DE69633975T2

DE69633975T2 - Fraktale antennen, resonatoren und lastelemente

Info

Publication number: DE69633975T2
Application number: DE69633975T
Authority: DE
Inventors: Nathan Cohen
Original assignee: Fractal Antenna Systems Inc
Current assignee: Fractal Antenna Systems Inc
Priority date: 1995-08-09
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 2005-12-01
Anticipated expiration: 2016-08-09
Also published as: EP1515392A3; ES2236745T3; EP0843905A1; EP0843905A4; EP0843905B1; ATE284080T1; EP1515392A2; DE69633975D1; US6140975A; WO1997006578A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Antennen und Resonatoren, und insbesondere auf das Entwerfen und Abstimmen von nicht euklidischen Radials, Massengegengewichte (ground counterpoise), künstlichen Erdungsebenen (ground planes), Endkapazitäten (Top-Loading-Elementen) und Antennen, welche solche Elemente verwenden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Antennen werden verwendet um typische elektromagnetische Signale auszustrahlen und/oder zu empfangen, vorzugsweise mit einer Antennenverstärkung, Richtwirkung und einem hinreichenden Wirkungsgrad. Die praktische Antennenauslegung beinhaltet herkömmlich die Abstimmungen zwischen verschiedenen Parametern, umfassend die Antennenverstärkung, Antennengröße, den Antennenwirkungsgrad und die Bandbreite.
Die Antennenauslegung ist historisch durch die euklidische Geometrie dominiert worden. In solchen Auslegungen ist die geschlossene Antennenfläche direkt proportional zu dem Antennenumfang. Wenn zum Beispiel jemand die Länge einer euklidischen quadratischen (oder „Viereck"-)Antenne verdoppelt, vervierfacht sich die eingeschlossene Fläche der Antenne. Die klassische Antennenauslegung hat Ebenen, Kreise, Dreiecke, Quadrate, Ellipsen, Rechtecke, Halbkugeln, Paraboloide und ähnliches (sowie Linien) behandelt. Ähnlich werden Resonatoren, typischerweise Kondensatoren („C"), welche in Reihe mit und/oder parallel zu Induktoren („L") gekoppelt sind, herkömmlich mit euklidischen Induktoren ausgeführt.
Im Hinblick auf Antennen war die Philosophie gemäß des Standes der Technik, sich eine euklidische geometrische Konstruktion herauszusuchen, zum Beispiel ein Viereck, und seine Strahlungscharakteristiken zu untersuchen, insbesondere mit dem Schwerpunkt auf der Frequenzresonanz und den Leistungsmustern. Das unglückliche Ergebnis ist, dass sich die Antennenauslegung viel zu lang auf eine leichte Antennenkonstruktion konzentriert hat, anstatt auf die zu Grunde liegenden elektromagnetischen Prinzipien.
Viele Antennen gemäß des Standes der Technik basieren auf Formen mit geschlossenen Schleifen oder Inselformen. Die Erfahrung hat lange gezeigt, dass kleine Antennen, umfassend Schleifen, nicht gut arbeiten, wobei ein Grund ist, dass der Strahlungswiderstand („R") scharf abnimmt, wenn die Antennengröße verkürzt wird. Eine kleine Schleife oder sogar ein kurzer Dipol wird ein Strahlungsmuster von jeweils ½λ und ¼λ hervorbringen, wenn der Strahlungswiderstand R nicht durch wesentlich größere ohmsche („O") Verluste überlagert wird. Ohmsche Verluste können dadurch minimiert werden, dass Netzwerke zur Impedanzabgleichung verwendet werden, welche teuer und schwierig zu verwenden sein können. Aber, obwohl sogar impedanzabgeglichene kleine Schleifenantennen Wirkungsgrade von 50% bis 85% hervorbringen können, ist ihre Bandbreite inhärent eng, mit einem sehr hohen Q, zum Beispiel Q > 50. Wenn es hier verwendet wird, wird Q definiert als (übertragene oder empfangene Frequenz)/(3 dB Bandbreite).
Wie gesagt wurde, ist es experimentell bekannt, dass der Strahlungswiderstand R rapide bei euklidischen Antennen mit kleiner Fläche abfällt. Die theoretische Grundlage ist jedoch nicht allgemein bekannt, und jedes heutige Verständnis (oder Fehlverständnis) scheint aus der Forschung von J. Kraus zu stammen, beschrieben in Antennas (Ed. 1), McGraw Hill, New York (1950), bei welcher eine Antenne mit kreisförmiger Schleife mit einem gleichförmigen Strom untersucht wurde. Die kraussche Schleife brachte eine Verstärkung mit einer überraschenden Grenze von 1,8 dB für einen isotropischen Strahler hervor, wenn die Schleiffläche unter diejenige einer Schleife fällt, welche eine 1λ-Quadrat-Öffnung aufweist. Für kleine Schleifen der Fläche A < λ²/100 ergab sich der Strahlungswiderstand R zu:
wobei K eine Konstante ist, A die eingeschlossene Fläche der Schleife ist und λ die Wellenlänge ist. Unglücklicherweise kann der Strahlungswiderstand R allzu leicht kleiner als 1 Ω bei einer kleinen Schleifenantenne sein.
Aus dieser Untersuchung der kreisförmigen Schleife hat Kraus verallgemeinert, dass die Berechnungen eher durch die Antennenfläche als durch den Antennenumfang definiert werden können, und dass seine Analyse für kleine Schleifen jeglicher geometrischer Form korrekt sein sollte. Die frühe Forschung von Kraus und die Schlussfolgerungen, das Antennen mit kleiner Größe einen relativ großen ohmschen Widerstand O und einen relativ kleinen Strahlungswiderstand R hervorbringen werden, so dass der resultierende geringe Wirkungsgrad die Verwendung der kleinen Antenne ungünstig macht, sind weitgehend akzeptiert worden. Tatsächlich haben einige Forscher neuerdings vorgeschlagen, den ohmschen Widerstand O auf 0 Ω zu reduzieren, durch Ausführen von kleinen Antennen aus einem superleitenden Werkstoff, um den Wirkungsgrad zu verbessern.
Wie dargestellt worden ist, hat sich die Auslegung von Antennen und Resonatoren des Standes der Technik herkömmlich auf eine Geometrie konzentriert, welche euklidisch ist. Eine nicht euklidische Geometrie ist jedoch eine Fraktalgeometrie. Die Fraktalgeometrie kann in zufällige Fraktale, welche ebenso als chaotische oder Brownsche Fraktale bezeichnet werden und Komponenten eines zufälligen Rauschens umfassen, wie zum Beispiel in der 3 dargestellt ist, oder in deterministische Fraktale, wie zum Beispiel in der 1C gezeigt ist, gruppiert werden.
Bei einer deterministischen Fraktalgeometrie stammt eine zu sich selbst ähnliche Struktur aus der Wiederholung eines Designs oder Motivs (oder eines „Generators") auf unterschiedlichen Größenskalen. Eine bekannte Abhandlung auf diesem Gebiet ist Fractals, Endlessly Repeated Geometrical Figures von Hans Lauwerier, Princeton University Press (1991).
Die 1A bis 2D stellen die Entwicklung von einigen Elementarformen von Fraktalen dar. In der 1A ist ein Grundelement 10 als eine gerade Linie gezeigt, obwohl stattdessen eine Kurve verwendet werden könnte. In der 1B ist ein sogenanntes Koch-Fraktalmotiv oder Generator 20-1, hier ein Dreieck, in das Grundelement 10 eingefügt, um ein Design einer Iteration („N") erster Ordnung zu bilden, zum Beispiel N = 1. In der 1C stammt ein Design einer Iteration zweiter Ordnung N = 2 aus dem Nachbilden (Replizieren) des Dreieckmotivs 20-1 in jedem Segment der 1B, aber wobei die 20-1' Version abweichend skaliert worden ist, hier in der Größe vermindert worden ist. Wie dargestellt worden ist, kann in der Abhandlung von Lauwerier das Motiv in seiner Nachbildung (Replikation) gedreht, versetzt, in der Dimension skaliert werden, oder eine Kombination von diesen Merkmalen angewendet werden. Somit bedeutet die Iteration zweiter Ordnung oder N = 2, wenn es hier verwendet wird, dass das grundlegende Motiv nachgebildet worden ist, nach der Drehung, Versetzung, Skalierung (oder einer Kombination von allem) in das Muster der Iteration erster Ordnung hinein. Eine Iteration höherer Ordnung, zum Beispiel N = 3, bedeutet, dass ein drittes Fraktalmuster durch Einbinden noch einer weiteren Drehung, Versetzung und/oder Skalierung des Motivs erster Ordnung erzeugt wurde.
In der 1D wurde ein Bereich der 1C einer weiteren Iteration (N = 3) unterzogen, in welcher herunterskalierte Versionen des Dreieckmotivs 20-1 in jedes Segment der linken Hälfte der 1C eingefügt worden sind. Die 2A bis 2C folgen dem, was mit Bezug auf die 1A bis 1C beschrieben worden ist, mit der Ausnahme, dass ein rechtwinkliges Motiv 20-2 verwendet worden ist. Die 2D zeigt ein Muster, in welchem ein Bereich der linken Seite eine Iteration N = 3 des Rechteckmotivs 20-2 ist, und in welchem der mittlere Bereich der Figur nun noch ein anderes Motiv umfasst, hier ein Dreieckmotiv des Typs 20-1, und in welchem die rechte Seite der Figur eine Iteration N = 2 bleibt.
Traditionell sind nicht euklidische Designs, welche Zufallsfraktale umfassen, derart verstanden worden, dass sie Antiresonanzeigenschaften mit mechanischen Vibrationen hervorbringen. Es ist im Stand der Technik bekannt, zu versuchen, nicht euklidische Zufallsdesigns bei Niederfrequenzsystemen zu verwenden, um Schall zu absorbieren oder wenigstens nicht zu reflektieren, aufgrund der Antiresonanzeigenschaften. Zum Beispiel offenbart M. Schroeder in Fractals, Chaos, Power Laws (1992), W. N. Freeman, New York die Verwendung von mutmaßlichen Zufalls- oder chaotischen Fraktalen beim Auslegen von schallblockierenden Diffusoren für Aufnahmestudios und Auditorien.
Experimente mit nicht euklidischen Strukturen sind ebenso im Hinblick auf elektromagnetische Wellen ausgeführt worden, umfassend Funkantennen. In einem Experiment breiten Y. Kim und D. Jaggard in The Fractal Random Array, Proc. IEEE 74, 1278–1280 (1986) Antennenelemente in einem schwachen Mikrowellenfeld aus, um die Nebenkeulenenergie zu minimieren, ohne eine übermäßige Anzahl von Elementen verwenden zu müssen. Aber Kim und Jaggard haben nicht einen Fraktalzustand für die Antennenelemente verwendet, und die Versuchsergebnisse waren nicht notwendigerweise besser als andere Techniken, umfassend ein vollständig zufälliges Ausbreiten von Antennenelementen. Besonders signifikant, das resultierende Feld war nicht kleiner als ein herkömmliches euklidisches Design.
Spiralantennen gemäß des Standes der Technik, Konusantennen und V-förmige Antennen können als ein kontinuierliches, deterministisches Fraktal erster Ordnung betrachtet werden, dessen Motiv sich kontinuierlich erweitert, wenn sich der Abstand von einem Mittelpunkt aus vergrößert. Eine logarithmisch-periodische Antenne kann als ein Typ eines kontinuierlichen Fraktals betrachtet werden, welches aus einer sich radial ausdehnenden Struktur hergestellt ist.
Logarithmisch-periodische Antennen verwenden jedoch nicht den Antennenumfang für die Strahlung, sondern beruhen stattdessen auf einem bogenartigen Öffnungswinkel in der Antennengeometrie. Solch ein Öffnungswinkel ist ein Winkel, welcher den Größenmaßstab der logarithmisch-periodischen Struktur definiert, welche Struktur proportional zu dem Abstand von der Antennenmitte ist, multipliziert mit dem Öffnungswinkel. Bekannte logarithmisch-periodische Antennen sind zudem nicht notwendigerweise kleiner als herkömmliche elementparasitäre Elementenantennendesigns einer ähnlichen Verstärkung.
Fraktale erster Ordnung sind unbeabsichtigt verwendet worden, um die Form von Dipolen und von vertikalen Antennen zu deformieren, um die Verstärkung zu vergrößern, wobei die Formen als Brownscher Typ von chaotischen Fraktalen definiert werden. Siehe F. Landstorfer und R. Sacher, Optimisation of Wire Antennas, J. Wiley, New York (1985). Die 3 stellt drei vertikal gebogene Antennen dar, welche von Landstorfer und Sacher durch empirische Vorgehensweise entwickelt worden sind, wobei die Plots die heutigen vertikalen Antennen als eine Funktion der Koordinaten der X-Achse und der Y-Achse zeigen, welche eine Funktion der Wellenlänge sind. Die „EF" und „BF" Nomenklatur in der 3 bezieht sich jeweils auf die Strahlungsmuster (Strahlungscharakteristiken) von Längsstrahlern und von Rückwärtswellenanregung (Backfire) der resultierenden vertikal gebogenen Antennen.
Fraktale erster Ordnung sind ebenso verwendet worden, um die Geometrie von Antennen des Horntyps zu reduzieren, in welcher eine Hornkonfiguration mit Doppelsteg verwendet worden ist, um die Resonanzfrequenz zu verkleinern. Siehe J. Kraus in Antennas, McGraw Hill, New York (1885). Die Verwendung von rechteckigen, kastenartigen und dreieckigen Formen als impedanzabgleichende Belastungselemente um die Dimensionen des Antennenelementes zu verkürzen, ist ebenso in der Technik bekannt.
Ob beabsichtigt oder nicht, solche Versuche gemäß des Standes der Technik, quasifraktale oder fraktale Motive in einer Antenne zu verwenden, verwenden höchstens ein Fraktal der Iteration erster Ordnung. Mit erster Iteration ist gemeint, dass eine euklidische Struktur mit einer anderen euklidischen Struktur auf eine sich wiederholende Art beaufschlagt wird, wobei dieselbe Größe für die Wiederholung verwendet wird. Die 1C ist zum Beispiel nicht erster Ordnung, weil die 20-1' Dreiecke mit Bezug auf die Größe des ersten Motivs 20-1 geschrumpft worden sind.
Das Antennendesign des Standes der Technik versucht nicht, mehrere Maßstäbe von zu sich selbst ähnlichen wirklichen Fraktalen zu verwerten. Dies ist kaum überraschend im Hinblick auf die akzeptierte herkömmliche Weisheit, dass, weil solche Antennen Antiresonatoren sein würden, und/oder wenn sie geeignet geschrumpft wären, sie einen so kleinen Strahlungswiderstand R hervorbringen würden, dass die wesentlich höheren ohmschen Verluste O zu einem zu niedrigen Antennenwirkungsgrad für jegliche praktische Verwendung führen würde. Ferner ist es wahrscheinlich nicht möglich, solch ein Antennendesign mathematisch vorherzusagen, und Fraktalantennen einer Iteration höherer Ordnung würden in der Praxis zunehmend schwierig herzustellen und aufzustellen sein.
Die 4A und 4B zeigen jeweils Resonatorkonfigurationen des in Reihe geschalteten und parallelen Typs, umfassend Kapazitäten C und euklidische Induktoren L. In der Reihenschaltung der 4A ist dadurch die Eigenschaft eines Sperrfilters vorhanden, dass die Impedanz vom Anschluss A zum Anschluss B hoch ist, mit Ausnahme von Frequenzen, die sich der Resonanz annähern, die durch 1/√(LC) bestimmt wird.
In der verteilten Parallelschaltung der 4B wird die Charakteristik eines Tiefpassfilters dadurch erzeugt, dass bei Frequenzen unterhalb der Resonanz es einen relativ niedrigen Impedanzweg von dem Anschluss A zu dem Anschluss B gibt, aber bei Frequenzen, die größer als die Resonanzfrequenz sind, werden Signale am Anschluss A parallel zur Masse geschaltet (zum Beispiel die gemeinsamen Anschlüsse der Kapazitäten C), und ein Weg hoher Impedanz liegt zwischen dem Anschluss A und dem Anschluss B vor. Selbstverständlich kann eine einzige parallel LC-Schaltung erzeugt werden, durch Entfernen (zum Beispiel Kurzschließen) der Induktivität L ganz rechts und der beiden rechten Kapazitäten C, in welchem Fall der Anschluss B an dem unteren Ende der ganz linken Kapazität C positioniert sein würde.
In den 4A und 4B sind die Induktoren L dadurch euklidisch, dass die wirksame Fläche, welche durch die Induktoren umschlossen wird, mit der größer werdenden Geometrie der Induktoren zunimmt, zum Beispiel durch mehr oder größere induktive Windungen, oder wenn sie nicht zylindrisch sind, Bahnen, umfassend Induktivität. In solchen Schaltungen gemäß des Standes der Technik wie in den 4A und 4B stellt das Vorhandensein von euklidischen Induktoren L eine vorhersagbare Beziehung zwischen L, C und Resonanzfrequenzen sicher.
