verfahren wirksam ist, um das Problem ro lösen. Bei kombinierter Verwendung des ersten, zweiten und dritten Verfahrens wirken das erste und zweite Verfahren effektiv, wenn die Kreuzkorrelation zwischen dem Empfangssignal variiert, und wenn die Kreuzkorrelation nicht variiert, ist das dritte Verfahren wirksam, um die Korrektur des geschätzten Echowegs in kurzer Zeit zum Konvergieren zu bringen.

Claims

Echokompensationsverfahren für N Kanäle mit den Schritten: (a) Ausstrahlen eines Eingangssignals x_n(k) jedes Kanals n, wobei n = 1, ..., N, als ein akustisches Signal von einem Lautsprecher (12₁, ..., 12_N) jedes Kanals, wobei das Eingangssignal als ein Abtastwert zu jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben wird und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; (b) Auffangen mittels eines Mikrophons (16₁, ..., 16_M) der N akustischen Signale, die sich von den N Lautsprechern über N Echowege dahin ausgebreitet haben, als ein Echo y (k); (c) Erhalten eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k) = [x₁ ^T(k), x₂ ^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombinieren von Eingangssignalvektoren x_n(k) der N Kanäle, die jeweils aus einer Eingangssignalfolge x_n(k), x_n(k – 1), ... x_n(k – L_n + 1) zurückgezählt bis zum Zeitpunkt L_n – 1 vom diskreten Zeitpunkt k im jeweiligen Kanal n zusammengesetzt sind; (d) Erzeugen eines geschätzten Echos y ^(k) durch Eingabe des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) in einen kombinierten geschätzten Echoweg, der einen kombinierten geschätzten Impulsantwortvektor h ^(k) besitzt, der erhalten ist durch Kombinieren geschätzter Impulsantwortvektoren h ^ _n(k), n = 1, ..., N von N geschätzten Echowegen entsprechend den N Echowegen, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen aufweist; (e) Erhalten eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des geschätzten Echosignals yy ^(k) von dem in dem Mikrophon erhaltenen Echo y(k); gekennzeichnet durch die Schritte (f) Extrahieren einer Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der N Kanäle auf der Basis des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k); (g) Erzeugen eines Einstellvektors v(k) auf der Basis der Kreuzkorrelationsvariation; (h) Einstellen des kombinierten geschätzten Impulsantwortrektors h ^(k) des kombinierten geschätzten Echowegs mittels des Einstellvektors v(k) zum Erhalt eines kombinierten geschätzten Impulsvektors hh ^(k + 1) zur Verwendung beim nächsten Zeitpunkt k + 1; und (i) Wiederholen der Schritte (a) bis (h) nach jedem Inkrement des Zeitpunkts k.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem Schritt (f) ein Schritt des Feststellens, als Koeffizienten β₁, ..., β_p, einer Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen unter Verwendung voriger und momentaner des kombinierten Eingangssignalvektors x(k), und Schritt (g) ein Schritt der Berechnung des Einstellvektors v(k) durch die folgende Gleichung ist: v(k) = β1x(k) + β2x(k – 1) + ... + βpx(k – p + 1),wobei p eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 aber kleiner als L = L₁ + L₂ + ... + L_N ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem, wenn p eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 aber kleiner als L = L₁ + L₂ + ... + L_N ist, X(k) eine Matrix [x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1)] von P kombinierten Eingangssignalvektoren, zurückgezählt vom Zeitpunkt k, darstellt, g_p(k) = [β₁, ..., β_P]^T ein Präfilterkoeffizientenvektor mit Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p als seinen Elementen ist, die Schrittgröße a im Bereich von 0 < α < 2 liegt, und ein Restechovektor e(k) unter Verwendung von p Restechos, zurückgezählt von dem Zeitpunkt k, durch folgende Gleichung definiert ist: e(k) = [e(k), (1 – α)e(k – 1), ..., (1 – α)p–1e(k – p + 1)]T: Schritt (j) einen Schritt der Berechnung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) durch Lösen der folgenden simultanen linearen Gleichungen mit p Unbekannten: [XT(k)X(k)]gp(k) = e(k)und zur Berechnung des Einstellvektors v(k) durch folgende Gleichung unter Benutzung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k): v(k) = β1x(k) + β2x(k – 1) + ... + βxp(k – p + 1),und Schritt (g) ein Schritt ist der Einstellung des kombinierten geschätzten Impulsantwortvektors hh ^(k) durch folgende Gleichung: hh ^(k + 1) = h ^(k) + αv(k).
