DE69534967T2

DE69534967T2 - Zellen-/satellitennachrichtensystem mit verbesserter frequenzwiederbenutzung

Info

Publication number: DE69534967T2
Application number: DE69534967T
Authority: DE
Inventors: W. Paul Pittsboro DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-01-11
Filing date: 1995-01-11
Publication date: 2006-12-28
Anticipated expiration: 2015-01-12
Also published as: CN1349310A; CN1349314A; EP0688482B1; CN1077367C; EP1659720A2; CA2157182A1; CN1345129A; BR9505640A; CN1349315A; US5631898A; EP0688482A1; JPH08510609A; AU1524595A; WO1995019078A1; MY114379A; FI954210A; DE69534967D1; CN1345130A; US5812947A; CN1124075A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Funkkommunikationssysteme mit erhöhter Kapazität. Das System kann eine Anzahl von beweglichen, Automobil-montierten oder Hand-Fernsprechapparaten umfassen, die entweder von festen, erdgebundenen Stationen oder von umlaufenden Satelliten oder von einer Kombination beider versorgt werden. Die Kapazität derartiger Systeme zur Versorgung einer großen Anzahl von Teilnehmern ist davon abhängig, wie viel des Funkspektrums dem Dienst zugewiesen ist und wie effizient es eingesetzt wird. Der Wirkungsgrad der spektralen Nutzung wird gemessen in Einheiten von gleichzeitigen Gesprächen (Erlang) pro Megahertz pro Quadratkilometer. Im Allgemeinen kann der spektrale Wirkungsgrad mehr verbessert werden durch Finden von Wegen zur sehr häufiger Wiederverwendung der verfügbaren Bandbreite als durch den Versuch, mehr Gespräche in die gleiche Bandbreite zu packen, da Verengung der Bandbreite im Allgemeinen in das Erfordernis resultiert, die räumliche Trennung zwischen Gesprächen zu erhöhen, wodurch der Gewinn bei der Kapazität zunichte gemacht wird. Daher ist es im Allgemeinen besser, die für jedes Gespräch verwendete Bandbreite zu erhöhen, so dass eine dichtere Frequenz-Wiederverwendung möglich ist.
Spreizspektrumskommunikationssysteme (z. B. CDMA-Systeme), die Signalbandbreiten unter Verwendung von stark redundanter Codierung erhöhen, so dass ein Signal selbst bei Störungen durch andere Nutzer gelesen werden kann, bieten einen hohen spektralen Wirkungsgrad. Bei Verwendung derartiger Systeme können mehrere Benutzer in der gleichen Zelle in der gleichen Bandbreite koexistieren und sich sowohl in der Frequenz als auch in der Zeit überlappen. Wenn Gleichfrequenzstörer in der gleichen Zelle toleriert werden können, können Gleichfrequenzstörer eine oder mehrere Zellen entfernt auch toleriert werden, da die Distanz ihren Störbeitrag verringern wird, so dass es möglich wäre, alle Frequenzen in allen Zellen wieder zu verwenden.
Es wird gesagt, dass Spreizspektrumssystemkapazität durch Eigenstörungen begrenzt ist, weil jedes unerwünschte Signal, das gleichzeitig mit dem gewünschten Signal und auf der gleichen Frequenz empfangen wird, eine Störkomponente beisteuert. Einige Systeme, wie beispielsweise Satellitenkommunikationssysteme, sind jedoch bereits durch natürliches Rauschen begrenzt, so dass der Breitband-Spreizspektrums-Ansatz dann nicht notwendigerweise die beste Technik zur Maximierung der Kapazität darstellt. Infolgedessen wäre es wünschenswert, das gesamte Spektrum in jeder benachbarten Zelle oder Region wieder zu verwenden, ohne den Eigenstörungs-Preis von Breitband-Spreizspektrum zu zahlen.
1 zeigt eine typische Anordnung eines Zellularfernsprechnetzes unter Verwendung von landgestützten Stationen. Diese Figur ist nur für derartige Netze erläuternd, beispielsweise sind Zellen nicht immer von einer derartig regelmäßigen Größe und Form, und als eine allgemeine Definition kann eine Zelle beschrieben werden als ein Bereich, der von einem distinkten Signal beleuchtet wird.
Zellen können von ihren geografischen Mitten beleuchtet werden, aber es kommt häufiger vor, dass ein Cluster von drei Zellen von einem gemeinsamen Standort an der Verbindungsstelle der drei Zellen beleuchtet wird, da die Immobilienkosten von Standorten eine wesentliche wirtschaftliche Überlegung darstellen. Die Antennencharakteristika für zentrale Beleuchtung einer Zelle wären im Allgemeinen ungerichtet im Azimut. Es kommt außerdem häufig vor, die Antennencharakteristik in der vertikalen Ebene einzuengen, um die Energie in Richtung von landgestützten Telefonen zu konzentrieren und Energieverschwendung himmelwärts zu vermeiden. Wenn die Sender und Antennen für drei Zellen aus Wirtschaftlichkeitsgründen an dem gleichen Standort zusammengefasst werden, müssen die Antennencharakteristika nur 120-Grad-Sektoren beleuchten, und der resultierende azimutale Richtverstärkungsfaktor kompensiert weitgehend die doppelte Distanz zur entfernten Seite der Zelle. Die Antennencharakteristik kann passend geformt werden, um eine Verstärkung bereitzustellen entsprechend dem maximalen Bereich, der in jeder Richtung, die bei +/– 60 Grad im Vergleich mit der Sektormitte halbiert ist, benötigt wird. Daher kann eine sektorierte Antennencharakteristik auf –12 dB bei +/– 60 Grad verengt werden, was eine Verstärkung in Sektormitte von etwa 8 bis 9 dB ergibt, um bei der Erreichung des maximalen Bereichs in dieser Richtung zu helfen.
Das US-AMPS-Zellularmobilfernsprechsystem, das zentrale Beleuchtung verwendet, verweigert die Wiederverwendung der gleichen Frequenz innerhalb eines 21-Zellen-Bereichs um eine gegebene Zelle. Dies wird bezeichnet als 21-Zellen-Frequenz-Wiederverwendungsmuster und resultiert darin, dass Gleichkanalstörungen etwa 18 dB unter einem erwünschten Signal liegen, wenn alle Kanäle gleichzeitig verwendet werden (gewöhnlich als maximale Last bezeichnet). Ein derartiges 21-Zellen-Wiederverwendungsmuster ist in 2 dargestellt. Bestimmte Wiederverwendungsmustergrößen wie 3, 4, 7 und Produkte davon (z. B. 9, 12, 21...) resultieren in Gleichkanalstörer, die gleich weit entfernt sind von dem erwünschten Signal und sich auf den Eckpunkten eines Hexagons befinden, getrennt durch eine Anzahl von Zellen gleich der Quadratwurzel des Mustergröße.
In der Praxis erfolgt die Beleuchtung von Standorten an der Verbindungsstelle von drei Zellen. Obwohl das Wiederverwendungsmuster ein 21-Zellen-Muster ist, kann es auch beschrieben werden als 7 Standorte, die jeweils ein 3-Frequenzen-Wiederverwendungsmuster um die drei 120-Grad-Sektoren haben. Die Signal/Gleichkanalstörabstand-Charakteristika, die aus dieser Form der Beleuchtung entstehen, sind nicht genau äquivalent zu den Charakteristika, die aus zentraler Beleuchtung resultieren (es kann aufgrund der Antennenrichtwirkung gezeigt werden, dass Störungen in Bezug auf ein bestimmtes Signal in erster Linie von zwei anderen Standorten, deren Antennen in die richtige Richtung feuern, entstehen und nicht von sechs gleich weit entfernten Zellen, die auf einer gemeinsamen Frequenz senden, wie es der Fall bei zentraler Beleuchtung wäre).
Das 3-Sektor-7-Standort-Verfahren der Beleuchtung wird manchmal als Sektorisierung bezeichnet, wodurch der fehlerhafte Eindruck entstehen kann, dass eine usprünglich größere Zelle durch Verwendung von Richtantennen in drei kleinere Zellen oder Sektoren aufgeteilt wurde. Dieser Eindruck ist jedoch ungenau, weil die Anordnung, die für die Beleuchtung von drei Zellen von dem gleichen Standort verwendet wird, lediglich eine wirtschaftliche Anordnung ist, die eigentlich geringfügige Nachteile gegenüber der zentralen Beleuchtung in Bezug auf technische Leistung aufweist, ihr ansonsten aber sehr ähnlich ist.
Zellenaufteilung ist ein vollständig anderes Konzept und stellt einen Weg dar zur Erzielung von mehr Kapazität pro Quadratkilometer, indem Basisstationen dichter auf dem Boden vorgesehen werden. Die Einführung von Zellenaufteilung in ein bereits bestehenden System erfordert gewöhnlich eine vollständige Neuerstellung des Frequenz-Wiederverwendungsplans, da es konventionell nicht möglich ist, eine Zelle einfach aufzuteilen, beispielsweise in drei Zellen, und die usprünglichen Frequenzen drei Mal wieder zu verwenden. Dies würde in drei neuen Zellen resultieren, die ohne räumliche Trenntung auf der gleichen Frequenz arbeiten, was ein Problem für ein Mobiltelefon an der Grenze zwischen zwei Zellen darstellen würde, wo es Signale gleicher Stärke (aber unterschiedlichen Inhalts) auf der gleichen Frequenz von beiden empfängt. Daher wäre es wünschenswert, eine Zelle in Sektoren aufzuteilen, in denen jeweils die gleichen Frequenzen ohne das oben beschriebene Störungsproblem verwendet werden.
Ähnliche Kapazitätsprobleme entstehen beim Entwurf eines Satellitenkommnunikationssystems zur Versorgung von mobilen oder Handtelefonen. An Handtelefonen sind ungerichtete Antennen durchschnittlicher Leistung alles, was in der Praxis der Hauptanteil der Verbraucher zu akzeptieren willens ist. Richtungsantennen, die auf den Satelliten ausgerichtet werden müssen, oder größere, unhandlichere Antennen finden kein Wohlwollen auf dem Markt, daher ist es erforderlich, dass der Satellit eine ausreichend hohe Signalstärke am Boden bereitstellt, um mit derartigen Vorrichtungen zu kommunizieren. Die von einem Satelliten am Boden empfangene Signalstärke wird gewöhnlich in Einheiten von Watt pro Quadratmeter oder dBW pro Quadratmeter auf einer logarithmischen Skala gemessen. Beispielsweise wird eine Flussdichte in der Größenordnung von –123 dBW pro Quadratmeter für Sprachkommunikation verwendet, um eine adäquate Verbindungsspanne für Mehrwegeschwund, Abschattung, Polarisationsfehlanpassung usw. unter Verwendung einer Abwärtsfrequenz von 2 GHz bereitzustellen. Die von dem Satelliten ausgestrahlte Gesamtzahl von Watt ist dann gleich dieser erforderlichen Flussdichte multipliziert mit dem Bereich der geografischen Region, die er beleuchtet. Um beispielsweise einen derartigen Sprachkanal irgendwo in den gesamten Vereinigten Staaten mit einem Gebiet von 9 Millionen Quadratkilometern bereitzustellen, ist eine gesamte abgestrahlte Leistung erforderlich von:
10^–12,3 × 9 × 10¹² = 4,5 Watt von dem Satelliten.
Ein Sprachkanal würde natürlich keine nützliche Kapazität bereitstellen. Fünf- bis zehntausend Erlang ist ein angemesseneres Ziel zur Versorgung der Vereinigten Staaten. Ein Weg zu Erhöhung der Kapazität würde sein, auch 4,5 Watt auf anderen Frequenzen zu erzeugen, von denen jede einen Sprachkanal führen würde; aber ein 45-kWatt-Satellit würde sehr groß und teuer zum Starten sein und wäre kein wirtschaftlicher Weg zum Bereitstellen einer Kapazität von 10000 Erlang. Es ist daher wirkungsvoller, bei Verwendung von 4,5 Watt Satelliten-HF-Leistung zur Erzeugung der Flussdichte vom Umfang eines Sprachkanals an allen Orden in den Vereinigten Staaten, Wege zu finden, die es zulassen, dass die Sprache, die von diesem Fluss getragen wird, an unterschiedlichen Orten unterschiedlich ist, wodurch viele verschiedene Gespräche ohne Verwendung von mehr Leistung oder Bandbreite unterstützt werden.
Die Fähigkeit eines Satelliten, die gleiche ausgestrahlte Flussdichte unterschiedlich in verschiedenen Richtungen zu modulieren, ist abhängig vom Winkelunterscheidungsvermögen, das von seiner Antennenöffnung bereitgestellt wird. Das Winkelunterscheidungsvermögen einer Antenne (in Radiant) lieb bei der Größenordnung des Verhältnisses der Wellenlänge zum Durchmesser der Antenne. Bei Verwendung einer beispielhaften Abwärtsfrequenz von 2 GHz (15 cm Wellenlänge) hat eine Antenne von 1,5 Meter Durchmesser theoretisch ein Winkelunterscheidungsvermögen in der Größenordnung von 1/10 Radiant oder 5,7 Grad, was von einer Umlaufhöhe von beispielsweise 10.000 Kilometer die Unterscheidung zwischen 37 verschiedenen Richtungen innerhalb des Versorgungsgebiets der Vereinigten Staaten erlaubt. Daher könnten die gleichen 4,5 Watt abgestrahlter Satellitenleistung dann nicht nur ein, sondern 37 verschiedene Gespräche unterstützen.
Eine Weise zum Erzeugen von 37 verschiedenen Strahlen ist in 3 dargestellt. Ein Parabolreflektor fokussiert die Funkenergie von einem Muster von 37 verschiedenen Speisungen herunter auf die Erde. Ein Bild der Speisungen wird auf den Boden projiziert und bildet die gewünschten getrennt beleuchteten Gebiete. Leider tritt bei der Verwendung dieser Technik eine Überlappung von einem Gebiet zu einem anderen auf, und in jedem Fall empfängt ein Mobiltelefon auf der Grenze zwischen zwei oder drei Zellen gleiche Signale von zwei oder drei Speisungen. Wenn diese Signale unabhängig moduliert sind, empfängt das Telefon ein Gewirr von drei Gesprächen, die es nicht entschlüsseln kann. Folglich waren konventionelle Systeme außerstande, die potenziellen Kapazitätserhöhungen auszunutzen, die bei Verwendung von Unterscheidung realisiert werden würden.
US-Patent 4736453 betrifft ein System, das entworfen wurde, um die Wiederverwendung von Frequenzen in einem Zellularfernsprechsystem zu gestatten. Der Signalpegel von einem sendenden Mobilteil wird an einer Pluralität von Basisstationen gemessen. Ähnliche Messungen werden für jedes Mobilteil, das das System gegenwärtig verwendet, vorgenommen. Auf der Grundlage der Messungen wird eine Stör- oder Schadenmatrix erstellt, indem Signalpegel von allen möglichen Paaren von Mobileinheiten verglichen werden. Ein Kommunikationskanal wird einem Paar von Mobileinheiten zugewiesen.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Funkkommunikationssysteme, Satellitenkommunikationssysteme und Hybride davon.
Das Problem, das durch die vorliegende Erfindung zu lösen ist, ist die Bereitstellung eines Mittels zum Aufheben von Gleichkanalstörungen ohne den Verlust des spektralen Wirkungsgrads bei der Verweigerung von spektraler Wiederverwendung in benachbarten Zellen.
Dies wird erreicht mit dem Übernagungsapparat nach Anspruch 1 und dem Empfangsapparat nach Anspruch 3.
Nach beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann Matrixverarbeitung verwendet werden, um numerische Kombinationen von Datenabtastströmen zu bilden. Die Matrixkoeffizienten werden ausgewählt und können regelmäßig angepasst werden, so dass jeder einer Pluralität von 20 Empfängern sein intendiertes Signal mit im Wesentlichen null Störungen empfängt.
Nach einer anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung passt sich Signalverarbeitung nicht der Bewegung von Mobiltelefonen oder dem Aufbau und der Auslösung neuer Verbindungen an, sondern operiert in einer deterministischen Weise, und stattdessen wird der Verkehr an die deterministischen Charakteristika der Signalverarbeitung unter Verwendung eines dynamischen Verkehrskanal-Zuweisungsalgorithmus angepasst.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden besser verstanden werden nach dem Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, von denen:
1 ein konventionelles landgestütztes Zellularnetz zeigt;
2 einen konventionellen 21-Zellen-Frequen-Wiederverwendungsplan zeigt;
3 eine konventionelle Satellitenimplementierung von 37 Strahlen, die eine Region der Erde beleuchten, zeigt;
4 ein Beleuchtungsmuster, das zum Beschreiben eines Merkmals der vorliegenden Erfindung dient, zeigt;
5 einen 3-Zellen-Frequenz-Wiederverwendungsplan zeigt;
6 ein Satelliten-Mobilteil-Kommunikationssystem nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 einen Mobilteil-zu-Hub-Transponder nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8(a) einen Hub-zu-Mobilteil-Satellitentransponder nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8(b) eine Weiche für eine Leistungsverstärkermatrix nach einer anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 eine Hub-Station nach einer beispielhaften FDMA-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ein Blockdiagramm zeigt, das Hub-Station-Übertragungssignalverarbeitung nach einer beispielhaften TDMA-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
11 Verbindungen zwischen einem Empfangssteuerungsprozessor und einem Übertragungssteuerungsprozessor nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 eine beispielhafte Land-Zellular-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ein Blockdiagramm zeigt, das die maximal wahrscheinliche Demodulation von Signalen von einer Antennengruppe nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
14 eine beispielhafte Anordnung von versetzten Sektormustern zeigt;
15(a) und 15(b) progressive Beleuchtungsmuster nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen;
16 ein Blockdiagramm zeigt, das einen Teil einer beispielhaften Implementierung einer Ausführungsform mit dynamischer Kanalzuweisung der vorliegenden Erfindung darstellt;
17 eine grafische Repräsentation einer beispielhaften Antennencharakteristik für eine kreisförmig-symmetrische, gleichmäßige Öffnungsbeleuchtungsfunktion zeigt;
18 eine beispielhafte grafische Darstellung von relativer Signalverstärkung zu Strahlen-Übergangspunkten zeigt;
19 eine beispielhafte grafische Darstellung zeigt, die C/I zu Mobilteil-Position in Zelle für ein 3-Zellen-Frequenz-Wiederverwendungsmuster darstellt;
20 eine beispielhafte grafische Darstellung zeigt, die C/I zu Strahlenrand-Übergangspunkt darstellt;
21 eine beispielhafte grafische Darstellung zeigt, die C/I zu Mobilteil-Position in Zelle für ein Sofort-Frequenz-Wiederverwendungssystem darstellt;
22 eine beispielhafte grafische Darstellung zeigt, die C/I zu Strahlenrand-Übergangspunkt für ein Sofort-Frequenz-Wiederverwendungssystem darstellt;
23 Strahlen- und Zellenmuster nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
24 andere beispielhafte Strahlen- und Zellenmuster unter Verwendung von sieben Kommunikationskanälen zeigt;
25 ein Blockdiagramm eines Feststrahl-Bildungsapparats nach einer noch anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
26 ein Diagramm von Strom-Einspeisungs- und -Extraktionspunkten zeigt, das einen Strahlbildungsapparat nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt; und
27 eine beispielhafte TDMA-Ausführungsform des Strahlbildungsapparats von 25 zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Zunächst ist es hilfreich, die Interferenzprobleme zu verstehen, die mit der Übertragung von Signalen von konventionellen Antennengruppen wie der in 3 gezeigten assoziiert sind. 4 zeigt einen Querschnitt der am Boden von einer Antenne produzierten Beleuchtungsintensität, wie der in 3 gezeigten Antenne. Selbst für einen besten Interferenzenfall, bei dem ein Mobilteil sich in der Mitte von Strahl 2 (Punkt A) befindet, ist die Beleuchtung von den Strahlen 1 und 3 nicht null, sondern nur etwas reduziert. Das von Mobilteil 2 empfangene Gesamtsignal kann beschrieben werden als die Summe von drei Komponenten, wie:

ein Wert C21 mal das Strahl-1-Signal S1 (klein)
ein Wert C22 mal das Strahl-2-Signal S2 (groß)
ein Wert C23 mal das Strahl-3-Signal S3 (klein)

Wenn jetzt die entgegen gesetzte (Aufwärts-) Richtung betrachtet und umgekehrte Ausbreitung angenommen wird, empfängt der Satellit in Strahl 2 einen Beitrag von drei Mobilteilen, nämlich C21·M1 + C22·M2 + C23·M3, wobei M1, M2, M3 die von den Mobilteilen in den Zellen 1, 2 bzw. 3 ausgestrahlten Signale sind. Wenn Mobilteil 1 sich nicht nahe am Rand von Strahl 2 befindet, ist C21 klein; da Mobilteil 2 sich innerhalb von Strahl 2 befindet, ist C22 groß; und wenn Mobilteil 3 sich nicht nahe am Rand von Strahl 2 befindet, ist C23 klein. Solange daher die Mobilteile ideal platziert und nicht an den Rändern der Zellen sind, kann es sein, dass der Pegel der Interferenzen zwischen den Zellen toleriert werden kann.
Wenn andererseits ein Mobilteil sich beispielsweise nahe der Grenze zwischen Zelle 1 und Zelle 2 befindet, ist der Koeffizient C21 groß und wird M1 die Decodierung von Signal M2 stören. Die konventionelle Technik zur Vermeidung dieses Problems besteht darin, die Verwendung der gleichen Frequenz in unmittelbar benachbarten Zellen zu verweigern. Beispielsweise kann das in 5 gezeigte 3-Zellen-Frequenz-Wiederverwendungsmuster verwendet werden. Die schraffierten Zellen in 5 sind diejenigen, die eine erste Frequenz f1 verwenden, während die anderen Zellen Q und f3 in dem gezeigten Muster verwenden. Es ist ersichtlich, dass Zellen, die die gleiche Frequenz f1 verwenden, nicht aneinander grenzen und Rand-zu-Rand-Trennungen von etwas weniger als einem Zelldurchmesser haben. Ein Mobilteil am Rand von einem Strahl befindet sich ziemlich weit unten auf der Beleuchtungsintensitätskurve von anderen Zellen, die die gleiche Frequenz verwenden, und vermeidet dadurch Interferenzen. Der Nachteil besteht jedoch darin, dass nur ein Drittel der verfügbaren Frequenzen in jeder Zelle verwendet werden können, wodurch der spektrale Nutzungswirkungsgrad um einen Faktor von drei reduziert wird. Folglich stellt die vorliegende Erfindung, unter anderen Merkmalen, ein Mittel bereit zum Löschen der Gleichkanalstörungen ohne den Verlust des spektralen Wirkungsgrads, den die Verweigerung von spektraler Wiederverwendung in benachbarten Zellen mit sich bringt.
Wenn die Ausdrücke für die in allen Strahlen B1, B2, B3 ... usw. empfangenen Signale zusammengenommen werden, und für den Moment wird die gleiche Anzahl von Mobilteilsignalen wie Strahlen angenommen, dann resultiert das folgende Gleichungssystem: B1 = C11·M1 + C12·M2 + C13·M3 + C14·M4 ... C1n·Mn B2 = C21·M1 + C22·M2 + C23·M3 + C24·M4 ... C2n·Mn B3 = C31·M1 + C32·M2 + C33·M3 + C34·M4 ... C3n·Mn ... Bn = Cn1·M1 + Cn2·M2 + Cn3·M3 + Cn4·M4 ... Cnn·Mndas abgekürzt werden kann als B = C·M, wobei B und M Spaltenvektoren sind und C eine quadratische n × n Matrix von Koeffizienten ist.
Von den Signalen, die von dem Satelliten in jedem seiner Strahlen empfangen wurden, ist es wünschenswert, die von den Mobilteilen übertragenen Signale zu bestimmen; nach der vorliegenden Erfindung kann dies durch Lösen des obigen Gleichungssystems erfolgen, um zu erhalten: M = C–1·B
Diese Lösung kann erhalten werden, solange die Matrix C invertierbar ist (d. h. ein von Null verschiedene Determinante hat), und resultiert in der Löschung von im Wesentlichen allen Interferenzen zwischen Mobilteilsignalen und vollständiger Trennung dazwischen. Alle Elemente der obigen Gleichungen, d. h. die Mobilteilsignale Mi, die Strahlensignale Bk und die Matrixelemente Cki, sind komplexe Zahlen, die sowohl eine reelle als auch eine imaginäre Komponente haben, um in der Lage zu sein, nicht nur Signalamplituden-Differenzen, sondern auch Signalphasen-Beziehungen zu repräsentieren. Nach der vorliegenden Erfindung werden die in den verschiedenen Antennenstrahlen empfangenen Signale zur gleichen Zeit mit einer Rate, die ausreichend ist zum Erfassen aller interessierenden Signalkomponenten nach den Nyquist-Kriterien, abgetastet. Eine Menge derartiger Abtastwerte bildet den Spaltenvektor B in jedem Augenblick, und jeder derartige Vektor wird beispielsweise einmal pro Abtastperiode multipliziert mit der Inversen von C, um eine Menge von Abtastwerten M zu erhalten, die störungsfreie Mobilteilsignale repräsentieren. Aufeinander folgende Werte des gleichen Elements von M bilden den Abtaststrom korrespondierend zu einem Mobilteilsignal. Dieser Strom wird einem Digitalsignalprozessor für jedes Mobilteilsignal zugeführt, der den Abtaststrom in beispielsweise eine analoge Sprachwellenform oder einen 64-KB-PCM-Digitalsprachstrom umsetzt, wie von dem Fernsprechvermittlungssystem erfordert, mit dem das System verbunden ist.
Nach einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung muss die Matrix C nicht jede Abtastperiode invertiert werden, sondern kann weniger häufig oder nur einmal zu Beginn eines Anrufs invertiert werden. Die Matrix C und ihre Inverse variieren relativ langsam, weil die Rate, mit der die C-Koeffizienten sich verändern, weil die Mobileinheit ihre Position innerhalb des Strahls verändert oder weil die Verteilungen der Strahlenbeleuchtungsintensität sich aufgrund von Satellitenbewegung in dem nichtgeostationären Fall verändern, relativ niedrig ist. In einer beispielhaften Satelliten-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung liegen typische Zellgrößen im Durchmesserbereich von hunderten Kilometern, und Satelliten, die auf mittleren Höhen umlaufen, benötigen eine oder zwei Stunden, um eine typische Zelle zu durchlaufen. Daher entsteht das Erfordernis, eine neue Matrixinverse aufgrund von Bewegungen zu berechnen, für die Dauer eines beispielsweise typischen 3-Minuten-Telefongesprächs unter Umständen nicht. Der wichtigste Grund, warum Änderungen in der inversen C-Matrix vorteilhaft wären, besteht jedoch darin, dass Gespräche kontinuierlich hergestellt und abgebaut werden. Bei beispielsweise n = 37 und der durchschnittlichen Anrufdauer von 3 Minuten fällt an dem durchschnittlich einen Mobilteil seine korrespondierende Spalte von Matrix C alle 5 Sekunden heraus und wird durch eine andere Spalte von Koeffizienten ersetzt. Der Prozess, nach dem neue inverse C-Matrizen eingeführt werden, wenn dies vorkommt, wird später erläutert werden, es ist ausreichend zu sagen, dass dies einen relativ vernachlässigbaren Rechenaufwand repräsentiert, verglichen mit der gesamten Digitalsignalverarbeitung, die die Demodulation und Decodierung von 37 Mobilteilsignalen mit sich bringt.
