DE69730418T2 - Digitaler empfänger - Google Patents

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    • H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
    • H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf digitale Empfänger, die in einer Umgebung funktionieren, in der es bekannte Nebenkanalinterferenz gibt, und insbesondere auf einen digitalen Fernsehempfänger, wie einen HDTV-Empfänger, der zum Austasten bekannter Nebenkanalinterferenz, beispielsweise Nebenkanal-NTSC-Interferenz, ein Sperrfilter benutzt, sowie einen Equalizer zum Ausgleichen von Mehrstreckenkanälen ohne Versuch, die bekannte Nebenkanalinterferenz auszugleichen.
  • Die FCC ("Federal Communications Commission") hat neulich eine verbesserte Fernsehnorm (ATV) genehmigt, die sich mit Hochauflösungsfernsehsignalen (HDTV) und mit Standardauflösungsfernsehsignalen (SDTV) für terrestrische Sendungen befasst. Die HDTV-Signale werden entsprechend dem MPEG-2-Codierungsprotokoll (wie dies in dem ISO/IEC 13818 Dokument beschrieben worden ist) codiert, wobei "MPEG" Folgendes Bedeutet: "Movin Pictures Experts Group", welche diese Codierungsnorm vorgeschlagen hat. Das HF-Übertragungsschema, das wahrscheinlich benutzt wird, ist das Trellis-codierte 8-VSB("Vestigal SideBand")System, entwickelt von "Grand Alliance member Zenith Electronics". Dieses System ist in einer Veröffentlichung mit dem Titel: "VSB Transmission System: Technical Details", den 18. Februar 1994 detailliert beschrieben worden.
  • Die FCC wird erfordern, dass ATV-Signale zunächst (wenigstens einige Jahre) unter Verwendung zur Zeit unbenutzter analoger NTSC-Fernsehkanäle (manchmal als "Tabu"-Kanäle bezeichnet) gesendet werden, da ATV-Sendesysteme wenigstens während dieser Anfangsperiode gemeinsam mit herkömmlichen analogen NTSC-Sendesystemen existieren. Das resultierende gleichzeitige Senden digitaler ATV- und analoger NTSC-Signale wird oft als "Simulcasting" bezeichnet. Ein praktischer HDTV-Empfänger muss imstande sein, die resultierende Nebenkanal-NTSC-Interferenz ohne außergewöhnliche Verstärkung der Rauschanteile auszuschalten, damit er einwandfrei funktioniert. In dieser Hinsicht wurden bereits eine Vielzahl verschiedener Lösungen vorgeschlagen, wie nachstehend noch näher beschrieben wird.
  • Ein von Zenith Electronics entwickeltes 8-VSB-System (siehe US-A-5 583 889) bekämpft Nebenkanalinterferenz durch Verwendung eines Kammfilters in dem HDTV-Empfänger zum Einführen von Nullen in das digitale Spektrum an den Frequenzstellen der NTSC-Bild-, Farb- und Tonträger. Wenn in dem HDTV-Empfänger Nebenka nal-NTSC-Interferenz vorhanden ist, wird das Kammfilter als Teilantwortkanal in Reihe mit dem Trellis Decoder behandelt. Ein wesentlicher Nachteil dieser Annäherung zur Bekämpfung von Nebenkanal-NTSC-Interferenz ist, dass die Leistung des Kammfilters und folglich die Gesamtleistung des HDTV-Empfängers, wesentlich degradiert wird, wenn Nebenkanal-NTSC-Interferenz und ein hoher Pegel additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN) in dem empfangenen Signal vorhanden sind. Dies ist weil das AWGN nicht weiß bleibt, nachdem es mit Hilfe des Kammfilters gefiltert worden ist, sonders "gefärbt" wird, was bedeutet, dass die Rauschabtastwerte nicht unabhängig voneinander genommen werden. Die beeinträchtig an sich wieder die Leistung des Trellis Decoders, der zum Leisten in einem AWGN-Kanal optimiert wird. Ein anderer wesentlicher Nachteil dieser Annäherung zur Bekämpfung von Nebenkanal-NTSC-Interferenz ist, dass das Kammfilter beim Fehlen von Nebenkanal-NTSC-Interferenz abgeschaltet werden soll, weil es sonst das Rauschen außergewöhnlich verstärkt.
