DE69634614T2

DE69634614T2 - Spreizspektrumübertragungsgerät

Info

Publication number: DE69634614T2
Application number: DE69634614T
Authority: DE
Inventors: Naoki Nara-shi Okamoto; Yasuhiro Ichihara-shi Hamaguchi; Minoru Ichihara-shi Kubota
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1995-08-11
Filing date: 1996-08-12
Publication date: 2006-03-02
Anticipated expiration: 2016-08-13
Also published as: EP0758823B1; EP1058411A2; EP1067699A3; DE69636730T2; EP1058399B1; EP1505754A3; EP0758823A3; EP0758823A2; EP1058411A3; DE69634614D1; EP1058399A2; DE69636730D1; EP1067699A2; US5960028A; EP1058399A3; EP1067724A3; EP1505754A2; EP1067724A2

Description

Die Erfindung betrifft ein Spreizspektrums-Übertragungssystem, das eine Beeinträchtigung der Übertragungsleistungsfähigkeit verhindern kann, während eine gemultiplexte Hochgeschwindigkeitsübertragung realisiert wird.
Beschreibung der hintergrundbildenden Technik
Übertragungsvorgänge unter Verwendung eines schmalbandigen Modulationssystems werden herkömmlicherweise auf dem Gebiet der Datenübertragung verwendet. Ein derartiges System ist dahingehend vorteilhaft, dass die Demodulation beim Empfänger durch eine relativ kleine Schaltung ausgeführt werden kann. Jedoch besteht ein Nachteil darin, dass es schwach gegenüber Mehrpfadfading und schmalbandigem Farbrauschen in einem Raum (Büro, Fabrik oder dergleichen) ist.
Demgegenüber wird bei einem Spreizspektrums-Übertragungssystem ein Datenspektrum durch einen Spreizcode aufgespreizt und die Daten werden in einem breiten Band übertragen. Daher kann der oben genannte Nachteil beseitigt werden.
In Japan wurde die Verwendung des ISM-Bands bei 2,45 GHz genehmigt, und es wird gerade der praktischen Verwendung zugeführt. Das zulässige Band innerhalb des ISM-Bands bei 2,45 GHz ist die Bandbreiten von 26 MHz mit einer Spreizrate von mindestens zehn. Demgemäß beträgt, wenn beispielsweise BPSK-Modulation verwendet wird, die Rate übertragbarer Daten ungefähr 1,3 MHz.
Andererseits wurde eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit gewünscht, und zu diesem Zweck wurde Multiplex-Übertragung erforderlich. Für diese Multiplex-Übertragung wurde ein Verfahren vorgeschlagen, bei dem Daten durch denselben Spreizcode aufgespreizt werden und der Spreizcode mit einer Verzögerung gemultiplext wird. Dies wird detailliert beschrieben.
Die 123 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems zeigt. Gemäß der 123 verfügt der Sender des herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems über einen Seriell/parallel-Wandlerabschnitt 461, Multiplizierer 463, 465, 467, Verzögerungsschaltungen 469, 471, 473, einen Spreizcodegenerator (PN-Generator) 475, eine Synchronisierschaltung 477, einen Addierer 479, einen Verstärker 481, einen Ortsoszillator 483, einen Spreizcodegenerator zur Synchronisierung (PN-Generator zur Synchronisierung) 485, einen Multiplizierer 487 und eine Mischschaltung 489.
Beim Sender des herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems werden serielle Grundbanddaten S durch den Seriell/parallel-Wandlerabschnitt 461 in N kanalparallele Daten gewandelt. Indessen wird ein durch den PN-Generator 475 erzeugter erster Spreizcode in Verzögerungsschaltungen 469 bis 473 vom N-Typ eingegeben. Die Verzögerungszeit wird so ausgewählt, dass sie kürzer als eine Zykluszeit des Spreizcodemusters ist, und jeweilige Verzögerungsschaltungen verfügen über voneinander verschiedene Verzögerungszeiten.
Der PN-Generator 485 zur Synchronisierung erzeugt einen zweiten Spreizcode synchron mit dem ersten Spreizcode. Der zweite Spreizcode wird zur Erfassung und Verfolgung synchron mit der Empfangsseite verwendet.
Die vom Seriell/parallel-Wandlerabschnitt 461 ausgegebenen N kanalparallelen Daten werden mit dem ersten Spreizcode vom N-Typ mit verschiedenen Phasen durch Multiplizierer 463 bis 467 gespreizt und moduliert. Die gespreizten und modulierten Daten werden im Addierer 479 einer analogen Addition unterzogen und in Daten für 1 Kanal gewandelt.
Die Mischschaltung 489 mischt das Ausgangssignal des PN-Generators 485 zur Synchronisierung sowie ein Ausgangssignal des Ortsoszillators 483, und der Multiplizierer 487 multipliziert das Ausgangssignal des Addierers 479 mit dem Ausgangssignal der Mischschaltung 489. Die multiplizierten Daten werden durch den Verstärker 481 verstärkt und über eine nicht dargestellte Antenne von einem nicht dargestellten Duplexer als Funksignal nach außen gesendet.
Der Sender des herkömmlichen, oben beschriebenen Spreizspektrums-Übertragungssystems ist in der japanischen Patentoffenlegung Nr. 4-360434 offenbart. In diesem offengelegten Patent ist es erwähnt, dass die Verzögerungsschaltung 469 bis 473 voneinander verschiedene Verzögerungszeiten zeigen. Jedoch ist es nicht offenbart, dass die Verzögerung mindestens 1 Chip beträgt. Wenn die Verzögerung 1 Chip oder weniger beträgt, ist es möglich, dass korrelierte Ausgangssignale im Empfänger überlappen, was die Fehlerratencharakteristik beeinträchtigt. Dies wird detaillierter beschrieben. (Übrigens bedeutet der Begriff "Chip" wie oben und in dieser ganzen Beschreibung verwendet, die Zeit für 1 Bit eines bei Spreizspektrums-Übertragung verwendeten PN-Codes. Der Begriff "Chip" wird dazu verwendet, das Bit des PN-Codes vom Bit der zu übertragenden Daten zu unterscheiden. Zum Beispiel enthält der PN-Code 0101001 7 Chips.)
Die 124 zeigt korrelierte Ausgangssignale auf der Empfängerseite, wenn die auf der Sendeseite bereitgestellte Verzögerung innerhalb von 1 Chip liegt. Die Abszisse repräsentiert die Zeit t. Aus der 124 ist es ersichtlich, dass zwei korrelierte Signalverläufe überlappen. In diesem Fall sind an einem Abtastpunkt SP wegen des Einflusses einer Signalkomponente (der durch den Pfeil a repräsentierte Abschnitt) im Überlappungsabschnitt korrelierte Ausgangssignale beeinträchtigt, und demgemäß ist auch die Fehlerratencharakteristik zum Empfangszeitpunkt beeinträchtigt. Dies, da die Autokorrelationscharakteristiken der zwei korrelierten Signalverläufe unabhängig sind, wenn die Signalverläufe um mindestens 1 Chip voneinander getrennt sind, sie jedoch nicht unabhängig sind, wenn die Signalverläufe nicht um mindestens 1 Chip voneinander getrennt sind.
Beim Sender des herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems wird der erste Spreizcode verzögert und dieser verzögerte erste Spreizcode wird mit parallel-gewandelten Daten multipliziert, um eine Spreizung zu realisieren. Bei diesem Verfahren sind der Punkt, an dem sich die Daten ändern und der Start des Spreizcodes nicht aneinander angepasst. Dies führt zum Nachteil, dass eine Demodulation unter Verwendung eines Korrelators schwierig wird. Dies wird detaillierter beschrieben.
Die 125 zeigt parallel-gewandelte Daten (N kanal-parallele Daten) sowie den in der 123 dargestellten ersten Spreizcode.
In der 125 repräsentiert (a) parallel-gewandelte Daten an Knoten a1, a2, ..., aN des in der 123 dargestellten Senders. Die Daten an jeweiligen Knoten a1 bis aN verfügen alle über dasselbe Timing.
In der 125 zeigt (b) den ersten Spreizcode am Knoten b des in der 123 dargestellten Senders. Es ist angenommen, dass ein Zyklus des Spreizcodes T beträgt.
In der 125 zeigt (c) Spreizcodes an Knoten c1, c2, ..., cN des in der 123 dargestellten Senders. Der erste Spreizcode an den Knoten c1 bis cN wird durch entsprechende Verzögerungsschaltungen 469 bis 473 um die jeweilige Verzögerungszeit τ₁ bis τ_N verzögert. Daher sind, wie es in (a) und (c) der 125 dargestellt sind, die Timings der ersten Verzögerungscodes gegenüber dem Timing der parallel-gewandelten Daten verschoben. Nun wird der Einfluss für den Fall detaillierter beschrieben, dass das Timing der ersten Spreizcodes gegenüber dem Timing der parallel-gewandelten Daten versetzt ist.
Die 126 ist eine Darstellung, die einen unerwünschten Einfluss zeigt, wie er verursacht wird, wenn das Timing der ersten Spreizcodes gegenüber dem Timing der parallel-gewandelten Daten im Sender versetzt ist.
In der 126 zeigt (a) die parallel-gewandelten Daten am Knoten a1 der 123. Hierbei repräsentiert b1 Datenbit.
In der 126 zeigt (b) einen Spreizcode am Knoten b der 123. In der 124 zeigt (c) einen Spreizcode am Knoten c1 der 123. Wie es aus diesen Abschnitten erkennbar ist, ist der erste Spreizcode um τ₁ gegenüber den parallel-gewandelten Daten verzögert, und es besteht ein Offset beim Timing.
Die 126(b) repräsentiert ein korreliertes Ausgangssignal einer einem nicht dargestellten Empfänger, wenn die parallel-gewandelten Daten und der erste Spreizcode ein gutes Timing zeigen. Die 126(e) zeigt das korrelierte Ausgangssignal am Empfänger, wenn das Timing des ersten Spreizcodes um die Verzögerungszeit τ₁ gegenüber den parallel-gewandelten Daten versetzt ist.
Wie es in (d) und (e) der 126 dargestellt ist, wird das korrelierte Ausgangssignal am Empfänger kleiner, wenn die parallel-gewandelten Daten und der erste Spreizcode einen Timingversatz zeigen. Der Grund hierfür besteht darin, dass der erste Spreizcode durch einen Code eines in einem Empfänger enthaltenen Korrelators, nicht dargestellt, ersetzt wird, wenn das Eingangssignal (Daten) im Verlauf des ersten Spreizcodes invertiert wird. Dies wird detaillierter beschrieben.
Die 127 zeigt spezielle Beispiele für korrelierte Ausgangssignale, wenn die Timings der Daten und des ersten Spreizcodes aneinander angepasst sind.
Die Zeile a repräsentiert Daten. Die Zeile b repräsentiert den ersten Spreizcode. Der erste Spreizcode enthält 7 Chips. Genauer gesagt, ist der erste Spreizcode (1010101).
Die Zeile c repräsentiert das Ergebnis der Multiplikation der Daten mit dem ersten Spreizcode. Die Zeile d repräsentiert einen Korrelatorcode, wie er dem Korrelator des Empfängers eigen ist. Die Zeile e repräsentiert korrelierte Ausgangssignale.
Die 128 zeigt spezielle Beispiele der korrelierten Ausgangssignale am Empfänger wenn das Timing der Daten gegenüber dem Timing des ersten Spreizcodes versetzt ist.
In der 128 repräsentiert die Zeile a Daten. Die Zeile b repräsentiert den ersten Spreizcode. Der erste Spreizcode enthält, ähnlich wie der in der 127 dargestellte erste Spreizcode, 7 Chips.
Die Zeile c repräsentiert Ergebnisse der Multiplikation der Daten mit dem ersten Spreizcode. Die Zeile d repräsentiert den Korrelatorcode, de dem Korrelator des Empfängers eigen ist. Die Zeile e repräsentiert ein korreliertes Ausgangssignal.
Wie es aus den Zeilen a und b erkennbar ist, ist das Timing der Daten gegen das Timing des ersten Spreizcodes versetzt. In der 127 sind die korrelierten Ausgangssignale auf Grundlage des zweiten Datenwerts gegenüber dem linken Datenwerts 1 7. Indessen ist in der 128 das korrelierte Ausgangssignal auf Grundlage des zweiten Datenwerts ausgehend vom linken Datenwert 1 5. Aus einem Vergleich zwischen den 127 und 128 ist es ersichtlich, dass das korrelierte Ausgangssignal beeinträchtigt ist, wenn die Daten und der erste Spreizcode einen Timingversatz zeigen. Das korrelierte Ausgangssignal für den dritten Datenwert ausgehend vom linken Datenwert 0 ist ebenfalls beeinträchtigt.
Der Grund, weswegen das korrelierte Ausgangssignal auf Grundlage des zweiten Datenwerts ausgehend vom linken Datenwert in der 128 nicht 7 sondern 5 ist, wird nun beschrieben. Der erste Spreizcode ist in Bezug auf die Daten verzögert. Daher wird die letzte Information 1 (mit dem Pfeil f gekennzeichnet) des zweiten Spreizcodes ausgehend vom linken Spreizcode, der dem zweiten Datenwert ausgehend vom linken Datenwert 1 entspricht, nicht mit dem zweiten Datenwert ausgehend vom linken Datenwert 1 multipliziert, sondern mit dem nächsten, d.h. dem dritten Datenwert ausgehend vom linken Datenwert 0 (mit dem Pfeil g gekennzeichnet). Demgemäß ist, wie es an der zweiten Stelle ausgehend vom linken Abschnitt der Zeile c dargestellt ist, das Ergebnis der Multiplikation des Spreizcodes mit den Daten 1010100. Demgegenüber ist es aus der 127 erkennbar, dass an der zweiten Stelle ausgehend vom linken Abschnitt in der Zeile c das Ergebnis der Multiplikation der Daten mit dem ersten Spreizcode 1010101 beträgt.
Die Korrelatorcodes sind in den beiden 127 und 128 gleich.
Gemäß dem Vorstehenden ist das korrelierte Ausgangssignal auf Grundlage des zweiten Datenwerts ausgehend vom linken Datenwert 1 in der 127 7, während das korrelierte Ausgangssignal auf Grundlage des Datenwerts 1 in der 128 5 ist, d.h., es ist beeinträchtigt. Dasselbe gilt für das korrelierte Ausgangssignal auf Grundlage des dritten Datenwerts ausgehend vom linken Datenwert 0.
Aus dem Vorstehenden wird es deutlich, weswegen die Demodulation schwierig wird, wenn das Timing der Daten gegenüber dem Timing des ersten Spreizcodes versetzt ist.
Ferner wird beim Spreizspektrums-Übertragungssystem, wie es in der japanischen Patentoffenlegung Nr. 5-252141 offenbart ist, der Multiplexvorgang mit Spreizsignalen ausgeführt, die um 1 Chip oder 2 Chips verzögert sind. Es ist offenbart, dass ein Spreizcode verwendet wird, bei dem die Seitenteile der Autokorrelationsfunktion in einer vorbestimmten Periode den Wert 0 einnimmt. Jedoch ist es in dieser Literaturstelle nicht beschrieben, dass die Zeit eine beliebige Zeitperiode nicht unter 1 Chip sei. Ferner wird nur ein spezieller Spreizcode verwendet, bei dem eine Seitenkeule periodisch den Wert 0 einnimmt.
In diesem Fall ist, aus dem Spezialverhalten des Codes, die mögliche Verzögerungszeit auf den Punkt eingeschränkt, zu dem die Autokorrelation des Codes den Wert 0 einnimmt, d.h. entweder 2 Chips oder 1 Chip. Daher bestand ein Nachteil dahingehend, dass der Freiheitsgrad beim Konzipieren des Spreizspektrums-Übertragungssystems beeinträchtigt war.
Ferner ist es, wenn z. B. hervorgerufen durch einen Mehrfachpfad eine ver zögerte Welle existiert, möglich, dass sich die verzögerte Welle über eine Zeitperiode mehrerer Chips erstreckt. In einem derartigen Fall können, wenn das Verzögerungsintervall 2 Chips entspricht, verzögerte Wellen überlappen, was zu beeinträchtigten Eigenschaften führt.
Ferner führt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems, wie es in der oben genannten japanischen Patentoffenlegung Nr. 4-360434 genannt ist, eine aktive Spreizungsaufhebung durch Multiplizieren des Spreizcodes aus. Der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems, wie es in der oben genannten japanischen Patentoffenlegung Nr. 5-252141 offenbart ist, verwendet das Ausgangssignal eines direkt abgetasteten angepassten Filters (Korrelators) als Demodulationsdaten.
Wenn in einem derartigen Fall mehrere Wellen wegen z. B. eines Mehrfachpfads miteinander gemultiplext eingegeben werden, kann nur eine einzelne Interferenzwelle mehrerer Wellen demoduliert werden, und demgemäß ist die Charakteristik beeinträchtigt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung erfolgte zum Lösen des oben beschriebenen Problems, und es liegt ihr die Aufgabe zu Grunde, ein Spreizspektrums-Übertragungssystem zu schaffen, das Multiplexübertragung ohne Beeinträchtigung der Fehlerratencharakteristik erlaubt.
Beim Spreizspektrums-Übertragungsverfahren gemäß einer Erscheinungsform der Erfindung werden durch denselben Spreizcode gespreizte Signale jeweils um beliebig mehrere Chips verzögert und zur Übertragung gemultiplext, es wird unabhängig davon, ob die Seitenkeule der Autokorrelation einer ungleichen oder einer gleichen Korrelation entspricht, ein Spreizcode verwendet, der auf Grundlage eines vorangehenden oder eines folgenden Datenwerts eindeutig definiert ist, die Korrelation des Datentimings entsprechend (Multiplexanzahl –1) wird vor und nach der aufzuhebenden zentralen Korrelation aufrechterhalten, der vorangehende oder folgende Datenwert wird ausgewählt, der korrelierte Wert des vorangehenden oder folgenden Datenwerts, der eindeutig bestimmt ist, wird ausgewählt und addiert, das Additionsergebnis wird nur mit der Spreizrate multipliziert, und das Multiplikationsergebnis wird zum korrelierten Wert addiert/von ihm subtrahiert, um aufgehoben zu werden, wodurch die Seitenkeule der Autokorrelation aufgehoben wird.
Gemäß einer anderen Erscheinungsform der Erfindung ist eine Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung mit Folgendem geschaffen: einer Empfangsantenne zum Empfangen eines Sendesignals; einer Frequenzwandlereinrichtung zum Frequenzwandeln des durch die Empfangsantenne empfangenen Signals mit einer Frequenz synchron zur Sendefrequenz in Grundbandsignale I und Q; einer Wandlereinrichtung zum Wandeln der durch die Frequenzwandlereinrichtung frequenzgewandelten Grundbandsignale I und Q in digitale Signale; einer ersten Korreliereinrichtung zum Korrelieren eines Ausgangssignals der Wandlereinrichtung mit einem vorbestimmten Code; einer ersten Ermittlungseinrichtung zum Ermitteln eines Ausgangssignals von der ersten Korreliereinrichtung und zum Ausgeben demodulierter Daten; einer Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung zum Abschätzen, unter Verwendung ermittelter Daten im Ausgangssignal der Ermittlungseinrichtung, vorangehender und folgender Spreizsymbole, die auf das aufzuhebende gemultiplexte Spreizsymbol aufgemultiplext sind; einer Multiplexsignal-Entfernungseinrichtung zur Aufhebung, durch Subtrahieren vorangehender und folgender, aufzuhebender Spreizsymbole, die auf das aufzuhebende gemultiplexte Spreizsymbol aufgemultiplext sind, durch Einstellung mittels aufeinanderfolgender Verzögerungstimings des aufzuhebenden Spreizsymbols vom Ausgang der Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung sowie des Timings des aufzuhebenden gemultiplexten Spreizsymbols vom Ausgang der Wandlereinrichtung; einer zweiten Korreliereinrichtung zum Korrelieren eines Ausgangssignals der Multiplexsignal-Entfernungseinrichtung und eines vorbestimmten Codes; und einer zweiten Ermittlungseinrichtung zum Ermitteln eines Ausgangssignals der zweiten Korreliereinrichtung und zum Liefern demodulierter Daten.
Die vorstehenden und andere Aufgaben, Merkmale, Erscheinungsformen und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen besser ersichtlich werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
2 zeigt eine Beziehung zwischen Daten und einem Spreizcode im Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der ersten Ausführungsform.
3 ist eine Darstellung einer Differenzcodierung, wie sie im Differenz codierabschnitt der 1 ausgeführt wird.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
6 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt.
7 ist eine Darstellung zum Unterstützen des Verständnisses des Betriebs des Latchabschnitts und der Latchsteuerung in der 6.
8 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt.
9 ist eine Darstellung einer Differenzcodierung im Differenzbildungsabschnitt der 8.
10 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer sechsten Ausführungsform zeigt.
11 ist eine Darstellung einer Differenzcodierung im Differenzbildungsabschnitt der 10.
12 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer siebten Ausführungsform zeigt.
13 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer achten Ausführungsform zeigt.
14 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer neunten Ausführungsform zeigt.
15 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer zahnten Ausführungsform zeigt.
16 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer elften Ausführungsform zeigt.
17 ist eine Darstellung einer Differenzcodierung im Differenzbildungsabschnitt der 16.
18 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer zwölften Ausführungsform zeigt.
19 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 13. Ausführungsform zeigt.
20 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 14. Ausführungsform zeigt.
21 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 15. Ausführungsform zeigt.
22 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 16. Ausführungsform zeigt.
23 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 25. Ausführungsform zeigt.
24 ist eine Darstellung, die den Betrieb des Latchabschnitts und der Latchsteuerung in der 23 zeigt.
25 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 27. Ausführungsform zeigt.
26 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 29. Ausführungsform zeigt.
27 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 29. Ausführungsform zeigt.
28 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 31. Ausführungsform zeigt.
29 ist eine Darstellung einer PDI im PDI-Abschnitt der 21.
30 zeigt ein Multiplexsignal und ein PDI unterzogenes Signal, wenn mehrere Pfade vorliegen, bei der 31. Ausführungsform.
31 zeigt ein anderes Multiplexsignal und ein PDI unterzogenes Signal, wenn mehrere Pfade vorliegen, bei der 31. Ausführungsform.
32 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 34. Ausführungsform zeigt.
33 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger eines Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 35. Ausführungsform zeigt.
34 zeigt Einzelheiten des Senders/Empfängers der 33.
35 zeigt eine Beziehung zwischen der Fehlerrate und T/R(Trägersignal/Rauschsignal-Verhältnis) bei einer 36. Ausführungsform.
36 ist eine Darstellung einer Prozedur zum Bestimmen der Multiplexanzahl und des Verzögerungsgrads unter Verwendung eines Verzögerungsprofils im Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 37. Ausführungsform.
37 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer 40. Ausführungsform zeigt.
38 zeigt einen korrelierten Ausgangssignalverlauf beim herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystem.
39 ist ein Blockdiagramm, das eine 41. Ausführungsform zeigt.
40 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der 41. Ausführungsform der 40 zeigt.
41 ist ein schematisches Blockdiagramm des in der 39 dargestellten Verzögerungsprofil-Berechnungsabschnitts.
42 ist ein spezielles Blockdiagramm eines in der 39 dargestellten Kenntnisdaten-Erfassungsabschnitts.
43 ist ein Blockdiagramm, das eine 42. Ausführungsform zeigt.
44 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der in der 43 dargestellten Ausführungsform zeigt.
45 ist ein Blockdiagramm, das eine 43. Ausführungsform zeigt.
46 zeigt ein spezielles Beispiel des Demodulationsabschnitts beim in der 45 dargestellten vorgeschlagenen Schema.
47 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der 46 zeigt.
48 ist ein Blockdiagramm, das eine 44. Ausführungsform zeigt.
49 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der in der 48 dargestellten Ausführungsform zeigt.
50 ist ein Blockdiagramm, das eine 45. Ausführungsform zeigt.
51 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der 55. Ausführungsform zeigt.
52 ist ein Blockdiagramm, das eine 46. Ausführungsform zeigt.
53 ist ein Blockdiagramm, das eine 47. Ausführungsform zeigt.
54 ist ein Blockdiagramm, das eine 48. Ausführungsform zeigt.
55 ist ein Blockdiagramm, das eine 49. Ausführungsform zeigt.
56 ist ein Blockdiagramm, das eine 50. Ausführungsform zeigt.
57 zeigt eine 51. Ausführungsform.
58 ist ein Blockdiagramm, das die 52. Ausführungsform zeigt.
59 ist ein Kurvenbild, das Daten und Spreizcode auf der Modulationsseite und dem Zyklus eines erfassten Korrelationspeaks im Empfänger bei Spreizspektrums-Übertragung unter Verwendung verzögerten Multiplexens zeigt.
60A bis 60D sind Phasenraumdiagramme nach der Differenzdemodulation, wobei die 60A ein Beispiel zeigt, bei dem zwischen Senden/Empfangen kein Frequenzoffset besteht und die 60B, 60C und 60D sind Beispiele einer Phasenrotation entsprechend 5,5 Chips, 5 Chips und 6 Chips zeigen, wenn jeweils ein Code von 11 Chips verwendet wird, wobei ein Frequenzoffset vorliegt.
61 ist ein Blockdiagramm einer 53. Ausführungsform.
62 ist ein Blockdiagramm eines Senders gemäß einer 54. Ausführungsform.
63 ist ein Timing-Signalverlauf eines erzeugten Taktsignals.
64 zeigt die Struktur des in der 62 dargestellten Multiplexers.
65 zeigt ein spezielles Beispiel eines in der 62 dargestellten Dateneinsetzabschnitts.
66 zeigt ein Muster von Sendedaten gemäß der 54. Ausführungsform, wobei der Sende-Datenwert 1 ist.
67 zeigt ein Muster von Sendedaten gemäß der 54. Ausführungsform, wobei der Sende-Datenwert –1 ist.
68 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, und es zeigt eine 55. Ausführungsform.
69 zeigt ein spezielles Beispiel des in der 68 dargestellten Korrelators.
70 zeigt den Datenablauf im in der 68 dargestellten Empfängers.
71 ist ein Blockdiagramm eines Senders, und es zeigt die 56. Ausführungsform.
72 ist ein spezielles Beispiel eines in der 71 dargestellten Amplitudenmodifizierabschnitts.
73 zeigt ein Muster von Sendedaten gemäß der 56. Ausführungsform.
74 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer 57. Ausführungsform.
75 ist ein spezielles Blockdiagramm des in der 74 dargestellten Korrelators.
76 zeigt den Datenablauf im in der 74 dargestellten Empfänger.
77 zeigt, wie die Fehlerratencharakteristik verbessert wird.
78 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, und es zeigt eine 58. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
79 ist ein Blockdiagramm des in der 78 dargestellten Korrelationsverarbeitungsabschnitts.
80 ist ein spezielles Blockdiagramm eines Operators mit Selektor, wie in der 79 dargestellt.
81 zeigt korrelierte Ausgangssignale zum Multiplexzeitpunkt gemäß der 58. Ausführungsform.
82 zeigt die Autokorrelationscharakteristik gemäß dem Barker-Code.
83 ist ein Flussdiagramm, das das Timing zum Schalten des in der 80 dargestellten Selektors zeigt.
84 zeigt den Absolutwert des korrelierten Ausgangssignals beim Korrelationsspike bei der 58. Ausführungsform.
85 zeigt einen Vektor in einer Phasenebene gemäß der 58. Ausführungs form.
86 zeigt einen Vektor in einer Phasenebene gemäß der 58. Ausführungsform, wobei die Änderung des Vektors zum Multiplexzeitpunkt dargestellt ist.
87 zeigt einen Vektor in einer Phasenebene, wie er bei der 58. Ausführungsform verwendet wird, wobei die Phasenebene gedreht ist.
88 zeigt eine Vektoränderung zum Multiplexzeitpunkt, wenn die bei der 58. Ausführungsform verwendete Phasenebene gedreht ist.
89 zeigt eine Verbesserung der Fehlerrate, wenn die 58. Ausführungsform implementiert wird.
90 zeigt die Autokorrelation einer n-Sequenz von 15 Chips.
91 zeigt einen korrelierten Wert, wenn m-Sequenz-Signale verzögert und gemultiplext werden, und zwar mittels Zahlenwerten.
92 zeigt die Autokorrelation eines Barker-Codes von 13 Chips.
93 ist ein Blockdiagramm eines Korrelationsverarbeitungsabschnitts gemäß einer 59. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
94 ist ein Blockdiagramm eines Operators mit Selektor, wie in der 93 dargestellt.
95 zeigt den Absolutwert des korrelierten Werts des Korrelationsspikes gemäß der 59. Ausführungsform.
96 zeigt die Verbesserung der Fehlerrate bei der 59. Ausführungsform.
97 ist ein Blockdiagramm, das eine PDI-Struktur zeigt.
98 zeigt korrelierte Ausgangssignale, die zum Beschreiben der PDI verwendet werden.
99 zeigt korrelierte Ausgangssignale, die zum Beschreiben der PDI verwendet werden, wobei die korrelierten Ausgangssignale im kombinierten Zu stand dargestellt sind.
100 zeigt korrelierte Ausgangssignale, die zum Beschreiben der PDI verwendet werden, die sich wegen des Einflusses einer Autokorrelations-Seitenkeule ändern.
101 ist ein Blockdiagramm, das die 60. Ausführungsform gemäß der Erfindung für PDI zeigt.
102 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur eines Korrelationsverarbeitungsabschnitts für PDI, wie in der 101 dargestellt, zeigt.
103 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Operators mit Selektor, wie in der 102 dargestellt, zeigt.
104 zeigt eine 61. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
105 zeigt eine 62. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
106 ist ein Blockdiagramm, das eine 63. Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt.
107 ist ein Zeitdiagramm eines Taktsignals zum Betreiben des in der 106 dargestellten Operators.
108 ist ein Blockdiagramm, das eine 64. Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt.
109 ist ein spezielles Blockdiagramm der in der 108 dargestellten Multiplexsignal-Entfernungsschaltung.
110 zeigt eine Verarbeitungsoperation der in der 108 dargestellten Spreizcode-Abschätzschaltung.
111 veranschaulicht ein Verfahren zur Aufhebung durch Ausführen einer Operation umgekehrt zur Multiplexoperation durch die in der 109 dargestellte Subtrahierschaltung.
112 ist ein Blockdiagramm, das die Gesamtkonfiguration der 65. Ausführungsform gemäß der Erfindung zeigt.
113 ist ein Blockdiagramm, das ein spezielles Beispiel der in der 112 dargestellten Multiplexsignal-Entfernungsschaltung zeigt.
114 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Entfernungsschaltung der 66. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
115 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Entfernungsschaltung der 67. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
116 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Entfernungsschaltung der 68. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
117 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Entfernungsschaltung der 69. Ausführungsform gemäß der Erfindung.
118 zeigt die Effekte der Erfindung.
119 ist ein Blockdiagramm, das eine 70. Ausführungsform zeigt.
120 zeigt ein Beispiel eines Sendemusters gemäß der 70. Ausführungsform.
121 zeigt eine Signalpunktverteilung nach einer Differenzdemodulation.
122 ist ein Blockdiagramm, das eine 71. Ausführungsform zeigt.
123 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender eines herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems zeigt.
124 veranschaulicht Nachteile des herkömmlichen Spreizspektrums-Übertragungssystems.
125 zeigt parallel-gewandelte Daten und einen ersten Spreizcode in der 123.
126 zeigt einen unerwünschten Einfluss eines Offsets zwischen dem Timing des ersten Spreizcodes und dem Timing der parallel-gewandelten Daten im in der 123 dargestellten Sender.
127 zeigt ein spezielles Beispiel eines korrelierten Ausgangssignals, wenn das Timing der Daten zum Timing des ersten Spreizcodes passt.
128 zeigt ein spezielles Beispiel eines korrelierten Ausgangssignals, wenn das Timing von Daten gegenüber dem Timing des ersten Spreizcodes versetzt ist.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nun werden die Spreizspektrums-Übertragungssysteme gemäß der Erfindung und gemäß der einschlägigen Technik unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. Es ist zu beachten, dass zwar vorstehend und nachfolgend auf eine erste bis 71. Ausführungsform Bezug genommen wird, dass dies jedoch nicht alle Ausführungsformen der Erfindung sind. Die 64. bis 69. Ausführungsform der 108 bis 118 sind tatsächliche Ausführungsformen der Erfindung, während die erste bis 63., die 70. und 71. Ausführungsform als Stand der Technik angegeben sind, um das Verständnis der oben genannten Ausführungsformen der Erfindung zu unterstützen.
Gemäß der 1 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der ersten Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 1, einen Differenzcodierabschnitt 3, einen Seriell/parallel-Wandlerabschnitt (S/P-Wandlerabschnitt) 5, einen Spreizcodegenerator (PN-Generator) 7, einen Ortssignalgenerator 9, Multiplizierer 11, 13, 15, 17, Modulatoren 19, 21, 23, 25, Verzögerungselemente 27, 29, 31, 33, einen Multiplexer 37, einen Leistungsverstärkungsabschnitt 39 und eine Sendeantenne 41.
Vom Datenerzeugungsabschnitt 1 erzeugte Daten werden durch die Differenzcodierabschnitte 3 differenz-codiert. Die differenz-codierten Daten werden durch den S/P-Wandlerabschnitt 5 in mehrere parallele Signale (mehrere parallele Daten) gewandelt. Der PN-Generator 7 erzeugt einen Spreizcode. Die Multiplizierer 11 bis 17 multiplizieren die mehreren parallelen Signale P1 bis P4 mit dem Spreizcode vom PN-Generator 7, und sie erzeugen Spreizsignale N1 bis N4.
Die Modulatoren 19 bis 25 modulieren die Spreizsignale N1 bis N4 unter Verwendung eines Ortsfrequenzsignals vom Ortsfrequenzsignal-Generator 9, wobei sie Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) I1 bis I4 liefern. Die Verzögerungselemente 27 bis 33 verzögern die Zwischenfrequenzsignale I1 bis I4, um Verzögerungssignale D1 bis D4 zu liefern.
Die Verzögerungselemente 27 bis 33 über voneinander verschiedene Verzögerungszeiten. Ferner weisen die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 jeweils eine beliebige Zeitdifferenz von mindestens 1 Chip gegeneinander auf. Ein derartiges Einstellen der Verzögerungszeit wird als "erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren" bezeichnet.
Die mehreren Verzögerungssignale D1 bis D4 werden durch den Multiplexer 35 gemultiplext. Die Frequenz des gemultiplexten Signals wird durch den Frequenzwandlerabschnitt 37 gewandelt, wobei es in ein hochfrequentes Signal umgesetzt wird. Das frequenzgewandelte Signal wird durch den Leistungsverstärkungsabschnitt 39 verstärkt und von der Sendeantenne 41 als Sendesignal ausgegeben.
Die 2 zeigt die Timings der parallelen Signale P1 bis P3 der 1 sowie das Timing des Spreizcodes. In der 2 zeigen die oberen Teile als Beispiel das Timing des parallelen Signals P1 der 1, und ein Bezugszeichen repräsentiert 1 Datenbit.
In der 2 zeigt der untere Teil das Timing des Spreizcodes. Das Bezugzeichen b repräsentiert eine Periode des Spreizcodes.
Wie es in der 2 dargestellt ist, ist das Timing des parallelen Signals P1 an das Timing des Spreizcodes angepasst. In ähnlicher Weise ist das Timing der parallelen Signale P2 bis P4 an das Timing des Spreizcodes angepasst.
Wie oben beschrieben, werden bei der ersten Ausführungsform Spreizsignale N1 bis N4, die durch Multiplexen der parallelen Signale P1 bis P4 mit einem Spreizcode erhalten werden, zu Zwischenfrequenzsignalen I1 bis I4 moduliert, die durch die Verzögerungselemente 27 bis 33 verzögert werden, wodurch die Daten gemultiplext werden. Daher ist das Timing der parallelen Signale P1 bis P4 nicht gegen das Timing des Spreizcodes auf Grund der Verzögerung zum Multiplexen versetzt, und diese zwei Timings passen zueinander.
Im Ergebnis wird bei der ersten Ausführungsform Multiplexübertragung möglich, während eine Beeinträchtigung korrelierter Ausgangssignale auf der Empfangsseite verhindert ist und Schwierigkeiten bei der Modulation vermieden werden.
Da die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten auf mindestens 1 Chip eingestellt ist, überlappt das zu demodulierende Signal nie mit dem nächsten eintreffenden Signal, wodurch die Fehlerratencharakteristik verbessert werden kann. Anders gesagt, Fehlerbeeinträchtigung hervorgerufen durch Interferenz verzögerter und gemultiplexter Signale, wodurch die Fehlerratencharakteristik verbessert werden kann.
Ferner kann, abweichend vom herkömmlichen Beispiel (bei dem die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf 1 Chip oder 2 Chips eingestellt ist), die Zeitdifferenz einer beliebigen Zeitperiode entsprechen, und demgemäß kann der Freiheitsgrad beim Konzipieren der Hardware, d.h. des Spreizspektrums-Übertragungssystems, erhöht werden.
Die kürzeste Verzögerungszeit der Verzögerungselemente 27 bis 33, wie sie in der 1 dargestellt sind, kann auf 0 eingestellt werden. Auch in diesem Fall können ähnliche Effekte erzielt werden, wie sie oben beschrieben sind.
Ferner kann, als Äquivalenz zum Obigen, eines der Verzögerungselemente 27 bis 33 weggelassen werden.
Nun wird eine Differenzcodierung im Differenzcodierabschnitt 3 der 1 detailliert beschrieben. Bei DBPSK(differential binary phase shift keying)- oder DQPSK(differential quadri-phase shift keying)-Modulation werden Daten auf Grundlage einer Phasendifferenz gegenüber einem um 1 Bit (ein Symbol) früheren Signal bestimmt. Zu diesem Zweck werden auf der Sendeseite die zu sendenden Daten gewandelt. Dies ist Differenzcodierung.
Wenn DBPSK als Beispiel betrachtet wird, bedeutet Differenzcodierung die Bereitstellung einer Sendephase in solcher Weise, dass die Phasendifferenz den Wert 0 einnimmt, wenn der Datenwert "1" ist, und die Phasendifferenz 180° einnimmt, wenn der Datenwert "0" ist. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die 3 ist eine Darstellung einer Differenzcodierung im Differenzcodierabschnitt 3 der 1.
In der 3 repräsentiert (a) Informationsdaten. In der 3 repräsentiert (b) die Sendephase, und (c) zeigt die Phasendifferenz. In der 3 zeigt (d) demodulierte Daten auf der Empfangsseite.
In der 3 seien die ganz linken Daten, die Sendephase, die Phasendifferenz und die demodulierten Daten betrachtet. Hierbei ist 0° auf der ganz linken Seite von (b) als Anfangswert eingestellt. Da die Sendephase so zu erstellen ist, dass die Phasendifferenz 0 einnimmt, wenn der Datenwert "1" ist, wie oben beschrieben, ist die Sendephase für den Datenwert "1" 0°, wie es an der zweiten Stelle von links in (b) dargestellt ist. Die Sendephase anderer Daten findet sich auf ähnliche Weise.
Auf diese Weise erstellt der Differenzcodierabschnitt 3 der 1 die Sendephase. Jedoch wird tatsächlich nicht ein Winkel gesendet. Daher wird bei DBPSK-Modulation, wenn die Sendephase 0° ist, 1 als Sendesignal (Sende-Datenwert) gesendet, und 0 wird gesendet, wenn die Sendephase 180° ist. Genauer gesagt, werden im Differenzcodierabschnitt 3 aus den Informationsdaten Sendedaten erstellt, die der Sendephase entsprechen.
