DE69729033T2 - Verfahren zur digitalen Demodulation - Google Patents

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein digitales Demodulationsverfahren.
  • Sie findet insbesondere bei einer Empfängervorrichtung Anwendung, die eine Diversity-Empfangstechnik einsetzt.
  • Die Diversity-Techniken sind auf dem Gebiet der digitalen Übertragung allgemein bekannt. Unter diesen Techniken gibt es:
    • – die räumliche Diversity, die insbesondere bei einer Hochfrequenzübertragung verwendbar ist, wenn mehrere Empfangsaufnehmer an unterschiedlichen Orten angeordnet sind;
    • – die Frequenz-Diversity, wenn die gleiche Information simultan auf unterschiedlichen Frequenzen übertragen wird;
    • – die zeitliche Diversity im Falle einer Wiederholung der gleichen Information.
  • Diese verschiedenen Diversity-Techniken können ebenso untereinander kombiniert werden. Der Nutzen dieser Techniken besteht darin, dass sie es gestatten, die binären Fehlerraten bei den durch die Empfangsvorrichtung erzeugten Schätzungen zu verbessern. Umgekehrt weisen sie allgemein den Nachteil auf, zusätzliche Ressourcen hinsichtlich der Bandbreite und/oder der Komplexität der Sende- und Empfangsvorrichtung zu erfordern.
  • Um die durch den Diversity-Empfänger erhaltenen mehrfachen Schätzungen zu kombinieren, existieren zahlreiche Verfahren; hier lassen sich nennen:
    • – das Auswahlverfahren, das darin besteht, einfach die Beobachtung zu wählen, die das beste Signal/Rausch-Verhältnis aufweist;
    • – das so genannte "Equal Gain Combining"-Verfahren, bei dem eine Entscheidung auf Basis der Summe der Beobachtungen nach der Synchronisierung getroffen wird;
    • – das so genannte "Maximum Ratio Combining"-Verfahren, bei dem eine Entscheidung auf Basis der Summe der Quadrate der Beobachtungen getroffen wird, die synchronisiert und durch die geschätzte Leistung des Rauschens dividiert werden, durch das sie beeinträchtigt sind. Dieses letzte Verfahren liefert nach der Rekombination ein maximales Signal/Rausch-Verhältnis.
  • Es kann vorkommen, dass die zur Verfügung stehenden Beobachtungen keinen vollständig unkorrelierten Störungen (Rauschen, Kanal) unterworfen sind (vor allem hinsichtlich des Kanals). In diesem Fall erzielen die klassischen Rekombinationsverfahren nicht die erhofften Resultate. Bei digitalen Übertragungen zählen zudem nur die Wahrscheinlichkeiten der Beobachtungen und die sich daraus ergebende Entscheidung im Sinne des Wahrscheinlichkeitsmaximums; dieser Aspekt tritt bei den klassischen Verfahren nicht explizit in Erscheinung.
  • Ein klassisches Verfahren ist zum Beispiel in der US 4.328.582 beschrieben.
  • Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine auf dem Wahrscheinlichkeitsmaximum basierende Alternative zu den klassischen Rekombinationsverfahren für durch verschiedene Störungen beeinträchtigte Schätzungen zu liefern.
  • Die Erfindung schlägt so ein Verfahren zur digitalen Demodulation, bei dem eine Empfangsvorrichtung N verschiedene Demodulationen (N 2) ausführt, die jeweils entsprechende Schätzungen von aufeinander folgenden binären Symbolen ak liefern, die aus einer differentiellen Codierung einer Folge von Bit ck resultieren, die durch eine Sendevorrichtung übertragen werden, wobei die differentielle Codierung von der Form ak = ck ⊕ af(k) ist, wobei ak und ck das binäre Symbol vom Rang k und das Bit vom Rang k bezeichnen, f(k) eine ganze Zahl höchstens gleich k – 1 und ⊕ die EXKLUSIV-ODER Operation bezeichnet, wobei jede Schätzung eines binären Symbols ak vom Rang k die Form einer reellen Zahl sk (i) (l i N) hat, deren Vorzeichen den wahrscheinlichsten Wert des Symbols darstellt und deren Betrag die Wahrscheinlichkeit des wahrscheinlichsten Werts misst. Die Empfangsvorrichtung schätzt den Wert eines Bit ck der Folge vom Rang k unter Verwendung einer Zahl der Form Xk – Yk, wobei:
  • Figure 00030001
  • Man zeigt, dass, sobald der Pegel des Nutzsignals im Vergleich zu dem des Beobachtungsrauschens ausreichend groß ist, die obige Schätzung Xk – Yk proportional zur Wahrscheinlichkeit des Bits ck ist, das heißt zum Logarithmus des Verhältnisses der Wahrscheinlichkeitsdichten des Signals oder der Signale, die bedingt beim Bit ck und bedingt beim logischen Komplement des Bits ck empfangenen wurden.
