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TECHNISCHES
GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Transponder, der einen
Vollwellengleichrichter umfasst und einem dazu passenden Element
zugeordnet ist, der arbeitet, um einen Steuermechanismus einer Vorrichtung
zu steuern. Sie bezieht sich genauer auf einen Transponder für ein Erkennungssystem,
das im Zusammenhang mit einem Zündschalter
oder einem ähnlichen
Steuermechanismus für
ein Fahrzeug oder eine andere Einrichtung verwendbar ist. Der Vollwellengleichrichter
schafft eine maximale Gleichspannung für einen Vollduplex-Transponder und erhöht die Fähigkeit
des Systems, einen Schlüssel
oder ein ähnliches
Element zu erkennen und auf einen Schlüssel oder ein ähnliches Element
zu antworten, der oder das zum Zündungssystem
oder einem anderen Steuermechanismus "passt".
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Durch
die Folgenden ebenfalls auf den Anmelder übertragenen US-Patente und
Anmeldungen: US-Pat. Nr. 5.287.112; 5.270.717; 5.196.735; 5.170.493;
5.168.282; 5.126.745; 5.073.781; 5.053.774; 5.025.492; und den veröffentlichten
europäischen
Patentdokumenten Nr. 0.613.108, 0.693.695, 0.632.288 werden verschiedene
Typen von Erkennungssystemen gelehrt. Die Systeme, die den Lehren
der vorausgehenden Dokumente entsprechen, werden unter dem Namen
TIRIS ("Texas Instruments
Register and Identification System") vertrieben. Ein Erkennungssystem mit ähnlichem
Ergebnis wie TIRIS, das aber strukturell und funktional spezifisch
verschieden von TIRIS ist, ist im US-Pat. Nr. 4.918.955 offenbart.
Andere Typen von Erkennungssystemen enthalten Systeme, die als AVI
(für "automatische Fahrzeugidentifikation") bekannt sind, wie sie
z. B. durch das ebenfalls auf dem Anmelder übertragene US-Pat. Nr. 5.287.112
und das veröffentlichte
europäische
Patentdokument Nr. 0.613.108 gelehrt werden.
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Ein
Typ des TIRIS-Erkennungssystems von Interesse, ein Sender/Empfänger (der
hierin außerdem
als eine "Abfrageeinrichtung" oder "Leseeinrichtung" be zeichnet wird),
strahlt selektiv Energie über eine
zugeordnete erste Antenne ab. Die Energie wird aus der Nähe einer
durch einen Schlüssel
betätigten Sperre
abgestrahlt, wie z. B. dem Zündschalter
eines Fahrzeugs. Die abgestrahlte Energie wird oft als ein "Abfragesignal" bezeichnet. Die
abgestrahlte Energie wird durch eine zweite Antenne empfangen, die
in oder an einem Schlüssel
vorhanden ist. Der Schlüssel
enthält
außerdem
Einrichtungen, wie z. B. eine Schaltungsanordnung (die manchmal
als ein "Transponder" oder ein "Etikett" bezeichnet wird),
die mit der zweiten Antenne verbunden sind. Ein in der Schaltungsanordnung
des Schlüssels
durch die empfangene Energie erzeugtes oder induziertes elektrisches
Signal wird entweder durch die Schaltungsanordnung beeinflusst (z.
B. vergrößert oder verkleinert)
oder bewirkt die Erzeugung eines gespeicherten, eindeutig codierten
Signals durch die Schaltungsanordnung. Das beeinflusste oder codierte
Signal wird oft als ein "Erkennungssignal" bezeichnet.
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Abhängig von
den Bestandteilen der Schaltungsanordnung des Schlüssels wird
das Erkennungssignal über
die zweiten und ersten Induktoren oder Antennen zum Sender/Empfänger gesendet oder
zurückreflektiert.
Einen Schlüssel,
der zu dem speziellen Zündschalter "passt", sendet oder verursacht
ein vorgegebenes Erkennungssignal. Andere Schlüssel, die andere Zündschalter
betätigen,
die ähnlichen
Erkennungssystemen zugeordnet sind, können ähnlich auf das Abfragesignal
antworten, senden aber Erkennungssignale, die vom vorgegebenen Erkennungssignal
verschieden sind.
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Der
Sender/Empfänger
enthält
Einrichtungen, die die dort empfangenen Erkennungssignale analysieren,
um zu bestimmen, ob das analysierte Signal das durch den passenden
Schlüssel
erzeugte vorgegebene Erkennungssignal ist. Falls das analysierte
Signal das vorgegebene Erkennungssignal ist, starten das Auftreten
eines derartigen vorgegebenen Erkennungssignals und die Betätigung des
Zündschalters
durch den passenden Schlüssel
den Motor des Fahrzeugs. Falls das analysierte Signal nicht das vorgegebene
Erkennungssignal ist, kann entweder der Zündschalter nicht durch den
Schlüssel
betätigt werden,
oder, falls er betätigt
werden kann, ist eine derartige Betätigung unwirksam, um den Motor
zu starten.