Die oben genannte Patentanmeldung des Anmelders FRACTAL ANTENNA AND FRACTAL RESONATORS hat eine Designmethodik zur Verfügung gestellt, um Antennen mit kleinerem Maßstab zu produzieren, welche wenigstens so viel Verstärkung, Richtwirkung und Wirkungsgrad wie größere euklidische Gegenstücke hervorbringen. Solche Designansätze sollen die Ähnlichkeit zu sich selbst von mehreren Maßstäben von realen Fraktalen verwerten, umfassend Fraktale der Iterationsordnung N ≥ 2. Ferner offenbart die genannte Anmeldung einen nicht euklidischen Resonator, dessen Vorhandensein in einer Resonanzkonfiguration Resonanzfrequenzen jenseits von denjenigen erzeugen kann, welche normalerweise in in Reihe geschalteten und/oder parallelen LC-Konfigurationen vorhanden sind. Die oben genannte Patentanmeldung des Anmelders TUNING FRACTAL ANTENNAS AND FRACTAL RESONATORS stellen Vorrichtungen und Verfahren zum Abstimmen und/oder Einstellen von solchen Antennen und Resonatoren zur Verfügung. Die genannte Anmeldung offenbart ferner die Verwendung eines nicht euklidischen Resonators, dessen Vorhandensein in einer Resonanzkonfiguration Resonanzfrequenzen jenseits von denjenigen erzeugen kann, welche normalerweise in in Reihe geschalteten und/oder parallelen LC-Konfigurationen vorhanden sind.
Solche Ansätze von Antennendesigns und Abstimmungsansätze sollten jedoch ebenso bei vertikalen Antennen verwendbar sein, was das maßstäbliche Verkleinern von einem oder mehreren Radials, Massengegengewichte und/oder künstlichen Erdungsebenen und/oder Endkapazitäten (top-loading Elementen) erlaubt.
Die vorliegende Erfindung stellt solche Antennen, Radials, Massengegengewichte, künstliche Erdungsebenen und Endkapazitäten (top-loading Elemente) sowie Verfahren für ihre Auslegung zur Verfügung.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
US-A-3 079 602 beschreibt ein Fraktalantennensystem, in welchem ein erstes Motiv in wenigstens zwei Dimensionen definiert wird und in der Form eines Zahns oder eines Dreiecks durch Skalieren nachgebildet wird. Wie aus der US-A-3 079 602 bekannt ist, stellt die vorliegende Erfindung ein Antennensystem zur Verfügung, umfassend:
eine Antennenanordnung, die in wenigstens einem Teilbereich, welcher eine Fraktalform aufweist und ein erstes Element umfasst, welches einen Bereich umfasst, der wenigstens ein erstes Motiv aufweist, das in wenigstens zwei Dimensionen definiert ist, wobei der besagte Bereich ferner wenigstens eine erste Nachbildung des besagten ersten Motivs und eine zweite Nachbildung des besagten ersten Motivs umfasst, so dass ein Punkt, welcher auf einer geometrischen Figur, welche durch das gesagte erste Motiv dargestellt wird, zu einem entsprechenden Punkt auf der gesagten ersten Nachbildung und auf der gesagten zweiten Nachbildung des besagten ersten Motivs führt, jeder an unterschiedlichen räumlichen Positionen, und ein leitendes Element, welches mit Abstand zu der gesagten Fraktalantenne angeordnet ist, um wenigstens die Resonanzfrequenz oder die Bandbreite des besagten Antennensystems zu beeinflussen.
Im Gegensatz zur US-A-3 079 602 und in Übereinstimmung mit der Erfindung ist jede der Nachbildungen mit Abstand zu dem ersten Motiv angeordnet und wird geometrisch durch wenigstens eine Transformation definiert, welche aus einer Gruppe ausgewählt wird, die aus (a) Skalieren der Größe des besagten ersten Motivs, (b) Drehen des besagten ersten Motivs und (c) Versetzen des besagten ersten Motivs besteht; und wobei
jede Transformation, welche jede Nachbildung definiert, solche Arbeitsgänge ausschließt, welche eine Funktion der räumlichen Position eines einzelnen Punktes auf dem besagten ersten Motiv sind und darauf bezogen werden können.
Die vorliegende Erfindung stellt ferner ein Verfahren des Herstellens eines Antennensystems zur Verfügung, umfassend eine Antennenanordnung, wobei das Verfahren umfasst:
das Herstellen der Antennenanordnung derart, dass sie eine Fraktalantenne umfasst, wobei die Fraktalantenne derart angeordnet ist, dass sie ein erstes Element mit einem Bereich aufweist, der wenigstens ein erstes Motiv, das in wenigstens zwei Dimensionen definiert wird, und wenigstens eine erste Nachbildung des besagten ersten Motivs und eine zweite Nachbildung des besagten ersten Motivs umfasst, derart, dass ein Punkt, welcher auf einer das erste Motiv darstellenden geometrischen Figur ausgewählt wird, zu einem entsprechenden Punkt auf der besagten ersten Nachbildung und auf der besagten zweiten Nachbildung des besagten ersten Motivs führt, jeder an anderen räumlichen Positionen, und dass Ankoppeln eines leitenden Elements, welches mit Abstand zu der gesagten Antennenanordnung angeordnet ist, um wenigstens die Resonanzfrequenz oder die Bandbreite des besagten Antennensystems zu beeinflussen;
dadurch gekennzeichnet, dass jede der Nachbildungen mit Abstand zu dem ersten Motiv angeordnet ist und geometrisch durch wenigstens eine Transformation definiert wird, die aus einer Gruppe ausgewählt wird, welche aus (a) dem Skalieren der Größe des besagten ersten Motivs, (b) dem Drehen des besagten ersten Motivs und (c) dem Versetzen des besagten ersten Motivs besteht; und
jede Transformation, welche jede Nachbildung definiert, solche Arbeitsgänge ausschließt, welche eine Funktion der räumlichen Position eines einzelnen Punktes auf dem besagten ersten Motiv sind und darauf bezogen werden können.
Wie nachfolgend beschrieben, kann ein Antennensystem, das in Übereinstimmung mit der Erfindung ausgeführt ist, eine künstliche Erdungsebene (ground plane oder ground counterpoise system) aufweisen, welches wenigstens ein Element aufweist, dessen Form, wenigstens teilweise, im wesentlichen ein deterministisches Fraktal der Iterationsordnung N ≥ 1 ist. (Die Bezeichnung „Bodengegengewicht wird derart verstanden, dass sie eine Bodenfläche und/oder wenigstens ein Bodenelement umfasst.) Wenn eine Fraktalgeometrie verwendet wird, weist das Radial eine zu sich selbst ähnliche Struktur auf, die aus der Wiederholung eines Designs oder Motivs (oder „Generators") resultiert, welches nachgebildet/repliziert wird, wobei eine Drehung und/oder Versetzung und/oder Skalierung (maßstäbliche Größenänderung) verwendet wird. Das Fraktalelement wird Koordinaten der x-Achse, y-Achse für eine nächste Iteration N + 1 aufweisen, die definiert wird durch x_N+1 = f(x_N, y_N) und y_N+1 = g(x_N, y_N), wobei x_n, y_n Koordinaten für eine vorhergehende Iteration definieren, und wobei f(x, y) und g(x, y) Funktionen sind, welche das Fraktalmotiv und das Verhalten definieren. Eine vertikale Antenne kann eine Endkapazität/Dachkapazität (top-loaded) aufweisen, mit einer sogenannten Top-hat-Baugruppe, welche wenigstens ein Fraktalelement umfasst. Eine fraktale Top-hat-Baugruppe vermindert vorteilhaft die Resonanzfrequenz, sowie die physikalische Größe und Fläche, welche für die Top-hat-Baugruppe erforderlich ist.
Im Gegensatz zu einem Antennendesign mit euklidischer Geometrie weisen deterministische Fraktalelemente gemäß der vorliegenden Erfindung einen Umfang auf, welcher nicht direkt proportional zu der Fläche ist. Für eine gegebene Umfangsdimension wird der umschlossene Bereich eines Fraktals mit mehrfacher Iteration stets so klein wie oder kleiner sein als die Fläche eines entsprechenden herkömmlichen euklidischen Elements.
Eine Fraktalantenne weist ein Fraktal zu Größenverhältnis des Grenzverhältnisses (fractal radio limit dimension) D auf, welches gegeben wird durch log(L)/log(r), wobei L und r jeweils eindimensionale Antennenelementlängen vor und nach der Fraktalbildung (Fraktalisierung) sind.
Wenn er hier verwendet wird, ist der Umfangskompressionsparameter (PC) der Fraktalantenne wie folgt definiert:
wobei PC = A·log[N(D + C)],wobei A und C konstante Koeffizienten für ein gegebenes Fraktalmotiv sind, N eine Iterationszahl ist und D die Fraktaldimension ist, welche oben definiert wurde.
Der Strahlungswiderstand (R) einer Fraktalantenne nimmt mit einer kleinen Potenz der Umfangskompression (PC) ab, wobei eine Fraktalschleife oder -insel stets einen wesentlich höheren Strahlungswiderstand hervorbringt als eine kleine euklidische Schleifenantenne derselben Größe. In der vorliegenden Erfindung werden deterministische Fraktale verwendet, wobei A und C große Werte aufweisen und somit die größte und schnellste Elementengrößenschrumpfung zur Verfügung stellen. Eine Fraktalantenne gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine verbesserte effektive Wellenlänge hervorbringen.
Die Anzahl von Resonanzknoten einer fraktalen schleifenförmigen Antenne nimmt zu wie die Iterationszahl N und ist wenigstens so groß wie die Anzahl von Resonanzknoten einer euklidischen Insel mit derselben Fläche. Ferner umfassen die Resonanzfrequenzen einer Fraktalantenne Frequenzen, welche keinen harmonischen Bezug haben.
Eine Antenne mit einem fraktalen Massengegengewicht entsprechend der vorliegenden Erfindung ist kleiner als ein euklidisches Gegenstück, stellt jedoch mindestens die gleiche Verstärkung und die gleiche Anzahl von Resonanzfrequenzen zur Verfügung und weist für ihre niedrigste Resonanzfrequenz eine hinreichende Abschlussimpedanz auf. Solche Antennensysteme können nicht harmonische Resonanzfrequenzen sowie ein niedriges Q besitzen und zu einer großen Bandbreite und einem akzeptablen Verhältnis für stehende Wellen („SWR") führen sowie zu einer Abstrahlungsimpedanz, die frequenzabhängig ist und einen hohen Wirkungsgrad aufweist.
Für Vertikalantennen führt die vorliegende Erfindung zur Möglichkeit, solche Antennen mit kleiner bauenden Vertikalelementen und/oder kleineren Massengegenstücken, d. h. Radials und/oder künstlichen Massenebenen, auszubilden. Die Massengegengewichte sind mit N ≥ 1 fraktalisiert. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung sind die Vertikalebenen ebenfalls fraktale Systeme und umfassen bevorzugt erste und zweite fraktale Elemente, welche zueinander beabstandet sind.
Ein fraktales Antennensystem mit einem fraktalen Massengegengewicht und einer fraktalen Vertikale wird bevorzugt durch die Anordnung einer aktiven (oder getriebenen) fraktalen Antenne oder eines Resonators in einer Distanz Δ zu einem zweiten Leiter justiert. Durch eine solche Lageanordnung der Antenne und des zweiten Leiters können vorteilhafterweise niedrige Resonanzfrequenzen und eine Verbreiterung der Bandbreite für fraktale Antennen erzielt werden. In einigen Ausgestaltungen sind die fraktale Antenne und der zweite Leiter nicht koplanar zueinander angeordnet, λ stellt den dazwischen liegenden Abstand dar, wobei dieser bevorzugt als ≤ 0,05λ für die Frequenz von Interesse (1/λ) gewählt wird. In anderen Ausgestaltungen können die fraktale Antenne und der zweite Leiter Planar ausgebildet werden, wobei für diesen Fall λ die Beabstandung darstellt, welche zur gemeinsamen Ebene gemessen wird. In einer weiteren Ausgestaltung ist die Antenne mit einer fraktalen „top-hat"-Anordnung versehen, welche zu einer wesentlichen Reduktion der Größe der Antenne führt.
Der zweite Leiter kann auch als zweite Fraktalantenne oder dergleichen oder in einer abweichenden Konfiguration als aktive Antenne realisiert werden. Durch die Variation der Distanz Δ werden die aktive Antenne und damit das Gesamtsystem eingestellt. Ferner kann durch eine relative Rotation des zweiten Elements, welches bevorzugt eine Fraktalantenne ist, relativ zur aktiven Antenne eine Variation der Resonanzfrequenzen der aktiven Antenne erzielt werden.
Ein Schnitt in der fraktalen Antenne resultiert in neuen und abweichenden Resonanzschwingungen, wobei Resonanzschwingungen mit Kompressionsparametern für den Umfang, welche nachfolgend definiert werden und welche von drei bis zehn reichen, erzielt werden. Falls dies gewünscht wird, kann ein Teil der fraktalen Antenne ausgeschnitten und entfernt werden, um die Antenne zu höheren Resonanzfrequenzen hin zu verstellen.
Einstellbare Antennensysteme mit fraktalen Massengegengewichten müssen entsprechend der vorliegenden Erfindung nicht in einer Ebene ausgebildet werden. Die Herstellung eines Antennensystems um eine Form wie einen toroidalen Ring herum oder die Ausbildung einer fraktalen Antenne auf einem flexiblen Substrat, welches durchgebogen ist, resultiert in einem Selbst-Proximity-Effekt des Feldes, der zu einer Verschiebung der Resonanzfrequenzen führt. Eine Fraktalantenne und ein leitendes Element können jeweils als gewölbte Flächen ausgeformt sein oder sogar die Form eines Toroids aufweisen und ferner in einer hinreichend nahen Beabstandung zueinander angeordnet sein, um eine geeignete Justage und eine geeignete Systemeinstellungscharakteristik zu erzielen.
Für eine Vielzahl von Ausgestaltungsmöglichkeiten können mehr als zwei Elemente verwendet werden und die Verstellung durch eine Variation eines oder mehrerer Parameter, welche mit einem oder mehrerer Elemente verbunden sind, bewirkt werden.