Echokompensationsverfahren für N Kanäle, umfassend die Schritte: (a) Abstrahlen eines Eingangssignals x_n(k) für jeden Kanal n, wobei n = 1, ..., N, als ein akustisches Signal von einem Lautsprecher (12₁, ..., 12_N) des jeweiligen Kanals, wobei das Eingangssignal als ein Abtastwert zu jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben wird und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; (b) Auffangen mittels eines Mikrophons (16₁, ..., 16_M) der N akustischen Signale, die sich über N Echowege von den N Lautsprechern dorthin ausgebreitet haben, zum Erhalt eines Echos y(k); (c) Erhalt eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k) = [x₁ ^T(k), x₂ ^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombinieren von Eingangssignalvektoren x_n(k) der N Kanäle, die sich je aus einer Eingangssignalfolge x_n(k), x_n(k – 1), ..., x_n(k – L_n – 1), zurückgezählt bis zum Zeitpunkt L_n – 1 von dem diskreten Zeitpunkt k, in jedem Kanal zusammensetzen; (d) Berechnen, durch eine Faltung z^T(k)x(k), eines angenäherten geschätzten Echos welches durch Eingabe des kombinierten Eingangssignalvektors x in einen kombinierten angenäherten geschätzten Echoweg erhalten wird, der einen angenäherten geschätzten Vektor z(k) besitzt, erhalten durch Kombinieren angenäherter geschätzter Impulsantwortvektoren z_n(k), wobei n = 1, ..., N, von N geschätzten Echowegen entsprechend den N Echowegen, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen besitzt; (e) Berechnen eines Autokorrelationsvektors r_p–1(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k); (f) Erzeugen eines ergänzenden geschätzten Echos auf der Basis des Autokorrelationsvektors r_p–1(k) und eines Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k – 1) zum Zeitpunkt k – 1; (g) Berechnen der Summe aus dem angenäherten geschätzten Echo und dem ergänzenden geschätzten Echo und Ausgabe der Summe als kombiniertes geschätztes Echo y ^(k) für das Echo y(k); (h) Berechnen eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des kombinierten geschätzten Echos yy ^(k) von dem Echo y(k), das in dem einen Mikrophon gewonnen wird; gekennzeichnet durch die Schritte (i) Ermitteln, als Präfilterkoeffizienten β₁,..., β_p, von Variationen der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen unter Verwendung momentaner und vorheriger des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) unter Verwendung des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k); (j) Erzeugen eines Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) durch Glätten der Präfilterkoeffizienten β₁,..., β_p; (k) Einstellen des angenäherten geschätzten Impulsantwortvektors z(k) auf der Basis des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) und des vorherigen kombinierten Eingangssignalvektors x(k – p + 1) zum Erhalt eines angenäherten geschätzten Impulsantwortvektors z(k + 1) zur Verwendung beim nächsten Zeitpunkt k + 1; und (l) Wiederholen der Schritte (a) bis (k) mit jedem Inkrement des Zeitpunkts k.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem: wenn p eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 aber kleiner als L = L₁ + L₂+ ... + L_N ist, Schritt (e) einen Schritt der Berechnung des Autokorrelationsvektors r_p–1(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x_n(k) durch folgende Gleichung enthält: rp–1(k) = [xT(k)x(k – 1), xT(k)x(k – 2), ..., xT(k)x(k – p + 1)]T;wenn X(k) eine Matrix [x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1)] aus p kombinierten Eingangssignalvektoren, zurückgezählt von dem diskreten Zeitpunkt k, darstellt, die Schrittgröße α im Bereich von 0 < α < 2 liegt, und ein Restechovektor e(k) auf der Basis von p Restechos, zurückgezählt von dem diskreten Zeitpunkt k, durch folgende Gleichung definiert ist: e(k) = [e(k), (1 – α)e(k – 1), ..., (1 – α)p–1e(k – p + 1)]T:der Schritt (i) einen Schritt der Berechnung eines Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) = [β₁, ..., β_p]^T unter Verwendung der Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p als seine Elemente durch Lösen der folgenden simultanen linearen Gleichungen mit p Unbekannten enthält: [XT(k)X(k)]gp(k) = e(k);wenn f_p–1(k) ein Präfilterleiterkoeffizientenvektor ist, der Schritt (j) einen Schritt enthält der Erzeugung von Glättungskoeffizienten s_i(k) durch Glätten der Präfilterkoeffizienten β_i durch folgende Gleichung:
