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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Treiberschaltkreis für einen
Halbleiterleistungsschalter. Obgleich für jede Art von Halbleiterleistungsschalter
geeignet, ist die vorliegende Erfindung insbesondere für einen
Gate-Treiberschaltkreis
eines Bipolartransistors mit isolierter Gateelektrode dienlich.
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Klimaanlagen
wie Zentrifugalkühler
erfordern einen Motor, um ein Gebläserad zu drehen. Der Motor kann
zum Beispiel ein Drehstrom-Induktionsmotor von 150 bis 900 Pferdestärke sein.
Solche Motoren laufen mit Wechselstrom (AC). Im Allgemeinen ist
der Motor direkt mit einer Standard-Wechselstromleistungsleitung wie eine
460-Volt-Leistungsleitung
angeschlossen, die ihn veranlasst, mit einer festen Drehzahl zu
laufen.
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Da
der den Zentrifugalkühler
antreibende Motor immer mit der gleichen Drehzahl läuft, kann
der Motor hin und wieder schneller laufen, als wie es eigentlich
zur Kühlung
erforderlich ist. Dies hat wiederum eine reduzierte Wirksamkeit
des Kompressors zur Folge. Zentrifugalkühler mit fester Drehzahl arbeiten
folglich nicht immer mit optimaler Wirksamkeit. Durch Drehzahländerung
des Kompressors in einem Zentrifugalkühler kann die Wirksamkeit im
Vergleich zu einem Betrieb mit fester Drehzahl wesentlich erhöht werden.
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Die
Drehzahl eines Induktionsmotors lässt sich ändern, indem die Frequenz der
am Motor angelegten Wechselspannung geändert wird. Kommerzielle Stromversorgungsunternehmen
liefern nur eine Spannung mit fester Frequenz, gewöhnlich 60
Hertz. Um die Drehzahl von Induktionsmotoren zu ändern, wird die vom Stromversorgungsunternehmen
gelieferte Wechselspannung von 60 Hertz in eine Spannung mit fester
Polarität
(DC) umgesetzt. Leistungsschaltvorrichtungen in Halbleitertechnik
verwandeln dann die Direktspannung in eine Wechselspannung und legen
die Wechselspannung am Motor an. Falls die Schaltrate der Schalter
geändert wird,
kann die Frequenz und die Stärke
der Wechselspannung geändert
werden, und die Drehzahl des Motors wird umgeschaltet.
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Halbleiterschalter
stellen zuverlässige,
hochtourige Mittel zur Steuerung hoher Ströme und hoher Spannungen bereit.
Halbleiterschaltern sind jedoch bezüglich der Stromkapazität und der
Fähigkeit
einer Spannung zu widerstehen, Grenzen gesetzt. Biopolartransistoren
mit isolierte Gatelektrode ("IGBT", insulated gate
bipolar transistors) sind Hochspannungsschalter in Halbleitertechnik.
IGBTs sind folglich in Anwendungen, die schnelle Hochspannungsschaltungen
erfordern, nützlich.
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IGBTs
weisen üblicherweise
einen Kollektor, einen Emitter und ein Gate auf. Ein IGBT schaltet
in Ansprache auf eine am Gate angelegte Spannung Strom zwischen
dem Kollektor und Emitter. Spezialisierte Treiberschaltungen legen
eine Steuerspannung am Gate des IGBT an. Solche Schaltkreise wandeln
gewöhnlich einen
Kleinsignaleingangsimpuls niedriger Spannung in einen Niedrigimpedanzausgangsimpuls
hoher Spannung um. Um ein schnelles Schalten zu gewährleisten,
muss der Treiberschaltkreis den vom Gate des IGBT benötigten Strom
genau liefern.
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IGBTs,
die als Hochstromschalter für
hohe Spannung benutzt werden, fallen gelegentlich aus, was zu einem
Kurzschluss durch die Batterie oder Stromversorgung führen kann,
wenn ein anderer IGBT am Gate eingeschaltet ist.
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Ferner
könnte
ein versehentlicher Kurzschluss irrtümlicherweise an den Ausgangssteueranschlüssen des
Regelantriebs angelegt werden. Solche Kurzschlüsse erzeugen einen großen Strom,
der schnell die Halbleiterleistungsschalter und andere Schaltungselemente
zerstören
kann, wenn keine Mittel vorgesehen sind, um den Stromflusspfad wegzunehmen.
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Um
die Leistungsquelle und zugehörige
Schaltungstechnik zu schützen,
ist es wünschenswert,
dass eine Kurzschlussbedingung in einem IGBT schnell erkannt und
die am Gate des IGBT angelegte Spannung reduziert wird, damit der
IGBT ausgeschaltet werden kann. Somit lässt sich unter Kurzschlussbedingungen
die Gatespannung beispielsweise durch die exponentielle Entladung
eines Kondensators mittels eines Widerstands steuern. Diese Änderungsrate
ist sehr steil, da der IGBT seinen aktiven Bereich durchquert, und
die sich schnell ändernde
Gatespannung sorgt dafür,
dass sich der Kollektorstrom auf eine entsprechend schnelle Weise ändert. Auf
Grund von Streuinduktivität
im Leistungskreis kann es zu einer hohen Kollektor-Emitterüberspannung
kommen.