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Die
Tragbarkeits- und/oder Raumeinschränkungen führen normalerweise zu einem
Sender/Empfänger
eines Erkennungssystems des TIRIS-Typs, der nicht sehr leistungsfähig ist.
Außerdem können die
Erkennungssignale, d. h. die von der im Schlüssel enthaltenen Schaltungsanordnung
zum Sender/Empfänger
gesendeten oder zurückreflektierten
Signale, aus der vom Sender/Empfänger
abgestrahlten begrenzten Energie abgeleitet werden, und nicht von
der von einer im Schlüssel
enthaltenen Leistungsquelle, wie z. B. einer Batterie, abgeleiteten Energie,
wie es in den Systemen des AVI-Typs typisch ist. Während die
Verwendung einer Batterie mit der im Schlüssel enthaltenen Schaltungsanordnung eines
TIRIS-Systems technisch möglich
ist, würden die
große
Größe und die
resultierende Unhandlichkeit des resultierenden Schlüssels wahrscheinlich zur
Ablehnung durch die Anwender führen.
Als eine Folge des Vorausgehenden ist es entscheidend, dass die
Schaltungswirkungsgrade so hoch wie möglich sind.
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Ein
Typ der Erkennungsschaltungsanordnung des Typs des Gegenstands enthält aktive
und passive Bauelemente, die in Reaktion auf den Empfang von Energie
vom Sender/Empfänger
ein codiertes Signal erzeugen (siehe die oben erwähnten ebenfalls
auf den Anmelder übertragenen
Patente und Patentanmeldungen). Das codierte Signal, das durch die
im Speicher gespeicherten Daten erzeugt werden kann, wird zurück zum Sender/Empfänger gesendet, wo
der Vergleich mit dem gespeicherten "passenden" Signal ausgeführt wird. Das codierte Signal
kann erzeugt werden, indem ein Träger mit dem gespeicherten Code
moduliert wird, wobei der Träger
die durch die im Schlüssel
enthaltenen Einrichtungen vom Sender/Empfänger empfangene Energie sein
kann oder aus dieser abgeleitet sein kann. In diesem letzteren Fall
kann das System von der TIRIS-Art sein, wobei der Schlüssel und
seine Schaltungsanordnung keine Bordleistungsquelle erfordern, wobei
sie als "batterielos" bezeichnet werden
können.
Dieser dritte Typ des Systems kann außerdem von der AVI-Art sein,
wobei in diesem Fall der Transponder typischerweise durch eine eingebaute
Leistungsquelle angetrieben wird.
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Die
Erkennungssysteme des obigen Typs können von der Vollduplex-Art
sein. Spezifisch kann der Sender/Empfänger gleichzeitig sowohl als
Sender als auch Empfänger
arbeiten, d. h., er kann gleichzeitig Energie an die im Schlüssel enthaltene Schaltungsanordnung
abstrahlen und für
die Analyse das durch eine derartige Schaltungsanordnung erzeugte
entsprechende Signal empfangen. Typischerweise ist im Vollduplexbetrieb
die Frequenz des durch den Sender/Empfänger zu der im Schlüssel enthaltenen
Schaltungsanordnung abgestrahlten modulierten Trägers von der Frequenz des durch
die im Schlüssel
enthaltene Schaltungsanordnung erzeugten und danach durch den Empfänger/Sender empfangenen
und analysierten modulierten Trägers verschieden.
Siehe das oben erwähnte
veröffentlichte
europäische
Patentdokument Nr. 0.613.108.
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Die
verfügbaren
Vollduplex-Transponder enthalten Vollwellengleichrichter, die die
Schaltungen auf einem einzelnen Siliciumchip mit einer Gleichspannung
versorgen. Diese Spannung, die normalerweise in der Größenordnung
von 2 Volt liegt, ist in der Größenordnung
von 0,7 bis 1,5 Volt niedriger als die maximale Spitzenwechselspannung
am Eingang des Gleichrichters. Dieser Spannungsabfall besitzt bei Langstreckenoperationen
seine Probleme, weil die verfügbare
Wechselspannung bis zu dem Zeitpunkt, zu dem sie ihr Ziel erreicht,
viel niedriger als erwünscht
ist.
