DE69636940T2

DE69636940T2 - Rückorthogonalisierung von breitbandigen CDMA-Signalen

Info

Publication number: DE69636940T2
Application number: DE69636940T
Authority: DE
Inventors: Paul W. Pittsboro Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1995-12-11
Filing date: 1996-12-10
Publication date: 2007-12-13
Anticipated expiration: 2016-12-11
Also published as: EP1271797A3; EP1271797B1; SG85665A1; KR19990072070A; US5862173A; BR9611934A; BR9611934B1; CN1208517A; WO1997022185A2; DE69623988T2; DE69623988D1; CN1188955C; CA2239232A1; CA2239232C; EP0867077B1; JP2000502226A; EP0867077A2; AU1335197A; JP3753156B2; KR100447550B1

Description

HINTERGRUND
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Funkkommunikationssysteme und insbesondere Signalverarbeitungstechniken in Spreizspektrum-Funkkommunikationssystemen.
CDMA- und Spreizspektrum-Kommunikationen gab es seit den Tagen des Zweiten Weltkriegs. Frühe Anwendungen waren vornehmlich militärisch ausgerichtet. Jedoch hat es heutzutage ein zunehmendes Interesse in der Verwendung von Spreizspektrumsystemen in kommerziellen Anwendungen gegeben einschließlich Digitalzellularfunk, Landmobildfunk und persönliche Innenraum- und Außenbereichs-Kommunikationsnetze.
Die Zellulartelefonindustrie hat sowohl in den USA als auch im Rest der Welt phänomenale Schritte im kommerziellen Betrieb unternommen. Das Wachstum in den Bereichen der Hauptmetropolen hat die Erwartungen weit überschritten und ist dabei, die Systemkapazität zu überschreiten. Wenn diese Entwicklung sich fortsetzt, werden die Wirkungen des raschen Wachstums bald selbst die kleinsten Märkte erreichen. Innovative Lösungen sind erforderlich um diese anwachsenden Kapazitätsbedürfnisse zu erfüllen sowie hochqualitative Dienste aufrecht zu erhalten und steigende Preise zu vermeiden.
Auf der ganzen Welt ist ein wichtiger Schritt in Zellularsystemen, von Analog- zu Digitalübertragung zu wechseln. Gleich wichtig ist die Auswahl eines wirksamen digitalen Übertragungsschemas für das Implementieren der Zellulartechnologie der nächsten Generation. Darüber hinaus wird weithin geglaubt, dass die persönlichen Kommunikationsnetze (PCNs) der ersten Generation, die Schnurlostelefone in Taschengröße bei niedrigen Kosten verwenden, welche komfortabel getragen werden können und genutzt werden können um Rufe im Heimbereich, Bürobereich, auf der Straße, im Auto etc. vorzunehmen oder zu empfangen, durch Zellularanbieter bereitgestellt werden unter Verwendung der digitalen Zellularsystem-Infrastruktur der nächsten Generation. Das Schlüsselmerkmal, das in jenen neuen Systemen erforderlich ist, ist die zunehmende Verkehrskapazität.
Derzeit wird ein Kanalzugriff unter Verwendung von Frequenzmultiplex-Verfahren (FDMA-Verfahren) und Zeitmultiplex-Verfahren (TDMA-Verfahren) erreicht. Bei FDMA ist ein Kommunikationskanal ein einzelnes Funkfrequenzband, in dem eine Sendeleistung eines Signals konzentriert ist. Die Systemkapäzität ist begrenzt durch die verfügbaren Frequenzen sowie durch Einschränkungen, die durch Kanalwiederverwendungen auferlegt werden. In TDMA-Systemen besteht ein Kanal aus einem Zeitschlitz in einer periodischen Abfolge von Zeitintervallen über dieselbe Frequenz. Die Systemkapazität ist durch die verfügbaren Zeitschlitze sowie durch Einschränkungen, die durch Kanalwiederverwendung auferlegt werden, eingeschränkt.
Bei FDMA- oder TDMA- oder hybriden FDMA/TDMA-Systemen ist das Ziel, sicherzustellen, dass zwei potentiell störende Signale nicht dieselbe Frequenz zur gleichen Zeit belegen. Demgegenüber ermöglichen Codeaufteilungs-Mehrfachzugriff- bzw. Codemultiplex- oder CDMA-Signale ein Überlappen sowohl in der Zeit als auch der Frequenz. Demnach teilen alle CDMA-Signale dasselbe Frequenzspektrum. In dem Frequenz- oder dem Zeitbereich erscheinen die Mehrfachzugriffsignale als einander überlappend.
Es gibt eine Anzahl von Vorteilen, die den CDMA-Kommunikationstechniken zuzuordnen sind. Die Kapazitätsgrenzen von CDMA-basierten Zellularsystemen werden als bis zu zwanzig Mal denen existierender Analogtechnologien dargestellt als ein Ergebnis der Eigenschaften eines Breitband-CDMA-Systems wie Verbesserungen bei Codiergewinn/Demodulationsdichte, Sprackaktivitäts-abhängigem Weiterleiten (voice aktivity gating), Sektorbildung und die Wiederverwendung desselben Spektrums in jeder Zelle. Die CDMA-Übertragung von Sprache durch einen Decoder hoher Bitrate stellt eine gehobene realistische Sprachqualität sicher. CDMA stellt auch variable Datenraten bereit um viele unterschiedliche Grade an anzubietender Sprachqualität zu ermöglichen. Das verwürfelte Signalformat von CDMA eliminiert vollständig Übersprechen und macht es schwierig und teuer, Rufe nachzuverfolgen oder abzuhören, eine bessere Privatsphäre für Rufteilnehmer sicherstellend und eine größere Immunität gegenüber Sendezeit-Betrug.
In einem "traditionellen" Direkt-Sequenz-CDMA-System wird der zu sendende Informationsdatenstrom einem viel höherratigen Datenstrom eingeprägt, der als Signatursequenz bekannt ist, um eine Sendesequenz zu erzeugen. Der Informationsdatenstrom und der hochbitratige Signatursequenzstrom werden durch effizientes Multiplizieren der beiden Bitströme miteinander unter der Annahme kombiniert, dass Binärwerte der beiden Bitströme dargestellt werden durch +1 oder –1. Der Informationsdatenstrom kann aus M-wertigen komplexen Symbolwerten statt der binären +1- oder –1-Werte bestehen. Diese Kombination des Signals hoher Bitrate mit dem niederbitratigen Datenstrom wird Codieren oder Spreizen des Informationsdatenstromsignals genannt. Jeder Informationsdatenstrom oder Kanal ist einer einzigartigen Signatursequenz zugeordnet.