Eine beispielhafte Ausführungsform, die diese Prinzipien anwendet, wird jetzt mit Bezug auf die 6–9 beschrieben.
6 zeigt eine Pluralität von tragbaren Stationen 420 in Kommnunikation über Satellit 410 mit eine Hub-Station 400. Die Hub-Station ist beispielsweise über eine lokale Vermittlung mit einem öffentlichen Fernsprechwählnetz (PSTN verbunden, damit Anrufe zwischen den tragbaren Telefonen und beliebigen Fernsprechteilnehmern weltweit eingeleitet werden können, sowie zwischen den Satelliten-Telefonen. Der Satellit empfängt Signale von den tragbaren Telefonen auf einer relativ niedrigen Mikrowellenfrequenz wie 1600 MHz. Bei derartigen Frequenzen können die Sender in batteriebetriebenen Telefonen effizient sein und ihre Antennen können klein und angerichtet sein. Der Satellit übersetzt die empfangenen Signale von 1600 MHz auf eine höhere Frequenz für Weiterleitung zu der Hub-Station.
Eine höhere Frequenz kann verwendet werden, weil die in der Satellit-zu-Hub-Verbindung benötigte Bandbreite mindestens n mal die Bandbreite beträgt, die bei 1600 MHz jedem Strahl zugeordnet ist, wobei n die Anzahl der Strahlen ist. Wenn beispielsweise 6 MHz Bandbreite in jedem von 37 Strahlen bei 1600 MHz wieder verwendet wird, werden mindestens 37 × 6 oder 222 MHz Bandbreite in der Satellit-zu-Hub-Verbindung benötigt. Da ein Verfahren zur Aufrechterhaltung von kohärentem Strahlensignaltransport mindestens das Zweifache dieser gerade minimalen Bandbreite verwendet und die entgegen gesetzte Richtung die gleiche Menge erfordert, wird 1 GHz Bandbreite benötigt. Dies lässt darauf schließen, dass eine Trägerfrequenz um beispielsweise 20 GHz für die Übermittlungs- und Rücklaufverbindungen von Satellit zu Hub angemessen ist.
Bei einer derartigen Frequenz werden selbst relativ kleine Hub-Stations-Parabolantennen sehr schmale Bandbreiten haben, so dass exklusive Verwendung dieser Bandbreite durch ein beliebiges einzelnes System nicht erforderlich ist, und die gesamte Bandbreite kann anderen Satelliten oder Bodenstationen ohne Interferenzen neu zugeordnet werden, solange die Sichtlinie von einer ersten Bodenstation zu einem ersten Satelliten sich nicht mit einem zweiten Satelliten kreuzt. Die lässt sich vermeiden, indem eindeutige „Stationen" zu Satelliten in einem geostationärem Umlauf zugeordnet werden, oder lässt sich handhaben, wenn im Fall von niedriger umlaufenden Satelliten, die sich bewegen, die Wahrscheinlichkeit einer Kreuzung klein ist, indem eine alternative Hub-Station vorhanden ist, die aktiviert wird, wenn ein derartiges Ereignis droht.
7 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Satelliten-Transponders zur Weiterleitung von Signalen, die von Mobilteilen stammen, zu der Hub-Station. Die L-Band-(z. B. 1600 MHz)-Mehrstrahlen-Satellitenantenne 470 empfängt Signale von einer Pluralität von Mobiltelefonen verteilt auf die verschiedenen Strahlen und verstärkt sie in jeweiligen rauscharmen Verstärkern 480. Das zusammengesetzte Signal von jedem Strahl enthält beispielsweise Signale von 400–500 Mobiltelefonen, die verschiedene Frequenzen verwenden, die in Abständen von 12,5 kHz über eine gesamte Bandbreite von 6 MHz verteilt sind. Die zusammengesetzten Signale von jedem Strahl werden in jeweiligen Mischern 440 heruntergemischt, um Basisbandsignale zu erhalten, die beispielsweise den Bereich von 1–7 MHz umfassen. Dieser Signaltyp wird im Folgenden als ein „Video"-Signal bezeichnet, weil es typisch für den Frequenzbereich ist, den Signale von einer Fernsehkamera umfassen. Zum Heruntermischen des zusammengesetzten empfangenen Signals zu dem Videosignal können die Abwärtsmischer beispielsweise Spiegelwellendämpfungs-Abwärtsmischer sein. Der Prozess der Heruntermischung kann optional in einem oder mehreren Schritten unter Verwendung von passenden Zwischenfrequenzen erfolgen.
Die Abwärtsmischer in dem System können das gleiche lokale Oszillatorsignal verwenden, um die Phasenbeziehungen in den herunter gemischten Frequenzen zu erhalten, die an den Antennen empfangen wurden. Die versehentliche Einführung von Festphasen-Nichtübereinstimmungen und kleinen Amplitudendifferenzen ist kein Problem, da dies durch Analog- oder Digitalverarbeitung an der Hub-Station herauskalibriert werden kann.
Die Basisbandsignale werden zum Modulieren von jeweiligen Trägern im Satelliten-Hub-Frequenzband, z. B. 20 GHz, verwendet. Wenn Einseitenbandmodulation eines „Video"-Signals von 1–7 MHz auf eine 20-GHz-Trägerfrequenz angewendet würde, würde das resultierende Signal den Frequenzbereich von 20,001 bis 20,007 GHz einnehmen.
Die Verwendung von Einseitenbandmodulation kann es jedoch schwierig machen, die Phasenkohärenz zwischen den Strahlensignalen zu erhalten. Folglich können Zweiseitenbandmodulationstechniken stattdessen verwendet werden. Beispielsweise kann das Videosignal von 1–7 MHz zur Frequenz- oder Phasenmodulation einer 20-GHz-Trägerfrequenz verwendet werden. Der von dem modulierten Träger belegte Frequenzbereich würde dann etwa 19,993–20,007 MHz oder mehr betragen, abhängig vom eingesetzten Frequenz- oder Phasenhub. Um eine gewisse Spanne über die knappe Bandbreite von 14 MHz hinaus zu haben, könnte ein Trägerabstand von 25 MHz im 20-GHz-Band angemessen sein. Daher können 37 × 25 oder 925 MHz für die Einweg-Satelliten-Hub-Verbindung verwendet werden. Diese Bandbreite lässt sich durch intelligente Verwendung von orthogonaler Polarisierung halbieren, wie später beschrieben.
8(a) zeigt einen beispielhaften Satelliten-Transponder für die Hub-Mobilteil-Weiterleitungsrichtung. Das gleiche Verfahren, das oben für die Mobilteil-zu-Hub-Übertragungen beschrieben wurde, kann entgegengesetzt für den kohärenten Transport von mehreren Strahlensignalen zu dem Satelliten verwendet werden. Die Hub-Station (nicht dargestellt) überträgt eine Anzahl von Ka-Band-frequenz- oder phasenmodulierten Trägern zu dem Satelliten. Diese werden unter Verwendung einer geeigneten Ka-Band-Antenne 360 empfangen, in einem gemeinsamen rauscharmen Verstärker 350 verstärkt und dann der Frequenzmodulationsempfängerbank 340 zugeführt, wo jeder Träger durch einen jeweiligen Empfänger demoduliert wird, um eine Videofrequenzversion der Signale für Übertragung in jeweiligen Strahlen zu produzieren. Diese Videosignale, die beispielsweise das Band 1–7 MHz belegen, werden dann in jeweiligen Aufwärtsmischern 320 heraufgemischt, unter Verwendung eines gemeinsamen lokalen Oszillators 330, um die relativen Phasenbeziehungen zu erhalten, und werden dann verstärkt unter Verwendung der Leistungsverstärkermatrix 310 für Übertragung über die Mehrstrahlenantenne 300 zu den Mobiltelefonen. Eine geeignete Frequenz für die Satelliten-zu-Mobilteil-Verbindung ist beispielsweise 2,5 GHz (S-Band). Die Verstärker in der Leistungsverstärkermatrix können lineare Verstärker sein, um Intermodulation zwischen Signalen, die für verschiedene Telefone vorgesehen sind, zu reduzieren. Die Leistungsverstärkermatrix kann beispielsweise entweder eine Bank von n getrennten Verstärkern sein, die jeweils mit entsprechenden Strahlen assoziiert sind, oder eine Bank von N (größer als oder gleich n) Verstärkern, die durch n × N Butlermatrizen an ihren Eingängen und N × n Butlermatrizen an ihren Ausgängen gekoppelt sind. Die Wirkung der Butlermatrizen besteht darin, jeden Verstärker zur Verstärkung eines Teils von jedem Strahlensignal zu verwenden, um dadurch die Last auszugleichen, einen gleitenden Qualitätsabfall im Fehlerfall bereitzustellen und Intermodulation durch Absorption eines Teils der Intermodulationsenergie in N – n Blindlasten zu reduzieren. Beispiele derartiger Leistungsverstärkermatrizen können im U.S.-Patent Nr. 5574967 gefunden werden.
Nach einer anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann in Kommunikationssystemen, die TDMA-Signale verwenden, die durch einen die Erde umlaufenden Satelliten, der einen Kommunikationstransponder mit einem derartigen Matrixleistungsverstärker aufweist, weitergeleitet werden, der Leistungsverstärker seine Eingangs-Butler-Weiche in der Bodenstation anstelle im Satelliten befindlich haben. Eine Butler-Kombinationsoperation kann durch digitale Signalverarbeitung in der Bodenstation durchgeführt werden, um gewichtete Summen der gewünschten Strahlensignale zu bilden, um Ansteuersignale korrespondierend zu jedem Verstärker des Matrixleistungsverstärkers zu erzeugen. Diese gewichteten Summen werden unter Verwendung von kohärenten Speisungsverbindungen zu dem Kommunikationstransponder des Satelliten übertragen, der sie empfängt und sie übersetzt in ein zweites Frequenzband zum Ansteuern des Leistungsverstärkers in einer derartigen Weise, dass, nach Butler-Kombination der Leistungsverstärkerausgänge, die Ausgangssignale mit Signalen korrespondieren, die in verschiedenen Antennenstrahlenrichtungen zu jeweiligen Bodenterminals, die beispielsweise eine kleine, von Hand tragbare Station sein können, übertragen werden sollen.
Die resultierende Satellitenschaltung wird in 8(a) gezeigt. Zu beachten ist, dass der Eingangskombinierer, der normalerweise vorhanden ist, weggelassen wurde, da diese Funktion jetzt in der Bodenstation durchgeführt wird, wie durch den gestrichelten rechteckigen Umriss 800 dargestellt. Die Antenne 810, Signalverarbeitung einschließlich linearem Verstärker 820, Speisungsverbindungs-Empfänger und Abwärtsmischer 830 und Ausgangskombinierer 840 können in der konventionellen Weise implementiert werden und werden daher hierin nicht weiter beschrieben.
Diese Ausführungsform kann für bestimmte Situationen vorteilhaft sein, beispielsweise kann dynamische Neuzuordnung von Leistung zwischen Antennenstrahlen und Zeitschlitzen ohne große Variationen in den korrespondierenden Vorwärts-Speisungsverbindungssignalen realisiert werden, weil jede Speisungsverbindung einen Teil von jedem Strahlensignal anstelle der Gesamtheit eines Strahlensignals trägt. Zusätzlich kann Vorverzerrung von Signalen, die in den Vorwärts-Speisungsverbindungen übertragen werden, angewandt werden, um Verzerrung in den assoziierten Transponderkanal-Leistungsverstärkern weiter zu kompensieren. Weiterhin ist in dem Fall des überdinensionierten Matrixleistungsverstärkers, beschrieben in U.S.-Patent 5574967, die Anzahl der Speisungsverbindungen größer als die Anzahl der zu erschaffenden unabhängigen Strahlensignale, wodurch eine Redundanzuaßnahme gegen Ausfall ermöglicht werden kann.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Hub-Station nach einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Die Hub-Antenne 600 empfängt Ka-Band-Träger von dem Satelliten und das Signal wird, nach gemeinsamer rauscharmer Verstärkung und optionaler Heruntermischung in Block 610, zwischen einer Anzahl von Empfängern für entsprechende Ka-Band-Träger aufgeteilt, um die Strahlensignale B₁ ... B_n zu erhalten. Jedes Strahlensignal ist zusammengesetzt aus einer Vielzahl von sprachmodulierten Kanalfrequenzen, die in Kanaltrennfiltern 630 getrennt werden.
Die Kanaltrennfilter 630 können analoge Komponenten sein wie Kristallfilter und können Frequenzumwandlung einer ausgewählten Kanalfrequenz in eine gemeinsame niedrigere Frequenz (z. B. 12,5–25 kHz oder 455 kHz) für A/D-Umsetzung beinhalten. Das ausgewählte Kanalsignal, das in eine geeignete Frequenz umgewandelt wurde, wird in A/D-Umsetzern 640 A/D-umgesetzt. Eine beispielhafte A/D-Umsetzertechnik, die geeignet ist für Verwendung bei niedrigen Zwischenfrequenzen wie 455 kHz, ist die Technik, die beschrieben ist in U.S.-Patent 5.048.059 an Paul W. Dent mit dem Titel „Log-Polar Signal Processing", die die volle komplexe Natur des Signals durch gleichzeitige Digitalisierung seiner Phase und seiner Amplitude erhält. Augenblicklich kann Phase beispielsweise digitalisiert werden unter Verwendung der Technik, die in U.S.-Patent 5.084.669 an Paul W. Dent mit dem Titel „Direct Phase Frequency Digitization" beschrieben wird. Phasendigitalisierung aller n Strahlensignale, die mit einer Kanalfrequenz korrespondieren, kann mit der darin beschriebenen Technik durchgeführt werden, indem bestimmte Elemente (d. h. die Auslöserschaltungen und Halteregister) n mal wiederholt werden und andere (d. h. die Bezugsfrequenzzähler) nach Erfordernis gemeinsam genutzt werden, um relative Phasenkohärenz zu erhalten. Alternativ können Digitalfilter anstelle von Analogfiltern verwendet werden, wenn die zusammengesetzten Strahlensignale zuerst digitalisiert werden, in welchem Fall die A/D-Umsetzer 640 in 9 nicht benötigt werden würden.
Die numerischen Ergebnisse der A/D-Umsetzung werden Abtastwert für Abtastwert zum numerischen Matrixprozessor 650 gespeist. Ein derartiger Prozessor pro Kanalfrequenz ist vorhanden, aber zur Klarheit ist nur der Prozessor für Kanalfrequenz (m) dargestellt. Der Matrixprozessor verarbeitet die digitalisierten Strahlensignale, um bis zu n getrennte Mobiltelefonübertragungen M₁... M_n herauszutrennen, und überträgt einen Abtaststrom korrespondierend mit jeder Mobiltelefonübertragung zu Sprachkanalprozessor 660. Der Sprachkanalprozessor führt numerisch Demodulation der Signal- und Fehlerkorrektur-Decodierung und -Umcodierung der digitalisierten Sprache von der Bitrate und dem Format, das über den Satelliten verwendet wird, zum Standard-PCM-Fernsprechsystemformat für Verbindung über eine digitale Vermittlung (nicht dargestellt) zu dem PSTN durch. Damit realisiert die in 9 gezeigte beispielhafte Struktur die Decodierung von n × m Sprachkanälen, wobei n die Anzahl von Strahlen ist und m die Anzahl von Frequenzen pro Strahl ist. Beispielsweise hat das System mit n = 37 und in = 400 ein Sprachkanalkapazitätspotenzial von 14800.
Die Erläuterung von 9 betrifft ein System, in dem ein Sprachkanal pro Frequenz getragen wird (d. h. ein Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff-(FDMA)-System). Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch auf Zeitmultiplex-Vielfachzugriff-(TDMA)-Systeme angewandt werden. In TDMA-Systemen werden mehrere Mobiltelefonsignale auf der gleichen Kanalfrequenz getragen, indem eine wiederholte Rahmendauer in Zeitschlitze aufgeteilt wird und ein Zeitschlitz in jedem Rahmen einem Mobiltelefonsignal zugeordnet wird. Das beispielhafte Blockdiagramm von 9 kann selbst dann angewandt werden, wenn die Abtastströme vom A/D-Umsetzer 640 TDMA-Signale repräsentieren. Der Matrixprozessor 650 wird jetzt jedoch eine andere Menge von Mobilteilsignalen in jeden Zeitschlitz trennen, so dass die Matrixkoeffizienten jetzt zwischen mehreren Mengen gemultiplext werden, wovon jede mit einem Zeitschlitz korrespondiert. Dies kann eine wirtschaftliche Anordnung sein, weil für eine Sprachkanalkomplexität in einem gegebenen Umfang die Kanalfilter 630 weniger in der Anzahl um einen Faktor gleich der Anzahl von Zeitschlitzen pro Träger sein werden, die A/D-Umsetzer entsprechend weniger sind, die Anzahl von Matrixprozessoren entsprechend reduziert ist, obwohl jeder mit einer höheren Eingangsabtastrate arbeiten muss, und jeder Sprachkanalprozessor die Signale in aufeinander folgenden Zeitschlitzen sequentiell verarbeiten und dadurch die gleiche Kapazität der Gesamtzahl von Sprachkanälen bei wirtschaftlicher Nutzung von Komponenten im Zeitmultiplexbetrieb erreichen kann.
Jeder numerische Matrixprozessor 650 wird als ein Steuersignal empfangend dargestellt. Dieses Steuersignal kann erzeugt werden von einem separaten Computer (nicht dargestellt), der den Aufbau und Abbau von Verbindungen zu Mobiltelefonen steuert und Änderungen an der Matrix von Koeffizienten erfordert, die von dem Prozessor zum Heraustrennen von Mobilteilsignalen aus den Strahlen verwendet wird. Es wurde früher erwähnt, dass diese Trennung erreicht werden kann, wenn die Inverse der Matrix C nicht numerisch schlecht konditioniert war. Wenn sich zwei Mobilteile auf genau dem gleichen Punkt auf der Erde befinden, werden ihre zwei korrespondierenden Spalten der Matrix C identisch sein, was bewirkt, dass die Determinante null ist und die Inverse nicht existiert. Daher müssen, damit die Matrix C invertierbar ist, die Mobilteile weit genug voneinander auf dem Boden entfernt sein. Wenn sie sich gegenseitig zu nahe kommen, wird die Matrix C schlecht konditioniert.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wechselt jedoch, wenn diese Situation droht, eines der zwei (oder mehr) sich nähernden Mobilteile die Frequenz zu einem Kanal, in dem die anderen Mobilteile, die die gleiche Frequenz verwenden, ausreichend getrennt sind. Die Funktion des Steuerungscomputers besteht in der Bestimmung, zumindest beim Aufbau des Gesprächs und optional in Abständen danach, welche der verfügbaren Kanalfrequenzen am besten für die Zuordnung zu einem neuen Mobilteil oder für die Umschaltung eines laufenden Gesprächs geeignet ist. Wenn in einem System keine freie Kapazität vorhanden ist, wird das System als blockiert bezeichnet, und Teilnehmer können zu ihrer Verärgerung keine Anrufe tätigen. Wenn das System unterbelastet ist, sind zumindest auf einigen Frequenzen weniger Mobilteilsignale als Strahlen vorhanden, so dass die Matrix C nicht quadratisch ist. Es wird später gezeigt werden, wie die überschüssigen Freiheitsgrade, die in unterbelasteten Systemen vorhanden sind, dann verwendet werden können, nicht nur zum Trennen von Mobilteilsignalen voneinander zur Vermeidung von gegenseitiger Störung, sondern auch zur Maximierung der Signalqualität, die von dem Ungünstigster-Fall-Mobilteil empfangen wird. Diese Lösung ändert sich, wenn ein zusätzliches Mobilteilsignal untergebracht werden muss, und der Steuerungscomputer kann im Voraus die potenzielle Auswirkung auf die Signalqualitäten beurteilen. Daher besteht eine Strategie zur Zuweisung eines Kanals nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darin, die Auswirkung auf die Signalqualität entsprechend des Ungünstigster-Fall-Mobilteils auf jedem Kanal durch die Einbeziehung des neuen Signals in die Berechnungen zu beurteilen. Der Kanal, der die geringste Güteminderung erleidet oder die höchste Qualität für das Ungünstigster-Fall-Mobilteil aufweist, wird dann logischerweise als dasjenige ausgewählt, das für das neue Signal zu verwenden ist. Dies resultiert darin, dass die Gruppe von Mobilteilen, die der gleichen Frequenz zugeordnet sind, räumlich so weit wie möglich getrennt ist.
10 zeigt Übertragungssignalverarbeitung in der Hub-Station für diese beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Jeder Sprachkanal, der zu einem Mobiltelefon zu übertragen ist, kann entweder als ein Standard-64-KB/s-PCM-Signal oder als ein Analogsignal, das zu PCM umgewandelt wird, empfangen werden. Das PCM-Signal wird dann unter Verwendung eines konventionellen Sprachkomprimierungsalgorithmus wie CELP (lineare Prädiktionscodierung mit Codeanregung), RELP, VSELP oder Teilbandcodierung auf eine niedrigere Bitrate wie 4,8 KB/s umcodiert. Das umcodierte Sprachsignal wird dann Fehlerkorrekturcodierung unterzogen und ergänzende Bits wie die CRC-(zyklische Redundanzprüfung)-Kontrollbits, Signalisierungsinformationen des langsamen assoziierten Organisationskanals (SACCH), Pro-Schlitz-Syncwörter und Zwischenschlitzschutzsymbole können hinzugefügt werden. Diese Pro-Kanal-Verarbeitung erfolgt in Sprachverarbeitungskanalkarten 1600. Die Ausgangsbitströme von beispielsweise 500 derartiger Kanalkarten werden dann in Multiplexer 1601 mit einem Steuerkanaldatenstrom von einem Steuerungsprozessor (nicht dargestellt) gemultiplext, um den TDMA-Bitstrom von beispielsweise 6,5536 Megabit pro Sekunde zu bilden. Dies wird einem Digitalmodulator 1602 übergeben, der den Informationsstrom numerisch in einen Strom von komplexen Zahlen mit einer Abtastrate von beispielsweise acht Abtastungen pro Bit, die die I-, Q-Komponenten einer modulierten Wellenform repräsentieren, umwandelt.
Das wie oben beschrieben produzierte TDMA-Signal ist vorgesehen für Übernagung zu einer ersten Menge von beispielsweise 500 Mobiltelefonen in einer bestimmten Zelle oder einem bestimmten Gebiet. Eine Anzahl von anderen derartigen TDMA-Signalen, die von ähnlichen Schaltungen 1600, 1601, 1602 gebildet werden, wird produziert für Übertragung zu anderen Mengen von 500 Mobiltelefonen in 36 anderen Zellen. Die Gesamtzahl von Zellen (d. h. 37 in dieser beispielhaften Ausführungsform) mal der Anzahl von Verkehrskanälen pro Zelle (d. h. 500) ergibt die gesamte Systemkapazität als 18500 Sprachkanäle. Die Signale in den Zeitschlitzen 1 von jeder Zelle werden gleichzeitig auf der gleichen Frequenz an ihre jeweiligen Zellen übertragen. Zur Vermeidung von Überstrahlungsstörungen von benachbarten Zellen, die die gleiche Frequenz zur gleichen Zeit verwenden, enthält diese beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung den Matrixprozessor 1603 zur Verarbeitung der Signale von den Modulatoren 1602 durch gewichtete Addition unter Verwendung einer Matrix von 37 × 37 komplexen Koeffizienten für jeden Zeitschlitz. Die 37 × 37 Koeffizienten für jeden Zeitschlitz sind in einem Koeffizientenspeicher 1605 enthalten, der innerhalb der Komponenten des numerischen Signalprozessors verteilt werden kann, der aber zur besseren Verdeutlichung des Prinzips in 10 zusammengefasst als separater Block identifiziert wird. Während des ersten Zeitschlitzes wird eine erste Menge von Koeffizienten C aus dem Speicher ausgewählt und zur Matrixmultiplikation der Modulationssignale von Modulator 1602 verwendet, um Signale für die D/A-Umsetzer 1604 zu erhalten. Jeder D/A-Umsetzer kann eine Doppelkanaleinheit sein, die zum Arbeiten mit komplexen Zahlen imstande ist. Beispielsweise können die Ausgangssignale von dem Matrixprozessor jeweils aus einem 12-Bit-Realteil (I) und 12-Bit-Imaginärteil (Q) bestehen, die D/A-umgesetzt werden, um Analogsignale I, Q zu erzeugen. Die Signale I, Q werden Frequenzmodulations-K-Band-Frequenzmodulationssendern zur Übertragung von der Hub-Station zu dem Satelliten zugeführt.
Nach Transpondierung von dem Satelliten zu dem Boden auf dem S-Band ist das Ergebnis der Matrixverarbeitung derart, dass jedes Mobiltelefon nur sein eigenes Signal empfängt, die Interferenzen zwischen Zellen von anderen Zellen durch die Addition in dem Matrixprozessor von Kompensierungsmengen mit entgegen gesetztem Vorzeichen, wie bestimmt durch die von dem Speicher 1605 empfangenen Koeffizienten, gelöscht wurden. Dies ist möglich, wenn die 37 Mobilteile, die Zeitschlitz 1 in ihren jeweiligen Zellen verwenden, räumlich getrennt sind, d. h. nicht beide an dem gleichen Standort an dem Rand ihrer jeweiligen Zellen sind. Diese Bedingung kann erhalten werden durch das beispielhafte Zeitschlitzzuordnungsalgorithmus-Merkmal der vorliegenden Erfindung, die auch einen allgemeinen Kanalzuordnungsalgorithmus bereitstellt, und beruht auf der Maximierung der Signalqualität an dem Ungünstigster-Fall-Mobilteil.
Eine Zeitschlitzdauer beträgt normalerweise etwa 40 μs, wenn eine 20-ms-TDMA-Rahmenperiode verwendet wird. Ein Zeitschlitz entspricht 256 Bitperioden bei 6,5536 MB/s und 2048 komplexe Zahlen werden von Modulator 1602 für jeden Zeitschlitz erzeugt. Nachdem Matrixprozessor 1603 2048 Mengen von 37 Komplexzahleneingängen unter Verwendung der Menge von Koeffizienten für den ersten Zeitschlitz verarbeitet hat, werden die Koeffizienten für den zweiten und für nachfolgende Zeitschlitze geändert, um richtige Interferenzenlöschung zwischen korrespondierenden Mengen von 37 Mobilteilen, die die Zeitschlitze 2,3 usw. verwenden, zu bewirken.
