DE69634476T2

DE69634476T2 - Digitale Regelungsinformationen in breiter Biphasenform, Erfassung und Schätzung für Plattenlaufwerke mittels Viterbi-Erfassung

Info

Publication number: DE69634476T2
Application number: DE69634476T
Authority: DE
Inventors: Ara Patapoutian; P. Mathew VEA; C. Hung NGUYEN
Original assignee: Maxtor Corp
Current assignee: Maxtor Corp
Priority date: 1995-10-23
Filing date: 1996-10-17
Publication date: 2006-02-23
Anticipated expiration: 2016-10-18
Also published as: JPH10512384A; US5661760A; CA2207899A1; EP0803158A4; EP0803158B1; AU7458996A; CN1194074A; JP4014633B2; WO1997016011A1; EP0803158A1; DE69634476D1

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und Verfahren zum Speichern, Erfassen und Schätzen von auf Plattenlaufwerkmedien bzw. -Datenträgern gespeicherter Servoinformation und insbesondere auf eine Vorrichtung und Verfahren, die bei Partial-Response-Erfassungskanälen mit maximaler Wahrscheinlichkeit und bei Magnetplattenmedien nützlich sind.
Hintergrund der Erfindung
Durch Lesen von in Datenspuren auf einer Plattenoberfläche aufgezeichneter Servoinformation ist ein Plattenlaufwerk-Kopfpositionierungs-Servosystem im Stande, die Datenwandlerkopfposition zu schätzen. Die aufgezeichnete Servoinformation umfasst typischerweise Spuradressen (d.h. Zylinder- und Kopfadressen) und Servobursts. Jede kreisförmige Datenspur auf einer Plattenoberfläche weist eine eindeutige Spuradresse, die in in der Spur eingebetteten Servosektoren aufgezeichnet ist, und Servoburstmuster auf, die sich häufig alle zwei oder mehr Spuren wiederholen. Wenn ein Plattenlaufwerk eine radiale Spurposition sucht, werden die Spuradressen als grobe Positionierungsinformation verwendet, um näherungsweise die Position des Lesekopfes zu schätzen, und die Servobursts werden als Feinpositionierungsinformation verwendet, um den Kopf genau auf der gewünschten radialen Stelle zu positionieren.
Zur Suchzeit kann, während Spuradressen gelesen werden, der Kopf zwischen zwei benachbarten Spuren positioniert sein. In dieser Situation kann der Kopf eine Überlagerung von Signalen von beiden Spuren empfangen. Eine Lösung dieser Zweideutigkeit besteht darin, die Spuradressen als Gray-Code-Adressen zu codieren, so dass sich die codierten Adressen von beliebigen zwei benachbarten Spuren nur in einer einzigen Bitposition voneinander unterscheiden. Mit dieser Lösung ist, wenn der Kopf zwei Spuren liest, die Zweideutigkeit nach dem Decodieren der Adresse eine Spur, und ein Fehler von einer Spur ist zur Suchzeit erträglich.
Gemäß einer bekannten Technik wird jede Datenspur in mehrere Datensektoren unterteilt. Jeder Sektor umfasst einen Kopfabschnitt gefolgt von einem Datenabschnitt. Der Kopfabschnitt kann typischerweise ein Gleichstromlöschfeld, ein Präambelfeld, ein Kopfsynchronisationszeichen, ein Spuradressenfeld (grobe Servoinformation) und ein Servoburstfeld (feine Servoinformation) aufweisen. Der Datenabschnitt kann typischerweise ein weiteres Präambelfeld, ein Datensynchronisationszeichen, einen Block von Benutzerdaten und Fehlerkorrekturbytes aufweisen. Bei diesem Beispiel wird der Kopfabschnitt mit der gleichen Datenrate wie der Datenabschnitt aufgezeichnet, und synchrone Spitzenerfassung durch eine einzige Lesekanalstruktur in dem Plattenlaufwerk wird benutzt, um die Information in sowohl dem Kopfabschnitt als auch dem Datenabschnitt zu lesen. Ein Beispiel dieser Vorgehensweise wird in dem U.S.-Patent Nr. 5.036.408 von Leis u.a. mit dem Titel: "High Efficiency Disk Format and Synchronization System" gefunden.
Eine weitere Technik besteht darin, radiale Zonen oder Bänder von konzentrischen Datenspuren zu benutzen, wobei jede Zone eine dem Plattenradius der Zone zugeordnete Datentransferrate aufweist. Bei diesem Beispiel sind Datenbereiche durch eine Reihe sich radial erstreckender eingebetteter Servosektoren getrennt, die im Werk mit Servoinformation mit einer einzigen Datentransferrate aufgezeichnet werden. Eine Servodaten-Wiederherstellungsschaltung stellt eine Servoadressenmarke, eine Spurnummer und Feinpositionsinformation aus von dem Datenwandler gelesener Information asynchron (d.h. ohne Phasenverriegelung mit ankommenden Servodaten) wieder her. Die Servodaten-Wiederherstellungsschaltung ist von der zur Spitzenerfassung von Benutzerdateninformation benutzten Lesekanalelektronik getrennt. Dieses Beispiel wird in dem U.S.-Patent Nr. 5.420.730 von Moon u.a. mit dem Titel: "Servo Data Recovery Circuit for Disk Drive Having Digital Embedded Sector Servo" beschrieben.
Ein Faktor, der Datenspeicherdichten bei magnetischen Aufzeichnungen mit Spitzenerfassungstechniken begrenzt hat, war Intersymbolinterferenz, die entsteht, wenn Flussübergänge zunehmend enger zueinander sind. Eine Technik zum Erhöhen von Flussdichten beim magnetischen Aufzeichnen, während aufgezeichnete Daten noch genau gelesen werden, besteht darin, die synchrone Abtastdatenerfassung zu benutzen. Diese Technik, die häufig als Partial-Response-Signalgebung mit maximaler Wahrscheinlichkeit (PRML signalling = "partial response, maximum likelihood" signalling)- bezeichnet wird, stellte etwas verbesserte Datenspeicherdichten auf Kosten einer erhöhten Schaltungskomplexität bereit, wobei sie einen schnellen Analog/Digital-Umwandlungsprozess und Kanalentzerrung, entweder auf der analogen Seite oder der digitalen Seite des Signalstroms oder auf beiden, umfasst. Ein Beispiel eines Plattenlaufwerks, das PRML benutzt, wird in dem U.S.-Patent Nr. 5.345.342 von Abbott u.a. mit dem Titel: "Disk Drive Using PRML Synchronous Sampling Data Detection and Asynchronous Detection of Sector Servo" gegeben. Die in diesem Patent beschriebene Vorgehensweise ermöglichte, dass eine speziellen Schaltungsanordnung innerhalb des synchronen Abtastdatenerfassungskanals asynchrone Spurnummerwerte in eingebetteten Servosektoren erfassen kann, die mit einer konstanten Servodatenrate aufgezeichnet wurden, wohingegen sich die Benutzerdatenrate durch die radiale Datenzone über der Aufzeichnungsplatte unterschieden. Die Servobursts wurden mit herkömmlichen Spitzenerfassungs- und Abtast- und Haltetechniken gelesen und verarbeitet.
Eine Verbesserung gegenüber der asynchronen Servoabtasttechnik, die von dem Patent von Abbott u.a. gelehrt wird, auf das oben Bezug genommen wird, wird in dem späteren U.S.-Patent Nr. 5.384.671 von Fisher mit dem Titel: "PRML Sampled Data Channel Synchronous Servo Detector" gefunden. Bei dieser Vorgehensweise wird eine Zeitschleife des synchronen Abtastdatenerfassungssystems mit der Servoinformation phasenverriegelt, wobei die Servoinformation einschließlich Spuradressen- und Feinpositionierungsinformation synchron abgetastet und decodiert wird. Bei dieser Vorgehensweise wird das Servopräambelfeld als ein herkömmliches 1/4T-Sinuswellenmuster aufgezeichnet, das einem 2T-Muster in einem Spitzenerfassungskanal entspricht (T stellt eine Einheitsabtastzelle oder -intervall dar).
Viterbi-Detektoren sind für die Verwendung in synchron abgetasteten Datenerfassungskanälen bekannt. Ein Beispiel eines Viterbi-Detektors wird in dem U.S.-Patent Nr. 5.341.387 von Nguyen, mit dem Titel: "Viterbi Detector Having Adjustable Detection Thresholds for PRML Class IV Sampling Data Detection" gefunden.
Obwohl diese vorbekannten Vorgehensweisen zu ihren jeweiligen Zeiten gut gearbeitet haben, führten zunehmende Datenspeicherfähigkeiten und Datentransferraten je Platteneinheitsgröße direkt zu einer bis jetzt ungelösten Nachfrage nach einem/einer verbessertem(n) Plattenlaufwerkkopfservoformat, -architektur und -vorgehensweise.