Typischerweise sind Signatursequenzdaten binär, was dazu führt, dass der Bitstrom als "Chips" bezeichnet wird. Eine Art, diese Signatursequenz zu erzeugen, ist mit einem Pseudo-Rauschprozess (PN-Prozess), der als zufällig erscheint aber durch einen autorisierten Empfänger repliziert werden kann. Es ist für die Periode der Signatursequenz üblich, eine Datensymbolperiode zu belegen, so dass jedes Datensymbol durch dieselbe Nc-Chip-Signatursequenz gespreizt wird. Obendrauf kann eine zufällige Codesequenz mit sehr langer Periode hierzu hinzugefügt werden. Im Allgemeinen kann diese Signatursequenz durch Real- und Imaginärzahlen dargestellt werden, die dem Senden eines Chipwertes auf einer Trägerfrequenz (I-Kanal) oder einer um 90 Grad verschobenen Version der Trägerfrequenz (Q-Kanal) entspricht. Auch kann die Signatursequenz aus zwei Sequenzen zusammengesetzt werden, wobei eine dieser Sequenzen ein Walsh-Hadamard-Codewort ist.
Typischerweise sind Datensymbole binär. Demnach repräsentiert das Senden der Signatursequenz oder ihrer Inversen ein Informationsbit. Im Allgemeinen sendet man zum Senden eines Informationssymbols b unter Verwendung der Signatursequenz s (n) t (n) = b s (n) (1)
Der Empfänger korreliert das empfangene Signal mit der bekannten Signatursequenz zum Erzeugen einer Erfassungsstatistik, die zum Erfassen von b verwendet wird. Für binäre Informationssymbole wird, wenn sich eine große positive Korrelation ergibt, "0" erfasst; wenn sich eine große negative Korrelation ergibt, wird "1" erfasst.
Eine Vielzahl codierter Informationssignale modulieren einen Funkfrequenzträger beispielsweise durch Phasenumtastung (PSK bzw. Phase-Shift-Keying) und werden bei dem Empfänger verknüpft als ein Verbundsignal empfangen. Jedes der Spreizsignale überlappt alle anderen Spreizsignale sowie rauschbezogene Signale sowohl in der Frequenz als auch der Zeit. Wenn der Empfänger autorisiert ist, dann wird das Verbundsignal mit einer der einzigartigen Signatursequenzen korreliert und das korrespondierende Informationssignal kann isoliert und dekodiert werden.
In dem obigen Beispiel moduliert ein Datensymbol b direkt eine Signaturfolge s(n), was allgemein als kohärente Modulation bezeichnet wird. Das Datensymbol kann binär sein (+1 oder –1), quaternär (+1, +j, –1, –j) oder, im Allgemeinen, M-wertig, irgendeinen von M möglichen Werten annehmend. Dies ermöglicht die Darstellung von log₂(M) Informationsbits durch ein Informationssymbol b. In einem anderen traditionellen CDMA-Modulationsschema ist die Information darin enthalten, wie b sich von einem Symbol zum nächsten ändert, dies wird differentielle kohärente Modulation genannt. In diesem Fall ist die wahre Information gewöhnlich gegeben durch b(t) b*(t-Ts), wobei * eine komplexe Konjugation kennzeichnet, t einen Zeitindex und Ts die Informationssymbolperiode. In noch einem anderen traditionellen CDMA-Modulationsschema, das manchmal als nicht kohärente Modulation bezeichnet wird, wird ein M-wertiges Informationssymbol durch Senden einer M-Differenzensignatursequenz übermittelt.
Eine andere CDMA-Technik, die "verbessertes CDMA" (Enhanced CDMA) genannt wird, ermöglicht es auch, dass jede gesendete Sequenz mehr als ein Bit an Information repräsentiert. Ein Satz von Codewörtern, typischerweise orthogonale Codewörter oder bi-orthogonale Codewörter, wird zum Codieren einer Gruppe von Informationsbits in eine viel längere Code-Sequenz oder ein Code-Symbol verwendet. Eine Signatursequenz wird zum Verwürfeln der binären Code-Sequenz vor dem Senden verwendet. Dies kann durch Modulo-2-Addition der beiden Binärsequenzen vorgenommen werden. Beim Empfänger wird die bekannte Verwürfelungsmaske zum Entwürfeln des empfangenen Signals verwendet, welches dann mit allen möglichen Codewörtern korreliert wird. Das Codewort mit dem größeren Korrelationswert gibt an, welches Codewort am wahrscheinlichsten gesendet worden ist, anzeigend, welche Informationsbits am wahrscheinlichsten gesendet worden sind. Ein üblicher Orthogonalcode ist der Walsh-Hadamard-Code (WH-Code). Verbessertes CDMA kann als Spezialfall von nicht kohärenter Modulation betrachtet werden.
Sowohl in traditionellem als auch verbessertem CDMA können die "Informationsbits" oder "Informationssymbole", die oben erwähnt worden sind, auch codierte Bits oder Symbole sein, wobei der verwendete Code ein Block- oder Faltungscode ist. Eines oder mehrere Informationsbit kann bzw. können ein Datensymbol bilden. Auch kann die Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske viel länger sein als eine einzelne Codesequenz, in welchem Fall eine Untersequenz von Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske zu der Codesequenz hinzugefügt wird.
In vielen Funkkommunikationssystemen schließt das Empfangssignal zwei Komponenten ein, eine I- bzw. In-Phase-Komponente und eine Q- bzw. Quadraturkomponente. Dies ergibt sich, weil das gesendete Signal zwei Komponenten hat und/oder der Störkanal oder der Verlust an kohärenter Trägerreferenz verursachen, dass das Sendesignal aufgeteilt wird in I- und Q-Komponenten. In einem typischen Empfänger, der Digitalsignal-Verarbeitung verwendet, werden die empfangenen I- und Q-Komponentensignale alle Tc Sekunden abgetastet, wobei Tc die Dauer eines Chip ist, und gespeichert.
US-Patent Nrn. 5,151,919 und 5,218,619 für Paul W. Dent beschreiben ein CDMA-System, das es verschiedenen Teilnehmern ermöglicht, auf derselben Funkfrequenz mit einer Basisstation zu kommunizieren.
Anders als bei traditionelleren CDMA-Systemen werden Interferenzen in diesen patentierten Systemen beispielsweise durch sukzessives Dekodieren von Signalen in der Reihenfolge der Stärke von dem stärksten bis zum schwächsten hin und Subtrahieren des dekodierten Signals von dem empfangenen Verbundsignal nach dem Dekodieren vermieden.