  • Die globale Demodulation gehorcht damit selbst beim Vorhandensein von korrelierten Fehlern in den verschiedenen Schätzungen der Symbole ak der Regel des Wahrscheinlichkeitsmaximums a posteriori.
  • Die Erfindung betrifft nicht nur Rekombinationen von Mehrfachschätzungen, die durch eine Diversity-Technik erhalten werden, sondern auch den Fall, dass zumindest zwei der N Sätze von Schätzungen der Symbole ak erhalten werden, indem ein und dasselbe Signalsegment demoduliert wird, das durch verschiedene Verfahren empfangen wurde (eine Möglichkeit, bei der die Schätzfehler typischerweise oft korreliert sein werden).
  • Bei einer besonderen Ausführungsform werden zumindest zwei der N verschiedenen Demodulationen auf dem gleichen Signalsegment durchgeführt, das einem Datenübertragungsblock von Symbolen eines durch die Sendevorrichtung modulierten digitalen Signals entspricht, wobei das Signalsegment durch die Empfangsvorrichtung nach der Übertragung des modulierten digitalen Signals über einen Übertragungskanal empfangen wird, wobei die erste dieser zwei Demodulationen die folgenden Schritte umfasst:
    • – Schätzen von ersten Demodulationsparametern an einem ersten Ende des Segments und
    • – Berechnen von ersten Schätzungen von Symbolen des Datenübertragungsblocks unter Verwendung der ersten geschätzten Demodulationsparameter und des von dem ersten Ende zu dem zweiten Ende durchlaufenen Signalsegments,
    und die zweite dieser zwei Demodulationen die folgenden Schritte umfasst:
    • – Schätzen von zweiten Demodulationsparametern am zweiten Ende des Segments und
    • – Berechnen von zweiten Schätzungen von Symbolen des Datenübertragungsblocks unter Verwendung der zweiten geschätzten Demodulationsparameter und des von dem zweiten Ende zu dem ersten Ende durchlaufenen Signalsegments.
  • Diese Verarbeitungsweise führt auf der Basis einer einzigen Beobachtung des Signals zu merklichen Gewinnen bei der binären Fehlerrate.
  • Weitere Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung von keinerlei Einschränkung darstellenden Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die folgenden beigefügten Zeichnungen offenbar werden:
  • 1 ist ein Übersichtsschema, das eine Sendevorrichtung und eine Empfangsvorrichtung zeigt, die die vorliegende Erfindung einsetzten;
  • 2 ist ein Diagramm, das die Struktur des Signaldatenübertragungsblocks in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
  • die 3 und 4 sind Organigramme für Demodulationsverfahren, die durch die Empfangsvorrichtung in den zwei Demodulationsrichtungen angewandt werden;
  • 5 ist eine Graphik, die Beispiele für Wahrscheinlichkeiten zeigt, die in jeder Demodulationsrichtung erhalten werden;
  • 6 ist ein Organigramm, das eine erfindungsgemäße Art und Weise zeigt, die Schätzungen in Hin- und Rückrichtung zu kombinieren; und
  • 7 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Empfangsvorrichtung.
  • Die Erfindung wird nachfolgend in ihrer Anwendung bei den digitalen Hochfrequenznachrichtenübertragungen zwischen einer Sendevorrichtung 10 und einer Empfangsvorrichtung 20 beschrieben. Die Sendevorrichtung 10 umfasst einen Quellcodierer 12 (einen Vocoder im Falle eines Telefonsystems), der einen Strom digitaler Daten xk liefert, die in aufeinanderfolgenden Datenübertragungsblöcken organisiert sind. Bei dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Signal xk in Datenübertragungsblöcken zu 126 Bit mit einer Übertragungsrate 1/T = 8 kBit/s organisiert.
  • Ein Kanalcodierer 14 verarbeitet die durch den Quellcodierer gelieferten Bit, um die Robustheit gegenüber Übertragungsfehlern zu verbessern. Bei dem Beispiel von 2 wendet der Kanalcodierer 14 einen Faltungscode CC(2,1,3) mit Ausbeute 1/2 auf die 26 ersten Bit des Datenübertragungsblocks xk an. Die 52 + 100 = 152 resultierenden Bit ek werden dann einer Verschachtelung unterworfen, die die Fehlerpakete aufbrechen soll, die das Phänomen des Rayleigh-Fading einführen kann. Ein Synchronisierungswort aus 8 Bit wird nach jedem Datenübertragungsblock von 152 verschachtelten Informationsbit eingefügt, um das Signal ck zu bilden, das der Codierer 14 zu dem Modulator 16 schickt. Dieser Letztere bildet das Hochfrequenzsignal s(t), das verstärkt und dann an die Antenne 18 der Sendevorrichtung 10 angelegt wird. In dem betrachteten Beispiel sind die Symbole ck binär (ck = 0 oder 1).
