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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein Vorschaltgerät
zum Betreiben einer Lampe mit:
einem Wechselrichter zur Erzeugung
einer Wechselspannung, welcher mindestens ein Schaltelement aufweist;
einem
Lastkreis, welcher an den Wechselrichter gekoppelt ist und Anschlussklemmen
zum Lampenanschluss aufweist;
einem, an das Schaltelement gekoppelten
Ansteuerkreis zur Erzeugung eines Steuersignals, um das Schaltelement
abwechselnd leitend und nicht leitend zu machen; sowie
einem,
an den Lastkreis und den Ansteuerkreis gekoppelten Messkreis zur
Erzeugung eines ersten Signals, welches ein Maß für einen, in dem Lastkreis fließenden Strom
darstellt.
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Ein Vorschaltgerät dieser Art ist aus US-Patent
4 952 849 bekannt. Vorschaltgeräte
bzw. elektronische Lampenvorschaltgeräte, wie diese auch genannt
werden, weisen Wechselrichter auf, um einer Last ein hochfrequentes,
im Wesentlichen rechteckwellenförmiges
Spannungsausgangssignal zuzuführen.
Die Last sieht typischerweise einen Lastkreis vor, welcher bei Betrieb
eine Lampe aufweist. Eine typische Umkehrschaltung weist einen Leistungsschaltkreis
(d. h. Transistoren) auf, um einen Gleichstromeingang in einen gewünschten,
hochfrequenten Wechselstromausgang umzuwandeln.
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Ein Steuerkreis, wie z. B. in US-Patent
4 952 849 von Fellows et al offenbart, zur Steuerung des Schaltkreises
eines spannungsgespeisten Wechselrichters, erfasst zur Steuerung
des Schaltkreises durch die Last fließenden Strom. Die Schalter
werden eingeschaltet, um während
des Übergangs
Schaden an diesen zu minimieren. Dieses wird im Allgemeinen als
Nullspannungsschaltung (ZVS) bezeichnet. Die Schaltungstechnik minimiert
Spannung an dem Schalter, während
dieser eingeschaltet wird.
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Die Schaltfrequenz des Wechselrichters
liegt typischerweise oberhalb der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises,
um diesen in einem induktiven Modus zu halten.
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Es ist kritisch, den Schaltkreis
in einem induktiven Modus zu halten, wenn zwischen den Leistungsschaltern
in ein TVS-Schema übergegangen wird.
Andernfalls können
an den Komponenten in dem Schaltkreis große Leistungsverluste und Schäden entstehen.
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Eine gewöhnlich angewandte Methode,
um eine Nullspannungsschaltung vorzusehen, ist, die Schaltfrequenz
höher als
die Resonanzfrequenz zu halten, wie in Steigerwald, „A Comparison
of Half-Bridge Resonant Converter Topologies, IEEE Transactions
on Power Electronics, April 1988, Seiten 174–181, beschrieben. Dieses Schema
auf Frequenzbasis kann unter Verwendung spannungsgesteuerter Oszillatoren
(VCO) auf einfache Weise realisiert werden. Eine kritische Anforderung
an eine solche Steuermethode ist jedoch, dass vorausgehende Kenntnis
der Resonanzfrequenz erforderlich ist, um den Frequenzdurchlaufbereich
zu bestimmen. Bei einfachen Einsätzen,
zum Beispiel bei LC-Resonanz-Energieversorgungen
auf Inverterbasis und elektronischen Vorschaltgeräten mit
einer einzelnen Lampe, verändert
sich die Frequenz mit maximaler Verstärkung während der Last- und Leitungsänderungen
nicht signifikant, solange die Wechselrichter in dem High-Q-Zustand
betrieben werden. In diesen Fällen
wirkt die Steuermethode auf Frequenzbasis erfolgreich.
