DE69635211T2 - Satelliten/Zellular zwei Betriebsart Endgerät - Google Patents

Satelliten/Zellular zwei Betriebsart Endgerät Download PDF

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Description

  • Gebiet der Offenbarung
  • Die vorliegende Erfindung gehört zu mobilen oder tragbaren drahtlosen Telefonen, die entweder über landbasierende zellulare Systeme oder über Umlaufbahnsatelliten arbeiten können, wenn keine Landfunk-Basisstation innerhalb des Bereichs ist, und insbesondere zu einer Einrichtung zum Auswählen von Satellitensignalformaten zum Ermöglichen einer Wiederverwendung von Komponenten in drahtlosen Telefonen, wenn zwischen Moden umgeschaltet wird, um die Kosten zu reduzieren.
  • Hintergrund der Offenbarung
  • Die Signalbandbreite und der Kanalabstand, die für eine Satellitenkommunikation verwendet werden, sind allgemein unterschiedlich von der Signalbandbreite, die bei zellularen Systemen verwendet wird. Ein Grund für diesen Unterschied besteht darin, dass eine Satellitenkommunikation durch thermisches Rauschen beschränkt ist. Als Ergebnis verwendet eine Satellitenkommunikation niedrigere Bandbreiten- und Codierraten. Andererseits ist eine zellulare Kommunikation bezüglich einer Interferenz beschränkt, was höhere Bandbreiten- und Codierraten favorisiert.
  • Beispielsweise ist der Kanalabstand des zellularen GSM-Systems 200 kHz, während das Satellitensystem INMARSAT-M einen Kanalabstand von 5 kHz oder 10 kHz verwendet. Im letzteren Schmalbandmode ist ein Frequenz- und Phasenrauschen deutlich störender für sich bewegende Endgeräte oder mobile Stationen als im ersteren Breitbandmode. Somit können Schwierigkeiten dabei auftreten, für eine Wirtschaftlichkeit im Endgerät zu versuchen, eine Schaltung für beide Moden wiederzuverwenden.
  • Die US-Patentanmeldung Nr. 08/305,780, die hierin durch Bezugnahme enthalten ist, beschreibt ein Dualmode-Endgerät, das mit einer neuen Frequenzsynthesizerschaltung ausgestattet ist, die ökonomisch sowohl Schmalband-Satellitenkanalabstände als auch GSM-Abstände zur Verfügung stellt, während die strengen Rauschanforderungen in einem Schmalband-Satellitenmode und die schnellen Schaltanforderungen für den GSM-Frequenzsprungmode erfüllt werden.
  • Andere frühere Beschreibungen von Dualmode-Endgeräten, die dieselben Komponenten zwischen zwei Moden ökonomisch wiederverwenden, können beispielsweise in der US-Patentanmeldung 07/585,910 mit dem Titel "Multi-mode signal processing" gefunden werden, welche hierin durch Bezugnahme enthalten ist, und die eine Wiederverwendung derselben Komponenten zum alternativen Verarbeiten eines analogen FM-Signals gemäß dem AMPS-Zellularstandard oder eines digitalen zellularen Signals gemäß dem TIA-Standard IS54 beschreibt.
  • Der Artikel mit dem Titel "The GSM Radio Interface" von M.R.L. Hodges (Br. Telecom Technol J. Vol. 8, No. 1, S. 31 – 43, Januar 1990) diskutiert das digitale zellulare Funksystem Gruppenspezialfunk (GSM = Groupe Speciale Mobile). Gemäß dem GSM-System haben mobile Stationen die Fähigkeit zum Abtasten einer Übertragung von umgebenden Basisstationen und darauffolgendem Berichten der Messungen zurück zu den bedienenden Basisstationen.
  • Die europäische Patentanmeldung Nr. 0 560 388 offenbart ein Sende- und Empfangssystem zur Verwendung in einer Basisstation in einem digitalen Zeitmultiplexzugriffs-Telefonsystem. Das System lässt einen schnellen Übergang von einem System einer vollen Rate zu einer halben Rate zu.
  • Die europäische Patentanmeldung Nr. 0 275 118 offenbart ein Zeitmultiplex-Zugriffssystem zur Verwendung beim Ausführen einer Kommunikation zwischen einer Vielzahl von Erdstationen über einen Satelliten.
  • Das US-Patent Nr. 5,398,247 offenbart digitale Zeitmultiplexzugriffs-Funkkommunikationssysteme, wobei ein physikalischer Übertragungskanal in eine Vielzahl von Logikkanälen bezüglich der Zeit aufgeteilt ist, die unterschiedlichen Kommunikationen zugeordnet werden können, wobei jeder logische Kanal aus Zeitschlitzen mit einer selben seriellen Nummer in aufeinanderfolgenden Frames einer konstanten Länge besteht.
  • Der Artikel mit dem Titel "Issues on the Protocol Definition for an Integrated Space/Terrestrial Mobile Communication System", von E. Del Re et al. (European Conference on Satellite communications, Manchester, 2–4. Nov. 1993) betrifft ein integriertes Raum/terrestrisches System, wobei ein Satellit mit einem terrestrischen zellularen Netzwerk kooperiert, um Anwenderdienste zur Verfügung zu stellen.
  • Die Hierarchie von GSM-Frames ist in dem Dokument "GSM System for Mobile Communications. Comprehensive Overview of the European Digital Cellular Systems", s.I.s.: Cell&Sys (1992), S. 215–216 beschrieben.
  • Der GSM-Standard offenbart die Möglichkeit zum Übertragen von niedrigeren Bitraten durch Übertragen von TDMA-Bursts mit derselben Bitrate, nur weniger oft. Der GSM-Standard beschreibt einen sogenannten "Halbraten"-Mode, in welchem ein Burst nur alle 16 Zeitschlitze übertragen wird, anstelle von alle acht. Jedoch wird dasselbe Format in der Aufwärtsstreckenrichtung (Mobil zu Basis) wie in der Abwärtsstreckenrichtung (Basis zu Mobil) verwendet, was zu Problemen von hohen Spitzenleistungsanforderungen von dem Mobiltelefon in einem Satellitensystem führt.
  • Die US-Patentanmeldung Nr. 08/179,954, die hierin durch Bezugnahme enthalten ist, offenbart asymmetrische TDMA-Formate, in welchen Aufwärtsstrecken-TDMA-Formate eine geringere Anzahl von Zeitschlitzen haben können, die mit einer größeren Verfügbarkeit von schmaleren Bandbreitenfrequenzkanälen kombiniert sind, als die entsprechenden Abwärtsstrecken TDMA-Formate, um dadurch das Spitzen/Mittel-Leistungsverhältnis zu reduzieren, das im mobilen Endgerät benötigt wird. Wenn die in der oben enthaltenen Anmeldung offenbarte Erfindung jedoch in die Praxis umgesetzt wird, kann ein Endgerät nicht mit der Aufwärtsstreckenwellenform des zellularen GSM-Standards kompatibel sein.
  • Zusammenfassung der Offenbarung
  • Nun wird ein tragbares drahtloses Endgerät offenbart, das eine Einrichtung zum Arbeiten gemäß einem bekannten digitalen zellularen Standard, wie beispielsweise GSM, hat, wie beispielsweise eine Einrichtung mit Empfänger-Funkfrequenzkomponenten zum Empfangen eines TDMA-Bursts und zum Digitalisieren des Bursts und mit Signalverarbeitungskomponenten zum Decodieren des Bursts und zum Wiederherstellen eines Sprach- oder Datensignals. Das erfinderische Endgerät verwendet dieselben Empfängerkomponenten zum Empfangen eines Satelliten-TDMA-Bursts, der vorzugsweise dieselbe Bitrate und dasselbe Format verwendet, aber aufgrund des digitalen Sprachsignals vom Satelliten, das mit einer niedrigeren Bitrate codiert wird, weniger häufig auftritt. Das Endgerät überträgt einen TDMA-Burst mit einem Untervielfachen der Empfangs-Bitrate für eine proportional längere Zeit unter Verwendung eines Sendefrequenzkanals, der bezüglich der Bandbreite proportional schmaler ist. Der Sende-Zeitschlitz und die Sendefrequenzkanalzuteilung sind mit der Empfangsfrequenz- und Zeitschlitzzuteilung auf eine derartige Weise verbunden, dass ein Senden und ein Empfangen bei dem Endgerät einander nicht überlagern und eine nahezu konstante relative Zeitbeziehung haben, wie es durch eine Zeitgabesteuerung bestimmt wird, die eine Schleifenausbreitungsverzögerung kompensiert.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren von Information unter Verwendung eines Zeitvielfachzugriffs und eines adaptiven Sendens und Empfangens offenbart. Zuerst werden Signalbursts von einer TDMA-Sendeeinrichtung zu einer TDMA-Empfangseinrichtung gesendet bzw. übertragen, wobei die Sendeeinrichtung die Information codiert und codierte Information zu der Empfangseinrichtung sendet, indem wenigstens einer von zwei Zeitschlitzen einer Vielzahl von Zeitschlitzen in einer sich wiederholenden TMDA-Frameperiode verwendet wird. Beide der zwei Zeitschlitze werden empfangen, gleichgültig ob die Sendeeinrichtung unter Verwendung des einen oder der zwei Zeitschlitze gesendet hat oder nicht, und empfangene Signale werden als beabsichtigt oder nicht beabsichtigt klassifiziert. Dann werden aufeinanderfolgend empfangene Signale, die als beabsichtigt klassifiziert sind, in einen Block zum Decodieren zusammengebaut, und der Block wird decodiert, um die Information zu reproduzieren.
  • Gemäß einem weiteren Beispiel der vorliegenden Erfindung ist eine TDMA-Kommunikationsvorrichtung mit einer verbesserten Senderleistungspegelsteuerung offenbart. Eine Burst- Empfangseinrichtung empfängt TDMA-Signalburst in einem zugeteilten Empfangs-Zeitschlitz einer sich wiederholenden TDMA-Frameperiode und misst die empfangene Signalstärke. Eine Burst-Sendeeinrichtung sendet TDMA-Signalbursts in einem zugeteilten Sende-Zeitschlitz einer sich wiederholenden TDMA-Frameperiode unter einer Steuerung einer Leistungssteuereinrichtung. Schließlich berechnet eine Sendeleistungssteuereinrichtung einen erwünschten effektiven Burst-Sendeleistungspegel, um Ausbreitungspfadänderungen zu kompensieren, basierend auf der gemessenen empfangenen Signalstärke und einem Steuern der Burst-Sendeeinrichtung zum Senden eines Signalbursts auf einem gesteuerten Leistungspegel in dem zugeteilten Sende-Zeitschlitz in jeder der TDMA-Frameperioden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden einem Fachmann auf dem Gebiet aus der folgenden geschriebenen Beschreibung ohne weiteres offensichtlich werden, die in Zusammenhang mit den Zeichnungen verwendet wird, wobei:
  • 1 die Zuteilung von Frequenzen für persönliche Satellitenkommunikationsdienste in Weltbereichen darstellt;
  • 2 ein bekanntes GSM-Zeitvielfachzugriffsformat darstellt;
  • 3 eine Co-Kanal-Träger/Interferenz als Funktion des Wiederverwendungsabstands darstellt;
  • 4 die Anzahl von Zeitschlitzen pro 200-kHz-Kanal darstellt;
  • 5 8-, 16-, 24- und 32-Schlitzformate gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 6 die Entsprechung zwischen Aufwärtsstrecken und Abwärtsstrecken gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 7 ein Dualmode-Satellit/Zellular-Endgerät gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 8 ein Burst-Verarbeitungsverfahren für den Satellitenmode gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 9 eine Kanaleinheit für Satellit-zu-Mobil-Übertragungen gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 10 eine Bodenstation gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 11 eine Makro-Diversity darstellt, die in einem zellularen Netzwerk gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
  • 12 eine Sektoren-Diversity für mobile Stationen an Sektorgrenzen gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 13 ein Endgerät darstellt, das eine adaptive Leistungssteuerung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung verwendet;
  • 14 einen Synchronisierer für gerade/ungerade Frames gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 15 eine adaptive TDMA-Formatierung gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt; und
  • 16 ein Basisband-Frequenzsprungverfahren darstellt, das zu einer adaptiven Formatierung gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung gehört.
  • Detaillierte Beschreibung der Offenbarung
  • 1 stellt die Zuteilungen von Frequenzen für persönliche Satellitenkommunikationsdienste in Weltbereichen R1, R2 und R3 im Vergleich mit FCC-Vorschlägen für neue Frequenzen dar, um durch eine Auktion für neue landbasierende persönliche Kommunikationsdienste angeboten zu werden. Es kann gesehen werden, dass die PCS-Bänder, die mit DEFG markiert sind, in Konflikt mit den Satelliten-PSC-Bändern sind. Jedoch hat FCC gegenwärtig Pläne zum Zuteilen von Frequenzbänder DEFG zu PCS aufgegeben, und die geplante Frequenzauktion ist auf Bänder beschränkt, die mit A, B und C markiert sind. Die separaten A-, B- und C-Gruppen stellen Aufwärts- und Abwärtsstreckenbänder für Richtungen von Mobil zu Basis bzw. von Basis zu Mobil dar, und die 80-MHz-Trennung ist als Duplexabstand bekannt.
  • Zwischen den Aufwärts- und Abwärtsstreckenbändern werden die Frequenzen auf einer nicht lizenzierten und stark ungeregelten Basis angeboten werden. Dieses ungeregelte Band hat keinen ins Auge gefassten Frequenzduplexabstand und ist nur für Simplex-Halbduplex- oder Drücken-zum-Sprechen-Systeme geeignet, oder Systeme, die den Zeitduplexbetrieb gleicher Frequenz verwenden, wie beispielsweise der digitale europäische drahtlose Telefonstandard (DECT).
  • Der Duplexabstand zwischen Satelliten-Aufwärtsstrecken- und -Abwärtsstreckenbändern ist derart zu sehen, dass er etwas größer ist. Während dies den Aufbau von kleinen Duplexern mit geringem Verlust ermöglicht, die ein Senden und ein Empfangen gleichzeitig über dieselben Antennen zulassen würden, sind Duplexer noch Komponenten, die vorzugsweise vermieden werden, indem das Zeitduplexverfahren wenigstens im tragbaren Telefonendgerät verwendet wird. Ein Vermeiden von derartigen hochfrequenzselektiven Komponenten ermöglicht auch den Aufbau eines Empfängers, der sowohl das PCS-Empfangsband 1930–1970 MHz als auch das PSC-Empfangsband umfassen würde.
  • Die vorliegende Erfindung enthält, ist aber nicht darauf beschränkt, den Aufbau von Dualmode-PCS/PSC-Endgeräten in den Bändern, die in 1 dargestellt sind. Die vorliegende Erfindung kann alternativ auf Dualmode-Endgeräte angewendet werden, in welchen das zellulare Band im Bereich von 900 MHz ist, oder tatsächlich in welchem die Satelliten- und Zelluar-Frequenzbänder in irgendeinem Frequenzbereich liegen.
  • Ein Satellitensystem beim gegenwärtigen Stand der Technik kann sich nicht der Kapazität eines landbasierenden zellularen Systems annähern, um Millionen von Teilnehmern zu dienen. Eine Aufgabe zum Bereitstellen von Dualmode-Zellular-Satelliten-Endgeräten besteht somit im Sicherstellen, dass Teilnehmer das zellulare System hoher Kapazität verwenden, wo immer es verfügbar ist, so dass nur Teilnehmer, die temporär außerhalb einer zellularen Versorgung sind, den Satelliten mit begrenzter Kapazität verwenden müssen. Ein Satellitensystem kann jedoch eine globale Versorgung zur Verfügung stellen, und somit tritt der Hauptgrund zum Transferieren eines Anrufs zum Satellitensystem dann auf, wenn der Teilnehmer zu einem Land gereist ist, welches ein nicht kompatibles zellulares System hat.
