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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Sender/Empfänger eines mobilen Kommunikationssystems, speziell
ein Autotelefon-/Mobil- und Festnetzsystem (Zellularsystem), das
ein Direkt-Spreiz-Codemultiplex-Vielfachzugriffssystem (DS-CDMA-System)
verwendet, und insbesondere eine Empfangszeiterkennungsschaltung
eines in einer Basisstation verwendeten Empfängers.
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Unter
vielen mobilen Kommunikationssystemen ist das nordamerikanische
Standardsystem (TIA IS95), das ein Codemultiplex-Vielfachzugriffsverfahren
(CDMA-Verfahren) verwendet, als das digitale Automobiltelfon-/Mobil-
und Festnetzsystem (Zellularsystem) wohlbekannt. Die Standard-Spezifikation
TIA/EIA/IS (vorläufiger
Standard) mit dem Titel "Mobile
Station – Base
Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum
Cellular System PN-3421" wurde
im Mai 1994 von der TIA (Telecommunications Industry Association)
veröffentlicht.
Die obige Spezifikation beschreibt den erforderlichen Betrieb der
Mobilstation in Kapitel 6 von 95-A
und den erforderlichen Betrieb der Basisstation in Kapitel 7. Diese
Standard-Spezifikation zielt hauptsächlich darauf ab, die Funkschnittstelle
durch Spezifizieren des Modulationsverfahrens, des Signalformats
und ähnlichem
zu standardisieren. Das exakte Empfangsverfahren ist jedoch nicht
im Detail spezifiziert.
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Auf
dem Kanal in Abwärtsrichtung
von der Basisstation zu der Mobilstation wird neben dem datenmodulierten
Verkehrskanal (TCH) mehrerer Benutzer der nicht datenmodulierte
gemeinsame Pilotkanal (PLCH) unter Verwendung einer relativ hohen
Leistung gesendet. Die Mobilstation ist fähig, unter Verwendung des Pilotkanals
die optimale Empfangszeit zu bestimmen. Daher wird die Bestimmung
der Empfangszeit unter der Bedingung eines niedrigen Eb/No (das
Verhältnis
der Rauschleistung pro Hz zur Signalleistung pro Bit) als ein geringfügigeres
Problem betrachtet. Um den Pilotkanal unter Verwendung einer hohen
Leistung zu senden, muß die
Anzahl der Verkehrskanäle, über die
tatsächlich
Daten gesendet werden, verringert werden. Dies führt zu einer Abnahme der Benutzer
pro Basisstation.
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Der
Kanal in Aufwärtsrichtung
von IS-95-A von der Mobilstation zu der Basisstation verwendet ein
Modulationsverfahren als eine Kombination aus Modulation und viermaliger
direkter Spreizung unter Verwendung eines 64-fachen Orthogonalcodes
und keinem gemeinsamen Pilotkanal darauf. Die Verwendung des 64-fachen
Orthogonalcodes ermöglicht,
die Leistung pro Symbol im Vergleich zu BPSK, QPSK und ähnlichen
zu verbessern, und verhindert die Verschlechterung, welche die kohärente Erkennung
begleitet, obwohl eine kohärente
Erkennung verwendet wird. Dies führt
jedoch zu einem komplizierten Erkennungsverfahren.
Hauptgegenstände von
IS-95-A sind:
Chip-Rate: 1,2288 Mchip/s;
Bitgeschwindigkeit:
9 kBit/s; und
Spreizungsverhältnis der direkten Spreizung:
128 mal.
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Die
Chip-Rate ist relativ niedrig und der Chip-Zyklus ist relativ länger als
der der momentanen variablen Amplitude der Ausbreitungsverzögerung.
Daher sind die wesentlichen Empfangseigenschaften kaum empfindlich
für die
Auswirkung nicht ausreichender wesentlicher Eigenschaften der Empfangszeiterkennungsschaltung.
Jedoch müssen
sowohl die Bitgeschwindigkeit als auch die Chip-Rate mindestens
5 bis 10 mal höher
beschleunigt werden, um sowohl Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikation
als auch Sprachdaten abzuarbeiten. Dieses Problem wurde durch die
IS-95-A nie aufgeworfen.
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Das
herkömmliche
Empfangszeiterkennungsverfahren (Chip-Syncronisation) wird in dem
Dokument mit dem Titel "Principle
of Spread Spectrum Communication",
geschrieben von Andrew J. Veterbi, veröffentlicht im April 1995, Kapitel
3, S. 39–66,
beschrieben. Das Signal, das mit einem Spreizcode als Pseudozufallscode gespreizt
wurde, wird an zwei Phasen erfaßt,
der Anfangssynchronisationssuche und dem Verfolgen der Synchronisation.
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Bei
dem anfänglichen
Synchronisationssuchverfahren wird eine serielle Suche durchgeführt, indem die
Empfangszeit, wie in Kapitel 3, Abschnitt 4 des obigen Dokuments
beschrieben, um 1/2 Chip-Intervall verschoben wird, bis die Korrelationsleistung
einen gegebenen Schwellwert überschreitet.
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In
dem Synchronisationsverfolgungsverfahren, das als "Early-Late-Gate" oder "Delay-Lock-Loop" (DLL) bezeichnet
wird, wird die Zeit feinjustiert, indem die Korrelationsleistung
zu der Zeit Δt
vor der Empfangsverzögerungszeit
und die Korrelationsleistung zu der Zeit Δt nach der Empfangsverzögerungszeit
erhalten werden, um die Differenz zu null zu machen.
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Eine
Veröffentlichung
von JP-A-34794/1992 offenbart das Verfahren, in dem die weiter oben
beschriebenen anfänglichen
Synchronisationssuch- und Synchronisationsverfolgungsverfahren verbessert
werden, die Schaltung gemeinsam genutzt wird und die Funktion zum
Verfolgen der mehreren Ausbreitungswege dazu gebracht wird. Der
Grundbetrieb dieses Verfahrens ist identisch mit dem der Referenz,
wie weiter oben beschrieben, scheitert aber daran, die Aufgabe von
IS-95-A zu lösen.
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Das
Codemultiplex-Vielfachzugriffsverfahren (CDMA-Verfahren) realisiert eine Kommunikation,
die Qualitätsanforderungen
unter einer sehr niedrigen Eb/Eo-Bedingung erfüllt, indem Verfahren, wie zum
Beispiel Mehrwegeführung
unter Verwendung von Mehrwegeausbreitung (RAKE), Makro-Diversity zum Verbinden mehrerer
Basisstationen um die Zellgrenze (weicher Hand-off), ein Fehlerkorrekturcode,
der eine hohe Kodierungsverstärkung
zeigt, Sendeleistungssteuerung und ähnliches, verwendet werden.
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Das
CDMA-Verfahren erfordert eine strenge Synchronisation der Chip-Empfangszeit.
