DE69534704T2

DE69534704T2 - Schnurloser kopfhörer von sehr niedriger leistung

Info

Publication number: DE69534704T2
Application number: DE69534704T
Authority: DE
Inventors: M. Gene STROHALLEN; F. Robert YOUNG
Original assignee: Phonic Ear Inc
Current assignee: Phonic Ear Inc
Priority date: 1994-10-03
Filing date: 1995-10-02
Publication date: 2006-09-14
Anticipated expiration: 2015-10-03
Also published as: EP0809906A1; US5774791A; EP0809906B1; DE69534704D1; EP0809906A4; US5568516A; AU3732795A; WO1996010878A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Nahbereichsfunkkommunikationssysteme. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere induktiv gekoppelte Nahbereichskommunikationssysteme mit einer erweiterten Kanalfähigkeit.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Nahbereichsfunkkommunikationssysteme sind für viele unterschiedliche Anwendungen von großer Bedeutung. Obgleich sich viele Anwendungen, wie beispielsweise Funktelefone, "Walkie Talkies" und Funkmikrophone, ähneln, gibt es ferner eine große Anzahl anderer potentieller Anwendungen. Solche potentiellen Anwendungen, die praktisch jedes System mit einer Audioleitungsverbindung umfassen können, sind hauptsächlich aufgrund von Beschränkungen bestehender Nahbereichskommunikationssysteme nicht genutzt worden.
Die vier wesentlichen Funkkommunikationssysteme, die heutzutage genutzt werden, sind: Schall-, Hochfrequenz-, Infrarot- und induktive Systeme. Jedes von diesen weist Leistungsmerkmale und begleitende Vorteile und Beschränkungen auf, die Fachleuten bekannt sind. Beispielsweise ist Schallübertragung für den Nahbereich ausgelegt, kann eine große Anzahl an Personen abdecken und ist Störungen ausgesetzt. Hochfrequenz-(HF)-übertragung ist demgegenüber für den Weitbereich ausgelegt und kann viele Modulationsarten, wie beispielsweise die Amplitudenmodulation (AM) und die Frequenzmodulation (FM), zur Signalübertragung auf einem HF-Träger nutzen. Infrarotübertragung ist gewöhnlich für eine Line-of-Sight-Übertragung im Nahbereich ausgelegt und gegenüber von Licht verschiedenen Störungen immun. Die Gegenüberstellung Kosten vs. Reichweite vs. Wiedergabetreue jedes Verfahrens ist Fachleuten bekannt.
Der letzte veröffentlichte Ansatz bezüglich von Nahbereichsfunkkommunikationssystemen nutzt induktiv gekoppelte oder magnetisch gekoppelte Funkübertragungen (siehe beispielsweise in der US-A-5 276 910 oder in der US-A-4 584 707). Dieser Ansatz ist insbesondere in Hörassistenzvorrichtungen zur Kommunikation zwischen einem an einem Gürtel getragenen Radio und einer kleinen Hörhilfe der Bauart, die hinter dem Ohr getragen wird (BTE) oder in dem Ohr getragen wird (ITE), genutzt worden. Eine schnurlose Verbindung zwischen der an dem Gürtel getragenen Vorrichtung und der ITE- oder der BTE-Hörhilfe ist sowohl aus ästhetischen Gründen, angesichts der Tatsache, das es Träger von Hörhilfen gewöhnlich vermeiden wollen, Aufmerksamkeit auf ihre Hörschwäche zu lenken, als auch aus praktischen Gründen im Verhältnis zur störenden Leitung, die direkt an der BTE- oder ITE-Hörhilfe befestigt ist, wichtig.
Bei solch einer Hörassistenzanwendung ist der an dem Gürtel getragene Empfänger oder das an dem Gürtel getragene Mikrophone über eine Leitung oder ein Kabel mit einer (Mess-)Schleife verbunden, die unter der Kleidung des Nutzers mit der Hörhilfe getragen und um den Hals des Nutzers gehängt wird. Die BTE- oder ITE-Hörhilfe weist demgegenüber eine induktive Aufnahmeschleife, wie beispielsweise eine zum Aufnehmen von akustischen Telefonsignalen eingesetzte Induktionsschleife (auch als Tele-Schleife, T-Schleife oder T-Spule bezeichnet), um das Audiosignal von der am Hals getragenen Übertragungsschleife aufzunehmen. Die Audio-Signale von der am Gürtel getrage nen Audioquelle modulieren den Strom durch die am Hals getragene Schleife direkt, um ein amplitudenmoduliertes Signal im Audio-Frequenzband zu erzeugen. Dies wird gewöhnlich als Basisbandamplitudenmodulationssystem bezeichnet, da keine Trägerfrequenz eingesetzt wird (wie bei der HF-Übertragung). Durch die Nutzung einer induktiven Schleife können Verbindungsleitungen bei der BTE- oder ITE-Hörhilfe vermieden werden, wodurch ästhetische Vorteile, d.h. ein Entfernen von sichtbaren Leitungen von dem hörgeschädigten Nutzer, sowie Vorteile bezüglich der Bequemlichkeit aufgrund der nicht vorhandenen Leitungen, welche die Freiheit des Nutzer einschränken oder stören können, erzielt werden.
Ein Vorteil eines induktiv gekoppelten Systems gegenüber einem HF-Übertragungssystem ist der, dass eine FCC-Regulierung nicht anwendbar ist und Probleme bezüglich einer FCC-Lizensierung vermieden werden, da solch ein induktiv gekoppeltes System in dem Audio-Frequenzbereich arbeit. Ein weiterer Vorteil der induktiven Kopplung für Nahbereichskommunikationssysteme dieser Bauart ist der, dass mit dem System ein geringer Stromverbrauch verbunden ist. Soll die Hörhilfe, wie gewünscht, klein ausgelegt sein, ist ein geringer Stromverbrauch eine Schlüsselanforderung, da die verwendeten Batterien klein sein müssen und folglich bezüglich der Stromversorgungsmöglichkeiten beschränkt sind. Ferner kann der Sendeabschnitt des Systems bei dem veröffentlichten Beispiel einer am Gürtel getragenen Vorrichtung batteriebetrieben und sensibel gegenüber dem Stromverbrauch sein.
Ein wesentlicher Nachteil eines induktiv gekoppelten, im Basisband amplitudenmodulierten Systems ist die Tendenz zur auftretenden Signaländerungen aufgrund von Änderungen in der relativen Ausrichtung der Empfangsspule und der Übertragungsspule sowie eine Empfindlichkeit gegen über einem Abstand zwischen der Empfangsspule und der Übertragungsspule. Dies verursacht nicht nur ein Ein- und Ausblenden des Signals mit einer Bewegung des Nutzers, sondern ebenso ernst-zu-nehmende Probleme bezüglich des Signal-Rausch-Abstands, wenn Audio-Signale geringer Amplitude übertragen werden.
Ferner steht die elektrische Leitfähigkeit von entweder der Sende- oder der Empfangsspule in einem inversen Verhältnis zur Bandbreite des Systems. Ein Erhöhen der elektrischen Leitfähigkeit verringert die Bandbreite, was zu einem "Catch-22" führt, bei dem eine breitbandige Übertragung bei geringer Leistung gewünscht wird.
Ein weiteres Problem der induktiv gekoppelten Basisbandsysteme ist das hohe Hintergrundrauschen, das gewöhnlich durch die von gewöhnlichen elektrischen Vorrichtungen erzeugten Magnetfelder verursacht wird. Ein Basisbandmagnetelement (Aufnahmespule) weist seine Resonanzfrequenz gewöhnlich im Audio-Bereich und ein gewöhnliches System eine Empfindlichkeit um 2 Milligauss (mG) herum auf. Elektrogeräte, Motoren und Fluoreszenzlichter erzeugen ein Magnetfeld in dem Bereich zwischen 60 und 120 Hz, welcher den Audio-Bereich überlappt und im Basisbandbetrieb erfasst werden kann. Nachstehend sind übliche Magnetfeldstärken einer Vielzahl elektrischer Vorrichtung angegeben, die in einem Abstand von 3 Fuß gemessen wurden.