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Die
Erfinder der vorliegenden Erfindung haben jedoch klar erkannt, dass
bei einer Reduktion der Änderungsrate
der am Gate des IGBT angelegten Spannung auch die Änderungsrate
des Stroms im IGBT reduziert wird, und die über die Streuinduktivität entwickelte Überspannung
wesentlich reduziert wird, so dass die Möglichkeit einer Baugruppenzerstörung wegen Überspannung
während
der Kurzschlussbedingungen vermieden wird.
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Die
EP-A1-0 643 485 offenbart
einen Treiberschaltkreis eines Schalters gemäß dem Oberbegriff von Anspruch
1.
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Die
nachstehend beschriebene und veranschaulichte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst einen Treiberschaltkreis zum
Antreiben eines Schalters, der einen Steueranschluss und einen schaltbaren
Strompfad aufweist, wobei der Treiberschaltkreis umfasst:
Mittel,
die mit dem Steueranschluss verbunden sind, um eine Spannung zum
Steueranschluss bereitzustellen;
Mittel, die mit dem schaltbaren
Strompfad verbunden sind, um eine Kurzschlussbedingung zu erkennen
und
Mittel, die auf eine erkannte Kurzschlussbedingung ansprechen,
um die Spannung auf dem Steueranschluss herunterzufahren,
dadurch
gekennzeichnet, dass die auf eine erkannte Kurzschlussbedingung
ansprechenden Mittel zum linearen Herunterfahren der Spannung auf
dem Steueranschluss und zum Verhindern einer großen Spannungsspitze über den
schaltbaren Strompfad bestimmt sind.
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Die
vorliegende Erfindung umfasst ferner ein Verfahren zum Antreiben
eines Bipolartransistors mit isolierter Gateelektrode, der ein Gate,
einen Kollektor und einen Emitter aufweist, wobei das Verfahren
die folgenden Schritte umfasst:
Bereitstellen einer Spannung
am Gate;
Erkennen der Spannung am Kollektor;
Erkennen
einer Kurzschlussbedingung, falls die Spannung am Kollektor nicht
während
einer vorermittelten Zeitperiode abfällt, und
lineares Herunterfahren
der Spannung auf dem Gate, wenn ein Kurzschluss erkannt wird, wodurch
eine große Spannungsspitze über dem
Kollektor und Emitter verhindert wird.
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Es
versteht sich, dass sowohl die obige allgemeine Beschreibung als
auch die folgende ausführliche Beschreibung
nur als Beispiel und zur Erläuterung
ohne Einschränkung
der beanspruchten Erfindung dienen.
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Die
begleitenden Zeichnungen, die eingebunden sind und einen wesentlichen
Bestandteil dieser Beschreibung bilden, veranschaulichen eine Ausführungsform
der Erfindung und dienen gemeinsam mit der Beschreibung zur Erläuterung
der Prinzipien der Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines IGBT und eines Treiberschaltkreises gemäß einer
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
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2 ein
Diagramm des sich zeitlich ändernden
Spannungsausgangs des in 1 gezeigten Treiberschaltkreises
unter normalen Betriebsbedingungen;
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3 ein
Diagramm des sich zeitlich ändernden
Spannungsausgangs des in 1 gezeigten Treiberschaltkreises
unter Kurzschluss-Betriebsbedingungen;
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4 ein
schematisches Schaltschema einer Ausführungsform einer Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle
und einen Kurzschlussüberstromdetektor,
die im in 1 gezeigten Treiberschaltkreis
benutzt werden;
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5 ein
schematisches Schaltdiagramm und eine Ausführungsform eines Linearintegrators,
einer Quad-Darlingtonendstufe
und eines Gate-Widerstands, die im in 2 gezeigten
Treiberschaltkreis benutzt werden;
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6 ein
schematisches Schaltdiagramm einer Ausführungsform eines monostabilen
Multivibrators, das im in 1 gezeigten
Treiberschaltkreis des IGBT-Gates benutzt werden kann.
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7 ein
schematisches Diagramm eines Treiberschaltkreises, sechs IGBTs und
einen Motor.
