DE69635140T2

DE69635140T2 - Adaptives signalangepasstes Filter

Info

Publication number: DE69635140T2
Application number: DE69635140T
Authority: DE
Inventors: Gary Centerpot Lomp; Fatih Port Washington OZLUTURK; Avi Commack Silverberg
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1995-06-30
Filing date: 1996-06-27
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2016-06-28
Also published as: ATE289714T1; JP2003274458A; US20100272155A1; EP2273689B1; EP1213845A3; EP2259450A2; HK1045614A1; AR033339A2; EP2259450A3; JP2003264481A; JP2009027716A; JP2006314142A; JP2011103689A; FI20040917A; JP4603618B2; JP2015043604A; ES2146569T3; HK1045771B; ATE285640T1; JP4751945B2

Description

Hintergrund der Erfindung
Das Liefern qualitativ hochwertiger Telekommunikationsdienste an Benutzergruppen, die als abgelegen klassifiziert werden, wie zum Beispiel aufgrund ländlicher Telefonsysteme und Telefonsysteme in unterentwickelten Ländern, hat sich in den vergangenen Jahren als eine Schwierigkeit herausgestellt. In der Vergangenheit wurde dieser Bedarf teilweise durch drahtlose Funkdienste, wie zum Beispiel stationäre oder mobile Frequenzmultiplex-(FDM), Frequenzmultiplex-Vielfachzugrift-(FDMA)-, Zeitmultiplex-(TDM)-, Zeitmultiplex-Vielfachzugriffs-(TDMA)-Systeme, kombinierte Frequenz- und Zeitteilungssysteme (FD/TDMA) und andere landgestützte mobile Funksysteme gedeckt. Oft treffen diese abgelegenen Dienste auf mehr potentielle Benutzer, als durch ihre Frequenz- oder Spektrumsbandbreitenkapazität gleichzeitig unterstützt werden können.
Auf diese Einschränkungen eingehend haben die jüngsten Fortschritte auf dem Gebiet der Funkkommunikation Spreizspektrums-Modulationsverfahren zum Liefern simultaner Kommunikationen durch mehrere Benutzer verwendet. Bei der Spreizspektrums-Modulation wird ein Informationssignal mit einem Spreizcodesignal moduliert; dabei wird das Spreizcodesignal durch einen Codegenerator erzeugt, wobei die Periode Tc des Spreizcodes wesentlich kleiner als die Periode des Informationsdatenbits oder – symbolsignals ist. Der Code kann die Trägerfrequenz modulieren, auf der die Information gesendet wird, was Frequenzsprungspreizung genannt wird, oder kann das Signal direkt modulieren, indem der Spreizcode mit dem Informationsdatensignal multipliziert wird, was Direktsequenzspreizung (DS) genannt wird. Bei der Spreizspektrumsmodulation wird ein Signal mit einer Bandbreite erzeugt, die wesentlich größer als die zum Übertragen des Informationssignals erforderliche Bandbreite ist. Ein synchroner Empfang und ein Entspreizen des Signals beim Empfänger stellt die ursprüngliche Information wieder her. Ein Synchrondemodulator verwendet das Referenzsignal zum Synchronisieren der Entspreizungsschaltungen mit dem Eingabe-Spreizspektrums- Modulationssignal zum Wiederherstellen des Träger- und Informationssignals. Das Referenzsignal kann ein Spreizcode sein, der nicht durch ein Informationssignal moduliert wird.
Die Spreizspektrumsmodulation in Funknetzen bietet viele Vorteile, weil viele Benutzer das gleiche Frequenzband nutzen können, während der jeweilige Empfänger des Benutzers eine minimale Interferenz erfährt. Außerdem verringert die Spreizspektrumsmodulation die Auswirkungen anderer Interferenzquellen. Zusätzlich können die synchronen Spreizspektrumsmodulations- und – Demodulationsverfahren durch das Vorsehen mehrerer Nachrichtenkanäle für einen Benutzer erweitert werden, wobei jedes mit einem anderen Spreizcode gespreizt wird, während jedoch immer noch ein einziges Referenzsignal an den Benutzer gesendet wird.
Ein Bereich, in dem Spreizspektrumsverfahren verwendet werden, ist das Gebiet mobiler zellularer Kommunikation zum Liefern persönlicher Kommunikationsdienste (PCS). Solche Systeme unterstützen wünschenswerterweise große Anzahlen von Benutzern, steuern Doppler-Verschiebung und Schwund, und liefern Hochgeschwindigkeits-Digital-Datensignale mit niedrigen Bitfehlerraten. Diese Systeme verwenden eine Gruppe orthogonaler oder quasiorthogonaler Spreizcodes, wobei eine Pilot-Spreizcodesequenz mit der Gruppe von Codes synchronisiert ist. Jedem Benutzer wird einer der Spreizcodes als eine Spreizfunktion zugeordnet. Die Probleme bei solchen Systemen sind die folgenden: die Unterstützung einer großen Anzahl von Nutzern mit den orthogonalen Codes, das Bewältigen verringerter Leistung, die den abgelegenen Einheiten zur Verfügung steht, und die Bewältigung von Mehrwegeschwundeffekten. Die Lösungen solcher Probleme sind unter anderem die Verwendung von Antennen mit elektronischer Strahlsteuerung (phased-array antennas) zum Erzeugen einer Vielzahl steuerbarer Strahlen, die Verwendung sehr langer orthogonaler oder quasi-orthogonaler Codesequenzen, die durch eine zyklische Verschiebung des Codes mit einer zentralen Referenz synchronisiert sind und durch eine Diversitätskombination von Mehrwegesignalen wieder verwendet werden.
In GB 2 280 575 ist eine Wiener-Filteranordnung beschrieben, bei der Verzögerungsschaltungen im Zusammenhang mit einer linearen Multiplikationsschaltung verwendet werden. Zu Zwecken des Empfangs von Mehrwege signalen von den Rake-Fingern legt diese eine Vielzahl von Versionen des selben Signals, nur verzögert, an.
Ein Artikel von Pahlavan et al. mit dem Titel "Performance of Adaptive Matched Filter Receivers over Fading Multipath Channels" ("Verhalten adaptiver abgestimmter Filter-Empfänger bei schwindenden Mehrwegekanälen"), IEEE Transactions on Communication, S. 2106–2113, 2107, IEEE 1990-12-01, ISSN: 0090-6778 beschreibt die Implementierung einer Kanal-Schätzeinrichtung durch die Berechnung eines Werts für alle diagonalen Elemente. Die Druckschrift beschreibt auch die Verwendung einer gezapften Verzögerungsleitung, von der die gezapften Signale mit einem empfangenen Signal multipliziert und dann gefiltert werden.
Zusammenfassung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird zum Sammeln von Signalleistung eines gespreizten Datenkanals in einem Spreizspektrums-Kommunikationssystem ein adaptives abgestimmtes Filter (Adaptive Matched Filter/AMF) gemäß Anspruch 1 eingesetzt. Von einem gespreizten Signal, das mehrere Mehrwege-Signalkomponenten aufweist, wird die Signalleistung gesammelt, wobei jede der Mehrwege-Signalkomponenten eine Trägerphase aufweist. Das gespreizte Signal weist einen gespreizten Pilotkanal auf, der eine unmodulierte Spreizcodesequenz verwendet, sowie einen gespreizten Datenkanal, der eine modulierte Spreizcodesequenz verwendet, die sich von der Spreizcodesequenz des Pilotkanals unterscheidet. Ein Pilot-Vektorkorrelator empfängt das gespreizte Signal und bestimmt Mehrwegesignal-Gewichtungswerte aus einem Satz Mehrwegesignal-Trägerkomponenten des gespreizten Pilotkanals. Jeder Mehrwegesignal-Gewichtungswert wird von einer Mehrwegesignal-Trägerkomponente abgeleitet. Ein lokaler Codesequenzgenerator liefert lokale Codesequenzen, von denen jede eine codephasenverschobene Version der modulierten Spreizcodesequenz des Datenkanals ist. Ein Daten-AMF empfängt das gespreizte Signal und liefert einen aus dem gespreizten Datenkanal bestimmten Datenwert. Der Daten-AMF enthält Spreizcodekorrelatoren, die alle Mehrwegedatensignalkomponenten entspreizen, wobei jeder Spreizcodekorrelator eine entsprechende der lokalen Codesequenzen mit dem empfangenen gespreizten Signal korreliert, um eine entsprechende entspreizte Mehrwege-Datensignalkomponente mit einem Trägerphasenwert zu erzeugen. Der Daten-AMF enthält eine Gruppe Gewichtungsschaltungen, welche die entsprechenden Mehrwege-Datensignalkomponenten in der Stärke skalieren und den Trägerphasenwert der entspreizten Mehrwege-Datensignalkomponente im Ansprechen auf den entsprechenden Mehrwege-Gewichtungswert ausrichten. Der Daten-AMF enthält einen Datenkomponenten-Kombinierer, der alle skalierten und ausgerichteten Mehrwege-Datensignalkomponenten zum Erzeugen des Datenwerts kombiniert.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung.
2a ist ein Blockdiagramm eines 36-Stufen-Linear-Schieberegisters, das zur Verwendung mit einem langen Spreizcode des erfindungsgemäßen Codegenerators geeignet ist.
2b ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die den Vorwärtsregelungsbetrieb des Codegenerators veranschaulicht.
2c ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Codegenerators der vorliegenden Erfindung mit einer Schaltung zum Erzeugen von Spreizcodesequenzen aus den langen Spreizcodes und den kurzen Spreizcodes.
2d ist eine alternative Ausführungsform der Codegeneratorschaltung mit Verzögerungselementen zum Ausgleichen von elektrischen Schaltungsverzögerungen.
3a ist eine Kurvendarstellung der Konstellationspunkte des Pilot-Spreizcode-QPSK-Signals.
3b ist eine Kurvendarstellung der Konstellationspunkte des Nachrichtenkanal-QPSK-Signals.
3c ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Schaltung, die das Verfahren zum Nachverfolgen der empfangenen Spreizcodephase der vorliegenden Erfindung implementiert.
4 ist ein Blockdiagramm der Nachführschaltung, die den Median der empfangenen Mehrwege-Signalkomponenten nachverfolgt.
5a ist ein Blockdiagramm der Nachführschaltung, die den Zentroid der empfangenen Mehrwegesignalkomponenten nachverfolgt.
5b ist ein Blockdiagramm des adaptiven Vektorkorrelators.
6 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Schaltung, die das Akquisitions-Entscheidungsverfahren und die korrekte Spreizcodephase des empfangenen Pilotcodes der vorliegenden Erfindung implementiert.
7 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilot-RAKE-Filters, der die Nachführschaltung und eine digitale Phasenregelschleife zum Entspreizen des Pilotspreizcodes und einen Generator der Derotationsfaktoren der vorliegenden Erfindung umfasst.
8a ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften adaptiven Vektorkorrelators und eines abgestimmten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
8b ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators und adaptiven angepassten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
8c ist ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators und adaptiven angepassten Filters zum Entspreizen und Kombinieren der Mehrwegekomponenten der vorliegenden Erfindung.
8d ist ein Blockdiagramm des adaptiven angepassten Filters einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
9 ist ein Blockdiagramm der Elemente einer beispielhaften Funk-Trägerstation (RCS) der vorliegenden Erfindung.
10 ist ein Blockdiagramm der Elemente einer beispielhaften Modemschnittstelleneinheit (Modem Interface Unit/MIU) der in 9 gezeigten RCS.
11 ist ein Übersichts-Blockdiagramm, das die Sende-, Empfangs-, Steuerungs- und Codeerzeugungsschaltungen des CDMA-Modems zeigt.
12 ist ein Blockdiagramm des Sendeabschnitts des CDMA-Modems.
13 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Modem-Eingangssignalempfängers.
14 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Faltungscodierers, wie er in der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
15 ist ein Blockdiagramm des Empfangsabschnitts des CDMA-Modems.
16 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften adaptiven angepassten Filters, wie es in dem CDMA-Modem-Empfangsabschnitt verwendet wird.
17 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Pilot-RAKEs, wie er in dem CDMA-Modem-Empfangsabschnitt eingesetzt wird.
18 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zusatz-Pilot-RAKEs, wie er im CDMA-Modem-Empfangsabschnitt eingesetzt wird.
Beschreibung der beispielhaften Ausführungsform
Ein beispielhaftes System, das ein erfindungsgemäßes Modem enthält, liefert einen lokalen Telefondienst unter der Verwendung von Funkverbindungen zwischen einer oder mehreren Basisstationen und einer Vielzahl entfernter Teilnehmereinheiten. In der beispielhaften Ausführungsform ist eine Funkverbindung für eine Basisstation beschrieben, die mit einer stationären Teilnehmereinheit (FSU) kommuniziert, doch ist das System in gleicher Weise auch auf Systeme anwendbar, bei denen mehrere Basisstationen Funkverbindungen sowohl zu FSU als auch zu mobilen Teilnehmereinheiten (MSUs) unterhalten. Folglich werden die entfernten Teilnehmereinheiten hier als Teilnehmereinheiten (SUs) bezeichnet. In 1 stellt im beispielhaften System eine Basisstation (BS) 101 eine Anrufverbindung mit einem lokalen Netz (LE) 103 oder einer anderen Telefonnetz-Schaltschnittstelle her und weist eine Funk-Trägerstation (RCS) 104 auf. Eine oder mehrere RCS 104, 105, 110 haben eine Verbindung zu einer Funk-Verteilereinheit (RDU) 102 über Verbindungen 131, 132, 137, 138, 139, und die RDU 102 bildet eine Schnittstelle mit LE 103 durch das Senden und Empfangen von Anruf-Setup-Steuerungs- und Informationssignalen über Telekommunikationsverbindungen 141, 142, 150. Die SUs 116, 119 kommunizieren mit der RCS 104 über Funkverbindungen 161, 162, 163, 164, 165. Sowohl die RCS als auch die SUs haben CDMA-Modems, die die Funkverbindungen einrichten und aufrecht erhalten. Alternativ kann eine weitere Ausführungsform der Erfindung mehrere SUs und eine "Master"-SU mit einer Funktionalität ähnlich wie eine RCS aufweisen. Eine solche Ausführungsform kann gegebenenfalls eine Verbindung zu einem lokalen Telefonnetz haben.
Auch wenn die beschriebene Ausführungsform andere um einen Träger für den Sende- und Empfangs-Spreizspektrumskanal zentrierte Spreizspektrums-Bandbreiten verwendet, lässt sich das vorliegende Verfahren leicht auch auf Systeme ausdehnen, die vielfache Spreizspektrums-Bandbreiten für den Sendekanal und vielfache Spreizspektrums-Bandbreiten für den Empfangskanal verwenden. Alternativ kann aufgrund der Tatsache, dass Spreizspektrums-Kommunikationssysteme das inhärente Merkmal haben, dass eine Sendung eines Benutzers einem Entspreizungsempfänger eines anderen Benutzers als Rauschen erscheint, eine Ausführungsform den gleichen Spreizspektrumskanal sowohl für den Sende- als auch für den Empfangs-Pfad-Kanal verwenden. Mit anderen Worten können Aufwärts- und Abwärtsübertragungen das gleiche Frequenzband besetzen.
Die binäre Spreizsymbol-Information wird über die Funkverbindungen 161 bis 165 unter der Verwendung von Quadratur-Phasenumtastung(QPSK)-Modulation mit Nyquist-Pulsformung in der vorliegenden Ausführungsform übertragen, auch wenn andere Modulationsverfahren verwendet werden können, einschließlich Offset-QPSK (OQPSK) und minimale Umtastung (MSK), jedoch nicht darauf beschränkt.
Die Funkträgerstation (Radio Carrier Station/RCS) und die Teilnehmereinheiten (Subscriber Units/SUs) enthalten jeweils erfindungsgemäße CDMA-Modems zum Senden und Empfangen von Telekommunikationssignalen, die Informationssignale und Verbindungssteuerungssignale enthalten. Ein CDMA-Modem, das eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verkörpert, enthält einen Modemsender mit einem Codegenerator, der ein zugeordnetes Pilotcodesignal liefert und der mehrere Nachrichtencodesignale erzeugt; einer Spreizschaltung, die die jeweiligen Informationssignale mit einem Entsprechenden der Nachrichtencodesignale kombiniert, um ein spreizspektrumsverarbeitetes Nachrichtensignal zu erzeugen; und einem Globalpilotcodegenerator, der ein globales Pilotcodesignal liefert, mit dem die Nachrichtencodesignale synchronisiert werden.
Das beispielhafte CDMA-Modem enthält auch einen Modem-Empfänger, der eine zugeordnete Pilotcodeakquisitions- und -Nachführlogik aufweist. Die zugeordnete Pilotcodeakquisitionslogik enthält einen zugeordneten Pilotcodegenerator und eine Gruppe zugeordneter Pilotcodekorrelatoren zum Korrelieren codephasenverzögerter Versionen des zugeordneten Pilotsignals mit einem Empfangs-CDM-Signal zum Erzeugen eines entspreizten zugeordneten Pilotsignals. Die Codephase des zugeordneten Pilotsignals wird im Ansprechen auf einen Akquisitionssignalwert geändert, bis ein Detektor die Anwesenheit des entspreizten zugeordneten Pilotsignals anzeigt, indem er den Wert des Akquisitionssignals ändert. Das zugeordnete Pilotcodesignal ist mit dem globalen Pilotsignal synchronisiert. Die zugeordnete Pilotcodenachführlogik stellt im Ansprechen auf das Akquisitionssignal das zugeordneten Pilotcodesignal phasengleich ein, so dass der Signalleistungspegel des entspreizten zugeordneten Pilotcodesignals maximiert wird. Schließlich enthält der CDMA-Modem-Empfänger auch noch eine Gruppe von Nachrichtensignal-Akquisitionsschaltungen. Jede Nachrichtensignal-Akquisitionsschaltung enthält mehrere Empfangs-Nachrichtensignal-Korrelatoren, die das lokal empfangene Nachrichtencodesignal mit dem CDM-Signal korrelieren, um ein entsprechendes entspreiztes empfangenes Nachrichtensignal zu erzeugen.
Zum Erzeugen großer Familien gegenseitig fast orthogonaler Codes, die von den CDMA-Modems verwendet werden, weist die Erfindung einen Codesequenzgenerator auf. Die Codesequenzen werden dem entsprechenden logischen Kanal des Spreizspektrums-Kommunikationssystems zugewiesen, das eine phasengleiche (In-phase/I) und eine Quadratur-(Q)-Übertragung über HF-Kommunikationskanäle aufweist. Ein Satz von Sequenzen wird als Pilotsequenzen verwendet, welche Codesequenzen sind, die ohne Modulation durch ein Datensignal übertragen werden. Die Codesequenzgeneratorschaltung weist einen Langcodesequenzgenerator, der ein lineares Rückkopplungs-Schieberegister, einen Speicher, der eine kurze, geradzahlige Codesequenz liefert, sowie mehrere zyklische Verschiebungs-Vorwärtsregelungs-Abschnitte auf, die jeweils eine entsprechende Codesequenz in der Familie von Codesequenzen liefern. Weiter weist der Codesequenzgenerator eine Gruppe von Codesequenzkombinierern zum Kombinieren einer jeden phasenverschobenen Version der langen Codesequenz mit der kurzen, geradzahligen Codesequenz zum Erzeugen einer Gruppe oder Familie langer Codesequenzen mit einer relativ niedrigen gegenseitigen Korrelation auf.
Gemäß 1 verwenden die Funkverbindungen 161 bis 165 Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugrift (B-CDMA^TM) als den Übertragungsmodus sowohl in der Aufwärts- als auch in der Abwärtsrichtung. CDMA-Kommunikationsverfahren (auch als Spreizspektrums-Kommunikationsverfahren bezeichnet), die in Vielfachzugriffs-Systemen ver wendet werden, sind wohl bekannt. Das beschriebene beispielhafte System verwendet das Spreizverfahren mit direkter Sequenz (DS). In jedem Modem führen ein oder mehrere CDMA-Modulatoren die Spreizspektrums-Spreizcode-Sequenzerzeugung durch. Außerdem erzeugen die Modems zum Beispiel eine Pseudorausch-Sequenz (PN-Sequenz); und führen eine komplexe DS-Modulation zum Erzeugen von QPSK-Signalen für den phasengleichen (I)-Kanal und den Quadratur(Q)-Kanal durch. Pilotsignale werden mit den modulierten Signalen erzeugt und ausgesendet. Die Pilotsignale der vorliegenden Ausführungsform sind nicht durch Daten modulierte Spreizcodes. Die Pilotsignale werden zur Systemsynchronisierung, Trägerphasenwiederherstellung und zum Schätzen der Impulsantwort des Funkkanals eingesetzt. Jede SU weist einen einzigen Pilotgenerator und mindestens einen CDMA-Modulator und -Demodulator auf, die zusammen als CDMA-Modem bezeichnet werden. Jede RCS 104, 105, 110 hat einen einzigen Pilotgenerator plus ausreichende CPMA-Modulatoren und -Demodulatoren für alle Logikkanäle, die von SUs in Benutzung sind.
Der CDMA-Demodulator entspreizt das Signal mit einer entsprechenden Verarbeitung zum Bekämpfen oder Ausnutzen von Mehrwege-Ausbreitungseffekten. Die den empfangenen Leistungspegel betreffenden Parameter werden zum Erzeugen der Information über die automatische Leistungsregelung (APC) verwendet, die ihrerseits ans andere Ende der Kommunikationsverbindung gesendet wird, d.h. von der SU an die RCS oder von der RCS an die SU. Die APC-Information wird zum Steuern der Sendeleistung der automatischen Vorwärts-Leistungssteuerungs-(AFPC) und automatischen Rückwärts-Leistungssteuerungs-(ARPC)-Verbindungen verwendet. Zusätzlich kann jede RCS 104, 105 und 110 Wartungs-Leistungssteuerung (MPC) in einer Weise durchführen, die der APC ähnelt, um die anfängliche Sendeleistung einer jeden SU 111, 112, 115, 117 und 118 einzustellen.
Eine Diversitätskombinierung bei den Funkantennen der RCS 104, 105 und 110 ist nicht nötig, weil CDMA eine inhärente Frequenzdiversität aufgrund der Spreizbandbreite hat. Empfänger sind zum Beispiel adaptive angepasste Filter (AMFs) (nicht in 1 gezeigt), die die Mehrwegesignale kombinieren. In der beispielhaften Ausführungsform führen die AMFs eine Maximal-Verhältnis-Kombination durch.
Logische Kommunikationskanäle
Ein "Kanal" des Standes der Technik wird normalerweise als ein Kommunikationspfad verstanden, der ein Teil einer Schnittstelle ist und der ohne Ansehen seines Inhalts von anderen Pfaden dieser Schnittstelle unterschieden werden kann. Im Fall von CDMA werden jedoch getrennte Kommunikationspfade nur durch ihren Inhalt unterschieden. Der Begriff "logischer Kanal" wird zum Unterscheiden der getrennten Datenströme verwendet, die logisch äquivalent zu Kanälen im herkömmlichen Sinn sind. Alle logischen Kanäle und Unterkanäle der vorliegenden Erfindung werden auf einen üblichen 64-Kilo-Symbole-pro-Sekunde-(ksym/s)-QPSK-Strom abgebildet. Manche Kanäle sind mit zugeordneten Pilotcodes synchronisiert, die auf die gleiche Weise erzeugt werden und eine ähnliche Funktion wie der System-Global-Pilotcode (GPC) ausführen. Die System-Pilotsignale werden jedoch nicht als logische Kanäle betrachtet.
Mehrere logische Kommunikationskanäle werden über die HF-Kommunikationsverbindung zwischen der RCS und SU verwendet. Jeder logische Kommunikationskanal hat entweder einen festen, vorbestimmten Spreizcode oder einen dynamisch zugewiesenen Spreizcode. Sowohl für den vorbestimmten als auch für den zugewiesenen Code ist die Codephase mit dem Pilotcode synchronisiert. Logische Kommunikationskanäle werden in zwei Gruppen eingeteilt: die Gruppe der globalen Kanäle (GC) enthält diejenigen Kanäle, die entweder von der Basisstation-RCS an alle entfernten SUs oder unabhängig von der Identität der SU von einer beliebigen SU an die RCS der Basisstation gesendet werden. Diese Kanäle enthalten Information für alle Benutzer und enthalten die von den SUs genutzten Kanäle, um Zugang zu den Nachrichtenkommunikationskanälen zu erhalten. Kanäle der Zuweisungs-Kanal-Gruppe (AC-Gruppe) sind diejenigen Kanäle, die der Kommunikation zwischen der RCS und einer bestimmten SU dienen.
Die Gruppe globaler Kanäle (GC) liefert 1) Sendesteuerungs-Logikkanäle, die Punkt-zu-Mehrpunkt-Dienste zum Rundsenden von Nachrichten an alle SUs und Funkrufnachrichten an SUs liefern; und 2) Zugangssteuerungs-Logikkanäle, die Punkt-zu-Punkt-Dienste auf globalen Kanälen für SUs zum Zugriff auf das System und zum Erhalten zugewiesener Kanäle liefern.
Eine Gruppe zugewiesener Kanäle (AC) enthält die logischen Kanäle, die eine einzige Telekommunikationsverbindung zwischen der RCS und einer SU steuert. Die Funktionen, die entwickelt werden, wenn eine AC-Gruppe gebildet wird, umfassen ein Paar Leistungsregelungs-Logik-Nachrichtenkanäle für jede der Aufwärts- und Abwärts-Verbindungen und, je nach der Art der Verbindungen, ein oder mehrere Paare Verkehrskanäle. Die Trägersteuerungsfunktion führt die erforderlichen Vorwärtsfehlersteuerungs-, Trägerratenmodifikations- und Verschlüsselungsfunktionen aus. Die logischen Kanäle, die die Gruppen BC und AC bilden, sind unten in Tabelle 1 zusammengefasst.
Tabelle 1: Logische Kanäle und Unterkanäle der B-CDMA-Luftschnittstelle
Die APC-Daten werden mit einer Rate von 64 kbit/s gesendet. Der logische APC-Kanal wird nicht FEC-codiert, um eine Verzögerung zu vermeiden, und wird mit einem niedrigen Leistungspegel gesendet, um die für APC verwendete Kapazität zu minimieren. Alternativ dazu können APC- und Dienstleitungs- (Order Wire/OW)-Daten unter der Verwendung komplexer Spreizcodesequenzen getrennt moduliert werden, oder sie können mit einem Verkehrskanal mit einer Rate von 16 kbit/s zeitteilungsmultiplexiert werden.
Die Spreizcodes
Die CDMA-Codegeneratoren, die zum Codieren der Logikkanäle der vorliegenden Erfindung verwendet werden, benutzen Linear-Schieberegister (LSRs) mit Rückkopplungslogik, was ein auf diesem Gebiet wohl bekanntes Verfahren ist. Die Codegeneratoren der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung erzeugen 64 synchrone einzigartige Sequenzen. Jeder HF-Kommunikationskanal verwendet ein Paar dieser Sequenzen für eine komplexe Spreizung (phasengleich und um 90° phasenverschoben) der Logikkanäle, so dass der Generator 32 komplexe Spreizsequenzen liefert. Die Sequenzen werden durch einen einzigen Startparameter (Seed) erzeugt, der anfänglich in eine Schieberegisterschaltung geladen wird.
Die Erzeugung von Spreizcodesequenzen und die Startparameterwahl
Die Spreizcodeperiode der vorliegenden Erfindung ist als ein ganzzahliges Vielfaches der Symboldauer definiert, und der Anfang der Codeperiode ist auch der Anfang des Symbols. Das Verhältnis zwischen Bandbreiten und den Symbollängen, die für die beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gewählt wurde, ist wie folgt:

BW (MHz) L(chips/symbol)

7 91

10 130

10,5 133

14 182

15 195
Die Spreizcodelänge ist auch ein Vielfaches von 64 und von 96 zur Unterstützung von ISDN-Rahmen. Der Spreizcode ist eine Sequenz von Symbolen, die Chips oder Chipwerte genannt werden. Die allgemeinen Verfahren zum Erzeugen von pseudozufälligen Sequenzen unter der Verwendung Galoisscher Feldmathematik ist dem Fachmann bekannt; für die vorliegende Erfindung wurde jedoch ein einzigartiger Satz, oder eine Familie, von Codesequenzen abgeleitet. Zuerst wird die Länge des linearen Rückkopplungs-Schieberegisters zum Erzeugen einer Codesequenz gewählt, und der Anfangswert des Registers wird als "seed" (Startparameter) bezeichnet. Zweitens wird die Beschränkung auferlegt, dass keine durch einen Codestartparameter erzeugte Codesequenz eine zyklische Verschiebung einer weiteren durch den gleichen Codestartparameter erzeugten Codesequenz sein darf. Schließlich darf keine von einem Startparameter erzeugte Codesequenz eine zyklische Verschiebung einer durch einen anderen Startparameter erzeugten Codesequenz sein.
Es wurde festgelegt, dass die Spreizcodelänge der Chipwerte der vorliegenden Erfindung die folgende ist: 128 × 233415 = 29877120 (1)
Die Spreizcodes werden durch Kombinieren einer linearen Sequenz der Periode 233415 und einer nicht linearen Sequenz der Periode 128 erzeugt.
Die nicht lineare Sequenz der Länge 128 ist als eine feste Sequenz implementiert, die in ein Schieberegister mit einer Rückkopplungsverbindung geladen wird. Die feste Sequenz kann durch eine m-Sequenz einer Länge 127 erzeugt werden, die mit einer zusätzlichen logischen 0, 1, oder einem Zufallswert versehen sein kann, wie das auf diesem Gebiet wohl bekannt ist.
Die lineare Sequenz der Länge L = 233415 wird durch die Verwendung einer Linear-Rückkopplungs-Schieberegister(LFSR)-Schaltung mit 36 Stufen erzeugt. Die Rückkopplungsverbindungen entsprechen einem irreduziblen Polynom h(n) des 36. Grads. Das Polynom h(x), das für die beispielhafte Ausführungsform der Erfindung gewählt wurde, ist wie folgt h(x) = x36 + x35 + x30 + x28 + x26 + x25 + x22 + x20 + x19 + x17 + x16 + x15 + x14 + x12 + x11 + x9 + x8 + x4 + x3 + x2 + 1 (2)
Es wird eine Gruppe von "Seed"-Werten für eine das Polynom h(x) der Gleichung (2) repräsentierende LFSR bestimmt, die Codesequenzen erzeugt, die zueinander fast orthogonal sind. Die erste Anforderung für die "Seed"-Werte (Startparameterwerte) ist, dass die Startparameterwerte nicht zwei Codesequenzen erzeugen, die einfach zyklische Verschiebungen voneinander sind.
Die vorliegende Erfindung weist ein Verfahren zum Erhöhen der Anzahl verfügbarer Startparameter zur Verwendung in einem CDMA-Kommunikationssystem dadurch auf, dass erkannt wird, dass bestimmte zyklische Verschiebungen der vorher bestimmten Codesequenzen gleichzeitig verwendet werden können. Die Umlaufzeit für die Zellengrößen und Bandbreiten der vorliegenden Erfindung ist weniger als 3000 Chips. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können genügend getrennte zyklische Verschiebungen einer Sequenz in der gleichen Zelle verwendet werden, ohne dass für einen Empfänger, der versucht, die Codesequenz festzustellen, eine Mehrdeutigkeit verursacht wird. Dieses Verfahren vergrößert den Satz zur Verwendung verfügbarer Sequenzen.
Durch Durchführung der zuvor beschriebenen Tests wurden durch numerische Berechnung insgesamt 3879 primäre Startparameter bestimmt. Diese Startparameter sind mathematisch gegeben als: dn modulo h(x) (3)wobei 3879 Werte von n im Anhang A aufgelistet sind, wobei d = (00, ...00111).
Wenn alle primären Startparameter bekannt sind, werden alle sekundären Startparameter der vorliegenden Erfindung aus den primären Startparametern dadurch abgeleitet, dass sie um 4095 Chips modulo h(x) verschoben werden. Nachdem eine Familie von Startparametern bestimmt wurde, werden diese Werte in einem Speicher gespeichert und bei Bedarf den logischen Kanälen zugewiesen. Nachdem er zugewiesen wurde, wird der Anfangsstartparameterwert einfach in LFSR geladen, um die dem Startparameter zugeordnete erforderliche Spreizcodesequenz zu erzeugen.
Epochen- und Subepochen-Strukturen
Die langen komplexen Spreizcodes, die für das beispielhafte System der vorliegenden Erfindung verwendet werden, haben eine Anzahl von Chips, nach denen sich der Code wiederholt. Die Wiederholungsperiode der Spreizsequenz wird eine Epoche genannt. Zum Abbilden der logischen Kanäle auf CDMA-Spreizcodes verwendet die vorliegende Erfindung eine Epochen- und Subepochen-Struktur. Die Codeperiode für den CDMA-Spreizcode zum Modulieren logischer Kanäle ist 29877120 Chips/Code-Periode, was die gleiche Anzahl von Chips für alle Bandbreiten ist. Die Codeperiode ist die Epoche der vorliegenden Erfindung, und Tabelle 2 definiert die Epochendauer für die unterstützten Chipraten. Zusätzlich sind zwei Unterepochen über die Spreizcodeepoche definiert, die 233415 Chips und 128 Chips lang sind.
Die 233415-Chip-Subepoche wird auch als lange Subepoche bezeichnet und wird zum Synchronisieren von Ereignissen der HF-Kommunikationsschnittstelle verwendet, wie zum Beispiel ein Verschlüsselungsschlüssel-Umschalten und das Wechseln vom globalen auf zugewiesene Codes. Die 128 Chips kurze Epoche wird zur Verwendung als eine zusätzliche Zeitabstimmungsreferenz definiert. Die höchste Symbolrate, die mit dem einzigen CDMA-Code verwendet wird, ist 64 ksym/s. Es gibt immer eine ganze Zahl von Chips in einer Symboldauer für die unterstützten Symbolraten 64, 32, 16 und 8 ksym/s. Tabelle 2: Bandbreiten, Chipraten und Epochen

* Zahlen in diesen Spalten sind auf 5 Stellen gerundet.