Wenn die Anzahl von Mehrwegverzweigungen (die Anzahl der Wege) zunimmt,
muß die
korrekte Wegezeit bei einer sehr niedrigen Eb/No-Bedingung pro Weg
erkannt werden.
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In
dem herkömmlichen
Verfahren zum Erzielen eines Korrelationswerts durch Verschieben
einer Korrelationszeit und Erkennen der Zeit, wenn die Korrelationsleistung
maximal wird, tritt aufgrund von Rauschen, insbesondere wenn die
Rauschleistung höher
als die Signalleistung ist, häufig
ein Fehler in der Spitzenerkennung auf. Dies ist das erste Problem
der herkömmlichen
Technik.
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Die
Korrelationsleistung pro Symbol wird durch Summieren der Signalleistung
und der Rauschleistung erhalten. Wenn der Korrelationsleistungswert über mehrere
Symbole gemittelt wird, nimmt die Dispersion der gemessenen Korrelationswerte
ab. Die ursprüngliche
Korrelationsspitze ist jedoch zu klein, um die richtige Spitze zu
erkennen. Dies ist der erste Grund.
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In
dem herkömmlichen
Verfahren fällt
das Empfangssignal nicht immer mit dem zusammen, das zur Berechnung
des Korrelationswerts mit verschiedenen Verzögerungen verwendet wurde. Falls
der Empfangspegel aufgrund von Schwund in höchstem Maße schwankt, fällt die
Spitze des gleitenden Korrelationswerts nicht immer mit der Spitze
des richtigen Verzögerungsprofils
zusammen. Dies ist der zweite Grund.
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Um
die Spitze des Verzögerungsprofils
genau zu erhalten, erfordert das herkömmliche Verfahren eine große Menge
an Korrelationstätigkeit.
Dies ist das zweite Problem, das gelöst werden sollte.
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Das
herkömmliche
Verfahren erzielt die Leistung der Korrelationswerte und ferner
den Mittelwert der erzielten Leistung. Da das Verfahren zum Erzielen
der Leistung einen Quadrierungsschritt (nicht-lineare Operation)
enthält,
bleibt die Linearität
nicht mehr erhalten, was keine Interpolation für das Verzögerungsprofil erlaubt. Daher
muß der Korrelationswert
durch Ändern
der Verzögerungszeit
mit der gewünschten
Genauigkeit berechnet werden.
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Als
das dritte Problem erfordert das herkömmliche Verfahren eine groß bemessene
Hardware.
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Insbesondere
sind zwei Schaltungsarten, eine Anfangssynchronisationsschaltung
(Suchschaltung) und eine Synchronisationsverfolgungsschaltung (zum
Beispiel Delay Lock Loop: DLL) erforderlich, um mit der Änderung
der Ausbreitungsbedingungen, die sich aus der anfänglichen
Zeiterfassung, der zweiten Synchronisationserfassung nach Verlust
der Synchronisation, Schattenbildung oder ähnlichem, ergeben, fertig zu
werden, was zu einer vergrößerten Hardware
führt.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Empfangszeiterkennungsschaltung
eines CDMA-Empfängers
eines mobilen Kommunikationssystems, welches ein Codemultiplex-Vielfachzugriffsverfahren
(CDMA-Verfahren) verwendet, zur Verfügung zu stellen, welche das
Erzielen des Verzögerungsprofils
bei niedrigen Eb/No-Umgebungsbedingungen mit einer hohen Genauigkeit
ermöglicht,
wobei die geringstmögliche
Menge an Berechnungen erforderlich ist und auf diese Weise die Empfangsqualität des CDMA-Empfängers verbessert
wird und am Energieverbrauch gespart wird.
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Die
vorliegende Erfindung stellt zur Verfügung: eine Empfangszeiterkennungsschaltung
eines CDMA-Empfängers,
der für
ein mobiles Kommunikationssystem verwendet wird, das ein Direkt-Spreiz-Codemultiplex-Vielfachzugriffssystem
verwendet, und welche aufweist: eine Korrelationseinrichtung, um
innerhalb eines vorbestimmten Zeitabstands regelmäßig eine
Kreuzkorrelation zwischen einem Empfangssignal und einer bekannten
Signalfolge zu erhalten und ein Kreuzkorrelationssignal auszugeben,
das diese erhaltene Kreuzkorrelation anzeigt, ein Interpolationsfilter
zum Neuabtasten dieses Kreuzkorrelationssignals mit einer höheren Frequenz
als der Abtastfrequenz für
das Kreuzkorrelationssignal und Ausgeben des neu abgetasteten Kreuzkorrelationssignals,
eine Leistungsberechnungseinrichtung zum Berechnen der Leistung
des neu abgetasteten Kreuzkorrelationssignals, eine Mittelungs einrichtung
zum Mitteln der berechneten Leistung des Kreuzkorrelationssignals über mehrere
Zyklen und eine Spitzenerkennungseinrichtung zum Erkennen einer
Spitze der gemittelten Leistung des Kreuzkorrelationssignals und
Bestimmen einer Zeit, zu der diese Spitze als eine Empfangszeit
erkannt wird.
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Die
vorliegende Erfindung erzielt eine Kreuzkorrelation zwischen einem
Empfangssignal und einer mehrere Symbole umfassenden bekannten Signalfolge,
um die Leistung der in der Kreuzkorrelationsleistung enthaltenen
Rauschkomponente zu verringern.
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Die
Kreuzkorrelation wird bei dem Minimum der Abtastfrequenz erzielt,
das aus der Frequenzbandbreite des Sende-/Empfangssignals ausgewählt wird.
Der erhaltene Kreuzkorrelationswert wird durch ein Interpolationsfilter
interpoliert, so daß die
Kreuzkorrelationsleistung, d. h. die Spitze des Verzögerungsprofils
mit einer gewünschten
Verzögerungsgenauigkeit
erkannt wird. Daher kann die Menge an Arbeitsabläufen zum Erzielen der Kreuzkorrelation
verringert werden. Da die vorliegende Erfindung zur Berechnung aller
Kreuzkorrelationswerte das gleiche Empfangssignal verwendet, schwankt
der Korrelationswert nie begleitend zur Schwankung des Empfangspegels
aufgrund von Schwund.