Ferner werden die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 so eingestellt, dass die Zeitdifferenz zwischen benachbarten der gemultiplexten mehreren Signale konstant gehalten wird. Hierbei zeigen die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 jeweils eine beliebige Zeitdifferenz von mindestens einem Chip gegeneinander, wie es bereits beschrieben wurde. Ein derartiges Einstellen der Verzögerungszeit wird als "zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren" bezeichnet. Zum Beispiel ist die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 27 kürzer gemacht als die Verzögerungszeiten der anderen Verzögerungselemente 29 bis 33, und diese kurze Verzögerungszeit wird als Referenz-Verzögerungszeit verwendet. Die Verzögerungszeiten der anderen Verzögerungselemente 29 bis 33 werden jeweils so eingestellt, dass sie der Referenz-Verzögerungszeit des Verzögerungselements 27 multipliziert mit einer spezifizierten Zahl entsprechen.
Genauer gesagt, werden die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 27 und 29, die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 29 und 31 sowie die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 21 und 33 so eingestellt, dass sie identisch mit der Referenz-Verzögerungszeit des Verzögerungselements 27 sind. Durch diese Vorgehensweise kann der Schaltungsumfang des Systems wesentlich verringert werden, da auf der Sendeseite nur ein zu verzögernder Pfad vorliegt. Ferner liegt unabhängig von der Multiplexzahl auf der Empfangsseite nur ein einzelner Verzögerungspfad vor, und demgemäß ist der Schaltungsumfang des Systems selbst dann nicht vergrößert sondern kon stant, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der ersten Ausführungsform werden die Zwischenfrequenzsignale I1 bis I4 verzögert und gemultiplext. Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der zweiten Ausführungsform werden Grundbandsignale verzögert und gemultiplext.
Die 4 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 4 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zweiten Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 1, einen Differenzcodierabschnitt 3, einen S/P-Wandlerabschnitt 5, einen PN-Generator 7, einen Ortsfrequenzsignal-Generator 9, Multiplizierer 11, 13, 15, 17, Verzögerungselemente 27, 29, 32, 33, einen Multiplexer 35, einen Modulator 51, einen Frequenzwandlerabschnitt 37, einen Leistungsverstärkungsabschnitt 39 und eine Sendeantenne. Abschnitte, die denen der 1 ähnlich sind, sind mit denselben Zeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt.
Die Verzögerungselemente 27 bis 33 verzögern die multiplizierten Signale N1 bis N4 von den Multiplizierern 11 bis 17 mit voneinander verschiedenen Verzögerungszeiten, um dadurch Verzögerungssignale D1 bis D4 zu erzeugen. Die multiplizierten Signale M1 bis M4 sind Grundbandsignale, und demgemäß verzögern die Verzögerungselemente 27 bis 33 Grundbandsignale.
Ferner werden die multiplizierten Signale M1 bis M4, wie sie durch Multiplizieren der parallelen Signale P1 bis P4 mit einem Spreizcode erhalten wurden, verzögert und gemultiplext. Daher sind das Timing des Spreizcodes und das Timing der parallelen Signale P1 bis P4 nicht auf Grund der Verzögerung zur Multiplikation versetzt, sondern diese zwei Timings passen zueinander.
Der Multiplexer 35 multiplext die Verzögerungssignale D1 bis D4. Der Modulator 51 moduliert das gemultiplexte Signal unter Verwendung eines Ortssignals vom Ortssignalgenerator 9, um so das Zwischenfrequenzsignal zu liefern. Der Frequenzwandlerabschnitt 37 wandelt die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals. Das Signal, dessen Frequenz durch den Frequenzwandlerabschnitt 37 gewandelt wurde, wird durch den Leistungsverstärkungsabschnitt 39 verstärkt und von der Sendeantenne 41 gesendet.
Wie oben beschrieben, passt bei der zweiten Ausführungsform das Timing des Spreizcodes zum Timing der parallelen Signale P1 bis P4. Demgemäß wird Multiplexübertragung möglich, während eine Beeinträchtigung korrelierter Ausgangssignale auf der Empfangsseite verhindert ist und Schwierigkeiten bei der Modulation vermieden sind.
Ferner ist die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf mindestens 1 Chip eingestellt. Daher überlappt das zu demodulierende Signal nie mit dem als Nächstem eintreffenden Signal, und demgemäß kann die Fehlerratencharakterstik verbessert werden. Genauer gesagt, kann eine Signalbeeinträchtigung hervorgerufen durch eine wechselseitige Interferenz verzögerter und gemultiplexter Signale auf der Empfangsseite verhindert werden und die Fehlerratencharakteristik kann verbessert werden.
Ferner ist, abweichend vom Stand der Technik (bei dem die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf 1 Chip oder 2 Chips eingestellt ist), die Zeitdifferenz nicht beschränkt, sondern sie kann eine beliebige Zeitperiode sein, und demgemäß kann der Freiheitsgrad beim Konzipieren der Hardware, d.h. des Spreizspektrums-Übertragungssystems, erhöht werden.
Ferner kann die kürzeste Verzögerungszeit der in der 4 dargestellten Verzögerungselemente 27 bis 33 auf 0 eingestellt werden. Auch in diesem Fall können ähnliche Effekte erzielt werden, wie sie oben beschrieben sind. Als Entsprechung hierzu kann eines der Verzögerungselemente 27 bis 33 weggelassen werden.
Ferner kann, wie es unter Bezugnahme auf die erste Ausführungsform beschrieben wurde, das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren zum Einstellen der Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 verwendet werden. Genauer gesagt, sind die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 dergestalt, dass die Zeitdifferenz zwischen benachbarten der gemultiplexten mehreren Signalen eine beliebige Zeitperiode von mindestens einem Chip ist. In diesem Fall ist auf der Empfangsseite nur ein Verzögerungspfad erforderlich, und demgemäß kann der Schaltungsumfang des Systems deutlich verringert werden. Ferner wird der Schaltungsumfang des Systems selbst dann, wenn die Multiplexzahl erhöht wird, nicht vergrößert, da unabhängig von der Multiplexzahl nur ein Verzögerungspfad vorhanden ist.
Ferner können, da die multiplizierten Grundbandsignale N1 bis N4 verzögert und gemultiplext werden, für die Verzögerungselemente 27 bis 33 digitale Verzögerungselemente verwendet werden, was eine höhere Integration und eine geringere Größe des Senders erlaubt.
Bei der ersten und der zweiten Ausführungsform werden mit den Spreizcoden multiplizierte Signale verzögert. Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der dritten Ausführungsform erfolgt der Multiplexvorgang mit verzögertem Spreizcode.
Die 5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 5 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der dritten Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 1, einen Differenzcodierabschnitt 3, einen S/P-Wandlerabschnitt 5, einen PN-Generator 7, einen Ortssignalgenerator 9, Verzögerungselemente 61, 63, 65, 67, 69, 71, 73, 75, Multiplizierer 11, 13, 15, 17, Modulatoren 19, 21, 23, 25, einen Multiplexer 35, einen Frequenzwandlerabschnitt 37, einen Leistungsverstärkungsabschnitt 39 und eine Sendeantenne 34. Abschnitte, die denen der 1 ähnlich sind, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Hauptsächlich wird der charakteristische Abschnitt beschrieben.
Die Verzögerungselemente 61 bis 67 verzögern parallele Signale P1 bis P4, und sie erzeugen verzögerte parallele Signale D1 bis D4. Indessen verzögern die Verzögerungselemente 69 bis 65 einen Spreizcode vom PN-Generator 7, und sie erzeugen verzögerte Spreizcodes D1 bis D4. Hierbei verfügen die Verzögerungselemente 61 und 69 über dieselbe Verzögerungszeigt, 63 und 71 verfügen über dieselbe Verzögerungszeit, 65 und 73 bzw. 67 und 75 verfügen über dieselbe Verzögerungszeit.
Die Multiplizierer 11 bis 14 multiplizieren die verzögerten parallelen Signale D1 bis D4 mit den verzögerten Spreizcodes B1 bis B4 von den Verzögerungselementen 69 bis 75, und sie erzeugen Spreizsignale N1 bis N4. Hierbei passt, da die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente 61 bis 67 und die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente 69 bis 75, die den Verzögerungselementen 61 bis 67 entsprechen, gleich sind, das Timing der verzögerten parallelen Signale B1 bis B5 zum Timing der verzögerten Spreizcodes B1 bis B4.
Die Verzögerungselemente 69 bis 75 verfügen über voneinander verschiedene Verzögerungszeiten. Die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten ist eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip.
Die Verzögerungszeit des Verzögerungselements mit der kürzesten Verzögerungszeit der Verzögerungselemente 79 bis 75 kann auf 0 eingestellt sein. In diesem Fall ist auch die Verzögerungszeit des entsprechenden Verzögerungselements zum Verzögern der parallelen Signale P1 bis P4 auf 0 eingestellt. Wenn z. B. die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 69 auf 0 eingestellt ist, ist auch die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 61 auf 0 eingestellt. Die Beziehung zwischen den Verzögerungszeiten ist dieselbe, wie sie oben beschrieben ist. Entsprechend können die Verzögerungselemente weggelassen werden, deren Verzögerungszeit 0 ist.
Die Modulatoren 19 bis 25 modulieren die Spreizsignale N1 bis N4 unter Verwendung des Ortsfrequenzsignals vom Ortsfrequenzsignal-Generator 9, und sie liefern die Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale). Der Multiplexer 35 multiplext die Zwischenfrequenzsignale von den Modulatoren 19 bis 25. Das gemultiplexte Signal wird über den Frequenzwandlerabschnitt 37 und die Leistungsverstärkungsabschnitte 39 als Sendesignal von der Sendeantenne 41 gesendet. Die parallelen Signale P1 bis P4 sind Grundbandsignale, und demgemäß verzögern die Verzögerungselemente 61 bis 67 Grundbandsignale.
Wie oben beschrieben, ist bei der dritten Ausführungsform die Verzögerungszeit des Spreizcodes so eingestellt, dass sie mit der Verzögerungszeit der entsprechenden parallelen Signale P1 bis P4 übereinstimmt. Daher ist das Timing der verzögerten Spreizcodes B1 bis 84 nicht gegen das Timing der verzögerten parallelen Signale B1 bis B4 auf Grund der Verzögerung zum Multiplexen versetzt, und diese zwei Timings passen zueinander.
Im Ergebnis wird bei der dritten Ausführungsform Multiplexübertragung möglich, während eine Beeinträchtigung korrelierter Ausgangssignale auf der Empfangsseite verhindert ist und Schwierigkeiten bei der Demodulation vermieden werden.
Die Zeitdifferenz zwischen allen Verzögerungstimings der Verzögerungselemente 71 bis 67 sowie die Zeitdifferenz zwischen jeder der Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75 ist eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip.
Im Ergebnis überlappen bei der dritten Ausführungsform die zu demodulierenden Signale nie mit dem als Nächstem eintreffenden Signal, und demgemäß kann die Fehlerratencharakteristik verbessert werden. Ferner kann, abweichend vom herkömmlichen Beispiel (bei dem die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungstimings auf 1 Chip oder 2 Chips beschränkt ist), die Zeitdifferenz eine beliebige Zeitperiode sein, und demgemäß kann der Freiheitsgrad beim Konzipieren der Hardware oder des Systems erhöht werden.
Ferner können, da die parallelen Signale P1 bis P4, die Grundbandsignale sind, verzögert und gemultiplext werden, die Verzögerungselemente 61 bis 67 durch digitale Schaltkreise gebildet werden, was eine höhere Integration und eine Größenverringerung des Senders erlaubt.
Ferner können, wie es bereits hinsichtlich der ersten Ausführungsform beschrieben wurde, die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 63 bis 67 unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens eingestellt werden. Genauer gesagt, wird das Verzögerungstiming der Verzögerungselemente 63 bis 67 so eingestellt, dass die Zeitdifferenz jedes der mehreren gemultiplexten Signale eine beliebige konstante Zeitperiode von mindestens 1 Chip ist. In diesem Fall werden auch die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75, die den Verzögerungselementen 61 bis 67 entsprechen, auf ähnliche Weise eingestellt.
Im Ergebnis existiert bei der dritten Ausführungsform nur ein Pfad auf der Empfangsseite, der zu verzögern ist. Daher kann der Schaltungsumfang des Systems beträchtlich verringert werden. Ferner liegt unabhängig von der Multiplexzahl nur ein einzelner Verzögerungspfad vor, und daher ist der Schaltungsumfang des Systems selbst dann nicht vergrößert, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Die 6 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der vierten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 6 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der vierten Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 1, einen Differenzcodierabschnitt 3, einen S/P-Wandlerabschnitt 5, einen PN-Generator 7, Latchabschnitte 81, 83, 85, 87, eine Latchsteuerung 89, Verzö gerungselemente 69, 71, 72, 75, Multiplizierer 11, 13, 15, 17, Modulatoren 19, 21, 23, 25, einen Ortsfrequenzsignal-Generator 9, einen Multiplexer 35, einen Frequenzwandlerabschnitt 37, einen Leistungsverstärkungsabschnitt 39 und eine Sendeantenne 41. Abschnitte, die denen der 1 ähnlich sind, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich die charakteristischen Abschnitte beschrieben.
Bei der dritten Ausführungsform sind, damit das Timing der verzögerten Spreizcodes zum Timing der parallelen Signale P1 bis P4 passt, die Verzögerungselemente 61 bis 67 vorhanden. Bei der vierten Ausführungsform sind, damit das Timing der verzögerten Spreizcodes zum Timing der parallelen Signale P1 bis P4 passt. Latchabschnitte 81 bis 87 und die Latchsteuerung 89 vorhanden.
Was die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75 betrifft, so ist sie auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt und die Verzögerungszeiten sind voneinander verschieden.
Die 7 zeigt Signale (Daten) an jeweiligen Knoten des in der 6 dargestellten Senders. In der Figur der Signale P1 bis P4 gilt die Zeitachse gemeinsam. Die Querrichtung in der 7 repräsentiert die Zeitachse.
Gemäß den 6 und 7 werden vom Datenerzeugungsabschnitt 1 erzeugte Daten A differenz-codiert und durch den S/P-Wandlerabschnitt 5 in parallele Signale (parallele Daten) P1 bis P4 gewandelt. In diesem Fall sind die Timings der vier parallelen Signale P1 bis P4 gleich. Von den Daten A werden D1, D5 und D9 in das parallele Signal P1 gewandelt. Von den Daten A werden D2, D6, D10 in das parallele Signal P2 gewandelt. Von den Daten A werden D3, D7 und D11 in das parallele Signal P3 gewandelt. von den Daten A werden D4, D8 und D12 in das parallele Signal D4 gewandelt.
Der vom PN-Generator 7 erzeugte Spreizcode wird durch die Verzögerungselemente 69 bis 75 zu den verzögerten Spreizcoden B1 bis B4 verzögert. Hierbei ist die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 69 auf 0 eingestellt. Dementsprechend kann das Verzögerungselement 69 weggelassen werden. Wie es in der 7 dargestellt ist, sind die verzögerten Spreizcodes B2 bis B4, da sie entsprechend den Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 71 bis 75 verzögert sind, gegen das Timing der parallelen Signale P1 bis P4 versetzt. Da der Spreizcode B1 nicht verzögert ist, passt sein Timing zu den parallelen Signalen P1 bis P4. Hierbei hat ein Zyklus des Spreizcodes den Wert T.
Die Latchsteuerung 89 erzeugt, auf das Erzeugungstiming des Spreizcodes vom PN-Generator 7 hin, Latchsignale (Latchimpulse) C1 bis C4. Die Latchsignale C1 bis C4 verfügen über dasselbe Timing wie die Startchips der jeweiligen entsprechenden verzögerten Spreizcodes B1 bis B4.
Durch diese Latchsignale C1 bis C4 werden die parallelen Signale P1 bis P4 in den Latchabschnitten 81 bis 87 zwischengespeichert, was zu Latchsignalen R1 bis R4 führt. Daher erreichen, wie es in der 7 dargestellt ist, die verzögerten Spreizcodes B1 bis B4 dasselbe Timing wie die Latchsignale R1 bis R4.
Die Multiplizierer 11 bis 17 multiplizieren die Latchsignale R1 bis R4 mit den verzögerten Spreizcodes B1 bis B4, und sie erzeugen verzögerte Spreizsignale M1 bis M4. Die Modulatoren 19 bis 25 modulieren die verzögerten Spreizsignale M1 bis M4 unter Verwendung eines Ortsfrequenzsignals vom Ortsfrequenzsignal-Generator 9, um dadurch Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) zu liefern. Der Multiplexer 35 multiplext diese Zwischenfrequenzsignale. Das gemultiplexte Signal wird über den Frequenzwandlerabschnitt 37 und den Leistungsverstärkungsabschnitt 39 als Sendesignal von der Sendeantenne 41 gesendet.
Wie oben beschrieben, erreichen bei der vierten Ausführungsform, da die Latchabschnitte 81 bis 87 und die Latchsteuerung 89 vorhanden sind, die verzögerten Spreizcodes B1 bis B4 dasselbe Timing wie die parallelen Signale P1 bis P4 (Latchsignale R1 bis R4).
Daher wird bei der vierten Ausführungsform Multiplexübertragung möglich, während eine Beeinträchtigung der korrelierten Ausgangssignale auf der Empfangsseite verhindert ist und Schwierigkeiten bei der Demodulation vermieden sind.
Ferner ist die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75 auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Daher überlappt das zu demodulierende Signal nie mit dem als Nächstem eintreffenden Signal, und demgemäß kann die Fehlerratencharakteristik verbessert werden. Ferner existiert, abweichend vom Beispiel aus dem Stand der Technik, keine Einschränkung für die Zeitdifferenz der Verzögerungszeiten, sondern es kann eine beliebige Zeitperiode gewählt werden. Daher kann der Freiheitsgrad beim Konzipieren der Hardware oder des Systems erhöht werden.
Ferner können die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75 unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens eingestellt werden, wie bei der ersten Ausführungsform. Genauer gesagt, können die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 69 bis 75 so eingestellt werden, dass die Zeitdifferenz zwischen benachbarten der gemultiplexten mehreren Signalen eine konstante, beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip ist. In diesem Fall ist auf der Empfangsseite nur ein Verzögerungspfad erforderlich, so dass der Schaltungsumfang des Systems deutlich verringert werden kann. Ferner ist, da unabhängig von der Multiplexzahl nur ein einzelner Verzögerungspfad vorhanden ist, der Schaltungsumfang des Systems selbst dann nicht erhöht, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Die 1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der fünften Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 8 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der fünften Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Verzögerungselemente 97, 99, 101, 103, Frequenzwandlerabschnitte 105, 107, 109, 111, 113, Korrelatoren 115, 117, 119, 121, 123, einen Differenzbildungsabschnitt 125, einen Ermittlungsabschnitt 127 und einen Ortsfrequenzsignal-Generator 129. Der Differenzbildungsabschnitt 125 und der Ermittlungsabschnitt 127 bilden einen Demodulationsabschnitt.
Als Sender für den Empfänger der 8 wird der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Die Empfangsantenne 91 empfängt das Sendesignal vom in der 1 dargestellten Sender. Der Frequenzwandlerabschnitt 93 wandelt das empfangene Sendesignal in ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal). Der Verteiler 95 verteilt das Zwischenfrequenzsignal auf mehrere Verteilungssignale Z1 bis Z4. Die Verteilungszahl ist um 1 größer als die Zahl der Parallelwandlung (Multiplexzahl) der Daten auf der Sendeseite. Da der Sender der 1 verwendet wird, ist die in der 8 dargestellte Verteilungszahl 5. Die Parallelwandlungszahl in der 1 ist 4.
Die Verteilungssignale Z2 bis Z5 werden durch die Verzögerungselemente 97 bis 103 verzögert. Die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 97 bis 193 werden z. B. auf die folgende Weise eingestellt. Die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 des in der 1 dargestellten Senders werden durch τ₁, τ₂, τ₃ bzw. τ₄ repräsentiert. Die Größenbeziehung der Verzögerungszeiten ist die Folgende: τ1 > τ2 > τ3 > τ4
In diesem Fall ist die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 97 des in der 8 dargestellten Empfängers auf τ₂ – τ₁ einzustellen, die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 99 ist auf τ₃ – τ₂ einzustellen, und diejenige des Verzögerungselements 101 ist auf τ₄ – τ₃ einzustellen.
Gemäß der 1 wird, nachdem eine erste eingehende Datensequenz (die vier Datenwerte enthält) parallel-gewandelt, und die als Nächste eintreffende Datensequenz (die vier Datenwerte enthält) wird parallel-gewandelt. Hierbei wird die als erste eintreffende Datensequenz als vorangehende Datensequenz bezeichnet, und die als nächste eintreffende Datensequenz wird als folgende Datensequenz bezeichnet. Gemäß der 1 entspricht die Zeitdifferenz zwischen dem aus der vorangehenden Datensequenz herrührenden Verzögerungssignal D4 und dem aus der folgenden Datensequenz herrührenden Verzögerungssignal D1 der Verzögerungszeit des in der 8 dargestellten Verzögerungselements 103. Nachfolgend erfolgt eine Beschreibung unter der Annahne, dass die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 der 1 und der Verzögerungselemente 97 bis 103 der 8 auf die oben beschriebene Weise eingestellt sind.
Der Frequenzwandlerabschnitt 105 wandelt das Verteilungssignal Z1 unter Verwendung des Ortssignals vom Ortssignalgenerator 129 in ein Grundbandsignal. Die Frequenzwandlerabschnitte 107 bis 113 wandeln die verzögerten Verteilungssignale Z2 bis Z5 unter Verwendung des Ortssignals vom Ortssignalgenerator 129 in Grundbandsignale. Eine nicht dargestellte Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) erfasst einen Trägerphasenversatz des Signals, und sie realisiert eine Trägersynchronisierung durch Steuern eines Ortsfrequenzsignal-Generators 129 durch ein Steuersignal. Daher werden die von den Frequenzwandlerabschnitten 105 bis 113 ausgegebenen Signale vollständig in Grundbandsignale gewandelt.
Die von den Frequenzwandlerabschnitten 105 bis 113 erzeugten Signale werden in Korrelatoren 115 bis 123 eingegeben, die eine Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode ermöglichen und die korrelierte Signale A bis E ausgeben. Die von den Korrelatoren 115 bis 123 ausgegebenen korrelierten Signale werden auch als korrelierte Ausgangssignale bezeichnet.
Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt eine Differenzdecodierung unter Verwendung der korrelierten Signale A bis E aus. Genauer gesagt, führt er eine Differenzbildung der korrelierten Signale A und B, B und C, C und D sowie D und E aus. Die Differenz-decodierten Signale werden in den Ermittlungsabschnitt 127 eingegeben. Der Ermittlungsabschnitt 127 ermittelt Daten, und er gibt sie entsprechend einem Daten-Taktsignal auf Grundlage der Differenz-codierten Signale nach außen aus.
Die Differenzdecodierung im Differenzbildungsabschnitt 125 wird nun detaillierter beschrieben. Die 9 ist eine Darstellung zum Unterstützen des Verständnisses der Differenzcodierung im Differenzbildungsabschnitt 125 der 8.
In der 9 zeigt (a) das korrelierte Signal A der 8, (B) zeigt das korrelierte Signal B der 8, (C) zeigt das korrelierte Signal C der 8, (D) zeigt das korrelierte Signal B der 8, und (E) zeigt das korrelierte Signal E der 8.
Hierbei ist, wie bereits beschrieben, die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 97 auf τ₂ – τ₁ = τ_a eingestellt, die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 99 ist auf τ₃ – τ₂ = τ_b eingestellt, und die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 101 ist auf τ₄ – τ₃ = τ_c eingestellt. In der 1 ist angenommen, dass die Zeitdifferenz zwischen dem verzögerten Signale D4 der vorangehenden Datensequenz und dem verzögerten Signal D1 der folgenden Datensequenz τ_d ist. Genauer gesagt, ist die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 103 in der 3 τ_d. Beim in der 9 dargestellten Beispiel ist die Verzögerungszeit des in der 1 dargestellten Verzögerungselements 27 auf 0 eingestellt. Das heißt, sie entspricht einem System, aus dem das Verzögerungselement 27 weggelassen ist.
Gemäß der 9 werden aus der vorangehenden Datensequenz der 1 Signale A1 bis A4 hergeleitet, und aus der folgenden Datensequenz werden Signale B1 bis B4 hergeleitet. Wie es in (A) bis (E) der 9 dargestellt ist, sind die korrelierten Signale B bis E und τ_a, τ_b, τ_c bzw. τ_d gegenüber dem korrelierten Signal A verzögert.
Im Differenzbildungsabschnitt 125 der 8 ist, am Punkt P1 der 9, das Signal A2 gemäß (A) das Signal A1 gemäß (B), zum selben Zeitpunkt, und demgemäß erfolgt eine Differenzbildung der Signale A2 und A1. Am Punkt P2 befinden sich das Signal A3 gemäß (A) und das Signal A2 gemäß (C) auf derselben Zeitachse und demgemäß erfolgt eine Differenzbildung der Signale A3 und A2. In ähnlicher Weise erfolgt eine Differenzbildung anderer Signale unter Verwendung des korrelierten Signals A gemäß (A) als Bezugssignal. Die Daten werden durch eine derartige Differenzbildung demoduliert.
Wie oben beschrieben, wird beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der fünften Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Im Ergebnis liefert das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der fünften Ausführungsform ähnliche Effekte wie die erste Ausführungsform.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der fünften Ausführungsform erfolgt das Multiplexen durch Verzögern der Zwischenfrequenzsignale auf der Sendeseite. Auf der Empfangsseite wird das Zwischenfrequenzsignal verzögert, es wird für eine vollständige Trägersynchronisierung gesorgt, und zur weiteren Verarbeitung werden Grundbandsignale erhalten.
Als Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der sechsten Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Bei der fünften Ausführungsform ist die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 29 und 27 in der 1 auf τ_a eingestellt, die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 21 und 29 ist auf τ_b eingestellt, die Differenz der Verzögerungszeiten zwischen den Verzögerungselementen 33 und 31 ist auf τ_c eingestellt, und die zeitliche Differenz zwischen dem verzögerten Signal D4 zur vorangehenden Datensequenz und dem verzögerten Signal D1 zur folgenden Datensequenz ist auf τ_d eingestellt, wobei die Größen von τ_a bis τ_b nicht speziell spezifiziert sind. Bei der sechsten Ausführungsform sind die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 27 bis 33 der 1 so eingestellt, dass τ_a, τ_b, τ_c und τ_d alle derselben Zeitperiode entsprechen. Anders gesagt, wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Die 9 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der sechsten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 10 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der sechsten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, ein Verzögerungselement 131, Frequenzwandlerabschnitte 133, 135, Korrelatoren 137, 139, einen Differenzbildungsabschnitt 125, einen Ermittlungsabschnitt 127 und einen Ortsfrequenzsignal-Generator 129. Abschnitte, die denen der 8 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt.
Der Verteiler 95 verteilt das Zwischenfrequenzsignal vom Frequenzwandlerabschnitt 93 in zwei Verteilungssignale ZZ1 und ZZ2. Das Verteilungssignal ZZ1 wird durch den Frequenzwandlerabschnitt 133 und den Korrelator 137 geleitet, um als korreliertes Signal AA in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben zu werden. Das Verteilungssignal ZZ2 wird durch das Verzögerungselement 131, den Frequenzwandlerabschnitt 135 und den Korrelator 139 geschickt, um als korreliertes Signal BB in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben zu werden.
Die Frequenzwandlerabschnitte 133 und 135 sind den Frequenzwandlerabschnitten 105 bis 113 der 8 ähnlich, die unter Verwendung des Ortsfrequenzsignal-Generators 129 und einer nicht dargestellten Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) für vollständige Trägersynchronisierung sorgen, wobei das Verteilungssignal ZZ1 und das verzögerte Verteilungssignal ZZ2 in Grundbandsignale umgesetzt werden. Die Korrelatoren 137 und 139 sind den Korrelatoren 115 bis 123 der 8 ähnlich.
Das korrelierte Signal AA entspricht dem in der 9(A) dargestellten Signal, wobei τ_a, τ_b, τ_c und τ_d alle gleich sind. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die 11 zeigt die korrelierten Signale AA und BB der 10.
Gemäß der 11 sind die Signale A1 bis A4 gemultiplexte Signale, die aus der vorangehenden Datensequenz im in der 1 dargestellten Sender hergeleitet wurden, während Signale B1 bis B4 gemultiplexte Signale sind, die aus der folgenden Datensequenz hergeleitet wurden. Hierbei existiert zwischen beliebigen benachbarten Signalen dasselbe Zeitintervall τ_a. Dies, da die Verzögerungszeiten im Sender der 1 unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens eingestellt werden, wie es bereits bei der Einleitung der sechsten Ausführungsform beschrieben wurde.
In der 11 repräsentiert (AA) das korrelierte Signal AA der 10, und (BB) repräsentiert das korrelierte Signal BB der 10. Das korrelierte Signal BB ist gegenüber dem korrelierten Signal AA um die Zeit τ_a verzögert. Das heißt, dass die Verzögerungszeit des in der 10 dargestellten Verzögerungselements 131 τ_a ist. Auf diese Weise wird die Verzögerungszeit des in der 10 dargestellten Verzögerungselements 131 so eingestellt, dass sie mit der Zeitdifferenz zwischen benachbarten der gemultiplexten mehreren Signale übereinstimmt.
Im Differenzbildungsabschnitt 125 der 10 wird für die korrelierten Signale AA und BB, die auf derselben Zeitachse liegen, eine Differenzbildung ausgeführt.
Wie oben beschrieben, wird bei der sechsten Ausführungsform ein Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet, und die Verzögerungszeit im Sender wird so eingestellt, dass die mehreren in den korrelierten Signalen auf der Empfängerseite enthaltenen Signalsequenzen dasselbe Zeitintervall zeigen.
Im Ergebnis ist im Empfänger nur ein Verzögerungspfad erforderlich (beim Beispiel der 8 existieren vier Verzögerungspfade), und der Schaltungsumfang des Empfängers kann deutlich verringert werden.
Ferner können bei der sechsten Ausführungsform, da der in der 1 dargestellte Sender verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Bei der sechsten Ausführungsform werden auf der Sendeseite Zwischenfrequenzsignale verzögert und gemultiplext. Auf der Empfängerseite wird das Zwischenfrequenzsignal verzögert, daraufhin wird eine vollständige Trägersynchronisierung realisiert, und dann werden die Signale zur weiteren Verarbeitung in Grundbandsignale umgesetzt. Auf der Sendeseite wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der siebten Ausführungsform wird wie bei der fünften Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Hinsichtlich des Empfängers wird der in der 8 darge stellte Empfänger verwendet, der über den Frequenzwandlerabschnitt zum Bereitstellen von Grundbandsignalen verfügt, der in einer Vorstufe des Verteilers liegt.
Die 12 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der siebsten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 12 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der siebten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, Frequenzwandlerabschnitte 93, 141, einen Verteiler 95, einen Ortssignalgenerator 129, Verzögerungselemente 97, 99, 101, 103, Korrelatoren 115, 117, 119, 121, 123, einen Differenzbildungsabschnitt 135 und einen Ermittlungsabschnitt 127. Abschnitte, die denen der 8 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Das durch den Frequenzwandlerabschnitt 93 erzeugte Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) wird durch den Frequenzwandlerabschnitt 141 in ein Grundbandsignal gewandelt. In diesem Fall wird, ähnlich wie beim Beispiel der 8, durch den Ortssignalgenerator 129 und eine nicht dargestellte Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) eine vollständige Trägersynchronisierung erzielt, wodurch ein vollständiges Grundbandsignal erhalten wird.
Der Verteiler 95 verteilt das Grundbandsignal von den Frequenzwandlerabschnitten 141 auf fünf Signale, nämlich Verteilungssignale Z1 bis Z5. Die Verzögerungselemente 97 bis 104 verzögern die Verteilungssignale Z2 bis Z5. Die Verteilungssignale Z2 bis Z5 liegen im Grundband, und demgemäß werden Grundbandsignale verzögert. Die Einstellung der Verzögerungszeit ist ähnlich wie bei der fünften Ausführungsform.
Das Verteilungssignal Z1 und die verzögerten Verteilungssignale Z2 bis Z5 werden in die Korrelatoren 115 bis 123 eingegeben, was zu korrelierten Signalen A bis E führt. Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt eine Differenzdecodierung auf Grundlage der korrelierten Signale A bis E aus. Die Differenz-demodulierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Wie oben beschrieben, ist bei der siebsten Ausführungsform der Frequenz wandlerabschnitt 141 in der Vorstufe des Verteilers 95 vorhanden, so dass Verteilungssignale im Grundband zur Verarbeitung verzögert werden.
Im Ergebnis kann bei der siebten Ausführungsform die Anzahl der Frequenzwandlerabschnitte von fünf auf einen im Vergleich zur fünften Ausführungsform verringert werden, und demgemäß kann der Schaltungsumfang verkleinert werden. Bei der siebten Ausführungsform beträgt die Anzahl der erforderlichen Frequenzwandlerabschnitte zur Umwandlung in das Grundbandsignal selbst dann nur 1, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Ferner können, da Verteilungssignale im Grundband verzögert werden, die Verzögerungselemente 97 bis 103 durch digitale Schaltkreise gebildet werden, und demgemäß werden eine höhere Integration und eine Verkleinerung der Größe des Empfängers möglich.
Ferner können bei der siebten Ausführungsform, da der Sender der 1 verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Die Verzögerungselemente 97 bis 103 können in der Folgestufe zu den Korrelatoren 117 bis 123 vorhanden sein. Auch in diesem Fall können ähnliche Effekte erzielt werden, wie sie oben beschrieben sind.
Bei der siebten Ausführungsform wird auf der Sendeseite ein Multiplexen durch Verzögern eines Zwischenfrequenzsignals ausgeführt. Auf der Empfängerseite werden vollständig mit dem Träger synchronisierte Grundbandsignale zur Differenzdecodierung (Demodulation) verzögert.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der achten Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet. Daher ist die Einstellung der Verzögerungszeiten im Sender und Empfänger ähnlich der Einstellung, die unter Bezugnahme auf die sechste Ausführungsform beschrieben wurde. Beim Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der achten Ausführungsform sind die Frequenzwandlerabschnitte zum Wandeln in das Grundbandsignal im Empfänger der 10 in der Vorstufe des Verteilers vorhanden.
Die 13 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der achten Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 10 entsprechen, sind mit denselben Bezugs zahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 13 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der achten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 98, Frequenzwandlerabschnitte 93, 141, einen Ortssignalgenerator 129, einen Verteiler 95, ein Verzögerungselement 131, Korrelatoren 137, 139, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Frequenzwandlerabschnitt 141 wandelt ein Zwischenfrequenzsignal vom Frequenzwandlerabschnitt 93 unter Verwendung eines Ortssignals (Träger) vom Ortssignalgenerator 129 in ein Grundbandsignal. In diesem Fall wird unter Verwendung einer nicht dargestellten Trägersynchronisierschaltung eine vollständige Trägersynchronisierung realisiert.
Der Verteiler 95 verteilt das Grundbandsignal vom Frequenzwandlerabschnitt 141 auf zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale ZZ1 und ZZ2. Der Korrelator 137 erzeugt unter Verwendung des Verteilungssignals ZZ1, in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode, ein korreliertes Signal AA. Das Verteilungssignal ZZ2 wird über das Verzögerungselement 131 in den Korrelator 139 eingegeben. Der Korrelator 139 erzeugt unter Verwendung des verzögerten Verteilungssignals ZZ2, in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode, das korrelierte Signal BB. Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt eine Differenzdecodierung unter Verwendung der korrelierten Signale AA und BB aus. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Die Verzögerungszeit des Verzögerungselements 131 wird so eingestellt, dass sie mit der Zeitdifferenz zwischen benachbarten der Signale übereinstimmt, die auf der Sendeseite verzögert und gemultiplext wurden, ähnlich der Verzögerungszeit des in der 10 dargestellten Verzögerungselements 131.
Wie beschrieben, ist bei der achten Ausführungsform der Frequenzwandlerabschnitt zum Wandeln in das Grundbandsignal in der Folgestufe zum Verteiler vorhanden, und das Grundbandsignal wird zur Verarbeitung verzögert.
Im Ergebnis kann, im Vergleich zum in der 10 dargestellten Empfänger, bei der achten Ausführungsform die Anzahl der Frequenzwandlerabschnitte von zwei auf einen verringert werden, und das Verzögerungselement 131 kann durch einen digitalen Schaltkreis gebildet werden. Daher kann die Größe des Empfängers verkleinert werden.
Ferner werden bei der achten Ausführungsform, ähnlich wie bei der sechsten Ausführungsform, die Verzögerungszeiten im Sender entsprechend dem zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahren eingestellt. Genauer gesagt, werden die Verzögerungszeiten im Empfänger so eingestellt, dass die Zeitdifferenz zwischen zwei benachbarten, aufeinanderfolgenden Signalen konstant ist.
Im Ergebnis ist bei der achten Ausführungsform nur ein Verzögerungspfad im Empfänger erforderlich, wie es in der 13 dargestellt ist, so dass der Schaltungsumfang des Empfängers verkleinert werden kann. Ferner ist, unabhängig von der Multiplexzahl, im Empfänger nur ein Verzögerungspfad erforderlich, und demgemäß ist der Schaltungsumfang selbst dann nicht erhöht, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Ferner können, da bei der achten Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Bei der achten Ausführungsform wird auf der Sendeseite der Multiplexvorgang durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Auf der Empfangsseite wird eine Differenzdecodierung (Demodulation) durch Verzögern des vollständig mit dem Träger synchronisierten Grundbandsignals ausgeführt. Auf der Sendeseite wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der neunten Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Bei der neunten Ausführungsform ist in der Vorstufe des Verteilers der Korrelator des in der 12 dargestellten Empfängers vorhanden.
Die 14 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der neunten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Abschnitte, die denen der 12 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 14 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der neunten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, Frequenzwandlerabschnitte 93, 141, einen Ortsfrequenzsignal-Generator 129, einen Korrelator 151, einen Verteiler 95, Verzögerungselemente 97, 99, 101, 103, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Korrelator 151 gibt unter Verwendung des Grundbandsignals vom Frequenzwandlerabschnitt 141 ein korreliertes Signal in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode aus. Der Verteiler 95 verteilt das korrelierte Signal vom Korrelator 151 auf eine Zahl von Signalen, die um 1 größer als die Anzahl der auf der Sendeseite gelieferten parallelen Signale ist, und er erzeugt Verteilungssignale Z1 bis Z5. Der Differenzbildungsabschnitt 125 empfängt das Verteilungssignal Z1 und die durch die Verzögerungselemente 97 bis 103 verzögerten Verteilungssignale Z2 bis Z5.
Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt unter Verwendung des Verteilungssignals Z1 und der verzögerten Verteilungssignale Z2 bis Z5 eine Differenzdecodierung aus. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Wie oben beschrieben, wird bei der neunten Ausführungsform eine Verarbeitung mit dem Korrelator 191 ausgeführt, der in der Vorstufe zum Verteiler 95 vorhanden ist.
Im Ergebnis kann, im Vergleich zum in der 12 dargestellten Empfänger, bei der neunten Ausführungsform die Anzahl der Korrelatoren von fünf auf einen verringert werden, und es kann der Schaltungsumfang des Empfängers verkleinert werden.
Ferner können, da der in der 1 dargestellte Empfänger bei der neunten Ausführungsform verwendet ist, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Ferner können, da die Verzögerung im Empfänger im Grundband realisiert wird, für die Verzögerungselemente digitale Verzögerungselemente verwendet werden und demgemäß werden eine höhere Integration und eine Größenverringerung des Empfängers möglich.
Bei der neunten Ausführungsform erfolgt das Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen auf der Sendeseite. Auf der Empfangsseite werden für die Differenzdecodierung (Demodulation) vollständig mit dem Träger syn chronisierte Grundbandsignale bereitgestellt.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der zehnten Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet. Daher werden die Verzögerungszeiten im Sender und Empfänger auf ähnliche Weise wie bei der sechsten Ausführungsform eingestellt. Beim Empfänger der zehnten Ausführungsform ist der Korrelator des in der 13 dargestellten Empfängers in der Vorstufe zum Verteiler vorhanden.