Zyklische Sequenzen des Standes der Technik werden unter Verwendung von Linear-Rückkopplungs-Schieberegister-(LFSR)-Schaltungen erzeugt. Dieses Verfahren erzeugt jedoch nicht Sequenzen gleicher Länge. Eine Ausführungsform des Spreizcodesequenzgenerators unter Verwendung der vorher erzeugten Code-Anfangsparameter ist in 2a, 2b und 2c gezeigt. Die vorliegende Erfindung verwendet ein 36-Stufen-LFSR 201 zum Erzeugen einer Sequenz der Periode N' = 233415 = 3³ × 5 × 7 × 13 × 19, was C_o in 2a ist. In den 2a, 2b und 2c repräsentiert das Symbol ⊕ eine binäre Addition (EXKLUSIV-ODER). Der wie oben konstruierte Sequenzgenerator erzeugt den phasengleichen und den um 90° phasenverschobenen Teil eines Satzes komplexer Sequenzen. Die Zapfverbindungen und der Anfangszustand des 36-Stufen-LFSR bestimmen die von dieser Schaltung erzeugte Sequenz. Die Zapfkoeffizienten des 36-Stufen-LFSR werden so bestimmt, dass die resultierenden Sequenzen die Periode 233415 haben. Hier ist zu bemerken, dass die in 2a gezeigten Zapfverbindungen dem in Gleichung (2) gegebenen Polynom entsprechen. Jede resultierende Sequenz wird dann durch eine binäre Addition mit der Sequenz C* der Länge 128 zum Erzeugen der Epochenperiode von 29877120 überlagert.
2b zeigt eine Vorwärtsregelungs-Schaltung (Feed Forward (FF)-Schaltung) 202, die im Codegenerator verwendet wird. Das Signal X[n – 1] wird von der Chipverzögerung 211 ausgegeben, und der Eingang der Chipverzögerung 211 ist X[n]. Der Codechip C[n] wird durch den logischen Addierer 212 auf dem Eingangssignal X[n] und X[n – 1] gebildet. 2c zeigt den gesamten Spreizcodegenerator. Aus dem LFSR 201 gehen Ausgangssignale durch eine Kette von bis zu 63 Einzel-Stufen-FFs 203, die wie gezeigt kaskadiert sind. Das Ausgangssignal einer jeden FF wird mit der kurzen geraden Codesequenz C*, die eine Periode 128 = 2⁷ hat, überlagert. Die kurze Codesequenz wird im Codespeicher 222 gespeichert und weist spektrale Eigenschaften einer Pseudozufallssequenz auf, um die Epoche N = 29877120 zu erhalten, wenn sie mit den von den FFs 203 erhaltenen Sequenzen kombiniert wird. Diese Sequenz von 128 wird durch die Verwendung einer m-Sequenz (PN-Sequenz) einer Länge 127 = 2⁷ – 1 und der Addition eines Bitwertes, wie zum Beispiel einer logischen 0, zur Sequenz zum Erhöhen der Länge auf 128 Chips, bestimmt. Die gerade Codesequenz C* wird in das Gerad-Code-Schieberegister 221 eingespeist, das ein zyklisches Register ist, das die Sequenz kontinuierlich ausgibt. Die kurze Sequenz wird dann mit der langen Sequenz unter Verwendung einer EXKLUSIV-ODER-Operation 213, 214, 220 kombiniert.
Wie in 2c gezeigt ist, werden bis zu 63 Spreizcodesequenzen C₀ bis C₆₃ durch Abgreifen der Ausgangssignale von FFs 203 und durch logisches Addieren der kurzen Sequenz C* in binären Addierern 213, 214 und 220, zum Beispiel, erzeugt. Einem Fachmann wird klar sein, dass die Implementierung von FF 203 einen kumulativen Verzögerungseffekt für die Codesequenzen erzeugen würde, die für jede FF-Stufe in der Kette erzeugt werden. Diese Verzögerung entsteht aufgrund der elektrischen Verzögerung von nicht Null in den elektronischen Komponenten der Implementierung. Die Zeitabstimmungsprobleme, die mit der Verzögerung zusammenhängen, können durch das Einfügen zusätzlicher Verzögerungselemente in die FF-Kette abgeschwächt werden. Eine beispielhafte FF-Kette mit zusätzlichen Verzögerungselementen ist in 2d gezeigt.
Die Codegeneratoren im beispielhaften System sind zum Erzeugen von entweder globalen Codes oder zugewiesenen Codes konfiguriert. Globale Codes sind CDMA-Codes, die von allen Benutzern des Systems empfangen oder gesendet werden können. Zugewiesene Codes sind CDMA-Codes, die für eine bestimmte Verbindung zugeteilt werden. Wenn eine Familie von Sequenzen, wie beschrieben, vom selben Generator erzeugt wird, wird nur der Anfangsparameter des 36-Stufen-LFSR spezifiziert. Sequenzen für alle globalen Codes werden unter Verwendung der gleichen LFSR-Schaltung erzeugt. Daher kann nach einer Synchronisierung einer SU mit dem globalen Pilotsignal von einer RCS und, nachdem die SU den Anfangsparameter für die LFSR-Schaltung für die Global-Kanal-Codes weiß, die SU nicht nur die Pilotsequenz, sondern auch alle anderen durch die RCS verwendeten globalen Codes erzeugen.
Das Signal, das auf HF aufwärts gemischt wird, wird wie folgt erzeugt. Die Ausgangssignale der obigen Schieberegisterschaltungen werden in eine antipodale Sequenz (0 wird auf +1 abgebildet, 1 wird auf –1 abgebildet) konvertiert. Die logischen Kanäle werden anfänglich auf QPSK-Signale konvertiert, die als Konstellationspunkte abgebildet werden, wie das in diesem Gebiet wohl bekannt ist. Die In-Phase- und Quadratur-Kanäle eines jeden QPSK-Signals bilden den reellen und den Imaginärteil des komplexen Datenwerts. In ähnlicher Weise werden zwei Spreizcodes zum Bilden komplexer Spreiz-Chipwerte verwendet. Die komplexen Daten und der komplexe Spreizcode werden zum Erzeugen eines Spreizspektrums-Datensignals multipliziert. In ähnlicher Weise werden zum Entspreizen die empfangenen komplexen Daten mit der Konjugierten des komplexen Spreizcodes zum Wiederherstellen der entspreizten Daten korreliert.
Kurze Codes
Kurze Codes werden für den anfänglichen Hochfahr-Vorgang verwendet, wenn eine SU auf eine RCS zugreift. Die Periode der kurzen Codes ist gleich der Symboldauer, und der Start einer jeden Periode ist mit einer Symbolgrenze ausgerichtet. Sowohl SU als auch RCS beziehen den reellen und den Imaginärteil der kurzen Codes von den letzten acht Vorwärtsregelungsabschnitten des die globalen Codes für diese Zelle erzeugenden Sequenzgenerators.
Die durch diese kurzen Codes repräsentierten Signale sind als Kurz-Zugriffs-Kanal-Piloten (SAXPTs) bekannt.
Abbildung logischer Kanäle auf Spreizcodes
Das exakte Verhältnis zwischen den Spreizcodesequenzen und den CDMA-Logikkanälen und Pilotsignalen ist in den Tabellen 3a und 3b dokumentiert. Diese Signalnamen, die mit "-CH" enden, entsprechen logischen Kanälen. Diese Signalnamen, die mit "-PT" enden, entsprechen den Pilotsignalen, die später noch im Einzelnen beschrieben werden.
Tabelle 3a: Spreizcodesequenzen und globale CDMA-Codes
Tabelle 3b: Spreizcodesequenzen und zugewiesene CDMA-Codes
Pilotsignale
Wie oben beschrieben, werden die Pilotsignale zur Synchronisation, Wiederherstellung der Trägerphase und zum Abschätzen der Impulsantwort des des Funkkanals verwendet. Die RCS 104 sendet eine Vorwärts-Verbindungs-Pilotträger-Referenz als eine komplexe Pilotcodesequenz zum Liefern einer Zeit- und Phasenreferenz für alle SUs 111, 112, 115, 117 und 118 in dem von ihr bedienten Bereich. Der Leistungspegel des globalen Pilotsignals (GLPT-Signals) wird zum Erzeugen einer angemessenen Abdeckung über den gesamten RCS-Dienstbereich gesetzt, wobei dieser Bereich von der Zellengröße abhängt. Da nur ein Pilotsignal in der Vorwärtsverbindung ist, ist die Verringerung der Systemkapazität aufgrund der Pilotenergie vernachlässigbar.
Die SUs 111, 112, 115, 117 und 118 senden jeweils eine Pilotträgerreferenz als eine quadraturmodulierte (Komplex-Wert)-Pilot-Spreizcodesequenz zum Liefern einer Zeit- und Phasenreferenz an die RCS für die Rückwärtsverbindung. Das von der SU ausgesendete Pilotsignal einer Ausführungsform der Erfindung ist um 6 dB schwächer als die Leistung des 32-KB/s POTS-Verkehrskanals. Der Rück-Pilotkanal wird mit APC gesteuert. Der einer bestimmten Verbindung zugeordnete Rückverbindungs-Pilot wird der zugewiesene Pilot (ASPT) genannt. Zusätzlich gibt es Zugangskanälen zugeordnete Pilotsignale. Diese werden als Lang-Zugangskanal-Piloten (LAXPTs) bezeichnet. Kurz-Zugangskanal-Piloten (SAXPTs) sind ebenfalls den Zugangskanälen zugeordnet und werden zur Spreizcode-Akquisition und zum anfänglichen Hochfahren verwendet.
Alle Pilotsignale werden aus komplexen Codes gebildet, wie unten definiert:
Die komplexen Pilotsignale werden durch Multiplikation mit konjugierten Spreizcodes entspreizt: {(C₂⊕C*) – j.( C₃⊕C*)}. Dagegen sind die Verkehrskanäle in der folgenden Form:
die dadurch eine auf π/4 Radianz gesetzte Konstellation in Bezug auf die Pilotsignalkonstellationen bilden.
Die GLPT-Konstellation ist in 3a gezeigt, und die TRCH_n-Verkehrskanalkonstellation ist in 3b gezeigt.
Logikkanalzuweisung der FBCH-, SBCH- und Verkehrskanäle
Der schnelle Rundsendekanal (Fast Broadcast Channel/FBCH) ist ein globaler Vorwärtsverbindungskanal, der zum Aussenden dynamischer Information über die Verfügbarkeit von Diensten und Zugriffskanälen (Access Channels /AXCHs verwendet wird. Nachrichten werden kontinuierlich über diesen Kanal versendet, und jede Nachricht dauert ungefähr eine ms. Die FBCH-Nachricht ist 16 Bit lang, wird kontinuierlich wiederholt und ist auf die Epoche ausgerichtet. Der FBCH ist wie in Tabelle 4 definiert formatiert.
Tabelle 4: FBCH-Format
Für den FBCH wird das Bit 0 zuerst gesendet. Eine Ampel entspricht einem Zugriffskanal (AXCH) und gibt an, ob der bestimmte Zugriffskanal derzeit in Verwendung (rotes Licht) oder nicht in Verwendung (grünes Licht) ist. Eine logische "1" zeigt an, dass die Ampel grün ist, und eine logische "0" zeigt an, dass die Ampel rot ist. Die Werte der Ampelbits können sich von Oktett zu Oktett ändern, und jede 16-Bit-Nachricht enthält verschiedene Dienst-Anzeigebits, welche die Typen von Diensten beschreiben, die für die AXCHs verfügbar sind.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet Dienstanzeigebits wie folgt, um die Verfügbarkeit von Diensten oder AXCHs anzuzeigen. Die Dienstanzeigerbits {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} zusammen genommen können eine vorzeichenlose binäre Zahl sein, wobei das Bit 4 das MSB und das Bit 15 das LSB ist. Jedes Diensttypinkrement hat eine zugeordnete nominelle Größe der erforderlichen Kapazität, und der FBCH sendet kontinuierlich die verfügbare Kapazität aus. Die ist so ausgelegt, dass sie einen maximalen Wert hat, der dem höchsten möglichen Dienstinkrement gleich ist. Wenn eine SU einen neuen Dienst oder eine Erhöhung der Anzahl von Trägern benötigt, vergleicht sie die erforderliche Kapazität zu der vom FBCH angegebenen Kapazität und betrachtet sich als blockiert, wenn die Kapazität nicht zur Verfügung steht. Der FBCH und die Verkehrskanäle sind auf die Epoche ausgerichtet.
Langsam-Sende-Informationsrahmen enthalten System- oder andere allgemeine Information, die allen SUs zur Verfügung steht, und Funkruf-Informationsrahmen enthalten Information über Rufanforderungen für bestimmte SUs. Langsam-Sende-Informationsrahmen und Funkruf-Informationsrahmen werden zusammen auf einem einzigen logischen Kanal multiplexiert, der den langsamen Sendekanal (SBCH) bildet. Wie schon vorher definiert, ist die Codeepoche eine Abfolge von 29877120 Chips mit einer Epochendauer, die von der in Tabelle 5 unten definierten Chiprate abhängt. Zur Ermöglichung der Energieeinsparung ist der Kanal in N "Schlaf"-Zyklen aufgeteilt, und jeder Zyklus ist in M Schlitze (Slots) eingeteilt, die 19 ms lang sind, außer für die 10,5-MHz-Bandbreite, die Schlitze von 18 ms aufweist.
Tabelle 5: SBCH-Kanal-Format
Schlafzyklusschlitz #1 wird immer zur Langsam-Sende-Information verwendet. Die Schlitze #2 bis #M-1 werden für Funkrufgruppen verwendet, außer wenn erweiterte Langsam-Sende-Information eingefügt wird. Das Muster von Zyklen und Schlitzen in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung läuft kontinuierlich bei 16 KB/s.
Innerhalb eines jeden Schlafzyklus schaltet die SU den Empfänger ein und akquiriert erneut den Pilotcode. Dann erreicht sie eine Trägersynchronisation in ausreichender Genauigkeit für eine zufriedenstellende Demodulation und Viterbi-Decodierung. Die Einschwingzeit zum Erreichen einer Trägersynchronisierung kann bis zu drei Schlitze lang sein. Zum Beispiel schaltet eine dem Schlitz #7 zugewiesene SU den Empfänger am Anfang von Schlitz #4 an. Da sie ihren Schlitz überwacht hat, erkennt die SU entweder ihre Funkrufadresse und hat eine Zugangsanforderung eingeleitet, oder sie hat ihre Funkrufadresse nicht erkannt, in welchem Fall sie zum Schlafmodus zurückkehrt.
Spreizcodenachführung und AMF-Erfassung in Mehrwegekanälen Spreizcodenachführung
Drei CDMA-Spreizcodenachführverfahren in Mehrwege-Schwund-Umgebungen sind beschrieben, welche die Codephase eines empfangenen Mehrwege-Spreizspektrumssignals verfolgen. Das erste besteht in der bekannten Nachführschaltung, die einfach die Spreizcodephase mit dem höchsten Detektor-Ausgangssignalwert verfolgt. Das zweite besteht in einer Nachführschaltung, die den Medianwert der Codephase der Gruppe von Mehrwegesignalen verfolgt, und das dritte besteht in einer Zentroid-Nachführschaltung, welche die Codephase eines optimierten, durch die Methode der kleinsten Vierecke gewichteten Durchschnitts der Mehrwege-Signalkomponenten verfolgt. Es folgt eine Beschreibung des Algorithmus, durch den die Spreizcodephase des empfangenen CDMA-Signals verfolgt wird.
Eine Nachführschaltung hat Betriebseigenschaften, die das Verhältnis zwischen dem Zeitfehler und der Steuerspannung aufzeigen, die einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) einer Spreizcodephasen-Nachführschaltung ansteuert. Wenn ein positiver Zeitfehler auftritt, erzeugt die Nachführschaltung eine negative Steuerspannung zum Ausgleichen des Zeitfehlers. Wenn ein negativer Zeitfehler auftritt, erzeugt die Nachführschaltung eine positive Steuerspannung zum Ausgleichen des Zeitfehlers. Wenn die Nachführschaltung einen Wert Null erzeugt, dann entspricht dieser Wert der perfekten Zeitausrichtung, die Synchronisationspunkt ("Lock-Point") genannt wird. 3 zeigt die grundlegende Nachführschaltung. Das empfangene Signal r(t) wird an das abgestimmte Filter 301 angelegt, was r(t) mit einer lokalen Codesequenz c(t) korreliert, die vom Codegenerator 303 erzeugt wurde. Das Ausgangssignal des abgestimmten Filters x(t) wird vom Sampler 302 abgegriffen, um Abtastungen x[nT] und x[nT + T/2] zu erzeugen. Die Abtastungen x[nT] und x[nT + T/2] werden von einer Nachführschaltung 304 dazu verwendet, um zu bestimmen, ob die Phase des Spreizcodes c(t) des Codegenerators 303 korrekt ist. Die Nachführschaltung 304 erzeugt ein Fehlersignal e(t) als ein Eingangssignal an den Codegenerator 303. Der Codegenerator 303 verwendet dieses Signal e(t) als ein Eingangssignal zum Abstimmen der von ihr erzeugten Codephase.
In einem CDMA-System wird das vom Referenz-Benutzer ausgesendete Signal in der Tiefpass-Repräsentation wie folgt geschrieben:
wobei c_k die Spreizcodekoeffizienten, P_Tc(t) die Spreizcode-Chipwellenform und T_c die Chipdauer repräsentiert. Unter der Annahme, dass der Referenz-Benutzer keine Daten sendet, so dass nur der Spreizcode den Träger moduliert. Gemäß 3 ist das empfangene Signal
Hier beruht a_i auf dem Schwundeffekt des Mehrwegekanals auf dem iten Pfad, und τ_i ist die Zufallszeitverzögerung, die dem gleichen Pfad zugeordnet ist. Der Empfänger lässt das empfangene Signal durch ein abgestimmtes Filter, das als Korrelationsempfänger implementiert und unten beschrieben ist. Dieser Betrieb erfolgt in zwei Schritten: Zuerst wird das Signal durch ein chipabgestimmtes Filter geleitet und zum Wiederherstellen der Spreizcode-Chipwerte abgegriffen, dann wird diese Chipsequenz mit der lokal erzeugten Codesequenz korreliert.
3c zeigt das Chip abgestimmte Filter 301, das mit der Chipwellenform P_Tc(t) abgestimmt ist, und den Sampler 302. Idealerweise ist das Signal x(t) am Ausgang des chipabgestimmten Filters
wobei g(t) = PTc(t) * hR(t) (7)
Hier ist h_R(t) die Impulsantwort des chipabgestimmten Filters und "*" bezeichnet die Faltung. Die Ordnung der Summen kann wie folgt umgeschrieben werden
wobei
Im oben beschriebenen Mehrwegekanal tastet der Sampler das Ausgangssignal des abgestimmten Filters zum Erzeugen von x(nT) an den Punkten maximaler Leistung von g(t) ab. In der Praxis ist jedoch die Wellenform g(t) beträchtlich verzerrt, was am Effekt des Mehrwegesignal-Empfangs liegt, und eine perfekte Zeitausrichtung des Signals ist nicht verfügbar.
Wenn die Mehrwegeverzerrung im Kanal vernachlässigbar ist und eine perfekte Abschätzung der Zeitabstimmung verfügbar ist, d.h. a₁ = 1, τ₁ = 0 und a_i = 0, i = 2, ..., M, ist das empfangene Signal r(t) = s(t). Dann wird bei diesem idealen Kanalmodell das Ausgangssignal des chipabgestimmten Filters
Wenn ein Mehrwegeschwund auftritt, ist jedoch die empfangene Spreizcode-Chipwert-Wellenform verzerrt und hat eine Anzahl lokaler Maxima, die sich von einem Abtastintervall zum anderen je nach den Kanaleigenschaften ändern können.
Bei Mehrwege-Schwund-Kanälen mit sich schnell ändernden Kanaleigenschaften ist es nicht praktikabel zu versuchen, das Maximum der Welle f(t) in jedem Chipperiodenintervall zu lokalisieren. Statt dessen kann eine Zeitreferenz von den Eigenschaften von f(t) erhalten werden, die sich vielleicht nicht zu schnell verändert. Es folgt eine Beschreibung von drei Nachführverfahren aufgrund unterschiedlicher Eigenschaften von f(t).
Bekanntes Spreizcode-Nachführverfahren:
Bei bekannten Nachführverfahren wird eine Codenachführschaltung verwendet, welche die Zeit festzustellen versucht, wann der maximale Ausgangswert des abgestimmten Filters der Chipwellenform auftritt, und das Signal entsprechend abzutasten. In Mehrwege-Schwund-Kanälen kann die vom Empfänger entspreizte Codewellenform jedoch eine Anzahl lokaler Maxima aufweisen, was speziell in einer mobilen Umgebung der Fall ist. Im Folgenden repräsentiert f(t) die empfangene Signalwellenform des Spreizcodechips, der mit der Kanalimpulsantwort gefaltet ist. Die Frequenzantwortkennlinie von f(t) und das Maximum dieser Kennlinie kann sich ziemlich schnell verändern, wodurch ein Nachführen des Maximums von f(t) impraktikabel wird.
τ sei die Zeitschätzung, welche die Nachführschaltung während eines bestimmten Abtastintervalls berechnet. Außerdem sei die folgende Fehlerfunktion definiert
Die Nachführschaltungen des Standes der Technik berechnen einen Wert des Eingangssignals, der den Fehler ε minimiert. So kann man Folgendes schreiben
Angenommen, f(τ) hat in den angegebenen Werten eine glatte Form, dann minimiert der Wert von τ, für den f(τ) ein Maximum ist, den Fehler ε, so dass die Nachführschaltung das Maximum von f(t) verfolgt.
Median-Gewichtungs-Wert-Nachführverfahren:
Das Median-Gewichtungs-Wert-Nachführverfahren einer erfindungsgemäßen Ausführungsform minimiert den absolut gewichteten Wert, der wie folgt definiert ist ε = ∫∞–∞ |t – τ|f(t)dt (13)
Dieses Nachführverfahren berechnet den "Median"-Signalwert von f(t) durch Sammeln von Information aus allen Pfaden, wobei f(τ) wie in Gleichung 9 ist. In einer Mehrwege-Schwund-Umgebung kann die Wellenform f(t) mehrere lokale Maxima, jedoch nur einen Median haben.
Zum Minimieren von ε wird die Gleichung (13) nach τ abgeleitet, und das Ergebnis wird mit Null gleichgesetzt, was Folgendes ergibt ∫τ–∞ f(t)dt =∫∞τ f(t)dt (14)
Der Wert von τ, der (14) erfüllt, wird der "Median" von f(t) genannt. Daher verfolgt das Median-Nachführverfahren der vorliegenden Ausführungsform den Median f(t). 4 zeigt eine Implementierung der Nachführschaltung auf der Grundlage des Minimierens des absolut gewichteten Fehlers, der oben definiert ist. Das Signal x(t) und seine um einen halben Chip versetzte Version x(t + T/2) werden durch den A/D 401 mit einer Rate von 1/T abgetastet. Die folgende Gleichung bestimmt die Betriebskennlinie der Schaltung in 4:
Das Nachführen des Medians einer Gruppe von Mehrwegsignalen hält die empfangene Energie der Mehrwegsignalkomponenten im Wesentlichen gleich auf der frühen und späten Seite des Medianpunkts der korrekten lokal erzeugten Spreizcodephase c_n. Die Nachführschaltung besteht aus einem A/D- Wandler 401, der ein Eingangssignal x(t) zum Bilden der um einen halben Chip versetzten Abtastungen abtastet. Die um einen halben Chip versetzten Abtastungen werden alternativ in gerade Abtastungen, die als früher Satz von Abtastungen x(nT + τ), und ungerade Abtastungen, die als später Satz von Abtastungen x(nT + (T/2) + τ) bezeichnet werden, gruppiert. Das erste korrelationsbankadaptive angepasste Filter 402 multipliziert jede frühe Abtastung mit den Spreizcodephasen c(n + 1), c(n + 2), ..., c(n + L), wobei L im Vergleich zur Codelänge klein ist und ungefähr gleich der Anzahl von Chips Verzögerung zwischen dem frühesten und dem spätesten Mehrwegesignal ist. Das Ausgangssignal eines jeden Korrelators wird an eine entsprechende erste Sum-and-Dump-Bank 404 angelegt. Die Größen der Ausgangswerte der L Sum-and-Dumps werden im Rechner 406 berechnet und dann im Summierer 408 summiert, wodurch sich ein Ausgangswert ergibt, der zur Signalenergie in der frühen Mehrwegesignalen proportional ist. In ähnlicher Weise verfährt ein zweites korrelationsbankadaptives abgestimmtes Filter 403 mit den späten Abtastungen, wobei Codephasen c(n – 1), c(n – 2), ..., c(n – L) verwendet werden, und jedes Ausgangssignal wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung in einem Integrator 405 angelegt. Die Größen L Sum-and-Dump-Ausgangssignale werden in einem Rechner 407 berechnet und dann im Summierer 409 summiert, wobei sich ein Wert für die späte Mehrwegesignalenergie ergibt. Schließlich berechnet der Subtraktor 410 die Differenz und erzeugt das Fehlersignal e(t) des frühen und späten Signalenergiewertes.