Wenn zwei Mobilteile, die den gleichen Zeitschlitz in verschiedenen Zellen empfangen, sich einander während des Verlaufs eines Gesprächs zu sehr nähern, wird der Steuerungsprozessor (nicht dargestellt) eine Schwierigkeit beim Erreichen einer geeigneten Menge von Koeffizienten für Interferenzenlöschung feststellen. Dies ist aufgrund der begrenzten Geschwindigkeit von Land-Mobiltelefonen in Beziehung zur typischen Zellgröße äußerst unwahrscheinlich, aber wenn es eintritt, beurteilt der Steuerungsprozessor, ob ein Zeitschlitzwechsel für eines der Mobilteile angebracht wäre. Das Ziel besteht darin, das Mobilteil unter Verwendung eines Zeitschlitzes zu verbinden, den kein anderes Mobilteil in großer Nähe verwendet. Erforderlichenfalls könnte ein Mobilteil, das einen idealen (z. B. niedrige Interferenzen) Zeitschlitz belegt, zu einem gerade adäquaten (z. B. noch eben tolerierbare Interferenzen) Zeitschlitz versetzt werden, um seinen ursprünglichen Zeitschlitz zur Lösung eines bestehenden Näherungsproblems freizugeben. Es ist in der Praxis wahrscheinlich nicht erforderlich, eine derartige Situation zu berücksichtigen, weil es gewöhnlich mit beispielsweise 500 zur Auswahl stehenden Zeitschlitzen möglich sein würde, einen besseren Zeitschlitz zu finden als den Zeitschlitz, der aktuell die Verursachung von schlechter Signalqualität androht. Es kann erwartet werden, dass die Zulassung von beispielsweise einem Zeitschlitzwechsel pro 10 Sekunden die ausreichend schnelle Optimierung von Zeitschlitzzuordnungen und ausreichende Anpassung an Mobilteil-Bewegung erreicht.
In der Tat wird eine schnellere Anpassungsrate bereitgestellt zur Handhabung der Rate, mit der neue Anrufe eingeleitet und alte Anrufe abgebaut werden. Mit einer Kapazität von 37 Mobilteilen pro Zeitschlitz und einer durchschnittlichen Anrufdauer von 3 Minuten wird ein bestimmter Zeitschlitz in einigen Zellen ungefähr alle 5 Sekunden geräumt und ein neuer Anruf wird dann diesem Zeitschlitz zugeordnet. Wenn in diesem Beispiel 500 Zeitschlitze und 37 Zellen gegeben sind, werden insgesamt jede Sekunde 100 Zeitschlitze, die über alle Zellen verteilt sind, geräumt und neu zugeordnet.
Ein derartiges Kommunikationssystem sollte so entworfen werden, dass es nicht bis zu 100% der Systemkapazität belastet wird, weil sonst der nächste Verbindungsversuch blockiert wird. Mit 500 pro Zelle verfügbaren Zeitschlitzen kann eine durchschnittliche Belastung von 474 Zeitschlitzen für eine Blockierwahrscheinlichkeit von 1% erreicht werden. Damit sind im Durchschnitt 26 von 500 Zeitschlitzen in jedem der 37 Multiplexer 1302 in dieser beispielhaften Ausführungsform unbenutzt. Es sollte beachtet werden, dass es unerheblich ist, welcher Multiplexer zur Übertragung eines bestimmten Zeitschlitzes zu einem Mobilteil verwendet wird. Welcher Zeitschlitz ausgewählt wird, ist die Wahl einer assoziierten Spalte von Matrixkoeffizienten, die bestimmen, dass Mobilteile, die den gleichen Zeitschlitz verwenden, sich nicht stören. Wenn daher der gleiche Zeitschlitz, zum Beispiel Nummer 371, in zwei oder mehr Multiplexern 1601 frei ist, ist es unerheblich, welcher zum Verbinden eines neuen Anrufs verwendet wird.
Damit bestimmt der in dem Steuerungsprozessor ausgeführte Zuordnungsalgorithmus zuerst, welcher Zeitschlitz in der größten Anzahl von Multiplexern frei ist. Dies ist der Zeitschlitz, in dem zur Zeit die geringste Zahl von Mobilteil-Gesprächen vorhanden sind. Unter Verwendung von Informationen von dem Direktzugriffs-Empfänger über die Beziehungen zwischen Signalen, die von dem neuen Mobilteil empfangen wurden (d. h. die Koeffizienten der Matrix C, die durch Korrelation des Direktzugriffssignals des neuen Mobilteils mit allen Antennenelementsignalen bestimmt wurden), beurteilt der Steuerungsprozessor die Änderung, die an der Menge von Koeffizienten im Koeffizientenspeicher 1605, der mit dem freien Zeitschlitz assoziiert ist, erforderlich ist, um Störungsfreiheit aufrecht zu erhalten, wenn dieser Zeitschlitz für das neue Signal verwendet würde.
Die allgemeinen Prinzipien, die erklären, wie die Wahl der Koeffizienten im Koeffizientenspeicher 1605 für eine beispielhafte Ausführungsform zustande kommt, wird jetzt skizziert.
Wie vorher für den Empfang von Signalen von Mobilteilen diskutiert, empfing Antennenelement 1 einen Betrag C11 von Mobilteilsignal M1 plus einen Betrag C12 von Mobilteilsignal M2 und so weiter. Allgemeiner ausgedrückt, empfing Antennenelement k einen Betrag Cki des Signals von Mobilteil i. Unter der Annahme von Reziprozität würde ein Signal Tk, das von Antennenelement k übertragen wird, in einem Betrag Cki·Tk an Mobilteil i empfangen werden, da angenommen wird, dass der Weg von Element k zu Mobilteil i die gleiche Dämpfung und Phasenverschiebung in jeder Richtung aufweist, gegeben durch die komplexe Zahl Cki.
Daher stehen die an den Mobilteilen empfangenen Signale R in Beziehung mit den von den Antennenelementen übertragenen Signalen durch die Matrixgleichungen:
R = C^t·T; wobei das hochgestellte Zeichen t eine transponierte Matrix angibt.
Die Transponierte von C wird verwendet, weil der erste Index k von Cki mit dem korrespondierenden Index des T-Elements multipliziert wird, während in der Richtung Mobilteil zu Satellit, in der die an Element k von Mobilteil i empfangenen Signale durch Cki·Mi gegeben sind, es der zweite Index i von C ist, der mit dem Index i des Mobilteilsignals Mi korrespondiert, mit dem es multipliziert wird.
Daher sind die Indizes der Matrixkoeffizienten in der Richtung Satellit zu Mobilteil im Vergleich zu Mobilteil zu Satellit transponiert.
Um Störungsfreiheit zu erreichen, sollte die Menge von Signalen, die von den Satelliten-Antennenelementen übertragen werden, gegeben sein durch: T = Ct–1·R
Die Inverse der Transponierten ist genau die Transponierte der Inversen, daher ist die Menge der Koeffizienten, die im Koeffizientenspeicher 1605 für Abwärts-Zeitschlitz (j) enthalten ist, genau die Transponierte der Menge der Koeffizienten, die mit der Aufwärts-Frequenz (j) im numerischen Prozessor 650 von 9 assoziiert ist, zumindest unter der Annahme von Reziprozität.
Reziprozität trifft zu, wenn die Aufwärts- und Abwärts-Frequenzen die gleichen sind. Relative Amplituden-Reziprozität trifft zu, wenn die Antennenelementmuster die gleichen sind auf sowohl den Aufwärts- als auch den Abwärts-Frequenzen. Phasen-Reziprozität trifft nicht zu, weil die relative Phase abhängig ist von den kleinen Differenzen der relativen Distanz, die von den Signalen zu/von den einzelnen Elementen zurückgelegt werden, dividiert durch die Wellenlänge und multipliziert mit 360 Grad. Wenn die Wellenlänge auf den Aufwärtsstrecken und Abwärtsstrecken unterschiedlich ist, sind die Phasenbeziehungen anders. Relative Zeitverzögerungsunterschiede sind jedoch frequenzunabhängig und daher reziprok. Folglich kann eine Menge von relativen Phasendifferenzen bei einer Frequenz übersetzt werden in eine Menge von Zeitdifferenzen unter Verwendung einer ersten Wellenlänge und kann dann zurückverwandelt werden in eine Menge von Phasendifferenzen unter Verwendung einer anderen Wellenlänge, um eine Menge von Koeffizienten abzuleiten, die bei einer zweiten Frequenz gültig sind, aus einer Menge, die bei einer ersten Frequenz bekannt ist.
Basierend auf der vorstehenden Diskussion, lassen sich die Koeffizienten für Übernagung, die in Speicher 1605 enthalten sind, nach einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durch die folgenden Schritte bestimmen:

(1) Korrelieren des Signals, das von einem neuen Mobilteil während seiner Direktzugriffs-Übertragung empfangen wurde, mit den individuellen Antennenstrahlelement-Signalen zur Bestimmung einer neuen Spalte von Koeffizienten für die Empfangsmatrix C;
(2) Bestimmen einer neuen inversen Matrix C zum Empfang von Verkehr von dem neuen Mobilteil basierend auf der alten inversen Matrix C und der neuen Spalte;
(3) Umwandeln der neuen Spalte der Empfangsmatrix C in eine neue Reihe der Übertragungsmatrix C durch Skalieren relativer Koeffizienten-Phasenwinkel unter Verwendung des Verhältnisses der Aufwärts- und Abwärtsverbindungsfrequenzen; und
(4) Bestimmen einer neuen inversen Übertragungsmatrix C basierend auf der alten inversen Übertragungsmatrix C und der neuen Reihe.

Ein beispielhaftes detailliertes mathematisches Verfahren, das zur Ausführung der obigen beispielhaften Ausführungsform verwendet werden kann, wird jetzt entwickelt für den unterbelasteten Fall, d. h. den Fall, in dem weniger gegenwärtig aktive Mobilteilsignale als die Zahl der an dem Satelliten verfügbaren Antennenspeisungselemente, um mit ihnen zu kommunizieren, vorhanden sind. Eine derartige Reservekapazität wird gewöhnlich bei der Funk-Telekommunikation im Entwurf vorgesehen, um eine 98- %ige Wahrscheinlichkeit dafür bereitzustellen, einen freien Kanal zu haben, um einen neuen Anruf abzuwickeln, damit Kunden durch Anrufsperren nicht übermäßig irritiert werden.
Für dieses Beispiel werden die aktiven Mobilteile als 1 ... m bezeichnet und die Signale, die von diesen Mobilteilen empfangen werden sollen, werden als R1 ... Rm bezeichnet. Die Antennenelement-/Transponderkanäle, die für Kommunikationen dazwischen verfügbar sind, werden als 1 ... n bezeichnet und die Signale, die den Antennenelementen für Übertragung durch das jeweilige Element zugeführt werden, werden als T1 ... Tn bezeichnet. Wie vorher bestimmt die Matrix C, dieses Mal eine m × n nichtquadratische Matrix, wie viel von jedem übertragenen Signal Tk jedes Mobilteil als Ri erreicht, die Matrix ist gegeben durch die Gleichungen: R1 = C11·T1 + C12·T2 ... + C1n·Tn R2 = C21·T1 + C22·T2 ... + C2n·Tn Rm = Cm1·T1 + Cm2·T2 ... + Cmn·Tnoder einfach R = C·T in Matrix-/Vektorschreibweise.
Da C nicht mehr quadratisch ist, hat sie keine direkte Inverse, so dass es keine eindeutige Lösung gibt für T gegeben durch: T = C–1·R
Stattdessen gibt es ein Kontinuum von Lösungen, da wir mehr Freiheitsgrade zur Wahl von T-Werten als zu befriedigende Bedingungen haben (d. h. n > m).
Durch Auferlegung der Bedingung, dass die mittlere quadratische Leistung, die den Antennenelementen zugeführt wird, um die gewünschten, an den Mobilteilen empfangenen Signale R zu erzeugen, minimiert sein soll, wird jedoch die nachstehende eindeutige Lösung erhalten: T = C'·(CC')–1
Diese Gleichung kann wie folgt abgeleitet werden. Sei R_desired der M-Element-Vektor von Signalen, die wir an den empfangenden Stationen empfangen wollen, und sei T der N-Element-Vektor von Signalen, die an die übertragenden Antennen angelegt werden, mit N > M. C ist eine M-mal-N-Matrix von Koeffizienten Cik, die beschreibt, wie sich das Signal von Senderantenne j zu Empfangsstation i ausbreitet. Wenn der M-Element-Vektor von tatsächlich empfangenen Signalen als R_achieved bezeichnet wird, haben wir damit Rachieved = C·T (1)
Wir möchten herausfinden, wie T als eine lineare Funktion der Signale, die empfangen werden sollen, sein sollte, so dass die minimale gesamte Übertragungsleistung in dem Prozess verbraucht wird. Die linearen Kombinationen, gebildet durch die Koeffizienten einer M-mal-N-Matrix A, die zu finden ist, sind: T = A·Rdesired (2)
Durch Einsetzen von T aus (2) in (1) erhalten wir: Rachieved = C·A·Rdesired was zeigt, dass R_achieved = R_desired nur gilt, wenn C·A die M × M Einheitsmatrix I ist.
Damit ist C·A = I (3)eine notwendige Bedingung. Da C nicht quadratisch ist, können wir sie nicht einfach invertieren, und schreiben: A = C–1
Weiterhin ist C·A = I eine Menge von M × M Gleichungen, die die N × M Unbekannten A erfüllen müssen, so dass die M × M Terme des Produkts in der Tat die M × M Einheitsmatrix I ergeben.
Da N > M ist, ist die Zahl der Unbekannten größer als die Zahl der Gleichungen, so dass es keine eindeutige Lösung für Gleichung (3) gibt, sondern ein Kontinuum von Lösungen. Andere Bedingungen müssen auferlegt werden, um eine spezielle interessierende Lösung zu definieren. Die hier auferlegte Bedingung ist, dass die gesamte Leistung, die der Übertragung des Vektors von Signalen T innewohnt, minimiert wird.
Es lässt sich beweisen, dass A = C'(CC')^–1 = U eine spezielle Lösung von Gleichung (3) ist, wobei konjugierte Transponierung bezeichnet. Dies kann bewiesen werden, indem A in Gleichung (3) durch die spezielle Lösung U ersetzt wird, wodurch: C·U = C·C'(CC')–1 = (CC')·(CC')–1 erhalten wird, was eindeutig gleich I ist, wie gefordert.
Eine allgemeine Lösung kann gebildet werden, indem eine beliebige Matrix V zu der oben gefundenen speziellen Lösung addiert wird, wodurch:
A = C'(CC')^–1 + Verhalten wird, aber dies muss immer noch Gleichung (3) erfüllen. Durch
Einsetzen dieses Werts von A in Gleichung (3) erhalten wir: C(C'(CC')–1 + V) = I d. h. CC'(CC') + CV = I d. h. I + CV = I d. h. CV = 0 (4)
Damit darf V nur so lange beliebig sein, wie sie Gleichung (4) erfüllt. Es ist für eine Matrix V, die ungleich null ist, möglich, bei Multiplikation mit C von links nach rechts identisch null zu ergeben, solange alle Spalten von V orthogonal zu allen Reihen von C sind. Die Reihen von C sind N-Element-Vektoren, aber es sind nur M davon vorhanden, daher spannen sie ihren N-dimensionalen Raum nicht vollständig auf. Es sind N–M andere Dimensionen in diesem Raum vorhanden, auf die die Reihen von C nicht projizieren, und die Spalten von V können daher aus beliebigen Vektoren bestehen, die auf den N-M-dimensionalen Unterraum beschränkt sind, die nicht auf den m-dimensionalen Unterraum von C projizieren.
Damit ist die allgemeine Lösung von Gleichung (3)
A = U + V; dabei ist U die oben identifizierte spezielle Lösung und V muss C·V = 0 erfüllen.
Die übertragenen Signale T sind gegeben durch T1 = A11·R1 + A12·R2 + ... A1m·Rm T2 = A21·R1 + A22·R2 + ... A2m·Rm... ... Tn = An1·R1 + An2·R2 + ... Anm·Rmwobei R1, R2 usw. die Elemente von R_desired sind.
Wenn R1, R2 usw. alle unabhängige Signale sind, die für unterschiedliche empfangende Stationen vorgesehen sind, besteht keine Korrelation zwischen ihnen, daher werden sie rms-weise in dem linearen Summierungsprozess, der die T-Elemente bildet, addiert.
Damit ist der mittlere quadratische Wert von T1 genau |A11·R1|² + |A12·R2|² ... + |A1m·Rm|²
Gleichermaßen ist der mittlere quadratische Wert von T2 gleich |A21·R1|² + |A22·R|² ... + |A2m·Rm|²
Durch Addieren dieser Ausdrücke in Spalten nach unten, die das gleiche Ri enthalten, erhalten wir: POWER = SIGMAj [|Ri|2·SIGMAi|Aij|2]
Damit gilt SIGMAⁱ|Aij|² = SIGMA_i(Aji·Aij) = SIGMA_i(A'ji·Aij), wobei A'ji sich auf das Element ji in der konjugiert Transponierten von A bezieht.
Aber dieser Wert SIGMA ist einfach der jj-diagonale Term des gesamten Matrixprodukts Xjk = SIGMA_i(A'ji·Aik), welches die Gleichung für Matrixmultiplikation A' und A ist, d. h. X = A'A.
Wenn jetzt A = U + V eingesetzt wird, ergibt sich: X = (U' + V')·(U + V) = U'U + V'V + U'V + V'U und U'V + V'U = 2Re (U'V).
Durch Einsetzen von U = C'(CC')^–1, d. h. U' = (CC')^–1·C, in die vorstehende Gleichung erhalten wir U'V = (CC')^–1·CV = 0, weil CV = 0 ist.
Daher gilt 2Re(U'V) = 0 und U'V + V'U = 0.
Damit folgt SIGMA_i|Aij|² = SIGMA_i(|Uij|² + |Vij|²), daraus folgt: POWER = SIGMAj [|Ri|2·SIGMAi|Uij|2] + SIGMAj[|Ri|2·SIGMAi|Vij|2]
Da die beiden Terme, die U bzw. V enthalten, nur positiv sein können, ist die Leistung minimiert, wenn die Wahl der beliebigen Matrix V in dem zweiten Term gleich null ist. Damit ist die Lösung für die Übertragungssignale, die die gewünschten empfangenen Signale erzeugen: T = A·Rdesired mit A = C'(CC')–1
Diese Lösung gilt auch für den Fall N = M, weil C dann quadratisch ist und das Obige sich reduziert auf: A = C–1
Bei Anwendung der vorstehenden Prinzipien werden die übrigen Freiheitsgrade nicht nur zur Erzeugung von gleichkanalstörungsfreien Signalen an jedem Mobilteil verwendet, sondern auch zur Maximierung der gewünschten Signalwerte für eine gegebene gesamte abgestrahlte Leistung. Die gesamte mittlere quadratische abgestrahlte Leistung ist in der Tat die Summe der quadratischen Beträge der Koeffizienten der Matrix A, definiert durch: A = C'·(C·C)–1
Die Summe der Quadrate einer Spalte von A nach unten ergibt die abgestrahlte Leistung, die bei der Kommunikation mit einem korrespondierenden Mobilteil verwendet wurde. Das Ungünstigster-Fall-Mobilteil, d. h. dasjenige, das die meiste Satellitenleistung verwendet, kann daher identifiziert werden. Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung prüfr der Steuerungsprozessor an der Hub-Station in Abständen, ob die gesamte Satellitenleistung minimiert (oder die Nutzung der Leistung optimiert) werden kann, indem das Ungünstigster-Fall-Mobilteil aus der gegenwärtigen Gruppe, mit der das Mobilteil assoziiert ist, entfernt wird und dieses Mobilteil mit einer anderen Gruppe assoziiert wird. Dies erfolgt durch Neuberechnung der obigen Ausdrücke, wobei C um die Reihe, die mit dem Ungünstigster-Fall-Mobilteil korrespondiert, vermindert wird, wodurch die Ersparnis an Satellitenleistung bestimmt wird, die gespart werden würden, wenn nur der Rest in der effizientesten Weise unterstützt würde. Dann wird die entfernte Reihe von C verwendet, um der Reihe nach jede der Matrizen C zu ergänzen, die mit anderen Gruppen von Mobilteilen assoziiert sind und andere Frequenzkanäle (FDMA) oder Mehrträger (CDMA) oder Zeitschlitze (TDMA) verwenden, und der Reihe nach die obigen Ausdrücke zu berechnen, um die Zunahme der Leistung zu bestimmen, die erforderlich wäre, um dieses Mobilteil als ein Mitglied von jeder der anderen Gruppen zu unterstützen. Wenn die Zunahme der Leistung in einem dieser Fälle geringer ist als die Leistung, die durch Entfernen des Mobilteils aus seiner usprünglichen Gruppe gespart wird, kann eine Frequenz- oder Zeitschlitz-Übergabe zu der neuen Gruppe durchgeführt werden, um die Nutzung der Satellitenleistung zu verbessern. Dieses Verfahren kann ebenso verwendet werden zur Bestimmung, mit welcher einer Zahl von existierenden Gruppen ein neuer Mobilteil-Anruf assoziiert werden sollte, d. h. zum Finden der Gruppe, die zu einer minimalen Zunahme der verwendeten Satellitenleistung, wenn ein neuer Anruf verbunden wird, führen würde.
11 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform, die die Verschaltungen zwischen den Übertragungs- und Empfangsmatrixprozessoren und dem Steuerungsprozessor an der Bodenstation zum Bewirken der oben beschriebenen Störungslöschung und des optimalen Kanalzuordnungsverhaltens darstellt.
Der Empfangsmatrixprozessor 1700 empfängt digitalisierte Signalabtastwerte vom HF-Abschnitt der Bodenstation. Die Empfangsverarbeitung kann beispielsweise nach der beispielhaften FDMA-Ausführungsform der Erfindung von 9 oder nach der beispielhaften TDMA-Ausführungsform von 10 strukturiert werden. Zudem kann eine beispielhafte CDMA-Ausführungsform strukturiert werden, indem zum Beispiel die Bandbreite der Kanalteilungsfilter erhöht und eine CDMA-Version der Pro-Kanal-Verarbeitung in die Schaltungen von 9 eingefügt wird. Weiterhin können beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung konstruiert werden unter Verwendung des neuen subtraktiven CDMA-Systems, das in U.S.-Patent 5.151.919 an Paul W. Dent mit dem Titel „CDMA Subtractive Demodulation" beschrieben wird. Diese Merkmale der vorliegenden Erfindung bieten sich auch zur Implementierung in landgestützten Zellularsystemen an.
Der Empfangsmatrixprozessor 1700 trennt die individuellen Kanalsignale durch Anwendung der Koeffizienten der inversen Matrix C, die vom Steuerungsprozessor 1702 zugeführt werden, wie oben beschrieben, um Gleichkanalstörungen zu eliminieren oder zu unterdrücken. Diese Koeffizienten können beispielsweise wie folgt bestimmt werden.
Wenn M räumlich getrennte Antennen-/Empfängerkanäle unterschiedliche Kombinationen Ri von M Signalen Si empfangen, gegeben durch: Ri = SIGMAj(Cij·Sj) (5)oder in Matrixschreibweise, R = C·S, dann hat die Trennung der M Signale eine einfache Lösung R = C·S–1 (6)
Wenn die Zahl der Antennen-/Empfängerkanäle N größer ist als die Zahl der Signale M, die sie empfangen, ist die Matrix C nicht quadratisch und kann nicht invertiert werden. Es ist ein Kontinuum von Lösungen unter Verwendung jeder beliebigen Untermenge M der N Kanäle möglich, aber es kann auch eine gewünschte eindeutige Lösungen vorhanden sein.
Das reziproke Problem zur Übertragung von M Signalen unter Verwendung von N Senderkanälen wurde oben gelöst, indem der zusätzliche Wunsch zur Minimierung der gesamten Übertragungsleistung auferlegt wurde. Im Empfangsfall können wir die gewünschte eindeutige Lösung finden, indem die Bedingung zur Maximierung des Signalrauschabstands auferlegt wird. Um dies durchzuführen, muss ein endlicher Betrag von Rauschen als in den Empfängern existierend angenommen werden.
Bevor diese Lösung beschrieben wird, wird eine andere Lösung zum Lösen der folgenden Gleichungen beschrieben: C11·S1 + C12·S2 ... + C1M·SM = R1 C21·Sl + C22·S2 ... + C2M·SM = R2 (7)... CN1·S1 + CN2·S2 ... + CNM·SM = RN
Wenn N > M ist, besteht ein Überschuss von Gleichungen gegenüber Unbekannten. Sie sollten alle konsistent sein und die Lösung jeder beliebigen Untermenge M von N sollte die gleiche Antwort ergeben. Aufgrund von Empfängerrauschen, das unkorrelierte Fehler in den empfangenen Werten R verursacht, werden die Gleichungen jedoch nicht alle exakt konsistent sein.
Eine bekannte Lösung hierfür ist die so genannte Lösung der kleinsten Quadrate. Die Methode der kleinsten Quadrate sucht die Lösung, die die RMS-Summe der Rauschfehler, die zu den R-Werten addiert werden muss, um die Gleichungen konsistent zu machen, minimiert.
Ein Fehlervektor E kann definiert werden als E = C·S – R ... (8)
Der Quadratsummenfehler ist dann E'E = (C·S – R)'·(C·S – R) = S'·C'·C·S – R'·C·S – S'·C'·R + R'·R (9)
Differenzierung dieses Ausdrucks nach jedem Wert R, um den Gradienten zu erhalten, ergibt: grad(E'E) = 2C'·C·S – 2C'·R (10)
E'E ist das globale Maximum mit grad(E'E) = 0, d. h. C'C·S = C'R, or S = (C'C)–1·C'·R (11)
Die Lösung der kleinsten Quadrate für die M Signale ist daher S = A·R mit A = (C'C)–1·C'(12)
Dies kann verglichen werden mit der Lösung der kleinsten Übertragungsleistung mit A = C'(CC')–1
Die oben angegebene Lösung der kleinsten Quadrate für den Empfang ist nicht notwendigerweise diejenige, die die Qualität der einzelnen Signale maximiert. Zum Finden der Lösung, die jede Signalqualität maximmiert, suchen wir wiederum die beste Reihe der Matrix A, die dieses Signal ergibt.
Das getrennte Signal Si ist gegeben durch Reihe i von A, im Folgenden als Ai geschrieben, multipliziert mit dem Vektor von Empfangskanalausgängen R, d. h. Si = Ai·R R ist gegeben durch C·S + Noise, wobei „Noise" ein Vektor von unkorreliertem Rauschen mit den Komponenten N1, N2 ... in den Empfängerkanälen ist.
Damit gilt Si = Ai·C·S + Ai·Noise (13)
Der Betrag der gewünschten Komponente Si, der in Si erscheint, ist gegeben durch
(Ai1·C1i + Ai2·C2i + Ai3·C3j ... + AiN·CNi)·Si = Ai·Ci, wobei Ci die i-te Spalte von C bedeutet.