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In einigen Fällen können sich die Charakteristiken
des Resonanzkreises jedoch mit Lampenlasten, Busspannung, Umgebungsbedingungen
oder Alterung der Komponenten verändern. Solche Änderungen
können
die Betriebsart des Resonanzkreises beeinflussen. Einfache Steuermethoden
auf Frequenzbasis können
vielleicht für
den neuen Frequenzdurchlaufbereich nicht anwendbar gemacht werden,
weshalb die Nullspannungsschaltung nicht aufrechterhalten werden
kann.
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Der Schaltkreis von Nalbant, beschrieben
in „A
New and Improved Control Technique", Proceedings of IEEE Applied Power
Electronics Conference, März
1995, Seiten 657–664,
sieht durch Erhöhen
der Betriebsfrequenz oberhalb der Resonanzfrequenz eine Nullspannungsschaltung
vor. Eine Schaltung erfolgt durch Einstellen von Schwellwerten des in
einem Lastausgleichsnetz fließenden
Stroms. Bei Kreuzen einer dieser Schwellwerte erfolgt in dem Wechselrichter
eine Schaltung. Dieser Lösungsweg hat
den Nachteil, dass Schwellwerte gewählt und eingestellt werden
müssen,
und eine komplexe Logik implementiert werden muss. Wenn die Stromwerte große Schwankungen
aufweisen, kann der Schwellwert vielleicht nicht gekreuzt und ein
korrekter Schaltzyklus nicht erreicht werden, oder es ergibt sich
eine falsche Betriebsfrequenz.
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Infolgedessen ist es Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, ein Nullspannungsschaltungsschema für eine Energieversorgung
oder ein Vorschaltgerät mit
einem Wechselrichter vorzusehen, bei welchem die oben erwähnten Nachteile
des Standes der Technik eliminiert sind.
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Ein Vorschaltgerät, wie eingangs beschrieben,
ist daher gemäß der vorliegenden
Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass der Ansteuerkreis weiterhin
eine Phasenschieberschaltung zur Erzeugung eines zweiten Signals,
welches gegenüber
dem ersten Signal phasenverschoben ist, aufweist, und dass der Ansteuerkreis
Steuermittel vorsieht, um zu regeln, dass das Steuersignal mit dem
zweiten Signal im Wesentlichen phasengleich ist.
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Die Phasenschieberschaltung sieht
eine Phasenwinkelverschiebung zwischen dem ersten Signal und dem
Steuersignal und daher auch zwischen dem Strom in dem Lastkreis
und der von dem Wechselrichter erzeugten Wechselspannung vor. Auf Grund
dieser Phasenwinkelverschiebung wird ein kapazitiver Betrieb des
Wechselrichters verhindert und ZVS effektiv realisiert.
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Vorzugsweise wird das zweite Signal
gegenüber
dem ersten Signal um einen vorgegebenen, positiven Phasenwinkel
so verschoben, dass die von dem Wechselrichter erzeugte Wechselspannung
das erste Signal mit dem vorgegebenen, positiven Phasenwinkel leitet.
Es hat sich gezeigt, dass die Phasenschieberschaltung in diesem
Fall relativ einfach sein kann.
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Gute Ergebnisse wurden bei Vorschaltgeräten gemäß der vorliegenden
Erfindung erreicht, bei welchen das Steuersignal das Schaltelement
leitend macht, wenn das zweite Signal durch Null geht.
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Es hat sich gezeigt, dass durch Verwendung eines
Allpassfilters die Phasenschieberschaltung auf relativ einfache
und zuverlässige
Weise realisiert werden kann.
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Es kann wünschenswert sein, in dem Vorschaltgerät ein Filter
vorzusehen, um einen niederfrequenten Signalanteil des ersten Signals
zu unterdrücken.