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Ein
Treiberschaltkreis für
einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode („IGBT") stellt dem Gate eines
IGBT einen Hochspannungsimpuls bezogen auf den Emitter bereit. Der
Treiberschaltkreis überwacht auch
die Spannung am Kollektor des IGBT bezogen auf den Emitter. Wenn
die Spannung am Kollektor des IGBT nicht auf einen vorgegebenen
Pegel innerhalb einer gegebenen Zeitperiode abfällt, nachdem der IGBT am Gate
eingeschaltet ist, wird vom IGBT-Treiberschaltkreis
das Auftreten eines Kurzschlusses festgestellt und ein Linearintegrator
innerhalb des Treiberschaltkreises ausgelöst. Der Linearintegrator fährt die
Spannung sanft auf das Gate des IGBT herunter. Das Herunterfahren
der Gatespannung verhindert, dass ein großer Kollektor-Emitterstrom
innerhalb des IGBT geändert
wird. Bei einer großen
Stromänderung
innerhalb der Streuinduktivität
des Leistungsschaltkreises könnte
eine große
Spannungsspitze erzeugt werden, die zur Zerstörung des IGBT führen kann.
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Nun
wird die bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung näher
beschrieben, von welcher ein Beispiel in den begleitenden Zeichnungen
veranschaulicht ist. Da wo möglich
werden durchgehend gleiche Bezugszeichen für gleiche Teile benutzt.
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Die
beispielhafte Ausführungsform
des Treiberschaltkreises der vorliegenden Erfindung ist in 1 dargestellt
und im Allgemeinen durch das Bezugszeichen 12 gekennzeichnet.
Der Treiberschaltkreis 12 treibt einen IGBT 10 an.
Der IGBT 10 weist einen Emitter E, einen Kollektor C und
ein Gate G auf.
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Eine
Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle 14 empfängt einen
Eingangsimpuls am Eingangsknoten oder Steueranschluss I und wandelt
den Niederspannungseingangsimpuls in eine Hochspannung um. Der Hochspannungsausgang
der Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle 14 wird
durch eine Quad-Darlingtonendstufe 16 den Gate- und Emitterwiderständen 18 zugeführt. Einer
der Gatewiderstände 18 verbindet
die Quad-Darlingtonendstufe 16 mit dem Gate G des IGBT 10.
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Die
Quad-Darlingtonendstufe 16 erhöht die von der Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle 14 empfangenen
Strom- und Spannungspegel. Der Eingang der Quad-Darlingtonendstufe 16 wird
in Milliampere gemessen, während
der Ausgang in Ampere gemessen wird. Die Quad-Darlingtonendstufe liefert folglich
einen hohen Stromausgangsimpuls über
die Gatewiderstände 18 zum
Gate G des IGBT.
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Obwohl
in 1 nur eine IGBT 10 gezeigt ist, kann
der Treiberschaltkreis 12 mehr als einen IGBT 10 und
vorzugsweise vier IGBTs 10 antreiben. Die vier IGBTs 10 können in
Parallelschaltung verbunden sein, um die Schaltkapazität zu erhöhen. Der
Gatewiderstandsschaltkreis 18 weist vorzugsweise vier 10-Ohm-Widerstände und
vier 1-Ohm-Widerstände auf.
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Ein Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung 24 überwacht die Spannung am Kollektor
C des IGBT 10, um zu ermitteln, ob ein Kurzschluss aufgetreten
ist. Wenn der IGBT 10 während
des normalen Betriebs ein- und ausschaltet, fällt die Kollektorspannung ab,
wenn der Schalter eingeschaltet ist. Der Überstromdetektor zur Kurzschlusserkennung 24 wird
ferner mit der Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle 14 derart
verbunden, dass der Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung 24 erfasst, wenn der IGBT 10 zum Ein- und Ausschalten
angewiesen wird.
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Fällt die
Kollektorspannung nicht unter einen gegebenen Schwellenwert innerhalb
einer gegebenen Zeitperiode ab, wenn der IGBT 10 eingeschaltet
ist, oder wenn die Kollektorspannung einen gegebenen Schwellenwert übersteigt,
nachdem der IGBT zur Einschaltung angewiesen wurde, erkennt der Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung 24 einen Kurzschluss. Wenn ein
Kurzschluss erkannt ist, sendet der Überstromdetektor zur Kurzschlusserkennung 24 ein
Ausgangssignal zu einem monostabilen Multivibrator 22.
Der monostabile Multivibrator 22 erzeugt daraufhin einen
Impuls, der eine Clamp-Schaltung auf dem Linearintegrator 20 auslöst.
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Der
Linearintegrator 20 ist durch eine Diode 26 mit
dem Eingang der Quad-Darlintonendstufe 16 verbunden. Wenn
ein Kurzschluss erkannt wird, empfängt der Linearintegrator 20 einen
Impuls vom monostabilen Multivibrator 22. Beim Empfang
des Impulses beginnt der lineare 20 herunterzufahren. Der
Eingang der Quad-Darlingtonendstufe wird im Anschluss an die Ausgangsspannung
des Linearintegrators über
die Diode 26 an einem Diodenabfall (0,6 Volt) über dem
Spannungspegel des Linearintegrators 20 heruntergefahren.