  • Das US Patent mit der Nummer 5.291.291, auf den Namen von Eilers, beschreibt ein ATV-System mit reduzierter Nebenkanal-NTSC-Interferenz, wobei die beliebige NTSC-Empfänger betreffende Rauschempfindlichkeitscharakteristik benutzt wird zum Formen der ATV-Senderleistungskurve. Ein komplementäres Filter ist in dem ATV-Empfänger einverleibt zum Kompensieren der geformten ATV-Senderleistungskurve. Die geformte ATV-Leistungskurve betont Signale mit den Frequenzen, bei denen die NTSC betreffende beliebige Rauschempfindlichkeit niedrig ist und dämpft Signale mit den Frequenzen, bei denen die NTSC betreffende Empfindlichkeit hoch ist. Wesentliche Nachteile dieser Annäherung zur Bekämpfung von Nebenkanal-NTSC-Interferenz sind, dass dies Modifikation des ATV-Übertragungssystems erfordert, und aufwendige Modifikationen des ATV-Empfängers erfordert.
  • Die US Patente mit den Nummern 5.452.015 und 5.512.957, beide auf den Namen von Hulyalkar, und beide zugeordnet zu der vorliegenden Erfindung, beschreiben ein ATV-System mit einem Codierungs/Übertragungssystem, das einen "Bi-Rate"-Block enthält (zum Wählen zwischen 8-VSB und 4-VSB-Modulation) und mit betreffenden 8-VSB und 4-VSB-"Trellis-Vorcodierungs"-Blöcken und mit einem ATV-Empfänger mit einem Decoder, der entworfen worden ist zum Verarbeiten des subset-begrenzten Trellis vorcodierten ATV-Signals, das von dem Sender übertragen wird.
  • Der Hulyalkar ATV-Empfänger benutzt ein Nebenkanal NTSC Interferenzsperrfilter und einen Decoder, der Nebenkanal NTSC Interferenz derart verarbeitet, dass ein Restinterferenzspektrum erzeugt, das an dem Ausgang des Sperrfilters so flach wie nur möglich ist. Das Filter benutzt die Tatsache, dass nur der Bild- und der Tonträger genügend gedämpft werden soll und tastet die Nebenkanal NTSC Interferenz aus, wobei es nur eine geringe Degradation in der Leistung gibt, wenn AWGN vorhanden ist. Nachteile dieser Annäherung zur Bekämpfung von Nebenkanal NTSC Interferenz sind, dass sie die Verwendung eines "Subset begrenzten Trellis Codierungs" Vorcodierers in dem Sender des ATV Übertragungssystems erfordert (wodurch auf diese Weise der Übertragungsstrom geändert wird) und einen entsprechenden Decoder und ein Sperrfilter in dem Empfänger des ATV Übertragungssystems.
  • Das US Patent mit der Nummer 5.572.249 vom 5. November 1996, dessen Erfinder der Erfinder der vorliegenden Erfindung ist, und dessen Vertreter der Vertreter der vorliegenden Erfindung ist, beschreibt ein Filter, das benutzt werden kann zur Nebenkanal NTSC Interferenzunterdrückung in einem ATV-System, ohne dass außergewöhnliche Rauschverstärkung auftritt. Insbesondere könnte dieses Filter in einem Vorcodierer in dem ATV Sender verwendet werden und das gleiche Filter, das als Nebenkanal NTSC Interferenzsperrfilter in dem ATV Empfänger verwendet wird. Selbstverständlich bringt dies die gleichen Nachteile mit sich, die oben im Zusammenhang mit den Hulyalkar-Patenten beschrieben wurden.