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Die
herkömmlichen
Gleichrichterschaltungen für
Vollduplex-Transponder enthalten eine Schaltungsanordnung, die über die
elektromagnetische Kopplung der zwei Antennen Hochfrequenzenergie von
einer Leseeinheit zum Transponder sendet. In einer derartigen Schaltung
wird die Sinuswellen-Wechselspannung zwischen den zwei Spulen reflektiert, um
unter Verwendung einer Vollwellengleichrichterschaltung eine Gleichspannung
VDD zu erzeugen. Die herkömmlichen
Gleichrichterschaltungen enthalten vier Dioden, die zugeordnet sind,
um die Wechselspannung gleichzurichten. Wenn die Dioden leitend sind,
sind die Spulen, die mit der elektromagnetischen Kopplung die Verbindung
herstellen, negativ, wobei sie typischerweise einen Wert von etwa –0,6 Volt
aufweisen. Außerdem
ist der Maximalwert von VDD kleiner als
die maximale Spannung an den Spulen. Im Ergebnis ist es teuer, die
Dioden in einer Implementierung einer Gleichrichter schaltung zu
verwirklichen, in der die Dioden vom Substrat unabhängig sind,
wie z. B. mit einer Schottky-Diode oder einer n-poly/p-poly-Diode.
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DE 34 00 973 A1 offenbart
eine Gleichrichterschaltung für
die monolithische Integration, die vier Transistoren umfasst. Sie
wendet sich dem Problem der Substratdioden zu, die zwischen den
Elementen der Gleichrichterschaltung und dem Substrat ausgebildet
sind, die leitend werden. Das Substrat muss mit dem negativen Anschluss
der Brückenschaltung
verbunden sein, wenn der Gleichrichter Bipolartransistoren umfasst,
und mit dem positiven Anschluss, wenn der Gleichrichter Feldeffekttransistoren
umfasst.
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Im
Kern gibt es einen Bedarf an einer effizienteren Vollduplex-Transponderschaltung,
die einen Vollwellengleichrichter enthält.
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Ein
Versuch, die Gleichrichterschaltung aufzunehmen, enthält ein Netzwerk
aus einfachen Dioden, denen N-Kanal-Transistoren zugeordnet sind.
In einer derartigen Schaltung wird die negative Halbwelle des Wechselstroms
durch eine Schaltung gespeist. Um einen Stromfluss in der Sperrrichtung
zu vermeiden, arbeitet ein P-Kanal-Transistor als eine Diode. Das
Problem, wenn der P-Kanal-Transistor als
eine Diode arbeitet, ist, dass es nicht möglich ist, diese Schaltung
mit der Schaltung zu verwenden, die eine kapazitive EEPROM-Abstimmung
verwendet. Für
die Transponder-Operation ist diese Einschränkung nicht akzeptabel.
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Um
die speziellen Notwendigkeiten der Operation einer Transponder-Schaltung
anzusprechen, sind vier N-Kanal-Transistoren verwendet worden, um
eine Gleichrichterschaltung zu bilden. In dieser Schaltung gibt
es, zurückzuführen auf
die aktiven Schalter N1 und N2, fast keine negativen Spannungsabfälle. Es
sind keine anderen Dioden notwendig. Außerdem ist die kapazitive Abstimmung
für große N-Kanal-Transistoren
möglich.
Ein Nachteil bei dieser Schaltung ist jedoch, dass die Spannungsabfälle über den
N-Kanal-Transistoren, die VDD liefern, übermäßig sein
können,
z. B. der Größenordnung von
1,6 Volt. Eine derartige Schaltung ist in K. Klosa, Kontaktlose
RF-Identifikationssysteme-Funktionsweise, SCHALTUNGSTECHNIK UND
REALISIERUNG DES RF-INTERFACES, GME Mikroelektronik, Dresden, Deutschland,
1993, beschrieben.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Es
gibt angesichts der obigen Einschränkungen einen Bedarf an einer
Schaltung und einem Verfahren des Betriebs, die bzw. das für einen
Vollduplex-Transponder die maximale verfügbare VDD-Spannung
bereitstellt.
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Es
gibt ferner einen Bedarf an einem Transponder, der eine Gleichrichterschaltung
umfasst, die für
eine gegebene Eingangsspannung eine größere Ausgangsspannung bereitstellt.
Die Gleichrichterschaltung kann im Zusammenhang mit der Regulatorschaltung
und einer kapazitiven Abstimmschaltung verwendet werden.
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Durch
den Transponder der vorliegenden Erfindung werden die vorangehenden
Nachteile beseitigt und der Bedarf gedeckt.