Die beispielhaften in den vorangehend eingearbeiteten Patenten beschriebenen Implementierungen verwenden digitale Signalverarbeitung zum Entwürfeln eines Signals unter Verwendung seines bekannten Verwürfelungscodes, Transformieren des Signals in den Spektralbereich und dann Auslöschen der dem Signal zugeordneten Spektralkomponente.
Nach dem Auslöschen repräsentieren die verbleibenden von Null verschiedenen Komponenten die Transformation der anderen Signale, die mit dem Code des ersten Signals entwürfelt worden sind. Der Rest wird dann zurücktransformiert in den Schwingungsformbereich und der Entwürfelungscode wird wieder angewendet zum Wiederherstellen der Signale in ihrem Ursprungsbereich, wobei eines von ihnen nun subtrahiert ist.
In dem US-Patent Nr. 5,218,619 ist offenbart, dass nicht-perfekte Signalsubtraktion, die durch Interferenz von anderen schwächeren überlappenden Signalen herrührenden Fehlern in dem Umfang des subtrahierten Signals verursacht sind, durch nochmaliges Subtrahieren eines bereits subtrahierten Signals mit geeigneter Größe eliminiert werden können, nachdem einige der anderen Signale subtrahiert worden sind. Dieser Neusubtraktionsprozess, der als Neu-Orthogonalisierung bezeichnet wird, kann durch digitale Signalprozessoren vorgenommen werden. Jedoch hat diese Technik die Eigenschaft, dass der Umfang der Verarbeitung mit mindestens der vierfachen Potenz der Spektralbandbreite zunimmt, was diese Technik für Breitbandsignale kostenintensiv macht.
US 5,323,418 offenbart ein anderes Beispiel eines bekannten CDMA-Empfängers.
RESÜMEE
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger zum Empfangen einer Vielzahl überlappender Spreizspektrumsignale und zum Dekodieren mindestens eines der überlappenden Spreizspektrumsignale bereitgestellt, der dadurch gekennzeichnet ist, dass der Empfänger umfasst: eine Empfangsvorrichtung zum Erzeugen von I- und Q-Quadraturbasisbandsignalen; eine Vorrichtung zum Kombinieren der I- und Q-Signale mit dem Spreizcode eines interferierenden Spreizspektrumsignals und zur Hochpassfilterung des Ergebnisses, um ein Interferenz-kompensiertes Signal zu erhalten; eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Codekombination des interferierenden Spreizcodes mit dem Spreizcode eines zu dekodierenden Signals; und eine Vorrichtung zum Kombinieren des Interferenz-kompensierten Signals mit der Codekombination zum Bereitstellen eines Kaskadensignals.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen einer Vielzahl von überlappenden Spreizspektrumsignalen und zum Decodieren mindestens eines der überlappenden Spreizspektrumsignale bereitgestellt, das dadurch gekennzeichnet ist, dass das Verfahren umfasst: das Erzeugen von I- und Q-Quadraturbasisbandsignalen aus den empfangenen Signalen; das Kombinieren der I- und Q-Signale mit dem Spreizcode eines interferierenden Spreizspektrumsignals und das Hochpassfiltern des Ergebnisses zum Erhalten eines Interferenz-kompensierten Signals; das Erzeugen einer Codekomination des interferierenden Signalspreizcodes mit dem Spreizcode eines zu dekodierenden Signals; und das Kombinieren des Interferenz-kompensierten Signals mit der Codekombination zum Bereitstellen eines Kaskadensignals.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorangehenden und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden auf das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen leichter ersichtlich, in denen zeigt:
1 ein Blockdiagramm eines CDMA-Empfängers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2a ein Blockdiagramm einer Neu-Orthogonalisierung bei einer Zwischenfrequenz;
2b ein Blockdiagramm einer Neu-Orthogonalisierung bei einer Zwischenfrequenz;
3 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Hochpassfilterungs-Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung;
4 ein Blockdiagramm des Entfernens von Verzögerungssignalstrahlen; und
5 ein Blockdiagramm der Überwachung und Verarbeitung von Strahlen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 zeigt ein Blockdiagramm eines substrahierenden CDMA-Empfängers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Eine Antenne 10 empfängt einen Verbund von überlappenden CDMA-Kommunikationssignalen unter Verwendung derselben Funkfrequenz. Das Verbundsignal wird zum Entfernen von Außerband-Interferenz in dem Filter 11 gefiltert, durch einen rauscharmen Verstärker 12 verstärkt und dann wieder zum Entfernen von Abbildungsrauschen unter Verwendung des Filters 13 gefiltert. Das resultierende Signal kann dann in eine geeignete Zwischenfrequenz konvertiert werden durch heterodynes Mischen in einem Mischer 14 mit einem Signal von dem Lokaloszillatorsignal 15, welches ein programmierbarer Frequenzsynthesizer sein kann, um irgendeinen der verschiedenen CDMA-Kanäle auszuwählen. Das Zwischenfrequenzsignal wird in IF-Filtern 16 und 18 weiter gefiltert und in Verstärkern 17 und 19 verstärkt, um Signale bei anderen CDMA-Kanalfrequenzen zu entfernen und das Signal auf einen geeigneten Pegel anzuheben. Von Fachleuten wird verstanden werden, dass die vorangehende Beschreibung die eines Einzel-Superheterodyn-Empfängers ist. Jedoch sollte erkannt werden, dass dieser Empfängertyp nur zur Erläuterung verwendet wird. Beispielsweise könnte auch ein zu der letztendlichen Zwischenfrequenz zwei Frequenzabwärtswandlungen verwendender Doppel-Superheterodyn-Empfänger in gleicher Weise verwendet werden, oder, wie ferner beschrieben wird, kann ein sogenannter Homodyn-Empfänger verwendet werden, in dem eine Direktumsetzung von der Empfangsfrequenz an der Antenne zu einem Basisbandfrequenzquadratursignal stattfindet.
In 1 ist die letzte Stufe der Umwandlung unter Verwendung des Quadraturlokaloszillators 22, der Quadraturmischer 20, 21 und der optionalen Tiefpassfilter 23, 44 eine Homodyn-Umsetzung, die zu CDMA-Signalen I und Q führt. Die I- und Q-Signale repräsentieren das Ursprungsverbundsignal, allerdings Frequenzumgesetzt herunter zu nahezu Gleichstrom oder einer Frequenz von Null.