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2 und 3 zeigen
den Ausgangsspannungsimpuls zwischen den Steueranschlüssen G und
E in Abhängigkeit
von der Zeit. 2 zeigt ein Zeitdiagramm des
normalen Betriebs des IGBT-Treiberschaltkreises 12. Die
normale Ausgangswellenform 27 ist ein im Wesentlichen ein
rechteckiger Impuls von 12 Volt.
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3 zeigt
den Ausgangsspannungsimpuls zwischen den Steueranschlüssen G und
E in Abhängigkeit
von der Zeit, während
vom Treiberschaltkreis 12 am Gate ein IGBT auf Kurzschluss
einschaltet. Das lineare Herunterfahren der Gatespannung 28 durch
den Linearintegrator 20 ist in 3 dargestellt.
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Mit
der Treiberschaltung 12 wird ein Kurzschluss über den
Ausgangsanschlüssen
der Baugruppe schnell erkannt, und die Eingangsspannung zum IGBT-Gate
wird, ohne plötzliches
Ausschalten, heruntergefahren. Die Änderungsrate der Spannung G
bis E ist im gesamten linearen Bereich des IGBT konstant, was zu einer
Reduzierung der Kollektor-Emitterüberspannung
beim Ausschalten führt.
Spannungsspitzen auf Grund schneller Stromänderungen innerhalb der Streuschaltungsinduktivitäten werden
folglich vermieden.
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Als
Alternative zum linearen Herunterfahren gemäß 3 kann der
Treiberschaltkreis eine Reduzierung der Anfangsschrittänderung
im Anschluss an das lineare Herunterfahren der Gatespannung bei
Kurzschlusserkennung einbinden. Die Schrittänderungsreduzierung setzt den
vom IGBT unter Kurzschlussbedingungen geführten Anfangsstromwert schnell
herab. Allerdings ist die Schrittgröße der Spannung niedrig genug,
um die Erzeugung einer großen
Spannungsspitze vor dem linearen Herunterfahren zu verhindern.
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4,
5 und
6 stellen
schematische Zeichnungen einer Ausführungsform des in
1 gezeigten
Treiberschaltkreises
12 näher dar. Die Widerstände in
4,
5 und
6 sind
durch die gleichen Bezugsnummern
30–
100 bezeichnet. In
einer Ausführungsform
der Erfindung können
die Widerstände
Wiederstandswerte gemäß der folgenden
Tabelle 1 aufweisen. TABELLE 3 Widerstand
| Bezugsnr. | Widerstand
in Ohm | Leistung
in Watt |
| 30 | 360 | 0,25 |
| 32 | 2,4
k | 0,25 |
| 34 | 2,4
k | 0,25 |
| 36 | 220 | 0,25 |
| 38 | 91 | 0,25 |
| 40 | 6,8
k | 0,25 |
| 42 | 3
k | 0,25 |
| 44 | 10 | 0,25 |
| 46 | 1,21
k | 0,25 |
| 48 | 1
k | 0,25 |
| 50 | 1,91
k | 0,25 |
| 52 | 10 | 0,25 |
| 54 | 5,1
k | 0,25 |
| 56 | 10 | 0,25 |
| 58 | 1,33
k | 0,25 |
| 60 | 10
k | 0,25 |
| 62 | 51 | 0,25 |
| 64 | 3
k | 0,25 |
| 66 | 4,3
k | 0,25 |
| 68 | 3
k | 0,25 |
| 70 | 1
k | 0,25 |
| 72 | 10
k | 0,25 |
| 74 | 1,0 | 0,25 |
| 76 | 10 | 0,25 |
| 78 | 1,0 | 0,25 |
| 80 | 10 | 0,25 |
| 82 | 1,0 | 0,25 |
| 84 | 10 | 0,25 |
| 86 | 1,0 | 0,25 |
| 88 | 10 | 0,25 |
| 90 | 510
k | 0,25 |
| 92 | 100 | 0,25 |
| 94 | 5,1 | 0,25 |
| 96 | 200 | 0,25 |
| 98 | 100
k | 0,25 |
| 100 | 100
k | 0,25 |
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Die
Kondensatoren in
4,
5 und
6 sind
mit den gleichen Bezugsnummern
102–
134 bezeichnet. In
einer Ausführungsform
können
die Kondensatoren Kapazitätswerte
gemäß der folgenden
Tabelle 2 aufweisen. TABELLE 2
| Bezugsnr. | Kapazität | Nennspannung |
| 102 | 0,1 | 50
V |
| 104 | 22 | 35 |
| 106 | 0,1 | 50 |
| 108 | 0,1 | 50 |
| 110 | 2200
pF | 50 |
| 112 | 1800
pF | 50 |
| 114 | 2200
pF | 50 |
| 116 | 22 | 35 |
| 118 | 22 | 35 |
| 120 | 0,1 | 50 |
| 122 | 1500
pF | 50 |
| 124 | 0,1 | 50 |
| 126 | 470 | 35 |
| 128 | 1000 | 25 |
| 130 | 0,1 | 50 |
| 132 | 1500
pF | 50 |
| 134 | 0,22 | 50 |
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Die
Erdspannungen SGND und PGND sind getrennte Erdreferenzen (Signalerde
und Leistungserde), die letztendlich an der Gatetreiber-Leistungsversorgung
zusammengeschnürt
sind.