Schritt (k) einen Schritt der Einstellung eines angenäherten geschätzten Impulsvektors z(k), welcher einen kombinierten geschätzten Impulsantwortvektor h ^(k) annähert, durch folgende Gleichung:
Schritt (f) einen Schritt der Berechnung des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k – 1) unter Verwendung der Glättungskoeffizienten s_i(k) für i = 1, ..., p – 1 als seine Elemente durch folgende Gleichung enthält: sp–1(k – 1) = [s1(k – 1), s2(k – 1), ..., sp–1(k – 1)]T,und Berechnen des ergänzenden geschätzten Echos durch ein Skalarprodukt r_p–1 ^T(k)s_p–1(k – 1).
Verfahren nach Anspruch 3 oder 5, bei dem der Schritt des Lösens der simultanen linea ren Gleichungen mit p Unbekannten einen Schritt enthält der Berechnung eines Vorwärts-Linearprädiktions-Koeffizientenvektors a_p(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k), seines Minimalwerts der Summe von aposteriorischen Prädiktionsfehlerquadraten F(k), eines Rückwärts-Linearprädiktions-Koeffizientenvektors b_p(k) des Vektors x(k) und seines Minimalwerts der Summe von aposteriorischen Prädiktionsfehlerquadraten B(k) und, wenn f_p–1(k) ein Präfilterleiterkoeffizientenvektor ist, des Berechnens des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) aus einer Rekursionsformel, die sich aus den beiden folgenden Gleichungen zusammensetzt:
Verfahren nach Anspruch 1 oder 4, bei dem Schritt (a) den Schritt enthält: (a-1) Addieren einer Variation zur Kreuzkorrelation zwischen empfangenen Signalen der jeweiligen Kanäle zur Erzeugung der Eingangssignale x_n(k) der jeweiligen Kanäle n, wobei n = 1, ..., N ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Schritt (a-1) ein Schritt des Anlegens der Eingangssignale an zeitvariante Filter ist, die jeweils eine andere Zeitvariantecharakteristik für jeden Kanal aufweisen, um dadurch die Eingangssignale zu Eingangssignalen x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k), die unten ausgedrückt sind, um die Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle zu addieren:
wobei q₁(k), q₂(k), ..., q_N(k) Impulsantworten der zeitvarianten Filter angeben und eine Faltung bedeutet.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Schritt (a-1) ein Schritt des Multiplizierens der Eingangssignale mit jeweils unterschiedlichen Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k) ist, um dadurch die Eingangssignale zu Signalen x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umzuwandeln, die die folgenden Gleichungen erfüllen, um die Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle ro addieren:
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Schritt (a-1) ein Schritt des Addierens der Ein gangssignale mit jeweils unterschiedlichen Funktionen n₁(k), n₂(k),..., n_N(k) ist, um dadurch die Eingangssignale in Signale x₁(k), x₂(k),..., x_N(k) umzuwandeln, die die folgenden Gleichungen erfüllen, um die Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle ro addieren:
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Schritt (a-1) ein Schritt ist, bei dem Frequenzeigenschaften der Eingangssignale einer für jeden Kanal verschiedenen zeitvarianten Frequenzachsenexpansions- oder -Kompressionsverarbeitung ausgesetzt werden, um dadurch die Eingangssignale zu Signalen x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) umzusetzen und die Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle zu addieren.