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Diese
und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung
werden nach Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und den
Zeichnungen deutlicher, wobei:
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1 ein
Blockschaltbild einer Empfangzeiterkennungsschaltung eines CDMA-Empfängers einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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2 ein
Zeitdiagramm ist, das jedes Format eines Sendesignals und eines
Spreizcodes darstellt, die von der in 1 gezeigten
Empfangzeiterkennungsschaltung des CDMA-Empfängers
als ein Empfangssignal empfangen werden;
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3A bis 3C Zeitdiagramme
sind, die den Betrieb eines Interpolationsfilters der in 1 gezeigten
Empfangszeiterkennungsschaltung des CDMA-Empfängers darstellen;
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4 ein
Blockschaltbild eines Beispiels für einen Korrelator der in 1 gezeigten
Empfangszeiterkennungsschaltung des CDMA-Empfängers ist;
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5 ein
Blockschaltbild eines anderen Beispiels für einen Korrelator der der
in 1 gezeigten Empfangszeiterkennungsschaltung des
CDMA-Empfängers
ist;
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6 ein
Blockschaltbild eines anderen Beispiels für einen Korrelator der der
in 1 gezeigten Empfangszeiterkennungsschaltung des
CDMA-Empfängers
ist;
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7 ein
Blockschaltbild noch eines weiteren Beispiels für einen Korrelator der der
in 1 gezeigten Empfangszeiterkennungsschaltung des
CDMA-Empfängers
ist;
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8 ein
Zeitdiagramm ist, das den Betrieb des in 7 gezeigten
Korrelators darstellt;
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9 ein
Blockschaltbild einer Empfangzeiterkennungsschaltung eines CDMA-Empfängers einer zweiten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist;
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10 ein
Blockschaltbild des CDMA-Empfängers
ist, der die in 1 gezeigte Empfangszeiterkennungsschaltung
aufweist; und
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11 in
Blockschaltbild einer anderen Art des CDMA-Empfängers ist, der die gleiche
Funktion realisiert wie der in 10 gezeigte
CDMA-Empfänger.
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Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden unter Bezug auf die Zeichnungen
beschrieben.
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1 ist
ein Blockschaltbild einer Empfangzeiterkennungsschaltung eines CDMA-Empfängers einer ersten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Bezug
nehmend auf 1 weist die Empfangszeiterkennungsschaltung
des CDMA-Empfängers
auf: einen A/D-Wandler 101 zum Umwandeln eines Empfangssignals
in ein digitales Empfangssignal S, einen Korrelator 102,
um regelmäßig innerhalb
eines vorbestimmten Zeitabstands (innerhalb einer Verzögerungsperiode)
eine Kreuzkorrelation zwischen dem digitalen Empfangssignal S und
einer bekannten Signalfolge zu erzielen, ein Interpolationsfilter 103 zum
Neuabtasten eines Ausgangssignals R des Korrelators 102 mit
einer höheren
Fre quenz als der Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 101, einen
Leistungsberechnungsabschnitt 104 für das Erzielen der Kreuzkorrelationssignalleistung
P, die an dem Interpolationsfilter 103 neu abgetastet wurde,
einen Mittelungsabschnitt 105 zum Mitteln der Kreuzkorrelationssignalleistung
P über
mehrere Zyklen und einen Spitzenerkennungsabschnitt 106 zum
Erzielen einer Spitze Popt der Kreuzkorrelationssignalleistung P, die
von dem Mittelungsabschnitt 105 gemittelt wurde, und Bestimmen
einer optimalen Empfangszeit τopt.
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Das
Sende-/Empfangssignal, welches Leckverluste von dem Band verringert,
ist durch ein Raised-Cosine-Filter bandbegrenzt, welches einen Rolloff-Faktor
im Bereich von 10 bis 50% zeigt. In diesem Fall wird die Frequenzbandbreite
des Empfangs-/Sendesignals auf 1,1 bis 1,5 mal mehr als die Chip-Rate
gehalten. Wenn ein Funkbandsignal, das in ein komplexes Basisbandsignal
umgewandelt wurde, digitalisiert wird, sollte die Abtastfreqeunez
für den
A/D-Wandler 101 mindestens zweimal die Chip-Rate sein.
Die gleichphasige Komponente (I-Komponente) und die orthogonale
Komponente (Q-Komponente)
des komplexen Basisbandsignals werden A-/D-gewandelt, um jeweils
das digitale Empfangssignal S zu erhalten. Das auf diese Weise erhaltene
digitale Empfangssignal S wird als eine komplexe Zahl ausgedrückt, welche
die gleichphasige Komponente als einen realen Zahlenteil und die
orthogonale Komponente als einen imaginären Zahlenteil aufweist. Das
durch die A-/D-Wandlung mit einem I-/F-Signal bei einer viermal
höheren
Abtastfrequenz als der Chip-Rate erhaltene digitale Empfangssignal
S hat auch einen äquivalenten
Wert.
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Die
Abtastfrequenz als das wirksamste Merkmal der vorliegenden Erfindung
ist die minimale Frequenz, die von dem Datenmodulationsabschnitt
geteilt wird. Entsprechend kann jede weitere höhere Frequenz zum Abtasten
verwendet werden. Es ist auch möglich,
daß eine
Korrelation durch die analoge Schaltung erhalten wird und dann das
Ausgangssignal des Korrelators 102 bei der vorher erwähnten Abtastfrequenz A-/D-gewandelt
wird.
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2 ist
ein Zeitdiagramm, das die jeweiligen Formate eines Sendesignals
und eines Spreizcodes darstellt, die von dem CDMA-Empfänger von 1 als
das Empfangssignal empfangen werden.
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Bezug
nehmend auf 1 und 2 hat das
Sendesignal ein L-Symbol, das zu einem Schlitz äquivalent ist. Das Np-Symbol
als das Pilotsymbol (PL: bekannter Code) wird am Kopf jedes Schlitzes
eingefügt. Das
Spreizungsverhältnis
(die Anzahl der Chips des Spreizcodes pro Symbol) wird als M bezeichnet.
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Der
Korrelator 102 erhält
den Kreuzkorrelationswert Rn(τ)
am den n-ten Schlitz unter Verwendung der folgenden Gleichung.
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Angenommen,
daß die
bekannte Signalfolge am n-ten Schlitz Pn(i), die bekannte Signallänge N =
Np × M
Chips, die Abtastfrequenz das Zweifache der für das Empfangssignal verwendeten
Chip-Rate, die Dauer zum Erzielen der Kreuzkorrelation (Verzögerungsbereich)
Tw τmin
bis τmax
ist, wird die folgende Gleichung aufgestellt:
wobei conj() eine komplex
Konjugierte darstellt.
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Der
Verzögerungsbereich
Tw = τmin – τmax, der
zur Erzielung der Korrelation verwendet wird, kann wie weiter unten
beschrieben bestimmt werden. In dem Zellularsystem für die Kommunikation
zwischen der Basisstation und der Mobilstation wird insbesondere
von der Mobilstation erwartet, daß sie das mit dem Signal in
Abwärtsrichtung
von der Basisstation synchronisierte Signal in Aufwärtsrichtung
zurücksendet.