  • Auf Basis den Obenstehenden dürfte es einleuchten, dass es zur Zeit eine Nachfrage nach einem digitalen Empfänger gibt, der die oben beschriebenen Nachteile der zur Zeit verfügbaren Technologie nicht aufweist. Insbesondere gibt es zur Zeit eine Nachfrage nach einem digitalen Empfänger, beispielsweise einem HDTV- oder einem ATV-Empfänger, der mit einem Nebenkanalinterferenzsperrfilter versehen ist, das die Verwirklichung eines ATV-Systems ermöglicht, wobei das Sperrfilter in dem Empfänger nur zum Austasten der Nebenkanalinterferenz, ohne dass ein Vorcodierer in dem Sender erforderlich ist und ohne dass eine Änderung in dem übertragenen Bitstrom erforderlich ist. Die vorliegende Erfindung erfüllt dieses Bedürfnis.
  • Die vorliegende Erfindung wird definiert durch Anspruch 1. Die Unteransprüche definieren vorteilhafte Ausführungsformen.
  • Die vorliegende Erfindung, die in dem beiliegenden Patentanspruch 1 definiert ist, bezieht sich auf einen digitalen Empfänger (beispielsweise einen ATV- oder einen HDTV-Empfänger), der digitale Signale (beispielsweise ATV- oder HDTV-Signale) empfängt und der einen Equalizer umfasst zum Ausgleichen von Mehrstreckenkanälen mit bekannter Nebenkanalinterferenz (beispielsweise Nebenkanal NTSC Interferenz), die darin vorhanden ist. Im Allgemeinen wird der Equalizer, obschon die primäre Aufgabe des Equalizers ist, die Mehrstreckenkanäle auszugleichen, im Beisein der Nebenkanalinterferenz normalerweise versuchen, auch die Nebenkanalinterferenz auszutasten. Nach der vorliegenden Erfindung ist in dem digitalen Empfänger hinter dem Equalizer ein Nebenkanalinterferenzsperrfilter vorgesehen und der Equalizer wird derart geändert, dass er nicht versuchen wird, die Nebenkanalinterferenz auszugleichen. Auf diese Weise erfolgt die Nebenkanalinterferenzaustastung primär durch das Sperrfilter, während der Mehrstreckenausgleich (Korrektur) die exklusive Funktion des Equalizers ist. Dies führt zu einer besseren Nebenkanalleistung als diejenige, die dadurch erhalten werden kann, dass man sich auf den Equalizer allein verlässt um die beiden Funktionen zu erfüllen. Das Nebenkanalinterferenzsperrfilter ist vorzugsweise ein Filter mit mehreren Abgriffen mit festen Filterkoeffizienten, die entworfen worden sind zum Optimieren der Sperrung der bekannten Nebenkanalinterferenz. Ein geeignetes derartiges Sperrfilter, das in der Praxis der vorliegenden Erfindung benutzt werden kann, ist das Filter, wie in dem oben genannten Patent mit der Nummer 5.572.249 beschrieben.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Entscheidungsrückkopplungsequalizers,
  • 2 ein Blockschaltbild einer Kombination, die ein Nebenkanalinterferenzsperrfilter und einen modifizierten Entscheidungsrückkopplungsequalizer enthält, der eine erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bildet, und
  • 3 ein Blockschaltbild einer Kombination, die ein Nebenkanalinterferenzsperrfilter und einen modifizierte Entscheidungsrückkopplungsequalizer enthält, der eine zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält.
  • In 1 wird nun ein herkömmlicher Entscheidungsrückkopplungsequalizer (DFE) 20 beschrieben, der zum Korrigieren von Mehrstrecken- und Nebenkanalinterferenz in herkömmlichen digitalen Fernsehempfängern benutzt wird. Der übertragene Datenstrom, durch ak bezeichnet, ist ein 8-VSB-Signal, das einen von acht verschiedenen diskreten Pegeln hat, und zwar –7, –5, –3, –1, +1, +3, +5 und +7, wobei der Index k den Zeitindex des mit der A/D Abtastrate abgetasteten Signals bezeichnet. Der Eingang zum Equalizer 20, d. h. der empfangene Datenstrom, durch rk bezeichnet, ist die Faltung des übertragenen Datenstroms ak mit dem unbekannten Mehrstreckenkanal hk plus dem additiven Rauschen, durch nk bezeichnet, und der Nebenkanalinterferenz, durch ik bezeichnet, die durch die nachfolgenden Gleichungen (1) und (2) definiert: rk = hk*ak + nk + ik (1)
    Figure 00050001
    wobei * Faltung bedeutet. Da der Equalizer 20 derart funktioniert, dass er den übertragenen Datenstrom ak wiederherstellt, wird versucht, den Mehrstreckenkanalanteil hk sowie den Nebenkanalinterferenzanteil ik auszugleichen.