Zusammenfassung der Erfindung mit Aufgaben
Eine allgemeine Aufgabe der Erfindung besteht darin, verbesserte und vereinfachte Verfahren, Vorrichtung und ein Datenformat zum Adressieren von Datenspuren in einem Plattenlaufwerk bereitzustellen, das einen synchron abgetasteten Partial-Response-Datenerfassungskanal mit maximaler Wahrscheinlichkeit aufweist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Servoformat und eine Vorrichtung für ein PRML-Plattenlaufwerk bereitzustellen, das keine getrennte Spitzenerfassungshardware erfordert.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein vereinfachtes Adressendecodierverfahren bzw. -vorrichtung in einem PRML-Plattenlaufwerk bereitzustellen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Servoadressenformat mit hohem Wirkungsgrad bereitzustellen, das die Verwendung höherer Coderaten, kleinerer Zellzeiten und geringerer Redundanz in eingebetteten Servosektoren ermöglicht, die in einem PRML-Plattenlaufwerk synchron abgetastet und erfasst werden.
Bei einem Aspekt der Erfindung (siehe Anspruch 1) umfasst ein Plattenlaufwerk mindestens eine sich drehende Datenspeicherplatte mit einer Hauptoberfläche, die Aufzeichnungsspuren festlegt, die in Datensektoren durch enge Servospeichen aufgeteilt sind. Auf jedem Datensektor einer Spur werden gemäß einem Code codierte Benutzerdaten aufgezeichnet, der einen vorbestimmten Abstand und eine Benutzerdatencoderate aufweist. Jede Servospeiche umfasst mindestens ein Servoinformationsfeld, das in einem breiten Biphasenmuster mit einer Servocoderate codiert ist, die ein Viertel der Benutzerdatencoderate ist. Bei diesem Aspekt der Erfindung umfasst ein synchroner Abtast-Datenerfassungskanal:
einen Datenwandlerkopf, der durch einen servogesteuerten Aktuator über der Aufzeichnungsspur positioniert wird;
einen Vorverstärker zum Empfangen elektrischer Analogsignale, die magnetisch durch den Datenwandlerkopf aus Flussübergängen induziert werden, die mindestens in dem Servoinformationsfeld vorhanden sind;
eine digitalen Abtastvorrichtung zum synchronen Abtasten der elektrischen Analogsignale, um digitale Abtastwerte zu erzeugen; und
einen Viterbi-Detektor, der gekoppelt ist, um digitale Abtastwerte von dem synchronen Abtastdatenerfassungskanal zu empfangen, um das codierte breite Biphasenmuster als eine Servodatenfolge mit maximaler Wahrscheinlichkeit zu decodieren.
Der Viterbi-Detektor kann einen Differenzmetrik-Detektor oder einen Suchbaum-Detektor umfassen.
Der synchrone Abtastdatenerfassungskanal kann ein Finite-Impulse-Response-Filter aufweisen, das auf ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV eingestellt ist, und bei diesem Beispiel ist der Viterbi-Detektor verbunden, um entzerrte digitale Abtastwerte von einem Ausgang des Finite-Impulse-Response-Filters zu empfangen.
Alternativ kann der synchrone Abtastdatenerfassungskanal aufweisen: ein Finite-Impulse-Response-Filter zum Filtern von digitalen Abtastwerten gemäß einer 1 – D²-Impulse-Response (Partial-Response, Klasse IV), wobei D eine Einbit-Zellenverzögerung darstellt, und ein 1 + D-Filter, das stromabwärts von dem Finite-Impulse-Response-Filter geschaltet ist, um digitale Abtastwerte bereitzustellen, die gemäß einer 1 + D-D²-D³-Impulse-Response gefiltert sind. Bei diesem Beispiel ist der Viterbi-Detektor verbunden, um EPR4- entzerrte, breite Biphasenabtastwerte von einem Ausgang des 1 + D-Filters zu empfangen.
Die breiten Biphasenmagnetmuster, wie sie in den mehreren Servoinformationsfeldern aufgezeichnet sind, können als ++–– Magnetmuster für einen Binärnull-Informationswert und ––++ Magnetmuster für einen Binäreins-Informationswert angeordnet sein.
Mehrere Servoinformationsfelder können in jeder Servospeiche bereitgestellt werden, und eines der Felder kann ein Servoadressenmarkiermuster, wie beispielsweise ein Neun-Symbolwort (000100101 (binär)) umfassen, um den Anfang eines Servoinformationsblocks zu markieren. Mindestens ein Servoinformationsfeld kann ein Gray-codiertes Spurnummer-Binärmuster von vorbestimmter Bitlänge umfassen. Dieses Muster wird dann als ein breiter Biphasencode und dann als ein Gray-Code decodiert. Das Spurnummer-Binärmuster kann ein Paritätssymbol umfassen, und in diesem Fall kann der Kanal eine Schaltungsanordnung zum Empfangen und Decodieren des Spurnummer-Binärmusters und Prüfen des Paritätssymbols umfassen.
Bei einem verwandten Aspekt der Erfindung kann das Servoinformationsfeld zwei Spurnummer-Binärmuster von vorbestimmter Bitlänge umfassen, wobei es eine erste Spurnummeradresse der Spur und eine zweite Spurnummeradresse einer Spur gibt, die benachbart der Spur angeordnet ist. Bei einem bevorzugten Format wird die zweite Spurnummer mit einem Offset von einer halben Spur aufgezeichnet, der sich in die zweite Spur erstreckt. Als ein weiterer verwandter Aspekt der Erfindung kann ein Servoinformationsfeld ferner ein Fehlerkorrekturcodefeld umfassen, das Fehlerkorrekturwerte hält, die mit Bezug auf die ersten und zweiten Spurnummern berechnet wurden, und bei dieser Anordnung umfasst der Kanal eine Fehlerkorrekturcodedecodier- und -korrektur- Schaltungsanordnung zum Decodieren, Prüfen und Korrigieren der decodierten Werte der ersten und zweiten Spurnummern.
Diese und weitere Aufgaben, Vorteile, Aspekte und Merkmale der Erfindung werden bei Betrachtung der folgenden ausführlichen Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform vollständiger verstanden und ersichtlich, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen präsentiert wird.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
In den Figuren zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Plattenlaufwerk-Lesekanals, der PR4- und EPR4-Targets bereitstellt;
2 ein schematisches Diagramm einer Aufzeichnungsoberfläche einer Platte in dem Plattenlaufwerk;
3 ein Signal, das auf einem Servosektor auf einer Spur der Platte aufgezeichnet ist;
4 ein Blockdiagramm der Felder des Servosektors;
5A eine graphische Darstellung einer Analogsignal-Antwort von einer magnetischen Aufzeichnung eines einzigen Schreibstromimpulses, wobei der Kanal auf ein EPR4-Targetspektrum entzerrt wurde;
5B eine graphische Darstellung einer Analogsignal-Antwort auf beispielsweise eine Binäreins("––++")-breite Biphasenschreibstromfolge;
5C eine graphische Darstellung einer Analogsignal-Response auf beispielsweise eine Binärnull ("++––") breite Biphasenschreibstromfolge;
5D eine graphische Darstellung einer Analogsignal-Response auf eine breite Biphasenfolge, z.B. eine binäre 100-Folge ("––++++––++––");
6A ein erstes Servosektor-Layout für Spurnummern ohne radiale Interferenz;
6B ein zweites Servosektor-Layout für Spurnummern ohne radiale Interferenz;
7 ein Trellis-Diagramm eines PR4-Kanals, wobei breite Biphasenpfade hervorgehoben sind;
8A ein Trellis-Diagramm eines breiten Biphasen-PR4-Kanals, wobei vier Abtastwerte auf einmal genommen werden;
8B eine Vereinfachung des Diagramms von 8A;
9 ein Blockdiagramm eines Differenzmetrik-Viterbi-Detektors für breite Biphasencodes;
10 ein Blockdiagramm eines Baumsuch-Viterbi-Detektors für breite Biphasencodes;
11 ein Trellis-Diagramm eines EPR4-Kanals, wobei breite Biphasenpfade hervorgehoben sind;
12A ein Trellis-Diagramm eines breiten Biphasen-EPR4-Kanals, wobei vier Abtastwerte auf einmal genommen werden;
12B eine Vereinfachung des Blockdiagramms von 7A;
13A–13E Diagramme, die Servoburstformate darstellen; und
14A–14B Blockdiagramme von Servoburst-Detektoren.
Ausführliche Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
In 1 beinhaltet ein Plattenlaufwerk 10 einen programmierbaren und adaptiven PR4-ML-Lesekanal. Das Plattenlaufwerk 10 kann eines einer Vielfalt von Ausführungsformen sein, wie beispielsweise die, die in dem U.S.-Patent Nr. 5.341.249 von Abbott u.a. mit dem Titel: "Disk Drive Using PRML Class IV Sampling Data Detection with Digital Adaptive Equalization" offenbart ist.