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So
wie in 4 veranschaulicht, weist die Niederspannungs-Hochspannungsschnittstelle 14 Eingangsterminals 136 und 138 auf,
die dem in 1 gezeigten Terminal I entsprechen,
einen Optokoppler 140, einen Spannungsvergleicher 142 und
einen Ansteuerungstransistor 144, die miteinander verbunden
sind. Für den
Spannungsvergleicher 142 kann ein handelsüblicher
Spannungsvergleicher wie zum Beispiel das Modell Nr. LM393 von National
Semiconductor Corp. zum Einsatz kommen. Die Eingangsanschlüsse 136 und 138 empfangen
eine Eingangsspannung, die durch die Widerstände 30 und 32 und
den Optokoppler 140 zugeführt wird. Der Ein/Aus-Impuls
wird dann durch den Spannungsvergleicher 142 dem Ansteuerungstransistor 144 zugeführt.
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Der
Optokoppler 140 dient zwei Zwecken. Der Optokoppler 140 stellt
Spannungsisolierung zwischen den Anschlüssen 2/3 und 6/7/6/5 bereit
und koppelt ein Ein-Aus-Ansteuerungssignal an den Vergleicher 142.
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Wenn
der Transistor 144 ausgeschaltet ist, spannt der Ausgang
des Ansteuerungstransistors die Diode 146 in Sperrrichtung
vor, und der Anschluss 148 wird auf +20 Volt über den
Widerstand 64 gezogen, sofern der Linearintegrator 20 nicht
aktiviert ist. Der in 4 gezeigte Anschluss 148 wird
mit dem in 5 gezeigten Anschluss 148 verbunden.
Der Ausgang des Ansteuerungstransistors 114 erscheint auf
dem Gate des in 5 gezeigten Feldeffekttransistors 152.
Ein positiver Spannungsimpuls auf dem Anschluss 148 schaltet
den Transistor 152 ein, wodurch ein Strom durch eine Leuchtdiode 153 und
einen Widerstand 66 fließen kann. Die pnp-Transistoren
innerhalb der Quad-Darlingtonendstufe 16 sind beim Einschalten
des Transistors 152 aktiviert, wodurch bewirkt wird, dass
die Anschlussspannung G bis E auf einen a-5-Volt-Pegel übergeht.
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So
wie in 5 gezeigt, weist die Quad-Darlingtonendstufe 16 vier
bipolare Darlingtontransistoren auf, die durch gerade Zahlen 154 bis 160 bezeichnet
sind. Der npn-Darlington-Transistor 154 erzeugt
einen Gegentaktfolger mit dem bipolaren pnp-Transistor 156.
Auf ähnliche
Weise erzeugt der als Darlington geschaltete bipolare npn-Transistor einen
Gegentaktfolger mit dem bipolaren pnp-Transistor 160. Die Quad-Darlingtonendstufe 16 erhöht den Strom,
der an den Gatewiderständen 18 angelegt
ist. In alternativen Ausführungsformen
könnten
die Quad-Darlingtonendstufe 16 durch
ein einzelnes npn/pnp-Emitter-Folgerpaar,
ein einfaches npn-Darlington/pnp-Darlingtonpaar oder irgendeine
andere Schaltung, die von der gewünschten Stromsteuerfähigkeit
abhängt,
ersetzt werden.
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Die
Gatewiderstände 76, 60, 64 und 88 verbinden
die Quad-Darlingtonendstufe 16 mit
den Gates von vier parallel geschalteten IGBTs. Die in 5 gezeigten
Widerstände 74, 78, 82 und 86 werden
mit den Emittern von vier parallelgeschalteten IGBTs verbunden.
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Wie
in 4 gezeigt, weist der Überstromdetektor zur Kurzschlusserkennung 24 die
Feldeffekttransistoren 175 und 174 und einen Spannungsvergleicher 172 auf.
Als Spannungsvergleicher 172 kann ein handelsüblicher
Spannungsvergleicher wie zum Beispiel das Modell Nr. LM393 von National
Semiconductor Corp. zum Einsatz kommen. Die Drain des Transistors 175 ist
mit dem nichtinvertierenden Anschluss des Spannungsvergleichers 172 verbunden,
während
die Drain des Transistors 176 mit dem invertierenden Anschluss des
Spannungsvergleichers 172 verbunden ist. Der Ausgang des
Spannungsvergleichers 172 ist mit dem Anschluss 174 verbunden.