  • Insbesondere umfasst der Equalizer 20 ein Vorwärtsfilter 22, das ein FIR-Filter mit einer Anzahl Lf Abgriffen ist und betreffenden Filterkoeffizienten f0fLf–1, wobei die Verzögerung zwischen jedem Abgriff vorzugsweise einem Symbolintervall des übertragenen Datenstroms ist, was der Reziprokwert der A/D Abtastrate des übertragenen Datenstroms ist, was in dem Fall des 8-VSB-Signals 10,76 MHz ist. Der Equalizer 20 umfasst ebenfalls ein Rückkopplungsfilter 24, das ein FIR-Filter mit einer Anzahl Lb Abgriffen und betreffenden Filterkoeffizienten b1–bLb, wobei die Verzögerung zwischen jedem Abgriff vorzugsweise gleich einem Symbolintervall des übertragenen Datenstroms, was der Reziprokwert der A/D Abtastrate von 10,76 MHz ist. Der Equalizer 20 umfasst weiterhin einen Addierer (oder einen Subtrahierer) 26, der den Ausgang des Rückkopplungsfilters 24 von dem Ausgang des Vorwärtsfilters 22 subtrahiert. Der Ausgang des Vorwärtsfilters ist fk*rk und der Ausgang des Rückkopplungsfilters 24 ist bk*âk. Der Ausgang des Addierers 26 ist ãk = fk*rk – bk*âk. Der Ausgang ãk des Addierers 26 ist als Ausgang des Equalizers 20 genommen und wird dem (nicht dargestellten) Trellis Decoder des digitalen Empfängers zugeführt. Der Equalizer 20 umfasst ebenfalls einen Slicer 28, der den Ausgang ãk zu einem der acht möglichen diskreten Werten des 8-VSB-Signals, d. h. –7, –5, –3, –1, +1, +3, +5 und +7 "schneidet".
  • In 2 wird nun eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Insbesondere umfasst nach dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein digitaler Empfänger ein Nebenkanalinterferenzsperrfilter 30, das derart funktioniert, dass bekannte Nebenkanalinterferenz in einem empfangenen Datenstrom rk rückgängig gemacht wird, und einen Entscheidungsrückkopplungsequalizer (DFE) 32, der derart funktioniert, dass er Mehrstreckenkanäle des Datenstroms ausgleicht. Nach der vorliegenden Erfindung ist der Equalizer 32 derart entworfen, dass er nicht versucht, die Nebenkanalinterferenz auszugleichen. In einer hier betrachteten Implementierung dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der digitale Empfänger ein HDTV-Empfänger, die bekannte Nebenkanalinterferenz Nebenkanal-NTSC-Interferenz ist, und der empfangene Datenstrom rk die Faltung des übertragenen Datenstroms ak mit dem unbekannten Mehrstreckenkanal hk plus dem additiven Rauschen, durch nk bezeichnet, und die Nebenkanalinterferenz, durch ik bezeichnet, wie durch die oben stehenden Gleichungen (1) und (2) definiert ist, wobei der übertragene Datenstrom ak ein 8-VSB Signal ist.
  • Dies begrenzt sich aber nicht auf die vorliegende Erfindung, da die vorliegende Erfindung auf jeden digitalen Empfänger anwendbar ist, der Signale empfängt, die mit bekannter Nebenkanalinterferenz verschmutzt sind.