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Demzufolge
schafft die vorliegende Erfindung einen Transponder, der einem dazu
passenden Element zugeordnet ist, das in der Weise arbeitet, dass
es einen Steuermechanismus einer Vorrichtung steuert, wobei das
passende Element eine Einrichtung enthält, die dann, wenn sie von
einer Sender/Empfänger-Antenne
gesendete Energie empfängt,
ein eindeutiges Erkennungssignal im Transponder erzeugt, wobei die
Steuerung der Vorrichtung nur möglich
ist, wenn gleichzeitig sowohl der Steuermechanismus in Betrieb ist
als auch durch das passende Element ein Erkennungssignal erzeugt
wird, wobei der Transponder einen Vollwellengleichrichter umfasst,
der umfasst: einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor,
die ein erstes Transistorpaar bilden; einen dritten Transistor und
einen vierten Transistor, die in Kombination ein zweites Transistorpaar
bilden; wobei das erste Transistorpaar und das zweite Transistorpaar
durch Wechselspannungseingangssignale gesteuert werden, um einen
vollwellengleichgerichteten Wechselspannungsausgang zu erzeugen;
und eine Regulatorschaltung, die das erste Transistorpaar und das
zweite Transistorpaar von kapazitiven Lasten des Vollduplex-Transponders entkoppelt.
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In
einer Ausführungsform
stellt der enthaltene Vollwellengleichrichter unter Verwendung von zwei
P-Kanal-Transistorschaltern, um den Spannungsabfall zwischen der
Spitzenwechselspannung und der Ausgangsspannung des Gleichrichters,
VDD, zu minimieren, die maximale Spannung
bereit. Zwei N-Kanal-Transistoren arbeiten als Schalter, um den Spannungsabfall
zwischen Masse und dem Substrat der integrierten Schaltung zu minimieren.
Der Vollwellengleichrichterschaltung ist ferner eine serielle Regulatorschaltung
zugeordnet, um die zwei P-Kanal-Schalter
von den dem Vollduplex-Transponder zugeordneten kapazitiven Lasten
zu entkoppeln.
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Ein
weiterer technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass
sie die Kombination einer kapazitiven Abstimmschaltung mit der Gleichrichterschaltung
erlaubt. Dies ist infolge der großen N-Kanal-Transistoren so,
die den Wechselstrom leiten. Die enthaltenen parasitären Dioden
zwischen dem Substrat und sowohl den Drains der N-Kanal-Transistoren
und denjenigen der P-Kanal-Transistoren als auch den Wannen der
N-Kanal-Transistoren sind in einer richtigen Richtung, um Spulenspannungen
unter den Schaltpegeln der zugeordneten Transistoren zu erlauben.
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Vorteilhafte
weitere Ausführungsformen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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Die
Erfindung in ihrer Gebrauchsart und ihre Vorteile werden am besten
unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung veranschaulichender Ausführungsformen,
wenn sie zusammen mit der beigefügten
verallgemeinerten schematischen Zeichnung gelesen wird, am besten
verstanden, worin:
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1a und 1b verallgemeinerte
Darstellungen von Erkennungssystemen sind, die die neuartigen Konzepte
der vorliegenden Erfindung verwenden können;
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2 die
Konfiguration des Standes der Technik für die Transponder-Schaltung veranschaulicht,
die einen Vollwellengleichrichter auf Diodenbasis enthält;
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3 die
Kurve der VDD-Ausgangsspannung für den Vollwellengleichrichter
des Standes der Technik nach 2 zeigt;
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4 die
Vollwellengleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform
für die
Verwendung in einer Schaltung, die zu der nach den 1a und 1b ähnlich ist,
veranschaulicht;
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5 die
Kurve der Ausgangsspannung, VDD, der Gleichrichterschaltung
in der vorliegenden Ausführungsform
veranschaulicht;
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6 die
Operation einer kapazitiven Abstimmung darstellt, die die vorliegende
Ausführungsform
möglich
macht;
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7 eine
Ausführungsform
einer Regulatorschaltung veranschaulicht, die mit der Gleichrichterschaltung
der vorliegenden Ausführungsform
verwendet werden kann; und
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8 die
Ausgangsspannung der Regulatorschaltung nach 5 veranschaulicht.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die 1a und 1b veranschaulichen
im Allgemeinen die Erkennungssysteme 10, die die neuartigen
Konzepte der vorliegenden Erfindung verwenden können. In 1a enthalten
derartige Systeme einen Sender/Empfänger 12, der oft als
eine Abfrageeinrichtung oder eine Leseeinrichtung bezeichnet wird,
und den Transponder 14, der manchmal als ein Etikett bezeichnet
wird. Die Abfrageeinrichtung 12 ist eine tragbare oder
stationäre
Einheit, die über die
eine Antenne 16 Energie sowohl senden als auch empfangen
kann. Der Transponder 14, der selbstangetrieben oder "batterielos" sein kann, kann über eine
enthaltene Antenne 18 Energie empfangen, wobei er als eine
Folge dessen den Sender/Empfänger 12 beeinflussen
oder über
die Antenne 18 Energie an ihn senden kann. Der Transponder 14 ist
normalerweise tragbar, wobei er typischerweise einem schlüsselähnlichen
Element 20 zugeordnet oder an einem schlüsselähnlichen
Element 20 befestigt ist, das die Identifikation, die Zählung, die
Weiterleitung, die Sortierung oder dergleichen erfordern kann.