  • Die eingesetzte Modulation ist zum Beispiel eine GMSK-Modulation mit einem Parameter BT = 0,25 (siehe K. MUROTA et al.: "GMSK Modulation for digital mobile radio telephony", IEEE Trans. on Communications, Bd. COM-29, Nr. 7, Juli 1981, Seiten 1044–1050).
  • Die Empfangsvorrichtung 20 umfasst einen Demodulator 24, der das durch die Antenne 22 empfangene und verstärkte Signal empfängt. Der Demodulator 24 liefert Schätzungen der gesendeten Symbole ck. Diese Schätzungen werden im Falle von weichen Entscheidungen mit Sk und im Falle von strengen Entscheidungen mit dk bezeichnet. Wenn die Symbole ck M-wertig sind und zwischen 0 und M – 1 liegen, besitzt eine mögliche Wahl für eine Darstellung der weichen Schätzung Sk die Form: Sk = pk·exp(2jπdk/M),das heißt, dass in diesem Fall ihr Argument 2πdk/M den wahrscheinlichsten Wert dk des Symbols ck darstellt, während ihr Betrag pk ein Maß für die Wahrscheinlichkeit dieses Werts dk ist. Im Falle von binären Symbolen (M = 2) ist die Zahl Sk reel und wird "Softbit" genannt und ihr Vorzeichen 2dk – 1 gibt direkt den wahrscheinlichsten Wert des bezeichneten Symbols 2ck – 1 an.
  • Die Empfangsvorrichtung 20 umfasst einen Kanaldecodierer 26, der zu dem Kanalcodierer 14 des Senders dual ist. Bei dem zuvor betrachteten Beispiel führt der Kanaldecodierer 26 Datenübertragungsblock für Datenübertragungsblock die Permutation der Bit durch, die invers zu derjenigen ist, die der durch den Sender bei der Verschachtelung angewandten entspricht, und decodiert die 52 redundanten Bit, durch Einsatz des Viterbi-Trellis, das dem eingesetzten Faltungscode entspricht. Wie es bei digitalen Übertragungen üblich ist, kann die Viterbi-Decodierung strenge Entscheidungen beinhalten, wenn der Demodulator 24 nur die dk liefert, oder weiche Entscheidungen, wenn der Demodulator 24 die Sk liefert.
  • Der Kanaldecodierer 26 rekonstruiert die Schätzungen yk der Bit xk und liefert sie an einen Quelldecodierer 28, der die übertragene Information wiederherstellt.
  • Wie 1 zeigt, umfasst der Demodulator 24 eine Hochfrequenzstufe 30, die für die Konversion des empfangenen Signals ins Basisband sorgt. Mittels zweier Mischer 32, 34 wird das empfangene Hochfrequenzsignal mit zwei um 90° phasenverschobenen Hochfrequenzwellen bei der Trägerfrequenz gemischt, die durch einen lokalen Oszillator 36 geliefert werden, und die resultierenden Signale werden Tiefpassfiltern 38, 40 zugeführt, um eine Komponente in Phase und eine um 90° phasenverschobene Komponente zu erhalten. Diese zwei Komponenten werden durch Analog/Digital-Wandler 42, 44 bei einer Frequenz abgetastet und quantifiziert, die zumindest gleich der Frequenz der übertragenen Bit ist. Man bezeichnet mit Rn die komplexen Abtastwerte der digitalen Signale im Basisband, die durch die Wandler 42, 44 geliefert werden.
  • Bei dem in 1 dargestellten Beispiel arbeitet der Demodulator 24 entsprechend einem sequentiellen Algorithmus, um die binären Symbole zu demodulieren. Im Fall der GMSK-Modulation, kann man eine sequentielle Demodulation durchführen, indem die folgende Approximation für das im Basisband modulierte Signal s(t) verwendet wird:
  • Figure 00080001
  • Dieser Ausdruck entspricht einer Approximation erster Ordnung der Zerlegung, die durch P. A. LAURENT in seinem folgenden Artikel vorgeschlagen wurde: "Exact and Approximate Construction of Digital Phase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses (AMP)", IEEE Trans. on Communications, Bd. COM-34, Nr. 2, Februar 1986, Seiten 150–160. Dieser Artikel erklärt ebenso das Verfahren zur Berechnung der Funktion h(t), die im Falle der GMSK-Modulation mit BT = 0,25 einem Impuls mit der ungefähren Breite 2T entspricht, der bei t = 0 zentriert ist. Im Ausdruck (4) entsprechen die binären Symbole ak vom Wert ±1 den differentiel codierten Bit ck: ak = ak–1·(2ck – 1).