Das Laufwerk 10 umfasst mindestens eine Datenspeicherplatte 16. Wie es herkömmlich ist, ist ein Datenwandlerkopf 26, beispielsweise ein magnetoresistiver Kopf, in einer "schwebenden" Beziehung über einer Plattenoberfläche jeder Platte 16 zugeordnet. Der Kopf 26 ist bezüglich ausgewählter einer Mehrzahl von konzentrischen Datenspeicherspuren 71 positioniert, die auf jeder Speicheroberfläche der rotierenden Platte 16 festgelegt sind (siehe 2).
Eingebettete Servomuster werden durch eine Servoschreibeinrichtung auf ausgewählten Datenspeicheroberflächen der Platte 16 (siehe beispielsweise 2) gemäß den Verfahren geschrieben, die in dem U.S.-Patent Nr. 5.170.299 beschrieben sind.
Während des Lesens werden Flussübergänge, die von dem Kopf 26 abgefühlt werden, wenn er nahe über der ausgewählten Datenspur 71' schwebt, durch eine Lesevorverstärkerschaltung 28 vorverstärkt. Das vorverstärkte Analogsignal (oder "Lesesignal") wird dann an einen analogen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor (VGA) 38 gesendet. Nach gesteuerter Verstärkung wird das Lesesignal dann durch eine programmierbare analoge Filter/Entzerrerstufe 40 geleitet.
Der analoge Filter/Entzerrer 40 ist programmiert, so dass er für die Datentransferrate der ausgewählten Datenzone 70 optimiert ist, innerhalb der der Wandlerkopf 26 Daten liest. Das entzerrte analoge Lesesignal wird dann einer Abtastung und Quantisierung in einem Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandler 46 unterworfen, der, wenn er auf Benutzerdaten synchronisiert ist, Rohdatenabtastwerte {x(k)} mit einer Auflösung von mindestens fünf Bits erzeugt.
Ein adaptives digitales FIR-Filter 48 benutzt adaptive Filterkoeffizienten zum Filtern und Aufbereiten der Rohdatenabtastwerte {x(k)} gemäß den gewünschten PR4-Kanal-Response-Eigenschaften, um gefilterte und aufbereitete Abtastwerte {y(k)} zu erzeugen. Die bandpass-gefilterten und aufbereiteten Datenabtastwerte {y(k)} von dem FIR-Filter 48 werden dann über einen Datenbuspfad 49 zu einem Viterbi-Detektor (nicht gezeigt) geleitet, der Benutzerdaten mit dem PR4-Target erfasst. Bei solchen Ausführungsformen, die sowohl ein PR4- als auch ein EPR4-Target verwenden, werden die gefilterten und aufbereiteten Abtastwerte {y(k)} von dem FIR-Filter 48 ebenfalls durch ein 1 + D-Filter 50 geleitet, wobei dessen Ausgangspfad 51 das auf EPR4-Kanal-Response-Eigenschaften gefilterte Signal bereitstellt. (Wenn nur ein EPR4-Target erwünscht ist, wird das FIR-Filter 48 mit den geeigneten Koeffizienten direkt programmiert, und ein 1 + D-Filter 50 wird nicht benötigt.)
Eine Servomaschine 32 wird ebenfalls in dem Plattenlaufwerk 10 bereitgestellt, und sie entwickelt Kopfpositionssteuer- und Korrekturwerte, die angewendet werden, um beispielsweise eine drehbare Schwingspulenkopfpositionierungsstruktur 30 gemäß decodierten breiten Biphasen-Servoinformationswerten und Burstwerten, die gemäß Prinzipien der Erfindung decodiert sind, zu steuern.
Die Abtastwerte, einschließlich Rohdatenabtastwerte {x(k)} und gefilterte Abtastwerte {y(k)}, werden mit der Datenabtastrate genommen, die eine Takt-Bit-Zeitperiode T aufweist. Diese Zeit T entspricht einer "Bitzelle" oder einfacher einer "Zelle" bei der Abtastrate. Eine Zeitschleife 44 kann beispielsweise die PR4-Target-Abtastwerte auf dem Pfad 49 empfangen und die Abtastung und Quantisierung durch den A/D-Wandler 46 an gewünschten Abtaststellen synchronisieren. Auf ähnliche Weise kann eine Verstärkungsschleife 36 den VGA 38 basierend beispielsweise auf den PR4-Targetabtastwerten auf dem Pfad 49 steuern. Zeitsteuerungs- und Verstärkungsschleifen werden in dem geenannten U.S.-Patent Nr. 5.345.342 von Abbott u.a. beschrieben. Eine Gleichstrom-Offsetsteuerschleife (DC OFF LOOP) 37 kann ebenfalls bereitgestellt werden, um einen Offsetverstärker für Gleichstrom-Offset (DC OFF) 39 basierend auf den PR4-Targetabtastwerten einzustellen. Eine repräsentative Gleichstromoffsetschleife wird in dem U.S.-Patent Nr. 5.459.679 von Ziperovich mit dem Titel: "Real-Time DC Offset Control and Associated Method" beschrieben.
Wie in 2 gezeigt ist, umfasst eine beispielhafte Datenspeicheroberfläche einer Speicherplatte 16 mehrere konzentrische Datenspuren 71, die vorzugsweise in einer Mehrzahl von Datenaufzeichnungszonen 70 zwischen einem inneren Landezonenbereich LZ und einer radialen äußersten Umfangsdatenspurzone 70-1 angeordnet sind. Bei dem dargestellten Beispiel werden die Datenspuren gezeigt, wie sie beispielsweise in neun Datenzonen, einschließlich der äußersten Zone 70-1 und der radial nach innen gerichteten Zonen 70-2, 70-3, 70-4, 70-5, 70-6, 70-7, 70-8 und 70-9, angeordnet sind. In der Praxis werden gegenwärtig mehr Zonen bevorzugt. Jede Datenzone weist eine Bittransferrate auf, die ausgewählt wird, um Flächenübergangsdomänendichten für den besonderen Radius der Zone zu optimieren.
2 stellt ebenfalls eine Reihe n sich radial erstreckender eingebetteter Servosektoren oder "Speichen" 68 dar, die beispielsweise gleichmäßig um den Umfang der Platte 16 beabstandet sind. In 3 umfasst jeder Servosektor 68 im Wesentlichen ein Servopräambelfeld 68A, ein Servoidentifikationsfeld 68B und beispielsweise ein Feld 68C von umfangsmäßig gestaffelten, radial versetzten Servobursts. Während sich die Anzahl von Datensektoren je Spur von Datenzone zu Datenzone verändert, bleibt die Anzahl eingebetteter Servosektoren, z.B. 68 je Spur, über den gesamten Oberflächenbereich der Platte 16 bei dem vorliegenden Beispiel konstant.
Die Servosektoren 68 werden vorzugsweise mit einer einzigen Datenzellenrate und mit Phasenkohärenz von Spur zu Spur mit einer herkömmlichen Servoschreibvorrichtung im Werk aufgezeichnet. Eine Laser-Servoschreibeinrichtung und eine Kopfarmbefestigung, die für die Servoschreibeinrichtung geeignet sind, werden in dem gemeinsam zugewiesenen U.S.-Patent Nr. 4.920.442 beschrieben, dessen Offenbarung hier durch diesen Bezug aufgenommen ist. Alternativ werden die Servosektoren mit Zonen-abhängigen Datenzellenraten geschrieben, wie in dem U.S.-Patent Nr. 5.384.671 beschrieben ist, das bereits oben erläutert wurde.
In 4 umfasst beispielsweise jeder Servosektor 68 oder jede "Speiche" ein Servoidentifikationsfeld mit eingebetteter Servoinformation, wie es dargestellt ist. Ein optionales Gleichstromlöschfeld 731 einer Größe von beispielsweise 40 Zellen (in 4 dargestellt mit der Zeit "40T" unter dem Feld) in einem sauberen Bereich auf der Platte mit im wesentlichen keinen oder wenigen Übergängen kann verwendet werden, um das Aufkommen eines Servosektors 68 zu kennzeichnen. Ein Präambelfeld 732 einer Größe von beispielsweise 160 Zellen kann in einem sich wiederholenden Muster von 2T, wie beispielsweise "––++––++––++", der gewünschten Längen geschrieben werden. Die Präambel 732 wird von Zeitsteuerungs- und Verstärkungsschleifen verwendet, um eine korrekte Verstärkung und Phasenverriegelung bezüglich des ankommenden Analogsignals einzurichten, um dadurch die Abtastquantisierung durch den A/D-Wandler 46 zu steuern. Zusammen umfassen das optionale Gleichstromlöschfeld 731 und das Präambelfeld 732 das Präambelfeld 68A von 3.