Entsprechend ist die Empfangszeit für den Empfänger der Basisstation ohne
weiteres voraussagbar. Abhängig
von der Entfernung zwischen der Basisstation und der Mobilstation
und der Synchronisationsgenauigkeit der Signale der mobilen Einheit
in Aufwärtsrichtung
und Abwärtsrichtung
wird eine Empfangszeitdispersion in der Ausbreitungsverzögerungszeit
beobachtet. Für
das Breitbandsystem, welches das CDMA-Verfahren repräsentiert
(das zum Beispiel von 1 MHz bis 20 MHz reicht), ist es wahrscheinlicher,
daß es
von der Ausbreitungsverzögerungszeit
beeinflußt
wird, als für
die Synchronisationsgenauigkeit der mobilen Einheit. Die maximale Ausbreitungszeit
kann aus der Zeit abgeleitet werden, die eine Welle benötigt, um
den von einer gewissen Basisstation abgedeckten maximalen Zellenradius
zu durchlaufen. In dem Empfänger
der Basisstation kann der minimale Wert τmin des Verzögerungsbereichs Tw abgeleitet
werden, indem eine Spanne von der Verzögerung innerhalb des Empfängers subtrahiert
wird, wobei die Ausbreitungsverzögerung
auf null gesetzt wird. Der maximale Wert τmax des Verzögerungsbereichs Tw kann abgeleitet
werden, indem die Spanne der Verzögerung innerhalb des Empfängers zu
dem Maximalwert der Ausbreitungsverzögerung addiert wird. Dagegen kann
der Verzögerungsbereich
Tw in der mobilen Einheit am Anfang nicht in der obigen Weise erhalten
werden. Nach Synchronisation des Takts mit der Basisstation, indem
die Anfangssynchronisation beendet wird, kann der Verzögerungsbereich
auf ähnliche
Weise beschränkt
werden, so daß die
Ausbreitungsverzögerung berücksichtigt
wird.
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Das
Interpolationsfilter 103 interpoliert einen Korrelationswert
zwischen 2 Abtastungen pro Chipausgabe aus dem Folgen-Kreuzkorrelator 102,
um den Korrelationswert mit einer höheren Verzögerungsgenauigkeit zu berechnen.
Es ist erforderlich, den Korrelationswert in einem Intervall von
1/4 bis 1/16 Chip zu erhalten, was der zulässigen Zeiterkennungsdifferenz
und Empfindlichkeitsverschlechterung entspricht.
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Das
Beispiel zum Erzielen des Kreuz-Korrelationswerts mit der Genauigkeit
von 1/8 Chip wird unter Bezug auf 3A bis 3C beschrieben.
Drei Nullen werden jeweils zwischen die Kreuzkorrelationswerte in
einem Intervall von 1/2 Chip (3A), die
von dem Korrelator 102 ausgegeben wer den, eingefügt, so daß die Signalfolge
in einem Intervall von 1/8 Chip erzeugt wird (siehe 3B).
Die Folge mit einem Intervall von 1/8 Chip wird einer Filterung
durch ein Tiefpaßfilter
(LPF) bei einer Grenzfrequenz, die identisch mit der Chip-Rate ist,
unterzogen, was auf diese Weise eine kreuzkorrelierte Folge mit
einer Interpolation an jedem 1/8-Chip-Intervall
darstellt (3C). Die Impulsantwort des LPF
kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: h(i)
= sin(2π·i/8)/(2π·i/8).
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Die
obige Impulsantwort kann eine endlose Länge haben. Praktisch kann sie
auf den Bereich von +/–1 Chip
bis +/–8
Chip beschränkt
werden, indem ein Fenster bereitgestellt wird, das die Verwendung
eines FIR-Filters berücksichtigt.
Wenn eine Impulsantwort auf +/–2
Chip beschränkt
wird, wird die Anzahl von Abgriffen des FIR-Filters 16 ((8 Abtastungen/Chip) × 4 Chip).
Da 3 von 4 Abtastungen des Eingangssignals vorher auf null gesetzt
werden, werden die erforderlichen Addierschritte zum Berechnen der
Ausgabe von 1 Abtastung nur 8 mal ausgeführt.
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In
dem herkömmlichen
Verfahren ohne Verwendung des Interpolationsfilters zum Erzielen
der Kreuzkorrelation mit 1/8 Chip Genauigkeit muß der Addierschritt pro Kreuzkorrelationswert
von 1 Abtastung Np × M mal
durchgeführt
werden. Im Gegensatz dazu wird die Berechnung zum Erzielen der Korrelation,
in der vorliegenden Ausführungsform
einmal bei 4 Abtastungen ausgeführt.
Was den Rest von 3 Malen anbetrifft, sind, wie weiter oben beschrieben,
nur 8 mal Addierschritte notwendig. Daher wird die Anzahl erforderlicher
Addierschritte durch die folgende Gleichung definiert: (Np × M
+ 3 × 8)/4
= Np × M/4
+ 6
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Da
M (Spreizcodeverhältnis)
normalerweise offensichtlich >> 1, kann die Menge
an Operationen im Vergleich zu dem herkömmlichen Verfahren um etwa
1/4 verringert werden.
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Die
Verzögerungszeit,
wenn der Kreuzkorrelationswert die Spitze annimmt, wird schließlich für die Ausgabe
der Empfangzeiterkennungsschaltung benötigt. Wenn alle Kreuzkorrelationswerte
in dem kurzen Abschnitt, der der Impulsantwortzeit des Interpolationsfilters
entspricht, klein sind, wird von dem Interpolationsfilter nie ein
großes
Signal ausgegeben. Daher braucht das Interpolationsfilter keine
Berechnung mit hoher Genauigkeit auszuführen, um die Verzögerungszeit
in dem Abschnitt zu erhalten, in dem der Kreuzkorrelationsleistungswert
klein ist. Das heißt,
das Kreuzkorrelationsfilter wird derart gesteuert, daß es nicht
in dem Abschnitt arbeitet, in dem der Kreuzkorrelationsleistungswert
kleiner als ein vorbestimmter Schwellwert ist, um die Menge an Berechnungen,
die von dem Interpolationsfilter durchgeführt werden sollten, zu verringern.
Der Schwellwert, der das Ein/Aus des Interpolationsfilters bestimmt,
wird von der Rauschleistung und der Spitzenleistung des vorhergesagten
Kreuzkorrelationswerts ebenso wie von der Menge an Berechnungen,
die verringert werden müssen,
und dem kritischen Verhältnis,
das einen Erkennungsfehler aufgrund eines Spitzenfehlers bewirkt,
bestimmt. Zum Beispiel kann der Schwellwert auf einen kleineren
Wert als 1/10 der Spitzenleistung festgelegt werden, von der erwartet
wird, daß sie
die zweifache Rauschleistung hat.
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In
dieser Ausführungsform
mißt ein
Leistungsmessungsabschnitt 107 die Leistung einer Ausgabe
R des Korrelators 102. Dann vergleicht ein Vergleichsabschnitt 108 die
gemessene Leistung mit dem wie weiter oben beschrieben bestimmten
Schwellwert. Der Vergleichsabschnitt 108 gibt ein Signal
zum Stoppen des Betriebs des Interpolationsfilters 103 in
dem Abschnitt aus, in dem der Kreuzkorrelationsleistungswert kleiner
als der Schwellwert ist. Nach Empfang des Stopsignals gibt das Interpolationsfilter 103 eine
Ausgabe R des Korrelators 102 aus wie sie eingegeben wurde.