Ein gemeinsames Problem beim Homodyn-Empfängern ist, dass merkliche Gleichspannungsverssatzkomponenten von den Quadraturmischern 20 und 21 viel stärker sein können als das gewünschte Signal, eine Erfassung dieses Signals behindern. Dieses Problem wird in dem US-Patent Nr. 5,241,702 mit dem Titel "DC Offset Compensation" (Gleichspannungsversatz-Kompensation) von Paul W. Dent angesprochen. Dieses Patent verwendet die Unterscheidung von I-, Q-Signalen zum Entfernen unerwünschter Gleichspannungskomponenten, aber kann auch erwünschte Gleichspannungs- oder Niederfrequenzkomponenten des Signals entfernen. Durch Verwenden bekannter Kennlinien in Bezug dahin, wie die gewünschte Signalschwingungsform aussehen sollte, können jedoch die erwünschten Komponenten, die unabsichtlich entfernt worden sind, wiederhergestellt werden. Dieses Prinzip kann angepasst werden auf den subtraktiven CDMA-Empfänger der 1 zum Erhalten vorteilhafter Eigenschaften. Die I-, Q-Komponenten des stärksten Signals in dem Verbundsignal werden zuerst unter Verwendung der a-priori-Information des Verwürfelungscodes (d.h., Spreizcodes) dieses Signals entwürfelt. Beispielsweise kann diese a-priori-Information verwendet werden zum Programmieren eines Codegenerators 33 zum Erzeugen einer Replik C1 des dem stärksten Signal zugeordneten Spreizcodes. Diese Code-Replik wird angewendet auf ausbalancierte Mischer 25 und 26 zum Erzeugen der entspreizten I-, Q-Signale an ihren Ausgängen. Unechter Gleichspannungsversatz von den Homodyn-Abwärtswandlern 20 und 21 erscheinen nun als eine Komponente, die gespreizt ist unter Verwendung des Spreizcodes des stärksten Signals. Es wird von Fachleuten erkannt werden, dass Mischer 25 und 26 in einer Vielzahl von Arten einschließlich beispielsweise Diodenringmischern, Transistor-Gilbert-Zellen, Phasenumkehrschaltern und Ähnlichem implementiert werden können.
Der Gleichspannungsversatz von den Homodyn-Abwärtswandlern 20 und 21 kann auch vermieden werden von dem Erzeugen einer unechten Codekomponente aus I-, Q-Entspreizern 25 und 26 durch Einschließen eines Hochpassfilterelementes in Filtern 23 und 24. Das Hochpassfilter entfernt Gleichspannungsversatz-Komponenten, beeinträchtigt jedoch das die Entspreizer 25 und 26 erreichende Breitbandverbund-CDMA-Signal nur in nicht signifikanter Weise.
Das mit dem Code C1 entspreizte Signal umfasst eine schmale Spektralkomponente (d.h., das entspreizte Signal Nr. 1) zuzüglich des Restes des Verbundsignals noch in Breitbandspreizform. Die anderen Signale in dem Verbund verbleiben gespreizt, da der Code C1 nicht mit ihren Spreizcodes korreliert. Tatsächlich ist an dieser Stelle das zweitstärkste Signal, das ursprünglich mit dem Code C2 gespreizt worden ist, mit einer Modulo-2-Kombination von C1 und C2 gespreizt.
Das erste entspreizte Signal kann nun aus den Ausgängen der Entspreizer 25 und 26 extrahiert werden und weiterverarbeitet werden zum Extrahieren von Information. Diese extrahierte Information könnte beispielsweise die Form von Digitaldaten annehmen, digitalisierter Sprache, analoger FM- oder Einzelseitenbandsprachmodulation. Digitalsignale werden bevorzugt, da sie sich selbst weitere vorteilhafte Verarbeitung verleihen wie Fehlerkorrekturcodierung und Chiffrierung. Einzelseitenband hat jedoch den Vorteil, dass eine signifikante Selbstinterferenzreduzierung bedingt durch die Hauptleistung in einem Sprachsignal, das viel kleiner ist als seine Spitzenleistung, realisiert ist. In einem Digitalsprachsystem wird dieser Vorteil beschränkt auf einen Faktor von etwa 2, welcher erhalten wird durch Abschalten der Übertragung der temporär stillen Partei in einer Zweiwegekonversation.
Das erste entspreizte Signal wird dann von den Ausgängen des Entspreizers 25 und 26 durch Hochpassfilter 27 und 28 entfernt. Die Hochpassfilter sind zugeschnitten zum Unterdrücken des entspreizten Schmalbandsignals auf dieselbe Weise wie die Filter 23 und 24 zugeschnitten sein können zum Unterdrücken des Homodyn-Versatzes, während die verbleibenden nicht entspreizten Signale weitgehend unbeeinträchtigt bleiben. Die I-, Q-Restsignale von den Filtern 27 und 28 können nun neu gespreizt werden mit dem Code C1 vor dem Entspreizen mit dem Code C2. Darüber hinaus können diese Schritte gleichzeitig durch Entspreizen des Rests mit C1 + C2 durchgeführt werden, was erzeugt wird durch den Codegenerator 33 unter Verwendung von a-priori-Kenntnis des Codes sowohl des ersten (stärksten) als auch des zweiten (zweitstärksten) Signals sowie deren relativem Timing. Das Entspreizen mit C1 + C2, wobei das Symbol "+" hier Modulo-2-Addition (bitweise Addition) bedeutet, führt zu der zweiten im Schmalband auftretenden entspreizten Form am Ausgang der Entspreizer 29 und 30. Dieses Schmalbandsignal kann für I-, Q-Verarbeitung extrahiert werden zum Demodulieren und Decodieren der Information und kann auch durch Hochpassfilter 31 und 32 entfernt werden vor dem Entspreizen mit C2 + C3 und so weiter bis entweder alle Signale decodiert worden sind oder bis ein gewünschtes Signal erreicht worden ist und decodiert worden ist. Auf diese Weise kann ein gewünschtes Signal weit unter der Signalstärke des stärksten Signals liegen und noch lesbar sein.