Die Nachführschaltung passt mittels des Fehlersignals e(τ) die lokal erzeugten Codephasen c(t) an, so dass die Differenz zwischen den frühen und späten Werten gegen Null tendiert.
Zentroid-Nachführverfahren
Eine weitere Spreizcodenachführschaltung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird als quadratgewichtete Nachführschaltung oder Zentroid-Nachführschaltung bezeichnet. Wenn τ zum Benennen der Zeitschätzung definiert ist, welche die Nachführschaltung auf der Grundlage einer Kennlinie von f(t) berechnet, minimiert die Zentroid-Nachführschaltung den wie folgt definierten quadratgewichteten Fehler: ε = ∫∞–∞ |t – τ|2f(t)dt (16)
Diese Funktion im Innern des Integrals hat eine quadratische Form, welche ein einziges Minimum aufweist. Der Wert von τ, der ε minimiert, kann durch Ableiten der obigen Gleichung nach τ und einer Gleichsetzung mit Null bekommen werden, wodurch sich Folgendes ergibt: ∫∞–∞ (–2t + 2τ)f(t)dt = 0 (17)
Daher ist der Wert von τ, der die Gleichung (21) erfüllt
die Zeitschätzung, die die Nachführschaltung berechnet, wobei β ein konstanter Wert ist.
Auf der Grundlage dieser Beobachtungen ist eine Ausführung einer beispielhaften Nachführschaltung, welche den quadratgewichteten Fehler minimiert, in 5 gezeigt. Durch die folgende Gleichung wird das Fehlersignal e(τ) der Zentroid-Nachführschaltung bestimmt:
Der Wert, welcher e(τ) = 0 erfüllt, ist die optimierte Zeitschätzung.
Die frühe und späte Mehrwegesignalenergie auf jeder Seite des Zentroidpunkts sind gleich. Die in 5 gezeigte Zentroid-Nachführschaltung besteht aus einem A/D-Wandler 501, der ein Eingabesignal x(t), wie oben anhand von 4 beschrieben, zum Bilden der um einen halben Chip versetzten Abtastungen abtastet. Die um einen halben Chip versetzten Abtastungen werden abwechselnd als ein früher Satz von Abtastungen x(nT + τ) und ein später Satz von Abtastungen x(nT + (T/2) + τ) gruppiert. Das erste korrelationsbankadaptiv angepasste Filter 502 multipliziert jede frühe Abtastung und jede späte Abtastung mit den positiven Spreizcodephasen c(n + 1), c(n + 2), ..., c(n + L), wobei L im Vergleich zur Codelänge klein und ungefähr gleich zur Anzahl von Chips Verzögerung zwischen dem frühesten und dem spätesten Mehrwegesignal ist. Das Ausgangssignal eines jeden Korrelators wird an eine entsprechende der L Sum-and-Dump-Schaltungen der ersten Sum-and-Dump-Bank 504 angelegt. Der Größenwert einer jeden Sum-and-Dump-Schaltung der Sum-and-Dump-Bank 504 wird durch den entsprechenden Rechner in der Rechnerbank 506 berechnet und an einen entsprechenden Gewichtungsverstärker der ersten Gewichtungsbank 508 angelegt. Das Ausgangssignal eines jeden Gewich tungsverstärkers repräsentiert die gewichtete Signalenergie in einem Mehrwege-Komponenten-Signal.
Die gewichteten frühen Mehrwegesignalenergiewerte werden in einem Abtastungsaddierer 510 summiert, wodurch sich ein Ausgabewert ergibt, der zur Signalenergie in der Gruppe von Mehrwegesignalen proportional ist, welche den positiven Codephasen entsprechen, die die frühen Mehrwegesignale sind. In ähnlicher Weise bearbeitet ein zweites korrelationsbankadaptives abgestimmtes Filter 503 die frühen und späten Abtastungen, wobei die negativen Spreizcodephasen c(n – 1), c(n – 2), ..., c(n – L) verwendet werden; jedes Ausgangssignal wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung des diskreten Integrators 505 geleitet. Der Größenwert der L Sum-and-Dump-Ausgangssignale wird durch den entsprechenden Rechner der Rechnerbank 507 berechnet und in der Gewichtungsbank 509 gewichtet. Die gewichteten späten Mehrwegesignalenergiewerte werden im Abtastungsaddierer 511 summiert, wobei sich ein Energiewert für die Gruppe von Mehrwegesignalen ergibt, der den negativen Codephasen entspricht, welche die späten Mehrwegesignale sind. Schließlich berechnet der Subtrahierer 512 die Differenz der frühen und späten Signalenergiewerte zum Erzeugen eines Fehlerabtastwerts e(τ).
Die Nachführschaltung von 5 erzeugt ein Fehlersignal e(τ), das zum Abstimmen der lokal erzeugten Codephase c(nT) verwendet wird, um die gewichtete durchschnittliche Energie in den frühen und späten Mehrwegesignalgruppen gleich zu halten. Die gezeigte Ausführungsform verwendet Gewichtungswerte, die größer werden, wenn der Abstand vom Zentroid größer wird. Die Signalenergie in den frühesten und spätesten Mehrwegesignalen ist wahrscheinlich geringer als die Mehrwegesignalwerte in der Nähe des Zentroids. Folglich ist die von dem Addierer 510 berechnete Differenz gegenüber Veränderungen der Verzögerung der frühesten und spätestens Mehrwegesignale empfindlicher.
Quadratischer Detektor zur Nachführung
In einem weiteren beispielhaften Nachführverfahren stimmt die Nachführschaltung die Abtastphase so ab, dass sie "optimal" und im Mehrwegeverfahren robust ist. Wenn f(t) die empfangene Signalwellenform in Gleichung (9) oben repräsentiert, startet das bestimmte Verfahren zum Optimieren mit einer verzögerungssynchronen Schleife mit einem Fehlersignal e(τ), das die Schleife ansteuert. Die Funktion e(τ) muss nur einen Nullübergang bei τ = τ₀ haben, wobei τ₀ optimal ist. Die optimale Form für e(τ) ist die kanonische Form:
wobei w(t, τ) eine Gewichtungsfunktion ist, die f(t) zum Fehler e(τ) in Beziehung bringt, und das Folgende trifft ebenfalls zu
Aus Gleichung (21) folgt, dass w(t, τ) äquivalent zu w(t – τ) ist. Man betrachte die Steigung M des Fehlersignals in der Nachbarschaft eines Verriegelungspunkts (Synchronisationspunkt) τ₀:
wobei w'(t, τ) die Ableitung von w(t, τ) nach τ und g(t) der Durchschnitt von |f(t)|² ist.
Der Fehler e(τ) hat einen deterministischen Teil und einen Rauschteil. Wenn z die Rauschkomponente in e(τ) bezeichnet, dann ist |z|² die durchschnittliche Rauschleistung in der Fehlerfunktion e(τ). Folglich maximiert die optimale Nachführschaltung das Verhältnis
Es folgt eine Beschreibung der Implementierung des Quadratdetektors. Der diskrete Fehlerwert e eines Fehlersignals e(τ) wird durch Durchführung der folgenden Operation erzeugt: e = yTBy (24)wobei der Vektor y die empfangenen Signalkomponenten yi, i = 0, 1, ... L – 1 repräsentiert, wie in 5b gezeigt. Die Matrix B ist eine L-mal-L-Matrix, und die Elemente werden durch eine Berechnung von Werten bestimmt, so dass das Verhältnis F von Gleichung (26) maximiert wird.
Bestimmung des benötigten Minimalwerts von L:
Der Wert von L im vorhergehenden Abschnitt bestimmt die minimale Anzahl von Korrelatoren und Sum-and-Dump-Elementen. L wird so klein wie möglich gewählt, ohne dass dadurch die Funktionalität der Nachführschaltung beeinträchtigt wird.
Die Mehrwege-Kennlinie des Kanals ist so, dass die empfangene Chip-Wellenform f(t) über QT_c Sekunden gespreizt wird, oder die Mehrwege-Komponenten nehmen einen Zeitraum von Q Chips Dauer ein. Der gewählte Wert von L ist L = Q. Q wir durch ein Messen der bestimmten HF-Kanal-Sendeeigenschaften zum Bestimmen der frühesten und spätesten Mehrwege-Komponenten-Signalpropagationsverzögerung ermittelt. QT_c ist die Differenz zwischen der frühesten und spätesten Mehrwege-Komponenten-Ankunftszeit bei einem Empfänger.
Der oben beschriebene Quadratdetektor kann zum Implementieren des oben anhand von 5a beschriebenen Zentroid-Nachführsystems verwendet werden. Für diese Implementierung ist der Vektor y das Ausgangssignal der Sum-and-Dump-Schaltungen 504: y = {f(τ – LT), f(τ – LT + T/2), f(τ – (L – 1)T), ••• f(τ), f(τ + T/2), f(τ + T), ••• f(τ + LT)}, und die Matrix B ist in Tabelle 6 angegeben.
Tabelle 6: B-Matrix für quadratische Form des Zentroid-Nachführsystems
Adaptiver Vektorkorrelator
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet einen adaptiven Vektorkorrelator (AVC) zum Schätzen der Kanal-Impulsantwort und zum Erhalten eines Referenzwerts zum kohärenten Kombinieren empfangener Mehrwege-Signalkomponenten. Die beschriebene Ausführungsform verwendet ein Feld von Korrelatoren zum Schätzen der die jeweiligen Mehrwegekomponente beeinflussenden komplexen Kanalantwort. Der Empfänger gleicht die Kanalantwort aus und kombiniert die empfangenen Mehrwege-Signalkomponenten kohärent. Dieses Verfahren wird als Maximal-Verhältnis-Kombinieren bezeichnet.
Gemäß 6 führt das Eingangssignal x(t) in das System Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignale der Nachrichtenkanäle, thermisches Rauschen und Mehrwegesignale des Pilotsignals ein. Das Signal wird an den AVC 601 geleitet, der in der beispielhaften Ausführungsform eine Entspreizungseinrichtung 602, eine Kanalschätzeinrichtung zum Schätzen der Kanalantwort 604, eine Korrektureinrichtung zur Korrektur eines Signals gegen Auswirkungen der Kanalantwort 603 und einen Addierer 605 aufweist. Die AVC-Entspreizungseinrichtung 602 besteht aus mehreren Codekorrelatoren, wobei jeder Korrelator eine andere Phase des Pilotcodes c(t) verwendet, der vom Pilotcodegenerator 608 erzeugt wird. Das Ausgangssignal dieser Entspreizungseinrichtung entspricht einem Rauschleistungspegel, wenn die Phase des lokalen Pilotcodes der Entspreizungseinrichtung nicht mit dem Eingangscodesignal phasengleich ist. Alternativ entspricht es einem empfangenen Pilotsignalleistungspegel plus Rauschleistungspegel, wenn die Phasen des Eingangspilotcodes und des lokal erzeugten Pilotcodes die gleichen sind. Die Ausgangssignale der Korrelatoren der Entspreizungseinrichtung werden hinsichtlich der Kanalantwort durch die Korrektureinrichtung 603 korrigiert und an den Addierer 605 angelegt, der die gesamte Mehrwege-Pilotsignalleistung sammelt. Die Kanalantwort-Schätzeinrichtung 604 empfängt das kombinierte Pilotsignal und die Ausgangssignale der Entspreizungseinrichtung 602 und liefert ein Kanalantwort-Schätzsignal w(t) an die Korrektureinrichtung 603 des AVC, und das Schätzsignal w(t) steht ebenfalls dem adaptiven abgestimmten Filter (AMF), das unten beschrieben ist, zur Verfügung. Das Ausgangssignal der Entspreizungseinrichtung 602 wird ebenfalls an die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung 606 geliefert, die auf der Grundlage eines bestimmten Algorithmus, wie zum Beispiel eines sequenziellen Wahrscheinlichkeitsverhältnistests (SPRT) bestimmt, ob die anwesenden Ausgangspegel der Entspreizungsschaltungen der Synchronisation des lokal erzeugten Codes mit der erwünschten Eingangscodephase entsprechen. Wenn der Detektor keine Synchronisation feststellt, dann sendet die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung ein Steuersignal a(t) an den lokalen Pilotcodegenerator 608 zum Verschieben seiner Phase um eine oder mehrere Chipperioden. Wenn eine Synchronisation gefunden wurde, informiert die Akquisitions-Entscheidungseinrichtung die Nachführschal tung 607, die eine enge Synchronisation zwischen der empfangenen und der lokal erzeugten Codesequenz erreicht und aufrecht erhält.
Eine beispielhafte Implementierung des Pilot-AVC, der zum Entspreizen des Pilotspreizcodes verwendet wird, ist in 7 gezeigt. Bei der beschriebenen Ausführungsform wird angenommen, dass das Eingangssignal x(t) mit einer Abtastperiode T zum Bilden von Abtastungen x(nT + τ) abgetastet wurde und aus Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignalen aus Nachrichtenkanälen, thermischem Rauschen und Mehrwegesignalen des Pilotcodes zusammengesetzt ist. Das Signal x(nT + τ) wird an L Korrelatoren angelegt, wobei L die Anzahl von Codephasen ist, über die die Unsicherheit innerhalb des Mehrwegesignals existiert. Jeder Korrelator 701, 702, 703 weist einen Multiplikator 704, 705, 706 auf, der das Eingangssignal mit einer bestimmten Phase des Pilotchipcodesignals c((n + i)T) multipliziert, und Sum-and-Dump-Schaltungen 708, 709, 710. Das Ausgangssignal des jeweiligen Multiplizierers 704, 705, 706 wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 708, 709, 710 zum Durchführen eines diskreten Integrals angelegt. Vor dem Summieren der in den Ausgangssignalen der Korrelatoren enthaltenen Signalenergie kompensiert der AVC die Kanalantwort und die Trägerphasenrotation der verschiedenen Mehrwegesignale. Jedes Ausgangssignal eines jeden Sum-and-Dumps 708, 709, 710 wird mit einem Derotationszeiger [komplexe Konjugation von ep(nT)] aus der digitalen Phasenregelschleife (Digital Phase Locked Loop/DPLL) 721 durch den entsprechenden Multiplizierer 714, 715, 716 zur Berücksichtigung der Phasen- und Frequenzverschiebung des Trägersignals multipliziert. Der Pilot-RAKE AMF berechnet die Gewichtungsfaktoren wk, k = 1, ..., L für das jeweilige Mehrwegesignal durch Einleiten des Ausgangssignals eines jeden Multiplizierers 714, 715, 716 durch ein Tiefpassfilter (LPF) 711, 712, 713. Jedes entspreizte Mehrwegesignal wird mit seinem entsprechenden Gewichtungsfaktor in einem entsprechenden Multiplizierer 717, 718, 719 multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 717, 718, 719 werden in einem Master-Addierer 720 summiert, und das Ausgangssignal p(nT) des Akkumulators 720 besteht aus den kombinierten entspreizten Mehrwege-Pilotsignalen im Rauschen. Das Ausgangssignal p(nT) wird ebenfalls in die DPLL 721 geleitet, um das Fehlersignal ep(nT) zum Nachführen der Trägerphase zu erzeugen.
Die 8a und 8b zeigen alternative Ausführungsformen des AVC, die zum Erfassen und Mehrwege-Signal-Komponenten-Kombinierung verwendet werden können. Die Nachrichtensignal-AVCs der 8a und 8b verwenden vom Pilot-AVC erzeugte Gewichtungsfaktoren zum Korrigieren der Nachrichten-Daten-Mehrwege-Signale. Das Spreizcodesignal c(nT) ist die Spreizsequenz, die von einem bestimmten Nachrichtenkanal verwendet wird, und ist mit dem Pilotspreizcodesignal synchron. Der Wert L ist die Anzahl von Korrelatoren in der AVC-Schaltung.
Die Schaltung von 8a berechnet die Entscheidungsvariable Z, die durch den folgenden Ausdruck gegeben ist
wobei N die Anzahl von Chips im Korrelationsfenster ist. In äquivalenter Weise ist die Entscheidungsstatistik gegeben durch
Die alternative Implementierung, die aus Gleichung (29) resultiert, ist in 8b gezeigt.
Gemäß 8a wird das Eingangssignal x(t) zum Bilden von x(nT + τ) abgetastet und setzt sich aus Interferenzrauschen anderer Nachrichtenkanäle, Mehrwegesignalen von Nachrichtenkanälen, thermischem Rauschen und Mehrwegesignalen des Pilotcodes zusammen. Das Signal x(nT + τ) wird an L Korrelatoren angelegt, wobei L die Anzahl von Codephasen ist, über die die Unsicherheit in den Mehrwegesignalen existiert. Jeder Korrelator 801, 802, 803 enthält einen Multiplizierer 804, 805, 806, welcher das Eingangssignal mit einer bestimmten Phase des Nachrichtenkanal-Spreizcodesignals multipliziert, und eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 808, 809, 810. Das Ausgangssignal eines jeden Multiplizierers 804, 805, 806 wird an eine entsprechende Sum-and-Dump-Schaltung 808, 809, 810 angelegt, die eine diskrete Integrierung durchführt. Vor dem Summieren der in den Ausgangssignalen der Korrelatoren ent haltenen Signalenergie kompensiert der AVC die unterschiedlichen Mehrwegesignale. Jedes entspreizte Mehrwegesignal und sein entsprechender Gewichtungsfaktor, der aus dem entsprechenden Mehrwege-Gewichtungsfaktor des Pilot-AVC erhalten wird, wird in einem entsprechenden Multiplizierer 817, 818, 819 multipliziert. Die Ausgangssignale des Multiplizierers 817, 818, 819 werden in einem Master-Addierer 820 summiert, und das Ausgangssignal z(nT) des Akkumulators 820 besteht aus abgetasteten Pegeln eines entspreizten Nachrichtensignals im Rauschen.
Die alternative Ausführungsform der Erfindung weist eine neue Implementierung der AVC-Entspreizungsschaltung für die Nachrichtenkanäle auf, welche das Sum-and-Dump für jede Mehrwege-Signal-Komponente gleichzeitig ausführt. Der Vorteil dieser Schaltung liegt darin, dass nur eine Sum-and-Dump-Schaltung und nur ein Addierer nötig sind. Gemäß 8b liefert der Nachrichtencodesequenzgenerator 830 eine Nachrichtencodesequenz an das Schieberegister 831 der Länge L. Das Ausgangssignal eines jeweiligen Registers 832, 833, 834, 835 des Schieberegisters 831 entspricht der in der Phase um einen Chip verschobenen Nachrichtencodesequenz. Der Ausgabewert eines jeden Registers 832, 833, 834, 835 wird in den Multiplizierern 836, 837, 838, 839 mit dem entsprechenden Gewichtungsfaktor w_k, k = 1, ..., L multipliziert, der vom Pilot-AVC erhalten wurde. Die Ausgangssignale der L Multiplizierer 836, 837, 838, 839 werden durch die Addierschaltung 840 summiert. Das Addierschaltungs-Ausgangssignal und das Empfänger-Eingangssignal x(nT + τ) werden dann in Multiplizierer 841 multipliziert und durch die Sum-and-Dump-Schaltung 842 zum Erzeugen eines Nachrichtensignals z(nT) integriert.
Eine dritte Ausführungsform des adaptiven Vektorkorrelators ist in 8c gezeigt. Die hier gezeigte Ausführungsform verwendet die Statistik der kleinsten Quadrate (LMS) zum Implementieren des Vektorkorrelators und bestimmt die Denotations-Faktoren für jede Mehrwegekomponente vom empfangenen Mehrwegesignal. Der AVC von 8c ist der beispielhaften Implementation des Pilot-AVC ähnlich, der zum Entspreizen des Pilotspreizcodes verwendet wird, der in 7 gezeigt ist. Die digitale Phasenregelschleife 721 wird durch die Phasenregelschleife 850 ersetzt, die einen spannungsgesteuerten Oszillator 851, Schleifenfilter 852, Begrenzer 853 und einen Imaginärkomponentenseparator 854 aufweist. Die Differenz zwischen dem korrigierten entspreizten Ausgangs signal dos und einem idealen entspreizten Ausgangssignal wird durch den Addierer 855 geliefert, und das Differenzsignal ist ein entspreizter Fehlerwert ide, der durch die Rotations-Schaltungen zum Ausgleichen von Fehlern in den Denotations-Faktoren weiter verwendet wird.
In einer Mehrwege-Signalumgebung wird die Signalenergie eines übertragenen Symbols über die Mehrwege-Signalkomponenten verteilt. Der Vorteil einer Mehrwege-Signaladdition ist der, dass ein wesentlicher Teil der Signalenergie in einem Ausgangssignal vom AVC wieder hergestellt wird. Folglich hat eine Erfassungsschaltung ein Eingangssignal vom AVC mit einem höheren Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (SNR), und kann so die Anwesenheit eines Symbols mit einer niedrigeren Bitfehlerrate (BER) erfassen. Zusätzlich liefert die Messung des Ausgangssignals des AVC eine gute Anzeige für die Sendeleistung des Senders und ein gutes Maß für das Interferenzrauschen des Systems.
Adaptives abgestimmtes Filter
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist ein adaptives abgestimmtes Filter (Adaptive Matched Filter/AMF) zum optimalen Kombinieren der Mehrwege-Signalkomponenten in einem empfangenen Spreizspektrums-Nachrichtensignal auf. Das AMF ist eine gezapfte Verzögerungsleitung, die verschobene Werte des abgetasteten Nachrichtensignals enthält und diese nach einer Korrektur der Kanalantwort kombiniert. Die Korrektur der Kanalantwort wird unter Verwendung der Kanalantwortabschätzung durchgeführt, die im AVC berechnet wurde, der das Pilot-Sequenzsignal bearbeitet. Das Ausgangssignal des AMF ist die Kombination der Mehrwegekomponenten, die zum Ergeben eines Maximalwerts summiert werden. Diese Kombination korrigiert die Verzerrung des Mehrwege-Signalempfangs. Die verschiedenen Nachrichten-Entspreizungsschaltungen verarbeiten dieses kombinierte Mehrwege-Komponenten-Signal vom AMF.
8d zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des AMF. Das abgetastete Signal vom A/D-Wandler 870 wird an die L-Stufen-Verzögerungsleitung 872 angelegt. Jede Stufe dieser Verzögerungsleitung 872 enthält das einer anderen Mehrwege-Signalkomponente entsprechende Signal. Eine Korrektur der Signalantwort wird an jede verzögerte Signalkomponente durch Multiplizieren der Komponente im entsprechenden Multiplizierer der Multipliziererbank 874 mit dem entsprechenden Gewichtungsfaktor w₁, w₂, ... w_L vom AVC entsprechend der verzögerten Signalkomponente angelegt. Alle gewichteten Signalkomponenten werden im Addierer 876 zum Ergeben des kombinierten Mehrwege-Komponentensignals y(t) summiert.
Das kombinierte Mehrwege-Komponentensignal y(t) enthält nicht die Korrektur aufgrund der Phase und der Frequenzverschiebung des Trägersignals. Die Korrektur der Phasen- und Frequenzverschiebung des Trägersignals wird an y(t) durch Multiplizieren von y(t) mit der Trägerphase und der Frequenzkorrektur (Denotations-Zeiger) im Multiplizierer 878 vorgenommen. Die Phasen- und Frequenzkorrektur wird vom AVC wie zuvor beschrieben erzeugt. 8d zeigt, dass die Korrektur vor den Entspreizungsschaltungen 880 durchgeführt wird, doch können alternative Ausführungsformen der Erfindung die Korrektur auch nach den Entspreizungsschaltungen anwenden.