Unter der Annahme, dass alle Si mit einheitlicher Leistung übertragen werden, beträgt die Leistung in der extrahierten erwünschten Komponente P = |Ai·Ci|2 = Ai·Ci·Ci'·Ai' (14)
Es sind jedoch auch unerwünschte Komponenten in dem extrahierten Signal aufgrund der anderen Signale Sk vorhanden. Die Summe der unerwünschten Leistungen für alle k ungleich i ist gegeben durch I = Ai·Cdim·C'dim·Ai' (15)wobei Cdim bedeutet, dass die Matrix C mit Spalte i entfernt wurde.
Zusätzlich ist eine Rauschleistung vorhanden, gegeben durch |Ai1·N1|2 + |Ai2·N2|2 ... = AiAi'·nI (16)wobei n der mittlere quadratische Wert jeder der Rauschsignale N1, N2 usw. ist.
Der Signalrausch-plus-Interferenzen-Abstand ist dann gegeben durch
Mathematiker werden diesen Ausdruck als das Verhältnis der hermiteschen Formen erkennen. Die Maxima und Minima von derartigen Ausdrücken wie
sind gegeben durch die Eigenwerte q von V^–1·U, d. h. durch die Lösung von det(V^–1·U – qI) = 0. Die Werte von X, die diese Extrema ergeben, sind die korrespondierenden Eigenvektoren. V^–1·U in unserem Fall ist (Cdim·C'dim + nI)^–1·Ci·Ci' und X ist A'.
Wir verwenden jetzt den Satz, dass die Eigenwerte des Produkts einer n-mal-m-Matrix und einer m-mal-n-Matrix mit n > m gleich sind zu den Eigenwerten des Produkts in umgekehrter Reihenfolge plus n– m Null-Eigenwerte.
Wenn als die zwei fraglichen Matrizen die N-mal-1-Matrix (Cdim·Cdim' + nI)^–1·Ci einerseits und die 1-mal-N-Matrix Ci' andererseits verwendet werden, müssen die benötigten Eigenwerte die des inversen Produkts sein Ci'·(Cdim·C'dim + nI)–1·Ci (18)1 × N N × N N × 1
Dieses hat jedoch die Dimension 1 × 1, d. h. es ist ein Skalar, so dass es nur einen Eigenwert ungleich null hat.
Daraus folgt q = Ci'·(Cdim·C'dim + nI)–1·Ci (19)
Der assoziierte Eigenvektor Ai' ist die Lösung V einer Gleichung der Form Matrix·V = V·Eigenwert (Cdim·C'dim + nI)–1·Ci·Ci'·V = Vq (20)
Durch Einsetzen von q aus Gleichung (19) folgt (Cdim·C'dim + nI)–1·Ci·Ci'·V = V·Ci'·(Cdim·C'dim + nI)–1·Ci (21)
Es kann gezeigt werden, dass durch V = (Cdim·C'dim + nI)^–1·Ci die linke und die rechte Seite der Gleichung (21) identisch werden. Damit ist dieser Eigenvektor die optimale Lösung für die Reihe von Koeffizienten Ai, die Si mit dem besten Signalrausch- und Interferenzenabstand aus R extrahieren.
Wenn wir uns stattdessen vornehmen, den Signal-zu-(Signal+Rauschen+Interferenzen)-Abstand zu maximieren, erhalten wir Ai' = (C·C' + nI)–1·Ci or Ai = Ci'·(C·C' + nI)–1 (22)d. h. die gesamte Matrix C wird bei der Inversion verwendet und nicht Cdim mit einer Spalte entfernt. Der Wert, der S(S + N + I) maximiert, sollte jedoch der gleiche sein, der (S/(N + I) maximiert, da sich ihre Kehrwerte nur durch die Konstante 1 unterscheiden.
Es kann gezeigt werden, dass diese Lösung sich nur den einen Skalarfaktor 1/(1 + q) von der Lösung unterscheidet, die S/(N + I) maximiert, und da eine feste Skalierung Signalrauschabstände nicht ändert, ist sie effektiv die gleiche Lösung. Wenn derartige Ai' jetzt für alle i abgeleitet und untereinander angeordnet werden, um eine M-mal-N-Matrix A zu bilden, liegen die Reihen Ci', die die usprünglichen Spalten Ci sind, auch untereinander und bilden die Matrix C'.
Damit gilt A = C'(CC' + nI)–1
Dies ist ähnlich der oben abgeleiteten Lösung für minimale Übertragungsleistung, außer dass die Matrix „C" hier die Transponierte der Übertragungsmatrix ist und M mal N anstatt N mal M ist. Dies bedeutet, dass die N × N Matrix CC' nur den Rang M < N hat und dass sie keine direkte Inverse hat, weil sie singulär ist. Die Addition des Rauschens abwärts der Diagonalen durch den Term nI ist jedoch der Katalysator, der bewirkt, dass die Matrix nicht singulär invertiert werden kann und die obige Lösung berechenbar ist.
Die im Übertragungsfall bereit gestellte Lösung ist ein Weg zur Prüfung, um wie viel die gesamte Leistung, die umoptimiert wirde, erhöht werden müsste, um ein zusätzliches Signal zu unterstützen. Umgekehrt kann im Empfangsfall geprüft werden, wie die Hinzufügung eines neuen Signals zu den bereits empfangenen sich auf den Signalrauschabstand nach Umoptimierung der obigen Koeffizienten mit einer zusätzlichen Spalte, die der Matrix C hinzugefügt wirde, auswirken würde. Die zusätzliche Spalte von fraglichen C repräsentiert die relativen Stärken und Phasen, mit denen das neue Signal von den N Empfänger-/Antennenkanälen empfangen wird. Dies wird bestimmt, während das neue Signal in dem Direktzugriffskanal erscheint und nicht mit anderen Signalen in Konflikt steht. Zudem lässt sich Direktzugriff mit höherer Leistung oder mehr Codierung als für normalen Verkehr durchführen, um die Erkennung und Decodierung zu erleichtern.
Das Signal wird decodiert und im Nachhinein kann das decodierte Signal mit Signalabtastungen korreliert werden, die von jedem der N Kanäle aufgezeichnet wirden, um die neuen Koeffizienten der Matrix C zu bestimmen. Eine Prüfung wird dann durchgeführt, indem die neue Spalte C der Reihe nach jeder einer Zahl von Kandidaten-Matrizen C angefügt wird, die mit verschiedenen Gruppen von laufenden Signalen assoziiert sind, um die Gruppe zu bestimmen, die ihren Ungünstigster-Fall-Signalrauschabstand durch die Aufnahme des neuen Signals am wenigsten herabgesetzt haben würde. Dies bestimmt dann die Zuordnung eines Kanals zu dem neuen Signal für Verkehr und erklärt, wie die Koeffizienten der Matrix C Reihe für Reihe während des Direktzugriff und Kanalzuordnungsprozesses zustande kommen.
Die getrennten Kanalsignale werden in separaten Kanalprozessoren 1701 verarbeitet. Die Kanalprozessoren können entweder angewandt werden, um Teilnehmerverkehr zu verarbeiten, nachdem ein Anruf verbunden wurde, oder können eingesetzt werden, um nach Direktzugriffssignalen aus einer gegebenen Richtung zu suchen. Das letztere erfolgt durch Kombinieren der von dem Satelliten empfangenen Signale, um Strahlen zu bilden, die feste Regionen der Erde abdecken, von denen Direktzugriffssignale empfangen werden können. Die Koeffizienten können von dem Steuerungsprozessor 1702 ausgewählt werden, um Aufhebung oder Reduzierung von Interferenzen von anderen Signalen auf der gleichen Frequenz von anderen Regionen bereit zu stellen, um die Wahrscheinlichkeit der Erfassung einer Direktzugriffsmeldung zu maximieren. Die Direktzugriffsmeldung kann auch mit einem zusätzlichen Grad von Fehlerkorrekturcodierung versehen sein, um die Empfangswahrscheinlichkeit bei Abwesenheit einer Apriori-Kenntnis der Richtung, aus der ein Zugriffsversuch empfangen wird, zu maximieren. Optional kann die Direktzugriffskanal Frequenz-geplant sein, um die sofortige Wiederverwendung von Frequenzen in benachbarten Zellen zu vermeiden, beispielsweise durch die Verwendung eines 3-Zellen-Frequenzen- oder -Zeitschlitz-Wiederverwendungsplans, da die Verwendung von drei Frequenzen oder Zeitschlitzen für Direktzugriff nicht eine derartig nachteilige Auswirkung auf die gesamte Systemkapazität hat, als wenn ein derartiger Frequenzverwendungsplan für jeden Verkehrskanal angewendet werden würde.
Die Kanalprozessoren 1701 stellen dem Steuerungsprozessor 1702 Informationen bereit über den Betrag von jedem Signal in dem Strahlenkanal oder getrennten Kanal, den der Steuerungsprozessor 1702 verwendet zur Steuerung der Interferenzenaufhebungs-Koeffizienten, die von dem Empfangsmatrixprozessor 1700 verwendet werden. Abhängig von beispielsweise der Bestimmung von Korrelationen zwischen jedem getrennten Signal und jedem Strahlenkanal bzw. der Bestimmung von Korrelationen zwischen getrennten Signalen können zwei verschiedene Steuerungskonzepte von Steuerungsprozessor 1702 angewandt werden.
In einer ersten beispielhaften Steuerungsimplementierung wird ein getrenntes Kanalsignal, das von Kanalprozessor 1701 decodiert wird, der Reihe nach mit jedem nicht getrennten Strahlensignal korreliert oder teilweise korreliert. Die elektrischen Verbindungen zum Herbeiführen dieser Korrelation sind zwischen jedem Kanalprozessor 1701 und jedem zweiten Kanalprozessor 1701 angeordnet, diese Verbindungen wurden jedoch zur Klarheit in 11 weggelassen. Der Teil des getrennten Signals, der für Korrelation verwendet wird, kann in geeigneter Weise ein bekanntes Bitmuster in den Kanalsignalen sein, zum Beispiel ein Synchronisierungswort oder -bitmuster. Die Ergebnisse der Korrelation repräsentieren direkt die Koeffizienten der Matrix C und diese werden von dem Steuerungsprozessor verarbeitet, um Koeffizienten der Matrix A, wie oben definiert, zu erhalten.
In einer zweiten beispielhaften Steuerungsimplementierung wird ein getrenntes Kanalsignal, das von einem Kanalprozessor 1701 decodiert wird, mit zumindest einem Teil von anderen Kanalsignalen korreliert, um den restlichen Betrag von nicht aufgehobenen Interferenzen, die aufgrund von anderen Kanalsignalen vorhanden sind, zu bestimmen. Der Teil der anderen Kanalsignale, mit denen eine Korrelation durchgeführt wird, kann in geeigneter Weise ein bekanntes Muster sein, das in jedem Signal enthalten ist, wie ein Synchronisierungswort. Da diese Muster bekannt sind, ist es nicht erforderlich, die Kanalprozessoren 1701 miteinander kreuzzukoppeln, wodurch eine Menge von Zwischenverbindungen vermieden wird. Da zudem die Adoption der Empfangsmatrix-Koeffizienten durch den Steuerungsprozessor 1702 nicht mit einer schnellen Rate erfolgen muss, da sie für eine gegebene Menge von übertragenden Mobiltelefonen relativ statisch sind, kann die Korrelation mit verschiedenen Signalen zu verschiedenen Zeiten erfolgen, zu denen die Sender durch vorherige Einrichtung ein spezielles Syncwort für den Zweck der Korrelation einfügen.
Beispielsweise soll angenommen werden, dass ein bekanntes 16-Bit-Syncmuster in jedem Segment eines übertragenen Signals, z. B. ein TDMA-Zeitschlitz, angewandt wird. Es gibt 16 mögliche orthogonale 16-Bit-Wörter, so dass 16 verschiedenen Signalen orthogonale Syncwörter zugeordnet werden können. Ein Fast-Walsh-Transformator wie der in U.S.-Patent 5357454 beschriebene stellt ein effizientes Mittel bereit, um ein Signal gleichzeitig mit allen möglichen orthogonalen Codewörtern zu korrelieren und dadurch die restlichen, nicht aufgehobenen Interferenzbeträge direkt zu bestimmen. Wenn jedoch die Zahl der Signale, deren restliche Interferenzenbeiträge zu unterscheiden sind, größer ist als 16, zum Beispiel 37, können 15 zu einer Zeit zur Verwendung von unterschiedlichen orthogonalen Codewörtern angeordnet werden, während die anderen 22 das 16. Codewort verwenden. Die 15, die zur Verwendung von unterschiedlichen Codewörtern ausgewählt werden, können zwischen aufeinander folgenden TDMA-Rahmen gewechselt werden, so dass nach etwas über zwei Rahmen alle Signale einmalig unterschieden wurden.
Dieses beispielhafte Verfahren kann auch auf FDMA- oder CDMA-Aufwärts-Modulationen angewandt werden. Im CDMA-Fall können beispielsweise orthogonale Spreizcodes zugeordnet werden, um die Unterscheidung zu erleichtern. Wenn eine Hybrid-FDMA/CDMA-Aufwärtsverbindung mit beispielsweise vier überlappenden, orthogonalen CDMA-Signalen in jedem Frequenzkanal verwendet wird, wie in U.S.Patent Eingangsnummer 5539730 beschrieben, dann kann das System ohne weiteres gleichzeitig nach bekannten Syncmustern unter Einsatz aller vier orthogonaler Codes suchen. Durch Permutation der unterliegenden Syncmuster, wie oben beschrieben, ist es möglich, restliche Interferenzenbeiträge von jeder Zahl von unterschiedlichen CDMA-Übertragungen, die die gleichen Kanalfrequenzen an verschiedenen Standorten verwenden, zu unterscheiden. Dies kann beispielsweise erreicht werden, nachdem die Signale unter Verwendung der Matrix C getrennt wurden, ein Signal kann mit seinem eigenen bekannten Bitmuster korreliert werden und den bekannten Mustern der anderen Signale, die hätten aufgehoben werden sollen; Ergebnisse der letzteren Korrelationen ergeben den Betrag des restlichen, nicht aufgehobenen Signals und können zur Aktualisierung der Matrix C verwendet werden.
In dieser zweiten beispielhaften Implementierung werden die Koeffizienten der Matrix C nicht direkt bestimmt, vielmehr werden die restlichen Interferenzbeträge mit Fehlern in den Koeffizienten der Matrix A und C in Beziehung gesetzt. Diese Beziehung kann wie folgt demonstriert werden.
Der Satellit oder die Basisstation strahlt N Kombinationen von M gewünschten Signalen von N Sendern/Antennen ab. Die N Kombinationen sollten derart ausgewählt werden, dass jede der empfangenden Stationen nur ihr intendiertes Signal empfängt und die anderen M-1 an diesem Empfänger gelöscht werden. Die N linearen Kombinationen sind vorzugsweise diejenigen, die wie oben dargestellt abgeleitet wurden, woraus resultiert, dass jede empfangende Station nur ihr intendiertes Signal empfängt, und mit minimaler gesamter Senderleistung.
Die übertragenen Signale
werden gebildet aus den Signalen, die empfangen werden sollen,
indem der Vektor Rd mit der N-mal-M-Matrix A multipliziert wird, d. h. T = A·Rd.
A wird oben wiederum dargestellt als bevorzugt gleich seiend zu C'(CC')^–1, wobei Cij die Ausbreitung von Sender/Antenne j zu Empfänger i ist. Schätzungen von Cij erfolgen zum Zeitpunkt des Gesprächsaufbaus für die Empfangsrichtung und werden in Schätzungen für die Übertragungsrichtung umgewandelt, wie oben beschrieben. Es werden jedoch Fehler vorkommen in den Schätzungen der Cij für die Übertragungsrichtung, die zur Berechnung der Matrix A berechnet werden. Es soll angenommen werden, dass die geschätzte Übertragungsmatrix C gleich ist zur wahren Matrix Co plus einer Fehlermatrix dC, d. h. C = Co + dC oder Co = C – dC
Die Signale Ra, die tatsächlich von den empfangenden Stationen empfangen wurden, sind gegeben durch die wahre C-Matrix Co mal den übertragenen Signalen, d. h. Ra = Co·T = Co·A·Rd = (C – dC)C'(CC')–1·Rd = Rd – dcC·C'(CC')–1·Rd = Rd – dC·A·Rd
Die Fehler dR in den empfangenen Signalen dR = Rd – Ra sind damit gegeben durch dR = dC·A·Rd (23)
Jedes Fehlerelement i des Fehlervektors dR enthält einen Teil e_ij von jedem der anderen nicht intendierten Signale j.
Wenn die M Signale bekannte Signale, Muster oder Syncwörter enthalten, ist es durch Korrelation mit diesen an einem Mobilteil-Empfangssignal i möglich, den restlichen unerwünschten Betrag von Signal j zu bestimmen und damit e_ij zu bestimmen.
Die Syncwörter können orthogonal sein, so dass Korrelation mit allen davon zur gleichen Zeit mittels einer orthogonalen Umwandlung wie der Walsh-Hadamard-Transformation durchgeführt werden kann. Wenn die Zahl der verfügbaren orthogonalen Codewörter geringer ist als die Zahl der Signale M, können die orthogonalen Codewörter Gruppen von unmittelbar umgebenden Strahlen oder Zellen zugeordnet werden, deren Signale am wahrscheinlichsten aufgrund von unvollkommener Löschung stören werden. Eine begrenzte Menge von orthogonalen Codewörtern kann zwischen den M Signalen permutiert werden, um zu gestatten, dass unterschiedliche Teilmengen gleichzeitig aufgelöst werden und alle M nacheinander aufgelöst werden. In dieser Weise wird, durch Korrelation der empfangenen Signale Ra über den Bereich, der das bekannte Signalmuster mit allen orthogonalen Codewörtern enthält, der Betrag des eigenen Codeworts sowie der Betrag von unerwünschten Codewörtern erhalten. Der Betrag von anderen Codewörtern wird skaliert durch Division durch den komplexen Betrag der Korrelation des eigenen Codeworts, um die normalisierten Fehlerreste e_ij zu erhalten, die dann über mehrere Messintervalle komplexwertig gemittelt werden können, bevor sie von den empfangenden Stationen zurück an die übertragenden Stationen in einem umgekehrten langsamen assoziierten Steuerkanal berichtet werden. Zur Reduzierung des Berichtsvolumens kann jedes Mobilteil sich in jedem Intervall darauf beschränken, nur den größten Fehler zu berichten, den sein Korrelator bestimmt. Die Übertragungsstation kann optional entweder annehmen, dass die anderen Fehler an der Station null sind oder dass sie wie vorher berichtet sind, wenn in der Zwischenzeit keine Maßnahmen ergriffen wurden, sie zu korrigieren.
Die Matrix E = e_ij kann daher mit der Matrix dC·A in (23) gleich gesetzt werden, so dass wir dC·A = E oder A'·dC' = E' haben.
Dies ist eine unzureichende Menge von Gleichungen für die Unbekannten dC', aber es existiert eine eindeutige Lösung, für die die Summe der Quadrate der dC' am kleinsten ist, wobei die Lösung wie folgt ist dC' = A(A'A)–1·E'
Wenn zudem A = C'(CC')^–1 ist, dann ist A(A'A)^–1 = C', daher gilt dC' = C'·E' oder dC = E·C
Daher können, wenn die ursprüngliche Schätzung von C gegeben ist und die Restkorrelationsmessungen von empfangenden Stationen berichtet werden, der Fehler dC in der ursprünglichen Schätzung berechnet und die Schätzung von C allmählich verfeinert werden.
Wenn, wie oben erwähnt, die umgekehrte SACCH-Signalierungskapazität es nicht gestattet, dass alle Fehler jedes Mal berichtet werden, ist es ausreichend, nur die größten zu berichten. Der Sender kann auswählen, nur die größten dort und dann zu korrigieren oder zu warten, bis andere berichtet werden. Um zu gewährleisten, dass andere berichtet werden, kann der Sender den Empfänger über den Vorwärts-SACCH-Kanal auffordern, spezifische Messungen vorzunehmen. Diese Verfeinerungen werden wegen der Vollständigkeit bei der Beschreibung des Umfangs der Erfindung angeführt, aber die zusätzliche Komplexität ist in einem Satelliten-Mobilteil-Kommunikationssystem, in dem die relativen Positionen der Mobilteile in den Satellitenstrahlen sich nur langsam relativ zur Geschwindigkeit der Kommunikationen verändern, wahrscheinlich nicht erforderlich.
Der Steuerungsprozessor erhält anfängliche Schätzungen der Koeffizienten der Abwärts-Matrix C und A, gemessen an der Aufwärtsverbindung durch Syncwort-Korrelation, wie vorher beschrieben, mit der Frequenz der Abwärtsverbindung. Der Steuerungsprozessor gibt dann kontinuierlich korrigierte A-Matrix-Koeffizienten, die geeignet in die Abwärtsfrequenz übersetzt wurden, wie oben beschrieben, an den Übertragungsmatrixprozessor 1704 aus.
Eine Komplikation kann bei der Durchführung dieser Übersetzung aufgrund von Phasen-Nichtübereinstimmungen zwischen den einzelnen Antennenelementkanälen vorkommen. Es wurde oben angeführt, dass die relative Amplitude zwischen Signalen in den Aufwärts- und Abwärtsfrequenzen ziemlich als gleich angesehen werden können und dass die relative Phase zwischen Signalen durch das Verhältnis der Aufwärts- und Abwärtswellentängen skaliert werden können. Angenommen sei jedoch der Fall, in dem Phasen-Nichtübereinstimmungen zwischen den Kanälen existieren, die die Mobilteil-Satelliten-Aufwärtssignale von den einzelnen Antennenelementen übertragen. Die Signalphasen sind dann nicht nur Antennenelementphasen, PHI(i), sondern enthalten die additiven Nichtübereinstimmungsterme dPHI(i). Wenn PHI(i) + dPHI(i) dann durch das Verhältnis der Wellenlängen skaliert wird, wird der Teil PHI(i) richtig skaliert, aber der Nichtübereinstimmungsteil dPHI(i) nicht, weil keine Korrelation zwischen Phasen-Nichtübereinstimmungen auf den Aufwärts- und Abwärtswegen besteht. Wenn die Aufwärs- und Abwärts-Phasen-Nichtübereinstimmungen durch uPHI(i) und dPHI(i) bezeichnet werden, müssen wir folgendes berechnen:
a·(PHI(i) – uPHI(i)) + dPHI(i); wobei a das Wellenlängen-Verhältnis ist.
Dies kann geschrieben werden als a·(PHI(i) + (dPHI(i) – a·uPHI(i)), und der Term dPHI(i) – a·uPHI(i), der zumindest eine einzelne Konstante ist, muss auf eine Weise bestimmt werden, um die Koeffizienten der Matrix A oder C, die aus empfangenen Mobilteilsignalen ermittelt wurden, in die Koeffizienten zu übersetzen, die für Übertragung zu den Mobilteilen zu verwenden sind. Dies kann beispielsweise durch eine feste Systemkalibrierung erfolgen, die ausgeführt wird mit der Hilfe von einigen Überwachungsstationen oder „nachgebildeten Mobilteilen", die sich an verschiedenen Positionen im gesamten Dienstbereich befinden. Alternativ kann das System, indem die Mobilteile auch eine begrenzte Zahl von Restkorrelationen mit anderen Signalen als ihren eigenen messen und diese Korrelationen über den langsamen assoziierten Steuerkanal (SACCH) berichten, ausreichend Informationen empfangen, um die erforderlichen Kalibrierungen für Phasen-Nichtübereinstimmung fortlaufend durchzuführen. Derartige berichtete Informationen können auch das Herauskalibrieren von Amplituden-Nichtübereinstimmungen erleichtern, falls erforderlich.
Die vorliegende Erfindung kann auch eingesetzt werden, um die Kapazität von landgestützten Zellular-Funktelefonsystemen zu verbessern. Derartige Systeme setzen im Allgemeinen 3-Sektoren-Antennen ein, um drei benachbarte Zellen von demselben Standort aus zu beleuchten, wie oben beschrieben. Da die Isolierung zwischen Sektoren nicht hoch ist (in der Tat ist die Isolierung fast null für ein Mobilteil auf der Grenze von zwei Sektoren), ist es mit konventionellen Systemen nicht möglich, die Verwendung des gleichen Frequenzkanals in allen drei Sektoren zu gestatten. Nach beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der gleiche Kanal jedoch aussichtsreich so oft eingesetzt werden, wie Antennenelemente zur Bildung von Sektoren vorhanden sind. Daher bietet eine Dreisektoren-Antenne (gewöhnlich gebildet durch drei vertikale kollineare Ebenen von Dipolen in einem Winkelreflektor) die Möglichkeit, den gleichen Kanal drei Mal wieder zu verwenden.
Landgestützte zelluläre Kommunikationskapazität ist begrenzt durch den Parameter des Träger-zu-Gleichkanal-Interferenzenverhältnisses (C/I). Das C/I, das erhalten werden würde, wenn Signale auf derselben Frequenz im Azimut von 360 Grad ausgestrahlt werden, ist das gleiche wie das C/I, das bei zentral beleuchteten Zellen erhalten werden würde. Ein 3-Zellen-Cluster oder Standort wird dann das Äquivalent einer zentral beleuchteten Zelle hinsichtlich des Wiederverwendungsmusters, das erforderlich ist, um ein gegebenes C/I zu erreichen. Es ist bekannt, dass ein 21-Zellen-Wiederverwendungsmuster benötigt wird, um das erforderliche C/I in dem AMPS-System bereitzustellen, daher wäre ein 21-Standort-Wiederverwendungsmuster erforderlich, wenn alle Sektoren in demselben Standort die gleichen Frequenzen verwenden würden. Dies zeigt im Vergleich mit dem 7-Standort-3-Sektoren-Muster, das konventionell eingesetzt wird, dass das, was durch Verwendung der gleichen Frequenz in jedem Sektor gewonnen wirde, durch das Erfordernis, die Größe des Wiederverwendungsmusters von 7 Standorten auf 21 Standorte zu erhöhen, verloren wurde. Daher sollten nach dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung drei oder mehr Sektoren oder Antennenelemente um den Azimut von 360 Grad verwendet werden.
12 zeigt eine beispielhafte zylindrische Gruppe von Schlitzantennen 1800, die geeignet ist zum Implementieren der vorliegenden Erfindung in landgestützten zellulären Systemen. Die Gruppe besteht aus Ringen von acht Schlitzen um einen metallenen Zylinder. Horizontale Schlitzantennen geben die gewünschte vertikale Polarisierung und die Schlitze sind eine halbe Wellenlänge lang, z. B. etwa 16 Zentimeter für das 900-MHz-Band. Es kann wünschenswert sein, alternativ kreisförmige Polarisierung an der Basisstation einzusetzen in Kombination mit linearer Polarisierung an dem Mobiltelefon, insbesondere wenn das Mobilteil ein Handtelefon mit unbestimmter Antennenausrichtung ist. Kreisförmige Polarisierung kann gebildet werden durch Verwendung von gekreuzten Schlitzen oder einer Hybrid-Schlitzdipol-Kombination für die Gruppenelemente. Die Verwendung derartiger Strukturen zur gleichzeitigen Bildung beider Polarisierungen ist oft praktisch, und dies kann ausgenutzt werden, indem entgegengesetzte kreisförmige Polarisierungen für Übertragung und Empfang verwendet werden, um die Übertragungs-Empfangs-Kopplung zu reduzieren.