Zwei Quellen von Subtraktionsfehlern können einschränken, wie weit unter dem stärksten Signal ein gewünschtes Signal noch gelesen werden kann. Zuerst fügt eine Zeitdispersion, d.h. verzögerte Echos eines Signals, Komponenten hinzu, die nicht unter Verwendung von Codes wie z.B. C1 oder C2 entspreizt werden, weil die Echos um einen oder mehrere Chips in der Zeit verschoben sind und so nicht perfekt mit ihrem zugeordneten Spreizcode korrelieren. Die Echos sind dann nicht-subtrahiert. Um nicht-subtrahierte Echos zu kompensieren, kann die zweite Stufe der Subtraktion unter Verwendung des Codes C2 unter Verwendung eines C2-Codes ausgeführt werden, der eine zeitverschobene Version des C1-Codes ist, in Übereinstimmung mit der Echo-Verzögerung. Der Entspreizcode der zweiten Stufe erscheint dann als C1, Modulo-2-addiert zu einer verzögerten Version von C1, nämlich C1(t)·C1(t – T), wobei das Symbol "·" eine Multiplikation repräsentiert, wenn Chips von C1 die arithmetischen Werte ±1 verliehen werden oder eine Modulo-2-Addition, wenn Chips die Boole'schen Werte 1 oder 0 verliehen werden. Zum Implementieren dieses Merkmals können die ersten zwei stufen der in 1 gezeigten Subtraktion zum entfernen des ersten Signals und seiner Echos verwendet werden. Das zweite Signal würde dann in ähnlichen Stufen darauffolgend entspreizt und subtrahiert werden.
Um eine Signalentspreizung auf diese Weise weiter voranzutreiben, können die Schmalband-I-,Q-Ausgangsgrößen von Entspreizern 25, 26, 29 und 30 zu einer weiteren Verarbeitungsschaltung (nicht dargestellt), die als RAKE Kombinierer bekannt ist, geführt werden, wo komplex gewichtete Summen gebildet werden zum Decodieren des Signals, die gesamte Signalenergie sowohl in der direkten Welle als auch dem Echo maximal ausnutzend. Dieser RAKE-Kombinierungsprozess kann ausgedehnt werden, um irgendeine Anzahl von signifikant verzögerten Echos einzuschließen. Es kann auch manchmal wünschenswert sein, z.B. in CDMA-Abwärtsstreckenverbindungsverarbeitung, gewichtete Summen von entspreizten Echo-Komponenten einzuschließen, die nicht existieren, welche man dann selbstverständlich auch nicht versuchen würde, zu subtrahieren. Das Entspreizen nicht existierender Echos mit verschobenen Codes kann für diesen Zweck erreicht werden durch Entspreizerpaare (nicht dargestellt), die nebeneinander laufen mit einem Entspreizerpaar wie einem Paar 25 und 26, das ein Echo mit signifikanter Energie entspreizt. Jedoch nur Entspreizerpaare 25 und 26 und andere Entspreizer, die reale Echos entspreizen, führen Signale zu Filtern wie z.B. Filter 27 und 28 während die parallelen Entspreizerpaare (nicht dargestellt), die an nicht existierenden Echos arbeiten, Signale nur zur weiteren Verarbeitung wie dem oben beschriebenen RAKE-Kombinierer weiterleiten. Zusätzlich zu traditionellen RAKE-Kombinierern kann auch ein RAKE-Kombinierer, der modifiziert ist in Übereinstimmung mit dem erfindungsgemäßen Prinzip des US-Patentes Nr. US 5,572,552 mit dem Titel "Method for Demodulation of Downlink CDMR-Signals" (Verfahren zum Demodulieren von Abwärtsstreckenverbindungs-CDMA-Signalen) verwendet werden.
Diese Modifikation von RAKE-Kombinierungstechnik ist geeignet für eine CDMA-Mobiltelefonsystemanwendung in der Richtung des Sendens von der Basisstation zur Mobilstation, d.h., für den mobilen Empfänger, während konventionelle RAKE-Techniken geeignet sind für die Richtung von der Mobilstation zur Basisstation, d.h., den Basisstationsempfänger.
Ein zweiter Grund für fehlerhafte Subtraktion ist, dass ein Umfang nicht nur des entspreizten Signals entfernt wird, sondern auch Niederfrequenzkomponenten von anderen Signalen, die beispielsweise mit C1 + C2, C1 + C3, etc. gespreizt sind, am Ausgang des ersten Entspreizerpaars, z.B. Entspreizern 25 und 26, entfernt werden. Wenn alle Codes C1, C2, C3 etc. zu einem in Bezug auf die Eigenschaft, dass die Modulo-2-Summe irgendeines Paars eine gleiche Zahl von 1-en und 0-en umfasst, abgeschlossenen Satz gehören, dann wird dieser Grund der fehleranfälligen Subtraktion reduziert werden. Wenn beispielsweise alle Codes C1, C2, C3 zu einem geschlossenen Satz gehören in Bezug auf die Modulo-2-Addition und alle die gleiche Anzahl von 1-en und 0-en haben, ist das Erfordernis erfüllt. Der Walsh-Hadamard-Orthogonalcode-Satz ist ein solcher Satz, aber er hat eine begrenzte Anzahl von Mitgliedern. Ein alternativ ausgedehnter Satz wurde durch Bottomley und Dent entwickelt und ist in dem US-Patent Nr. 5,353,352 mit dem Titel "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communikations" (Mehrfachzugriffscodierung für Mobilfunk-Kommunikationen) offenbart. Mit irgendeiner Form von Codierung können jedoch Überreste nicht perfekter Subtraktion früherer Stufen weiter reduziert werden bei einer späteren Stufe durch Neusubtraktion in einer Weise ähnlich der in dem US-Patent Nr. 5,218,619 beschriebenen. Um diese Neusubtraktion im Kontext der beispielhaften Schaltung der 1 zu erreichen, kann der Code C1 wieder verwendet werden bei einer späteren Entspreizungsstufe, z.B. jenseits der Entspreizer 29 und 30 und vor dem Entspreizen des Signals n mit dem Code Cn. Diese Neusubtraktionsstufe würde tatsächlich einen Entspreizungscode C_n-1·C1 in Übereinstimmung mit dem oben erwähnten Prinzip des kombinierten Entspreizens mit einem vorangehenden Code C_n-1 verwenden und Entspreizen durch den nächsten Code. Die Neusubtraktion von Signal 2 kann demnach erzielt werden unter nochmaliger Verwendung des Codes C2 in der Stufe vor der Verwendung von C(n + 1) und der Entspreizcode würde Cn·C2 sein und so weiter. Die Neusubtraktion von starken Mehrpfadechos kann auch das Ausführen in ähnlicher Weise erfordern.
Der Codegenerator 33 kann mit der Kenntnis des Timings einer Synchronisationssteuerung (Synchronisationscontroller) (nicht gezeigt) und einem Signalstärkenaufspürer und -Sortierer (nicht gezeigt) programmiert werden, die jedoch in dem oben erwähnten US-Patent Nr. 5,218,619 beschrieben sind. Es wird auch eingesehen werden, dass das Entspreizen eines homodyn umgesetzten Signals zum Erhalten eines Schmalbandsignals im Bereich der Gleichspannung, welches dann subtrahiert wird von dem gespreizten Verbundspektrum unter Verwendung eines Hochpassfilters, äquivalent der Tiefpassfilterung des entspreizten Ergebnisses und dann des Subtrahierens dieses Ergebnisses ist. Eine andere analoge Technik würde sein, ein Signal bei einer Zwischenfrequenz von Nicht-Null zu entspreizen zum Erhalten eines Schmalbandsignals um diese Zwischenfrequenz und dann das Schmalbandsignal unter Verwendung eines Bandsperrenfilters auszuklinken.