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Gute Ergebnisse für Vorschaltgeräte gemäß der vorliegenden
Erfindung wurden ebenfalls in dem Fall erreicht, in dem der Wechselrichter
einen Halbbrückenwechselrichter
aufweist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 – eine Blockschaltbild
der Energieversorgung gemäß einem
exemplarischen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 – ein Schemaschaltbild
des Wechselrichters und der Energieversorgung;
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3 – ein Blockschaltbild
der Energieversorgung, welches die einzelnen Funktionen des Ansteuerkreises
darstellt;
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4 – ein Schemaschaltbild
eines Teils des Ansteuerkreises, welches den Hochpassfilter, die Verstärkungsregelung,
die Phasenschieberschaltung und Wellenformungsfunktionen darstellt;
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5 – ein teilweise
schematisches, teilweise logisches Schaltbild eines Teils des Ansteuerkreises,
welches die Wellenformungs- und PWM-Funktionen darstellt;
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5A – ein teilweises
Blockschaltbild, teilweises Schemaschaltbild der Zeitsteuerungsschaltung
von 5;
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6 – ein Schemaschaltbild,
welches die Startschaltung darstellt;
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7 – ein Schemaschaltbild,
welches die Frequenzdurchlauffunktion in Verbindung mit dem Start
darstellt;
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8 – ein Schemaschaltbild,
welches die Brückentreiberschaltung
darstellt;
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8A – ein Schemaschaltbild,
welches die Funktionen des Treiber-ICs darstellt; sowie
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9 – ein Zeitdiagramm
des durch den Resonanzkreis fließenden Stroms, des phasenverschobenen
Signals und der Schaltfolge der Schalter.
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Der in 1 dargestellte
Energieversorgungskreis weist eine Spannungsquelle V, Umkehrschaltung
A, Resonanzkreis und Last B sowie Ansteuerkreis C auf, welcher die
Umkehrschaltung A steuert. Die Spannungsquelle V ist eine Gleichspannungsquelle,
welche Umkehrschaltung A über
Leitungen RL1 und RL2 speist. Alternativ kann eine Wechselspannungsquelle
in Verbindung mit einer Gleichrichterschaltung, welche außerdem Leistungskorrektur
vorsehen kann, eingesetzt werden. Die Umkehrschaltung A ist durch
eine spannungsgespeiste Halbbrückentopologie
dargestellt und wird von dem An-steuerkreis
C gesteuert. Resonanzkreis B nimmt das im Wesentlichen rechteckwellenförmige Ausgangssignal
der Umkehrschaltung A auf Leitungen 100 und 102 in
einen im Wesentlichen sinusförmigen
Lampenstrom auf. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist die Last
durch ein mehrfach parallel belastetes Lampensystem dargestellt.
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Der Ansteuerkreis C nimmt über Leitung 104 ein
Spannungssignal proportional zu dem durch den Resonanzkreis B fließenden Strom
auf. In dem Ansteuerkreis C ist eine Phasenschieberschaltung C angeordnet,
um das erfasste Stromsignal um einen vorgegebenen Phasenwinkel zu
verschieben. Der Phasenwinkel Øref stellt einen Eingang in das System dar.
Dieser Phasenwinkel könnte
ebenfalls als Dimmungsschnittstelle in dimmbaren Lampensystemen eingesetzt
werden. Die dem Wechselrichter zugeführten Steuersignale 106 und 108 basieren
auf diesem phasenverschobenen Stromsignal, um eine Nullspannungsschaltung
vorzusehen und Umkehrschaltung A zu steuern.
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Wenden wir uns nun 2 zu. Umkehrschaltung A weist ein Paar
Schalter Q1 und Q2 auf, welche in einer Halbbrückenkonfiguration angeordnet
sind und die Gleichspannung von Spannungsquelle V unter Steuerung
des Ansteuerkreises C an den Wechselrichterausgängen in ein hochfrequentes,
im Wesentlichen rechteckwellenförmiges
AC-Ausgangssignal
umwandeln. Obgleich das vorliegende Ausführungsbeispiel im Hinblick
auf einen Halbbrückenwechsehichter
mit ein Paar Schaltern beschrieben wird, ist das hier beschriebene
Schaltschema ebenfalls auf eine Vollbrückentopologie mit vier Schaltern anwendbar.