Andere Eigenschaften oder Vorteile der Erfindung werden durch die nachfolgende Beschreibung verdeutlicht, in welcher die bevorzugten Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen dargelegt werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A stellt ein Basiselement für eine Antenne oder einen Leiter entsprechend dem Stand der Technik dar;
1B stellt ein dreieckförmiges Koch-Fraktalmotiv entsprechend dem Stand der Technik dar;
1C stellt eine zweite Iteration eines Fraktals entsprechend dem Stand der Technik dar, welches ein Motiv aus 1B verwendet;
1D stellt eine dritte Iteration eines Fraktals entsprechend dem Stand der Technik dar, welches ein Motiv aus 1B verwendet;
2A stellt ein Basiselement für eine Antenne oder einen Leiter entsprechend dem Stand der Technik dar;
2B stellt ein rechteckförmiges Minkowski-Fraktalmotiv entsprechend dem Stand der Technik dar;
2C stellt eine zweite Iteration eines Fraktals entsprechend dem Stand der Technik dar, welches ein Motiv aus 2B verwendet;
2D stellt eine fraktale Anordnung umfassend ein Motiv dritter Ordnung aus 2B sowie ein Motiv aus 1 entsprechend dem Stand der Technik dar;
3 stellt eine vertikal gebogene, auf chaotischen Fraktalen basierende Antenne entsprechend dem Stand der Technik dar;
4A stellt einen seriellen LC-Resonator entsprechend dem Stand der Technik dar;
4B stellt einen verteilt angeordneten parallelen LC-Resonator entsprechend dem Stand der Technik dar;
5A stellt ein euklidisches, viereckförmiges Antennensystem entsprechend dem Stand der Technik dar;
5B stellt eine fraktale Viereckantenne aus Minkowski-Insel-Fraktalen zweiter Ordnung entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
6 stellt ein mittels ELNEC berechnetes Strahlungsmuster im Freiraum für eine MI-2-Fraktalantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7A stellt eine fraktale Dipolantenne mit Cantor-Waben entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7B stellt eine durchbrochene, quadratische, fraktale Rechteckantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7C-1 stellt eine fraktale Antenne basierend auf einer zweiten Minkowski-Iteration (MI-2) entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, welche als gedruckter Leiter realisiert ist;
7C-2 stellt eine schlitzförmige fraktale Antenne basierend auf einer zweiten Minkowski-Iteration (MI-2) entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7D stellt eine fraktale Vertikalantenne basierend auf deterministischen, zahnförmigen Fraktalen entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7D-1A stellt eine 0,25λ-Vertikalantenne mit drei 0,25λ Radials entsprechend dem Stand der Technik dar;
7D-1B stellt ein Verstärkungsmuster für eine Antenne aus 7D-1A dar;
7D-2A stellt eine 0,25λ-Vertikalantenne mit drei fraktalen Radials entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7D-2B stellt ein Verstärkungsmuster für eine Antenne nach 7D-2A dar;
7D-3A stellt eine Antenne mit einer „top-hat"-Anordnung entsprechend dem Stand der Technik dar;
7D-3B stellt ein Verstärkungsmuster für eine Antenne nach 7D-3A dar;
7D-4A stellt eine ternäre Fraktalantenne mit einer „top-hat"-Anordnung entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7D-4B stellt ein Verstärkungsmuster für eine Antenne nach 7D-4A dar;
7D-5 stellt eine Antenne mit einem fraktalen Vertikalelement und fraktalen Radials entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7E stellt eine fraktale Rechteckantenne basierend auf einer dritten Iteration einer Minkowski-Insel (MI-3) entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7F stellt einen fraktalen Dipol basierend auf einer zweiten Iteration eines Koch-Fraktals entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7G stellt einen Dipol dritter Iteration entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7H stellt einen fraktalen Dipol basierend auf einem Minkowski-Fraktal zweiter Iteration entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
7F stellt einen multi-fraktalen Dipol basierend auf einer dritten Iteration entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
8A stellt ein generisches System entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei welchem ein passives oder aktives elektronisches System mittels einer fraktalen Antenne kommunizieren;
8B stellt ein Kommunikationssystem entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei welchem mehrere fraktale Antennen, umfassend eine Vertikalantenne mit einem fraktalen Massengegengewicht, zur Realisierung einer optimalen Systemwirkung elektronisch ausgesucht werden;
8C stellt ein Kommunikationssystem mit einer Matrixanordnung elektronisch steuerbarer Fraktalantennen entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, wobei die Antennen zur Erzielung einer optimalen Systemwirkung elektronisch selektiert werden;
9A stellt die Verstärkung einer fraktalen Antenne entsprechend der vorliegenden Erfindung als Funktion der Iterationsordnung N dar;
9B stellt die Kompression des Umfangs für Fraktalantennen entsprechend der vorliegenden Erfindung als Funktion der Iterationsordnung N dar;
10A stellt eine fraktale Induktivität zur Verwendung in einem fraktalen Resonator entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
10B stellt ein kreditkartengroßes Sicherheitssystem entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, welches einen fraktalen Resonator verwendet;
11A stellt ein Ausführungsbeispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei welchem eine fraktale Antenne in einem Abstand Δ zu einem Leiterelement angeordnet ist, um die Resonanzeigenschaften und die Abstrahlungscharakteristik der Antenne zu variieren;
11B stellt ein Ausführungsbeispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei dem eine fraktale Antenne koplanar zu einer künstlichen Erdungsebene angeordnet ist und eine Beabstandung Δ' zu einem koplanaren passiven parasitären Element zur Variation der Resonanzeigenschaften und der Abstrahlungscharakteristik der Antenne aufweist;
12A stellt die Beabstandung von ersten und zweiten Fraktalantennen entsprechend der vorliegenden Erfindung mit einer Distanz Δ zur Absenkung der Resonanz und zum Erzielen zusätzlicher Resonanzfrequenzen für aktive und getriebene Antennen dar;
12B stellt eine relative Verdrehung zwischen zueinander beabstandeten ersten und zweiten Fraktalantennen Δ zur Variation der Resonanzfrequenzen für aktive und getriebene Antennen entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
13A stellt das Beschneiden einer Fraktalantenne und eines Resonators zur Erzeugung von abweichenden Resonanzfrequenzen und zur Variation der Kompression des Umfangs entsprechend der vorliegenden Erfindung dar;
13B stellt die Ausbildung einer nicht ebenen Fraktalantenne oder Resonators entsprechend der vorliegenden Erfindung auf einem flexiblen Substrat dar, welches zur Verschiebung der Resonanzfrequenz gekrümmt ist, was auf dem Selbst-Proximity-Effekt des elektromagnetischen Feldes basiert;
13C stellt die Ausbildung einer Fraktalantenne oder eines Resonators entsprechend der vorliegenden Erfindung auf einer gekrümmten toroidalen Form zur Verschiebung der Resonanzfrequenz dar, was offensichtlich auf dem Selbst-Proximity-Effekt des elektromagnetischen Feldes zurückzuführen ist;
14A stellt die Ausbildung einer Fraktalantenne oder eines Resonators entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei welcher das leitende Element nicht mit einer koaxialen oder einer anderen Zuleitung verbunden ist;
14B stellt ein zur 14A entsprechendes System entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, wobei abweichend eine getriebene Fraktalantenne mit einer koaxialen oder einer anderen Zuleitung, angeschlossen an einen beliebigen Punkt der Antenne, dargestellt ist;
14C stellt eine Ausgestaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, für welche eine zusätzliche künstliche Massenebene benachbart zu einem Teil einer getriebenen Fraktalantenne und eines Leiterelements angeordnet ist, um ein System aus mehreren Ebenen auszubilden;
14D stellt ein Ausführungsbeispiel entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, bei welchem eine Fraktalantenne durch das Herausschneiden eines Teils dieser getriebenen Antenne eingestellt wird;
15 stellt ein erfindungsgemäßes Kommunikationssystem entsprechend zu jenem aus 8A dar, bei welchem mehrere einstellbare, fraktale Antennen zur Erzielung einer optimalen Systemwirkung elektronisch selektiert werden können.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Zusammenfassend beschreibt die vorliegende Erfindung ein Antennensystem mit einem fraktalen Massengegengewicht, d. h. einem Gegengewicht und/oder einer künstlichen Massenebene und/oder ein Massenelement, welches wenigstens ein Element aufweist, dessen Form oder wenigstens ein Teil hieraus mit einer fraktalen Iteration der Ordnung N ≥ 1 ausgebildet ist.
Die resultierende Antenne ist kleiner als ein euklidisches Gegenstück, stellt eine Abschlussimpedanz von annähernd 50 Ω zur Verfügung; erzeugt wenigstens die gleiche Verstärkung und mehrere Resonanzfrequenzen als ihr euklidisches Gegenstück einschließlich von Resonanzfrequenzen, die in einem nicht harmonischen Verhältnis zueinander stehen, sowie ein niedriges Q und eine große Bandbreite, ein hinreichendes SWR, eine frequenzabhängige Abstrahlimpedanz und einen hohen Wirkungsgrad.
Im Gegensatz zu einem Antennendesign, das auf einer euklidischen Geometrie beruht, hat ein Massengewicht eine Fraktalantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung, einen Umfang der nicht direkt proportional zur Fläche ist. Für einen vorgegebenen Umfang wird die Flächengröße einer Fraktalfläche mit mehrfachen Iterationen auf jeden Fall wenigstens so klein sein wie eine euklidische Fläche.
Basierend auf einer fraktalen Geometrie weist das Massenelement eine selbstähnliche Struktur auf, die aus einer Wiederholung eines Designs oder eines Motivs, oder eines „Generators" resultiert, wobei das Motiv durch die Verwendung von Rotationen, Translationen und/oder Skalierungen (oder Kombinationen hiervon) repliziert wird. Dem fraktalen Element ist eine x- und eine y-Achse zugeordnet, um eine nachfolgende Iteration N + 1 als x_N+1 = f(x_N, yb_N) und y_N+1 = g(x_N, y_N) zu definieren, wobei x_N und y_N die Koordinaten der vorhergehenden Iteration sind und wobei f(x, y) und g(x, y) Funktionen sind, die das fraktale Motiv und dessen Transformation definieren.
Beispielsweise können Fraktale aus der Julia-Menge durch folgende Formeln repräsentiert werden: xN+1 = xN 2 – yN 2 + a yN+1 = 2xN·yN = b
In einer komplexen Schreibweise kann die voranstehende Formel wie folgt dargestellt werden: zN+1 = zN 2 + c
Obwohl für die Fraktale selbstredend eine Vielzahl von unterschiedlichen Funktionen f(x, y) und g(x, y) verwendet werden können, ist es deren iterative Natur und die direkte Beziehung zwischen deren Struktur oder Morphologie auf unterschiedlichen Größenskalen, welche f(x, y) und g(x, y) von nicht-fraktalen Funktionen unterscheidet. Aus einer Vielzahl von Fundstellen, einschließlich der Werke von Lauwerier gehen geeignete Gleichungen für die Funktionen f(x, y) und g(x, y) hervor.
Eine Iteration (N) ist durch die Anwendung eines fraktalen Motivs über eine Größenskala definiert. Folglich ist die Wiederholung eines Motivs auf einer einzigen Größenskala kein Fraktal im Sinne der vorliegenden Beschreibung.
Mehrfach-Fraktale können natürlich ebenso verwendet werden, bei welchen das Motiv für unterschiedliche Iterationen verändert wird, wobei aber wenigstens ein Motiv in einer anderen Iteration wiederholt wird.
Ein Gesamtverständnis der vorliegenden Erfindung kann durch den Vergleich der 5A und 5B erreicht werden. 5A zeigt eine konventionelle, euklidische Viereckantenne 5 mit einem angetriebenen Element 10, deren vier Seiten jeweils eine Länge von 0,25λ beim Vorliegen eines Gesamtumfangs von 1λ aufweisen, wobei λ die ausgesuchte Frequenz ist.
Das euklidische Element 10 hat eine Impedanz von beispielsweise 130 Ω, wobei die Impedanz abnimmt, falls ein parasitäres rechteckiges Element 20 beabstandet auf einem Längsträger 30 angeordnet ist, wobei der Abstand B 0,1λ bis 0,25λ einnimmt. Das parasitäre Element weist ebenso eine Größe von S = 0,25λ auf einer Seite auf, wobei dessen Vorhandensein die Richtcharakteristik der so entstehenden zweielementigen Viereckantenne verbessert. Das Element 10 ist in 5A mit stärkeren Linien als das Element 20 dargestellt, um Verwechslungen in der Figur zu verhindern. Nicht leitende Distanzelemente 40 dienen dazu, das Element 10 und das Element 20 zu verbinden.
Aufgrund der relativ großen anzutreibenden Impedanz ist das getriebene Element 10 an ein Impedanz abgleichendes Netzwerk gekoppelt oder an ein Gerät 60, dessen Ausgangsimpedanz ungefähr 50 Ω ist. Typischerweise verbindet ein 50 Ω Koaxialkabel 50 das Gerät 60 mit einem Sender/Empfänger 70 oder einem anderen aktiven oder passiven elektronischen Gerät 70.
Der in der vorliegenden Erfindung verwendete Ausdruck Sender/Empfänger bezeichnet ein elektronisches Gerät, das ein elektromagnetisches Signal mittels einer Antenne ausstrahlt, empfängt oder ausstrahlt und empfängt, beispielsweise mittels einer Viereckantenne, wie sie in den 5A oder 5B dargestellt ist. Daher umfasst der Ausdruck Sender/Empfänger ohne eine Beschränkung der Allgemeinheit einen Sender, einen Empfänger, einen kombinierten Sender und Empfänger, ein Mobilfunktelefon, ein kabelloses Telefon, einen Piepser (pager), ein lokales, drahtloses Computernetzwerk („LAN") zur Kommunikation, ein passives Resonanzelement, welches von Geschäften als Teil eines Diebstahlsicherungssystems verwendet wird und welches einen Resonanzschwingkreis umfasst, der durch ein elektronisches Signal zum Zeitpunkt des Kaufs aktiviert oder deaktiviert wird, wobei der Sender/Empfänger 70 an dem Kaufgegenstand befestigt ist, sowie Resonanzsensoren und Transponder oder dergleichen.
Da ferner die der Erfindung entsprechenden Antennen die eintreffende Strahlung aufnehmen und diese in Form eines Wechselstroms in ein Kabel einspeisen können, sind fraktale Antennen verständlicherweise dazu geeignet, auftreffende Beleuchtungsstrahlung aufzufangen und einen entsprechenden Wechselstrom zur Verfügung zu stellen. Beispielsweise kann eine Photozellenantenne, die auf einem Fraktal basiert, oder auf einer Mehrzahl oder einer Matrix von Fraktalen, erwartungsgemäß ein stärkeres Stromsignal als Reaktion auf eine Lichteinstrahlung ausgeben als dies der Fall für eine Photozelle mit einer entsprechenden Gesamtgröße der Fall wäre. 5B zeigt eine fraktale Viereckantenne 95, die für dieselbe Resonanzfrequenz wie die in 5A gezeigte Antenne 5 nach dem Stand der Technik designed wurde. Das treibende Element 100 ist ein Fraktal zweiter Ordnung, im vorliegenden Fall ein so genanntes Minkowski-Insel-Fraktal, wobei auch jede andere fraktale Konfiguration stattdessen genutzt werden kann, einschließlich und ohne Beschränkung der Allgemeinheit eine Geometrie, die auf einem Koch-, einem beschnittenen Quadrat-, einem Mandelbrot-, einem Caley-Baum, einem Affenarm (monkey's swing)-, einem Sierpinski-Korb- oder einem Kantor-Korb-Element beruht.
Eine Messung der Länge des Leiterdrahtes oder der Länge der Leiterbahnen, welche den Umfang des Elements 40 bilden, würde vielleicht zu einer 40%igen Vergrößerung im Vergleich zur 1,0λ-Länge für das euklidische Rechteck aus 5A führen. Für eine Fraktalantenne 95 wird jedoch die reale Längenausdehnung einer Seite des Elements KS wesentlich kleiner sein, wobei für die in der 5B gezeigte Fraktalantenne KS ≈ 0,13λ (in Luft) im Vergleich zu K ≈ 0,25λ für eine dem Stand der Technik entsprechende Antenne 5 ist.
Obwohl der tatsächliche Umfang des Elements 100 größer ist als der 1λ-Umfang des Elements 10 nach dem Stand der Technik, ist die vom Antennenelement 100 umschlossene Fläche wesentlich kleiner als die S²-Fläche eines Elements nach dem Stand der Technik 10. Diese Unabhängigkeit der Fläche vom Umfang ist charakteristisch für deterministische Fraktale. Die Länge B des Trägers für die Antenne 95 wird sich geringfügig von der Länge B für eine Antenne 5 nach dem Stand der Technik, wie sie in 4A gezeigt ist, unterscheiden. Wie in 5B dargestellt, kann ein parasitäres Element 120 an einem Haltearm 130 befestigt sein, wobei dies bevorzugt entsprechend zu einem getriebenen Element 100 ausgebildet sein kann, dies jedoch nicht sein muss. Zur Vereinfachung der Darstellung umfasst 5B keine nicht leitenden Distanzelemente, wie sie beispielsweise in 4A als Distanzelemente 40 gezeigt sind, wobei diese dazu dienen das Element 100 und das Element 120 zusammenzuhalten. Ferner ist zur Vereinfachung des Verständnisses der Figur das Element 10 im Vergleich zu Element 120 mittels einer verstärkten Kontur dargestellt, um eine Verwechslung in jenen Bereichen der Figur zu vermeiden, in denen sich die Elemente 100 und 120 überlappen.
Vorzugsweise ist eine Vorrichtung zum Impedanzabgleich 60 für die Fraktalantenne aus 5B nicht notwendig, da die Treiberimpedanz des Elements 100 ungefähr 50 Ω beträgt, d. h. es liegt eine perfekte Übereinstimmung mit dem Kabel 50 vor, wenn das Reflektorelement 120 fehlt, auch für einen Wert von 35 Ω beim Vorliegen des Elements 120 liegt noch ein akzeptabler Impedanzabgleich mit dem Kabel 50 vor. Eine Verbindung zwischen der Antenne 95 und dem Kabel 50 kann im Wesentlichen an jeder Stelle des Elements 100 vorgenommen werden, d. h. dies schließt die Positionen X, Y, Z unter anderem ein, ohne dass eine wesentliche Änderung in der Abschlussimpedanz eintritt. Für den gezeigten Anschluss des Kabels 50 wird die Antenne 95 eine horizontale Polarisierung aufweisen. Wird eine vertikale Polarisierung gewünscht, kann eine Verbindung, wie durch das Kabel 50' gezeigt, hergestellt werden. Falls gewünscht, können beide Kabel 50 und 50' vorliegen und ein elektronischer Schalter 75 am antennenseitigen Ende dieser Kabel kann jeweils eines dieser Kabel auswählen. Wenn das Kabel 50 getrennt wird folgt eine vertikale Polarisation und wenn stattdessen das Kabel 50' abgetrennt wird, wird eine horizontale Polarisation folgen.