2 zeigt das oben beschriebene Neuorthogonalisierungsprinzip, das mit Hilfe des spektralen Nullsetzend angewendet wird. Ein Empfänger 100 führt eine Abwärtswandlung des empfangenen Signals wenn erforderlich zu einer geeigneten Zwischenfrequenz aus. Die Zwischenfrequenz wird dann unter Verwendung des Codes C1 des stärksten Signals in dem Entspreizer 101 entspreizt. Das schmalbandige entspreizte Signal wird dann im Spektralbereich durch ein Nullsetzungsfilter 102 durch Nullsetzen entfernt. Das Restsignal wird dann mit dem Code C1 in dem Neuspreizer 103 neu gespreizt bevor es in 104 mit dem Code C2 entspreizt wird, in dem Filter 105 durch Nullsetzen des Signals 2 entfernt wird und mit C2 im Block 106 neu gespreizt wird. In Übereinstimmung mit diesem Beispiel wird die Neu-Orthogonalisierung des Signals in Bezug auf C1, d.h., durch nochmaliges Aussubtrahieren einer Komponente, die mit C1 korreliert, nachdem andere Signale subtrahiert worden sind oder zu Null gesetzt worden sind, als zweiter C1-Entspreizer 107, zweites Nullsetzungsfilter für die C1-korrelierten Komponenten 108 und zweiten C1-Neuspreizer 109 gezeigt. Nach der Neusubtraktionsstufe, die durch die Blöcke 107, 108 und 109 repräsentiert wird, kann das Restsignal weiter verarbeitet werden zum Extrahieren anderer Signale, und späteren Neusubtraktion von C2 und C1 für ein drittes Mal. Tatsächlich kann eine Neusubtraktion irgendwelcher oder aller zuvor subtrahierten Signale vorgenommen werden zum Vermeiden von Akkumulation von Subtraktionsfehlerhaftigkeiten, die das Dekodieren schwacher Signale behindern.
2b zeigt, dass in Übereinstimmung mit einem anderen Beispiel die Neuspreizstufe 103 und die Entspreizstufe 104 der 2a in einem einzelnen Entspreizer 203 kombiniert werden können unter Verwendung einer Codeschwingungsform, die ein arithmetisches Produkt (oder eine Modulo-2-Summe für Binärcodes) von Codeschwingungsformen C1 und C2 ist. Der Entspreizer der Neusubtraktionsstufe 205 und 206 verwendet jeweils, wenn diese Kombination vorgenommen wird, Code C1 kombiniert mit dem unmittelbar vorangehenden Code, der gekennzeichnet ist durch C1 (n – 1) und C1 kombiniert mit dem unmittelbar folgenden Code, der gekennzeichnet ist durch Cn.
3 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform, wobei die Neusubtraktionstechnik implementiert wird unter Verwendung von Hochpassfilterung der entspreizten I-, Q-Signale. Ein rauscharmer Verstärker 41 und Filter 40 und 42 wählen das gewünschte Frequenzband aus und verstärken es und legen ein Signal an einen homodynen Abwärtswandler 50. Von Fachleuten wird erkannt werden, dass weitere Stufen der Verstärkung, Filterung und Abwärtswandlung zu einer Zwischenfrequenz optional dem homodynen Abwärtswandler 50 vorangehen können. Ein homodynen Abwärtswandler 50 schließt Quadraturmischer 51 und 52 ein, die durch Kosinus- und Sinus-Lokaloszillatorschwingungen angetrieben werden, welche mit dem Signal gemischt werden zum Erzeugen komplexer I-, Q-Basisbandausgangssignale. Die Lokaloszilhatorfrequenz wo ist zentriert auf dem gewünschten Kanal, um so verarbeitet zu werden, dass das Signal in I-, Q-Basisbandfrequenzen umgewandelt wird, die um Gleichspannung zentriert sind. Gleichspannungsversatz von Hardwarefehlervorkommnissen können demnach mit gewünschter Signalverarbeitung interferieren und werden vorzugsweise durch Hochpassfilter 60 entfernt. Die Hochpassfilter haben eine geringe Dämpfung über weitgehend über die Breite Spreizspektrumsignalbandbreite und dies reduziert nicht wesentlich die gewünschte Signalenergie.
Ein erster Entspreizer 70 schließt Mischer oder Phasenumkehrschalter 71 und 72 ein und arbeitet zum Entspreizen eines erste Signals unter Verwendung des Codes C1. Das erste entspreizte Signal ist vorzugsweise das stärkste Signal. Die entspreizte Signalkomponente wird komprimiert zu einer Schmalbandbreite um die Gleichspannung, die entfernt wird durch Hochpassfilter 81 und 82 in dem Signalentferner 80. Andere Signale, die nicht durch den Code C1 entspreizt werden, werden im Wesentlichen unbedämpft durch den Signalentferner 80 belassen. Hochpassfilter 81 und 82 werden in dem Signalentferner 80 verwendet, wenn wünschenswert, um ein um Null, d.h. Gleichspannung, zentriertes Signal zu entfernen. Falls irgendein zu entfernendes Signal einen Frequenzversatz in Bezug auf wo hat, wird es nach dem Entspreizen als Schmalband-I-,Q-Signale um eine von der Gleichspannung verschiedene Frequenz zentriert erscheinen und dann können Filter 81 und 82 Kerb-(Doppel-T-) oder Bandsperrfilter sein.
Nach dem Entfernen des ersten Signals im Filter 80 wird der Rest unter Verwendung des Codes C1 neu gespreizt und neu gespreizt unter Verwendung des Codes C2 des nächsten zu extrahierenden Signals. Dies kann in Block 83 erzielt werden unter Verwendung einer Struktur, die ähnlich der des ersten Entspreizers 70 ist, aber unter Verwendung einer Modulo-2-Kombination C1*C2 von Codes C1 und C2, wobei der Operand "*" eine bitweise Exklusiv-ODER-Operation kennzeichnet. Block 83 wird auch als Filter zum Entfernen der entspreizten C1-Signalkomponente enthaltend verstanden vor dem Weiterleiten des neuen Rests zu der nächsten Stufe und so weiter zur letztendlichen Stufe 84. Wenn nur ein einzelnes Signal zu dekodieren ist, endet die Kaskade von Stufen, wenn das Ausgangssignal das gewünschte Signal ist, wobei stärkere Störsignale in vorangehenden Stufen entfernt worden sind. Jede Stufe kann jedoch optional ihre entspreizte Signalkomponente vor dem Entfernen ausgeben und die ausgegebenen Komponenten werden verwendet zum Dekodieren anderer Signale wie in einer Zellular-Basisstation, wenn alle Signale von Mobilstationen zu dekodieren erwünscht ist.