Bei einer solchen Konfiguration würden die Schalter in Paaren,
nicht jedoch einzeln gesteuert werden.
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Die Schalter Q1 und Q2 sind vorzugsweise durch
MOSFETs dargestellt, obgleich davon ausgegangen wird, dass BJTs
ebenfalls als Leistungsschalter eingesetzt werden könnten. Schalter
Q1 ist parallel zu der parasitären
Diode D1 geschaltet. Ebenfalls kann parallel zu Schalter Q1 ein
Snubberkondensator geschaltet werden, welcher den Sperrschichtkondensatorteil
zum Schalten von Q1 enthalten kann. In gleicher Weise ist Schalter
Q parallel zu der parasitären
Diode D2 geschaltet. Ebenso kann ein Snubberkondensator parallel
zu Schalter Q geschaltet sein, welcher den Sperrschichtkondensatorteil
zum Schalten von Q enthalten kann. Der Drain von Schalter Q1 ist über den
Verbindungsbus RL1 mit dem Ausgang von Spannungsquelle V verbunden.
Die Source von Schalter Q1 ist an den Drain von Schalter Q angeschlossen.
Das Steuergate von Schalter Q1 ist über Steuerleitung 108 mit
einem jeweiligen Gatesteueranschluss von Ansteuerkreis C über eine
Parallelschaltung von einem Widerstand R10 und einer Diode D10 verbunden.
Die Anode von Diode D 10 ist mit dem Steuergate des Schalters Q
1 verbunden. Die Diode D 10 sieht eine schnelle Evakuierung von
Ladungen von dem Steuergate vor, um die Schaltgeschwindigkeit zu
verbessern. Das Steuergate von Schalter Q2 ist über Steuerleitung 106 ebenfalls
an einen Gatesteueranschluss von Ansteuerkreis C angeschlossen.
Eine ähnliche
Parallel schaltung ist bei Schalter Q2 mit Widerstand R12 und Diode
D12 vorhanden. Diese spezifische Anordnung wurde in Verbindung mit
den MOSFET-Schaltern Q1 und Q2 realisiert. Für Bipolartransistorschalter
würde eine
andere Gatesteuerung, welche jedoch in dem Anwendungsbereich der
vorliegenden Erfindung liegt, realisiert.
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Leitung 100 verbindet den
Mittelpunkt I zwischen der Source des Schalters Q2 und dem Drain des
Schalters Q1 mit einem Ende des Sperrkondensators Cbk. Kondensator
Cbk blockiert Gleichstromkomponenten der an Knotenpunkt I erzeugten
Wechselrichterausgangsspanung. Leitung 112 verbindet, wie
unten beschrieben, den Mittelpunkt I über Widerstand R14 mit Ansteuerkreis
C. Leitung 102 ist an den Drain von Schalter Q2 angeschlossen.
Leitung 100 und Leitung 102 dienen als Ausgang
von Umkehrschaltung A. Bei dem Ausgang von Wechselrichter A handelt
es sich um ein im Wesentlichen rechteckwellenförmiges Signal.
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Der in 2 dargestellte
Resonanzkreis B bildet die Spannungs- und Stromwellenformen für die Last,
wie z. B. eine Parallelbelastung von Direktstart-Fluoreszenzlampen L1, L2, L3 und L4,
welche jeweils in Reihe mit den Vorschaltkondensatoren CL1, CL2,
CL3 und CL4 angeordnet sind.
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Der Resonanzkreis B weist Resonanzinduktor
Lr auf, welcher über
Leitung 100 in Reihe mit dem Sperrkondensator Cbk verbunden
ist. Resonanzkondensator Cr ist parallel zu einer Primärwicklung
von Trenntransformator T1 geschaltet.
