DE69533022T2

DE69533022T2 - Cdma demodulationsschaltung und -verfahren

Info

Publication number: DE69533022T2
Application number: DE69533022T
Authority: DE
Inventors: Mamoru Sawahashi; Hidehiro Yokohama-shi ANDOU; Fumiyuki Yokohama-shi ADACHI
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 1994-06-23
Filing date: 1995-06-22
Publication date: 2005-04-07
Anticipated expiration: 2015-06-23
Also published as: EP1361687A1; EP0716520A4; DE69533022D1; US5694388A; EP1622296A2; CN1065093C; WO1996000471A1; EP1361687B1; DE69534987D1; CN1127051A; DE69534987T2; CN1167215C; CN1308429A; EP0716520B1; EP0716520A1; EP1622296A3

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen bei einer digitalen Mobilkommunikation verwendeten drahtlosen Empfänger und insbesondere auf einen CDMA-Demodulator und ein CDMA-Demodulationsverfahren (einen Demodulator und ein Demodulationsverfahren mit codegesteuertem Mehrfachzugriff bzw. Code Division Multiple Access), die vorzugsweise bei einem Spreizspektrum-CDMA-Empfänger verwendet werden.
STAND DER TECHNIK
Bei einem drahtlosen Spreizspektrum-CDMA-System führt ein Sender eine normale Modulation eines gesendeten Signals gefolgt von einer zweiten Modulation unter Verwendung eines Spreizcodes aus und sendet das gespreizte Breitbandsignal aus. Demgegenüber gewinnt ein Empfänger, der ein Signal einschließlich einer Anzahl von gespreizten Breitbandsignalen empfängt, ein gewünschtes Signal wieder, indem er eines der Breitbandsignale durch einen als Entspreizen bezeichneten Prozeß in ein Schmalbandsignal wandelt und indem er eine normale Demodulation des Schmalbandsignals ausführt. Der Entspreizprozeß erzeugt selektiv nur ein gewünschtes empfangenes Signal, indem er eine Korrelation zwischen einem Spreizcode in dem empfangenen Signal und dem in dem Empfänger erzeugten Spreizcode erfaßt und verwendet. Als eine typische Vorrichtung zum Erfassen der Korrelation sind angepaßte Filter (matched filters) allgemein bekannt. Falls keine Kreuzkorrelationen zwischen den Spreizcodes vorhanden sind, werden die angepaßten Filter nur die Autokorrelation des gewünschten Signals erzeugen. Z.B. ist ein Empfängermodell unter Verwendung einer digitale Korrelatoren verwendenden angepaßten Filterung in Sust M.K. et al., "A combinatorial model for the analysis of digital matched filter receivers for direct sequence signals", Proceedings of the Global Telecommunications Conference and Exhibition (GLOBECOM), USA, New York, IEEE, Band 3, 27.–30. November 1989, Seiten 1634–1640, XP000091252 offenbart. Da einige Kreuzkorrelationen unter den Spreizcodes vorhanden sind, werden jedoch im allgemeinen zwangsläufig die Kreuzkorrelationskomponenten in die entspreizte Ausgabe hereingebracht.
Überdies kann ein Signal eines beabsichtigten Kanals Kreuzkorrelationen zwischen über mehrere Übertragungswege bzw. Übertragungspfade ankommenden Signalen aufweisen. 1 veranschaulicht Korrelationen in dem Fall von drei Pfaden. Die Korrelation des Signals des ersten Pfads wird mit einem angepaßten Filter unter Verwendung eines Spreizcodes als Abgriffskoeffizienten (tap coefficients) erfaßt. Da ein Signal des zweiten Pfads und ein Signal des dritten Pfads sich bei dieser Korrelationserfassung in ihrem Zeitverlauf von dem Signal des ersten Pfads unterscheiden, werden sie als mit verschiedenen Spreizcodes entspreizt angesehen. Folglich erleidet das erste Signal eine durch die Kreuzkorrelation zwischen dem Signal des ersten Pfads und den Signalen des zweiten und dritten Pfads verursachte Interferenz. Nebenbei bemerkt bezeichnet in 1 D(n) ein n-tes Symbol.
Ein Verfahren zum Minimieren derartiger Kreuzkorrelationen ist in Yoshida et al. "DS/CDMA adaptive interference canceller suitable for mobile communication environment", Technical report of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, 93–76 (1993–11) offenbart.
2 zeigt eine Konfiguration zum Realisieren des Verfahrens. Ein Orthogonalfilter 3 weist eine Abgriffslänge eines Intervalls mehrerer Symbole auf und arbeitet mit einer Rate von m mal der Chip-Rate des Spreizcodes, wobei m eine positive ganze Zahl ist. Das Orthogonalfilter 3 wird an einem Eingangsanschluß 1 mit einem gespreizten Signal versehen, extrahiert durch ein Entspreizen ein Signal für diese Station und führt es als ein entspreiztes Schmalbandsignal einer Differenzerfassungseinrichtung 7 zu. Die Ausgabe der Differenzerfassungseinrichtung 7 wird einem Entscheidungsblock 11 zugeführt, so daß Entscheidungsdaten von einem Ausgangsanschluß 2 als eine decodierte Ausgabe erzeugt werden. Die Entscheidungsdaten werden auch einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 12 zugeführt, die die Differenzen zwischen den Entscheidungsdaten und der Ausgabe der Differenzerfassungseinrichtung 7 berechnet. Die Differenzen werden einer Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 14 zugeführt, nachdem sie durch eine Fehlervektor/Lineargrößen-Wandlungseinrichtung 13 in lineare Werte gewandelt sind. Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 14 berechnet adaptiv Abgriffskoeffizienten, die zu den Spreizcodes aller anderen Stationen orthogonal sind, und führt sie zu dem Orthogonalfilter 3 zurück. Die adaptive Steuerung der Abgriffskoeffizienten wird mit einem Symbol-Intervall ausgeführt, und die Demodulationsausgabe wird auch mit dem Symbol-Intervall erhalten. Somit werden die Interferenzkomponenten von den anderen Stationen beseitigt, und nur das beabsichtigte empfangene Signal wird extrahiert.
Die adaptive Steuerung des Orthogonalfilters 3 kann jedoch durch den Rayleigh-Schwund bzw. das Rayleigh-Fading (Rayleigh fading) verursachten schnellen Schwankungen bei dem Übertragungspfad nicht folgen, wenn sie auf eine Mobilkommunikation in einer Rayleigh-Fading-Umgebung angewendet wird. Dies berücksichtigend verwendet das System die Differenzerfassungseinrichtung 7 zum Trennen der Kreuzkorrelationsaufhebungsfunktion von der Fading-Verfolgungsfunktion (fading tracking function) des Orthogonalfilters 3, wodurch das Verfolgungsansprechverhalten (tracking characteristic) für das Fading verbessert wird. Entsprechend kann die Konfiguration gemäß 2 einen Demodulator realisieren, der zum Verfolgen eines schnellen Fadings in der Lage ist, und die Demodulationseigenschaften hängen von den Eigenschaften der Verzögerungserfassung ab.