Wie in Tabelle 3 dargestellt, weist eine fraktale Viereckantenne 95 eine Verstärkung von ungefähr 1,5 dB im Vergleich zu einem euklidischen Viereck 10 auf. Folglich kann die Ausgangsleistung des Senders/Empfängers 70 um einen Faktor von 40% reduziert werden, ohne dass das System aus 5B eine verschlechterte Leistungsabgabe im Vergleich zu dem System gemäß der 5A aufweisen wird. Außerdem wird, wie in Tabelle 1 dargestellt, die fraktale Antenne aus 5B im Vergleich zur Antenne aus 5B mehr Resonanzfrequenzen aufweisen sowie zusätzliche Resonanzfrequenzen, welche keinen harmonischen Bezug zueinander aufweisen. Wie in Tabelle 3 dargestellt, weist die Antenne 95 einen Wirkungsgrad auf, welcher einen Wert von ungefähr 92% übersteigt, ferner liegt ein exzellentes SWR von ungefähr 1,2 : 1 vor. Wie in Tabelle 5 gezeigt, weist die fraktale Rechteckantenne des Anmelders einen relativ kleinen Q-Wert auf. Dieses Ergebnis ist im Hinblick auf die dem Stand der Technik entsprechende Lehre überraschend, wonach klein bauende Antennen einen hohen Q-Wert aufweisen.
Zusammenfassend ist die Tatsache, dass das fraktale Viereck 95 überhaupt funktioniert, überraschend im Hinblick auf das (Miss-)Verständnis nach dem Stand der Technik bezüglich der Art des Strahlungswiderstands R und der ohmschen Verluste O. In der Tat wäre aus dem Stand der Technik abzuleiten, dass für eine Fraktalantenne gemäß 5B, die kleiner ist als eine konventionelle Antenne gemäß 5A, ausgehend auf der Annahme, wonach eine Verringerung des Strahlungswiderstands R vorliegen sollte, auch eine Reduktion des Wirkungsgrads folgt. Ferner wäre zu erwarten gewesen, dass der Q-Wert einer fraktalen Rechteckantenne ungeeignet hoch ist.
6 zeigt das Strahlungsmuster einer Fraktalantenne basierend auf Minkowski-Elementen zweiter Ordnung berechnet mittels ELNEC, wobei eine Antenne verwendet wurde, welche jener aus 5B ohne das parasitäre Element 120 entspricht. Die Frequenz von Interesse war 42,3 MHz und als SWR wurde ein Verhältnis von 1,5 : 1 verwendet. In 6 repräsentiert der äußere Ring 2,091 dBi und die maximale Verstärkung betrug 2,091 dBi. (ELNEC ist eine graphische PC-Version von MININEC, dies ist eine PC-Version von NEC.) In der Realität sind die in 6 gezeigten Daten jedoch eine konservative Abschätzung, da eine tatsächliche Verstärkung von 4,8 dB für einen isotropen Referenzstrahler tatsächlich erzielt wurde. Der Fehler in den Verstärkungsdiagrammen von 6 geht wahrscheinlich auf einen Rundungsfehler oder andere inhärente Beschränkungen des ELNEC-Programms zurück. Nichtsdestotrotz wird angenommen, dass 6 eine hinreichend genaue Abschätzung der relativen Verstärkung des Strahlungsmusters für ein fraktales Viereck, basierend auf einem einzelnen Minkowski-Element (MI-2) gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
7A zeigt eine Dipolantenne basierend auf einem Cantor-Waben-Fraktal dritter Iteration entsprechend der vorliegenden Erfindung. Die Herstellung einer Cantor-Wabe umfasst die Trisektionierung einer Basisform, beispielsweise eines Rechtecks, und die Bereitstellung eines Rechtecks mit einem Drittel der Basisgröße an den Enden der Basisform. Die neun kleineren Rechtecke werden dann trisektioniert und der Prozess wird wiederholt. 7B stellt eine Modellierung nach den Ausführungen von Lauwerier dar und zeigt ein Einzelelement einer ausgefransten viereckigen Fraktalantenne.
Wie nachfolgend beschrieben, kann das in 7B dargestellte Element als Massengegengewicht für ein Antennensystem, beispielsweise für eine Vertikalantenne, verwendet werden. Für eine solche Anwendung wird das Zentrum des Leiters des Kabels 50 mit dem unteren Ende der Vertikalantenne verbunden (dieses nicht dargestellte Element ist selbst ein Fraktal), ferner wird die Massenabschirmung des Kabels 50 an das in 7B gezeigte Fraktalelement angekoppelt. Das fraktale Massengegengewicht kann wesentlich kleiner als das konventionelle 0,25λ-Erdungssystem ausgebildet werden, ohne dass ein Abstrich bezüglich der Verstärkung, der Kopplungsimpedanz und der vertikalen Polarisationscharakteristik des Antennensystems in Kauf genommen werden muss.
7C-1 stellt eine Antenne aus einem gedruckten Schaltkreis dar, wobei die Antenne mittels der Techniken zur Herstellung gedruckter Schaltkreise oder für die Herstellung von Halbleitern aufgebaut ist. Zum besseren Verständnis sind die freigeätzten, nicht leitenden Bereiche der Platine 150 mit dem gedruckten Schaltkreis durch eine Schraffur kenntlich gemacht, die Kupferbahnen oder die anderen Leiter 170 sind ohne diese Schraffur dargestellt.
Der Anmelder weist darauf hin, dass einige Ecken des Minkowski-Rechteck-Motivs einander oder andere Figuren darin zu berühren scheinen, tatsächlich besteht kein solcher Kontakt. Ferner ist zu beachten, dass es ausreicht, wenn ein Element entsprechend der vorliegenden Erfindung im Wesentlichen fraktal ist. Hierunter wird verstanden, dass eine Abweichung von ungefähr 10% von einem perfekt dargestellten und implementierten Fraktal noch zu einer hinreichenden Fraktal ähnlichen Wirkung führt, dies basiert auf tatsächlichen Messungen, welche vom Anmelder durchgeführt wurden.
Das Substrat 150 ist mit einer leitenden Materialschicht 170 bedeckt, die weggeätzt oder durch eine andere Maßnahme in den Bereichen außerhalb des fraktalen Designs abgenommen wird, um das Substrat 150 freizulegen. Die zurück bleibenden Leiterbereiche 170 definieren die fraktale Antenne, und zwar die in 7C-1 dargestellte Schlitzantenne aus Minkowski-Elementen zweiter Iteration. Das Substrat kann ein Silizium-Wafer, ein starres oder flexibles Plastik ähnliches Material, beispielsweise Mylar^TM-Material, oder ein nicht leitender Bereich eines gedruckten Schaltkreises sein. Als Abdeckschicht 170 kann für den Fall eines Halbleitersubstrats 150 ein dotierter Polysiliziumfilm aufgebracht werden oder stattdessen Kupfer für ein Substrat eines gedruckten Schaltkreises.
Falls dies gewünscht wird, kann die in der 7C-1 gezeigte fraktale Struktur als fraktales Massengegengewicht für ein Antennensystem verwendet werden, beispielsweise für eine Vertikalantenne. Das fraktale Massengegengewicht kann gegenüber dem konventionellen System entsprechend dem Stand der Technik, welches typischerweise auf 0,25λ Radials oder künstlichen Massenelementen beruht, kleiner dimensioniert ausgebildet werden. Wenn die in 7C-1 gezeigte Struktur als Massengegengewicht verwendet wird, wird der zentrale Leiter des Kabels 50 mit dem (nicht dargestellten) Vertikalelement verbunden und die Massenabschirmung wird mit der gezeigten fraktalen Struktur verbunden.
7C-2 zeigt eine schlitzförmige Version der Antenne, die in 7C-1 dargestellt ist, wobei die leitfähigen Bereiche 170 (in 7C-2 schraffiert dargestellt) die fraktale Kontur des nicht leitenden Substrats 150 umgeben und definieren. Eine elektrische Verbindung zu der Schlitzantenne wird durch ein Koaxialkabel oder ein anderes Kabel 50 hergestellt, dessen innere und äußere Leiter einen Kontakt wie dargestellt herstellen.
In den 7C-1 und 7C-2 kann das Substrat oder das Plastikmaterial zur Abschirmung in solchen Anordnungen zu einem dielektrischen Effekt beitragen, welcher die Wirkungsweise einer Fraktalantenne dahingehend verändert, dass die Resonanzfrequenz erniedrigt wird, was die Kompression des Umfangs PC erniedrigt.
Ein Fachmann wird erkennen, dass dank der relativ großen Masse an leitfähigem Material (im Vergleich zu einem dünnen Kabel) der Wirkungsgrad einer Antenne mit einer Schlitzkonfiguration verbessert ist. Selbstverständlicherweise kann eine gedruckte Schaltung oder eine Substrat basierte Konstruktion dazu verwendet werden, um eine nicht schlitzförmige Fraktalantenne aufzubauen, beispielsweise indem das fraktale Motiv als Leiterbahn aufgebaut wird und der Rest des leitenden Materials weggeätzt oder in einer anderen Art und Weise entfernt wird. Falls der in 7C schraffierte Bereich nun nicht leitfähiges Material repräsentiert und die nicht schraffierten Bereiche das leitfähige Material, so resultiert eine Fraktalantenne basierend auf einem gedruckten Schaltkreis oder eine solche, die auf einer Substratimplementierung beruht.
Fraktalantennen basierend auf einem gedruckten Schaltkreis und/oder auf einer Substratimplementierung sind insbesondere für Frequenzen von 80 MHz oder höher geeignet, für die die Abmessungen der Fraktale in der Tat klein werden. Eine 2 M MI-3 fraktale Antenne (beispielsweise 7E) weist eine Größe von ungefähr 5,5'' (14 cm) auf einer Seite KS auf und eine MI-2 fraktale Antenne (beispielsweise 5B) wird 7'' (17,5 cm) auf der Seite KS aufweisen. Wie in 8A dargestellt, liegt für die MI-3-Antenne ein geringer Verlust an Verstärkung im Vergleich zur MI-2-Antenne vor, dies erlaubt jedoch eine wesentliche Größenreduktion.
Der Anmelder hat eine Fraktalantenne aus MI-2-Minkowski-Inselstrukturen für die Verwendung auf einem Mobilfunktelefon-Frequenzband von 850–900 MHz hergestellt. Die Antenne wurde als gedruckter Schaltkreis aufgebaut und wies ein Maß von 1,2'' (3 cm) auf der Seite KS auf. Die Antenne war so hinreichend klein, dass diese in das Mobilfunktelefon des Anmelders passte und dieses so funktionierte, als ob die normale aufsteckbare „rubber-ducky"-Peitschenantenne verbunden geblieben wäre. Außerdem wurde herausgefunden, dass die Antenne die erwünschte vertikale Polarisation erzielte und an einer beliebigen Stelle des Elements angebracht werden konnte, wobei die 50 Ω Impedanz weiterhin inhärent vorlag. Der Anmelder stellte ferner mittels eines gedruckten Schaltkreises eine fraktale Viereckantenne basierend auf MI-3-Minkowski-Inselelementen her, deren Seitenabmessungen KS ungefähr 0,8'' (2 cm) betrugen, die Antenne wurde wiederum in ein Mobilfunktelefon eingefügt. Die MI-3-Antenne arbeitet genauso gut wie die normale Peitschenantenne, die jedoch nicht angeschlossen war. Die geringen Verluste beim Übergang von einer MI-2- zu einer MI-3-Antenne (beispielsweise 1 dB Verlust im Vergleich zu einer MI-0-Referenz-Viereckantenne oder 3 dB Verlust im Vergleich zu einer MI-2-Antenne) wurden mehr als ausgeglichen durch die resultierende Verringerung der Größe. Für Satellitentelefone mit einer Frequenz von 1650 MHz oder dergleichen werden die Abmessungen wiederum ungefähr halbiert. Die 8A, 8B und 8C zeigen bevorzugte Ausgestaltungsformen für solche Antennen.
7D zeigt eine Fraktalantenne basierend auf 2 M zahnförmigen deterministischen Fraktalen, welche einen gewissen Anteil an Rauschen aufweisen. Die vertikal angeordnete Zahlenfolge stellt Wellenlängen mit Bezug zu 0λ am unteren Ende des stilförmigen Elements 200 dar. Acht ähnliche wie Radials ausgebildete Elemente 210 sind bei 1,0λ angeordnet, eine Vielzahl anderer Elemente ist vertikal einer Ebene entlang des Elements 200 angeordnet. Die Antenne wurde aus 12 Prüfleitern aus Kupfer hergestellt und erzielte eine überraschende Verstärkung von 20 dBi, was wenigstens 10 dB verbessert ist gegenüber jeder Antenne mit einer im Vergleich zu jener aus 7D doppelten Größe. Obwohl oberflächlich betrachtet das Vertikalelement aus 7D jenem einer logarithmisch-periodischen Antenne zu entsprechen scheint, stützt sich ein fraktales Vertikalelement entsprechend der vorliegenden Erfindung nicht auf den Öffnungswinkel, was eine wesentliche Abweichung zu den logarithmisch-periodischen Designs nach dem Stand der Technik ist.
7D-1A und 7D-1B zeigen konventionelle Vertikalantennen 5, umfassend ein Vertikalelement 195 mit einer Länge von 0,25λ und drei Radials 205 als künstliche Erdungsebenen mit einer Länge von 0,25λ. Die Antenne 5 wird mit einem koaxialen Kabel 50 in konventioneller Art und Weise verbunden, wobei die Antennenimpedanz eine Größenordnung von 24 Ω aufweist. Der Wirkungsgrad der Antenne kann durch zusätzliche Radials 205 verbessert werden, hierfür ist jedoch mehr Bauraum notwendig, welcher üblicherweise nicht zur Verfügung steht. In hiervon abweichenden Ausgestaltungen können künstliche Erdungsebenen und Massengegengewichte ohne Radials verwendet werden, beispielsweise Erdungsleiter oder der metallische Körper eines Automobils im Fall einer auf einem Fahrzeug angebrachten Antenne. Der 0°-Steigungswinkel im Eichplot aus 7D-1B zeigt die unerwünscht große horizontale Polarisationskomponente dieses dem Stand der Technik entsprechenden Vertikalsystems („8" Muster), wobei eine vertikale Verstärkung und eine Gesamtverstärkung von ungefähr 1,45 dBi vorliegt.
7D-2A zeigt ein Antennensystem 5 entsprechend der vorliegenden Erfindung, umfassend ein vertikales Element 195 und ein fraktalisiertes Massengegengewicht-System, im vorliegenden Fall drei zahnförmige, fraktale Radials 215. Die Radials sind mit der Erdungsabschirmung des Kabels 50 verbunden, wobei der Zentralleiter des Kabels 50 mit dem Vertikalelement 195 in Verbindung steht. Selbstverständlich können andere fraktale Konfigurationen ebenfalls verwendet werden, auch die Anwendung einer anderen Anzahl von Radials ist möglich.
Im Eichplot aus 7D-2B ist der Steigungswinkel 0° und jedes der fraktalen Radials weist eine Länge von lediglich 0,087λ auf. Die maximale Verstärkung am äußersten Ring der dargestellten Figur ist 1,83 dBi und die Eingangsimpedanz ist ungefähr 30 Ω. Zu beachten ist in 7D-2B, dass nur ein geringer Energieanteil horizontal abgestrahlt wird und nahezu die gesamte Energie vertikal ausgestrahlt wird, dies ist eine wünschenswerte Charakteristik für eine Vertikalantenne. Zu beachten ist, dass die Längenausdehnung von 0,087λ der fraktalen künstlichen Erdungselemente 215 gegenüber den 0,25λ Elementen 205 gemäß dem System aus 7D-1A nach dem Stand der Technik wesentlich kleiner ausgebildet ist. Das Abstrahlungsmuster für das System aus 7D-2A ist jedoch tatsächlich besser als jenes des größeren Systems nach dem Stand der Technik.
7D-3A zeigt eine Vertikalantenne 5 mit einem so genannten „top-hat". Die Antenne 5 umfasst ein Vertikalelement 195 und im dargestellten Beispiel eine Top-Hat-Anordnung umfassend drei Speichen 207, die an der Spitze der Antenne angeordnet sind. Die Antenne ist in einer üblichen Art und Weise mit einem Koaxialkabel 50 verbunden. 7D-3B zeigt das Abstrahlmuster für die konventionelle Antenne mit einem Top-Hat aus 7D-3A.