Echokompensator für N Kanäle, umfassend: N Lautsprecher (12₁, ..., 12_N), die Eingangssignale x_n(k), n = 1, ..., N, als akustische Signale jeweiliger Kanäle abstrahlen, wobei die Eingangssignale als Abtastwerte mit jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben werden und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; ein Mikrophon (16₁, ..., 16_M) zum Auffangen der N akustischen Signale, die sich von den N Lautsprechern über N Echowege dahin ausgebreitet haben, um ein Echo y(k) zu erhalten; ein Vektorkombinierteil (24) zum Erhalt eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k)=[x₁ ^T(k), x₂ ^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombination von Eingangssignalvektoren x_n(k) der N Kanäle, die sich jeweils aus einer Eingangssignalfolge x_n(k), x_n(k – 1),..., x_n(k – L_n + 1), um L_n – 1 von dem diskreten Zeitpunkt k in jedem der N Kanäle zurückgezählt, zusammensetzen; ein Schätzechoerzeugungsteil (18m), das einen kombinierten geschätzten Impulsantwortvektor h(k) besitzt, erhalten durch Kombination von geschätzten Impulsantwortvektoren h(k), n = 1, ..., N, von N geschätzten Echowegen entsprechend den N Echowegen, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen aufweist, und in den der kombinierte Eingangssignalvektor x(k) zur Erzeugung eines geschätzten Echos yy ^(k) eingegeben wird; einen Subtrahierer (21m) zum Erhalt eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des geschätzten Echos yy ^(k) von dem Echo y(k), das von dem Mikrophon geliefert wird; und gekennzeichnet durch einen Kreuzkorrelationsvariationsextrahierteil (31) zum Extrahieren einer Variation der Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der N Kanäle auf der Basis des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) und zur Erzeugung eines Einstellvektors v(k); und einen Einstellteil (32) zum Einstellen des kombinierten geschätzten Impulsantwortvektors h ^(k) durch den Einstellvektor v(k) zum Erhalt eines kombinierten geschätzten Antwortvektors h(k + 1) zur Verwendung beim nächsten Zeitpunkt k + 1.
Echokompensator nach Anspruch 12, bei dem, wenn p eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 aber kleiner als L = L₁ + L₂ + ... + L_N, ist, X(k) eine Matrix [x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1)] aus p kombinierten Eingangssignalvektoren, zurückgezählt von dem diskreten Zeitpunkt k, darstellt, g_p(k) = [β₁, ..., β_p]^T ein Präfilterkoeffizientenvektor unter Verwendung von Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p, als dessen Elemente darstellt, die Schrittgröße α im Bereich von 0 < α < 2 eingestellt ist, und ein Restechovektor e(k) unter Verwendung von p Restechos, zurückgezählt von dem diskreten Zeitpunkt k, durch folgende Gleichung definiert ist: e(k) = [e(k), (1 – α)e(k – 1), ..., (1 – α)p–1e(k – p + 1)]T:das Kreuzkorrelationsvariationsextrahierteil (31) ein Kreuzkorrelationsvariationskoeffizientenrechenteil (31A) enthält zum Erhalt des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) durch Lösen der folgenden simultanen linearen Gleichung mit p Unbekannten: [XT(k)X(k)]gp(k) = e(k)und ein Erzeugungsteil für einen Kreuzkorrelationsvariationshervorhebungsvektor zur Berechnung des Einstellvektors v(k) durch die folgende Gleichung unter Verwendung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k): v(k) = β1x(k) + β2x(k – 1)+ ... + βpx(k – p + 1);und das Einstellteil Mittel enthält zum Einstellen des kombinierten geschätzten Impulsantwortvektors h ^(k) durch folgende Gleichung: h ^(k + 1) = h ^(k) + αv(k).