Bei der Verzögerungserfassung verursacht jedoch ein Bitfehler auf der Empfängerseite einen Zwei-Bit-Fehler des ursprünglichen Signals, da das Informationssignal übertragen wird, nachdem es auf der Senderseite einer Differenzcodierung unterzogen ist. Folglich ist das Fehlerratenansprechverhalten der Verzögerungserfassung um 3 dB geringer als das der absoluten kohärenten Erfassung. Da CDMA das empfangene Signal von anderen Stationen als zufälliges Rauschen betrachtet, wird sich die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von Teilnehmern des Systems mit einer Erhöhung der Sendeleistung der anderen Stationen verringern. Mit anderen Worten kann die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von Teilnehmern um ein der Verringerung der Sendeleistung der anderen Stationen entsprechendes Ausmaß erhöht werden, indem ein Demodulationsverfahren mit einem hohen empfangenen Eb/No (Energie pro Bit zu Rauschspektraldichte) verwendet wird. Somit ermöglich es die absolute kohärente Erfassung dem System, die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von Teilnehmern im Vergleich zu dem die Verzögerungserfassung verwendenden System zu erhöhen.
Bei der digitalen Mobilkommunikation ist jedoch zum Erhalten der für die kohärente Erfassung notwendigen absoluten Phase des Übertragungsträgers auf der Empfangsseite eine schnelle Schätzung der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade erforderlich, da die Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade mit der Bewegung des Senders/Empfängers der Mobilstation große zeitliche Schwankungen aufweisen.
Es ist ein Interpolationsverfahren zur kohärenten Erfassung bekannt, das eine kohärente Erfassung durch ein schnelles Schätzen der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade ausführt. Es ist z.B. in S. Sampei, "Fading Distortion Compensation Method for 16 QAM in Land Communications", the Transaction of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, B-II Band J72-B-II Seiten 7–15, Januar, 1989 oder in seiner überarbeiteten Version, S. Sampei et al., "Rayleigh Fading Compensation for QAM in Land Mobile Radio Communications", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Jahrgang 42, Nr. 2, Mai, 1993 offenbart.
3 zeigt ein Beispiel für ein bei einer derartigen Interpolation zur kohärenten Erfassung verwendetes Signalformat. Ein Sender sendet periodisch zwischen Informationssignalen D eingefügte Pilotsignale P. Die Pilotsignale P bestehen aus einem Symbol oder mehreren Symbolen, deren Muster sowohl der Senderseite als auch der Empfängerseite bekannt sind. Ein Pilotsignal P und ein angrenzendes Informationssignal D bilden einen Rahmen.
Die US-A-5103459 offenbart eine CDMA-Kommunikation, bei der jede Zellenstelle ein Pilotträgersignal überträgt. Eine aus einer Verfolgung von Pilotträgersignalen erhaltene Trägerphase wird als eine Phasenreferenz zur Demodulation der Trägersignale, die durch Benutzerinformationssignale moduliert worden sind, verwendet.
4 zeigt einen bekannten Empfänger. Durch eine Antenne 21 empfangene Funkwellen werden durch ein BPF (Bandpaßfilter) 22 in einem derartigen Ausmaß bandbegrenzt, daß ein beabsichtigtes empfangenes Signal keine Störung erleidet. Das bandunterdrückte empfangene Signal wird durch eine AGC-Schaltung (Schaltung zur automatischen Verstärkungssteuerung bzw. Automatic Gain Control) 23 zu einem Signal eines normalen Pegels korrigiert, und die Offsetfrequenz zwischen dem Träger und einem lokalen Oszillator wird durch eine AFC (automatische Frequenzsteuereinrichtung bzw. Automatic Frequency Controller) 24 grob verringert. Das BPF 22 ist zum Sicherstellen des normalen Betriebs der AGC 23 und der AFC 24 bereitgestellt.
Anschließend wird das empfangene Signal durch eine ein lokales Signal von einem lokalen Oszillator 26, der die gleiche Frequenz wie der Träger des empfangenen Signals aufweist, verwendende quasi-kohärente Quadraturerfassungseinrichtung (quasi-coherent quadrature detector) 25 einer quasi-kohärenten Quadraturerfassung unterzogen. Durch diese wird das Breitbandsignal in ein entspreiztes Schmalbandsignal gewandelt. Die Ausgabe der quasi-kohärenten Quadraturerfassungseinrichtung 25 wird über ein LPF (Tiefpaßfilter) 27 und einen A/D-Wandler 28 einer Interpolationskompensationseinrichtung 29 zugeführt. Das LPF 27 ist zum Unterdrücken eines Rauschens von externen Bändern und einer Interferenz von angrenzenden Kanälen bereitgestellt. Die Interpolationskompensationseinrichtung 29 schätzt für jedes Informationssymbol durch ein Interpolationsverfahren unter Verwendung der Pilotsignale eine Übertragungsfunktion und kompensiert einzelne Informationssymbole unter Verwendung der geschätzten Übertragungsfunktionen. Das kompensierte Signal wird durch einen Entscheidungsblock 30 einer Entscheidung unterzogen. Somit ermöglicht ein Kompensieren jedes Informationssymbols mit der geschätzten Übertragungsfunktion die absolute Phasenerfassung. Als ein typisches Interpolationsverfahren wird im allgemeinen eine Interpolation erster Ordnung unter Verwendung von zwei Pilotsignalen oder eine Interpolation zweiter Ordnung unter Verwendung von drei Pilotsignalen verwendet.
Wenn das empfangene Signal ein Rauschen umfaßt, könnte eine genauere Schätzung der Übertragungsfunktionen mit einer Erhöhung der Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal erreicht werden, wodurch der Schätzfehler der Übertragungsfunktionen verringert werden würde. Die Schätzung der Übertragungsfunktion jedes Informationssymbols kann ausgeführt werden, indem die Gaußsche Interpolation erster Ordnung oder zweiter Ordnung auf die aus den Pilotsignalen geschätzten Übertragungsfunktionen angewendet wird.
Bei dem vorstehend beschriebenen bekannten System kann die Übertragungsfunktion jedes Informationssymbols durch eine einfache Interpolation erster Ordnung geschätzt werden, wenn die Schwankungen der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade viel langsamer als die Einfügungsperiode der Pilotsignale sind. Während die Schwankungen der Übertragungsfunktionen schneller werden, erhöht sich jedoch der Interpolationsfehler, und folglich muß die Einfügungsperiode des Pilotsignals verkürzt werden. Die Verringerung der Einfügungsperiode erhöht jedoch die Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal, und dies wird die Übertragungseffizienz verringern. Demgegenüber muß zum Verkürzen der Einfügungsperiode während eines Konstanthaltens der Übertragungseffizienz die Anzahl von Symbolen pro Pilotsignal verringert werden, und dies wird den Schätzfehler der Übertragungsfunktionen erhöhen.
Somit weist die bekannte Interpolation zur kohärenten Erfassung einen Mangel dahingehend auf, daß die Übertragungseffizienz verringert wird, um die schnellen Änderungen der Übertragungsfunktionen der Ausbreitungspfade zu bewältigen. Ferner kann sie die Interferenz von anderen Benutzern in der gleichen Zelle nicht zufriedenstellend verringern.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen CDMA-Demodulator und ein CDMA-Demodulationsverfahren bereitzustellen, die die absolute kohärente Erfassung als ein Demodulationsverfahren verwenden können sowie einem schnellen Fading folgen und die Interferenz von anderen Benutzern in der gleichen Zelle verringern können.