Die 15 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zehnten Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 15 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zehnten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, Frequenzwandlerabschnitte 93, 141, einen Ortsfrequenzsignal-Generator 129, einen Korrelator 151, einen Verteiler 95, ein Verzögerungselement 131, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127. Abschnitte, die denen der 13 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 15 liefert der Korrelator 151 unter Verwendung des Grundbandsignals vom Frequenzwandlerabschnitt 141, in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode, Korrelationssignale. Der Verteiler 65 verteilt das korrelierte Grundbandsignal vom Korrelator 151 auf zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale ZZ1 und ZZ2. Der Differenzbildungsabschnitt 125 empfängt das Verteilungssignal ZZ1 und das durch das Verzögerungselement 131 verzögerte Verteilungssignal ZZ2. Das durch den Differenzbildungsabschnitt 125 Differenz-decodierte Signal wird über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Die Verteilungssignale ZZ1 und ZZ2 entsprechen den korrelierten Signalen AA und BB der 12, und die Differenzdecodierung im Differenzbildungsabschnitt 125 wird auf ähnliche Weise wie diejenige im Differenzbildungsabschnitt 125 der 10 ausgeführt.
Wie oben beschrieben, ist bei der zehnten Ausführungsform der Korrelator 151 in der Vorstufe zum Verteiler 95 vorhanden, so dass korrelierte Grund bandsignale verzögert und verarbeitet werden.
Im Ergebnis kann bei der zehnten Ausführungsform, im Vergleich zum in der 13 dargestellten Empfänger der achten Ausführungsform, die Anzahl der Korrelatoren von zwei auf einen verringert werden, und das Verzögerungselement 131 kann durch einen digitalen Schaltkreis gebildet werden. Daher kann der Schaltungsumfang verkleinert werden.
Ferner ist bei der zehnten Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet und die Einstellung der Verzögerungszeiten im Sender und Empfänger ist gleich wie bei der sechsten Ausführungsform. Daher können Effekte ähnlich denen bei der ersten und der sechsten Ausführungsform erzielt werden.
Bei der zehnten Ausführungsform erfolgt das Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen auf der Sendeseite. Auf der Empfangsseite werden zur Verarbeitung vollständig mit dem Träger synchronisierte Grundbandsignale verzögert. Auf der Sendeseite wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der elften Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender verwendet. Die 16 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der elften Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 8 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es wird hauptsächlich der charakteristische Abschnitt beschrieben.
Gemäß der 16 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der elften Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Verzögerungselemente 97, 99, 101, 103, Verteiler 161, 163, 165, 167, 169, Frequenzwandlerabschnitte 171, 173, 173, 175, 177, 179, 181, 183, 185, 187, 189, Korrelatoren 191, 193, 105, 197, 199, 201, 203, 205, 207, 209, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Verteiler 95 verteilt die Zwischenfrequenzsignale vom Frequenzwandlerabschnitt 93 auf eine Anzahl, die um 1 größer als die Anzahl der im Sender bereitgestellten parallelen Signale ist, und er erzeugt Verteilungssignale Z1 bis Z5. Das Verteilungssignal Z1 und die durch die Verzögerungselemente 97 bis 103 verzögerten Verteilungssignale Z2 bis Z5 werden in die Verteiler 161 bis 169 eingegeben und jeweils weiter auf zwei verteilt.
Die von den Verteilern 161 bis 169 erzeugte Signale werden unter Verwendung des Ortsfrequenzsignals vom Ortsfrequenzsignal-Generator 129 in zwei nahezu im Grundband liegende Signale (nachfolgend als "Pseudogrundband" bezeichnet) gewandelt, nämlich ein phasengleiches Signal (nachfolgend als "Signal I" bezeichnet) sowie ein Quadratursignal (nachfolgend als "Signal Q" bezeichnet), d.h. die sin-Komponente und die cos-Komponente mit ungefähr derselben Frequenz wie der Signalfrequenz auf der Sendeseite. Die von den Frequenzwandlerabschnitten 171 bis 189 erzeugten Signale I und Q werden in die Korrelatoren 191 bis 209 eingegeben.
Die Korrelatoren 191 bis 209 erzeugen unter Verwendung der Signale I und Q, in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode, korrelierte Signale. Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt unter Verwendung der korrelierten Signale von den Korrelatoren 191 bis 209 eine Differenzdecodierung aus. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Die Betriebsweise des Differenzbildungsabschnitts 125 ist derjenigen des Differenzbildungsabschnitts 125 der 8 mit Ausnahme der folgenden Punkte ähnlich.
Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt eine Differenzdemodulation auf Grundlage einer Änderung des Phasenwinkels aus, da die in ihn eingegebenen Signale keine Grundbandsignale sondern Pseudo-Grundbandsignale sind. Daher enthält der Differenzbildungsabschnitt 125, was jedoch nicht dargestellt ist, eine Einrichtung zum Erfassen der Phase aus den korrelierten Signalen betreffend die Signale I und Q. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die 17 ist eine Darstellung der Differenzdecodierung im Differenzbildungsabschnitt 125 der 16.
In der 17 zeigt (a) Differenzen im Differenzbildungsabschnitt 125 gemäß den Ausführungsformen 5 bis 10, und (b) zeigt Differenzen im Differenzbildungsabschnitt 125 der 16.
Bei den Ausführungsformen 5 bis 10 werden zur Differenzdecodierung (Syn chron-Demodulationsverfahren) vollständig mit dem Träger synchronisierte Grundbandsignale verwendet. In diesem Fall erscheint, wie es in der 17(a) (für DBPSK) dargestellt ist, entsprechend dem Inhalt der Daten auf der I-Achse ein korreliertes Signal (Pfeil S1).
Daher wird unter Verwendung der Q-Achse (I = 0) als Bezugsgröße zur Ermittlung ermittelt, ob die Phasendifferenz 0° oder 180° beträgt. Genauer gesagt, wird, mit dem Phasenwinkel Θ, abhängig davon, ob das Signal im Bereich A1 (90° ≤ Θ ≤ –90°) oder im Bereich B1 (–90° ≤ Θ ≤ 90°) liegt, ermittelt, ob die Phasendifferenz 0° oder 180° beträgt.
Der Bereich A1 ist der Bereich, der zum Ermitteln der Phasendifferenz 0° verwendet wird, wohingegen der Bereich B1 zum Ermitteln einer Phasendifferenz von 180° verwendet wird.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wird eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung von Pseudo-Grundbandsignalen ausgeführt (asynchrones Demodulationsverfahren). Bei einem derartigen asynchronen Demodulationsverfahren ist die Phase des Signals, das entsprechend dem Inhalt der Daten auftritt, unbestimmt, und es erscheint als Vektor mit beliebiger Phase (Pfeil S2), wie es in der 17(b) dargestellt ist. Der Phasenwinkel bei Annahme einer derartigen beliebigen Phase ist durch Θ₀ repräsentiert. Daher wird abhängig davon, ob das Signal im Bereich A2 (90° + Θ₀ ≤ Θ ≤ –90°) oder im Bereich B2 (–90° + Θ₀ ≤ Θ ≤ –90° + Θ₀) liegt, ermittelt, ob die Phasendifferenz 0° oder 180° is, wie es in der 17(b) dargestellt ist. Genauer gesagt, wird unter Verwendung der mit gestrichelter Linie aufgetragenen Achse C als Bezugsgröße eine Ermittlung ausgeführt.
Der Bereich A2 wird zum Bestimmen der Phasendifferenz von 0° verwendet, und der Bereich B2 wird zum Bestimmen der Phasendifferenz von 180° verwendet.
Auf diese Weise demoduliert der Differenzdecodierabschnitt 125 Daten (0, 1) auf Grundlage der Änderung der Phasendifferenz. Genauer gesagt, werden Daten durch Differenzbildung der Phase demoduliert, die durch die korrelierten Signale auf Grundlage der Signale I und Q erhalten wird, sowie der Phase der korrelierten Signale auf Grundlage der Signale I und Q mit den jeweiligen Verzögerungszeiten. Die Q-Achse repräsentiert die Amplitude der sinusförmigen Trägerwelle, und die I-Achse repräsentiert die Amplitude der cosinusförmigen Trägerwelle.
Wie oben beschrieben, wird bei der elften Ausführungsform eine Differenzde codierung (Demodulation) unter Verwendung von Pseudo-Grundbandsignalen, und nicht vollständigen Grundbandsignalen, ausgeführt.
Im Ergebnis wird bei der elften Ausführungsform eine Differenzdecodierung (Demodulation) ohne Trägersynchronisierung möglich. Daher wird eine Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig, und im Vergleich zu einem Empfänger, der eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung von Grundbandsignalen ausführt, kann der Schaltungsumfang verkleinert werden. Ferner kann der Anfangsbetrieb beschleunigt werden, da die Zeit bis zum Erreichen der Trägersynchronisation 0 wird, und es kann der Durchsatz bei Paketübertragung oder dergleichen mit kurzer Übertragungszeit verbessert werden.
Ferner wird bei der elften Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet, und demgemäß können ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Bei der elften Ausführungsform wird ein Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen auf der Sendeseite ausgeführt. Ferner werden auf der Empfangsseite Zwischenfrequenzsignale zur Verarbeitung unter Verwendung eines asynchronen Modulationsverfahrens verzögert (wobei die Modulation nicht mit vollständig mit dem Träger synchronisierten Pseudo-Grundbandsignalen ausgeführt wird).
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der zwölften Ausführungsform wird der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet. Daher sind die Verzögerungszeiten im Sender und im Empfänger dieselben wie bei der sechsten Ausführungsform 6.
Die 18 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zwölften Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 10 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 18 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der zwölften Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, ein Verzögerungsele ment 131, Verteiler 213, 215, Frequenzwandlerabschnitte 217, 219, 220, 223, Korrelatoren 225, 227, 229, 231, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Das Verteilungssignal ZZ1 und das durch das Verzögerungselement 131 verzögerte Verteilungssignal ZZ2 werden in die Verteiler 213 und 215 eingegeben. Die Frequenzwandlerabschnitte 217 bis 223 wandeln die Signale von den Verteilern 213 und 215 in Signale I und Q, die Signale in einem Pseudogrundband (nahezu dem Grundband) sind, wozu das Ortssignal vom Ortssignalgenerator 129 verwendet wird, d.h. in die sin-Komponente und die cos-Komponente mit ungefähr derselben Frequenz wie der Frequenz auf der Sendeseite. Die Korrelatoren 225 bis 231 erzeugen unter Verwendung der Signale Q und I, in Korrelation mit dem Spreizcode zum Sendezeitpunkt, korrelierte Signale. Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt eine Differenzcodierung unter Verwendung der korrelierten Signale von den Korrelatoren 225 bis 231 aus. Differenzdecodierte Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben. Die Funktionsweise des Differenzbildungsabschnitts 125 ist derjenigen des in der 16 dargestellten Differenzbildungsabschnitts 125 ähnlich.
Wie oben beschrieben, wird bei der zwölften Ausführungsform eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung von Pseudo-Grundbandsignalen ausgeführt (Demodulation durch quasi-synchrone Erfassung), d.h. ein asynchrones Demodulationsverfahren). Im Ergebnis wird bei der zwölften Ausführungsform eine Differenzdecodierung (Demodulation) ohne vollständige Trägersynchronisierung möglich. Daher wird eine Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig, und im Vergleich mit einer Differenzdecodierung unter Verwendung vollständiger Grundbandsignale kann der Schaltungsumfang verkleinert werden. Ferner ist die Zeit bis zum Erreichen einer Trägersynchronisierung auf 0 verringert, und der Anfangsbetrieb ist beschleunigt. Demgemäß kann der Durchsatz bei Paketübertragung usw., wobei die Übertragungszeit kurz ist, verbessert werden.
Ferner wird beim ersten Sender der 1 das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet. Daher werden die Verzögerungszeiten so eingestellt, dass kontinuierliche Signale eine konstante Zeitdifferenz zeigen, wie bei sechsten Ausführungsform. Im Ergebnis kann bei der zwölften Ausführungsform die Anzahl der Verzögerungspfade auf der Sendeseite auf einen verringert werden und demgemäß kann der Schaltungsumfang des Systems deutlich verkleinert werden. Ferner ist selbst dann, wenn die Multiplexzahl erhöht wird, der Schaltungsumfang nicht erhöht, da unabhängig von der Multiplexzahl nur ein Verzögerungspfad erforderlich ist.
Ferner wird bei der zwölften Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet und demgemäß können ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Bei der zwölften Ausführungsform wird auf der Sendeseite ein Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Ferner werden auf der Empfangsseite Zwischenfrequenzsignale verzögert und es wird eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung nicht vollständig mit dem Träger synchronisierter Pseudo-Grundbandsignale ausgeführt. Ferner wird auf der Sendeseite das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der dreizehnten Ausführungsform ist der Frequenzwandlerabschnitt zum Wandeln in das Pseudogrundband, wie in der 16 dargestellt, vor dem Verzögerungselement und dem Verteiler platziert, so dass Pseudo-Grundbandsignale verzögert werden.
Es wird der in der 1 dargestellte Sender verwendet.
Die 19 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der dreizehnten Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 16 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 19 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der dreizehnten Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Frequenzwandlerabschnitte 249, 251, 253, 255, 257, 259, 261, 263, Korrelatoren 191, 193, 195, 197, 199, 201, 203, 205, 207, 209, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Verteiler 95 verteilt das Zwischenfrequenzsignal auf zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Eines der Verteilungssignale wird unter Verwendung des Ortsfrequenzsignals vom Ortsfrequenzsignal-Generator 129 durch den Frequenzwandlerabschnitt 241 in ein Q-Signal (Quadratursignal) in einem Pseudo-Grundband (nahezu dem Grundband) gewandelt, d.h. eine sin-Komponente mit ungefähr derselben Frequenz wie derjenigen auf der Sendeseite. Der Verteiler 245 verteilt das Q-Signal vom Frequenzwandlerabschnitt 241 auf fünf Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Die Verteilungszahl ist um eins größer als die Zahl der vom in der 1 dargestellten Sender gelieferten parallelen Signale.
Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 240 wird direkt in den Korrelator 191 eingegeben, während die anderen vier Verteilungssignale über die Verzögerungselemente 249 bis 255 in die Korrelatoren 193 bis 191 eingegeben werden. Die korrelierten Signale von den Korrelatoren 191 bis 199 werden in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben.
Indessen wird das andere der Verteilungssignale vom Verteiler 95 unter Verwendung des Ortssignals vom Ortssignalgenerator 129 durch den Frequenzwandlerabschnitt 243 in ein I-Signal (phasengleiches Signal) im Pseudogrundband gewandelt, d.h. in die cos-Komponente mit ungefähr derselben Frequenz wie derjenigen auf der Sendeseite. Danach wird es auf ähnliche Weise wie das Q-Signal vom Frequenzwandlerabschnitt 241 verarbeitet.
Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt unter Verwendung der korrelierten Signale von den Korrelatoren 191 bis 209 eine Differenzdecodierung aus, und Differenz-decodierte Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 249 bis 255 sind τ_a bis τ_d, und die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 257 bis 263 sind τλa bis τ_d, was ähnlich wie bei den in der 16 dargestellten Verzögerungselementen 97 bis 103 ist, mit einer Einstellung auf ähnliche Weise wie beim Beispiel der 16. Der Differenzbildungsabschnitt 125 ist dem der in der 16 dargestellten ähnlich.
Wie oben beschrieben, ist bei der dreizehnten Ausführungsform der Frequenzwandlerabschnitt zum Wandeln der Zwischenfrequenzsignale in ein Pseudo-Grundbandsignal in der Vorstufe der Verzögerungselemente vorhanden, wodurch die Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung verzögert werden.
Im Ergebnis können bei der dreizehnten Ausführungsform im Vergleich zum in der 16 dargestellten Empfänger, obwohl die Anzahl der Verzögerungselemente von vier auf acht erhöht ist, die Frequenzwandlerabschnitte zum Wandeln in die Pseudo-Grundbandsignale deutlich von zehn auf zwei verringert werden, wodurch der Schaltungsumfang deutlich verkleinert werden kann.
Ferner können, da Pseudo-Grundbandsignale verzögert werden, die Verzögerungselemente durch digitale Schaltkreise gebildet werden, so dass eine höhere Integration und eine Größenverringerung des Empfängers möglich werden.
Ferner können, da der in der 1 dargestellte Sender verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Ferner werden bei der elften Ausführungsform nicht vollständig mit dem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung verwendet, so dass ein Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig wird und demgemäß der Schaltungsumfang im Vergleich zu einer Verarbeitung unter Verwendung vollständiger Grundbandsignale verkleinert werden kann. Ferner ist die Zeit bis zum Erzielen einer Trägersynchronisierung auf null verringert, so dass der Anfangsbetrieb beschleunigt ist und der Durchsatz bei Paketübertragung oder dergleichen, wobei die Übertragungszeit kurz ist, verbessert werden kann.
Bei der dreizehnten Ausführungsform wird auf der Sendeseite ein Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Ferner werden auf der Empfangsseite nicht vollständig mit dem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale verzögert, und danach wird eine Differenzdecodierung (Demodulation) ausgeführt.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 14. Ausführungsform ist der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet. Daher ist die Einstellung der Verzögerungszeiten im Sender und im Empfänger dieselbe wie bei der sechsten Ausführungsform. Bei der 14. Ausführungsform ist der Frequenzwandlerabschnitt zum Wandeln in das Pseudo-Grundband, wie in der 18 dargestellt, in der Vorstufe zu den Verzögerungselementen vorhanden, so dass Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung verzögert werden.
Die 20 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 14. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 18 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und ihre Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Eigenschaften beschrieben.
Gemäß der 20 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 14. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Frequenzwandlerabschnitte 291, 293, Verteiler 213, 215, einen Ortssignalgenerator 129, Verzögerungselemente 229, 301, Korrelatoren 225, 227, 229, 231, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Gemäß der 20 wird das Verteilungssignal ZZ1 durch den Frequenzwandlerabschnitt 221 unter Verwendung der sin-Komponente vom Ortsfrequenzsignal-Generator 129 in ein pseudo-Grundbandsignal Q (Quadratursignal) gewandelt. Der Verteiler 213 verteilt das Q-Signal auf zwei Signale. Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 213 wird in den Korrelator 225 eingegeben und als korreliertes Signal ausgegeben. Das andere Verteilungssignal vom Verteiler 213 wird über ein Verzögerungselement 229 in den Korrelator 227 eingegeben, und es wird als korreliertes Signal ausgegeben.
Das Verteilungssignal ZZ2 wird unter Verwendung der cos-Komponente vom Ortssignalgenerator 129 in ein pseudo-Grundbandsignal I (phasengleiches Signal) gewandelt. Danach wird es auf dieselbe Weise wie das oben beschriebene Q-Signal verarbeitet. Der Frequenzwandlerabschnitt 291 ist dem in der 18 dargestellten Frequenzwandlerabschnitt 217 ähnlich, der Frequenzwandlerabschnitt 293 ist dem in der 18 dargestellten Frequenzwandlerabschnitt 219 ähnlich, und die Verzögerungselemente 299 und 301 sind dem Verzögerungselement 131 der 18 ähnlich. Daher entsprechen die Verzögerungszeiten der Verzögerungselemente 299 und 301 der Differenz zwischen den am dichtesten liegenden Verzögerungszeiten im Sender.
Wie oben beschrieben, ist bei der 14. Ausführungsform der Frequenzwandlerabschnitt zum Wandeln in pseudo-Grundbandsignale in der Vorstufe zum Verzögerungselement vorhanden, so dass pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung verzögert werden.
Im Ergebnis kann bei der 14. Ausführungsform im Vergleich zum in der 18 dargestellten Empfänger die Anzahl der Frequenzwandlerabschnitte zur Wandlung in die pseudo-Grundbandsignale von vier auf zwei verringert werden, und es kann der Schaltungsumfang des Empfängers verkleinert werden.
Ferner wird bei der vierten Ausführungsform das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet, und die Verzögerungszeiten werden beim Sender so eingestellt, dass die kontinuierlichen Signale dieselben Zeitintervalle zeigen. Daher ist auf der Empfängerseite nur ein Verzögerungspfad erforderlich, und der Schaltungsumfang kann deutlich verkleinert werden, wie bei der sechsten Ausführungsform. Ferner ist unabhängig von der Multiplexzahl nur ein Verzögerungspfad erforderlich, so dass selbst dann der Schaltungsumfang nicht vergrößert ist, wenn die Multiplexzahl erhöht wird.
Ferner können, da Pseudo-Grundbandsignale verwendet werden, Verzögerungselemente durch digitale Schaltkreise gebildet werden, wodurch hohe Integration und eine Größenverringerung des Empfängers möglich werden.
Ferner werden bei der 14. Ausführungsform Pseudo-Grundbandsignale verzögert, und es wird eine Differenzcodierung (Demodulation) ausgeführt. Daher wird eine Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig, und der Schaltungsumfang im Vergleich zu einer Verarbeitung unter Verwendung vollständiger Grundbandsignale verkleinert werden. Ferner ist, da die Zeit bis zum Erreichen der Trägersynchronisierung auf null verkürzt werden kann, der anfängliche Betrieb beschleunigt, und der Durchsatz kann bei einer Paketübertragung oder dergleichen, wobei die Übertragungszeit kurz ist, verbessert werden.
Bei der 14. Ausführungsform wird im Sender das Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Ferner wird auf der Empfangsseite eine Differenzcodierung (Demodulation) unter Verwendung nicht vollständig mit dem Träger synchronisierter Pseudo-Grundbandsignale ausgeführt. Ferner wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 15. Ausführungsform ist der in der 19 dargestellte Korrelator vor dem Verteiler der Folgestufe vorhanden. Ferner ist der in der 1 dargestellte Sender verwendet.
Die 21 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 15. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 16 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 21 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 15. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Frequenzwandlerabschnitte 241, 243, Korrelatoren 311, 313, Verteiler 245, 247, Ortssignalgeneratoren 129, Verzögerungselemente 249, 251, 253, 255, 257, 259, 261, 263, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Korrelator 311 erzeugt unter Verwendung des Pseudo-Grundbandsignals Q vom Frequenzwandlerabschnitt 241, in Korrelation mit dem zum Sendezeitpunkt verwendeten Spreizcode, ein korreliertes Signal. Der Verteiler 245 verteilt das korrelierte Signal vom Korrelator 311 auf fünf Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 245 wird direkt in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben, und die anderen vier werden über die Verzögerungselemente 249 bis 255 in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben.
Das vom Frequenzwandlerabschnitt 243 erzeugte Pseudo-Grundbandsignal I wird auf ähnliche Weise wie das Signal Q verarbeitet. Der Differenzbildungsabschnitt 125 empfängt zwei Verteilungssignale von den Verteilern 245 und 247 sowie acht Signale von den Verzögerungselementen 249 bis 263, und er führt eine Differenzdecodierung aus. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben.
Wie oben beschrieben, ist bei der 15. Ausführungsform der Korrelator vor dem Verteiler zum Verteilen der Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung vorhanden.
Im Ergebnis kann, im Vergleich zum in der 19 dargestellten Empfänger, bei der 15. Ausführungsform die Anzahl der Korrelatoren von zehn auf zwei verringert werden, so dass der Schaltungsumfang verkleinert werden kann.
Ferner können, da der in der 1 dargestellte Sender verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden.
Ferner können, da Pseudo-Grundbandsignale verzögert werden, Verzögerungselemente durch digitale Schaltkreise gebildet werden, wodurch eine höhere Integration und eine Größenverringerung des Empfängers möglich werden.
Ferner wird, da zur Differenzcodierung (Demodulation) nicht vollständig mit dem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale verwendet werden, eine Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig, und demgemäß kann der Schaltungsumfang im Vergleich zu einer Verarbeitung unter Verwendung von vollständiger Grundbandsignale verkleinert werden. Ferner kann, da die Zeit bis zum Erreichen einer Trägersynchronisierung auf null verkürzt werden kann, der anfängliche Betrieb beschleunigt werden und der Durchsatz kann bei Paketübertragung oder dergleichen, wobei die Übertragungszeit kurz ist, verbessert werden.
Bei der 15. Ausführungsform wird auf der Sendeseite ein Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Auf der Empfangsseite werden zur Verarbeitung nicht vollständig mit dem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale verwendet.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 16. Ausführungsform ist der in der 20 dargestellte Korrelator in der Vorstufe des Verteilers zum Verteilen der Pseudo-Grundbandsignale vorhanden. Es ist der in der 1 dargestellte Sender unter Verwendung des zweiten Verzögerungszeit-Einstellverfahrens verwendet.
Die 20 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 16. Ausführungsform der Erfindung zeigt. Abschnitte, die denen der 20 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich die charakteristischen Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 22 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 16. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Frequenzwandlerabschnitte 291, 293, Korrelatoren 311, 313, Verteiler 213, 215, einen Ortssignalgenerator 129, Verzögerungselemente 299, 301, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Der Korrelator 311 erzeugt unter Verwendung des Pseudo-Grundbandsignals Q vom Frequenzwandlerabschnitt 291, in Korrelation mit dem auf der Sendeseite verwendeten Spreizcode, ein korreliertes Signal. Der Verteiler 213 verteilt das korrelierte Signal vom Korrelator 311 auf zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 213 wird in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben. Das andere der Verteilungssignale vom Verteiler 213 wird über das Verzögerungselement 299 in den Differenzbildungsabschnitt 125 eingegeben.
Das Pseudo-Grundbandsignal I vom Frequenzwandlerabschnitt 293 wird auf ähn liche Weise wie das Signal Q verarbeitet. Der Differenzbildungsabschnitt 125 empfängt zwei Verteilungssignale von den Verteilern 213 und 215 sowie zwei verzögerte Verteilungssignale von den Verzögerungselementen 199 und 301. Der Differenzbildungsabschnitt 125 führt auf Grundlage dieser Signale eine Differenzdecodierung aus. Die Differenz-decodierten Signale werden als Daten über den Ermittlungsabschnitt 127 ausgegeben.
Wie oben beschrieben, ist bei der 16. Ausführungsform der Korrelator in der Vorstufe zum Verteiler zum Verteilen der Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung vorhanden.
Im Ergebnis kann bei der 16. Ausführungsform im Vergleich zum Empfänger der 20 die Anzahl der Korrelatoren von vier auf zwei verringert werden, und der Schaltungsumfang kann verkleinert werden.
Ferner können ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform erzielt werden, da bei der 16. Ausführungsform der in der 1 dargestellte Sender verwendet ist.
Ferner wird auf der Empfangsseite eine Differenzdecodierung (Demodulation) durch Verarbeiten von Pseudo-Grundbandsignalen ausgeführt. Daher wird eine Trägersynchronisierschaltung (Phasendetektor) überflüssig, und demgemäß kann der Schaltungsumfang im Vergleich zu einer Verarbeitung unter Verwendung vollständiger Grundbandsignale verkleinert werden. Ferner fällt die Zeit bis zum Erreichen von Synchronisation weg, und daher kann der Durchsatz bei z. B. Paketübertragung, wobei die Übertragungszeit kurz ist, verbessert werden.
Ferner können, da Pseudo-Grundbandsignale verzögert werden, Verzögerungselemente durch digitale Schaltkreise gebildet werden, so dass höhere Integration und eine Größenverringerung des Empfängers möglich werden.
Ferner wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet, und die Verzögerungszeiten im Sender werden so eingestellt, dass kontinuierliche Signale wie bei der sechsten Ausführungsform dieselbe gegenseitige Zeitdifferenz zeigen. Daher ist auf der Empfangsseite nur ein Verzögerungspfad erforderlich und demgemäß kann der Schaltungsumfang deutlich verkleinert werden. Ferner wird selbst dann, wenn die Multiplexzahl vergrößert wird, der Schaltungsumfang nicht vergrößert, da unabhängig von der Multiplexzahl nur ein einzelner Verzögerungspfad vorliegt.
Bei der 16. Ausführungsform wird auf der Sendeseite ein Multiplexen durch Verzögern von Zwischenfrequenzsignalen ausgeführt. Auf der Empfängerseite werden nicht vollständig mit dem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale zur weiteren Verarbeitung verzögert. Auf der Sendeseite wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß einer 17. Ausführungsform verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den in der 12 dargestellten Empfänger. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch den Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Ferner wird die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger führt eine Differenzdecodierung (Demodulation) durch Verzögern von vollständig mit dem Träger synchronisierten Grundbandsignalen aus.
Da das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 17. Ausführungsform über die oben beschriebene Struktur und Charakteristik verfügt, können ähnliche Effekte erzielt werden, wie sie bei der zweiten und siebten Ausführungsform erzielt werden.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß einer 18. Ausführungsform verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den Empfänger der 13. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Ferner wird die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten auf eine konstante, beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger führt eine Differenzdecodierung (Demodulation) durch Verzögern von vollständig mit einem Träger synchronisierten Grundbandsignalen aus.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 18. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und die achte Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß den 19. Ausführungsformen verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den in der 14 dargestellten Empfänger. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten wird auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger führt eine Differenzdecodierung (Demodulation) durch Verarbeiten von vollständig mit einem Träger synchronisierten Grundbandsignalen aus.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 19. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und die neunte Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß einer 20. Ausführungsform verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den Empfänger der 15. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten wird auf eine konstante, beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger arbeitet durch Verzögern von vollständig mit einem Träger synchronisierten Grundbandsignalen.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 20. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die siebte und die zehnte Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß einer einund20. Ausführungsform verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den in der 19 dargestellten Empfänger. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehreren parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Ferner wird die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger verzögert nicht vollständig mit einem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale, und anschließend führt er eine Differenzdecodierung (Demodulation) aus.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 21. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und die dreizehnte Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 22. Ausführungsform verfügt über den Sender der 4 und den Empfänger gemäß der 20. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Ferner wird die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf eine konstante, beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger führt eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung von nicht vollständig mit einem Träger synchronisierten Pseudo-Grundbandsignalen aus.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 22. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und die 14. Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 23. Ausführungsform verfügt über den Sender der 4 und einen Empfänger gemäß der 21. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Ferner wird die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (erstes Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger verzögert nicht vollständig mit einem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale, und anschließend führt er eine Differenzdecodierung (Demodulation) aus. Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 23. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und 15. Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 24. Ausführungsform verfügt über den Sender 4 und einem Empfänger gemäß der 22. Nun werden Eigenschaften beschrieben. Im Sender werden mehrere parallele Signale P1 bis P4 durch einen Spreizcode gespreizt und anschließend verzögert. Die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten wird auf eine konstante, beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt (zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren). Ein Multiplexen wird durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt.
Der Empfänger verzögert nicht vollständig mit einem Träger synchronisierte Pseudo-Grundbandsignale zur Verarbeitung. Im Sende wird das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet. Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 24. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur und Charakteristik liefert ähnliche Effekte wie die zweite und 16. Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 25. Ausführungsform verwendet den Sender 4. Der Empfänger der 25. Ausführungsform ist der in der 14 dargestellte Empfänger, wie er bei der 19. Ausführungsform verwendet wird, mit zwei Latchabschnitten und einer Latchsteuerung, die als Äquivalent zu den Verzögerungselementen 97 bis 104 vorhanden sind.
Die 23 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 25. Ausführungsform zeigt.
Abschnitte, die denen des in der 14 dargestellten Empfängers entsprechen, der für die 19. Ausführungsform verwendet wird, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 23 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 25. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, Frequenzwandlerabschnitte 93, 141, einen Ortssignalgenerator 129, einen Korrelator 151, einen Verteiler 95, Latchabschnitte 331, 333, eine Latchsteuerung 335, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127. Der Verteiler 95 verteilt das korrelierte Signal (korrelierte Ausgangssignale) des Korrelators 151 in zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 95 wird an den Latchabschnitt 331 gegeben, und das andere wird in den Latchabschnitt 333 eingegeben.
Der Latchabschnitt 331 führt eine Zwischenspeicherung eines der Verteilungssignale vom Verteiler 95 auf Grundlage des Latchsteuersignals B von der Latchsteuerung 335 aus. Der Latchabschnitt 333 führt eine Zwischenspeicherung des anderen Verteilungssignals vom Verteiler 95 auf Grundlage des Latchsteuersignals C von der Latchsteuerung 335 aus.
Das korrelierte Signal a vom Korrelator 151 enthält für Signale verschiedener Korrelation im Zeitmultiplex. Daher kann durch Zwischenspeichern des Signals in den Latchabschnitten 331 und 333 auf Grundlage der Latchsteuersignale b und c als Timing der Verzögerungszeiten der gemultiplexten Signale das Signal um eine Verzögerung früher erfasst werden. Unter Verwendung der Latchsignale d und e von den Latchabschnitten 331 und 333 wird im Differenzbildungsabschnitt 125 eine Differenzdecodierung ausgeführt und die Signale werden demoduliert. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 127 als Daten ausgegeben. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die 24 ist eine Darstellung, die den Betrieb in den Latchabschnitten 331 und 333 sowie in der Latchsteuerung 335 zeigt.
In der 24 zeigt (a) das korrelierte Signal a der 23, (b) zeigt das Latchsteuersignal b von der Latchsteuerung 335, (c) zeigt das Latchsteuersignal c von der Latchsteuerung 335, (d) zeigt das Latchsignal d vom Latchabschnitt 331 der 23, und (e) zeigt das Latchsignal e vom Latchabschnitt 333 der 23.
Gemäß den 23 und 24 enthält das korrelierte Signal a vier gemultiplexte Signale a1 bis a4. Da die Signale durch den in der 4 dargestellten Sender verzögert werden, ist das Signal a1 um die Zeitperiode τ_a vom Signal a2 getrennt. Das Signal a2 ist um die Zeitperiode τ_b vom Signal a3 getrennt. Das Signal a3 ist um die Zeitperiode τ_c vom Signal a4 getrennt. Genauer gesagt, werden durch die Verzögerung im Sende die Signale mit den Korrelationspeaks a1 bis a4 gemultiplext, die um τ_a, τ_b bzw. τ_c versetzt sind.
Daher werden die Latchtimings in den Latchabschnitten 331 und 333 abwechselnd auf τ_a, τ_b und τ_c eingestellt, wodurch das Signal um eine Verzögerung früher zur Differenzbildung verwendet werden kann. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die Latchsteuerung 335 erzeugt das Latchsteuersignal b zu den Timings der Signale a1 und a3 (24(b)). Der Latchabschnitt 331 führt eine Zwischenspeicherung der Daten der Signale a1 und a3 auf Grundlage eines solchen Latchsteuersignals b aus (24(d)).
Die Latchsteuerung 335 erzeugt das Latchsteuersignal c mit den Timings der Signale a2 und a4 (24(c)). Der Latchabschnitt 331 führt eine Zwischenspeicherung der Daten der Signale a2 und a4 auf Grundlage eines solchen Latchsteuersignals c aus (24(e)).
Daher sorgt der Differenzbildungsabschnitt 125 für eine Differenzbildung der Daten der Signale a1 und a2 am Punkt P1, eine Differenzbildung der Daten der Signale a2 und a3 am Punkt P2 sowie eine Differenzbildung der Daten der Signale a3 und a4 am Punkt P3. Auf diese Weise führt der Differenzbildungsabschnitt 125 eine Differenzdecodierung und Demodulation aus.
Beim in der 24 dargestellten Beispiel wird die kürzeste der Verzögerungszeiten im Empfänger auf null eingestellt. Gemäß der 4 ist die Verzögerungszeit τ₂ des Verzögerungselements 29 der Zeit τ_a der 24 ähnlich, und die Verzögerungszeit τ₃ des in der 1 dargestellten Verzögerungselements 31 ist der Zeit τ_a + τ_b ähnlich, und die Verzögerungszeit τ₃ des Verzögerungselements 33 der 1 ist der Zeit τ_a + τ_b + τ_c der 24 ähnlich.
Die Zeitperioden τ_a, τ_b und τ_c der 24 sind der Verzögerungszeit τ_a des Verzögerungselements 97, der Verzögerungszeit τ_b des Verzögerungselements 99 und der Verzögerungszeit τ_c des Verzögerungselements 101 der 14 ähnlich.
Wie oben beschrieben, können die Latchabschnitte 331 und 333 sowie die Latchsteuerung 335 als Äquivalent zu den Verzögerungselementen 97 bis 103 der 14 vorhanden sein, da im Empfänger auf einfache Weise digitale Schaltkreise verwendet werden können, da Verzögerungs- und andere Prozesse im Sender an den Grundbandsignalen ausgeführt werden. Die Latchabschnitte 331 und 333 müssen durch digitale Schaltkreise strukturiert sein.
Wie oben beschrieben, sind bei der 25. Ausführungsform an Stelle mehrerer Verzögerungselemente die Latchabschnitte 331 und 333 sowie die Latchsteuerung 335 im Empfänger vorhanden.
Daher kann bei der 25. Ausführungsform der Schaltungsumfang des Empfängers im Vergleich zur Differenzdecodierung durch den Differenzbildungsabschnitt 125 unter Verwendung von Signalen von mehreren Verzögerungselementen verkleinert werden.
Ferner können, da der in der in der 4 dargestellte Sender verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der zweiten Ausführungsform erzielt werden.
Ferner sorgt die 25. Ausführungsform für ähnliche Effekte wie die 19. Ausführungsform, da sich der Empfänger der 25. Ausführungsform hinsichtlich seiner Struktur vom in der 14 dargestellten Empfänger nur dadurch unterscheidet, dass an Stelle von Verzögerungselementen Latchabschnitte und eine Latchsteuerung verwendet sind.
Bei der 25. Ausführungsform wird ein Multiplexen durch Verzögern von Grundbandsignalen auf der Sendeseite ausgeführt. Im Empfänger werden vollständig mit einem Träger synchronisierte Grundbandsignale zur Differenzdecodierung (Demodulation) verarbeitet.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß einer 26. Ausführungsform verwendet denselben Sender und Empfänger wie die 25. Ausführungsform. Genauer gesagt, verfügt die 26. Ausführungsform über den in der 4 dargestellten Sender und den in der 23 dargestellten Empfänger. Der einzige Unterschied besteht darin, dass im Sender das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet wird und die Verzögerungszeiten in ähnlicher Weise wie bei der sechsten Ausführungsform eingestellt werden. Genauer gesagt, werden die Verzögerungszeiten so eingestellt, dass benachbarte der im Sender gemultiplexten Signale dieselbe wechselseitige Zeitdifferenz zeigen. In der 24 gilt τ_a = τ_b = τ_c, d.h., dass sich diese Ausführungsform dadurch unterscheidet, dass auch das Zeitintervall der Latchsteuersignale konstant ist.
Die 26. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur liefert ähnliche Effekte wie die 25. Ausführungsform.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 26. Ausführungsform verwendet den in der 4 dargestellten Sender. Bei der 27. Ausführungsform ist der Empfänger der in der 29 dargestellte Empfänger der 23. Ausführungsform. Jedoch sind im Empfänger Latchabschnitte und eine Latchsteuerung an Stelle der mehreren Verzögerungselemente vorhanden.
Die 25 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfang des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 27. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 21 und 23 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden charakteristische Abschnitte beschrieben.
Gemäß der 25 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 27. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 99, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Frequenzwandlerabschnitte 241, 243, Korrelatoren 311, 313, Verteiler 245, 247, einen Ortssignalgenerator 129, Latchabschnitte 341, 342, 345, 347, eine Latchsteuerung 335, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Gemäß der 25 wird das korrelierte Signal a1, das ein Pseudo-Grundbandsignal vom Korrelator 311 ist, durch den Verteiler 245 in zwei Signale verteilt, und es wird in die Latchabschnitte 341 und 343 eingegeben. Die Latchabschnitte 341 und 343 führen eine Zwischenspeicherung der in sie eingegebenen Signale auf Grundlage der Latchsteuersignale b1 und c1 von der Latchsteuerung 335 aus.
Die Timings beim Zwischenspeichern in den Latchabschnitten 341 und 343, d.h. die Timings der Latchsteuersignale b1 und c1 von der Latchsteuerung 335 sind gleich wie diejenigen, die unter Bezugnahme auf die 25. Ausführungsform beschrieben wurden. Das korrelierte Signal a1 und die Latchsteuersignale b1 und c1 der 25 entsprechen dem korrelierten Signal a bzw. den Latchsteuersignalen b und c der 23.