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In
der typischen Verwendung sendet die Abfrageeinrichtung 12 entweder
kontinuierlich oder selektiv Abfragesignale, die vorgegebene Eigenschaften
besitzen, in der Form elektromagnetischer Energie, wie z. B. Hochfrequenzenergie
(HF-Energie). Der selektive Betrieb kann manuell durch einen Anwender
eingeleitet werden, der das schlüsselähnliche
Element 20 wahrnimmt, und der wünscht, Signale von dem schlüsselähnlichen
Element 20 zu identifizieren, zu zählen, weiterzuleiten oder zu
sortieren. Die selektive Operation kann außerdem durch das schlüsselähnliche
Element 20 eingeleitet werden, das sich unmittelbar bei
der Abfrageeinrichtung 12 befindet oder sich an der Abfrageeinrichtung 12 vorbei
bewegt. Der Transponder 14, der dem schlüsselähnlichen
Element 20 zugeordnet ist oder am schlüsselähnlichen Element 20 angebracht
ist, kann zur Abfrageeinrichtung 12 entweder "passen" oder nicht "passen". Falls der Transponder 14 dazu
passt, ist das geeignete schlüsselähnliche
Element 20 vorgesehen, um identifiziert und gezählt, weitergeleitet, sortiert
oder dergleichen zu werden. Falls der Transponder 14 nicht
dazu passt, ist das zugeordnete schlüsselähnliche Element nicht vorgesehen,
um identifiziert, gezählt,
weitergeleitet, sortiert oder dergleichen zu werden.
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Ein
passender Transponder 14 empfängt das Abfragesignal über die
zugeordneten Antennen 18 und schickt ein vorgegebenes Erkennungssignal zurück, d. h.,
um entweder die Abfrageeinrichtung 12 in einer vorgegebenen
Weise zu beeinflussen oder ein Signal an sie zu senden, das in einer
vorgegebenen Weise codiert ist. Ein nicht passender Transponder 14 reagiert
entweder überhaupt
nicht auf die empfangene Energie oder antwortet mit einem anderen
als dem vorgegebenen Erkennungssignal. Das Abfragesignal und seine
mit ihm in Beziehung stehende Energie, die durch die Abfrageeinrichtung 12 gesendet
und durch den Transponder 14 empfangen werden, werden als
S1 bezeichnet. Das Erkennungssignal und seine mit ihm in Beziehung
stehende Energie oder das zurückgeschickte
Signal, das das Erkennungssignal in Reaktion auf das Abfragesignal S1
erzeugt, werden als S2 bezeichnet.
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Die
Systeme 10 des in den vorausgehenden Absätzen beschriebenen
Typs können
von der TIRIS-Art sein, wobei sie den Transponder 14 enthalten
können,
der batterielos sein kann, d. h., der keine Bordleistungsversorgung
enthalten kann. Die Schaltungsanordnung dieser Typen von Transpondern 14 wird
durch die über
die Antennen 16, 18 von der Abfrageeinrichtung 12 empfangene
Energie im Erkennungssignal S1 angetrieben. In dieser Weise kann der
Transponder 14 äußerst klein
gemacht werden. In der Tat kann ein Transponder 14 des
batterielosen Typs oft für
den Zweck der späteren
Identifikation oder Zählung
in Vieh subkutan implantiert sein.
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Die
Transponder 14 irgendeines der obigen Systeme 10 können auf
Kosten der Kleinheit in der Größe durch
eine Bordleistungsquelle angetrieben werden. In den AVI-Systemen 10 werden
die Transponder 14 innerhalb der Fahrzeuge 22 befördert. In Reaktion
auf das an einem ausgewählten
Standort, wie z. B. an einem Gebührenhäuschen,
zu einem sich bewegenden Fahrzeug gesendete Abfragesignal S1 antworten
derartige Transponder 14 mit dem Signal S2, das die Abfrageeinrichtung 12 über die Identität des Fahrzeugs 22 informiert.