Die Funk-Trägerstation (Radio Carrier Station/RCS)
Die Funk-Trägerstation (RCS) der vorliegenden Erfindung hat die Funktion einer zentralen Schnittstelle zwischen der SU und dem entfernten Verarbeitungs-Steuernetzwerkelement, wie zum Beispiel einer Funk-Verteilereinheit (Radio Distribution Unit/RDU). Die Schnittstelle zur RDU der vorliegenden Ausführungsform folgt dem Standard G.704 und einer Schnittstelle nach einer modifizierten Version von DECT V5.1, doch kann die vorliegende Erfindung eine beliebige Schnittstelle unterstützen, die Rufsteuerungs- und Verkehrskanäle austauschen kann. Die RCS empfängt Informationskanäle von der RDU, einschließlich Rufsteuerungsdaten und Verkehrskanaldaten, wie zum Beispiel, jedoch darauf nicht eingeschränkt, 32-KB/s-ADPCM, 64-KB/s-PCM und ISDN sowie Systemkonfigurations- und Wartungsdaten. Die RCS beendet auch die CDMA-Funk-Schnittstellen-Trägerkanäle mit SUs, wobei diese Kanäle sowohl Steuerungsdaten als auch Verkehrskanaldaten enthalten. In Reaktion auf die Anruf-Steuerungsdaten entweder von der RDU oder einer SU weist die RCS Verkehrskanäle an Trägerkanäle auf der RF-Kommunikationsverbindung zu und stellt eine Kommunikationsverbindung zwischen der SU und dem Telefonnetz durch eine RDU her.
Wie in 9 gezeigt, empfängt die RCS Anrufsteuerungs- und Nachrichten-Informationsdaten in den MUXs 905, 906 und 907 über Schnittstellenleitungen 901, 902 und 903. Auch wenn das E1-Format gezeigt ist, können andere ähnliche Telekommunikationsformate in der gleichen Weise unterstützt werden, wie unten beschrieben ist. Jeder MUX stellt über die PCM-Multiplexleitung 910 eine Verbindung zum Wireless Access Controller (WAC) 920 bereit. Das in 1 gezeigte beispielhafte System verwendet zwar eine E1-Schnittstelle, doch ist auch vorgesehen, dass andere Typen von Telefonleitungen verwendet werden können, die mehrfach Anrufe leiten können, wie zum Beispiel T1-Leitungen oder Leitungen, die eine Schnittstelle zu einer privaten Nebenstellenanlage (Private Branch Exchange/PBX) bilden.
Der Wireless Access Controller (WAC) 920 ist der RCS-Systemcontroller, der Anrufsteuerfunktionen und die Verbindung von Datenströmen zwischen den MUXs 905, 906, 907 und den Modem-Schnittstelleneinheiten (MIUs) 931, 932, 933 verwaltet. Der WAC 920 steuert und überwacht auch andere RCS-Elemente, wie zum Beispiel den VDC 940, RF 950 und Leistungsverstärker 960.
Ein Niedergeschwindigkeitsbus 912 ist an den WAC 920 angeschlossen, um Steuer- und Statussignale zwischen dem HF-Sender/Empfänger 950, VDC 940, HF 950 und dem Leistungsverstärker 960 zu übertragen, wie in 9 gezeigt ist. Die Steuersignale werden vom WAC 920 zum Freischalten oder Sperren des HF-Senders/Empfängers 950 oder Leistungsverstärkers 960 gesendet, und die Statussignale werden vom HF-Sender/Empfänger 950 oder Leistungsverstärker 960 zum Überwachen der Anwesenheit einer Fehlerbedingung gesendet.
Die beispielhafte RCS enthält mindestens eine MIU 931, die in 10 gezeigt ist und nun im Detail beschrieben wird. Die MIU der beispielhaften Ausführungsform weist sechs CDMA-Modems auf, die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Anzahl von Modems eingeschränkt. Die MIU weist eine System-PCM-Multiplexleitung 1201 auf, die an jedes der CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 über eine PCM-Schnittstelle 1220 angeschlossen ist, einen Steuer-Kanalbus 1221, der mit dem MIU-Controller 1230 und den jeweiligen CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1213 verbunden ist, einen MIU-Taktsignalgenerator (CLK) 1231 und einen Modem-Ausgangssignalkombinierer 1232. Die MIU verleiht der RCS die folgenden Funktionen: Der MIU-Controller empfängt CDMA-Kanal-Zuweisungsbefehle vom WAC und weist ein Modem einem Benutzer-Informationssignal zu, das an die Leitungsschnittstelle des MUX angelegt wird, und ein zweites Modem zum Empfangen des CDMA-Kanals von der SU; au ßerdem kombiniert sie die CDMA-Sende-Modemdaten für jedes der MIU-CDMA-Modems; sie multiplexiert I- und Q-Sendenachrichtdaten von den CDMA-Modems zum Senden an den VDC; sie empfängt analoge I- und Q-Empfangsnachrichtendaten vom VDC; sie verteilt die I- und Q-Daten an die CDMA-Modems; sie sendet und empfängt digitale AGC-Daten; sie verteilt die AGC-Daten an die CDMA-Modems; und sie sendet MIU-Board-Status- und Wartungsinformation an den WAC 920.
Der MIU-Controller 1230 der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält einen Kommunikationsmikroprozessor 1240, wie zum Beispiel den MC-68360"QUICC"-Prozessor, und weist einen Speicher 1242 auf, der einen Flash-Prom-Speicher 1243 und einen SRAM-Speicher 1244 umfasst. Der Flash Prom 1243 ist zum Enthalten des Programmcodes für den Mikroprozessor 1240 vorgesehen, und der Speicher 1243 ist zum Unterstützen neuer Programmversionen herunterladbar und neu programmierbar. Der SARM 1244 ist zum Enthalten des temporären Datenraums vorgesehen, der vom MC-68360-Mikroprozessor 1240 benötigt wird, wenn der MIU-Controller 1230 Daten in den Speicher schreibt oder aus ihm ausliest.
Die MIU-CLK-Schaltung 1231 liefert ein Zeitgebersignal an den MIU-Controller 1230 und liefert auch ein Zeitgebersignal an die CDMA-Modems. Die MIU-CLK-Schaltung 1231 empfängt das System-Taktsignal wo(t) und ist mit diesem synchronisiert. Der Controller-Taktsignalgenerator 1213 empfängt und synchronisiert sich auch mit dem Spreizcode-Taktsignal pn(t), das an die CDMA-Modems 1210, 1213, 1212, 1215 vom MUX verteilt wird.
Die RCS der vorliegenden Erfindung weist ein Systemmodem 1210 auf, das in einer MIU enthalten ist. Das Systemmodem 1210 weist einen (nicht gezeigten) Sendespreizer und einen (nicht gezeigten) Pilotgenerator auf. Das Sendemodem liefert die Sendeinformation, die vom beispielhaften System verwendet wird, und die Sendenachrichtdaten werden vom MIU-Controller 1230 an das Systemmodem 1210 gesendet. Das Systemmodem weist ebenfalls vier zusätzliche (nicht gezeigte) Modems auf, die zum Senden der Signale CT1 bis CT4 und AX1 bis AX4 verwendet werden. Das Systemmodem 1210 liefert ungewichtete I- und Q-Sendenachrichtendatensignale, die an den VDC angelegt werden. Der VDC addiert das Sendenachricht-Datensignal mit den MIU-CDMA- Modem-Sendedaten aller CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 und das globale Pilotsignal.
Der Pilotgenerator (PG) 1250 liefert das globale Pilotsignal, das erfindungsgemäß verwendet wird, und das globale Pilotsignal wird an die CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 durch den MIU-Controller 1230 geliefert. Andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung benötigen jedoch den MIU-Controller zum Erzeugen des globalen Pilotsignals nicht, sondern verwenden ein globales Pilotsignal, das von einer beliebigen Form eines CDMA-Codesequenzgenerators erzeugt wurde. In der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung wird das ungewichtete I- und Q-Global-Pilotsignal auch an den VDC gesendet, wo es ein Gewicht zugewiesen bekommt und zu den MIU-CDMA-Modem-Sendedaten und dem Sende-Nachrichten-Datensignal addiert wird.
Eine System-Zeitabstimmung in der RCS wird aus der E1-Schnittstelle gezogen. Es gibt vier MUXs in einer RCS, von denen drei (905, 906 und 907) in 9 gezeigt sind. Zwei MUXs sind auf jedem Gehäuse angeordnet. Einer der zwei MUXs auf jedem Gehäuse ist als der Master bezeichnet, und einer der Master ist als der Systemmaster bezeichnet. Der MUX, der der Systemmaster ist, bezieht ein 2,048-MHz-PCM-Taktsignal von der E1-Schnittstelle unter der Verwendung einer (nicht gezeigten) Phasenregelschleife. Seinerseits teilt der Systemmaster-MUX das 2,048-MHz-PCM-Taktsignal in seiner Frequenz durch 16 zum Erzeugen eines 128-KHz-Referenz-Taktsignals. Das 128-KHz-Referenz-Taktsignal wird vom MUX, der der Systemmaster ist, an alle anderen MUXs verteilt. Jeder MUX multipliziert seinerseits das 128-KHz-Referenz-Taktsignal in seiner Frequenz zum Synthetisieren des System-Taktsignals, das eine Frequenz hat, die der doppelten Frequenz des PN-Taktsignals entspricht. Der MUX teilt auch das 128-KHz-Taktsignal in seiner Frequenz durch 16 zum Erzeugen eines 8-KHz-Rahmen-Synchronisationssignals, das an die MIUs verteilt wird. Das System-Taktsignal der beispielhaften Ausführungsform hat eine Frequenz von 11,648 MHz für einen CDMA-Kanal mit einer Bandbreite von 7 MHz. Jeder MUX teilt auch das System-Taktsignal in seiner Frequenz durch 2 zum Erzeugen des PN-Taktsignals und teilt das PN-Taktsignal weiter in seiner Frequenz durch 29877120 (die PN-Sequenzlänge) zum Erzeugen des PN-Synchronisationssignals, das die Epochengrenzen zeigt. Das PN- Synchronisationssignal aus dem Systemmaster-MUX wird auch zum Erhalten einer Phasenausrichtung der intern erzeugten Taktsignale für jeden MUX an alle MUXs verteilt. Das PN-Synchronisationssignal und das Rahmen-Synchronisationssignal werden ausgerichtet. Die beiden MUXs, die als die Master-MUXs für jedes Gehäuse bezeichnet wurden, verteilen dann sowohl das System-Taktsignal als auch das PN-Taktsignal an die MIUs und den VDC.
Die PCM-Multiplexleitungs-Schnittstelle 1220 verbindet die System-PCM-Multiplexleitung 911 mit jedem CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215. Der WAC-Controller sendet Modem-Steuerinformation, einschließlich Verkehrs-Nachrichten-Steuersignale für jedes entsprechende Benutzer-Informationssignal an den MIU-Controller 1230 über den HSB 970. Jedes CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215 empfängt ein Verkehrs-Nachrichten-Steuersignal, das Signalisierungsinformation vom MIU-Controller enthält. Verkehrs-Nachrichten-Steuersignale weisen auch Anrufs-Steuerungsinformation (CC-Information) und Spreizcode- und Entspreizcodesequenzinformation auf.
Die MIU enthält auch den Sendedaten-Kombinierer 1232, der gewichtete CDMA-Modem-Sendedaten einschließlich In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q)-Modem-Sendedaten von den CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 auf der MIU, addiert. Die I-Modem-Sendedaten werden getrennt von den Q-Modem-Sendedaten addiert. Das kombinierte I- und Q-Modem-Sendedaten-Ausgangssignal des Sende-Daten-Kombinierers 1232 wird an den I- und Q-Multiplexer 1233 angelegt, der einen einzigen CDMA-Sende-Nachrichtenkanal erzeugt, der aus den I- und Q-Modem-Sendedaten besteht, die einen digitalen Datenstrom multiplexiert wurden.
Die Empfänger-Daten-Eingangsschaltung (RDI) 1234 empfängt die Analog-Differential-I- und -Q-Daten von der Video-Verteilerschaltung (VDC) 940, die in 9 gezeigt ist, und verteilt Analog-Differential-I- und -Q-Daten an jedes der CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 der MIU. Die Automatik-Verstärkungs-Steuerungs-Verteilungsschaltung (AGC) 1235 empfängt das AGC-Datensignal vom VDC und verteilt die AGC-Daten an jedes der CDMA-Modems der MIU. Die TRL-Schaltung 1233 empfängt die Ampelinformation und verteilt in ähnlicher Weise die Ampeldaten an jedes der Modems 1210, 1211, 1212, 1215.
Das CDMA-Modem
Das CDMA-Modem sorgt für die Erzeugung von CDMA-Spreizcodesequenzen und die Synchronisation zwischen dem Sender und dem Empfänger. Außerdem liefert es vier Voll-Duplex-Kanäle (TR0, TR1, TR2, TR3) die jeweils auf 64, 32, 16 und 8 ksym/s programmierbar sind, zur Spreizung und Sendung auf einem spezifischen Leistungspegel. Das CDMA-Modem misst die empfangene Signalstärke zur Ermöglichung einer automatischen Leistungssteuerung, es erzeugt und sendet Pilotsignale und codiert und decodiert unter der Verwendung des Signals für eine Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC). Das Modem in einer SU übernimmt auch eine Sender-Spreizcode-Pulsformung unter Verwendung eines FIR-Filters. Das CDMA-Modem wird auch von der Teilnehmereinheit (SU) verwendet, und in der folgenden Erörterung wird auf diejenigen Merkmale, die ausschließlich von der SU verwendet werden, eigens hingewiesen. Die Betriebsfrequenzen des CDMA-Modems sind in Tabelle 7 aufgeführt.
Tabelle 7: Betriebsfrequenzen
Jedes CDMA-Modem 1210, 1211, 1212, 1215 von 10, und wie auch in 11 gezeigt, besteht aus einem Sendeabschnitt 1301 und einem Empfangsabschnitt 1302. Im CDMA-Modem ist außerdem ein Steuerungs-Center 1303 enthalten, der Steuernachrichten CNTRL vom externen System empfängt. Diese Nachrichten werden zum Beispiel zum Zuweisen spezifischer Spreizcodes, zum Aktivieren des Spreizens oder Entspreizens oder zum Zuweisen von Übertragungsraten verwendet. Zusätzlich hat das CDMA-Modem eine Codegeneratoreinrichtung 1304, die zum Erzeugen der verschiedenen Spreiz- und Entspreizcodes verwendet wird, die vom CDMA-Modem verwendet werden. Der Sendeabschnitt 1301 ist zum Senden der Eingangsinformation und der Steuersignale m_i(t), i = 1, 2, ...I als spreizspektrumsverarbeitete Benutzerinformationssignale sc_j(t), J = 1, 2, ...J ausgelegt. Der Sendeabschnitt 1301 empfängt den globalen Pilotcode vom Codegenerator 1304, der durch die Steuereinrichtung 1303 gesteuert wird. Die gemäß dem Spreizspektrum verarbeiteten Benutzer-Informationssignale werden schließlich mit anderen in ähnlicher Weise verarbeiteten Signalen addiert und als CDMA-Kanäle über die CDMA-HF-Vorwärts-Nachrichtenverbindung, zum Beispiel an die SUs übertragen. Der Empfangsabschnitt 1302 empfängt CDMA-Kanäle als r(t) und entspreizt die Benutzerinformation und die Steuersignale rc_k(t), k = 1, 2, ...K, die über die CDMA-HF-Rück-Nachrichtenverbindung, zum Beispiel von den SUs an die RCS gesendet wurden, und stellt diese wieder her.
CDMA-Modem-Senderabschnitt
Gemäß 12 weist die Codegeneratoreinrichtung 1304 eine Sende-Zeitgeber-Steuerlogik 1401 und einen Spreizcode-PN-Generator 1402 auf, und der Sendeabschnitt 1301 weist einen Modem-Eingangssignal-Empfänger (MISR) 1410, Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 und Kombinierer 1430 auf. Der Sendeabschnitt 1301 empfängt die Nachrichten-Datenkanäle MESSAGE, faltungscodiert jeden Nachrichten-Datenkanal im entsprechenden Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, moduliert die Daten mit einer Zufalls-Spreizcodesequenz im entsprechenden Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 und kombiniert modulierte Daten aus allen Kanälen, einschließlich des in der beschriebenen Ausführungsform vom Codegenerator empfangenen Pilotcodes, im Kombinierer 1430 zum Erzeugen von I- und Q-Komponenten zur HF-Sendung. Der Senderabschnitt 1301 der vorliegenden Ausführungsform unterstützt vier programmierbare Kanäle mit 64, 32, 16 beziehungsweise 8 KB/s (TR0, TR1, TR2, TR3). Die Nachrichtenkanaldaten sind ein zeitmultiplexiertes Signal, das von der PCM-Multiplexleitung 1201 durch die PCM-Schnittstelle 1220 empfangen und in den MISR 1410 eingegeben wird.
13 ist ein Blockdiagramm des MISR 1410. Für die beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird durch das 8-KHz-Rahmen-Synchronisationssignal MPCMSYNC ein Zähler gesetzt und durch 2,048 MHz-MPCMCLK von der Zeitgeberschaltung 1401 inkrementiert. Das Zähler-Ausgangssignal wird vom Komparator 1502 mit TRCFG-Werten verglichen, die dem Zeitschlitzort für Daten des Nachrichtenkanals TR0, TR1, TR2 beziehungsweise TR3 entsprechen; und die TRCFG-Werte werden vom MIU-Controller 1230 in MCTRL empfangen. Der Komparator sendet Zählsignale an die Register 1505, 1506, 1507 und 1508, die Nachrichtenkanaldaten in Puffer 1510, 1511, 1512, 1513 unter Verwendung des aus dem Systemtaktgeber bezogenen TXPCNCLK-Zeitgebersignals getaktet eingeben. Die Nachrichtendaten werden vom Signal MSGDAT vom PCM-Multiplexleitungssignal MESSAGE geliefert, wenn Freischaltungssignale TR0EN, TR1EN, TR2EN und TR3EN von der Zeitgeber-Steuerlogik 1401 aktiv sind. In weiteren Ausführungsformen kann MESSAGE auch Signale einschließen, die Register frei schalten, was von einer Verschlüsselungsrate oder Datenrate abhängt. Wenn das Zähler-Eingangssignal gleich einer der Kanal-Standortadressen ist, dann werden die festgelegten Sende-Nachrichtendaten in den Registern 1510, 1511, 1512, 1513 in die Faltungscoder 1411, 1412, 1413, 1414, die in 12 gezeigt sind, eingegeben.
Der Faltungscodierer ermöglicht die Verwendung von Vorwärts-Fehlerkorrekturverfahren (FEC-Verfahren), die auf diesem Gebiet wohl bekannt sind. FEC-Verfahren arbeiten mit dem Einführen einer Redundanz bei der Erzeugung von Daten in kodierter Form. Codierte Daten werden übermittelt, und die Redundanz in den Daten ermöglicht es der Empfänger-Decodiervorrichtung, Fehler zu erfassen und zu korrigieren. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet Faltungscodierung. Zusätzliche Datenbits werden den Daten beim Codiervorgang hinzugefügt und stellen den Codier-Zusatz dar. Der Codierzusatz wird als das Verhältnis von übertragenen Datenbits zu übertragenen Gesamtbits (codierte Daten + redundante Daten) ausgedrückt und als die Rate "R" des Codes bezeichnet.
Faltungscodes sind Codes, bei denen jedes Codebit durch die Faltung eines jeden neuen uncodierten Bits mit einer Anzahl zuvor codierter Bits erzeugt wird. Die Gesamtzahl in diesem Codiervorgang verwendeter Bits wird als die Einschränkungslänge "K" des Codes bezeichnet. Bei der Faltungscodierung werden Daten in ein Schieberegister von K Bits Länge getaktet eingelesen, so dass ein ankommendes Bit in das Register getaktet eingelesen wird, und es und die existierenden K – 1 Bits gefaltet codiert werden, um ein neues Symbol zu erzeugen. Der Faltungsvorgang besteht aus dem Erzeugen eines Symbols, das aus einer Modulo-2-Summe eines bestimmten Musters verfügbarer Bits besteht, wobei immer das erste Bit und das letzte Bit in mindestens einem der Symbole eingefügt wird.
14 zeigt das Blockdiagramm eines Faltungscodierers mit K = 7, R = 1/2, der zur Verwendung als der in 12 gezeigte Codierer 1411 geeignet ist. Diese Schaltung codiert den Kanal TR0, der in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Ein Sieben-Bit-Register 1601 mit Stufen Q1 bis Q7 verwendet das Signal TXPNCLK zum getakteten Einlesen von TR0-Daten, wenn das TR0EN-Signal durchgesetzt wird. Der Ausgangswert der Stufen Q1, Q2, Q3, Q4, Q6 und Q7 werden jeweils unter Verwendung der EXKLUSIV-ODER-Logik 1602, 1603 zum Erzeugen entsprechender I- und Q-Kanal-FEC-Daten für den TR0-Kanal FECTR0DI und FECTR0DQ kombiniert.
Zwei Ausgangs-Symbolströme FECTR0DI und FECTR0DQ werden erzeugt. Der FECTR0DI-Symbolstrom wird durch EXKLUSIV-ODER-Logik 1602 der Schieberegister-Ausgangssignale erzeugt, die den Bits 6, 5, 4, 3 und 0 (Ok tal 171) entsprechen, und ist als eine In-Phase-Komponente "I" der Sende-Nachricht-Kanaldaten konzipiert. Der Symbolstrom FECTR0DQ wird ebenfalls von der EXKLUSIV-ODER-Logik 1603 der Schieberegister-Ausgangssignale aus Bits 6, 4, 3, 1 und 0 (Oktal 133) erzeugt, und ist als eine Quadratur-Komponente "Q" der Sende-Nachricht-Kanaldaten konzipiert. Zwei Symbole werden zum Repräsentieren eines einzigen codierten Bits gesendet, wodurch die Redundanz erzeugt wird, die zur Ermöglichung einer Fehlerkorrektur, die am empfangenden Ende durchgeführt wird, nötig ist.
Gemäß 12 wird das Verschiebungs-Freigabe-Taktsignal für die Sende-Nachrichten-Kanaldaten von der Steuerungs-Zeitgeberlogik 1401 erzeugt. Die gefaltet codierten Sende-Nachrichten-Kanal-Ausgangsdaten für den jeweiligen Kanal werden an den entsprechenden Spreizer 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 angelegt, der die Sende-Nachrichten-Kanaldaten mit seiner vorher zugewiesenen Spreizcodesequenz aus dem Codegenerator 1402 multipliziert. Diese Spreizcodesequenz wird durch die Steuerung 1303, wie vorher beschrieben, erzeugt und als Zufalls-Pseudorauschen-Signatursequenz (PN-Code) bezeichnet.
Das Ausgangssignal eines jeden Spreizers 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 ist ein gespreizter Sende-Datenkanal. Der Betrieb des Spreizers ist wie folgt: Das Spreizen des Kanal-Ausgangssignals (I + jQ), multipliziert mit einer Zufallssequenz (PNI + jPNQ) ergibt die In-Phase-Komponente I des Ergebnisses, das aus (I xor PNI) und (–Q xor PNQ) zusammengesetzt ist. Die Quadratur-Komponente Q des Ergebnisses ist (Q xor PNI) und (I xor PNQ). Da keine Kanaldateneingabe an die Pilot-Kanallogik existiert (I = 1, Q-Werte sind verboten), ergibt das gespreizte Ausgangssignal der Pilotkanäle die entsprechenden Sequenzen PNI für I-Komponenten und PNQ für Q-Komponenten.
Der Kombinierer 1430 empfängt die I- und Q-gespreizten Sendedatenkanäle und kombiniert die Kanäle in ein I-Modem-Sende-Datensignal (TXIDAT) und ein Q-Modem-Sende-Datensignal (TXQDAT). Die I-gespreizten Sendedaten und die Q-gespreizten Sendedaten werden getrennt addiert.