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Die
Phase des Empfangssignals kann allmählich zwischen Schlitzen verschoben
werden. Es ist auf diese Weise unmöglich, Eb/Eo durch gleichphasige
Kombination zu verbessern, die auf die benachbarten Pilotsymbole
angewendet wurde. So wird die Phasenkomponente entfernt, indem die
Kor relationsleistung (Summe der Quadrate der I-Komponente und der
Q-Komponente) in dem Berechnungsabschnitt 104 erzielt wird und
dann die Kreuzkorrelationswerte zwischen Schlitzen innerhalb der
gleichen Verzögerungszeitdauer
von dem Mittelungsabschnitt 105 gemittelt werden.
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Die
vorher erwähnte
Mittelung wird ausgeführt,
um die Dispersion aufgrund von Rauschen und die Schwankung aufgrund
von Schwund zu mitteln. Das Nehmen einer großen Anzahl von gemittelten
Schlitzen kann die Dispersion aufgrund von Rauschen verringern.
Die Geschwindigkeit zur Verfolgung der Schattenbildung wird jedoch
verringert. Daher wird bevorzugt, die Anzahl gemittelter Schlitze
so klein wie möglich
zu halten. Im Fall einer großen
Anzahl von Pilotsymbolen (zum Beispiel 16) ist das Mitteln nicht
notwendigerweise erforderlich. Der Mittelwert kann auf mehrere verschiedene
Arten erzielt werden, zum Beispiel durch Aufspalten in Blöcke an jedem
einer vorbestimmten Anzahl von Schlitzen, wobei das mobile Mittel
durch Verschieben erzielt wird, oder indem ein mit Index gewichteter
Mittelwert erzielt wird.
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Die
Kreuzkorrelationsleistung Pn(τ)
zur Verzögerung τ an dem n-ten
Schlitz kann durch die folgende Gleichung erzielt werden: Pn(τ)
= Rn(τ) × conj(Rn(τ)).
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Wenn
mit einem Vergessensindex λ gewichtet
wird, wird die gemittelte Kreuzkorrelationsleistung Pmittel n(τ) zu der
Verzögerung τ an dem n-ten
Schlitz aus der folgenden Gleichung abgeleitet: Pmittel
n (τ) = λ·Pmittel
n (τ) +
(1 – λ) Pn(τ).
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Die
Spitzenerkennungsschaltung 106 erzielt die Verzögerungszeit τopt, bei
der die gemittelte Kreuzkorrelationsleistung Pmittel n(τ) einen Maximalwert
annimmt. Wenn der (nicht gezeigte) Datenempfangsabschnitt als ein
RAKE-Empfänger ausgebildet
ist, der mehrere Wege in maximalem Verhältnis kombinieren kann, erzielt
die Spitzenerkennungsschaltung 106 die Anzahl von Spitzen,
die äquivalent
zu der der RAKE-Finger in der Reihenfolge größerer Größe ist, um die Verzögerungszeit τopt auszugeben.
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4 ist
ein Blockschaltbild eines Beispiels für den in 1 gezeigten
Korrelator 102.
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Bezug
nehmend auf 4 weist der Korrelator 102 ein
abgestimmtes Filter 201 und einen Zeitfensterabschnitt 202 auf.
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Das
abgestimmte Filter 201 ist das Filter, das mit der Folge
abgestimmt ist, die durch Spreizen des Pilotsymbols mit dem Spreizcode
erhalten wird. Insbesondere wird es durch ein FIR-Filter realisiert,
das die komplex konjugierte Folge der vorher erwähnten Folge als den Abgreifkoeffizient
verwendet.
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Der
Zeitfensterabschnitt 202 läßt selektiv nur einen Kreuzkorrelationswert
des vorbestimmten Verzögerungszeitbereichs
Tw durch.
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5 ist
ein Blockschaltbild eines anderen Beispiels des in 1 gezeigten
Korrelators 102. Die in 5 gezeigte
Schaltung ist nur dann wirkungsvoll, wenn die Spreizcodelänge äquivalent
zu einer Symboldauer des Pilotsymbols ist. Diese Art von Schaltung
verringert die erforderliche Menge an Operationen, die für die Kreuzkorrelation
erforderlich sind, im Vergleich zur herkömmlichen Schaltung mit der
Spreizcodelänge,
die länger
als ein Symbol ist.
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Bezug
nehmend auf 5 weist der Korrelator 102 auf:
einen ersten Speicher 301 der Art mit seriellem Eingang
und parallelem Ausgang zum Speichern eines digitalen Empfangssignals
S für eine
Zeitspanne, die durch Addieren einer Symbolzeitlänge des Pilotsymbols zu der
Zeitlänge
eines vorbestimmten Verzögerungsbereichs
erhalten wird, einen Demodulationsabschnitt 302 zum Demodulieren
der parallelen Ausgabe des ersten Speichers 301 gemäß dem Pilotsymbolcode,
einen kohärenten
Addierabschnitt 306, der mit einem Addierer 303 und
einem Speicher 304 versehen ist, zum kohärenten Addieren
des demodulierten digitalen Empfangssignal über mehrere Pilotsymbole und
einen Korrelator 305 zum Erzielen einer Kreuzkorrelation
zwischen dem kohärent
addierten digitalen Empfangssignal und dem Spreizcode innerhalb
eines vorbestimmten Verzögerungsbereichs
Tw.
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Um
die Erklärung,
wie der in 5 gezeigte Korrelator 102 arbeitet,
zu vereinfachen, wird angenommen, daß τmin äquivalent zu null und τmax äquivalent
zu 2 M – 1
ist (M Chips stellen eine Symboldauer dar).
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Unter
der obigen Bedingung ist die Größe des ersten
Speichers 301 4 M. Nach Empfang eines digitalen Empfangssignals,
das äquivalent
zu einer Symboldauer ist, gibt der erste Speicher 301 parallel
das Empfangssignal aus, das äquivalent
zu der Dauer der letzten zwei Symbole ist. Das heißt, nach
Empfang des digitalen Empfangssignals, das dem (m + 1)ten Symbol
(m = 0 ~ Np – 1)
entspricht, am n-ten Schlitz gibt der erste Speicher 301 parallel
ein digitales Empfangssignal für
4 M Abtastungen aus, das gemäß der unteren
Gleichung erzielt wird: S(2·L·M·n + 2·M·m + i); i = 0 ~ 4 M – 1.
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Die
Demodulationsschaltung 302 multipliziert eine komplex konjugierte
Zahl des m-ten Pilotsymbols PL(m) an dem n-ten Schlitz mit allen
obigen 4 M Abtastungen.