Echokompensator für N Kanäle, umfassend: N Lautsprecher (12₁, ..., 12_N) zum Abstrahlen von Eingangssignalen x_n(k), n = 1, ..., N, als akustische Signale jeweiliger Kanäle, wobei die Eingangssignale als Abtastwerte mit jedem diskreten Zeitpunkt k eingegeben werden und N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist; ein Mikrophon (16₁, ..., 16_M) zum Auffangen der N akustischen Signale, die sich von den N Lautsprechern über N Echowege dahin ausgebreitet haben, um ein Echo y(k) zu erhalten; ein Vektorkombinierteil (24) zum Erhalt eines kombinierten Eingangssignalvektors x(k) = [x₁T(k), x^T(k), ..., x_N ^T(k)]^T durch Kombinieren von Eingangssignalvektoren x_n(k) von N Kanälen, die sich jeweils aus einer Eingangssignalfolge x_n(k), x_n(k – 1), ..., x_n(k – L_n + 1), um L_n – 1 von dem diskreten Zeitpunkt k in jedem der N Kanäle zurückgezählt, zusammensetzen; ein Einstellteil (183) für einen angenäherten geschätzten Echoweg, in welchem ein kombinierter angenäherter Impulsantwortvektor z(k) eingestellt ist, der erhalten ist durch Kombinierten von angenäherten geschätzten Impulsantwortvektoren z_n(k), n = 1, ..., N, von N geschätzten Echowegen entsprechend den N Echowegen, wobei jeder der N geschätzten Echowege L_n Anzapfungen aufweist, und in welchen der kombinierte Eingangssignalvektor x(k) eingegeben wird, damit ein angenähertes geschätztes Echo durch eine Faltung z^T(k)x(k) berechnet wird; ein Autokorrelationsrechenteil (181) zur Berechnung eines Autokorrelationsvektors r^p–1(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k); einen Addierer (186) zur Berechnung der Summe aus dem angenäherten geschätzten Echo und einem ergänzenden geschätzten Echo und zur Ausgabe derselben als ein kombiniertes geschätztes Echo y ^(k) der N geschätzten Echowege entsprechend den N Echowegen; einen Subtrahierer (21m) zum Erhalt eines Restechos e(k) durch Subtrahieren des kombinierten geschätzten Echos y ^(k) von dem Echo y(k), welches in dem Mikrophon erhalten wird; und gekennzeichnet durch ein Rechenteil (31A) für Kreuzkorrelationsvariationskoeffizienten zur Ermittlung, als Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p, von Variationen der Kreuzkorrelation zwischen momentanen und vorheri gen des kombinierten Eingangssignalvektors x(k) unter Verwendung des Restechos e(k) und des kombinierten Eingangssignalvektors x(k); ein Glättungskoeffizientenvektorerzeugungsteil (182) zum Erzeugen eines Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) durch Glätten der Präfilterkoeffizienten; das Einstellteil (183) für einen angenäherten geschätzten Echoweg zur Einstellung des angenäherten geschätzten Impulsantwortvektors z(k) auf der Basis des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) und eines vorherigen des vorherigen kombinierten Eingangssignalvektors x(k – p + 1) und zur Ausgabe eines angenäherten geschätzten Impulsvektors z(k + 1) zur Verwendung beim nächsten Zeitpunkt k + 1; und ein Faltungsteil (184) zur Berechnung des Skalarprodukts des Autokorrelationsvektors r_p–1 (k) und des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1(k) zum Erhalt des ergänzenden geschätzten Echos zur Verwendung beim Zeitpunkt k.
Echokompensator nach Anspruch 14, bei dem: wenn p eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 aber kleiner als L = L₁ + L₂ + ... + L_N ist, das Autokorrelationsrechenteil Mittel zum Berechnen des Autokorrelationsvektors r_p–1,(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x_n(k) durch die folgende Gleichung enthält: rp–1(k) = [xT(k)x(k – 1), xT(k)x(k – 2), ..., xT(k)x(k – p + 1)]T;wenn X(k) eine Matrix [x(k), x(k – 1), ..., x(k – p + 1)] von p kombinierten Eingangssignalvektoren, vom diskreten Zeitpunkt k zurückgezählt, darstellt, die Schrittgröße α im Bereich von 0 < α < 2 eingestellt ist, und ein Restechovektor e(k) durch folgende Gleichung auf der Basis von p Restechos definiert ist, die vom diskreten Zeitpunkt k zurückgezählt sind, e(k) = [e(k), (1 – α)e(k – 1), ..., (1 – α)p–1e(k – p + 1)]T:das Rechenteil (31A) für Kreuzkorrelationsvariationskoeffizienten Mittel enthält zur Berechnung eines Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) = [β₁, ..., β_p]^T unter Verwendung der Präfilterkoeffizienten β₁, ..., β_p als dessen Elemente durch Lösung der folgenden simultanen linearen Gleichungen mit p Unbekannten: [XT(k)X(k)]gp(k) = e(k)wenn f_p–1(k) einen Präfilterleiterkoeffizientenvektor darstellt, der Erzeugungsteil für den Glättungskoeffizientenvektor Mittel enthält zur Erzeugung von Glättungskoeffizienten s_i(k) durch Glätten der Präfilterkoeffizienten β_i durch folgende Gleichung:
der Einstellteil (183) für den angenäherten geschätzten Echoweg Mittel enthält zur Einstellung des angenäherten geschätzten Impulsantwortvektors z(k), die einen kombinierten geschätzten Impulsantwortvektor h ^(k) durch folgende Gleichung annähern:
der Faltungsteil (184) Mittel enthält zur Berechnung des Glättungskoeffizientenvektors s_p–1 unter Verwendung der Glättungskoeffizienten s_i(k) (i = 1, ..., p – 1) als dessen Elemente durch folgende Gleichung: sp–1(k – 1) = [s1(k – 1), s2(k – 1), ..., sp–1(k – 1)]T und zur Berechnung des ergänzenden geschätzten Echos durch ein Skalarprodukt r_p–1(k)s_p–1 ^T(k – 1).