Für eine SU weist der CDMA-Modem-Sendeabschnitt 1301 FIR-Filter zum Empfangen des I- und Q-Kanals vom Kombinierer zum Durchführen einer Pulsformung, Einschließen einer Spektralsteuerung und x/sin(x)-Korrektur für das gesendete Signal auf. Getrennte jedoch identische FIR-Filter empfangen die I- und Q-gespreizten Sendedatenströme mit der Chiprate, und das Ausgangssignal eines jeden Filters hat die doppelte Chiprate. Die FIR-Filter sind 28 symmetrische Filter mit geradzahligen Zapfleitungen, die durch 2 interpolieren. Die Interpolation geschieht vor der Filterung, so dass sich 28 Zapfleitungen auf 28 Zapfleitungen bei der doppelten Chiprate beziehen, und die Interpolation wird durch Setzen einer jeden zweiten Abtastung auf Null durchgeführt. Beispielhafte Koeffizienten sind in Tabelle 8 gezeigt.
Tabelle 8: Koeffizientenwerte
CDMA-Modem-Empfangsabschnitt
Gemäß den 9 und 10 akzeptiert der HF-Empfänger 950 der vorliegenden Ausführungsform analoge Eingangs-I- und -Q-CDMA-Kanäle, die an die CDMA-Modems 1210, 1211, 1212, 1215 über die MIUs 931, 932, 933 vom VDC 940 gesendet werden. Diese I- und Q-CDMA-Kanalsignale werden vom (in 11 gezeigten) CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 abgetastet und in I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignale konvertiert, wobei der in 15 gezeigte Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 1730 verwendet wird. Die Abtastrate des A/D-Wandlers der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist mit der Entspreizungscoderate äquivalent. Die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignale werden dann mit Korrelatoren unter Verwendung von sechs verschiedenen komplexen Spreizcodesequenzen entspreizt, die den Entspreizungscodesequenzen der vier Kanäle (TR0, TR1, TR2, TR3), der APC-Information und dem Pilotcode entsprechen.
Eine Zeitsynchronisation des Empfängers mit dem empfangenen Signal wird in zwei Phasen aufgeteilt; es gibt eine anfängliche Akquisitionsphase und dann eine Nachführphase, nachdem die Signalzeitabstimmung akquiriert wurde. Die anfängliche Akquisition wird durch Verschieben der Phase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz im Verhältnis zum empfangenen Signal und Vergleichen des Ausgangssignals des Pilot-Entspreizers mit einem Schwellenwert bewerkstelligt. Das eingesetzte Verfahren wird als sequenzielle Suche bezeichnet.
Zwei Schwellenwerte (Übereinstimmung und Ablehnung) werden vom zusätzlichen Entspreizer berechnet. Nachdem das Signal akquiriert wurde, wird der Suchvorgang eingestellt, und der Nachführvorgang beginnt. Der Nachführvorgang erhält die Synchronisation des vom Empfänger eingesetzten (in 11 und 15 gezeigten) Codegenerators 1304 mit dem eintreffenden Signal. Die verwendete Nachführschleife ist die verzögerungssynchrone Schleife (DLL) und ist den mit "Akquisition und Nachführung" 1701 und "IPM" 1702 bezeichneten Blöcken von 15 implementiert.
In 11 implementiert der Modem-Controller 1303 die Phasenregelschleife (PLL) als einen Softwarealgorithmus in SW-PLL-Logik 1724 von 15, welche die Phasen- und Frequenzverschiebung des empfangenen Signals im Verhältnis zum gesendeten Signal berechnet. Die berechneten Phasenverschiebungen werden zum Derotieren der Phasenverschiebungen in den mit "Rotieren und Kombinieren" bezeichneten Blocks 1718, 1719, 1720, 1721 der Mehrwege-Datensignale zum Kombinieren zur Erzeugung von Ausgangssignalen verwendet, welche den Empfangskanälen TR0', TR1', TR2', TR3' entsprechen. Die Daten werden dann in Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 zum Entfernen der Faltungscodierung in jedem der empfangenen Nachrichtenkanäle Viterbi-decodiert.
15 zeigt an, dass der Codegenerator 1304 die Codesequenzen Pn_i(t), i = 1, 2, ...I liefert, die von Empfangs-Kanal-Entspreizern 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 verwendet werden. Die erzeugten Codesequenzen werden in Reaktion auf das SYNK-Signal des System-Taktsignals erzeugt und vom CCNTRL-Signal aus dem in 11 gezeigten Modem-Controller 1303 bestimmt. Gemäß 15 weist der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 ein adaptives abgestimmtes Filter (AMF) 1710, Kanalentspreizer 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709, Pilot-AVC 1711, Zusatz-AVC 1712, Viterbi-Decodierer 1713, 1714, 1715, 1716, Modem-Ausgangsschnittstelle (MOI) 1717, Rotier- und Kombinierlogik 1718, 1719, 1720, 1721, AMF-Gewicht-Generator 1722 und Quantil-Schätz-Logik 1723 auf.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weist der CDMA-Modem-Empfänger auch einen Bitfehler-Integrator zum Messen der BER des Kanals und eine Leerlauf-Code-Einfügelogik zwischen den Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 und der MOI 1717 zum Einfügen von Leerlaufcodes im Fall eines Verlusts der Nachrichtendaten auf.
Das adaptive angepasste Filter (AMF) 1710 löst durch den Luftkanal eingeführte Mehrwege-Interferenz auf. Das beispielhafte AMF 1717 verwendet ein komplexes 11-Stufen-FIR-Filter, wie es in 16 gezeigt ist. Die empfangenen I- und Q-Digital-Nachrichtensignale werden beim Register 1820 vom A/D 1730 von 15 empfangen und in Multiplizierern 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 durch I- und Q-Kanalgewichte W1 bis W11 multipliziert, die vom AMF-Gewicht-Generator 1722 von 15 erzeugt wurden. In der beispielhaften Ausführungsform liefert der A/D 1730 die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten als Komplementärwerte von 2,6 Bits für I und 6 Bits für Q, die durch ein 11-Stufen-Schieberegister 1820 im Ansprechen auf Empfangs-Spreizcode-Taktsignal RXPNCLK getaktet werden. Das Signal RXPNCLK wird durch den Zeitgeberabschnitt 1401 der Codeerzeugungslogik 1304 erzeugt. Jede Stufe des Schieberegisters ist angezapft und in den Multiplizierern 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 durch einzelne Gewichtungswerte (6 Bit I und 6 Bit Q) komplex multipliziert, um 11 zapfgewichtete Produkte zu liefern, die im Addierer 1830 summiert werden, und auf 7-Bit-I- und 7-Bit-Q-Werte eingeschränkt.
Der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 (der in 11 gezeigt ist) bietet unabhängige Kanalentspreizer 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 (wie in 15 gezeigt) zum Entspreizen der Nachrichtenkanäle. Die beschriebene Ausführungsform entspreizt 7 Nachrichtenkanäle, wobei jeder Entspreizer ein 1-Bit-I-mal-1-Bit-Q-Entspreizungs-Codesignal zum Durchführen einer komplexen Korrelation dieses Codes mit einem 8-Bit-I-mal-8-Bit-Q-Daten-Eingangssignal akzeptiert. Die 7 Entspreizer entsprechen den 7 Kanälen: Verkehrskanal 0 (TR0'), TR1', TR2', TR3', AUX (ein freier Kanal), automatische Leistungssteuerung (APC) und Pilot (PLT).
Der in 17 gezeigte Pilot-AVC 1711 empfängt die I- und Q-Pilot-Spreizcodesequenzwerte PCI und PCQ im Schieberegister 1920 im Ansprechen auf das Zeitgebersignal RXPNCLK und weist 11 einzelne Entspreizer 1901 bis 1911 auf, wobei jeder die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten mit einer um einen Chip verzögerten Version der gleichen Pilotcodesequenz korreliert. Signal OE1, OE2, ... OE11 werden von der Modemsteuerung 1303 zum Ermöglichen des Entspreizungsvorgangs verwen det. Die Ausgangssignale der Entspreizer werden in einem Kombinierer 1920 kombiniert, wodurch ein Korrelationssignal DSPRDAT des Pilot-AVC 1711 gebildet wird, das von der ACQ & Nachführlogik 1701 (in 15 gezeigt) und schließlich vom (in 11 gezeigten) Modem-Controller 1303 empfangen wird. Die ACQ & Nachführlogik 1701 verwendet dann den Korrelations-Signalwert zum Bestimmen, ob der lokale Empfänger mit dem entfernten Sender synchronisiert ist.
Der zusätzliche AVC 1712 empfängt ebenfalls die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtensignaldaten und weist in der beschriebenen Ausführungsform vier getrennte Entspreizer 2001, 2002, 2003, 2004 auf, wie in 18 gezeigt. Jeder Entspreizer empfängt und korreliert die I- und Q-Digital-Empfangs-Nachrichtendaten mit verzögerten Versionen der gleichen Entspreizungscodesequenz PARI und PARQ, die vom Codengenerator 1304 erzeugt und in das Schieberegister 2020 eingegeben und darin enthalten sind. Die Ausgangssignale der Entspreizer 2001, 2002, 2003, 2004 werden im Kombinierer 2030 kombiniert, der ein Rausch-Korrelationssignal ARDSPRDAT liefert. Die zusätzliche AVC-Entspreizcodesequenz entspricht keiner Sende-Spreizcodesequenz des Systems. Signale OE1, OE2, ... OE4 werden durch die Modemsteuerung 1303 zum Ermöglichen des Entspreizungsvorgangs verwendet. Der zusätzliche AVC 1712 liefert ein Rausch-Korrelationssignal ARDSPRDAT, aus dem Quantil-Schätzungen vom Quantil-Schätzer 1733 berechnet werden, und liefert eine Rauschpegelmessung an die (in 15 gezeigte) ACQ und Nachführlogik 1701 und den (in 11 gezeigten) Modem-Controller 1303.
Jedes entspreizte Kanal-Ausgangssignal, das den empfangenen Nachrichtenkanälen TR0', TR1', TR2' und TR3' entspricht, wird in einen entsprechenden in 15 gezeigten Viterbi-Decodierer 1713, 1714, 1715, 1716 eingegeben, der eine Vorwärts-Fehlerkorrektur an faltungscodierten Daten vornimmt. Die Viterbi-Decodierer der beispielhaften Ausführungsform haben eine Einschränkungslänge von K = 7 und eine Rate von R = 1/2. Die decodierten entspreizten Nachrichtenkanalsignale werden vom CDMA-Modem durch die MOI 1717 zur PCM-Multiplexleitung 1201 übertragen. Der Betrieb der MOI ist im Wesentlichen der gleiche wie der Betrieb des (in 11 gezeigten) Sendeabschnitts 1301, außer dass er umgekehrt ist.
Der CDMA-Modem-Empfangsabschnitt 1302 implementiert mehrere unterschiedliche Algorithmen während unterschiedlicher Phasen der Akquisition, des Nachführens und Entspreizens des Empfangs-CDMA-Nachrichtensignals.
Wenn das empfangene Signal momentan verloren geht (oder ernsthaft beschädigt wird) fügt der Leerlaufcode-Einfügungsalgorithmus Leerlaufcodes anstelle der verlorenen oder beschädigten Empfangs-Nachrichtendaten ein, wodurch verhindert wird, dass der Benutzer bei einem Sprachanruf ein lautes Rauschkrachen hört. Die Leerlaufcodes werden an die (in 15 gezeigten) MOI 1717 anstelle des codierten Nachrichtenkanal-Ausgangssignals von den Viterbi-Decodierern 1713, 1714, 1715, 1716 gesendet. Der für den jeweiligen Verkehrskanal verwendete Leerlaufcode wird im Modem-Controller 1303 durch Schreiben des entsprechenden Musters IDLE an die MOI programmiert, was in der vorliegenden Ausführungsform ein 8-Bit-Wort für einen 64 KB/s-Strom, ein 4-Bit-Wort für einen 32-KB/s-Strom ist.
Modemalgorithmen zur Akquisition und Nachführung empfangener Pilotsignale
Die Akquisitions- und Nachführalgorithmen werden vom Empfänger zum Bestimmen der ungefähren Codephase eines empfangenen Signals, zum Synchronisieren der lokalen Modem-Empfänger-Entspreizer mit dem eintreffenden Pilotsignal und zum Nachführen der Phase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz mit der empfangenen Pilotcodesequenz verwendet. Gemäß 11 und 15 werden die Algorithmen durch den Modem-Controller 1303 ausgeführt, der Takt-Abstimmsignale an den Codegenerator 1304 liefert. Diese Abstimmsignale verursachen, dass der Codegenerator für die Entspreizer lokal erzeugte Codesequenzen im Ansprechen auf gemessene Ausgangswerte des Pilot-RAKEs 1711 und Quantil-Werte von Quantil-Schätzern 1723B anpasst. Quantil-Werte sind Rauschstatistiken, die aus den In-Phase- und Quadratur-Kanälen von den Ausgangswerten des (in 15 gezeigten) AUX-Vektor-Korrelators 1712 gemessen werden. Eine Synchronisation des Empfängers mit den empfangenen Signalen wird in zwei Phasen aufgeteilt; eine anfängliche Akquisitionsphase und eine Nachführphase. Die anfängliche Akquisitionsphase wird durch Takten der erzeugten Pilot-Spreizcodesequenz mit einer höheren oder niedrigeren Rate als die Spreizcoderate des empfangenen Signals, Verschieben der lokal erzeugten Pilot-Spreizcodesequenz und Durchführen eines sequenziellen Wahr scheinlichkeits-Verhältnistests (SPRT) am Ausgangssignal des Pilot-Vektorkorrelators 1711 durchgeführt. Die Nachführphase hält die lokal erzeugte Spreizcode-Pilotsequenz in Synchronisation mit dem eintreffenden Pilotsignal.
Der SU-Kalt-Akquisitionsalgorithmus wird vom SU-CDMA-Modem verwendet, wenn es das erste Mal eingeschaltet wird, und es daher keine Kenntnis über die korrekte Pilot-Spreizcodephase hat, oder wann eine SU eine Synchronisation mit dem eintreffenden Pilotsignal erneut zu erreichen versucht, hat jedoch eine überlange Zeit in Anspruch genommen. Der Kalt-Akquisitionsalgorithmus ist in zwei Unterphasen aufgeteilt. Die erste Unterphase besteht aus einer Suche über den vom FBCH verwendeten Code der Länge 233415. Nachdem diese Untercode-Phase akquiriert wurde, ist der Code des Piloten einer Länge von 233415 × 128 bis zu einer Ambiguität von 128 möglichen Phasen bekannt. Die zweite Unterphase besteht in einem Durchsuchen dieser verbleibenden 128 möglichen Phasen. Damit mit dem FBCH die Synchronisation nicht verloren geht, ist es in der zweiten Phase der Suche wünschenswert, zwischen einem Nachführen des FBCH-Codes und dem Versuch einer Akquisition des Pilotcodes hin- und herzuschalten.
Die RCS-Akquisition des Kurz-Zugriffspilot(SAXPT)-Algorithmus wird vom RCS-CDMA-Modem zum Akquirieren des SAXPT-Pilotsignals einer SU verwendet. Der Algorithmus ist ein Schnell-Suchalgorithmus, weil der SAXPT eine kurze Codesequenz einer Länge N ist, wobei N = Chips/Symbol, und reicht von 45 bis 195, je nach der Bandbreite des Systems. Die Suche geht zyklisch alle möglichen Phasen durch, bis die Akquisition vollständig ist.
Die RCS-Akquisition des Lang-Zugriffspilot(LAXPT)-Algorithmus beginnt unmittelbar nach der Akquisition von SAXPT. Die Codephase der SU ist innerhalb eines Vielfachen einer Symboldauer bekannt, so können bei der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung 7 bis 66 Phasen innerhalb der Umlaufzeit von der RCS zu durchsuchen sein. Diese Grenze ergibt sich daraus, dass das SU-Pilotsignal mit dem RCS-Global-Pilotsignal synchronisiert ist.
Der Algorithmus zur erneuten Akquisition beginnt, wenn ein Codesynchronisationsverlust (LOL) eintritt. Ein Z-Suchalgorithmus wird zum Beschleunigen des Vorgangs unter der Annahme eingesetzt, dass die Codephase nicht weit davon abgedriftet ist, wo sie das letzte Mal war, als das System synchroni siert war. Die RCS verwendet eine maximale Breite des Z-Suchfensters, die durch die maximale Rundlauf-Propagationsverzögerung begrenzt ist.
Die Vor-Nachführ-Periode folgt unmittelbar nach dem Akquisitions- oder Re-Akquisitions-Algorithmus und kommt unmittelbar vor dem Nachführalgorithmus. Die Vor-Nachführ-Periode ist eine Periode fester Dauer, während die vom Modem gelieferten Empfangsdaten noch nicht als gültig gelten. Die Vor-Nachführ-Periode erlaubt es anderen Modemalgorithmen, wie zum Beispiel denjenigen, die von ISW PLL 1724, ACQ & Nachführ, AMF-Gewicht-Generator 1722 verwendet werden, sich auf den aktuellen Kanal vorzubereiten und sich ihm anzugleichen. Die Vor-Nachführ-Periode besteht aus zwei Teilen. Der erste Teil ist die Verzögerung, während der die Code-Nachführschleife eingezogen wird. Der zweite Teil ist die Verzögerung, während der AMF-Zapf-Gewicht-Berechnungen vom AMF-Gewicht-Generator 1722 zum Erzeugen ausgeruhter Gewichtungskoeffizienten durchgeführt werden. Im zweiten Teil der Vor-Nachführ-Periode wird auch der Träger-Nachführschleife erlaubt, durch die SW PLL 1724, einzuziehen, und die skalaren Quantil-Schätzungen werden vom Quantil-Schätzer 1723A durchgeführt.
Der Nachführvorgang wird eingeleitet, nachdem die Vor-Nachführ-Periode endet. Dieser Vorgang ist tatsächlich ein repetitiver Zyklus und ist die einzige Prozessphase, während der vom Modem gelieferte Empfangsdaten als gültig gelten können. Die folgenden Vorgänge werden während dieser Phase durchgeführt: AMF-Zapf-Gewicht-Aktualisierung, Trägernachführung, Codenachführung, Vektor-Quantil-Aktualisierung, skalare Quantil-Aktualisierung, Codesynchronisationsüberprüfung, Derotation und Symbolsummierung und (Vorwärts- und Rückwärts-) Leistungssteuerung.
Wenn ein Synchronizitätsverlust (Loss of Lock/LOL) entdeckt wird, beendet der Modemempfänger den Nachführalgorithmus und leitet automatisch den Re-Akquisitionsalgorithmus ein. In der SU führt ein LOL dazu, dass der Sender abgeschaltet wird. In der RCS führt ein LOL dazu, dass die Vorwärts-Leistungssteuerung ausgeschaltet wird, wobei die Sendeleistung konstant auf dem Pegel unmittelbar vor dem Verlust der Synchronisation gehalten wird. Außerdem führt er dazu, dass die Rück-Leistungssteuerungsinformation ein 010101...Muster annimmt, was die SU dazu veranlasst, ihre Sendeleistung konstant zu halten. Dies kann unter der Verwendung einer Signal-Synchroni sations-Überprüfungsfunktion durchgeführt werden, die das Rücksetzsignal an die Akquisitions- und Nachführschaltung 1701 erzeugt.
Es werden zwei Sätze von Quantil-Statistiken geführt, einer vom Quantil-Schätzer 1723B und der andere vom skalaren Quantil-Schätzer 1723A. Beide werden vom Modem-Controller 1303 verwendet. Der erste Satz ist die "Vektor"-Quantil-Information, die so genannt ist, weil sie aus dem Vektor von vier komplexen Werten berechnet wird, die vom AUX-AVC-Empfänger 1712 erzeugt werden. Der zweite Satz ist die skalare Quantil-Information, die aus dem einzigen komplexen Wert des AUX-Signals berechnet wird, das vom AUX-Entspreizer 1707 ausgegeben wird. Die zwei Sätze von Information repräsentieren unterschiedliche Sätze von Rauschstatistiken, die zum Erhalten einer vorbestimmten Wahrscheinlichkeit eines falschen Alarms (P_fa) verwendet werden. Die Vektor-Quantil-Daten werden vom Akquisitions- und Re-Akquisitions-Algorithmus verwendet, der vom Modem-Controller 1303 zum Bestimmen der Anwesenheit eines empfangenen Signals im Rauschen implementiert wird, und die skalare Quantil-Information wird vom Code-Synchronisations-Überprüfungsalgorithmus verwendet.
Sowohl für den Vektor- als auch für den Skalar-Fall besteht die Quantil-Information aus berechneten Werten von Lambda0 bis Lambda2, die Grenzwerte sind, die zum Schätzen der Wahrscheinlichkeits-Verteilungsfunktion (p.d.f.) des entspreizten Empfangssignals und zum Bestimmen, ob das Modem mit dem PN-Code synchronisiert ist, verwendet werden. Der Wert AUX Power, der in der folgenden C-Unterroutine verwendet wird, ist das Quadrat der Stärke des AUX-Ausgangssignals des skalaren Korrelatorfelds der skalaren Quantile, und im Vektor-Fall die Summe der Quadrate der Stärken. In beiden Fällen werden die Quantile unter Verwendung der folgenden C-Unterroutine berechnet:
for (n = 0; n < 3; n++){
lambda [n]+ = (lambda [n] < Aux_Power) ? CG[n]: GM[n];
}
wobei CG[n] positive Konstanten und GM[n] negative Konstanten sind (unterschiedliche Werte werden für Skalar- und Vektor-Quantile verwendet).
Während der Akquisitionsphase verwendet die Durchsuchung des eintreffenden Pilotsignals mit der lokal erzeugten Pilotcodesequenz eine Reihe sequenzieller Tests zum Bestimmen, ob der lokal erzeugte Pilotcode die korrek te Codephase im Verhältnis zum empfangenen Signal hat. Die Suchalgorithmen verwenden den sequenziellen Wahrscheinlichkeits-Verhältnis-Test (SPRT) zum Bestimmen, ob die empfangene und die lokal erzeugte Codesequenz phasengleich sind. Die Geschwindigkeit der Akquisition wird durch einen Parallelismus beschleunigt, der dadurch resultiert, dass ein "vielfingriger" Empfänger verwendet wird. In der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung hat der Haupt-Pilot-RAKE 1711 zum Beispiel insgesamt 11 "Finger" (Signalzweige), die eine Gesamt-Phasenperiode von 11 Chip-Perioden repräsentieren. Zur Akquisition werden acht getrennte sequenzielle Wahrscheinlichkeits-Verhältnis-Tests (SPRTs) implementiert, wobei jeder SPRT ein Vier-Chip-Fenster einhält. Jedes Fenster ist vom vorhergehenden Fenster um ein Chip versetzt, und in einer Suchsequenz ist eine bestimmte Codephase durch vier Fenster abgedeckt. Wenn alle acht SPRT-Tests abgewiesen werden, wird der Satz von Fenstern um acht Chips verschoben. Wenn einer der SPRTs angenommen wird, dann wird die Codephase der lokal erzeugten Pilotcodesequenz so abgestimmt, dass versucht wird, die Phase des angenommenen SPRTs innerhalb des Pilot-AVC zu zentrieren. Es ist wahrscheinlich, dass mehr als ein SPRT den Akzeptanzschwellenwert zur gleichen Zeit erreicht. Eine Referenztabelle wird verwendet, um alle 256 möglichen Kombinationen von Annahme/Ablehnung abzudecken, und der Modem-Controller verwendet die Information zum Abschätzen der korrekten Zentral-Codephase im Pilot-Rake 1711. Jeder SPRT wird wie folgt implementiert (alle Operationen finden bei einer Symbolrate von 64k statt): Die Ausgangspegelwerte der Finger als I_Finger[n] und Q_Finger[n] bezeichnen, wobei n = 0..10 (einschließlich, 0 ist der früheste (am weitesten fortgeschrittene) Finger), dann ist die Leistung eines jeden Fensters: Leistung Fenster[i] = Σn(I_Finger2[n] + Q_Finger2[n])zum Implementieren der SPRTs führt der Modem-Controller für jedes der Fenster die folgenden Berechnungen durch, die als eine Pseudo-Code-Unterroutine ausgedrückt sind:

wobei lambda[k] wie im obigen Abschnitt über die Quantil-Schätzung und SIGMA [k], ACCEPTANCE_THRESHOLD und DISMISSAL_THRESHOLD vorbestimmte Konstanten sind. Es wird darauf hingewiesen, dass SIGMA[k] für niedrige Werte von k negativ und für rechte Werte von k positiv ist, so dass die Akzeptanz- und Ablehnungsschwellenwerte konstant sein können und nicht davon abhängig, welche Symbolmenge von Daten in der Statistik angesammelt wurde.
Der Modem-Controller stellt fest, in welchen von den Werten von lamba[k] eingegrenzten Bereich der Leistungspegel fällt, was dem Modem-Controller erlaubt, eine annähernde Statistik zu entwickeln.
Für den vorliegenden Algorithmus wird die Steuerspannung als ε = y^TBY gebildet, wobei y ein Vektor ist, der aus den komplexen Ausgangswerten des Pilot-Vektorkorrelators 1711 gebildet wird, und B eine Matrix, die aus den konstanten Werten besteht, die zum Maximieren der Betriebseigenschaften vorbestimmt wurde, während das Rauschen minimiert wird, wie zuvor anhand des Quadratdetektors beschrieben.
Zum Verständnis des Betriebs des Quadratdetektors ist es nützlich, das Folgende zu betrachten. Ein Spreizspektrumsignal (CDMA-Signal) s(t) wird durch einen Mehrwegekanal mit einer Impulsantwort h_c(t) geschickt. Das Basisband-Spreizsignal wird durch die Gleichung (27) beschrieben. s(t) = Σ iCip(t – iTc ) (27)wobei C_i ein komplexes Spreizcodesymbol, p(t) ein vorbestimmter Chippuls und T_c der Chipzeitabstand ist, wobei T_c = 1/R_c ist, und R_c die Chiprate ist.
Das empfangene Basisbandsignal wird durch die Gleichung (28) repräsentiert r(t) = Σ iCiq(t – iTc – τ) + n(t) (28)wobei q(t) = p(t) * h_c(t), τ eine unbekannte Verzögerung und n(t) das additive Rauschen ist. Das empfangene Signal wird durch ein Filter h_R(t) verarbeitet, so dass die zu verarbeitende Wellenform x(t) durch die Gleichung (29) gegeben ist x(t) = Σ iCif(t – iTc – τ) + z(t) (29)wobei f(t) = q(t) * h_R(t) und z(t) = n(t)* h_R(t) ist.
Im beispielhaften Empfänger werden Abtastungen des empfangenen Signals mit der Chiprate vorgenommen, das heißt also 1/T_c. Diese Abtastungen x(mT_c + τ') werden durch ein Feld von Korrelatoren verarbeitet, die während der Korrelationsperiode r^th die durch die Gleichung (30) gegebenen Werte berechnen.
Diese Größen sind aus einer Rauschkomponente w_k ^(r) und einer deterministischen Komponente y_k ^(r) zusammengesetzt, die durch die Gleichung (31) gegeben ist. y(r)k = E[ν(r)k ] = Lf(kTc + τ' – τ) (31)
In der Folge kann der Zeitindex r zur einfacheren Schreibweise unterdrückt werden, auch wenn darauf hingewiesen wird, dass die Funktion f(t) sich mit der Zeit langsam verändert.
Die Abtastungen werden zur Anpassung der Abtastungsphase τ' in optimaler Weise zur weiteren Verarbeitung durch den Empfänger verarbeitet, wie zum Beispiel durch eine abgestimmte Filterung. Diese Abstimmung ist unten beschrieben. Zum Vereinfachen der Darstellung des Vorgangs ist es hilfreich, ihn anhand der Funktion f(t + τ) zu beschreiben, wobei die Zeitverschiebung τ angepasst werden soll. Es wird darauf hingewiesen, dass die Funktion f(t + τ) in der Anwesenheit von Rauschen gemessen wird. Es kann daher problematisch sein, die Phase τ' auf der Grundlage von Messungen des Signals f(t + τ) anzupassen. Um das Rauschen zu berücksichtigen, wird die Funktion v(t): v(t) = f(t) + m(t) eingeführt, wobei der Ausdruck m(t) den Rauschvorgang repräsentiert. Der Systemprozessor kann aufgrund von Überlegungen der Funktion v(t) abgeleitet werden.
Der Vorgang ist nicht kohärent und basiert daher auf der Hüllkurven-Potenz-Funktion |v(t + τ)|². Das in Gleichung (32) gegebene Funktion e(τ') ist zur Beschreibung des Vorgangs hilfreich. e(τ') = ∫0–∞ |ν(t + τ' – τ)|2dt – ∫∞0 |ν(t + τ' – τ)|2dt (32)
Der Verschiebungsparameter wird auf e(τ') = 0 abgestimmt, was dann eintritt, wenn die Energie am Intervall (–∞, τ' – τ] gleich der Energie am Intervall [τ' – τ, ∞) ist. Die Fehlerkennlinie ist monoton und hat daher einen einzigen Nullübergang. Dies ist die wünschenswerte Qualität der Funktion. Ein Nachteil der Funktion ist, dass sie dahingehend schlecht definiert ist, dass die Integrale unbegrenzt sind, wenn ein Rauschen vorhanden ist. Trotzdem kann die Funktion e(τ') in die durch Gleichung (33) gegebene Form gebracht werden. e(τ') = ∫∞–∞ w(t)|ν(t + τ' – τ)|2dt (33)wobei die Kennlinienfunktion w(t) gleich sgn(t), der Signaturfunktion ist. Zum Optimieren der Kennlinienfunktion w(t) ist es hilfreich, eine Gütezahl F, wie sie in Gleichung (34) angegeben ist, zu definieren.
Der Zähler von F ist die numerische Steigung der mittleren Fehlerkennlinie im Intervall [–T_A, 'T_A], das den nachgeführten Wert τ₀' umgibt. Das statistische Mittel wird bezüglich des Rauschens sowie des Zufallkanals h_c(t) genommen. Es ist wünschenswert, eine statistische Kennlinie des Kanals festzulegen, um diesen statistischen Durchschnitt zu ziehen. Zum Beispiel kann der Kanal als ein stationärer korrelationsloser Weit-Erfassungsstreuungs-Kanal (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering/WSSUS) mit eine Impulsantwort h_c(t) und einem Weiß-Rauschen-Vorgang U(t) modelliert werden, der eine Intensitätsfunktion g(t) hat, wie sie in Gleichung (35) gezeigt ist. hc(t) = √g(t)U(t) (35)
Die Varianz von e(τ) wird als der mittlere Quadratwert der Fluktuation e'(τ) = e(τ) – 〈e(τ)〉 (36)berechnet, wobei <e(τ)> der Durchschnitt von e(τ) bezüglich des Rauschens ist.
Eine Optimierung der Gütezahl F bezüglich der Funktion w(t) kann unter der Verwendung wohl bekannter Optimierungs-Variationsverfahren durchgeführt werden.
Nachdem die optimale w(t) bestimmt wurde, kann der resultierende Prozessor genau durch einen quadratischen Abtastprozessor approximiert werden, der wie folgt abgeleitet wird.
Durch das Abtasttheorem kann das Signal v(t), das auf eine Bandbreite W in seiner Bandbreite beschränkt ist, auf seine Abtastungen hin ausgedrückt werden, wie in Gleichung (37) gezeigt ist. ν(t) = Σν(k/W)sinc[(Wt – k)π] (37)
Ein Einsetzen dieser Erweiterung in die Gleichung (Z + 6) resultiert in einer unendlichen quadratischen Form in den Abtastungen v(k/W + τ' – τ). Unter der Annahme, dass die Signalbandbreite gleich der Chiprate ist, wird eine Verwendung eines Abtastverfahrens möglich, welches durch das Chip-Taktsignal getaktet wird, das zum Erhalten der Abtastungen verwendet werden kann. Diese Abtastungen v_k werden durch die Gleichung (38) repräsentiert. νk = ν(kTc + τ' – τ) (38)
Diese Annahme führt zu einer Vereinfachung der Implementierung. Sie ist gültig, wenn der Verfälschungsfehler klein ist.
In der Praxis ist die abgeleitete quadratische Form beschnitten. Ein Beispiel einer normalisierten B-Matrix ist unten in Tabelle 12 gegeben. Für dieses Beispiel wird ein exponentielles Verzögerungs-Spreizprofil (g(t) = exp(–t/τ) angenommen, wobei τ gleich einem Chip ist. Ein Aperturparameter T_A, der gleich eineinhalb Chips ist, ist ebenfalls anzunehmen. Der unterliegende Chippuls hat ein erhöhtes Kosinusspektrum mit einer Überschussbandbreite von 20%.
Tabelle 12: B-Matrix-Beispiel
Die Codenachführung wird über einen Schleifen-Phasendetektor implementiert, der wie folgt ausgeführt wird. Der Vektor y ist als ein Spaltenvektor definiert, der die 11 komplexen Ausgabepegelwerte des Pilot-AVC 1711 repräsentiert, und B bezeichnet eine symmetrische 11 × 11-Realwert-Koeffizientenmatrix mit vorbestimmten Werten zum Optimieren der Leistung der nicht kohärenten Pilot-AVC-Ausgangswerte y. Das Ausgangssignal ε des Phasendetektors ist durch die Gleichung (39) gegeben: ε = yTBy (39)
Die folgenden Berechnungen werden zum Implementieren eines proportionalen plus integralen Schleifenfilters und des VCO implementiert: x[n] = x[n – 1] + βε z[n] = z[n – 1] + x[n] + αεfür β und α, welche Konstanten sind, die von der Modellierung des Systems zum Optimieren. der Systemleistung für den bestimmten Sendekanal und die bestimmte Anwendung gewählt wurden, und wobei x[n] der Ausgabewert des Integrators des Schleifenfilters und z[n] der VCO-Ausgabewert ist. Die Codephasenabstimmungen werden vom Modem-Controller unter Befolgung der Pseudocode-Unterroutine vorgenommen:
In dem obigen Pseudocode könnte auch eine andere Verzögerungsphase verwendet werden, was mit der vorliegenden Erfindung übereinstimmen würde.
Der AMF-Zapf-Gewicht-Aktualisierungsalgorithmus des (in 15 gezeigten) AMF-Gewicht-Generators 1722 findet periodisch statt, um die Phase eines jeden Fingerwerts des Pilot-RAKEs 1711 zu derotieren und zu skalieren, indem eine komplexe Multiplikation des Pilot-AVC-Fingerwerts mit dem komplexen Konjugat des aktuellen Ausgabewertes der Träger-Nachführschleife und durch Anlegen des Produkts an ein Tiefpassfilter und Bilden des komplexen Konjugats der Filterwerte zum Erzeugen von AMF-Zapf-Gewicht-Werten durchgeführt wird, die periodisch in die AMF-Filter des CDMA-Modems geschrieben werden.
Der in 15 gezeigte Synchronisations-Überprüfungsalgorithmus wird vom Modem-Controller 1303 ausgeführt, der SPRT-Operationen am Ausgangssignal des Skalar-Korrelatorfelds durchführt. Das SPRT-Verfahren ist das gleiche wie dasjenige für den Akquisitionsalgorithmus, außer dass die Konstanten verändert werden, um die Wahrscheinlichkeit der Erfassung einer Synchronisation zu erhöhen.
Eine Trägernachführung wird über eine Schleife zweiter Ordnung durchgeführt, die die Pilot-Ausgabewerte des skalarkorrelierten Felds bearbeitet. Das Phasen-Detektor-Ausgangssignal ist die hart begrenzte Version der Quadraturkomponente des Produkts des (komplexe Werte aufweisenden) Pilot-Ausgangssignals des skalar korrelierten Felds und des VCO-Ausgangssignals. Das Schleifenfilter hat eine proportionale plus integrale Konstruktion. Der VCO ist ein in einer Reihensumme akkumulierter Phasenfehler f, der in den komplexen Zeiger cos f + j sin f unter Verwendung einer Referenztabelle im Speicher konvertiert wird.
Die vorherige Beschreibung des Akquisitions- und Nachführalgorithmus konzentriert sich auf ein nicht kohärentes Verfahren, weil der beschriebene Akquisitions- und Nachführalgorithmus eine nicht kohärente Akquisition gefolgt von einer nicht kohärenten Nachführung benötigt, weil während der Akquisition eine kohärente Referenz erst dann verfügbar ist, wenn AMF, Pilot AVC, Aux-AVC und DPLL in einem Gleichgewichtszustand sind. Auf diesem Gebiet ist jedoch bekannt, dass eine kohärente Nachführung und Kombinierung bevorzugt wird, weil bei der nicht kohärenten Nachführung und Kombinierung die Ausgangs-Phaseninformation eines jeden Pilot-AVC-Fingers verloren geht. Folglich verwendet eine andere Ausführungsform der Erfindung ein Zwei-Schritt-Akquisitions- und Nachführsystem, bei dem der zuvor beschriebene nicht kohärente Akquisitions- und Nachführalgorithmus zuerst ausgeführt wird, und dann der Algorithmus auf ein kohärentes Nachführverfahren umschaltet. Das kohärente Kombinier- und Nachführverfahren ist dem zuvor beschriebenen ähnlich, außer dass das nachgeführte Fehlersignal in der folgenden Form ist: ε = yTAy (40)wobei y als ein Spaltenvektor definiert ist, der die 11 komplexen Ausgangspegelwerte des Pilot-AVC 1711 repräsentiert, und A eine symmetrische 11 × 11-Realwert-Koeffizienten-Matrix mit vorbestimmten Werten zum Optimieren der Leistung bei den kohärenten Pilot-AVC-Ausgangssignalen y bezeichnet. Ein Beispiel einer A-Matrix ist unten gezeigt.
Auch wenn die Erfindung anhand mehrerer beispielhafter Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht es sich für den Fachmann, dass die Erfindung mit Modifikationen an den Ausführungsformen in die Praxis umgesetzt werden kann, die im Umfang der Erfindung, wie er von den Ansprüchen definiert ist, liegen.