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Der
kohärente
Addierer 306 addiert akkumulativ jede 4 M Abtastausgabe
von der Demodulationsschaltung 302 zu allen Np Pilotsymbolen.
Der Kopf des Schlitzes wird auf null gelöscht, und es wird keine Addition über die
Schlitze ausgeführt.
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Die
kohärent
addierte 4 M-Abtastung wird durch die folgende Gleichung erhalten:
wobei i = 0 ~ 4 M – 1
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Der
Korrelator 305 berechnet das kohärent addierte Signal Smittel(i);
i = 0 ~ 4 M – 1
und die Kreuzkorrelation der Spreizcodefolge c(i); i = 0 ~ M – 1 innerhalb
der Verzögerungszeit τ = 0 ~ 2
M – 1.
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Die
Korrelation Rn(τ)
wird durch die folgende Gleichung erzielt:
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Die
Anzahl der Addieroperationen, die zum Erzielen der Kreuzkorrelation
im Bereich von τ =
0 ~ 2 M – 1
erforderlich ist, ist 4 M × Np
+ 2 M2. Das Erhöhen der Anzahl der Pilotsymbole
Np kann die Anzahl der obigen Addieroperationen verringern.
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6 ist
ein Blockschaltbild eines anderen Beispiels des in 1 gezeigten
Korrelators 102.
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Bezug
nehmend auf 6 weist der Korrelator 102 auf:
einen ersten Speicher 401 zum Speichern eines digitalen
Empfangssignals S für
eine Zeitspanne, die durch Addieren einer Zeitlänge der Pilotsymbolfolge zu
einer vorbestimmten Zeitlänge
des Verzögerungsbereichs
Tw erhalten wird, einen zweiten Speicher 406 zum Speichern
eines Spreizcodes c, der einem Pilotsymbol PL entspricht, einen
Korrelator 402 zum Erzielen einer Kreuzkorrelation pro
Symbol durch Lesen des digitalen Empfangssignals S und des Spreizcodes
jeweils aus dem ersten Speicher 401 und dem zweiten Speicher 406,
einen Demodulationsabschnitt 403 zum Demodulieren des Kreuzkorrelationswerts,
der von dem Korrelator 402 ausgegeben wird und dem Pilotsymbol
PL entspricht, einen kohärenten
Addiererabschnitt 404 zum akkumulativen Addieren der demodulierten
Korrelationssignale über
mehrere Pilotsymbole und einen Zeitsteuerungsabschnitt 405 zum
Steuern der Empfangszeit, so daß das
Pilotsymbol in dem digitalen Empfangssignal S, das in dem ersten
Speicher 401 akkumuliert ist, enthalten ist, und zum Steuern,
daß wiederholt
aus dem ersten Speicher 401 und dem zweiten Speicher 406 gelesen
wird, indem die Zeit verschoben wird, bis alle Kreuzkorrelationen
innerhalb des vorbestimmten Verzögerungsbereichs
Tw erzielt werden.
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7 ist
ein Blockschaltbild eines weiteren Beispiels des in 1 gezeigten
Korrelators 102.
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Bezug
nehmend auf 7 weist dieser Korrelator 102 auf:
einen ersten Speicher 501 zum Speichern eines digitalen
Empfangssignals S für
eine Zeitspanne, die durch Addieren einer Zeitlänge der Pilotsymbolfolge zu
einer Zeitlänge
eines vorbestimmten Verzögerungsbereichs
Tw erhalten wird, einen Spreizabschnitt 504 zum Spreizen
des Pilotsymbols PL mit einem Spreizcode, einen zweiten Speicher 505 zum
Speichern des durch den Spreizabschnitt 504 gespreizten
Pilotsymbols, einen Korrelator 502 zum Erzielen einer Kreuzkorrelation
durch Lesen des digitalen Empfangssignals S und des gespreizten
Pilotsymbols jeweils aus dem ersten Speicher 501 und dem
zweiten Speicher 505 und einen Zeitsteuerungsabschnitt 503 zum
Steuern der Empfangszeit, so daß das
Pilotsymbol in dem digitalen Empfangssignal S, das in dem ersten
Speicher 501 akkumuliert ist, enthalten ist, und zum Steuern,
daß wiederholt
aus dem ersten Speicher 501 und dem zweiten Speicher 505 gelesen
wird, indem die Zeit verschoben wird, bis alle Kreuzkorrelationen
innerhalb des vorbestimmten Verzögerungsbereichs
Tw erzielt werden.
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Jeder
der in 6 und 7 gezeigten Korrelatoren 102 ist
die Schaltung, die angewendet werden kann, wenn der Spreizcode eine
längere
Symbollänge
als die Länge
einer Symboldauer des Pilotsymbols hat, d. h, direktes Spreizen
unter Verwendung eines langen Codes. In 6 wird die
Korrelation zwischen den Empfangsdaten und dem Spreizcode auf die
gleiche Weise wie normaler Datenempfang erzielt (entspreizt), und
die Demodulation wird unter Verwendung eines bekannten Pilotsymbols
ausgeführt.
Das kohärente
Addieren wird durch Entfernen der Demodulationskomponente ausgeführt. In 7 wird
die Reihe, in der das Pilotsymbol vorher gespreizt wird, erzielt,
und die Kreuzkorrelation zwischen der bekannten Folge und dem Empfangssignal
wird direkt erzielt. Das in 6 gezeigte
Verfahren kann den als das Ergebnis der Verfahrensmitte den Korrelationswert
bei jedem Symbol bereitstellen. Um die Kreuzkorrelationsfolge als
die Aufgabe der vorliegenden Erfindung zu erzielen, sollte die in 7 gezeigte
Schaltung aufgrund ihres einfachen Aufbaus die bessere Wahl sein.
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Der
Betrieb des in 7 gezeigten Korrelators 102 wird
beschrieben.
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8 ist
ein Zeitdiagramm, das den Betrieb des in 7 gezeigten
Korrelators 102 zeigt.
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Bezug
nehmend auf 7 und 8 wird der
Datenempfangsabschnitt, nachdem das dem Pilotsymbol entsprechende
Empfangssignal und die Folge, in der das Pilotsymbol gespreizt werden,
jeweils in den ersten Speicher 501 und den zweiten Speicher 505 eingegeben
werden, während
des Empfangs wiederholt gelesen, so daß der Kreuzkorrelationsschritt
wiederholt ausgeführt
wird. 8 stellt dar, daß der Korrelator 502 parallel
rechnet, um die Kreuzkorrelation bezüglich 32 Verzögerungszeiten
zu erzielen. Die Anzahl paralleler Berechnungen, die durchgeführt werden
können,
wird durch eine Kompromißbeziehung
zwischen der Hardwaregröße und der
Kreuzkorrelations-Rechenzeit definiert. Daher kann eine optimale
Anzahl bestimmt werden, indem das Spreizungsverhältnis, der Verzögerungszeitbereich
zum Suchen der Spitze, der Schlitzzyklus, die Prozeßtaktrate
und ähnliches
betrachtet werden. In diesem Beispiel werden 32 Einheiten paralleler
Korrelatoren verwendet, um 4 M Kreuzkorrelationswerte zu erzielen.