Gemäß einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird ein CDMA-Demodulator zur Verwendung bei einer CDMA-Übertragung bereitgestellt, die eine Mehrfachzugriffsübertragung durch ein Spreizen eines Signals einschließlich eines aus einem Pilotsignal eines bekannten Musters und einem Informationssignal bestehenden Rahmens in ein Breitbandsignal unter Verwendung eines schnelleren Spreizcodes als jedes Informationssymbols in dem Informationssignal ausführt, wodurch ein gespreiztes Signal erzeugt wird, wobei der CDMA-Demodulator das gespreizte Signal unter Verwendung des über einen Pfad oder mehrere Pfade übertragenen Spreizcodes demoduliert, wobei der CDMA-Demodulator dadurch gekennzeichnet ist, daß er für jeden Pfad umfaßt:

ein Orthogonalfilter mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen, einer Vielzahl von Multiplizierern und einem Addierer, wobei die Verzögerungselemente das gespreizte Signal mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen eines jeweiligen Ausmaßes von 1/m eines Chip-Intervalls des Spreizcodes versehen, wobei m eine positive ganze Zahl ist, die Multiplizierer das gespreizte Signal und aufeinanderfolgend verzögerte gespreizte Signale mit auf der Grundlage des Spreizcodes erhaltenen Abgriffskoeffizienten multiplizieren und der Addierer Ausgaben der Multiplizierer summiert, wobei das Orthogonalfilter das gespreizte Signal zum Erzeugen eines entspreizten Signals entspreizt;
eine Absolutphasenschätzeinrichtung zum Schätzen empfangener Phasen eines empfangenen Pilotsignals durch ein Vergleichen des in dem entspreizten Signal enthaltenen empfangenen Pilotsignals mit dem Pilotsignal eines bekannten Musters und zum Schätzen einer empfangenen Phase jedes Informationssymbols in dem Informationssignal durch ein Interpolieren der empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals;
eine Phasenfehlerkompensationseinrichtung zum Kompensieren empfangener Phasenfehler des empfangenen Pilotsignals auf der Grundlage von geschätzten empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals und zum Kompensieren eines Phasenfehlers jedes der Informationssymbole auf der Grundlage einer geschätzten empfangenen Phase des Informationssymbols;
eine Entscheidungseinrichtung zum Entscheiden des Pilotsignals, dessen Phase kompensiert worden ist, und zum Entscheiden des Informationssymbols, dessen Phase kompensiert worden ist; und
eine Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung zum Berechnen der Abgriffskoeffizienten, die einen mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe der Phasenfehlerkompensationseinrichtung und einer Ausgabe der Entscheidungseinrichtung minimieren werden, und zum Zuführen der Abgriffskoeffizienten zu dem Orthogonalfilter.

Gemäß einer zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird ein CDMA-Demodulationsverfahren bereitgestellt, das bei einer CDMA-Übertragung verwendet wird, die eine Mehrfachzugriffsübertragung durch ein Spreizen eines Signals, das einen aus einem Pilotsignal eines bekannten Musters und einem Informationssignal bestehenden Rahmen umfaßt, in ein Breitbandsignal unter Verwendung eines schnelleren Spreizcodes als jedes Informationssymbols in dem Informationssignal ausführt, wodurch ein gespreiztes Signal erzeugt wird, wobei das CDMA-Demodulationsverfahren, das das gespreizte Signal unter Verwendung des über einen Pfad oder mehrere Pfade übertragenen Spreizcodes demoduliert, dadurch gekennzeichnet ist, daß es für jeden Pfad umfaßt:

einen Schritt des Ausgebens eines entspreizten Signals durch ein Versehen des gespreizten Signals mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen eines jeweiligen Ausmaßes von 1/m eines Chip-Intervalls des Spreizcodes, wobei m eine positive ganze Zahl ist, durch ein Multiplizieren des gespreizten Signals und aufeinanderfolgend verzögerter gespreizter Signale mit auf der Grundlage des Spreizcodes erhaltenen Abgriffskoeffizienten und durch ein Summieren von Ergebnissen von Multiplikationen zum Entspreizen des gespreizten Signals;
einen Absolutphasenschätzschritt des Schätzens empfangener Phasen eines empfangenen Pilotsignals durch ein Vergleichen des in dem entspreizten Signal enthaltenen empfangenen Pilotsignals mit dem Pilotsignal eines bekannten Musters und des Schätzens einer empfangenen Phase jedes Informationssymbols in dem Informationssignal durch ein Interpolieren der empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals;
einen Phasenfehlerkompensationsschritt des Kompensierens empfangener Phasenfehler des empfangenen Pilotsignals auf der Grundlage von geschätzten empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals und des Kompensierens eines Phasenfehlers jedes der Informationssymbole auf der Grundlage einer geschätzten empfangenen Phase des Informationssymbols;
einen Entscheidungsschritt des Entscheidens des Pilotsignals, dessen Phase kompensiert worden ist, und des Entscheidens des Informationssymbols, dessen Phase kompensiert worden ist; und
einen Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt des Berechnens der Abgriffskoeffizienten, die einen mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe des Phasenfehlerkompensationsschritts und einer Ausgabe des Entscheidungsschritts minimieren werden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt eine graphische Darstellung, die die Interferenzen zwischen Mehrfachpfaden bei einem Vorwärtsverbindungskanal veranschaulicht;
2 zeigt ein Blockschaltbild, das einen bekannten Demodulator darstellt;
3 zeigt eine schematische graphische Darstellung, die ein Format eines bei einer Interpolation zur kohärenten Erfassung verwendeten Signals veranschaulicht;
4 zeigt ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration bis zu der Erfassungsstufe eines die Interpolation zur kohärenten Erfassung verwendenden bekannten Empfängers darstellt;
5 zeigt ein Blockschaltbild, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 zeigt ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung bei dem ersten Ausführungsbeispiel darstellt;
7 zeigt eine graphische Darstellung, die eine Korrektur empfangener Phasenfehler von Informationssymbolen auf der Grundlage von unter Verwendung eines Pilotsignals erfaßten Phasenfehlern veranschaulicht;
8A und 8B zeigen Flußdiagramme, die ein erstes Verfahren zum Erhalten von Abgriffskoeffizienten eines Orthogonalfilters veranschaulichen;
9 zeigt ein Flußdiagramm, das ein zweites Verfahren zum Erhalten der Abgriffskoeffizienten des Orthogonalfilters veranschaulicht;
10A und 10B zeigen Flußdiagramme, die ein drittes Verfahren zum Erhalten der Abgriffskoeffizienten des Orthogonalfilters veranschaulichen;
11 zeigt ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
12 zeigt eine schematische graphische Darstellung, die einen Kanalaufbau eines dritten Ausführungsbeispiels eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
13 zeigt ein Blockschaltbild, das das dritte Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
14 zeigt ein Blockschaltbild, das ein viertes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
15 zeigt ein Blockschaltbild, das ein fünftes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
16A und 16B zeigen Blockschaltbilder, die eine Durchschnittsbildungsschaltung von Pilotsymbolen bei dem fünften Ausführungsbeispiel darstellen; und
17 zeigt ein Blockschaltbild, das ein sechstes Ausführungsbeispiel eines CDMA-Demodulators gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
BESTE BETRIEBSART ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Die Erfindung ist nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 1
5 zeigt ein Blockschaltbild, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Der Demodulator ist mit dem Ausgangsanschluß der AFC 24 des in 4 gezeigten Empfängers verbunden und wird davon mit einem empfangenen gespreizten Signal versehen. Im folgenden werden jeweilige Signale und Abgriffskoeffizienten als ein Vektor mit einer phasengleichen Komponente und einer Quadraturkomponente gehandhabt. Entsprechend beziehen sich z.B. der Ausdruck "Abgriffskoeffizient" und "Abgriffskoeffizientenvektor" auf ein identisches Element.