Die 7D-4A zeigt eine Top-Hat-Antenne 5, welche ein Vertikalelement 195 umfasst, dessen Spitze eine Top-Hat-Einrichtung mit fraktalisierten Radialspeichen 215 umfasst. Die Antenne 5 kann in konventioneller Art und Weise mit einem Koaxialkabel 50 verbunden sein. Für übereinstimmende vertikale Längendimensionen des Elements 195, welches in 7D-3A verwendet wird, führt die Verwendung von fraktalen Radialspeichern 215 zu einer vorteilhaften Verringerung der Resonanzfrequenz um 20%. Zusätzlich kann die Größe der Top-Hat-Anordnung um einen Faktor von ungefähr 20% reduziert werden, außerdem ist die Fläche für die Top-Hat-Anordnung um ungefähr 35% reduziert. Diese Reduktionen sind vorteilhaft, da für die fraktalisierte Top-Hat-Antenne aus 7D-4A weniger Material zur Herstellung notwendig ist und somit die Herstellungskosten, das Gewicht und der Windwiderstand entgegen der Top-Hat-Anordnung aus dem Stand der Technik reduziert sind. Entsprechend der vorliegenden Erfindung reicht es aus, wenn wenigstens eines der Elemente der Top-Hat-Anordnung eine Gestaltung aufweist, die wenigstens teilweise durch eine fraktale Geometrie definiert ist. Selbstverständlich können mehr oder weniger als drei Speichen benutzt werden, außerdem sind andere fraktale Konfigurationen möglich, einschließlich der Kombination von fraktalen und nicht fraktalen Elementen, wie auch die Verwendung von unterschiedlichen fraktalen Elementen.
7D-4B zeigt das Abstrahlungsmuster für eine fraktalisierte Top-Hat-Antenne aus 7D-4A. Ein Vergleich der 7D-4B und 7D-3B zeigt, dass aus der Verwendung einer fraktalisierten Konfiguration kein tatsächlicher Verlust an Wirkungsgrad resultiert. Folglich sind die voranstehend angeführten Gewinne bezüglich der Kosten, des Gewichts und der Windresistenz erzielbar ohne hierfür Einschränkungen hinzunehmen.
7D-5 zeigt ein Antennensystem entsprechend der vorliegenden Erfindung für welches fraktale Erdungselemente 215 und fraktale Vertikalelemente 197 gleichzeitig verwendet werden. Die fraktalen Antennenelemente 215 weisen vorzugsweise eine Länge von 0,087λ auf und das Element 197 hat eine Länge von λ/12. Das fraktale Vertikalelement 197 umfasst vorzugsweise ein Paar von zueinander beabstandeten Elementen, welche in Zusammenhang mit den 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B und 14C dargestellt werden. Es ist jedoch beachtlich, dass das hervorstechende Merkmal des Elements 197 aus 7D-3 nicht dessen spezielle Formgestaltung ist, sondern der Umstand, dass hierdurch ein Fraktal festgelegt wird und dass es sich vorzugsweise um ein Paar von zueinander beabstandeter Fraktalelemente handelt. So dient es lediglich zur vereinfachten Illustration, dass die in den 7D-3 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B, 14C und 14D dargestellten fraktalen Elemente übereinstimmend gezeichnet sind. Ferner wird das in 7D-3 gezeigte Doppelfraktal-Antennen-System, vorzugsweise durch eine Variation des Abstandes Δ und/oder durch eine Relativrotation der zueinander beabstandeten Elemente und/oder durch die Ausbildung eines Schnitts in einem der Elemente abgestimmt, was nachfolgend mit Bezug auf die 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B, 14C und 14D dargestellt wird.
7E zeigt eine Viereckantenne basierend auf Minkowski-Inselelementen dritter Iteration (im Folgenden als MI-3 bezeichnet). Die orthogonalen Liniensegmente des rechteckförmigen Minkowski-Motivs stellen eine besonders geeignete Konfiguration für numerische Untersuchungen mit dem ELNEC-System oder anderen numerischen Werkzeugen dar, die neben anderen Modellierungsmethoden Momente zur Abschätzung von Leistungsmustern verwenden. Durch die Untersuchung an einer Vielzahl fraktalen Antennen ist der Anmelder zur Auffassung gelangt, dass die rechten Winkel, die durch das Minkowski-Motiv vorgegeben werden, in besonderer Weise für elektromagnetische Frequenzen geeignet sind.
Bezüglich des MI-3-Fraktals aus 7E hat der Anmelder erkannt, dass die Antenne zu einer Vertikalantenne wird, falls der Zentralleiter eines Koaxialkabels 50 an einer beliebigen Stelle des Fraktals angeschlossen wird, die äußere Abschirmung des Koaxialkabels jedoch mit dem Ende der Antenne nicht verbunden wird. (Am Sender-/Empfänger-Ende wird die äußere Abschirmung mit der Masse verbunden.) Durch den Anschluss des Zentralleiters an eine Seite der Insel und durch das Unterbinden einer Masseverbindung der Abschirmung an der Antenne wirkt die Insel-Fraktalantenne nicht nur zur Vertikalantenne, sondern eine solchermaßen angeschlossene Antenne weist auch wesentlich reduzierte Resonanzfrequenzen auf. Beispielsweise schwingt eine MI-3-Fraktalantenne einer Größe von 2'' (5 cm) bei einer Frequenz von 70 MHz, was einer Kompression des Umfangs von PC ≈ 20 entspricht.
7F zeigt einen fraktalen Dipol basierend auf einer zweiten Koch-Iteration und 7G zeigt einen Dipol mit einer dritten Iteration. 7H zeigt einen fraktalen Dipol basierend auf einer zweiten Minkowski-Iteration und 7I einen multi-fraktalen Dipol dritter Iteration. In Abhängigkeit der gewählten Frequenzen können diese Antennen durch die Ausformung eines Drahtes hergestellt werden oder durch das Ätzen oder eine andere Ausformung von Leiterbahnen auf einem Substrat. Jeder dieser Dipole stellt im Wesentlichen eine Abschlussimpedanz von 50 Ω bereit, an welche ein Koaxialkabel 50 direkt ohne die Verwendung eines Systems zum Impedanzabgleich angeschlossen werden kann. Anzumerken ist, dass in diesen Figuren der Zentralleiter des Kabels 50 an einer Seite des fraktalen Dipols angeschlossen ist, während die Abschirmung eine Verbindung zur anderen Seite herstellt.
Ein fraktales Massengegengewicht kann durch die Verwendung eines fraktalen Elements, das in einer (oder allen) der 7E–7I dargestellt ist, hergestellt werden. Folglich sind die in den 7D-2A und 7D-3 dargestellten fraktalen Radials 215 mittels einer fraktalen Iteration der Ordnung N ≥ 1 hergestellt. Solche Fraktale können, müssen jedoch nicht, durch ihren Öffnungswinkel definiert werden.
8A stellt ein verallgemeinertes System eines Senders/Empfängers 500 dar, der an ein fraktales Antennensystem 510 zur Aussendung von elektromagnetischer Strahlung 520 und/oder zum Empfang elektromagnetischer Strahlung 540 angeschlossen ist. Ein zweiter Sender/Empfänger 600, ausgestattet mit einem konventionellen peitschenartigen Vertikalelement 610, sendet ebenfalls elektromagnetische Energie 630 aus und/oder empfängt elektromagnetische Energie 540.
Das fraktale Antennensystem 510 kann ein fraktales Massengegengewicht und/oder ein fraktales Antennenelement, entsprechend der voranstehenden Beschreibung, umfassen. Wie in Zusammenhang mit einem vertikalen Antennenelement angemerkt, kann die Gesamtgröße des resultierenden Antennensystems im Vergleich zu einem dem Stand der Technik entsprechenden System von Massengegengewichten wesentlich verringert werden. Ferner kann das fraktale Massengegengewichtssystem auf einem flexiblen Substrat hergestellt werden, welches aufgerollt oder durch eine andere Maßnahme geformt werden kann, um in das Gehäuse eines Senders/Empfängers 500 eingepasst zu werden. Die künstliche Erdungsebene der resultierenden Antenne weist im Vergleich zu einem System entsprechend dem Stand der Technik, welches irgendwie in denselben Bauraum eingepasst wird, einen verbesserten Wirkungsgrad und eine verbesserte Leistungsverteilung auf.
Falls die Sender/Empfänger 500, 600 Kommunikationssysteme wie Receiver, drahtlose Telefone, Piepser (pager) oder ähnliches sind, können Kommunikationszwischenstellen, beispielsweise Satelliten 650 und/oder Bodenstationen 660 vorhanden sein, die mit einer Antenne 670 oder auch einer Fraktalantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung verbunden sind.
Alternativ kann die Antenne 510 des Receivers 500 als passiver LC-Resonator in Form eines integrierten Schaltkreises eines Mikrochips oder einen entsprechenden kleinbauenden Substrat ausgebildet werden, welcher mit einem zu schützenden hochpreisigen Element verbunden ist. Der Sender/Empfänger 600 oder auch die Einheit 660 sind dann Sender für elektromagnetische Strahlung, die Energie bei deren Resonanzfrequenz abstrahlen und welche typischerweise in der Nähe einer Registerkasse oder an einem Ausgang eines Geschäfts installiert sind.
In Abhängigkeit davon, ob der Resonator 510 der Fraktalantenne ein „blow"-Design (d. h. ein offener Schaltkreis) oder ein „short"-Design (geschlossener Schaltkreis) aufweist, wird der Sender/Empfänger 500 die elektromagnetische Energie 540 bzw. 6300 zu einem mit dem Sender/Empfänger 600 in Verbindung stehenden Empfänger zurückreflektieren oder nicht. Durch diese Maßnahme kann eine nicht statthafte Verrückung der Antenne 510 und/oder des Senders/Empfängers 500 durch den Empfänger 600 angezeigt werden.
8B stellt einen Sender/Empfänger 500 dar, der mit einer Vielzahl von Fraktalantennen ausgestattet ist, diese sind mit 510A, 510B, 510C und 510D bezeichnet und jeweils mit den Kabeln 50A, 50B, 50C, 50D und der Elektronik als Baueinheit 500 verbunden. In der dargestellten Ausgestaltung ist eines oder mehrerer dieser Antennenelemente auf einem konformalen, flexiblen Substrat 150, beispielsweise Mylar^TM oder ähnlichem, ausgebildet, wobei hierauf die Antennen durch das Drucken fraktaler Muster mit einer leitfähigen Tinte, durch die Abscheidung von Kupfer, oder durch eine andere Technik, etwa das Drucken von Schaltkreisen oder durch die Techniken der Halbleiterherstellung erzeugt werden. Ein solchermaßen flexibles Substrat kann an eine rechteckige, zylindrische oder eine andere Form angepasst werden, falls dies notwendig sein sollte.
In der Ausführungsform nach 8B stellt die Einheit 500 ein Handgerät eines Senders/Empfängers dar, wobei die Antennen 510A, 510B, 510C, 510D bevorzugt wie dargestellt mit einer vertikalen Polarisation betrieben werden. Das Element 510D kann beispielsweise ein fraktales Massengegengewicht einer Vertikalantenne darstellen, welches in der Explosionszeichnung als Element 193 bezeichnet wird (hierbei kann das Element selbst fraktal ausgebildet sein, um dessen Abmessungen noch weiter zu reduzieren).
Ein elektronischer Schaltkreis 610 ist mittels der Kabel 50A, 50B, 50C an die Antennen angeschlossen, wobei dieser die eintreffenden Signale prüft, um das gegenwärtig am optimalsten mit der Sendestation, beispielsweise der Einheit 600 oder 650 oder 670 aus 8, übereinstimmende fraktale Antennensystem, beispielsweise 510A, 510B, 510C, 510D, auszuwählen. Diese Auswahl kann durch die Ermittlung der Signalstärke für jede der Antennen getroffen werden. Der elektronische Schaltkreis 620 wählt dann die gegenwärtig am geeignetste orientierte Antenne aus und verbindet diese Antenne mit dem Eingang des Empfängers und entsprechend mit dem Ausgang des Senders 630 der Einheit 500. Verständlicherweise ist die Auswahl der optimalen Antenne dynamisch und kann sich beispielsweise verändern, falls der Benutzer 500 mit der Einheit umherspaziert oder sich die Sendestation bewegt oder falls andere wechselnde Bedingungen auftreten. Für ein Funktelefon oder ein schnurloses Telefon resultiert hieraus eine verlässlichere Kommunikationsverbindung mit dem Vorteil, dass die Fraktalantennen eine solchermaßen hinreichend kleine Baugröße aufweisen, so dass diese vollständig in das Gehäuse der Einheit 500 eingepasst werden können. Ferner kann im Fall der Verwendung eines flexiblen Substrats wie dargestellt die Antenne um Teilbereiche des Innengehäuses gewunden werden.
Ein weiterer Vorteil der Ausgestaltung nach 8B ist darin zu sehen, dass ein Benutzer der Einheit 500 im Vergleich zu einer konventionellen externen Peitschenantenne einen größeren Abstand zur Antenne einnimmt. Obwohl derzeit kein schlüssiger medizinischer Beweis für einen Zusammenhang zwischen Krebserkrankungen und einem Aussetzen gegenüber elektromagnetischer Strahlung aus tragbaren Sendern vorliegt, erscheint die Ausgestaltung nach 8B geeignet, ein mögliches Risiko zu minimieren. Obwohl 8B eine Vertikalantenne 193 und ein fraktales Massengegengewicht 510D darstellen, ist es offensichtlich, dass die Antenne 193 auch als Funkantenne auf einem Kraftfahrzeug verwendet werden kann, wobei deren Massengegengewicht die fraktale Einheit 510D ist. Außerdem kann das Vertikalelement 193 selbst ein Fraktal sein.
8C stellt eine weitere Ausgestaltung dar, wobei einige oder alle der Antennensysteme 510A, 510B, 510C elektronisch steuerbare Matrixanordnungen, umfassend Matrixanordnungen mit unterschiedlicher Größe und unterschiedlicher Orientierung der Polarisation, umfassen. Das Antennensystem 510C kann beispielsweise die übereinstimmend ausgebildeten Fraktalantennen, beispielsweise die Antennen F-3 und F-4 umfassen, welche unterschiedlich zueinander orientiert sind. Weitere Antennen des Systems 510C können sich im Design von jeweils den Antennen F-3 und F-4 unterscheiden. Beispielsweise kann die Antenne F-1 als Dipol ausgebildet sein. Leitungsverbindungen von einer Vielzahl von Antennen im System 510C können an einen integrierten Schaltkreis 690 angeschlossen sein, der auf einem Substrat 150 ausgebildet ist. Der Schaltkreis 690 kann eine optimale Auswahl unter den Antennen des Systems 510C treffen und diese über das Kabel 50C an die mit der Sender- und/oder Empfängereinheit 630 der Baueinheit 630 verbundenen Elektronik 600 weiterleiten. Natürlich kann die Ausgestaltung nach 8C auch die in 8B dargestellte Vertikalantenne 193 und das fraktale Massengegengewicht 510D umfassen.
Ein weiteres Antennensystem 510B kann eine steuerbare Matrixanordnung identischer Fraktalantennen mit den Fraktalantennen F-5 und F-6 umfassen. Ein integrierter Schaltkreis 690 ist an jede dieser Antennen der Matrixanordnung angeschlossen und wählt die jeweils optimale Antenne bezüglich der Signalstärke dynamisch aus und verbindet diese Antenne über das Kabel 50B mit der Elektronik 600. Ein drittes Antennensystem 510A kann unterschiedlich oder identisch zu einem der Systeme 510B und 510C sein.
Obwohl 8C die Einheit 500 als Handgerät darstellt, kann diese auch als Tisch basiertes Kommunikationssystem oder als bewegliche Feldeinheit entsprechend zur Einheit 660 aus 8A ausgebildet sein.
Zur Vereinfachung der Abstimmung der Antenne auf den Sender/Empfänger kann die Resonanz der Fraktalantenne als Gesamtimpedanz zwischen 50 Ω und 200 Ω festgelegt werden, wobei an die Antenne die Anforderung gestellt wird, dass diese ein mittleres oder hohes Q, d. h. Frequenz/ΔFrequenz, aufweist. Die praktische Erfahrung hat ergeben, dass die unterschiedlichen Fraktalantennen des Anmelders eine Resonanz für wenigstens eine Position des Antenneneinspeisungspunktes, d. h. jenes Punktes, an welchem die Ankopplung an die Antenne ausgebildet ist, aufwiesen. Ferner wurde für Fraktale entsprechend der Erfindung, welche Mehrfach-Iterationen aufwiesen, Resonanzen für unterschiedliche Frequenzen gefunden, wobei diese Frequenzen in keinem harmonischen Verhältnis zueinander standen.
Im Gegensatz zum bisherigen Kenntnisstand hat der Anmelder herausgefunden, dass inselförmige Fraktale, beispielsweise geschlossene, schleifenförmige Konfigurationen, keinen signifikanten Abfall des Strahlungswiderstands R bei abnehmender Antennengröße aufwiesen. Wie im Folgenden dargestellt, wurden Fraktalantennen hergestellt, welche eine Querabmessung von weniger als 12'' (30,48 cm) aufwiesen und dennoch im gewünschten Frequenzband von 60 MHz bis 100 MHz Resonanzen aufzeigten. Der Anmelder stellte ferner fest, dass die Länge des Antennenumfangs nicht aus den gemessenen Resonanzfrequenzen abschätzbar ist, wobei die tatsächliche Länge größer war als die erwartete. Diese Längenvergrößerung erscheint eine Eigenschaft der fraktalen Sender zu sein und nicht aus deren geometrischer Konstruktion zu resultieren. Ein entsprechender Längeneffekt wurde von Pfeiffer gefunden, wobei dieser eine Viereckantenne in voller Größe unter Verwendung von Fraktalen erster Ordnung herstellte – siehe A. Pfeiffer, The Pfeiffer Quad Antenna System, QST, p. 28–32 (March 1994).