Der Verteiler 247 verteilt das korrelierte Signal a2, das ein Pseudo-Grundbandsignal vom Korrelator 313 ist, auf zwei Signale, und er liefert diese an die Latchabschnitte 345 und 347.
Die Latchabschnitte 345 und 347 führen eine Zwischenspeicherung der Signale vom Verteiler 247 auf Grundlage der Latchsteuersignale b2 und c2 von der Latchsteuerung 335 aus. Das heißt, dass das Zwischenspeichern in den Latch abschnitten 245 und 247 auf ähnliche Weise wie in den oben beschriebenen Latchabschnitten 341 und 343 ausgeführt wird. Das Korrelationssignal a2 und die Latchsteuersignale b2 und c2 der 25 entsprechen dem korrelierten Signal a und den Latchsteuersignalen b und c der 23.
Wie oben beschrieben, werden bei der 27. Ausführungsform die Latchabschnitte 341 bis 347 und die Latchsteuerung 335 an Stelle der in der 21 dargestellten mehreren Verzögerungselemente verwendet.
Im Ergebnis kann bei der 27. Ausführungsform der Schaltungsumfang des Empfängers im Vergleich zum Beispiel verkleinert werden, bei dem eine Differenzdecodierung auf Grundlage der genannten Signale von den mehreren Verzögerungselementen ausgeführt wird.
Ferner liefert die 27. Ausführungsform ähnliche Effekte wie die zweite Ausführungsform, da sie den in der 4 dargestellten Sender verwendet.
Ferner unterscheidet sich der Empfänger der vorliegenden Ausführungsform vom Empfänger der 21 nur dadurch, dass er Latchabschnitte und eine Latchsteuerung an Stelle der Verzögerungselemente verwendet, und demgemäß liefert die 27. Ausführungsform ähnliche Effekte wie die 23. Ausführungsform.
Bei der 27. Ausführungsform wird im Sender ein Multiplexen durch Verzögern von Grundbandsignalen ausgeführt. Ferner wird im Empfänger eine Differenzdecodierung (Demodulation) unter Verwendung von nicht vollständig mit einem Träger synchronisierten Pseudo-Grundbandsignalen ausgeführt. Der Grund, weswegen an Stelle der mehreren Verzögerungselemente Latchabschnitte und eine Latchsteuerung verwendet werden können, ist derselbe, wie er hinsichtlich der 25. Ausführungsform beschrieben wurde.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 28. Ausführungsform verwendet einen Sender und einen Empfänger mit derselben Struktur, wie bei der 27. Ausführungsform verwendet. Das heißt, es verfügt über den in der 4 dargestellten Sender und den in der 25 dargestellten Empfänger.
Der Unterschied gegenüber der 27. Ausführungsform besteht darin, dass das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet wird und die Verzögerungszeiten im Sender auf ähnliche Weise wie bei der sechsten Ausführungsform eingestellt werden. Genauer gesagt, werden die Verzögerungszeiten im Sender auf solche Weise eingestellt, dass benachbarte der gemultiplexten Signale dieselbe Zeitdifferenz zueinander zeigen. Ferner unterscheidet sich diese Ausführungsform dahingehend, dass die Timings zum Erzeugen der Latchsteuersignale von der Latchsteuerung 333 gleich sind.
Die 28. Ausführungsform mit der oben beschriebenen Struktur liefert ähnliche Effekte wie die 27. Ausführungsform.
Die erste bis 28. Ausführungsform wurden unter der Annahme beschrieben, dass das System bei DBPSK verwendet wird. Jedoch kann ein Spreizspektrums-Übertragungssystem, das ähnliche Effekte wie die obigen Ausführungsformen liefert, für ein Phasenmodulationsverfahren wie DQPSK oder ein Amplituden-Phasen-Modulationsverfahren implementiert werden und ist dort allgemein anwendbar, vorausgesetzt, dass Korrelatoren für den I-Kanal und den Q-Kanal bereitgestellt werden.
Das Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 29. Ausführungsform wird bei einem DQPSK-Verfahren angewandt.
Die 26 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 29. Ausführungsform zeigt.
Abschnitte, die denen der 1 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben. Die 26 entspricht dem Sender der 1 beim Spreizspektrums-Übertragungssystem unter Verwendung des DQPSK-Verfahrens.
Gemäß der 26 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 29. Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 1, einen Differenzcodierabschnitt 3, einen S/P-Wandlerabschnitt 5, Multiplizierer 351, 353, 355, 357, 359, 361, 363, 365, einen PN-Generator 7, Modulatoren 367, 369, 371, 373, einen Ortssignalgenerator 9, Verzögerungselemente 27, 29, 31, 33, einen Multiplizierer 35, einen Frequenzwandlerabschnitt 37, einen Leistungsverstärkungsabschnitt 39 und eine Sendeantenne 41.
Ein Unterschied zum DQPSK-Verfahren, d.h. ein Unterschied zur 1, besteht darin, dass das Signal vom Differenzcodierabschnitt 3 so unterteilt wird, dass die Anzahl paralleler Signale im S/P-Wandlerabschnitt 5 verdop pelt wird (bei der vorliegenden Erfindung ist die Anzahl paralleler Signale 8, während sie in der 14 ist). Die Multiplexer 351 bis 365 multiplizieren die acht parallelen Signale P1 bis P8 mit einem Spreizcode vom PN-Generator 7. Der Modulator 367 führt eine DQPSK-Modulation unter Verwendung von zwei Datenbits von den Multiplizierern 351 und 353 aus. Dasselbe gilt für die Modulatoren 369 bis 373. Dies sind die von der 1 unter Verwendung des DBPSK-Verfahrens verschiedenen Punkte. Die Prozesse in den Folgestufen der Modulatoren 367 bis 373 sind dieselben wie im in der 1 dargestellten Sender. Es wird das erste oder das zweite Verzögerungszeit-Einstellverfahren verwendet.
Die 27 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Empfänger gemäß dem Spreizspektrums-Übertragungssystem entsprechend der 29. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 8 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben. Der in der 27 dargestellte Empfänger entspricht dem in der 8 dargestellten Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems unter Verwendung des DBPSK-Verfahrens.
Gemäß der 27 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 29. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Verzögerungselemente 389, 391, 393, 395, 397, einen Ortsfrequenzsignal-Generator 129, Korrelatoren 399, 401, 403, 405, 407, 409, 411, 413, 415, 417, einen Differenzbildungsabschnitt 125 und einen Ermittlungsabschnitt 127. Der Differenzbildungsabschnitt 125 ist derselbe wie der Differenzbildungsabschnitt 125 der 19.
Der Unterschied zum DBPSK-Verfahren besteht darin, dass, nachdem die Signale unter Verwendung der cos- und der sin-Komponente vom Ortssignalgenerator 129 in den Frequenzwandlerabschnitten 389 bis 397 frequenz-gewandelt wurden, die ZF-Signale in I-Signale (gleichphasige Signale) und Q-Signale (Quadratursignale) gewandelt werden, die in die Korrelatoren 399 bis 417 einzugeben sind. Auf die Korrelatoren 399 bis 417 folgende Prozesse sind dieselben wie diejenigen in der 8.
Ie Wie oben beschrieben, verwendet die 29. Ausführungsform das DQPSK-Verfahren, im Gegensatz zur fünften Ausführungsform, die das DBPSK-Verfahren verwendet (wobei der in der 1 dargestellte Sender und der in der 8 dargestellte Empfänger verwendet werden).
Daher liefert die 29. Ausführungsform ähnliche Effekte wie die fünfte Ausführungsform.
Bei der 29. Ausführungsform wurden der Sender und der Empfänger beschrieben, die denen der 1 und 8 entsprechen. Jedoch können durch Einstellen der Anzahl paralleler Signale, wie sie im Sender bereitgestellt werden, auf die doppelte derjenigen beim DBPSK-Verfahren, so dass die Signale als I(phasengleich) und Q(Quadratur)-Daten verwendet werden können, alle oben beschriebenen Ausführungsformen beim DQPSK-Verfahren angewandt werden. Der Grund besteht darin, dass der einzige Unterschied zwischen dem DBPSK-Verfahren und dem DQPSK-Verfahren darin besteht, ob die Phase durch 1 Bit oder 2 Bit repräsentiert wird.
Bei der ersten bis 29. Ausführungsform beträgt im Empfänger die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip (erste Verzögerungszeit-Einstellverfahren) oder es handelt sich um dieselbe Zeitperiode von mindestens einem Chip (zweites Verzögerungszeit-Einstellverfahren).
Wenn jedoch tatsächliche Schaltkreise zusammenzubauen sind, ist es schwierig, die Zeitdifferenz zwischen den Verzögerungszeiten auf eine beliebige Zeitperiode einzustellen, wenn die Verzögerungselemente z. B. im Zwischenfrequenzband (ZF-Band) zu konfigurieren sind. Selbst wenn die Zeitdifferenzen identisch einzustellen sind, kann dies abhängig von der Multiplexzahl unmöglich sein.
Für die Grundband- oder die Pseudogrundband-Konfiguration können digitale Verzögerungselemente als Verzögerungselemente verwendet werden. Jedoch besteht ein Problem dahingehend, dass manchmal der Spreizcode durch die gewünschte parallele Anzahl (Multiplexzahl) nicht teilbar ist. Wenn z. B. die Spreizrate 16 Chips beträgt und die Multiplexzahl 4 ist, kann durch vier geteilt werden. Wenn die Spreizrate 15 Chips ist, kann kein Teilen erfolgen, sondern es besteht ein Bruchteil. Ferner ist die Spreizrate von 16 Chips nicht teilbar, wenn die Multiplexzahl 5 ist.
Daher werden beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 30. Ausführungsform, wenn es schwierig ist, die Zeitdifferenzen zwischen den Verzögerungszeiten im Sender alle einander gleich einzustellen, einige der Zeitdifferenzen gleich eingestellt und andere werden auf eine beliebige Zeitpe riode eingestellt, oder umgekehrt.
Im Ergebnis kann der 30. Ausführungsform der Designfreiheitsgrad erhöht werden, wenn eine praxisgerechte Schaltungsanordnung des Spreizspektrums-Übertragungssystems zu liefern ist.
Ferner kann der 30. Ausführungsform die Multiplexzahl unabhängig von der Anzahl der Chips des Spreizcodes bestimmt werden, und die Schaltungsanordnung für das Spreizspektrums-Übertragungssystem kann frei zusammengebaut werden.
Bei der 30. Ausführungsform werden der Sender und der Empfänger gemäß einer beliebigen der ersten bis 29. Ausführungsform verwendet. Entsprechend der Multiplexzahl im Sender (d.h. der Multiplexzahl, wenn die Zeitdifferenz zwischen Verzögerungszeiten identisch gemacht ist und mindestens 1 Chip beträgt, und die Multiplexzahl, wenn die Zeitdifferenz auf eine beliebige Zeitperiode von mindestens 1 Chip eingestellt wird), wird in Kombination ein geeigneter Empfänger entsprechend der fünften bis 29. Ausführungsform verwendet. Daher liefert die 30. Ausführungsform ähnliche Effekte wie diejenigen, die der ersten bis 29. Ausführungsform entsprechen.
Im Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 31. Ausführungsform ist zwischen dem Differenzbildungsabschnitt 125 und dem Ermittlungsabschnitt 127 der fünften bis 30. Ausführungsform ein PDI(Post Detection Integration)-Abschnitt vorhanden, der den Einfluss eines Mehrfachpfads oder dergleichen absorbieren kann. Nun wird ein Beispiel beschrieben.
Die 28 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 31. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 8 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Im in der 28 dargestellten Empfänger ist zwischen dem Ermittlungsabschnitt 127 und dem Differenzbildungsabschnitt 125 des in der 8 dargestellten Empfängers ein PDI-Abschnitt 421 vorhanden. Es ist der in der 1 dargestellte Sender verwendet.
Gemäß der 28 verfügt der Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 31. Ausführungsform über eine Empfangsantenne 91, einen Frequenzwandlerabschnitt 93, einen Verteiler 95, Verzögerungselemente 97 bis 103, Frequenzwandlerabschnitte 105 bis 113, einen Ortssignalgenerator 129, Korrelatoren 115 bis 123, einen Differenzbildungsabschnitt 125, den PDI-Abschnitt 421 und einen Ermittlungsabschnitt 127.
Gemäß der 28 wird PDI (Post Detection Integration) durch Integrieren der Differenz-decodierten, durch den Mehrfachpfad gespreizten Signale F für eine vorbestimmte Zeitperiode (0 bis T_M) ausgeführt. PDI ist detailliert von Mitsuo Yokoyama in "Spread Spectrum Communication System" (Kagaku Gijutsu Shuppansha) erörtert.
Die 29 zeigt eine allgemeine PDI, und in der 29 veranschaulicht (a) eine allgemeine PDI, und (b) veranschaulicht die PDI gemäß der vorliegenden Ausführungsform.
Gemäß der 29(a) ist PDI im Allgemeinen dahingehend vorteilhaft, dass sie nicht nur Einfachweg sondern auch Mehrfachpfad-Signalwellen durch Differenzbildung hinsichtlich einer Periode T des Spreizcodes demodulieren kann.
Jedoch ändert sich in einer Mehrpfadumgebung, in der ein Fading mit hoher Geschwindigkeit auftritt, die Umgebung zwischen dem Signal a2 und dem Signal a1 vor einer Periode T des Spreizcodes. Daher wird es manchmal unmöglich, das Funktionsvermögen zu verbessern oder in manchen Fällen ist das Funktionsvermögen beeinträchtigt, wenn PDI ausgeführt wird.
Bei der 31. Ausführungsform werden vier Signale in einer Periode T des Spreizcodes gemultiplext, wie es in (b) dargestellt ist, und es erfolgt eine Differenzbildung der Signale a1 und a2, a2 und a3, a3 und a4 sowie a4 und b1. Daher ist die Zeit zur Differenzbildung auf einen Bruchteil im Vergleich zur Zeit verkürzt, wenn kein Multiplexen ausgeführt wird. Daher ist, im Vergleich zum Beispiel, bei dem kein Multiplexen ausgeführt wird (29(a)), die Änderung der Umgebung stark verringert, und demgemäß ist PDI effektiv und liefert selbst in einer Umgebung mit einem Fading hoher Geschwindigkeit eine verbesserte Leistungsfähigkeit.
Daher kann bei der 31. Ausführungsform die Leistungsfähigkeit in einer Umgebung mit Fading deutlich im Vergleich zum Beispiel verbessert werden, bei dem kein Multiplexen ausgeführt wird.
Die 30 ist eine Veranschaulichung der PDI im in der 28 dargestellten PDI-Abschnitt 421.
In der 30 zeigt (a) vier gemultiplexte Signale a1 bis a4. Hierbei führt der Differenzbildungsabschnitt 125 eine Differenzbildung für die Signale a1 und a2, a2 und a3, a3 und a4 aus.
In der 30 zeigt (b) das Signal nach einer Differenzbildung zwischen den Signalen a1 und a2 gemäß (a). Der PDI-Abschnitt 412 führt eine "post detection integration (Integration nach der Demodulation)" unter Verwendung des Signals nach der Differenzbildung aus, wie es in der 30(b) dargestellt ist. Genauer gesagt, wird PDI durch Integrieren der Differenzdecodierten Signale der Periode T_M der 30(b) ausgeführt.
Die 31 zeigt ein anderes Beispiel der PDI im PDI-Abschnitt 421 der 28.
In der 30 zeigt (a) vier gemultiplexte Signale a1 bis a4. Der Unterschied gegenüber der 30 besteht darin, dass in einem Signal ein invertierter Abschnitt existiert. Der Differenzbildungsabschnitt 125 der 28 führt eine Differenzbildung der Signale a1 und a2, a2 und a3 sowie a3 und a4 aus.
Die 31(b) zeigt ein Signal nach einer Differenzbildung zwischen den Signalen a1 und a2 gemäß (a). Der PDI-Abschnitt 421 der 28 führt PDIs durch Integrieren des Differenz-decodierten Signals in der in der 31(b) dargestellten Periode T_M aus.
PDI wird nach einer Differenzdecodierung ausgeführt, da ein Problem auftritt, wenn in einem Signal ein invertierter Abschnitt vorliegt, wie dies in der 31 dargestellt ist. Genauer gesagt, kann, wenn positiv/negativ genau am Punkt invertiert wird, an dem wegen Fading die Phase invertiert ist, eine Differenzdecodierung nach PDI zu einem Problem führen. Daher wird PDI nach der Differenzdecodierung ausgeführt.
Wie oben beschrieben, wird bei der 31. Ausführungsform eine Differenzdecodierung unter Verwendung gemultiplexter Signale ausgeführt, wobei das Zeitintervall zwischen jedem der Signale kurz ist, weswegen, im Vergleich zur Differenzdecodierung unter Verwendung nicht gemultiplexter Signale, die Änderung der Umgebung kleiner ist, so dass PDI effektiv ist und selbst in einer Umgebung mit Fading hoher Geschwindigkeit für höhere Leistungsfähigkeit sorgt. Ferner können ähnliche Effekte wie bei der fünften Ausführungs form erzielt werden, da ein Sender und ein Empfänger ähnlich denen verwendet werden, wie sie bei der fünften Ausführungsform verwendet werden.
Bei der 33. Ausführungsform ist der PDI-Abschnitt 421 zwischen dem Differenzbildungsabschnitt 125 und dem Ermittlungsabschnitt 127 der fünften Ausführungsform vorhanden. Es können ähnliche Effekte dadurch erzielt werden, dass PDI zwischen dem Differenzbildungsabschnitt 125 und dem Ermittlungsabschnitt 127 des Empfängers gemäß einer der Ausführungsformen 6 bis 30 ausgeführt wird. In diesem Fall können ebenfalls ähnliche Effekte wie bei einer der Ausführungsformen 6 bis 30 erzielt werden.
Bei der 31. Ausführungsform wird eine Differenzbildung mit einem Signal um eine Verzögerungszeit früher ausgeführt (d.h., die Differenzbildung wird zwischen benachbarten der gemultiplexten Signale ausgeführt), und danach wird PDI ausgeführt, was dahingehend vorteilhaft ist, dass einer Änderung mit hoher Geschwindigkeit in der Umgebung gefolgt werden kann. Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 32. Ausführungsform wird die Steuerung der Integrationsperiode (Fenster) und die Gewichtung bei der Integration unter Verwendung des Signals um eine Verzögerungszeit früher ausgeführt (unter Verwendung eines Signals, das um eines dem Signal vorangeht, das das erste der zwei Signale ist, für die eine Differenzdecodierung auszuführen ist).
Gemäß der 30 werden, wenn eine Differenzbildung für die Signale a2 und a3 auszuführen ist, die Steuerung des Fensters (Periode _TM der 30) und das Aufrechterhalten der PDI-Integration unter Verwendung des Signals a1 (das dem Signal a2 um eine Verzögerungszeit vorangeht), das den Signalen a2 und a3 vorangeht, als Pilotsignal ausgeführt.
Bei der 32. Ausführungsform wird die PDI unter Verwendung eines Signals, das zeitmäßig dicht liegt (um eine Verzögerung früher liegt) als Pilotsignal gesteuert, wodurch die PDI genau gesteuert werden kann. Daher kann bei der 32. Ausführungsform der PDI-Effekt im Vergleich zur 31. Ausführungsform weiter verbessert werden. Außerdem können Effekte ähnlich wie die bei der fünften bis 31. Ausführungsform erzielt werden.
Der Sender und der Empfänger der 32. Ausführungsform sind diejenige gemäß einer der Ausführungsformen 5 bis 30, wie bei der 31. Ausführungsform, und der PDI-Abschnitt ist zwischen dem Differenzbildungsabschnitt und dem Ermittlungsabschnitt des Empfängers vorhanden.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 33. Ausführungsform sind, wie bei der 31. Ausführungsform, der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 5 bis 30 verwendet, und der PDI-Abschnitt für PDI ist zwischen dem Differenzbildungsabschnitt und dem Ermittlungsabschnitt des Empfängers vorhanden.
Bei der 32. Ausführungsform wird, gemäß der 30, wenn eine Differenzbildung der Signale a2 und a3 auszuführen ist, das Signal a1, das dem Signal a2 um eines vorangeht, als Pilotsignal verwendet. Bei der 33. Ausführungsform werden, wenn eine Differenzbildung der Signale a2 und a3 auszuführen ist, mehrere Signale in der Periode vor dem Signal a2 (es sind nicht alle dargestellt) zum Steuern des Fensters T_M (zeitliche Breite zum Integrieren des Signals) und der Gewichtung der PDI-Integration verwendet.
Zeitmäßig liegt der Mehrfachpfad um eine Verzögerung vor der zu demodulierenden Welle am dichtesten beim Mehrfachpfad des zu demodulierenden Signalverlaufs, und demgemäß ist es ideal, das Signal um eine Verzögerung früher als Pilotsignal zu verwenden, wie bei der 32. Ausführungsform. Jedoch ist manchmal das Signal um eine Verzögerung früher wegen einer anderen Störung als der des Mehrfachpfads beeinträchtigt.
Zum Beispiel ist, gemäß der 30, wenn das Signal, das durch Differenzbildung der Signale a2 und a3 erhalten wird, dergestalt ist, wie es in (b) der 30 dargestellt ist, der Mehrfachpfad, der demjenigen des in (b) in der 30 dargestellten Signals am nächsten liegt, der Mehrfachpfad des Signals a1. Jedoch ist es möglich, dass das Signal a1 z. B. durch eine andere Störung als die eines Mehrfachpfads beeinträchtigt ist. Hierbei bezeichnet "Signal um eine Verzögerung früher" das Signal a1. Im Allgemeinen bedeutet es ein Signal, das um eines dem ersten eintreffenden Signal (früheres Signal) der zwei Signale vorangeht, für die eine Differenzbildung auszuführen ist.
Daher wird bei der 32. Ausführungsform der Mittelwert mehrerer Signale, die den ersten (früheren) der zwei Signale vorangehen, aus dem ein Differenzcodiertes Signal (das PDI zu unterziehen ist) hergeleitet wird, berechnet, und auf Grundlage des Mittelwerts werden das Fenster und die Gewichtung bei der PDI-Integration gesteuert.
Im Ergebnis kann bei der 33. Ausführungsform selbst dann, wenn das Signal um eine Verzögerung früher wegen einer anderen Störung als der durch einen Mehrfachpfad beeinträchtigt ist, ein derartiger Einfluss verringert werden, es wird eine genauere PDI realisiert und die Fehlerrate beim Demodulieren kann verbessert werden.
Bei der 33. Ausführungsform werden mehrere Signale dadurch gemultiplext, dass Signale in einer Periode des Spreizcodes verzögert werden. Daher ist, wenn der Mittelwert der mehreren kontinuierlichen gemultiplexten Signale berechnet wird, die Periode dieser mehreren kontinuierlichen Signale zeitlich kürzer als eine Periode des Spreizcodes. Daher besteht selbst dann, wenn der Mittelwert mehrerer kontinuierlicher Signale verwendet wird, ein Vorteil dahingehend, dass der Fehler hinsichtlich eines Mehrfachpfads kleiner ist.
Von den mehreren Signalen, die dem ersten (früheren) der zwei Signale vorangehen, die zur Differenzdecodierung verwendet werden, verfügt der Mehrfachpfad des einen, das dichter am Signal zur Differenzdecodierung liegt, einen Mehrfachpfad auf, der dichter an demjenigen des Differenz-decodierten Signals liegt.
Daher kann, wenn der Mittelwert mehrerer kontinuierlicher gemultiplexter Signale zu berechnen ist, der Einfluss eines Mehrfachpfads und von anderen Störungen als denen durch den Mehrfachpfad dadurch kleiner gemacht werden, dass das gewichtete Mittel auf solche Weise berechnet wird, dass ein Signal dichter am zur Differenzdecodierung verwendeten Signal, das PDI zu unterziehen ist, eine größere Gewichtung erhält. Ferner können Effekte ähnlich wie bei der ersten bis 31. Ausführungsform erzielt werden.
Genauer gesagt, liegt der Mehrfachpfad des um eine Verzögerung früheren Signals am nächsten. Daher wird demjenigen mit der kürzeren Verzögerung, in der Reihenfolge einer, zweier und dreier Verzögerungszeiten, eine höhere Gewichtung verliehen, um das gewichtete Mittel zu berechnen.
Zusammengefasst gesagt, werden bei der vorliegenden Ausführungsform zwei oder mehr Signale, die zeitlich früher liegen, als Pilotsignale verwendet, und PDI wird unter Verwendung des Mittelwerts oder gewichteten Mittels dieser Signale ausgeführt.
Die 32 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 34. Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 32 verfügt der Sender/Empfänger 437 des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 34. Ausführungsform über einen Datenerzeugungsabschnitt 431, einen Sende-/Empfangsabschnitt 433 und eine Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435. Der Sende-/Empfangsabschnitt 433 verfügt über den Sender und den Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 33.
Bei der ersten bis 33. Ausführungsform sind die Multiplexzahl (Anzahl zu liefernder paralleler Signale) und der Verzögerungswert fixiert. Jedoch wird, wenn die Multiplexzahl zunimmt, die Fehlerrate bei einem vorgegebenen T/R-Wert (Signal/Rauschsignal-Verhältnis) höher, was die Übertragung schwierig macht.
Daher ist die vorliegende Ausführungsform so ausgebildet, dass sie eine Änderung der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts von außen abhängig von der Umgebung (Fehlerrate, T/R, Verzögerungsprofil und dergleichen) erlaubt, in der der Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems verwendet wird. Gemäß der 32 gibt der Datenerzeugungsabschnitt 431 Daten in den nicht dargestellten Sendeabschnitt im Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein. Die Daten werden verzögert und gemultiplext und als Sendesignal a ausgegeben.
Der im Sende-/Empfangsabschnitt 433 enthaltene, nicht dargestellte Empfänger empfängt ein Sendesignal b von einem anderen Sender, er demoduliert das Signal, und er gibt es als demodulierte Daten aus.
Entsprechend der Umgebung, in der der Sender/Empfänger 437 verwendet wird, wird die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 gesteuert, so dass die Multiplexzahl und der Verzögerungswert im Sende-/Empfangsabschnitt 433 eingestellt werden.
Im Allgemeinen werden, wenn ein Funksystem installiert oder betrieben wird, die Antennengröße und die Verstärkerleistung durch Einstellen des Abstands, der Senderate und dergleichen, wobei Übertragung möglich ist, vorab bestimmt, wobei die Umgebung berücksichtigt wird, in der das System verwendet wird. Auf dieselbe Weise werden bei der vorliegenden Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert bestimmt, wenn der Sender/Empfänger 437 installiert wird, wobei die erforderliche Senderate und die gewünschte Fehlerrate berücksichtigt werden, wobei die bestimmte Zahl und der Wert von außen in den Sender/Empfänger 437 eingegeben werden. Abhängig von der Eingabe stellt die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein.
Wenn die erforderliche Fehlerrate z. B. abhängig vom Dateninhalt differiert, ob nämlich die Datensprache oder andere Datendarstellungen (die Fehlerrate beträgt 10^–3 für Sprache und 10^–8 für Daten), wird es möglich, die Multiplexzahl und den Verzögerungswert abhängig vom Datentyp variabel einzustellen, wobei die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 Einstellsignale zum Einstellen der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts z. B. von einer Anwendung eines externen Computers empfängt.
Ferner ist es, entsprechend einer Eingabe von außen, möglich, den Verzögerungswert zu erhöhen, wenn dort, wo das System verwendet wird, eine große Verzögerungsspreizung vorliegt, oder die Multiplexzahl zu verringern, wenn der Abstand zwischen dem Sender und dem Empfänger groß ist und der Signalpegel niedrig ist.
Wie oben beschrieben, können bei der 34. Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert abhängig von der Umgebung eingestellt werden, in der das System verwendet wird, und zwar entsprechend einer Eingabe von außen (externe Signale), wodurch die Effizienz verbessert werden kann. Die Effizienz bedeutet z. B. die Daten-Senderate.
Ferner können, da der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 33 als Sende-/Empfangsabschnitt 433 verwendet werden, ähnliche Effekte erzielt werden, wie sie durch eine der Ausführungsformen 1 bis 33 erzielt werden.
Der Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 35. Ausführungsform verfügt, im Sender/Empfänger 437 der 32, über eine Einrichtung zum Berechnen der Fehlerrate aus demodulierten Daten (Fehlerrate-Rechenschaltungen). Auf Grundlage der Fehlerrate von der Fehlerrate-Rechenschaltung werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert eingestellt.
Die 33 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 35. Ausführungsform zeigt. Abschnitte, die denen der 32 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt. Es werden hauptsächlich charakteristische Abschnitte beschrieben.
Obwohl es nicht dargestellt ist, verfügt der Sende-/Empfangsabschnitt 433 über eine Fehlerrate-Rechenschaltung. Auf Grundlage der Fehlerrate von der Fehlerrate-Rechenschaltung stellt die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein. Hierbei werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert so eingestellt, dass die tatsächliche Fehlerrate niedriger als die gewünschte Fehlerrate ist.
Die 34 zeigt Einzelheiten des Sender/Empfängers 437 der 33. Abschnitte, die denen der 33 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird nicht wiederholt.
Gemäß der 34 verfügt der Sender/Empfänger 437 über einen Datenerzeugungsabschnitt 431, eine Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435, einen Sendeabschnitt 443 und einen Empfangsabschnitt 445. Die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 verfügt über eine Steuerung 439 und einen Verarbeitungsabschnitt 441.
Der Verarbeitungsabschnitt 441 empfängt Information betreffend die Fehlerrate von der nicht dargestellten Fehlerrate-Rechenschaltung des Empfangsabschnitts 445, und er bestimmt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sendeabschnitt 443. Die Steuerung 439 stellt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sendeabschnitt 443 auf solche Weise ein, dass die Multiplexzahl und der Verzögerungswert im Sendeabschnitt 443 der Multiplexzahl und dem Verzögerungswert entsprechen, wie sie durch den Verarbeitungsabschnitt 441 bestimmt werden.
Der Datenerzeugungsabschnitt 431 empfängt die durch die Steuerung 439 eingestellte Multiplexzahl, und er erzeugt Daten entsprechend der durch die Multiplexzahl bestimmten Sendekapazität.
Der Verzögerungswert und die Multiplexzahl im Sendeabschnitt 443 werden auf diese Weise eingestellt. Auf Grundlage der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts werden die Daten vom Datenerzeugungsabschnitt 431 verarbeitet und als Sendesignal a ausgegeben. Der Empfangsabschnitt 445 empfängt ein Sendesignal b von einem anderen Sender, und er demoduliert es und gibt es als demodulierte Daten aus.
Nun wird die Beziehung zwischen der Fehlerrate und der Multiplexzahl und dem Verzögerungswert beschrieben.
Wenn T/R = 12 dB gilt und die Multiplexzahl 5 ist, beträgt die BER (bit error rate = Bitfehlerrate) ungefähr 10^–2. Um die Fehlerrate zu verbessern, wird, wenn die Multiplexzahl von 5 → 4 → 3 → 2 → 1 verringert wird, die BER von 1 × 10^–2 → 4 × 10^–3 → 1,5 × 10^–3 → 7 × 10^–5 → 1 × 10^–8 verbessert.
Daher kann, wenn die Fehlerrate nicht gut ist, dieselbe dadurch verbessert werden, dass die Multiplexzahl verringert wird. Indessen kann, wenn die tatsächliche Fehlerrate ungefähr 10^–5 beträgt und akzeptierbar ist, die Sendekapazität durch Erhöhen der Multiplexzahl erhöht werden.
Auf diese Weise werden bei der vorliegenden Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert auf Echtzeitbasis entsprechend den Bedingungen (Fehlerrate) bei der vorliegenden Übertragung eingestellt. Im Ergebnis sind bei der 35. Ausführungsform dauernd die optimale Multiplexzahl und der optimale Verzögerungswert gewährleistet, und die Effizienz kann verbessert werden.
Bei der 34. Ausführungsform werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert vorab entsprechend der Umgebung für den Gebrauch eingestellt. Jedoch ändert sich die Umgebung für den Gebrauch (Umgebung zur Übertragung) dauernd, und demgemäß ist es schwierig, den optimalen Wert zu finden.
Der Sender/Empfänger der 35. Ausführungsform verfügt gegenüber demjenigen gemäß der 34. Ausführungsform zusätzlich über die Fehlerrate-Rechenschaltung, so dass ähnliche Effekte wie bei der 34. Ausführungsform erzielt werden können.
Ferner ist es in einem Übertragungssystem, bei dem die zu sendenden Daten Fehlerkorrekturcodes enthalten, möglich, die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sendeabschnitt 434 auf Grundlage der im Empfangsabschnitt 445 erfassten Fehlerrate zu bestimmen. Auch in diesem Fall können ähnliche Effekte wie oben beschrieben erzielt werden.
Einzelheiten des Sender/Empfängers der 32 sind denen der 34 ähnlich. Bei diesem Beispiel existiert keine Fehlerrate-Rechenschaltung.
Im Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 36. Ausführungsform sind, an Stelle der Fehlerrate-Rechenschaltung des Sender/Empfängers der 33 und 34, eine Einrichtung zum Berechnen des Trägersignals/Rauchsignal-Verhältnisses (T/R) aus dem empfangenen Signal (T/R-Rechenschaltung) und eine Tabelle vorhanden, die die Multiplexzahl und den Verzögerungswert enthält, wie sie für das T/R geeignet sind. Der Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf die 33 und 34 beschrieben.
Gemäß der 33 verfügt der Sende-/Empfangsabschnitt 433 über eine T/R-Rechenschaltung, die das T/R auf Grundlage des Sendesignals b von einem anderen Sender berechnet. Die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 bestimmt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert auf Grundlage des T/R von der T/R-Rechenschaltung, und sie stellt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein.
Die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 enthält eine Tabelle, in der die Multiplexzahl und der Verzögerungswert, wie für das T/R geeignet, eingetragen sind, wie es oben beschrieben ist, und sie bestimmt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert unter Bezugnahme auf die Tabelle und das berechnete T/R. In der 34 verfügt der Verarbeitungsabschnitt 441 über eine derartige Funktion.
Wie oben beschrieben, werden bei der 35. Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert auf Grundlage der Fehlerrate berechnet, jedoch werden bei der vorliegenden Ausführungsform die Multiplexzahl und die Verzögerungswert auf Grundlage des T/R berechnet.
Wenn das T/R gemessen wird, kann die Fehlerrate zu diesem Zeitpunkt aus dem T/R berechnet werden, wenn die zugehörige Charakteristik vorab erfasst wird. Daher können die Multiplexzahl und der Verzögerungswert entsprechend der aktuellen Fehlerrate kontrolliert werden. Einzelheiten sind die Folgenden.
Die 35 zeigt die Beziehung zwischen der Fehlerrate (BER) und dem Trägersignal/Rauschsignal-Verhältnis (T/R).
Die mit den Pfeilen a1, a2, a3, a4 und a5 gekennzeichneten Kurven entspre chen den Multiplexzahlen 1, 2, 3, 4 bzw. 5. Die Ordinate repräsentiert die Fehlerrate (BER), und die Abszisse repräsentiert das Trägersignal/Rauschsignal-Verhältnis (T/R).
Gemäß der 35 wird, wenn das T/R konstant ist, die Fehlerrate umso schlechter, je größer die Multiplexzahl ist. Wenn die Fehlerrate konstant ist, ist der Wert T/R umso größer, je größer die Multiplexzahl ist.
Wenn T/R gemessen wird, kann die Fehlerrate zu diesem Zeitpunkt aus dem T/R berechnet werden, wenn eine Charakteristik, wie sie in der 35 dargestellt ist, vorab hergestellt wird. Daher können die Multiplexzahl und der Verzögerungswert entsprechend der tatsächlichen Fehlerrate kontrolliert werden.
Wie oben beschrieben, sind bei der 36. Ausführungsform die T/R-Rechenschaltung zum Berechen des T/R auf Grundlage des empfangenen Signals (Sendesignal b) und die Tabelle, in der die Multiplexzahl und der Verzögerungswert, wie sie für das T/R geeignet sind, eingetragen sind, vorhanden. Daher werden die Multiplexzahl und die Verzögerungswert auf Echtzeitbasis entsprechend den Bedingungen der aktuellen Übertragung (T/R) kontrolliert. Im Ergebnis können bei der 36. Ausführungsform die optimale Multiplexzahl und der optimale Verzögerungswert entsprechend der Gebrauchsumgebung bereitgestellt werden, wodurch die Effizienz und der Durchsatz verbessert werden können.
Bei der 36. Ausführungsform werden der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 33 als Sender/Empfänger verwendet. Daher werden ähnliche Effekte wie bei einer der Ausführungsformen 1 bis 33 erzielt.
Beim Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 37. Ausführungsform ist eine Einrichtung zum Berechnen der Datenmenge der Verzögerungswelle auf Grundlage des empfangenen Signals (Verzögerungswert-Rechenschaltung) an Stelle der Fehlerrate-Rechenschaltung des Sender/Empfängers der 33 und 34 vorhanden. Der Sender/Empfänger der vorliegenden Ausführungsform wird nun unter Bezugnahme auf den Sender/Empfänger der 33 und 34 beschrieben.
Gemäß der 33 verfügt der Sende-/Empfangsabschnitt 433 über eine Verzögerungswert-Rechenschaltung zum Berechnen des Verzögerungswerts der Verzögerungswelle (Verzögerungsprofil), wie durch einen Mehrfachpfad oder der gleichen hervorgerufen, wenn das Sendesignal b empfangen wird.
Auf Grundlage des Verzögerungswerts (Verzögerungsprofil) von der Verzögerungswert-Rechenschaltung bestimmt die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 435 die Multiplexzahl und den Verzögerungswert, und sie trägt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert in den Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein. Der Verarbeitungsabschnitt 441 der 34 empfängt den Verzögerungswert (das Verzögerungsprofil) von der Verzögerungswert-Rechenschaltung im Empfangsabschnitt 445, und er bestimmt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sendeabschnitt 443. Nun wird das Verfahren zum Bestimmen der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts im Sendeabschnitt 443 auf Grundlage des aus dem Sendesignal b berechneten Verzögerungswerts detaillierter beschrieben.
Die 36 ist eine Darstellung zum Veranschaulichen des Verfahrens zum Auffinden der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts auf Grundlage des Verzögerungswerts (Verzögerungsprofil) des empfangenen Signals.
In der 36 zeigt (a) korrelierte Signale (Korrelationspeak), wenn im Sendepfad ein Mehrfachpfad vorliegt, und (b) und (c) zeigt korrelierte Signale, wenn im Übertragungspfad mehrere Pfade vorliegen. In der 36 sind (a) bis (c) korrelierte Signale, die dadurch erhalten werden, dass das Signal auf Grundlage des Sendesignals (b) von einem anderen, in der 34 dargestellten Sender verwendet wird, in Korrelation mit dem auf der Sendeseite verwendeten Spreizcode mittels eines nicht dargestellten Korrelators im Empfangsabschnitt 445.
Wie es in (b) und (c) der 36 dargestellt ist, erreichen, wenn mehrere Pfade vorliegen, die korrelierten Signale auf Grund der Anzahl von durch den Mehrfachpfad verzögerten Verzögerungswellen ein Verzögerungsprofil. Unter Bezugnahme auf die 36(c) sei ein auf das Signal a folgendes gemultiplextes Signal betrachtet. Wenn das auf das Signal a folgende gemultiplexte Signal das Signal b ist, überlappen die Signale a und b, was beim Demodulieren zu einer Beeinträchtigung hinsichtlich der Fehlerrate führen kann.
Indessen überlappen, wenn das auf das Signal a folgende Signal das Signal d ist, die Signale nicht miteinander, und demgemäß ist die Fehlerrate nicht beeinträchtigt. Da jedoch das Signal a weit entfernt vom Signal d ist, ist die Multiplexzahl verringert. Wenn das auf das Signal a folgende Signal das Signal c ist, überlappen die Signale nicht, und die Fehlerrate ist nicht beeinträchtigt. Verschieden vom Signal d ist es nicht soweit entfernt vom Signal a, und demgemäß kann die Multiplexzahl erhöht werden, was eine Erhöhung der Sendekapazität bedeutet.