  • Der Hochfrequenzkanal ist durch Schwund beeinträchtigt, der der gegenphasigen Summe von mehreren Pfaden entspricht, die durch verschiedene Reflexionen des ausgesendeten Signals an nahen oder fernen Objekten hervorgerufen wird. Da die zeitliche Dispersion dieser Pfade üblicherweise in der Größenordnung von 12 μs liegt, eine kurze Dauer angesichts der Dauer eines Bits (T = 125 μs in dem betreffenden digitalen Beispiel), wird der Ausbreitungskanal durch eine komplexe Variable A(t) wiedergegeben, die einer Rayleigh-Dämpfung und Phasenverschiebung mit einem einzigen Pfad entspricht. Die Frequenz des Schwunds ist 2fd, wobei fd die Dopplerfrequenz ist, die mit der Variation des Abstands zwischen dem Sender und dem Empfänger verknüpft ist: fd = f0·v/c, wenn f0 die Mittelfrequenz des Kanals, v die Relativgeschwindigkeit des Senders und des Empfängers und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Man findet somit für eine Geschwindigkeit von 100 km/h eine Dopplerfrequenz in der Größenordnung von 41,67 Hz für den Fall, dass f0 450 MHz, und damit einen Schwund (83,33 Hz) alle 12 ms. Dies erlaubt damit mehr als einen Schwund je Datenübertragungsblock, und vor allem eine Schwundfrequenz, die größer als die Frequenz der Synchronisationsworte (50 Hz) ist.
  • Das Vorhandensein dieses schnellen Schwunds und allgemeiner der schnellen Variation des Kanals angesichts der Dauer des Datenübertragungsblocks bedingen eine wiederholte Schätzung des Kanals und damit ein erhebliches Risiko für die Ausbreitung von Fehlern aufgrund der Rückwirkung der Entscheidungsschleife. Im Falle von Fehlern bei den bei der Demodulation entschiedenen binären Symbole, werden diese Fehler in der Tat zu fehlerhaften Schätzungen des Kanals führen, die ihrerseits neue Demodulationsfehler erzeugen werden.
  • Man bezeichnet mit Ak = A(kT) (k = 0 bis 167) die bei 8 kHz im Basisband abgetasteten komplexen Werte des Übertragungskanals. Der Kanal ist außerdem durch ein additives, gaußartiges weißes Rauschen B(t) mit der Varianz N0/2 beeinträchtigt, das nach der Abtastung und adaptierten Filterung mit Bk bezeichnet wird. Das empfangene Signal hat nach der adaptierten Filterung des Signals durch das Filter 46 mit dem Ansprechverhalten h(t) dann die Form:
    Figure 00100001
    wobei H(t) die bekannte Autokorrelationsfunktion der Funktion h(t) ist. In diesem Ausdruck, wurde eine Approximation vorgenommen, die darin besteht H(t) für |t| 2T zu vernachlässigen, wodurch die Berechnungen vereinfacht werden.
  • Die Ausgangsabtastwerte rk des adaptierten Filters 46 werden in einem Speicher 48 gespeichert, um durch die Steuereinheit 50 des Demodulators 24 verarbeitet zu werden.
  • Die Steuereinheit 50 verarbeitet das gefilterte Signal rk in Segmenten, die jeweils einem Datenübertragungsblock mit 168 binären gesendeten Symbolen ak (0 k < 168) entsprechen. Wie 2 zeigt, entspricht dieser Datenübertragungsblock nach der impliziten differentiellen Codierung der Bit ck den 152 Informationsbit eines Datenübertragungsblocks, die durch die 8 Bit des vorhergehenden Synchronisationsworts und durch die 8 Bit des folgenden Synchronisationsworts eingerahmt sind.
  • Die Steuereinheit 50 führt die Demodulation gemäß einem sequentiellen Algorithmus aus, dessen erste Phase in dem Organigramm der 3 dargestellt ist. In dieser ersten Phase beginnt man mit dem Schätzen des komplexen Ansprechverhaltens des Kanals am Anfang des Segments und demoduliert dann dieses Segment vom Anfang zum Ende, indem bei jedem Zeit-Bit die Schätzung des komplexen Ansprechverhaltens des Kanals aktualisiert wird.