Diese Informationen werden wiederum verwendet, um mit einer später verschickten
Rechnung die Tatsache aufzeichnen, dass in der Vorrichtung 22 eine
Gebühr
geschuldet wird.
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In
den Systemen des AVI-Typs müssen
die Signale S1 und S2 infolge des typischen großen Abstandes zwischen der
Abfrageeinrichtung 12 und dem Transponder 14 relativ
stark sein. In anderen Erkennungssystemen 10, insbesondere
in denjenigen, die batterielos sind, sind die Signale 51 und
S2 relativ schwächer.
In beiden Fällen
ist es erwünscht,
dass der Transponder 14 die richtige Sendung und den richtigen
Empfang der Signale S1 und S2 effizient ausführt.
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Eine
Variation des obigen Systems 10 ist in 1b veranschaulicht,
das zum System nach 1a ähnlich ist, mit Ausnahme, dass
der Vorrichtung 22 ein Steuermechanismus 24 zugeordnet
ist, während
dem Transponder 14 ein schlüsselähnliches Element 26 für den Steuermechanismus 24 zugeordnet
ist. In einem spezifischen Beispiel dieses Typs des Systems 10,
das als eine Diebstahlabwehrfunktion dient, kann die Vorrichtung 22 das
Fahrzeug 28 sein, der Steuermechanismus 24 kann
ein Zündschalter
sein, der eine durch einen Schüssel
betätigte Sperre
enthält,
und das schlüsselähnliche
Element 26 kann ein Schlüssel oder ein anderes Bedienungselement
sein. Der Transponder 14 kann von der batterielosen Miniaturart
sein, wobei er vorzugsweise in das schlüsselähnliche Element 26 eingebettet
ist. Die Nähe
des Induktors 18 des Transponders 14 im schlüsselähnlichen
Element 26 zur Antenne 16 der Abfrageeinrichtung 12 koppelt
die Antennen 16, 18 effizient, um die oben beschriebene
Sendung und den oben beschriebenen Empfang der Signale S1 und S2
zu erlauben.
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2 veranschaulicht
einen Teil der Schaltungsanordnung eines Vollduplex-Transponders 14 ausführlicher,
der die vorliegende Ausführungsform verwenden
kann, wobei sie insbesondere die Vollwellengleichrichterschaltung 40 auf
Diodenbasis des Standes der Technik zeigt. In der Transponder-Schaltung 14 des
Standes der Technik nach 2 ist die SPULE1 mit der Antenne 18 und
mit dem Knoten 42 verbunden. Die SPULE2 ist außerdem sowohl
mit der Antenne 18 als auch mit dem Knoten 44 verbunden. Der
Kondensator 46 verbindet zwischen den Knoten 42 und 44.
Die Zener-Dioden 48 und 50 beugen in Bezug auf Überspannung
vor. Der Vollwellengleichrichter 40 des Standes der Technik
stellt an den Knoten 56 und 58 eine Verbindung
zwischen den Leitungen 52 und 54 her, wobei er
die Dioden D1, D2, D3 und D4 enthält. Vom Knoten 62 erscheint
die Spannung VDD vom Vollwellengleichrichter 40 des
Standes der Technik. Der Kondensator CL filtert
einen Teil des Wechselstromanteils des Vollwellengleichrichters 40 zur
Masse.
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3 veranschaulicht
die Ergebnisse der Verwendung des Vollwellengleichrichters 40 des Standes
der Technik, um die Arbeitsspannung VDD des
Transpon ders 14 zu erzeugen. Wie 3 deutlich
zeigt, verlaufen die Spannung der SPULE 1 mit der Kurve 64 und
die Spannung der SPULE 2 mit der Kurve 66 zum Vollwellengleichrichter 40.
Die Ausgangsspannung VDD mit der Kurve 68 zeigt,
dass weniger als alles der maximalen Spannungen der SPULE 1 und
der SPULE 2 als die Maximalspannungen VDD erscheinen.
Die niedrigere Spannung ergibt sich aus der Diodenkonfiguration
des Vollwellengleichrichters 40. Die Ausgangsspannung VDD des Vollwellengleichrichters 40 ist
um so viel wie 0,7 V bis 1,5 V niedriger als die maximale Spitzenwechselspannung am
Eingang des Vollwellengleichrichters 40. Durch das Ersetzen
des Vollwellengleichrichters 40 durch den im Transponder
der vorliegenden Ausführungsform
enthaltenen Vollwellengleichrichter ergibt sich die maximal verfügbarere
VDD-Spannung. Infolge der höheren Eingangsspannung
in den Regulator, der dem Vollwellengleichrichter zugeordnet ist,
liefert die vorliegende Ausführungsform
eine höhere
Regulatorausgangsspannung. Dies schafft eine verbesserte Operation über weite
Entfernungen des Erkennungssystems mit einer niedrigeren Eingangsspannung.