Die Abstände der Elemente um den Zylinder müssen etwas größer sein als eine halbe Wellenlänge, um zu vermeiden, dass die Schlitze ineinander übergehen, obwohl es möglich ist, abwechselnde Schlitze um einen kleinen vertikalen Versatz zu versetzen, um ihre potenzielle mechanische Überlagerung oder elektrische Kopplung miteinander zu reduzieren. Wenn beispielsweise Abstände von 0,75 Wellenlänge verwendet werden, beträgt der Zylinderumfang 6 Wellenlängen, das ist ein Zylinderradius von weniger als einer Wellenlänge oder etwa einem Fuß. Eine derartige Antenne ist beträchtlich kleiner als konventionelle Dreisektoren-Antennen. Einige Ringe von derartigen Schlitzen sind mit beispielsweise zwischen 0,5 und einer Wellenlänge vertikalem Abstand vertikal übereinander angeordnet, um die gleiche vertikale Öffnung, und daher vertikale Richtcharakteristik, wie konventionelle zelluläre Basisstationsantennen bereit zu stellen. Schlitze, die in einer vertikalen Säule liegen, können durch Speiseleitungen 1801 verbunden werden, die sie phasengleich speisen. Die acht Speiseleitungen, die mit den acht Säulen von Schlitzen korrespondieren, sind dann mit acht HF-Verarbeitungskanälen 1802 verbunden. Jeder HF-Verarbeitungskanal umfasst einen Übertragungs-Empfangs-Duplexfilter 1803, einen linearen Übertragungs-Leistungsverstärker 1804, einen HF-Verstärker 1805, einen Abwärtsumsetzer, ZF-Filter, Verstärker und A/D-Umsetzer 1806 für jeden Frequenzkanal und einen korrespondierenden Übertragungsmodulator 1807 für jeden Frequenzkanal, deren Ausgänge in Summierer 1808 summiert werden, bevor sie in den Leistungsverstärkern 1804 verstärkt werden.
Die digitalisierten Ausgänge für alle acht Säulen von Schlitzen für jeden Frequenzkanal werden zu einem Empfangsmatrixprozessor 1809 gespeist. Der Empfangsmatrixprozessor 1809 ist analog zu dem Matrixprozessor 650 von 9. Der Matrixprozessor 1809 trennt Signale, die auf der gleichen Frequenz ankommen, aber aus unterschiedlichen Winkeln, so dass Gleichkanalstörungen von Mobilteilen in der Kommunikation mit demselben Standort im Wesentlichen unterdrückt werden. Die getrennten Signale werden zu Sprach- oder Direktzugriffs-Kanalprozessoren (nicht dargestellt in 12) gespeist, die analog zu den Kanalprozessoren 660 von 9 sind. Korrelationsmessungen, die von den Kanalprozessoren (nicht dargestellt) durchgeführt werden, werden zu einem Steuerungsprozessor (nicht dargestellt) gespeist, der analog zu Steuerungsprozessor 1702 in 11 ist. Der Steuerungsprozessor (nicht dargestellt) erzeugt sowohl Empfangs- als auch Übertragungsmatrix-Koeffizienten für Empfangsmatrixprozessor 1809 und Übertragungsmatrixprozessor 1810, um ein übertragenes Signal an jedes Gleichkanal-Mobilteil in einer nicht störenden Weise zu erzeugen.
Ein Unterschied in den Ausbreitungsbedingungen kann in Landmobilanwendungen im Vergleich zu Satellitenanwendungen vorkommen und resultiert in einigen Modifikationen der Matrixverarbeitung, die jetzt beschrieben werden. Satelliten-Ausbreitungswege sind im Wesentlichen Sichtlinien, und selbst wenn Signalechos von Objekten in der Umgebung des Mobilteils vorkommen, sind die Sichtlinien von diesen Objekten zu dem Satelliten im Vergleich mit den relativ großen Zellendurchmessern in Satelliten-Zellularsystemen im Wesentlichen die gleichen wie der direkte Strahl von dem Mobilteil zu dem Satelliten.
Dies trifft für Landmobilsysteme nicht zu. Ein substanzielles Echo von einem großen Gebäude oder einer Gebirgskette an der anderen Seite der Antenne im Vergleich zum Mobilteil kann in einem Echo resultieren, das aus einer Richtung irgendwo zwischen 0 und 180 Grad vom direkten Strahl entfernt eintrifft. Da derartige Echos Signalenergie tragen, ist es oft wünschenswert, sie zu nutzen, um in dem Fall, dass der direkte Strahl schwindet oder abgeschattet wird, einen Diversity-Pfad bereit zu stellen, um den Empfang zu verbessern. Gewöhnlich besteht der Signalweg von dem Mobilteil zu der Basisstationsantenne aus einer Zahl von Strahlen, die durch Widerspiegelungen von Objekten in der Nähe des Mobilteils verursacht werden; diese Strahlen werden im Wesentlichen aus derselben Richtung empfangen und erzeugen kombiniert den so genannten Rayleigh-Schwund. Da die Basisstationsantenne in beispielsweise großzelligen Anwendungen absichtlich hoch an einem guten Aussichtspunkt platziert wird, sind keine großen widerspiegelnden Objekte in großer Nähe, beispielsweise innerhalb von 1,5 km, zu erwarten, die in Strahlen resultieren können, die aus wesentlich unterschiedlichen Richtungen kommen. Dies bedeutet, dass erwartet werden kann, dass von solchen Objekten widergespiegelte Strahlen, die aus einer beliebigen Richtung kommen, eine größere Distanz, z. B. 3 km, passiert haben und daher eine Verzögerung von 10 μs oder mehr erlitten haben.
Um beide Arten der oben erwähnten Phänomene, d. h. ein Strahlencluster aus im Wesentlichen derselben Richtung, das einen Rayleigh-Schwund des Signals bewirkt, sowie ein Strahlencluster aus einer im Wesentlichen unkorrelierten Richtung, das ein verzögertes Signal repräsentiert, zu berücksichtigen, kann ein weiterer Term in die Empfangsmatrixverarbeitung wie folgt eingeführt werden.
Ein Signalabtastwert Si(t), empfangen am i-ten Antennenelement (Säule von Schlitzen), ist die Summe von nicht relativ verzögerten übertragenen Signalen Tk(t) von Mobilteilen k und um dt relativ verzögerten Signalen, gegeben durch: Si(t) = Ci1·T1(t) + Ci2·T2(t) ... + Cin·Tn(t) + Ci1'·T1(t – dt) + Ci2'·T2(t – dt) ... + Cin'·Tn(t – dt)
Wenn die Gleichungen für alle Si(t) in Matrixform zusammengefasst werden, können sie wie folgt geschrieben werden: Sj = C·Tj + C'·T(j – m)
Dabei bedeutet das Suffix j von T Werte zu einer aktuellen Zeit und das Suffix j – m bedeutet Werte vor in Abtastungen, korrespondierend mit der Verzögerung dt. Wenn die Signale zum Beispiel alle 5 μs abgetastet werden, wäre m für eine Verzögerung von dt = 10 μs gleich 2.
Der Signalschwund des nicht verzögerten Strahls kann angenommen werden als auf variierenden C-Koeffizienten beruhend, während die übertragenen Signale T konstant sind, oder die Signale T können angesehen werden als aufgrund von Rayleigh-Schwund variierend und die Matrix C als konstant. Das letztere wird hier berücksichtigt, weil, nach Trennen der schwundbehafteten Signale T unter Verwendung von konstanten Matrizen, die Sprachkanalprozessoren die schwundbehafteten Signale behandeln können, wie sie es in Landmobilsystemen tun.
Wenn die Signale T als schwundbehaftet angesehen werden, ist jedoch zu beachten, dass der Schwund an dem verzögerten Term nicht korreliert ist. Um daher T(j – m) als verzögerte Kopie der schwundbehafteten Signale Tj ansehen zu können, muss die Differenz im Schwund erklärt werden, indem die Koeffizienten C' als variierend betrachtet werden, um den Schwund an dem direkten Strahl in den Schwund an dem verzögerten Strahl umzuwandeln. Dann würden jedoch unendliche Werte von C' entstehen, weil die variierten Koeffizienten die Verhältnisse der Rayleigh-Schwundwerte sind.
Daher ist es praktischer, die Matrizen C als konstant relativ zu Eintreffrichtungen anzusehen und eine explizite Menge von Rayleigh-Schwundvariablen zur Erklärung des schnellen Schwindens einzuführen. Jedes Signal in dem Vektor Tj, beispielsweise das erste Signal t1(j), hat damit einen assoziierten komplexen multiplizierenden Faktor r1(j), der den nicht verzögerten Rayleigh-Schwundpfad von Mobilteil 1 zu der Antennengruppe repräsentiert. Durch Zusammenfassen der Faktoren r1, r2, r3 ... rn abwärts der Diagonalen einer Matrix, mit Nullen anderswo, und Bezeichnen dieser Schwundmatrix als R0 ist die Menge von geschwundenen Signalen dann einfach gegeben durch: R0·Tj
Durch Definieren einer anderen Schwundmatrix R1 für den ersten verzögerten Pfad sind die verzögerten geschwundenen Signale gegeben durch: R1·T(j – m)
Damit sind die Signale aus den Gruppenelementen gegeben durch: Sj = C·R0·Tj + C'·R1·T(j – m)
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung erfolgt Trennen der schwundbehafteten Signale R0·Tj unter Verwendung der getrennten Signale R0·T(j – m), die vor m Abtastungen berechnet wurden, basierend auf der Gleichung:
Es ist ersichtlich, dass von den vorher getrennten Signalen R0·T(j – m) zuerst deren Schwundfaktoren durch Division durch R0 entfernt werden müssen, um die Schwundfaktoren für die direkten Strahlen durch die Schwundfaktoren R1 für die verzögerten Strahlen zu ersetzen. Dies kann numerische Schwierigkeiten verursachen, wenn ein Signal vollständig schwindet, so dass sein assoziierter Faktor r null wird. Da jedoch das getrennte Signal auch null werden würde, ist es möglich, R0·T(j – m)/R0 unter Verwendung von beispielsweise Kenntnissen über die Natur des übertragenen Signals einen sinnvollen Wert zuzuweisen. Beispielsweise können Kenntnisse, dass das übertragene Signal ein Signal konstanter Amplitude ist oder dass es kontinuierlich zwischen Abtastungen sein sollte, verwendet werden.
Alternative Implementierungen und Modifikationen der hier dargestellten Prinzipien werden von Fachleuten schnell erkannt werden. Beispielsweise sind, obwohl das in einem beliebigen zukünftigen zellulären System übertragene Signal höchstwahrscheinlich ein digitales Signal sein wird, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung auch auf analoge Signale anwendbar. In beiden Fällen sind die Schwundspektren (d. h. die Fouier-Transformation einer aufeinander folgenden Reihe von r-Werten) schmalbandig im Vergleich zu der Modulation, welche das Mittel ist, mit der Informationen in der Modulation von Modulation, die durch Schwund verursacht wird, unterschieden werden können. Im Fall von digitalen Signalen sind die an den Sendern verwendeten Modulatoren a priori wohl charakterisiert, so dass die Wellenformen Tj, die sie für ein gegebenen Informations-Bitmuster erzeugen werden, vorhergesagt werden können. Wenn ein bekanntes Bitmuster in einem Übertragungssegment enthalten ist, kann ein korrespondierendes Segment der Tj-Wellenformen vorhergesagt werden, und wenn dieses mit den empfangenen Signalen korreliert wird, ergibt sich eine Schätzung des korrespondierenden Werts T. Dieses Verfahren wird als „Kanalschätzung" bezeichnet. Die Kanalschätzungen können nach der Decodierung jedes Informationsbits aktualisiert werden. Weil der Kanal viel langsamer variiert als Informationsbits und noch langsamer als die Abtastrate von Tj, die beispielsweise das Achtfache der Informationssymbolrate betragen kann, werden Kanalschätzungen über viele aufeinander folgende Abtastungen der T-Wellenformen gemittelt und sind daher etwas weniger rauschbehaftet als die Informationssignale selbst.
Im Fall von analogen FM-Signalen beispielsweise ist die Modulation a priori bekannt als konstante Amplitude, nur in der Phase variierend. Von der Rate der Phasenänderung ist a priori bekannt, dass sie auf einen Wert beschränkt ist, der mit der maximalen Frequenzabweichung korrespondiert, und die Frequenzvariation ist kontinuierlich, und damit sind die Phase und zumindest ihre ersten und zweiten Ableitungen kontinuierlich. Diese Apriori-Kenntnisse können verwendet werden, um einen nächsten Tj-Wert aus der vorherigen Historie vorherzusagen. Wenn beispielsweise Q_ji die vorherige Phasenschätzung und Q ihre abgeleitete Schätzung war und A_j die vorherige Amplitudenschätzung war, dann gilt T_j = A_j EXP(_jQ_i) und = A_jEXP(_j(Q_j + Qdt)). Daraus folgt, dass T_j+1 aus T_j+1 = T_jEXP(_j(Qdt) vorhergesagt ist.
Kanalschätzungstechniken verwenden oft einen Kalman-Filter einschließlich von Ableitungen, in denen eine Vorhersage des nächsten Werts der Kanalschätzung unter Verwendung einer Schätzung der zeitlichen Rate der Änderung (Ableitung) des Signals erfolgt, dann wird die vorhergesagte Kanalschätzung zur Vorhersage des nächsten Signalabtastpunkts verwendet. Der Fehler zwischen dem vorhergesagten und empfangenen Signal wird dann verwendet zur Korrektur der Schätzung des Kanals (der Schwundfaktor) und seiner Ableitungen in einer derartigen Weise, dass der Summenquadratfehler sequenziell minimiert wird.
Die gleiche Kalman-Filter-Technik kann auch verwendet werden zur Schätzung der diagonalen Elemente von sowohl R0 als auch R1. Nach der Schätzung dieser Diagonalwerte nach einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird festgestellt, ob einer der Werte von R1 größer ist als ein korrespondierender Wert von R0. Wenn ein Wert von R1 größer ist als ein korrespondierender Wert von R0, würde dies erkennen lassen, dass der verzögerte Strahl gegenwärtig mit einer größeren Stärke empfangen wird als der direkte Strahl. Dann wird die Spalte von C', die mit diesem Element von R1 korrespondiert, mit der korrespondierenden Spalte von C, die mit R0 korrespondiert, getauscht, um neue Matrizen zu bilden, die als Cmax und Cmin bezeichnet werden. Das größere Element von R1 wird mit dem korrespondierenden kleineren Element von R0 getauscht, um neue R-Matrizen Rmax bzw. Rmin zu bilden. Die Elemente T(j – m), die mit den getauschten R-Elementen korrespondieren, werden dann mit den korrespondierenden von Tj getauscht, um gemischte Vektoren von verzögerten und nicht verzögerten Signalen zu bilden, die als Uj bzw. Vj bezeichnet werden. Der Vektor Uj kann einige Elemente von Tj und einige Elemente von T(j – m) enthalten, während der Vektor Vj dann die übrigen enthält. Damit wird die Gleichung für Signale aus den Gruppenelementen zu: Sj = Cmax·Rmax·Uj + Cmin·Rmin·Vj
Die Gleichung kann dann aufgelöst werden und ergibt: Uj = [Cmax·Rmax]–1·[Sj – Cmin·Rmin·Vj]
Da jedes Element von Rmax so ausgewählt wurde, dass es das größere von zweien ist, sind die Möglichkeiten von Nullwerten reduziert. Zudem werden die Vj-Werte, die von Sj subtrahiert werden müssen, durch Multiplikation mit Cmin minimiert, so dass, wenn Vj-Werte falsch oder rauschbehaftet sind, die Fehlerfortpflanzung in nachfolgende Werte abgeschwächt wird.
Der Vektor Vj enthält jedoch bislang nicht berechnete Werte. Unter der Annahme, dass die gleichen Elemente von R0 und R1 beim nächsten Mal für Rmax und Rmin ausgewählt werden, gehören die bislang nicht berechneten Werte von Vj zu einem zukünftigen U-Vektor U(j + m). Die vorher berechneten Werte von T, die in Vj enthalten sind, stammen von einem vorherigen U-Vektor U(j – m).
Cmin und Rmin können in zwei Matrizen Cmin1, Rmin1 und Cmin2, Rmin2 zerlegt werden, deren Spalten mit den Vj-Werten assoziiert sind, die aus vorherigen bzw. U-Vektoren stammen. Damit lassen sich die U-Vektoren schreiben als: Uj = [Cmax·Rmax]–1·[Sj – Cmin1·Rmin1·U(j – m) – Cmin2·Rmin2·U(j+m)]
Die Werte von U(j – m) sind aus einer vorherigen Berechnung bekannt, aber die Werte von U(j + m) sind es nicht. Daher wird Uj zuerst unter der Annahme berechnet, dass alle U(j + m) gleich null sind. Dann können m Abtastungen später, wenn U(j + m) unter der Annahme, dass U(j + 2m) gleich null sind, berechnet wurde, die berechneten Werte von U(j + m) in die obige Gleichung rückwärts-eingesetzt werden, um eine verfeinerte Menge von Werten für Uj zu erhalten. Diese Uj-Werte können dann in eine vorherige Berechnung von U(j – m) rückwärts-eingesetzt werden, um diese Berechnung zu verfeinern, und/oder in die Berechnung von U(j + m) vorwärts-eingesetzt werden, oder beides, bis zu einem iterativen Ausmaß, das nur durch die verfügbare Verarbeitungsleistung in dem Empfangsmatrixprozessor begrenzt ist.
Durch Vereinfachung der obigen Gleichung durch die Bezeichnung: A0 =[Cmax]–1 A1 = [Cmax]–1 [Cmin1·Rmin1] A2 = [Cmax]–1 [Cmin2·Rmin2] und Ersetzen ergibt sich: Rmax·Uj = Ao·Sj – A1.U(j – m) – A2·U(j + m)
Wenn A1 die diagonalen Elemente D1 und A2 die diagonalen Elemente D2 aufweist, können wir auch schreiben: D1·U(j – m) + Rmax·Uj + D2·U(j + m) = Ao·Sj – (A1-D1)·U(j – m) – (A2 – D2)·U(j + m)
Die linke Seite der vorstehenden Gleichung repräsentiert getrennte Signale ohne Löschung von verzögerten oder vorlaufenden Strahlen. Die getrennten Kanalprozessoren können diese Signale einschließlich von verzögerten Echos verarbeiten, um eine Demodulation und Decodierung besserer Qualität zu erhalten, als wenn Echos subtrahiert worden wären. Die verbesserten decodierten Signale sind nützlich, um die erforderlichen Kanalschätzungen besser zu erzeugen. Eine Vorrichtung, die beispielsweise für diesen Zweck verwendet werden kann, ist ein Viterbi-Entzerrer, wie in U.S.-Patent 5335250 beschrieben.
Damit werden Echos von jedem Signal nach dieser beispielhaften Ausführungsform der Erfindung von Schätzungen von anderen Signalen subtrahiert, aber nicht von der Schätzung des Signals selbst, um Trennung von Signal+Echo-Signalen zu erzeugen, die von individuellen Kanalprozessoren verarbeitet werden. Echos von jedem Signal selbst werden in additiver Kombination mit dem Signal belassen und werden von einem Viterbi-Entzerrer verwendet. Wenn Echos nicht um Vielfache der Modulationssymbolperiode zerzögert oder vorgelaufen sind, kann ein so genannter fraktional unterteilter Viterbi-Entzerrer verwendet werden.
Derartige Entzerrer schätzen und aktualisieren den Betrag und die Phase von additiven Echos kontinuierlich, wie beschrieben im gemeinsam zugeteilten U.S.-Patent Nr. 5.164.961 an Bjorn Gudmundson mit dem Titel „A Method and Apparatus for Adapting a Viterbi Algorithm to a Channel Having Varying Transmission Properties", U.S.-Patent Nr. 5.204.878 an L. Larsson mit dem Titel „Method of Effecting Channel Estimation For a Fading Channel When Transmitting Symbol Sequences" und U.S.-Patent 5465276. Die geschätzten Werte korrespondieren mit den diagonalen Elementen der diagonalen Matrizen D1, Rmax, D2. Wenn Cmax und Cmin bekannt sind, können Rmin1 und Rmin2 bestimmt werden, daher können die Kanal-adaptiven Entzerrer in den individuellen Kanalprozessoren die Rayleigh-Schwundfunktionen R0 und R1 bestimmen.
Ein Grund zum Löschen von Kreuzechos durch Subtraktion, d. h. Echos von einem Signal, die zu einem anderen Signal additiv sind, ist die Bereitstellung von getrennten Signalabtastströmen, die jeweils nur von einem Signal und seinen eigenen Echos abhängen, da diese von den genannten Kanal-adaptiven Viterbi-Entzerrern bearbeitet werden können. Zur Vollständigkeit wird jetzt jedoch ein weiteres Verfahren erläutert, das verwendet werden kann, wenn die Zahl der zu trennenden Signale relativ niedrig ist, zum Beispiel acht Signale.
Der Empfangsmatrixprozessor kann angesehen werden als die additive Signalmischung, die im Äther erfolgt, rückgängig machend. Dies ist vorteilhaft bei der Vereinfachung der Operation der Kanalprozessoren. Wie jedoch oben offenbart, können numerische Schwierigkeiten beim Umgang mit Signalen, die gelegentlich vollständig schwinden können, vorkommen. Dies kann dazu führen, dass bestimmte Matrizen singulär werden, d. h. es schwierig wird, sie genau zu invertieren. Ein äquivalentes Problem entsteht in Entzerrern, die versuchen, die Wirkung eines verfälschten Kanals rückgängig zu machen, zum Beispiel eines Kanals, der unter selektivem Schwund leidet, wodurch eine Null in der Übertragungsfunktion bei einer gewissen Frequenz verursacht wird. Ein Kanal-Umkehrfilter, der versucht, die Wirkung eines derartigen Kanals rückgängig zu machen, würde versuchen, eine unendliche Verstärkung an der Nullfrequenz zu erzeugen, mit daraus folgender gewaltiger Verstärkung von Rauschen und anderen Schwierigkeiten.
Daher wird oft vorgeschlagen, wie in den angeführten Viterbi-Entzerrern, dass der Kanal nicht „rückgängig gemacht" werden sollte, indem das empfangene Signal einem Kanal-Umkehrfilter ausgesetzt wird, um ein unverzerrtes Signal zu erzeugen, das dann mit dem Alphabet der erwarteten Symbole verglichen wird, sondern vielmehr wird das Alphabet der erwarteten Symbole durch die Verwendung eines mathematischen Modells des Kanals der gleichen Kanalverzerrung wie das Signal ausgesetzt und das verzerrte empfangene Signal wird mit diesem vor-verzerrten Alphabet verglichen.
Nach einer weiteren beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren offenbart, in dem kein Versuch gemacht wird, die Pluralität von Gleichkanalsignalen, die von der Antennengruppe empfangen wurden, in dem Empfangsmatrixprozessor zu trennen oder zu „ent-mischen", um getrennte Signale zu erzeugen, die dann in getrennten Kanalprozessoren mit den Alphabeten der erwarteten Symbole verglichen werden. Stattdessen werden die Alphabete der erwarteten Symbole in jeder möglichen Weise vor-gemischt mit der Hilfe eines Modells des Mischprozesses, der im Äther stattfindet (d. h. mit der Hilfe des Koeffizienten der Matrix C und der Kanalschätzungen R), und das gemischte Alphabet wird dann mit den gemischten Signalen, die von den Gruppenelementen empfangen wurden, verglichen.
Eine derartige Anordnung erweitert die Zahl der möglichen gemischten Symbole in dem Alphabet exponentiell entsprechend einer Potenz der Zahl der Signale. Beispielsweise soll angenommen werden, dass jedes Signal mit binären Symbolen moduliert wird. Das Alphabet der erwarteten Symbole hat nur zwei Symbole, 0 oder 1. Wenn die Gruppenelemente jedoch gewichtete Summen von acht Signalen empfangen, von denen jedes sofort mit einer 1 oder einer 0 moduliert werden kann, ist die Zahl der möglichen gemischten Signale, die empfangen werden können, 2⁸ oder 256, wenn alle Signale in der Zeit abgeglichen sind. Sind verschiedene Signale nicht zeitlich abgeglichen, kann eine Symbolperiode eines Signal zwei Symbole eines anderen Signals überlappen. Daher kann die Wellenform über eine Symbolperiode eines Signals von zwei Symbolen von jedem der anderen Signale abhängen. Trotzdem hängt jeder Punkt der Wellenform nur von einem Symbol jedes Signals ab, in dessen Symbolperiode er liegt. Wenn jedoch Echos berücksichtigt werden, kann jeder Wellenformpunkt von zwei Symbolen jedes Signals abhängen, wodurch die Zahl der möglichen Werte, die beobachtet werden können, auf 65536 erhöht wird. Es wird jedoch unten beschrieben, wie beispielsweise ein Viterbi-Algorithmus mit 256 Zuständen verwendet werden kann, um die Signale gemeinsam von der Gruppe zu demodulieren.
Nach einem beispielhaften Ausführungsform-Aspekt der Erfindung, und Bezug nehmend auf 13, hat eine numerische Maschine 256 Mengen von Speicherbänken 1900, die jeweils assoziiert sind mit einem spezifischen 8-Bit-Postulat für ein vorheriges binäres Bit in jedem der acht Signale, von denen die empfangenen Gruppensignale aufgrund eines verzögerten Echos abhängen. Die SMLSE-Steuerung 1910 erstellt jetzt ein anderes 8-Bit-Postulat 1920 für das gegenwärtige binäre Bit jedes Signals. Wie es dieses Postulat erstellt, ist unerheblich, da alle Postulate schließlich ausprobiert werden. In dem Fall, dass Postulate sequenziell ausprobiert werden, können sie beispielsweise von einem 8-Bit-Zähler generiert werden. Wenn jedoch alle Postulate unter Verwendung von replizierter Hardware parallel ausprobiert werden würden, würde jede Hardwareeinheit ein festes Postulat bearbeiten, das dann einfach fest hineinverdrahtet werden könnte.
Zusammen mit jedem der vorherigen 8-Bit-Postulate der Reihe nach plus der neuen 8-Bit-Postulate sagt eine Menge von acht Signalprädiktoren 1930 den komplexen Wert jedes Signalvorfalls an der Gruppe einschließlich eines oder mehrerer widergespiegelter Strahlen durch Verwendung der Schwund-Kanalkoeffizienten R und R' und Apriori-Kenntnissen der übertragenen Modulation oder Codierung voraus. Die komplexen Signalwerte werden dann in Matrixprozessor 1940 kombiniert durch Berechnung der Gleichung: Sj = C·R·Tj + C'·R'·T(j – m)wobei C und C' quadratische Matrizen sind, die die Richtungen repräsentieren, aus denen die direkten und verzögerten Wellen in erster Linie empfangen werden.