  • Bei der Initialisierung 60 dieser ersten Phase werden die Bit b A / 0 und b A / 1 gleich den bekannten binären Symbolen a0 beziehungsweise a1 angenommen und der Index k wird mit 2 initialisiert. Beim Schritt 62 wird der Index k mit 8 verglichen, das heißt mit der Länge des Synchronisationsworts. Falls k < 8 ist, wird bei Schritt 64 das Bit b A / k gleich dem bekannten Bit ak des Synchronisationsworts angenommen und dann bei Schritt 66 eine Sofortschätzung V A / k–1 des Übertragungskanals vorgenommen, indem die folgende komplexe Division vorgenommen wird:
  • Figure 00110001
  • Eine Filterung der Sofortschätzungen V A / m gestattet es, die Effekte des gaußförmigen Rauschens zu glätten, um die Schätzung Ak–1 A zu liefern, die zur Demodulation der Bit dient. Bei dem in 3 dargestellten Beispiel besteht diese Filterung einfach in der Berechnung des arithmetischen Mittels der sechs letzten Sofortschätzungen V A / m. Man könnte ebenso andere Filterungsarten einsetzen. Nach Schritt 66 wird bei Schritt 68 der Index k mit 167 verglichen (der Länge des Datenübertragungsblocks). Solange k < 167 ist, wird der Index k bei Schritt 70 um Eins erhöht, bevor zu Schritt 62 zurückgekehrt wird.
  • Die Schätzung des Kanals am Beginn des Datenübertragungsblocks wird beendet, wenn bei Test 62 k = 8 ist. Man verfügt dann über die Schätzung A A / 6 die mittels der Kenntnisse des Synchronisationsworts erhalten wurde. Für jeden Wert mit k 8 wird das Softbit S A / k bei Schritt 72 wie folgt geschätzt: sAk = Re(rk·Ak*k–2 ·j–k) (6)und die Schätzung b A / k des Bits ak wird durch das Vorzeichen des Softbits S A / k erhalten. Nachdem dieses Bit b A / k erhalten wurde, schätzt die Steuereinheit 50 den Kanal bei Schritt 66 von neuem, wie es zuvor erläutert wurde. Die Demodulation in der Hin-Richtung wird beendet, wenn beim Test 68 k = 167 ist.
  • In 3 sieht man, dass ein Fehler, der bei Schritt 72 bei einem Bit b A / k zum Beispiel wegen eines Schwunds des Kanals oder einem Impulsrauschen gemacht wird, Störungen in den Sofortschätzungen V A / k–1, V A / k und V A / k+1 hervorruft, die in den drei folgenden Schritten 66 gemacht werden, und so zu Schätzfehlern des Kanals führt, die sich während einer bestimmten Zeit wegen Glättungsfilterung ausbreiten. Diese Fehler in den A A / k können ihrerseits weitere Schätzfehler der Bit erzeugen.
  • 5 zeigt somit dass für den Fall, dass das empfangene Signal eine sich gemäß der gestrichpunkteten Kurve E entwickelnde Energie aufweist (mit einem Kanalschwund zum Zeitpunkt k0), die Wahrscheinlichkeit |S A / k| der Schätzungen (gestrichelte Kurve) vor dem Schwund gut ist, aber danach eine bestimmte Zeit erfordert, um wieder Werte im Verhältnis zur Energie E des empfangenen Signals anzunehmen.
  • Um die Leistungen in der Zeitspanne nach dem Schwund zu verbessern, führt die Steuereinheit 50 eine weitere Demodulation des dem Datenübertragungsblock mit 168 Bit entsprechenden Signalsegments vom Ende des Segments zu seinem Anfang hin durch. Dies gestattet es, Wahrscheinlichkeiten |S R / k| zu erhalten, wie sie zum Beispiel durch die durchgezogenen Kurve in 5 dargestellt sind. Es zeigt sich, dass die Leistungen des Demodulators verbessert werden, wenn man die Softbit S A / k vor dem Schwund und die Softbit S R / k nach dem Schwund privilegiert.
  • Die Zurück-Demodulation erfolgt in einer zweiten Phase, die der ersten ähnlich ist und deren Organigramm in 4 dargestellt ist.
  • In dieser zweiten Phase, beginnt man mit dem Schätzen des komplexen Ansprechverhaltens des Kanals am Ende des Segments und demoduliert dann dieses Segment vom Ende zum Anfang, indem bei jedem Zeit-Bit die Schätzung des komplexen Ansprechverhaltens des Kanals aktualisiert wird.