Der Widerstand 48 verbindet ein 20-Volt-Potential mit der Source des Transistors 175, während der
Widerstand 46 ein 20-Volt-Potential mit der Source des
Transistors 176 verbindet. Die Gates der Transistoren 175 und 176 sind
mit dem Ansteuerungstransistor 144 verbunden.
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Der Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung 24 ist mit dem Kollektor C des
IGBT 10 verbunden. Der Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung überwacht
die Spannung des Kollektors C des UGBT 10, um zu ermitteln,
ob ein Kurzschluss aufgetreten ist. Wenn die Spannung des Anschlusses
C abfällt,
wird die Diode 170 den nichtinvertierenden Anschluss des
funktionsbereiten Verstärkers 172 mit
sich nach unten ziehen, und die Spannung des nichtinvertierenden
Anschlusses wird unter die Spannung am invertierenden Anschluss
des Spannungsvergleichesverstärkers 172 abfallen.
Wenn die Spannung am nichtinvertierenden Anschluss nicht abfällt, ändert der
Spannungsvergleicher 172 seinen Zustand und sendet einen
Ausgang zum Anschluss 174.
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Die
Transistoren 175 und 176 wirken als Ein- und Ausschalter
für den Überstromdetektor
zur Kurzschlusserkennung 24. Der Ausgang des Ansteuerungstransistors 144 schaltet
die Transistoren 175 und 176 ein, wenn der IGBT
am Gate ausgeschaltet ist, wodurch die Kurzschluss-Erfassungsfunktion
des Spannungsvergleichers 172 deaktiviert wird. Die Kondensatoren 110, 112 und 114 ermitteln
die Zeitverzögerung
zwischen dem Einschalten des IGBT am Gate und dem Aktivieren des Überstromdetektors.
Die Widerstände 40 und 50 bilden
einen Spannungsvergleicher, der den Schwellenwert ermittelt, den
der Kollektoranschluss unterschreiten muss, um zu verhindern, dass
der Überstromdetektor
ausgelöst
wird.
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Der
in 4 gezeigte Anschluss 174 ist mit dem
in 6 gezeigten Anschluss verbunden.
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Gemäß 6 empfängt ein
monostabiler Multivibrator 22 den Ausgang des Spannungsvergleichers 172 am
Anschluss 174. Der Anschluss 174 ist mit dem Gate
des Feldeffekttransistors 178 verbunden, und die Drain
des Feldeffekttransistors 178 ist mit dem invertierenden
Anschluss des Spannungsvergleichers 180 verbunden. Als
Spannungsvergleicher 180 kann ein handelsüblicher
Spannungsvergleicher wie zum Beispiel das Modell Nr. LM311 von National
Semiconductor Corp. benutzt werden. Wenn ein Kurzschluss erkannt
wird, gibt der monostabile Multivibrator 122 einen Impuls
am Anschluss 182 aus. Der in 6 gezeigte
Anschluss 182 ist mit dem Anschluss 182 des Linearintegrators 20 gemäß 5 verbunden.
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Der
in 6 gezeigte monostabile Multivibrator 22 ist
ferner mit einem spannungsführenden
Sensor 184 und einer Hochspannungs-Niederspannungsschnittstelle 186 verbunden.
Die Hochspannungs-Niederspannungsschnittstelle 186 empfängt den
Ausgang des monostabilen Multivibrators und alarmiert den Eingang
des Schaltkreises von der Kurzschlussbedingung. Der spannungsführende Sensor 184 überwacht
die Leistungsversorgung des IGBT-Treiberschaltkreises.
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Wie
in 5 gezeigt, weist der Linearintegrator 20 einen
funktionsbereiten Verstärker 188 und
eine Rückkopplungsschaltung
auf. Als funktionsbereiter Verstärker 188 kann
ein handelsüblicher
funktionsfähiger Verstärker wie
zum Beispiel das Modell Nr. TL081 von Texas Instruments Corp. benutzt
werden. Die Rückkopplungsschaltung
weist den Widerstand 62, den Kondensator 122 und
einer Zenerdiode 192 auf, die parallel geschaltet sind.
Ein Eingangsanschluss 182 des Linearintegrators 20 ist
mit dem Gate des Feldeffekttransistors 190 in der Rückkopplungsschaltung
verbunden.
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Der
Feldeffekttransistor 190 ist in der Regel eingeschaltet,
was den Widerstand 62 zum Parallelschalten mit dem Kondensator 122 veranlasst,
aber ein auf einen Kurzschluss ansprechender Impuls auf dem Anschluss 182 vom
monostabilen Multivibrator 22 wird den Feldeffekttransistor 190 ausschalten.