Die berechneten Signale Sj sind die Signale, deren Empfang an den Gruppenelementen erwartet wird, wenn die hypothetischen acht Bits richtig sind. Diese hypothetischen Signale werden dann mit den korrespondierenden empfangenen Signalen R1, R2 ... R8 von den Gruppenelementen unter Verwendung des Komparators 1950 verglichen. Der Komparator 1950 bewertet die Netto-Nichtübereinstimmung der acht Vorhersagen von den acht Antennengruppensignalen durch beispielsweise Berechnung einer Summe der Quadrate der Differenzen. Andere Mittel zur Erzeugung eines Signals, das die Netto-Nichtübereinstimmung repräsentiert, sind dem Fachgebiet jedoch bekannt, basieren auf einer mathematischen Erweiterung der Summe der Quadrate und können verwendet werden, wenn sie für die jeweilige ausgewählte Implementierung als vorteilhaft angesehen werden. Zu beachten sind beispielsweise G. Ungerboeck, „Adaptive Maximum Likelihood Receiver For Carrier Modulated Data Transmission Systems", IEEE Trans. Commun. Ausg. COM-22 Nr. 4, S. 624–636, Mai 1974, U.S.-Patent Nr. 5.031.193 an Atkinson et al. und U.S.-Patent Nr. 5.191.548 an Bäckström et al. Das Summenquadrat-Fehlersignal wird zur SMLSE-Steuerung 1910 zurückgeführt, die den Fehler zu dem vorherigen Fehler addiert, der im Zustandsspeicher 1900 gespeichert ist, gegen die vorherige 8-Bit-Signal-Hypothese 1921, die in den Signalprädiktoren 1930 angewandt wurde, um die Signale ri'ti' zu erzeugen.
Das obige Verfahren wird für jede neue 8-Bit-Hypothese der Reihe nach ausgeführt, vorangegangen von jedem der gespeicherten vorherigen Hypothesen. Die Ergebnisse für jede neue Hypothese in 256 kandidieren für kumulative Fehlerzahlen in Abhängigkeit davon, welche vorhergehende Hypothese verwendet wurde. Die niedrigste von diesen wird ausgewählt, um der neue kumulative Fehler, assoziiert mit dem Status korrespondierend mit der neuen 8-Bit-Hypothese, zu werden. Wenn alle Möglichkeiten für die neue 8-Bit-Hypothese in dieser Weise verarbeitet wurden, enthält der Statusspeicher 1900 256 neue kumulative Fehlerzahlen, die mit jeder neuen Hypothese assoziiert sind, sowie eine Aufzeichnung der besten vorangegangenen Hypothese für jede, d. h. diejenige, die den niedrigsten Fehler ergibt, und die vorangegangene Hypothese zu denjenigen der Reihe nach, und so weiter. Damit enthält jede der 256 Zustände eine demodulierte Sequenz von 8-Bit-Werten als Kandidat. Die ältesten Werte in diesen Sequenzen werden zur Übereinstimmung tendieren, und wenn dies vorkommt, wird gesagt, dass die Maschine zu einer eindeutigen Entscheidung konvergiert hat. Die entschiedenen 8-Bits werden dann extrahiert, um eine Ein-Bit-Entscheidung für jede der acht Ereignissignale zu ergeben. Wenn keine Konvergenz erfolgt und der Sequenzspeicher 1900 voll wird, wird die Pfadhistorie abgeschnitten, indem angenommen wird, dass das älteste Byte des Zustands die niedrigsten kumulativen Fehler aufweist. Dieser Wert wird dann extrahiert und die Pfadhistorie-Speicher werden um ein Byte verkürzt.
Das obige Verfahren repräsentiert eine Alternative zu dem Versuch, Signale zu trennen, die durch Mittel der Matrixverarbeitung gemischt wurden. Stattdessen werden Hypothesen für Signale aufgestellt durch Modelle der Sender und Modelle des Mischprozesses und die beste Korrespondenz der Hypothese mit den beobachteten gemischten Signalen wird durch die SMLSE-Maschine 1910 in der oben beschriebenen Weise ermittelt. Damit wird die Notwendigkeit zur Umkehrung eines Mischprozesses, um gemischte Signale zu trennen, das mathematisch problembehaftet sein kann, vermieden, indem stattdessen der mathematisch unproblematische Mischprozess auf die als Hypothesen aufgestellten Signale angewandt wird, um die gemischten Signale vorherzusagen, die von den Gruppenelementen empfangen werden könnten, und die Hypothese, die am besten mit den beobachteten Signalen übereinstimmt, ausgewählt wird. Dieser Prozess wird nicht fehlschlagen, wenn zwei Mobilteile, die denselben Kanal verwenden, in derselben Peilung liegen, wobei der Prozess dann äquivalent ist zu gemeinsamer Demodulation, wie beispielsweise offenbart in U.S.-Patent 5.506.861.
Die oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind anwendbar auf Satelliten-Zellularkommunikationssysteme zur Bereitstellung einer größeren Nutzung der verfügbaren Bandbreite durch Zulassung einer sofortigen Spektrumswiederverwendung in benachbarten Zellen. Diese Techniken wurden auch in Beziehung zu Landzellularsystemen beschrieben, in denen sie beispielsweise die Wiederverwendung derselben Frequenz in benachbarten Sektoren erlauben.
In der Praxis werden in sowohl den Satelliten- als auch den landgestützten Anwendungen der vorliegenden Erfindung Vorteile durch eine Kombination von adaptiven Signalverarbeitungstechniken in Verknüpfung mit Verkehrsmanagementtechniken erreicht. Die Verkehrsmanagementtechniken betreffen kontinuierlich betriebsfähige Systeme, die TDMA oder FDMA oder eine Kombination davon verwenden, in denen Anrufe fortlaufend beendet und neue hergestellt werden. Durch selektive Herstellung neuer Anrufe in Zeit- oder Frequenzschlitzen in einer solchen Weise, dass ein Kommunikationskriterium optimiert wird, wird eine natürliche Sortierung des Verkehrs in Gruppen, die denselben Zeitschlitz und/oder die gleiche Frequenz verwenden, erreicht. Das Kriterium betrifft die Einfachheit, mit der die adaptive Signalverarbeitung Signale auf der gleichen Frequenz und/oder im gleichen Zeitschlitz basierend auf dem Empfang von verschiedenen, linear unabhängigen Kombinationen von ihnen unter Verwendung einer Pluralität von Antennenelementen trennen kann.
Nach einer noch anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Signalverarbeitung nicht an die Bewegung von Mobiltelefonen oder an die Herstellung und Beendigung neuer Anrufe angepasst, sondern operiert in einer deterministischen Weise, und stattdessen wird der Verkehr an die deterministischen Charakteristika der Signalverarbeitung unter Verwendung eines dynamischen Verkehrskanal-Zuordnungsalgorithmus angepasst.
Konventionelle landgestützte Zellularsysteme verwenden gewöhnlich die so genannte Sektorisierung, bei der ein einzelner Antennenmast drei 120-Grad-Versorgung-Antennen trägt und drei Zellen von einem gemeinsamen Standort beleuchtet. Dies bewirkt Einsparungen bei den Immobilienkosten im Vergleich mit der Beleuchtung der drei Zellen unter Verwendung von drei separaten Antennenstandorten in den Zellenmitten. Sechs-Sektoren-Systeme sind auch bekannt. Zelluläre Systeme haben konventionell analoge FM-Sprachübertragung eingesetzt, bei der jedem Gespräch ein separates Paar von Aufwärts- bzw. Abwärts-Frequenzkanälen zugeordnet wird. Jetzt werden TDMA-Systeme installiert, die digitale Sprachübertragung verwenden, bei der jedem Gespräch ein eindeutiges Paar von Zeitschlitz-Frequenzkanal-Kombinationen zugeordnet wird. In diesen konventionellen Systemen haben die drei 120-Grad-Sektor-Antennen jedoch die gleichen Ausstrahlungsmuster für alle Frequenzen und/oder Zeitschlitze.
Nach einer noch anderen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird rotational versetzte Ausstrahlung zwischen unterschiedlichen Frequenzen und/oder Zeitschlitzen bereitgestellt. Beispielsweise können in Frequenzkanal 1 die drei 120-Grad-Sektoren auf 0 Grad (genau Nord), +120 Grad (Südost) und +240 Grad (Südwest) ausgerichtet sein. In Frequenzkanal 2 können die drei Sektoren auf 60 Grad (Nordost), 180 Grad (genau Süd) und 300 Grad (Nordwest) ausgerichtet sein. Im Allgemeinen können so viele wie 120 Frequenzkanäle mit korrespondierenden Antennensektormustern, die um nur ein Grad voneinander versetzt sind, vorhanden sein. Ein derartiges System kann unter Verwendung der heutigen Feststrahl-Zellularbasisstationsantennen nicht implementiert werden, kann aber unter Verwendung der beispielhaften zylindrischen symmetrischen Gruppe und assoziierter Matrixverarbeitung von 12 eingerichtet werden.
Gleichermaßen können die Antennensektormuster rotational gestaffelt werden wie zwischen verschiedenen Zeitschlitzen in einem TDMA-System. In entweder dem FDMA- oder TDMA- oder Hybrid-Fall bestimmt dieses beispielhafte System beim Gesprächsaufbau, und optional in regelmäßigen Abständen danach, die optimale Zeit- und/oder Frequenzschlitz-Kombination, die für Kommunikation mit der Mobilstation zu verwenden ist. Die Kombination einer Frequenz und eines Zeitschlitzes wird im Folgenden einfach als „Kanal" abgekürzt. Der optimale Kanal ist höchstwahrscheinlich einer, der ein assoziiertes Antennensektormuster aufweist, das in die Richtung dieses Mobilteils weist. Dieser Kanal würde ausgewählt werden, wenn das Auswahlkriterium beispielsweise maximale Signalstärke ist und der Kanal frei war. Wenn das Kriterium maximaler Signalrauschabstand ist, können andere Auswahlen resultieren. Adaptive Kanalauswahlverfahren können zur Implementierung der vorliegenden Erfindung verwendet werden, wie beispielsweise in U.S.-Patent Nr. 5.230.082 an Ghisler et al. offenbart.
14 veranschaulicht eine Menge von gestaffelten Sektormustern, die durch die Anordnung von 12 unter Verwendung von festen Matrixkoeffizienten für jeden Frequenzkanal eines FDMA-Systems erzeugt werden können. Drei Keulen werden in diesem Beispiel in jedem Frequenzkanal erzeugt. Die Notation Pi(Fk) kennzeichnet das Muster der i-ten Keule im k-ten Frequenzkanal. Die Matrixverarbeitungskoeffizienten werden vorzugsweise derart ausgewählt, dass P1(Fk) und P2(Fk) dort Minima haben, wo P3(Fk) ihr Maximum hat, und umgekehrt. Wenn die Minima gleich null sind, wird gesagt, dass die Keulen orthogonal sind. Dies gestattet, dass ein Mobilteil, dass sich an den Nullen von P1 und P2 befindet, das maximale Signal von P3 ohne Interferenzen von den anderen beiden empfängt, die daher separate Signale führen können. Im Allgemeinen werden echte Nullen nicht perfekt erreicht, und das Kanalauswahlkriterium wird daher ein Mobilteil einer Frequenz zuordnen, bei der die korrespondierenden Sektormuster in einem maximalen Verhältnis von erwünschtem Signal zu unterwünschten Interferenzen von anderen Keulen und anderen Zellen resultieren. Zum Beispiel würde das Mobilteil M in 14 vorzugsweise F4 zugeordnet werden, wo die Keule P3(F4) die maximale Stärke in der Richtung des Mobilteils M hat. Wenn P3(F4) nicht verfügbar wäre, würde die nächst beste Zuordnung P3(F3) probiert werden, und so weiter.
In der Praxis hat ein FDMA-Zellularsystem wie AMPS 1000 Kanäle verfügbar, gewöhnlich aufgeteilt zwischen zwei Operatoren, die je ein Minimum von 400 abwickeln. Unter Verwendung des traditionellen Frequenzwiederverwendungsmusters von 21 resultiert dies darin, dass in jeder Zelle etwa 20 Frequenzen verfügbar sind oder 60 pro Standort. Die Winkeldifferenz zwischen Keulen in unterschiedlichen Frequenzen wäre daher in einem Drei-Keulen-System nur 1/20 von 120 Grad oder 6 Grad. In diesem Beispiel haben verschiedene Keulen an demselben Standort alle verschiedene Frequenzen. Unter der Annahme von gleichförmiger Verteilung von Mobilteilen im Winkel würde der Kanalzuordnungsalgorithmus darin resultieren, dass sich jedes Mobilteil innerhalb von wenigen Graden von der Strahlenmitte befindet. Dies resultiert darin, dass Mobilteile im Durchschnitt bessere Signale empfangen als in den heutigen festen Sektorisierungsmustern, die, wenn sie optimiert sind, etwa 12 dB zu den Sektorrändern hin abfallen. Wenn das erwünschte Signal in dieser Weise verbessert wird, ist die Toleranz gegenüber Interferenzen von umgebenden Zellen derart verbessert, dass das Wiederverwendungsmuster von 21 zu einem knapperen Wiederverwendungsmuster wie 12 mit einem daraus folgenden Kapazitätsgewinn von 21/12 zusammengezogen werden kann. Dies kann unter Verwendung derselben Anzahl von Keulen wie Sektoren in heutigen Zellularsystemen erreicht werden. Wird die Zahl der Keulen auf acht erhöht, wie in 12 dargestellt, wird ein weiterer Kapazitätszuwachs von 8/3 auf etwa das Fünffache der gegenwärtigen AMPS-Kapazität erreicht. Wenn jede Zelle beim Versuch, den Signalrauschabstand zu maximieren, adaptiv einen beliebigen der 400 Frequenzkanäle auswählen darf, ergibt sich dadurch ein Kapazitätszuwachs um einen Faktor von zwei relativ dazu, eine feste Untermenge von Frequenzen (1/21 oder 1/12 der gesamten) in jeder Zelle zu haben. Dies wird erreicht, wenn auch die Übertragungsleistungspegel an die variierende radiale Distanz jedes Mobilteils von seinem Zellenstandort angepasst werden. Es ist auch möglich, alle 60 Standortfrequenzen in jedem 120-Grad-Sektor zu verwenden, indem Keulen so vorgesehen werden, dass sie dieselbe Frequenz orthogonal verwenden, wie oben definiert. Die Keulentrennung beträgt dann 2 Grad und der Kanalzuordnungsalgorithmus gewährleistet nicht nur, dass sich jedes Mobilteil innerhalb von einigen Graden von der Strahlenmitte befindet, sondern auch innerhalb von einigen Graden von den Minima der Gleichfrequenz-Keulen.
Werden sie anstelle von assoziierten gestaffelten Sektorausstrahlungsmustern mit verschiedenen Frequenzkanälen F1, F2, F3 ... mit verschiedenen Zeitschlitzen eines TDMA-Signals unter Verwendung einer einzelnen Frequenz assoziiert, nimmt die resultierende Ausstrahlung von der Basisstationsantenne eine bestimmte Menge von Richtungen für Zeitschlitz 1 ein, eine Menge von gedrehten Richtungen für Zeitschlitz 2 und so weiter, derart, dass die Strahlen sich mit der Zeit zu drehen scheinen. Daher kann diese beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung im TDMA-Kontext so formuliert werden, dass Strahlen erzeugt werden, die sich kontinuierlich um 360 Grad über einen TDMA-Rahmen drehen, oder präziser, die sich um 360/N Grad während eines TDMA-Rahmens drehen, wobei N die Anzahl von Sektoren der Frequenzwiederverwendung ist, und die Datenmodulation für den nächsten Rahmen zwischen aufeinander folgenden Rahmen um einen Sektor zurückversetzt wird, so dass Daten für dasselbe Mobilteil fortgesetzt in dieselbe Richtung ausgestrahlt werden. Daten, die für ein bestimmtes Mobilteil vorgesehen sind, werden im US-IS54-TDMA-System durch Aufnahme eines „digitalen Sprachfarbcodes" (DVCC) in TDMA-Bursts gekennzeichnet. Daher lässt sich diese Technik beispielsweise einfacher so beschreiben, dass die Antennensektormuster in eine Richtung rotieren, während der DVCC mit der gleichen Rate in die entgegengesetzte Richtung rotiert, so dass derselbe DVCC bei aufeinander folgenden Rahmen fortgesetzt in dieselbe Richtung ausgestrahlt wird.
Beide beispielhaften FDMA- und TDMA-Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung versehen Mobilstationen mit der Fähigkeit, grobe geografische Positionen zu bestimmen. In der FDMA-Version misst das Mobilteil die relative Signalstärke auf verschiedenen Frequenzen. Die Frequenz, auf der die größte Signalstärke empfangen wird, gibt die Peilung des Mobilteils innerhalb eines Sektors an. Der Sektor wird durch Decodierung von Sektor-ID-Informationen, die in der Übertragung enthalten sind, ermittelt.
In beispielhaften TDMA-Ausführungsformen muss das Mobilteil nicht einmal die Frequenz wechseln. Stattdessen erfasst das Mobilteil die zyklische Signalstärkenvariation während eines TDMA-Rahmens und bestimmt dann die Positionen der Gipfel- und Tal-Signalstärke relativ zu Zeitschlitz 1, der durch die Schlitz-ID-Informationen, die in jedem Schlitz geführt werden, identifiziert werden kann.
Die zyklische Signalstärkenvariation kann mit der Hilfe einer Fourier-Transformation über mehrere Zyklen verarbeitet werden, und die Phase der Fundamentalkomponente relativ zu Zeitschlitz 1 gibt dann die Peilung des Mobilteils an. Peilungen von zwei Basisstationen mit bekannten Positionen legen dann die Position des Mobilteils fest. Das Mobilteil kann die Zeitlage von Signalstärkegipfeln berichten und das Netzwerk kann die Positionsberechnung ausführen, anstatt dass das Netzwerk Koordinaten von Basisstationen an Mobilteile übertragen muss. Nach Zuordnung eines Verkehrskanals an ein angerufenes oder anrufendes Mobilteil kann das Netzwerk dann die beste aller verfügbaren Zeitschlitz/Frequenz-Kombinationen zur Verwendung bestimmen.
Das oben Beschriebene kann auch vorgesehen werden, um vorteilhafte Kommunikationen zwischen Mobilstationen und einem umlaufenden Satelliten bereit zu stellen. Nach dieser Ausführungsform wird die Verarbeitung des Antennengruppensignals nicht an unterschiedliche Mobilteilpositionen angepasst, sondern Mobilteile werden vielmehr einem bestimmten Antennengruppensignal-Verarbeitungskanal basierend auf der Position in einer solchen Weise zugeordnet, um die Kommunikationen zu optimieren. Das heißt, dass Mobilteile adaptiv zur Kommunikation unter Verwendung eines einer Zahl von festen, gestaffelten Antennenstrahlpositionen zugeordnet werden, anstatt die Antennenstrahlen adaptiv auf Mobilteilpositionen zu lenken.
Die Operation für Satellitenanwendung kann geringfügig verändert werden. Die Vorstellung von festen Antennenstrahlen wäre anwendbar auf einen geostationären Satelliten, ist aber vielleicht nicht anwendbar auf beispielsweise einen Satelliten mit niedriger Umlaufbahn, der seine Position relativ zur Erde verändert. Dann würde sich die Position eines Strahls relativ zu einem gegebenen Mobilteil aufgrund von Satellitenbewegung bewegen, wenn nicht aufgrund von Mobilteilbewegung. Wenn der Satellit sich im Vergleich zur durchschnittlichen Anrufdauer von 3 Minuten relativ langsam über die Erde bewegt, kann es ausreichend sein, ein Mobilteil beim Anrufaufbau einem Strahl zuzuordnen, wie es im geostationären Fall erfolgen würde. Nach dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können Strahlenrichtungen jedoch angepasst werden, um die systematische Bewegung des Satelliten über die Erde zu beseitigen, so dass das von jedem Strahl beleuchtete Gebiet vom Satellitenaufgang bis zum Satellitenuntergang statisch ist. In dieser Weise kann ein Mobilteil demselben Strahl unabhängig von der Satellitenbewegung während dieses Zeitraums zugeordnet bleiben.
Zudem würde ein derartiges System von Satelliten mit niedriger Umlaufbahn im Allgemeinen angeordnet werden, um eine kontinuierliche Versorgung bereit zu stellen, so dass beim Untergang eines Satelliten ein anderer aufgeht. Beispielsweise kann vorgesehen werden, dass ein Satellit, der im Westen aufgeht, die Beleuchtung desselben Gebiets übernimmt, das gerade von einem im Osten untergehenden Satelliten freigegeben wird. Dann, wenn das benachbarte Gebiet zu diesem im Osten den Verlust des untergehenden Satelliten erfährt, erzeugt der aufgehende Satellit einen neuen Strahl, um abgestimmt zu übernehmen, während der erste Strahl über dem ursprünglichen Gebiet aufrechterhalten wird, und so weiter, bis der neue Satellit die Beleuchtung aller Gebiete, die ursprünglich von dem untergehenden Satelliten bedient wurden, übernommen hat.
Daher gestattet die Anwendung dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung im Fall von sich bewegenden Satelliten die Kompensation der Satellitenbewegung auf die Beleuchtungsmuster von der Satellitenantenne, um feste Gebiete der Erde zu beleuchten, während Mobilteile adaptiv Beleuchtungsmustern unter Verwendung eines Kanalzuordnungsalgorithmus, der ein Kommunikationsqualitätskriterium optimiert, zugeordnet werden. Dies steht im Kontrast zu mechanischen Verfahren der Kompensation der Satellitenbewegung durch Neigen des Satelliten oder der Antenne, um den Mittelpunkt von mindestens einem Gebiet konstant zu halten. Dieses mechanische Verfahren kann jedoch die Mittelpunkte von Zellenbeleuchtungsgebieten nicht konstant halten, weil diese Gebiete ihre Form von kreisförmig, während der Satellit sich darüber bewegt, zu elliptisch und schließlich zu parabolisch bei Erdrandbeleuchtung ändern. Alternativ kann diese beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sowohl ein mechanisches Verfahren für grobe Kompensation als auch das Verfahren der adaptiven Antennenstrahl-Signalverarbeitung anwenden, um die Formänderungen der Beleuchtungsmuster während der Bewegung des Satelliten zu korrigieren. Alternativ kann Signalverarbeitung verwendet werden, um die Gebiete, die von einer bestimmten Frequenz und/oder einem bestimmten Zeitschlitz versorgt werden, konstant zu halten, während fortlaufend neue Gebiete vor der Bodenspur des Satelliten, die von einem untergehenden Satelliten geräumt werden, erzeugt werden, und während die Beleuchtung von Gebieten hinter seiner Bodenspur, die von einem aufgehenden Satelliten übernommen werden, beendet wird.
Die Operation dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in den 15(a) und 15(b) dargestellt. Zu einer bestimmten Zeit T (15(a)) beleuchtet ein aufgehender Satellit 2100 Gebiete mit Frequenzen (von links nach rechts) F1, F2, F3, F1, F2, F3, F1, F2 und ein fallender Satellit 2102 beleuchtet weitere Gebiete mit den Frequenzen (von links nach rechts) F3, F1, F2, F3, F1, F2, F3, F1, die die Frequenzwiederverwendungssequenz fortsetzen. Beispielsweise zur Zeit T + 5 Minuten (21(b)) hat der aufgehende Satellit 2100 aufgehört, das hinterste F1-Gebiet 2104 zu beleuchten, auf das jetzt vermutlich die Sicht gesperrt ist (d. h. der Satellit steht zu niedrig am Horizont für eine gute Kommunikation mit diesem Gebiet), während der untergehende Satellit 2102 die Beleuchtung seines hintersten Gebiets 2106 mit der Frequenz F3 aus dem gleichen Grund beendet hat.
Andererseits hat der aufgehende Satellit ein neues Beleuchtungsgebiet 2107 vor seiner Bodenspur erzeugt, um das Gebiet zu füllen, das von dem untergehenden Satelliten geräumt wurde. Der aufgehende Satellit 2100 kann das neue Beleuchtungsgebiet 2107 mit derselben Frequenz, die sein Vorgänger verwendete, gebührend beleuchten. Inzwischen geht der Satellit 2102, der in Bezug auf dieses Gebiet untergeht, aus der Sicht von Gebieten vor seiner Bodenspur auf und verwendet die freigegebene Kapazität zur Erzeugung eines neuen Gebiets 2108 vor seiner Bodenspur, das mit Frequenz F2 beleuchtet wird.
Es ist zu erkennen, dass den überlappenden Gebieten anstelle von verschiedenen Frequenzen verschiedene Zeitschlitze in einem TDMA-Rahmen oder verschiedene Frequenz/Zeitschlitz-Kombinationen in einem Hybrid-FDMA/TDMA-System hätten zugeordnet werden können. So oder so gestattet es die Verfügbarkeit einer großen Zahl von Kanälen, die überlappenden Strahlen sehr viel feiner anzuordnen als in dem Beispiel der 15(a) und 15(b), so dass es fast gleich wirksam ist, ein Mobilteil einem benachbarten Strahl zuzuordnen als dem optimalen Strahl. Logischerweise sollte ein Mobilteil vorzugsweise einem Strahl zugeordnet werden, in dem das Mobilteil zentral angeordnet ist. Wenn der korrespondierende Kanal jedoch belegt ist, kann das Mobilteil einem geringfügig außermittigen Strahl zugeordnet werden und kann dem mittigen Strahl übergeben werden, wenn der Anruf, der diesen Kanal verwendet, endet.
In der beispielhaften TDMA-Ausführungsform können der aufgehende Satellit und der untergehende Satellit beide dasselbe Gebiet unter Verwendung derselben Frequenz beleuchten, vorausgesetzt, dass verschiedene Zeitschlitze verwendet werden. Daher soll eine Kanal- und Satelliten-Zuordnungsstrategie nach der vorliegenden Erfindung zulassen, dass Anrufe in der Übergangsregion auf natürliche Weise am untergehenden Satelliten enden und dass ihre geräumten Zeitschlitze in derselben Region und auf derselben Frequenz wiedereingesetzt werden, um neue Anrufe unter Verwendung des aufgehenden Satelliten aufzubauen.