In 5 wird ein empfangenes gespreiztes Signal über einen Eingangsanschluß 101 einem Orthogonalfilter 103 zugeführt. Das Orthogonalfilter 103 umfaßt eine Verzögerungsschaltung 104, eine Abgriffskoeffizientenmultiplikationsschaltung 105 und einen Abgriffssignaladdierer 106. Die Verzögerungsschaltung 104 umfaßt M Abgriffe (M ist eine ganze Zahl gleich oder größer als eins), die jedes Verzögerungsintervall Tc/m herausgezogen sind, wobei Tc ein Chip-Intervall eines Spreizcodes ist und m eine ganze Zahl gleich oder größer als eins ist. Die Gesamtverzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 104 beträgt wenige (z.B. fünf) Symbol-Intervalle. Die Ausgangssignale von den Abgriffen werden jeweiligen Multiplizierern der Abgriffskoeffizientenmultiplikationsschaltung 105 zugeführt und werden mit Abgriffskoeffizientenvektoren CM,..., C1 multipliziert. Die Abgriffskoeffizienten werden auf der Grundlage des gespreizten Codes bestimmt und werden adaptiv gesteuert, so daß der empfangene Code des beabsichtigten Kanals orthogonal zu den Spreizcodes der anderen Benutzer gehalten wird. Die von den Multiplizierern ausgegebenen Produkte werden durch den Abgriffssignaladdierer 106 summiert, und die Summe wird als ein entspreiztes Schmalbandsignal ausgegeben. Das entspreizte Signal wird einer Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 zugeführt.
6 zeigt ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 darstellt.
Das von dem Orthogonalfilter 103 gemäß 5 ausgegebene entspreizte Signal wird einer Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 gemäß 6 zugeführt. Die Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 gewinnt den Taktzeitverlauf jedes Symbols und den Rahmenzeitverlauf, bei dem es sich um das wiederholte Intervall des Pilotsignals handelt, wieder, wodurch ein Symbolsynchronisationssignal und ein Rahmensynchronisationssignal erzeugt werden. Diese Synchronisationssignale werden jeweiligen Blöcken in der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 zugeführt. Die Pilotsynchronisationserfassungseinrichtung 122 führt auch das entspreizte Signal einer Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 und einer Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 zu.
Die Pilotenphasenfehlerschätzeinrichtung 124 vergleicht ein von einer Pilotsignalerzeugungseinrichtung 125 zugeführtes Referenzpilotsymbol eines bekannten Musters mit einem in dem entspreizten Signal enthaltenen Pilotsymbol und erfaßt eine Phasenabweichung, d.h. einen Phasenfehler, des Pilotsymbols von dem Referenzpilotsymbol. Diese Verarbeitung jedesmal wenn ein Pilotsymbol empfangen wird ausführend kann die durch Schwankungen bei dem Ausbreitungspfad verursachte Variation der Phase auf der Echtzeitgrundlage geschätzt werden. Der Durchschnitt des geschätzten Phasenfehlers wird in einem Pilotsignalabschnitt gebildet und wird einer Phasenfehlerschätzeinrichtung eines Informationssymbols 126 zugeführt.
Die Phasenfehlerschätzeinrichtung eines Informationssymbols 126 interpoliert den in Pilotsignalabschnitten erhaltenen Durchschnittsphasenfehler, wodurch sie den Phasenfehler für jedes Informationssymbol schätzt. Genauer schätzt sie den Phasenfehler zu jedem Informationssymbolzeitpunkt durch ein Interpolieren der in aufeinanderfolgenden Pilotsignalabschnitten zu einem Informationssignalabschnitt erhaltenen Durchschnittsphasenfehler unter Verwendung einer Interpolation erster Ordnung oder einer Interpolation zweiter Ordnung. Somit erzeugt die Phasenfehlerschätzeinrichtung eines Informationssymbols 126 einen geschätzten Phasenfehler für jedes Informationssymbol und führt ihn einer Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 zu. Die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 kompensiert jedes Informationssymbol unter Verwendung des geschätzten Phasenfehlers.
7 veranschaulicht ein Verfahren zum Kompensieren der Phasenfehler von Informationssymbolen durch die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128. Eine Interpolation von in zwei aufeinanderfolgenden Pilotsektoren erhaltenen Durchschnittsphasenvektoren P1 und P2 stellt eine gestrichelte Linie Pi bereit. Aus dieser gestrichelten Linie Pi und den Positionen von einzelnen Informationssymbolen mit Bezug auf die Pilotsignale werden Phasenvektoren S1, S2,... der Informationssymbole erhalten. In dieser Figur gibt die Kurve CV ein Beispiel für einen Ort von Endpunkten der tatsächlichen Phasenvektoren der Symbole an. Obwohl 7 die einfachste Interpolation erster Ordnung veranschaulicht, können auch eine Interpolation zweiter Ordnung oder eine Gaußsche Interpolation verwendet werden, die in dem vorstehend angeführten Aufsatz von Sampei beschrieben sind.
Die durch die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 kompensierten Informationssymbole werden einem Entscheidungsblock 108 und einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zugeführt. Der Entscheidungsblock 108 führt die absolute kohärente Erfassung der Informationssymbole aus und gibt die Ergebnisse als eine decodierte Ausgabe aus einem Ausgangsanschluß 102 aus und führt sie der Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zu.
Die Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 erhält Differenzen zwischen den von der Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 erzeugten Informationssymbolen und der von dem Entscheidungsblock 108 erzeugten decodierten Ausgabe und führt sie einem Multiplizierer 111 als ein Fehlersignal (Fehlervektoren) zu. Der Multiplizierer 111 führt eine Vektormultiplikation der durch die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 berechneten geschätzten Phasen und des Fehlersignals aus. Diese wird zum Anpassen der Phasen des Eingangssignals und des Fehlersignals ausgeführt. Die Ausgabe des Multiplizierers 111 wird einer Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 zugeführt.
Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 erhält die Abgriffskoeffizientenvektoren CM,..., C1 für das Orthogonalfilter 103 auf der Grundlage der Fehlervektoren. Genauer erhält sie die Abgriffskoeffizientenvektoren, die den mittleren quadratischen Fehler der Fehlervektoren minimieren werden. Darauf wird in dieser Patentbeschreibung als eine auf dem MMSE (minimaler mittlerer quadratischer Fehler bzw. Minimum Mean-Square Error) basierende Abgriffskoeffizientenvektorberechnung Bezug genommen. Die auf MMSE basierenden Abgriffskoeffizientenvektoren werden dem Orthogonalfilter 103 zugeführt.
Die Demodulationsschaltung gemäß der Erfindung unterscheidet sich in einer Ausgestaltung dahingehend von der in dem vorhergehenden Aufsatz von Sampei offenbarten Schaltung, daß sie die Abgriffskoeffizienten basierend auf dem MMSE erhält. Bei dem Verfahren von Sampei werden bei der Kompensationsstufe auch die Amplitudenvariationen entfernt. Folglich bleiben keine Interferenzkomponenten in dem kompensierten Signal übrig, was es unmöglich macht, die Interferenz in dem Orthogonalfilter basierend auf dem MMSE aufzuheben.
8A–10B zeigen Flußdiagramme, die Verfahren zum Erhalten der Abgriffskoeffizientenvektoren veranschaulichen.
Ein in 8A und 8B veranschaulichtes erstes Verfahrens des Erhaltens ist ein auf MMSE basierendes Abgriffskoeffizientenberechnungsverfahren, bei dem ein adaptiver Algorithmus zum Bilden des Durchschnitts wie beispielsweise LMS (kleinstes mittleres Quadrat bzw. Least Mean Square) oder RLS (rekursives kleinstes Quadrat bzw. Recursive Least Square) auf jedes Symbol des Pilotsignals und des Informationssignals angewendet wird. Dieses Verfahren weist eine gute Verfolgungsfähigkeit auf, da es die ganzen Informationssymbole zusätzlich zu den Pilotsymbolen verwendet. Das Verfahren ist nachstehend unter Bezugnahme auf 8A und 8B beschrieben.
In einem Schritt SP1 schätzt die Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 den Phasenfehler des ersten Symbols in dem Pilotsignal. In einem Schritt SP2 kompensiert die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die Phase des Pilotsymbols. Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 berechnet in einem Schritt SP3 die Abgriffskoeffizienten durch ein Anwenden des MMSE auf das Pilotsymbol und führt die berechneten Abgriffskoeffizienten in einem Schritt SP4 zu dem Orthogonalfilter 103 zurück. In einem Schritt SP5 entscheidet es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107, ob die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt fertiggestellt worden sind. Falls noch ein Symbol übrigbleibt, wählt sie in einem Schritt SP6 das nächste Symbol aus und kehrt zu dem Schritt SP1 zurück. Somit werden die Phasenfehlerschätzung und die Phasenfehlerkompensation für die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt ausgeführt.
Nach dem Fertigstellen der Phasenfehlerschätzung und Kompensation für das Pilotsignal führt die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107 eine Phasenfehlerschätzung und Kompensation jedes Symbols in dem Informationssignal aus. In einem Schritt SP11 schätzt die Phasenfehlerschätzeinrichtung eines Informationssymbols 126 den Phasenfehler des ersten Informationssymbols in dem Informationssignal. Dies wird durch ein Interpolieren der Durchschnittswerte der mit den Pilotsymbolen erhaltenen Phasenfehler wie in 7 gezeigt erreicht. In einem Schritt SP12 kompensiert die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die Phase des Informationssymbols. In einem Schritt SP13 erhält die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 die Abgriffskoeffizienten durch ein Anwenden von MMSE auf das Informationssymbol und führt die Abgriffskoeffizienten zu dem Orthogonalfilter 103 zurück. In einem Schritt SP15 entscheidet es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107, ob die ganzen Informationssymbole in dem Rahmen fertiggestellt worden sind. Falls irgendwelche Informationssymbole übrigbleiben, wählt sie in einem Schritt SP16 das nächste Informationssymbol aus und kehrt zu dem Schritt SP11 zurück. Somit werden die Phasenfehlerschätzung und die Phasenkompensation für die ganzen Symbole in dem Rahmen ausgeführt. Die Verarbeitung wird fortgesetzt, bis in einem Schritt SP20 das Ende der Kommunikation erfaßt wird.
Ein in 9 veranschaulichtes Verfahren erhält die Abgriffskoeffizientenvektoren basierend auf MMSE unter Verwendung nur der Pilotsymbole. Da dieses Verfahren nur die Pilotsymbole eines bekannten Musters verwendet, weist es eine schlechte Verfolgungsfähigkeit auf, obwohl sein Fehler klein ist. Dieses Verfahren ist nachstehend beschrieben.
In einem Schritt SP31 schätzt die Pilotphasenfehlerschätzeinrichtung 124 den Phasenfehler für das erste Symbol des Pilotsignals. In einem Schritt SP32 kompensiert die Phasenfehlerkompensationseinrichtung 128 die Phase des Pilotsymbols. In einem Schritt SP33 entscheidet es die Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107, ob die ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt fertiggestellt worden sind. Falls noch irgendwelche Symbole übrigbleiben, wählt sie in einem Schritt SP36 das nächste Symbol aus und kehrt zu dem Schritt SP31 zurück.
Falls die Phasenfehlerschätzung und Kompensation der ganzen Symbole in dem Pilotsignalabschnitt fertiggestellt worden sind, bildet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110 in einem Schritt SP34 den Durchschnitt der kompensierten Pilotsymbole und berechnet die Abgriffskoeffizienten unter Verwendung von MMSE und führt sie in einem Schritt SP35 zu dem Orthogonalfilter 103 zurück. Diese Verarbeitung wird fortgesetzt, bis in einem Schritt SP37 das Ende der Kommunikation erfaßt worden ist.
10A und 10B veranschaulichen ein Verfahren, das die Abgriffskoeffizientenvektoren unter Verwendung der Pilotsymbole in dem Pilotabschnitt erhält und in dem Informationsabschnitt den Abgriffskoeffizientenvektor für jedes Informationssymbol durch ein Interpolieren der unter Verwendung der Pilotsymbole erhaltenen Abgriffskoeffizientenvektoren berechnet. Da es eine bessere Verfolgungsfähigkeit als das in 9 gezeigte Verfahren aufweist, ist es für die durch einen Funkrufdienst (paging) oder einen Anruf verursachten Änderungen der Zuweisung der Spreizcodes in der Zelle geeignet. Da es sich bei dem Verfahren um eine Kombination der Schritte SP31–SP36 in 9 und der Schritte SP11–SP20 in 8B wie in 10A und 10B gezeigt handelt, ist die Beschreibung davon in diesem Fall weggelassen.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 2
11 zeigt ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel wird in dem Fall verwendet, in dem mehrere Pfade bzw. Mehrfachpfade (Multipaths) vorhanden sind. Obwohl 11 den einfachsten Fall von zwei Pfaden zeigt, kann auch ein Mehrfachpfadsystem mit drei oder mehr Pfaden auf eine ähnliche Weise realisiert werden, indem optimal gesteuerte Orthogonalfilter für einzelne Pfade bereitgestellt werden.