Auf diese Weise bestimmt die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerung 135 die Multiplexzahl und den Verzögerungswert auf Grundlage der Information (Verzögerungswert) in Zusammenhang mit dem Verzögerungsprofil vom Sende-/Empfangsabschnitt 443, und sie trägt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert in den Sende-/Empfangsabschnitt 433 ein.
Wie oben beschrieben, werden bei der 37. Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert auf Grundlage des Verzögerungsprofils (Verzögerungswert) des Sendepfads bestimmt. Daher kann die Sendekapazität ohne jegliche Beeinträchtigung der Fehlerrate optimiert werden.
Ferner werden bei der 37. Ausführungsform der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 33 verwendet. Daher werden ähnliche Effekte wie bei einer der Ausführungsformen 1 bis 33 erzielt.
Bei der 38. Ausführungsform wird der Sender/Empfänger des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer der Ausführungsformen 34 bis 37 verwendet. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert, wie sie entsprechend der Gebrauchsumgebung (Fehlerrate, T/R, Verzögerungsprofil usw.) bestimmt werden, in einen Teil der Sendedaten eingesetzt, um die Multiplexzahl und die Verzögerungswert zu senden, wie sie für den nächsten Paketrahmen verwendet werden. Der Sender/Empfänger der Empfangsseite trägt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert selbst automatisch unter Verwendung der gesendeten Information betreffend die Multiplexzahl und den Verzögerungswert ein.
Genauer gesagt, wird Information betreffend die Multiplexzahl und den Verzögerungswert für das nächste Paket in Form eines Flags im Datenformat gesendet, wodurch das System mit der Multiplexzahl und dem Verzögerungswert in guter Anpassung hinsichtlich der Gegenstation eingestellt werden kann. Daher können die Multiplexzahl und der Verzögerungswert auf variable Weise Paket für Paket eingestellt werden und die Multiplexzahl und der Verzögerungswert werden optimiert.
Auf diese Weise werden bei der 38. Ausführungsform die Daten zur Multiplex zahl und zum Verzögerungswert, die entsprechend der Gebrauchsumgebung auf der Sendeseite eingestellt werden, an den Datenerzeugungsabschnitt 431 gesendet, wobei die Daten zur Multiplexzahl und zum Verzögerungswert zusätzlich zu den Sendedaten gesendet werden, und auf der Empfangsseite werden die Multiplexzahl (die Anzahl der Verteilungssignale) und der Verzögerungswert zur Demodulation auf Grundlage der gesendeten Daten zur Multiplexzahl und zum Verzögerungswert eingestellt.
Gemäß dem Vorstehenden können bei der 38. Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert Datenpaket für Datenpaket optimiert werden und demgemäß können die Multiplexzahl und der Verzögerungswert einer zeitlichen Änderung der Gebrauchsumgebung folgend optimiert werden.
Ferner wird bei der 38. Ausführungsform der Sender/Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 34 bis 37 als Sender/Empfänger verwendet, so dass ähnliche Effekte wie die bei einer der Ausführungsformen 34 bis 37 erzielt werden können.
Beim Spreizspektrums-Übertragungssystem gemäß der 39. Ausführungsform wird der Sender/Empfänger der 38. Ausführungsform als ein Sender/Empfänger verwendet, und der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 5 bis 31 werden als anderer Sender/Empfänger verwendet.
Bei der 38. Ausführungsform werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert des Demodulationssystems auf der Empfangsseite dadurch eingestellt, dass Information zur Multiplexzahl und zur Verzögerungswert, die entsprechend der Gebrauchsumgebung in das Sendesignal auf der Sendeseite eingestellt wurden, eingesetzt wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird, ähnlich wie bei der 38. Ausführungsform, Information betreffend die Multiplexzahl und den Verzögerungswert, wie entsprechend der Gebrauchsumgebung auf der Sendeseite bestimmt, als Sendesignal (die Multiplexzahl und der Verzögerungswert des Sender/Empfängers auf der Sendeseite werden entsprechend der Gebrauchsumgebung bestimmt), und auf der Empfangsseite werden die Multiplexzahl und der verzögerungswert für das Demodulationssystem (Empfänger) und das Modulationssystem (Sender) auf Grundlage der gesendeten Information betreffend die Multiplexzahl und den Verzögerungswert der Sendeseite eingestellt.
Wie oben beschrieben, muss bei der 39. Ausführungsform die Steuerung der Multiplexzahl und des Verzögerungswerts nur in einem der Sender/Empfänger erfolgen, die einander gegenüberstehen. Daher können, unter Verwendung der Information betreffend die Multiplexzahl und den Verzögerungswert, wie durch einen Sender/Empfänger bestimmt, die Multiplexzahl und der Verzögerungswert des anderen Sender/Empfängers kontrolliert werden.
Im Ergebnis müssen bei der 39. Ausführungsform die Schaltungsanordnung zum Bestimmen der Gebrauchsumgebung (wie die Fehlerrechenschaltung der 35. Ausführungsform, die T/R-Rechenschaltung gemäß der 36. Ausführungsform und die Verzögerungsprofil-Rechenschaltung (Verzögerungswert-Rechenschaltung gemäß der 37. Ausführungsform) und die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Steuerschaltung nur in einem der sich gegenüberstehenden Sender/Empfänger vorhanden sein. Daher können die Größe und die Kosten des Spreizspektrums-Übertragungssystems gesenkt werden.
Ferner können, da der bei der 38. Ausführungsform verwendete Sender/Empfänger verwendet wird, ähnliche Effekte wie bei der 38. Ausführungsform erzielt werden.
Ferner können, da der Sender und der Empfänger gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 33 für einen der Sender/Empfänger verwendet werden, Effekte erzielt werden, die denen bei einer der Ausführungsformen 1 bis 33 ähnlich sind.
Nun wird ein Mehrratenverfahren beschrieben. Das Mehrratenverfahren ist eines der Verfahren zum Senden von Daten, wie es bei jüngeren Multimediaanwendungen verwendet wird, wobei die Senderate abhängig vom Übertragungsinhalt verändert wird, z. B. abhängig davon bestimmt, ob der Inhalt in Bilddaten oder Sprachdaten besteht. Im herkömmlichen Übertragungssystem wird die Übertragungs-Symbolrate geändert, oder es wird die Übertragungs-Zeitdauer geändert, um dem Mehrratenverfahren zu genügen.
Wenn z. B. beim Übertragungssystem unter Verwendung des herkömmlichen BPSK-Modulationsverfahrens die Senderate zwischen 5 Mbps (Bits pro Sekunde) und 1 Mbps differiert, differiert auch die Symbolrate zwischen 5 Msps (Symbole pro Sekunde) und 1 Msps, was bedeutet, dass sich die Sendebandbreite um das Fünffache ändert. Dies erfordert eine Änderung des Frequenzkanals. Demgemäß müssen die Kanalbreite und die Anzahl der Kanäle entsprechend der Gebrauchssituation kontrolliert werden, wobei diese Kontrolle schwierig ist. Der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer der vorliegenden Ausführungsformen dient zum Lösen eines derartigen Problems.
Die 37 ist ein schematisches Blockdiagramm, das den Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 40. Ausführungsform zeigt.
Gemäß der 37 verfügt der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der 40. Ausführungsform über einen Mehrfachratendaten-Erzeugungsabschnitt 451, eine Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 453 und einen Sendeabschnitt 455.
Als Sendeabschnitt 455 wird der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß einer der Ausführungsformen 1 bis 4 und 29 verwendet.
Der Mehrfachratendaten-Erzeugungsabschnitt 451 ändert die Datenrate abhängig vom Inhalt der zu sendenden Information (z. B. Sprache, Bild), und er erzeugt Daten. Die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 453 ermittelt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert in solcher Weise, dass die Symbolrate unabhängig von der Datenrate konstant wird, und zwar auf Grundlage der Information vom Mehrfachratendaten-Erzeugungsabschnitt 451, und sie stellt die Multiplexzahl und den Verzögerungswert im Sendeabschnitt 455 ein.
Wenn z. B. die Datenrate 3 Mbps beträgt, die Multiplexzahl auf 3 eingestellt ist und die Datenrate 5 Mbps beträgt, wird die Multiplexzahl auf 5 eingestellt, wodurch die Symbolrate konstant auf 1 Msps eingestellt ist, was bedeutet, dass Übertragung möglich ist, während dieselbe Bandbreite erhalten bleibt.
Ferner wird auch der Verzögerungswert entsprechend der Multiplexzahl eingestellt, d.h. dass dann, wenn die Multiplexzahl 3 ist, der Verzögerungswert erhöht wird, während dann, wenn die Multiplexzahl 5 ist, der Verzögerungswert kleiner gemacht wird.
Hierbei repräsentiert die Symbolrate die Rate nach einer Seriell/parallel-Wandlung (S/P-Wandlung). Gemäß den 1, 4, 5, 6 und 26 ist die Symbolrate die Rate nach einer Seriell/parallel-Wandlung durch den S/P-Wandlerabschnitt 5. Wenn eine 1/4-Wandlung ausgeführt wird (wenn z. B. das serielle Signal vom Differenzcodierabschnitt 3 durch den S/P-Wandlerabschnitt 5 der 1 in vier parallele Signale P1 bis P4 gewandelt wird, ist die Multiplexzahl 4) und die Bitrate 4 Mbps beträgt, beträgt die Symbolrate 1 Msps.
Wie oben beschrieben, werden bei der 40. Ausführungsform die Multiplexzahl und der Verzögerungswert so bestimmt, dass die Symbolrate konstant wird. Daher ist eine Übertragung möglich, während dieselbe Bandbreite erhalten bleibt, eine Steuerung des Frequenzkanals wird überflüssig und das Mehrfachratenverfahren kann leicht implementiert werden.
Genauer gesagt, kann dieselbe Schaltungsanordnung unabhängig von der Datenrate, mit Ausnahme der Schaltungsanordnung betreffend den Multiplexvorgang, verwendet werden, so dass das Mehrfachratenverfahren mit einer minimalen Designänderung implementiert werden kann (d.h., Bereitstellen der Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 453).
Ferner wird bei der 40. Ausführungsform der Sender des Spreizspektrums-Übertragungssystems gemäß der ersten bis vierten Ausführungsform verwendet, weswegen durch den Sender geschaffene Effekte entsprechend einer der Ausführungsformen 1 bis 4 erzielt werden können.
Nun wird, wenn Pfadvielfalt wie PDI oder RAKE verwendet wird, die Leistungsfähigkeit abhängig davon bestimmt, welche Verzögerungswellen durch die verwendete Übertragungsumgebung gebildet werden und wie stark diese Verzögerungswellen zusammengefasst werden (Integration oder Addition). Im Allgemeinen wird die Integrationsperiode auf Grundlage von Versuchsdaten aus der Vergangenheit bestimmt, wie bereits beschrieben. Jedoch ändert sich im Allgemeinen die Gebrauchsumgebung im Verlauf der Zeit. Daher ändert sich die Spreizung der Verzögerungswelle von Zeit zu Zeit. Daher ist es schwierig, die optimale Integrationsperiode dauernd beizubehalten, und so besteht im tatsächlichen System eine Beeinträchtigung im Vergleich zum theoretischen Optimumswert.
Die 38 zeigt korrelierte Ausgangssignalverläufe beim herkömmlichen System. Herkömmlicherweise ist der Verzögerungswert bei einigen Gebrauchsumgebungen ziemlich groß, und manchmal überlappt die Datenkomponente des vorigen Signals mit derjenigen des nächsten Datensignals, wodurch die Leistungsfähigkeit beeinträchtigt wird. Angesichts des Vorstehenden ist es erforderlich, wenn das Übertragungssystem konzipiert wird, die Zeitperiode zwischen den Symbolen ausreichend größer als den Verzögerungswert einzustellen, was durch geeignetes Bestimmen der Datensymbolgeschwindigkeit erfolgt. Auch in diesem Fall beruht die Bestimmung auf Versuchsdaten aus der Vergangenheit. Jedoch ist der Verzögerungswert nicht konstant, wie es bereits beschrieben wurde. Demgemäß überlappt manchmal das Signal des vorigen Symbols, wie es in der 38(b) dargestellt ist, was die Leistungsfähigkeit beeinträchtigt.
Angesichts des Vorstehenden wird eine Ausführungsform beschrieben, bei der die Einstellung der Impulsvielfalt entsprechend den Bedingungen zu diesem Zeitpunkt geeignet bestimmt wird, um eine Verbesserung des Funktionsvermögens wie der Fehlerrate zu ermöglichen.
Die 39 ist ein schematisches Blockdiagramm, das die 41. Ausführungsform zeigt. Die 39 zeigt einen Teil, der dem Korrelator 115, dem Differenzbildungsabschnitt 125 und dem PDI-Abschnitt 421 entspricht, wie sie in der 28 dargestellt sind. Das von einem Eingabeabschnitt eingegebene Signal wird im Korrelationsabschnitt 531 mit den PN-Code korreliert und als korreliertes Signal ausgegeben. Das korrelierte Signal wird an einen Korrelationstiming-Erfassungsabschnitt 532 geliefert, der ein Korrelationstimingsignal zur Demodulation erzeugt und dieses an einen Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 liefert. Der Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 berechnet den Zustand des Verzögerungssignals (Profil) unter Verwendung des Korrelationstimingssignals und eines Signals von einem bekannten Datenerfassungsabschnitt 533, der später beschrieben wird, als Bezugsgrößen. Das korrelierte Signal vom Korrelationsabschnitt 531 wird auch an den Demodulationsabschnitt 540 geliefert.
Der Demodulationsabschnitt 540 verfügt über einen Differenzbildungsabschnitt 541, einen Verzögerungsabschnitt 542, einen PDI-Abschnitt 543, einen PDI-Steuerungsabschnitt 544 und einen Datendemodulationsabschnitt 545. Das Korrelationstimingsignal wird an den PDI-Abschnitt 543 geliefert, und das Verzögerungsprofil-Berechnungssignal vom Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 wird an den PDI-Steuerungsabschnitt 544 geliefert. Der PDI-Abschnitt 543 empfängt das Signal vom Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533, und er steuert die Integrationszeit der PDI durch den PDI-Steuerungsabschnitt 544, um die Steuerung des PDI-Abschnitts 543 zu optimieren.
Die 40 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der 41. Ausführungsform veranschaulicht. Der Betrieb der 39 wird unter Bezugnahme auf die 40 beschrieben. Das vom Korrelator 531 ausgegebene korrelierte Signal ist dergestalt, wie es in (a) der 40 dargestellt ist, wobei es sich um das Verzögerungsprofil handelt, das an den Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 zu liefern ist. Jedoch ist in diesem Zustand nicht bekannt, ob die Daten positiv oder negativ sind. Daher verfügt das sich erge bende Verzögerungsprofil über positive und negative Abschnitte. Der Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 433 bestimmt das Timing des korrelierten Ausgangssignals auf Grundlage des Korrelationstimingsignals, wie des in der 40(b) dargestellten, das vom Korrelationstiming-Erfassungsabschnitt 532 geliefert wird, und mit diesem Timing und dem Signal vom Datenerfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten, ob der Datenwert 1 oder –1 ist, wie es in (c) der 40 dargestellt ist. Dann wird das Verzögerungsprofil ohne Positiv/negativ-Unterscheidung, wie es bei (d) der 40 dargestellt ist, berechnet. Dies kann nur dann realisiert werden, wenn es bekannt ist, ob der Datenwert positiv oder negativ ist.
Bei der oben beschriebenen 41. Ausführungsform wird es möglich, das Verzögerungsprofil zu berechnen, da der Erfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten vorhanden ist. Ein spezielles Beispiel wird nachfolgend detailliert beschrieben. Betreffen die Daten ist der Abschnitt für bekannte Daten dergestalt, wie es in der 40(e) dargestellt ist. Der Abschnitt (e) der 40 verfügt auf der Abszisse über eine Zeitspanne, die verschieden von der der Abschnitte (a) bis (d) der 40 ist.
Bei üblicher Übertragung liegen Daten häufig in Paketform oder mit Rahmenkonfiguration vor. Daher existiert in jedem Rahmen ein Abschnitt bekannter Daten, wie der Präambelabschnitt. In diesem Fall erfasst der Erfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten das Signal im Abschnitt bekannter Daten entsprechend dem im Datendemodulationsabschnitt 545 demodulierten Signal. Dabei sei angenommen, dass die Länge des bekannten Datenabschnitts 100 Bits beträgt. Wenn der Betrieb des Korrelationstimings-Erfassungsabschnitts 532 und Demodulationsabschnitts 540 einen stationären Zustand im ersten Abschnitt von z. B. zehn und einigen Bits im bekannten Datenabschnitt erreicht, sind die als nächste eintreffenden Signale in den restlichen einigen zehn Bits alle auf der Empfangsseite bekannt. Im Ergebnis würde es möglich, die Werte der als Nächstes zu empfangenden Daten an den Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 zu senden.
Die 41 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des in der 39 dargestellten Verzögerungsprofil-Rechenabschnitts 533 zeigt. Die 41 zeigt ein Beispiel, bei dem eine Korrelationsoperation auf digitale Weise ausgeführt wird. Das korrelierte Ausgangssignal vom in der 39 dargestellten Korrelationsabschnitt 531 wird an einen Verschiebeabschnitt 551 geliefert und Abtastwert für Abtastwert verschoben. Das Ausgangssignal wird durch einen Latchabschnitt 552 entsprechend dem Korrelationstimingsignal zwi schengespeichert. Danach werden vom Erfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten die bekannten Daten empfangen und zu bestimmen, ob das korrelierte Ausgangssignal positiv oder negativ ist, wie oben angegeben, und Daten ohne Positiv/negativ-Unterscheidung werden im Rechenabschnitt 553 berechnet. Dies führt zu einem Verzögerungsprofil ohne Negativ/positiv-Unterscheidung, wie es unter Bezugnahme auf die 40(d) beschrieben wurde. Bei einer üblichen Übertragungsstrecke existieren wegen Rauschen oder dergleichen andere Signalkomponenten als Verzögerung. Daher werden, um derartige Komponenten zu verringern, im Addier- und Mittelungsabschnitt 554 eine Addition und Mittelung ausgeführt. Obwohl für Störsignale keine Relation Abtastwert für Abtastwert besteht, ist das Verzögerungsprofil korreliert. Daher kann der Einfluss von Störsignalen oder dergleichen durch Addition und Mittelung verringert werden. Anschließend wird das Verzögerungsprofil durch den Verschiebeabschnitt 555 übertragen.
Die 42 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des in der 39 dargestellten PDI-Steuerungsabschnitts zeigt. Gemäß der 42 wird das Eingangs-Verzögerungsprofil im Komparator 556 mit einem Vergleichs-Bezugswert verglichen. Wenn es größer als der Vergleichs-Bezugswert ist, wird ermittelt, dass es sich um einen gültigen Bereich des Verzögerungsprofils handelt. Wenn der Vergleichs-Bezugswert größer ist, werden nur Signale von hohem Pegel addiert. Wenn der Wert niedriger ist, werden die meisten Verzögerungssignale addiert. Der Vergleichs-Bezugswert wird entsprechend den Bedingungen auf Grundlage von Versuchen, vergangenen Daten usw. eingestellt. Er kann auf eindeutige Weise entsprechend dem Ort des Übertragungssystems bestimmt werden oder er kann durch die Steuerungs- oder eine höherer Schicht, wie eine Computeranwendung, die die Übertragung tatsächlich nutzt, verändert werden.
Auf diese Weise überträgt der Timinggenerator 557 das Timingsignal für die Integrationsperiode an den PDI-Abschnitt 543, damit die als gültig ermittelte Integrationsperiode zur PDI verwendet wird. Dabei kann ein Signal, das den Vergleichs-Bezugswert überschreitet, als solches verwendet werden, oder es kann nach einer Speicherung übertragen werden oder die Genauigkeit kann durch mehrmaliges Wiederholen der Integration verbessert werden.
Wie oben beschrieben, kann bei der 41. Ausführungsform, da der Erfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten vorhanden ist, ein Verzögerungsprofil ohne Positiv/Negativ-Unterscheidung auf Grundlage des bekannten Datenabschnitts berechnet werden, wobei der bekannte Datenabschnitt durch den Erfassungsab schnitt 534 für bekannte Daten erfasst wird, ohne dass das Erfordernis einer Demodulation von Daten mit Demodulationstimings erforderlich wäre, wodurch eine Pfadvielfalt wie PDI in dieser Zeitperiode mit der optimalen Integrationsperiode ausgeführt werden kann. Im Vergleich zum herkömmlichen Beispiel, bei dem PDI mit fester Integrationsperiode ausgeführt wird, kann bei der vorliegenden Ausführungsform das optimale Verzögerungsprofil zu diesem Zeitpunkt zur Demodulation verwendet werden und demgemäß kann die Fehlerrate verbessert werden. Im Allgemeinen beträgt die Zeit eines Rahmens einige Millisekunden. Daher wird davon ausgegangen, dass im selben Rahmen innerhalb des Ausbreitungspfads kaum eine Schwankung existiert. Daher wird durch diese Ausführungsform die optimale Steuerung möglich.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform sind eine Differenzdemodulation und PDI beschrieben. Jedoch ist die Erfindung auch bei anderen Modulationsverfahren anwendbar, und sie liefert ähnliche Effekte. Ferner ist sie allgemein bei einem Verfahren unter Verwendung einer Pfadvielfalt anwendbar, bei der die Leistungsfähigkeit vom Verzögerungsprofil abhängt. Zum Beispiel ist sie bei einem Verfahren wie RAKE anwendbar. Obwohl ein Beispiel der 39 der Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 und der PDI-Steuerungsabschnitt 544 verwendet sind, können andere Einrichtungen zum Berechnen des Verzögerungsprofils und andere Steuerungseinrichtungen als diese verwendet werden.
Die 43 zeigt die 42. Ausführungsform. Beim in der 43 dargestellten Beispiel ist der PDI-Steuerungsabschnitt 544 der 39 weggelassen, und zwischen dem Korrelationsabschnitt 531 und dem Differenzbildungsabschnitt 54 ist neu ein Mehrpfadlöscher 546 vorhanden. Der Mehrpfadlöscher 546 löscht Mehrpfadkomponenten aus dem korrelierten Ausgangssignal, und er gibt das korrelierte Ausgangssignal mit der entfernten Mehrpfadkomponente in den Differenzbildungsabschnitt 541 des Demodulationsabschnitts 540 ein.
Die 44 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb der in der 43 dargestellten Ausführungsform zeigt. Der Betrieb wird nun unter Bezugnahme auf die 44 beschrieben. Das korrelierte Ausgangssignal ist dergestalt, wie es in (a) der 44 dargestellt ist. Das korrelierte Ausgangssignal ist dergestalt, wie es in der 44(a) dargestellt ist, in der die durchgezogene Linie das tatsächliche Signal repräsentiert, während die gestrichelten Linien den Überlappungsabschnitten der Datensignale entsprechen. Wie es erkennbar ist, bildet das korrelierte Ausgangssignal eine Überlagerung. In diesem Fall überlappt, abweichend von der 41. Ausführungs form, das vorige Datensignal mit dem folgenden Signal, was zu beeinträchtigter Leistungsfähigkeit führt. Daher wird bei der 42. Ausführungsform die Verzögerungskomponente unter Verwendung des korrelierten Ausgangssignals vor der Datendemodulation abgezogen, um das Funktionsvermögen zu verbessern. Als Erstes erfährt der Mehrpfadlöscher 546 das Timing des korrelierten Ausgangssignals, wie es in (b) der 44 dargestellt ist, aus dem Korrelationstimingsignal. Indessen berechnet, auf ähnliche Weise wie bei der 41. Ausführungsform, der Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 das Verzögerungsprofil, wie es (c) der 44 dargestellt ist, wobei er die Signale berechnet, bei denen Überlappung vermieden werden sollte, wie es in (d) der 44 dargestellt ist. Unter Verwendung dieser Information wird die dem Verzögerungsprofil entsprechende Komponente gemäß dem Wert der vorigen demodulierten Daten gelöscht. Im Ergebnis kommt es dazu, dass das korrelierte Signal seine eigene charakteristische Signalkomponente enthält, wie es in (e) der 44 dargestellt ist, wodurch eine Beeinträchtigung hervorgerufen durch die Verzögerungskomponente des vorigen Signals vermieden werden kann.
Herkömmlicherweise wurde, um eine derartige Überlappung zu vermeiden, die Datenrate auf Grundlage von Verzögerungsprofilen aus einer großen Datenmenge, die experimentell erhalten wurde, bestimmt. Da sich jedoch die Nutzungsbedingungen häufig ändern, tritt manchmal in unvermeidlicher Weise Überlappung auf, was zu einer Beeinträchtigung des Funktionsvermögens führt, oder die Datenrate wird niedriger als erforderlich gemacht, wobei eine zu große Toleranz benutzt wird, was zu ineffizienter Übertragung führt. Jedoch ermöglicht die 42. Ausführungsform der Erfindung eine hoch effiziente Übertragung ohne Fehler.
Das Funktionsvermögen kann weiter verbessert werden, wenn die 42. Ausführungsform mit der 41. Ausführungsform kombiniert wird.
Die 45 ist ein Blockdiagramm, das die 41. Ausführungsform zeigt. Bei dieser Ausführungsform sind an Stelle des in der 39 dargestellten Datendemodulationsabschnitts 540 Demodulationsabschnitte 547 für ein vorgeschlagenes Schema und eine Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 548 vorhanden, und die Multiplexzahl und der Verzögerungswert werden entsprechend dem Verzögerungsprofil bestimmt. Das Ausgangssignal des Korrelationsabschnitts 531 wird an den Demodulationsabschnitt 547 für das vorgeschlagene Schema geliefert, und entsprechend dem Ausgangssignal der Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 548 werden die Multiplexzahl und der Verzögerungs bestimmt. In diesem Fall ist, da es sich um ein Sende-/Empfangssystem zur Übertragung handelt, der Modulationsabschnitt 549 für das vorgeschlagene Schema auf der Sendeseite vorhanden, und die Multiplexzahl und der Verzögerungswert des Modulationsabschnitts 549 werden entsprechend dem Ausgangssignal der Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 548 bestimmt.
Die 46 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur des Demodulationsabschnitts unter Verwendung des in der 45 veranschaulichten Multiplex- und Verzögerungsverfahrens zeigt. Gemäß der 46 verfügt der Demodulationsabschnitt 547 über einen Verteiler 561, Latchabschnitte 562, 563, eine Latchsteuerung 564, einen Differenzbildungsabschnitt 565 und einen Ermittlungsabschnitt 566. Das korrelierte Ausgangssignal vom in der 45 dargestellten Korrelationsabschnitt 531 wird an den Verteiler 561 geliefert, und die Multiplexzahl und der Verzögerungswert werden von der Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 548 an die Latchsteuerung 564 geliefert. Der Verteiler 561 verteilt das korrelierte Signal vom Korrelationsabschnitt 531 auf zwei Signale, und er erzeugt Verteilungssignale. Eines der Verteilungssignale vom Verteiler 561 wird an den Latchabschnitt 562 geliefert, und das andere wird an den Latchabschnitt 563 geliefert. Der Latchabschnitt 562 führt eine Zwischenspeicherung eines der Verteilungssignale vom Verteiler 561 durch das Latchsteuerungssignal von der Latchsteuerung 564 aus, und der Latchabschnitt 563 führt eine Zwischenspeicherung des anderen der Verteilungssignale vom Verteiler 561 durch das Latchsteuerungssignal von der Latchsteuerung 564 aus.
Genauer gesagt, enthält das korrelierte Signal vom Korrelator 531 vier Signale mit differierenden Zeitmultiplex-Korrelationen. Daher kann durch Zwischenspeicherung in den Latchabschnitten 562 und 563 mit dem Verzögerungstiming der gemultiplexten Signale unter Verwendung des Latchsteuerungssignals von der Latchsteuerung 564 ein Signal erfasst werden, das um eine Verzögerungszeit früher liegt. Auf Grundlage der zwischengespeicherten Signale in den Latchabschnitten 562 und 563 wird im Differenzbildungsabschnitt 565 eine Differenzdecodierung ausgeführt, und es wird eine Demodulation ausgeführt. Die Differenz-decodierten Signale werden über den Ermittlungsabschnitt 566 als Daten ausgegeben.
Die 47 ist ein zeitbezogenes Diagramm zum Veranschaulichen des Betriebs des Modulationsabschnitts für das vorgeschlagene Schema, wie er in der 46 dargestellt ist. Es sei ein Betrieb betrachtet, bei dem die Multiplexzahl von 1 bis 5 variiert. Wenn in den Latchabschnitten 562 und 563 die Multiplexzahl 1 ist, werden die Signale zu den Timings A und B zwischengespeichert, die in (a) der 47 dargestellt sind, und auf Grundlage des Differenzbildungs-Ausgangssignals wird im Differenzbildungsabschnitt 565 eine Demodulation ausgeführt. Wenn die Multiplexzahl 2 ist, werden die Signale mit den Timings C und D von (b) der 47 zur Differenzbildung zwischengespeichert, und die Differenzbildung zwischen D und E wird mit dem Timing von D ausgeführt. Wie es in der 47 dargestellt ist, beträgt, wenn die Multiplexzahl eins ist, die Zeitdifferenz zwischen zwei korrelierten Ausgangssignalen t₁, wenn die Zahl zwei ist, beträgt die Zeitdifferenz t₂, wenn die Zahl drei ist, beträgt die Zeitdifferenz t₃, wie es in (c) dargestellt ist, wenn die Zahl vier, beträgt die Zeitdifferenz t₄, wie es in (d) dargestellt ist, und wenn die Zahl fünf ist, beträgt die Zeitdifferenz t₅, wie es in (e) dargestellt ist. Das heißt, dass das Zeitintervall kürzer wird.
Daher muss die Zeitdifferenz t vergrößert werden, wenn das berechnete Verzögerungsprofil groß ist. Wenn z. B. die Verzögerungsspreizung des Signals gemäß dem Verzögerungsprofil t_d ist, wird ein optimales Senden möglich, wenn die Beziehung t_k < t_D < t_k+1 erfüllt ist. Auf diese Weise bestimmt die Multiplexzahl/Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung die Multiplexzahl und den Verzögerungswert.
Beim herkömmlichen Verfahren zum Verzögern und Multiplexen werden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert dadurch eindeutig bestimmt, dass vorab ein Ort festgelegt wird oder sie werden indirekt aus der Fehlerrate bestimmt. Jedoch wird es gemäß der 43. Ausführungsform möglich, die Multiplexzahl und den Verzögerungswert optimal einzustellen. Daher kann eine Beeinträchtigung des Funktionsvermögens hervorgerufen durch eine zu große Multiplexzahl oder eine Beeinträchtigung des Durchsatzes hervorgerufen durch eine Zugleine Multiplexzahl bei zu großer Toleranz verhindert werden.
Die 48 ist ein Blockdiagramm, das die 44. Ausführungsform zeigt. Bei der in der 39 dargestellten Ausführungsform wurde das Verzögerungsprofil dadurch berechnet, dass das bekannte Signal (1 oder –1) durch den Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 534 zu den gemessenen Daten addiert wurde. Bei der 44. Ausführungsform wird die Genauigkeit des Rechenergebnisses verbessert.
Genauer gesagt, wird das vom in der 39 dargestellten Korrelationsab schnitt 351 ausgegebene korrelierte Ausgangssignal an den Datenvergleichsabschnitt 651 geliefert. Indessen speichert der Speicherabschnitt 652 vorab in Form von Kopien Werte der gleichen und ungleichen Autokorrelation. Ferner wird das vom in der 39 dargestellten Erfassungsabschnitt 534 für bekannte Daten ausgegebene Timingsignal für bekannte Daten an den Rechensteuerungsabschnitt 653 geliefert, der das Timingsignal für bekannte Daten an den Datenvergleichsabschnitt 651 und den Speicherabschnitt oder Arbeitsspeicherabschnitt 652 liefert. Der Speicherabschnitt 652 liefert, auf Grundlage des Timingsignals für bekannte Daten, die Kopien des korrelierten Ausgangssignals zum Abschnitt bekannter Daten an den Datenvergleichsabschnitt 651. Auf Grundlage des Timingsignals für bekannte Daten vergleicht der Datenvergleichsabschnitt 651 das korrelierte Ausgangssignal mit den Kopien des korrelierten Ausgangssignals zum vom Speicherabschnitt 652 gelieferten bekannten Datenabschnitt, er gibt ein Verzögerungsprofil aus und er liefert dieses an den in der 39 dargestellten Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533.
Die 49 veranschaulicht den Betrieb der in der 48 dargestellten Ausführungsform. Nun wird der Betrieb der in der 48 dargestellten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 49 beschrieben. Mit einem idealen Spreizcode wird die maximale Ausgangsinformation erzielt, wenn die Korrelation passt, wie es in der 49(a) dargestellt ist und in anderen Perioden wird der Wert null eingenommen. Jedoch ist der tatsächliche Spreizcode nicht ideal. Daher wird zwar die maximale Ausgangsinformation erzielt, wenn die Korrelation passt, jedoch werden in anderen Perioden wegen der Autokorrelation jedes Signals mehrere Werte eingenommen. Diese Werte differieren abhängig davon, ob die Daten (1, 1), (1, –1), (–1, 1) oder (–1, –1) sind, die als gleiche (Fortsetzung derselben Daten) und ungleiche (Fortsetzung verschiedener Daten) bezeichnet werden, wie es in der 49(b) dargestellt ist. Der Autokorrelationswert wird durch den Spreizcode eindeutig bestimmt. Daher kann nur die charakteristische Verzögerungskomponente berechnet werden, wenn die Daten vorab in Form von Kopien gespeichert werden.
Beim oben beschriebenen Verfahren zum Berechnen des Verzögerungsprofils wird dieses so erhalten, wie es in der 40(d) dargestellt ist. Jedoch werden bei diesem Verfahren zum Berechnen des Verzögerungsprofils die Werte gleicher und ungleicher Autokorrelationen nicht berücksichtigt. Daher enthält das sich ergebende Verzögerungsprofil immer noch diese Komponente. Wenn das charakteristische Verzögerungsprofil mit f(t) repräsentiert wird und die Ausgangskomponente der Autokorrelation unter Berücksichtigung der Verzögerung mit g(t) repräsentiert wird, wird durch das oben beschriebene Verfahren zum Berechnen des Verzögerungsprofils f(t) + g(t) erhalten.
Daher werden bei der vorliegenden Ausführungsform die gleichen und ungleichen Autokorrelationswerte vorab in Form von Kopien im Speicherabschnitt 652 gespeichert, um die Komponente g(t) zu berechnen, wodurch nur das charakteristische Verzögerungsprofil f(t) dadurch erhalten werden kann, dass g(t) von f(t) + g(t) subtrahiert wird. Auf diese Weise kann bei der vorliegenden Ausführungsform ein Verzögerungsprofil erhalten werden, das frei von einer durch Autokorrelation verursachten Beeinträchtigung ist, und demgemäß kann die Leistungsfähigkeit des Systems verbessert werden.
Die 50 ist ein Blockdiagramm, das die 45. Ausführungsform zeigt. Der in der 50 dargestellte Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 660 berechnet und verwendet ein neues Verzögerungsprofil aus dem berechneten Verzögerungsprofil, und er enthält den Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533, den Verzögerungsspreizungs-Rechenabschnitt 662 und den Daten-Rechenabschnitt 663.
Die 51 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb des in der 50 dargestellten Verzögerungsprofil-Rechenabschnitts 533 zeigt. Gemäß den 50 und 51 berechnet der Verzögerungsprofil-Rechenabschnitt 533 das Verzögerungsprofil, der Verzögerungsspreizungs-Rechenabschnitt 662 findet den Mittelwert der Verzögerungszeit auf, und er berechnet die Spreizung auf Grundlage des tatsächlich gemessenen Werts und des Mittelwerts. Dies ist dasselbe wie die übliche Spreizungsberechnung. Der Daten-Rechenabschnitt 663 berechnet ein neues Verzögerungsprofil unter Verwendung des Ergebnisses. Das neue Verzögerungsprofil ist eine Exponentialkurve wie die in der 51 Dargestellte, die sich in bestimmtem Ausmaß vom tatsächlich gemessenen Wert unterscheidet. Jedoch ist es manchmal bevorzugt, dieses Profil zu verwenden, wenn z. B. der tatsächliche Wert schwankt.
Das neue Verzögerungprofil kann dadurch berechnet werden, dass z. B. eine aus einem ROM bestehende Speichertabelle an Stelle des Daten-Rechenabschnitts 663 bereitgestellt wird. In diesem Fall wird die ROM-Implementierung einfacher, wenn Exponentialoperationen vorab erfolgen und die Ergebnisse in Form einer Tabelle abgespeichert werden. Alternativ können die Verzögerungszeit und die Leistung (normierter Wert) zu diesem Zeitpunkt als Eingangssignale für den ROM verwendet werden. In diesem Fall ist zwar die Anzahl der Tabellen erhöht, jedoch können Operationen zu Mittelwert und Spreizungen weggelassen werden.
Zum Berechnen eines neuen Verzögerungsprofils kann eine Gleichung wie die Folgende verwendet werden, in der σ die Verzögerungsspreizung repräsentiert. P(τ) = (1/σ)exp(–τ/σ)
Bei den obigen Ausführungsformen 41 und 43 ist davon ausgegangen, dass sich das Verzögerungsprofil in einem Rahmen nicht ändert. Jedoch ist es möglich, dass sich das Verzögerungsprofil in einer speziellen Umgebung innerhalb eines Rahmens ändert, wenn z. B. extrem hoher Betrieb erfolgt oder wenn eine Anzahl von mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Objekten vorliegt. Jedoch ändert sich selbst in diesem Fall die Gebrauchsumgebung selbst nicht stark. Demgemäß ist die übliche Verzögerungsspreizung ungefähr konstant, und auch die maximale Verzögerungsspreizung ist ungefähr konstant. Aus diesem Gesichtspunkt ist es manchmal bevorzugt, nicht die berechneten Daten selbst sondern neu berechnete Daten zu verwenden. Die 45. Ausführungsform realisiert diese Option.
Bei der oben beschriebenen 44. Ausführungsform wurde ein Verfahren zum Berechnen eines genauen Verzögerungsprofils unter Verwendung einer Kopie beschrieben. In einer Funkübertragungsstrecke existiert ein Einfluss nicht nur durch die verzögerte Welle sondern auch ein Einfluss weißen Rauschens, wenn das T/R nicht zufriedenstellend ist. Daher sind das aus der Autokorrelation hergeleitete Signal, aus Verzögerungswellen hergeleitete korrelierte Ausgangssignale und aus weißem Rauschen hergeleitete korrelierte Ausgangssignale im korrelierten Ausgangssignal überlagert. Obwohl die Autokorrelationskomponente entsprechend der oben beschriebenen 44. Ausführungsform beseitigt wird, verbleibt die Komponente weißen Rauschens, die die Berechnung des Verzögerungsprofils beeinflusst.
Daher wird eine 46. Ausführungsform zum Verringern des Einflusses weißen Rauschens beschrieben.
Die 52 ist ein Blockdiagramm, das die 46. Ausführungsform zeigt. Bei der in der 52 dargestellten Ausführungsform ist am Ausgang des in der 48 dargestellten Datenvergleichsabschnitts 651 ein Integrationsabschnitt 654 vorhanden. Die Integration durch den Integrationsabschnitt 654 erfolgt für jeden Code mit demselben Timing, und das Verzögerungsprofil ist mit demselben Timing korreliert, wohingegen das weiße Rauschen keine zeitliche Korrelation zeigt. Daher wird durch Integrieren im Integrierabschnitt 654 der Anteil des Verzögerungsprofils in Bezug zum weißen Rauschen größer, und im Ergebnis kann der Einfluss weißen Rauschens verringert werden.