  • Die Satellitenauslastung kann tatsächlich durch diese Kategorie von Teilnehmern dominiert werden, die "der reisende Geschäftsmann" genannt werden, die temporär außerhalb des natürlichen zellularen Systems sind, für welches ihr Telefon entwickelt ist, um zu arbeiten, obwohl sie innerhalb der zellularen Versorgung eines nichtkompatiblen fremden Systems sind. Solche Teilnehmer können noch einen Dienst unter Verwendung des Satellitenmodes des hierin beschriebenen erfinderischen Dualmode-Endgeräts empfangen.
  • In Europa sind die PCS-Frequenzbänder, die zugeteilt worden sind, bezüglich der Frequenz etwas niedriger als die PCS-Bänder in den Vereinigten Staaten, und der Duplexabstand ist 95 MHz, was gegensätzlich zu 80 MHz ist. Das europäische PCS-System ist als DCS1800 bekannt und verwendet den 900-MHz-GSM-Standard, der zu den höheren Frequenzbändern umgesetzt ist.
  • Eine Vermeidung von sehr frequenzselektivn Duplexfiltern ermöglicht auch den Aufbau eines Endgeräts, das in sowohl den US- als auch den europäischen PCS-Bändern arbeitet. Somit ist es sogar möglich, sich ein PCS/PSC-Endgerät auszudenken, das in sowohl dem US-PCS-System als auch dem europäischen DCS1800-System daheim ist, um dadurch ein noch weiteres Belasten der beschränkten Satellitenkapazität zu vermeiden. Aus administrativen Gründen, wie beispielsweise einem Abrechnen von Diensten beim Teilnehmer, kann ein Endgerät entwickelt sein, um bis zu drei Gruppen von Teilnahmedaten zu speichern, wie beispielsweise eine Teilnahme bei einem Betreiber des US-PCS-Systems, einer Teilnahme bei einem europäischen DCS1800 oder einem GSM-Systembetreiber und einer Teilnahme bei dem globalen Satellitensystem. Der GSM-Standard beschreibt die Fähigkeit zum Speichern von Teilnahmeinformation einschließlich von Sicherheits- und Authentifizierungsschlüsseln extern zum Telefon in einer Einsteck-"Smartcard". Ein Beispiel kann ein Verwenden einer Smartcard aufweisen, die nicht nur alternative Teilnahmeinformation enthält, die elektronisch in das Telefon gelesen wird, sondern auch eine Beschreibung des alternativen Modes und daher von Signalwellenformen, welche eine Signalverarbeitung des Telefons annehmen wird, wenn diese Teilnahmedaten im Einsatz sind. Der Annehmlichkeit für einen Teilnehmer und ein Verbreiten halber jedoch besteht ein Beispiel im Annehmen derselben Gruppe von Teilnahmedaten einschließlich einer Telefonnummer und im Sicherstellen, dass diese Daten in allen Systemen als gültig akzeptiert werden, wenn der Teilnehmer zwischen Systemen umschaltet.
  • Ein Vermeiden einer Belastung des Satellitensystems kann unnötigerweise tatsächlich die Einnahmen eines Satellitenbetreibers erhöhen, da Teilnahmen verkauft und Gebühren von einer größeren Anzahl von Teilnehmern eingesammelt werden können, ohne eine Systemsättigung zu riskieren. Teilnahmeeinnahmen können Anrufgebühren stark übersteigen, wenn die Gesamtanzahl von Teilnehmern viel größer als die Anzahl von Teilnehmern ist, die dauerhaft Anrufe über das Satellitensystem durchführen. Somit ist es nicht nötig, Teilnehmern eine Prämie zuzuteilen, die temporär außerhalb einer zellularen Versorgung sind und die über einen Satelliten verbunden werden müssen. Anrufgebühren und eine Anrufrechnung kann somit auf denselben Pegeln ungeachtet davon bleiben, wie der Dienst geliefert wird, d.h. über einen Satelliten oder über ein Landnetzwerk, so dass die Verwendung des Satelliten oder des landbasierenden Netzwerks für den Teilnehmer vollständig transparent ist.
  • 2 stellt das TDMA-Übertragungsformat dar, das bei GSM verwendet wird, und zwar bei sowohl dem 900-MHz- als auch dem 1800-MHz-Band. Ein Superframe weist 4×26-TDMA-Frames auf. In allen 26 aufeinanderfolgenden TDMA-Frames tragen die ersten 12 Verkehrsinformation. Der Frame 13 ist frei bzw. leer und kann durch ein mobiles Endgerät verwendet werden, um Identifikationsdaten von Basisstationen in der Nähe zu lesen. Die Frames 14 – 25 tragen Verkehrsinformation, und der Frame 26 trägt ein Viertel einer langsamen zugeordneten Steuerkanalnachricht (SACCH = Slow Associated Control Channel message). Vier solche Blöcke von 26 Frames sind erforderlich, um eine Lieferung von einer SACCH-Nachricht zu vervollständigen, während jede Gruppe von 26 Frames Verkehrsdaten liefert, die sechs 20 mS-Sprachvocoder-Datenblöcke darstellen. Jeder 20 mS-Block von codierten Daten, die ein Segment der Sprachwellenform darstellen, ist über acht aufeinanderfolgende TDMA-Frames in einem Prozess gespreizt, der als Blockdiagonalverschachtelung bekannt ist. Jeder verschachtelte Block mit 8 Frames ist mit 4 Frames von jedem der benachbarten Sprachblöcke halb überlagert und verknüpft, um jeden Zeitschlitz mit Bits aufzufüllen, die halb von einem Sprachframe und halb von einem anderen gekommen sind. Jeder TDMA-Frame wird dann auf einer anderen Frequenz unter Verwendung eines Frequenzsprungverfahrens übertragen bzw. gesendet, um den Vorteil zu erhalten, der als Interferenzdurchschnittsbildung oder als Störer-Diversity bekannt ist.
  • Jeder TDMA-Frame 20, der etwa 4,615 mS dauert, ist in 8 Zeitschlitze 22 aufgeteilt. Ein Mobilsignal verwendet nur einen der acht Zeitschlitze in jedem Frame, und die anderen mobilen verwenden die anderen Zeitschlitze. 1 zeigt auch die innere Struktur von Datensymbolen innerhalb jedes Schlitzes. Ein 26-Bit-Syncwort 30 von bekannten Symbolen liegt im Zentrum des Schlitzes und wird zum Bestimmen der Charakteristiken des Sendekanals und zum Trainieren eines Entzerrers zum Durchführen einer optimalen Demodulation verwendet. Auf jeder Seite des Syncworts sind jeweils zwei Flag-Bits 32 und 34 platziert. Die Flag-Bits von acht aufeinanderfolgenden Frames, über welchen ein Sprachblock verschachtelt ist, sind bezüglich einer Majorität kombiniert, um ein Indiz diesbezüglich auszubilden, ob der verschachtelte Block eine Sprache ist, oder eine Nachricht eines schnellen zugehörigen Steuerkanals (FACCH = Fast Associated Control Channel). Ein Sprachblock kann gestohlen bzw. weggenommen werden, um eine dringende FACCH-Nachricht zu senden, die beispielsweise anzeigt, dass das mobile Gerät einen Rand einer Zelle erreicht hat und zu einer Nachbarzelle zu übergeben bzw. umzuschalten ist, und die Flag-Bits zeigen dem Telefon an, wann ein Block für FACCH gestohlen worden ist.
  • Auf jeder Seite der Flag-Bits liegen jeweils 57 Bits von Daten 36 und 38, die einen Teil eines Sprachblocks oder einer FACCH-Nachricht bilden können, wie es oben beschrieben ist. Eine Hälfte der 114 Bits gehört zu einem Sprach- oder FACCH-Block, und die andere Hälfte zu einem benachbarten verschachtelten Block. An jedem Ende des Schlitzes sind jeweils Endbits 40 und 42 hinzugefügt. Die Endbitperioden werden teilweise dazu verwendet, den Entzerrungs-Demodulatorbetrieb sauber zu beenden, wenn verzögerte Echos entzerrt werden, und teilweise dazu, zuzulassen, dass die Senderleistung ruhig in einer Rampenform aufwärts und abwärts verläuft, um ein spektrales Spreizen in benachbarte Frequenzkanäle zu vermeiden.
  • Ein codierter Sprachframe besteht somit aus einer Hälfte der 114 Bits von acht aufeinanderfolgenden Schlitzen, d.h. 456 Bits pro 20 mS oder 22,8 Kilobits pro Sekunde im Durchschnitt. Ein Teil der 456 Bits stellt wahrnehmbar wichtige Sprachbits dar, die mit einer 2:1-Redundanz für einen Fehlerschutz gesendet werden. Ein Faltungscode der Rate 1/2 wird zu diesen Zweck verwendet. Nach einem Decodieren wird die 2:1-Redundanz für diesen Teil der Bits entfernt und die decodierte Bitrate ist dann ein Durchschnitt von 13 Kilobits/Sekunde. Der Sprachvocoder arbeitet bei der Rate von 13 KB/s, welche eine gute Klangqualität zur Verfügung stellt, selbst bei Eingangsklängen keiner Sprache, wie beispielsweise einem Hintergrundrauschen.
  • Ein Satellitensystem opfert normalerweise etwas der Vorteile von Hochqualitäts-Vocodern, nämlich die gerade angegebene Robustheit gegenüber einem Hintergrundrauschen keiner Sprache, um die übertragene Informationsrate zu reduzieren und somit Batterieleistung vom Satelliten und vom Mobilgerät zu sparen. Eine Leistung ist zum Kommunizieren aufgrund der beteiligten großen Abstände bei einem Satelliten kritischer. Typischerweise kann ein Satellitenkommunikationssystem einen Sprachvocoder verwenden, der bei 4 Kilobits pro Sekunde arbeitet. Wenn es eher rauschbegrenzt als interferenzbegrenzt ist, ist es nicht vorteilhaft, eine Fehlerkorrekturcodierung nur auf einen Teil der Sprachbits anzuwenden, so dass ein Codeberater 1/2 auf das Gesamte der 4 Kilobits pro Sekunde angewendet werden kann, was ihn auf eine codierte Bitrate von 8 kB/S erhöht. Dies ist etwa 1/3 der GSM-codierten Informationsrate. Die niedrigere Bitrate könnte vom Satelliten zum Mobilgerät unter Verwendung einer proportional niedrigeren Bandbreite gesendet werden. Dies ist jedoch unerwünscht, da die Filterkomponenten, die zum Bilden von Empfängerbandbreiten verwendet werden, groß und teuer sind, und es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Duplizierung von Empfängerfiltern für eine zellulare Bandbreite und eine andere Satellitenbandbreite zu vermeiden.
  • Alternativ könnte die reduzierte Satellitenbitrate unter Verwendung derselben Bandbreite übertragen werden, aber in einem kürzeren Zeitschlitz, der weniger Bits enthält. Die Anzahl von Zeitschlitzen im TDMA-Frame könnte dann erhöht werden, um anderen Mobilgerätekonversationen zu dienen. Die pro Konversation verwendete Energie reduziert sich somit, was die Aufgabe eines Verwendens des Vocoders niedrigerer Rate ist. Ein kürzerer Zeitschlitz, der weniger Informationsbits enthält, ist jedoch nicht erwünscht, da der Zusatz des Syncwortes, der Flag-Bits und der Endbits einen höheren Anteil am Gesamtdurchsatz haben würde, was zu einer Ineffizienz und einem Verlust an Kapazität führt. Daher weist die Erfindung stattdessen ein Übertragen derselben Anzahl von Bits pro Schlitz auf, aber ein Erhöhen der Zeit zwischen Schlitzen, um die durchschnittliche Bitrate zu reduzieren, d.h. um die TDMA-Frameperiode durch ein Erhöhen der Anzahl von Schlitzen zu erhöhen.
  • Der Faktor, um welchen die Anzahl von Schlitzen in der Frameperiode erhöht wird, muss klarerweise eine kleine ganze Zahl sein. Der Effekt dieses Faktors in Bezug auf eine rohe Bitrate und die Anzahl von Signalen, die pro 200-kHz-Träger untergebracht sind, ist in der nachfolgenden Tabelle gezeigt:
  • Figure 00150001
  • Wenn sich die Anzahl von Schlitzen im Frame erhöht, kann es erscheinen, dass die Kapazität des Systems erhöht wird. Jedoch ignoriert dies den Effekt einer Co-Kanal-Interferenz. Wenn ein geringeres Codieren zur Verfügung gestellt wird, ist die Toleranz gegenüber einer Interferenz niedriger, und es ist nötig, den Abstand zwischen Mobilgeräten zu erhöhen, die denselben Kanal verwenden, um dadurch eine Frequenzwiederverwendung nur in einem groberen Gitter zuzulassen. Dieser Kompromiss ist spezifischer in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,958 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communication System with Improved Frequencey Reuse" angesprochen, welche hierdurch durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit enthalten ist. Dieser Kompromiss wird hier wiederholt, um darzustellen, wie die Framelänge (in Schlitzen) gewählt wird.
  • Clark und Cain "Error Correction coding for Digital Communications" gibt die erforderlichen Eb/Nr. für 0,1 % BER für Faltungscoderaten mit einer Beschränkungslänge 6 von 1, 3/4, 2/3, 1/2 und 1/3 wie folgt an:
    r Eb/Nr. für BER = 0,1 %
    1 6,7 dB
    3/4 3,9 dB
    2/3 3,5 dB
    1/2 3,0 dB
    1/3 2,6 dB
  • Werte für niedrigere Raten von 1/4 und 1/5 werden durch eine Extrapolation geschätzt. Diese Zahlen sind ohne Interferenz und müssen erhöht werden, wenn eine Co-Kanal-Interferenz bei Pegeln vorhanden ist, die durch das Träger-zu-Interferenz-Verhältnis (C/I) beschrieben sind. Das C/I, das eine Erhöhung von Eb/Nr. von jeweils 0,5, 1 und 3 dB erfordert, um die Interferenz zu kompensieren, ist in der nachfolgenden Tabelle angegeben:
  • ERFORDERLICHES C/I für 0,5 dB Verlust 1,0 dB Verlust 3,0 dB Verlust
    Figure 00160001
  • Es kann gesehen werden, dass, während die Eb/Nr., die für eine gegebene Fehlerrate nötig ist, sich mit einer erhöhenden Codierung ausrichtet, die C/I-Anforderung kontinuierlich weiter entspannt wird, wenn die Codierung erhöht wird, und zwar aufgrund der stetig größer werdenden Bandbreite, was beim Decodieren eine größer werdende Spreizspektrumsverarbeitungsverstärkung zur Verfügung stellt.