  • In 2 wird weiterhin der empfangene Datenstrom rk dem Sperrfilter 30 zugeführt. In dem meist allgemeinen Fall ist das Sperrfilter 30 ein FIR-Filter mit einer Anzahl Lg Abgriffe und betreffenden Filterkoeffizienten g0–gLg–1. Die Filterkoeffizienten g0–gLg–1 können auf jede beliebige Art und Weise selektiert werden, was zu einer Annulierung (oder Reduktion) der bekannten Nebenkanalinterferenz führt, ohne dass das Rauschen wesentlich verstärkt wird. So kann beispielsweise das in dem oben genannten US Patent Nr. 5.572.249 beschriebene Nebenkanalinterferenzzurückweisungsfilter auf geeignete Weise benutzt werden, wobei der Filterkoeffizient g0 derart selektiert wird, dass er einen Wert 1 hat und wobei alle anderen Koeffizienten derart selektiert werden, dass sie Werte von weniger als 1 haben, d. h. das Filter ist kausal. Zweck der vorliegenden Beschreibung wird vorausgesetzt, dass das Sperrfilter 30 (oder gk) ein Nebenkanalinterferenzzurückweisungsfilter diesen Typs ist. Es dürfte aber einleuchten, dass sich dies nicht auf die vorliegende Erfindung beschränkt.
  • Der Ausgang des Sperrfilters 30, durch γk bezeichnet, (der der Eingang zu dem DFE 32 ist) wird durch die nachfolgende Gleichung (3) definiert: γk = ck*hk + ik*gk + nk*gk (3)wobei * Faltung bedeutet, ck die Reaktion des Sperrfilters 30 auf den übertragenen Datenstrom ak ist, ik die bekannte Nebenkanalinterferenz ist, nk das additive Rauschen in dem empfangenen Signal ist, hk den unbekannten Mehrstreckenkanal bezeichnet, und der Index k den Zeitindex des empfangenen Signals bezeichnet, das mit der A/D-Abtastrate, beispielsweise 10,76 MHz, abgetastet wird.
  • Das Sperrfilter 30 ist derart entworfen, dass es die zweite Menge (ik*gk) in der oben stehenden Gleichung (3) minimiert, d. h. den Nebenkanalinterferenzanteil, während die dritte Menge (nk*gk) in der oben stehenden Gleichung (3), d. h. den Rauschanteil, nicht außergewöhnlich verstärkt.
  • Der DFE 32 nach der vorliegenden Erfindung ist derart entworfen, dass er nicht versucht, den übertragenen Datenstrom ak wiederherzustellen, weil dadurch der DFE 32 den Effekt des Sperrfilters 30 rückgängig machen sollte. Stattdessen funktioniert der DFE 32 derart, dass er die Sequenz ck rekonstruiert, was durch die nachfolgende Gleichung (4) definiert wird:
  • Figure 00070001
  • In 2 hat der DFE 32 nach der vorliegenden Erfindung die gleiche Architektur wie die des herkömmlichen DFEs 20 aus 1, mit der Ausnahme, dass der DFE 32 nach der vorliegenden Erfindung einen modifizierten Slicer 35 hat, dessen Funktion nachher noch näher beschrieben wird. Insbesondere umfasst der DFE 32 ein Vorwärtsfilter 42, das ein FIR-Filter ist mit einer Anzahl Lf Abgriffe und betreffender Koeffizienten f0–fLf–1, wobei die Verzögerung zwischen jedem Abgriff vorzugsweise einem einzigen Symbolintervall des übertragenen Datenstroms ist, was der Reziprokwert der A/D-Abtastrate des übertragenen Datenstroms ist, was in dem Fall des 8-VSB-Signals 10,76 MHz ist. Auf diese Weise ist das Vorwärtsfilter 42 des DFEs 32 nach der vorliegenden Erfindung von demselben Entwurf wie das Vorwärtsfilter 22 des herkömmlichen DFEs. Der DFE 32 umfasst auch ein Rückkopplungsfilter 44, das ein FIR-Filter mit einer Anzahl Lb Abgriffe und betreffenden Filterkoeffizienten b1–bLb ist, wobei die Verzögerung zwischen jedem Abgriff vorzugsweise einem Symbolintervall des übertragenen Datenstroms entspricht, was der Reziprokwert der A/D-Abtastrate von 10,76 MHz ist. Auf diese Weise ist das Rückkopp lungsfilter 44 des DFEs 32 nach der vorliegenden Erfindung von demselben Entwurf wie das Rückkopplungsfilter 24 des herkömmlichen DFEs 20. Der DFE 32 umfasst weiterhin einen Addierer (oder Subtrahierer) 46, der das Ausgangssignal des Rückkopplungsfilters 44 von dem Ausgang des Vorwärtsfilters 42 subtrahiert. Auf diese Weise ist der Addierer 46 des DFEs 32 nach der vorliegenden Erfindung von demselben Entwurf wie der Addierer 26 des herkömmlichen DFEs 20.