Das Empfangssignal und die gespreizte Pilotsymbolfolge werden wiederholt
4 M/32 mal aus den Speichern gelesen, um den Korrelationsschritt
auszuführen.
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9 ist
ein Blockschaltbild, das eine Empfangszeiterkennungsschaltung eines
CDMa-Empfängers einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Bezug
nehmend auf 9 verarbeitet die Empfangszeiterkennungsschaltung
des CDMA-Empfängers bestimmte
Daten, die anstatt der Verwendung des Pilotsymbols durch die Bestimmung
von Empfangsdaten aus einem Empfangssignal als einem bekannten Signal
erhalten werden. Das heißt,
die in 9 gezeigte Empfangszeiterkennungsschaltung des
CDMA-Empfängers
ist identisch zu der in 1 gezeigten Empfangszeiterkennungsschaltung
des CDMA-Empfängers,
abgesehen davon, daß das
in den Korrelator 102 eingegebene bekannte Signal nicht
das Pilotsymbol ist, sondern die bestimmten Daten sind.
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10 ist
ein Blockschaltbild eines CDMA-Empfängers, der die in 1 gezeigte
Empfangszeiterkennungsschaltung aufweist. Bezug nehmend auf 10 weist
der CDMA-Empfänger
den in 7 gezeigten Korrelator 102 auf.
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Der
CDMA-Empfänger
weist einen Funkempfangsabschnitt 602 zum Umwandeln eines über eine
Antenne 601 empfangenen Funksignals in ein komplexes Basisbandsignal
auf.
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Ein
A/D-Wandler 101 digitalisiert das komplexe Basisbandsignal
in ein digitales Empfangssignal. Ein erster Speicher 501 speichert
das digitale Empfangssignal. Ein Spreizabschnitt 504 spreizt
das Pilotsymbol PL mit einem Spreizcode. Ein zweiter Speicher 502 speichert
die gespreizte Pilotsymbolfolge. Ein Korrelator 502 liest
das digitale Empfangssignal und das gespreizte Pilotsymbol jeweils
aus dem ersten Speicher 501 und dem zweiten Speicher 505,
um eine Kreuzkorrelation zu erzielen.
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Ein
Leistungsberechnungsabschnitt 104 berechnet die Leistung
der Kreuzkorrelationsfolge, die von einem Interpolationsfilter 103 als
die Kreuzkorrelationsleistung interpoliert wurde. Ein Mittelungsabschnitt 105 mittelt
die Kreuzkorrelationsleistung innerhalb der gleichen Verzögerungszeit über mehrere
Schlitze. Ein Spitzenerkennungsabschnitt 106 erkennt eine
Spitze der gemittelten Kreuzkorrelationsleistung.
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Ein
Zeitsteuerungsabschnitt 503 steuert die jeweiligen Arbeitszeiten
des ersten und des zweiten Speichers 501 und 505,
des Korrelators 502, des Interpolationsfilters 103,
des Leistungsberechnungsabschnitts 104, des Mittelungsabschnitts 105 und
des Spitzenerkennungsabschnitt 106.
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Ein
Spreizcode-Erzeugungsabschnitt 603 erzeugt einen Spreizcode
und liefert den Spreizcode an den Spreizabschnitt 504 und
den Entspreizabschnitt 605. Der Entspreizabschnitt 605 gibt
ein entspreiztes Datensignal aus, indem er eine komplex Konjugierte
des Spreizcodes mit dem digitalen Emp fangssignal multipliziert und
das Multiplikationsergebnis um 1 Symbol integriert. Ein Pilotsymbol-unterstützter Kohärenzerkennungsabschnitt 606 erhält durch
lineare Interpolation eine Referenzphase zu jeder Symbolzeit innerhalb
des Schlitzes, wobei ein bekanntes Pilotsymbol in den Kopf von 2
aufeinanderfolgenden Schlitzen als ein Referenzsignal für die Kohärenzerkennung
eingefügt
wird. Ein RAKE-Kombinationsabschnitt 607, der einen Entspreizabschnitt, der
identisch zu dem Entspreizabschnitt 605 ist, und mehrere
Pilotsymbol-unterstützte
Kohärenzerkennungsabschnitte
aufweist, die identisch zu dem Pilotsymbol-unterstützten Kohärenzabschnitt 606 sind,
gibt Empfangsdaten aus, indem er jeden Weg des Mehrwegeübertragungskanals
wellendetektiert und in einem maximalen Verhältnis kombiniert. Ein Synchronisationsschutzabschnitt 604 überwacht
Fehler einer von dem Spitzenerkennungsabschnitt 106 erkannten
optimalen Empfangszeit τopt,
die Spitzenleistung Popt bei der optimalen Empfangszeit τopt und ein
in den Empfangsdaten enthaltenes Synchronisationssignal (Das bekannte
Pilotsymbol kann als das Synchronisationssignal verwendet werden.)
und steuert den Spreizcode-Erzeugungsabschnitt 603 und
den Zeitsteuerungsabschnitt 503 so, daß der Synchronisationszustand
aufrechterhalten wird.
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11 ist
ein Blockschaltbild eines anderen Beispiels für den CDMA-Empfänger, der
die gleiche Funktion realisiert wie sie von dem in 10 gezeigten
CDMA-Empfänger
ausgeführt
wird.
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Bezug
nehmend auf 11 weist der CDMA-Empfänger die
zu den mit den gleichen Bezugszeichen bezeichneten identischen Elemente
auf. Der CDMA-Empfänger
weist auf: einen Such-Korrelator 705 zum Speichern einer
Korrelationsfolge zwischen dem digitalen Empfangssignal und der
an jedem Schlitz in einem Dualport-RAM 706 gespreizten
Pilotsymbolfolge, einen RAM 704 zum vorübergehenden Speichern von Empfangsdaten,
die von dem Such-Korrelator 705 verwendet werden, einen
Spreizcode-Generator 708 zum Erzeugen eines Spreizcodes
und einer gespreizten Pilotsymbolfolge und Lie fern dieser an den
Such-Korrelator 705 und den Datendemodulationskorrelator 709,
einen Datendemodulationskorrelator 709 zum Entspreizen eines
digitalen Signals in mehrere Mehrwegesignale mit mehreren RAKE-Fingern
entsprechend einer Empfangsverzögerung,
die durch einen DSP (digitalen Signalprozessor) 707 geordnet
werden, und Speichern des entspreizten Signals in den Dualport-RAM 710,
um eine optimale Empfangszeit in dem Spreizcodegenerator 708 einzustellen,
indem die Spitze der in dem Dualport-RAM 706 gespeicherten
Kreuzkorrelationsfolge durch den Such-Korrelator 705 bezüglich des
Interpolationsfilterbetriebs, der Leistungsberechnung, der Schlitz-Schlitz-Mittelung
und der Anzahl der RAKE-Finger bestimmt wird und das von dem Datendemodulationskorrelator 709 in
den Dualport-RAM geschriebene entspreizte Signal gelesen wird, wobei
durch Pilotsymbol-unterstützte
Kohärenzerkennung
die jeweiligen RAKE-Finger in einem maximalen Verhältnis kombiniert werden
und dann die Empfangsdaten bestimmt werden.