  • Die obigen Ergebnisse für den statischen Kanal sind für Fading- bzw. Schwundkanäle pessimistisch. Wenn ein Rice'sches oder Rayleigh-Fading vorhanden ist, muss die mittlere Eb/Nr. über die statische Eb/Nr.-Anforderung erhöht werden, um dieselbe Fehlerrate beizubehalten. Jedoch zeigt das C/I-Verhältnis auf der Satelliten-Abwärtsstrecke kein Fading, weil beide I- und C-Komponenten ein gegebenes mobiles Gerät über genau denselben Kanal erreichen und um genau gleiche Beträge schwinden. Somit reduziert das C/I sich nicht auf 10 dB, wenn die Eb/Nr. einen Schwund von 10 dB hat, sondern bleibt auf dem ursprünglichen Wert. Da das meiste der Fehler dann auftritt, wenn die Eb/Nr. einen Schwund hat, der sehr viel kleiner als ihr Mittelwert ist, ist der Effekt eines Additiven C/I von 10 dB an dieser Stelle nicht so wichtig.
  • Kehrt man zu der Auswahl eines Framelängenfaktors gleich 1, 2, 3 oder 4 zurück, gleichen diese Zahlen Codierraten von etwa 4/22,8 = 1/5 approx.; 4/11,4 = 1/3 approx.; 4/7,6 = 1/2 approx. und 4/5,7 = Rate 2/3 approx., bei einer uncodierten Sprach-Bitrate, die zu übertragen ist, von 4 Kilobit.
  • Aus der obigen Tabelle kann es daher gesehen werden, dass das C/I, das für eine kleinere Verschlechterung als 0,5 dB des Eb/Nr.-Leistungsbudgets nötig ist, unter Verwendung einer QPSK-Modulation in einem Kanal mit statischen Gaußschen Rauschen etwa sein würde, wie es in der nachfolgenden Tabelle gezeigt ist:
  • Figure 00180001
  • Es wird somit gesehen, dass ein Erhöhen der Anzahl von Schlitzen, während es erscheint, die Kapazität zu erhöhen, auch die C/I-Anforderung erhöht, was bedeutet, dass ein größerer Abstand zwischen Co-Kanal-Anwendern beibehalten werden muss, um dadurch die Bereichsdichte von Konversationen pro Megahertz zu erniedrigen.
  • Eine weitere Quelle einer Co-Kanal-Interferenz ist eine Intermodulation (IM) in den Satelliten-Senderleistungsverstärkern. Eine Intermodulation kann reduziert werden, aber nur auf Kosten einer Leistungsumwandlungseffizienz von einer teuren mittels Solarzelle erzeugten DC-Leistung zu einer Funkfrequenz-Kommunikationsleistung. Unter Verwendung von IM-Reduktionstechniken, die in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,947 mit dem Titel "Waste Energy Control And Management in Power Amplifiers" offenbart sind, welche hierdurch durch Bezugnahme enthalten ist, ist es möglich, eine -20-dB-Intermodulation bei Null dB einer Eingangsleistungsreduzierung bzw. -Unteraussteuerung zu erhalten, was die Bedeutung hat, dass die Senderleistungsverstärker bereits bei einem momentanen Signalpegel gleich dem ms-Wert in die Sättigung geraten. Das C/I, das benötigt wird, wenn eine Intermodulation von –20 dB vorhanden ist, ist in der zweitletzten Spalte der obigen Tabelle angezeigt.
  • Eine weitere Quelle einer Interferenz ist eine Nachbarkanalinterferenz. Die GSM-Modulation ist eine Gaußsche minimale Phasentastung (GMSK = Gaussian Minimum Shift Keying) mit einem Gaußschen Filter mit einem BT-Produkt von 0,3, wobei BT das Produkt aus der -3-dB-Bandbreite B mit der Bitperiode T ist. Dies ist ausführlicher in den GSM-Spezifikationen beschrieben. Eine GMSK-(BT=0,3)-Modulation führt zu einer Energie in den Nachbarkanälen von +/– 200 kHz weg von dem, was um 18 – 20 dB abwärts von der Hauptkeulenenergie ist. Solange der Satellit Nachbarkanalsignale mit demselben Leistungspegel wie ein erwünschtes Signal dazwischen strahlt, würde die Summe der Interferenz aus beiden Nachbarkanälen zwischen –15 und –17 dB relativ zum erwünschten Signal sein. Unter Verwendung eines Mittelwerts von –16 dB gibt die letzte Spalte in der obigen Tabelle das CO-Kanal-C/I an, das bei sowohl einer PA-Intermodulation von –20 dB als auch einer Nachbarkanalinterferenz von insgesamt –16 dB nötig ist. Dies zeigt an, dass die 32-Zeitschlitzoption die erforderliche Signalqualität nicht mehr mit nur einem Verlust von 0,5 dB einer Eb/Nr.-Leistungsfähigkeit erfüllt, und zwar aufgrund eines unzureichenden Codierens. Die zweite Tabelle zeigt das C/I, das für einen Verlust von 1 dB einer Eb/Nr.-Leistungsfähigkeit nötig ist, was zeigt, dass 32 Schlitze noch im Prinzip untergebracht werden können.
  • In der Praxis gibt es zwei Faktoren, die den Effekt einer Interferenz abschwächt:
    • (1) die bereits angegebene Tatsache, dass ein CO-Kanal-C/I mit einem Fading nicht variiert, und
    • (2) die Verwendung einer diskontinuierlichen Übertragung, was bedeutet, dass eine Hälfte der Co-Kanal- und Nachbarkanal-Störer momentan still sind.
  • Entgegen den obigen Abschwächungsfaktoren kann jedoch die Annahme nicht richtig sein, dass Nachbarkanalstörer auf demselben Pegel wie das erwünschte Signal sind. Es ist in einem Satelliten- oder Zellularsystem erwünscht, eine automatische Leistungssteuerung zu verwenden, um eine zusätzliche Leistung nur zu denjenigen Mobilgeräten zu führen, die temporär im Nachteil sind, und eine Leistung zu denjenigen in einer bevorzugten Situation zu reduzieren. Auf diese Weise wird die gesamte Abwärtsstreckenleistung, geteilt durch die Anzahl von unterstützten Verbindungen, durch die mittlere Ausbreitung plus einem Fading-Verlust und nicht den schlimmsten Fall bestimmt. Der Leistungssteueralgorithmus kann unabhängig von den Nachbarkanalsignalen arbeiten, so dass sie größer werden, während die erwünschte Signalleistung erniedrigt wird. Zum Zulassen, dass Nachbarkanalsignale eine um 10 dB höhere Leistung als das erwünschte Signal haben, ist es erwünscht, dass das spektrale Spreizen der Modulation reduziert wird und dass eine Nachbarkanalenergie von dem Bereich von –18 dB bis –20 dB zu dem Bereich von –28 bis –30 dB reduziert wird.
  • Die Nachbarkanalenergie unter Verwendung von GMSK resultiert daraus, dass sie eine Modulation konstanter Amplitude ist. Eine Konstantamplitudenmodulation ist für eine Übertragung von Mobiltelefonen bevorzugt, da Konstanthüllkurvensender einfacher und effizienter als Sender mit nicht konstanter Hüllkurve oder lineare Sender sind. Es gibt jedoch keinen Nachteil beim Verwenden einer linearen Modulation auf der Satelliten-Abwärtsstrecke, da der aktive Phasearray-Satellitentransponder in jedem Fall dazu geeignet bzw. daran angepasst ist, mehrere Signale zu handhaben, deren zusammengesetzte Summe eine variierende Amplitude hat. Die Empfänger in GSM-Mobiltelefonen sind weiterhin normalerweise daran angepasst, das empfangene Signal so zu behandeln, als ob es ein linear moduliertes Signal wäre. Diese Annäherung bzw. Approximation von GMSK an ein linear moduliertes Signal vereinfacht den Empfängeraufbau, während sie nur einen geringen Verlust an Eb/Nr.-Leistungsfähigkeit verursacht, der keine Folgen in Zellularsystemen hat. Die Verwendung einer linearen Modulation für die Satelliten-Abwärtsstrecke, für welche GSM-Mobiltelefonempfänger perfekt geeignet sind, wird somit die Empfängerleistungsfähigkeit im Vergleich mit einer Sende-GMSK verbessern, sowie die Nachbarkanalenergie reduzieren. Die lineare Modulation, die zu GSM-Emfpängern kompatibel ist, ist eine Form einer Offset-Quadratur-Phasenumtastung (OQPSK = Offset Quadratur Phase Shift Keying). Diese Modulation wird durch Anlegen von nach positiv oder nach negativ gehenden Signalimpulsen, die gerade Datenbits darstellen, an einen Filterkanal (den I-Kanal) abwechselnd mit einem Anlegen von Signalimpulsen, die die ungeradzahligen Datenbits darstellen, an einen zweiten Filterkanal (den Q-Kanal) erzeugt. Die gefilterten Ausgaben der I- und Q-Kanäle modulieren dann multiplikativ jeweils eine Kosinus- und eine Sinus-Trägerwelle, die dann addiert werden, um das OQPSK-Signal zu bilden. Die Filtercharakteristiken definieren somit das gesendete Spektrum. GSM verwendet Gaußsche Filterformen, die durch ein BT-Produkt von 0,3 definiert sind. Dies beschränkt die Bandbreite und verursacht eine Zwischensymbolinterferenz, welche nichts desto weniger durch den entzerrenden Empfänger kompensiert wird. Ein Reduzieren des BT-Produktes auf beispielsweise 0,25 verbessert die Unterdrückung von Nachbarkanalenergie auf Kosten eines Einführens von mehr ISI. Dies wäre im GSM-System nicht erwünscht, wo der Entzerrer seine Kapazität reservieren muss, um ISI zu handhaben, welches von verzögerten Echos in der Landfunkausbreitungsumgebung entsteht, veranlasst durch Reflexionen von Bergen, großen Gebäuden usw. Der Satellitenfunk-Ausbreitungspfad leidet jedoch weniger an solchen verzögerten Echos, da der Pfad näher in Sichtlinie ist. Daher kann die Nachbarkanalunterdrückung der Satellitenübertragungen auch durch ein Mehr an Filterung verbessert werden, wie beispielsweise durch Reduzieren des BT-Produktes der Gaußschen Vormodulationsfilter, sowie durch Verwenden einer GMSK-kompatiblen linearen Modulation, wobei beide Techniken völlig kompatibel mit existierenden GSM-Mobiltelefon-Empfangstechniken sind.
  • Nichts desto weniger schwächt dies nur den Effekt von Nachbarkanalleistungen ab, die potenziell höher als das erwünschte Signal sind, und zwar aufgrund der Operation einer dynamischen Leistungssteuerung, so dass die Annahmen in den obigen Tabellen gültig sind. Das Ergebnis stellt dar, dass das Ausmaß an Raum zum Codieren in dem Fall von 32 Schlitzen marginal unzureichend ist, was ein potenzielles Problem zum Annehmen des 32-Schlitzformats als die einzige verfügbare Wellenform ist.
  • Um die Co-Kanal-C/I-Werte zu erreichen, die für andere Ausmaße einer Codierung erforderlich sind, müssen mobile Stationen, die denselben Kanal wiederverwenden, ausreichend am Boden getrennt werden. Die vorgenannte Anmeldung, die hierin durch Bezugnahme eingebaut worden ist, offenbart, wie mobile Geräte in Gruppen sortiert werden können, die Trennanforderung für einen Co-Kanalbetrieb erfüllen. Größere C/I-Werte erfordern größere Trennungen, was zu einer reduzierten Kapazität pro Einheitsbereich für die Verwendung dieser Frequenz führt. Da in der Zukunft wesentliche Summen bei einer Auktion für das Recht zum Verwenden eines gegebenen Ausmaßes eines Frequenzspektrums bezahlt werden können, ist ein Reduzieren der Kapazität, die für jede gekaufte Frequenz dient, ökonomisch nicht erwünscht. Die Kapazität, die in einem gegebenen Ausmaß eines Frequenzspektrums vorgesehen ist, ist jedoch abhängig von einer Kombination des Wiederverwendungsabstandes, der zum Erreichen des erforderlichen C/I nötig ist, und der Bandbreite, die durch jedes Signal besetzt wird, und sowohl die C/I-Anforderung als auch die Bandbreite variieren konträr zu dem Ausmaß an Codierung. Der Wiederverwendungsabstand zum Erreichen eines C/I kann durch die Verwendung von größeren Antennenfeldern mit feiner Winkelauflösung zusammengeschrumpft werden, aber dies erhöht die Kosten für den Satelliten, und daher muss ein Vergleich von unterschiedlichen Auswahlen auf der Basis einer konstanten Antennenapertur durchgeführt werden.
  • Das durch eine CO-Kanal-Interferenz von anderen Antennenstrahlen oder Richtungen verursachte C/I ist eine Funktion der Antennen-Nebenkeulen-Richtdiagramme. Die Nebenkeulen und somit die Interferenz von benachbarten Strahlen können durch Zuspitzen des Leistungsprofils über dem Feld reduziert werden. Jedoch reduziert eine zugespitzte bzw. kegelförmige Ausleuchtung die Apertureffizienz und somit den Gewinn im Vergleich mit einer einheitlichen Ausleuchtung. Darüber hinaus kann der Nebenkeulenpegel von großen Phasearrays sehr von Phasen- und Amplitudentoleranzen abhängen, welche daher vorzugsweise adaptiv gesteuert werden, wie es in der vorgenannten Patentanmeldung beschrieben ist. Mit keiner adaptiven Steuerung, einer perfekten Phasen- und Amplitudenanpassung und einer einheitlichen Aperturausleuchtung ist das Co-Kanal-C/I in 3 als Funktion des Wiederverwendungsabstandes gezeigt. Der Abstand ist in Bezug auf den -3-dB-Durchmesser der Hauptstrahlkeule gegeben.
  • Der Gitterabstand für einen C/I-Verlust von jeweils 0,5 und 1 dB als Funktion der Anzahl von Zeitschlitzen (Ausmaß einer Codierung) aus 3 muss größer als das Folgende sein:
  • Figure 00240001
  • Die Unsicherheit für die Fälle des 16-Schlitzes (0,5 dB C/I-Verlust) und des 24-Schlitzes (1 dB C/I-Verlust) ist aufgrund eines optimistischen Zählens auf eine 3-dB-C/I-Erhöhung aufgrund von DTX und der pessimistischen Annahme, dass die Spitzen in den Kurven von C/I gegenüber einer Abstandstrennung aufgrund von Unregelmäßigkeiten in dem Frequenz-Wiederverwendungsgitter abgetragen werden, oder durch die Feldstrahlungsdiagramme, die nicht reine Nullen in ihren Nebenkeulenmustern bzw. -richtdiagrammen zeigen. Die Verwendung einer adaptiven Feldsignalverarbeitung neigt dazu, die höhere Zahl zu erzeugen, während eine nichtadaptive Feldverarbeitung dazu neigt, die niedrigere Zahl zu erzeugen.