16 zeigt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Steuerungsprozessors, der die Matrixkoeffizienten an den numerischen Matrixprozessor der Hub-Station liefert. Eingänge zu dem Steuerungsprozessor 2200 enthalten Satelliten-Umlaufbahndaten einschließlich von Höhensteuerungsinformationen von dem unabhängigen Untersystem für Satelliten-Telemetrie, Bahnverfolgung und Befehlsgabe (TT&C) (nicht dargestellt). Unter Verwendung von Satelliten-Umlaufbahn- und Satelliten-Antennenausrichtungs-Informationen (Höhensteuerungsinformationen) und einem Eingang von einer Echtzeituhr kann der Steuerungsprozessor 2200 die benötigten Matrixkoeffizienten derart bestimmen, dass ein gegebenes Gebiet von einer spezifischen Frequenz in einem spezifischen Zeitschlitz beleuchtet wird. Diese Koeffizienten werden systematisch im Einklang mit Änderungen in der Echtzeituhr aktualisiert, um diese beleuchteten Gebiete unabhängig von der Satellitenbewegung ungefähr fest zu halten. Der Steuerungsprozessor 2200 empfängt außerdem Informationen, die von Mobilstationen übertragen werden, die einen willkürlichen Zugriff auf einen anrufenden Kanal machen, der es dem Steuerungsprozessor gestattet, die beste verfügbare Kanal/Strahl-Kombination für die Verwendung zu bestimmen. Diese Information stellt eine grobe Angabe des Standorts des Mobilteils bereit, und der Steuerungsprozessor bestimmt dann den verfügbaren Strahl, der an diesem Standort am nächsten zentriert ist. Dies wiederum bestimmt die Frequenz und/oder den Zeitschlitz, die/der für Kommunikation mit dem Mobilteil verwendet werden sollte.
Es ist für Fachleute ersichtlich, dass TDMA und FDMA nicht die einzigen Zugangsverfahren sind, die mit der vorliegenden Erfindung kompatibel sind. Codemultiplexzugriff (CDMA) kann auch verwendet werden, wobei Beleuchtungsgebiete in ähnlicher Weise nach einem CDMA-Codeverwendungsmuster über die Erde gestaffelt sind. Tatsächlich kann jedes Multiplexzugriffsverfahren, das einen Kanal mittels einer Menge von Zugriffsparametern definiert, systematisch gestaffelte Beleuchtungsgebiete in Abhängigkeit von diesen Zugrifsparametern haben. Zudem kann sich das Zugriffsverfahren, das in der Abwärtsverbindung verwendet wird, von dem in der Aufwärtsverbindung verwendeten Zugriffsverfahren unterscheiden, vorausgesetzt, dass eine Menge von Aufwärts-Zugriffsparametern mit einer korrespondierenden Menge von Abwärts-Zugriffsparametern in jedem versetzten Strahl oder gestaffelten Beleuchtungsgebiet paarweise zusammengestellt wird. Beispielsweise wird eine Kombination von TDMA in der Abwärtsverbindung mit CDMA in der Aufwärtsverbindung, wobei die Aufwärtsübertragung abgesehen von einer kurzen Unterbrechung während des Empfangs des Abwärtsschlitzes kontinuierlich ist, in U.S.-Patent 5539730 offenbart. Nach der Beschreibung einer beispielhaften Ausführungsform, bei der dynamische Verkehrskanalzuordnung es gestattet, den Verkehr an die deterministischen Charakteristika der Signalverarbeitung anzupassen, wird jetzt eine ergänzende beispielhafte Ausführungsform beschrieben, bei der Kapazität durch Codierungs- und Frequenz-Wiederverwendungskonfigurationen optimiert werden kann.
Die maximale Kapazität einer Zellular-Satellitenkommunikation ist durch die verfügbare Bandbreite begrenzt, da Leistungsbegrenzungen immer durch Geld, d. h. durch Starten von mehr Satelliten, gelöst werden können. Praktisch bestehen jedoch finanzielle Einschränkungen bei der Leistung und politische Einschränkungen bei der Bandbreite, daher ist es wünschenswert, Bandbreite effizient ohne signifikante Opfer bei der Leistungseffizienz zu verwenden.
Es ist ersichtlich, dass die Abstriche bei Bandbreite und Leistungseffzienz für ein Zellularsystem (d. h. Gebiets- oder globales Versorgungssystem) sich von denen für eine einzelne Verbindung unterscheiden, da Abstriche bei einer einzelnen Verbindung die Möglichkeit von Frequenzwiederverwendung in benachbarten Zellen nicht berücksichtigen. In der Tat unterscheiden sich die Einheiten für Kapazität in den beiden Fällen, es sind Erlang/MHz für eine einzelne Verbindung und Erlang/MHz/km² für ein Zellularsystem.
Ein Zellularsystem beleuchtet ein Versorgungsgebiet, indem es es in Zellen unterteilt und in jeder einen Bruchteil 1/N der gesamten verfügbaren Bandbreite verwendet. Einem Cluster von N benachbarten Zellen können daher verschiedene 1/N-Bruchteile zugeordnet werden, so dass sie nicht in Konflikt geraten. Außerhalb des Clusters kann die Bandbreite für Zellen, die weit genug entfernt sind, einem anderen Cluster erneut zugeordnet werden.
Die Reduzierung der Interferenzen durch den Einsatz eines N-Zellen-Wiederverwendungsmusters wird gemessen als Träger-zu-Störung-Abstand C/I, der das Verhältnis der gewünschten Signalleistung zu der Summe der Leistung aller unerwünschten spektral und temporär überlappenden Signale ist. Durch Erhöhung von N wird das C/I erhöht, aber die verfügbare Bandbreite in jeder Zelle reduziert, wodurch die Systemkapazität begrenzt wird. Durch Reduzierung von N wird das C/I verschlechtert, aber die für jede Zelle verfügbare Bandbreite erhöht. Wenn die Modulations- und Codierungsanordnung das reduzierte C/I tolerieren kann, wird daher die Kapazität durch Reduzierung von N erhöht.
Ein Verfahren zur Bereitstellung einer größeren C/I-Toleranz ist die Verwendung von redundanter Codierung. Dieses Verfahren erhöht die Bandbreite pro Signal, wodurch jedoch der Vorteil ausgeglichen wird, der durch Verkleinerung des Wiederverwendungsmusters N erhalten wurde. Die Frage, die zu stellen ist, ist, wo das Optimum liegt.
In landgestützten Zellularsystemen wurde diese Frage ausgiebig studiert, was einige Personen zu dem Schluss geführt hat, dass die extreme Bandbreitenexpansion von CDMA-Techniken in Kombination mit sofortiger Frequenzwiederverwendung in jeder Zelle die höchste Kapazität bietet. Nach beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hat sich jedoch ergeben, dass sich die Kapazität erhöht durch Erhöhung der Codierung und Reduzierung von N, bis N = 1 erreicht wird, mit einer Codierungsrate von etwa 1/3 (für Landzellularsysteme). An diesem Punkt wird das System nicht mehr als wirklich CDMA angesehen, da jeder Kanal immer noch nur einmal in jeder Zelle verwendet wird. CDMA kann definiert werden als Verwendung jedes Kanals öfter als einmal in jeder Zelle, d. h. ein Bruchteil von N. Beispielsweise bedeutet N = 1/2, dass jeder Kanal zweimal in jeder Zelle verwendet wird, was als CDMA eingestuft werden würde.
Ob diese weitere Reduzierung von N zu Bruchteilen die Kapazität weiter erhöht, ist davon abhängig, welche Art von CDMA-System eingesetzt wird, und von der Beschaffenheit des Ausbreitungskanals und der Empfängerkomplexität, die in dem System verwendet werden.
Drei Arten von CDMA-Systemen können unterschieden werden:

i) Konventionelles, nicht orthogonales CDMA
ii) Orthogonales CDMA
iii) Interferenzenauslöschung-CDMA (subtraktives CDMA, gemeinsame Demodulation usw.)

Für die landgestützte zelluläre Welt wurde gefunden, dass die Kapazität unter N = 1 für CDMA der Art (i) abfällt, für orthogonales CDMA (das tatsächlich dazu äquivalent ist, jedem Signal eine eindeutige Frequenz oder einen eindeutigen Zeitschlitz zu geben) abflacht und für Systeme der Art (iii) ansteigt. Zudem beruht der Zuwachs, der in Systemen der Art (iii) für landgestützte Zellularsysteme mit N < 1 gefunden wurde, auf der hohen Nah-Fern-Umgebung derart, dass die Interferenzen, mit denen CDMA-Techniken durchschnittlich behaftet sind, viele Sender mit signifikant reduzierter Leistung umfassen, und darauf, dass das landgestützte Zellularszenario C/I-begrenzt und nicht Rausch-(C/No)-begrenzt ist. Keines dieser Merkmale ist relevant für Satelliten-Konvnunikationssysteme. Daher erkundet die vorliegende Erfindung, welche Art von Codierungs-/Frequenzwiederverwendungs-Abstrichen die Kapazität für eine gegebene Bandbreitenzuordnung in C/No-begrenzten Satelliten-Kommunikationssystemen maximieren würden.
Das Signalübersprechen zwischen Zellen in einem landgestützten Zellularsystem ist eine Funktion des Vierte-Potentz-der-Distanz-Ausbreitungsgesetzes. In Zellular-Satelliten-Systemen ist C/I eine Funktion der Antennenstrahlenmuster-Nebenkeulen. Es ist daher erforderlich, ein Modell der Antennenstrahlenmuster zu entwickeln, um Codierungsoptimierung durchzuführen.
Das Strahlenmuster der Antenne ist abhängig von der Oberflächenstromverteilung über die Öffnung, bezeichnet als Öffnungsbeleuchtungsfunktion. Ohne Anführung des Superverstärkungsphänomens wird die effizienteste Nutzung der Öffnung bei gleichförmiger Beleuchtung erreicht. Dies ergibt die beste Verstärkung, aber die höchsten Nebenkeulen. Die Antennencharakteristik ist in 17 für eine gleichförmig beleuchtete kreisförmige Öffnung gezeichnet. Die Nebenkeulen in den Ebenen E und H sind geringfügig anders aufgrund eines zusätzlichen Cosinus-Faktors, der in der Ebene auftritt, der den Oberflächenstromvektor enthält. Diese Differenz manifestiert sich als Kreuzpolarisierungskoeffizienten, wenn kreisförmige Polarisierung eingesetzt wird. Von nun an werden die Ebenenmuster E und H einfach für die Berechnung von C/I gemittelt.
Es wird Bezug genommen auf 5, die ein 3-Zellen-Frequenz-Wiederverwendungsmuster zeigt, in dem die schraffierten Zellen denselben Kanal f1 verwenden, während die anderen f2 oder f3 verwenden. Dieses Wiederverwendungsmuster wird verwendet zur Untersuchung der Codierungs-/Frequenz-Wiederverwendungs-Abstriche für Satellitenkommunikation, Fachleute werden jedoch erkennen, dass jedes Wiederverwendungsmuster, z. B. 7, 9, 12, 21 usw., verwendet werden könnte. Störende Zellen liegen auf den Punkten eines Hexagons und es ist ausreichend, die ersten zwei Ringe von sechs Störern zu berücksichtigen. Bevor ihre Interferenzpegel berechnet werden können, ist es jedoch erforderlich, die richtige Skalierung des Strahlenmusters zur Anpassung an den Zellendurchmesser auszuwählen.
Wenn die Strahlen so skaliert werden, dass sie sich bei -3 dB relativ zur Spitzenverstärkung in der Mitte zwischen zwei Zellen kreuzen, ist es gut bekannt, dass dies nicht in maximaler Strahlenrand-Verstärkung resultiert. Eine höhere Verstärkung wird erreicht, wenn der Strahl verschmälert wird, wodurch die Spitzenverstärkung mehr erhöht wird, als erhöhter Randverlust auftritt.
18 zeigt eine Kurvendarstellung der Spitzenverstärkung 2401 (in der Mitte einer Zelle), der Randverstärkung 2402 (in der Mitte zwischen zwei Zellen) und der Verstärkung in der Mitte zwischen drei Zellen 2403 als eine Funktion des Zwei-Zellen-Kreuzungspunkts in dB von der Spitze nach unten relativ zu der Spitzenverstärkung des -3 dB-Übergangsfalls. Aus Gründen, die später erklärt werden, wurde die Zwei-Zellen-Randverstärkung in dieser Kurvendarstellung um einen Faktor von zwei skaliert (d. h. 3,01 dB wurde addiert) und die 3-Zellen-Randverstärkung wurde um einen Faktor von 3 skaliert (d. h. 4,771 dB wurde addiert). Dies beeinflusst nicht, wo die jeweiligen Verstärkungen ihre Gipfelpunkte erreichen, beeinflusst aber die Wahrnehmung davon, welcher der drei der ungünstigste Fall ist. Nach dieser Kurve tritt der ungünstigste Fall in der Mitte zwischen zwei Zellen auf, und der ungünstigste Fall ist maximiert, wenn der 2-Zellen-Rand 3,8 dB unter der Spitzenverstärkung ist, d. h. bei Punkt 2404.
Die Weise, in der der C/I-Parameter vom Strahlen-Übergangspunkt abhängt, wird für das 3-Zellen-Wiederverwendungsmuster von 5 in 19 gezeigt. 19 ist gezeichnet als eine Funktion der Mobilstationsdistanz von der Strahlenmitte für Übergangspunkte von –1, –3,5 und –4 dB und zeigt, dass das C/I über den Großteil des Zellenradius zunimmt, wenn die Strahlen darüber hinaus, das die maximale Randverstärkung ergibt, verschmälert werden. Wenn erforderlich, würde die Wahl eines Übergangspunkts von –4,5 dB vernachlässigbare Verluste der Randverstärkung ergeben und gleichzeitig das C/I in der Zellenmitte um weitere 3 dB auf etwa 20 dB verbessern. Das C/I am Zellenrand nach 4 wäre etwas weniger als 10 dB, aber dies umfasst den ganzen Strahlenrand-Übergangsverlust, der, wie später erläutert wird, nicht hingenommen wird, weil sich dort keine Mobilteile befinden müssen.
Wenn Mobilteile, die einem bestimmten Kanal und Strahl zugeordnet sind, als diejenigen ausgewählt werden, die sich innerhalb von 25% des maximalen Zellenradius befinden, wird das C/I für alle Punkte innerhalb dieses Gebiets so sein, wie in 20 gezeichnet. Das Ungünstigster-Fall-C/I ist auf etwa 23 dB mit einem Strahlenübergangs-Entwurfspunkt von –5,5 dB maximiert, etwas jenseits davon, das die maximale Randverstärkung ergibt, so dass in der Praxis der Übergangspunkt von –4,5 dB verwendet werden würde, der ein Ungünstigster-Fall-C/I von 18 dB ergibt.
Die gleichen Berechnungen werden jetzt wiederholt für das Frequenz-Wiederverwendungsmuster von N = 1, d. h. sofortige Frequenz-Wiederverwendung in benachbarten Zellen, und die Ergebnisse sind in 21 gezeichnet. Diese zeigt ein Zellenmitten-C/I von 14 dB für den Übergangsfall von –4 dB, aber ein Zellenrand-C/I von etwa –1,5 dB. Die Dicke der Kurven in 21 beruht auf der Überlagerung von Kurvendarstellungen für alle Mobilteil-Winkelpositionen in der Zelle und Abhängigkeit von Winkelpositionen ist etwas stärker wahrnehmbar im Fall N = 1 als im Fall N = 3. Die ersten 6 Ringe von 6 Störern wurden summiert, um die Kurvendarstellung von 21 zu erhalten.
Wieder können, wie später gezeigt wird, Mobilteile, die einen bestimmten Kanal und Strahl verwenden, auf diejenigen beschränkt werden, die innerhalb von 25% oder weniger von der Strahlenmitte liegen, daher ist es von Interesse, das Ungünstigster-Fall-C/I innerhalb dieser Region zu maximieren, wie in 22 dargestellt. Das Ungünstigster-Fall-C/I hat in diesem Fall sein Maximum bei 13 dB, indem der Strahlen-Übergangspunkt auf –4,8 dB gelegt wird, aber dies kann auf –4,5 dB beschränkt werden, um einen Verlust der Strahlenrandverstärkung für eine nur geringe Reduzierung des C/I auf 12,5 dB zu vermeiden.
23 zeigt eine vereinfachte Beispielsform für den Fall, in dem drei Kanäle oder Gruppen von Kanälen (die Frequenzen, Zeitschlitze, Codes oder Kombinationen davon sein können), gekennzeichnet durch die Farben schwarz, rot und grün, in jedem Strahl verfügbar sind. Die Strahlenränder an dem Entwurfs-Übergangspunkt (z. B. –4,5 dB) sind durch die größeren, farbigen Kreise von 23 dargestellt.
Die großen, schwarzen, sich berührenden Kreise betreffen daher Strahlen, die den „schwarzen" Kanal verwenden, und berühren sich wieder bei –4,5 dB unter der Spitze. Die großen, roten, sich berührenden Kreise repräsentieren die Strahlenmuster für den roten Kanal. Diese sind relativ zu den „schwarzen" Strahlen versetzt und dieser feste Versatz wird beispielsweise erreicht, indem die Phasen einer phasengesteuerten Antennengruppe für den „roten" Kanal relativ zu dem „schwarzen" Kanal modifiziert werden. Er kann auch erreicht werden durch die Verwendung eines Mehrspeisungs-Parabolreflektors, in dem die unmodifizierten Strahlenmuster für die „schwarzen" Kanäle verwendet werden, aber in dem drei benachbarte Speisungen jeweils mit 1/3 der Energie, die für eine „rote" Zelle vorgesehen ist, gespeist werden. Aufgrund von kohärenter Addition wird die Verstärkung in der Mitte der „roten" Zelle das Dreifache der Verstärkung eines „schwarzen" Strahls an diesem Punkt betragen und effektiv „das Loch füllen". Die „grünen" Strahlen werden in exakt der gleichen Weise für die „grünen" Frequenzen oder Zeitschlitze gebildet. Dies wird erreicht unter Verwendung von bodengestützter Hardware, die die entsprechende Kombination von Signalen durch den Transponderkanal leitet, der direkt mit jedem der Speisungen assoziiert ist.
In 23 zeigen die kleineren Kreise die Gebiete, aus denen ein bestimmter Kanal zu verwenden ist, und außerhalb derer ein anderer Kanal mit einem zentraler gerichteten Strahl verfügbar ist. Der Bereich wurde im Fall des schwarzen Strahls ausgefüllt, um bei seiner Identifizierung zu helfen. Dieser Bereich erstreckt sich von der Mitte eines Strahls nach außen zum Strahlenradius über Wurzel(3), das heißt, der Bereich der „Zelle" beträgt nur 1/3 des Bereichs des „Strahls", und Mobilteile in der „Zelle" nutzen nur den „Strahl" hinaus bis geringfügig mehr als 50% des Strahlenradius.
In der Praxis sind natürlich viel mehr als drei Kanäle pro Strahl verfügbar, so dass es möglich ist, Zellen zu entwerfen, die nur 1/M des Strahlfleckbereichs betragen, wobei M die Zahl der verfügbaren Kanäle ist. Bei beispielsweise M = 7 werden Strahlen nur auswärts bis 1/Wurzel(7) ihres Radius verwendet, wie in 24 dargestellt. In der Praxis beträgt M mindestens 100, so dass der Zellenradius 1/10 des Strahlenradius sein kann, daher sind die Verstärkung und C/I-Leistung der Strahlenkonfiguration nur für einen Bruchteil der Strahlfleckabdeckung wichtig. Dies bedeutet nicht notwendigerweise, dass es möglich ist, den Fleck zu verkleinern, um mehr Verstärkung zu erzielen, da es dann nicht so einfach möglich sein würde, „die Löcher zu füllen". Bei einer großen Zahl von versetzten Strahlen ist es wünschenswert, die physikalischen Speisungen in Phase zu bringen, um überall Spitzenverstärkung zu erzeugen, wie von den 24 und 30 gezeigt. Die schwierigste Stelle zur Erzielung von Verstärkung (indem nur zwei Speisungen in Phase gebracht werden) ist in der Mitte zwischen zwei Flecken, und die Verstärkung unter diesen Umständen wird maximiert, indem die Strahlenrand-Übergangspunkte ausgewählt werden, wie in 18 dargestellt. Die Verstärkung zwischen zwei Strahlen beträgt dann das Doppelte der Strahlenrandverstärkung (z. B. 3 dB aufwärts), während die Verstärkung zwischen drei Strahlen das Dreifache der Verstärkung von einem Strahl an diesem Punkt beträgt. Dies erklärt die Skalierung, die in 18 zum Vergleichen der Verstärkung an diesen drei Punkten verwendet wurde.
Damit kann die Fehlerkorrektwcodierung der Rate zwischen 1/2 und 1/3, die in jedem Fall aus Gründen der Leistungseffizienz in Betracht gezogen wird, auch Toleranz der C/I bereitstellen, die bei sofortiger Frequenzwiederverwendung in jedem Strahl erhalten werden, wenn die Technik der Wiederverwendungsunterteilung, die gerade oben erläutert wurde, eingesetzt wird. Die Technik der Wiederverwendungsunterteilung erreicht dies ohne Anwendung von Nullerzeugung oder Interferenzenauslöschung, d. h. alle Antennen-Freiheitsgrade werden zur Maximierung der Verstärkung verwendet. Die Technik der Interferenzenauslöschung oder Erzeugung von Musternullen in der Mitte von benachbarten Zellen kann als zusätzlicher Bonus zur Reduzierung des C/I von benachbarten Strahlen auf vernachlässigbare Proportionen eingesetzt werden.
Eine beispielhafte Codierungsanordnung, die zur Implementierung dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, ist punktierte Faltungscodierung auf der Basis einer Rate von 1/4 oder 1/5, bei der aber die Codierung jedes uncodierten Sprachbits nach ihrer perzeptorischen Signifikanz auf eine Stufe zwischen beispielsweise der Rate 1/2 und der Rate 1/5 angepasst wird. Obwohl BPSK ein um 3 dB niedrigeres C/I als QPSK toleriert, gibt es wohl keinen Grund, den Bandbreiten-Effizienzverlust von 2:1 einzugehen. Die C/I-Toleranz von QPSK mit der doppelten Codierung ist in der Tat besser als BPSK mit der Hälfte dieser Codierung, daher kann eine quaternäre Modulation zumindest für die Abwärtsverbindung verwendet werden.
Die obige Diskussion basiert auf kohärenter Demodulationsleistung, die verfügbar ist in dem Satelliten-zu-Mobilteil-Kanal unter Verwendung von Breitband-TDM und nicht verfügbar ist bei Schmalband-FDM. Das Kriterium für das Abwärts-Verfahren ist, dass die Zahl der Informationsbits, die zu demodulieren und decodieren sind, groß sein soll über die Zeit, während der die Schwundkomponente des Kanals als statisch angesehen werden kann, das sind etwa 200 uS bei 2,5 GHz und einer Fahrzeuggeschwindigkeit von 100 km/h. Daher muss die Informationsrate um einige Größenordnungen höher sein als 5 kB/s und bei beispielsweise einer mittleren Codierungsrate von 1/3 muss die Rate der übertragenen Bits größer sein als 1,5 MB/s, was unter Verwendung von quaternärer Modulation durch einen Kanal von 1 MHz Bandbreite passt. Die Kapazität, die von Systemen bereitgestellt wird, die auf den vorstehenden Techniken basieren, liegt in der Größenordnung von 100 Erlang pro MHz pro Fleckbereich bei Verwendung eines 4-kB/s-Vocoders oder 166 Erlang pro MHz pro Fleck bei Verwendung eines 2,4-kB/s-Vocoders.
Eine beispielhafte Technik zur Implementierung der oben beschriebenen Wiederverwendungsanordnung der vorliegenden Erfindung erfolgt durch bodengestützte Strahlenbildung, wie weiter oben in dieser Spezifikation beschrieben. Dies involviert die Bereitstellung von Speisungsverbindungen zum Tragen des Signals für jede Antennenspeisung von der zentralen Bodenstation zu dem Satelliten in einer solchen Weise, dass die relativen Phasen- und Amplitudendifferenzen zwischen den Signalen erhalten bleiben. Bei Verwendung eines derartig kohärenten Transponders wird nur ein Transponderkanal pro Antennenspeisungspunkt am Satelliten benötigt.
Ein alternatives Mittel zur Implementierung der vorliegenden Erfindung für den offenbarten Feststrahlen-Fall wird nachstehend dargestellt, das das Erfordernis von kohärenten Speisungsverbindungen auf Kosten von mehr Hardware am Satelliten vermeidet. Die Verwendung von An-Bord-Strahlenbildung ist am einfachsten, wenn sie fest und nicht variabel ist, was geeigneter sein kann für einen geostationären Satelliten, der feste Gebiete beleuchtet. Für einen nicht geostationären Satelliten kann diese beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung trotzdem eingesetzt werden, aber es ist dann nicht so einfach, den Vorteil von systematischer Anpassung der Strahlenbildung zum Ausgleichen der Satellitenbewegung zu erhalten, so dass die Strahlen feste Gebiete beleuchten.
Die Implementierung des Feststrahlenbildungs-Transponders wird in 25 für den FDMA-Fall gezeigt, d. h. die gesamte verfügbare Bandbreite wird in N Teilbänder unterteilt, von denen jedes zur Beleuchtung von Gebieten auf dem Boden nach einem zellulären Wiederverwendungsmuster, wie in 23 gezeigt, verwendet wird. Der Fall von drei Teilbändern – gekennzeichnet schwarz, rot und grün wie gemäß 23 – wird zur Erläuterung verwendet.
Eine Menge von Transponderkanälen 37 empfängt Signale von einer korrespondierenden Menge von Speisungsverbindungen und setzt sie abwärts um zu einer geeigneten Zwischenfrequenz für Verstärkung und Filtrierung. Die ZF-Ausgänge von 3710 werden angewandt auf das ZF-Strahlenbildungs-Netzwerk 3720, das gewichtete Kombinationen der ZF-Signale bildet. Die „schwarzen" Kanäle werden willkürlich ausgewählt zur direkten Korrespondierung mit unmodifizierten Antennenmustern, d. h. das schwarze Signal 1 soll direkt und nur durch Antennenspeisung Nummer 1 ausgestrahlt werden; das schwarze Signal 2 soll nur durch Antennenspeisung Nummer 2 ausgestrahlt werden usw. Das Strahlenbildungs-Netzwerk verbindet daher die schwarzen Kanäle mit Einheitsgewichtung mit nur dem Summierungsnetzwerk korrespondierend mit der zugeordneten Antennenspeisung.
Die roten Kanäle und grünen Kanäle sollen jedoch mit einem Strahlenmuster ausgestrahlt werden, das in der Mitte zwischen drei schwarzen Strahlen zentriert ist. Der rote Strahl, der in der Mitte zwischen den schwarzen Strahlen 1, 2 und 3 liegen soll, ist daher mit ihren assoziierten drei Summierungsnetzwerken durch Spannungs-/Stromgewichtungen von 1/Wurzel(3) (Potenzgewichtung von 1/3) verbunden. Ein Drittel der „roten" Energie wird daher durch jede der drei Speisungen, die das gewünschte „rote" Zentrum umgeben, ausgestrahlt. Gleichermaßen ist der grüne Strahl, der in der Mitte zwischen den schwarzen Strahlen 2, 3 und 4 liegt, über Gewichtungen von 1/Wurzel(3) mit den Summierern, die mit den Speisungen 2, 3 und 4 assoziiert sind, verbunden. Die oben angeführten Gewichtungen sind beispielhaft und für den Zweck der Erläuterung vereinfacht. Da das ZF-Strahlenbildungs-Netzwerk im Prinzip mit einem Netzwerk realisiert werden kann, das hauptsächlich aus einfachen Widerstandselementen besteht, können komplexere Mengen von Gewichten mit annehmbaren Komplexitätsauswirkungen verwendet werden. Beispielsweise kann ein Strahl gebildet werden durch Speisung von mehr als drei benachbarten Speisungen und negative Gewichte können verwendet werden zur Erzeugung von Nullen in dem Ausstrahlungsmuster an gewünschten Stellen oder ansonsten zur Reduzierung der Nebenkeulenpegel, um das C/I zu erhöhen.