Eine Servoadressenmarke (SAM) 733 wird verwendet, um den Framing-Takt zurückzusetzen. Dem folgen beispielsweise die drei niedrigstwertigen Bits (LSBs) 734 der Spurnummer gefolgt. Die volle Speichennummer 735 ist optional, obwohl mindestens ein Informationsbit bereitgestellt werden sollte, um zu ermöglichen, dass die Rotationsposition bestimmt wird. Die gesamte Spurnummer 736 wird mindestens einmal aufgezeichnet. Die Kopfnummer (nicht gezeigt) kann ebenfalls als Teil der Servoadresseninformation aufgezeichnet werden. Zusammen umfassen die Servoadressenmarke 733, das LSB-Feld 734 und das volle Speichennummerfeld 735 das Servoidentifikationsfeld 68B von 3.
Nach der Adressierungsinformation werden Servobursts 737 aufgezeichnet, die verwendet werden, um die Kopfposition mit Bezug auf die Spurmitte zu bestimmen, wie beschrieben wurde. Beispiele einer Vielfalt von Servomustern werden hier nachstehend angegeben. Diese Muster im Feld 737 korrelieren mit dem Feld 68C von 3. Die Längen einiger oder aller Felder des Servosektors 68 können von programmierbar sein. Andere Informationsfelder können ebenfalls zwischen oder nach den Feldern aufgezeichnet werden, die beschrieben wurden.
Nun wird die breite Biphasencodierung, die für einige oder alle Digitaldatenspeicherfelder des Servosektors 68 verwendet werden kann, wie beispielsweise der Servoadressenmarke 733, dem LSB-Feld 734, dem Speichennummerfeld 735 und dem Spurnummerfeld 736, beschrieben. Beim Schreiben von Digitaldaten wird mit einem uncodierten Bit (d.h. entweder eine 0 oder eine 1) begonnen, das als "ein Symbol" bezeichnet wird. Symbole werden dann auf einer Platte durch eine Codierung aufgezeichnet, die einer Zelle ein oder mehrere Vorzeichen oder Magneten (+ oder -) zuweisen. (Etwas zweideutig können die Vorzeichen ebenfalls als entweder 0 oder 1 bezeichnet werden). Bei dem Biphasencode werden zwei Vorzeichen verwendet, und Symbole können wie folgt codiert sein:
1 -> +–
0 -> –+
Ein breiter Biphasencode (WBP-Code) mit einer 1/4-Coderate wird wie folgt definiert:
0 -> ++––
1 -> ––++
Das Gleichstromlöschfeld 731, das keine Flussübergänge aufweisen sollte, kann nicht WBP-codiert sein.
Das Präambelfeld 732 kann beispielsweise mit 40 oder einer programmierbaren Anzahl von WBP-Symbolen '1' (oder Zellen "––++"") für PLL- und AGC-Verriegelung codiert sein.
Der Servoadressenmarke ("SAM") 733 kann ein in WBP codiertes Neun-Symbolwort '000100101' sein, das den Anfang eines Servoblocks markiert. Diese SAM weist die Eigenschaft auf, dass alle Verschiebungen (Autokorrelation) in mindestens fünf Positionen nicht übereinstimmen, und ermöglicht daher zwei unabhängige Fehler ohne Verlust der Synchronisation. Wenn sie an die gerade beschriebene Präambel 732 angehängt wird, sieht die Folge wie '...1111111000100101' aus. Dies ist eine modifizierte Barker-Folge.
Die Spurnummer 736 kann eine Adresse mit 14 Symbolen oder mehr sein, die zuerst mit einem normalen Gray-Code (mit einer Coderate = 1) codiert wird, und dann kann ein Paritätssymbol hinzugefügt werden. Das Ergebnis ist WBP-codiert. Das Paritätssymbol, falls vorhanden, kann zur Suchzeit nicht verwendet werden, wobei es jedoch zur Lesezeit verwendet werden kann, um einzelne Fehler zu erfassen. Die Gray-Codierung wird verwendet, um größere Fehler zu vermeiden, wenn gleichzeitig zwei benachbarte Spuradressen gelesen werden, wenn der Lesekopf 26 zur Suchzeit zwischen Spuren ist.
Bei einem alternativen Servosektor-Layout werden Spuradressen (Spurnummern) zweimal in jeden Servosektor 68 geschrieben, und die gepaarten Spuradressen unterscheiden sich voneinander. In 6A werden ungerade Spuradressen (A1, A3, A5, A7) zuerst geschrieben, und gerade Spuradressen (A2, A4, A6, A8) werden als zweites in das geschrieben, was als radiale Spalten in der Figur erscheint. In 6B zeichnet die zweite Spalte die gleiche Spurnummer wie die erste auf, wobei jedoch die zweite Spalte mit einem Offset einer halben Spur aufgezeichnet wird. In beiden Formaten kann jede Position des Lesekopfs 26 die Adresse ohne Störung von einer benachbarten Spur in mindestens einer der beiden Spalten lesen. Aus diesem Grund wird die Gray-Codierung nicht benötigt, und man kann ECC-Felder an jede Adresse anhängen, wie gezeigt. Bei dem ersten Format (6A) beträgt die Unsicherheit eine Spur; bei dem zweiten (6B) beträgt die Unsicherheit eine halbe Spur. Beim Suchen kann man die zu lesende Spalte mittels eines Positionsfehlersignals von dem Servoburst erkennen, das eine Periode von zwei Spuren aufweist. Für diese Verwendung sollten die Servobursts nahe an den Spuradressen positioniert sein, so dass sich die radiale Position des Lesekopfs 26 nicht wesentlich von der Zeit, wenn der Kopf den Servoburst liest, und der Zeit, wenn er die Spuradressen liest, ändert.
Viterbi-Detektoren für WBP-Codes mit PR4-Targets
Der Ausgang bei Pfad 49 des adaptiven FIR-Filters 48 ist ein PR4-Target (Partial-Response-Target der Klasse IV), das eine 1 – D²-Impulse-Response aufweist, wobei D eine Verzögerung von einer Bitzelle darstellt. Wie in 7 gezeigt ist, ist die Anzahl von Zuständen, die benötigt wird, um das PR4-Target darzustellen, gleich 4. 7 zeigt das Viterbi-Detektor-Trellis-Diagramm des PR4-Targets, wobei durchgezogene Linien die WBP-Pfade und gepunktete Linien die Nicht-WBP-Pfade darstellen. Alle Pfade sind gültige PR4-Pfade. Auf dem Trellis wird jeder WBP-Pfad mit einer Bezeichnung in der Form '±/w' markiert, wobei sich '+' oder '–' auf die Magnetisierung auf der Platte bezieht (was in der Zelle geschrieben ist), und 'w' die Signalverlaufabtastung an dem Viterbi-Detektoreingang darstellt. 7 zeigt 4 Zeitschritte des Detektors von dem Anfangszustand zur Zeit k – 1, bei der die Erfassung eines WBP-codierten Symbols beginnt, bis zur Zeit k + 3, bei der sie endet. Der Magnet '–' wird ebenfalls als eine '0' und der Magnet '+' als eine '1' gezeigt. Somit bezeichnet beispielsweise der Zustand 00 (Bezugsziffer 80), dass die vorhergehenden zwei Zellen als '–' gelesen wurden.
In dem Trellis geht, wenn der Detektor im Zustand 00 (Bezugsziffer 80) zur Zeit k – 1 und der nächste Abtastwert ist, der Detektor in den Zustand 01 (Bezugsziffer 81) zur Zeit k. Der Magnet (oder äquivalent der Schreibstrom) für diesen Zweig zur Zeit k – 1 war '+', ein Übergang von dem '–' des Zustands 00, der idealerweise zu dem Abtastwert von 1 führt. Auf ähnliche Weise geht, wenn der Detektor im Zustand 11 (Bezugsziffer 83) zur Zeit k – 1 und der Abtastwert zur Zeit k – 1 ist, der Detektor in den Zustand 10 (Bezugsziffer 82) zur Zeit k. Der Magnet für diesen Zweig zur Zeit k – 1 war '–', ein negativer Übergang von dem '+' des Zustands 11, was idealerweise zu dem Abtastwert von –1 führt.
Es sei bemerkt, dass, da jedes WBP-Symbol 4 Zellen belegt, der Detektor derart betrieben werden muss, dass bekannt ist, wo jedes WBP-Symbol beginnt und endet. Diese 4-Zellen-Synchronisation wird Chunk-Synchronisation genannt.
Sobald die Chunk-Synchronisation erreicht ist, kann der Trellis mit 4 Abtastwerten auf einmal mit lediglich zwei Zustände des ursprünglichen Trellis, 00 und 11, aktualisiert werden. Daher kann der Viterbi-Detektor mit 4 Zuständen in zwei Zustände verdichtet werden, wie in 8A mit Bezugsziffern 80 bzw. 83 gezeigt ist. In 8A werden nur die Abtastwerte an dem Detektoreingang mit jedem Zweig angegeben. Es sei bemerkt, dass jeder gezeigte Abtastwert zweimal wiederholt wird. Somit kann der Trellis vereinfacht werden, indem der Durchschnitt von allen zwei ankommenden Abtastwerten genommen und dann der resultierende Strom mit der halben Taktrate verarbeitet wird. Bei dem in 8B gezeigten vereinfachten Trellis beginnen die Chunks zu Zeiten k – 1, k + 1 und k + 3. (Aufgrund der Verdichtung der Zustände wurde die Zeitachse k um einen Faktor zwei skaliert.)