In 11 wird das sich über einen ersten Pfad ausbreitende empfangene Signal durch ein Orthogonalfilter 103-1 entspreizt und wird durch eine Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107-1 einer Phasenkompensation unterzogen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Desgleichen wird das sich über einen zweiten Pfad ausbreitende empfangene Signal durch ein Orthogonalfilter 103-2 entspreizt und wird durch eine Absolutphasenschätzeinrichtung/Phasenfehlerkompensationseinrichtung 107-2 einer Phasenkompensation unterzogen.
Eine Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-1 des ersten Pfads berechnet Abgriffskoeffizientenvektoren für das Orthogonalfilter 103-1 aus Fehlervektoren und führt sie zu dem Orthogonalfilter 103-1 zurück. In diesem Fall betrachtet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-1 das Signal des ersten Pfads als ein gewünschtes Signal und das Signal des zweiten Pfads als Interferenz zu dem beabsichtigten Kanal bei dem Berechnen der Abgriffskoeffizientenvektoren. Desgleichen berechnet eine Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-2 des zweiten Pfads Abgriffskoeffizientenvektoren für das Orthogonalfilter 103-2 aus Fehlervektoren und führt sie zu dem Orthogonalfilter 103-2 zurück. In diesem Fall betrachtet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110-2 das Signal des zweiten Pfads als ein gewünschtes Signal und das Signal des ersten Pfads als Interferenz zu dem beabsichtigten Kanal bei dem Berechnen der Abgriffskoeffizientenvektoren. Somit werden die Abgriffskoeffizienten für das Orthogonalfilter jedes Pfads berechnet. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 154 eine Verzögerung des Signals des zweiten Pfads mit Bezug auf das Signal des ersten Pfads.
Die von der Orthogonalfiltern 103-1 und 103-2 ausgegebenen Signale werden Absolutphasenschätzeinrichtungen/Phasenfehlerkompensationseinrichtungen 107-1 und 107-2 zugeführt und werden jeweils einer Phasenkompensation unterzogen. Die zwei phasenkompensierten Signale werden einem RAKE-Kombinierer 150 zugeführt.
Der RAKE-Kombinierer 150 kombiniert die zwei Eingangssignale. Genauer führt er eine phasengleiche gewichtete Kombination der zwei Signale aus, um eine Kombination mit maximalem Verhältnis gemäß SIRs (Signal-zu-Interferenz-Verhältnissen bzw. Signal-to-Interference Ratios) jeweiliger Pfade zu erhalten. Bei diesem Kombinationsverfahren handelt es sich um eine bekannte Technik. Das kombinierte Signal wird durch den Entscheidungsblock 108 entschieden.
Das Entscheidungsausgangssignal wird von dem Ausgangsanschluß 102 als die decodierte Ausgabe erzeugt. Darüber hinaus wird es Multiplizierern 152-1 und 152-2 zugeführt, bei denen es durch die SIRs gewichtet wird. Die gewichteten Entscheidungsausgaben werden Fehlervektorberechnungseinrichtungen 109-1 und 109-2 zugeführt. Die Fehlervektorberechnungseinrichtungen 109-1 und 109-2 erhalten die Differenzen zwischen den gewichteten Entscheidungsausgaben und den Ausgaben von den Absolutphasenschätzeinrichtungen/Phasenfehlerkompensationseinrichtungen 107-1 bzw. 107-2 und führen sie über Multiplizierer 111-1 und 111-2 als Fehlervektoren zu Abgriffskoeffizientensteuereinrichtungen 110-1 und 110-2 zurück. Somit wird der durch die Entscheidung erhaltene Signalvektor durch die Gewichtungsfaktoren des RAKE-Kombinierers hinsichtlich der Energie gemeinsam genutzt bzw. geteilt, und die Fehler werden zwischen den geteilten Signalen und den Ausgaben einzelner Pfade, deren Phasenschwankungen kompensiert worden sind, berechnet, wodurch die Abgriffskoeffizienten der Orthogonalfilter zum Minimieren der mittleren quadratischen Fehler gesteuert werden.
Somit kann der Demodulator gemäß der Erfindung auf ein Mehrfachpfadsystem angewendet werden. In diesem Fall ermöglicht es die auf SIRs einzelner Pfade basierende Gewichtung, sehr zuverlässige Abgriffskoeffizientenvektoren zu erhalten.
Das vorhergehende erste und zweite Ausführungsbeispiel verwenden das Rahmenformat, bei dem die Pilotsignale zwischen den Informationssignalen eingefügt werden. In diesem Fall ist es notwendig, das Einfügungsintervall der Pilotsignale viel kürzer als Schwankungsperioden der Ausbreitungspfade auszubilden.
Vorwärtsverbindungskanäle (von einer Basisstation zu Mobilstationen) in einem zellularen System betrachtend kommen von der Basisstation übertragene Signale über den gleichen Ausbreitungspfad bei einer speziellen Mobilstation an, unabhängig davon, ob sie zu der speziellen Mobilstation oder zu anderen Benutzern gerichtet sind. Entsprechend wäre es nicht notwendig, die Pilotsignale, die zum Schätzen der Schwankungen der Ausbreitungspfade verwendet werden, in einzelne Kanäle der Benutzer einzufügen. Im Gegensatz dazu könnte eine Rahmeneffizienz durch ein Bereitstellen eines dem Pilotsignal ausschließlich zugeordneten gemeinsamen Pilotkanals und durch ein gemeinsames Nutzen des Pilotkanals unter allen Benutzern verbessert werden. Die folgenden Ausführungsbeispiele beziehen sich auf in einem System mit einem derartigen gemeinsamen Pilotkanal verwendete Demodulatoren.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 3
12 veranschaulicht einen Rahmenaufbau eines Vorwärtsverbindungskanals von der Basisstation zu Mobilstationen, der bei diesem Ausführungsbeispiel verwendet wird. Ein einzelner Pilotkanal ist für N Verkehrskanäle bereitgestellt. Der Pilotkanal besteht aus Symbolgruppen eines bekannten Musters und wird als ein Referenzsignal für die Phasenkompensation der über jeweilige Verkehrskanäle übertragenen Signale verwendet.
13 zeigt ein Blockschaltbild, das die Konfiguration des dritten Ausführungsbeispiels eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Ein an den Eingangsanschluß 101 angelegtes gespreiztes Signal wird einem Orthogonalfilter 103P für den Pilotkanal und einem Orthogonalfilter 103T für den Verkehrskanal zugeführt. Die Orthogonalfilter 103P und 103T entspreizen das gespreizte Signal unter Verwendung der auf der Grundlage von Spreizcodes erzeugten Abgriffskoeffizienten und geben entspreizte Schmalbandsignale S11 und S12 in einer dem Orthogonalfilter 103 bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen ähnlichen Art und Weise aus. Es ist in diesem Fall zu beachten, daß der Pilotkanal und die Verkehrskanäle verschiedene Spreizcodes zum Entspreizen verwenden.
Das Ausgangssignal S11 des Orthogonalfilters 103P entspricht dem Pilotsignal mit einem bekannten Muster. Entsprechend ermöglicht es ein Berechnen der empfangenen Phase unter Bezugnahme auf das in diesem Demodulator erzeugte Pilotsignal eines bekannten Musters, durch ein Fading verursachte Schwankungen der Amplitude und der Phase zu erhalten. Das empfangene Signal S11 umfaßt durch anderen Benutzern zugeordnete Signale verursachte Kreuzkorrelationskomponenten.