Fluoreszenzlicht 3 mG

Elektrischer Toaster 3 mG

Elektromotor 2 mG

Hausverkabelung 2 mG

Heizdecke 100 mG
Verglichen mit der Empfindlichkeit eines induktiv gekoppelten Basisbandsystems von 2 mG wird deutlich, dass diese Elemente ein magnetisches E-Feld aufweisen, das stark genug ist, um eine signifikante Störung im Basisbandsystem zu verursachen.
Folglich sind mit Basisbandsystemen einige wichtige Beschränkungen verbunden: Signalfading mit sich änderndem Abstand und sich ändernder Ausrichtung des Empfängers bezüglich der Schleife; mit einem Abstand schlechter werdendes Signal-Rausch-Verhältnis; Beschränkungen der Signalbandbreite durch Parameter der Schaltungselemente; und vorhandenes starkes Hintergrundrauschen aufgrund gewöhnlicher elektrischer Vorrichtungen. Folglich kommt die Qualität von durch Basisbandsystemen bereitgestellter Audio-Kommunikation bis jetzt noch nicht einer gewünschten Qualität gleich.
Als praktische Anwendung eines Nahbereichskommunikationssystems weist das Ersetzen kabelgebundener Headsets durch kabellose Headsets für eine Kommunikation zwischen dem Headset und einer Basisstation bekannte praktische Vorteile auf.
Traditionelle kabelgebundene Headsets für eine Zweiwege-Kommunikation sehen eine Rauschreduzierung gegenüber der Umgebung sowie eine Privatsphäre für den Nutzer vor. Kabelgebundene Headsets weisen jedoch zahlreiche Nachteile auf, wie beispielsweise ein übermäßiges Gewicht und eine übermäßige Größe, was zu einem geringen Tragekomfort nach einigen Stunden Nutzung führt. Ferner stellen Kabel ein weiteres Problem für Headset-Nutzer dar. Kabel tendieren dazu, sich zu verhangeln, zu brechen und schränken den Operationsbereich des Headsets ein. Ferner benötigen kabelgebundene Headsets als präventive Maßnahme zur Verhinderung eines Elektroschocks oft eine elektri sche Isolierung gegenüber dem Hauptbedienfeld oder der Hauptkonsole.
Kabellose Headsets weisen eine Vielzahl von Vorteilen auf, wie beispielsweise die physikalische Bewegungsfreiheit für den Träger sowie annehmbare Signal-Rausch-Verhältnisse. Die Möglichkeit, Zweiwege-Kommunikation mit gleichzeitiger Bewegungsfreiheit beider Hände ist ein primärer Nutzen des kabellosen Headsets. Fluglotsen, Börsenmakler, Sekretärinnen, beschäftigte Führungskräfte, Telefonisten, Bediener, Rezeptionisten und dergleichen nutzen bei tagtäglichen Anwendungen häufig Headsets. Ein kabelloses Headset könnte solchen Personen zu einer viel größeren Bewegungsfreiheit verhelfen. Existierende kabellose Headsets sind jedoch aufgrund ihrer Größe und ihres Gewichts oft unbequem für den Träger. Der derzeitige Leistungsbedarf bei kabellosen Headsets trägt zur unbequemen Größe der derzeitig verfügbaren Headsets bei. Obwohl die Kosten der verfügbaren kabellosen Headsets zu einer Änderung tendieren, haben die mit den benötigten Sende- und Empfangskomponenten verbundene Schaltung und der Leistungsbedarf dafür gesorgt, dass kabellose Headsets konstant teurer als kabelgebundene Headsets waren. Ferner beschränken die Interessen bezüglich der Privatsphäre oft die Nutzung kabelloser Headsets, da es für Dritte möglich ist, mit einem auf die richtige Frequenz abgestimmten Empfänger die Kommunikation zwischen einer Basisstation und dem Headset abzuhören.
Das übliche kabellose Headset ist für eine Zweiwege-Kommunikation zwischen einem Headset und einer Basisstation vorgesehen. Die Zweiwege-Kommunikation nutzt gewöhnlich nur einen Übertragungsmodus: Hochfrequenz, Infrarot oder magnetische Kopplung.
HF-Headsets sind die am meisten verwendeten Headsets für eine Zweiwege-Kommunikation. In einem HF-Headset sind sowohl der Empfänger als auch der Sender HF. Zum Durchführen einer Vollduplexkommunikation sind ein getrennter Sende- und Empfangskanal erforderlich. Aufgrund der Schwierigkeit bei der Regelung von HF-Richtdiagrammen sind oftmals zusätzliche Kanäle erforderlich. Aufgrund der begrenzten Anzahl an verfügbaren Kanälen im Hochfrequenzband müssen Nutzer die zur Verfügung stehenden Kanäle teilen. Hierdurch werden Störungen verursacht und die Anzahl an Nutzern in einem vorgegebenen Bereich beschränkt.
Es ist ein Anliegen der Entwickler von HF-Headsets, die begrenzte Anzahl an HF-Kanälen besser zu nutzen. Bandspreizung und Frequenzsynthese sind zwei gängige Verfahren, welche die verfügbaren Kanäle besser ausnutzen. Solche Technologien sind bezüglich der optimalen Ausnutzung der verfügbaren Anzahl an HF-Kanälen vielversprechend, benötigen jedoch eine komplexe Schaltung, die Raum und Leistung verbraucht und somit zu den vorstehend beschriebenen Problemen bezüglich der Größe und des Gewichts beiträgt. Ferner trägt eine solche Schaltung zur Erhöhung der Kosten des Systems bei.
Ferner ist die Frequenzmodulation bzw. "FM" das bevorzugte Verfahren zur Modulation des HF-Trägers. Wie Fachleuten ersichtlich sein wird, liefert die FM-Modulation ein hochwertigeres Signal als die Amplitudenmodulation bzw. "AM". Natürlich ist das Erfassungsschema für die FM-Modulation komplexer als das für die AM, und folglich ist ein größerer Schaltungsaufbau erforderlich. Der FM-modulierte Träger arbeitet gewöhnlich mit einem Tastverhältnis größer als 50% und benötigt folglich eine höhere Übertragungsleistung als ein mit einem geringeren Tastverhältnis moduliertes Signal. Ferner kann die Über tragung von HF-Signalen zwischen der Basisstation und dem Headset dann, wenn keine teuren Codierverfahren verwendet werden, von Dritten abgehört werden, was zusätzliche Bedenken bezüglich der Kommunikationssicherheit hervorruft.
Infrarot-Headsets sind nicht anfällig für Störungsprobleme, die, wie bei den HF-Headsets, mit einer beschränkten Kanalverfügbarkeit verbunden sind, jedoch auf eine Line-of-Sight-Kommunikation beschränkt. Obwohl eine Line-of-Sight-Kommunikation eine verhältnismäßig sichere Kommunikationsstrecke bereitstellt, wodurch einige Bedenken bezüglich der Privatsphäre gelindert werden, kann eine Infrarotkommunikation eine beträchtliche Stromversorgung benötigen. Beispielsweise ist die vom Infrarot-Headset aufgenommene Leistung proportional zu den Umgebungslichtverhältnissen in dem Nutzerbereich und dem Bereich oder dem Abstand zur Basisstation. Mit steigendem Umgebungslichtpegel steigt folglich ebenso die Leistung, die erforderlich ist, um das Umgebungslichtgrundrauschen zu überwinden, um die Übertragung von dem Headset zu der Basisstation zu gewährleisten. Gleichermaßen steigt mit größer werdendem Abstand des Headsets zur Basisstation ebenso die zur Übertragung eines Signals von dem Headset zur Basisstation erforderliche Leistung.
Obwohl Infrarotsysteme gegenüber kabelgebundenen Headsets eine deutlich größere Bewegungsfreiheit erzielen, sind sie aufgrund des mit der Verwendung von Infrarotstrahlen verbundenen Line-of-Sight-Erfordernisses einigen Bewegungseinschränkungen ausgesetzt. Wenn der Infrarotstrahl zwischen der Basisstation und dem Headset blockiert wird, kann der Nutzer die Kommunikationsverbindung nicht länger aufrechterhalten. In Situationen, bei denen eine Kommunikationsintegrität unerlässlich ist, wie beispielsweise bei der Flugsicherung, kann die Möglichkeit einer Basisstation-Headset-Kommunikationsverbin dungsunterbrechung die Verwendung von infraroten kabelloses Headsets verhindern.
Magnetisch gekoppelte Headsets bieten eine begrenzte Leistung innerhalb eines vorgegebenen Bereichs, sind jedoch sehr anfällig für eine magnetische Störung durch Fluoreszenzlichter, Motoren, Computer/CRT-Bildschirme, Videobildschirme und jede Art größeren Stromaggregats, das ein Magnetfeld erzeugt. Magnetisch gekoppelte Headsets sind anfällig für große Signalpegeländerungen, die entstehen, wenn der Abstand oder die Ausrichtung zur Basisstation geändert wird. Zusätzlich zur Anfälligkeit für Signalpegeländerungen ist eine hohe Leistung erforderlich, um ein magnetisch gekoppeltes Signal über eine gegebene Strecke zu übertragen. Solche Leistungsanforderungen können die Betriebslebensdauer der Headset-Batterie einschränken oder größere und schwerere Batterien erforderlich machen, um eine angemessene Betriebsdauer zwischen einer Batteriewiederaufladung oder einem Batterieaustausch zu gewährleisten.
Der Hauptnenner unter den drei primären, vorstehend beschriebenen Verfahren zur Signalübertragung zwischen kabellosen Zweiwege-Headsets und einer Basisstation ist das Bedenken bezüglich des Energiebedarfs des Headsets. Fachleute wird ersichtlich sein, dass die Batterieleistung für ein kabelloses Headset allgemein der bestimmende Faktor sein wird, was die Größe, das Gewicht, die Betrieblebensdauer und die Reichweite oder den Abstand, über welchen das Headset verwendet werden kann, betrifft. Ferner werden die Größe und das Gewicht des Headsets die Ergonomie einer solchen Vorrichtung und folglich die Bequemlichkeit für den das Headset tragenden Nutzer direkt beeinflussen.
Es wird folglich ersichtlich sein, dass derzeit ein Bedarf an einem Nahbereichsfunkkommunikationssystem besteht, das einen verhältnismäßig geringen Stromverbrauch aufweist und ohne einen komplexen Schaltungsaufbau implementiert werden kann. Es wird ferner ersichtlich sein, dass derzeit ein Bedarf an einem Nahbereichsfunkkommunikationssystem besteht, das einen Empfang mit guter Audioqualität bietet und nicht den vorstehend aufgeführten Problemen unterlegen ist. Es wird ferner ersichtlich sein, dass derzeit der Bedarf an einem Nahbereichsfunkkommunikationssysteme besteht, dass nicht den gesetzlichen Vorschriften, die Weitbereichskommunikationssysteme mit sich bringen, unterlegen ist.
Ferner besteht derzeit, wie aus der obigen Diskussion ersichtlich, ein Bedarf an einem einen sehr geringen Stromverbrauch aufweisenden kabellosen Headset, das eine erweiterte Kanalfähigkeit bei der Kommunikation mit einer Basisstation aufweist. Solch ein Headset muss für ein externes Tragen ausreichend bequem sein, jedoch ebenso eine lange Batterielebensdauer bereitstellen und Signal-Rausch-Verhältnisse und eine Störfestigkeit aufweisen, die verglichen zu den derzeit verfügbaren mit den vorstehend beschriebenen Übertragungsverfahren gleichwertig oder besser sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt ein Nahbereichsfunkkommunikationssystem bereit, das einen sehr geringen Stromverbrauch aufweist und eine verhältnismäßig einfache und kostengünstige Schaltung für sowohl einen Sende- als auch einen Empfangsabschnitt des Systems einsetzt. Die vorliegende Erfindung stellt ferner ein Nahbereichsfunkkommunikationssystem bereit, das keiner Amplitudenänderung und keinen Rauschproblemen bezüglich einer Ausrich tung und eines Abstands des Sende- und des Empfangsabschnitts des System unterlegen ist.
Das Nahbereichsfunkkommunikationssystem der vorliegenden Erfindung setzt eine zeitvariable Modulation (TVM) zusammen mit einer induktiven (oder magnetischen) Kopplung eines Übertragungselements und eines Empfangselements ein, um die vorstehend beschriebenen Ergebnisse zu erzielen. Genauer gesagt, die vorliegende Erfindung setzt eine Übertragung einer eine relativ hohe Wiederholfrequenz aufweisenden Folge von Impulsen mit relativ konstanter Amplitude ein, die durch das zu übertragende Audiofrequenzsignal moduliert werden. Die Eigenschaften der durch das Audiofrequenzeingangssignal modulierten Impulsfolge betreffen den Zeitbereich. Die Dauer jedes Impulses in der Impulsfolge kann beispielsweise derart moduliert werden, dass sie der Ist-Größe des Audiofrequenzeingangssignals entspricht.
Die modulierte Impulsfolge mit der hohen Wiederholfrequenz wird für das Sendeelement bereitgestellt, das magnetisch an ein Empfangselement gekoppelt ist. Das Empfangselement ist in einem Empfänger aufgebaut, wobei wenigstens eines der Elemente relativ zu dem anderen Element frei beweglich ist. Der Empfänger kann beispielsweise in einer am Kopf getragenen Vorrichtung, wie beispielsweise einem Headset oder einem in einem Ohr getragenen Empfänger oder in einem in der Hand gehaltenen oder anderem tragbaren Empfänger aufgebaut sein. Der in dem Empfangselement magnetisch induzierte Strom, der einer einfachen Schleife entsprechen kann, treibt einen Impulsdetektor und eine Demodulationsschaltung an, welche die zeitvariabel modulierten Impulse dekodiert und das ursprüngliche Audiofrequenzsignal nachbildet. Dieses nachgebildete Audiofrequenzsignal wird anschließend zur Wiedergabe des Audiosignals an einen Lautsprecher gegeben.
In einer bevorzugten Ausführungsform kann die Sende- oder Modulationsschaltung einen Sägezahngenerator für eine relativ gerade Wellenform, einen Dreieckwellengenerator für eine relativ gerade Wellenform oder einen Wellenformgenerator für eine relativ gerade Wellenform einsetzen. Die lineare Wellenform wird mit dem Audiofrequenzeingangssignal verglichen, um eine zeitvariabel modulierte Impulsfolge zu erzeugen. Diese Impulsfolge weist vorzugsweise eine Impulsfrequenz (d.h. Wiederholfrequenz) auf, die wenigstens 2, 6 mal so hoch wie die höchste Frequenz des zu übertragenden Audiofrequenzsignals ist, gewöhnlich 30 kHz für normale Audiosignale, die in einen Bereich unterhalb von 12 kHz fallen. Die Impulsfolge mit der hohen Wiederholfrequenz wird über eine Magnetelementsteuerschaltung an ein Magnetübertragungselement gegeben, das Abmessungen und eine Konfiguration aufweist, die an die spezifische Anwendung angepasst sind. Es kann beispielsweise eine am Hals oder eine am Gürtel getragene Schleife für eine Übertragung von einer tragbaren Sende-/Audioquelle zu einer am Kopf getragenen Vorrichtung, wie beispielsweise einem Headset oder einer ITE- oder BTE-Hörhilfe, eingesetzt werden. Anstelle einer individuell am Kopf getragenen Vorrichtung, können dort, wo eine Übertragung zu einer Mehrzahl an Empfängern in einem geschlossenen Raum, wie beispielsweise einem Zimmer, erwünscht ist, deutlich größere, ortsfeste Schleifen oder andere Elemente eingesetzt werden.
Die Empfangs- oder Demodulationsschaltung kann ebenso relativ einfach aufgebaut sein. Bei einer Modulation des Impulsfolgetastverhältnisses, das nachstehend als Symmetriemodulation bezeichnet wird, kann eine einfache RC-(Widerstand und Kondensator)-Schaltung eingesetzt werden, um die Impulse zu integrieren, um die im Zeitbereich modulierte Impulsfolge zu demodulieren und das Audiosignal an dem Empfänger nachzubilden. Für eine Anwendung in einer am Kopf getragenen Vorrichtung ist einzig ein Verstärker mit sehr geringem Stromverbrauch erforderlich, um einen in dem Ohr oder an dem Ohr des Nutzers anliegenden Lautsprecher anzusteuern. Der Empfänger kann folglich mit sowohl geringen Kosten als auch einem leichten Aufbau mit einem sehr geringen Stromverbrauch verbunden aufgebaut werden.
Es wird Fachleuten ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung, welche die Modulation im Zeitbereich und nicht im Amplitudenbereich einsetzt, die Probleme vermeidet, die mit magnetisch gekoppelten, amplitudenmodulierten Basisbandsystemen bezüglich der Amplitudenempfindlichkeit im Bezug auf eine Ausrichtung und einen Abstand zwischen der Sende- und der Empfangsschleife verbunden sind. Da sämtliche Impulse der Impulsfolge die gleiche Größe aufweisen, wobei einzig ihre Zeitdauer oder anderen Zeiteigenschaften als Antwort auf das Eingangssignal moduliert werden, wird insbesondere das demodulierte Ausgangssignal nicht durch Änderungen im Kopplungswirkungsgrad zwischen dem Sende- und dem Empfangsmagnetelement beeinflusst. Ferner kann die Impulsgröße und/oder die Empfangsempfindlichkeit derart gewählt werden, dass ein gewünschtes Signal-Rausch-Verhältnis bereitgestellt wird.
Ferner bietet ein kabelloses Headset, welches, gleich dem Sender, eine zeitvariable Modulation (TVM) für den Empfang eines magnetischen Signals und eine TVM von HF- oder Infrarotsignalen oder andere Kommunikationsverfahren verwendet, Vorteile gegenüber herkömmlichen kabellosen Headsets, die einzig Infrarot oder HF für sowohl die Übertragung als auch den Empfang verwenden. Der Headset-Betriebsbereich oder die Headset-Betriebszone wird durch das Magnetfeld definiert, in dem das Headset arbeitet, wobei ein Handshake Protokoll verwendet wird, dass die Vorteile der TVM-Festtaktperiode in Anspruch nimmt. Der Headset- und der Basisstationsempfänger können beide (orts-)fest, mobil oder tragbar sein und sich bezüglich einer Ausrichtung und eines Abstand zueinander ändern. Die Empfangsschaltungen in sowohl der Basisstation als auch dem Headset passen sich automatisch der Änderung der Signalstärke an. Solch ein System ist für kabellose Headset-Kommunikationen vorgesehen, welche die mit den vorstehend beschriebenen herkömmlichen Headsets verbundenen Probleme bewältigen.
Folglich wird es Fachleuten ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung ein magnetisch gekoppeltes Nahbereichsfunkkommunikationssystem bereitstellt, welches die vorstehend erwähnten Probleme im Stand der Technik bewältigt. Weitere Eigenschaften und Vorteile des Systems der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung näher ersichtlich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 zeigt als Blockdiagramm einen elektrischen Schaltplan des magnetisch gekoppelten Nahbereichsfunkkommunikationssystems der vorliegenden Erfindung.
2A zeigt ein Zeitdiagramm mit der unmodulierten Impulsfolge, die von der Übertragungsschaltung des magnetisch gekoppelten Nahbereichsfunkkommunikationssystems der vorliegenden Erfindung bereitgestellt wird.
2B zeigt ein Zeitdiagramm mit der Impulsfolge der 2A nach einer Modulation durch ein Eingangsaudiofrequenzsignal.
3 zeigt eine schematische Zeichnung der Schleifengeometrie und Feldstärken für die in der Tabelle 1 gezeigten Daten.
4 zeigt ein Diagramm mit der Beziehung zwischen dem Signal-Rausch-Verhältnis, der Bandbreite und dem Modulationsindex für das Funkkommunikationssystem der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt ein Blockdiagramm des Impulsgenerators für eine zeitvariable Modulation (TVM) des Systems der 1 in Übereinstimmung mit einer die Symmetriemodulation einsetzenden bevorzugten Ausführungsform.
6A zeigt ein Zeitdiagramm mit einem sinusförmigen Eingangssignal und einer Sägezahnwellenform, die kombiniert werden, um eine in der 6B gezeigte Ausgangsimpulsfolge mit Rechtecksignalen variabler Zeitdauern bereitzustellen.
7 zeigt ein Blockdiagramm einer Demodulationsschaltung, die in dem Empfangsabschnitt des Nahbereichsfunkkommunikationssystems der 1 eingesetzt wird.
8 zeigt einen detaillierten elektrischen Schaltplan der Modulationsschaltung der 5.
9 zeigt einen elektrischen Schaltplan mit einer bevorzugten Ausführungsform der Demodulationsschaltung der 7.
10A zeigt einen elektrischen Schaltplan eines Schwellenwertdetektors, der in der Schaltung der 9 eingesetzt wird.
10B zeigt ein wellenformdiagramm des Betriebs der in der 10A gezeigten Schaltung.
11A zeigt ein Blockdiagramm einer TVM-Impulsgeneratorschaltung in Übereinstimmung mit einer alternati ven Ausführungsform, die eine Impulsbreitenmodulation in dem Sendeabschnitt des Nahbereichsfunkkommunikationssystems der 1 einsetzt.
11B zeigt ein Blockdiagramm der Detektor-/Demodulationsschaltung des in der 1 gezeigten Systems in einer Ausführungsform, die eine Impulsbreitenmodulation einsetzt.
12A zeigt ein Zeitdiagramm mit der Modulation einer Dreieckwellenform durch ein sinusförmiges Signal, und die 12B zeigt die resultierende Impulsfolge der impulsbreitenmodulierten Rechtecksignale.
13 zeigt ein Blockdiagramm einer TVM-Impulsgeneratorschaltung in Übereinstimmung mit einer alternativen Ausführungsform, die eine Pulsphasenmodulation in dem Sendeabschnitt des Nahbereichsfunkkommunikationssystems der 1 einsetzt.
Die 14A, 14B und 14C zeigen Zeitdiagramme mit dem Eingangsaudiosignal und einer dreieckigen Wellenform, der Rechtecksignalausgangsimpulsfolge bzw. eines Impulsausgangssignals konstanter Breite, die von der in der 13 gezeigten Schaltung bereitgestellt werden.
15 zeigt als Blockdiagramm einen Schaltplan einer Detektor-/Demodulationsschaltung in der alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Pulsphasenmodulationsübertragung einsetzt.
16 zeigt ein Blockdiagramm einer TVM-Impulsgeneratorschaltung in Übereinstimmung mit noch einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Pulsfrequenzmodulation in dem Sendeabschnitt des Nahbereichskommunikationssystems der 1 einsetzt.
Die 17A, 17B und 17C zeigen Zeitdiagramme mit einem eine Sägezahnwellenform modulierenden Eingangssignal, die Impulsübergänge bzw. eine resultierende Impulsfolge konstanter Breite und variablen Intervalls, die von der in der 16 gezeigten Schaltung bereitgestellt werden.
18 zeigt als Blockdiagramm einen Schaltplan einer Detektor-/Demodulationsschaltung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Pulsfrequenzmodulation einsetzt.
19 zeigt eine Perspektivansicht einer bevorzugten Implementierung des Sendeabschnitts des kabellosen Übertragungssystems der vorliegenden Erfindung, der eine monolithische integrierte Schaltung und eine Dickschichtübertragungsschleife einsetzt, die auf einer Platine befestigt sind.
20 zeigt eine Perspektivansicht einer bevorzugten Implementierung eines Empfangsabschnitts des Übertragungssystems der vorliegenden Erfindung, der eine monolithische integrierte Schaltung und eine Empfangsschleife einsetzt, die auf einer Platine befestigt sind.
21 zeigt eine Implementierung der vorliegenden Erfindung, die eine am Hals getragene Übertragungsschleife und einen am Kopf getragenen Empfänger einsetzt.
22 zeigt eine alternative Implementierung der vorliegenden Erfindung, die eine am Hals getragene Empfangseinheit und eine Übertragungsschleife einsetzt, die in einem groben Bereich, wie beispielsweise der Decke oder den Wänden eines Raumes integriert ist.
23 zeigt ein Diagramm eines Signal-Rausch-Verhältnisses versus einem Abstand für sowohl ein induktiv gekoppeltes Basisbandübertragungssystem als auch für das System der vorliegenden Erfindung.
Die 24A und 24B zeigen einen Signaldynamikbereich und einen Kopplungsverlust für eine induktive Kopplung im Basisband bzw. das System der vorliegenden Erfindung.
25 zeigt ein Diagramm mit einer Amplitude versus einer Frequenz zur Übertragung mit dem System der vorliegenden Erfindung.
26 zeigt ein Diagramm mit einer Amplitude versus einer Frequenz, das vergleichsweise die Bandbreiteneigenschaften der induktiven Kopplung im Basisband und des Übertragungssystems der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
27 zeigt ein Blockdiagramm der bevorzugten Ausführungsform eines leistungsarmen kabellosen Headset-Systems in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
28 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer Basisstation für eine Anwendung in dem in der 27 gezeigten kabellosen Headset-System.
29 zeigt ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Headsets für eine Anwendung in dem in der 27 gezeigten kabellosen Headset-System.
30 zeigt ein Zeitdiagramm eines nachgebildeten TVM-Trägersignals und eines in dem in der 29 gezeigten Headset verwendeten Pilottons.
31 zeigt ein Logikdiagramm zur Veranschaulichung einer Steuerung des in der 29 gezeigten Headsets in Übereinstimmung mit dem in der 30 gezeigten Trägersignal und Pilotton.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
Bezugnehmend auf 1, so ist dort ein Nahbereichsfunkkommunikationssystem der vorliegenden Erfindung in schematischer Blockdarstellung gezeigt. Wie gezeigt enthält das System einen Übertragungsabschnitt 10 und einen Empfängerabschnitt 12, welche durch eine variable Übertragungsdistanz D voneinander getrennt sind. Wenigstens einer von Übertragungsabschnitt 10 und Empfängerabschnitt 12 ist somit frei beweglich, um eine solche variable Übertragungsdistanz D zu schaffen. Der Übertragungsabschnitt 10 enthält ein übertragendes Magnetelement 14 und der Empfängerabschnitt 12 enthält ein empfangendes Magnetelement 16.
Wie in 1 durch die gestrichelte Linie schematisch dargestellt, verwendet das Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung eine magnetische Kopplung zwischen den beiden Magnetelementen 14 und 16, das heißt, Signale in dem übertragenden Element 14 induzieren Signale in dem empfangenden Element 16 durch gegenseitige magnetische Kopplung der beiden durch diese zwei Elemente gebildeten Schaltkreise. Die Stärke des Magnetfeldes, welches durch das übertragende Magnetelement 14 geschaffen wird, sowie die in dem empfangenden Element 16 induzierte Spannung können empirisch bestimmt werden oder aus der Magnetgrundtheorie abgeschätzt werden. Die Grundparameter, welche das Magnetfeld und den induzierten Strom beeinflussen, können durch Berücksichtigung der folgenden Grundmagnetgleichungen und Beziehungen dargestellt werden, welche für einfache übertragende Elemente und empfangende Elemente anwendbar sind:

(1) "B" ist das Magnetfeld (Tesla) 1 TESLA = 1 Newton/Amp. Meter = 1 Weber/(Meter)² = 10⁴ Gauss
(2) ϕ ist der Magnetfluss
(3) ϕ = BA = (Magnetfeld)·(Fläche)
(4)
(5)

Wobei μ die Permeabilität ist, I der Strom ist, S die Distanz ist, R der Schleifenradius ist, N die Anzahl von Wicklungen ist, L die Spulenlänge ist.
Somit ergibt sich aus den Gleichungen (4) und (5), dass für gewöhnlich mehr Strom zu einem höheren Magnetfeld (mehr Gauss) führt. Zusätzlich fällt das Magnetfeld mit der Distanz auf eine weise, welche von der Geometrie des übertragenen Elementes abhängig ist.
Die in einer Empfängerspule induzierte Spannung hängt von den folgenden Gleichungen ab:

(6)
(7)
wobei v = induzierte Spannung, N = Anzahl der Wicklungen, und

Somit führt eine Erhöhung der Anzahl von Wicklungen zu einer höheren empfangenen Spannung. Auch erkennt man aus Gleichung (6), dass eine höhere Änderungsrate im Fluss, für gewöhnlich der Betriebsfrequenz zugehörig, zu einer größeren Ausgangsspannung führt. Die Änderungsrate im Fluss
ist der Bandbreite des Betriebs zugeordnet.
Gleichung (7) wiederum gibt die direkte Beziehung der Größe der empfangenden Spule zur induzierten Spannung wieder. Das bedeutet, dass eine größere Wechselwirkungsfläche mit dem Fluss zu mehr Ausgang von dem empfangenden Element führt. Weitere Anstiege in der in der empfangenden Schlaufe 16 induzierten Spannung können erreicht werden, indem ein flusskonzentrierendes Material, beispielsweise eine magnetische Legierung oder ein Ferritmaterial eingesetzt wird.
Aus dem Voranstehenden erkennt man, dass die magnetische Kopplung der übertragenden Schleife und der empfangenden Schleife 16 erhöht werden kann, indem einer oder mehrere der folgenden Systemparameter vergrößert werden:

1. Strom in der Übertragungsschleife.
2. Anzahl von Wicklungen in der Empfangsspule.
3. Größe der Empfangsspule.
4. Flusskonzentrierende Einsätze für eine Wechselwirkung mit mehr magnetischem Fluss.
5. Übertragungsschleifengeometrie und -konstruktion.
6. Erhöhte Empfindlichkeit in dem Empfängerschaltkreis. Weiterhin erkennt man, dass:
7. Bandbreitenanforderungen die Größe von
diktieren, was auch die Größe der magnetischen Kopplung beeinflusst. Man erkennt weiterhin, dass die magnetische Kopplung zwischen der übertragenden Schleife 14 und der empfangenden Schleife 16 durch die folgenden Faktoren begrenzt oder behindert wird:
8. Distanz
9. Induktivität in der übertragenden Schleife (das heißt, da die Induktivität die Bandbreite beschränkt, ist die Größe
begrenzt).