Die 53 ist ein schematisches Blockdiagramm, das 47. Ausführungsformen zeigt. Bei der in der 52 dargestellten Ausführungsform wird die Integration durch den Integrierabschnitt 654 mit demselben Timing ausgeführt, um den Einfluss weißen Rauschens zu verringern. Jedoch wird bei der in der 54 dargestellten Ausführungsform eine Verringerung des Einflusses nicht durch Integration sondern durch einen Filterabschnitt 66 zum Filtern mit demselben Timing realisiert. Die Integrationsoperation entspricht der Operation eines Filters erster Ordnung. Jedoch kann z. B. unter Verwendung eines zweiten und eines dritten Filters das Funktionsvermögen im Vergleich zu einer Integration verbessert werden, die einer Filterungsoperation erster Ordnung entspricht, wobei jedoch der Prozess kompliziert wird.
Die 54 ist ein Blockdiagramm, das eine 48. Ausführungsform zeigt, bei der eine Struktur eines Mehrpfadlöschers dargestellt ist. Das Verzögerungsprofil und demodulierte Daten werden an die Verzögerungsprofil-Rechenschaltung 673 geliefert. Die Verzögerungsprofil-Rechenschaltung 673 wendet das Timing des zu löschenden Signals auf den Subtrahierabschnitt 671 unter Verwendung des Korrelationstimingsignals aus dem Verzögerungsprofil an. Aus dem Verzögerungsprofil und dem Datensignal vor den zu demodulierenden Daten berechnet die Verzögerungsprofil-Rechenschaltung 673 das Verzögerungsprofil, das den zu demodulierenden Daten überlagert ist. Der Subtrahierabschnitt 671 subtrahiert nur dasjenige Signal, das dem Abschnitt entspricht, der mit den nächsten Daten aus dem korrelierten Ausgangssignal entspricht, und er löscht dadurch den Mehrfachpfad, was unter Verwendung eines von einer Subtrahiertiming-Steuerschaltung 672 auf Grundlage des Korrelationstimingsignals ausgegebenen Subtrahiertiming-Steuersignals erfolgt.
Bei einem herkömmlichen Löscher wurde ein Verfahren verwendet, bei dem eine Kopie eines Sendesignals aus einem demodulierten Signal erzeugt wird und dieses vor der Korrelation vom Signal subtrahiert wird. Die 48. Ausführungsform kann durch eine Schaltung implementiert werden, die einfacher als das herkömmliche Verfahren ist. Dies, da das Verzögerungsprofil bei der 42. Ausführungsform vorab bekannt ist und demgemäß der maximale Effekt erzielt werden kann, wenn diese Ausführungsformen kombiniert werden.
Die 55 ist ein Blockdiagramm, das eine 49. Ausführungsform zeigt. Bei der obigen 48. Ausführungsform wird die Mehrpfadkomponente des Abschnitts in Überlappung mit den Daten vollständig vom durch das Verzögerungsprofil erhaltenen Signal subtrahiert. Bei der in der 55 dargestellten 49. Ausführungsform ist ein Bezugswert-Speicherabschnitt 674 vorhanden, und ein Bezugswert zum Bestimmen, ob eine Subtraktion auszuführen ist oder nicht, wird in diesem Bezugswert-Speicherabschnitt 674 gespeichert. Wenn dieser Bezugswert zur Ermittlung überschritten wird, wird die Mehrpfadkomponente subtrahiert. Da der Bezugswert zur Löschung auf diese Weise bereitgestellt wird, wird das Mehrpfadsignal, das relativ zur Signalkomponente klein ist, nicht subtrahiert. Obwohl eine Mehrpfadkomponente, die klein in Bezug auf die Signalkomponente ist, nicht subtrahiert wird, beeinflusst sie die Demodulationseigenschaften nicht stark. Daher besteht ein Vorteil dahingehend, dass der Energieverbrauch verringert ist und eine Schaltung dadurch kompakt gemacht werden, dass Prozessoren für eine derartig kleine Komponente verringert werden.
Die 56 ist ein Blockdiagramm, das eine 50. Ausführungsform zeigt. Bei der in der 48 dargestellten Ausführungsform wurden die Multiplexzahl und der Verzögerungswert so ausgewählt, dass die durch den Mehrfachpfad hervorgerufene Verzögerungswelle nicht mit dem nächsten Datenwert, entsprechend dem Verzögerungsprofil, überlappt. Jedoch differiert bei tatsächlicher Übertragung die erforderliche Fehlerrate abhängig vom Inhalt der zu sendenden Daten. Zum Beispiel ist eine Fehlerrate BER = 10^–3 erforderlich, wenn Sprache zu senden ist, und eine Fehlerrate BER = 10^–8 ist erforderlich, wenn Daten gesendet werden. Anders gesagt, existieren verschiedene Fehlerraten, wie sie für den jeweiligen Inhalt geeignet sind. Manchmal ist eine höhere Datensenderate stärker erwünscht als eine unnötig hervorragende Fehlerrate.
Daher speichert bei der in der 56 dargestellten Ausführungsform ein Interferenzwert-Speicherabschnitt 682 vorab die Beziehung zwischen weißem Rauschen und dem Interferenzwert (T/I) entsprechend der für die Übertragungsstrecke erforderlichen Fehlerrate. Eine Vergleichsschaltung 681 vergleicht das Verzögerungsprofil und den im Interferenz-Speicherabschnitt 682 gespeicherten Interferenzwert. Auf Grundlage des Vergleichsergebnisses werden die Multiplexzahl und der verzögerungswert auf Grundlage der erforderlichen Fehlerrate und des Interferenzwerts in Überlappung mit dem Datenabschnitt, wenn Multiplexen · verzögern ausgeführt werden, durch eine Multi plexzahl · Verzögerungswert-Ermittlungsschaltung 548 ausgeführt.
Wenn z. B. ein Wert T/I von mindestens 10 dB für Sprachübertragung erforderlich ist, wird der entsprechende Verzögerungswert entsprechend dem Verzögerungsprofil berechnet, und es wird Multiplexzahl Verzögerungswert bestimmt. Wenn für Daten ein Wert T/I von mindestens 15 dB erforderlich ist, wird der entsprechende Verzögerungswert gemäß dem Verzögerungsprofil berechnet, und es wird Multiplexzahl · Verzögerungswert bestimmt. Dabei ist die Multiplexzahl des ersteren Beispiels auf natürliche Weise größer. Auf diese Weise kann Multiplexzahl · Verzögerungswert, wie für die Übertragungsstrecke optimal, durch die vorliegende Ausführungsform bestimmt werden. Daher kann die Effizienz verbessert werden und der Durchsatz kann erhöht werden.
Die 57 zeigt eine 51. Ausführungsform. Bei dieser Ausführungsform wird in Abschnitten, in denen im Präambelabschnitt des Datenformats keine Informationsdaten enthalten sind, kein Multiplexen ausgeführt und es wird nur der Informationsdaten enthaltende Teil gemultiplext. Wenn das Verzögerungsprofil zu berechnen ist, erfolgte dies beim Beispiel der 51 auf Grundlage des korrelierten Ausgangssignals oder unter Verwendung des bekannten Datenabschnitts.
Wenn jedoch ein Multiplexen ausgeführt wird, überlappen Verzögerungswellen auf Grund desselben, wenn das Verzögerungsprofil zu berechnen ist. Daher wird die Berechnung umso komplizierter, je größer die Multiplexzahl ist. Daher wird bei der 51. Ausführungsform zum Berechnen des Verzögerungsprofils eine Periode ohne Überlappung berechnet, und es werden tatsächlich erforderliche Datenabschnitte gemultiplext. Wenn kein Multiplexen erfolgt, wird die Zeit zwischen den Daten das k-fache (k ist die Multiplexzahl) der Zeit beim Multiplexen. Daher kann eine Überlappung um mehrere Verzögerungen, hervorgerufen durch einen Mehrfachpfad, vermieden werden. Daher kann das Verzögerungsprofil leicht berechnet werden.
Obwohl die Multiplexzahl und der Verzögerungswert bei der obigen Ausführungsform aus nicht gemultiplexten Abschnitten bestimmt werden, können die Daten zur Multiplexzahl und zum Verzögerungswert in diesem nicht gemultiplexten Abschnitt als Daten enthalten sein. Multiplexzahl Verzögerungswert werden auf Grundlage des Verzögerungsprofils bestimmt. Durch Einschließen der Daten in diesen nicht gemultiplexten Abschnitt als Daten, wird es möglich, dass die Empfangsseite den nicht gemultiplexten Abschnitt empfängt, um die Multiplexzahl und den Verzögerungswert auf Grundlage des Ergebnisses auf der Empfängerseite einzustellen. In einem derartigen Fall kann die Multiplexzahl durch das Empfangsergebnis zu diesem Zeitpunkt bestimmt werden, ohne dass es erforderlich wäre, die Multiplexzahl sowohl auf der Sende- als auch der Empfangsseite zu bestimmen. Daher kann selbst dann, wenn die Multiplexzahl variiert, wenn die Datenmenge zunimmt, eine Demodulation ohne jedes Problem ausgeführt werden. Im Ergebnis kann, entsprechend einer Variation in diesem Ausbreitungspfad, Multiplexzahl Verzögerungswert auf Echtzeitbasis bestimmt werden, und der Durchsatz kann verbessert werden.
Beim Übertragungssystem mit variabler Multiplexzahl · Verzögerungswert ist eine Schaltungsanordnung wie die oben beschriebene zum Bestimmen von Einstellwerten erforderlich. Bei bidirektionaler Übertragung kann eine derartige Schaltungsanordnung nur auf einer Seite vorhanden sein, und im Ergebnis kann die Schaltung vereinfacht werden. Wenn z. B. Übertragung zwischen einer Hauptstation und einer Unterstation ausgeführt wird, sollte z. B. eine Einrichtung zum Erfassen von Multiplexzahl · Verzögerungswert nur in der Hauptstation vorhanden sein. Im Allgemeinen sind mehrere Unterstationen mit einer Hauptstation verbunden. Daher kann die Schaltungsanordnung als Gesamtsystem deutlich verkleinert werden.
Nun wird eine Ausführungsform beschrieben, bei der Trägeroffset kompensiert wird.
Die 58 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer 52. Ausführungsform.
Die 59 ist ein Kurvenbild, das die Beziehung zwischen Informationsbits, Spreizcodes und der Erfassungsperiode für den Korrelationspeaks im Empfänger zeigt. Bei dieser Ausführungsform wird, wie beim Beispiel aus dem Stand der Technik, eine Modulation als Modulation erster Ordnung, bei der es sich um DBPSK handelt, ausgeführt, und die Chipanzahl des Spreizcodes für die Modulation zweiter Ordnung beträgt 11 Chips.
Als Erstes werden, unter Bezugnahme auf die 59, eine Datensequenz auf der Modulationsseite und die Erfassungsperiode für den Korrelationspeak im Empfänger im Spreizspektrums-Übertragungssystem unter Verwendung von Verzögerungsmultiplexen beschrieben. In diesem Fall ist, da Verzögerungsmultiplexen verwendet wird, die Fehlerratencharakteristik im Vergleich zu dann beeinträchtigt, wenn kein Multiplexen ausgeführt wird. Jedoch ist dieses Beispiel dahingehend von Vorteil, dass unter Verwendung des verwendeten Frequenzbands die doppelte Informationsmenge gesendet werden kann. Als Erstes wird die zu sendende Bitsequenz seriell/parallel-gewandelt und differenzcodiert, wobei eine Zuordnung zu den Sequenzen 1, 2, ... erfolgt, wie sie durch (a) und (b) der 59 dargestellt sind. Diese werden durch den Code von 11 Chips gespreizt, wobei die zugehörigen Ergebnisse durch (c) und (d) der 59 dargestellt sind. Anders gesagt, werden Daten in Form einer Phasendifferenz gesendet, wie durch kontinuierliche Spreizspektrumssignale repräsentiert. Wenn eine Demodulation auf der Empfängerseite erfolgt, werden Korrelationspeaks der Reihe nach ausgegeben, wie 5 Chips, 6 Chips, 5 Chips, 6 Chips, wie es in der 59(e) dargestellt ist, und durch Erfassen der Phasendifferenz (Differenzdemodulation) können gesendete Daten demoduliert werden.
Gemäß der 58 wird das Spreizspektrumssignal von der Antenne 701 empfangen und es wird in einen HF/ZF-Wandlerabschnitt 702 eingegeben, um einer Frequenzwandlung unterzogen zu werden. Das Signal, dessen Frequenz im HF/ZF-Wandlerabschnitt 702 gewandelt wird, wird auf zwei Systeme aufgeteilt und an einen ersten und einen zweiten Mischer 703 und 704 geliefert. Diese Signale werden unter Verwendung eines Ortsfrequenzsignals von einem Oszillator 705 und eines Ortssignals von einem 90°-Phasenschieber 706, der die Phase dieses Signals um 90° verschiebt, einer Quadraturdemodulation unterzogen. Danach werden jeweilige Signale in einem ersten und zweiten Analog/-digital-Wandlerabschnitt (A/D-Wandlerabschnitte) 707, 708 in digitale Signale gewandelt, und durch einen ersten bzw. zweiten Korrelator 709 und 710 werden Korrelationspeaks erfasst. Bei dieser Ausführungsform spiegeln sich Korrelationspeaks in der Wiederholung von 5 Chips und 6 Chips wider. Die Ausgangssignale der Korrelatoren 709 und 710 werden an einen Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitt 720 übertragen, wo die Korrelationspeakperiode erfasst wird. Im Differenzdemodulationsabschnitt 711 demodulierte Daten werden an einen Phasendifferenz-Entnahmeabschnitt 710 weitergeleitet, und entsprechend einem Auswählsignal vom Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitt 720 werden Differenzdaten entsprechend der Korrelation der 5-Chip-Periode an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 722 übertragen, und Phasendifferenzdaten entsprechend einer Korrelation einer 6-Chip-Periode werden durch einen Schalter 721 an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 723 übertragen. In den Phasendifferenz-Abschätzabschnitten 722 und 723 werden Phasendifferenzen abgeschätzt.
Indessen werden die im Differenzdemodulationsabschnitt 711 demodulierten Daten in einem Demodulationsdaten-Rotationsabschnitt 714 gedreht. Die mit einer Korrelation einer 5-Chip-Periode demodulierten Daten werden gegenüber den Daten vom Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 722 verdreht, während die mit der Korrelation der 6-Chip-Periode demodulierten Daten durch den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 723 gegenüber den Daten verdreht werden. Welche Phasendifferenzdaten zu verwenden sind, wird mit dem Schalter 724 bestimmt. Der Schalter 724 wird durch das Auswählsignal des Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitts 720, wie der Schalter 721, gesteuert.
Um den obigen Betrieb unter Verwendung von Gleichungen zu beschreiben, sei angenommen, dass, in der Empfangsreihenfolge, die ungerade nummerierten Empfangssignale die Daten mit der Korrelation der 5-Chip-Periode sind und die geradzahlig nummerierten Daten die Daten mit der Korrelation der 6-Chip-Periode sind. Es sei angenommen, dass der Phasendifferenz-Abschätzabachnitt 722 oder 723 den Mittelwert der letzten N Abtastwerte berechnet. Dann ist das Ausgangssignal des Phasendifferenz-Abschätzabschnitts 712 durch die folgende Gleichung repräsentiert, wenn eine Demodulation unter Verwendung des Empfangsdatenwerts (2t – 1) zu einem bestimmten Zeitpunkt auszuführen ist.
Formel 4
Eine Phasenkompensation erfolgt im Demodulationsdaten-Rotationsabschnitt 714. In ähnlicher Weise ist eine Demodulation des Empfangsdatenwerts 2t auszuführen, und das Ausgangssignal des Phasendifferenz-Abschätzabschnitts ist durch die folgende Gleichung repräsentiert, wobei in ähnlicher Weise eine Phasenkompensation im Demodulationsdaten-Rotationsabschnitt 714 erfolgt.
Formel 5
Daten werden im Demodulationsabschnitt 715 bestimmt.
Nun wird die Kompensation von Daten unter Bezugnahme auf das Phasenraumdiagramm der 60A bis 60D beschrieben. Die 60A zeigt die Phase nach einer Differenzdemodulation, wenn zwischen Sender/Empfänger kein Frequenzoffset besteht. Es werden zwei Punkte mit einer Phasendifferenz von 180° auf der I-Achse demoduliert. Wenn zwischen Sender/Empfänger ein Frequenzoffset existiert, wird die Phase nach der Demodulation gedreht. Jedoch wird im Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 722 der vorliegenden Erfindung die in der 60C dargestellte Phasenrotation Φ_a in Bezug auf die Daten mit dem Korrelationsintervall von 5 Chips erfasst. Der Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 723 erfasst die in der 60D dargestellte Phasenrotation Φ_b für die Daten mit dem Korrelationsintervall von 6 Chips. Daher wird eine Phasenkompensation entsprechend der Anzahl der Chips realisiert.
Wenn die Multiplexzahl 2 ist, ist es nicht erforderlich, im Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitt 720 eine spezielle Schaltung anzubringen. Es ist für dieses Beispiel lediglich erforderlich, die folgende Operation zu wiederholen. Wenn der Korrelationspeak erfasst wird und die Daten zu diesem Zeitpunkt über den Schalter 721 an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 722 übertragen werden, erfahren die demodulierten Daten unter Verwendung des Schalters 24 eine Phasenkompensation, so dass die Information Φ_a des Phasendifferenz-Abschätzabschnitts 722 verwendet wird, die nächsten Daten werden an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 723 übertragen, und demodulierte Daten werden unter Verwendung der Information Φ_b des Phasendifferenz-Abschätzabschnitts 723 einer Phasenkompensation unterzogen. Kurz gesagt, ist es erforderlich, die Schalter 721 und 724 jedesmal dann abwechselnd zu schalten, wenn ein Korrelationspeak erfasst wird.
Wenn die Multiplexzahl erhöht wird und Multiplexvorgänge mit verschiedenen Verzögerungswerten vorliegen, sollten Phasenfehler-Abschätzabschnitte entsprechend dieser Zahl vorhanden sein. Als Beispiel sei ein System betrach tet, bei dem die Multiplexzahl 6 beträgt, mit drei Wellen mit einer Verzögerung von a Chip, zwei Wellen mit einer Verzögerung von b Chips und einer Welle mit einer Verzögerung von c Chips, wobei diese in der Reihenfolge a, a, a, b, b und c gemultiplext und gesendet werden. Es ist erforderlich, auf der Empfangsseite drei Phasendifferenz-Abschätzabschnitte bereitzustellen, um ein System zu bilden, bei dem Verzögerungswellen entsprechend a Chips, Verzögerungswellen entsprechend b Chips und Verzögerungswellen entsprechend c Chips unter Verwendung der Korrelationspeakperiode-Erfassungsschaltung so zugeordnet werden, dass die Verzögerungswellen von a Chips im Phasenfehler-Abschätzabschnitt a eine Kompensation erfahren, die Wellen von b Chips durch den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt b eine Kompensation erfahren und die Verzögerungswellen von c Chips durch den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt c eine Kompensation erfahren. Die Korrelationspeak-Erfassungsschaltung kann leicht implementiert werden. Zum Beispiel wird ein Zähler bereitgestellt, und es werden Korrelationspeaks gezählt. Wenn das Ausgangssignal von 0 bis 2 läuft, werden die Demodulationsdaten an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt a weitergeleitet, und die Phase der demodulierten Daten wird unter Verwendung der Phasenrotationsinformation Φ_a vom Phasendifferenz-Abschätzabschnitt a gedreht. Wenn die gezählte Anzahl 3 oder 4 ist, werden die demodulierten Daten an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt c weitergeleitet, und wenn die gezählte Anzahl 5 ist, werden die demodulierten Daten an den Phasendifferenz-Abschätzabschnitt c weitergeleitet, so dass die Phasen unter Verwendung der Information Φ_b bzw. Φ_c gedreht werden. Wenn das Zählerausgangssignal 5 erreicht, wird der Zähler zurückgestellt.
Wenn die Ordnung der Korrelationsperiode vorab auf der Empfängerseite nicht bekannt ist, ist es möglich, Schaltsteuerdaten dadurch bereitzustellen, dass der Chiptakt zwischen Korrelationspeaks gezählt wird.
Nun wird eine 53. Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 61 beschrieben. Es ist angenommen, dass auf der Modulationsseite eine ähnliche Modulation wie bei der 52. Ausführungsform ausgeführt wird.
Die 61 ist ein Blockdiagramm, das die 53. Ausführungsform zeigt. Von einer Antenne 701 bis zu einem Demodulationsabschnitt 715 arbeiten mit denselben Bezugszahlen wie in der 58 gekennzeichnete Abschnitte auf ähnliche Weise wie diejenigen, die in der 58 dargestellt sind. Der Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 713 berechnet den Mittelwert der Phasendifferenz der Verzögerungswellen mit dem Verzögerungswert von 5 Chips sowie der Verzögerungswellen mit dem Verzögerungswert von 6 Chips. Bei der 52. Ausführungsform wurde die Phasenrotation entsprechend dem Phasenfrequenzversatz zwischen Senden/Empfangen dadurch erfasst, dass die Verzögerungen von 5 Chips und 6 Chips getrennt behandelt wurden. Jedoch ist bei der vorliegenden Ausführungsform ein Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 713 vorhanden, und demgemäß wird eine Phasendifferenz erfasst, die den Mittelwert von 5 Chips und 6 Chips, d.h. 5,5 Chips entspricht. Daher wird in einem Phasenfehlerkoeffizient-Operationsabschnitt 730, an dem die Daten vom Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 713 geliefert werden, die Phasendifferenz mit 10/11 multipliziert, wenn die Daten 5 Chips entsprechen, und das Ergebnis wird an den Demodulatonsdaten-Rotationsabschnitt 714 gesendet. Wenn die Daten 6 Chips entsprechen, erfolgt eine Multiplikation mit 12/11 und ein Übertragen an den Demodulationsdaten-Rotationsabschnitt 714. Ferner wird vom Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitt 720 bestimmt, ob bei den Daten, die an den Phasendifferenzkoeffizient-Operationsabschnitt 730 übertragen werden, die Korrelationsperiode 5 Chips oder 6 Chips beträgt. Die Struktur des Korrelationspeakperiode-Erfassungsabschnitts 720 kann derjenigen bei der 52. Ausführungsform ähnlich sein. Durch den Phasendifferenzkoeffizient-Operationsabschnitt 730 können die demodulierten Daten eine Phasenkompensation mit ungefähr derselben Genauigkeit wie bei der 52. Ausführungsform im Demodulationsabschnitt 715 erfahren.
Das Vorstehende wird unter Bezugnahme auf die Phasenraumdiagramme der 60A bis 60D beschrieben. Die 60A zeigt ein Beispiel, bei dem kein Frequenzoffset existiert. Da bei dieser Ausführungsform ein einzelner Phasendifferenz-Abschätzabschnitt vorhanden ist, wird eine Phasenrotation Φ entsprechend 5,5 Chips in der 60B erfasst. Indessen ist für die Daten eine Phasenrotation entsprechend 5 Chips und 6 Chips erforderlich. Daher wird, wenn die Daten der Korrelaionsperiode von 5 Chips entsprechen, der im Phasendifferenz-Abschätzabschnitt 713 erhaltene Rotationswinkel mit 10/11 (5/5,5) multipliziert, wodurch die in der 60C dargestellten Daten zur Phasenrotation erhalten werden. In ähnlicher Weise wird für 6 Chips der Rotationswinkel mit 12/11 (6/5,5) multipliziert, wodurch die in der 60D dargestellten Daten zur Phasenrotation erhalten werden.
Es ist ein Beispiel dargestellt, bei dem die Multiplexzahl N beträgt, die Anzahl der Chips des Spreizcodes in beträgt, h Wellen entsprechend vier Wellen von a Chips, i Wellen entsprechend Verzögerungswellen von b Chips und j Wellen entsprechend Verzögerungswellen von c Chips vorliegen. Bei diesem Beispiel entsprechen die Daten, wie sie im Phasendifferenz-Abschätzab schnitt gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten werden, dem Ausmaß der Phasenrotation PHASE entsprechend dem TCP-Chip, wie es durch die folgende Gleichung repräsentiert ist:
Formel 6

TCP = (a × h + b × i + c × j)/N = m/N

Im Phasendifferenz-Abschätzabschnitt wird der Phasenrotationswert PHASE, der dem TCP-Chip entspricht, d.h. die Chipzahl der mittleren Verzögerung der gemultiplexten Welle, erhalten. Daher ist der Phasenrotationswert PHASE A für die Verzögerungswelle von a Chips PHASE A = PHASE × a/TCP.
Das heißt, dass die Daten PHASE, wie sie im Phasendifferenz-Abschätzabschnitt erhalten werden, dem Ausmaß der Phasenrotation in Bezug auf die mittlere Verzögerungszahl, d.h. TCP, entsprechen. Daher zeigen die zu modulierenden Daten eine Verzögerung von a Chips, und es muss eine Anpassung daran erfolgen. Demgemäß wird das Ausmaß der Phasenrotation für die Verzögerungswelle von a Chips durch Multiplizieren von a/TCP erhalten.
In ähnlicher Weise sind für die Verzögerung von b Chips und diejenige von c Chips PHASE B und PHASE C wie folgt repräsentiert: PHASE B = PHASE × b/TCP. PHASE C = PHASE × c/TCP.
Demgemäß ist es lediglich erforderlich, die Daten im Phasendifferenz-Abschätzabschnitt für die Verzögerungswelle von a Chips mit dem Koeffizienten a/TCP zu multiplizieren, mit b/TCP für die Verzögerungswelle von b Chips sowie mit c/TCP für die Verzögerungswelle von c Chips, was im Verzögerungsdifferenz-Operationsabschnitt erfolgt.
Auf Grundlage dieses Prinzips kann der Phasendifferenzkoeffizient selbst dann leicht abgeschätzt werden, wenn die Verzögerungsanzahl und die Multiplexzahl variieren.
Obwohl bei der 52. und 53. Ausführungsform BPSK beschrieben wurde, können QPSK oder andere Phasenmodulationsverfahren verwendet werden.
Die 62 ist ein Blockdiagramm, das einen Sender für das Spreizspektrumsignal zeigt, wodurch die 54. Ausführungsform dargestellt ist.
Gemäß der 62 wird von einem Bezugstaktsignal-Generator 801 ein Taktsignal CLK11M von 11 MHz erzeugt. Das Taktsignal CLK11M wird an eine Frequenzteilerschaltung 802 geliefert, von der ein Taktsignal CLK1M von 1 MHz, ein Taktsignal CLK2M von 2 MHz und ein Taktsignal CLK4M von 4 MHz erzeugt werden.
Die 63 ist ein zeitbezogenes Diagramm zu den erzeugten Taktsignalen. In den Dateneingangsabschnitt 803 werden Daten von 4 MBPS eingegeben. Die Daten werden an einen Datenlatchabschnitt 804 geliefert, und zum Synchronisieren mit dem Taktsignal werden die Daten in diesem unter Verwendung des Taktsignals CLK4M zwischengespeichert. Die Daten werden durch einen S/P-Wandler 805 einer S/B-Wandlung unterzogen. Das Beispiel hier ist unter Annahme einer DQPAK-Modulation dargestellt. Daher existieren zwei Ausgangssysteme für zwei Bits von Eingangsdaten. Ein Beispiel des an einem der Systeme bereitgestellten Signals ist durch I repräsentiert, und das andere ist durch Q repräsentiert.
Die Ausgangsdaten I und Q des S/P-Wandlers 805 werden an einen Differenzcodierer 806 geliefert und einer Differenzcodierung unterzogen. Die vom Differenzcodierer 806 ausgegebenen Daten sind als I' und Q' repräsentiert. I' und Q' werden durch einen S/P-Wandler 807 bzw. 808 einer S/P-Wandlung unterzogen, um durch einen Multiplexer 809 bzw. 810 gemultiplext zu werden. Ähnlich dem oben beschriebenen Fall liefern die S/P-Wandler 807 und 808 zwei Ausgangssysteme unter Verwendung von zwei Datenbits als Paar. Dies, da bei dieser Ausführungsform ein Multiplexen mit zwei angenommen ist. Zwei Bits des Ausgangssignals der Seite I' werden als IL1 und IL2 bezeichnet, und zwei Bits des Ausgangssignals der Seite Q' werden als QL1 und QL2 bezeichnet. Von diesen sind die Ausgangssignale mit den Abschnitten L1 diejenigen, die früher an die S/P-Wandler 807 und 808 geliefert werden, wobei die Ausgangssignale mit dem Taktsignal CLK1M synchronisiert werden.
Indessen erzeugt der Spreizcodegenerator 811 einen Spreizcode von 11 Chips. Die Periode dieses Spreizcodes ist mit dem Taktsignal CLK1M synchronisiert. Der Multiplexer 809 führt ein Spreizen durch Ausführen einer Exklusiv-ODER-Operation zwischen dem erzeugten Spreizcode und den Daten aus. Nach dem Spreizen werden die Signale IL2 und QL2 zum Multiplexen in ein Verzögerungselement von 5 Chips eingegeben.
Die 64 zeigt die Struktur des Multiplexers. Nur für das System für IL2, QL2 ist ein 5-Chip-Taktsignal-Verzögerungselement 891 vorhanden. Vom Multiplexer 809 werden Ausgangssignale DI1 und DI2 (mit einer Verzögerung von 5 Chips) erhalten, während vom Multiplexer 810 DQ1 und DQ2 (mit einer Verzögerung von 5 Chips) erhalten werden. Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 empfangen jeweilige Daten, und wenn das Eingangsdatenpaar (1, 1) ist, wird A geliefert, wenn das Paar (1, 0) oder (0, 1) ist, wird 0 geliefert, und wenn das Datenpaar (0, 0) ist, wird –A geliefert. Genauer gesagt, wird, wenn die Summe der Amplituden der zwei zu multiplexenden Wellen 2 ist, A ausgegeben. Wenn die Summe –2 ist, wird –A ausgegeben, und wenn sie 0 ist, wird 0 ausgegeben, und diese Ausgangssignale werden in einen folgenden Quadraturmodulator eingegeben. Durch Dateneinsetzabschnitte 814 und 815 werden Daten so eingesetzt, dass Daten mit einer Chipnummer, bei der vorige und folgende Daten überlappen, 5 ist, die Ausgangssignale der Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 für die dem zentralen Chips entsprechenden Daten zwangsweise auf 0 gebracht werden.
Die 65 ist ein spezielles Blockdiagramm des Dateneinsetzabschnitts. Gemäß der 65 verfügt der Dateneinsetzabschnitt 814 über D-Flipflops 841, 842 und Selektoren 843 und 844. Die D-Flipflops 841 und 842 sorgen für eine Verzögerung des Taktsignals CLK1M um 2 Chips auf das Taktsignal CLK11M hin, und durch das Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 842 werden die Datenselektoren 843 und 844 geschaltet. Genauer gesagt, werden, wenn sich das Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 842 auf dem Pegel "L" befindet, die Daten DI1, DI2 oder DQ1 oder DQ2 durch die Datenselektoren 843, 844 ausgewählt, und wenn sich das Q-Ausgangssignal des D-Flipflops 842 auf dem Pegel "H" (1, 0) befindet, wird ein zuvor eingestellter Datenwert ausgewählt. Wegen dieses Dateneinsetzabschnitts 814 wird immer zwangsweise dafür gesorgt, dass ein Datenwert, der demjenigen Chips entspricht, das dem um 2 Chips verzögerten Taktsignal CLK1M entspricht, die Kombination (1, 0) aufweist und demgemäß das Ausgangssignal der Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 den Wert 0 einnimmt. In anderen Abschnitten werden DI1, DI2 oder DQ1, DQ2 unverändert ausgegeben, und die Ausgangssignale der Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 variieren entsprechend. Daher ist eine Variation nach der Spreizungsaufhebung beseitigt, was eine genaue Demodulation ermöglicht.
Die 66 und 67 zeigen Muster von Sendedaten. Wie es aus den 66 und 67 erkennbar ist, werden die entsprechend dieser Ausführungsform modulierten Daten durch einen herkömmlichen Empfänger empfangen, eine Phasenvariation nach der Spreizungsaufhebung wird unterdrückt, und die Fehlerratencharakteristik kann verbessert werden.
Bei dieser Ausführungsform ist das Taktsignal CLK1M an den Dateneinsetzabschnitten 814 und 815 um 2 Chips versetzt, so dass das zentrale 1 Chip der überlappenden 5 Chips zwangsweise auf 0 gebracht wird. Jedoch kann das Taktsignal CLK1M um 1 Chips oder 3 versetzt werden, um ähnliche Effekte zu liefern. Ferner kann, obwohl die Dateneinsetzabschnitte 814 und 815 in der Vorstufe zu den Mehrpegel-Modulationsabschnitten 812 und 813 vorhanden sind, eine direkte Operation des Werts der Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 erfolgen.
Die 68 ist ein Blockdiagramm, das einen Empfänger gemäß einer 55. Ausführungsform zeigt. Der Empfänger verfügt über Korrelatoren 851, 852, eine Korrelationssynchronisierschaltung 853, eine Differenzdemodulationsschaltung 854, eine P/S-Wandlerschaltung 855 und einen Korrelationsmusterdetektor 856. Der Korrelationsmusterdetektor 856 erfasst Korrelationsmuster, und er ändert den Multiplikationskoeffizienten in den Korrelatoren 851 und 852 auf Grundlage des Erfassungsausgangssignals entsprechend.
Die 69 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des in der 68 dargestellten Korrelators zeigt. Der Korrelator 851 verfügt über D-Flipflops 901 bis 911, Multiplizierer 921 bis 931 und eine Summierschaltung 940. Die D-Flipflops 901 bis 911 sorgen für eine Verzögerung von 1 Chips betreffend jeden Eingangsdatenwert, und die Daten werden durch Multiplizierer 921 bis 931 mit einem Barker-Code multipliziert, und die Summe der Ergebnisse wird durch die Summierschaltung 940 berechnet, wodurch die Korrelation erhalten wird. Unter Verwendung des Ergebnisses werden die Korrelationsperioden durch die in der 69 dargestellte Korrelationssynchronisierschaltung 853 synchronisiert, durch den Differenzdemodulationsabschnitt 854 wird eine Differenzdemodulation ausgeführt, und durch den P/S-Wandler 855 wird eine P/S-Wandlung ausgeführt, wodurch die gesendeten Daten demoduliert werden.
Ferner sind Multiplizierer 941 und 942 vorhanden. Der Multiplizierer 941 multipliziert das dritte Bit des Barker-Codes mit dem durch den Korrelationsmusterdetektor 856 erfassten und rückgeführten Datenwert A, und er liefert das Ergebnis an den Multiplizierer 923. Der Multiplizierer 942 multipliziert das neunte Bit des Barker-Codes mit dem durch den Korrelationsmusterdetektor 856 erfassten und rückgeführten Datenwert B, und er liefert das Ergebnis an den Multiplizierer 929. Die Daten A und B nehmen den Wert 1 oder 0 ein.
Wenn eine Modulation unter Verwendung ähnlicher Parameter auf der Sendeseite, wie beim Stand der Technik ausgeführt wird, werden die Korrelationspeaks auf der Empfängerseite als Wiederholung von 5 und 6 Chips erfasst. Im Empfänger können, wenn die Korrelationswerte erfasst werden, zwei mögliche Fälle existieren. Das heißt, dass die Daten um 5 Chips mit den vorigen Daten überlappen und sie mit den folgenden Daten um 6 Chips überlappen (Muster I), oder dass die Daten mit den vorigen Daten um 6 Chips überlappen und sie mit den folgenden Daten um 5 Chips überlappen (Muster II). Daher erfasst der Korrelationsmusterdetektor 856 das Muster, und er liefert die Information an die Korrelatoren 851 und 852 zurück. Der Korrelationsmusterdetektor 856 kann z. B. leicht durch einen Zähler implementiert werden, der das Chip-Taktsignal von einem Korrelationspeak zu einem anderen zählt. Wenn der Zählwert 6 Taktsignalen entspricht, sagt dies voraus, dass der nächste Korrelationswert das Muster I aufweist, und es werden A = 1 und B = 0 an die Korrelatoren 851 und 852 zurückgeführt. Wenn die gezählte 5 Taktsignalen entspricht, sagt dies vorher, dass der nächste Korrelationswert das Muster II aufweist, und es werden A = 0 und b = 1 zurückgeführt. Wenn keine Korrelation erfasst wird, werden die Werte auf A = B = 1 gesetzt.
Die 70 zeigt eine Änderung der Daten, wie sie vom in der 68 dargestellten Empfänger empfangen werden. Die digitalen Daten zu den Eingangsdaten nach einer Wandlung von der ZF in das Grundband sind als RxI, RxQ repräsentiert, wie es in (a) und (b) der 70 dargestellt ist. Die Dateninhalte sind den Sendedaten ähnlich. Die Daten werden durch die Korrelatoren 851 und 852 korreliert, was zu Isum und Qsum führt, wie es in (c) und (d) der 70 dargestellt ist. Genauer gesagt, werden die Eingangsdaten durch D-Flipflops 901 bis 911 der Korrelatoren 851 und 852 verzögert, die Ergebnisse werden durch Multiplizierer 921 bis 931 mit einem zuvor erstellen Barker-Code multipliziert, und jeweilige Summen werden durch einen Addierer 540 addiert.
Indessen erzeugt die Korrelationssynchronisierschaltung 853 ein Korrelationssynchronisier-Taktsignals CLK wie das in der 70(e) Dargestellte, das synchron mit dem Korrelationspeak ist, wozu das Ausgangssignal der Korrelatoren 851 und 852 verwendet wird. Der Differenzdemodulationsabschnitt 854 gibt, als Daten, derartige Korrelationspeaks in den Differenzdemodulationsabschnitt 854 ein, wie sie in (f) und (g) der 70 dargestellt sind, wobei die Ausgangssignale der Korrelatoren 851, 852 und das Korrelationssynchronisier-Taktsignal SCLK verwendet werden. Der Differenzdemodulationsabschnitt 854 führt unter Verwendung der demodulierten Daten und um eines frühere Daten eine Differenzdemodulation aus. Genauer gesagt, werden Daten, wie sie in (h) und (i) der 70 dargestellt sind, ausgegeben und demoduliert, was auf Grundlage der Phasendifferenz der Änderung der Daten erfolgt. Ferner werden die Differenz-demodulierten Daten durch den P/S-Wandler 855 P/S-gewandelt, und so werden Sendedaten wie die in der 70(d) Dargestellten, demoduliert. Es ist ersichtlich, dass Isum und Qsum, wie sie in (c) und (d) der 70 dargestellt sind, einen konstanten Absolutwert zeigen.
Die 71 ist ein Blockdiagramm eines Senders gemäß einer 56. Ausführungsform. Die in den 62 und 68 dargestellten Sender/Empfänger sind so ausgebildet, dass der Korrelationspeak nach der Spreizungsaufhebung ±10 beträgt. Der in der 71 dargestellte Sender ist so ausgebildet, dass der Korrelationspeak ±12 beträgt.
Zu diesem Zweck sind auf der Ausgangsseite der Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 Amplitudenmodifizierabschnitte 812 und 817 vorhanden.
Die 70 zeigt eine spezielle Struktur des in der 71 dargestellten Amplitudenmodifizierabschnitts.
Der Amplitudenmodifizierabschnitt 816 verfügt über D-Flipflops 961 bis 964, ein ODER-Gatter 965 und eine 1,5-fach-Amplitudenschaltung 866. Die D-Flipflops 961 bis 964 verzögern das Taktsignal CLK1M um CLK11M. Das ODER-Gatter 965 führt eine Operation für die 1,5-fach-Amplitudenschaltung 966 aus, wenn das Taktsignal CLK1M eingegeben wird und es um 4 Chip-Taktsignale verzögert ist. Die 1,5-fach-Amplitudenschaltung 966 verstärkt die Eingangsamplitude auf das 1,5-fache.