Ein Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/-Durchschnittsbildungsblock 161 bildet den Durchschnitt der empfangenen Pilotsymbole über eine vorbestimmte Zeitdauer, um durch ein momentanes Rayleigh-Fading verursachte Fehler auszugleichen. Der Mittelwertvektor umfaßt die anderen Benutzern zugeordneten Kreuzkorrelationskomponenten. Daraufhin berechnet die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110P Abgriffskoeffizienten, die den mittleren quadratischen Fehler der Differenzen zwischen dem Mittelwertvektor und dem empfangenen Pilotsymbolvektor minimieren werden, und führt sie zu dem Orthogonalfilter 103P zurück.
Die Phasenkompensation für jedes Symbol des Verkehrskanals wird durch eine Verkehrskanalphasenfehlerkompensationseinrichtung 162 unter Verwendung des Pilotsymbols phasengleich mit dem Symbol des Verkehrskanals ausgeführt. Genauer werden die Symbolphasen eines von dem Orthogonalfilter 103T des Verkehrskanals ausgegebenen Signals S12 durch die empfangene Phase des entsprechenden Pilotsymbols korrigiert. Das von der Verkehrskanalphasenfehlerkompensationseinrichtung 162 ausgegebene phasenkompensierte Signal S13 wird durch den Entscheidungsblock 108 entschieden, und das Entscheidungsergebnis wird von dem Ausgangsanschluß 102 als eine decodierte Ausgabe erzeugt. Die Ausgabe des Entscheidungsblocks 108 wird auch einer Fehlervektorberechnungseinrichtung 109 zugeführt, die einen Differenzen von dem Signal S13 angebenden Fehlervektor berechnet. Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110T berechnet die Abgriffskoeffizienten, die den mittleren quadratischen Fehler des Fehlervektors minimieren werden, und führt sie zu dem Orthogonalfilter 103T zurück.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann eine gute Verfolgungsfähigkeit zu dem Rayleigh-Fading erreicht werden, da die Phasenschwankungen bei dem Ausbreitungspfad unter Verwendung des Pilotkanals, der das Pilotsignal eines bekannten Musters kontinuierlich überträgt, ohne Unterbrechung geschätzt werden.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 4
14 zeigt ein Blockschaltbild, das ein viertes Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel wird durch ein Anwenden des Demodulators des dritten Ausführungsbeispiels auf einen in einer Mehrfachpfadumgebung verwendeten Empfänger realisiert. Da diese Beziehung analog zu der zwischen dem ersten Ausführungsbeispiel wie in 5 gezeigt und dem zweiten Ausführungsbeispiel wie in 11 gezeigt ist, sollte auf die entsprechenden Erläuterungen des zweiten Ausführungsbeispiels Bezug genommen werden. Somit ist die ausführliche Beschreibung des Ausführungsbeispiels in diesem Fall weggelassen.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 5
15 zeigt ein Blockschaltbild, das ein fünftes Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich folgendermaßen von dem in 13 gezeigten dritten Ausführungsbeispiel.

(1) Ein angepaßtes Filter 171 ist anstelle des Orthogonalfilters 103P zwischen dem Eingangsanschluß 101 und dem Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/-durchschnittsbildungsblock 161 angeschlossen.
(2) Die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung 110P für den Pilotkanal ist beseitigt.

Mit diesem Aufbau werden wegen der Beseitigung der Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung die Konfiguration einfacher und das Verarbeitungsausmaß geringer als diejenigen des dritten Ausführungsbeispiels. Da das Pilotsignal Interferenzkomponenten umfaßt, ist es jedoch notwendig, den Mittelwert einer Anzahl von Pilotsymbolen zu berechnen, um die Schätzungsgenauigkeit zu erhöhen. 16A und 16B zeigen eine Konfiguration einer Durchschnittsbildungsschaltung der Pilotsymbole. Sie ist in dem Pilotkanalphasenfehlerschätzungs-/-durchschnittsbildungsblock 161 bereitgestellt und bildet den Durchschnitt der Pilotsymbole über ein vorbestimmtes Zeitintervall.
16A zeigt eine Schaltung zum Berechnen eines arithmetischen Mittelwerts der Pilotsymbole. N in einem Zwischenspeicher 181 gespeicherte Pilotsymbole werden durch einen Addierer 183 summiert, und die Summe wird durch einen Dividierer 185 durch N dividiert.
16B berechnet einen gewichteten Mittelwert von zwei Pilotsymbolen. Zwei in Zwischenspeichern 191 und 193 gespeicherte Pilotsymbole werden durch Multiplizierer 195 und 197 gewichtet und werden durch einen Addierer 199 summiert. Somit wird der Mittelwert der Pilotsymbole berechnet.
Es wird angenommen, daß das vorliegende Ausführungsbeispiel dem dritten Ausführungsbeispiel bei der Verfolgungsfähigkeit zu schnellem Fading unterlegen ist, da es den Mittelwert vieler Pilotsymbole berechnet. Entsprechend wird es notwendig, das dritte Ausführungsbeispiel und das vorliegende Ausführungsbeispiel gemäß Schaltungsgröße und Fading-Umgebung zu wählen.
AUSFÜHRUNGSBEISPIEL 6
17 zeigt ein Blockschaltbild, das ein sechstes Ausführungsbeispiel eines Demodulators gemäß der Erfindung darstellt. Dieses Ausführungsbeispiel wird durch ein Anwenden des Demodulators des fünften Ausführungsbeispiels auf einen in einer Mehrfachpfadumgebung verwendeten Empfänger realisiert. Da diese Beziehung analog zu der zwischen dem ersten Ausführungsbeispiel wie in 5 gezeigt und dem zweiten Ausführungsbeispiel wie in 11 gezeigt ist, sollte auf die entsprechenden Erläuterungen des zweiten Ausführungsbeispiels Bezug genommen werden. Somit ist die ausführliche Beschreibung in diesem Fall weggelassen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird wie bei dem zweiten und vierten Ausführungsbeispiel der durch die Entscheidung erhaltene Signalvektor durch die Gewichtungsfaktoren des RAKE-Kombinierers hinsichtlich der Energie geteilt, und es werden Differenzen zwischen den geteilten Signalen und den durch ein Kompensieren der Phasenschwankungen erhaltenen Ausgaben der Pfade berechnet. Daraufhin werden die Abgriffskoeffizienten der Orthogonalfilter gesteuert, so daß der mittlere quadratische Fehler der Differenzen minimal gehalten wird.