Ein Verfahren zur Bildung eines Widerstands-ZF-Strahlenbildungs-Netzwerks verwendet ein kontinuierliches Blatt oder dünnen Film von widerstandsbehaftetem Material, aufgebracht auf einen isolierenden Träger. Dieses Blatt wird theoretisch angesehen als korrespondierend mit der zweidimensionalen Oberfläche, die von den Strahlen zu beleuchten ist. Signalströme korrespondierend mit den „schwarzen" Strahlensignalen werden an Stellen, die in Korrespondenz mit den Mitten der „schwarzen" Zellen angeordnet sind, in das Blatt eingespeist, während „rote" und „grüne" Signalströme als Mengen von Punkten in der Mitte zwischen den Einspeisungspunkten der schwarzen Signalen und einander eingespeist werden, wie gemäß 23. 26 stellt die Einspeisungspunkte mit den Kennzeichnungen „I" dar.
Signalströme korrespondierend mit den gewünschten Kombinationen der schwarzen, roten und grünen Signale werden aus der Widerstandsebene extrahiert durch Kontakte, die in der Mitte zwischen den schwarzen, roten und grünen Einspeisungspunkten angeordnet sind. Diese Strom-Extraktionspunkte sind durch „E" in 26 gekennzeichnet. Diese Technik stellt dieselbe Gewichtsverteilung für die schwarzen, roten und grünen Strahlen bereit, in Kontrast mit dem vorhergehenden Beispiel, das einzelne Gewichte von 1 für die schwarzen Strahlen und drei gleiche Gewichte von 1/Wurzel(3) für die roten und grünen Strahlen hatte. Extrahierte Ströme werden zu „Virtuelle-Masse"-Verstärkereingängen oder Niedrigimpedanzeingang-Verstärkern wie bipolare Transistoren in Basisschaltung gespeist. Die durch diese Technik realisierte Menge von Gewichten kann durch Wahl der Form und Größe der Strom-Einspeisungs- und -Extraktions-Kontaktflächen maßgeschneidert werden. Keine einfache Regel wird für die Entscheidung der Größe und Form vorgeschlagen – ein Vorschlag muss einfach durch Ausführung einer zweidimensionalen Finite-Elemente-Computeranalyse des Stromflusses in das Widerstandsblatt und der darauf existierenden Potenziale überprüft werden.
Sobald die kombinierten Signale von dem ZF-Strahlenbildungs-Netzwerk erzeugt wurden, werden sie einer Bank von Aufwärtsumsetzern 3730 für Frequenzübersetzung in das gewünschte Satelliten-Mobilteil-Frequenzband zugeführt. Die Aufwärtsumsetzer werden alle von demselben lokalen Oszillatorsignal angesteuert, um die relative Phase der Signale beizubehalten, und haben angepasste Verstärkungen, um relative Amplituden beizubehalten. Die aufwärts umgesetzten Signale können dann von einem Matrix-Leistungsverstärker 3740 verstärkt werden, um den Leistungspegel auf die gewünschte Übertragungsleistung anzuheben.
Die oben beschriebene erfinderische Technik kann ausgedehnt werden, um jede beliebige Anzahl von virtuellen Strahlen zu erzeugen, die mit Unterteilungen des gesamten verfügbaren Frequenzbands assoziiert sind. In dem Drei-Farben-Beispiel ist jede „Farbe" mit einer 1/3 Teilbandbreite assoziiert. Wenn beispielsweise insgesamt 16,5 MHz verfügbar sind, kann jede Transponderkanal-Bandbreite nominal 5,5 MHz betragen. Ist die Anzahl der Speisungen beispielsweise 37, werden 37 „schwarze" Strahlen von 5,5 MHz erzeugt, 37 rote Strahlen von 5,5 MHz und 37 grüne Strahlen von 5,5 MHz. Damit beträgt die gesamte für Kommunikation verfügbare Bandbreite 37 mal 16,5 MHz, wie es wäre, wenn es möglich gewesen wäre, sofortige Frequenzwiederverwendung der gesamten 16,5 MHz in nur den „schwarzen" Strahlen einzusetzen. Damit stellt die vorliegende Erfindung die gleiche effiziente Verwendung der Bandbreite bereit wie ein sofortiges Frequenzwiederverwendungsmuster, jedoch mit einem beträchtlich verbesserten C/I.
Die damit verfügbare zusätzliche Kapazität wird in der FDMA-Version erhalten, indem die Anzahl der Transponderkanäle und damit die Hardware-Komplexität proportional erhöht werden. Es wird jetzt gezeigt, wie eine beispielhafte TDMA-Ausführungsform vorteilhaft konstruiert wird, in der die Kapazitätssteigerung ohne erhöhte Hardware-Komplexität erhalten wird.
27 zeigt die beispielhafte TDMA-Ausführungsform. In diesem Fall ist die Anzahl der Transponderkanäle 3910 die gleiche wie die Anzahl der Antennenspeisungen und die Bandbreite jedes Kanals ist die volle Bandbreite, die für das System verfügbar ist. Das ZF-Strahlenbildungs-Netzwerk 3920 funktioniert auch, wie vorher beschrieben, zur Synthese von schwarzen, roten und grünen Strahlen, aber nur eine Farbe ist jeweils mit der Menge von Transponderkanälen aufgrund der Kommutierungsschalter 3911 verbunden. Entweder sind (1) alle Transponderkanäle mit einer korrespondierenden Zahl von „schwarzen" Strahleneingängen verbunden oder (2), durch Betätigung der Schalter 3911 alle zur gleichen Zeit, sind alle Transponder mit den roten Strahleneingängen verbunden, oder (3), wie in 27 gezeigt, mit den grünen Strahleneingängen.
Die Schalter werden periodisch derart betätigt, dass für einen ersten Teil einer TDMA-Rahmenperiode (z. B. 1/3) die schwarzen Strahlen verwendet werden, für einen zweiten Teil der Zeit die roten Strahlen gespeist werden und für einen dritten Teil der Zeit die grünen Strahlen gespeist werden. Die Zeitperioden, in denen die Schalter in jeder Position verweilen, müssen nicht gleich sein und können im Prinzip danach angepasst werden, welche Farbe die höchste momentane Kapazitätsanforderung in einer beliebigen Zelle hat. Die Funktion des Rests des Transponders ist so, wie vorher für den FDMA-Fall beschrieben.
Es ist erkennbar, dass die Kommutierung der Schalter 3911 mit den Übertragungen von der zentralen Bodenstation oder den Stationen synchronisiert wird, und dies kann mit einer beliebigen von verschiedenen Techniken erreicht werden, wie durch Bereitstellung einer An-Bord-Uhr, die vom Boden programmiert werden kann, um den regelmäßigen periodischen Verlauf der Schalteroperationen auszuführen und die Übertragungen der Bodenstation zu dem Satelliten, der der Haupttaktgeber ist, zu synchronisieren. Alternativ kann eine Bodenstation einen Schalterbefehl unter Verwendung eines von den Verkehrskanälen separaten Steuerungskanals übertragen. Das Verfahren zum Erreichen von Synchronität der Strahlenrotationen mit dem Bodennetzwerk ist unerheblich für das Prinzip der vorliegenden Erfindung.
Es ist zu erkennen, dass, obwohl sowohl die TDMA- als auch die FDMA-Version der oben offenbarten Erfindung feste Strahlenbildungs-Netzwerke verwenden, es durch eine offenkundige Erweiterung des Verfahrens möglich ist, die Zuordnung von Frequenzen oder Zeitschlitzen zu Strahlenfarben durch Verwendung der Schalter 3911, die vom Boden gesteuert werden, in einer solchen Weise zu umzustellen, um die Gebiete der Erde, die durch eine gegebene Frequenz oder einen gegebenen Zeitschlitz beleuchtet werden, so weit wie möglich fest zu lassen. Dies wird natürlich genauer durch die Verwendung einer größeren Zahl von „Farben" (das heißt Zeitschlitzen oder Teilbändern) erreicht. Erhöhung der Zahl von Teilbändern bringt Hardware-Komplexität im FDMA-Fall mit sich, daher wird die TDMA-Version in dieser Hinsicht bevorzugt. Die Phaseneinstellung der Kommutierungsschalter kann daher so gewählt werden, um Satellitenbewegung auszugleichen und die Gebiete, die von einem bestimmten Zeitschlitz oder einer bestimmten Frequenz beleuchtet werden, mehr oder weniger konstant zu halten. Die vorliegende Erfindung kann auf jede Zahl von Zeitschlitzen und Teilbändern angewandt werden, und im letzteren Fall kann eine digitale Implementierung, die Analog-zu-Digital-Umwandlung der Transpondersignale, digitale Filtrierung und digitale Strahlenbildung unter Verwendung von digitaler Gewichtsmultiplikation umfasst, vorteilhaft sein.

Claims

Übertragungsapparat zum Übertragen einer Pluralität von Signalen an eine Pluralität von Empfängern (420) unter Verwendung des gleichen Hochfrequenzkanals, bestehend aus: Kanalverarbeitungsmittel (1600) zum Konvertieren jedes der Signale in einen numerischen Abtaststrom, der eine modulierte Funkwelle repräsentiert; gekennzeichnet durch Matrixverarbeitungsmittel (1603) zum Bilden von numerischen Kombinationen der numerischen Abtastströme unter Verwendung eines Satzes von Matrixkoeffzienten; Konvertierungsmittel (1604) zum Konvertieren der numerischen Kombinationen in korrespondierende analoge modulierte Funksignale auf einer zugeordneten Frequenz und Verstärkung der modulierten Funksignale auf einen Übertragungsleistungspegel; Antennenmittel, gekoppelt mit dem Konvertierungsmittel, zum Übertragen der modulierten Funksignale; und Steuermittel (1605) zum Einstellen der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass jeder der Empfänger ein intendiertes der Pluralität von Signalen mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen empfängt.
Übertragungsapparat nach Anspruch 1, wobei das Steuermittel (1605) zur Einstellung der Matrixkoeffizienten adaptiert ist, um an einem Empfänger unter ungünstigsten Bedingungen einen Empfangssignalpegel eines intendierten der Pluralität von Signalen relativ zu einem empfangenen Interferenzpegel der übrigen, nicht intendierten Signale zu maximieren.
Empfangsapparat zum Empfangen einer Pluralität von Signalen, die von einer Pluralität von Sendern (420) unter Verwendung des gleichen Hochfrequenzkanals übertragen werden, und Erzeugung einer Pluralität von Ausgangssignalen, bestehend aus: Mehr-Elemente-Antennenmittel (600) zum Empfangen der übertragenen Signale und Erzeugen eines empfangenen Signals aus jedem übertragenen Signal; Mehrkanal-Hochfrequenzverarbeitungsmittel (610, 620, 630) zum Filtern, Verstärken und Konvertieren jedes der empfangenen Signale von den entsprechenden Antennenelementen in einen korrespondierenden numerischen Abtaststrom; gekennzeichnet durch numerisches Matrixverarbeitungsmittel (650) zum Kombinieren des numerischen Abtaststroms unter Verwendung eines Satzes von Matrixkoeffizienten zur Erzeugung einer Pluralität von getrennten Signalen; Kanalverarbeitungsmittel zur Verarbeitung jedes der getrennten Signale zur Erzeugung der Ausgangssignale; und Steuermittel (1702) zum Einstellen der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass jedes der Ausgangssignale mit einem intendierten der übertragenen Signale mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen korrespondiert.
Empfangsapparat nach Anspruch 3, wobei die Steuermittel (1702) zur Einstellung der Matrixkoeffizienten adaptiert sind, um eine Korrespondenz zwischen jedem der Ausgangssignale und einem jeweils intendierten der übertragenen Signale zu maximieren.
Übertragungsapparat nach Anspruch 1 zum Übertragen der Pluralität von Signalen an eine korrespondierende Pluralität von Empfängern unter Verwendung einer Pluralität von Funkkanälen, der Übertragungsapparat bestehend aus: Gruppierungsmittel zum Gruppieren von ausgewählten der Signale in Teilmengen für die Übertragung unter Verwendung eines gleichen Funkkanals für jedes Element einer Teilmenge und anderer Funkkanäle für andere Teilmengen; das Kanalverarbeitungsmittel (1600) zur Verarbeitung der Signale in numerische Signale, die modulierte Funksignale repräsentieren, adaptiert ist; wobei das Matrixverarbeitungsmittel (1603) für jede der Teilmengen adaptiert ist zur Bildung von numerischen Kombinationen der Signale, die zur gleichen Teilmenge gehören, unter Verwendung eines Satzes von Matrixkoeffizienten für jede Teilmenge das Konvertierungsmittel (1604) für jede Teilmenge adaptiert ist zur Konvertierung der numerischen Kombinationen in korrespondierende analoge modulierte Funksignale in dem Funkkanal, der jeder Teilmenge zugeordnet ist; der Übertragungsapparat weiter bestehend aus: Pluralität von Kombinierungsmitteln zum Kombinieren eines der analogen modulierten Signale von jeder Teilmenge zur Bildung eines Antennenelement-Treibersignals und Verstärkung des Antennenelement-Treibersignals auf einen Übertragungsleistungspegel; die einzelnen Antennenelemente, aus denen das Antennenmittel besteht, jeweils mit einem entsprechenden der Kombinierungsmittel zur Übertragung der Antennenelement-Treibersignale gekoppelt sind; und wobei das Steuermittel (1605) zur Steuerung des Gruppierungsmittels und der Matrixkoeffizienten derart adaptiert ist, dass jeder der Empfänger ein intendiertes Signal bei einer gewünschten Signalstärke mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen empfängt.
Der Übertragungsapparat aus Anspruch 5, wobei das Steuermittel (1605) außerdem zur Minimierung einer Summe von Übertragungsleistungspegeln adaptiert ist.
Empfangsapparat nach Anspruch 3, wobei der Empfangsapparat zum Empfang einer Pluralität von Signalen von einer korrespondierenden Pluralität vom Sendern unter Verwendung einer Pluralität von Funkkanalfrequenzen und zum Erzeugen einer Pluralität von Ausgangssignalen adaptiert ist, das Mehr-Elemente-Antennenmittel (600) zum Empfang der Pluralität von Übertragungssignalen und zum Erzeugen eines zusammengesetzten Empfangssignals von jedem Element adaptiert ist; das Mehrkanal-Hochfrequenzverarbeitungsmittel (610, 620, 630) zum Filtern, Verstärken, Teilen und Konvertieren jedes der zusammengesetzten Empfangssignale in numerische Abtastströme adaptiert ist, wobei jeder numerische Abtaststrom mit einem Teil eines entsprechenden zusammengesetzten Signals, das in einem korrespondierenden Hochfrequenzkanal empfangen wurde, korrespondiert; der Empfangsapparat weiter bestehend aus: wobei das numerische Matrixverarbeitungsmittel (650) adaptiert ist zum Erzeugen von numerischen Kombinationen der numerischen Abtastströme, die mit einer gleichen Funkkanalfrequenz korrespondieren, unter Verwendung eines Satzes von Matrixkoeffizienten, die mit den einzelnen Kanalfrequenzen assoziiert sind; das Kanalverarbeitungsmittel (660) adaptiert ist zum Verarbeiten der numerischen Kombinationen zur Erzeugung der Pluralität von Ausgangssignalen; und wobei das Steuermittel (1702) adaptiert ist zum Steuern der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass die Ausgangssignale jeweils mit einem intendierten der übertragenen Signale mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen korrespondieren.
Übertragungsapparat nach Anspruch 1 zum Übertragen einer Pluralität von Signalen an eine korrespondierende Pluralität von Empfängern durch Aufteilung einer Übertragungsdauer in einem gleichen Hochfrequenzkanal in eine Pluralität von Zeitschlitzen, der Übernagungsapparat bestehend aus: Gruppierungsmittel zum Gruppieren von ausgewählten der Signale in Teilmengen zur Übertragung in einem gleichen zugeordneten Zeitschlitz in dem Funkkanal, wobei Signale in einer gleichen Teilmenge einen gleichen Zeitschlitz und Signale in anderen Teilmengen andere Zeitschlitze verwenden; das Kanalverarbeitungsmittel (1600) adaptiert ist zur Verarbeitung der Signale für die Übertragung in ihren zugeordneten Zeitschlitzen; der Übertragungsapparat weiter bestehend aus Multiplexmitteln (1601) zum Multiplexen eines Signals von jeder Teilmenge in seinen entsprechenden Zeitschlitz zur Bildung von Zeitmultiplexsignalen; wobei das Matrixverarbeitungsmittel (1603) adaptiert ist zur Erzeugung von numerischen Kombinationen der Zeitmultiplexsignale unter Verwendung eines anderen Satzes von Matrixkoeffizienten für jeden Zeitschlitz; die Pluralität von Konvertierungsmitteln adaptiert ist zur Konvertierung der numerischen Kombinationen in korrespondierende modulierte analoge Funksignale in dem Funkkanal und adaptiert ist zu ihrer Verstärkung auf einen Übertragungsleistungspegel; der Übernagungsapparat weiter bestehend aus Mehr-Elemente-Antennenmitteln, wobei jedes der Antennenelemente entsprechend mit einem der Konvertierungsmittel zur Übertragung der analogen Funksignale gekoppelt ist; und wobei das Steuermittel (1605) adaptiert ist zum Steuern der Gruppierungsmittel und Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass jeder der Pluralität von Empfängern ein intendiertes Signal bei einer gewünschten Signalstärke mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen empfängt.
Der Übertragungsapparat aus Anspruch 8, wobei das Steuermittel (1605) außerdem zur Minimierung einer Summe der Übertragungsleistungspegel adaptiert ist.
Empfangsapparat nach Anspruch 1 zum Empfangen einer Pluralität von Signalen von einer korrespondierenden Pluralität von Sendern auf einer gleichen Funkkanalfrequenz unter Verwendung einer Pluralität von Zeitschlitzen in einer Zeitvielfachzugriff-Rahmendauer und zum Erzeugen einer Pluralität von Ausgangssignalen, das Antennenmittel bestehend aus Mehr-Elemente-Antennenmitteln zum Empfangen der Pluralität von übertragenen Signalen und Erzeugen eines zusammengesetzten Empfangssignals von jedem Element; der Empfangsapparat weiter bestehend aus: Mehrkanal-Hochfrequenzverarbeitungsmitteln (610, 620, 630) zum Filtern, Verstärken und Konvertieren jedes der zusammengesetzten Empfangssignale in einen korrespondierenden numerischen Abtaststrom; wobei das Matrixverarbeitungsmittel (1700) adaptiert ist zum Erzeugen von numerischen Kombinationen der numerischen Abtastströme unter Verwendung eines anderen Satzes von Matrixkoeffizienten für jeden der TDMA-Zeitschlitze; Demultiplexmittel zur Aufteilung jeder der numerischen Kombinationen in die Pluralität von Zeitschlitzen zum Erzeugen von dezimierten Signalströmen; das Kanalverarbeitungsmittel (1701) adaptiert ist zur Verarbeitung der dezimierten Signalströme zum Erzeugen der Pluralität von Ausgangssignalen; und wobei das Steuermittel (1702) adaptiert ist zum Steuern der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass die Ausgangssignale jeweils mit einem intendierten der übertragenen Signale mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen korrespondieren.
Übertragungsapparat nach Anspruch 1 zum Übertragen einer Pluralität von Signalen an eine korrespondierende Pluralität von Empfängern unter Verwendung einer Pluralität von Hochfrequenzkanälen und durch Aufteilung der Übertragungsdauer in jedem Hochfrequenzkanal in eine Pluralität von Zeitschlitzen, der Übertragungsapparat weiter bestehend aus: Gruppierungsmittel zum Gruppieren von ausgewählten der Signale in Teilmengen zur Übertragung in einem gleichen Zeitschlitz und Frequenzkanal, wobei Signale in einer gleichen Teilmenge einen gleichen Zeitschlitz und eine gleiche Frequenz und Signale in anderen Teilmengen andere Frequenzen oder Zeitschlitze verwenden; Multiplexmittel zum Multiplexen eines Signals aus jeder Teilmenge unter Verwendung der gleichen Frequenz in seinen entsprechenden Zeitschlitz zur Bildung einer Pluralität von Zeitmultiplexsignalen zur Übertragung in jedem der Frequenzkanäle; wobei das Matrixverarbeitungsmittel (1603), das mit jedem Hochfrequenzkanal assoziiert ist, adaptiert ist zur Erzeugung von numerischen Kombinationen der Zeitmultiplexsignale unter Verwendung eines anderen Satzes von Matrixkoeffizienten für jeden Zeitschlitz und Frequenzkanal; Pluralität von Kombinierungsmitteln zum Kombinieren eines der analogen Funksignale von jedem Frequenzkanal und Verstärken des kombinierten Signals auf einen Übertragungsleistungspegel; Mehr-Elemente-Antennenmittel, wobei das Kanalverarbeitungsmittel (1600) adaptiert ist zur Verarbeitung der Übertragung der Signale in ihren zugeordneten Zeitschlitzen und auf ihren zugeordneten Frequenzen; das Konvertierungsmittel (1604), das mit jedem Hochfrequenzkanal assoziiert ist, adaptiert ist zur Konvertierung der numerischen Kombinationen in korrespondierende modulierte analoge Funksignale; das Antennenmittel (1009) aus Mehr-Elemente-Antennenmitteln besteht, wobei jedes davon mit einem entsprechenden der Kombinierungsmittel zur Übertragung der verstärkten, kombinierten Signale gekoppelt ist; wobei das Steuermittel adaptiert ist zum Steuern der Gruppierungsmittel und der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass jeder der Empfänger ein intendiertes Signal bei einer gewünschten Signalstärke mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen empfängt.
Der Übertragungsapparat aus Anspruch 11, wobei das Steuermittel außerdem zum Minimieren einer Summe von Übertragungsleistungspegeln vorgesehen ist.
Empfangsapparat nach Anspruch 3 zum Empfangen einer Pluralität von Signalen von einer korrespondierenden Pluralität von Sendern unter Verwendung einer Pluralität von Zeitschlitzen in einer Zeitvielfachzugriff Rahmendauer und einer Pluralität von Funkkanalfrequenzen und zum Erzeugen einer Pluralität von Ausgangssignalen, wobei: der Empfangsapparat weiter besteht aus: Mehrkanal-Hochfrequenzverarbeitungsmitteln (1801, 1802, 1804, 1805) zum Filtern, Verstärken, Aufteilen und Konvertieren jedes der zusammengesetzten Empfangssignale in eine Anzahl von numerischen Abtastströmen, die mit der Pluralität von Funkkanalfrequenzen korrespondieren; wobei das numerische Matrixverarbeitungsmittel (1809) adaptiert ist zum Erzeugen von numerischen Kombinationen der numerischen Abtastströme, die mit einem gleichen Funkkanal assoziiert sind, unter Verwendung von Sätzen von Matrixkoeffizienten, die mit den einzelnen Zeitschlitzen und Frequenzkombinationen assoziiert sind; Demultiplexmittel zur Aufteilung jeder der numerischen Kombinationen in die Pluralität von Zeitschlitzen zum Erzeugen von dezimierten Signalströmen; wobei das Mehr-Elemente-Antennenmittel (1800) adaptiert ist zum Empfangen der Pluralität von übertragenen Signalen und Erzeugen eines zusammengesetzten Empfangssignals von jedem Element; das Kanalverarbeitungsmittel (1806) adaptiert ist zur Verarbeitung der dezimierten Signalströme zum Erzeugen der Pluralität von Ausgangssignalen; und wobei das Steuermittel adaptiert ist zum Steuern der Matrixkoeffizienten in einer Weise, dass die Ausgangssignale jeweils mit einem intendierten der übertragenen Signale mit im Wesentlichen null Interferenzen von den übrigen, nicht intendierten Signalen korrespondieren.
Methode für drahtlose Kommunikation mit mobilen Stationen (420), gekennzeichnet durch die Schritte: Übertragung von Signalen, die Stimmen- oder Datenkommunikation von den mobilen Stationen (420) repräsentieren, an einen in einer Umlaufbahn befindlichen Satelliten (410), der über eine Mehr-Elemente-Antenne verfügt; Empfang von Kombinationen der Signale an der Antenne und kohärente Transpondierung der Signalkombinationen an eine Bodenstation (400), Empfang der kohärent transpondierten Signale an der Bodenstation und Analog-zu-Digital-Umwandlung der kohärent transpondierten Signale zum Erzeugen von korrespondierenden numerischen Abtastströmen; Verarbeitung der numerischen Abtastströme in einem numerischen Matrixprozessor (1603) zum Trennen der übertragenen Signale, die von den einzelnen entsprechenden mobilen Stationen stammen, um getrennte Abtastströme zu erzeugen; numerische Verarbeitung der getrennten Abtastströme zum Rekonstruieren der Signale, die Stimmen oder Daten repräsentieren, und Senden der rekonstruierten Signale an ein Fernsprechvermittlungsnetz.
Methode für drahtlose Kommunikation mit mobilen Stationen (420) bestehend aus den Schritten: Empfang von Signalen, die Stimmen oder Daten repräsentieren, von einem Fernsprechvermittlungsnetz, die für die einzelnen mobilen Stationen bestimmt sind; Digitalisierung der Signale, die Stimmen oder Daten repräsentieren, und Verarbeitung der digitalisierten Signale in korrespondierende Ströme von digitalen Abtastwerten, die modulierte Signale repräsentieren; gekennzeichnet durch Kombination der modulierten Signale unter Verwendung eines numerischen Matrixprozessors (1603) zur Erzeugung von Antennenelementsignalen; Digital-zu-Analog-Umwandlung der Antennenelementsignale zur Modulation der korrespondierenden Bodenstation-Übertragungsmittel und Übertragung der modulierten Signale an einen in einer Umlaufbahn befindlichen Satelliten (410) in einer Weise, um ihre relativen Phasen- und Amplitudenverhältnisse zu erhalten; Empfang der modulierten Signale an dem in einer Umlaufbahn befindlichen Satelliten von der Bodenstation; und Transpondierung der einzelnen modulierten Signale unter Verwendung eines korrespondierenden Antennenelements (360) in einer Weise, dass jedes der Signale, die Daten oder Stimmen repräsentieren, an seine intendierte mobile Station und nicht an die anderen mobilen Stationen, für die es nicht intendiert ist, übertragen wird.