Wenn der Feldeffekttransistor 190 ausschaltet, wird der
Ausgang des funktionsbereiten Verstärkers 188 ein lineares
Herunterfahren mit der durch den Widerstand 58 und den
Kondensator 122 bestimmten Rate starten. Der Eingang der
Quad-Darlingtonendstufe 16 am Widerstand 70 wird
durch die Diode 26 bei einem die Ausgangsspannung des funktionsbereiten
Verstärkers 188 überschreitenden
Diodenabfall (0,6 Volt) heruntergefahren.
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Die
Gatespannung des IGBT wird folglich durch das lineare Herunterfahren
des Linearintegrators 20 gesteuert. Die Entladungsrate
der Gatespannung ist durch den linearen Bereich des IGBT konstant,
und Überspannungen
durch den UGBT auf Grund von Streuinduktivität und hohen Stromänderungsraten
werden vermieden.
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Die
lineare Änderungsrate
der Entladung der Gatespannung ist durch Einstellung der im Linearintegrator 20 benutzten
spezifischen Kapazitäten
und Widerstände
einstellbar. Die bei der Bestimmung der linearen Änderungsrate
betrachteten Faktoren umfassen: die Charakteristika des IGBT, die
parasitären
Leitwerte und Induktivitäten
des Leistungsschaltkreises, in welchem der IGBT angeordnet ist,
und die Pegel der Spannungsüberschreitung
unter Kurzschlussbedingungen, die als akzeptierbar erachtet wird.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beträgt
die Änderungsrate 2 Volt
pro Mikrosekunde. Der Widerstand 58 und der Kondensator 122 im
Linearintegrator 20 ermitteln die Herunterfahrrate. Die
Spannung durch den Widerstand 58 ermittelt den Strom durch
den Widerstand 58, der wiederum durch den Kondensator 122 fließt, wenn
der Transistor 190 abschaltet. Die Änderungsrate wird folgendermaßen berechnet: i = C(dv/dt)ergibt: dv/dt
= i/C,wobei:
- i
- = Strom
- C
- = Kapazität
- dv/dt
- = Spannungsänderung
in Abhängigkeit
von der Zeit.
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In
dieser Ausführungsform
ist: i = –(24
V – 20
V)/1,33 k = 3 Milliampereund dv/dt = –3ma/1500
pF = –2
V/μs
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Der
Treiberschaltkreis kann vier IGBTs antreiben, die für 1200 Volt
und 200 Ampere festgelegt sind. Solche IGBTs haben Nennwerte, die
einer „EIN"-Zeit von 10 Mikrosekunden
widerstehen können,
wenn sie direkt durch eine 1200-V-Spannungsquelle angeordnet sind und
sofern die parasitäre
Induktivität
der Leistungsschaltkreise kleiner als 50 nH ist. Der Strompegel,
den jeder IGBT mit einer Gatespannung von +15 Volt leiten kann,
wird üblicherweise
als zehn Mal des Nennwerts bestimmt. Diese Werte geben an, dass
die Halteenergie jedes 200-A-IGBT wie folgt ist: (1200
V)(200 A)(10)(10 μs)
= 24 Joule
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Der
Treiberschaltkreis sollte folglich eine Kurzschlussbedingung erkennen
und die Gatespannung unter den Leitungsschwellenwert des IGBT in
einer ausreichend kurzen Zeit bringen, um die Energie auf weniger als
24 Joule zu begrenzen. Die Dauer des Leitungsintervalls ist vorzugsweise
kleiner als 10 Mikrosekunden. Diese Zeit kann verlängert werden,
wenn die Energie auf unter 24 Joule reduziert wird. Diese Austauschbeziehung
zwischen Kurzschlussenergie und Zeitdauer des Herunterfahrens ist
von der Spitzentemperatur der Kontaktstelle des Leistungsbauelements
während
einer Kurzschlussbedingung abhängig.
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Die
bevorzugte Ausführungsform
des vorliegenden Treiberschaltkreises braucht üblicherweise 3,8 Mikrosekunden,
um eine Kurzschlussbedingung zu erkennen. In der Annahme einer maximalen
Erkennungszeit von 4,6 Mikrosekunden und einer Haltezeit von 10
Mikrosekunden, beträgt
die lineare Herunterfahrzeit vorzugsweise 5,4 Mikrosekunden. Der
positive Ansteuerungspegel für
die normale Bauelementeinschaltung beträgt üblicherweise +15 Volt, und
ein typischer Leitungsschwellenwert auf dem IGBT-Gate beträgt 10 Volt.
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Dies
ergibt eine zulässige
Herunterfahrrate während
einer Kurzschlussbedingung von: (15 V – 10 V)/5,4 μs = –0,926 V/μs
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Die
eigentliche Herunterfahrrate von –2 V/μs ist schneller als die akzeptierbare
Rate von –0,926
V/μs.