  • Bei der Initialisierung 160 dieser zweiten Phase werden die Bit b R / 167 und b R / 166 gleich den bekannten binären Symbolen a7 beziehungsweise a6 angenommen und der Index k wird mit 165 initialisiert. Beim Schritt 162 wird der Index k mit 159 verglichen. Falls k > 159 ist, wird bei Schritt 164 das Bit b R / k gleich dem bekannten Bit ak–160 des Synchronisationsworts angenommen und dann bei Schritt 166 eine Sofortschätzung V R / k+1 des Übertragungskanals vorgenommen, indem die folgende komplexe Division vorgenommen wird:
  • Figure 00130001
  • Eine Filterung der Sofortschätzungen V R / m gestattet es, die Effekte des gaußförmigen Rauschens zu glätten, um die Schätzung A R / k–1 zu liefern, die zur Demodulation der Bit dient. Bei dem in 4 dargestellten Beispiel besteht diese Filterung einfach in der Berechnung des arithmetischen Mittels der sechs letzten Sofortschätzungen V R / m. Nach Schritt 166 wird bei Schritt 168 der Index k mit 0 verglichen. Solange k > 0 ist, wird der Index k bei Schritt 170 um Eins erniedrigt, bevor zu Schritt 162 zurückgekehrt wird.
  • Die Schätzung des Kanals am Ende des Datenübertragungsblocks wird beendet, wenn bei Test 162 k = 159 ist. Man verfügt dann über die Schätzung A R / 161, die mittels der Kenntnisse des Synchronisationsworts erhalten wurde. Für jeden Wert mit k 159 wird das Softbit S R / k bei Schritt 172 wie folgt geschätzt: sRk = Re(rk·AR*k+2 ·j–k) (8)und die Schätzung b R / k des Bits ak wird durch das Vorzeichen des Softbits S R / k erhalten. Nachdem dieses Bit b R / k erhalten wurde, schätzt die Steuereinheit 50 den Kanal bei Schritt 166 von neuem, wie es zuvor erläutert wurde. Die Demodulation in der Rück-Richtung wird beendet, wenn beim Test 168 k = 0 ist.
  • Bei dem oben betrachteten Beispiel beschränken sich die Demodulationsparameter, die während des Durchlaufs des demodulierten Segments in jeder Richtung von neuem geschätzt werden, auf das komplexe Ansprechverhalten Ak des Übertragungskanals. Es versteht sich, dass sie weitere Parameter umfassen könnten, wie beispielsweise Parameter, die für das beobachtete Rauschen auf dem Übertragungskanal repräsentativ sind. Man kann so für jede Demodulationsrichtung einen quadratischen Mittelwert der Abweichungen V A / k–1 – A A / k–1 (Schritt 66) oder V R / k+1 – A R / k+1 (Schritt 166) berechnen, um die Istleistung des Rauschens NO A / k, NO R / k in jeder Demodulationsrichtung zu schätzen. Man kann dann den Wert des Softbits S A / k oder S R / k normieren, indem man ihn durch diesen quadratischen Mittelwert dividiert. Die Leistungsschätzungen NO A / k, NO R / k können in dem betreffenden Datenübertragungsblock konstant sein; dies sind dann zum Beispiel die Mittelwerte der |A A / k–1 – V A / k–1|2 und |A R / k+1 – V R / k+1|2, die über die Gesamtheit der Datenübertragungsblöcke berechnet werden. Wenn diese Mittelwerte durch gleitende Fenster oder durch Filterung erhalten werden, können die Schätzungen der Rauschleistung instantan sein, das heißt vom Index k abhängen.
  • 6 zeigt eine Art und Weise, die Hin- und Rück-Schätzungen der übertragenen Symbole auszuwerten, indem das Wahrscheinlichkeitsmaximum a posteriori des Wert der gesendeten Bits gesucht wird.
  • Der Wert des nach der differentiellen Decodierung erhaltenen Softbits Sk ist dann: Sk = Xk – Yk (9)wobei:Xk = max{|sAk–1 + sAk |, |sRk–1 + sRk |} (10) Yk = max{|sAk–1 – sAk |, |sRk–1 – SRk |} (11)wie die Schritte 90 und 92 in 6 veranschaulichen. Die strenge Schätzung dk der Bit ck wird bei Schritt 88 gleich [1 + sgn(Sk)]/2 angenommen. Diese Schritte 90, 92, 98 werden für jeden Wert von k zwischen 8 und 159 ausgeführt (für die Berechnung von S8 wird S A / 7 = Re(r7· A A* / 6·j–7) angenommen).