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Auf Grund der Filterwirkung des Resonanzkreises
B auf das Rechteckwellenspannungsausgangssignal der Umkehrschaltung
A fließt
der Strom mit einer im Wesentlichen sinusförmigen Wellenform. Dieser Strom
wird durch den Spannungsabfall auf Leitung 102 an R20 mit
einem geringen Widerstand erfasst. Das erfasste Stromsignal auf
Leitung 104 dient, wie unten beschrieben, als Eingang in
Ansteuerkreis C.
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3 zeigt
als Blockschaltbild die Komponenten von Ansteuerkreis C. Die Strommessschaltung 200 misst
den Spannungsabfall an RS1. Der Hochpassfilter 204 wird
eingesetzt, um eine der Frequenzkomponenten des erfassten Stroms
zu filtern. Die Frequenzkomponente entsprechend der Betriebsfrequenz
darf passieren, während
die Signalanteile mit niedrigerer Frequenz von dem Stromsignal unterdrückt werden.
Es wird zur Regelung der Amplitude des Signals eine automatische
Verstärkungsregelung 204 eingesetzt,
um eine Sättigung
der Schaltungselemente zu verhindern. Die Phasenschieberschaltung 208 sieht
eine Phasenverschiebung von Øref zu dem Signal vor. Die Wellenformungsschaltung 210 wird
durch die Nulldurchgangspunkte des phasenverschobenen Stromsignals
getrig gert. Die Impulsbreitenmodulation 212 erzeugt die
Schaltimpulse, und der Gatetreiber 216 regelt die Zeitsteuerung der
Schalter und die entsprechenden Betriebszyklen. Mit der Startlogik 214 geht
der Betrieb von dem Startzustand in den konstanten Betriebszustand über.
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Wenden wir uns nun 4 zu. Die Strommessschaltung 200,
ein Differenzverstärker,
erfasst den Spannungsabfall an R20. R22, R24, R26, R28 und R30 sind
mit Operationsverstärker 202,
wie z. B. LT1122, verbunden, um das Ausgangsspannungssignal auf
Leitung 106, welches zu dem Strom in dem Resonanzkreis
B proportional ist, abzugeben. Das Signal ist auf der Betriebsfrequenz
im Wesentlichen sinusförmig
und weist normalerweise Signalanteile mit niedrigerer Frequenz auf.
Der Hochpassfilter 204 nimmt das Signal des gemessenen
Stroms auf. Kondensator C10 und Widerstand R32 werden so ausgewählt, dass
diese diesen niederfrequenten Signalanteil des Stromsignal unterdrücken. Die
vorliegende Erfindung ist ebenfalls auf Resonanzkreise höherer Ordnung
anwendbar. Daher kann eine große
Anzahl niederfrequente Signalanteile des schwingenden Stromsignals
von Filter 204 unterdrückt
werden.
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An dem Ausgang von Hochpassfilter 204 ist die
automatische Verstärkungsregelung 206 vorgesehen,
welche verhindert, dass das erfasste Stromsignal die Komponenten
der Schaltung sättigt.
Es wird ein Paar invertierende Operationsverstärker 220 und 222 eingesetzt,
um die Signalgröße zu bemessen und
einen positiven Verstärkungsfaktor
vorzusehen. Das Verhältnis
externer Widerstände
R34/R36 für Operationsverstärker 220 und
R38/R40 für
Operationsverstärker 222 wird
zwecks Bemessens des Signals ausgewählt. Da die Amplitude des durch
den Schaltkreis fließenden
Signals schwanken kann, wird ein automatischr Verstärkungsregler
eingesetzt, um das Signal innerhalb eines vorgegebenen Bereichs aufrechtzuerhalten.
Der automatische Verstärkungsregler 224 weist
einen Operationsverstärker 226 auf. Die
Verstärkung
wird von einem spannungsgesteuerten Widerstand, wie z .B. JFET T1,
parallel zu Impedanz R42 gesteuert. Das Gate von JFET T1 ist mit dem,
sich aus Impedanz R44, Diode D20, Zener-Diode D22 und RC-Schaltung,
welche aus Widerstand R46 und Kapazität C12 besteht, zusammensetzenden
Rückführpfad verbunden.