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Der
Such-Korrelator 705, der Spreizcodegenerator 708 und
der Datenmodulationskorrelator 709 können durch eine Hardware, zum
Beispiel ein Gate Array (G/A), eine exklusive LSI und ähnliches,
gebildet werden. Angenommen, die Chip-Rate wird auf 4,096 MChip/s und die
Symbolrate auf 256 kSymbol/s festgelegt, dann kann die exklusive
Hardware die Chip-Rate verarbeiten, wobei eine einfache und hochschnelle
Verarbeitung erforderlich ist. Im Gegensatz dazu kann die DSP-Firmware
eine Symbolraten-Verarbeitung realisieren, wobei eine relativ niedrige
Geschwindigkeit aber eine komplexe Verarbeitung erforderlich ist.
Als Ergebnis kann die wünschenswerteste
Ausführungsform
realisiert werden.
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Eine
erste vorteilhafte Auswirkung der vorliegenden Erfindung ist, daß die Wahrscheinlichkeit
und Genauigkeit zum richtigen Erkennen des Spitzenpunkts des Verzögerungsprofils
selbst dann verbessert werden kann, wenn Eb/Eo pro Weg gering ist.
Daher kann immer die geeignete Empfangszeit eingerichtet werden,
was zu der verbesserten Empfangsqualität führt. Da die vorliegende Erfindung
die gewünschte
Emp fangsqualität selbst
unter der niedrigeren Eb/Eo-Bedingung erfüllt, können außerdem die Kapazität des Zellularsystems
unter Verwendung von CDMA und der von einer Basisstation abgedeckte
Zellenradius vergößert werden.
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Als
der erste Grund für
die durch die vorliegende Erfindung zur Verfügung gestellte weiter oben
beschriebene Wirkung wird das Verzögerungsprofil bereitgestellt,
indem eine Kreuzkorrelation zwischen einem bekannten Signal und
dem Empfangssignal über
mehrere Symbole erzielt wird, oder indem über mehrere Symbole (normalerweise
die Anzahl der Pilotsymbole pro Schlitz) kohärent addiert wird. Und dann
wird die Leistung (Summe von Quadraten) erzielt. Als Ergebnis wird
die Leistung der in dem Kreuzkorrelationswert enthaltenen Rauschkomponente
auf 1/(Anzahl von Pilotsymbolen) verringert, was kleiner als im
Fall des bisherigen Stands der Technik ist. Angenommen, daß die Anzahl
der Pilotsymbole pro Schlitz 16 ist, kann die Leistung der Rauschkomponente
um etwa 12 dB verringert werden.
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Da
das gleiche Empfangssignal wiederholt zum Berechnen des Korrelationswerts
mit verschiedenen Verzögerungen
verwendet wird, kann als der zweite Grund die Pegelbeziehung zwischen
Kreuzkorrelationswerten mit verschiedenen Verzögerungen ungeachtet einer großen Schwankung
des Empfangspegels aufgrund von Schwund streng aufrecht erhalten
werden. Daher kann die vorliegende Erfindung das Problem, daß der Kreuzkorrelationswert,
der zu einem Zeitpunkt erzielt wird, wenn der Empfangspegel aufgrund
von Schwund erhöht
wird, den Kreuzkorrelationswert des richtigen Spitzenpunkts, der
zu einem Zeitpunkt erzielt wird, wenn der Empfangspegel niedrig
ist, übersteigt,
vollständig
lösen.
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Als
dritter Grund wird der Kreuzkorrelationswert in der vorliegenden
Erfindung bei 1/2 Chipintervall erzielt, und dann wird er unter
Verwendung eines Interpolationsfilters bei einem kürzeren Intervall
erzielt. Entsprechend kann ein genauerer Spitzenpunkt (Verzögerungszeit)
des Verzögerungsprofils
erzielt werden. Die vorliegende Erfindung ver bessert die Genauigkeit
der Empfangszeiterkennung erheblich, ohne den Verarbeitungsaufwand
zu erhöhen.
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Eine
zweite vorteilhafte Auswirkung der vorliegenden Erfindung ist, daß der Verarbeitungsaufwand, der
zum Erzielen der Spitze des Verzögerungsprofils
erforderlich ist, verringert werden kann.
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Dies
liegt daran, daß die
vorliegende Erfindung erfordert, daß man den Korrelationswert
nur an dem 1/2-Intervall erzielt, um die Verschlechterung des Eb/Eo,
die für
eine optimale Empfangszeit erforderlich ist, auf 1 dB oder weniger
zu halten. Im Gegensatz dazu erfordert der bisherige Stand der Technik,
daß der
Korrelationswert im 1/4-Intervall erzielt wird. Da das in dem Kreuzkorrelationswert
enthaltene Rauschen verringert werden kann, kann die Anzahl der
Mittelungsarbeitsschritte zur Beschränkung der Dispersion der Rauschleistung ebenfalls
verringert werden.
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Eine
dritte vorteilhafte Auswirkung der vorliegenden Erfindung ist, daß die Größe der für das Basisstationssystem
verwendeten Hardware verringert werden kann.
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Dies
liegt daran, daß die
Schaltung der vorliegenden Erfindung alle Funktionen der anfänglichen
Synchronisationserfassung (Anfangssuche), der neuen Wegerfassung
(Suche) und der Synchronisationsverfolgung durch Ersetzung von zwei
Schaltungen, der Anfangssynchronisations-Erfassungsschaltung (Suchschaltung)
und der Synchronisationsverfolgungsschaltung (zum Beispiel DLL (Delay
Lock Loop)), mit denen das herkömmliche
System ausgestattet sein mußte,
realisiert.
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Bezug
nehmend auf 1 und 9 werden
der Leistungsmessungsabschnitt 107 und der Vergleichsabschnitt 108 vorgesehen,
und das Interpolationsfilter 103 wird bei einem vorbestimmten
Schwellwert oder darüber
betrieben. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung kann jedoch gelöst werden,
indem das Interpolationsfilter 103 ungeachtet des Schwellwerts
ohne Bereitstellung des Leistungsmessungsabschnitts 107 und
des Vergleichsabschnitts 108 betrieben wird.