Ein erster Viterbi-Detektor, der Differenzmetrik-Detektor genannt wird, für WBP-Codes mit PR4-Targets wird nun hinsichtlich der in 8B gezeigten Zustände und Übergänge beschrieben.

Es sei a0(k – 1)	eine Darstellung des Zustands des verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1, der zur Zeit k + 1 im Zustand 0 endet.
Es sei a1(k – 1)	eine Darstellung des Zustands des verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1, der zur Zeit k + 1 im Zustand 1 endet.

Es sei y(k)	die Bezeichnung des empfangenen verrauschten Abtastwerts nach der Mittelwertbildung, wie beispielsweise den Mittelwert von zwei Abtastwerten, die von dem FIR-Filter 48 am Ausgangspfad 49 zur Zeit k empfangen wurden.
Es sei m0(k)	eine Darstellung der Pfadmetrik des Zustands 0 zur Zeit k.
Es sei m1(k)	eine Darstellung der Pfadmetrik des Zustands 1 zur Zeit k.
Es sei m(k)	= m0(k) – m1(k). Dies ist die Differenzmetrik.

Der Decodieralgorithmus für den Differenzmetrik-Detektor kann in einem Pseudocode wie folgt ausgedrückt werden:
9 ist ein Blockdiagramm, das eine Implementierung des Differenzmetrik-Viterbi-Detektors für WBP-Codes zeigt. Der Block 84 berechnet a = m(k – 1) – 2y(k). Bei Block 85 werden zwei Logikwerte 0 und 1 (unwahr bzw. wahr) für x und y wie folgt berechnet: x = a > 1 und y = a < –1. Der Block 85 berechnet ebenfalls die Werte a0(k + 1) und a1(k + 1), die die Zustände der verbleibenden Pfade zur Zeit k + 1 sind, die zur Zeit k + 3 in den Zuständen 0 bzw. 1 enden. Diese werden an eine Survivor-Speichereinrichtung 86 geliefert und berechnet, wie in 8 gezeigt ist, d.h.: a0(k + 1) = NOT y,und a1(k + 1) = x
Der Block 86 implementiert eine Survivor-Speichereinrichtung für einen Standard-Viterbi-Detektor, deren Ausgang 86a der Ausgang des Detektor ist. Die Tiefe der Survivor-Speichereinrichtung wird ausgewählt, um die Leistungsanforderungen des Detektors für die hier beschriebenen Anwendungen zu erfüllen, d.h. eine Tiefe von mindestens 1 würde im allgemeinen ausreichend sein.
Ein Wert z zur Verwendung bei der Differenzmetrik-Berechnung wird im Block 87 wie folgt berechnet:
wenn (x, y) == (1, 0) z = –2y(k) – 1;
wenn (x, y) == (0, 1) z = –2y(k) + 1;
sonst z = –m(k – 1).
Der Block 88 verwendet diesen berechneten Wert z, um m(k + 1) auszugeben, das wie folgt berechnet wird: m(k + 1) = 4y(k + 1) + z.
Dieser Ausgang 88a wird in einem Register 89 um 4T (eine WBP-Symbolzeit) verzögert, und der Ausgang 89a des Registers ist der Eingangswert m(k – 1) in Block 87. (Der Anfangswert von m(k – 1) bei k = 0 ist 0.)
Ein zweiter Viterbi-Detektor, der Baumsuch-Detektor genannt wird, für WBP-Codes wird nun hinsichtlich der in 8B gezeigten Zustände und Übergänge beschrieben. Der Baumsuch-Detektor muss gezwungen werden, an einem Anfangszustand zu beginnen, da angenommen wird, dass sich die beiden verbleibenden Pfade zur Zeit k – 1 vereinigen. Die verbleibenden Pfade zur Zeit k + 1 werden dann erfasst aus:
a(k – 1), das den vereinigten verbleibenden Pfad zur Zeit k – 1 darstellt, und
y(k), y(k + 1), y(k + 2), und y(k + 3) die entzerrten und gemittelten Abtastwerte, wie sie beispielsweise am Ausgang 49 des FIR-Filters 48 erzeugt werden, sind.
Im Kontext der Servosektorfelder ist die Anforderung, dass der Baumsuch-Detektor in einem bekannten Zustand startet, vernünftig, da der Zustand beispielsweise durch ein bekanntes Feld, wie beispielsweise das Präambelfeld 732, erzwungen werden kann.
Der Decodieralgorithmus für den Baumsuch-Detektor kann in einem Pseudocode wie folgt ausgedrückt werden:
Wie oben ist bei diesen Berechnungen logisch unwahr eine arithmetische 0 und logisch wahr eine arithmetische 1.
10 ist ein Blockdiagramm, das eine Implementierung des Baumsuch-Viterbi-Detektors für WBP-Codes zeigt. Die Blöcke 91 und 92 berechnen die metric1 bzw. metric2, wie oben definiert ist. An den Eingängen 90a und 90b empfängt der Block 90 Abtastwerte y(k + 1) bzw. y(k), und berechnet aus diesen y(k) – 2y(k + 1). Dies wird an Eingängen 91b des Blocks 91 und 92a des Blocks 92 bereitgestellt. Am Eingang 91a empfängt der Block 91 ebenfalls den Abtastwert y(k + 1) und am Eingang 92b empfängt der Block 92 den Abtastwert y(k + 3). Die metric1 wird am Pfad 91c an dem Block 93 ausgegeben. Die metric2 wird am Pfad 92c an dem Block 93 ausgegeben. Der Block 93 berechnet a(k + 1), der Ausgang an dem Pfad 93a, wie in dem obigen Pseudocode dargelegt, aus der metric1, metric2 und a(k – 1). Der Ausgang 93a des Blocks 93 ist der Eingang in das 4T-Verzögerungsregister 94, das a(k – 1) dem Block 93 an dem Pfad 94 bereitstellt.
Viterbi-Detektoren für WBP mit EPR4-Targets
In 11 wird die Implementierung eines Viterbi-Detektors betrachtet, der WBP-codierte EPR4-Targets erfasst. Das EPR4-Target umfasst eine 1 + D-D2-D3-Impulse-Response. Die Anzahl von Zuständen, die benötigt werden, um das EPR4-Target darzustellen, ist B. 11 ist ein Trellis-Diagramm eines EPR4-Kanals, wobei breite Biphasenpfade hervorgehoben sind. Dieses Diagramm entspricht dem Diagramm für einen PR4-Kanal, der in 6 gefunden wird, mit dem Unterschied, dass es 8 Zustände und 5 mögliche Abtasteingaben gibt: –4, –2, 0, 2 und 4.
In 12A kann, sobald die Chunk-Synchronisation erreicht ist, der EPR4-Trellis mit 4 Abtastwerten auf einmal aktualisiert werden, wobei nur zwei davon Zustände des ursprünglichen Trellis sind. Die ursprünglichen Zustände 100 und 011 werden in 0 bzw. 1 in 12A umbenannt, und nur die Abtastwerte an dem Viterbi-Detektoreingang werden an den Zweigen gezeigt. Das Trellis-Diagramm kann weiter vereinfacht werden, wie in 12B gezeigt, indem die ankommenden Abtastwerte durch 2 geteilt werden.
Wie bei dem vereinfachten Trellis von 8B werden nun zwei Viterbi-Detektoren basierend auf 12B für WBP-Codes mit EPR4-Targets beschrieben.

Der erste Detektor, ein Differenzmetrik-Detektor, entspricht im wesentlichen dem in Verbindung mit 9 beschriebenen Differenzmetrik-Detektor.

Es sei a0(k – 1)	eine Darstellung des Zustands des verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1, der zur Zeit k + 3 im Zustand 0 endet.
Es sei a1(k – 1)	eine Darstellung des Zustands des verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1, der zur Zeit k + 3 im Zustand 1 endet.
Es sei y(k)	die Bezeichnung des empfangenen verrauschten Abtastwerts, wie beispielsweise den Mittelwert von zwei von dem FIR-Filter 48 am Ausgangspfad 49 zur Zeit k empfangenen Abtastwerten nach Skalieren auf Idealwerte –2, –1, 0, 1 und 2.
Es sei m0(k)	eine Darstellung der Pfadmetrik des Zustands 0 zur Zeit k.
Es sei m1(k)	eine Darstellung der Pfadmetrik des Zustands 1 zur Zeit k.
Es sei m(k)	= m0(k) – m1(k). Dies ist die Differenzmetrik.