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4 zeigt
eine Ausführungsform
der Gleichrichterschaltung 70, die im Transponder der vorliegenden
Ausführungsform
enthalten ist, die die N-Kanal-Transistoren
N1 und N2 und die P-Kanal-Transistoren P1 und P2 enthält. Das
Gate 72 des N-Kanal-Transistors N1 ist mit der SPULE 2 74 und mit
der Source 76 des N-Kanal-Transistors N2 verbunden. Das
Gate 78 des N-Kanal-Transistors N2 ist mit der SPULE 1 80 und
mit der Source 82 des N-Kanal-Transistors N1 verbunden.
Der Drain 84 des N-Kanal-Transistors N1 und der Drain 86 des
N-Kanal-Transistors
N2 sind beide mit der Masse 88 verbunden. Die SPULE 1 80 ist
außerdem
mit dem Gate 90 des P-Kanal-Transistors P2 und der Source 92 des
P-Kanal-Transistors
P1 verbunden. Die SPULE2 74 ist außerdem mit dem Gate 94 des
P-Kanal-Transistors P1 und der Source 96 des P-Kanal-Transistors
P2 verbunden. Der Drain 98 des P-Kanal-Transistors P1 und
der Drain 100 des P-Kanal-Transistors P2 sind beide mit der VDD-Spannungsquelle 102 verbunden.
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5 zeigt
den Impulsplan 110 der VDD-Spannung,
der die vertikale Achse 112, die die Spannungswerte darstellt,
und die horizontale Achse 114, die die Zeit t darstellt,
enthält.
Die Gleichrichterschaltung 70 arbeitet, um die Spannung
zu erzeugen, die die Linie 116 darstellt, die die Addition
der positiven Spannung an der SPULE 1 80 und der SPULE
2 74 ist. Mit anderen Worten, die Spannung, die die Linie 116 darstellt,
ergibt sich aus der Addition der Spannung der SPULE 1 80,
die die Linie 118 darstellt, und der Spannung der SPULE
2 74, die die Linie 120 darstellt.
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Die
Gleichrichterschaltung 70 schafft die Vorteile des Beseitigens
des Spannungsabfalls von VDD, der in herkömmlichen
Gleichrichterschaltungen vorhanden ist, weil die N-Kanal-Transistoren
N1 und N2 den Spannungsabfall zwischen Masse und Substrat minimieren,
während
die P-Kanal-Transistoren P1 und P2 den Spannungsabfall zwischen
der Spitzenwechselspannung zum Erzeugen von VDD und
der Gleichrichterausgangsspannung VDD minimieren.
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Im
Betrieb werden die N-Kanal-Transistoren N1 und N2 und die P-Kanal-Transistoren P1 und
P2 abwechselnd in einer zur Operation der Dioden einer Gleichrichterbrückenschaltung ähnliche
Weise "EIN"- und "AUS"-geschaltet. Die
Wechselspannung von der SPULE 1 80 steuert das Gate 78 des
N-Kanal-Transistors N2 und das Gate 90 des P-Kanal-Transistors
P2, während
die SPULE 2 74 das Gate 74 des N-Kanal-Transistors
N1 und das Gate 94 des P-Kanal-Transistors P1 steuert.
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Die
Gleichrichterschaltung 70 enthält die P-Kanal-Transistoren
P1 und P2, um den Spannungsabfall zwischen den Wechselströmen der
SPULE 1 80 und der SPULE 2 74 zu minimieren. Bei
sehr niedrigen Eingangsspannungen steuern die inhärenten Dioden
der N-Kanal-Transistoren N1 und N2 und der P-Kanal-Transistoren
P1 und P2 den Schaltungsbetrieb der Gleichrichterschaltung 70,
bis es eine ausreichende Spannung gibt, um ihre Schaltoperation
zu steuern. Dies tritt auf, weil die Sperrschichtdioden vom Drain 82 des
N-Kanal-Transistors N1 und vom Drain 76 des N-Kanal-Transistors
N1 und vom Drain 96 des P-Kanal-Transistors P2 und vom
Drain 92 des P-Kanal-Transistors P1 in der gleichen Richtung
der Dioden leiten, die oft in einem herkömmlichen Vollwellengleichrichter
er scheinen. Mit anderen Worten, für die Spannungen in der SPULE
1 80 und der SPULE 2 74, die unter den Schaltspannungspegeln
für die
vier Transistoren liegen, arbeiten die Dioden bereits. Es wird angemerkt,
dass für
P-Kanal-CMOS-Komponenten
in der Gleichrichterschaltung 70 die Schaltungen in einer
komplementären Weise
zu definieren sind. Außerdem
müssen
die Gates der N-Kanal-Transistoren
N1 und N2 und der P-Kanal-Transistoren P1 und P2 ferner durch eine spezifisch
anwendbare Steuerlogik gesteuert werden, falls gewünscht.