Ein zusätzlicher
Umkehrverstärker 226 dient
durch Wahl der Widerstände
R52 und R54 zur weiteren Bemessung des Signals.
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Die Phasenverschiebung des Signals
wird durch die Phasenschieberschaltung 208 vorgenommen,
welche das Paar Allpassfilter 228 und 230 in Reihe
aufweist. Die Allpassfilter enthalten Operationsverstärker, wie
z. B. LTl 122. Wie vom Stand der Technik her bekannt, ermöglichen
solche Filter eine Schleifenverstärkung von 1, sehen jedoch eine
vorgegebene Phasenwinkelverschiebung zu dem passierenden Signal
vor.
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Durch die Schaltung der vorliegenden
Erfindung kann der Phasenwinkel eine Steuervariable darstellen.
Wie oben beschrieben, stellt die Anwendung eines positiven Phasenwinkels
auf das erfasste Stromsignal eine Nullspannungsschaltung sicher, wenn
die Nulldurchgangspunkte des phasenverschobenen Signals als Steuersignal
verwendet werden, um die Schalter der Umkehrschaltung A einzuschalten.
Idealerweise gewährleistet
die Wahl eines positiven Phasenwinkels eine Nullspannungsschaltung.
In der Praxis besteht auf Grund der Übergangskapazität der für Schalter
Q1 und Q2 verwendeten MOSFETs ein minimaler Phasenwinkelbedarf.
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Der Phasenwinkel kann durch ein,
auf einem offenen Regellσeis
oder einem geschlossenen Regelkreis basierenden Schema realisiert
werden. Bei dem Schema des offenen Regelkreises kann die Höhe der Phasenverschiebung
durch jeweiliges Wählen
der Höhe
von Widerstand R56 und R58 parallel zu den Kondensatoren C14 und
C16 in Bezug auf den nicht invertierenden Eingang in Allpassfiltern 228 und 230 vorgewählt werden.
Alternativ können spannungsgesteuerte
Widerstände,
wie z. B. JFETs, verwendet werden. Der vorliegende Schaltkreis ist mit
zwei Allpassfiltern dargestellt, obgleich eine größere oder
weniger große
Anzahl von Filtern eingesetzt werden kann. Die optimale Phasenverschiebung
kann empirisch durch die Schaltkreiskenngrößen, wie z. B. die Kapazität der Snubberkondensatoren
parallel zu den Schaltern Q1 und Q2, sofern in dem Schaltkreis verwendet,
oder den Strom, bestimmt werden.
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Alternativ kann ein, auf einem geschlossenen
Regelkreis basierendes Schemarealisiert werden. Bei einem solchen
Schema kann die Ausgangsspannungsregelung durch Erfassen der Ausgangsspannung
an der Last vorgenommen werden. Da es sich bei der Ausgangsspannung
um eine Funktion der Betriebsfrequenz oder des Phasenwinkels handelt,
kann eine Ausgangsspannungsregelung durch Einstellen des Phasenwinkels
zwecks Erzeugens der gewünschten
Ausgangsspannung erreicht werden. Dieses Schema kann in Lichtdimmungsvorschaltgeräten Anwendung
finden.
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Im Anschluss an die Phasenverschiebung des
Signals sieht die Wellenformungsschaltung 210 eine Zeitsteuerung
für das
Einsetzen der Schaltung, wie unten beschrieben, vor. Der Kondensator
C18 enthaltende Filter formt das Signal, und bei Puffer 230 handelt
es sich um eine Spannungsverstärkerstufe,
welche zwischengeschaltet ist, um eine geringe Ausgangsimpedanz
und Trennung von dem Eingang vorzusehen. Der Ausgang von Puffer 230 befindet
sich auf Leitung 119. Der nicht invertierende Verstärker 232 ( 5) weist Operationsverstärker 234 auf,
und die externen Widerstände
R60 und R62 werden so ausgewählt,
dass sie die Spannung skalieren. Filter 236 weist Widerstand
R64 sowie C20 auf.