  • Simulationen erlaubten es zu beobachten, dass im Vergleich zu einer Demodulation in nur einer Richtung eine Hin-Rück-Demodulation kombiniert mit einer Auswertung der Resultate entsprechend dem Wahrscheinlichkeitsmaximum (6) und für Signale, die analog zu der in 2 beschriebenen Weise konstruiert sind, und für gängige Werte für das Verhältnis Dopplerfrequenz/Bitfrequenz bei der binären Fehlerrate zu einer Verbesserung um 1,5 bis 2 dB führt.
  • Man beachte, dass die bei den Schritten 90 und 92 von 6 berechneten Schätzungen Sk einem Wahrscheinlichkeitsmaximum für den Fall entsprechen, dass man annehmen kann, dass das Beobachtungsrauschen in den zwei Demodulationsrichtungen die gleiche Leistung hat; dies bildet in der Praxis im Allgemeinen eine hinreichende Approximation. Falls man diese Approximation nicht zugrunde legt, empfiehlt es sich, die Softbit sk A, sk R relativ zu der Rauschleistung zu normieren, wie es oben erläutert wurde, bevor man gemäß den Beziehungen (10) und (11) die Maxima berechnet.
  • Bei dem oben betrachteten Beispiel hängen die Symbole ak von den Bit ck durch eine differentielle Codierung der Form ak = ck ⊕ af(k), wobei f(k) = k – 1 und ⊕ die EXKLUSIV-ODER Operation bezeichnet, die für den Fall, dass die ak die Werte ±1 haben und die ck die Werte 0 oder 1 haben, gleichwertig zu ak = (2ck – 1)·af(k) ist. Im allgemeinen Fall genügt es, dass die ganze Funktion f f(k) k – 1 genügt, wobei die Größen Xk und Yk folgende sind: Xk = max{|sAk + sAf(k) |, |sRk + sRf(k) |} (12) Yk = max{|sAk – sAf(k) |, |sRk – sRf(k) |} (13)
  • Wenn f(k) = k – 1 ist, entsprechen die Beziehungen (12) und (13) den Beziehungen (10) und (11). Ein Anwendungsbeispiel der differentiellen Codierung, bei dem f(k) nicht immer gleich k – 1 ist, kann in der Europäischen Patentanmeldung 0 774 840 gefunden werden.
  • 7 zeigt ein weiters Beispiel einer Empfangsvorrichtung, die die vorliegende Erfindung einsetzen kann. Diese Vorrichtung 120 verwendet eine Empfangs-Diversity, die im betreffenden Beispiel eine räumliche Diversity ist, wobei die Vorrichtung n Antennen 221 , ..., 22n und n zugehörige Demodulatoren 241 , ..., 24n umfasst. Jeder Demodulator 24i bearbeitet in einer einzigen Richtung ein Signalsegment, das jeweils durch seine Antenne 22i geliefert wird, und liefert für jedes Symbol ak vor der differentiellen Decodierung entsprechende (normierte oder nicht normierte) Softbit sk (i). Die Vorrichtung 120 verfügt so über N = n Schätzungen je Symbol, die von verschiedenen Signalsegmenten kommen, anstatt von N = 2 Schätzungen, die bei dem Ausführungsbeispiel der 1 bis 6 aus demselben Signalsegment gewonnen werden.
  • Ein Modul 25 kombiniert diese verschiedenen Softbit, um die weichen Schätzungen Sk (und/oder strengen dk) der decodierten Bit ck an den Kanaldecodierer 26 zu liefern. Diese Kombinationen
    Figure 00170001
    erfolgen entsprechend der Beziehung (9).
  • Die durch jeden Demodulator 24i durchgeführte Demodulation ist zum Beispiel konform zu dem Organigramm von 3, wobei die empfangenen Signale sich von einem Demodulator zum anderen unterscheiden und nach der adaptierten Filterung mit rk (i) bezeichnet werden und die Schätzungen b A / k der Bit ak in der Hin-Richtung ersetzt werden können
    Figure 00170002
    durch die Schätzungen bk derselben Bits nach der Rekombination. Nachdem die jeweiligen Softbits sk (i) bei Schritt 72 erhalten wurden, liefern die Demodulatoren 24i diese Softbits zu dem Kombinationsmodul 25, das die Schätzungen Sk und dk und dann das Bit bk durch differentielle Codierung der strengen Schätzungen dk berechnet, das heißt bk = dk ⊕ bf(k). Das so erhaltene Bit bk wird zu den Demodulatoren 24i zurückgeführt, die dann die Schätzungen Vk–1 (i) des Ansprechverhaltens der Kanäle bei Schritt 72 berechnen können gemäß:
  • Die Erfindung ist natürlich bei anderen Diversity-Techniken anwendbar oder bei Empfängern, die eine Diversity-Technik mit einem Mehrfachdemodulationsverfahren kombinieren, wie beispielsweise das oben beschriebene.