Der Decodieralgorithmus für den Differenzmetrik-Detektor kann in einem Pseudocode wie folgt ausgedrückt werden:
Wie bei dem Differenzmetrik-Viterbi-Detektor für WBP mit PR4-Targets würde eine Survivor-Speichereinrichtung mit einer Tiefe von drei im allgemeinen für die hier beschriebenen Anwendungen ausreichend sein.
Der zweite Baumsuch-Viterbi-Detektor für WBP-Codes mit EPR4-Targets wird nun beschrieben. Beim Beschreiben des Baumsuch-Detektors wird angenommen, dass sich die beiden verbleibenden Pfade zur Zeit k – 1 vereinigen. Die verbleibenden Pfade zur Zeit k + 3 werden dann erfasst aus:
a(k – 1), das den vereinigten verbleibenden Pfad zur Zeit k – 1 darstellt; und
y(k), y(k – 1) ... y(k – 7), die entzerrten und gemittelten Abtastwerte, wie sie beispielsweise an dem Ausgang des 1 + D-Filters 50 erzeugt werden.
Der Decodieralgorithmus für den Baumsuch-Detektor kann in einem Pseudocode wie folgt ausgedrückt werden:
Wie bei dem Baumsuch-Detektor für WBP mit PR4-Targets weist dieser Detektor für EPR4-Targets keine Survivor-Speichereinrichtung auf.
In 1 kann ein Viterbi-Detektor 60 zur PRML-Erfassung von WBP-Codes mit EPR4-Targets verwendet werden, um alle WBP-codierte Digitalinformation in dem Servo-Detektor, wie beispielsweise Spurnummer, Kopfnummer und Sektornummer, zu erfassen. Der Viterbi-Detektor 60 kann ein Differenzmetrik-Detektor oder ein Baumsuch-Detektor sein, wie oben in Verbindung mit 11, 12A und 12B beschrieben, oder ein herkömmlicher Viterbi-Detektor sein. Alternativ können anstelle eines EPR4-Detektors WBP-codierte Daten in dem Servo-Detektor durch einen Viterbi-Detektor für WBP-Codes mit PR4-Targets, wie beispielsweise dem Differenzmetrik-Detektor oder dem oben in Verbindung mit 7, 8A, 8B, 9 und 10 beschriebenen Baumsuch-Detektor, oder durch einen herkömmlichen Viterbi-Detektor decodiert werden.
In 1 empfängt ein digitaler Servoburst-Detektor 54 ebenfalls das EPR4-Target-Ausgangssignal von dem 1 + D-Filter 50. Alternativ kann der Burst-Detektor 54 ein PR4-Target von dem FIR-Filter 48 empfangen, bei dem Burstformate verwendet werden, die mit einem PR4-Target erfasst werden können.
In 13A–13E werden fünf Servoburstformate beschrieben. Die Mitten der Datenspuren werden durch TK0, TK1, TK2, und TK3 angegeben. Die Bursts in jedem Format wiederholen sich mit einer Periode von zwei Spuren. Das erste Format, das das Format vom Typ I genannt wird, d.h. volle Spurbursts, ist diagrammartig in 13A dargestellt. Die Bursts A, B und C (und optional D) vom Typ I werden geschrieben, so dass sie eine Datenspur breit sind. Da der Schreibkopf geringer als diese breit ist, werden die Bursts in mindestens zwei Läufen geschrieben, und mindestens ein Löschband (nicht gezeigt) wird in jedem Burst gefunden werden. Es gibt ebenfalls ein Löschband (nicht gezeigt) beispielsweise zwischen Burst A und Burst C, das entlang TK1 läuft.
Das zweite Format, das das Format vom Typ II genannt wird, d.h. schmale Bursts, ist diagrammartig in 13B dargestellt. In diesem Format wird jeder Burst E, F, G und H nur einmal geschrieben; somit gibt es kein Löschband in dem Burst. Der Abstand zwischen radial benachbarten Bursts (wie beispielsweise E und F) beträgt die Hälfte einer Spurbreite. Der Schreibkopf wird im allgemeinen diese Breite überschreiten, so dass jeder Burst sich normalerweise über eine Spurmitte erstrecken wird.
Sowohl bei den Formaten des Typs I als auch des Typs II sind die Bursts selber normalerweise Sinuskurven mit konstanter Frequenz und Amplitude.
Das dritte Format, das das antipodale Format genannt wird, wird diagrammartig in 13C dargestellt. Bei diesem Format werden die Bursts – J, K, L und M – in dem Format des Typs I geschrieben, um beispielsweise den zwischen den Bursts A und B freigelassenen Raum zu füllen (13A). Die nicht aufgezeichneten Bereiche werden mit einem sinusförmigen Signalverlauf entgegengesetzter (oder antipodaler) Polarität gefüllt. Somit ist, wenn das Signal im Burst J sin(x) ist, das Signal im Burst K –sin(x). Die Signalverläufe in den Bursts L und M entsprechen denen der Bursts J und K.
Anders als bei der Situation mit Typ I und Typ II ist die Phaseninformation im antipodalen Format bedeutsam. Somit wird das PLL verriegelt, während dieses Burst-Formats gelesen wird, um die Phaseninformation nicht zu "korrigieren". Aus dem gleichen Grund ist dieses Format Fehlern unterworfen, die von dem Löschband in dem Burst, der radialen Phaseninkohärenz und akkumuliertem Phasenfehler entstehen. Um dem Plattenlaufwerk zu ermöglichen, die Wirkung derartiger Fehler zu begrenzen, kann ein optionales Resynchronisationsmuster (nicht gezeigt) vor den Bursts selber aufgezeichnet werden.
Das vierte Format, das das komprimierte Format genannt wird, ist diagrammartig in 13D dargestellt. Dieses Format ist dem Typ 1 in der Form ähnlich, mit dem Unterschied, dass, anders als bei der Situation mit den anderen Formaten, die Servoinformation im komprimierten Format auf Speichenspuren SPOKE TK0, SPOKE TK1, SPOKE TK2 und SPOKE TK3 geschrieben wird, die nicht den Datenspuren entsprechen, die hier mit DATA TK0, DATA TK1 und DATA TK2 bezeichnet werden. Jeder Burst P, Q und R wird nur einmal geschrieben; somit gibt es kein Löschband in den Bursts, und die Bursts sind nichtsdestotrotz die volle Breite der Servospur. Es sei bemerkt, dass mit diesem Format beim Verfolgen einer ungeraden nummerierten Datenspur, wie beispielsweise der Spur DATA TK1, das Plattenlaufwerk keiner Servospurmitte folgen wird. Tatsächlich wird der Kopf idealerweise genau zwischen zwei Servospuren platziert, und die Zweispur-Periodizität des Burstformats muss verwendet werden, um die Spurnummerzweideutigkeit zwischen den Graycodierten Nummern aufzulösen, die von den Speichenspuren SPOKE TK1 und SPOKE TK2 empfangen wurden, während die Datenspur DATA TK1 verfolgt wird.
Das fünfte Format, das das Frequenzformat genannt wird, ist diagrammartig in 13E dargestellt. Bei diesem Format werden anders als bei den zuvor beschriebenen die Burstsignalverläufe nicht alle bei einer Frequenz aufgezeichnet. Wie bei dem antipodalen Format werden Frequenzformatbursts über die volle radiale Breite der Halbspuren aufgezeichnet. Wie in 13E dargestellt ist, wird die radiale Folge von Bursts S, T, U und V als Sinuskurven mit Winkelfrequenzen w1 und w2 aufgezeichnet, so dass die Form der Folge von Bursts ist: S ist sinw1t; T ist sinw2t; U ist –sinw1t und V ist –sinw2t. Die beiden Frequenzen müssen unterschiedlich sein und sollten ausgewählt werden, um keine überschneidenden Oberwellen aufzuweisen.
In 14A bis 14B wird der Burst-Detektor 54 unterschiedliche Formen abhängig von dem Format annehmen, in denen die Servobursts aufgezeichnet sind. In 14A ist der Burst-Detektor 541 für synchrone Formate, wie beispielsweise das antipodale Format und das Frequenzformat, nützlich. Ein Multiplizierer 542 multipliziert die EPR-Abtastsignalverläufe mit einer Sinuswelle 1 0 –1 0. Das Ergebnis wird durch einen Addierer 543 in einem Register 544 akkumuliert. Der Ausgang des Detektors von dem Register 544 stellt die vorzeichenbehaftete Amplitude des (im allgemeinen) Verbundsignals dar, das durch zwei radial benachbarte Bursts, wie beispielsweise Burst K und J von 13C, erzeugt wird. Dieser Ausgang wird idealerweise Null sein, wenn der Lesekopf genau zwischen den beiden Bursts und beispielsweise auf der Spur TK1 ist.