Claims

Adaptive angepaßte Filter-Einrichtung (AMF) zum Sammeln der Signalleistung eines Spreizdatenkanals in einem Spreizspektrumkommunikationssystem aus einem Spreizsignal, das eine Vielzahl von Mehrwegesignalkomponenten aufweist, wobei jede der Mehrwegesignalkomponenten eine Trägerphase besitzt, bei der das Spreizsignal einen gespreizten Pilotkanal enthält, der eine erste, vorbestimmte, spreizende Codesequenz und einen gespreizten Datenkanal anwendet, der eine zweite vorbestimmte spreizende Codesequenz anwendet die sich von der ersten vorbestimmten Codesequenz unterscheidet, wobei der gespreizte Pilotkanal unmoduliert ist und der gespreizte Datenkanal datenmoduliert ist; wobei die AMF-Einrichtung gekennzeichnet ist durch: Pilotvektorkorrelatormittel (701, 702, 703), die zum Empfangen des gespreizten Signals angekoppelt sind, zum Bestimmen einer Vielzahl von Mehrwegesignalgewichtungswerten, die aus einer Vielzahl von Mehrwegesignalträgerkomponenten des gespreizten Pilotkanals bestimmt werden, wobei jeder Mehrwegesignalgewichtungswert einer jeweiligen Mehrwegesignalträgerkomponente entspricht und davon abgeleitet ist; Ortscodessequenzgeneratormittel zum Generieren einer Vielzahl von Ortscodesequenzen, wobei jede der Ortscodesequenzen eine jeweilige codephasenverschobene Version der zweiten vorbestimmten spreizenden Codesequenz ist; Daten-AMF-Mittel, die zum Empfangen des gespreizten Signals angekoppelt sind, zum Liefern eines Datenwertes, der von dem gespreizten Datenkanal bestimmt ist, wobei die Daten-AMF-Mittel aufweisen: a) eine Vielzahl von spreizenden Codekorrelatoren (801, 802, 803), von denen jeder spreizende Codekorrelator eine jeweilige Sequenz der Ortscodesequenzen mit dem empfangenen gespreizten Signal korreliert, um eine jeweilige Komponente der entspreizten Mehrwege-Datensignalkomponenten zu erzeugen, die einen Trägerphasenwert hat, wobei jeder spreizende Codekorrelator einen Multiplizierer umfasst, der eine Signaleingabe durch eine bestimmte Phase der zweiten vorbestimmten spreizenden Codesequenz in den Multiplizierer multipliziert, und eine „sum-and-dump"- Schaltung, die an die Ausgabe des Multiplizierers angekoppelt ist, um eine eigenständige Integration auszuführen; b) eine Vielzahl von Gewichtungsmitteln (817, 818, 819), die an die Vielzahl von spreizenden Codekorrelatoren (801, 802, 803) angekoppelt sind, um die jeweilige Mehrwegedatensignalkomponente in hohem Ausmaß zu skalieren, und zum Ausrichten des Trägerphasenwertes der jeweiligen entspreizten Mehrwegedatensignalkomponente als Antwort auf den jeweiligen Mehrwegegewichtungswert; und c) Datenkomponente-Kombiniermittel (820), die an die Vielzahl von Gewichtungsmitteln (817, 818, 819) angekoppelt sind, zum Kombinieren der skalierten und ausgerichteten Merhwegdatensignalkomponenten, um den Datenwert zu erzeugen.
AMF-Einrichtung gemäß Anspruch 1, weiter gekennzeichnet durch: jeder der Vielzahl der spreizenden Codekorrelatoren enthält weiter i) Multiplikationsmittel zum Multiplizieren des gespreizten Signals mit einer jeweiligen Sequenz der Ortscodesequenzen, um einen korrelierten Signalwert zu erzeugen, und ii) Akkumulationsmittel zum Akkumulieren des korrelierten Signalwertes für eine vorbestimmte Periode, um eine entspreizte Mehrwege-Datensignalkomponente zu erzeugen, die eine Trägerphase aufweist, welche der Trägersignalphase der jeweiligen empfangenen Komponente der Mehrwegesignalkomponente entspricht; und die Gewichtungsmittel eine Vielzahl von Multiplizierern aufweisen, wobei jeder Multiplizierer eine jeweils einzelne Komponente der entspreizten Mehrwege-Datensignalkomponenten mit einem jeweiligen Wert der Mehrwege-Signalgewichtungswerte multipliziert, und jeder Multiplizierer eine einzelne skalierte und ausgerichtete Mehrwegdatensignalkomponente erzeugt.
AMF-Einrichtung gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Pilotvektorkorrelatormittel (701, 702, 703), die weiter aufweisen: Ortspilot-Codesequenzgeneratormittel zum Generieren einer Vielzahl von Ortscodesequenzen, wobei jede der Codesequenzen eine codephasenverschobene Version der spreizenden Pilot-Codesequenz ist; eine Vielzahl von pilotspreizenden Codekorrelatoren, wobei jeder spreizende Pilotcodekorrelator eine jeweils einzelne Sequenz der Ortscodesequenzen mit dem Spreizsignal korreliert, wobei jeder spreizende Codekorrelator i) Multiplikationsmittel (704, 705, 706) zum Multiplizieren des gespreizten Signals mit der jeweils einzelnen Sequenz der Ortscodesequenzen umfaßt, um einen korrelierten Pilotsignalwert zu erzeugen; und ii) Akkumulatormittel (708, 709, 710) zum Akkumulieren des korrelierten Pilotsignalwertes für eine vorbestimmte Periode, um eine entspreizte Mehrwege-Pilotsignalkomponente zu erzeugen, die eine Trägersignalphase aufweist; Filtermittel (711, 712, 713), die eine Vielzahl von Tiefpassfiltern enthalten, die so angeordnet sind, dass jede einzelne Komponente der Vielzahl von entspreizten Mehrwege-Pilotsignalkomponenten an ein jeweiliges einzelnes Filter der Vielzahl von Tiefpassfiltern angelegt ist, um einen Mehrwegesignalgewichtungswert entsprechend der Trägersignalphase der jeweiligen empfangenen Mehrwegesignalkomponente zu erzeugen und so dass eine von der Vielzahl von entspreizten Mehrwege-Pilotsignalkomponenten und einem jeweiligen Wert der Mehrwegesignalgewichtungswerte an einen jeweiligen einzelnen Multiplizierer der Vielzahl der Multiplizierer ausgelegt wird, und jede Mehrwege-Pilotsignalkomponente mit einem jeweiligen Wert der Mehrwegesignalgewichtungswerte multipliziert wird, um eine jeweilige skalierte und phasengedrehte Pilotsignalkomponente von einer Vielzahl von skalierten und phasengedrehten Pilotsignalkomponenten zu erzeugen, die im wesentlichen gleiche Trägerphasen haben; und Pilotkomponente-Kombiniermittel (720) zum Kombinieren der Vielzahl der gewichteten Pilotsignalkomponenten, um einen Pilotdatenwert zu erzeugen.
AMF-Einrichtung gemäß Anspruch 1, weiter gekennzeichnet durch: Taktsignalgeneratormittel zum Erzeugen eines Taktsignals, wobei die Ortscodesequenzgeneratomittel an die Taktsignalgeneratoreinrichtung zum sequentiellen Liefern einer Vielzahl von spreizenden Codewerten, als Antwort auf das Taktsignal, angekoppelt sind; und die Daten-AMF-Mittel weiter umfasst: i) ein Schieberegister (831), das auf das Taktsignal anspricht und eine Vielzahl von Stufen, mit einer ersten Stufe und einer letzten Stufe enthält, wobei das genannte vorbestimmte Codesequenzsignal an die erste Stufe angelegt wird, wobei jede Stufe einen jeweiligen Abgriff definiert, und jeder Abgriff ein Signal liefert, das den aufeinanderfolgenden Werten der gespreizten Codewerte entspricht; ii) die Vielzahl von Gewichtungsmitteln, umfassend eine Vielzahl von Signalmultiplizierern (836, 837, 838, 839), von denen jeder Signalmultiplizierer einen Abgriffsausgabewert mit einem jeweiligen Wert der Vielzahl der Mehrwege-Signalgewichtungswerte multipliziert, um einen einzelnen Wert der entspreizenden Mehrwegesignalwerte einer Vielzahl von entspreizenden Mehrwegesignalwerten zu liefern; und iii) die Datenkomponentenkombiniermittel, umfassend: Kombiniermittel (840) zum Kombinieren aller Werte der Vielzahl von entspreizenden Mehrwegesignalwerten, um ein entspreizendes Signal zu liefern; Multipliziermittel (841) zum Multiplizieren des gespreizten Signals mit dem entspreizenden Signal, um ein entspreiztes Datensignal zu liefern; und Akkumuliermittel (842) zum Akkumulieren des entspreizten Datensignals für eine vorbestimmte Periode, um den entspreizten Datenwert zu liefern.