Claims (9)

  1. Verfahren zur digitalen Demodulation, bei dem eine Empfangsvorrichtung (20; 120) N verschiedene Demodulationen (N 2) ausführt, die jeweils entsprechende Schätzungen von aufeinander folgenden binären Symbolen (ak) liefern, die aus einer differentiellen Codierung einer Folge von Bit (ck) resultieren, die durch eine Sendevorrichtung (10) übertragen werden, wobei die differentielle Codierung von der Form ak = ck⊕ af(k) ist, wobei ak und ck das binäre Symbol vom Rang k und das Bit vom Rang k bezeichnen, f(k) eine ganze Zahl höchstens gleich k – 1 und ⊕ die EXKLUSIV-ODER Operation bezeichnet, wobei jede Schätzung eines binären Symbols (ak) vom Rang k die Form einer reelen Zahl sk (i) (l i N) hat, deren Vorzeichen den wahrscheinlichsten Wert des Symbols darstellt und deren Betrag die Wahrscheinlichkeit des wahrscheinlichsten Werts misst, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangsvorrichtung (10; 120) den Wert eines Bit (ck) der Folge vom Rang k unter Verwendung einer Zahl der Form Xk – Yk schätzt, wobei:
    Figure 00190001
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangsvorrichtung (20) eine strenge Schätzung jedes Bit (ck) vom Rank k unter Verwendung des Vorzeichens der Zahl Xk – Yk erzeugt.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest zwei der N verschiedenen Demodulationen auf dem gleichen Signalsegment durchgeführt werden, das einem Datenübertragungsblock von Symbolen (ak) eines durch die Sendevorrichtung (10) modulierten digitalen Signals entspricht, wobei das Signalsegment (r(t)) durch die Empfangsvorrichtung (20) nach der Übertragung des modulierten digitalen Signals (s'(t)) über einen Übertragungskanal empfangen wird, und dass die erste dieser zwei Demodulationen die folgenden Schritte umfasst: – Schätzen von ersten Demodulationsparametern (Ak A) an einem ersten Ende des Segments und – Berechnen von ersten Schätzungen (sk A, bk A) von Symbolen des Datenübertragungsblocks unter Verwendung der ersten geschätzten Demodulationsparameter und des vom ersten Ende zum zweiten Ende durchlaufenen Signalsegments, und dass die zweite dieser zwei Demodulationen die folgenden Schritte umfasst: – Schätzen von zweiten Demodulationsparametern (Ak R) am zweiten Ende des Segments und – Berechnen von zweiten Schätzungen (sk R, bk R) von Symbolen des Datenübertragungsblocks unter Verwendung der zweiten geschätzten Demodulationsparameter und des vom zweiten Ende zum ersten Ende durchlaufenen Signalsegments.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Demodulationsparameter zumindest einmal während des Durchlaufens des Segments vom ersten Ende aus und die zweiten Demodulationsparameter zumindest einmal während des Durchlaufens des Segments vom zweiten Ende aus von neuem geschätzt werden.
  5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Demodulationsparameter jeweils zumindest einen Parameter (Ak A, Ak R) umfassen, der das Übertragungsverhalten des Übertragungskanals wiedergibt.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangsvorrichtung (20) die Parameter, die das Übertragungsverhalten des Übertragungskanals wiedergeben, an den Enden des Segments auf der Basis von in den Digitalsignal-Datenübertragungsblöcken enthaltenen Synchronisationssequenzen schätzt.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Demodulationsparameter jeweils zumindest einen Parameter umfassen, der das beobachtete Rauschen auf dem Übertragungskanal betrifft.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Demodulationsparameter die Rauschleistung umfassen, deren Schätzung (NOk A) dazu verwendet wird, die ersten Schätzungen der Symbole des Datenübertragungsblocks zu normieren, und dass die zweiten Demodulationsparameter die Rauschleistung umfassen, deren Schätzung (NOk R) dazu verwendet wird, die zweiten Schätzungen der Symbole des Datenübertragungsblocks zu normieren.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest zwei der N verschiedenen Demodulationen auf zwei entsprechenden Signalsegmenten ausgeführt werden, die durch die Empfangsvorrichtung (120) gemäß einer Diversity-Technik empfangen werden.
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