Claims

CDMA-Demodulator zur Verwendung bei einer CDMA-Übertragung, die eine Mehrfachzugriffsübertragung durch ein Spreizen eines Signals einschließlich eines aus einem Pilotsignal eines bekannten Musters und einem Informationssignal bestehenden Rahmens in ein Breitbandsignal unter Verwendung eines schnelleren Spreizcodes als jedes Informationssymbols in dem Informationssignal ausführt, wodurch ein gespreiztes Signal erzeugt wird, wobei der CDMA-Demodulator das gespreizte Signal unter Verwendung des über einen Pfad oder mehrere Pfade übertragenen Spreizcodes demoduliert, wobei der CDMA-Demodulator für jeden Pfad umfaßt: ein Orthogonalfilter (103; 103-1, 103-2) mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen (104), einer Vielzahl von Multiplizierern und einem Addierer (106), wobei die Verzögerungselemente das gespreizte Signal mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen eines jeweiligen Ausmaßes von 1/m eines Chip-Intervalls des Spreizcodes versehen, wobei m eine positive ganze Zahl ist, die Multiplizierer das gespreizte Signal und aufeinanderfolgend verzögerte gespreizte Signale mit auf der Grundlage des Spreizcodes erhaltenen Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) multiplizieren und der Addierer (106) Ausgaben der Multiplizierer summiert, wobei das Orthogonalfilter (103; 103-1, 103-2) das gespreizte Signal zum Erzeugen eines entspreizten Signals entspreizt; wobei der CDMA-Demodulator gekennzeichnet ist durch: eine Absolutphasenschätzeinrichtung (107; 107-1, 107-2) zum Schätzen empfangener Phasen eines empfangenen Pilotsignals durch ein Vergleichen des in dem entspreizten Signal enthaltenen empfangenen Pilotsignals mit dem Pilotsignal eines bekannten Musters und zum Schätzen einer empfangenen Phase jedes Informationssymbols in dem Informationssignal durch ein Interpolieren der empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals; eine Phasenfehlerkompensationseinrichtung (107; 107-1, 107-2) zum Kompensieren empfangener Phasenfehler des empfangenen Pilotsignals auf der Grundlage von geschätzten empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals und zum Kompensieren eines Phasenfehlers jedes der Informationssymbole auf der Grundlage einer geschätzten empfangenen Phase des Informationssymbols; eine Entscheidungseinrichtung (108) zum Entscheiden des Pilotsignals, dessen Phase kompensiert worden ist, und zum Entscheiden des Informationssymbols, dessen Phase kompensiert worden ist; und eine Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110; 110-1, 110-2) zum Berechnen der Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1), die einen mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe der Phasenfehlerkompensationseinrichtung (107; 107-1, 107-2) und einer Ausgabe der Entscheidungseinrichtung (108) minimieren werden, und zum Zuführen der Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) zu dem Orthogonalfilter (103; 103-1, 103-2).
CDMA-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110; 110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Pilotsignal minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110; 110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 1, wobei die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110; 110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 1, zudem mit: einem RAKE-Kombinierer (150) zum RAKE-Kombinieren der Pilotsignale und der Informationssymbole, deren Phasen kompensiert worden sind, durch ein Multiplizieren des Pilotsignals und der Informationssymbole mit Gewichtungsfaktoren für jeden Pfad der Mehrfachpfade, wobei die Entscheidungseinrichtung (108) ein RAKE-kombiniertes Signal entscheidet und die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110-1, 110-2) des jeden Pfads die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe der Phasenfehlerkompensationseinrichtung (107-1, 107-2) des jeden Pfads und durch ein Teilen einer Ausgabe der Entscheidungseinrichtung (108) hinsichtlich der Energie gemäß den Gewichtungsfaktoren des RAKE-Kombinierers (150) erhaltenen Signalen minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Pilotsignal minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgriffskoeffizientensteuereinrichtung (110-1, 110-2) die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsfaktoren empfangene Signal-zu-Störung-Verhältnisse einzelner Pfade der Mehrfachpfade sind.
CDMA-Demodulationsverfahren, das bei einer CDMA-Übertragung verwendet wird, die eine Mehrfachzugriffsübertragung durch ein Spreizen eines Signals, das einen aus einem Pilotsignal eines bekannten Musters und einem Informationssignal bestehenden Rahmen umfaßt, in ein Breitbandsignal unter Verwendung eines schnelleren Spreizcodes als jedes Informationssymbols in dem Informationssignal ausführt, wodurch ein gespreiztes Signal erzeugt wird, wobei das CDMA-Demodulationsverfahren, das das gespreizte Signal unter Verwendung des über einen Pfad oder mehrere Pfade übertragenen Spreizcodes demoduliert, für jeden Pfad umfaßt: einen Schritt des Ausgebens eines entspreizten Signals durch ein Versehen des gespreizten Signals mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen eines jeweiligen Ausmaßes von 1/m eines Chip-Intervalls des Spreizcodes, wobei m eine positive ganze Zahl ist, durch ein Multiplizieren des gespreizten Signals und aufeinanderfolgend verzögerter gespreizter Signale mit auf der Grundlage des Spreizcodes erhaltenen Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) und durch ein Summieren von Ergebnissen von Multiplikationen zum Entspreizen des gespreizten Signals; gekennzeichnet durch: einen Absolutphasenschätzschritt des Schätzens empfangener Phasen eines empfangenen Pilotsignals durch ein Vergleichen des in dem entspreizten Signal enthaltenen empfangenen Pilotsignals mit dem Pilotsignal eines bekannten Musters und des Schätzens einer empfangenen Phase jedes Informationssymbols in dem Informationssignal durch ein Interpolieren der empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals; einen Phasenfehlerkompensationsschritt des Kompensierens empfangener Phasenfehler des empfangenen Pilotsignals auf der Grundlage von geschätzten empfangenen Phasen des empfangenen Pilotsignals und des Kompensierens eines Phasenfehlers jedes der Informationssymbole auf der Grundlage einer geschätzten empfangenen Phase des Informationssymbols; einen Entscheidungsschritt des Entscheidens des Pilotsignals, dessen Phase kompensiert worden ist, und des Entscheidens des Informationssymbols, dessen Phase kompensiert worden ist; und einen Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt des Berechnens der Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1), die einen mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe des Phasenfehlerkompensationsschritts und einer Ausgabe des Entscheidungsschritts minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Pilotsignal minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 10, zudem mit: einem RAKE-Kombinationsschritt des RAKE-Kombinierens der Pilotsignale und der Informationssymbole, deren Phasen kompensiert worden sind, durch ein Multiplizieren des Pilotsignals und der Informationssymbole mit Gewichtungsfaktoren für jeden Pfad der Mehrfachpfade, wobei der Entscheidungsschritt ein RAKE-kombiniertes Signal entscheidet und der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler von Differenzen zwischen einer Ausgabe des Phasenfehlerkompensationsschritts des jeden Pfads und durch ein Teilen einer Ausgabe des Entscheidungsschritts hinsichtlich der Energie gemäß den Gewichtungsfaktoren des RAKE-Kombinierens erhaltenen Signalen minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Pilotsignal minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten (CM, ..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffskoeffizientenberechnungsschritt die Abgriffskoeffizienten (CM,..., C1) berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes der Pilotsignale minimieren werden, und die Abgriffskoeffizienten berechnet, die den mittleren quadratischen Fehler für jedes Symbol in dem Informationssignal minimieren werden.
CDMA-Demodulationsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsfaktoren empfangene Signal-zu-Störung-Verhältnisse einzelner Pfade der Mehrfachpfade sind.