Folglich erkennt man, dass die voranstehenden Parameter des Systems gewählt werden können, um die gewünschte Kopplung, Übertragungsdistanz und Bandbreite für die bestimmte Anwendung zu schaffen.
Das Kommunikationssystem der vorliegenden Erfindung ist speziell ausgelegt für eine Kurzbereichskommunikation, das heißt unter 100 Meter. Die Übertragungsdistanz kann in der Größenordnung von weniger als 1 bis mehr als 5 Mal der Abmessungen des übertragenden Magnetelementes 14 betragen, um so vorteilhafterweise die effiziente magnetische Kopplung zwischen dem Übertragungsmagnetelement 14 und dem Empfangsmagnetelement 16 auszunutzen. Bei manchen Anwendungsfällen kann es jedoch vorteilhaft sein, einen oder mehrere der obigen Parameter zu modifizieren, beispielsweise durch Erhöhen des Stromausgangs an das übertragende magnetische Element 14, um zu ermöglichen, dass die Kommunikationsdistanz D ein größeres Mehrfaches des Durchmessers des magnetischen Elementes wird. Auch bei solchen Anwendungsfällen ist die Übertragungsdistanz D viel kleiner als bei RF-Kommunikationssystemen, welche Kommunikation über Distanzen von Vieltausendfachen der Größe der Übertragungsantenne schaffen.
Es soll weiterhin festgehalten werden, dass die relativen Abmessungen des übertragenden magnetischen Elementes 14 und des empfangenden Elementes 16 in 1 nicht maßstäblich sind. Bei manchen Anwendungsfällen ist das übertragende magnetische Element wesentlich größer als das empfangende Element. Wie nachfolgend noch näher erläutert werden wird, kann der Empfängerabschnitt des Kommunikationssystems 12 typischerweise so ausgelegt werden, dass er in einer tragbaren Einheit gestaltet ist, beispielsweise in einer am Kopf zu tragenden Vorrichtung und sogar von einer ausreichend geringen Größe sein kann, um hinter das Ohr oder in das Ohr eines Benutzers zu passen. Das übertragende magnetische Element 14 wiederum kann in einem Bereich von sehr geringer Größe, beispielsweise ausgelegt zur Verwendung im Mikrophonabschnitt eines Headsets bis zu einem magnetischen Element sein, das groß genug ist, einen Raum oder sogar ein Auditorium einzufassen, um eine Übertragung an eine große Anzahl von Empfängern 12 zu ermöglichen. Weiterhin kann die einzelne Schleife, welche für das übertragende magnetische Element 14 dargestellt ist, durch eine Mehrzahl von magnetischen Elementen in paralleler Konfiguration oder Spulenkonfiguration ersetzt werden. Eine Vielzahl anderer magnetischer Elemente kann auch verwendet werden. Das empfangende magnetische Element 16 wiederum, welches als Spule dargestellt ist, kann durch ein magnetisches Element mit einer einzelnen Wicklung oder durch eine Mehrzahl von magneti schen Elementen ersetzt werden, welche in unterschiedlichen Geometrien ausgestaltet sind. Es sei weiterhin festgehalten, dass die Ausrichtung der magnetischen Elemente, wie sie in 1 dargestellt ist, alleine zum Zweck der Darstellung gewählt ist. Typischerweise erreicht man die beste magnetische Kopplung zwischen dem übertragenden magnetischen Element 14 und dem empfangenden magnetischen Element 16 durch Anordnung des empfangenden magnetischen Elementes in einer Richtung im Wesentlichen entlang einer Achse senkrecht zur Ebene der Übertragungsschleife. Nichtsdestoweniger sind bei den meisten Anwendungsfällen das empfangende magnetische Element und die Empfängereinheit 12 relativ zu der Übertragungseinheit 10 und dem übertragenden magnetischen Element 14 frei beweglich, so dass sich sowohl die Distanz als auch die Ausrichtung relativ dazwischen ändert.
Weiterhin bezugnehmend auf 1, so empfängt der Übertragungsabschnitt 10 einen externen Eingang, der von einem Audiosignal geliefert wird, beispielsweise einem Empfänger oder Mikrophon 18. Der externe Eingang enthält das Signal, von dem gewünscht wird, dass es an den Empfängerabschnitt 12 übertragen wird. Der an dem Empfänger/Übertrager 18 gelieferte externe Eingang kann ein akustisches Audiosignal sein, wobei dann in diesem Fall der Empfänger/Übertrager 18 einfach ein Mikrophon, ein Verstärker, ein Komprimierer oder eine andere allgemein bekannte Vorrichtung zur Wandlung akustischer Signale in elektrische Audiofrequenz-Signale sein kann. Alternativ kann der externe Eingang mittels eines entfernt übertragenen Signals geliefert werden, beispielsweise eines RF-Signals, welches Audioinformation enthält, wobei in diesem Fall der Empfänger/Übertrager 18 einen passenden RF-Empfängerschaltkreis enthält, um das RF-Signal aufzunehmen und in ein elektrisches Audiofrequenzsignal zu wandeln. Alternativ kann der externe Eingang von anderen Quellen geliefert werden, welche entweder über Drähte angeschlossen sind oder Teil des Gesamtaufbaus des Empfängers/Übertragers 18 sind. Beispielsweise kann ein Audiowiedergabesystem, welches vorher aufgezeichnete Audiofrequenzsignale liefert, beispielsweise von einem Bandrekorder, einer Kassette, einer CD oder einem anderen allgemein bekannten Audioaufzeichnungsmedium das Eingangssignal liefern. Weiterhin, obgleich hier im Detail Audiofrequenzeingangssignale beschrieben werden, versteht sich, dass andere Signaltypen auch von dem System der vorliegenden Erfindung übertragen werden können, einschließlich in anderen Frequenzbereichen und digitale Datenimpulse an Stelle von kontinuierlichen Audiosignalen.
Das Eingangssignal wird, nachdem es von dem Empfänger/Übertrager 18 in elektrische Audiofrequenzsignale gewandelt wurde, dem Zeitvarianzmodulations-(TVM-)Impulsgenerator 20 geliefert. Der TVM-Impulsgenerator 20 empfängt das vom Empfänger/Übertrager 18 bereitgestellte Audiofrequenzeingangssignal und verwendet dieses, um einen sich wiederholenden Impulsstrom im Zeitbereich zu modulieren. Das heißt, das Eingangssignal ändert die Größe der Impulse oder die Frequenzzusammensetzung eines gegebenen Impulses nicht, sondern ändert vielmehr die Impulscharakteristik im Zeitbereich. Wie nachfolgend noch genauer erläutert werden wird, liefert eine solche Zeitvarianzmodulation wesentliche Vorteile über einer Grundbandamplitudenmodulation, wie sie in Systemen nach dem Stand der Technik verwendet wird.
Die Wiederholrate des Impulszugs der von dem TVM-Impulsgenerator 20 erzeugt wird, kann sich in einem großen Bereich ändern, beträgt jedoch bevorzugt wenigstens das 2,6-fache der Frequenz der höchsten Frequenzkomponente in dem zu übertragenden Audiosignal. Höhere Impulswiederholraten können bis zu beispielsweise einem MHz oder mehr verwendet werden. Die vom TVM-Impulsgenerator 20 gelieferten Impulse sind bevorzugt von im Wesentlichen gleicher Amplitude mit einer Amplitude, die so gewählt ist, dass der Signal/Rauschabstand in dem Empfängerabschnitt 12 verbessert wird, wie nachfolgend noch im Detail erläutert werden wird.
Bezugnehmend auf die 2A und 2B, so lässt sich die vom TVM-Impulsgenerator 20 gelieferte Zeitvarianzmodulation am Besten unter Bezugnahme auf ein spezielles Beispiel einer solchen Modulationstechnik verstehen. In 2A ist ein unmodulierter Impulszug in Form eines Rechteckwellensignals mit einem Taktverhältnis von 50% und einem festen Takt oder einer festen Wiederholrate dargestellt. Jeder der aufeinanderfolgenden Übergänge nach hoch oder Übergänge nach unten der Rechteckwellenimpulse kann herangezogen werden, um die Taktperiode des Impulszugs zu definieren. Das in 2A dargestellte Signal entspräche dem Ausgang des TVM-Impulsgenerators 20 in Antwort auf ein hierin eingegebenes Spannungssignal von 0 DC. 2B wiederum gibt den Impulszug von 2A wieder, nachdem dieser mit einem sich ändernden Audiofrequenzsignaleingang moduliert wurde, der eine im Wesentlichen sinusförmige Formgebung hat.
Die durch das modulierte Signal von 2B dargestellte Modulationstechnik entspricht der Symmetriemodulation im Zeitbereich. Genauer gesagt, jeder Übergang nach oben des Impulszugs in 2B tritt an exakt dem gleichen Zeitpunkt wie der Übergang nach oben im unmodulierten Signal von 2A auf. Somit geben die aufeinanderfolgenden Übergänge nach oben sowohl im unmodulierten als auch im modulierten Impulszug die feste Wiederholrate oder die Taktrate des Impulszugs wieder. Wie man jedoch aus einer Betrachtung von 2B erkennt, ändert sich der Übergang nach unten in jedem Impuls, der die Impuls dauer definiert, abhängig von der Größe des modulierenden Signals. Wie man weiterhin aus einer Betrachtung der 2A und 2B erkennt, ändert das Vorhandensein des modulierten Signals das 50%ige Taktverhältnis und ändert somit die Symmetrie des Impulszugs (was zu dem Namen der Symmetriemodulation für die dargestellte Modulationstechnik führt).
Betrachtet man die speziellen Impulse von 2B, entsprechen die aufeinanderfolgenden jeweiligen Impulse einem Spannungsmodulationssignal von 0, gefolgt von einem Modulationssignal ansteigender Größe, die durch die Länge der Impulsdauer dargestellt wird, gefolgt von einer Spannungsmodulation von 0 des Signals, gefolgt von einem Impuls kürzerer Dauer entsprechend einem Modulationssignal unterhalb dem Bezug von 0, gefolgt von einem anderen Spannungspuls von 0. Der Impulszug von 2B entspricht somit einer einzelnen Periode eines modulierenden Sinuswellensignals.
Die Vorgehensweise von 2B entsprechend der Symmetriemodulation ist rein illustrativ. Wie nachfolgend noch im Detail beschrieben werden wird, könne gleichermaßen andere Zeitvarianzmodulationstechniken verwendet werden. Beispielsweise kann auch eine Impulsbreitenmodulation, eine Impulspositionsmodulation und eine Impulsintervallmodulation verwendet werden.
Zurückkehrend auf 1, so liefert der sich wiederholende Impulszug, der vom TVM-Impulsgenerator erzeugt wird, ein Signal an den Magnetelementtreiberschaltkreis 22, der das magnetische Übertragungselement 14 mit dem Impulszug betreibt. Der Magnetelementtreiber 22 liefert die Verstärkung, die zum Betrieb des übertragenden magnetischen Elementes 14 für die bestimmte Anwendung und Größe des magnetischen Elements notwendig ist und entkop pelt bevorzugt auch die Impulserzeugungseinheitsschaltung von dem Übertragungselement. Für die meisten Nahbereichsanwendungsfälle reicht auf Grund der effektiven Kopplung zwischen dem gemeinsamen magnetischen Fluss des magnetischen Übertragungselements 14 und des magnetischen Empfangselementes 16 ein Treibersignal sehr niedriger Leistung, um den gewünschten Signal/Rauschpegel im Empfänger 12 zu liefern. Beispielsweise kann bei einer Übertragung über sehr kurze Bereiche, wie weniger als einem Meter, die zum Betrieb des magnetischen Übertragungselementes notwendige Leistung typischerweise in Milliwatt gemessen werden, wobei gleichzeitig ein hoher Signal/Rauschabstand geliefert wird. Weiterhin beeinflusst bei gewissen TVM-Vorgehensweisen, beispielsweise der nachfolgend beschriebenen Impulsintervallmodulation, der Dynamikbereich des übertragenen Signals den Leistungsverbrauch des Übertragungsabschnittes 10 nicht.
Wie weiterhin in 1 gezeigt ist, werden der Empfänger/Übertrager 18, der TVM-Impulsgenerator 20 und der Magnetelementtreiber 22 gemeinsam von einer Leistungsversorgung 24 betrieben. Die Leistungsversorgung 24 kann im Fall eines beweglichen Übertragungsabschnittes 10 eine Batterie sein und der geringe Leistungsverbrauch des Übertragers kann eine lange Batterielebensdauer ermöglichen. Alternativ kann bei Anwendungsfällen, wo der Übertragungsabschnitt 10 stationär ist oder in einem Raum oder Auditorium ausgestaltet ist, die Leistungsversorgung 24 ein Transformator sein, der mit einer herkömmlichen Wechselspannungsnetzversorgung verbunden ist.
Weiterhin bezugnehmend auf 1, so enthält der Empfängerabschnitt 12 einen TVM-Impulsdetektor/Demodulator 26, der den im empfangenden Magnetelement 16 induzierten TVM-Impulszug empfängt. Der Detektor/Demodulator 26 ändert sich mit der verwendeten be stimmten TVM-Modulationstechnik, kann jedoch typischerweise ein Schaltkreis mit relativ einfachem Aufbau, niedrigem Leistungsverbrauch und niedrigen Kosten sein. Alternativ kann die Funktion des Demodulators erreicht werden durch den Übertrager oder Lautsprecher 6, so dass keine anderen integrierenden oder demodulierenden Bauteile notwendig sind. Wie beispielsweise noch später im Detail beschrieben werden wird, kann im Fall einer Impulssymmetriemodulation, wie sie oben unter Bezug auf die 2A und 2B beschrieben wurde, ein einfacher RC-Schaltkreis (Widerstand und Kondensator) dazu dienen, das Audiosignal von dem Impulszug hoher Wiederholrate zu demodulieren, indem die Empfängersignale integriert werden, um ein Signal zu ermitteln, welches dem Impulstaktzyklus zugeordnet ist. Allgemein gesagt, ein Tiefpassfilter in Kombination mit einem Schwellenwerterkennungs- und Vorverstärkungsschaltkreis ist für den Detektor/Demodulator 26 ausreichend.
Der Ausgang vom Detektor/Demodulator 26, das heißt das übertragene Audiofrequenzsignal, wird einem Audiotreiber 28 geliefert, der ein herkömmlicher Audioverstärkerschaltkreis sein kann, der wiederum einen Lautsprecher 30 antreibt. Typischerweise wird ein Lautsprecher 30 niedriger Leistung bei Empfängeranwendungen verwendet, welche am Kopf zu tragen sind. Jedes Bauteil des Empfängers 12 wiederum wird von einer Leistungsversorgung 32 betrieben, welche in den meisten Anwendungsfällen eine kleine Batterie ist. Aufgrund der magnetischen Kopplung des empfangenden Magnetelementes 16 mit dem übertragenden Magnetelement 14 und dem einfachen Schaltkreis, der von dem Empfänger verwendet wird, ist im Empfänger 12 ein sehr geringer Energieverbrauch notwendig.
Wie oben in Gleichung 5 angeführt, existiert für eine Übertragungselementgeometrie mit einfacher Schleife eine direkte Beziehung zwischen dem Durchmesser der Schleife, dem Strom und dem Magnetfluss mit dem höchsten Magnetfluss in der Mitte der Schleife. Weiterhin hat das Magnetfeld eine umgekehrte Beziehung zur Distanz. Typischerweise fällt das Magnetfeld auf ungefähr 1–40% des Maximalwerts bei einem Schleifendurchmesser von 1. Diese Beziehungen definieren einen Betriebsbereich für die magnetische Kopplung des übertragenden Elements und des empfangenden Elementes, welche dem Schleifenstrom und der Schleifengröße zugeordnet ist.
Die Beziehung zwischen dem Schleifenstrom und dem Magnetfeld bei verschiedenen Distanzen ist in der folgenden Tabelle 1 dargestellt. Tabelle 2 zeigt die Beziehung zwischen der Schleifengröße und dem Magnetfeld bei verschiedenen Distanzen. Die Geometrie für die gemessenen Werte in den Tabellen ist in 3 gezeigt.
Genauer gesagt, 3 zeigt ein kreisförmiges Magnetelement oder eine Schleife, welche in der X-Z-Ebene liegt (die Z-Achse erstreckt sich aus der Zeichenebene heraus). Eine graphische Darstellung der gemessenen Felddaten von Tabelle 1 gegenüber Distanz und Position relativ zur Mitte der Schleife ist ebenfalls in 3 dargestellt. Die Form des Magnetfeldes ist für gewöhnlich ein elliptischer Paraboloid, der sich entlang der +Y- und –Y(nicht gezeigt) -Achse erstreckt.
Das in 3 gezeigt Magnetfeld zeigt die Feldstärke als gleichförmiger, wenn das Feld am schwächsten ist (entferntes Feld) im Vergleich dazu, wenn das Feld am stärksten ist (nahes Feld). Der Bereich des entfernten Feldes kann somit vorteilhafterweise bei bestimmten Anwendungsfällen für die Kommunikation ausgenutzt werden.
Tabelle 1 liefert die Magnetfeldstärke in Milligauss (mG) für eine einzelne Schleife mit einem Durchmesser von 22,86 (9 Inch), betrieben mit 4,6 mA bei 10 V unter Verwendung einer Symmetriemodulation mit einer Wiederholrate von 30 kHz.
Tabelle 2 wiederum zeigt das gemessene Magnetfeld für unterschiedliche Schleifendurchmesser als Funktion der Distanz von der Ebene der Schleife entlang der Achse der Schleife (X = Z = 0). Der Strom würde für Schleifendurchmesser von 8,89 cm (3,5 Inch), 17,78 cm (7 Inch) und 22,86 cm (9 Inch) im Wesentlichen konstant gehalten und konnte für die größeren Schleifendurchmesser abfallen, um Schaltkreismodifikationen für die größeren Schleifen vermeiden zu können. (Das heißt, eine Erhöhung der Schleifengröße erhöht einen Schleifenwiderstand, was schließlich eine Schaltkreismodifikation notwendig macht, um den Strom konstant zu halten). Wie im Fall der Daten von Tabelle 1 war die Modulationstechnik eine Symmetriemodulation und die TVM-Impulswiederholrate betrug 30 kHz.
Beim Erhalt der Messungen der Tabellen 1 und 2 wurde die Feldstärkenmessaufnahmespule so ausgerichtet, dass ihre Achse zu allen Zeiten senkrecht zur Ebene der zu messenden Schleife war. Wenn die Aufnahmespule um 90 Grad gedreht wird, so dass die Achse der Aufnahmespule parallel zur Ebene der zu messenden Schleife ist, wäre die Feldstärke in der Mitte der Schleife 0, wenn sie durch den Feldstärkemesser gemessen wird. Eine Bewegung der Aufnahmespule radial nach außen wiederum führt zu einem Anstieg der Feldstärke, die ein Maximum am Umfang der Schleife erreicht und dann mit einer größeren Distanz radial nach außen abnimmt.
Bei manchen Anwendungen kann das Vorhandensein einer hohen Feldstärke oder eines Ausgangs in der Mitte der Schleife nicht wünschenswert sein. Eine Neuausrichtung des demodulierenden Magnetelementes kann daher eine größere Empfindlichkeit bei oder nahe dem Umfang der Schleife liefern.
Tabelle 2
Aus den Daten in Tabelle 2 kann man erkennen, dass, wenn der Schleifendurchmesser zunimmt, das Verhältnis der Flussdichte in der Ebene der Schleife zu oberhalb der Ebene der Schleife zunimmt. Mit anderen Worten, bei einer Schleife kleinen Durchmessers ist der Fluss hauptsächlich in der Ebene der Schleife konzentriert. wenn der Durchmesser der Schleife anwächst liegt mehr des Flusses oberhalb der Ebene der Schleife.
Innerhalb erlaubbarer Messfehler zeigen die Tabellen 1 und 2, dass die Magnetfeldstärke (mG) auf 1–10% des Maximums bei einem Schleifendurchmesser oberhalb oder entfernt von der Mittelebene der Schleife abfällt. Allgemeiner gesagt, bei einem Schleifendurchmesser ist die Feldstärke innerhalb von 1–40% des Maximalwerts bei den meisten Anwendungsfällen.