Dann wird der Betrieb des in der 71 dargestellten Senders beschrieben. Hierbei sind Parameter und dergleichen zur Modulation ähnlich denen beim Beispiel aus dem Stand der Technik. Als Erstes werden durch den Bezugstaktsignal-Generator 801 und die Frequenzteilerschaltung 802 vier verschiedene Taktsignale erzeugt. Damit das Taktsignal und die Daten an den Sender synchronisiert sind, werden die Daten und das Taktsignal CLK4M im Datenlatchabschnitt 804 synchronisiert. Für QPSK-Modulation wird durch den S/P-Wandler 805 eine S/P-Wandlung in zwei Systeme ausgeführt. In diesem Stadium sind Daten synchron mit dem Taktsignals CLK2M, und vom S/P-Wandler 805 werden die Signale I und Q ausgegeben. Um eine Differenzdemodulation im Empfänger zu ermöglichen, wird durch einen Differenzcodierer 806 eine Diffe renzcodierung ausgeführt, und es werden Signale I' und Q' ausgegeben. Für Verzögerungsmultiplexen werden die Daten, die auf zwei Systeme aufgeteilt wurden, durch die S/P-Wandler 807 und 808 erneut S/P-gewandelt, wodurch die jeweiligen Daten in zwei Systeme aufgeteilt werden. In diesem Stadium sind die Daten mit dem CLK1M synchronisiert, wobei diese Daten durch IL1, IL2, QL1 und QL2 repräsentiert sind. Die Daten werden durch Multiplexer 809 und 810 mit einem Barker-Code gespreizt, und IL2 und QL2 werden um 5 Chips verzögert. Durch die Mehrpegel-Modulationsabschnitte 812 und 813 wird eine Mehrpegelmodulation ähnlich der beim Stand der Technik ausgeführt. Genauer gesagt, wird A ausgegeben, wenn das Eingangsdatenpaar (1, 1) ist, 0 wird ausgegeben, wenn das Paar (1, –1) oder (–1, 1) ist, und es wird –A ausgegeben, wenn das Paar (–1, –1) ist. Im Ergebnis wird, wenn die Summe der Amplituden zweier zu multiplexender Wellen 2 ist, A ausgegeben, wenn die Summe negativ ist, wird –2 ausgegeben, und wenn die Summe 0 ist, wird 0 ausgegeben.
Die Amplitudeninformationen von den Mehrpegel-Modulationsabschnitten 812 und 813 werden an die Amplitudenmodifizierabschnitte 816 und 817 geliefert. In den Amplitudenmodifizierabschnitten 816 und 817 wird das Taktsignal CLK1M durch das Taktsignal CLK11M mittels der D-Flipflops 961 bis 964 verzögert. Mit dem Timing, mit dem das Taktsignal CLK1M eingegeben wird, und mit dem Timing dieses Taktsignals, das um 4 Chip-Taktsignals verzögert ist, führt das ODER-Gatter 965 eine Operation für die 1,5-fach-Amplitudenschaltung 966 aus, wodurch die Eingangsamplitude auf das 1,5-fache erweitert wird.
Die 73 zeigt das Muster der Sendedaten gemäß der 56. Ausführungsform. Wenn angenommen wird, dass A = 2 gilt, ist es ersichtlich, dass die Phase nach der Spreizungsaufhebung bei ±12 konstant ist.
Die 74 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer 57. Ausführungsform.
Bei der 56. Ausführungsform wird die Phase durch den Betrieb der Sendeseite nach der Spreizungsaufhebung zu ±12 gemacht. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist die Phase nach der Spreizungsaufhebung auf der Empfangsseite zu ±12 eingestellt. Hierbei ist die Struktur des Senders dieselbe wie die herkömmliche, und Parameter zur Modulation sind ebenfalls dieselben wie beim Stand der Technik.
Die 75 zeigt die Struktur eines in der 74 dargestellten Korrelators. Gemäß der 75 ist der Korrelator auf ähnliche Weise strukturiert, wie es in der 70 dargestellt ist. Jedoch verfügt er, an Stelle der Multiplizierer 941 und 942, über Multiplizierer 951 bis 954. Die Multiplizierer 951 bis 954 multiplizieren Daten A oder B, die durch den Korrelationsmusterdetektor 856 erfasst und rückgeführt wurden, mit dem Barker-Code, und sie liefern die Ergebnisse an Multiplizierer 921, 925, 927 und 931. Die Daten A oder B nehmen den Wert "1" oder "1,5" ein.
Nun wird der Betrieb des in der 74 dargestellten Empfängers beschrieben. Wenn Modulation unter Verwendung ähnlicher Parameter wie im Stand der Technik auf der Sendeseite ausgeführt wird, werden die Korrelationspeaks vom Empfänger als Wiederholung von 5 Chips und 6 Chips erfasst. Wenn der Korrelationswert im Empfänger erfasst wird, können möglicherweise zwei Muster überlappender Daten vorliegen, d.h. die Daten überlappen um 5 Chips mit dem vorigen Daten und um 6 Chips mit den folgenden Daten (Muster I), oder die Daten überlappen mit den vorigen Daten um 6 Chips und um 5 Chips mit den folgenden Daten (Muster II). Daher erfasst der Korrelationsmusterdetektor 856 das Muster, und er speist die Information an die Korrelatoren 851 und 852 zurück. Auch bei dieser Ausführungsform kann der Korrelationsmusterdetektor 856 z. B. durch einen Zähler implementiert sein. Das Chip-Taktsignal von einem Korrelationspeak zu einem anderen wird gezählt, und wenn es 6 Taktsignalen entspricht, wird vorab erkannt, dass der nächste Korrelationswert das Muster I aufweist, so dass A = 1,5 und B = 1 zurückgeführt werden. Wenn der Zählwert 5 Taktsignale entspricht, wird vorab erkannt, dass der nächste Korrelationswert das Muster II hat, und es werden A = 1 und B = 1,5 zurückgeführt. Wenn keine Korrelation erkannt wird, werden die Werte auf A = B = 1 eingestellt. Entsprechend diesen Daten ändern die Multiplizierer 951 bis 954 den bei den Multiplizierern 521, 625, 627 und 631 angewandten Multiplikationskoeffizienten.
Die 76 zeigt Änderungen der Empfangsdaten entsprechend der vorliegenden Ausführungsform. In der 76 ist angenommen, dass die empfangenen Daten dieselben wie die Daten beim Beispiel aus dem Stand der Technik sind. Wie es in (c) und (d) der 76 dargestellt ist, wird der Absolutwert zu den Zeitpunkten konstant, zu denen Isum und Qsum ausgegeben werden.
Die 77 ist ein Kurvenbild, das die Fehlerratencharakteristik des Empfängers gemäß der 54. und der 56. Ausführungsform zeigt. Wie es aus der 77 erkennbar ist, ist die Fehlerratencharakteristik beim Beispiel ge mäß dem Stand der Technik, der 54. und der 56. Ausführungsform verbessert. Dies, da eine Phasenvariation gemäß der Erfindung nach der Demodulation unterdrückt wird. Es ist ersichtlich, dass bei der 55. und 57. Ausführungsform ähnliche Effekte erzielt werden können.
Die 78 zeigt ein Empfangssystem gemäß der 58. Ausführungsform. Hinsichtlich des Sendesystems ist das in der 1 Dargestellte verwendet. Gemäß der 78 wird die Frequenz des an der Antenne 601 empfangenen Signals durch den Frequenzwandlerabschnitt 602 auf Grundlage eines Ortsoszillatorsignals vom Ortsoszillator 604 in ein Grundbandsignal gewandelt und durch den Korrelator 604 korreliert. Die Korrelation wird in einem Latchabschnitt 605 zum Timing eines Korrelationspeaks zwischengespeichert. Danach wird eine durch Autokorrelation verursachte Beeinträchtigung durch den Korrelationsverarbeitungsabschnitt 606 aufgehoben, das korrelierte Ausgangssignal wird an den Verteiler 607 geliefert und verteilt, und es wird entsprechend einem Steuerungssignal von der Latchsteuerung 610 in Latchabschnitten 608 und 609 zwischengespeichert. Hierbei werden, gemäß dem obigen speziellen Beispiel, die Ausgangssignale mit 2 Chips oder 3 Chips in den Latchabschnitten 608 und 609 zwischengespeichert. Die Ausgangssignale der Latchabschnitte 608 und 609 werden durch den Differenzbildungsabschnitt 610 einer Differenzbildung unterzogen, und danach werden sie im Ermittlungsabschnitt 612 einer Ermittlung unterzogen und demoduliert.
Die 79 ist ein Blockdiagramm, das ein spezielles Beispiel des in der 78 dargestellten Korrelationsverarbeitungsabschnitt zeigt. Der in der 79 dargestellte Korrelationsverarbeitungsabschnitt 606 ist ein Beispiel, bei dem die Multiplikationszahl 5 ist. Obwohl in der 79 nur ein System dargestellt ist, sind zwei Systeme erforderlich, um das in der 28 dargestellte Beispiel zu implementieren.
Das Eingangssignal wird entsprechend der Anzahl der Eingangsbits in ein Schieberegister 613 eingegeben, und hinsichtlich des Korrelationsspikes mit dem gewünschten Datendemodulationstiming werden vier vorangehende und vier folgende Korrelationsspikes gehalten. Diese Signale werden auf Grundlage des vom Timinggenerators 615 erzeugten Timingsignals durch einen Operator mit Selektor 614 einer Operation unterzogen. Der Timingsgenerator 615 führt ein Timing für die Eingangs- und Ausgangssignale entsprechend einem Signal einer nicht dargestellten Korrelationssynchronisierschaltung aus.
Die 80 zeigt eine spezielle Struktur des in der 79 dargestellten Operators mit Selektor 614. Gemäß der 80 verfügt der Operator mit Selektor 614 über Selektoren 617 bis 620, einen Addierer 621, einen Dividierer 622, eine Timingssteuerung 623, einen Latchabschnitt 624 und einen Addierer/Subtrahierer 625.
Die 81 ist ein zeitbezogenes Diagramm, das den Betrieb des in der 80 dargestellten Operators mit Selektor zeigt. Unter Bezugnahme auf die 81 wird angenommen, dass der zu erhaltende Korrelationsspike das Signal E der 81 ist. Es existieren vier Seitenkeulen mit einer Variation des Werts des Korrelationsspikes des Signals zu beiden Seiten des gewünschten der Signale 1 bis 4. Genauer gesagt, handelt sich um A und F des Signals, das durch (a) in der 81 dargestellt ist, B und G des Signals, das durch (b) in der 81 dargestellt ist, C und H des Signals, das durch (c) in der 81 dargestellt ist, sowie D und I des Signals, das durch (d) in der 81 dargestellt ist. Abhängig von der Kombination (GLEICH, UNGLEICH) dieser vier Signale wird die Seitenkeule (E1, E2, E3, E4) der Autokorrelation mit dem Timing E ermittelt, und als Ergebnis werden diese Signale zu E addiert, was zum Signal E' gemäß (f) der 81 führt. Die Signale E1, E2, E3 und E4 werden nun detaillierter beschrieben.
Die 82 zeigt die Autokorrelationscharakteristik eines Barker-Codes. Hierbei existieren vier mögliche Datenkombinationen, nämlich (1, 1), (–1, –1), (1, –1), (–1, 1). Diese sorgen für voneinander verschiedene Autokorrelationswerte. Hierbei repräsentiert GLEICH eine Gleichheitskorrelation und UNGLEICH repräsentiert eine Ungleichheitskorrelation. Es sei eine Verzögerungsmultiplikation betrachtet. Obwohl die Signale gespreizt und gemultiplext sind, ist im Spreizspektrum Überlagerung aufrechterhalten. Daher zeigt auch jeder Korrelationwert überlagerung, wenn die Spreizung der gemultiplexten Signale aufgehoben wird. Das heißt, dass im Multiplexfall eine Überlagerung jeweiliger Autokorrelationen als Ausgangssignal des Korrelators erhalten werden kann. Anders gesagt, zeigen nicht korrelierte Abschnitte, abweichend von 11 oder –11, die als Autokorrelations-Seitenkeulen bezeichnet werden, einen unerwünschten Einfluss.
Genauer gesagt, zeigt, wenn die Daten vor und nach dem Datenwert, für den Autokorrelation zu ermitteln ist, als vorige bzw. folgende Daten bezeichnet werden, die Autokorrelation, mit dem Timing des Korrelationsspikes, nach ungeradzahligen Chips, den Absolutwert 1 und ein Vorzeichen entgegengesetzt zu den vorigen Daten, unabhängig von den folgenden Daten. Nach ungeraden Chips zeigt die Autokorrelation den Absolutwert 1 und ein Vorzeichen entge gengesetzt zu dem der folgenden Daten, unabhängig von den vorigen Daten.
Dies wird in Bezug auf das Signal E1 betrachtet. E1 ist ein Signal, wie es nach geradzahligen Chips (8 Chips) ab dem Korrelationspike A auftritt. Daher ist die Autokorrelation –1, da das zugehörige Vorzeichen entgegengesetzt zum Datenwert A ist. Hinsichtlich des Signals E2 tritt dasselbe mit geradzahligen Chips (6 Chips) gegenüber dem Korrelationspike von B auf. Daher hat es das entgegengesetzte Vorzeichen zum Datenwert B, und demgemäß ist die Autokorrelation –1. Hinsichtlich E3 tritt dieses Signal nach geradzahligen Chips ab dem Korrelationspike von C auf. Daher ist die Ungleichheitskorrelation –1, wobei das Vorzeichen entgegengesetzt zu dem des Datenwerts C ist. Hinsichtlich E4 handelt es sich um ein Signal, das nach geradzahligen Chips ausgehend vom Korrelationspike von D auftritt. Daher ist die Autokorrelation –1, mit dem Vorzeichen entgegengesetzt zum Datenwert D.
Aus dem Vorstehenden ergibt es sich, dass dann, wenn ein Signal E aus dem Signal E' wiederherzustellen ist, E1, E2, E3 und E4 von E' subtrahiert werden müssten. Das bedeutet, dass der Wert 1/11 unter Verwendung verschiedener Vorzeichenkomponenten von A, B, C und D subtrahiert werden sollte. Dies entspricht der folgenden Operation. Es werden nämlich A, B, C und D addiert, und die Summe wird auf 1/11 verarbeitet, und das Ergebnis wird zu E' addiert.
Gemäß erneuter Bezugnahme auf die 80 werden die Signale A und F in den Selektor 351 eingegeben, B und G werden in den Sektor 352 eingegeben, C und A werden in den Selektor 353 eingegeben und die Signale D und I werden in den Selektor 354 eingegeben. Beim oben beschriebenen Beispiel wählen die Selektoren 351 bis 354 die Signale A, B, C und D aus. Anschließend werden die Signale A, B, C und D durch den Addierer 255 addiert, die Summe wird durch den Dividierer 356 einer Division von 1/11 unterzogen, und das Ergebnis wird durch den Addierer/Subtrahierer 359 zu E' addiert, im Latchabschnitt 358 zwischengespeichert und dann ausgegeben.
Beim in der 81 dargestellten Beispiel sind die Signale um jeweils 2 Chips versetzt. Daher werden nur vorige Daten verwendet. Wenn jedoch die Anzahl der Chips eine ungerade Zahl ist, sind die folgenden Daten zu verwenden. Als Beispiel sei F als Bezugswert betrachtet. Da B und F um 9 Chips entfernt sind, sollten die folgenden Daten, d.h. G, verwendet werden. Auf diese Weise hängt es von der Verzögerungsbeziehung der gewünschten Daten bzw. der Überlappung von vier früheren und vier folgenden Daten ab, ob die vorigen oder die folgenden Daten zu verwenden sind.
Die 83 ist ein Flussdiagramm, das zeigt, wie das Timing zum Schalten des in der 80 dargestellten Selektors bestimmt wird. Gemäß der 83 wird als Erstes N auf N = 0 initialisiert, und dann wird N gemäß N = N + 1 inkrementiert. Durch einen Korrelationspikepositions-Ermittlungsprozess wird ermittelt, ob das Intervall einer ungeraden oder einer geraden Anzahl von Chips entspricht, um zu ermitteln, ob im nächsten Prozess die vorigen oder die folgenden Daten zu verwenden sind. Demgemäß wird ermittelt, wie jeder der Selektoren 617 bis 620 geschaltet werden sollte. Diese Operation wird für alle Selektoren ausgeführt, woraufhin die Selektoren tatsächlich geschaltet werden.
Das Timing wird durch den Verzögerungs- und Multiplexprozess der aktuell empfangenen Daten, unter Verwendung eines externen Timinggenerators, bestimmt. Die Information in Zusammenhang mit der Verzögerung und dem Multiplexen wird abhängig davon ermittelt, ob die Verzögerung einer geraden oder einer ungeraden Anzahl von Chips entspricht, da die Multiplexzahl und der Verzögerungswert eindeutig durch das System bestimmt sind. Die Bestimmung der Selektoren 617 und 620 wird so ausgeführt, wie es im Flussdiagramm der 83 dargestellt ist. Jedoch muss der Bestimmungsprozess nicht jedesmal ausgeführt werden. Zum Beispiel ist der Verzögerungswert, wenn die Multiplexzahl 5 ist, ein durch das System bestimmter fester Wert. Daher kann tatsächlich eine Schaltung zum Schalten der Selektoren 617 bis 620 in wiederholter Weise mit vorbestimmter Reihenfolge wirkungsvoll arbeiten.
Die 84 zeigt Absolutwerte korrelierter Ausgangssignale des Korrelationsspikes, wenn eine Verarbeitung auf die oben beschriebene Weise erfolgt. Wie es aus der 84 ersichtlich ist, liegen die korrelierten Ausgangssignale des Korrelationsspikes dichter bei 11 als beim Beispiel gemäß dem Stand der Technik. Hierbei ist der Wert nicht genau 11, da zur Addition der vorigen und folgenden Daten verwendete Daten nicht tatsächlich A, B, C und D sondern A', B', C' und D' sind, die Fehler enthalten, da diese Signale selbst gegenüber 11 variieren. Nun wird eine Anwendung der Erfindung bei DQPSK beschrieben.
Die 85 zeigt Vektoren in einer Phasenebene zum Veranschaulichen des Prinzips der Erfindung. Die 86 zeigt Änderungen von Vektoren zum Multiplexzeitpunkt.
Wenn angenommen wird, dass kein Einfluss durch Autokorrelations-Seitenkeulen besteht, sind die Daten durch Vektoren A, B, C, D und E repräsentiert, wie sie in der 85 dargestellt sind. Tatsächlich existieren Autokorrelations-Seitenkeulen, und daher sind die Signale dergestalt, wie es in der 86 dargestellt ist. Hierbei ist angenommen, dass jede Verzögerung eine gerade Anzahl von Chips enthält, so dass nur die vorigen Daten einen Einfluss haben, wie beim oben beschriebenen Beispiel. Der Einfachheit der Beschreibung halber ist angenommen, dass die Vektoren A, B, C und D den Ausgangssignalen 11 entsprechend und die Variation jedes Vektors vernachlässigbar ist. Die aus jeweiligen Vektoren A, B, C und D mit dem Einfluss von Autokorrelations-Seitenkeulen Vektoren sind EA, EB, EC und ED, und der zusammengesetzte Vektor, für den der Vektor E erscheint, ist der Vektor E'.
Hinsichtlich der Achsen I und Q ist A (11, 11) und B, C und D sind jeweils (–11, 11). Daher sind aus den zugehörigen Seitenkeulen erzeugte Vektoren (–1, –1) und (1, –1). Demgemäß können I und Q unabhängig voneinander einer Operation unterzogen werden, wie es in der 78 dargestellt ist, und es ist ersichtlich, dass der Vektor E durch unabhängige Operationen der Komponenten I und Q aus dem Vektor E' wiederhergestellt werden kann.
Die 87 zeigt Vektoren in einer Phasenebene gemäß der 58. Ausführungsform bei gedrehter Phasenebene. Die 88 zeigt Änderungen von Vektoren beim Multiplexen bei gedrehter Phasenebene. Die 87 entspricht der 85, und die 88 entspricht der 86. Dieses Beispiel entspricht dem Empfang in einem asynchronen System mit gedrehter Phasenebene.
Bei den in den 87 und 89 dargestellten Beispielen ist zwar die Signalachse gedreht, jedoch ist es ersichtlich, dass dies, als Vektor gesehen, in derselben Ebene wie A, B, C und D liegt. Bei einer Vektoroperation können, wenn die Vektoren auf derselben Achse liegen, Vektoren EA, EB, EC und ED dadurch erhalten werden, dass ein Division entsprechend 1/11 ausgeführt wird und das Vorzeichen für die Achsen I und Q unabhängig geändert wird. Daher kann der Einfluss der Autokorrelations-Seitenkeulen in der in den 78 bis 80 dargestellten Schaltungsanordnung aufgehoben werden.
Die 89 zeigt eine Verbesserung der Fehlerrate bei der 58. Ausführungsform. Der Unterschied zwischen dem herkömmlichen Beispiel und der Erfindung wird durch Simulation in einem DQPSK-System berechnet. Die Abszisse repräsentiert den Wert T/R, und die Ordinate repräsentiert die Fehlerrate. Durch eine Ausführungsform der Erfindung ist es ersichtlich, dass nahe dem Punkt, an dem BER = 1,0 E-04 gilt, eine Verbesserung von 6 dB erzielt wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform nutzt der Prozess die Tatsache, dass die Autokorrelations-Seitenkeule nur durch die vorigen oder folgenden Daten bestimmt ist. Jedoch wird ein Fall betrachtet, bei dem die Autokorrelations-Seitenkeule nicht nur durch einen vorangehenden oder folgenden Datenwert bestimmt ist, sondern sie durch eine Kombination aus vorigen und folgenden Daten bestimmt ist. Es sei angenommen, dass ein Vektor F Folgedaten in Bezug auf den Vektor A repräsentiere. Für jeden von vier möglichen Vektoren von F differiert der zu löschende Vektor. Daher muss der Vektor berechnet werden. In diesem Fall muss der Vektor nicht auf derselben Achse wie der Vektor A liegen. Daher muss der zu löschende Vektor auf Grundlage der Vektoren A und F berechnet werden. Wenn die Signalachse nicht spezifiziert ist, wie in einem asynchronen System, ist es erforderlich, die Achse abzuschätzen und herauszufinden, was den Prozess komplizierter macht.
In ähnlicher Weise wird die Betriebsweise schwierig, wenn die Achse auf Grund von Störungen eine Spreizung aufweist. Jedoch ist, gemäß einer Ausführungsform, lediglich eine Operation auf der Achse A erforderlich, und daher kann die Operation durch die Schaltungsanordnung der 78 bis 80 implementiert werden, so dass nur eine einfache Schaltung erforderlich ist.
Wie oben beschrieben, kann gemäß einer Ausführungsform der Erfindung die Variation der Signalamplitude, die durch den Einfluss der Autokorrelations-Seitenkeulen hervorgerufen wird, unterdrückt werden, und die Fehlerrate kann wesentlich verbessert werden. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist es nicht erforderlich, zu ermitteln, ob die vorigen oder die folgenden Daten zu verwenden sind, und eine Vektorverarbeitung unter Berücksichtigung der Reihenfolge überlappender vier Daten zum Verarbeiten einer Vektorkomponente auszuführen, wobei die Charakteristik des Spreizcodes beachtet wird. Bei dieser Ausführungsform sind nur die Empfangssignale hinzuzufügen, und demgemäß kann die Schaltungsanordnung vereinfacht werden. Selbst in einem asynchronen System ist es lediglich erforderlich, die vorigen und folgenden Empfangssignale zu verarbeiten. Daher kann die Erfindung direkt ohne Erfordernis einer Achsenabschätzung angewandt werden.
Vorstehend wurde nur ein Beispiel beschrieben, bei dem ein Barker-Code als Spreizcode mit der Multiplexzahl 5 verwendet wurde. Jedoch kann ein anderer Code verwendet werden, und die Multiplexzahl ist nicht auf 5 beschränkt. Es kann jeder beliebige Code verwendet werden, vorausgesetzt, dass die Autokorrelations-Seitenkeule durch die vorigen oder folgenden Daten eindeutig bestimmt ist. Genauer gesagt, ist es nicht erforderlich, dass alle Verzögerungswerte der Seitenkeulen auf Grundlage der vorigen und folgenden Daten, wie beim Barker-Code, bestimmt werden. Es ist lediglich erforderlich, dass der Korrelationspike des verzögerten Signals an eine Position gelangt, die alleine durch die vorigen Daten/folgenden Daten bestimmt ist. Dieses Beispiel wird unter Bezugnahme auf eine durch 15 Chips gebildete M-Sequenz beschrieben.
Die 90 zeigt die Autokorrelation einer M-Sequenz von 15 Chips. Der in der 90 dargestellte Code ist durch (111101011001000) repräsentiert. Gemäß der 90 hat die Autokorrelation am fünften Chip die Stärke 1 und ein Vorzeichen entgegengesetzt zu den folgenden Daten, und die Autokorrelation am zehnten Chip hat die Stärke 1 und ein Vorzeichen entgegengesetzt zu den vorigen Daten.
Die 91 zeigt den Korrelationswert, als Zahlenwert, wenn Signale der M-Sequenz verzögert und gemultiplext werden. Wenn der Wert 15 oder –15 ist, was dem Korrelationspike entspricht, ist das gemultiplexte Signal 1 oder –1, und das Vorzeichen ist eindeutig aus den vorigen oder folgenden Daten bestimmt. Auf diese Weise ist es ersichtlich, dass die Erfindung in weitem Umfang bei Codes anwendbar ist, die den oben beschriebenen Bedingungen genügen. Obwohl die Vorzeichen beim obigen Beispiel entgegengesetzt sind, wird nachfolgend ein anderes Beispiel beschrieben, bei dem die Vorzeichen gleich sind. Als Beispiel ist ein Barker-Code von 13 Chips dargestellt. Dieser Barker-Code von 13 Chips ist durch (1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 1, 1, 1, 1) repräsentiert.
Die 92 zeigt die Autokorrelation des Barker-Codes von 13 Chips. Gemäß der 92 verfügt bei einer Korrelation mit dem Spiketiming ein Code mit einer geraden Anzahl von Chips über eine Autokorrelation mit dem Absolutwert 1, wobei das Vorzeichen dasselbe wie das der vorigen Daten, unabhängig von den folgenden Daten, ist. Hinsichtlich der geraden Anzahl von Chips zeigt die Autokorrelation den Absolutwert 1, wobei das Vorzeichen dasselbe wie der der folgenden Daten, unabhängig von den vorigen Daten ist. Daher ist im Gegensatz zum obigen Beispiel eine Subtraktion erforderlich. Demgemäß führt der in der 80 dargestellte Addierer/Subtrahierer eine Substraktionsoperation aus.
Nachfolgend wird eine 59. Ausführungsform beschrieben. Es wird ein Beispiel beschrieben, bei dem ein Barker-Code von 11 Chips verwendet wird und die Multiplexzahl 5 ist, wie bei der obigen Ausführungsform.
Die 93 ist ein Blockdiagramm des Korrelationsverarbeitungsabschnitts gemäß der 59. Ausführungsform der Erfindung. Vor der Beschreibung der Schaltungsstruktur werden Daten betrachtet, wie sie zum Löschen der Autokorrelation verwendet werden, wobei der Verzögerungswert 2, 2, 2, 3 beträgt. In der 81 werden Daten G', H', I' und J', zum Aufheben von F' verwendet. Daten S', H', I', J' werden zum Aufheben von G' verwendet, und Daten F', G', I' und J' werden zum Aufheben von H' verwendet.
Indessen werden Daten F', G', H' und J' zum Aufheben von I' verwendet und Daten F', G', H', I' werden zum Aufheben von J' verwendet. Das heißt, dass fünf Einzeldaten, d.h. F', G', H', I' und J' als ein Block verwendet werden können und für das gewünschte Signal die anderen vier Einzeldaten im Block verwendet werden können. Das heißt, dass eine Schaltungsstruktur erforderlich ist, die nur fünf Einzeldaten aufnimmt. Daher ist, im Vergleich zum in der 79 dargestellten Beispiel, bei der vorliegenden Ausführungsform die erforderliche Schaltungsstruktur eine solche lediglich zum Verschieben der fünf Einzeldaten, wie es in der 93 dargestellt ist. Genauer gesagt, enthält, wie es in der 93 dargestellt ist, der Korrelationsverarbeitungsabschnitt 625 fünf Bits eines Schieberegisters 626, Schalter 625, einen Operator mit Selektor 628 und einen Timinggenerator 629.
Die 94 zeigt die Innenstruktur des in der 93 dargestellten Operators mit Selektor. Hinsichtlich der 94 werden die eingegebenen fünf Signale jeweils in einen von Schaltern 631 bis 635 eingegeben. Hierbei werden vier andere Signale als das erforderliche Signal eingeschaltet und das erforderliche Signal wird ausgeschaltet, so dass es nicht durchgelassen wird. Im Ergebnis addiert der Addierer 636 die vier anderen Signale als das erforderliche Signal. In den Selektor 641 werden fünf Signale eingegeben, und es wird nur das erforderliche Signal ausgewählt. Mit Ausnahme dieser Punkte ist der Betrieb derselbe, wie er unter Bezugnahme auf die 80 beschrieben wurde. Auf diese Weise ist es bei der vorliegenden Ausführungsform nicht erforderlich, alle vorigen und folgenden Daten durch den Selektor 641 auszuwählen, und die Daten können als ein Block verarbeitet werden. Um eine derartige Operation zu ermöglichen, müssen der verwendete Code und der Verzögerungswert geeignet ausgewählt werden.
Wie es bei der 58. Ausführungsform beschrieben ist, werden nur die vorigen oder die folgenden Daten verwendet. Daher können zum Aufheben des ersten Datenwerts der als Block gehandhabten Daten die folgenden Daten der restlichen gemultiplexten Wellen verwendet werden. Um den zweiten Datenwert der Daten aufzuheben, können die vorigen Daten des ersten Datenwerts und die folgenden Daten zu den restlichen verwendet werden. Auf diese Weise können die dritten, vierten und andere Daten verarbeitet werden, wobei die Bedingungen erfüllt werden. Wenn z. B. ein Barker-Code von 11 Chips zu verwenden ist, kann er mit einem Verzögerungswert kontinuierlicher geradzahliger Chips und einem Verzögerungswert ungeradzahliger Chips aufgebaut werden. Wenn derartige Bedingungen erfüllt sind, kann die Autokorrelations-Seitenkeule durch die in den 93 und 94 dargestellte Schaltungsstruktur gelöscht werden.
Nun wird die 60. Ausführungsform beschrieben. Wenn ein Barker-Code von 11 Chips verwendet wird, wird bei der 58. und 59. Ausführungsform als Erstes eine Division durch die Codelänge 11, wie zur Spreizung verwendet, vor der Addition ausgeführt. Dies, da E1 1/11 in Bezug auf A ist, wie es in der 81 dargestellt ist. Jedoch beginnt in der tatsächlichen Schaltungsanordnung der Betrieb ausgehend von A', das das korrelierte Ausgangssignal ist, wie es in der 80 dargestellt ist. Daher kann der Wert nicht vollständig auf 11 wiederhergestellt werden, und es existiert eine Restkomponente, wie es in der 83 dargestellt ist.
Daher werden geänderte Korrelationswerte und Additionswerte anderer Daten berücksichtigt. Es sei angenommen, dass die Multiplexzahl 5 ist, wie oben beschrieben. Dann nehmen die Korrelationswerte die Werte 7, 9, 11, 13, 15 und –7, –9, –11, –13, und –15 ein. Die Additionswerte anderer vier Signale zu diesem Zeitpunkt sind 28, 12, –4, 20, –36 und –28, –12, 4, 20 bzw. 36. Demgemäß ist es erkennbar, dass die Werte dieselbe Differenz von 16 zwischen einander aufweisen. Anders gesagt, beträgt, wenn sich die Daten um zwei ändern, die entsprechende Änderung –16. Daher führt eine Division durch acht zu einer Konvergenz auf denselben Wert. Demgemäß konvergiert beim Beispiel, bei dem die Multiplexzahl 5 ist, alles auf den Wert 10,5, wenn eine Division durch acht statt einer Division durch 11 ausgeführt wird.
Die 95 zeigt Absolutwerte der Korrelationswerte von Korrelationsspikes bei der 59. Ausführungsform. Sie entspricht der 84, und es ist erkennbar, dass die Werte alle 10,5 sind. Im Ergebnis konvergiert die Phase nach der Aufhebung auf einen Punkt, im Vergleich zur 58. Ausführungsform, die immer noch Variationen enthält. Daher kann die Phasendifferenz kleiner ge macht werden. Das Ergebnis ist dergestalt, wie es in der 96 dargestellt ist. Die 96 entspricht der 89, und es ist erkennbar, dass die Fehlerrate durch die 60. Ausführungsform weiter verbessert ist. Auf diese Weise ist die 60. Ausführungsform dahingehend vorteilhaft, dass die Fehlerrate durch Division durch 8 statt durch 11 weiter verbessert werden kann.
Obwohl bei der obigen Beschreibung die Multiplexzahl 5 ist, verfügen, wenn die Zahl 4 ist, die Additionswerte dieselbe Differenz von –18 zueinander, und demgemäß sollte eine Division durch 9 ausgeführt werden. Wenn die Zahl 3 bzw. 2 ist, sollte eine Division durch 10 bzw. 11 ausgeführt werden, wodurch die Ergebnisse alle auf eine Phase konvergieren.
Nun wird ein Beispiel beschrieben, bei dem ein Barker-Code von 13 Chips verwendet wird. Wenn angenommen wird, dass die Multiplexzahl 6 ist, nehmen die Korrelationswerte die Werte 8, 10, 12, 14, 16, 18 und –8, –10, –12, –14, –16 und –18 ein. Dabei sind die Additionswerte der fünf anderen Datenwerte –80, –46, –12, 22, 56, 90 und 80, 46, 12, –22, –56 und –90. Das heißt, dass diese dieselbe wechselseitige Differenz von 34 zeigen. Das heißt, dass dann, wenn sich die Daten um 2 ändern, sich der Additionswert um 34 ändert. Daher konvergieren bei einer Division durch 17 die Ergebnisse auf denselben Wert. Demgemäß wird, wenn die Multiplexzahl 6 ist, eine Division durch 17 an Stelle einer Division durch 13 ausgeführt, und die Ergebnisse konvergieren alle auf den Wert 12,7. Wenn die Multiplexzahl 5 ist, sollte eine Division durch 16 ausgeführt werden. In ähnlicher Weise kann, wenn die Multiplexzahl 4, 3 und 2 ist, eine Division durch 15, 14 und 13 ausgeführt werden, wodurch die Ergebnisse alle auf eine Phase konvergieren. Auf diese Weise sollte, wenn Autokorrelations-Seitenkeulen erzeugt werden, wobei das Vorzeichen entgegengesetzt ist, wie beim Barker-Code von 11 Chips, der Divisor jeweils um eins verringert werden, wenn die Multiplexzahl jeweils um eines ansteigt. Indessen sollte, wenn Autokorrelations-Seitenkeulen mit demselben Vorzeichen erzeugt werden, wie beim Barker-Code von 13 Chips, der Divisor jeweils um eins erhöht werden, wenn die Multiplexzahl um eins erhöht wird.
Nun wird die 61. Ausführungsform beschrieben, die bei einer Technik angewandt wird, die als PDI im Spreizspektrumssystem bezeichnet wird. Die 97 zeigt eine Struktur einer PDI-Schaltung, wie sie in "Spread Spectrum Communication System" von Mitsuo Yokoyama, Kagaku-Gijutsu Shuppansha offenbart ist. Gemäß der 97 wird das empfangene Signal in ein angepasstes Filter 643 eingegeben, an dessen Ausgang eine Impulssequenz mit mehreren Peaks entsprechend der Eintreffzeitpunkt und der Signalintensität erscheint. Die Impulssequenz wird in ein Transversalfilter 644 eingegeben. Die zeitliche Länge der Verzögerungsleitung des Transversalfilters 644 wird entsprechend der maximalen Verzögerungsspreizung eingestellt. Das Ausgangssignal des Transversalfilters 644 und das Ausgangssignal eines Steuerfilters 643 werden an einen Multiplizierer 645 gegeben und multipliziert, wodurch eine Synchrondemodulation ausgeführt wird. Durch diese Multiplikation werden die Spitzenwerte der Impulssequenzen angehoben, und es werden Störkomponenten niedrigen Pegels unterdrückt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 645 wird an einen Integrierer 646 geliefert und für die Zeitperiode T_M integriert, damit Signale zusammengefasst sind, die mit der Verzögerungsspreizung zeitlich gespreizt sind. Durch diese Operation wird Diversitybetrieb realisiert. Die Signalkomponente wird in der Ermittlungsschaltung 647 bestimmt. Auf diese Weise nutzt die PDI-Technik alle durch die Verzögerungswellen gespreizten Signale zur Demodulation, und es besteht der Vorteil, dass die Fehlerrate in einer Phasenumgebung verbessert werden kann.
Die 98 zeigt korrelierte Ausgangssignale zum Beschreiben von PDI. Die gestrichelte Linie in der 98 zeigt den korrelierten Signalverlauf ohne jede Verzögerungswelle in einem idealen Zustand. Die 99 zeigt einen Zustand, in dem eine Verzögerungswelle zum idealen Signalverlauf addiert ist. Gemäß der 99 ist die durch das Bezugszeichen A gekennzeichnete Linie ein ursprünglicher korrelierter Signalverlauf, die mit dem Zeichen B gekennzeichnete Linie ist die verzögerte Welle, und die mit C gekennzeichnete gestrichelte Linie ist der kombinierte Signalverlauf. Bei PDI wird Integration durch den Integrierer 646 so ausgeführt, wie es in der 97 dargestellt ist. Zur Einfachheit der Beschreibung halber sei hier angenommen, dass Signale an zwei Abtastpunkten zur Demodulation verwendet werden. Das heißt, dass das ursprüngliche Signal bei (1) in der 99 demoduliert wird und eine Verzögerungswellenkomponente bei (2) in der 99 demoduliert wird. Daher kann die Leistungsfähigkeit unter Verwendung von PDI gegenüber dem Fall verbessert werden, in dem PDI nicht verwendet wird.
Nun wird der Multiplexvorgang bei der vorliegenden Ausführungsform beschrieben. In diesem Fall ist das tatsächliche korrelierte Ausgangssignal durch die durchgezogene Linie der 98 dargestellt, wobei eine Abweichung gegenüber dem durch die gestrichelte Linie repräsentierten idealen Zustand besteht. Dies, da die Autokorrelations-Seitenkeulen einen Einfluss in anderen Abschnitten als dem des Korrelationsspikes zeigen.
Die 100 zeigt korrelierte Ausgangssignale zum Beschreiben von PDI, die auf Grund des Einflusses von Autokorrelations-Seitenkeulen variieren können. Wenn eine Korrelation b existiert, wie es in der 100 dargestellt ist, und eine andere Korrelation a existiert, die nicht null ist, ist das kombinierte Ausgangssignal c gegenüber dem ursprünglichen Ausgangssignal an beiden Abtastpunkten (1) und (2) beeinträchtigt. Da die Fehlerrate durch das Verhältnis (T/R) der Trägersignalkomponente in Bezug auf die Rauschsignalkomponente bestimmt ist, ist die Fehlerrate beeinträchtigt.
Um dieses Problem zu lösen, sollte das Verfahren des Aufhebens der Autokorrelations-Seitenkeule nicht nur für den ursprünglichen Korrelationsspike sondern auch für denjenigen der für PDI verwendeten Verzögerungswellen verwendet werden.
Die 101 ist ein Blockdiagramm, das die Anwendung der Erfindung bei einem PDI-Empfänger zeigt. Die 101 stimmt mit Ausnahme der folgenden Punkte mit der 78 überein. Genauer gesagt, wird das Ausgangssignal des Korrelators 604 mit dem Timing der Verzögerungswelle im Latchabschnitt 741 für PDI zwischengespeichert, das Ausgangssignal des PDI-Latchabschnitts 741 wird in den Korrelationsverarbeitungsabschnitt 742 für PDI eingegeben, das korrelierte Ausgangssignal zum im Latchabschnitt 605 zwischengespeicherten Korrelationsspike wird an den Korrelationsverarbeitungsabschnitt 742 für PDI geliefert, und das Timingsignal vom Amplitudenmodifizierabschnitt 606 wird an den Amplitudenmodifizierabschnitt 742 für PDI geliefert. Die Ausgangssignale des Amplitudenmodifizierabschnitts 742 für PDI und des Amplitudenmodifizierabschnitts 606 werden durch einen Kombinierer 742 kombiniert und an einen Verteiler 607 geliefert. Ferner ist am Ausgang des Differenzbildungsabschnitts 611 ein PDI-Abschnitt 744 vorhanden, und daher werden die Signale einer PDI-Verarbeitung unterzogen und anschließend an den Ermittlungsabschnitt 612 geliefert.