  • Eine Zusammenfassung dieser Kapazitätsabschätzungen ist in 4 ausgedruckt. Es ist klar, dass eine Wahl von 16 oder 24 mit einem Neigen in Richtung zu der kleineren Zahl in der größten spektralen Effizienz für einen gegebenen Einfluss auf eine Leistungseffizienz resultiert. Wenn zusätzliche 0,4 dB einer Codierverstärkung bei der Verwendung einer Codierrate von 1/3 (Fall von 16 Zeitschlitzen) berücksichtigt wird, was entgegengesetzt zu der Codierrate von 1/2 (Fall von 24 Zeitschlitzen) ist, ist die Leistungseffizienz des Falls von 16 Schlitzen mit einer Verschlechterung von 1 dB aufgrund von C/I äquivalent zu derjenigen des Falls mit 24 Schlitzen mit einer Verschlechterung von 0,5 dB. Jedoch sind die Kapazitätsabschätzungen für diese zwei Fälle jeweils 14 und 6 für 16 und 24 Zeitschlitze, was das Argument für weniger Zeitschlitze und ein Mehr an Codierung verstärkt, d.h. die Auswahl von 16 Zeitschlitzen. Somit ist demonstriert worden, dass das sogenannte GSM-Halbraten-TDMA-Format nahe einer optimalen Auswahl für eine Satellitenkommunikationswellenform unter beiden Gesichtspunkten von einer Leistung und einer Bandbreiteneffizienz ist, obwohl es bei dieser Erfindung auf eine andere Weise als diejenige verwendet wird, die in den GSM-Standards ins Auge gefasst ist. Das Halbraten-TDMA-Format wird bei GSM dazu verwendet, die Hälfte der Informationsrate zu übertragen, während das Format bei dieser Erfindung dazu verwendet wird, 1/4 der Informationsrate mit einer zweifach höheren Codierung zu übertragen. Dies ermöglicht den Aufbau eines Dualmode-Satelliten/Zellular-Endgeräts und eröffnet die Möglichkeit, auch zu dem GSM-Halbinformationsraten-Sprachvocoder im Satellitenmode zurückzukommen, um Satellitenkommunikationen höherer Qualität zu erhalten, wenn es ein Verbindungsüberschuss zulässt, um wieder zu einem 4-Kilobit-Vocoder zurückzufallen, wenn es nötig ist, um die Verbindung beizubehalten, wenn Signalpegel marginal werden.
  • Die Option ist auch offen für ein gelegentliches Übertragen von nur jedem abwechselnden der zugeteilten Schlitze in einem nominalen 16-Schlitz-Frame unter Verwendung einer Codierrate von etwa 2/3 anstelle von 1/3, das heißt, einen 32-Schlitz-Frame anzunehmen, wenn es die Umstände zulassen. Eine weitere Option besteht im Übertragen des zugeteilten Schlitzes in einem 16-Schlitz-Frame abwechselnd von einem ersten und einem zweitem Satelliten, um eine Pfad-Diversity zu erhalten, wie es in der US-Patentanmeldung Nr. 08/354,904 mit dem Titel "Satellite Diversity" beschrieben ist, welche auch hierin durch Bezugnahme enthalten ist. Die durch jeden Satelliten übertragenen Bits sollten vorzugsweise jeweils ausgewählt werden, um Coderaten von 2/3 zu bilden, so dass jedes allein effizient decodiert werden könnte, was eine Signalqualität zulässt, während beide gemeinsam als Code der Rate 1/3 decodiert werden können, wenn die Signalqualität von keinem allein adäquat ist. Eine Satelliten-Diversity gemäß dieser Technik stellt eine verbesserte Leistungsfähigkeit zur Verfügung, wenn das Signal von jedem Satelliten unabhängig schwindet, wie es aufgrund dessen auftreten kann, dass der Anwender seinen Kopf dreht und das Signal von einem Satelliten abschattet, nicht aber das andere. Als schließliche Option ist die Fähigkeit zu beachten, Information mit einem Code der Rate 2/3 zu empfangen, und zwar nur unter Verwendung von jedem 32-ten Schlitz, wenn es eine Signalqualität zulässt, und dieser Mode kann nützlich bei bestimmten nicht einheitlichen Verkehrsverteilungen sein, um die Spitzenkapazität in bestimmten Zellen zu erhöhen, wenn die Nachbarzellen geringfügig belastet sind. Wenn andere Zellen denselben Frequenzkanal aufgrund eines geringen Verkehrsbedarfs in diesen Zellen nicht verwenden müssen, wird das C/I verbessert, was zulässt, dass eine Codierung der Rate 2/3 und das 32-Zeitschlitz-Format genügen, um dadurch die Kapazität in einer Zelle mit einem hohen Verkehrsbedarf zu verdoppeln. Gemäß einem Aspekt der Erfindung kann die Übertragung von Information in jedem 32-ten Schlitz beispielsweise unter Verwendung einer Codierung einer Rate von 2/3 oder in jedem 16-ten Schlitz unter Verwendung einer zweifach so großen Codierung durch das Satellitensystem zu jeder Zeit und sogar dynamisch ausgewählt werden, ohne das Mobiltelefon über die Änderung vorzuwarnen. Gemäß der vorliegenden Erfindung empfängt eine mobile Station jeden 16-ten Schlitz zu jeder Zeit, bestimmt aber, wenn dieser Schlitz eine beabsichtigte Information enthält, und wenn es nicht so ist, Etiketten bzw. Labels für die fehlenden Bits als Löschungen oder als Werte von einer Qualität von Null am Eingang des Fehlerkorrekturdecodierers. Das System kann beispielsweise anzeigen, wenn die in einem Schlitz übertragene Information nicht für ein bestimmtes Telefon beabsichtigt ist, sondern für ein anderes Telefon, in dem andere Synchronisationswortmuster verwendet werden, die in dem TDMA-Burst gemäß der 2 eingebettet sind. Die unterschiedlichen Synchronisationsworte werden vorzugsweise derart ausgewählt, dass sie orthogonale Muster sind, um eine Unterscheidung zu erleichtern. Selbst dann, wenn zwei Konversationen zu zwei Telefonen unter Verwendung von jeweils ungeraden und geraden 16-Schlitz-Frames stattfinden, d.h. jedes mobile Gerät bekommt jeden 32-ten Schlitz verschachtelt mit dem anderen mobilen Gerät, kann dann, wenn ein Lautsprecher temporär still ist, was die halbe Zeit erfolgt (DTX), das andere mobile Gerät jeden 16-ten Schlitz gesendet werden, um dadurch einen verdoppelten Codierschutz für wenigstens die Hälfte der Zeit für beide mobile Geräte zur Verfügung zu stellen.
  • 5 stellt TDMA-Framestrukturen dar, die ausgebildet werden können, wenn 8-, 16-, 24- oder 32-Schlitz-Frames verwendet werden. Im 16-Schlitz-TDMA-Frame-Fall ist es auch nötig, 16 unabhängige SACCH-Nachrichtenübertragungen zur Verfügung zu stellen. Dies wird durch Eliminieren des leeren Frames (13) und anstelle eines Ausbildens eines SACCH-Frames mit doppelter Länge durchgeführt. Der Leerframe ist mehr nötig, da selbst dann, wenn der Empfänger abwechselnde Kanäle ohne Abtasten bzw. Scannen muss, ohne Verkehrsdaten zu verlieren, das 16-Schlitz-Format eine der ursprünglichen 8-Schlitz-Perioden von freier Zeit in jedem TDMA-Frame im Vergleich mit dem GSM-8-Schlitz-Format zur Verfügung stellt; somit ist eine adäquate Reservezeit im Format zum Abtasten auf andere Signale verfügbar, wenn dies erwünscht ist.
  • Der SACCH-Frame wird auch gemäß den Sprachframes zu 16 Schlitzen geändert, da dies eine regelmäßigere Struktur ergibt, als ein Übertragen der zusätzlichen 8 SACCH-Nachrichten in den ursprünglichen Leerframepositionen der 8-Schlitz-Struktur. Die 16-Schlitz-Frame-Struktur liefert auch 6 20-mS-Sprachframes oder 3 40-mS-Sprachframes von Daten pro 120-mS-Strukturwiederholperiode mit demselben Verschachtelungsmuster für alle Kanäle. Unglücklicherweise ist es schwierig, diese erwünschte Eigenschaft mit dem 24-Frame-Format zur Verfügung zu stellen. Wenn drei 8-Schlitz-Frames gruppiert werden, um einen 24-Schlitz-TDMA-Frame zu bilden, wird die Anzahl von 24-Schlitz-Frames pro 120-mS-Strukturperiode 8. Jedoch müssen 6 20-mS-Sprachframes oder 3 40-mS-Sprachframes über die 8 TDMA-Frames verschachtelt werden. Da 8 nicht durch drei teilbar ist, kann dasselbe Verschachtelungsmuster nicht für alle Sprachframes verwendet werden. Im Durchschnitt muss ein TDMA-Burst in dem 24-Schlitz-Format 3/4 eines 20-mS-Sprachframes enthalten, so dass 1 1/3 Bursts erforderlich sind, um einen gesamten Sprachframe unterzubringen. Das Verschachtelungsmuster kann regelmäßig gemacht werden, d.h. dasselbe für alle Sprachframes und Kanäle, nur indem die Verschachtelungsverzögerung erhöht wird, um ein Vielfaches von drei TDMA-Bursts zu überspannen, d.h. 24, was aufgrund der begleitenden Erhöhung bezüglich einer Sprachverzögerung unerwünscht ist, oder durch Ändern der Vocoderanalyse-Frameperiode von 20 oder 40 mS auf 15 mS oder 30 mS, so dass dann eine 120-mS-Strukturperiode 8 oder 4 Vocoderframes enthält, die auf eine regelmäßige Weise zwischen den 8 TDMA-Frames aufgeteilt werden können. Da die meisten erhältlichen Vocoder auf 20-mS- oder 40-mS-Frames arbeiten, ist der 15- oder 30-mS-Vocoderframe keine bevorzugte Option.
  • 5 stellt auch eine 32-Schlitz-Framestruktur dar. Diese ist nicht notwendigerweise dafür beabsichtigt, 32 unabhängige Anwender von einer Bandbreiteneffizienzperspektive aus zu unterstützen, da dies 32 unabhängige Kanäle einer SACCH-Nachrichtengebung erfordern würde. Dies kann wiederum eine Erhöhung bezüglich der Strukturperiode auf 240 mS erfordern, um einen 32-Schlitz-SACCH-Frame einmal in allen 52 der ursprünglichen GSM-Frameperioden zu erhalten. Dies ist kein bevorzugter Ansatz, da er einen 16-mS-Hiatus bzw. -Spalt in einer Sprachübertragung einführt, der mittels eines Verzögerungspuffers überbrückt werden muss, um dadurch eine zusätzliche Sprachverzögerung hinzuzufügen. Die 32-Schlitz-TDMA-Struktur ist primär dafür beabsichtigt, als die Übertragung eines Bursts angesehen zu werden, der in einem 16-Schlitz-TDMA-Frame zugeteilt ist, für jeden zweiten Frame, wenn es eine Signalqualität zulässt, um mehr Anwender unter einer Satellitenleistungsnutzungsperspektive aus unterzubringen. Die Schlitze, die nicht in einem Strahl übertragen sind, können derart gewählt werden, um mit Schlitzen übereinzustimmen, die in einer Hälfte der umgebenden Strahlen übertragen werden, und beiden Nachbarkanälen im selben Strahl, um dadurch das C/I zu verbessern. Anders ausgedrückt übertragen abwechselnde Frequenzkanäle im selben Strahl einen der 16-Schlitz-Frames, während Co-Kanäle in einem zweiten Strahl in Schlitzen entsprechend Nachbarkanalübertragungen im ersten Strahl übertragen. Wenn der Vorteil der 32-Schlitz-Struktur zu verwenden ist, um eine Kapazität in stark belasteten Zellen zu verbessern, wenn ein Verkehrsverteilung ungleichmäßig ist, wie es oben beschrieben ist, kann die SACCH-Nachricht zu einem oder einem anderen mobilen Gerät adressiert werden, während derselbe Kanal in abwechselnden Frames gemeinsam genutzt wird, indem ein ungerades/gerades Indikatorbit im Körper der Nachricht verwendet wird.
  • Ein Code der Rate 1/3 kann als Code der Rate 2/6 ausgebildet werden, der 6 codierte Bits für alle zwei Informationsbits erzeugt, die eingegeben werden. Weiterhin können die sechs codierten Bits durch Verschachteln zwischen zwei aufeinanderfolgenden TDMA-Frames verteilt werden, so dass drei von jeweils sechs in beiden Frames auftreten und einen guten Code der Rate 2/3 bilden, wenn nur abwechselnde Frames verwendet werden, und welcher als ein durchstoßener Code der Rate 2/6 angesehen werden kann. In einem durchstoßenen Code der Rate 2/6 muss es dann, wenn die 6 codierten Bits mit P1, P2, ..., P6 bezeichnet sind, nicht so sein, dass P1, P2, P3 zu einem Burst zugeordnet werden und P4, P5, P6 zum nächsten Burst, zwar für jedes Informationsbitpaar, sondern kann beispielsweise bedeuten, dass codierte Bits P1, P2, P3 für gerade Datenbitpaarverschiebungen in den Codierer demselben Burst zugeordnet werden, zusammen mit P4, P5, P6 für die ungeraden Datenbitpaare. Dies garantiert eine gleiche Leistungsfähigkeit des Codes der Rate 2/3, die durch ein mobiles Gerät erhalten wird, das entweder die ungeraden oder die geraden TDMA-Frames empfängt, da alle sechs Codierpolynome in beiden Fällen in gleichen Mengen verwendet werden. Ein durchstoßener Code der Rate 1/3 kann auch verwendet werden, wobei P1 geraden TDMA-Frames für gerade Datenbits zugeordnet ist und P2, P3 ungeraden Frames für gerade Bits zugeordnet sind, und umgekehrt. Dies garantiert auch eine gleiche Leistungsfähigkeit, gleichgültig, ob nur ungerade Frames oder gerade Frames empfangen werden.
  • Wenn ein 16-Schlitz-Format verwendet wird und abwechselnde Frames von unterschiedlichen Satelliten übertragen bzw. gesendet werden, können die Frames auf derselben Frequenz gesendet werden oder können dies nicht. Das GSM-Format enthält ausreichende Schutzzeiten, um zuzulassen, dass ein Frequenzsynthesizer eine Frequenz zwischen geraden und ungeraden Frames ändert, um ein Frequenzsprungsystem zu bilden. Somit kann eine Satelliten-Diversity durch Senden der geraden Frames von einem Satelliten auf den Frequenzen f0, f2, f4, ... und dazwischen durch Senden der ungeraden Frames von einem anderen Satelliten auf den Frequenzen f1, f3, f5, ... zur Verfügung gestellt werden.
  • Wenn nur ein Satellit verfügbar ist, kann er gemäß dem Verbindungsspielraum und dem Codiergewinn, die nötig sind, nur gerade Bursts, nur ungerade Bursts oder beides senden. Wenn nur gerade Bursts gesendet werden, können die ungeraden Bursts für weitere 16 mobile Geräte verwendet werden, und ein 32-Schlitz-TDMA-System ist im Einsatz. Bei irgendeiner Duplex-Konversation ist im Durchschnitt eine Partei für die Hälfte der Zeit still, weil die andere Partei spricht. Somit sind selbst dann, wenn unterschiedliche mobile Geräte einen geraden Schlitz bzw. einen entsprechenden ungeraden Schlitz verwenden, beide Schlitze zum Senden zu einem jeweiligen mobilen Gerät für durchschnittlich die Hälfte der Zeit verfügbar, wenn die Sprache für eines der mobilen Geräte temporär still ist. Darüber hinaus kann es bei der Verwendung von einem unabhängigen Frequenzsprungverfahren für die ungeraden und geraden Frames derart angeordnet sein, dass der ungerade Schlitz entsprechend dem geraden Schlitz, der einem bestimmten mobilen Gerät zugeteilt ist, nicht immer demselben anderen mobilen Gerät zugeordnet ist. Somit ist die Wahrscheinlichkeit, dass der entsprechende Schlitz still ist und somit zum Verbessern einer Übertragung verfügbar ist, von Frame zu Frame zufällig 50 %. Dies ist eine Verbesserung bezüglich der früheren Beschreibung eines Verwendens von DTX, so dass jedes mobile Gerät einen Vorteil von der stillen Hälfte der Zeit eines anderen hat, und zwar diesbezüglich, dass die Perioden, wenn beide sprechen und keinen Vorteil von einem Empfangen von jedem Frame haben, nicht verlängerte bzw. ausgedehnte Perioden sind, wenn ein Frequenzsprungverfahren auf diese erfinderische Weise verwendet wird.
  • Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird ein mobiles Gerät einem ersten aus allen 32 Schlitzen in einer TDMA-Signalstruktur zugeteilt, an welchem ihm immer eine Priorität zugeteilt werden wird, um Information zu empfangen, und einem zweiten Schlitz, an welchem er auch Information empfangen kann, wenn es so durch eine darin enthaltene Anzeige angezeigt ist. Einem zweiten mobilen Gerät wird eine Priorität zugeteilt, um Information an dem zweiten Schlitz zu empfangen, während es Information auch unter Verwendung des ersten Schlitzes empfängt, wenn das erste mobile Gerät eine Priorität aufgrund der Tatsache nicht benötigt, dass eine Führung einer Konversation temporär still ist. Weiterhin wird die Frequenz, auf welcher Information zu einem bestimmten mobilen Gerät übertragen wird oder werden kann, alle 16 Schlitze mittels eines Frequenzsprungverfahrens-Sequenzgenerators variiert, so dass die zwei mobilen Geräte, die auf die obige Weise gepaart sind, nicht immer dieselben zwei mobilen Geräte sind, sondern pseudozufällig von Frame zu Frame mit anderen gepaart werden.
  • Unter Verwendung des obigen Aspekts der vorliegenden Erfindung kann ein mobiler Empfänger nicht vorhersagen, ob jeder 16-te Schlitz beabsichtigte Information enthalten wird oder jeder 32-te Schlitz beabsichtigte Information enthalten wird. Folglich empfängt das mobile Gerät sowohl ungerade als auch gerade Schlitze und prüft auf einen Identifizierer, um zu bestimmen, ob der Schlitz für ihn oder für ein anderes mobiles Gerät als beabsichtigt identifiziert ist. Das GSM-Format weist ein 26-Bit-Synchronisationsbord in der Mitte des Schlitzes auf, welches immer dasselbe Bitmuster für ein beabsichtigtes mobiles Gerät ist. Den anderen mobilen Geräten, die auf diesem Schlitz senden bzw. übertragen können, können andere Synchronisationsworte zugeteilt werden, die vorzugsweise orthogonal zu dem beabsichtigten Synchronisationswort sind, so dass ihre beabsichtigte Information auf einfache Weise unterschieden werden kann.
  • Der GSM-Standard offenbart ein Verschachteln von Blöcken von Sprachdaten, die 20-mS-Sprachsegmente über 8 Vollratenframes darstellen, unter Verwendung von jedem 8-ten Schlitz über einem Intervall von 8 Frames und 64 Schlitzen. Die Sprachblöcke sind über dieses Intervall mit einer Hälfte eines vorherigen Blocks in den ersten vier Frames und einer Hälfte eines darauffolgenden Blocks in den zweiten vier Frames diagonal verschachtelt.
  • In dem 16-Schlitz-Frameformat weist dieselbe Verschachtelungsperiode nur vier der längeren Frames auf, wobei zwei von diesen Frames die geraden Frames sind, die oben diskutiert sind, und zwei ungerade Frames sind. Jeder Frame kann Daten für dasselbe mobile Gerät enthalten oder kann dies nicht, und zwar in Abhängigkeit davon, ob das Signal für ein anderes mobiles Gerät still ist oder nicht. Daher empfängt jedes mobile Gerät sowohl einen ungeraden als auch einen geraden Frameschlitz und das mobile Gerät bestimmt, ob der Schlitz Daten für es enthält. Die Schlitze, von denen gedacht wird, dass sie beabsichtigte Daten enthalten, werden demoduliert, um codierte Bits zu erhalten. Die codierten Bits sind in der Form von "weichen Entscheidungen", die eine Qualitätsinformation in Bezug auf ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis des Bits aufweisen. Nicht empfangene Bits entsprechend einem Schlitz, von welchem gedacht wird, dass er keine beabsichtigte Information enthält, wird eine Qualität oder ein weicher Wert von Null zugeteilt, was einem Symbollöschen entspricht. Von Bits mit der Löschanzeige wird gesagt, dass sie durchstoßen worden sind, und die darauffolgende Fehlerkorrekturdecodierung kann Betriebsmittel dadurch sparen, dass in ihrem Decodierprozess keine durchstoßenen oder gelöschten Codebits enthalten sind. Nach einem Entschachteln werden Bits, die ursprünglich in einem angrenzenden Block aufgrund dessen ausgestoßen bzw. durchstoßen sind, dass der gesamte Schlitz nicht beabsichtigt ist, werden zwischen Bits einer Qualität von nicht Null verstreut bzw. ausgebreitet, und somit empfängt der Fehlerkorrekturdecodierer viele gute Bits in jedem Abschnitt von codierten Daten, um ihm somit zu ermöglichen, die Information zu decodieren. In jedem Sprachblock werden zwei Schlitze definitiv gültige Daten enthalten haben, die. drei codierte Bits pro zwei Informationsbits ergeben, d.h. 6 codierte Bits für vier Informationsbits, während eine Hälfte der anderen zwei Schlitze auch beabsichtigte Daten enthalten werden, was weitere 3 Bits im Durchschnitt ergibt, die dieselben vier Datenbits darstellen. Somit beträgt die erhaltene durchschnittliche Codierrate 9 codierte Bits pro vier Datenbits, oder besser als ein Codieren der Rate 1/2.
  • Die erhaltene geringste Codierung ist eine Rate von 2/3, während die erhaltene meiste Codierung eine Rate von 1/3 ist, wenn alle vier aufeinanderfolgenden Schlitze zu demselben mobilen Gerät geführt werden. Die Zufallvariation einer Codierrate zwischen einer Rate 2/3, einer Rate 1/2 und einer Rate 1/3 von einem Sprachframe zu einem anderen ist nicht von besonderer Signifikanz, da die wahrgenommene Sprachqualität auf die mittlere Sprachblockfehlerrate bezogen ist, die normalerweise Framelöschrate (FER = Frame Erasure Rate) genannt wird. Ein richtiges Decodieren eines Sprachblocks kann dadurch geprüft werden, dass ein Code einer zyklischen Redundanzprüfung im Block enthalten ist. Blöcke, für die mit der Hilfe des CRC-Codes erfasst wird, dass sie fehlerhaft decodiert worden sind, werden Gelöscht genannt. Ein gelöschter Block, der ein 20-mS-Segment der Sprachwellenform darstellt, wird davon abgehalten, ein störendes Klicken oder einen Rauschburst im Ohr-Lautsprecher zu verursachen, in dem er durch ein Klangsegment ersetzt wird, das zuvor richtig empfangen ist. Diese Technik eines "Ersetzens eines schlechten Frames" ist im britischen Patent Nr. 2 103 052 und im US-Patent Nr. 4,532,636, welches hierin durch Bezugnahme enthalten ist, offenbart. Variationen, die an Sprachcodierer angepasst sind, die Sprachsegmente durch Gruppen von numerischen Parametern darstellen, sind auch durch den allgemeinen Ausdruck "Parameterinpolation" bekannt. Eine Parameterinterpolation kann dazu verwendet werden, aufgrund von Fehlern verlorene Sprachframes zu überbrücken, und es wird angenommen, dass eine akzeptable Sprachqualität für Telefonanrufe dann erhalten wird, wenn die FER 5 % oder darunter ist. Somit reduziert ein Versehen von einigen Frames mit einem mehr an Codierung und an Energie als andere die FER im Vergleich mit einem Übertragen von nur dem 32-Schlitz-Format, und lässt somit zu, dass das Qualitätskriterium selbst dann erfüllt wird, wenn dieselbe Anzahl von mobilen Geräten im Spektrum untergebracht worden ist, wie wenn das 32-Format permanent verwendet worden war.
  • Die obige Technik verbessert eine spektrale Nutzungseffizienz durch Unterbringen von zweimal so vielen Anwendern in derselben Bandbreite, während eine erhöhte Menge an Codierung im Durchschnitt pro Signal verwendet wird, und zwar durch eine Ausnutzung einer diskontinuierlichen Übertragung (DTX). DTX kann immer genutzt werden, um 3 dB bezüglich einer Leistungseffizienz zur Verfügung zu stellen, indem einfach der Satellitentransponder um 3 dB härter in Richtung zur Sättigung getrieben wird, um eine Hälfte der Signale zu kompensieren, die still sind. Die aktiven Signale bekommen grob das Doppelte der Leistung im Durchschnitt durch dieses Mittel.
  • Es wird nun die Aufmerksamkeit auf das entsprechende Aufwärtsstreckenformat gerichtet. Es ist nicht erwünscht, die Anzahl von Schlitzen im Aufwärtsstrecken-TDMA-Frame zu erhöhen, wenn die Vocoder-Bitrate reduziert wird, da dies das Spitzen-zu-Durchschnitt-Verhältnis des Mobiltelefonsenders erhöht. Tragbare batteriebetriebene Telefone sind bezüglich des Spitzenstroms sowie des mittleren Stroms beschränkt, der effizient aus der Batterie gezogen werden kann, und zwar aufgrund des inneren Widerstands der Batterie, was sich beim Lebensende bzw. Funktionsende erhöht. Daher besteht die bevorzugte Lösung für die Aufwärtsstrecke im Reduzieren der Bandbreite der Übertragung oder im Verwenden von einem mehr an Codierung, und zwar in beiden Fällen mit dem Ziel eines Vermeidens einer Erhöhung bezüglich des Spitzen-zu-Durchschnitt-Leistungsverhältnisses. Wie es in dem Fall der Abwärtsstrecke gesehen worden ist, veranlasst ein Erhöhen der Bandbreite durch Verwendung einer redundanten Codierung nicht notwendigerweise einen Verlust bezüglich einer spektralen Effizienz und einer Kapazität, sondern aufgrund einer Reduzierung bezüglich des Frequenzwiederverwendungsabstands das Umgekehrte.
  • 6 zeigt die Entsprechung zwischen Aufwärts- und Abwärtsstreckenfrequenzen und Zeitschlitzen, wenn die in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,954 offenbarte Erfindung verwendet wird, und die Aufwärtsstrecke weist 4 Zeitschlitze auf jedem von vier 50-kHz-Kanälen in einer 1:1-Zuordnung mit 16 Zeitschlitzen auf einem 200-kHz-Abwärtsstreckenkanal auf. Die eingebaute Erfindung liefert einen nominal konstanten Zeitduplexabstand zwischen einem Senden und einem Empfangen für alle Kanäle, was beim Vereinfachen der Entwicklung bzw. des Aufbaus und des Betriebs des Mobiltelefons nützlich ist.
  • Ebenso wie alternative 32-Schlitz- und 16-Schlitz-Betriebsmoden auf der Abwärtsstrecke dynamisch gemischt werden können, weist die vorliegende Erfindung entsprechende alternative 8- und 4-Schlitz-Moden auf der Aufwärtsstrecke auf. Die Motivation und dynamische Auswahl durch das mobile Gerät zum Senden auf jedem 4-ten Aufwärtsstreckenschlitz oder jedem 8-ten Aufwärtsstreckenschlitz ist unterschiedlich von der Motivation des Systems zum Verwenden von 32- oder 16-Schlitzformaten auf der Abwärtsstrecke. Das System wählt, im 16-Schlitz-Format zu senden, wenn es leistungsbegrenzt und nicht bandbreitenbegrenzt ist, da das 16-Schlitz-Format ein Mehr an Codierung enthält und somit leistungseffizienter ist. Die Mehrfachträger-Leistungsverstärker des Satelliten müssen somit einen geringeren Anteil ihrer Gesamtleistung einem bestimmten mobilen Gerät zuteilen, wenn der 16-Schlitz-Mode verwendet wird.
  • Gegensätzlich dazu spart die mobile Einheit Leistung, wenn sie eher im 8-Schlitz-Format als im 4-Schlitz-Format sendet, da sie unter Verwendung einer höheren Leistung für eine Hälfte der Zeit als einer niedrigeren Leistung für das Zweifache der Zeit effizienter sendet. Da das mobile Gerät keinen Mehrfachträger-Leistungsverstärker hat, erreicht sein Sender eine maximale Effizienz bei voller Leistung. In diesem Betriebsmode wird die mobile Einheit jedem 4-ten Aufwärtsstreckenschlitz zugeteilt, aber sie kann manchmal wählen, ein Senden von abwechselnden Schlitzen wegzulassen und dadurch das 8-Schlitz-Format annehmen, oder tatsächlich überhaupt nicht zu senden, wenn der Sprecher temporär still ist (DTX), um dadurch die meiste Energie zu sparen. Der SACCH-Frame wird jedoch immer auf sowohl Aufwärts- als auch Abwärtsstrecken gesendet, und zwar ungeachtet der Sprachaktivität, um eine Verbindungssynchronisation zu unterhalten. Das mobile Gerät kann auch bei jeder vollen Leistung oder irgendeiner einer Anzahl von progressiv niedrigeren Leistungspegeln als weiteres Mittel zum Sparen von Batterieleistung senden, da eine "Redezeit" zwischen Batterieladungen von entscheidendem Interesse für den Anwender ist.
  • Die Auswahl eines Leistungspegels und die Verwendung eines 4- oder eines 8-Schlitz-Aufwärtsstreckenmodes wird durch das mobile Gerät unter Verwendung eines Leistungssteueralgorithmus durchgeführt. Der bevorzugte Leistungssteueralgorithmus weist sowohl ein Element einer offenen Schleife als auch ein Element einer geschlossenen Schleife auf, welche durch die folgende Gleichung definiert sind: EFFEKTIVER SENDELEISTUNGSPEGEL = KONSTANTE – EMPFANGENE SIGNALSTÄRKE
  • Wobei zu verstehen ist, dass alle Größen auf der logarithmischen Dezibelskala sind. Beispielsweise dann, wenn der maximale effektive Sendeleistungspegel, der verfügbar ist, 0,5 Watt (+27 dBm) ist und die minimale decodierbare Signalstärke –112 dBm ist, könnte die obige Gleichung wie folgt gelesen werden: EFFEKTIVE SENDELEISTUNG (dBm) = (–85) – EMPFANGENE SIGNALSTÄRKE (dBm)
  • Es kann verifiziert werden, dass die obige Gleichung die effektive Senderleistung auf den maximalen Wert von +27 dBm einstellt, wenn die empfangene Signalstärke bei dem minimalen nutzbaren Wert von –112 dBm ist. Dies basiert auf der vernünftigen Annahme, dass der Aufwärtsstreckenpfad auch marginal sein wird, wenn der Abwärtsstreckenpfad marginal ist, um dadurch maximale Senderleistung zu erfordern. Das geschlossene Schleifenelement des obigen Leistungssteueralgorithmus weist ein Zulassen auf, das das feste Netz über eine Landbasisstation oder eine Satellitenrelaisstation den Wert von KONSTANTE, der durch das mobile Gerät verwendet wird, steuert, um Werte zu sein, die andere als die oben verwendeten beispielhaften –85 sind. Beispielsweise dann, wenn das Netz den Leistungspegel steuert, und ihn zum Senden zum mobilen Endgerät zuteilt, variiert die Signalstärke, die beim mobilen Gerät empfangen wird, mit dem zugeteilten Abwärtsstrecken-Leistungspegel selbst dann, wenn der Abwärtsstrecken-Ausbreitungspfad eine konstante Dämpfung hat. Das feste Netz sollte daher von Zeit zu Zeit beispielsweise mittels der SACCH-Nachrichteneinrichtung dem mobilen Gerät befehlen, unterschiedliche Werte von KONSTANTE zu verwenden, und zwar in Abhängigkeit von dem mittleren Pegel einer Abwärtsstreckenleistung, die für dieses mobile Gerät gesendet ist. Alternativ oder zusätzlich zu dem relativ langsamen SACCH-Mechanismus zum Durchführen einer Leistungssteuerung in einer geschlossenen Schleife kann ein schnelleres Rückkoppelverfahren verwendet werden, das ein Bit von gesendeten Daten zuteilt, um dem mobilen Gerät zu signifizieren, dass es seine Senderleistung um einen gegebenen Betrag nach oben schalten oder nach unten schalten soll, wie beispielsweise durch Inkrementieren oder Dekrementieren des Werts von KONSTANTE. Betrachtet man Ausbreitungsverzögerungen in einem Satellitensystem, kann der Geschwindigkeitsvorteil gegenüber der Verwendung von SACCH nicht groß sein.