Bevorzugt ist bei Verwendung der dargestellten Schaltkreise 0,3–0,5 mG (Milligauss) erwünscht für eine ausreichende magnetische Kopplung des empfangenden Magnetelementes an das übertragende Magnetelement. Das Signal wird bei 0,5 mG verrauscht und wird bei 0,3 mG nicht mehr verwendbar. Es versteht sich jedoch, dass andere Ausgestaltungen und Abmessungen der übertragenden und empfangenden Magnetelemente, sowie andere Übertragungsmodulationsschemata größere Empfindlichkeit liefern können. Daher kann der Schleifentreiberstrom und die Schleifengröße zusammen mit den anderen obigen Parametern eingestellt werden, um eine gewünschte Feldstärke bei einer gewünschten Betriebsdistanz für die bestimmte Anwendung zu schaffen.
4 zeigt den Effekt des Modulationsindex auf den Signal/Rausch-Abstand, beschränkt durch die Systembandbreite. Der Modulationsindex ist das Verhältnis des schmalsten und breitesten Impulses, welche von dem TVM- Impulsgenerator erzeugt werden. Der höchste Modulationsindex liefert üblicherweise die besten Ergebnisse für den Signal/Rausch-Abstand, die Linearität und die Verzerrung. Beispielsweise liefert ein Schaltkreis in der Praxis, der für bestimmte Anwendungsfälle geeignet ist, einen Modulationsindex von 80%. Der Modulationsindex wird durch die Empfängerbandbreite begrenzt. Die Systembandbreite wird bevorzugt für den besten Signal/Rausch-Abstand optimiert und nicht auf den Modulationsindex optimiert.
Bezugnehmend auf 5, so ist ein konkretes Beispiel des TVM-Impulsgenerators 20 von 1 gezeigt, wobei eine Symmetriemodulation des Impulszugs in Antwort auf das modulierende Audiofrequenzsignal geschaffen wird. In den 6A und 6B sind Beispiele von Impulszügen dargestellt. Bei der dargestellten Symmetriemodulationsvorgehensweise wird eine sich wiederholende, im Wesentlichen lineare Wellenform mit fester Wiederholrate durch das Audiofrequenzeingangssignal moduliert, um einen modulierten Impulsstrom zu erzeugen. Die modulierten Impulse haben eine Dauer variabler Länge, wobei die Dauer variabler Länge das enkodierte Audiofrequenzsignal wiedergibt, jedoch eine feste Wiederholrate entsprechend derjenigen der linearen Eingangswellenform. Da die Impulswiederholrate konstant ist, sich jedoch die Impulsdauer ändert, muss sich das Taktverhältnis mit der momentanen Größe des modulierenden Signals ändern. Beispielsweise kann eine Sägezahnwellenform durch eine sich langsam ändernde Sinuswelle gemäß 6A moduliert werden, um einen Rechteckwellenimpulsstrom zu erzeugen, der einen sich ändernden Taktzyklus hat, wie in 6B gezeigt.
Wie sich aus einer Betrachtung von 6B im Vergleich zu der Sinuswelle ergibt, welche den Impulsstrom von 6A moduliert, hat der Impulszug von 6B eine Impulsabfolge mit Dauern entsprechend der Größe der Si nuswelle an dem Punkt, wo jeder Impuls eine fallende Flanke hat, welche durch die Taktrate der Sägezahnwelle definiert ist (die Taktsignale sind in 6B mit C₁~C_N bezeichnet). Diese Taktrate definiert die Abtastrate des Audioeingangssignals. Wie sich weiterhin aus einer Betrachtung von 6B ergibt, haben die Impulse in 6B eine konstante Höhe, wobei diese Höhe eingestellt werden kann, um den gewünschten Grad an Rauschimmunität im Empfängerabschnitt zu schaffen.
Bezugnehmend auf 5, so ist ein TVM-Impulsgeneratorschaltkreis gezeigt, der einen symmetriemodulierten Impulszug des in 6B gezeigten Typs liefert. Der TVM-Impulsgenerator verwendet einen Sägezahnwellenformerzeugerschalter 40, der eine lineare Sägezahnwellenform bei einer gewünschten Frequenz, zum Beispiel 10–100 kHz erzeugt. Der Sägezahnwellenformgenerator 40 kann bevorzugt einen Impulsgenerator 42 zur Bereitstellung wiederholter Impulsspitzen kurzer Dauer zum Beispiel 3–5 Mikrosekunden, bei der gewünschten Frequenz verwenden. Die Impulse werden einem linearen Rampengenerator 44 geliefert, der den linearen Rampenabschnitt eines jeden Sägezahnimpulses bei einer Wiederholrate erzeugt, die vom Impulsgenerator 42 bestimmt wird. Der Ausgang vom linearen Rampengenerator 44 ist eine Sägezahnwellenform mit der gewünschten Wiederholrate, welche über eine Leitung 46 an einen Spannungskomparator 48 geliefert wird. Der Spannungskomparator 48 empfängt auch das Audiofrequenzsignal von dem Audioempfänger/Übertrager 18 (siehe 1) entlang einer Leitung 50. Der Komparator 48 vergleicht die auf den Leitungen 46 bzw. 50 ankommenden beiden Eingänge und liefert einen Ausgangsimpulsstrom mit zwei Pegeln auf einer Leitung 52 entsprechend dem Vergleichsergebnis.
Beispielsweise gibt, betrachtet man die in 6A gezeigten Signale als Eingänge an dem Komparator 48, wenn der lineare Abschnitt der Sägezahnrampe anzusteigen beginnt, zum Beispiel von 0 Volt DC aus, der Komparator 48 einen Wert Null DC ausgeben, wie durch den anfänglichen Nullwert des Impulszugs 6B dargestellt. Wenn der lineare Rampenabschnitt der Sägezahnwellenform jedoch über die Sinuswelle ansteigt, wird der Ausgang vom Komparator hoch gehen und eine DC-Ausgangsspannung V_H liefern, wie ebenfalls in 6B gezeigt ist. Wenn die Sägezahnwellenform das Ende ihres linear ansteigenden Rampenabschnittes erreicht und plötzlich wieder auf 0 Volt DC abfällt, wie in 6A gezeigt, bewirkt der Übergang unter die Größe des modulierenden Sinuswelleneingangs, dass der Ausgang des Komparators 48 auf niedrig übergeht, wie in 6B gezeigt. Da die Zeit, zu der die linear ansteigende Sägezahnwellenform oberhalb (oder unterhalb) des Modulationssignals ist, der Zeit entspricht, während der der Komparator 48 am Ausgang hoch (oder niedrig) ist, erkennt man, dass der Ausgangsimpulszug des Komparators einen modulierten Impulszug liefert, der im Zeitbereich der Größe des modulierenden Eingangssignals entspricht.
Der Fachmann auf dem Gebiet erkennt, dass der Schwellenwert, bei dem der Komparator 48 zwischen niedrig und hoch umschaltet, gemäß der bestimmten Anwendung nach Wunsch festgelegt werden kann. Alternativ kann der Übergangspegel modifiziert werden, indem die Größe des Sägezahnausgangs von dem Sägezahnwellenformgenerator 40 geändert wird. Weiterhin versteht sich, dass, obgleich die in 6A gezeigte Sägezahnwellenform genau definierte Taktsignale C₁–C_N auf den nach unten gerichteten Abschnitt des Impulszugs liefert, eine Sägezahnwellenform mit einem linear fallenden Rampenabschnitt und einem scharf ansteigenden Anstiegsbereich gleichermaßen verwendet werden kann, welche ebenfalls genau definierte Taktübergänge zu Beginn eines jeden Rechteckwellenimpulszugs liefert. Weiterhin erkennt der Fachmann auf dem Gebiet, dass, obgleich idealisierte Welleformen in den 6A und 6B dargestellt sind, welche idealisierten Sägezahnwellenformen und idealisierten Rechteckwellenformen entsprechen, diese in der Praxis abgerundet sein würden oder sonst wie von der idealisierten Form abweichen, obgleich nach wie vor die Vorteile der vorliegenden Erfindung gegeben sind.
Weiterhin können verschiedene andere Abwandlungen gemacht werden, ohne jedoch den Umfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Beispielsweise kann die Rampenrate der Sägezahnwellenform gemäß 6A breit geändert werden, wobei die lineare Natur des Rampenabschnittes hiervon beibehalten wird, falls dies für den bestimmten Anwendungsfall gewünscht wird, wobei die Vorteile der vorliegenden Erfindung beibehalten werden. Weiterhin können die Werte der niedrigen und hohen Komparatorausgangsspannungen V₀ und V_H nach Wunsch für die bestimmte Anwendung geändert werden. Bevorzugt wird jedoch ein relativ niedriger Wert von V_H beispielsweise 1 Volt vom Komparator geliefert und die Impulshöhe wird für die Übertragung durch den nachfolgenden Magnetelementtreiberschaltkreis 22 gemäß 1 eingestellt, um eine Impulsgröße zu haben, welche für ein gewünschtes Signal/Rauschverhältnis im Empfängerabschnitt des Systems geeignet ist. Weiterhin kann der Ausgang des Komparators 48 relativ zu dem Dargestellten invertiert werden, so dass der positive Abschnitt des Impulszugtaktzyklus der Größe des Modulationssignals entspricht, im Gegensatz zu dem negativen Abschnitt, wie dargestellt.
Bezugnehmend auf 7, so ist dort der TVM-Impulsdetektor/Demodulator 26 in einem schematischen Blockdiagramm dargestellt, der in dem Empfängerabschnitt 12 des Kommunikationssystems der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Wie sich aus einer Betrachtung von 7 er gibt, so ist der Detektor/Demodulator ein relativ einfacher analoger Schaltkreis und diese Einfachheit ist ein wesentlicher Vorteil des Nahbereichskommunikationssystems der vorliegenden Erfindung.
Wie gezeigt, enthält der Detektor/Demodulator 26 einen Vorverstärkerschaltkreis 60, der direkt mit dem empfangenden Magnetelement 16 verbunden ist. Der Vorverstärker 60 kann eine handelsübliche Komponente sein, welche für das bestimmte empfangende magnetische Element 60 abgestimmt ist, um den gewünschten Grad an Vorverstärkung an dem Eingangssignal zu erzeugen, welches von der empfangenden Schleife geliefert wird. Der Vorverstärker 60 liefert den verstärkten Ausgang von dem empfangenden Magnetelement 16 an einen Impulsdetektor 62. Der Impulsdetektor 62 unterscheidet übertragene Impulse in dem modulierten Impulszug vom Vorverstärker 60 von Hintergrundrauschen. Der Ausgang des Detektors 62 entspricht somit dem modulierten Impulszug mit hoher Wiederholrate, wobei Übertragungsrauschen im wesentlichen beseitigt ist.
Der Impulszug wird vom Detektor 62 an einen Demodulatorschaltkreis 64 geliefert, der das Audiofrequenzmodulationssignal von dem Impulszug hoher Wiederholrate unterscheidet. Da im Fall von Symmetriemodulation der Taktzyklus des Impulszugs dem enkodierten Audiosignal entspricht, kann dieses durch Integration des Impulszugs zurückgewonnen werden. Ein einfacher Integrationsschaltkreis ist somit für den Demodulator 64 ausreichend. Allgemeiner gesagt, der Demodulator 64 als Anpassfilter arbeiten, um das Audiofrequenzmodulationssignal von dem Impulszug hoher Wiederholrate zu unterscheiden. Obgleich solche Bandpassfilter handelsüblich sind, kann ein geeignetes analoges Filtersystem problemlos unter Verwendung diskreter Bauteile gebaut werden, wie nachfolgend noch genauer erläutert wird. Der Ausgang des Demodulators 64 ist somit das rekonstruierte Audiofrequenzmodulationssignal, welches anfänglich von dem Audioeingangsempfänger/Übertrager 18 gemäß 1 bereitgestellt wurde. Dieses demodulierte Signal wird dann dem Audioausgangstreiber 28 für eine Verstärkung geliefert, wobei dieser Schaltkreis von jeder geeigneten Bauart sein kann und auf eine Weise aufgebaut ist, die dem Fachmann auf dem Gebiet geläufig ist.
Bezugnehmend auf 8, so ist dort eine bevorzugte Ausführungsform des TVM-Impulsgeneratorschaltkreises 20 detailliert schematisch gezeigt. Wie voranstehend unter Bezug auf 5 erläutert, enthält der TVM-Impulsgenerator, der für eine Symmetriemodulationsanwendung verwendet wird, den Impulsgenerator 42 hoher Wiederholrate, der eine Abfolge von Impulsen mit fester Frequenz liefert. Wie dargestellt kann in einer Ausführungsform der Impulsgenerator 42 eine Verbindung aus freilaufendem Multivibrator und monostabiler Kippstufe aufweisen, welche erste bzw. zweite Invertierer 70 bzw. 72 aufweisen, um eine sich wiederholende Impulsfrequenz zu erzeugen. Die Wiederholrate der Impulse unter Verwendung des Multivibrator/monostabilen Schaltkreises kann unter Verwendung erster und zweiter Widerstände 74 und 76 und erster und zweiter Kondensatoren 78 und 80 eingestellt werden. Diese Widerstände und Kondensatoren können zusammen mit den Verzögerungszeiten der Invertierer 70 und 72 verwendet werden, um die Wiederholrate des Impulsgenerators 42 zwischen 10 kHz und 1 mHz oder bei Bedarf noch höher einzustellen. Bevorzugt wird der Bereich jedoch so gewählt, dass er zwischen 10 kHz und 100 kHz liegt. Alternativ kann der Schaltkreis aus Freilaufmultivibrator/monostabiler Kippstufe gemäß 6 durch andere allgemein bekannte Quellen für Impulse hoher Wiederholrate ersetzt werden, beispielsweise Kristalloszillatoren, phasengekoppelte Schleifen, etc. Der gesamte Zeitgeber schaltkreis kann auch in einem monolithischen IC enthalten sein. Es ist auch möglich, ein Taktsignal von einer externen Quelle zu erhalten.
Weiterhin bezugnehmend auf 8, so wird der Ausgang des Impulsgenerators 42 dem linearen Rampengeneratorschaltkreis 44 geliefert. Wie dargestellt verwendet der Rampengenerator 44 einen Zeitgeberkondensator 86 und einen Reset- oder Entladetransistor 82. Der Resettransistor 82 empfängt den Ausgang vom Inverter 72 an seiner Basis. Jeder Impuls vom Impulsgeneratorschaltkreis 42, der an den Resettransistor 82 geliefert wird, schaltet diesen ein und setzt die Rampenschaltkreisspannung auf 0 Volt DC durch Entladung des Kondensators 86 auf Masse zurück. Die Steigung des linear ansteigenden Rampensignals wird von einem Konstantstromgenerator 84 und einem Zeitgeberkondensator 86 bestimmt. Nach jedem Resetimpuls veranlasst der Stromgenerator 84 in Kombination mit dem Kondensator 86, dass die Spannung an einem Knoten 88 und somit die an den Spannungskomparator 48 angelegte Spannung linear anwächst, wenn der Kondensator durch den Stromgenerator auf Maximum, zum Beispiel 1 Volt geladen wird. Der nächstfolgende Impuls zieht dann die Spannung am Knoten 88 wieder auf Masse zurück, was den scharfen Übergang nach unten der Sägezahnwellenform bewirkt. Man erkennt somit, dass der Sägezahnrampenerzeugungsschaltkreis von 8 ein leicht zu implementierenden Schaltkreis zu geringen Kosten liefert.
Der Spannungskomparator 48 wiederum kann ein handelsüblicher Komparatorschaltkreis sein, der von einer Vielzahl von Herstellern hergestellt wird. Der Komparator 48 vergleicht die momentanen Spannungen vom Rampengenerator und das Eingangssignal. Der Ausgang vom Komparator 48 ist entweder hoch (zum Beispiel 1 Volt) oder niedrig (zum Beispiel 0 Volt) abhängig vom Vergleichsergebnis.
Ebenfalls in 8 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Magnetelementtreiberschaltkreises 22 gezeigt. Dieser Schaltkreis verwendet einen Stromverstärker, der ein verstärkender Transistor 90 sein kann, der auf den Zustand des Ausgangs vom Komparator 48 anspricht. Wenn der Komparatorausgang hoch ist, bewirkt der Transistor 90 einen Stromfluss durch einen Isolationstransformator 92. Wen der Komparatorausgang niedrig ist, fließt kein Strom durch den Transformator 92. Der Ausgang vom Transformator 92 wiederum wird an das übertragende Magnetelement 14 geliefert. Der Transformator 92 isoliert das Übertragungsmagnetelement 14 vom Rest des Übertragerschaltkreises. Die zum Betrieb des übertragenden Magnetelementes 14 notwendige Leistung ist üblicherweise für Nahbereichsanwendungsfälle, beispielsweise für einen am Kopf zu tragenden Empfänger recht niedrig, jedoch können bestimmte Anwendungsfälle mehr Leistung benötigen, beispielsweise wenn ein Raum oder ein anderer umschlossener Bereich von dem übertragenden Magnetelement eingeschlossen ist, um eine Übertragung an eine große Anzahl von Empfangseinheiten innerhalb des geschlossenen Bereichs zu ermöglichen.
Die vorangehende in 8 gezeigte schematische Zeichnung liefert eine einfache Implementierung eines TVM-Impulsgeneratorschaltkreises zu relativ niedrigen Kosten, welche die Implementierung als einzelnes IC erlaubt, wie nachfolgend noch genauer beschrieben wird. Man erkennt jedoch, dass auch andere Vorgehensweisen verwendet werden können. Beispielsweise kann der Schaltkreis von 8 durch einen Mikroprozessor ersetzt werden, der programmiert ist, um den gewünschten Impulszug in Antwort auf ein Audiofrequenzeingangssignal zu liefern. Weiterhin, obgleich der Schaltkreis von 8 in einer Ausführungsform unter Verwendung diskreter Bauteile implementiert werden kann, erkennt der Fachmann auf dem Gebiet, dass der gesamte Schaltkreis oder ein Teil hiervon-in einem integrierten Schaltkreischip ausgeführt werden kann, was eine kompaktere Ausführungsform des illustrierten Schaltkreises liefert.
Bezugnehmend auf 9, so ist dort eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform des Detektor/Demodulatorschaltkreises 26 in einer Ausführungsform gezeigt, welche für die Verwendung mit einem System auf Symmetriemodulationsbasis ausgelegt ist. Die in 9 dargestellten Bestandteile entsprechen im Wesentlichen denjenigen, welche oben unter Bezugnahme auf 7 beschrieben wurden und gleiche Bezugszeichen werden verwendet.
Genauer gesagt, wie in 9 gezeigt, kann der Vorverstärkungsschaltkreis eine Kombination eines handelsüblichen Vorverstärkerschaltkreises 100 zusammen mit einem Lastwiderstand 102 und einem Gleichspannungsblockierkondensator 104 verwenden. Der Lastwiderstand 102 passt die elektrischen Parameter des empfangenden Magnetelementes 16 und des Vorverstärkungssystems aneinander an. Der Blockierkondensator 104 liefert eine DC-Isolierung zwischen dem magnetischen Element 16 und dem Vorverstärkerschaltkreis 60. Der Ausgang des Vorverstärkerschaltkreises 60 wird dem Impulsdetektorschaltkreis 62 geliefert, der einen Schwellenwertdetektor 106 enthält, welcher das verstärkte modulierte Impulszugsignal über eine Leitung 108 an seinem Eingang empfängt. Der Schwellenwertdetektor 106 unterscheidet Impulse in dem Impulszug von Hintergrundrauschen.
Der Ausgang des Schwellenwertdetektors 106 ist ein konstantwertiger Ausgang, wenn das Eingangssignal den Erkennungspegel übersteigt und ansonsten Null. Dieser Ausgangsimpulszug wird dann dem Demodulatorschaltkreis 64 geliefert, der das Audiofrequenzmodulationssignal vom Impulszug trennt. Wie dargestellt kann ein einfacher RC-Schaltkreis geeignet das Audiofrequenzsignal von dem Impulszug für den Fall eines symmetriemodulierten Impulszugs unterscheiden, indem das Impulszugsignal integriert wird und kann ein Ausgangssignal liefern, welches dem momentanen Taktverhältnisses des Impulszugs entspricht. Die bestimmten Werte des Widerstandes 110 und des Kondensators 112 werden so gewählt, dass sie die gewünschte Zeitkonstante liefern, um nur die hohen Frequenzen zu filtern.