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Gehen wir nun über zu 5. Das Schaltsignal wird durch eine Zeitsteuerungsschaltung,
wie z. B. 555 Timing IC 300, hergestellt von Motorola,
deren technische Daten durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet
werden und die in 5A dargestellt
ist. Timer 300 ist in dem monostabilen Modus konfiguriert,
wobei das Steuersignal durch den Nulldurchgang des phasenverschobenen
Stromsignals in den „Ein"-Zustand gebracht
wird. Komparator 310 wandelt das im Wesentlichen sinusförmige, analoge Spannungssignal
von Filter 236 in eine Rechteckwellenfolge um, welche dem
Nulldurchgangspunkt des verschobenen Stromsignals entspricht. Der
Komparator wandelt diesen Nulldurchgangspunkt um, um die Vorderflanke
des Schaltimpulses festzusetzen. Die angelegte Spannung V1 sieht
in Verbindung mit Widerständen
R66 und R68 sowie Diode D30 eine genaue Maßstabfestlegung für das Wechselrichter
I1 zugeführte
Signal vor. Hochpassfilter 238, welcher Kondensator C22
und Widerstand R70 sowie parallel dazu Diode D32 aufweist, sowie
Wechselrichter I2 formen weiterhin das Signal auf Leitung 120,
welche mit dem Triggereingang (Pin 2) des Timers 300 verbunden
ist. Der Schwellwertanschluss (Pin 7) und der Entladungsanschluss
(Pin 6) sind in diesem Modus zusammengeschaltet. Die Steuerspannung
an Pin 5 wird durch einen Spannungsteiler mit Widerständen R72
und R74 auf einen konstanten Wert voreingestellt. Das Ausgangssignal
von Ausgangsanschluss (Pin 3) liegt auf Leitung 122 an.
Das Ausgangssignal auf Leitung 122 von Zeitsteuerungsschaltung 300 und
das Ausgangssignal auf Leitung 123 von Startschaltung 320 passieren
das ODER-Gatter 214, welches als elektronischer Schalter
wirkt.
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Wie in den 6–7 dargestellt, sieht die Startschaltung 320 die
Funktion des anfänglichen Frequenzdurchlaufs
zur Lampenzündung
vor. Die Startschaltung 210 weist den spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 312, den Einpulsflipflop 314 in 6 und eine DC-Spannungserfassungs-
und Skalierungsschaltung 316 (7) auf. VCO 312 ist vorzugsweise
durch einen Spannungs-Frequenz-Umsetzer AD654, hergestellt von Analog
Devices of Norwood, Massachusetts, dargestellt, dessen technische
Daten durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet werden, obgleich
auch von einem anderen geeigneten VCO zur Verwendung in dieser Schaltung
Gebrauch gemacht werden kann. Der Komparator 310 und Einpulsflipflop 320 sind
in 7 dargestellt. Der
Startvorgang wird wie folgt be schrieben. Die Spannung in Leitung 130 von 6 ist, bevor sich die DC-Busspannung
V vollständig
aufgebaut hat, niedrig und diese an dem Ausgangspin Q des Flipflops 314 hoch.
VCO 312 beginnt, im hohen Frequenzbereich fstart zu
arbeiten, wodurch sich ein hochfrequentes Rechteckwellensignal in
Leitung 123 ergibt. Die Ausgangsspannung des Resonanzkreises
B ist auf Grund des Hochfrequenzbetriebs und der niedrigeren DC-Busspannung V niedrig.
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Sobald die DC-Busspannung auf einen
vorgegebenen Schwellwert erhöht
wird, wird die Ausgangsspannung von Komparator 318 in 7 niedrig gehalten. Hierdurch
wird wiederum der Flipflop 320 gestartet und die Spannung
auf Leitung 130 hoch gehalten. Effektiv wird in 6 der Spannungseingang an
Steuerspannungsanschluss (Pin 4) von VCO 312 allmählich reduziert.