  • Ein alternatives Leistungssteuersystem kann verwendet werden, welches die mobile Einheit mit einem Mehr an Steuerung über die Leistung versieht, die auf sowohl der Aufwärtsstrecke als auch der Abwärtsstrecke verwendet wird. Normalerweise wünscht ein Systembetreiber nicht, eine Steuerung in die Hände von mobilen Einheiten zu legen. Jedoch in einem Fall von Satellitenkommunikationen, wo Berechnungsraten gemäß der verbrauchten Satellitenleistung eingestellt werden können, ist das Problem eines möglichen Missbrauchs weniger störend bzw. beunruhigend, Es ist in jedem Fall normale Praxis für die mobile Einheit, unter Verwendung der SACCH-Nachrichteneinrichtung die Signalqualität oder -stärke mitzuteilen, die sie zuletzt auf der Abwärtsstrecke empfing. Die Netzstation empfängt die Information, die über den Satelliten weitergeleitet ist, von allen aktiven mobilen Einheiten und ordnet dann die Abwärtsstreckenleistung neu zu, um zu versuchen, ihre empfangenen Signalqualitäten basierend auf der mitgeteilten Signalqualität gleich zu machen.
  • Durch Veranlassen, dass der Algorithmus, den das Netz verwendet, eine auf einer mitgeteilten Signalqualität basierende Abwärtsstreckenleistung einer deterministischen oder vorhersagbaren zuzuteilen, kann die mobile Einheit vor einer Zeit nach einem Senden eines Signalstärkenberichts vorhersagen, welche Leistung das Netz auf der Abwärtsstrecke zu dieser mobilen Einheit in irgendeinem zukünftigen Frame zuteilen wird, verzögert durch die Schleifenausbreitungsverzögerung zu und von dem Satelliten- und Bodennetz. Somit kann die mobile Einheit selbst den Wert von KONSTANTE einstellen, um zukünftige Änderungen bezüglich der Abwärtsstreckenleistung zu kompensieren.
  • Ungeachtet dessen, welche der obigen Variationen eines Leistungssteueralgorithmus verwendet wird, wird die erforderliche Sendeleistung zuerst als numerischer Wert innerhalb des Steuerprozessors des mobilen Endgeräts bestimmt. Der berechnete Leistungspegel wird dann dazu verwendet, den Tastgradfaktor (4- oder 8-Schlitz-Mode) und den Burst-Leistungspegel des mobilen Senders zu befehlen. Wenn der maximale Leistungspegel gefordert wird, verwendet die mobile Einheit den 4-Schlitz-Mode bei maximaler Burst-Leistung, wenn das Netz zuvor angezeigt hat, dass die mobile Einheit auf jedem 4-ten Schlitz senden kann. Sonst wird der 8-Schlitz-Mode bei maximaler Burst-Leistung verwendet.
  • Für Leistungspegel zwischen einem Maximum und 3 dB unterhalb eines Maximum wird auch der 4-Schlitz-Mode mit einem um bis zu 3 dB reduzierten Leistungspegel verwendet. Für Leistungspegel von 3 dB oder mehr unterhalb des Maximums wird der 8-Schlitz entweder bei voller Burst-Leistung (entsprechend einer Forderung nach voller Leistung –3 dB) oder bei weniger als voller Leistung verwendet. Als Alternative kann die mobile Einheit zwischen einem Senden des 4-Schlitz- und des 8-Schlitz-Modes abwechseln, wobei effektiv auf einer Frame-für-Frame-Basis in Abhängigkeit von der empfangenen Abwärtsstrecken-Signalqualität in dem vorherigen Abwärtsstrecken-Burst entschieden wird, ob sie auch auf einem zweiten Schlitz aus allen 8 oder nur auf einem der 8 senden soll.
  • Somit kann es gesehen werden, dass das bevorzugte Leistungssteuerverfahren darin besteht, eine Tastgradfaktorvariation zwischen 1/4 und 1/8 zu verwenden, um die obersten 3 dB eines Leistungssteuerbereichs zu bewirken, da dies erreicht werden kann, während der Sender in seinem effizientesten Vollleistungsbereich während der gesendeten Bursts gelassen wird. Wenn mehr als eine Reduktion von 3 dB einer Leistung gefordert wird, besteht der bevorzugte Ansatz darin, die mobile Einheit bei dem höchsten und effizientesten Burst-Leistungspegel senden zu lassen, aber mit dem niedrigeren oder dem niedrigsten Abtastgradfaktor, der verfügbar ist. In einem Satelliten- oder Zellularsystem muss ein beachtlicher Verbindungsüberschuss verfügbar sein, um mit einem Schwund bzw. einem Fading und einer Abschattung fertig zu werden, welche in Abhängigkeit von einer Stelle bzw. einer Lokalisierung oder von Bewegungen einer mobilen Einheit auftreten können, aber ein maximaler Überschuss ist nicht zu allen Zeiten erforderlich. Eine dynamische Leistungssteuerung, wie sie oben offenbart ist, lässt zu, dass die mobile Einheit beachtliche Einsparungen an Batterieenergie im Durchschnitt erreicht, indem nur eine hohe Leistung oder ein Tastgradfaktor verwendet wird, wenn es nötig ist.
  • Die Verwendung eines Tastgrads von alternativ 1/8 und 1/4 als Aufwärtsstrecken-Leistungssteuereinrichtung ist unterschiedlich von seiner Verwendung zum Verdoppeln einer Kapazität in bandbreitenbegrenzten Zellen. Beide Moden können jedoch im selben System verwendet werden, solange das System einer mobilen Einheit anzeigt, welchen Mode sie von Zeit zu Zeit annehmen soll, wie beispielsweise bei einem Anrufaufbau oder später während eines Anrufs, indem SACCH- oder FACCH-Nachrichten oder ein anderer Mechanismus verwendet wird. Beispielsweise können die mobilen Einheiten in einer stark belasteten Zelle durch das Netz in eine Gruppe aufgeteilt werden, die bezüglich einer Signalstärke benachteiligt ist, aus welchem Grund auch immer, für die zugelassen werden soll, einen 4- oder einen 8-Schlitz-Mode dynamisch zu verwenden, und eine Gruppe, die bevorzugter bzw. vorteilhafter angeordnet ist, die einen 8-Schlitz-Betrieb bekommen kann, um dadurch die Kapazität für diese Gruppe zu verdoppeln. Eine Neugruppierung kann dynamisch stattfinden, sollte eine-mobile Einheit sich von einer vorteilhaften Lokalisierung zu einer nicht vorteilhaften Lokalisierung ändern. Wenn zwei Satelliten denselben Bereich ausleuchten, können beide versuchen, eine jeweilige mobile Sendung zu empfangen, und somit eine Aufwärtsstrecken-Signalqualität durch eine Satelliten-Diversity zu verbessern, wie es in der vorgenannten Anmeldung offenbart ist, die durch Bezugnahme eingebaut worden ist. Somit müssen nur mobile Einheiten, die nicht vorteilhaft angeordnet sind, um durch jeden Satelliten empfangen zu werden, zu der Gruppe gehören, die alle 4 Zeitschlitze sendet.
  • Es kann auch bemerkt werden, dass eine Zweiwege-Konversation allgemein einen Fluss eines Sprachverkehrs in nur einer Richtung zu einer Zeit aufweist, weshalb die Vorteile einer 16- gegenüber einer 32-Schlitz-Abwärtsstreckennutzung nicht durch dieselbe mobile Einheit zur selben Zeit wie die Vorteile einer 4- gegenüber einer 8-Schlitz-Aufwärtsstreckennutzung erforderlich sein sollten. Folglich zeigt es dann, wenn eine erste mobile Einheit erfasst, dass sie Information auf der Abwärtsstrecke in jedem 16-ten Schlitz empfängt, an, dass eine zweite mobile Einheit, mit welcher sie momentan gepaart ist, auf der Abwärtsstrecke still ist und daher wahrscheinlich auf der Aufwärtsstrecke aktiv ist. Die erste mobile Einheit sollte dann nur den 8-Schlitz-Aufwärtsstreckenmode annehmen oder still sein (DTX). Andererseits zeigt ein Erfassen in der ersten mobilen Einheit, dass nur einer aus 32 Zeitschlitzen gesendet wurde, an, dass die Abwärtsstrecke der zweiten mobilen Einheit auch aktiv war und dass ein Senden auf jedem 1 aus 8 oder 1 aus 4 Aufwärtsstreckenschlitzen zugelassen sein kann. Auf diese Weise werden Aufwärtsstreckenkollisionen auf diejenigen Zeiten begrenzt, zu welchen die Abwärtsstrecke die Hauptrichtung einer Sprachaktivität ist.
  • 7 zeigt ein Dualmode-Satelliten/Zellular-Endgerät, das zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung geeignet ist. Ein Dualmode-Empfänger 112 kann in entweder Zellular- oder Satelliten-Frequenzbändern arbeiten, um empfangene Signale abwärts zu mischen und zu digitalisieren, die in zugeteilten Zeitschlitzen empfangen sind. Der Burst-Selektor 113 bestimmt, ob die empfangenen Signalbursts in jedem 8-ten Burst oder jedem 16-ten Burst digitalisiert sind. Wenn durch einen Befehl vom Netz ein 16-Schlitz-Format spezifisch gesperrt worden ist, kann er nur jeden 32-ten Schlitz bis zu einer weiteren Nachricht digitalisieren.
  • Ein Burst-Prozessor 114 empfängt digitalisierte Bursts und verarbeitet sie in entweder einem GSM-Mode (8-Schlitz, Vollrate oder 16-Schlitz, Halbrate) oder in einem Satellitenmode (16-Schlitz oder 32-Schlitz). Bursts werden durch ein Korrelieren mit bekannten Synchronisationsmustern verarbeitet, um Kanalkoeffizienten für jeden Burst zu erhalten. Die Kanalkoeffizienten werden dazu verwendet, jeden Burst zu demodulieren, um weiche Informationsbits zu erzeugen, die sowohl Polaritäts- als auch Qualitätsattribute haben, wobei ein Qualitätsattribut von Null ein gelöschtes oder nicht empfangenes Datensymbol bezeichnet. Die weiche Information wird entschachtelt, um Symbolblöcke zum Decodieren zu erzeugen, die unter Verwendung der zugehörigen weichen Information decodiert werden, um Sprachsegmentdaten und Fehlerverdeckungsinformation zu erzeugen. Eine Sprachdecodierung in einem Sprachdecodierer 115 wandelt die decodierten Sprachblöcke in eine analoge Sprachwellenform um, in welcher ein Rauschen oder Defekte aufgrund von nicht empfangenen oder falsch decodierten Blöcken durch Verwendung der Fehlerverdeckungsinformation überbrückt worden sind.
  • In der Senderichtung wird Sprache von einem Mikrofon 120 digitalisiert und in einem Codierer 121 in entweder einem Satellitenmode bei typischerweise 4 KB/S oder in einem GSM-Mode bei 13 KB/S codiert. Digitalisierte und quellencodierte Sprache vom Mikrofon 120 wird zu einem Burstbilder 122 zugeführt, der eine Fehlerkorrekturcodierung für den GSM-Mode und den Satellitenmode enthält. Im Satellitenmode werden dieselben Daten für ein Senden in geraden Frames und ungeraden Frames codiert. Der Burstbildermode wird durch eine zentrale Steuerung 140 gesteuert, um Bursts mit entweder den GSM- oder den Satelliten-Bitformaten zu erzeugen.
  • Ein Burst-Modulator 123 empfängt Burstdaten und moduliert sie auf einen Funkfrequenzträger bei entweder der GSM-Burst-Bitrate oder im Satellitenmode bei 1/4 dieser Bitrate für ein Vierfaches der Burstlänge. Der modulierte Träger wird zu einer Endfrequenz in einem Sender 124 mit der Hilfe eines Lokaloszillatorsignals von einem Synthesizer 134 aufwärts gemischt.
  • Ein T/R-Schalter 132 im Zellularmode oder ein T/R-Schalter 131 im Satellitenmode wird durch die zentrale Zeitgabesteuerung 140 gesteuert, um eine Antenne mit entweder dem Empfänger 112 während eines Burst-Empfangs oder mit dem Sender 124 während eines Burst-Sendens zu verbinden. Obwohl 7 separate Antennen 130 und 133 für ein Satellitenrespektive Zellular-Senden zeigt, bedeutet dies nicht, die Möglichkeit eines Verwendens einer gemeinsamen Antenne auszuschließen, oder sogar eines gemeinsamen T/R-Schalters, wenn es Frequenzbänder und andere Aufbauüberlegungen zulassen.
  • 8 zeigt den Burst-Verarbeitungsablauf im Satellitenmode. Die Burst-Verarbeitung für den GSM-Mode ist nicht gezeigt, da diese im Stand der Technik von GSM-Mobiltelefonen verfügbar ist.
  • Wenn jeder 16-te Schlitz vom Empfänger 112 digitalisiert ist, bestimmt ein Sortierer 150, ob der Burst als gerader Frame/Burst oder als ungerader Frame/Burst verarbeitet werden soll. Die Entscheidung kann sich auf nicht mehr als ein Untersuchen des am wenigsten signifikanten Bits eines 16- Schlitz-Zählers belaufen. Gerade Frames werden in einem Synchronisations-Korrelator 151 unter Verwendung des Synchronisationswortes verarbeitet, das in geraden Frames erwartet wird. Ungerade Frames werden im Synchronisations-Korrelator 151 unter Verwendung des Synchronisationswortes verarbeitet, das in ungeraden Frames erwartet wird.
  • Für eine bestimmte mobile Einheit können die ungeraden und geraden Synchronisationsworte dieselben sein, und dann wird das Synchronisationswort für eine andere mobile Einheit, die dieselben Schlitze verwenden kann, derart ausgewählt, um orthogonal zu sein. Alternativ dazu kann eine mobile Einheit A ein Synchronisationswort 1 in geraden Schlitzen und ein Synchronisationswort 2 in ungeraden Schlitzen verwenden, während eine mobile Einheit B ein Synchronisationswort 2 in geraden Schlitzen und ein Synchronisationswort 1 in ungeraden Schlitzen verwenden kann. Der Synchronisations-Korrelator 151 kann immer eine Korrelation mit beiden Synchronisationsworten durchführen und entscheiden, ob das Synchronisationswort 1 oder 2 gesendet wurde. Wenn das erwartete Synchronisationswort nicht dasjenige ist, von dem gedacht wird, dass es gesendet worden ist, wird gedacht, dass dieser Burst gelöscht worden ist. Diese Entscheidung kann durch Vergleichen der Größen der Korrelationswerte für das Synchronisationswort 1 und das Synchronisationswort 2 durchgeführt werden. Die Entscheidung wird getroffen, um entweder den Burst in einem Demodulator 153 zu verarbeiten, oder nicht (zu löschen). Wenn gedacht wird, dass der Burst gelöscht ist, erzeugt der Demodulator 153 weiche Information für die fehlenden Symbole mit einem Qualitätsattribut von Null.