Man erkennt somit, dass der in 9 gezeigte Detektor/Demodulatorschaltkreis ein äußerst einfacher analoger Schaltkreis ist, der auf preiswerte und kompakte Weise leicht implementiert werden kann und leicht für einen tragbaren Empfänger ausgelegt werden kann. Somit hat die Vorgehensweise der Symmetriemodulation, für welche der dargestellte Detektor/Demodulator ausgelegt ist, die Vorteile von niedrigen Kosten und einer kompakten Empfängereinheit, welche für Headset- oder Hörhilfeempfänger oder andere Anwendungsfälle mit kleinen Empfängern geeignet ist. Weiterhin liefert die Symmetriemodulation einen ausgezeichneten Dynamikbereich, einen wiedergewinnbaren Takt, gute Linearität, frequenzunabhängig, gleichstromgekoppelte Sender und Empfänger und einen Modulationspegel bis zu 80%.
Bezugnehmend auf 10A, so ist dort schematisch eine bevorzugte Ausführungsform des Schwellenwertdetektors 106 gezeigt, der in dem Detektor/Demodulatorschaltkreis von 9 verwendet wird. Wie sich aus einer Betrachtung von 10A ergibt, ist der Schwellenwertdetektor ein relativ einfacher Schaltkreis. Weiterhin hat der dargestellte Schaltkreis über übliche Schwellenwertdetektorschaltkreise, welche typischerweise eine Referenzspannung und einen Komparator verwenden, die Vorteile, dass er gegenüber Gleichspannungsdrift nicht empfindlich ist und keinen Referenzspannungs-Setzschaltkreis benötigt. Dies schafft somit einen Schwellenwertdetektorschaltkreis, der zur Beseitigung von Rauschen aus übertragenen Impulsen gut geeignet ist und der Probleme wie eingeschränkter Dynamikbereich auf Grund von Gleichspannungsdrift und Impulsasymmetrie vermeidet, welche mit der Vorgehensweise mit Referenzspannung und Komparator einhergeht.
Wie in 10A gezeigt, verwendet der Schwellenwertdetektorschaltkreis erste, zweite und dritte bipolare Transistoren 180 bzw. 182 bzw. 184. Diese Transistoren sind parallel zwischen die positive Spannungsversorgung (+V) und Masse geschaltet, so dass drei Stromwege geliefert werden. Der erste bipolare Transistor 180 wirkt als Eingang und empfängt das Eingangssignal von dem Vorverstärkerschaltkreis 60 an seiner Basis über einen ersten Widerstand 186 und einen Vorspannungskondensator 188. Wie nachfolgend noch näher erläutert wird, wirkt der Vorspannungskondensator 188 mit dem Vorspannungswiderstand 189 zusammen als Schwellenwertsetzelement für das Einschalten des Transistors 180. Wie weiterhin in 10A gezeigt, enthält jeder der Strompfade entsprechend jeweils den ersten, zweiten und dritten Transistor 180, 182, 184 einen Widerstand, das heißt Widerstände 190, 196 und 198. Der untere Abschnitt des Strompfades wiederum ist über Widerstände 192 und 194 mit Masse verbunden. Somit balancieren diese Widerstände 190, 192, 194, 196 und 198 die Schaltkreise aus, um am Knoten 200 den gewünschten Ausgang über eine Rückkopplung auf den Vorspannungskondensator 188 durch den Widerstand 180 zu erreichen.
Im Betrieb erkennt man, dass der Eingangstransistor 180 und der mittlere Transistor 182 komplementär sind, das heißt entweder der Transistor 180 oder der Transistor 182 kann zu jedem Zeitpunkt leitend sein, jedoch nicht beide, da, wenn der Transistor 180 eingeschaltet ist, er den Basis/Emitterübergang im Transistor 182 kurzschließt. Im statischen Zustand, das heißt, wenn kein Signal dem Schwellenwertdetektorschaltkreis eingegeben wird, erlaubt der Vorspannungswiderstand 189, dass der Kondensator 188 auf eine Schwellenwertspannung geladen wird, welche den Eingangstransistor 180 einschaltet. Der Transistor 182 wird dann vom Transistor 180 ausgeschaltet, wie oben erläutert. Der Transistor 184 wird dann eingeschaltet, zieht den Ausgangsknoten 200 auf Masse und liefert den niedrigen Ausgang, wie gewünscht.
Im Betriebsmodus wird der modulierte Impulszug an den Eingang des Schwellenwertdetektorschaltkreises geliefert, sowie an den Vorspannungskondensator 188. Dies liefert eine Spannung an den Transistor 180, welches sich nach oben und unten mit dem Eingangssignal bewegt, wie es vom Vorspannungskondensator 188 eingestellt wird. Dies bewirkt, dass die Transistoren 180 und 182 abwechselnd leitend sind und den Ausgangstransistor 184 betreiben, so dass dieser den zweipegligen Ausgang am Knoten 200 liefert. Die Vorspannung des Transistors 180 durch den Vorspannungskondensator 188 und den Vorspannungswiderstand 189 hält eine konstante Spannung über dem Basis/Emitterübergang des Transistors 180 aufrecht. Da die Basis/Emitterspannung konstant ist, lädt die über dem Widerstand 194 im Ausgangspfad sich entwickelnde Spannung den Kondensator 188 auf, so dass die über den Widerstand 194 erzeugten Impulse symmetrische werden. Da der Strom über den Widerstand 194 das Ausgangssignal am Kollektor des Ausgangstransistors 184 wiedergibt, ist das Ausgangssignal am Knoten 200 ebenfalls symmetrisch. Diese Rückkopplungswirkung, welche vom Widerstand 194 und dem Basis/Emitterübergang des Eingangstransistors 180 auf den Vorspannungskondensator 188 geliefert wird, kompensiert eine Gleichspannungsdrift, welche ansonsten in einem typischen Schwellenwerterkennungsschaltkreis auftritt.
Bezugnehmend auf 10B, so ist dort eine illustrative Wellenform gezeigt, welche von dem Detektorschaltkreis von 10A geliefert wird. Wie gezeigt, sind zwei Schwellenwertpegel vorgesehen, einer für positive Übergänge und der andere für negative Übergänge. Die von dem Widerstand 194 gelieferte Rückkopplung stellt die Vorspannung des Vorspannungskondensators 188 so zurück, dass der Ausgang des Schaltkreises stets zwischen den positiven und negativen Übergängen symmetrisch ist. Diese Vorspannungsrückstellung hat eine Zeitkonstante, welche für die spezielle Anwendung nach Bedarf gesetzt werden kann, indem die Werte des Widerstands 194 und des Vorspannungskondensators 188 gewählt werden. Beispielsweise ist eine Zeitkonstante von ungefähr 500 Millisekunden geeignet für einen Impulszug, der durch ein Audiofrequenzsignal zeitbereichsmoduliert ist, da jegliche Signalfrequenzen über 2 Hz den Detektorschaltkreis zum Ausgang hin durchlaufen.
Obgleich der Schwellenwertdetektorschaltkreis, der in den 10A und 10B beschrieben ist, momentan bevorzugt ist, versteht der Fachmann auf diesem Gebiet, dass andere konventionelle Schwellenwertdetektoren ebenfalls verwendet werden können. Solche Detektoren verwenden typischerweise einen Referenzspannungssetzschaltkreis und einen Komparator, wobei der Komparator einen Eingang von dem Referenzspannungsschaltkreis und den anderen von dem modulierten Eingangsimpulszug erhält. Diejenigen Impulse, welche die Referenzspannung übersteigen, werden dann als Impuls erkannt und Rauschen wird unterschieden. Obgleich dies zusätzliche Komplexität des Referenzspannungsschaltkreises und die oben erwähnten Probleme der Gleichspannungsdrift und Asymmetrie zwischen positiven und negati ven Impulsen hat, sind handelsübliche Schaltkreise verfügbar, welche eine solche Schwellenwerterkennung für Höherspannungsanwendungsfälle (zum Beispiel 3–5 Volt) liefern und welche bei bestimmten Anwendungsfällen aus diesem Grund vorteilhaft sein können.
Bezugnehmend auf die 11A und 11B, so sind dort der TVM-Impulsgenerator 20 und der TVM-Impulsdetektor/Demodulator 26 des Systems von 1 in blockschematischer Form für eine andere Ausführungsform gezeigt, welche Impulsbreitenmodulation verwendet. In den 12A und 12B sind Beispiele von Enkodierungswellenformen und übertragenen Impulszügen gezeigt. Bei der Impulsbreitenmodulation ist die Impulsbreite des Impulszugs proportional zum momentanen Wert des Eingangssignals und die Wiederholrate ist gleich der Abtastrate.
Genauer gesagt, gemäß den 11A und 12A und B, so enthält der TVM-Impulsgenerator 20 einen Dreieckswellenformgenerator 120, der eine Wellenform erzeugt, wie sie etwa in 12A gezeigt ist. Diese Dreieckswellenform wird einem Eingang eines Komparators 122 geliefert, der das Audiofrequenzeingangssignal an seinem anderen Eingang erhält. Wie im Fall der Impulssymmetriemodulationsausführungsform gemäß obiger Beschreibung vergleicht der Komparator 122 die lineare Wellenform, das heißt in dieser Ausführungsform die Dreieckswelle mit dem Audioeingangssignal und erzeugt einen im Wesentlichen Quadratwellenausgangsimpulszug mit Übergängen an den Schnittpunkten der Audio- und Dreieckswellenwerte, wie in 12B gezeigt. Wie im Fall der voranstehend beschriebenen Impulssymmetriemodulation ist die Dauer oder Pulsbreite des Quadratwellenimpulszugs von 12B entsprechend der (umgekehrten) Größe des Audiofrequenzsignals. Der Quadratwellenimpulszug von 12B unterscheidet sich jedoch von demjenigen der Impulssymmetriemodulation dahingehend, dass die Quadratwellenimpulsbreite auf beiden Seiten der Taktimpulse C₁–C_N vergrößert sind, welche von den Übergängen der linearen Abschnitte der Dreieckswellenform dargestellt werden.
Das Vorhandensein der Audioinformation in dem Impuls von 12B an beiden Seiten des Taktsignals kann Vorteile auf Grund der Rauschaufhebung schaffen, wo die Signalpegel relativ klein sind und einen kleinen Prozentsatz des Modulationsindex benötigen. Auf Grund des Fehlens eines genau definierten Übergangs in dem übertragenen Impulszug zur Definition eines Taktsignals muss der Demodulatorschaltkreis jedoch etwas komplexer als bei der oben beschriebenen Ausführungsform mit der Impulssymmetriemodulation sein. Ein weiterer in der Praxis potentieller Vorteil des Schemas der Impulsbreitenmodulation gemäß den 11A und 11B ist, dass handelsübliche Bauteile verfügbar sind, welche ein impulsbreitenmoduliertes Signal erzeugen. Beispielsweise kann der handelsübliche Chip LM555, hergestellt von National Semiconductor und können andere verwendet werden für einen Abschnitt des in 11A gezeigten Schaltkreises. Alternativ kann jedoch ein geeigneter Impulsbreitenmodulationsschaltkreis dem Sägezahnwellenformgenerator und dem Komparator gemäß 8 für den Fall der Symmetriemodulation folgend aufgebaut werden.
Mit Bezug auf die 11B wird ein Blockdiagramm der Detektor-/Demodulationsschaltung 26 für die Impulsbreitenmodulationsimplementierung gezeigt. Die Detektor-/Demodulationsschaltung 26 weist, wie gezeigt, eine Vorverstärkerschaltung 60 und einen Impulsdetektor 62 auf, welche den vorstehend unter Bezugnahme auf die 7 und 9 beschriebenen Anpassschaltungen entsprechen können, deren Bezugszeichen hierin verwendet werden. Die Demodulationsschaltung 124 unterscheidet sich jedoch dahingehend von der vorstehend beschriebenen Schaltung, dass ein einfaches Integrationsschema unter Verwendung einer RC-Schaltung keinen optimalen Dynamikbereich liefern wird, da in der übertragenen Impulsfolge keine gut definierten Taktsignale vorhanden sind. Folglich wird vorzugsweise eine Taktsignalquelle 126 vorgesehen, deren Taktsignale mit denen des Dreieckwellengenerators 120 synchronisiert sind. D.h., wenn der ursprüngliche Dreieckwellengenerator einen 30 kHz Impuls bereitstellt, stellt der Taktsignalgenerator 126 30 kHz Referenztaktsignale bereit. Hierdurch kann eine DC-Spannungsabstimmung des Sendeabschnitts und des Empfangsabschnitts des Kommunikationssystems einen DC-Drift des Empfängers und eine potentielle Verringerung der Audioqualität verhindern.
Mit Bezug auf die 13 und die 14A, 14B und 14C wird eine alternative Ausführungsform des TVM-Impulsgenerators 20 des Übertragungssystems der 1 als Blockdiagramm bzw. mit Hilfe von Zeitdiagrammen gezeigt. In der in den 13 und 14A bis 14C gezeigten Ausführungsform wird eine Pulsphasenmodulation eingesetzt, um das zu übertragende Audiofrequenzsignal zu codieren.
Bei der Pulsphasenmodulation wird eine Rechteckwellenimpulsfolge, wie beispielsweise die bei der Pulssymmetriemodulation oder Pulsbreitenmodulation, in eine Reihe von Impulsen mit sehr kurzer Zeitdauer gewandelt, welche den Beginn und das Ende der jeweiligen Rechteckwellenimpulse definieren. Diese Kurzimpulse werden anschließend zwischen den induktiv gekoppelten Sende- und Empfangselementen übertragen und danach in dem Empfänger zurück zu einer Rechteckwellenimpulsfolge gewandelt. Dies hat den Vorteil, dass eine Impulsfolge mit einem niedrigen Tastverhältnis, hohen Peaks aber niedriger Durchschnittsleistung bereitgestellt werden kann, wodurch eine Batterieentladung deutlich verringert werden kann. Für stärker verrauschte Umgebungen können die relativ hohen Kurzimpulse verwendet werden, um trotz des Übertragungsverlusts oder sonstiger Rauschprobleme für eine effiziente Erfassung zu sorgen. Da die übertragenen Impulse vorzugsweise die gleiche Breite aufweisen, kann ferner ein schmalbandiger Detektor in der Empfangsschaltung eingesetzt werden.
Genauer gesagt, mit Bezug auf die 14A und 14B wird die anfangs lineare Impulsfolge als Dreieckwellenform gezeigt, die verwendet wird, um ein als Sinuswelle in der 14A gezeigtes Eingangsaudiofrequenzsignal zu vergleichen, um eine Rechteckwellenausgangsimpulsfolge bereitzustellen. Dies entspricht dem Fall der Impulsbreitenmodulationsübertragung. Alternativ kann ein Impulssymmetriemodulationsansatz eingesetzt und die in der 14A gezeigte lineare Wellenform durch eine Sägezahnwellenform ersetzt werden, wobei gleichzeitig die Rechteckwellenimpulsfolge der 14B modifiziert wird. In der 14C sind die Rechteckwellenimpulse der 14B durch Kurzimpulse ersetzt worden, welche den ansteigenden und fallenden Flanken der Rechteckwellenimpulse der 14B entsprechen. Da die in der Wellenform der 14B codierte Audiosignalinformation in der Breite des darin gezeigten Impulses beinhaltet ist, wird es ersichtlich sein, dass die Kurzimpulse der 14C, welche die Anfänge und die Enden der Impulse der 14C definieren, die gleiche darin codierte Information aufweisen. Folglich können anstelle der breiteren Impulse der 14B die Kurzimpulse der 14C ohne Informationsverlust, jedoch mit einer Verringerung des Tastverhältnisses und des Stromverbrauchs der Sendeschaltung verbunden, übertragen werden.
Mit Bezug auf die 13 kann der in dem Pulsphasenmodulationsansatz eingesetzte TVM-Impulsgenerator 20 einen Generator 130 für eine lineare Wellenform einsetzten, der eine Ausgangswellenform an den das Audiofrequenzsignal an seinem anderen Eingang empfangenden Komparator 132 gibt. Die von dem Generator 130 für eine lineare Wellenform erzeugte lineare Wellenform kann, gemäß obiger Beschreibung, eine Sägezahnwellenform in dem Fall eines Pulssymmetriemodulationsansatzes zur Erzeugung einer Rechteckwelle oder eine Dreieckwellenform sein, wenn eine Impulsbreitencodierung gewünscht wird. Das entsprechende Rechteckwellenausgangssignal des Komparators 132 wird anschließend an eine Differenzierschaltung 134 gegeben, welche die steigenden und fallenden Flanken der Rechteckimpulse in der Impulsfolge unterscheidet. Für den Differenzierer 134 kann eine relativ einfache Schaltung eingesetzt werden, wobei beispielsweise eine Widerstands- und Kondensatorschaltung die Flanken der Impulse angemessen unterscheiden kann. Das Ausgangssignal des Differenzierers 134 wird an eine Impulsformungsschaltung 136 gegeben, welche die Impulse mit der sehr kurzen Zeitdauer, wie in der 14C gezeigt, erzeugt. Von der Impulsformungsschaltung 136 können beispielsweise Impulse mit einer Dauer von 3 bis 5 Millisekunden bereitgestellt werden. Die Impulsformungsschaltung 136 kann beispielsweise ein kommerziell erhältliches monostabiles Kippglied sein. Das Ausgangssignal der Impulsformungsschaltung 136 wird wiederum über einen Magnetelementtreiber 22 in einer in der 1 gezeigten und vorstehend beschriebenen Weise an das Übertragungsmagnetelement 12 gegeben.
Mit Bezug auf die 15 wird eine Detektor-/Demodulationsschaltung 26 gezeigt, die für eine Anwendung zusammen mit einer Pulsphasenmodulationsimplementierung geeignet ist. Da die in einem Pulsphasenmodulationsansatz übertragenen Kurzimpulse, wie vorstehend erwähnt, höhere Peaks aufweisen können, wobei sie immer noch weniger Leistung als ein Symmetriemodulations- oder Pulsbreitenmodulationsansatz beziehen, kann das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert werden, indem in der Impulsdetektorschaltung 138 ein höherer Schwellenwert eingestellt wird. Diese Schaltung empfängt die übertragenen pulsphasenmodulierten Signale von einer Vorverstärkerschaltung 60, die gemäß der vorstehend bezüglich der Detektor-/Demodulatorimplementierung beschriebenen Weise arbeiten kann. Der Ausgang des Impulsdetektors 138 entspricht im Wesentlichen der übertragenen Impulsfolge, wie in 14C gezeigt. Diese Impulsfolge wird an ein Flip-Flip 140 gegeben, das beispielsweise ein kommerziell erhältliches Flip-Flip sein kann, welches die Impulsfolge zurück in eine in der 14B gezeigte Form wandelt. Diese gewandelte Impulsfolge wird wiederum an eine Demodulationsschaltung 142 gegeben, welche der vorstehend bezüglich der 9 beschriebenen Demodulationsschaltung 64 entsprechen kann, wenn eine Symmetriemodulationsübertragung eingesetzt wird, oder der Demodulationsschaltung 124 entsprechen kann, wenn eine Pulsbreitenmodulation eingesetzt wird, wie vorstehend bezüglich der 11B beschrieben. Das Ausgangssignal des Demodulators 142 wird folglich das wiederhergestellte Audiofrequenzsignal sein, das ursprünglich an dem Eingang des Komparators lag (siehe 13).
Mit Bezug auf die 16, 17A bis C und 18 wird eine alternative Ausführungsform des TVM-Übertragungssystems gezeigt, bei dem eine Pulsfrequenz- oder eine Pulsabstandsmodulation eingesetzt wird. In dem gezeigten Ansatz werden, wie bei der vorstehend beschriebenen Pulsphasenmodulation, Pulse sehr kurzer Dauer übertragen, um die Vorteile eines geringen Stromverbrauchs, eines guten Signal-Rausch-Verhältnisses und eines großen Dynamikbereichs zu erzielen.
Die in der 16 gezeigte TVM-Impulsgeneratorschaltung 20 setzt, wie bei der Pulsphasenmodulation, einen Generator 150 für eine lineare Wellenform ein, der eine Sägezahn-, Dreieck- oder eine andere sich periodisch wiederholende Wellenform erzeugen kann und dessen Ausgang an einen Eingang eines Komparators 152 gegeben wird, welcher das zu übertragende Audiofrequenzsignal an seinem anderen Eingang empfängt. Ferner wird der Ausgang des Komparators, gleich dem vorstehend beschriebenen Pulsphasenmodulationsansatz, an eine Differenzierschaltung 154 gegeben, dessen Ausgang anschließend an eine Impulsformungsschaltung 156 gegeben wird, die einem monostabilen Kippglied entsprechen kann. Entgegen des vorstehend beschriebenen Pulsphasenmodulationsansatzes wird der Ausgang der Impulsformungsschaltung 156 jedoch als Eingang zurück zur Generatorschaltung 150 für eine lineare Wellenform geführt, um die Wiederholfrequenz der durch diese erzeugten linearen Wellenform zu ändern.