  • Da aber der Eingang zu dem Vorwärtsfilter 42 γk ist, ist der Ausgang des Vorwärtsfilters 42 fk*γk ist und da der Eingang zu dem Rückkopplungsfilter 44 ĉk ist, ist der Ausgang des Rückkopplungsfilters 44 bk*ĉk. Auf diese Weise wird der Ausgang des Addierers 46, durch ck bezeichnet, durch die nachfolgende Gleichung definiert: c ~ = fk*γk – bk*ĉk (5)
  • Wie nachstehend einleuchten dürfte, ist ck die "sliced" Version von c ~k. Der Ausgang ãk des Addierers 52 wird als der Ausgang des DFEs 32 genommen und wird dem (nicht dargestellten) Trellis Decoder des digitalen Empfängers zugeführt.
  • Der DFE 32 arbeitet wie folgt. Insbesondere wird eine bekannte periodische Sequenz, die als "Training Sequenz" bezeichnet wird, in den übertragenen Datenstrom ak zu dem Sender eingefügt, dies entsprechend der MPEG-2 Grand Alliance ATV/HDTV Transmitter Standard, damit dem Equalizer in dem Empfänger die Möglichkeit geboten wird dabei zu konvergieren und dadurch zu den nachfolgenden wirklichen Daten in dem übertragenen Datenstrom synchronisiert zu werden. Während dieser "Training Sequenz" kann, da ak bekannt ist und da die Sperrfilterkoeffizienten gk ebenfalls bekannt sind, ck auf einfache Weise berechnet werden. Nachdem aber der Equalizer bei der "Training Sequenz" konvergiert hat, da ak nicht länger bekannt ist, wird ck ebenfalls unbekannt. Das Rückkopplungsfilter 44 erfordert dennoch die "sliced" Version ĉk von c ~k an dem Eingang, damit es einwandfrei funktioniert. Auf diese Weise kann, da ck nicht länger aus diskreten Pegeln zusammengesetzt ist, wie der übertragene Datenstrom ak, c ~k nicht auf die übliche Art und Weise gesliced werden.
  • Deswegen kann ohne eine Modifikation des Standard-Slicers 28, der in dem herkömmlichen DFE 20 (dargestellt in 1) verwendet wird, die "sliced" Version ĉk von c ~k nicht dem Eingang des Rückkopplungsfilters 44 zugeführt werden, was erforderlich ist. Aus diesem Grund ist der "modifizierte Slicer" 35 in dem DFE 32 nach der vorliegenden Erfindung vorgesehen. Der modifizierte Slicer 35 umfasst nebst einem Standard Slicer 48 ein zusätzliches Rückkopplungsfilter 50 und zwei zusätzliche Addierer 52 und 54. Das Rückkopplungsfilter 50 ist mit den gleichen Filterkoeffizienten gk versehen wie die des Nebenkanalinterferenzsperrfilters 30. Der Eingang zu dem zusätzlichen Rückkopplungsfilter 50 ist âk und der Ausgang des Rückkopplungsfilters, durch dk bezeichnet, wird durch die nachfolgende Gleichung (6) definiert: dk = c ~k – âk (6).