Wenn die Signalstärkendifferenz groß ist zwischen dem unter Verwendung des Codes C1 entfernten stärksten Signals S1 und dem letztendlichen Signal, das zu entspreizen ist und zu dekodieren unter Verwendung von Cn in einer Stufe (nicht dargestellt), die der Stufe 84 folgt, kann ein durch nicht perfektes Signalentfernen bedingt durch Rauschen und Mehrnutzer-Interferenzeffekte verursachte Restfehler verbleiben, aber wie in dem oben eingearbeiteten US-Patent Nr. 5,218,619 hat der Erfinder gezeigt, dass Restsubtraktionsfehler von einer Stufe unter Verwendung des Codes C1 noch korrelieren würden mit dem Code C1 und exakter identifiziert werden könnten nach dem ersten Subtrahieren anderer Signale. Daher schließt die durch das Bezugszeichen 84 gekennzeichnete Stufe, die tatsächlich irgendeine Signalentfernungsstufe nach 50 sein könnte, gleichzeitiges Neuspreizen mit dem Entspreizungscode C_n-1 der unmittelbar vorhergehenden Stufe kombiniert mit nochmaligem Entspreizen unter Verwendung des Codes C1 ein, um Restkomponenten, die mit C1 korrelieren, zu entspreizen und auszufiltern, welche nicht perfekt in der Stufe 50 entfernt worden sind. In ähnlicher Weise kann irgendeine Restkomponente, die mit C2 korreliert, welche nicht in der Stufe 83 entfernt worden ist, weiter reduziert werden durch Einschließen ähnlicher Neuentfernungsstufen an irgendeinem Punkt in der Kette nach der Stufe 83, vorzugsweise nach dem Entfernen weiterer Signale, um eine bessere Identifizierung des kleinen Restfehlers zu ermöglichen.
4 zeigt, dass einige der Signalentfernungsstufen verwendet werden können zum Entfernen unterschiedlich verzögerter Strahlen desselben Signals durch Verwenden einer verzögerten Version C1_1-T der Codesequenz C1_t. Strahlen werden vorzugsweise in Abhängigkeit von der Signalstärkenreihenfolge entfernt. Beispielsweise angenommen, Strahl 1 des Signals 1 ist der stärkste empfangene Strahl von allen; dann wird er in einer ersten Stufe 91 unter Verwendung des Codes C1_t entspreizt. Die entspreizten Komponenten der Strahlen desselben Signals (z.B. Signal 1, Strahl 1, Signal 1, Strahl 2, etc.) können dem Kombinierer 95 zugeführt werden, der beispielsweise ein RAKE-Kombinierer sein kann, der die Phase und Amplitude jedes Strahls nachverfolgt und kohärente Kombination mit Hilfe komplexer Gewichtungen vornimmt zum Verbessern des Signals für das Dekodieren im Decoder 96.
Block 95 kann alternativ ein Auswahlkombinierer zum Auswählen zum Dekodieren immer des stärksten Strahls des Signals 1 sein, welches jedoch immer angeordnet sein sollte, um der in Stufe 91 unter Verwendung geeigneter Codeverzögerung C1_t, C1_t-T etc. in Stufe 1 entfernt wordene zu sein. Block 92 zeigt dass Strahlen von Benutzersignalen entspreizt und entfernt werden können bevor ein zweiter Strahl des Signals 1 entspreizt wird, was wünschenswert ist, wenn die anderen Signalstrahlen stärker sind als der Signal 1 Strahl 2.
Signal 1 Strahl 2 wird in Stufe 93 unter Verwendung des Codes C1 verzögert um T entspreizt, d.h., der Codesequenz C1_t-T, wobei T ausgewählt wird, um so nah wie möglich der Verzögerung des zweit stärksten Strahls von Signal 1 in Bezug auf den stärksten Strahl von Signal 1 zu entsprechen. Die entspreizte Strahl 2 Komponente wird dem Kombinierer 95 zugeführt, bevor sie ausgefiltert wird von dem Signal, das zu nachfolgenden durch den Block 94 gekennzeichneten Stufen weitergeleitet wird. Block 94 kann voranschreiten, um andere Strahlen des Signals 1, Strahlen anderer Signale oder neu-subtrahierte Komponenten, die mit irgendeinem der Codes C1_t, C1_t-T oder irgendeinem anderen Code oder verzögerten Code, der zuvor in einer früheren Signalentfernungsstufe verwendet worden ist, korrelieren, zu entspreizen und zu entfernen. Wie in US-Patent Nr. US 5,572,552 für Paul Dent et al gezeigt, kann es wünschenswert sein, Kombinationen im Kombinierer 95 einschließlich Signalstrahlen zu formen, die nicht empfangen werden. Dieses Phänomen kommt in einem Mobilempfänger zum Dekodieren eines CDMA-Signals von einer Basisstation in Anwesenheit von Mehrnutzerrauschen auf, das von derselben Basisstation herrührt. Jene Phantomstrahlen, die eine negative Verzögerung in Bezug auf den stärksten Strahl oder Direktstrahl haben, werden verwendet, wenn der optimale Empfänger eine sogenannte "inverse Kanalfilterapproximation" ist und kein RAKE-Empfänger, oder ein Hybrid der beiden, wenn sowohl das Rauschen in derselben Basis als auch einer anderen Basis zu bekämpfen sind. Phantomstrahlen brauchen jedoch nicht subtrahiert zu werden, da sie keine reale Interferenz für andere Signale bilden.