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Anwendungen
für den
Treiberschaltkreis weisen Wechselrichter für Induktionsmotoren wie Motoren
in Zentrifugalkühlern
auf. Wie zuvor erwähnt,
treibt der Treiberschaltkreis 12 vorzugsweise vier IGBTs
an. Die vier IGBTs können
in Parallelschaltung verbunden sein, um vier Mal so viel Spannung
und Leistung wie ein einzelner IGBT zu handhaben. Treiberschaltkreise
sind ferner vorzugsweise in Paaren von Treiberschaltkreisen für das obere
Gate und Treiberschaltkreisen für
das untere Gate angeordnet. Auf diese Weise treibt jedes Treiberschaltkreispaar
insgesamt acht IGBTs an, und alle achten IGBTs sind mit einem Pol
eines Wechselstrommotors verbunden. Um einen Drehstrommotor mit
dieser Anordnung anzutreiben, sind vierundzwanzig IGBTs erforderlich.
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Gemäß 7 können mehrere
Bipolartransistoren mit isolierter Gateelektrode einen Wechselstrominduktionsmotor 194 antreiben.
In 7 kann jeder IGBT 10 effektiv eine Anzahl
von IGBTS, zum Beispiel vier, die in Parallelschaltung verbunden
sind, umfassen. Die IGBTs 10 sind in Paaren zwischen Eingangsgleichspannungsleitungen
verbunden. Ein Gate-Treiberschaltkreis 12 ist mit den Gates
jedes IGBT-Paares verbunden. Die Treiberschaltkreise 12 können die
IGBTs bei verschiedenen Drehzahlen schalten, um den Motor 194 bei
verschiedenen Drehzahlen laufen zu lassen. Der Induktionsmotor mit
Regelantrieb 194 kann das Gebläserad auf einer Zentrifugalkühlereinheit
antreiben.
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Eine
Wechselstromantriebsquelle 198 liefert einem Diodengleichrichter
oder einem Siliziumgleichrichter (SCR, silicon controlled rectifier) 200 eine
Wechselstromspannung. Der Gleichrichter 200 wandelt die
Eingangswechselspannung in eine Gleichspannung um. Die Gleichspannung
wird durch ein Paar Induktoren 202 und Kondensatoren 204 ausgegeben.
Die Kondensatoren und Induktoren filtern die gleichgerichtete Wechselspannung
auf einen gleichmäßigen Gleichstrompegel.
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Die
Treiberschaltkreise 12 wandeln die durch die Ansteuereinheit 198 erzeugten
Kleinsignale in einen Pegel um, der die IGBT-Leistungsschalter 10 am
Gate ein- und ausschalten kann. Dadurch dass die IGBT-Leistungsschalter 10 auf
geeignete Weise am Gate ein- und ausgeschaltet werden, wird die
durch den Wechselrichter 200, die Induktoren 202 und
Filterkondensatoren 204 gelieferte Gleichspannung wieder
in eine Wechselspannung umgewandelt, die sowohl frequenz- als auch
größenmäßig variabel
ist. Diese variable Ausgangsspannungs/Frequenzquelle treibt wiederum
den Motor 194 bei einer geeigneten Frequenz und Spannung
an, um den Kompressor bei einer gegebenen Drehzahl zu schalten.
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Für den Fachkundigen
wird es offensichtlich sein, dass verschiedene Abwandlungen und Änderungen im
Treiberschaltkreis der vorliegenden Erfindung und beim Aufbau dieses
Treiberschaltkreises vorgenommen werden können, ohne vom Rahmen oder
Sinn der Erfindung abzuweichen.
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Beim
Beispiel gemäß einem
Aspekt der Erfindung kann ein bekannter Treiberschaltkreis wie zum
Beispiel der Fuji EXB841 geändert
werden, um bei Kurzschluss ein lineares Herunterfahren anstelle
einer exponentiellen RC-Entladung bereitzustellen. Obwohl die Erfindung
in Bezug auf einen IGBT-Treiberschaltkreis beschrieben wurde, könnte des
Weiteren ein Treiberschaltkreis mit linearem Herunterfahren bei
einer Kurzschlusserkennung für
andere spannungsgesteuerte Leistungsschalter wie MOSFETs oder MCTs
benutzt werden. Die meisten Schalter haben einen schaltbaren Strompfad
zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen und einem Steueranschluss.
Der Steueranschluss eines Transistors kann zum Beispiel ein Gate
oder eine Basis sein.
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Andere
Ausführungsformen
der Erfindung werden den Fachkundigen bei der Abwägung der
Beschreibung und des Verfahrens der hierin offenbarten Erfindung
deutlich. Die Beschreibung und die Beispiele sind nur zur beispielhaften
Veranschaulichung angestrebt, und der genaue Rahmen der Erfindung
wird durch die folgenden Ansprüche
angegeben.