Für den Fall, dass L die ursprüngliche, eindimensionale Gesamtlänge eines Fraktals vor der Anwendung eines Motivs und R die eindimensionale Länge nach der Anwendung des Motivs darstellt, resultiert eine fraktale Dimension D (genau genommen ein Grenzverhältnis) mit: D = log(L)/log(r)
Beispielsweise wird in 1A die Länge der 1A durch L repräsentiert, wobei die Summe der vier geraden Stücke, umfassend das Koch-Fraktal aus 1B, r repräsentiert.
In Abweichung zu den mathematischen Fraktalen werden die fraktalen Antennen nicht ausschließlich durch das Verhältnis D festgelegt. In der Praxis hat sich D als ungeeignet erwiesen zur Beantwortung der Frage, wie viel kleiner eine Fraktalantenne ausgebildet werden kann, da D nicht die Länge des Umfangs eines Antennenelementes widerspiegelt. Da D kein besonders aussagekräftiger Wert für das Design von Fraktalantennen ist, wird nachfolgend ein neuer Parameter, die Umfangskompression (PC) verwendet, wobei
ist.
Mit der obigen Formel werden Messungen bei der niedrigsten Resonanzfrequenz des fraktalen Resonators durchgeführt. Folglich weist eine Antenne in Funktionsgröße entsprechend dem Stand der Technik ein PC = 1 auf, während für Fraktalantennen entsprechend der vorliegenden Erfindung ein PC = 3 resultiert, wobei eine Seite des Elements einen Reduktionsfaktor von 3 aufweist.
Die Umfangskompression kann empirisch durch die Fraktaldimension wie folgt dargestellt werden: PC = A·log[N(D + C)],wobei A und C konstante Koeffizienten für ein vorgegebenes Fraktalmotiv sind und N die Iterationsnummer und D die fraktale Dimension entsprechend der obigen Definition darstellen.
So kann abgeleitet werden, dass für jedes Fraktal der PC-Wert sich asymptotisch an eine Realzahl annähert, wobei dieser jedoch auch für groß werdende Iterationszahlen N keinen unendlichen Wert annimmt. Anders ausgedrückt, strebt der PC-Wert eines fraktalen Resonators für eine begrenzte Anzahl von fraktalen Iterationen asymptotisch einem endlichen Wert zu. Dieses Resultat folgt nicht aus einer Repräsentation eines rein geometrischen Fraktals.
Einige Fraktale stellen bessere Resonanzelemente als andere Fraktale dar, da optimierte Fraktalantennen ihren asymptotischen PC-Wert mit einer geringeren Anzahl von Iterationen im Vergleich zu nicht optimalen Fraktalantennen zustreben. Folglich werden vorteilhafte Fraktalantennen große Werte für A und C aufweisen und werden die größte, d. h. schnellste, Schrumpfungsrate für die Elementgröße zur Verfügung stellen. Die verwendeten Fraktale können deterministisch oder chaotisch sein. Die deterministischen Fraktale weisen ein Motiv auf, welches 1 : 1 auf allen Größenskalen reproduziert wird, während chaotische Fraktale eine Komponente mit zufälligem Rauschen aufweisen.
Der Anmelder hat herausgefunden, dass der Strahlungswiderstand für eine Fraktalantenne mit einer kleinen Kompetenz der Umfangskompression (PC) abnimmt, wobei eine Fraktal-Insel immer einen wesentlich größeren Strahlungswiderstand als eine euklidische Antennenschleife entsprechender Größe aufweist.
Außerdem hat sich herausgestellt, dass die Anzahl der Resonanzen einer Fraktal-Insel mit zunehmender Iterationsanzahl (N) ansteigt und immer größer oder gleich ist wie die Anzahl der Resonanzen für eine euklidische Insel der gleichen Fläche. Ferner wurde gefunden, dass der fraktale Resonator eine vergrößerte effektive Wellenlänge aufweist.
Die voranstehend beschriebenen Resultate werden nun für Experimente angewandt, welche der Anmelder mit Fraktalresonatoren ausgeführt hat, die als geschlossene Schleifen oder Inseln geformt waren. Die Antennentheorie nach dem Stand der Technik würde keine Resonanzen vorhersagen, was jedoch, wie nachfolgend beschrieben, nicht der Fall ist.
In den 2B–2D, 5B, 7C und 7E ist ein Minkowski-Motiv dargestellt. Das ausgewählte Minkowski-Motiv war eine dreiseitige Box (beispielsweise 20-2 in 2B), die auf einem Linienelement angeordnet war. Die Seiten der Box können jede beliebige Länge aufweisen, beispielsweise eine Höhe und eine Breite von zwei Einheiten und für die beiden verbleibenden Basisseiten eine Länge von drei Längeneinheiten (siehe 2B). Für eine solche Anordnung ist die fraktale Dimension D wie folgt:
Es ist ersichtlich, dass D = 1,2 kein besonders hoher Wert im Vergleich zu anderen deterministischen Fraktalen ist.
Die Anwendung des Motivs zu einem Liniensegment kann am einfachsten durch eine stückweise Funktion f(x) wie folgt ausgedrückt werden:
wobei x_max der größte kontinuierliche Wert für x auf dem Liniensegment ist.
Eine zweite Iteration kann als f(x)₂ im Verhältnis zur ersten Iteration f(x)₁ wie folgt ausgedrückt werden: f(x)2 = f(x)1 + f(x)wobei x_max in der voranstehenden stückweisen Funktion definiert ist. Zu beachten ist, dass jedes einzelne horizontale Liniensegment einen unterschiedlichen kleinsten Wert für x und x_max aufweist. Relevante Abweichungen vom Wert 0 können, falls dies notwendig ist, eingefügt werden und die vertikalen Segmente können durch eine 90° Rotation und die Anwendung der voranstehenden Methodologie begrenzt werden.
Wie in den 5B und 7E dargestellt, erscheint ein Minkowski-Fraktal schnell wie ein Moorish-Design. Jede zusätzliche Iteration verbraucht einen größeren Umfang, wobei die Gesamtlänge der orthogonalen Liniensegmente reduziert wird. Vier Boxen oder rechteckförmige Fraktale der gleichen Iterationszahl N können zu einer Minkowski-Fraktal-Insel kombiniert werden und so zu einem fraktalisierten kubischen Viereck führen.
Eine ELNEC-Simulation wurde dazu verwendet, das Leistungsmuster für das Fernfeld, die Resonanzfrequenzen und die SWR-Werte für Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln bis zu einer Iteration von N = 2 nachzuvollziehen. Eine Analyse für N > 2 wurde aufgrund der hierzu ungeeigneten Testwerkzeuge nicht vom Anmelder durchgeführt.
Die folgenden Tabellen fassen die ELNEC-Simulationen für die Designs der Fraktalantennen zur Ermittlung der geringsten Resonanzfrequenz und der Leistungsmuster bis und einschließlich der Iteration N = 2 zusammen. Alle Designs wurden auf der x- und der y-Achse aufgebaut und für jede Iteration wurde die äußere Länge mit 42'' (106,7 cm) aufrecht erhalten.
Die unten aufgeführte Tabelle 1 fasst das Strahlungsmuster im Fernfeld basierend auf den ELNEC-Daten für eine Viereckantenne aus einer Minkowski-Insel für jede der Iterationen jeweils für die ersten vier Resonanzen zusammen. In Tabelle 1 ist jede Iteration mit MI-N für eine Minkowski-Insel der Iteration N benannt. Beachtlich ist, dass die Frequenz der niedrigsten Resonanz für eine Fraktalantenne basierend auf einer Minkowski-Insel im Vergleich zu einer Viereckantenne gemäß dem Stand der Technik abnimmt. Anders ausgedrückt, für eine gegebene Resonanzfrequenz wird eine Fraktalantenne aus einer Minkowski-Insel kleiner bauend sein als eine konventionelle Viereckantenne.
TABELLE 1
Aus Tabelle 1 ist ersichtlich, dass Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln mehrere Resonanzen aufweisen, welche im Wesentlichen die gleiche Verstärkung wie große, konventionelle Viereckantennen in operationeller Größe aufweisen. Die Verstärkungszahlen aus Tabelle 1 gelten für den freien Raum ohne eine Erdungsebene, jedoch führen Simulationen für eine perfekte Erdung bei 1λ zu entsprechenden Verstärkungen. Verständlicherweise werden in den ELNEC-Resultaten gewisse Inkorrektheiten vorliegen, welche unter anderem auf Rundungsfehlern und dem Unterabtasten von Pulsen basieren.
Tabelle 2 präsentiert das Verhältnis der mittels ELNEC bestimmten Resonanzfrequenzen für die ersten vier der in Tabelle 1 aufgeführten Resonanzen.
TABELLE 2
Die Tabellen 1 und 2 bestätigen die Größenverringerung für Fraktalantennen und eine Zunahme von Resonanzpunkten. Für die voranstehende Simulation zeigt die fraktale MI-2-Antenne vier Resonanzen, bevor die dem Stand der Technik entsprechende Viereck-Referenzantenne ihre zweite Resonanz erreicht. Nahfelder sind für Antennen sehr wichtig, da hierdurch Mehrfach-Antennenelemente zusammenwirken, um Matrixanordnungen hoher Verstärkung zu erreichen. Bedauerlicherweise schließen Programm inhärente Limitierungen von ELNEC eine ernsthafte Untersuchung von Nahfeldern aus. Wie jedoch nachfolgend beschrieben wird, hat der Anmelder mehrere unterschiedliche Matrixanordnungen von Fraktalantennen mit hoher Verstärkung entworfen und hergestellt, welche das Nahfeld ausnutzen.
Der Anmelder hat drei Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln aus Aluminium #8 und/oder dünnem galvanisierten Erdungsdraht #12 hergestellt. Die Antennen wurden so ausgebildet, dass deren niedrigste Resonanzfrequenz nahe bei der Wunschfrequenz von 2 M (144 MHz) des Amateurfunkbandes lag, um die Messung der relativen Verstärkung durch die Verwendung von 2 M-FM-Überträgerstationen zu erleichtern. Die Antennen wurden für eine Vertikalpolarisation gehaltert und so platziert, dass deren Zentralpunkte am höchsten über der Halterungsplattform lagen. Zum Vergleich der Verstärkung wurde als Referenz eine Viereckantenne aus demselben Draht wie die Fraktalantennen einschließlich einer künstlichen Massenebene, umfassend drei Referenzradials, ausgebildet und getestet. Die Messungen wurden im Empfangsmodus durchgeführt.
Ein Mehrkanalempfang wurde durch eine sorgsame Ausrichtung der Antennen minimiert. Geringe Höhenunterschiede wurden reduziert und eine Annäherung an Testbedingungen im Freiraum durch das Anbringen der Antenne auf einer Testplattform an der Kante eines Fensters im dritten Stock, d. h. in einer Höhe von 3,5λ über dem Erdbodenniveau und in direkter Sicht zur Wiederholstation in 45 Meilen (28 km) Entfernung geschaffen. Die Antennen ragten aus dem Fenster und hatten einen Abstand von mindestens 0,8λ von metallischen Objekten und die Messungen wurden an unterschiedlichen Fenstern des gesamten Stockwerks fünffach wiederholt, wobei die Konsistenz der Testresultate zwischen den einzelnen Versuchen innerhalb von 1/2 dB lagen.
Jede Antenne wurde an ein kurzes Stück eines Koaxialkabels 9913 mit 50 Ω angeschlossen, welches die Antennen in einem rechten Winkel verließ. Ein 2 M-Sender/Empfänger wurde mit dem 9913 Koaxialkabel an zwei Präzisions-Dämpfungsglieder der zu testenden Antenne angeschlossen. Das S-Messgerät des Senders/Empfängers wurde an ein Voltmeter zur Messung der Signalstärke angeschlossen. Die Dämpfungsglieder wurden zur Vorgabe eines initialen Schwellwerts verwendet, um Probleme in Verbindung mit Nichtlinearitäten des S-Messgeräts und eine Absättigung des S-Messgeräts beim Vorliegen einer vollständigen Rauschsperre der Rauschunterdrückung zu vermeiden.
Jede Antenne wurde in vier Spannungsmessungen schnell durchgeschaltet, wobei die Dämpfung auf- oder abgeregelt wurde, um den gleichen Ausschlag des S-Messgeräts wie im Fall der Referenz-Viereckantenne zu erreichen. Alle Messungen wurden bezüglich der SWR-Abschwächung korrigiert. Für das Referenzviereck betrug der SWR-Wert 2,4 : 1 für eine 120 Ω Impedanz, während für die fraktalen Viereckantennen der SWR-Wert weniger als 1,5 : 1 bei Resonanz betrug. Das Fehlen einer geeigneten Rauschbrücke für das 2 M-Band schloss eine Messung der Wirkungsgrade der unterschiedlichen Antennen aus. Selbstverständlich wären noch aussagekräftigere Messungen in schalttoten Räumen möglich.
Für jede Antenne wurden die relative, vorwärts gerichtete Verstärkung und eine optimale Orientierung gemessen. Es wurde kein Versuch unternommen, eine Korrektur des Abstrahlwinkels oder eine Messung der Leistungsmuster durchzuführen, bis auf jene, welche die ausgangsseitige Verstärkung aufzeigen. Abweichungen von 1/2 dB erzeugten wahrnehmbaren Ausschläge des S-Messgeräts und Unterschiede von einigen dB erzeugten wesentliche Ausschläge des Messgeräts. Ein Ausstecken der Antenne vom Empfänger führte zu einem Abfall der empfangenen Signalstärke von 20⁺ dB. In dieser Art und Weise wurden Abweichungen in den Leseausschlägen des Messsystems ausgeschlossen, um zu aussagekräftigeren Resultaten zu gelangen. Tabelle 3 fasst diese Resultate zusammen.
TABELLE 3
Aus Tabelle 3 ist offensichtlich, dass für die getesteten Vertikalanordnungen eine fraktale Viereckantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung die Verstärkung einer dem Stand der Technik entsprechenden Viereckantenne übersteigt oder eine Abweichung in der Verstärkung von nicht mehr als 1 dB von der Test-Viereckantenne aufweist. Offensichtlich sind die kubischen (quadratischen) Viereckantennen nicht im Hinblick auf die Verstärkung optimiert. Eine fraktale Größenreduktion der kubischen Viereckantenne um einen Faktor 2 führt zu einer Vergrößerung der Verstärkung und eine weitere Größenreduktion wird nur zu moderaten Verlusten von 1–2 dB führen.
Ausführungen von MI-2 und MI-3 fraktalen Viereckantennen wurden für das 6 M (50 MHz) Amateurfunkband hergestellt. Eine RX 50 Ω Rauschbrücke wurde zwischen diesen Antennen und einem Sender/Empfänger angebracht. Der Sender/Empfänger wurde bei ungefähr 54 MHz ausgepegelt und das Rauschen wurde mit 50 Ω und 10 Ω Widerständen kalibriert. Die nachfolgende Tabelle 4 fasst die Resultate zusammen, wobei hierin weitestgehend keine Reaktanz ersichtlich ist.
TABELLE 4
In Tabelle 4 ist der Wirkungsgrad (E) mit 100%*(R/Z) definiert, wobei Z die gemessene Impedanz ist und R Z ohne die ohmsche Impedanz und die Blindanteile der Impedanz (O) ist. Wie in Tabelle 4 dargestellt, stellen die fraktalen MI-2- und MI-3-Antennen mit geringen SWR-Werten von ≤ 1,2 : 1 und einer geringen ohmschen und einer geringen Blindimpedanz extrem hohe Wirkungsgrade von 90⁺% zur Verfügung. Diese Erkenntnis ist in der Tat erstaunlich im Hinblick auf die Lehrmeinung nach dem Stand der Technik betreffend frühere euklidische Geometrien mit kleinen Schlaufendurchmessern. In der Tat legt Tabelle 4 nahe, dass die Annahme gemäß dem Stand der Technik betreffend eine geringe Strahlungsimpedanz für kleine Antennenschleifen in ihrer Allgemeinheit revidiert werden muss. Sie betrifft ausschließlich kleine euklidische Schlaufen. Die MI-3-Antenne des Anmelders wies tatsächlich eine Mikrogröße auf, sie hatte eine Dimension von 0,1λ pro Seite und eine Fläche von λ²/1.000 und ließ keinen Hinweis auf einen geringen Wirkungsgrad erkennen, was man lange Zeit mit Antennen geringer Baugröße verband.