  • Es ist zu beachten, dass, obwohl der Synchronisations-Korrelator 151 und der Burst-Demodulator 153 als separate Blöcke in 8 gezeigt sind, sie vorzugsweise dieselbe Verarbeitungshardware sind, die zu unterschiedlichen Zeiten läuft (für jeweils den geraden Frame und den ungeraden Frame). Weich demodulierte Symbole (Bits) haben einen Polaritäts- oder Symbolwert und ein Qualitätsattribut (die weiche Information). Der Wert und die Qualität bilden zusammen eine weiche Symbolentscheidung.
  • Ein Fehlerkorrekturdecodierer 154 verarbeitet weiche Symbole, um entweder einen Sprachblock, der aufgrund von fehlenden oder falsch decodierten Blöcken fehlerhaft sein kann, oder FACCH- oder SACCH-Nachrichten neu zu bilden. Fehleranzeigen werden für Sprachblöcke geliefert, um den nachfolgenden Sprachdecodierer zu unterstützen, eine Sprachwellenform neu zu bilden, in welcher ein Rauschen oder eine Verzerrung aufgrund von falsch decodierten Blöcken überbrückt oder verdeckt worden ist.
  • 9 zeigt eine Kanaleinheit, die in einer Bodenstation zum Erzeugen von TDMA-Bursts für ein Senden zu einer mobilen Einheit über einen Satelliten oder eine luftgetragene Relaisstation verwendet wird. Eine Sprache für ein Senden kommt vom PSTN über das Satelliten-Netzvermittlungszentrum in der Form einer Standard-PCM an. Der PCM-Sprachstrom wird in einer Kanaleinheit 200 verarbeitet, um gerade und ungerade TDMA-Bursts zu erzeugen, die von entweder demselben Satelliten (Einzelsatelliten-Diversity) oder unterschiedlichen Satelliten (Zweisatelliten-Diversity,) gesendet sein können (oder nicht). In jedem Fall können gerade Bursts auf derselben Frequenz oder einer anderen Frequenz als ungerade Bursts von dem Satellitenrelais zu dem mobilen Endgerät gesendet werden.
  • Die Kanaleinheit 200 weist einen Transcoder 160 zum Verarbeiten von PCM-Sprache in typischerweise eine Rate von 4 KB/S für eine Satellitenübertragung auf. Er erzeugt auch eine Sprachaktivitätsanzeige, deren Anwendungen später in der Beschreibung der 15 und 16 beschrieben werden.
  • Ein Segmentierer 161 gruppiert Sprachbits in Codeworte zur Übertragung und kann ein Wissen darüber verwenden, welche codierten Bits wahrnehmungssignifikanter sind als andere, um eine optimale Gruppierung zu bewirken. Beispielsweise können Bits in einen 40-Bit-Block zur Übertragung alle 10 mS auf eine derartige Weise gruppiert werden, das ein Fehler eines Empfangens von irgendeinem Block nicht alle wichtigen Bits für eine erneute Bildung einer Sprachwellenform löscht, sondern zulässt, dass benachbarte Blöcke dazu verwendet werden, fehlende Information mit der Hilfe eines Fehlerverdeckungsalgorithmus aufzufüllen.
  • Jeder 40-Bit-Block wird unter Verwendung eines Fehlerkorrekturcodierers 162 in zwei 60-Bit-Blöcke auf eine derartige Weise codiert, dass ein Empfang von jedem 60-Bit-Block allein ausreichend ist, um den 40-Bit-Block wieder zu bilden, während ein Empfang von beiden eine Rekonstruktion des 40-Bit-Blocks unter nachteiligeren Signal-zu-Rausch-Verhältniszuständen zulässt. Die 60-Bit-Blöcke werden unter Verwendung eines geheimen Schlüssels für die in Frage stehenden mobilen Teilnehmer in einer Verschlüsselungseinheit 163 separat verschlüsselt. In einem Kommunikationssystem kann eine Verschlüsselung auf verschiedenen Ebenen in der Infrastruktur stattfinden, aber ein Verschlüsseln von Bits genau vor einer Modulation an dem Funkträger, d.h. nach einer Fehlerkorrekturcodierung, hat den Vorteil, dass nicht beabsichtigte Co-Kanal-Signale eine Interferenz erzeugen, die durch den Fehlerkorrekturdecodierprozess besser ausgefiltert wird, und somit bevorzugt ist. Wenn ein Verschlüsselungsalgorithmus 163 durch eine Modulo-2-Addition eines Schlüsselstroms arbeitet, muss er die A- und B-Wortausgaben unter Verwendung von unterschiedlichen Schlüsselstrombits verschlüsseln, um eine Sicherheit zu bewahren. Somit werden 120 Schlüsselstrombits durch den Algorithmus 163 alle 10 Millisekunden für diesen Zweck erzeugt.
  • Verschlüsselte 60-Bit-A-Worte werden durch einen Verschachteler 164 über zwei aufeinanderfolgende gerade TDMA-Frames unter Verwendung einer blockdiagonalen Verschachtelung verschachtelt, um eine Verzögerung zu reduzieren. Das bedeutet, dass für die vorherige zwei 40-Bit-Sprachsegmente erzeugte zwei 60-Bit-A-Worte zwischen den vorherigen und den aktuellen geraden Burst aufgeteilt werden, während zwei 60-Bit-A-Worte entsprechend zwei aktuellen 40-Bit-Segmenten zwischen dem aktuellen Burst und dem nächsten Burst aufgeteilt werden, was immer 120 Bits ergibt, die pro Burst übertragen werden. Das Verschachtelungsmuster für codierte Sprache, Bits springt über den SACCH-Burst, der in jedem 13-ten Frame auftritt, und somit wird eine Sprache in 12 aus den 13 Frames in der Verkehrs-Superframestruktur verschachtelt. Das Verschachtelungsmuster wird vorzugsweise in Bezug auf die besonderen Eigenschaften des Sprachdecodierers und den Wahrnehmungs-Fehlerverdeckungsalgorithmus sorgfältig ausgewählt.
  • Verschlüsselte 60-Bit-B-Worte werden gleichermaßen unter Verwendung des Verschachtelers 164b in Bursts eines ungeraden Frames verschachtelt. Bursts eines geraden Frames werden zu einem Aufwärtsstrecken-Modulator für den A-Satelliten zugeführt, und Bursts eines ungeraden Frames werden zu einem Aufwärtsstrecken-Modulator für den B-Satelliten zugeführt, wenn eine Zweisatelliten-Diversity verwendet wird. Sowohl ungerade als auch gerade Bursts können alternativ auf einer Zufuhrverbindung zu demselben Satelliten moduliert werden (Einzelsatelliten-Diversity). In beiden Fällen enthält das Burstformat ein 22-Bit-Synchronisationswort, das zwischen zwei verschachtelte 60-Bit-A- oder B-Worte durch den Verschachteler 164a oder 164b eingefügt ist, und enthält Endbits sowie eine Schutz-(Aufwärts-Abwärts-Rampenbildungs-)Zeit am Anfang und am Ende.
  • Mehr Details über eine Bodenstation, die zum Nutzen einer Zweisatelliten-Diversity geeignet ist, sind in 10 gezeigt. Gerade Datenbursts werden von 32 Kanaleinheiten 200 gesammelt und für eine Übertragung auf derselben TDMA-Trägerfrequenz unter Verwendung eines Multiplexers 180a multiplext. Ungerade Datenbursts werden gleichermaßen unter Verwendung eines Multiplexers 180b gesammelt. Wenn der Multiplexer 180a und der Multiplexer 180b jeweils einen geraden Burst und einen ungeraden Burst von derselben Kanaleinheit 200 sammeln, dann arbeitet dieser Kanal in einem 16-Schlitz- oder einem Diversity-Mode.
  • Unterschiedliche Verzögerungen werden von mobilen Einheiten erfahren, wenn ein Signal über unterschiedliche Satelliten zu derselben Zelle oder demselben Unterbereich auf dem Boden weitergeleitet wird. Zeitausrichtungseinheiten 181a und 181b arbeiten, um die Verzögerungen etwa gleich zu machen, so dass mobile Einheiten gerade und ungerade Frames etwa gleich beabstandet bezüglich der Zeit empfangen. Unterschiedliche Satellitenrelais können auch unterschiedliche Geschwindigkeiten zu oder weg von dem gemeinsam ausgeleuchteten Unterbereich haben, was zu unterschiedlichen Doppelfrequenzverschiebungen führt.
  • OQPSK-Modulationswellenformgeneratoren 182a und 182b wandeln Modulationsdaten in modulierte Wellenformen um und können eine Einrichtung zum Vorkorrigieren einer Sendefrequenz enthalten, um die vorhersagbare Doppherverschiebung zu kompensieren. Die Frequenzkorrektur kann entweder auf einer Zellen-, einer Strahl- oder einer Unterbereichsbasis durchgeführt werden, die für das Zentrum des Bereichs genau ist, oder kann auf einer Basis pro mobiler Verbindung (pro Zeitschlitz) durchgeführt werden, so dass jede mobile Einheit ein Signal erfährt, das für die Dopplerverschiebung genau korrigiert ist, die an ihrer bestimmten Stelle erfahren wird. Die bezüglich Zeit und bezüglich Frequenz ausgerichteten modulierten Signale werden an einen Aufwärtsmischer 183a zur Übertragung über eine Antenne 184a zum Satelliten A oder an einen Aufwärtsmischer 183b zur Übertragung über eine Antenne 184b zum Satelliten B angelegt.
  • 11 zeigt eine Anwendung des erfinderischen Diversity-Schemas auf ein Netz aus zellularen Basisstationen. Eine Basisstationssteuerung 210 steuert Übertragungen von einer Anzahl von zellularen Stellen 213 und 212. Jede Stelle kann eine sektorisierte Antenne zum Aufteilen des Bereichs enthalten, der von der Stelle bedient wird, in drei 120-Grad-Sektoren A1, A2, A3 für die Stelle 212 und B1, B2, B3 für die Stelle 212. Eine Basisstationssteuerung 210 empfängt Verkehr von einem Mobilfunkvermittlungszentrum 211 für eine Übertragung zu einer mobilen Einheit 220, und zwar beispielsweise, welche an der Grenze zwischen zwei Dienstbereichen liegen kann und auf welche mehr oder weniger gleich über eine Übertragung im Sektor A2 der Stelle 213 oder einen Sektor B1 der Stelle 212 zugegriffen werden kann. Folglich kann die Basisstationssteuerung die Stelle 212 anweisen, gerade Framebursts im Sektor A1 und ungerade Framebursts im Sektor B2 zu senden. Die Basisstationssteuerung 210 kann bei entweder der Stelle 213 oder der Stelle 212 oder bei einer anderen Stelle angeordnet sein, oder kann mit dem Mobilfunkvermittlungszentrum 211 verkettet sein. Basisstationssteuerungen können vorzugsweise auf jede Stelle verteilt sein und können eine Master- oder eine Slave-Rolle für eine andere Basisstationssteuerung annehmen, um eine Kommunikation zu einer bestimmten mobilen Einheit zu unterstützen. Eine mobile Einheit kann somit (beispielsweise unter Verwendung von nur geraden Frames) nur durch eine Master-BSC bedient werden, oder dann, wenn ein Grenzbereich mit sowohl geraden als auch ungeraden Frames bedient werden kann, die von jeweils einer Master- und einer Slave-BSC übertragen werden, und nach einem Laufen durch den Grenzbereich kann die Slave-BSC die neue Master-BSC werden, die nur ungerade Frames überträgt, um dadurch eine weiche Gesprächsumschaltung oder eine "Durchführen-vor-Abbruch"-Umschaltung zu beenden.
  • 12 stellt dar, dass die Durchführen-vor-Abbruch-Gesprächsumschaltung zwischen Sektoren derselben Stelle unter Verwendung der erfinderischen adaptiven Frame-Formate implementiert sind kann. Die Durchführen-vor-Abbruch-Gesprächsumschaltung kann auch für die Aufwärtsstrecke gelten, da die mobile Einheit 220 auch die Fähigkeit haben kann, sowohl gerade als auch ungerade Frames zu senden, während sie in der Gesprächsumschaltzone zwischen Stellen, Zellen oder Sektoren ist.
  • Wenn eine mobile Einheit sowohl gerade als auch ungerade Frames sendet, sendet sie im Prinzip ein Zweifaches der Energie für dieselben Spitzenleistung, nämlich eine Erhöhung um 3 dB. 13 zeigt den erfinderischen adaptiven Leistungssteueralgorithmus in einem mobilen Endgerät basierend auf einem Erreichen der obersten 3 dB eines Leistungssteuerbereichs durch ein adaptives Senden von entweder geraden Frames oder ungeraden Frames allein oder durch Senden von sowohl geraden als auch ungeraden Frames.
  • Ein Burst-Empfänger 101 empfängt gerade und ungerade Frames, wie es zuvor beschrieben ist, und verarbeitet sie, um eine Sprache zu einem Gerät am Ohr 116 neu zu bilden. Zusätzlich wird eine Messung einer empfangenen Signalleistung, die unter Verwendung des zuletzt empfangenen Bursts berechnet ist, von dem gedacht ist, dass er ein "beabsichtigter" Burst ist, zu dem Leistungssteueralgorithmusteil einer Steuerung 303 geliefert. Wie es von einem Fachmann auf dem Gebiet erkannt werden wird, kann ein Leistungssteueralgorithmus 304 eine Softwareroutine innerhalb der Steuerung 303 aufweisen, die dazu geeignet ist, die Leistungssteuerfunktion in einem zeitlich gemeinsam genutzten Prozessor auszuführen, der zu unterschiedlichen Zeiten andere Funktionen durchführt. Der Leistungssteueralgorithmus 304 empfängt auch Signalgabenachrichten von entweder dem SACCH- oder dem FACCH-Typ, für die angezeigt ist, dass sie Leistungssteuernachrichten sind. Der Algorithmus 304 verarbeitet die Nachrichteninformation zusammen mit den Leistungsmesssungen, um einen Leistungspegel zum Senden des nächsten Sendebursts zu bestimmen. Wenn der Leistungspegel zwischen der maximalen Leistung und 3 dB niedriger ist, wird der nächste Burst mit einer entsprechenden Leistung zwischen 0 und 3 dB niedriger als maximal gesendet werden. Wenn der Leistungspegel mehr als 3 dB niedriger als maximal ist, wird der nächste Burst (z.B. der ungerade Burst) unter der Voraussetzung nicht gesendet werden, dass der vorherige (z.B. gerade) Burst gesendet wurde. Der folgende Burst wird dann bei dem bestimmten Leistungspegel +3 dB gesendet werden, um den nicht gesendeten ungeraden Burst zu kompensieren. Das Vorangehende ist eine vereinfachte allgemeine Beschreibung des Algorithmus, um das Konzept zu verdeutlichen. In der Praxis kann die Leistungspegelbestimmung eine genauere Bestimmung des Effekts zum Senden oder zum Nichtsenden von früheren Bursts bei dem Decodieren von jedem 40-Bit-Sprachsegment enthalten, bei Vorgabe des bekannten Verschachtelungsmusters, und über das Senden oder nicht und den Leistungspegel des aktuellen Bursts kann basierend auf den Leistungspegeln von Bursts entschieden werden, die in der Vergangenheit gesendet sind, welche dieselben Sprachsegmente beeinflussten.