  • Der Ausgang dk des zusätzlichen Rückkopplungsfilters 50 wird dem Intervalleingang des Addierers 52 zugeführt und als einer der nicht invertierten Eingänge zu dem Addierer 54. Auf diese Art und Weise wird der Ausgang ĉk des Addierers 54 durch die nachfolgende Gleichung (8) definiert: âk + dk = ĉk (8), was der Eingang (wie erforderlich) zu dem Rückkopplungsfilter 44 ist.
  • Der Ausgang ãk des Addierers 52 wird durch die nachfolgende Gleichung (9) definiert: c ~k – dk = ãk (9), was als der Ausgang des DFEs 32 genommen und der nächsten Stufe des Empfängers, d. h. des Trellis Decoders, zugeführt wird.
  • Aus der oben stehenden Gleichung (4) ist leicht ersichtlich, dass die nachfolgende Beziehung zwischen ck und ak gilt, wenn vorausgesetzt wird, dass g0 1 ist:
  • Figure 00090001
  • Folglich kann in dem modifizierten Slicer 35 ãk aus dem Ausgang ck des Equalizers und den gemachten Entscheidungen ak wie folgt rekonstruiert werden:
  • Figure 00090002
  • ãk kann auf normale Art und Weise durch den Standard Slicer 48 gesliced werden zum Erhalten von âk. Zum Schluss wird der Ausgang ĉk des Addierers 54, der der Eingang zu dem Rückkopplungsfilter 44 ist (wie erforderlich), wie folgt erhalten:
  • Figure 00090003
  • In 3 ist eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die einzige Differenz zwischen dieser Ausführungsform und der aus 2 ist, dass c ~k als Ausgang des DFEs 32 genommen wird, statt ãk und wird als Eingang dem Trellis Decoder zugeführt. Weil der Trellis Decoder c ~k statt ãk als Eingang hat, soll er modifiziert werden müssen. Insbesondere bei dieser Ausführungsform soll Trellis Decoder als ein paralleler Entscheidungsrückkopplungsdecoder (PDFD) implementiert werden müssen, d. h. er wird für jeden Zustand einen separaten Entscheidungsrückkopplungsteil haben, wie dies in einem Artikel mit dem Titel: "Delayed decision-feedback sequence estimation" IEEE Trans. Commun., Heft COM-37, Nr. 5, Seiten 428–436, Mai 1989 beschrieben worden ist.
  • Die Anzahl Zustände in dem PDFD ist nach wie vor die gleiche wie in dem ursprünglichen Trellis Decoder. Aber jeder Zustand hat eine beste Strecke, die Lautsprecher-1 Symbole lang ist und die für die metrische Berechnungsprozedur verwendet wird. Der Vorteil dieser Ausführungsform im Vergleich zu dem der in 2 dargestellten Ausführungsform ist, dass Fehlerfortsetzung weniger Einfluss hat und folglich eine verbesserte Leistung haben wird. Aber die Komplexität dieser Implementierung hat zugenommen, und zwar durch die zusätzliche Speicher- und Filteranforderungen.
  • Obschon bevorzugte und alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung oben detailliert beschrieben worden sind, dürfte es einleuchten, das viele Abwandlungen und/oder Modifikationen auf Basis des erfinderischen Konzeptes im Rahmen der vorliegenden Erfindung möglich sind, wie in den beiliegenden Patentansprüchen definiert. So dürfte es beispielsweise, obschon die vorliegende Erfindung im Kontext einer simultanen Sendung von HDTV/ATV und NTSC-Fernsehsignalen beschrieben worden ist, wobei Nebenkanal NTSC Interferenz auftritt, einleuchten, dass die vorliegende Erfindung auch auf den Kontext von HDTV/ATV- und SECAM- oder PAL-Fernsehsignalen oder auf andere auf herkömmliche Art und Weise gesendete Fernsehsignale angewandt werden kann. Weiterhin, wie oben erwähnt, ist die vorliegende Erfindung auf jeden beliebigen digitalen Empfänger anwendbar, der Signale empfängt, die mit bekannter Nebenkanalinterferenz verschmutzt sind.