Die 102 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur des in der 101 dargestellten Amplitudenmodifizierabschnitts für PDI zeigt. Der Amplitudenmodifizierabschnitt 742 für PDI verfügt über Schieberegister 751, 752 und einen Operator mit Selektor 753.
Für PDI ist eine Aufhebung mit dem Timing des Korrelationsverarbeitunasabschnittsspikes der Verzögerungswelle erforderlich, und zwar wegen der Einflüsse durch die Seitenkeule des Signals für das Timing des ursprünglichen Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes und die Seitenkeule aus der Autokorrelation der Verzögerungswelle selbst. Daher sollten die Korrelationsverarbeitungsabschnittssignale mit dem Timing des ursprünglichen Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes und dem Timing des Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes der Verzögerungswelle PDI beide als Bezugsgröße zur Aufhebung verwendet werden. In diesem Fall wird die aus dem Korrelationsverarbeitungsabschnittspike der Verzögerungswelle für PDI hergeleitete Seitenkeule auf dieselbe Weise wie die Seitenkeule des Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes aufgehoben. Das heißt, dass die Aufhebung unter Verwendung des Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes der Verzögerungswelle (k – 1) ausgeführt wird, die dem mit dem Timing der Verzögerungswellen zwischengespeicherten Signal vorangeht und darauf folgt, wobei die Verzögerungswellen das Zentrum bilden.
Betreffend die Aufhebung des ursprünglichen Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes hängt, wozu auf die 82 als Beispiel Bezug genommen wird, nach der Verzögerung der geraden Anzahl von Chips von den folgenden Daten ab, während das Signal von den vorigen Daten abhängt. Daher wird, durch Ermitteln, ob das ursprüngliche Signal mit einem Einfluss mit dem PDI-Timing nach einer ungeraden Anzahl von Verzögerungschips oder einer geraden Anzahl von Verzögerungschips auftritt, und durch Auswählen des Selektors in geeigneter Weise, eine Aufhebung mit dem PDI-Timing möglich.
Verschieden von der 58. Ausführungsform werden nicht nur die Multiplexsignale vor und nach dem aufzuhebenden Korrelationsverarbeitungsabschnittsspike addiert, sondern alle gemultiplexten Signale (wenn die Multiplexzahl 5 ist, fünf Signale). Dies, da die PDI durch die Seitenkeule des Signals selbst zum Korrelationsverarbeitungsabschnittspike, aus dem es hergeleitet wird, beeinflusst wird.
Daher wird, im Amplitudenmodifizierabschnitt 742 zur PDI der Korrelationsverarbeitungsabschnittsspike des Signals der Verzögerungswellen durch die Schieberegister 751 entsprechend 2(k – 1) + 1 aufrechterhalten, wie es in der 102 dargestellt ist, und der ursprüngliche Korrelationsverarbeitungsabschnittsspike 2k wird im Schieberegister 752 gehalten.
Die 103 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur des in der 102 dargestellten Operators mit Selektor zeigt. Wie es in der 103 dargestellt ist, verfügt der Operator mit Selektor 753 über einen Operator 754 für Verzögerungswellen sowie einen Operator 755 für Seitenkeulen des ur sprünglichen Korrelationsverarbeitungsabschnittsspikes. Der Operator für Verzögerungswellen 754 ist derselbe, wie er in der 80 dargestellt ist. Mit dieser Struktur wird es möglich, die Autokorrelation der Verzögerungswelle aufzuheben und anschließend die Seitenkeule des Originals aufzuheben.
Obwohl in der 103 zwei Operatoren 754 und 755 getrennt dargestellt sind, können diese bei einer tatsächlichen Verarbeitung integriert sein, so dass die Timingsteuerung, der Addierer/Subtrahierer und die Latchschaltung gemeinsam genutzt werden können. Ferner kann einer der Operatoren verwendet werden, um die Größe der Schaltungsanordnung zu verringern. Ferner sollte, wenn die Anzahl der für PDI verwendeten Verzögerungswellen zwei oder mehr ist, die Schaltung für die Verzögerungswellen mit derselben Anzahl bereitgestellt werden.
Wenn bei der oben beschriebenen Ausführungsform ein Barker-Code mit 11 Chips verwendet wird, wird der korrelierte Wert abhängig von der Multiplexzahl durch 11 – k + 2 geteilt, und wenn ein Barker-Code von 13 Chips verwendet wird, wird der korrelierte Wert durch 13 + 2 – k geteilt. Jedoch ist es möglich, dass der Schaltungsumfang zur Division groß wird. Wenn z. B. die vom Korrelator ausgegebenen Daten durch 8 Bits repräsentiert sind, sei angenommen, dass drei Einzeldaten zu addieren sind, um die Interferenz von einer anderen gemultiplexten Station aufzuheben. Dabei beträgt die Anzahl der Bits nach der Addition 10 Bits, mit einer Erhöhung um 2 Bits. Wenn die Daten mit dieser Bitanzahl zu teilen sind, beträgt der Divisor 11 – 3 + 2 = 10. Eine derartige Division ist hinsichtlich der folgenden zwei Punkte nachteilig.
Der Erste besteht darin, dass die Division der Daten durch 10 einen beträchtlichen Operationsumfang z. B. einer Verarbeitung durch eine CPU benötigt. Dies führt zu einem erhöhten Schaltungsumfang und Schwierigkeiten bei Hochgeschwindigkeitsbetrieb. Ein anderes Problem besteht darin, dass das Ergebnis der Operation 10 oder mehr Bits aufweist, um eine genaue Berechnung zu realisieren. Anschließend wird eine Datendemodulation ausgeführt und wenn das Divisionsergebnis als solches für diese Datendemodulationsoperation verwendet wird, ist ein Datendemodulationsabschnitt erforderlich, der mit mehreren Bits (mindestens 10 Bits) arbeitet. Dies bedeutet, dass der Schaltungsumfang des Demodulationsabschnitts vergrößert ist. Um dieses Problem zu verhindern, wird eine Verarbeitung wie eine Basisbildung der Ergebnisse der Division durch 10, um die Anzahl der Stellen auf 8 Bits zu verringern, erforderlich.
Die 104 zeigt eine Anordnung zum Lösen des oben beschriebenen Problems. Gemäß der 104 werden von k Bits eines vom Addierer 756 ausgegebenen Signals die geringstsignifikanten drei Bits entfernt, und k – 3 Bits werden in den in der 80 oder 93 dargestellten Addierer/Subtrahierer eingegeben. Bei einer Operation von zwei Bits bedeutet eine Beseitigung des unteren 1 Bit eine Division durch zwei. Ein Beseitigen von 2 Bits entspricht einer Division durch 4. Daher entspricht ein Beseitigen von 3 Bits einer Division durch 8. Durch Bereitstellen des Addierers 756 kann der Schaltungsumfang deutlich verringert werden. Da das Funktionsvermögen betreffend die Aufhebung in gewissem Ausmaß beeinträchtigt ist, da die unteren drei Bits entfernt werden, kann die Divisionsoperation wesentlich vereinfacht werden. Wenn ein Barker-Code von 13 Chips zu verwenden ist, können die unteren 4 Bits entfernt werden, d.h., es wird durch 16 geteilt.
Die 105 zeigt eine 62. Ausführungsform. Gemäß der 105 wird das durch eine nicht dargestelle Antenne empfangene Spreizspektrumssignal einem Verstärkungs-gesteuerten Verstärker 761 zugeführt, damit der Amplitudenpegel der Empfangssignale konstant gehalten wird. Das Ausgangssignal des Verstärkungsgesteuerten Verstärkers 761 wird an Frequenzwandler 762 und 753 geliefert, und seine Frequenz wird durch das Ortssignal vom Oszillator 764 so gewandelt, dass es in Grundbandsignale I und Q umgesetzt wird, die an A/D-Wandler 765 und 766 geliefert werden, um zu digitalen Daten zu werden, die an Korrelatoren 767 und 780 geliefert werden, wodurch ein Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak erfasst wird. Das Ausgangssignal der Korrelatoren 767 und 768 wird an einen Operationsabschnitt 769 weitergeleitet, wo die Wurzel des Summenquadrats berechnet wird, und es wird an einen Korrelationsverarbeitungsabschnittssynchronisier- und Latchabschnitt 770 geliefert. Die Ausgangssignale der Korrelatoren 767 und 768 werden ebenfalls an den Korrelationsverarbeitungsabschnittssynchronisier- und Latchabschnitt 770, wo eine Korrelationsverarbeitungsabschnittssynchronisierung ausgeführt wird, die Daten zwischengespeichert werden und sie anschließend an den Datenverarbeitungsabschnitt 771 geliefert werden. Der Datenverarbeitungsabschnitt führt eine Datenverarbeitung aus, wie sie oben beschrieben ist, und sein Ausgangssignal wird an den Komparator 772 geliefert und mit einem optimalen Wert verglichen. Das Ausgangssignal des Komparators 772 wird über ein Filter 773 an die Steuerschaltung 774 geliefert und es wird die Verstärkung des Verstärkungs-gesteuerten Verstärkers 761 gesteuert.
Gemäß dieser Ausführungsform können die korrelierten Ausgangssignale, die herkömmlicherweise zwischen 7 und 15 variieren, unterdrückt werden, oder die Ausgangssignale können alle auf denselben Wert konvergieren, wodurch eine Restschwankung in Zusammenhang mit der AGC verringert oder beseitigt werden kann.
Die 106 ist ein Blockdiagramm, das eine Verbesserung der in den 79 und 80 dargestellten Ausführungsform zeigt.
Das in der 80 dargestellte Beispiel erfordert n Bits der Selektoren 617 bis 620, und es ist erforderlich, dieselben entsprechend dem Korrelationsverarbeitungsabschnittsmuster zu schalten.
Im Gegensatz dazu sind beim in der 106 dargestellten Beispiel die Selektoren 617 bis 620 überflüssig. Genauer gesagt, bilden D-Flipflops 701 bis 706 ein Schieberegister, und Ausgangssignale von D-Flipflops 784 und 785 werden in einem Addierer 790 addiert, und das addierte Ausgangssignal wird ferner durch einen Addierer 709 zum Ausgangssignal des D-Flipflops 703 addiert. Ferner wird das Ausgangssignal des Addierers 709 durch einen Addierer 708 zum Ausgangssignal des D-Flipflops 702 addiert und das addierte Ausgangssignal wird ferner durch einen Addierer 707 zum Ausgangssignal des D-Flipflops 701 addiert. Das addierte Ausgangssignal vom Addierer 707 wird durch einen Dividierer 792 durch die Länge des Spreizcodes geteilt und im D-Flipflop 793 zwischengespeichert. Das Ausgangssignal des Zwischenspeichervorgangs, das das Ausgangssignal des D-Flipflops 706 ist, wird durch einen Addierer 71 zum korrelierten Wert addiert, um demoduliert zu werden.
Die 107 ist ein zeitbezogenes Diagramm für das Taktsignal zum Betreiben des in der 106 dargestellten Operators. Der Betrieb gemäß der 106 wird nun unter Bezugnahme auf die 107 beschrieben. In der 107 repräsentiert das mit (a) dargestellte Signal CLK die System-Taktsignale, das durch (b) dargestellte Signal BSCLK ist das Taktsignal, das den Kopf der einen Block bildenden Daten anzeigt, und SCLK ist ein Korrelationsverarbeitungsabschnitt anzeigendes Taktsignal. Wenn BSCLK aktiv wird, werden in den D-Flipflop 701 bis 706 gehaltene korrelierte Werte ausgegeben, und wenn SCLK aktiv wird, wird eine Addition durch die Addierer 790, 789, 788 und 787 ausgeführt, und es wird eine Division durch den Dividierer 72 ausgeführt und der sich ergebende Wert wird im D-Flipflop 793 gehalten. Das Ausgangssignal des D-Flipflops 793 wird durch den Addierer 791 zum korrelierten Wert des D-Flipflops 706 addiert und ausgegeben. Wenn BSCLK das nächste Mal aktiv wird, sind die in den D-Flipflops 781 bis 786 zwischenge speicherten Daten die Daten des nächsten Blocks, das Additionsergebnis wird erneut aktualisiert und es wird dieselbe Operation wiederholt. Daher wird eine Auswahl von zur Aufhebung verwendeten Daten überflüssig, der Datenselektor wird überflüssig, und demgemäß wird die Steuerung desselben überflüssig.
Für ein besseres Verständnis werden die tatsächlichen Demodulationsdaten beschrieben. Korrelationsverarbeitungsabschnitt-Ausgangssignale, wenn keinerlei Einfluss von Störsignalen oder dergleichen neben den Autokorrelations-Seitenkeulen besteht, sind die Folgenden:
..., –11, 13, –11, –11, –11, 13, –9, –9, 15, –9, –9, 7, 7, 7, 7, 7, ...,
Der Zweckdienlichkeit halber ist jeder Block in Klammern gesetzt:
...,) (–11, 13, –11, –11, 13) (–9, –9, 15, –9, –9,) (7, 7, 7, 7, 7,) ( ...
Elemente zum Aufheben der Seitenkeulen der oben aufgelisteten Daten sind die Folgenden. Wenn der erste Block, d.h. (–11, 13, –11, –11, 13), zu demodulieren ist, ist die am in der 106 dargestellten Addierer 707 erhaltene Summe –7, und wenn ein Teilen durch die Länge des Spreizcodes 11 erfolgt, beträgt der sich ergebende Wert ungefähr –64. Wenn dieser Wert zu jedem der korrelierten Werte addiert wird, ist der erste Block (–11,6, 12, –36, –11,6, –11,6, 12,36). In ähnlicher Weise ist im nächsten Block die Additionssumme –21, und das Ergebnis der Division ist ungefähr –1,91. Wenn dieser Wert zu den korrelierten Werten addiert wird, ist das Ergebnis (–10,91, –10,91, 13,09, –10,91, –10,91), und der nächste Block nach der Operation ist (10,18, 10,18, 10,18, 10,18, 10,18). Es ist deutlich, dass eine Verbesserung vorliegt.
Obwohl der Dividierer 792 bei der obigen Beschreibung den korrelierten Wert durch 11 teilt, erreichen, wenn er durch 7 geteilt wird, die Daten nach der Aufhebung alle den Absolutwert 12, und demgemäß kann der Einfluss einer Autokorrelations-Seitenkeule vollständig beseitigt werden.
Wenn bei einem Spreizspektrumsempfänger der Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak des empfangenen Signals eine Spreizung zeigt, wird die Fehlerrate an einem Signalpunkt bei der Ermittlungsgrenze höher, und durch diesen Einfluss wird die übliche Fehlerratencharakteristik beeinträchtigt.
Nachfolgend wird eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben, die die durch Multiplexen hervorgerufene Spreizung des Korrelationsverarbeitungsabschnittspeaks unterdrückt und die eine Beeinträchtigung der Fehlerratencharakteristik hervorgerufen durch Interferenz beim Multiplexen unterdrückt.
Die 108 ist ein Blockdiagramm, das eine derartige Ausführungsform zeigt. Gemäß der 108 wird das gemultiplexte Spreizspektrumssignal von einer Empfangsantenne 102 empfangen und an eine Frequenzwandlerschaltung 104 weitergeleitet, um als I-Grundbandsignal 106 und Q-Signal 108 ausgegeben zu werden, die an einen A/D-Wandler 110 geliefert werden. Ein Signal 112 des gemultiplexten Spreizsymbols, das ein Aufhebungsobjekt bildet, wird ausgegeben und an eine Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 120 geliefert. Indessen werden die ermittelten Daten, die das Ausgangssignal der Ermittlungsschaltung 116 bilden, an eine Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 geliefert. Die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 schätzt die Latchabschnitte 122 vor und nach dem Aufhebepunkt unter Verwendung der Ermittlungsdaten 118 ab, wobei die abgeschätzten Symbole in die Multiplexsignal-Entfernungsschaltung 124 eingegeben wird. Die Multiplexsignal-Entfernungsschaltung entfernt die aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitte, die aus dem gemultiplexten Latchabschnitt abgeschätzt werden, das das Aufhebungsobjekt ist. Das aufgehobene Latchabschnitt 126, aus dem die gemultiplexten Signale durch die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 beseitigt sind, wird in den Korrelator 128 eingegeben, und es wird ein Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak ausgegeben. Der erhaltene Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak wird in die Ermittlungsschaltung 130 eingegeben und demoduliert, und von der Ermittlungsschaltung 130 werden demodulierte Daten 132 ausgegeben, aus denen die gemultiplexten Signale beseitigt sind.
Die 109 zeigt die Struktur der in der 8 dargestellten Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung. Gemäß der 109 wird das gemultiplexte Latchabschnitt 112, das aufzuheben ist und das von der A/D-Wandlerschaltung 110 ausgegeben wird, in eine Verzögerungsschaltung 158 eingegeben, wo sein Timing eingestellt wird, und es wird als Additionswert in die Subtrahierschaltung 160 eingegeben. Indessen wird das aufzuhebende, durch die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 abgeschätzte Latchabschnitt 122 in die Verzögerungsschaltung 142 eingegeben, und es wird mit einer Gruppe von 11 Chips eines Latchabschnitts korreliert. Verzögerungsschaltungen 144 bis 156 sind seriell mit der Verzögerungsschaltung 142 verbunden, und das Latchabschnitt von 11 Chips wird sukzessive durch die Verzögerungsschaltungen 142 bis 156 geschickt, die für eine Verzögerung von 2 oder 3 Chips sorgen, und es wird als Subtraktionswert in Form aufzuhebender Latchabschnitte von jeweiligen Ausgängen der Verzögerungsschaltungen in die Subtrahierschaltung 160 eingegeben. Die Subtrahierschaltung 160 subtrahiert das Subtraktions-Eingangssignal von den Chips, entsprechend dem aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitt, und sie gibt ein Aufhebungs-Latchabschnitt 126 aus.
Die 110 zeigt die Verarbeitungsoperation der in der 108 dargestellten Latchabschnitt-Abschätzschaltung. Der in der 108 dargestellte Korrelator führt eine Spreizungsaufhebung des Symbols n aus, wie oben beschrieben, und das Vorzeichen (negativ/positiv) des so erhaltenen Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak-Symbols wird durch die Ermittlungsschaltung 116 ermittelt, und unter Verwendung der auf diese Weise erhaltenen Daten betreffend negativ/positiv (±1), führt die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 eine Spreizung unter Verwendung des Barker-Codes aus. Genauer gesagt, wird als Latchabschnitt-Abschätzschaltung ein Schieberegister verwendet, und ein Barker-Code von 11 Bits wird entsprechend den Pegeln "H"/"L" eingestellt, und es kann eine solche Anpassung erfolgen, dass dann, wenn der Datenwert +1 ist, 11 Datenbits sukzessive ausgegeben werden, während dann, wenn der Datenwert –1 ist, die Daten invertiert und ausgegeben werden.
Die 111 zeigt die Operation der in der 108 dargestellten Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung. Das aufzuhebende Latchabschnitt 122, das 11 Chips enthält und von der Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 ausgegeben wird, wird als Gruppe von 11 Bits sukzessive in die in der 109 dargestellten Verzögerungsschaltungen 142 bis 156 eingegeben, und jedesmal dann, wenn ein neues abgeschätztes Symbol eingegeben wird, erfolgt eine Verschiebung als Gruppe von 11 Bits. Daher werden konstant die vorigen vier und die folgenden vier aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitte 112 gehalten. Wenn zwischen dem Senden/Empfangen keinerlei Störung existiert, ist das aufzuhebende gemultiplexte Latchabschnitt 112 dasselbe wie das gemultiplexte Signal. Das aufzuhebende Latchabschnitt 120 ist verzögert, wenn es durch den Korrelator 114, die Ermittlungsschaltung 130 und die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 gelaufen ist. Daher wird, um ein zugehöriges Timing zu erzielen, auch das aufzuhebende gemultiplexte Latchabschnitt 112 zu den Verzögerungsschaltungen 142 bis 156 weitergeleitet. Ferner führt die Substraktionsschaltung 160 eine Operation umgekehrt zur Multiplexoperation, zum Aufheben, aus. Dieser Prozess ist dergestalt, wie es in der 111 dargestellt ist.
Die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 ist in jedem System für die Signale I und Q vorhanden. Die Operationen der Abschätzung und Beseitigung, wie oben beschrieben, werden alle unabhängig voneinander für die Signale I und Q ausgeführt.
Wie oben beschrieben, wird, gemäß der 64. Ausführungsform, das auf das Demodulationssymbol aufgemultiplexte Signal abgeschätzt und aufgehoben und demgemäß kann eine Beeinträchtigung der Fehlerratencharakteristik, wie durch Interferenz beim Multiplexen hervorgerufen, unterdrückt werden.
Die 12 ist ein Blockdiagramm, das die 65. Ausführungsform der Erfindung zeigt. Bei der in der 108 dargestellten Ausführungsform werden von der Ermittlungsschaltung 116 gelieferte Ermittlungsdaten zum empfangenen Signal dazu verwendet, vorangehende und folgende Latchabschnitt, die auf das zu demodulierende Symbol aufgemultiplext sind, durch die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 abzuschätzen und die Multiplexsignale werden durch die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 aufgehoben. Bei der in der 112 dargestellten 65. Ausführungsform werden sowohl Ermittlungsdaten zum empfangenen Signal als auch Ermittlungsdaten nach Aufhebung der gemultiplexten Signale dazu verwendet, die vorangehenden und folgenden Latchabschnitte abzuschätzen, die auf das zu demodulierende Symbol aufgemultiplext sind, wodurch die gemultiplexten Signale aufgehoben werden.
Daher sind Strukturen von der Empfangsantenne 102 bis zur Ermittlungsschaltung 130 denen ähnlich, wie sie in der 108 dargestellt sind. Von der Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 wird das folgende, aufzuhebende Latchabschnitt ausgegeben und an die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 geliefert. Demgegenüber wird von der Latchabschnitt-Abschätzschaltung 134 das vorige Latchabschnitt 131, das aufzuheben ist und das zeitlich vor dem aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitt 112 liegt, an die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 geliefert. Die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 134 schätzt den Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak ab, wie er durch den Korrelator 128 aus dem Ausgangssignal der Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 erhalten wird, wozu die durch die Ermittlungsschaltung 130 ermittelten Demodulationsdaten verwendet werden. Die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung 124 beseitigt das aufzuhebende Latchabschnitt, das gemultiplext wurde, mit Abschätzung aus dem aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitt. Das aufgehobene Latchabschnitt 126 mit beseitigtem gemultiplextem Signal wird wie bei der in der 108 dargestellten Ausführungsform in den Korrelator 128 eingegeben, und der erhaltene Korrelationsverar beitungsabschnittspeak wird durch die Ermittlungsschaltung 130 ermittelt, und es werden demodulierte Daten 136 mit beseitigtem Multiplexsignal ausgegeben.
Die 113 ist ein Blockdiagramm, das ein spezielles Beispiel der in der 109 dargestellten Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung zeigt. Wie in der 109 wird das Timing des aufzuhebenden und von der A/D-Wandlerschaltung 110 ausgegebenen gemultiplexten Latchabschnitts 112 durch die Verzögerungsschaltung 166 eingestellt, und es wird als Additionswert an die Subtrahierschaltung 160 eingegeben. Indessen sind Verzögerungsschaltungen 152, 154 und 156 in Reihe geschaltet, und das folgende, aufzuhebende Latchabschnitt 122, das durch die Latchabschnitt-Abschätzschaltung 120 abgeschätzt wurde, wird als Gruppe von 11 Chips von Latchabschnitten in das Verzögerungselement 152 eingegeben und sukzessive verzögert.
Verzögerungselemente 158, 160, 162 und 164 sind in Reihe geschaltet, und das vorige, aufzuhebende Latchabschnitt 138 wird als Gruppe von 11 Chips von Latchabschnitten in das Verzögerungselement 158 eingegeben und sukzessive verzögert. Das aufzuhebende Latchabschnitt wird von jedem der Verzögerungselemente 158 bis 164 als Substraktionswert in die Subtrahierschaltung 160 eingegeben, die das Subtraktions-Eingangssignal vom Chip subtrahiert, das dem aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitt entspricht, und sie gibt ein aufgehobenes Latchabschnitt 162 aus.
Die 114 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur der Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung gemäß der 66. Ausführungsform der Erfindung zeigt. In der 114 ist die Struktur mit Ausnahme der Amplitudeneinstellschaltung 168 dieselbe wie die, die in der 110 dargestellt ist. Die Amplitudeneinstellschaltung 168 stellt die Amplitude des aufzuhebenden Latchabschnitts ein, was entsprechend einer Amplitudenschwankung des Signals 112 des aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitts erfolgt, und sie gibt dies in die Subtrahierschaltung 160 ein. Auf diese Weise, da die Amplitude des aufzuhebenden Latchabschnitts durch die Amplitudeneinstellschaltung 168 eingestellt wird, kann das gemultiplexte Signal beseitigt werden, ohne dass eine Beeinflussung durch eine Amplitudenschwankung des Symbolsignals 112 des aufzuhebenden gemultiplexten Spreizsignals bestünde.
Die 115 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung gemäß der 67. Ausführungsform der Erfindung. Bei der in der 115 dargestellten Ausführungsform ist die Struktur mit Ausnahme der Amplituden einstellschaltung 168 dieselbe wie die in der 113 dargestellte. Die Amplitudeneinstellschaltung 168 arbeitet ähnlich wie die in der 114 dargestellte, d.h., sie stellt die Amplitude des aufzuhebenden Latchabschnitts entsprechend der Amplitudenschwankung des Signals 112 des aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitts ein, und sie gibt dies in die Subtrahierschaltung 160 ein. Daher kann das gemultiplexte Signal ohne jeglichen Einfluss einer Amplitudenschwankung des Signals 112 des aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitts beseitigt werden.
Die 116 ist ein Blockdiagramm der Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung gemäß der 68. Ausführungsform der Erfindung. Bei der in der 116 dargestellten Ausführungsform ist eine Amplitudeneinstellschaltung 172 in der Vorstufe der Verzögerungsschaltung 170 vorhanden. Die Amplitudeneinstellschaltung 172 stellt die Amplitudenschwankung des Signals 112 des gemultiplexten Latchabschnitts ein, und sie gibt dies in die Subtrahierschaltung 160 zum Verzögerungselement 170 ein. Auch bei dieser Ausführungsform kann das gemultiplexte Signal ohne jeglichen Einfluss einer Ausgangsschwankung beseitigt werden.
Die 117 ist ein Blockdiagramm, das die Multiplexsignal-Beseitigungsschaltung gemäß der 69. Ausführungsform der Erfindung zeigt. Diese Ausführungsform ist mit Ausnahme der Amplitudeneinstellschaltung 172 ähnlich wie die in der 113 Dargestellte strukturiert. Die Amplitudeneinstellschaltung 172 stellt die Amplitudenschwankung des Signals 112 des aufzuhebenden gemultiplexten Latchabschnitts auf ähnliche Weise wie bei der Ausführungsform der 116 ein, und sie gibt dies über die Verzögerungsschaltung 116 in das Subtrahierelement 166 ein. So wird das gemultiplexte Signal ohne jeglichen Einfluss einer Amplitudenschwankung beseitigt.
Die 118 zeigt Ergebnisse einer Computersimulation betreffend die Verbesserung der Fehlerratencharakteristik, wenn die 65. Ausführungsform der Erfindung implementiert wird. Gemäß der 118 existiert bei einer Bitfehlerrate BER = 10^–4 hinsichtlich der Charakteristik, wenn kein Multiplexen ausgeführt wird, eine Verschlechterung von 7,0 dB, entsprechend einer Leistungserhöhung, die durch ein Multiplexen mit 5 verursacht wird, sowie eine Beeinträchtigung von 2,3 dB, die der Multiplexstörung entspricht. Das heißt, dass beim herkömmlichen Demodulationsverfahren eine Gesamtverschlechterung von 9,3 dB beobachtet wird. Demgegenüber existiert, wenn die Ausführungsform gemäß der Erfindung implementiert wird, eine Verbesserung von 2,1 dB, die der Multiplexstörung entspricht. Auf diese Weise erfährt, da die gemultiplexten vorangehenden und folgenden Latchabschnitte bei der vorliegenden Ausführungsform aufgehoben werden, der Korrelationsverarbeitungsabschnittspeak keine Spreizung durch Multiplexen, und eine Verschlechterung der Fehlerratencharakteristik hervorgerufen durch Interferenz beim Multiplexen kann unterdrückt werden. Daher wird durch Multiplexen eine Übertragung mit hoher Datengeschwindigkeit realisiert, während eine Fehlerrate erzielt werden kann, die mit dem Fall vergleichbar ist, in dem kein durch Multiplexen verursachte Störung vorliegt.
Die 119 ist ein Blockdiagramm, da die 70. Ausführungsform zeigt. Bei dieser Ausführungsform wird eine Mittelwertskoordinate nach einer Differenzdemodulation berechnet, der Wert der mittleren Koordinate wird von den zu ermittelnden Daten subtrahiert, und danach wird eine Datenermittlung ausgeführt.
Gemäß der 119 sind eine Empfangsantenne 102, eine Frequenzwandlerschaltung 104, eine A/D-Wandlerschaltung 110, ein Korrelator 114 und eine Ermittlungsschaltung 178 dieselben wie sie in der 108 dargestellt ist. Zwischen dem Korrelator 114 und der Ermittlungsschaltung 178 sind eine Differenzdemodulationsschaltung 172, eine Subtrahierschaltung 174 und eine Koordinatenmittelwert-Speicherschaltung 176 vorhanden. Die Speicherschaltung 176 kann aus einer Schaltstufe oder einer Speicherschaltung bestehen, und sie liefert einen mittleren Koordinatenwert an die Subtrahierschaltung 174. Die Subtrahierschaltung 174 subtrahiert den von der Koordinatenmittelwert-Speicherschaltung 176 gelieferten mittleren Koordinatenwert vom Ausgangssignal der Differenzdemodulationsschaltung 172, und sie liefert die Ergebnisse an die Ermittlungsschaltung 179. Die Ermittlungsschaltung 179 ermittelt hinsichtlich der Signale I und Q, ob das Vorzeichen positiv/negativ ist, und so werden demodulierte Daten 132 erhalten.
Nun werden die unter Bezugnahme auf das Beispiel aus dem Stand der Technik beschriebenen Bedingungen beschrieben. Der korrelierte Wert des Ausgangssignals vom Korrelator 114 ist einer der Werte ±7, ±9, ±11, ±13 und ±15 für jedes der Signale I und Q, da beim Multiplexen Interferenz auftritt. In der IQ-Phasenebene gesehen, liegen 25 Signalpunkte in jedem Quadranten vor, und die Verteilung ist in jedem Quadranten dieselbe, worausgesetzt, dass die Demodulationsdaten zufällig sind.
Beim in der 119 dargestellten Beispiel liefern zwei kontinuierliche Signalpunkte ein Übergangsmuster mit speziell hoher Wahrscheinlichkeit, da 8 oder 9 Chips von 11 Chips der Eingangssignale zum Korrelator 114 gleich sind. Hinsichtlich der Beispiele der Übergangsmuster sind die wahrscheinlichsten Übergänge, wenn sich das Vorzeichen gegenüber den korrelierten Werten 9, 11 und 13 nicht ändert, 9-9, 11-11 und 13-13. Wenn sich das Vorzeichen ändert, sind die wahrscheinlichsten Übergänge 9 → –15, 11 → –13 und 13 → –11.
Die 120 zeigt die Differenz des Phasendrehungswerts, wie nach einer Differenzdemodulation erhalten, wenn der Übergang 11 → –11 ist, wobei der Wert auf der I-Achse nicht unter Interferenz beim Multiplexen leidet, und wenn der Übergang 11 → –13 ist, da eine beim Multiplexen aufgetretene Interferenz vorliegt. Aus der 120 ist es ersichtlich, dass das Ausmaß der Phasendrehung im letzteren Fall größer als im Ersteren ist. Auf Grund des Einflusses mehrerer Übertragungsmuster differieren, in der IQ-Phasenebene nach einer Differenzdemodulation, Anordnungen von Signalpunkten mit der höchsten Wahrscheinlichkeit von Quadrant zu Quadrant, und demgemäß geht die Symmetrie hinsichtlich der Quadranten verloren.
Die 121 zeigt die Verteilung von Signalpunkten nach einer Differenzdemodulation bei S/R = 18 dB. Wie es aus der 12 ersichtlich ist, liegen die negativen Abschnitte der I- und der Q-Achse nahe an den Signalpunkten im zweiten und vierten Quadranten, und es existiert keine zentrale Grenze zur Ermittlung zwischen den Verteilungen der Signalpunkte. Um dies zu erzielen, wird die Wahrscheinlichkeit der Erzeugung von Signalpunkten in allen Quadranten berechnet, wobei Zufallsdaten angenommen werden, und unter Berücksichtigung der Erzeugungswahrscheinlichkeit wird die mittlere Signalpunktskoordinate berechnet, die (–30,4, –30,4) ist, wodurch das Ausmaß der Verschiebung gegenüber dem Ursprung erhalten wird. Bei dieser Ausführungsform ist der mittlere Koordinatenwert in der Koordinatenmittelwert-Speicherschaltung 176 eingetragen, und er wird durch die Subtrahierschaltung 174 vom Ausgangssignal der Differenzdemodulationsschaltung 172 subtrahiert, wobei wie beim Stand der Technik durch die Ermittlungsschaltung 178 ermittelt wird, ob das Vorzeichen der Signale I und Q positiv/negativ ist, und es werden demodulierte Daten 15 erhalten.
Die 122 ist ein Blockdiagramm, das eine 71. Ausführungsform zeigt. Bei dieser Ausführungsform wird die Stärke des Ausgangssignals von der Differenzdemodulationsschaltung 172 durch die Ermittlungsschaltung 178 unter Verwendung des mittleren Koordinatenwerts von der Koordinatenmittelwert-Speicherschaltung 176 als Bezugsgröße ermittelt. Bei dieser Ausführungsform kann der mittlere Koordinatenwert, der auf dieselbe Weise wie bei der in der 119 dargestellten Ausführungsform berechnet wird, in den Koordinatenmittelwert-Speicher 176 eingetragen werden.
Wie oben beschrieben, liegt bei der in den 119 und 122 dargestellten Ausführungsform die Grenze zur Ermittlung im Zentrum der Signalpunktsverteilung, und daher kann ein Punkt mit der Tendenz einer fehlerhaften Ermittlung beseitigt werden, und es kann eine Beeinträchtigung der Fehlerrate unterdrückt werden. Im Ergebnis kann eine Beeinträchtigung der Fehlerrate, hervorgerufen durch einen Multiplexvorgang, unterdrückt werden, während durch Multiplexen eine Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit realisiert wird.

Claims

Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung mit: – einer Empfangsantenne (102) zum Empfangen eines gemultiplexten Spreizspektrumsignals, bei einer Sendefrequenz; – einer Frequenzwandlereinrichtung (104) zur Frequenzwandlung des durch die Empfangsantenne (102) empfangenen Signals durch eine Frequenz synchron zur Sendefrequenz in Grundbandsignale I (106) und Q (108); – einer Wandlereinrichtung (110) zum Wandeln der durch die Frequenzwandlereinrichtung (104) frequenzgewandelten Grundbandsignale I (106) und Q (108) in digitale Signale und zum Ausgeben eines gemultiplexten Spreizsymbols (112), über das eine Aufhebung ausgeführt wird; – einer ersten Korreliereinrichtung (114) zum Korrelieren des Ausgangssignals der Wandlereinrichtung (110) mit einem vorbestimmten Code; – einer ersten Ermittlungseinrichtung (116) zum Ermitteln des Ausgangssignals der ersten Korreliereinrichtung (114) und zum Ausgeben demodulierter Daten (118); – einer Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung (120) zum Abschätzen, unter Verwendung der demodulierten Daten (118) von der ersten Ermittlungseinrichtung (116), vorangehender und folgender, aufzuhebender Spreizsymbole (122); die auf das gemultiplexte Spreizsymbol (112) aufgemultiplext sind; – einer Multiplexsignal-Entfernungseinrichtung (124) zum Subtrahieren der abgeschätzten, aufzuhebenden, vorangehenden und folgenden Spreizsymbole, die auf das gemultiplexte Spreizsymbol (112) aufgemultiplext sind, durch Einstellen, mittels aufeinanderfolgender Verzögerungsschaltungen (142, 144, 146, 148, 150, 152, 154, 156), des Timings des von der Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung (120) ausgegebenen, aufzuhebenden abgeschätzten Spreizsymbols (122) und des Timings des von der Wandlereinrichtung (110) ausgegebenen gemultiplexten Spreizsymbols (112); – einer zweiten Korreliereinrichtung (128) zum Korrelieren des Ausgangssignals der Entfernungseinrichtung (124) für das gemultiplexte Signal und eines vorbestimmten Codes; und – einer zweiten Ermittlungseinrichtung (130) zum Ermitteln des Ausgangssignals der zweiten Korreliereinrichtung (128) und zum Liefern demodulierter Daten.
Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: – einer zweiten Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung (134) zum Abschätzen des aufzuhebenden vorigen Spreizsymbols (138), das auf das gemultiplexte Spreizsymbol aufgemultiplext ist, unter Verwendung des Ausgangssignals der zweiten Ermittlungseinrichtung (130).
Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei dem die Entfernungseinrichtung (124) für das gemultiplexte Signal Folgendes aufweist: – mehrere erste Verzögerungseinrichtungen (142–156) zum aufeinanderfolgenden Verzögern des Timings des von der Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung (120) ausgegebenen, aufzuhebenden abgeschätzten Spreizsymbols (122); – eine zweite Verzögerungseinrichtung (158) zum Verzögern des Timings des von der Wandlereinrichtung (110) ausgegebenen gemultiplexten Spreizsymbols (122); und – eine Subtrahiereinrichtung (160) zum Subtrahieren des durch die mehreren ersten Verzögerungseinrichtungen (142–156) verzögerten, aufzuhebenden Spreizsymbols (122) vom durch die zweite Verzögerungseinrichtung (158) verzögerten gemultiplexten Spreizsymbol.
Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung nach Anspruch 3, ferner mit – einer Amplitudeneinstelleinrichtung (168) zum Einstellen des Amplitudenpegels des durch die mehreren ersten Verzögerungseinrichtungen (142–156) verzögerten, aufzuhebenden Spreizsymbols (122) in solcher Weise, dass es über einen Pegel verfügt, der dadurch erhalten wird, dass der Amplitudenpegel des aufzuhebenden gemultiplexten Spreizsymbols durch die Anzahl der Multiplexvorgänge geteilt wird.
Spreizspektrums-Übertragungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei dem die Entfernungseinrichtung (124) für das gemultiplexte Signal Folgendes aufweist: – eine Amplitudeneinstelleinrichtung (172) zum Einstellen des Amplitudenpegels des von der Wandlereinrichtung (110) ausgegebenen gemultiplexten Spreizsymbols (112) in solcher Weise, dass es das zehn- und einige mehrfache des Amplitudenpegels des aufzuhebenden Spreizsymbols ist; – mehrere erste Verzögerungseinrichtungen (142–156) zum aufeinanderfolgenden Verzögern des Timings des von der Spreizsymbol-Abschätzeinrichtung (120) ausgegebenen, aufzuhebenden Spreizsymbols (122); – eine zweite Verzögerungseinrichtung (170) zum Verzögern des Ausgangssignals der Amplitudeneinstelleinrichtung (172); und – eine Subtrahiereinrichtung (160) zum Subtrahieren des durch die mehreren ersten Verzögerungseinrichtungen (142–156) verzögerten, aufzuhebenden Spreizsymbols (122) vom durch die zweite Verzögerungseinrichtung (158) verzögerten gemultiplexten Spreizsymbol (112).