Der Wirkungsgrad betreffend das 6 M-Band erklärte nicht die Tatsache, dass die MI-3-Fraktalantenne gegenüber der MI-2-Fraktalantenne einen Verlust an Verstärkung von nahezu 3 dB aufwies. Die geringen ohmschen Impedanzen von ≤ 5 Ω legen nahe, dass die Erklärung nicht in Zusammenhang mit einem verringerten Wirkungsgrad und auch nicht mit der geringen Antennengröße zusammenhängt. So ist es möglich, dass Beugungseffekte im Nahfeld für höhere Iteration auftreten, welche in Verlusten für die Verstärkung resultieren. Die geringeren Antennengrößen, welche durch höhere Iterationen erzielt werden, scheinen jedoch die geringen Verstärkungsverluste auszugleichen.
Ausgehend von fraktalen Techniken ist es möglich, 2 M Viereckantennen mit einer Dimension kleiner als 3'' (7,6 cm) Seitenlänge wie auch 20 M (14 MHz) Viereckantennen kleiner als 3' (1 m) Seitenlänge realisiert werden können. Wirtschaftlich von größerem Interesse sind Fraktalantennen, welche für Mobilfunktelefonfrequenzen (850 MHz) mit einer Größe kleiner als 0,5'' (1,2 cm) realisiert werden können. Wie in den 8B und 8C dargestellt, können mehrerer solcher Antennen jede mit einer unterschiedlichen Orientierung im gebogenen oder rechteckförmigen Gehäuse eines Mobilfunktelefons oder eines schnurlosen Telefons ausgebildet werden, wobei die Ausgänge der Antennen mit einem Schaltkreis verbunden sind, der eine Signalverbindung zu der am optimalsten ausgerichteten Antenne herstellt. Das resultierende Antennensystem ist kleiner bauend als die derzeit in Mobilfunktelefonen verwendeten Peitschenantennen („rubber-chucky"), ferner weisen diese verbesserte Eigenschaften auf.
Entsprechend können auf einem fraktalen Design beruhende Antennen in militärischen Sprechfunkgeräten, globalen Positionierungssystemen, Satelliten, Transpondern, drahtlosen Kommunikations- und Computernetzwerken, Fernbedienungen und/oder Robotersteuerungssystemen oder anderen Anwendungen verwendet werden.
Obwohl in den vorliegenden Darlegungen Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln beschrieben wurden, sind auch andere fraktale Motive brauchbar, dies gilt auch für nicht auf Inseln basierende fraktalen Konfigurationen.
Tabelle 5 stellt die Bandbreite („BW") und die Mehrfach-Frequenz-Resonanzen und die Q-Werte für alle Resonanzen der 6 M-Versionen zwischen 30 MHz und 175 MHz der MI-2 und der beschriebenen MI-2- und MI-3-Antennen dar. Unabhängig von der Resonanzfrequenz SWR haben die dargestellten Bandbreiten einen SWR-Wert von 3 : 1. Die Q-Werte wurden durch eine Division der Resonanzfrequenz mit dem 3 : 1 SWR BW-Wert abgeschätzt. Das Frequenzverhältnis stellt das relative Verhältnis der Resonanzen zueinander dar.
TABELLE 5
Die Q-Werte aus Tabelle 5 spiegeln wieder, dass die fraktalen MI-2- und MI-3-Antennen vom Multi-Band-Typ sind. Diese Antennen weisen nicht die besonders hohen Q-Werte klein bauender verstellbarer euklidischer Schleifen auf. Auch scheint keine auf den elektromagnetischen Grundlagen basierende mathematische Theorie zur Vorhersage dieser Resonanzen oder der Q-Werte zu existieren. Eine Ansatz könnte sein, die skalaren und vektoriellen Potenziale in den Maxwell-Gleichungen durch eine Repräsentation für jede Iteration der Minkowski-Inseln als Serie aus vertikalen und horizontalen Liniensegmenten mit den zugeordneten Offset-Positionen anzusetzen. Die Aufsummation dieser Elemente führt zu einer Berechnung des Poynting-Vektors und der Leistungsmuster, die besonders dazu geeignet sind, um die Charakteristiken und optimalen Formen für Fraktalantennen vorherzusagen.
In der Realität scheinen Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln etwas besser zu funktionieren als durch die ELNEC-Simulation vorhergesagt, was wahrscheinlich durch Inkonsistenzen in der ELNEC-Simulation oder im Verhältnis der Resonanzfrequenzen bzw. der PC-Werte, der SWR-Werte und der Verstärkungen beruht.
Für einen Fachmann ist es offensichtlich, dass auch matrixartige Anordnungen von fraktalen Multi-Band-Antennen ausgebildet werden können. Die hieraus resultierenden Antennenmatrizen sind kleiner als ihre euklidischen Gegenstücke und werden eine geringere Wicklungsfläche einnehmen und werden mit kleineren Antennenmotoren verdrehbar sein.
Ferner ist es möglich, fraktale Antennenanordnungen auszubilden, welche nicht aus Minkowski-Inseln und Schleifen bestehen. Tabelle 6 zeigt die höchste Iterationszahl N für alternative Fraktal-Konfigurationen für welche der Anmelder wenigstens eine Resonanzfrequenz gefunden hat.
TABELLE 6
9A zeigt die relative Verstärkung für ein euklidisches Viereck (beispielsweise ein MI-0) als Funktion des Iterationswerts N. (Es ist zu sehen, dass ein euklidisches Viereck gegenüber einem Standarddipol als Referenz eine Relativverstärkung von 1,5 dB aufweist.) Für die Iteration erster und zweiter Ordnung nimmt die Verstärkung für ein fraktales Viereck im Vergleich zu einem euklidischen Viereck zu. Oberhalb der zweiten Ordnung fällt die Verstärkung jedoch im Vergleich zu einem euklidischen Viereck ab. Der Anmelder nimmt an, dass sich im Nahfeld für die elektromagnetische Energie Beugungsterme aufheben, was für den Verlust an Verstärkung für N > 2 verantwortlich ist. Möglicherweise kommt für die deutlich kleineren Flächen der Fraktalantennen entsprechend der vorliegenden Erfindung dieses Beugungsphänomen besser zur Wirkung.
In der praktischen Realisierung war es dem Anmelder nicht möglich, Draht für die Ausbildung von fraktalen Minkowski-Antennen 2 M der vierten und fünften Iteration zu biegen, bei niedrigen Frequenzen werden die größeren Antennen nicht zu diesem Problem führen. Für höhere Frequenzen ist es jedoch mit gedruckten Schaltkreisen und den Techniken der Halbleiterherstellung sowie mit Maschinen basierter Herstellung ohne weiteres möglich, Fraktalantennen mit N = 4, N = 5 sowie höhere Iterationen herzustellen.
Zur praktischen Realisierung sollten Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln das theoretische Verstärkungslimit von ungefähr 1,7 dB, das von euklidischen, Subwellenlängenschlaufen bekannt ist, erreichen, wobei N jedoch größer als 3 ist. Vorsichtig abgeschätzt sollte jedoch eine fraktale Viereckantenne basierend auf Minkowski-Inseln und einem N = 4 einen PC-Wert von 3 ohne einen wesentlichen Verlust für den Wirkungsgrad erreichen.
9B stellt die Umfangskompression (PC) als Funktion der Iterationsordnung N für eine Fraktalkonfiguration basierend auf Minkowski-Inseln dar. Ein konventionelles euklidisches Viereck (MI-0) hat einen PC-Wert = 1 (d. h. keine Kompression), wobei mit zunehmender Iteration auch der PC-Wert ansteigt. Zu beachten ist, dass mit zunehmenden N und bei der Annäherung an den Wert 6 der PC-Wert entsprechend der Vorhersage einer endlichen Realzahl asymptotisch zustrebt. Folglich werden für Fraktalantennen basierend auf Minkowski-Inseln oberhalb der Iteration N = 6 mit ansteigender Iteration geringere Vorteile entstehen.
Zu beachten ist, dass die nicht harmonische Frequenzcharakteristik einer Fraktalantenne entsprechend der vorliegenden Erfindung für ein System verwendet werden kann, in welchem die Frequenzverteilung als Signatur einer Antenne erkannt werden kann, um eine Sicherheitsprüfung zu bestehen. Beispielsweise kann bei hinreichend hohen Frequenzen, etwa einigen 100 MHz, eine Fraktalantenne zur Identifikation in eine Kreditkarte implementiert werden. Bei Verwendung der Karte kann ein Sender im Kartenleser die Frequenzresonanzen der Antenne in der Karte testen. Nur für den Fall, dass die Antenne der Kreditkarte mit der richtigen Frequenzsignatur reagiert, kann diese verwendet werden, beispielsweise für einen Einkauf oder als Zugangserlaubnis für den Besitzer zu einem gesicherten Bereich.
10A zeigt eine fraktale Induktivität entsprechend der vorliegenden Erfindung. Abweichend von einer Induktivität entsprechend dem Stand der Technik sind die Windungen und Leiterbahnen, durch welche L ausgebildet ist, wenigstens teilweise als Fraktal ausgestaltet. Die resultierende Induktivität ist bezüglich ihrer Baugröße kleiner als ihr euklidisches Gegenstück. Die Induktivität L kann verwendet werden, um einen Resonator auszubilden, einschließlich eines Resonators wie er in den 4A und 4B dargestellt ist. Hiermit kann ein integrierter Schaltkreis oder ein anderer klein bauender Aufbau, der Fraktalresonatoren umfasst, als Teil eines Sicherheitssystems verwendet werden, bei welchem elektromagnetische Strahlung, beispielsweise von einem Sender 600 oder 660 in 8A einen LC-Schwingkreis, der eine Fraktalantenne enthält, anregt oder nicht. Derartige Anwendungen werden noch an einer anderen Stelle genauer erläutert, diese umfasst eine kreditkartengroße Einheit 700, wie sie beispielsweise in 10B dargestellt ist, in welcher ein fraktaler LC-Schwingkreis 710 implementiert ist. (Die in 10B dargestellte Karte 700 erscheint als ob ihre Oberfläche transparent wäre.)
Die vorangehende Beschreibung hat im Wesentlichen die Offenbarung aus der US-A-6104309 und/oder der US-A-6140975 wiederholt. Der folgende Abschnitt wird sich mit den Verfahren und Techniken zur Einstellung von fraktalen Antennen und Resonatoren beschäftigen. In der vorliegenden Beschreibung bezieht sich der Ausdruck „Antenne" vorzugsweise auf ein fraktales Element, was in der Realisierung eine Antenne oder ein Filter-Resonator-System sein kann. In der Tat kann eine „Antenne" sich wie ein Filter verhalten, d. h. sie lässt bestimmte Frequenzen durch und weist abweichende Frequenzen ab (oder umgekehrt).
In einer ersten Gruppe von Ausführungsformen hat der Anmelder herausgefunden, dass die Anordnung einer fraktalen Antenne in einer Distanz Δ in der direkten Umgebung (d. h. in einem geringeren Abstand als 0,05λ der Frequenz von Interesse) eines Leiters die Resonanzeigenschaften und die Abstrahlungscharakteristiken der Antenne vorteilhaft verändern kann (im Vergleich zu den Eigenschaften und Charakteristiken wenn solch eine nahe Beabstandung nicht existiert, d. h. wenn der Abstand relativ groß gewählt ist). Beispielsweise ist in 11A eine leitende Fläche 800 mit einer Distanz Δ hinter oder unter einer Fraktalantenne 810 angeordnet, wobei diese in 11A aus einem einzigen Arm einer MI-2-Fraktalantenne besteht. Natürlich kann jede fraktale, hier dargestellte Konfiguration statt der dargestellten MI-1-Anordnung verwendet werden, wobei auch nicht ebene Konfigurationen denkbar sind. Die fraktale Antenne 810 wird bevorzugt mit einer koaxialer Zuleitung 50 versehen, dessen Zentralleiter an einem Ende 815 der Fraktalantenne angeschlossen ist und dessen äußere Erdung eine Masseverbindung zu einer leitfähigen Ebene 800 aufweist. Wie nachfolgend beschrieben, kann das dargestellte Antennensystem in flexibler Art und Weise an eine Zuleitung, bevorzugt eine koaxiale Zuleitung, angeschlossen werden. Die Abschlussimpedanz hat ungefähr dieselbe Größe wie die voranstehend beschriebene.
In der voranstehend beschriebenen Konfiguration führt die relativ geringe Beabstandung zwischen der leitenden Fläche 800 und der Fraktalantenne 810 zu einem Absenken der Resonanzfrequenzen und zu einer Aufweitung der Bandweite der Antenne 810. Die leitfähige Fläche 800 kann eine Ebene aus Metall sein. Etwa die kupferne Oberfläche eines gedruckten Schaltkreises oder es kann eine leitfähige Materialschicht auf jenem Gehäuseteil aufgebracht werden, welches die Antenne aufnimmt, beispielsweise die Innenfläche des Gehäuses des Senders/Empfängers 500, was in den 8A, 8B, 8C und 15 dargestellt ist.
Das Verhältnis zwischen der Beabstandung Δ, wobei Δ ≤ 0,05λ ist, und den Resonanzeigenschaften sowie der Abstrahlungscharakteristik des fraktalen Antennensystems ist im Allgemeinen logarithmisch. Das heißt, die Resonanzfrequenz nimmt logarithmisch mit einer sich vermindernden Distanz Δ ab.
11B zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei welchem die fraktale Antenne 810 bevorzugt in der gleichen Ebene wie die Massenebene 800 liegt, jedoch von dieser durch einen isolierten Bereich getrennt ist, wobei ein passives oder parasitäres Element 800' in diesem Bereich mit Δ' beabstandet zur Antenne angeordnet ist, wobei dies ebenfalls koplanar ausgebildet wird. Beispielsweise kann die Ausführungsform aus 11B als ein Stück aus dem Material der Platine eines gedruckten Schaltkreises hergestellt werden, wobei in diesem ein kupferner Bereich (oder ein anderes leitfähiges Material) verbleibt, um eine Massenebene 800, die Antenne 810 und das parasitäre Element 800' auszubilden, wobei die verbleibenden Bereiche des ursprünglichen Materials weggeätzt wurden, um die Bereiche 800, 810 und 800' zu trennen. Durch eine Veränderung der Form und/oder der Größe des Elements 800' und/oder der koplanaren Beabstandung um die Distanz Δ' wird das dargestellte Antennensystem eingestellt. Beispielsweise misst das Element 800' für eine Mittenfrequenz im Bereich 900 MHz ungefähr 63 mm × 8 mm und die Elemente 810 und 800 weisen jeweils die Maße von ungefähr 25 mm × 12 mm auf. Im Allgemeinen sollte das Element 800 wenigstens so groß sein wie die fraktale Antenne 810. Für diese Zusammenstellung weist das System eine Bandbreite von ungefähr 200 MHz auf und kann so ausgebildet werden, dass es die Charakteristik eines Bandpassfilters und/oder eines Sperrfilters aufweist. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde als Zuleitung 50 eine Koaxialleitung verwendet, wobei der Zentralleiter an die Antenne 810 und die Erdung an die Massenebene 800 angeschlossen wurde. In 11B ist der innere Umfang der Massenebene 800 als rechteckförmig ausgestaltet dargestellt, falls gewünscht, kann der innere Umfang näher zum äußeren Umfang der Fraktalantenne 810 bewegt werden und so eine Umfangsform festlegen, welche der Umfangsform der Antenne folgt. In einer solchen Ausgestaltung sind der Umfang der inneren leitfähigen Region 800' und der innere Umfang der Massenebene 800 jeweils als der Form der Antenne 810 folgend ausgebildet. Ausgehend von den Experimenten ist der Anmelder zur Auffassung gelangt, dass durch ein genügend nahes Heranführen des inneren Umfangs der Massenebene 800 an die Antenne 810 auch die Charakteristik des gesamten Antennen-Resonator-Systems beeinflusst werden kann.
Mit Bezug auf 12A ist anzumerken, dass für den Fall, dass die leitfähige Fläche 800 durch eine zweite fraktale Antenne 810' ersetzt wird, die in einer Distanz Δ angeordnet ist, welche jedoch einen Abstand von ungefähr 0,05λ nicht übersteigt, führt dies zu einer Absenkung der Resonanz der aussendenden fraktalen Antenne 810 sowie zu dem vorteilhaften Entstehen neuer Resonanzfrequenzen. Zur einfachen Herstellung kann es wünschenswert sein, die Antenne 810 auf der oberen oder ersten Oberfläche 820A des Substrats 820 zu konstruieren und die Antenne 810' auf der unteren oder zweiten Fläche 820B des gleichen Substrats. Falls gewünscht, kann das Substrat ein beidseitig bedrucktes Platinenmaterial sein, wobei die Antennen 810, 810' mit den Techniken zur Ausbildung gedruckter Schaltkreise hergestellt werden. Die Dicke des Substrats Δ wird so ausgesucht, dass die gewünschte Funktionsweise der Antenne 810 bei der gewählten Frequenz zur Verfügung gestellt wird. Das Substrat 820 kann beispielsweise ein nicht leitfähiger Film sein, welcher flexibel oder nicht flexibel ist. Um eine Überfrachtung der 12A und 12B zu vermeiden, ist das Substrat 820 so in Phantomdarstellung gezeichnet als ob das Substrat transparent wäre.