  • Die Entscheidung zum Senden eines geraden oder ungeraden Bursts wird von dem Leistungssteueralgorithmus 304 zu einer Frequenz-, Zeitgabe- und Moden-Steuerung 305 weitergegeben. Diese wählt die Frequenz und die Zeitgabe eines Bursts aus, für den entschieden worden ist, dass er gesendet wird, einschließlich eines Lieferns eines Abstimmcodes zum Synthesizer 306, um die Sendefrequenz einzustellen.
  • 14 zeigt den Betrieb einer Zeitgabesteuerung innerhalb einer Einheit 305. Die zyklische 32-Schlitz-TDMA-Periode ist als Kreis beginnend bei einem Schlitz 0 und endend bei einem Schlitz 31 dargestellt. Ein Zähler 400 zählt eine Referenztaktfrequenz von beispielsweise 8-mal der Abwärtsstrecken-Bitrate, um den 32-Schlitz-Zyklus zu erzeugen. Der Kreis ist in erste 16 Schlitze und zweite 16 Schlitze aufgeteilt. Eine Anzahl von "Alarmeinstellungen" wird um den Kreis verteilt und wird getriggert, wenn der Zähler 400 vorbestimmte Werte erreicht, um Hardware-Abtastsignale zu erzeugen. Beispielsweise kann ein Abtastsignal erzeugt werden, um einen Empfänger 402 zu starten, der einen geraden Burst digitalisiert. Ein zweites Abtastsignal, das nominal, aber nicht genau, 180 Grad gegenüber dem ersten Abtastsignal liegt, kann ein Digitalisieren eines ungeraden Bursts starten. Zwischen einem Empfangen von Bursts werden Abtastsignale erzeugt, um eine Übertragung von Bursts zu starten und zu stoppen.
  • Jedes Abtastsignal wird durch einen Komparator (130-1, 130-2, ..., 130-N) erzeugt, der eingestellt ist, um eine vorprogrammierte Zahl zu erfassen, die entweder in der Hälfte der geraden Frames des Zyklus oder der Hälfte der ungeraden Frames liegt. Die Komparatoren werden durch eine Steuerung 403 programmiert, um die Zeit einzustellen, zu welcher jedes erwünschte Abtastsignal erzeugt werden soll. Auf diese Weise kann eine Zeitsynchronisation separat für die geraden und ungeraden Bursts beibehalten und aktualisiert werden, um mit zwei unterschiedlichen Satelliten oder Basisstationen mit unterschiedlichen Frame-Zeitgaben zu arbeiten.
  • 15 stellt eine Einrichtung dar, durch welche Bodenstationen adaptiv entweder gerade oder ungerade Bursts oder beide senden können. Die Motivation für die Bodenstation ist nicht so eine Leistungssteuerung, sondern vielmehr eine Verfügbarkeit des Schlitzes. Wenn sowohl ein gerader als auch ein ungerader Schlitz verfügbar sind, um für ein Senden zu einer mobilen Einheit verwendet zu werden, die beide mit durchschnittlich der gleichen Qualität empfangen kann, ist es immer besser, beide zu senden und den Leistungspegel zu reduzieren, wenn es erwünscht ist. Wenn beide gesendet werden, kann der Leistungspegel um 3 dB reduziert werden, während die verwendete Energie dieselbe bleibt, aber aufgrund der zusätzlichen Codierverstärkung beim Empfangen von 120 codierten Bits pro 40-Bit-Sprachsegment und der Diversity-Verstärkung, die durch Spreizen der 120 Bits über zwei gerade und zwei ungerade Bursts oder Frequenzen wird auch die Energie reduziert, die für dieselbe Segment-Fehlerwahrscheinlichkeit erforderlich ist. Somit gibt es eine Einsparung bezüglich der gesamten Satellitenleistung pro mobiler Verbindung beim Verwenden von sowohl ungeraden als auch geraden Bursts, wenn die verfügbar sind.
  • Selbst dann, wenn eine mobile Einheit gerade Bursts besetzt und eine weitere ungerade Bursts besetzt, können beide durch eine mobile Einheit verwendet werden, wann immer die andere still ist. Die Sprachaktivitätsanzeige vom Transcoder 160 der Kanaleinheit 200 der 9 begleitet die Sprachdaten für diese mobile Verbindung zum Multiplexer 180a oder 180b. Die Sprachaktivitätsanzeigen für mobile Einheiten, die jeweils einen geraden Schlitz und einen entsprechenden ungeraden Schlitz verwenden, werden in einer Prioritätsgebungseinheit 185 verarbeitet, um zu bestimmen, welche mobile Einheit dahin gelangt, einen jeweiligen Schlitz zu verwenden. Einem Verkehr für eine mobile Einheit X wird beispielsweise eine Priorität zugeteilt, um einen Schlitz X zu verwenden, wobei X zwischen 0 und 15 liegt. Einem Verkehr für eine mobile Einheit x+16 (Modulo-32) wird eine Zulassung zugeteilt, einen Schlitz X zu verwenden, wenn ein Verkehr für die mobile Einheit X keine Sprachaktivitätsanzeige hat und ein Verkehr für die mobile Einheit X+16 eine positive Sprachaktivitätsanzeige hat. Die Prioritätsgebungseinheit 185 übersetzt dies in ein Steuersignal für einen Schalter 186a, um ein Verkehrssignal X+16 zum Eingang X des Multiplexers 180a oder 180b anstelle des Verkehrssignals X+16 auszuwählen. Gegensätzlich dazu steuert die Prioritätsgebungseinheit 185 einen Schalter 186b, um ein Verkehrssignal X zum Multiplexereingang X+16 auszuwählen, wenn das Signal X+16 eine negative Sprachaktivitätsanzeige hat und das Signal X eine positive Sprachaktivitätsanzeige hat. Wenn beide positiv sind, verwenden sie nur ihre jeweiligen Schlitze X für das Signal und X+16 für Signal X+16, und wenn beide negativ sind, wird kein Signal in einem Schlitz gesendet (DTX). Wenn zugelassen wird, dass ein Signal in sowohl einem ungeraden als auch einem geraden Schlitz gesendet wird, kann der verwendete Leistungspegel im Vergleich mit dem Pegel halbiert werden, der sonst für eine Einzelschlitzübertragung verwendet worden wäre, aber diese Entscheidung bezieht sich auf eine Auswahl eines Abwärtsstrecken-Leistungssteueralgorithmus, und ob ein Frequenzsprungverfahren verwendet wird oder nicht. Die Prioritätsgebungseinheit 185 zusammen mit den Schaltern 186a, 186b arbeiten daher, um die Multiplexerkapazität mit Verkehr zu einer oder einer anderen mobilen Einheit aufgefüllt zu halten.
  • 10 stellt einen Bodenstations-Multiplexbetrieb in Zusammenhang mit einem Frequenzsprungverfahren dar. Ein Frequenzsprungverfahren innerhalb einer Zelle oder eines Strahls, der durch einen Satelliten gestrahlt wird, enthält zufällige Frequenzwechsel zwischen den unterschiedlichen Satelliten-zu-Mobileinheits-Verbindungen, die denselben Zeitschlitz verwenden, aber auf unterschiedlichen Trägerfrequenzen. Beispielsweise dann, wenn ein Strahl oder eine Zelle 256 separate Konversationen enthält, sind 8 Abwärtsstreckenträger von 32 Schlitze jeweils im Einsatz. Mobile Verbindungen 0, 32, 64, 96, ..., 224 können derart bezeichnet sein, um einen Schlitz Null auf Trägern 0, 1, 2, ..., 7 zu verwenden, während mobile Verbindungen 1, 33, 65, ..., 225 einen Schlitz 1 usw. verwenden. Jedoch können sich die Zuteilungen von einer der eindeutigen Trägerfrequenzen 0 bis 7 zu mobilen Einheiten 0, 32, 64,..., 224 von Frame zu Frame gemäß einem Frequenzsprungverfahrensalgorithmus ändern. Ein Algorithmus, der noch jeder Verbindung eine eindeutige Frequenz ohne Sprünge wenigstens innerhalb derselben Zelle garantiert, wird orthogonales Frequenzsprungverfahren genannt.
  • Ein orthogonales Frequenzsprungverfahren kann entweder durch Ändern eines Frequenzsynthesizers für jede mobile Verbindung von Frame zu Frame bewirkt werden, oder alternativ durch das Basisbandsprungschema der 16, wobei der Verkehrsstrom für eine bestimmte mobile Einheit von Frame zu Frame zu einem anderen Festfrequenzträger-Modulator mittels einer Basisbandsprung-Umschaltmatrix 500 umgeschaltet wird. Die Eingaben zu der Umschaltmatrix 500 sind die Datenbursts für mobile Verbindungen 1 bis M für denselben Zeitschlitz auf M unterschiedlichen Trägern. Steuersignale von dem Generator 501 für ein orthogonales Frequenzsprungverfahren lenken jedes Verkehrssignal zu einem eindeutigen Ausgang entsprechend Trägerfrequenzen 1 bis M, aber das Lenken bzw. Steuern bewirkt eine unterschiedliche Abbildung für jeden aufeinanderfolgenden TDMA-Frame von 32 Schlitzen. Die Sprachaktivitätsanzeige, die jeden Datenburst begleitet, wird auch zum ausgewählten Ausgang geführt-. Die Ausgaben von anderen Basisbandsprungeinheiten 500 bis 501 für unterschiedliche Zeitschlitze, die für dieselbe Trägerfrequenz bestimmt sind, aber unterschiedliche Zeitschlitze, werden an den Eingängen des Multiplexers 180a oder 180b gesammelt. 16 zeigt nur der Klarheit halber den Multiplexer für einen Frequenzkanal 1. Es ist implizit, dass es gleiche Multiplexer wären, die jeweils gemäß dem gesamten Blockdiagramm der 15 für andere Trägerfrequenzen sind. Der Multiplexer 180a hat eine zugehörige Prioritätsgebungseinheit 185 und Schalter 186a und 186b, die ein gegebenes Signal, dem für einen Schlitz X eine Priorität zugeteilt ist, eine Schlitznummer X+16 zuteilen werden, wobei auch vorausgesetzt ist, dass das Signal, dem für den Schlitz X+16 eine Priorität zugeteilt ist, temporär eine negative Sprachaktivitätsanzeige hat. Aufgrund des Frequenzsprungselektors 500 ist das Signal im Schlitz (X+16), das mit einem Signal im Schlitz X gepaart ist, nicht mehr dasselbe, sondern verändert sich willkürlich von Frame zu Frame, und zwar dank der Operation von Sprunggeneratoren 501 für den Schlitz X und den Schlitz (X+1), die programmiert sind, um unterschiedliche Zufallsfrequenzauswahlen zu erzeugen. Dies ist gegensätzlich zu dem für GSM offenbarten Frequenzsprungverfahren, bei welchem mobile Einheiten, die unterschiedlichen Schlitzen auf demselben Träger zugeteilt sind, miteinander springen. Durch dieses Mittel gelangt jede mobile Einheit dahin, sowohl einen geraden als auch einen ungeraden Schlitz zu 50 % der Zeit zu senden, und zwar aufgrund dessen, dass sie von Frame zu Frame zufällig bzw. beliebig mit mobilen Einheiten gepaart ist, die positive oder negative Sprachaktivitätsanzeigen mit einer Wahrscheinlichkeit von 50 % haben können.
  • Die obige Erfindung verwendet eine dynamische TDMA-Schlitzzuteilung in Kombination mit einer Demodulation und einem Decodieren, die automatisch erfassen kann, ob empfangene Information beabsichtigt war oder nicht, und sie entsprechend wegwerfen oder verwenden kann, und hat viele Vorteile, wie sie in der obigen Beschreibung beschrieben worden sind, von welchen aber gemeint wird, dass sie beispielhaft und nicht den Schutzumfang der Erfindung beschränkend sind, der durch die folgenden Ansprüche definiert ist.

Claims (3)

  1. Verfahren zum Übertragen von Verkehrs- und Signalgabedaten unter Verwendung eines Zeitvielfachzugriffsformats zwischen einer Netzwerkstation und einer Vielzahl von entfernten Stationen, welches die folgenden Schritte aufweist: Aufteilen einer Superframeperiode in eine ungerade Anzahl von TDMA-Frameperioden; Aufteilen von jeder TDMA-Framperiode in eine gerade Anzahl von Zeitschlitzen; Verwenden der geraden Anzahl von Zeitschlitzen in einem der ungeraden Anzahl von TDMA-Frames zum Übertragen von Signalgabeinformation, die jeweils zu einer entsprechenden geraden Anzahl von entfernten Stationen adressiert ist, und der übrigen TDMA-Frames in dem Superframe zum Übertragen von Verkehrsinformation; Aufteilen der übrigen Anzahl von Frames, die zum Übertragen von Verkehrsinformation verwendet werden, in eine erste Gruppe von Verkehrsframes und eine zweite Gruppe von Verkehrsframes; und Verwenden der geraden Anzahl von Zeitschlitzen in der ersten Gruppe von Verkehrsframes zum Übertragen von Verkehrsdaten zu einer entsprechenden geraden Anzahl von entfernten Stationen und Verwenden der Zeitschlitze in der zweiten Gruppe von Verkehrsframes zum Übertragen von Verkehrsdaten zu einer entsprechenden Anzahl von anderen entfernten Stationen.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalgabeinformation ein Anzeichen dafür aufweist, ob die Information zu einer der entfernten Stationen adressiert ist, für welche Verkehrsinformation unter Verwendung eines Zeitschlitzes von jeder der ersten Gruppe von Verkehrsframes übertragen wurde, oder zu einer der entfernten Stationen, für welche Verkehrsinformation unter Verwendung eines Zeitschlitzes in der zweiten Gruppe von Verkehrsframes gesendet wurde.
  3. Verfahren zum Übertragen von Verkehrs- und Signalgabedaten unter Verwendung eines Zeitvielfachzugriffsformats zwischen einer Netzwerkstation und einer Vielzahl von entfernten Stationen, welches die folgenden Schritte aufweist: Aufteilen einer Superframeperiode in eine ungerade Anzahl von TDMA-Frameperioden; Aufteilen von jeder TDMA-Framperiode in eine gerade Anzahl von Zeitschlitzen; Verwenden der geraden Anzahl von Zeitschlitzen in einem der ungeraden Anzahl von TDMA-Frames zum Übertragen von Signalgabeinformation, die jeweils zu einer entsprechenden geraden Anzahl von entfernten Stationen adressiert ist, und der übrigen TDMA-Frames in dem Superframe zum Übertragen von Verkehrsinformation; Aufteilen der übrigen Anzahl von Frames, die zum Übertragen von Verkehrsinformation verwendet werden, in eine erste Gruppe von Verkehrsframes und eine zweite Gruppe von Verkehrsframes; wobei einer der geraden Anzahl von Zeitschlitzen in der ersten Gruppe von Verkehrsframes zum Übertragen von Verkehrsdaten zu einer ersten der entfernten Stationen verwendet wird und der entsprechende Zeitschlitz in der zweiten Gruppe von Verkehrsframes zum Übertragen von Daten zu der derselben entfernten Station verwendet wird.
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