Claims (4)

  1. Digitaler Empfänger zum Empfangen eines digitalen Signals über unbekannte Mehrstreckenkanäle, die durch Rauschwerte und Nebenkanalinterferenz beschädigt sind, wobei dieser digitale Empfänger die nachfolgenden Elemente aufweist: – ein Nebenkanalinterferenzsperrfilter (30) zur Minimierung der Nebenkanalinterferenz des genannten digitalen Signals und zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals; und – einen Entscheidungsrückkopplungsequalizer (32), der das genannte erste Ausgangssignal empfängt zum Entzerren der unbekannten Mehrstreckenkanäle und der nicht versucht, die Nebenkanalinterferenz zu beenden, wobei der Equalizer Folgendes umfasst: ein Vorwärtsfilter (42) zum Empfangen des genannten ersten Ausgangssignals und zum Liefern eines zweiten Ausgangssignals, eine Sliceranordnung (35) und ein Rückkopplungsfilter (44), das das Ausgangssignal der Sliceranordnung empfängt und ein drittes Ausgangssignal liefert, wobei die Sliceranordnung ein erstes Summensignals (Ĉk) empfängt, gebildet aus dem genannten zweiten und dritten Ausgangssignal, dadurch gekennzeichnet, dass die Sliceranordnung (35) eine Sliceranordnung (48) und eine Rückkopplungsanordnung (50, 52, 54) aufweist mit einem Slicer-Rückkopplungsfilter (50) zum Empfangen des Ausgangssignals (ᾶk) der genannten Sliceranordnung und zum Liefern eines vierten Ausgangssignals (dk), wobei die genannte Sliceranordnung ein zweites Summensignal (ãk) empfängt, gebildet aus dem genannten ersten Summensignal und dem genannten vierten Ausgangssignal, wobei das genannte Ausgangssignal der Sliceranordnung ein drittes Summensignal (ĉk) ist, gebildet aus dem Ausgangssignal der genannten Sliceranordnung und dem genannten vierten Ausgangssignal (dk).
  2. Digitaler Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsanordnung (50, 52, 54) Folgendes umfasst: – eine erste Addieranordnung (52) zum Bilden des genannten zweiten Summensignals, – eine zweite Addieranordnung (54) zum Bilden des genannten dritten Summensignals, mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, – wobei das genannte Slicer-Rückkopplungsfilter (50) einen Eingang und einen Ausgang hat, wobei der Eingang der Sliceranordnung (48) mit dem Ausgang der ersten Addieranordnung (52) gekoppelt ist, wobei der Ausgang der Sliceranordnung (48) mit dem ersten Eingang der zweiten Addieranordnung (54) und mit dem Eingang des Slicer-Rückkopplungsfilters (50) gekoppelt ist, – wobei der Ausgang des Slicer-Rückkopplungsfilters (50) mit dem zweiten Eingang der ersten Addieranordnung (52) und dem zweiten Eingang der zweiten Addieranordnung (54) gekoppelt ist, wobei der Ausgang der zweiten Addieranordnung (54) den genannten Ausgang der Sliceranordnung (35) bildet, wobei der erste Eingang der ersten Addieranordnung (52) den Eingang der Sliceranordnung (35) bildet.
  3. Digitaler Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Slicer-Rückkopplungsfilter (50) ein endliches Impulsantwortfilter mit einer Anzahl Abgriffe und entsprechenden Filterkoeffizienten aufweist, dass das Nebenkanalinterferenzsperrfilter (30) ein endliches Impulsantwortfilter mit einer Anzahl Abgriffe und entsprechenden Filterkoeffizienten aufweist, und dass das Sperrfilter (30) dieselben Filterkoeffizienten hat wie das Slicer-Rückkopplungsfilter (50).
  4. Digitaler Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgang des Equalizers (32) durch den Ausgang der ersten Addieranordnung gebildet wird.
DE69730418T 1996-12-18 1997-12-04 Digitaler empfänger Expired - Lifetime DE69730418T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US768474 1996-12-18
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