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Ein
weiteres attraktives Merkmal der vorliegenden Ausführungsform
ist, dass sie einen verbesserten Betrieb über weite Entfernungen mit
niedrigeren Eingangsspannungen bezüglich Transpondern mit herkömmlichen
Gleichrichterschaltungen schafft. Dies ist infolge der höheren Eingangsspannung
VDD so, die die Gleichrichterschaltung 70 erzeugt.
Die höhere
VDD-Spannung erzeugt eine höhere Ausgangsspannung
für den
zugeordneten Regulator (siehe 7), der
mit der Gleichrichterschaltung 70 verbunden ist. Es gibt
bei der vorliegenden Ausführungsform
einen höheren
Grad der Fluktuationen in VDD. Der zugeordnete
Regulator, der VDD empfängt, kann jedoch diese Spannungsfluktuationen
effektiv glätten.
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Eine
Betrachtung der Implementierung der vorliegenden Ausführungsform
der Erfindung, die durch die Gleichrichterschaltung 70 von 1 gegeben ist, ergibt, dass eine Kondensatorabstimmschaltung
mit der Gleichrichterschaltung 70 kombiniert werden kann.
Dies ist in 6 als eine Brückenschaltungskonfiguration 130 gezeigt,
in der der Induktor 132 mit dem Kondensator CR und
den Abstimmkondensatoren C1 und C2 parallel geschaltet ist. Der Knoten 134 ist
mit der SPULE 1 80 verbunden, während der Knoten 136 mit
der SPULE 2 74 verbunden ist. Im Betrieb, wenn die Spannung
der SPULE 1 80 die Spannung der SPULE 2 74 überschreitet,
fließt
Strom vom Abstimmkondensator C1 zur Masseverbindung 138,
zum N-Kanal-Transistor N2, zu CR und zu C1. Wenn andererseits die
Spannung der SPULE 2 74 die der SPULE 1 80 überschreitet,
fließt
Strom vom Abstimmkondensator C2 zur Masse 138, zum N-Kanal-Transistor
N1, zu CR und zum Abstimmkondensator C2. Deshalb müssen die
Transistoren N1 und N2 aus reichend groß sein, um einen Qualitätsverlust
für die
Abstimmkondensatoren zu vermeiden, wobei nur Dioden nicht ausreichend
sind.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
einer Regulatorschaltung 140, die im Zusammenhang mit der Gleichrichterschaltung 70 verwendet
werden kann. Die Regulatorschaltung 140 entkoppelt die
zwei p-Kanal-Schalter vom Kondensator. Im Ergebnis wird das Schalten
durch die kapazitive Last nicht negativ beeinflusst. In der Regulatorschaltung 140 erscheint die
VDD-Spannung 102 am Knoten 142.
Der Widerstand 144 leitet den Strom zum Knoten 146,
der die Spannung für
den Drain 148 der Diode D1 definiert. Die Spannung an der
Diode D1 bestimmt den Spannungspegel des Drains 152 der
Diode D3. Die Diode D3 leitet den Strom, den sie zur Masse 154 leitet.
Der Knoten 152 steuert die Spannung für die Diode M1, während der
Knoten 156 die Spannung für den Drain 166 der
Diode M1 hält.
Die Diode M1 bestimmt den Spannungspegel VCC,
der der Wechselstromanteil ist, den der Kondensator CVcc zur
Masse 154 überbrückt. Mit
anderen Worten, die Diode M1 stabilisiert den Wert von VCC, während
die Dioden D1, D2 und D3 die Referenzspannung für die Diode M1 definieren.
Die Diode M1 leitet nur, falls VDD ausreichend
hoch ist.
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8 stellt
eine graphische Darstellung 160 der Spannung bereit, wobei
sie die Wirkung des Einbeziehens der erfinderischen Konzepte der
Regulatorschaltung 140 in die Gleichrichterschaltung 70 veranschaulicht.
Die graphische Darstellung 160 der Spannung zeigt längs der
vertikalen Achse 162 die Spannungspegel V1 und
längs der
horizontalen Achse 164 die Zeit t. Die Spannungslinie 166 stellt
den VDD-Spannungspegel 102 dar.
Die Linie 166 veranschaulicht die VCC-Ausgangsspannung
aus der Regulatorschaltung 140.