In 14B ist der Burst-Detektor 55 für nicht-synchrone Burst-Formate, wie beispielsweise dem Typ I, dem Typ II und den komprimierten Formaten, nützlich. Der Burst-Detektor 55 berechnet einen Phasenamplitudenvektor des Burstsignals durch Multiplizieren der EPR4-Abtastsignalverläufe mit zwei orthogonalen Sinuswellen mit einem Phasenoffset von 90°, wobei die erste Sinuswelle 1 0 –1 0 bei dem Multiplizierer 551, dem Addierer 552 und dem Akkumulationsregister 553 verwendet wird; die zweite orthogonale Sinuswelle 0 –1 0 1 wird bei dem Multiplizierer 554, dem Addierer 555 und dem Akkumulationsregister 556 verwendet. Das Ergebnis dieses Prozesses ist ein Phasenamplitudenvektor, dessen reeller Teil im Register 553 und dessen imaginärer Teil im Register 556 ist. Wenn der Burst gelesen wurde, wird die Energie des Burst als die Quadratwurzel (Schaltung 560), der Summe (Addierer 559), der Quadrate des reellen Teils (Schaltung 557) und des imaginären Teils (Schaltung 558) des Phasenamplitudenvektors berechnet. Diese berechnete Energie schätzt das Ausmaß der Überlappung zwischen dem Burst und dem Lesekopf und wird später verwendet, um die Kopfposition mit Bezug auf das sich wiederholende Zweispur-Burstmuster zu schätzen. (Es sei bemerkt, dass bei dem nicht-synchronen Typ I, Typ II und komprimierten Burstformaten, die betrachtet werden, keine zwei Bursts radial benachbart sind, so dass der Burst-Detektor nur einen Burst aufweisen wird, der auf einmal zu verarbeiten ist.)
Zwei alternative Burst-Detektoren für das Frequenz-Format werden nun beschrieben. Die erste Alternative arbeitet als ein Paar von Burst-Detektoren 541, der in 14A dargestellt ist. Der Sinuswelleneingang in dem ersten Detektor des Paars umfasst als Eingang in den Multiplizierer 542 eine Sinuswelle mit einer Winkelfrequenz von w1; der Sinuswelleneingang in den Multiplizierer des zweiten Detektors 542 weist eine Winkelfrequenz von w2 auf. Der Ausgang jedes Detektors ist die vorzeichenbehaftete Amplitude des Burstsignals bei der entsprechenden Winkelfrequenz, und diese vorzeichenbehafteten Amplituden werden verglichen, um die Position des Lesekopfes zu schätzen.
Der zweite alternative Burst-Detektor für das Frequenzformat ist im Gegensatz zu der gerade beschriebenen erste Alternative nicht gegen radiale Phaseninkohärenz oder Phasenfehler empfindlich. Die zweite Alternative dupliziert den Betrieb eines Paars der in 14B dargestellten Burst-Detektoren 55. Der Sinuswelleneingang in Multiplizierer 551 und 554 bei dem ersten Detektor des Paars von Detektoren weist eine Winkelfrequenz von w1 auf; die Sinuswelleneingänge für die Multiplizierer des zweiten Detektors 551 und 554 weisen eine Winkelfrequenz von w2 auf. Die Ausgänge der beiden Detektoren, wobei jeder die vorzeichenbehaftete Amplitude des Burstsignals bei der entsprechenden Frequenz schätzt, werden verglichen, um die Position des Lesekopfes zu schätzen.
Ein weiterer alternativer Burst-Detektor und ein zugeordnetes synchrones Servo-Burstmuster wird in der genannten U.S.-Patentanmeldung mit der Seriennummer 08/320.540, die von Fischer et al. am 01. Oktober 1994 eingereicht wurde, mit dem Titel: "Synchronous Detection of Concurrent Servo Bursts for Fine Head Position in Disk Drive" beschrieben, die nun das U.S.-Patent Nr. 5.576.906 ist.

Claims

Plattenlaufwerk (10) mit: mindestens einer sich drehenden Datenspeicherplatte (16), wobei die Platte eine Hauptoberfläche aufweist, die Aufzeichnungsspuren (71) festlegt, die in Datensektoren (70-1–70-4) durch enge Servospeichen (68) aufgeteilt sind; wobei ein Datensektor einer Aufzeichnungsspur zum Aufzeichnen mit Benutzerdaten, die in Übereinstimmung mit einem Code codiert sind, einen vorbestimmten Abstand und eine Benutzerdatencoderate aufweist; wobei eine Servospeiche des Aufzeichnungsbereiches mindestens ein Servoinformationsfeld aufweist, das in einem breiten Biphasenmuster mit einer Servocoderate codiert ist, die ein Viertel der Benutzerdatencoderate ist; mit einem synchron abtastenden Datenerfassungskanal mit: einem Datenwandlerkopf (26), der durch einen servogesteuerten Aktuator (30) über der Aufzeichnungsspur positioniert wird; einem Vorverstärker (28) zum Empfangen elektrischer Analogsignale, die magnetisch durch den Datenwandlerkopf aus Flussübergängen induziert werden, die in mindestens dem Servoinformationsfeld vorhanden sind; einer digitalen Abtastvorrichtung (46) zum synchronen Abtasten der elektrischen Analogsignale, um digitale Abtastwerte zu erzeugen; und mit einem Viterbi-Detektor (60, 62), der gekoppelt ist, um digitale Abtastwerte von dem synchronen Abtastdatenerfassungskanal (49, 51) zu empfangen, um ein codiertes breites Biphasenmuster als eine Servodatenfolge maximaler Wahrscheinlichkeit zu decodieren.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem der Viterbi-Detektor (60, 62) einen Differenzmetrikdetektor umfasst.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 2, bei dem der Differenzmetrik-Viterbi-Detektor (60, 62) umfasst: eine Differenzschaltung (84), die verbunden ist, um zweimal einen momentanen breiten codierten Biphasen-Servoinformations-Abtastwert, der von dem Kanal (49, 51) empfangen wurde, von einer Differenzmetrik zu subtrahieren, um einen Differenzwert zu erzeugen; eine erste Recheneinrichtung (85), die verbunden ist, um den Differenzwert zu empfangen, um eine Mehrzahl von logischen Werten, einen ersten Zustand eines verbleibenden Pfads und einen Zustand eines zweiten verbleibenden Pfads zu berechnen; eine verbleibende Speichereinheit (86), die mit der ersten Recheneinrichtung verbunden ist, um die ersten und zweiten Zustände zu empfangen, und die eine vorbestimmte Pfadlänge zum Ausgeben erfasster Servoinformation aufweist; eine Differenzmetrikrecheneinrichtung (87), die mit der ersten Recheneinrichtung verbunden ist, um die Mehrzahl von logischen Werten, die Differenzmetrik und den momentanen Abtastwert zu empfangen, um einen momentanen Differenzmetrikwert zu berechnen; und ein Verzögerungsregister (89) zum Empfangen und Verzögern des momentanen Differenzmetrikwerts um ein breites Biphasentaktintervall, um die Differenzmetrik zu erzeugen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 2, bei dem der Differenzmetrik-Viterbi-Detektor (60, 62) umfasst: eine Differenzschaltung (84), die verbunden ist, um zweimal einen momentanen codierten Biphasen-Servoinformations-Abtastwert y(k) zu subtrahieren, der von dem Kanal (49, 51) von einer Differenzmetrik m(k – 1) empfangen wurde, um einen Differenzwert a zu erzeugen; eine erste Recheneinrichtung (85), die verbunden ist, um den Differenzwert a zu empfangen, um logische Werte 0 und 1 für x und y in Übereinstimmung mit x = a > 1 und y = a < 1 und um einen Zustand eines verbleibenden Pfads zur Zeit k + 1, der zur Zeit k + 3 in einem Zustand 0 endet, wenn a0(k + 1) = NOT y, und um einen Zustand eines verbleibenden Pfads zur Zeit k + 1, der zur Zeit k + 3 im Zustand a1 endet, wenn a1(k + 1) = x, zu berechnen; eine Überlebens-Speichereinheit (86), die mit der ersten Recheneinrichtung verbunden ist, um Zustände a0(k + 1) und a1(k + 1) zu empfangen, und die eine vorbestimmte Pfadlänge zum Ausgeben erfasster Servoinformation aufweist; eine Roh-Differenzmetrikrecheneinrichtung (88), die mit der ersten Recheneinrichtung verbunden ist, um x und y zu empfangen, und verbunden ist, um die Differenzmetrik m(k – 1) und den momentanen Abtastwert y(k) zu empfangen, um eine Roh-Differenzmetrik z in Übereinstimmung mit: wenn (x, y) == (1, 0), dann z = –2y(k) – 1 wenn (x, y) == (0, 1), dann z = –2y(k) + 1 ansonsten z = –m(k – 1); zu berechen; eine Zwischendifferenz-Metrikrecheneinrichtung (88), die verbunden ist, um die Roh-Differenzmetrik z und einen zeiteingestellten Abtastwert y(k + 1) zu empfangen, um eine momentane Differenzmetrik m(k + 1) = 4y(k + 1) + z zu berechnen; und ein Verzögerungsregister (89) zum Empfangen und Verzögern der momentanen Differenzmetrik m(k + 1) um einen breiten Biphasentaktintervall, um die Differenzmetrik m(k – 1) zu erzeugen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 4, bei dem der synchrone Abtastdatenerfassungskanal ein Finite-Impulse-Response-Filter (48) aufweist, das auf ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV eingestellt ist, und wobei die Differenzschaltung (84) verbunden ist, um entzerrte digitale Abtastwerte von einem Ausgang des Finite-Impulse-Response-Filters zu empfangen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 2, bei dem der Kanal (51) auf ein EPR4-Targetspektrum entzerrt ist, und wobei der Viterbi-Detektor (60) die breite codierte Biphasen-Servoinformation in Übereinstimmung mit dem folgenden erfasst:
wobei a0(k – 1) einen Zustand eines verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1 darstellt, der zur Zeit k + 3 in einem Zustand 0 endet; a1(k – 1) einen Zustand eines verbleibenden Pfads zur Zeit k – 1 darstellt, der zur Zeit k + 3 in einem Zustand 1 endet; y(k) einen empfangenen verrauschten Abtastwert bezeichnet, wie beispielsweise den Mittelwert von zwei Abtastwerten zur Zeit k, nachdem auf ideale Werte –2, –1, 0, 1 und 2 skaliert wurde; m0(k) eine Pfadmetrik des Zustands 0 zur Zeit k darstellt; m1(k) eine Pfadmetrik von Zustand 1 zur Zeit k darstellt; und m(k) = m0(k) – m1(k) die Differenzmetrik ist.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem der Viterbi-Detektor (60, 62) ein Baumsuchdetektor ist.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 7, bei dem der Baumsuch-Viterbi-Detektor (60, 62) umfasst: eine Differenzschaltung (90), die mit dem Kanal (49, 51) verbunden ist, um zweimal einen Einheitswert-eingestellten breiten codierten Biphasen-Servoinformations-Abtastwert y(k + 1) zu empfangen und diesen von einem momentanen Abtastwert y(k) zu subtrahieren, um einen Differenzwert a zu erzeugen; eine erste Metrikrecheneinrichtung (91), die verbunden ist, um den Differenzwert a und einen Zweieinheitszeiteingestellten Abtastwert y(k + 2) zu empfangen, um eine erste metric1 = y(k) – 2y(k + 1) + y(k + 2) zu berechnen und auszubringen; eine zweite Metrikrecheneinrichtung (93), die verbunden ist, um den Differenzwert a und einen Dreieinheitszeiteingestellten Abtastwert y(k + 3) zu empfangen, um eine zweite metric2 = y(k) – 2y(k + 1) + 2y(k + 3) zu berechnen und auszubringen; und eine Baumsuchrecheneinrichtung (93) zum Empfangen der metric1, metric2 und eines Detektorausgangswerts a(k – 1) zum Berechnen eines Zwischenwerts a(k + 1) in Übereinstimmung mit:
und ein Verzögerungsregister (94) zum Empfangen und Verzögern des Zwischenwerts a(k + 1) um ein breites Biphasentaktintervall, um den Detektorausgangswert a(k – 1) zu erzeugen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 7, bei dem der synchrone Abtastdatenerfassungskanal (49) ein Finite-Impulse-Response-Filter (48) aufweist, das auf ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV eingestellt ist, und wobei die Differenzschaltung (90) verbunden ist, um entzerrte digitale Abtastwerte von einem Ausgang des Finite-Impulse-Response-Filters zu empfangen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem der synchrone Abtastdatenerfassungskanal ein Finite-Impulse-Response-Filter (48) zum Filtern von digitalen Abtastwerten in Übereinstimmung mit einer 1 – D²-Impulse-Response (Partial-Response, Klasse IV), wobei D eine Einbit-Zellenverzögerung darstellt, und ein 1 + D-Filter (50), das stromabwärts von dem Finite-Impulse-Response-Filter verbunden ist, um digitale Abtastwerte bereitzustellen, die in Übereinstimmung mit einer 1 + D-D²-D³-Impulse-Response (EPR4) gefiltert sind, umfasst, und wobei der Viterbi-Detektor (60) verbunden ist, um entzerrte breite Biphasen-EPR4-Abtastwerte von einem Ausgang des 1 + D-Filters zu empfangen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 10, bei dem der Viterbi-Detektor (60) verbleibende Pfade zu einer Zeit k + 3 in Übereinstimmung mit folgenden Schritten erfasst:
wobei a(k – 1) den eingemischten verbleibenden Pfad zur Zeit k – 1 darstellt; und y(k), y(k – 1) ... y(k – 7) entzerrte und Bemittelte breite codierte Biphasen-Servoinformations-Abtastwerte darstellen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem die Servospeiche (68) mehrere Servoinformationsfelder umfasst, die in breiter Biphase codiert sind.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem die in den mehreren Servoinformationsfeldern aufgezeichneten breiten Biphasenmagnetmuster ++–– für einen Binärnull-Informationswert und ––++ für einen Binäreins-Informationswert sind.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 13, bei dem die mehreren Servoinformationsfelder ein Servoadressenmarkiermuster umfassen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 14, bei dem das Servoadressenmarkiermuster ein Neun-Symbolwort 000100101 (binär) ist, um den Anfang eines Servoblocks zu markieren.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem mindestens ein Servoinformationsfeld ein Spurnummer-Binärmuster vorbestimmter Bitlänge umfasst, wobei das Muster als ein breiter Biphasencode codiert und dann als ein Gray-Code mit einer Coderate von 1 decodiert wird.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 16, bei dem das Spurnummerbinärmuster ein Paritätssymbol aufweist und ferner Mittel zum Empfangen und Decodieren des Spurnummerbinärmusters und zum Prüfen des Paritätssymbols umfasst.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, bei dem mindestens eine Servoinformationsfeld zwei Spurnummerbinärmuster vorbestimmter Bitlänge, eine erste Spurnummer, die eine Adresse der Spur ist, und eine zweite Spurnummer, die eine Adresse einer zweiten Spur benachbart der Spur ist, umfasst.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 18, bei dem die zweite Spurnummer mit einem Versatz einer halben Spur, der sich in die zweite Spur erstreckt, aufgezeichnet wird.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 19, bei dem das mindestens eine Servoinformationsfeld ferner Fehlerkorrekturcodewerte umfasst, die mit Bezug auf die ersten und zweiten Spurnummern berechnet wurden, und ferner eine Fehlerkorrekturcodedecodier- und Korrekturschaltungsanordnung umfasst, die mit dem synchronen Abtastdatenerfassungskanal zum Decodieren, Prüfen und Korrigieren der decodierten Werte der ersten und zweiten Spurnummern gekoppelt ist.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 1, ferner mit: einem Partial-Response-Filter (48) zum Filtern der digitalen Abtastwerte in ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV, um EPR4-Abtastwerte zu erzeugen; und einem 1 + D-Filter (50), wobei D ein Einheitsverzögerungsoperator ist, der verbunden ist, um die EPR4-Abtastwerte in EPR4-Targetwerte zu filtern; wobei die Servospeiche (68) ferner mindestens ein Präambelfeld aufweist, und wobei der Viterbi-Detektor ein breiter Biphasen-Viterbi-Detektor ist, der verbunden ist, um die EPR4-Targetabtastwerte zu empfangen und zu decodieren, die von dem Servoinformationsfeld als wahrscheinlichste Servoinformationsbinärwerte genommen wurden.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 4, bei dem der Kanal ein Finite-Impulse-Response-Filter (48) aufweist, das auf ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV eingestellt ist, und wobei die Differenzschaltung (84) verbunden ist, um Abtastwerte von einem Ausgang des Finite-Impulse-Response-Filters zu empfangen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 8, bei dem der Kanal ein Finite-Impulse-Response-Filter (48) aufweist, das auf ein Partial-Response-Targetspektrum der Klasse IV eingestellt ist, und wobei die Differenzschaltung (90) verbunden ist, um Abtastwerte von einem Ausgang des Finite-Impulse-Response-Filters zu empfangen.
Plattenlaufwerk (10) gemäß Anspruch 7, bei dem der Kanal auf ein EPR4-Targetspektrum entzerrt wird, der Detektor (60) zum Erfassen der breiten codierten Biphasen-Servoinformation ist, wobei sich zwei verbleibende Pfade zu einer Zeit k – 1 vermischen, und wobei verbleibende Pfade zu einer Zeit k + 3 in Übereinstimmung mit den folgenden Schritten erfasst werden:
wobei a(k – 1) den gemischten verbleibenden Pfad zur Zeit k – 1 darstellt; und y(k), y(k – 1) ... y(k – 7) entzerrte und Bemittelte breite codierte Biphasen-Servoinformations-Abtastwerte darstellen.