Bei einer von dem Generator 150 für eine lineare Wellenform erzeugten linearen Sägezahnwellenform würde beispielsweise, wie in 17C gezeigt, eine Sägezahnausgangsimpulsfolge mit variabler Wiederholfrequenz erzeugt werden. Von dem Komparator 152 und der Impulsformungsschaltung 156 würden dann wiederum, wie in 17B und 17C gezeigt, eine Ausgangsimpulsfolge von Kurzimpulsen erzeugt werden. Wie aus der 17C ersichtlich, weist die Impulsfolge für eine Magnetelementübertragung Impulse sehr kurzer Zeitdauer auf und sorgt hierdurch für einen hohen Peak, jedoch einen geringen Durchschnittsstromverbrauch. Ferner kann leicht in einem sehr großen Dynamikbereich übertragen werden, da sich das Intervall zwischen aufeinander folgenden Impulsen nur dann verändert, wenn der Dynamikbereich vergrößert wird, wobei der Gesamtstromverbrauch gleich bleibt.
Mit Bezug auf die 18 wird die Detektor-/Demodulationsschaltung 26 gezeigt, die bei dem eine Pulsabstandsmodulation einsetzenden System verwendet wird. Das empfangene Impulsfolgesignal wird, wie gezeigt, von einer Vorverstärkerschaltung 60 verstärkt, die auf eine vorstehend beschriebene Weise arbeiten kann. Der Ausgang der Vorverstärkerschaltung 60 wird an einen Impulsdetektor 158 gegeben, welcher die übertragenen Impulse von dem Hintergrundrauschen unterscheidet und dessen Ausgang wiederum an den einen Hochlaufgenerator 160 und einen Peak-Halte-Detektor 162 gegeben wird. Diese arbeiten zusammen, um das ursprüngliche Audiofrequenzeingangssignal nachzubilden.
Mit Bezug auf die 19 wird eine bevorzugte Implementierung des Sendeabschnitts 10 des Übertragungssystems der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie schematisch in der 10 gezeigt, sind die TVM-Impulsgeneratorschaltung 20 und ein Abschnitt der Schleifentreiberschaltung 22 vorzugsweise in einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungs-("IC")-Chip integriert. (Der Abschnitt der Schleifentreiberschaltung 22, welcher den Übertrager 92 bildet, der optional eingesetzt wird, wenn der Ansteuerstrom der Schleife ausreichend hoch ist, um eine Isolierung bezüglich des IC 210 zu benötigen, wird gewöhnlich nicht mit der IC-Herstellung kompatibel sein.)
Der monolithische IC 210 setzt, wie in der 19 gezeigt, einen Audioeingangskontakt 212 ein, welcher das Audioeingangssignal von einer externen Audiosignalquelle empfängt. Der IC 210 weist ferner einen positiven und einen negativen (Masse) Spannungskontakt 214 bzw. 216 und Ausgangskontakte 218 und 220 zur Kopplung an den Übertrager 92 auf. Für kleinere Größen einer Übertragungsschleife 14 können der monolithische IC 210 und die Schleife 14, wie ferner in der 19 gezeigt, zusammen auf einer Platine 222 befestigt sein. Die Übertragungsschleife 14 kann beispielsweise eine Dickschichtleiterschleife sein, die auf die Platine gegossen und mit dem Ausgangsabschnitt des Übertragers 92 verbunden ist. Hierdurch kann folglich ein sehr kompakter und einfach gefertigter Übertragungsabschnitt 10 bereitgestellt werden.
Das Vorsehen der wichtigen elektrischen Komponenten des Übertragungsabschnitts 10 in einem einzigen monolithischen IC 210 ist insbesondere mit signifikanten Kostenvorteilen gegenüber herkömmlichen Funkkommunikationssystemen verbunden. Diese herkömmlichen Systeme sind aufgrund verschiedener Komponenten, die nicht in solch einer Schaltung implementiert werden können, nicht mit einer einzigen monolithischen IC-Übertragungsschaltung kompatibel gewesen. Dies versieht das Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung folglich mit einem signifikanten Kosten- und Raumvorteil gegenüber den herkömmlichen Systemen.
Mit Bezug auf die 20 wird eine bevorzugte Implementierung des Empfangsabschnitts des Übertragungssystems der vorliegenden Erfindung gezeigt, die ebenso einen einzigen monolithischen IC 224 für den Empfangsabschnitt 12 einsetzt. Der monolithische IC 224 weist vorzugsweise, wie in 20 gezeigt, die Detektor-/Demodulationsschaltung 26 und optional die Audiotreiberschaltung 28 in einer einzigen kompakten Chipkonfiguration auf. Der Chip 224 weist einen ersten und einen zweiten Kontakt 226, 228 zur Kopplung an die Empfangsschleife 16 und Kontakte 230, 232 mit einer positiven (+) bzw. negativen (Masse) Spannung auf. Die Verbindung des monolithischen IC 224 mit der Empfangsschleife 16 kann vorzugsweise durch DC-Blockkondensatoren 234 und 236 erzielt werden, die als an dem IC 224 "hängende" Komponenten auf gebaut sind. Ferner ist ein Kontakt zur Kopplung an einen externen Lautsprecher oder eine andere Audiosignalausgabevorrichtung vorgesehen. Für Anwendungen, bei denen eine geeignet kompakte Empfangsschleife oder -Spule 16 eingesetzt wird, können der monolithische IC 224 und die Empfangsschleife 16 zusammen auf einer Platine 240 befestigt werden, wodurch eine sehr kompakte und einfach herzustellende Implementierung des Empfangsabschnitts 12 bereitgestellt wird.
Die monolithischen Modulator- und Demodulator-ICs 210 bzw. 224 weisen vorzugsweise so wenig wie möglich externe oder "hängende" Komponenten auf. Die magnetischen Elemente 14, 16 und Audiowandler, wie beispielsweise Mikrophone, Hörgeräte und Lautsprecher, müssen hängende Komponenten sein. Weitere solch hängende Komponenten können grobe DC-Blockkondensatoren und externe Widerstände und Kondensatoren zum Einstellen von Parameterniveaus sein.
Mit Bezug auf die 21 und 22 werden zwei veranschaulichende Implementierungen des magnetisch gekoppelten drahtlosen Nahbereichsübertragungssystems nach der vorliegenden Erfindung gezeigt.
Genauer gesagt wird in 21 das System nach der vorliegenden Erfindung in einer Implementierung veranschaulicht, die ein um den Hals getragenes magnetisches Übertragungselement 14 in der Form einer einfachen Schleife aufweist, welches die TVM-Übertragungspulse von einer in der Tasche oder am Gürtel getragenen Transmittereinheit 170 empfängt. Die kompakte Transmittereinheit 170 umfasst den Übertragungsabschnitt 10 des in 1 veranschaulichten drahtlosen Nahbereichsübertragungssystems, der eine tragbare Batteriestromquelle und einen Sender/Empfänger aufweist, der für die spezielle Anwendung angepasst ist. Beispielsweise kann in dem Fall einer Anwendung zur Unterstützung des Hörens die Übertragungseinheit 170 einen HF-Empfänger aufweisen, um Audiosignale eines von einem Instrukteur bzw. Trainer gehaltenen Mikrophons zu empfangen, die durch ein herkömmliches HF-Übertragungssystem übermittelt werden. Alternativ kann der Transmitter 170 einen Transducer bzw. Signalwandler wie ein herkömmliches Mikrophon aufweisen, um externe Geräusche aufzunehmen und sie für die Übertragung über die um den Hals getragene Schleife bzw. Schleifenantenne zu verstärken.
Der Empfängerabschnitt 12 des Kommunikationssystems ist zudem in einer kompakten Empfangseinheit 172 aufgebaut. Wie in 21 veranschaulicht kann die Empfängereinheit 172 als eine hinter dem Ohr angebrachte (behind the ear, BTE) oder eine im Ohr befindliche (in the ear, ITE) Hörhilfe oder als ein Headset aufgebaut sein, das dazu angepasst ist, vom Nutzer getragen zu werden. Aufgrund des vorstehend erörterten geringen Stromverbrauchs und der guten Rauschauflösungs- bzw. -unterdrückungsmöglichkeiten kann die Empfangseinheit leicht an eine kleine Batteriestromquelle angepasst werden, während sie gleichzeitig eine gute Audioqualität für den Nutzer bereitstellt.
Mit Bezug auf 2 wird eine alternative Ausführungsform bereitgestellt, in welcher das magnetische Übertragungselement 14 in einem Bereich, beispielsweise einem Teil eines umschlossenen Raums wie eines Hörsaals, aufgebaut ist, wo einer oder mehrere Nutzer, welche Empfangseinheiten tragen, das übertragene Audiofrequenzsignal aufnehmen können. wie veranschaulicht kann das magnetische Übertragungselement 14 eine Schleife mit großem Durchmesser sein, die den Bereich, wie einen Raum oder einen Teil davon, umgibt, so dass eine gute magnetische Kopplung zwischen dem magnetischen Übertragungselement und dem magnetischen Empfangselement geschaffen wird. Wie weiter veranschaulicht, kann die Empfangseinheit in Form eines Kopfhörers bzw. Headsets 174 ausgeführt sein. Alternativ kann die Empfangseinheit vom Typ einer der BTE- oder ITE-Hörhilfen sein, die vorstehend mit Bezug auf 21 beschrieben wurden. Das magnetische Übertragungselement 14 kann auch in einer elektronischen Hülle oder einem Abschnitt des Bodens, der Wände oder sogar in einem Tisch oder einem ähnlichen Möbelstück eingebaut sein, wobei die spezifische Konfiguration des magnetischen Elements für die spezielle Anwendung angepasst ist. Beispielsweise kann in dem Fall eines Systems, das zur Übertragung an mehrere Nutzer um einen Konferenztisch vorgesehen ist, das magnetische Übertragungselement eine Schleife sein, die unter der oder in der Tischoberfläche aufgebaut ist, was zu einer guten magnetischen Kopplung zwischen den magnetischen Übertragungselementen und einer Vielzahl von Empfangseinheiten führt.
Während das magnetische Element 14 in 22 als eine einzelne Schleife veranschaulicht ist, ist es verständlich, dass mehrere Schleifen verwendbar sind. Außerdem kann ein magnetisches Element mit einer komplizierteren Geometrie verwendet werden. Beispielsweise kann ein einzelnes magnetisches Element, das in der Geometrie einer Zahl „8" vorliegt, eine stärkere Gerichtetheit des Kopplungsfelds für die magnetischen Elemente bereitstellen. Alternativ kann ein Array von unabhängig voneinander betriebenen magnetischen Elementen vorgesehen sein, um eine gute Kopplung in allen Abschnitten eines großen umschlossenen Bereichs wie eines Hörsaals sicherzustellen.
Es wird daher erkannt werden, dass ein großer Bereich von Geometrien und Dimensionen von magnetischen Elementen verwendbar ist, der von Bruchteilen eines Zolls bzw. Zen timeters bis zu 100 oder mehr Metern im Durchmesser reicht.
In Anbetracht des Vorstehenden wird erkannt werden, dass das drahtlose Nahbereichskommunikationssystem nach der vorliegenden Erfindung signifikante Vorteile gegenüber derzeit erhältlichen alternativen Ansätzen aufweist. Insbesondere eliminiert das zeitvariabel modulierte Pulsübertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung im Verleich mit einem induktiv gekoppelten Basisbandsystem die starke Abhängigkeit des empfangenen Signals von der Orientierung oder dem Abstand des empfangenden magnetischen Elements von der sendenden Schleife. Außerdem wird auch das Signal-Rauschverhältnis im Wesentlichen nicht von dem Abstand und der Orientierung zwischen den zwei Schleifen beeinflusst. Dagegen kann in einem Basisbandsystem beispielsweise bei einem am Kopf getragenen System ein einfaches Drehen des Kopfs des Hörers eine deutliche Verschiebung des Rauschpegels und der Lautstärke des Audiosignals verursachen. Erhöhen des Abstands zwischen dem Empfänger und dem Transmitter bzw. Sender verringert ebenfalls die Lautstärke des Audiosignals.
Dieser Vorteil des Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung gegenüber einem Basisbandsystem wird in 23 veranschaulicht, welche die Auswirkungen des Abstands auf ein Signal-Rauschverhältnis für ein erfindungsgemäßes TVM-Übertragungssystem und für ein typisches Basisbandsystem zeigt. Es wird aus 23 erkennbar, dass das System nach der vorliegenden Erfindung ein relativ konstantes Signal-Rausch-Verhältnis über den Abstand beibehält. Dagegen hat ein Basisbandsystem ein Signal-Rausch-Verhältnis, das sich mit Erhöhung des Abstands sofort verschlechtert.
Wie vorstehend erwähnt erzeugt eine Anzahl von herkömmlichen elektrischen Geräten eine Interferenz im Bereich von 3 mG. Um ein nutzbares Signal-Rausch-Verhältnis zu erhalten, muss ein Basisbandsystem über dem elektrischen Feldrauschen arbeiten, in diesem Fall über 3 mG, weil ein Betrieb unter 3 mG zu einer Erhöhung des Rauschens führen würde. Mit TVM ist es möglich, die Vorteile von Signalpegeln bei oder unter dem Pegel der elektrischen Störungen bei 3 mG zu nutzen, indem ein empfindlicherer TVM-Empfänger gebaut wird.
Dies kann weiter anhand eines spezifischen quantitativen Vergleichs von Signal-Rausch-Verhältnissen (S/N-Verhältnissen) bei verschiedenen Abständen wie in den Tabellen 3 und 4 gezeigt verdeutlicht werden. Die Messungen wurden mit einem Schleifenstrom von 4,6 mA bei 10 V durchgeführt. Die verwendete Modulationstechnik war symmetrische Modulation. Die Geometrie ist dieselbe wie in 3 veranschaulicht. In Tabelle 4 wird außerdem ein quantitativer Vergleich der Bandbreite gezeigt.
TABELLE 3
TABELLE 4
Weiterhin kann im System der vorliegenden Erfindung ein Signal mit einem breiten Dynamikbereich mit niedriger Leistung und guter Rauschimmunität übertragen werden. Beispielsweise ist in 24B im Gegensatz zu dem in 24A gezeigten Signal ein feststehendes 20 dB-Impulsfolgesignal ausreichend, um es zu ermöglichen, ein Audiosignal mit einem Dynamikbereich von 60 dB oder mehr zu übertragen. In diesem Fall beeinflusst ein Übertragungsverlust, der zwischen 0 dB und 60 dB liegt, weder den Ausgabepegel noch das Signalrauschverhältnis.
Zusätzlich weist das Kommunikationssystem nach der vorliegenden Erfindung wesentliche Vorteile bezüglich der Frequenzantwort gegenüber dem Basisband auf, wie in den 25 und 26 gezeigt.
Genauergesagt liefert das System nach der vorliegenden Erfindung wie in 25 gezeigt eine breite Bandbreite. Diese breite Bandbreite schafft weit bessere Verständlichkeit – ein hochgradig notwendiger Faktor für Anwendungen zur Unterstützung des Hörens.
Wie in 26 gezeigt weist das Basisband eine vergleichsweise enge Bandbreite auf. Genauergesagt weisen Basisbandsysteme (1) eine Einschränkung für niedrige Fre quenzen aufgrund von dϕ/dt auf, das mit abnehmender Frequenz abnimmt. Eine zweite Einschränkung (2) ist ein Hochfrequenz-Roll-Off aufgrund von Induktion in den magnetischen Koppelelementen. Eine weitere Beschränkung (3) ist vorhanden, weil eine Vergleichmäßigung bzw. eine Behandlung durch einen Equalizer bzw. Entzerrer benötigt wird, um die Antwort für einen akzeptablen Betrieb zu glätten.
Wie in 26 gezeigt weist das TVM-System der vorliegenden Erfindung anderseits keine Einschränkung für niedrige Frequenzen auf und weist (4) eine Frequenzantwort bis zum Gleichstrom (DC) auf. Ein Hochfrequenz-Roll-Off (5) ist aufgrund der Filterantwort der Integratorschaltung (in einer symmetrisch modulierenden Ausführungsform) vorhanden, beeinflusst jedoch die Leistung nicht wesentlich.
Außerdem schafft das magnetisch gekoppelte System nach der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu Hochfrequenz bzw. RF-Systemen sowohl niedrigere Leistung als auch niedrigere Kosten zusätzlich zur Vermeidung der Anforderungen für die FCC-Zertifizierung in praktischen Anwendungen.
Ein Blockschaubild der bevorzugten Ausführungsform eines kabellosen Headsetsystems wird in 27 gezeigt. Das System weist eine Basisstation 300 und ein kabelloses Headset 400 auf. Die TVM-Pulse werden erzeugt, indem ein externes Audioeingabesignal 302 mit einer Taktquelle moduliert werden, die durch einen magnetischen TVM-Sender 304 bereitgestellt wird, der von der selben Form wie der Sender 10 sein kann, der in 1 gezeigt ist. Ein Leistungsverstärker in dem Sender bzw. Transmitter 304 treibt eine Spule oder Schleife 306 mit den TVM-Pulsen an, wodurch ein gepulstes Magnetfeld erzeugt wird. Eine Spule 402 in dem Kopfhörer 400 erfasst das gepulste Magnetfeld. Die Pulse werden von dem magnetischen TVM-Empfänger 404 verstärkt, der von der selben Form wie der Empfänger 12 in 1 sein kann, und ein Signal, welches der externen Audioeingabe 302 entspricht, wird aus dem erfassten magnetischem Feld zurückgewonnen und einem Lautsprecher 406 in dem Headset bzw. Kopfhörer 400 bereitgestellt.
Ein TVM-Überträger 410 in dem Kopfhörer bzw. Headset moduliert ein Audiosignal, das von dem Mikrophon 408 des Headsets empfangen wird, mittels TVM und überträgt es über die Antenne oder Lichtquelle 412, zurück an die Basisstation 300. Der Transmitter kann einen Hochfrequenz (HF- bzw. RF für „radio frequency"), Infrarot- oder einen anderen geeigneten Transmitter aufweisen. Derzeit wird ein HF-Transmitter zur Verwendung im Headset 400 bevorzugt. Selbstverständlich wird der Fachmann erkennen, dass das Element 412 im Falle der Verwendung eines Hochfrequenz-Transmitters eine Antenne wäre, aber wenn ein Infrarot-Transmitter verwendet wird, Element 412 eine Infrarotlichtquelle wäre. Wenn an der Basisstation ein HF-Transmitter verwendet wird, wäre das Element 308 eine Hochfrequenzantenne, welche das HF-Signal empfängt und es einem TVM-Empfänger 310 bereitstellt, der einen HF-Empfänger im Inneren aufweist. Wenn Infrarot verwendet wird, um von dem Headset zu übertragen, würde das Element 308 natürlich einen Infrarotsensor umfassen und der TVM-Empfänger 310 würde im Inneren einen Infrarotempfänger enthalten. Der TVM-Empfänger 310 demoduliert das TVM-modulierte Signal in ein Signal, welches dem Audiosignal entspricht, dass von dem Headset-Mikrophon 408 abgeleitet wurde, und das sich ergebende Signal wird als das Audioausgabesignal 312 von der Basisstation bereitgestellt.
Die Basisstation 300 ist in 28 genauer gezeigt. Die Basisstation 300 enthält einen kompletten magneti schen Transmitter 304 und einen ausgewählten Empfänger 310. Wie vorstehend erläutert kann ein solcher Empfänger auf der Grundlage irgendeines geeigneten Übertragungsmodus basieren, ist jedoch bevorzugt ein HF-Empfänger. Die magnetische Übertragungsschaltung nimmt eine externe Audioeingabe 302 an und verarbeitet das Signal durch den Vorverstärker 318. Die Verstärkung oder die Lautstärke des Headset wird von der Basiseinheit durch die Audioverstärkungssteuerung 326 gesteuert. Ein Summenverstärker 328 summiert die Ausgabe 320 des Vorverstärkers 318 mit einem Pilotton 324, der mit dem TVM-Takt synchron ist.