5 zeigt ein beispielhaftes System zum Entspreizen von Phantomstrahlen in Entspreizern 191, 291, 197, 297, 98 und 198, die nicht ein Kaskadenausgangssignal erzeugen, weil sie keine Signalentfernungsfunktion ausführen, nur eine Entspreizungsfunktion. Entspreizer 91, 97 und 298, die reale Strahlen entspreizen, schließen jedoch das Entfernen der entspreizten Energie ein und das Erzeugen einer Kaskade zum Verbinden zur nächsten Stufe. Ein Kombinierer 95 kombiniert alle entspreizten Strahlen, reale Strahlen oder Phantom-Strahlen, in Entsprechung zu demselben Signal, beispielsweise dem Signal 1, um ein verbessertes Verhältnis von Nutzsignal zu Rausch-Plus-Interferenzsignal zu erzeugen für den Informationsdecoder 96. 5 zeigt demnach sowohl parallel verbundene Entspreizer als auch kaskadenverbundene Entspreizer, jene, die das Kaskadensignal als eine Ausgangsgröße erzeugen, die das Entfernen von entspreizter Signalenergie durch Hochpass I-, Q-Filterung oder Kerbfilterung bei einer Zwischenfrequenz einbeziehen, während jene, die keine Kaskadenausgangsgröße erzeugen, verwendet werden zum Entspreizen von Phantomstrahlen oder Strahlen, die nicht derzeit ausreichend stark sind, um ihr Entfernen zu garantieren, aber die beobachtet werden in dem Fall, dass sie es werden. Es ist zu verstehen, dass irgendeine Signalentfernungsstufe auch eine Neusubtraktionsstufe bilden kann zum Reduzieren von Restfehlern, die von einer vorangehenden Subtraktion eines Signals unter Verwendung desselben Codes verblieben sind. In diesem Fall wird das entspreizte Signal von einer Neusubtraktionsstufe nicht in dem Kombinierer 95 für die Signaldekodierung kombiniert, die beispielsweise durch Nichtverbinden von Neusubtraktionsstufen mit dem Kombinierer 95 oder alternativ durch Verleihen einer Null-Gewichtung für ihre entspreizten Ausgangssignale im Kombinierer 95 bewirkt werden kann.
Ein Konfigurieren der Implementierung der 3, 4 oder 5 derart, dass Signale oder Strahlen in der gewünschten Signalstärke abhängigen Reihenfolge konventionell bewirkt subtrahiert werden durch Auswahl der von dem Codegenerator 95 gelieferten Codefolgen für jede Entspreizungsstufe, um dem Signal oder Strahl zu entsprechen, die von dieser Stufe zu handhaben sind. Die Programmierung des Codegenerators zum Ausgeben unterschiedlicher Codes an unterschiedliche Stufen zu unterschiedlichen Zeiten kann erreicht werden durch Nachverfolgen der sich ändernden Amplituden unterschiedlicher Signale und Strahlen im Kombinierer 95. Nach dem Sortieren in Signal- und Strahlstärkenordnung können Steuersignale vom Kombinierer 95 zugeführt werden um den Codegenerator so anzupassen, dass der an die Stufe 1 gelieferte Code (d.h. 3, Block 70 oder 4 und 5 Block 91) dem stärksten Strahl entspricht und die an die folgenden Stufen gelieferten Codes den sukzessive schwächer werdenden Signal- oder Strahlstärken entsprechen. Daher ist kein tatsächliches Umschalten von Signalpfaden erforderlich zum dynamischen Anpassen des erfindungsgemäßen Empfängers zum dynamischen Ändern von Signalstärkenbedingungen. Der Codegenerator 33 kann unter Verwendung irgendeines konventionellen Verfahrens implementiert werden zum Initialisieren der Synchronisation seiner Codes C1, C2, C3 ... mit dem Timing der entsprechenden Empfangssignale S1, S2, S3 ... und Aufrechterhalten dieser Synchronisation. Dynamisches Auswählen des Codes und der Codeverzögerung der Codesequenz, die an jede Entspreizungsstufe geliefert wird, erzielt jedoch weitgehend automatisch die Synchronisations-Aufrechterhaltungsoperation.

Claims

Empfänger zum Empfangen einer Vielzahl überlappender Spreizspektrumsignale und Decodieren mindestens eines der überlappenden Spreizspektrumsignale, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger umfasst: eine Empfangsvorrichtung (10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22) zum Erzeugen von I- und Q-Quadraturbasisbandsignalen; eine Vorrichtung (25, 26) zum Kombinieren der I- und Q-Signale mit dem Spreizcode eines interferierenden Spreizspektrumsignals und zur Hochpassfilterung (27, 28) des Ergebnisses zum Erhalten eines interferenzkompensierten Signals; eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Codekombination (33) des interferierenden Signalspreizcodes mit dem Spreizcode eines zu decodierenden Signals; und eine Vorrichtung zum Kombinieren (29, 30) des interferenzkompensierten Signals mit der Codekombination zum Bereitstellen eines Kaskadensignals.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger ferner umfasst: eine Vorrichtung zum Verarbeiten (29, 30, 31, 32, 33) des Kaskadensignals zum Decodieren des mindestens einen Spreizspektrumsignals.
Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zum Verarbeiten des Kaskadensignals umfasst: eine Vorrichtung zur Hochpassfilterung (31, 32) des Kaskadensignals zum Entfernen eines interferierenden Signals, hierdurch ein interferenzkompensiertes Signal erzeugend; eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Codekombination (33) des interferierenden Signalspreizcodes mit dem Spreizcode eines zu decodierenden Signals; und eine Vorrichtung zum Kombinieren (29, 30) des interferenzkompensierten Signals mit der Codekombination zum Decodieren des mindestens einen Spreizspektrumsignals.
Verfahren zum Empfangen einer Vielzahl von überlappenden Spreizspektrumsignalen und Decodieren mindestens eines der überlappenden Spreizspektrumsignale, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren umfasst: Erzeugen (10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22) von I- und Q-Quadraturbasisbandsignalen aus den empfangenen Signalen; Kombinieren (25, 26) der I- und Q-Signale mit dem Spreizcode eines interferierenden Spreizspektrumsignals und Hochpassfiltern (27, 28) des Ergebnisses zum Erhalten eines interferenzkompensierten Signals; Erzeugen (33) einer Codekombination des interferierenden Signalspreizcodes mit dem Spreizcode eines zu decodierenden Signals; und Kombinieren (29, 30) des interferenzkompensierten Signals mit der Codekombination zum Bereitstellen eines Kaskadensignals.
Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner den Schritt des Verarbeitens (29, 30, 31, 32, 33) des Kaskadensignals umfasst zum Decodieren des mindestens einen Spreizspektrumsignals.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Verarbeiten des Kaskadensignals umfasst: Hochpassfilterung (31, 32) des Kaskadensignals zum Entfernen eines interferierenden Signals, hierdurch ein interferenzkompensiertes Signal erzeugend; Erzeugen einer Codekombination (33) des interferierenden Signalspreizcodes mit dem Spreizcode eines zu decodierenden Signals; und Kombinieren (29, 30) des interferenzkompensierten Signals mit der Codekombination zum Decodieren des mindestens einen Spreizspektrumsignals.