Echokompensator nach Anspruch 13 oder 15, bei dem die Mittel zur Berechnung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) durch Lösen der simultanen linearen Gleichungen mit p Unbekannten Mittel enthalten zur Berechnung eines Vorwärts-Linearprädiktions-Koeffizientenvektors a_p(k) des kombinierten Eingangssignalvektors x(k), dessen Minimalwert der Summe von aposteriorischen Prädiktionsfehlerquadraten F(k) eines Rückwärts-Linearprädiktions-Koeffizientenvektors b_p(k) des Vektors x(k) und seines Minimalwerts der Summe von aposteriorischen Prädiktionsfehlerquadraten B(k) und zur Berechnung des Präfilterkoeffizientenvektors g_p(k) aus einer Rekursionsformel, die sich aus den folgenden beiden Gleichungen zusammensetzt:
wobei f_p–1(k) ein Präfilterleiterkoeffizientenvektor ist.
Echokompensator nach Anspruch 12 oder 14 ferner umfassend ein Kreuzkorrelationsvariationsaddierteil (24) zum Addieren einer Kreuzkorrelationsvariation zu dem Eingangssignal jedes der N Kanäle.
Echokompensator nach Anspruch 17, bei dem das Kreuzkorrelationsvariationsaddierteil (24) zeitvariante Filtermittel unterschiedlicher Impulsantworten q₁(k), q₂(k), ..., q_N(k) enthält zum Addieren der Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle durch Umwandeln der Eingangssignale zu einem Signal x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k), ausgedrückt wie folgt:
wobei * eine Faltung bedeutet.
Echokompensator nach Anspruch 17, bei dem das Kreuzkorrelationsvariationsaddierteil (24) Mittel enthält zum Addieren der Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle durch Multiplizieren der Eingangssignale mit jeweils unterschiedlichen Funktionen u₁(k), u₂(k), ..., u_N(k), um dadurch die Eingangssignale zu Signalen x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umzuwandeln, die die folgenden Gleichungen erfüllen:
Echokompensator nach Anspruch 17, bei dem das Kreuzkorrelationsvariationsaddierteil (24) Mittel enthält zum Addieren der Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle durch Addieren der Eingangssignale mit jeweils unterschiedlichen Funktionen n₁(k), n₂(k), ..., n_N(k), um dadurch die Eingangssignale zu Signalen x₁(k), x₂(k), ..., x_N(k) umzusetzen, die die folgenden Gleichungen erfüllen:
Echokompensator nach Anspruch 17, bei dem das Kreuzkorrelationsvariationsaddierteil (24) Mittel enthält zum Addieren der Variation zur Kreuzkorrelation zwischen den Eingangssignalen der jeweiligen Kanäle dadurch, daß Frequenzcharakteristiken der Eingangssignale einer zeitvarianten Frequenzachsenexpansions- oder -Kompressionsverarbeitung, die für jeden Kanal anders ist, unterzogen werden, um dadurch die Eingangssignale zu Signalen x ₁(k), x ₂(k), ..., x _N(k) umzusetzen.