Der Pilotton 324 ist ein Rechteckwellensignal außerhalb des hörbaren Bereichs, das man vom Zähler 322 zum Teilen durch n erhalten und mit der Ausgabe 320 des Vorverstärker 318 gemischt wird. Der Zähler 322 zum Teilen durch n empfängt als eine Eingabe das TVM-Taktsignal und gibt den Pilotton aus, der mit dem TVM-Takt synchron ist, aber eine unterschiedliche Frequenz aufweist. Der Pilotton 324 und das TVM-Taktsignal werden von dem Headset 400 erfasst und verwendet, um den Headset-Sender und die Stummschaltung des Headset-Lautsprechers zu steuern.
Insbesondere sind die Signale des TVM-Takts und des Pilottons miteinander synchron. Das TVM-Taktsignal ist ebenfalls ein Rechtecksignal, das ein Tastverhältnis von 50% aufweist. Wie nachstehend genauer beschrieben führt das Headset 400 einen Test durch, um festzustellen, ob beide Signale synchron und in der richtigen Abfolge vorliegen. Wenn die Signale nicht vorliegen, nicht synchron oder nicht in der geeigneten Abfolge sind, wird das Headset daran gehindert, sich auf das empfangene Signal einzustellen. wenn bestimmt wird, dass die Signale vorhanden, synchron und in der richtigen Abfolge empfangen worden sind, stellt sich das Headset auf das empfangene Signal ein. Dies eliminiert praktisch die Möglichkeit, dass sich das Headset auf ein falsches Signal oder eine andere Basisstationssignalquelle einstellt. Der TVM-Modulator 330 moduliert die kombinierten Audio- und Pilottonsignale mit dem TVM-Taktsignal, das zuvor unter Verwendung des Wellenformgenerators 316 geformt wird, welcher das Rechteckwellen-TVM-Signal formt, um ein Dreiecks- oder Rampensignal zu bilden, das für die Verwendung im TVM-Modulator 330 geeignet ist, wie vorstehend mit Bezug auf die 1 bis 26 diskutiert.
Das TVM-modulierte Signal wird dann der Schleifentreiberschaltung 332 bereitgestellt. Eine magnetische Schleifenantenne 334 empfängt das Signal von der Treiberschaltung 332 und erzeugt ein zugehöriges magnetische Feld, welches das TVM-Signal aufweist bzw. trägt.
Der Basisstationsempfänger weist eine HF-Antenne oder einen Infrarotsensor 336 auf, der das TVM-modulierte Signal von dem Transmitter 410 des Headset empfängt. Das TVM modulierte Signal wird von dem HF- oder Infrarotempfänger 338 erfasst und verstärkt. Das TVM-Signal wird unter Verwendung eines TVM-Trägerdetektors 340 erfasst. Ein Tiefpassfilter 344 filtert das TVM-Trägersignal aus und verarbeitet das von dem Headset-Mikrophon erhaltene Audiosignal. Der gefilterte TVM-Träger wird wiederhergestellt und mit dem TVM-Takt im TVM-Takt/Pilottonkomparator 348 verglichen, um zu bestimmen, ob die Signale synchron sind. wenn der Komparator 348, der eine Phasenverrieglungsschaltung sein kann, bestimmt, dass beide Signale synchron sind, wird dem Gate 350 ein Freigabesignal bereitgestellt, um eine Eingabe des Audioverstärkers 346 zu ermöglichen. Der Betrieb des Gates 350, das ein beliebiges geeignetes Gate wie ein logisches Gate oder ein steuerbarer Schalter ist, erlaubt es, dass der Pilotton dem Summenverstärker bereitgestellt und schließlich an das Headset 400 übertragen wird. Der Audioverstärker 346 ver stärkt das Audioausgabesignal für das verbundene Audiosystem und passt es daran an.
Die Schaltung 342 für die Erfassung niedriger Batteriespannungen kann eine Phasenverriegelungsschaltung aufweisen, welche die Verwendung eines modulierenden Taktgebersignal für das Headset mit einer festgelegten Frequenz erfasst, um Übertragungen vom Headset an die Basisstation zu modulieren. Wie nachstehend genauer beschrieben werden wird, bestimmt die Basisstation, dass die Schaltung 422 zur Erfassung der niedrigen Batteriespannung in dem Headset eine Situation niedriger Batteriespannung erfasst hat, wenn eine festgelegte Frequenz verwendet wird, um die Übertragungen von dem Headset an die Basisstation zu modulieren. Die Schaltung 342 zur Erfassung der niedrigen Batteriespannung in der Basisstation alarmiert dann den Benutzer, indem sie an der Basisstation einen Licht- oder Tonalarm bereitstellt, um anzuzeigen, dass es notwendig ist, die Batterien des Headset zu laden oder auszuwechseln.
Ein Blockschaubild der bevorzugten Ausführungsform des Headset wird in 29 gezeigt. Eine Magnetspule 402 erfasst das magnetische Feld, dass von der Schleife 334 erzeugt wird und das TVM-Signal aufweist. Der TVM-Magnetempfänger 404 im Headset weist eine Vorverstärker 414 auf, der das TVM-Signal von der Spule 402 verarbeitet und die Anstiegs- und Abfallzeiten der TVM-Pulse erfasst. Der Empfänger 404 rekonstruiert außerdem das TVM-Taktsignal von der Basisstation aus dem modulierten TVM-Signal und verwendet es als den Takt, um den HF- oder Infrarottransmitter 436 zu modulieren.
Das Headset 400 erfasst das TVM-Taktsignal unter Verwendung einer TVM-Taktregenerierungsschaltung 424. Wie ein Fachmann erkennen wird, ist es im modulierten TVM- Signal möglich, positive und negative Übergangssignale zu erfassen. Die erfassten Übergänge können verwendet werden, um eine Serie von Flipflops zu triggern. Das Triggern der Flipflops ist synchron mit den Übergängen des TVM-modulierten Signals von positiv zu negativ, wodurch das Rechteckwellentaktsignal regeneriert wird, das synchron mit dem ursprünglichem TVM-Takt in der Basisstation ist. Das regenerierte Rechteckwellensignal weist bevorzugt eine Frequenz auf, die halb so hoch wie das TVM-Taktsignal in der Basisstation ist. Dieses Rechteckwellensignal ist in der Wellenformschaltung 428 so geformt, dass ein Triangel- oder Rampensignal wie im Stand der Technik bekannt erzeugt wird. Die Ausgabe der Wellenformschaltung 428 wird dann verwendet, um die Ausgabe des Vorverstärker 432 zu modulieren. Obwohl die Frequenz des regenerierten Signals bevorzugt halb so groß wie die des ursprünglichen TVM-Taktsignals ist, kann es noch die im Headset notwendige Modulation durchzuführen.
Die TVM-Taktregenerierungsschaltung 424 weist als eine Eingabe die Ausgabe der Erfassungsschaltung 422 für niedrigen Batteriestand auf. Wie ein Fachmann erkennen wird, kann die Erfassungsschaltung für niedrige Batterie eine Sperrschaltung aufweisen, die von Niedrig auf Hoch oder von Hoch auf Niedrig geht, wenn die Batteriespannung unter einem vorab bestimmten Pegel fällt. Die Batterie 420 kann aus einer Alkaline-, Lithium, Nickel-Cadmium-, Nickelmetallhydrid- oder einer anderen geeigneten Batterie bestehen, die bevorzugt eine Betriebsspannung zwischen 1 und 9 Volt aufweist. Die TVM-Taktregenerierungsschaltung 424 antwortet auf das Signal des niedrigen Batteriepegels, indem sie die Frequenz des regenerierten Taktsignals durch einen vorab bestimmten Wert teilt, der bevorzugt 2 ist. Eine solche Teilung kann leicht erzielt werden, indem eine Serie von Sperren bzw. Auffangregistern verwendet wird, die als Antwort auf das Signal nied rigen Batteriepegels eingeschaltet werden. Die Frequenzänderung wird von der Schaltung 342 zur Erfassung und Anzeige der niedrigen Batteriespannung erfasst. Obwohl die Frequenz des Taktsignals wieder halbiert worden ist (so dass sie folglich ein Viertel der ursprünglichen Frequenz ist), ist das typische TVM-Taktsignal im Bereich von 150 kHz. Ein Viertel des ursprünglichen TVM-Taktsignals oder 37,5 kHz ist noch immer mehr als ausreichend, um mit den Modulationsanforderungen des Headset 400 zurechtzukommen.
Der Audioprozessor 416 regeneriert das Audioeingangssignal 302 der Basisstation und treibt den Lautsprecher 406 des Headset an. Die vom Träger des Headsets geäußerten hörbaren Töne des Audiosignals werden vom Mikrophon 430 erfasst und ein zugehöriges Audiosignal wird dem Vorverstärker 432 bereitgestellt, der einen Audio- oder Mikrophonkompressor aufweisen kann. Der TVM-Modulator 434 empfängt die Ausgabe des Vorverstärkers 432 und verwendet das regenerierte TVM-Taktsignal, um das vorverstärkte Audiosignal zeitvariabel (Time Variant Modulate, TVM) zu modulieren. Der HF- oder Infrarottransmitter 436 empfängt dann das TVM-modulierte Audiosignal vom Modulator 434.
Bevor es dem Transmitter 436 ermöglicht wird, das TVM-modulierte Audiosignal zu übertragen, vergleicht eine Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426, die einen Bandpassfilter, der auf die Frequenz des Pilottons abgestimmt ist, sowie einige logische Steuerschaltkreise aufweisen kann, den regenerierten TVM-Takt mit dem Pilottonsignal, um zu bestimmen, dass die Signale vorhanden, synchron und in der geeigneten Abfolge empfangen worden sind. Wenn der Transmitter 436 von der Pilotonerfassung-/Verriegelungsschaltung 426 eingeschaltet ist, wird der Transmitter 436 in Übereinstimmung mit einer TVM-Modulation betrieben, die vom TVM-Modulator 434 empfangen wird. Die Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426 steu ert außerdem das Rauschunterdrückungsgate 418, wie nachstehend genauer beschrieben. Die HF-Antenne oder Infrarotlichtquelle 412 überträgt das TVM modulierte Signal an die Basisstation (27).
Das Regenerieren des TVM-Taktsignals, das ursprünglich verwendet wurde, um das TVM-modulierte Signal zu modulieren, das von der Basisstation an das Headset übertragen wurde, eliminiert die Notwendigkeit für eine zusätzliches Taktsignalschaltung im Headset. Zusätzlich ist die vorliegende Erfindung dazu fähig, den Nutzer über den Kommunikationskanal zwischen dem Headset und der Basis eine bessere Privatsphäre bereitzustellen, weil das TVM-Taktsignal, das im Headset zurückgewonnen wird, mit dem TVM-Takt-Signal in der Basisstation synchron ist. Das heißt, der Vergleich des TVM-Taktsignals, das verwendet wurde, um Übertragungen von dem Headset zu modulieren, mit dem TVM-Takt in der Basisstation kann verwendet werden, um die Integrität der Signale sicherzustellen, die zwischen dem Headset und der Basisstation übertragen werden.
Im Normalbetrieb erzeugt der magnetische TVM-Transmitter 304 in der Basisstation 300 eine Magnetfeld, das eine Größe aufweist, die durch die Übertragungsleistung des Transmitters 304 und den Aufbau der Schleife 306 bestimmt sind. Die Erzeugung eines solchen Magnetfelds wird vorstehend in Verbindung mit 3 diskutiert. Das Headset 400, das einen TVM-Magnetempfänger 404 und eine Spule 402 aufweist, wird einen Betriebsbereich aufweisen, der durch die Empfindlichkeit des Empfängers 404 und der Spule 402 ebenso wie durch die Größe des Magnetfeldes definiert ist, das von der Basisstation 300 erzeugt wird. Das magnetische Feld wird durch das TVM-Taktsignal moduliert. Die Schleife 402 und der Empfänger 404 in dem Headset 400 fühlen die Modulation des Magnetfeld und er zeugen ein zugehöriges empfangenes Signal, dass einer Demodulation unterzogen werden kann, um das regenerierte Taktsignal wie vorstehend diskutiert ebenso wie jegliche Information wie eine Audioinformation zurückzugewinnen, die durch das TVM-Taktsignal in der Basisstation 300 moduliert wurde.
Das Zeitablaufdiagramm der 30 veranschaulicht das TVM-Träger- oder Taktsignal, das in dem Headset mit Bezug auf den erfassten Pilotton rekonstruiert wird. Wie deutlich in der Figur zu sehen ist, sind die zwei Signale synchron. Die in 31 gezeigte logische Verriegelungstabelle veranschaulicht den Handshake-Betrieb, der zwischen der Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426 des Headsets und der Basisstation 300 auftritt. Anstatt eine Wahrheitstabelle wiederzugeben, die herkömmlich in Schemata Boole'scher Logik zu finden ist, drückt die Tabelle in 31 in geeigneterer Weise die Zustandsübergänge der Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426 aus, wenn die Abfolge des Handshakes mit der Basis beginnt.
Um die Tabelle in 31 zu verstehen, muss man verstehen, dass vor dem Eintritt in den Betriebsbereich einer Basisstation ein Headset dauernd in einem Standby-Betrieb ist, wobei keine TVM-Takt- oder Pilottonerfassung aufritt (d.h., ein "0,0" – Zustand). Wenn nach dem ursprünglichem Eintritt eines Headsets 400 in dem Betriebsbereich einer Basisstation 300 das Headset sowohl den TVM-Takt als auch den Pilotton erfasst, d.h., eine "1,1" – Bedingung, bestimmt die Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426, dass ein anderes Headset innerhalb des magnetischen Felds verwendet werden kann. Die Verriegelungsschaltung 426 wird es dem Headset nicht erlauben, aus einem "0,0" – Zustand in einen "1,1" – Zustand zu wechseln. Daher wird in diesem Fall, in dem ein "1,1" – Zustand sofort erfasst wird, die Verriegelungsschaltung 426 den Lautsprecher 406 oder den HF-Transmitter 436 nicht in Betrieb setzten, und das Headset wird in einem Standby-Betrieb verbleiben.
Wenn die von dem Headset 400 erfasste erste Bedingung ein TVM-Takt und kein Pilotton ist, (d.h. eine "1,0" – Bedingung), erlaubt die Verriegelungsschaltung 426 dem Headset, aus dem "0,0" – Zustand in den "1,0" – Zustand zu wechseln und das Headset "verriegelt sich an" dem TVM-Taktsignal oder "loggt ein". Das heißt, die Verriegelungsschaltung 426 schaltet den Transmitter 436 und den Lautsprecher 406 ein. Der Transmitter beginnt sofort mit Übertragungen unter Verwendung des TVM-Signal (selbst ohne ein Audiosignal).
Nachdem die Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426 in den "1,0" – Zustand eingetreten ist, wird sie für einen vorab bestimmten Zeitabschnitt, der entweder durch eine Zählerschaltung in der Pilottonerfassungs-/ Verriegelungsschaltung 426 oder durch eine getrennte Ausschaltschaltung 438 bestimmt wird, in diesem Zustand bleiben. Die logische Ausschaltschaltung 438 kann einfach einen Zähler aufweisen, der eingeschaltet wird, wenn das TVM-Taktsignal vorliegt und der Pilotton nicht, und ausgeschaltet wird, wenn beide vorliegen. Das System wartet eine vorab bestimmte Zeit auf den Pilotton und wenn der Ton nicht empfangen wird, wird bestimmt, dass ein Problem aufgetreten ist und das Headset geht in einen Standby-Zustand.
Wie vorstehend beschrieben wird die Pilottonübertragung von der Basisstation 300 nur eingeschaltet, wenn das erfasste TVM-Signal, dass von dem Headset 400 empfangen wird, (nachdem der Transmitter nach dem Eintreten in den "1,0" – Zustand eingeschaltet wurde) synchron mit dem TVM- Takt der Basisstation ist. Wenn ein positiver Vergleich durchgeführt wurde, überträgt. die Basisstation 300 den Pilotton an das Headset 400.
Die Pilottonerfassungs-/Verriegelungsschaltung 426 wird nur dann einen Übergang in den "1,1" – Zustand ohne Abschalten der Sendung vom Headset durchführen, wenn der vorherige Zustand "1,0" war. Wenn daher die Verriegelungsschaltung den TVM-Takt ohne Pilotton empfängt, überträgt der Transmitter an die Basis und die Verriegelungsschaltung 426 wartet eine Zeit lang darauf, dass die Basisstation das Vorhandensein des Headsets in dem Bereich anerkennt, indem ein Pilotton bereitgestellt wird. Wenn der Pilotton wie vorstehend erörtert von der Basis gesendet wird, tritt die Verriegelungsschaltung nun in den "1,1" – Zustand ein. An diesem Punkt loggt sich die Verriegelungsschaltung permanent auf das TVM-Signal ein, und das Headset ist in konstanter Verbindung mit der Basis, bis entweder das TVM-Signal verloren wird oder der Pilotton verloren geht.
Wenn das Headset nicht das TVM-Signal in einem empfangenen Signal erfasst, oder wenn das TVM-Taktsignal während der Verbindung zu irgend einer Zeit ausfällt, wird das Heatset "ausgeloggt", d.h. der Lausprecher 406 wird nicht eingeschaltet und der Sender 436 wird ausgeschaltet: Dies entspricht der "0,X" – Bedingung der 31. Eine solche Bedingung würde beispielsweise auftreten, wenn der Träger des Headsets aus dem Bereich der Basisstation weggeht. In dieser Situation tritt das Headset automatisch in einer energiesparenden Standby-Modus ein, weil der Transmitter 436 und der Lautsprecher 406 automatisch abgeschaltet werden, wodurch die Nutzungsdauer der Batterien des Headset verlängert wird. Diese selbe Bedingung tritt ein, wenn das Headset in dem Bereich einer Ba sisstation eintritt, aber sofort das Vorhandensein sowohl des TVM-Takts als auch des Pilottons erfasst.
An der Basisstation wird der wiederaufgebaute TVM-Takt, der verwendet wird, um den HF-Transmitter zu modulieren, von der Basisstation erfasst und mit dem TVM-Takt verglichen, der von dem TVM-Takterzeuger 314 erzeugt wird. Wenn die zwei Takte synchron sind, erlaubt es die Pilotton-/TVM-Taktvergleichsschaltung 348, dass der Pilotton der Basisstation erzeugt wird und überträgt ihn zurück zum Headset 400. Eine Timeout-Schaltung 438 für das Headset wird den Transmitter 436 ausschalten, wenn dieses Signal nicht innerhalb eines vernünftigen Zeitabschnitts gesendet wird. Der Transmitter 436 wird in dem eingeschalteten Zustand verriegelt, wenn der Pilotton empfangen wird, und wird solange verriegelt bleiben, wie der wiedergewonnene TVM-Takt und der Pilotton vorhanden sind. Diese Bedingung verhindert, dass ein anderer Nutzer ein Basisstationssignal stört oder an einem Basisstationssignal einloggt, dass verwendet wird.
Das vorstehend diskutierte kabellose Headsetsystem bietet signifikante Vorteile gegenüber kabellosen Headsetsystemen aus dem Stand der Technik. Die vorliegende Erfindung weist signifikant niedrigere Leistungsanforderungen als kabellose Headsetsysteme aus dem Stand der Technik auf, weil sie dazu fähig ist, den magnetischen TVM-Empfänger im Headset mit einer Rückübertragungsverbindung an die Basisstation in einem anderen Übertragungsmodus wie HF oder Infrarot zu verbinden. Beispielsweise nimmt der nachstehende Vergleich von Leistungsanforderungen des kabellosen TVM-(HF) Headsetsystems nach der vorliegenden Erfindung mit kabellosen Headsetsystemen aus der Stand der Technik einen normalen Gebrauch des Headsets an:
Headsetübertragungsleistung für einen Bereich von 6' mit einem S/R von 50 db:
Die Headset-Empfangsleistung für einen Bereich von 6' mit einem S/R von 50 dB (inkl. der Lautsprecherleistung):
Gesamtstrom des Headsets für einen Bereich von 6' mit einem S/R von 50 dB:

Strom (mA)

HF (FM): 11 mA

Infrarot: 31,5 mA

Magnetisch: 151,5 mA

TVM (magnetisch/HF) 3,0 mA
Wie aus dem vorstehenden Vergleich der Stromanforderungen zu erkennen ist, benötigt ein magnetischer TVM-Empfänger mit einem HF-Transmitter weniger als ein Drittel der Leistung des besten Headsetsystems (Zwei-Wege HF) aus dem Stand der Technik, das einen einzelnen Modus (HF) zum Übertragen und Empfangen verwendet.
Zusätzlich zu der vorstehenden Leistungsübersicht bzw. -statistik ermöglicht der automatische Standby-Modus des Headsets, wenn kein TVM-Takt erfasst wird, oder wenn sowohl der TVM-Takt als auch der Pilotton sofort erfasst werden, sobald man in dem Bereich einer Basisstation eintritt, erlaubt es die vorliegende Erfindung, die Lebensdauer der Batteriestromversorgung zu verlängern. Zusammen mit dem bereits niedrigen Stromverbrauch des Headsets ist die Batterielebensdauer des kabellosen Headsets nach der vorliegenden Erfindung derjenigen herkömmlicher kabellosen Headsets weit überlegen.
Beispielsweise weist ein kabelloses Standardheadset mit Zwei-Weg HF, das mit einer Stromausgabe von 35 mA arbeitet, eine geschätzte Batterielebensdauer von 2 Stunden auf. Die vorliegende Erfindung, die wie in den Zeichnungen gezeigt mit einem HF-Transmitter arbeitet, weist einen Standardstromausgabepegel von 5 mA auf und arbeitet ungefähr 18 Stunden.
Die vorliegende Erfindung weist mehrere Vorteile gegenüber kabellosen Headsets aus dem Stand der Technik auf. Im Vergleich mit kabellosen Zwei-Wege HF-Headsets kann das kabellose Headset der vorliegenden Erfindung i) zu niedrigeren Kosten bereitgestellt sein, ii) weniger Strom verbrauchen, iii) keiner Kanalisierung bedürfen, iv) weniger anfällig auf Störungen sein, v) so gesteuert werden, dass es nur in einer speziell definierten Zone betreibbar ist, und vi) aufgrund der Möglichkeit, die Größe der Headseteinheit durch Verwendung kleinerer Batterien zu verringern, ergonomisch gefälliger sein. Weiterhin weisen die TVM-Transmitter und Empfängerkomponenten des kabellosen Headsets der vorliegenden Erfindung eine Schaltungsdichte auf, die niedriger als jene kabelloser Headsets aus dem Stand der Technik ist. Dies ermöglicht die Miniaturisierung unter Verwendung von integrierten Schaltungsimplementierungen für die meisten Schaltungskomponenten.
Im Vergleich mit zwei-Weg-Infrarot-Headsets kann das kabellose Headset nach der vorliegenden Erfindung: i) mit allen Arbeitsbedingungen zurechtkommen, ii) unempfindlich gegenüber Änderungen der Richtung zwischen dem Headset und der Basisstation sein, iii) nicht auf Sichtlinienverbindung angewiesen sein, iv) weniger Strom verbrauchen, v) gesteuert werden, um nur einer speziell definierten Zone zu arbeiten und vi) aufgrund der vorstehend mit Bezug auf HF erläuterten Gründe für bessere Ergonomie sorgen.
Im Vergleich mit Headsets, die eine magnetische Zwei-Wege Kopplung verwenden, i) ist das kabellose Headset nach der vorliegenden Erfindung nicht gegenüber Störungen von CRTs oder niedrigen Frequenzen empfindlich, ii) es weist eine breitere Bandbreite und ein besseres Signalrauschverhältnis auf, iii) es ist nicht gegenüber Änderungen der Feldstärke empfindlich, iv) es ist nicht gegenüber einer Bewegung und Orientierung des Headsets empfindlich und v) es kann so gesteuert werden, dass es nur in einer speziell definierten Zone arbeitet.
Zusätzlich zu den vorstehend beschriebenen Vorteilen wird der Fachmann erkennen, dass verschiedene Modifikationen und Zusätze für die vorliegende Erfindung durchgeführt werden können, ohne vom Geist und Gebietes der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es wird beabsichtigt, dass alle derartigen Modifikationen und/oder Hinzufügungen durch die beigefügten Ansprüche abgedeckt sind.
Während beispielsweise die vorliegende Erfindung als ein Kommunikationssystem zwischen einem Headset und einer Basisstation beschrieben wurde, wird der Fachmann erkennen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die Verwendung mit kabellosen Headsets beschränkt ist, sondern auch in einem kabellosen Handset für ein Telefon, Mikrophon oder einer anderen Kommunikationsvorrichtung verwendbar ist.
In Übereinstimmung damit wird es verständlich sein, dass das System nach der vorliegenden Erfindung ein hocheffizientes drahtloses Kommunikationssystem für den Nahbereich schafft, das einfach an eine Vielzahl von Anwendungen anpassbar ist, zu den sowohl Anwendungen gehören, die derzeit drahtlose Kommunikationstechniken verwenden, als auch Anwendungen, bei denen bisher typischerweise eine Kabelverbindung des Senders und Empfängers verwendet werden.

Claims

Zweiwege-Funkkommunikationssystem zur Übertragung von Audio-Signalen zwischen einem ersten Standort und einem zweiten Standort, wobei das System aufweist: – eine an dem ersten Standort angeordnete erste Übertragungseinrichtung zum Empfangen eines ersten Audio-Signals, wobei die erste Übertragungseinrichtung einen Generator für einen zeitvariablen Modulationstakt zur Erzeugung eines zeitvariablen Modulationstaktsignals, eine auf das zeitvariable Modulationstaktsignal reagierende Modulationseinrichtung zur zeitvariablen Modulation des ersten Audio-Signals, um ein zeitvariabel moduliertes erstes Audio-Signal zu erzeugen, und ein Magnetübertragungselement zur Übertragung des zeitvariabel modulierten ersten Audio-Signals aufweist; – eine an dem zweiten Standort angeordnete erste Empfangseinrichtung mit einem magnetisch an das Magnetübertragungselement gekoppelten Magnetempfangselement zum Empfangen und Demodulieren des zeitvariabel modulierten ersten Audio-Signals; – eine an dem zweiten Standort angeordnete zweite Übertragungseinrichtung zum Empfangen und Übertragen eines zweiten Audio-Signals, wobei die Übertragungseinrichtung einen HF-Sender und/oder einen Infrarot-Sender zur Übertragung des zweiten Audio-Signals aufweist; und – eine an dem ersten Standort angeordnete zweite Empfangseinrichtung mit einem HF-Empfänger und/oder einem Infrarot-Empfänger zum Empfangen des zweiten Audio-Signals, wobei – der erste und/oder der zweite Standort eine tragbare Kommunikationsvorrichtung umfasst.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Standort eine Basisstation und der zweite Standort einen Funkkopfhörer umfasst.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Standort eine Basisstation und der zweite Standort einen Funktelefonhörer umfasst.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem zur Übertragung von Audio-Signalen zwischen einem ersten Standort und einem zweiten Standort, wobei das System aufweist: – eine an dem ersten Standort angeordnete erste Übertragungseinrichtung zum Empfangen eines ersten Audio-Signals, wobei die erste Übertragungseinrichtung einen Generator für einen zeitvariablen Modulationstakt zur Erzeugung eines ersten zeitvariablen Modulationstaktsignals, eine auf das erste zeitvariable Modulationstaktsignal reagierende Modulationseinrichtung zur zeitvariablen Modulation des ersten Audio-Signals, um ein zeitvariabel moduliertes erstes Audio-Signal zu erzeugen, und ein Magnetübertragungselement zur Übertragung des zeitvariabel modulierten ersten Audio-Signals aufweist; – eine an dem zweiten Standort angeordnete erste Empfangseinrichtung mit einem magnetisch an das Magnetübertragungselement gekoppelten Magnetempfangselement zum Empfangen und Demodulieren des zeitvariabel modulierten ersten Audio-Signals; – eine an dem zweiten Standort angeordnete zweite Übertragungseinrichtung zum Empfangen eines zweiten Audio-Signals und zum zeitvariablen Modulieren des zweiten Audio-Signals, wobei die Übertragungseinrichtung einen HF-Sender und/oder einen Infrarot-Sender zur Übertra gung des zeitvariabel modulierten zweiten Audio-Signals aufweist; und – eine an dem ersten Standort angeordnete zweite Empfangseinrichtung mit einem HF-Empfänger und/oder einem Infrarot-Empfänger zum Empfangen und Demodulieren des zeitvariabel modulierten zweiten Audio-Signals, wobei – der erste Standort eine Basisstation und der zweite Standort einen tragbaren Funkkopfhörer umfasst.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Empfangseinrichtung aufweist – eine auf das empfangene modulierte erste Audio-Signal reagierende Rückgewinnungseinrichtung für einen zeitvariablen Modulationstakt zur Erzeugung eines zweiten zeitvariablen Taktsignals, wobei das zweite zeitvariable Taktsignal taktsynchron mit dem ersten zeitvariablen Taktsignal ist.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Übertragungseinrichtung ferner einen Pilotton-Generator zur Erzeugung und Übertragung eines Pilottons an die erste Empfangseinrichtung aufweist.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Empfangseinrichtung ferner einen Pilotton-Detektor zur Erfassung des von der Übertragungseinrichtung übertragenen Pilottons aufweist.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Pilotton-Detektor eine Einrichtung zum Vergleichen des erfassten Pilottons mit dem zweiten zeitvariablen Taktsignal aufweist, um zu bestimmen, ob der erfasste Pilotton und das zweite zeitvariable Taktsignal taktsynchron sind.
Zweiwege-Funkkommunikationssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Pilotton-Detektor eine auf wenigstens einen erfassten Pilotton reagierende Einrichtung zum Abschalten der zweiten Übertragungseinrichtung aufweist.