Wie voranstehend dargelegt, kann die in den 12A und 12B dargestellte fraktale, beabstandete Struktur auch zur Ausbildung eines fraktalen Elements in einem Vertikal-Antennen-System verwendet werden, welches vorzugsweise ein fraktales Massengegengewicht aufweist, welches im Hinblick auf die 8D-3 beschrieben wurde.
Vorzugsweise ist der Zentralleiter des Koaxialkabels 50 mit einem Ende 815 der Antenne 810 verbunden und der äußere Leiter des Kabels 50 ist an das freie Ende 815' der Antenne 810' angeschlossen, wobei dieses als Erdung angesehen wird, wobei auch andere Zuleitungsanschlüsse verwendet werden können. Obwohl in 12A die Antenne 810' im Wesentlichen identisch zur Antenne 810 dargestellt ist, können die zwei Antennen in der Tat auch unterschiedliche Konfigurationen aufweisen.
Der Anmelder hat erkannt, dass durch die Drehung der zweiten Antenne 810' um einen gewissen Winkel θ mit Bezug zur Antenne 810 eine Variation der Resonanzfrequenzen der Antenne 810 erzielt werden kann, entsprechend zur Einstellung einer variablen Kapazität. Folglich wird in 12B die Antenne 810 durch eine Rotation der Antenne 810' relativ zur Antenne 810 erreicht (oder andersherum oder durch die Rotation beider Antennen). Falls dies gewünscht wird, kann das Substrat 820 aus zwei Substratteilen bestehen, welche eine Stärke von Δ/2 aufweisen und drehbar miteinander verbunden sind, beispielsweise mittels eines nicht leitfähigen Gelenks, um eine Rotation des Substrats und damit eine Relativrotation der zwei Antennen zueinander zu erlauben. Ein Fachmann für Mechanik wird sehen, dass es eine Vielzahl von Einstellungsmechanismen gibt, welche eine feine Kontrolle des Winkels θ erlauben, beispielsweise in Abhängigkeit der Rotation eines einstellbaren Schafts.
Mit Bezug auf die 13A hat der Anmelder herausgefunden, dass das Anbringen wenigstens eines Schnitts oder einer Öffnung 830 in die Fraktalantenne 810, welche hier zwei Beine einer MI-2-Antenne umfasst, zu neuen und vollständig unterschiedlichen Resonanzen für die Antenne führt. Ferner können die Resonanzen eine Umfangskompression (PC) von ungefähr drei bis ungefähr zehn aufweisen. Die genaue Anordnung des Schnitts 830 auf der Fraktalantenne oder dem Resonator erscheint nicht kritisch zu sein.
Die 13B und 13C stellen die Selbst-Proximity-Charakteristik für fraktale Antennen und Resonatoren dar, welche vorteilhafterweise zur Erzeugung einer gewünschten Frequenzverschiebung verwendet werden kann. In 13D ist eine Fraktalantenne 810 auf einer ersten Fläche 820A eines flexiblen Substrats 820 ausgebildet, wobei dessen zweite Fläche 820B in diesem Ausführungsbeispiel keine weitere Antenne oder einen anderen Leiter aufweist.
Durch ein Verbiegen des Substrats 20, das beispielsweise ein flexibler Film sein kann, wird scheinbar ein hinreichend großer Selbst-Proximity-Effekt des elektromagnetischen Feldes bewirkt, so dass die Resonanzfrequenzen verschoben werden. Die auf dem Selbst-Proximity-Effekt basierenden Antennen oder Resonatoren werden als „com-cyl"-Systeme bezeichnet. Der Grad der Durchbiegung kann für ein flexibles Substrat oder eine substratfreie Fraktalantenne und/oder eines leitenden Elements eingestellt werden, um die frequenzabhängige Charakteristik des resultierenden Systems zu regeln oder einzustellen. Die „com-cyl"-Ausführungsbeispiele können eine fraktale Antenne und ein leitfähiges Element in konzentrischer oder exzentrischer Anordnung umfassen. Solche Ausführungsbeispiele können teleskopische Elemente umfassen, deren Grad an Überlappung in der Art eines Telekops durch das Ineinanderschieben und Auseinanderziehen angepasst werden kann, um die Charakteristik des resultierenden Systems einzustellen. Ferner können mehr als zwei Elemente vorgesehen sein.
In 13C ist eine Fraktalantenne 810 auf der äußeren Fläche 820A eines beispielsweise mit einem Ferritkern gefüllten Substrats 820 ausgebildet. Die so resultierende „com-cyl"-Antenne scheint einen Selbst-Proximity-Effekt aufzuweisen, so dass die gewünschte Verschiebung der Resonanzfrequenzen erzeugt werden kann. Die Geometrie des Kerns 820, beispielsweise der Grad der Krümmung (beispielsweise der Radius im vorliegenden Ausführungsbeispiel) im Verhältnis zur Größe der Antenne 810, kann zur Festlegung der Frequenzverschiebung benutzt werden.
In 14A ist eine Antenne oder ein Resonatorsystem dargestellt, bei welchem die nicht angetriebene Fraktalantenne 810' nicht mit der vorzugsweise koaxial ausgebildeten Zuleitung 50 verbunden ist. Die Massenabschirmung der Zuleitung 50 ist mit der Massenebene des leitenden Elements 800 verbunden, weist jedoch keine andere Verbindung zur Systemmasse auf. Selbstverständlich kann die Fraktalantenne 810' mit einem Relativwinkel zur angetriebenen Antenne 810 verdreht werden, ferner kann diese eine unterschiedliche Konfiguration im Vergleich zur Antenne 810 aufweisen, einschließlich einer unterschiedlichen Iteration N, tatsächlich können auch zusätzliche Eigenschaften vorgesehen sein (beispielsweise ein Schnitt).
14B zeigt, dass die angetriebene Antenne 810 mit der Zuleitung 50 an einem beliebigen Punkt 815' und nicht notwendigerweise am Endpunkt 815, wie in 14A dargestellt, angeschlossen werden muss.
In der Ausgestaltung nach 14C ist eine zweite Massenebene 800' benachbart zu wenigstens einem Bereich des Systems angeordnet, welches die angetriebene Antenne 810, die passive Antenne 810' und das unterlagerte leitende, ebene Element 810 umfasst. Das Vorhandensein, die Anordnung, die Geometrie und die Beabstandung der zweiten Massenebene 800' gegenüber den darunterliegenden Elementen 810, 810', 800 erlaubt die Anpassung der Charakteristik des gesamten Antennen- oder Resonatorsystems. In der dargestellten, aus mehreren Elementen bestehenden, lagenartigen Konfiguration ist die Abschirmung des Leiters 50 mit der Systemmasse verbunden, nicht jedoch mit den Erdungsebenen 800 und 800'. Selbstverständlich können mehr als drei Elemente verwendet werden, um ein einstellbares System entsprechend der vorliegenden Erfindung auszubilden.
14D zeigt eine einzelne fraktale Antenne, die von der darunter liegenden Massenebene 800 eine Distanz von Δ aufweist, wobei ein Teilbereich der Antenne 800 zur Erhöhung der Resonanz herausgeschnitten ist. So bezieht sich in 14D L1 auf eine Schnittlinie, welche anzeigt, dass ein Teil der voranstehend beschriebenen Antenne 810, die in der Figur dargestellt ist, herausgeschnitten und entfernt wurde. Durch diese Maßnahme werden die Resonanzfrequenzen in der zurückbleibenden Antenne oder des Resonatorsystems ansteigen, wenn andererseits Teile der Antenne 810 oberhalb der Schnittlinie L2 herausgeschnitten und entfernt werden, wird eine noch weitere Erhöhung der Resonanz resultieren. Ein selektives Entfernen und Wegätzen von Teilen der Antenne 810 erlaubt, die Charakteristik des verbleibenden Systems anzupassen.
Wie dargestellt, können fraktale Elemente, die im Allgemeinen jenen aus den 14A–14D gleichen, dazu verwendet werden, um die fraktalen Vertikalelemente eines fraktalen Vertikal-Antennen-Systems auszubilden, was mit Bezug auf die 7D-3 beschrieben wurde.
15 zeigt ein Ausführungsbeispiel, welches etwa jenem gleicht, welches mit Bezug auf die 8B und die 8C beschrieben wurde. Wiederum ist die Einheit 500 ein Sender/Empfänger in Form eines Handgeräts, wobei diese die fraktalen Antennen 510A, 510B–510B', 510C umfasst. Wiederum ist zu verstehen, dass auch eine Vertikalantenne, wie die Elemente 193, und ein fraktales Massengegengewicht 510D (in 8B gezeigt) vorliegen können. Die Antennen 510B–510B' entsprechen jenen, welche mit Hinblick auf die 12A–12B beschrieben wurden. Die Antennen 510B–510B' sind fraktale Antennen, jedoch nicht notwendigerweise die dargestellten MI-2-Anordnungen, sie sind zueinander mit einer Distanz von Δ beabstandet und werden in 13 drehend bewegt. Gemeinsam erlauben die zueinander beabstandete Platzierung und die relativ zueinander durchgeführte Drehung eine Einstellung der Charakteristik der getriebenen Antenne, hier der Antenne 510B. In 14 ist die Antenne 510A gestrichelt markiert, um sie besser von den beabstandeten Antennen 15B zu unterscheiden. Selbstverständlich kann der passive Leiter 510B' stattdessen auch ein feststehender Leiter sein, wie er beispielsweise im Hinblick auf die 11A beschrieben wurde. Ein solcher Leiter kann beispielsweise durch das Besprühen der inneren Fläche des Gehäuses der Einheit 50 im Bereich der Antenne 510B mit einer leitfähigen Farbe realisiert werden.
In 15 entspricht die Antenne 510C jener wie sie in Zusammenhang mit 13A beschrieben wurde, wobei ein Schnitt 830 in der Antenne angebracht wird, um diese einzustellen. Obwohl die Antenne 510A jener aus 8A entspricht, kann die Antenne 510A falls gewünscht auf einem gebogenen Substrat entsprechend zu den 13B oder 13C ausgebildet werden. Während 15 wenigstens zwei unterschiedliche Techniken für die Einstellung der Antennen entsprechend der vorliegenden Erfindung zeigt, ist anzumerken, dass auch eine gemeinsame Methode verwendet werden kann. Hierunter ist zu verstehen, dass jede oder alle der Antennen 510A, 510B–510B', 510C einen Schnitt aufweisen können oder zueinander beabstandet sind durch eine einregelbare Distanz von Δ oder relativ zu einem beabstandeten Leiter rotieren können.
Wie im Hinblick auf die 8B beschrieben, kann ein elektrischer Schaltkreis 610 mittels der Kabel 50A, 50B, 50C an die Antennen angekoppelt werden, um so die eintreffenden Signale dahingehend zu prüfen, welche der Fraktalantennen, beispielsweise 510A, 510B–510B', 510C (und falls vorhanden, die Antenne 510D–197), gegenwärtig am optimalsten zur Sendestation, beispielsweise der Einheit 600, 650 oder 670 entsprechend der 8A, ausgerichtet ist. Diese Festlegung kann durch die Untersuchung der Signalstärke der Antennen vorgenommen werden. Ein elektronischer Schaltkreis 610 sucht dann die gegenwärtig am besten orientierte Antenne aus und koppelt diese Antenne an den Eingang des Empfängers und an den gemeinsamen Ausgangsbereich 630 der Einheit 500. Es ist anzumerken, dass die Auswahl der am besten geeigneten Antenne dynamisch ist und beim Umhergehen des Benutzers 500 oder durch eine Bewegung der Quelle oder durch einen Wechsel anderer Bedingungen verändert werden kann. Für die Anwendung als Mobilfunktelefon oder drahtloses Telefon führt dies zu einer verlässlicheren Kommunikationsverbindung mit dem Vorteil, dass die Fraktalantennen so hinreichend klein bauend ausgebildet werden können, dass diese vollständig in das Gehäuse der Einheit 500 passen. Wird ferner ein flexibles Substrat verwendet, so können, wie dargestellt, die Antennen um Bereiche des internen Gehäuses gewunden werden. Ein zusätzlicher Vorteil des Ausführungsbeispiels aus 8B ist jener, dass der Benutzer der Einheit 500 sich in einer größeren Distanz zu den Antennen im Vergleich zu einer konventionellen Peitschenantenne befindet. Obwohl für eine Verbindung zwischen Krebserkrankungen und der Exposition gegenüber elektromagnetischer Strahlung aus portablen Sendern/Empfängern noch kein schlüssiger medizinischer Beweis vorliegt, erscheint die Ausgestaltung aus 8B ein solches mögliches Risiko zu minimieren.
Modifikationen und Variationen zu den offenbarten Ausführungsformen können durchgeführt werden, ohne vom Umfang der durch die nachfolgenden Ansprüche festgelegten Erfindung abzuweichen.

Claims

Ein Antennensystem (5, 95, 215), umfassend: eine Antennenanordnung (100, 170, 215, 197, 510, 810), wenigstens ein Teil, welches eine Fraktalform aufweist und ein erstes Element umfasst, welches einen Bereich umfasst, der wenigstens ein erstes Motiv aufweist, das in wenigstens zwei Dimensionen definiert ist, wobei der gesagte Bereich ferner wenigstens eine erste Nachbildung des gesagten ersten Motivs und eine zweite Nachbildung des gesagten ersten Motivs umfasst, so dass ein Punkt, welcher auf einer geometrischen Figur, welche durch das gesagte erste Motiv dargestellt wird, zu einem entsprechenden Punkt auf der gesagten ersten Nachbildung und auf der gesagten zweiten Nachbildung des gesagten ersten Motivs führt, jeder an unterschiedlichen räumlichen Positionen, und ein leitendes Element (120, 197), welches mit Abstand zu der gesagten Fraktalantenne angeordnet ist, um wenigstens eines von der Resonanzfrequenz und der Bandbreite des gesagten Antennensystems zu beeinflussen; dadurch gekennzeichnet, dass jede der Nachbildungen mit Abstand zu dem ersten Motiv angeordnet ist und geometrisch definiert wird durch wenigstens einen Arbeitsgangsatz, welcher aus einer Gruppe ausgewählt wird, die besteht aus (a) Skalieren der Größe des gesagten ersten Motivs, (b) Drehen des gesagten ersten Motivs und (c) Versetzen des gesagten ersten Motivs; und jeder Arbeitsgang, welcher jede Nachbildung definiert, solche Arbeitsgänge ausschließt, welche eine Funktion der räumlichen Position eines einzelnen Punktes auf dem gesagten ersten Motiv sind und darauf bezogen werden können.
Das Antennensystem aus Anspruch 1 und ferner umfassend einen Transceiver (500, 600), welcher an die Fraktalantennen-Anordnung gekoppelt ist.
Ein Herstellungsverfahren eines Antennensystems (5, 95, 210), umfassend eine Antennenanordnung (100, 170, 215, 197, 510, 810), umfassend: das Herstellen der Antennenanordnung derart, dass sie eine Fraktalantenne umfasst, wobei die Fraktalantenne derart angeordnet ist, dass sie ein erstes Element umfasst, das einen Bereich aufweist, der wenigstens ein erstes Motiv, das in wenigstens zwei Dimensionen definiert wird, und wenigstens eine erste Nachbildung des gesagten ersten Motivs und eine zweite Nachbildung des gesagten ersten Motivs umfasst, derart, dass ein Punkt, welcher auf einer geometrischen Figur ausgewählt wird, die durch das gesagte erste Motiv dargestellt wird, zu einem entsprechenden Punkt auf der gesagten ersten Nachbildung und auf der gesagten zweiten Nachbildung des gesagten ersten Motivs führt, jeder an anderen räumlichen Positionen, und dass Ankoppeln eines leitenden Elements (120, 197), welches mit Abstand zu der gesagten Antennenanordnung angeordnet ist, um wenigstens eines von der Resonanzfrequenz und der Bandbreite des gesagten Antennensystems zu beeinflussen; dadurch gekennzeichnet, dass jede der Nachbildungen mit Abstand zu dem ersten Motiv angeordnet ist und geometrisch durch wenigstens einen Arbeitsgangsatz definiert wird, der aus einer Gruppe ausgewählt wird, welche besteht aus (a) Skalieren der Größe des gesagten ersten Motivs, (b) Drehen des gesagten ersten Motivs und (c) Versetzen des gesagten ersten Motivs; und jeder Arbeitsgang, welcher jede Nachbildung definiert, solche Arbeitsgänge ausschließt, welche eine Funktion der räumlichen Position eines einzelnen Punktes auf dem gesagten ersten Motiv sind und darauf bezogen werden können.
Ein Verfahren gemäß Anspruch 3, ferner umfassend das Ankoppeln eines Transceivers (600, 500), an die Antennenanordnung.