Entsprechend wird die von VCO erzeugte Ausgangsfrequenz reduziert.
Dieser Vorgang schließt
den Frequenzdurchlauf von der hohen Frequenz fstart zu
der unteren Betriebsfrequenz fop ab. Entsprechend
wird die den Lampen L1, L2, L3 und L4 zugeführte Resonanzkreis-Ausgangsspannung
bis zur Zündung
der Lampen allmählich
erhöht. Nachdem
die Lampen in Betrieb sind, startet das verarbeitete Stromsignal
in Leitung 122 den Flipflop 314, und das Ausgangssignal
auf Leitung 123 wird unter Verwendung des ODER-Gatters 322 blockiert.
Danach arbeitet die Energieversorgung in 3 auf einer selbstschwingenden Frequenz
mit vorgegebenem Phasenwinkel Øref.
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Gehen wir nun zu 8 über,
bei welcher das Signal 124 von dem logischen Wechselrichter 16 umgekehrt
wird. Das Signal passiert dann den Anschluss „in" des Gatetreibers 330, wie
z. B. des integrierten Schaltkreises IR2111 mit Halbbrückentreiber, hergestellt
von International Rectifier, El Segundo, Kalifornien, dessen technische
Daten durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet werden und der
in 8A dargestellt ist.
Der Gatetreiber 330 in 8 weist
eine Logik auf, um ein einzelnes Rechteckwellensignal, wie z. B.
dieses auf Leitung 124, in zwei getrennte Steuersignale
auf Leitungen 108 und 106, die jeweils Schalter
Q1 und Q2 steuern, umzuwandeln. Gatetreiber 330 kann so
ausgeführt
sein, dass er Signale 108 und 106 so erzeugt,
dass eine Sperrzeit besteht, in welcher weder Q1 noch Q2 leitet.
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Die durch die oben beschriebene Schaltung erzeugten
Wellenformen sind in dem in 9 gezeigten
Zeitdiagramm dargestellt. Der durch den Resonanzkreis B fließende Strom
ist auf dem Diagramm durch Signal 500 dargestellt. In dem
Ansteuerkreis C entspricht dieses Signal dem Spannungssignal auf Leitung 114,
welches zu dem Strom proportional ist und von Hochpassfilter 204 (s. 3–4)
von Signalanteilen mit niedrigerer Fre quenz gefiltert wurde. Wie oben
beschrieben, geht das Signal auf Leitung 114 durch die
automatische Verstärkungsregelung 206 und
Phasenschieberschaltung 208 hindurch. Das phasenverschobene
Signal 502 entspricht dem Ausgang der Phasenschieberschaltung 208 auf
Leitung 118 (s. 4).
Das phasenverschobene Signal 502 wird um eine Höhe 504 entsprechend Øref, wie oben beschrieben, phasenverschoben.
Der Nulldurchgangspunkt von Signal 502 wird als Bezugspunkt
zur Schaltungssteuerung verwendet. Damit wird an dem Nulldurchgangspunkt 508,
wie durch Linie 510 (durchgezonene Linie) gekennzeichnet,
Schalter Q1 abgeschaltet und, wie durch Linie 512 (strichpunktierte
Linie) gekennzeichnet, Schalter Q2 eingeschaltet. Die Figur zeigt,
dass Q2 zur gleichen Zeit eingeschaltet wie Q2 abgeschaltet wird.
In der Regel wird von Treiber 304 eine Sperrzeit 514 so
vorgesehen, dass Q1 und Q2 beide über einen kurzen Zeitraum ausgeschaltet
sind.
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Obgleich hier lediglich die bevorzugten
Ausführungsbeispiele
der Erfindung dargestellt wurden, liegt es für Fachkundige auf der Hand,
dass verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können, ohne
dabei von dem Anwendungsbereich der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, abzuweichen.
Infolgedessen ist die Offenbarung ausschließlich beispielhaft und nicht
einschränkend.