DE69732097T2

DE69732097T2 - Nachrichtenübertragungssystem mit mehrfachzugriff und verfahren unter verwendung von code- und zeitverteilung

Info

Publication number: DE69732097T2
Application number: DE69732097T
Authority: DE
Inventors: W. Paul DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-02-29
Filing date: 1997-02-20
Publication date: 2005-06-02
Anticipated expiration: 2017-02-21
Also published as: US5894473A; AU1963897A; EP0883941A1; CA2246535C; JP3920345B2; KR19990087377A; CN1087534C; DE69732097D1; CA2246535A1; JP2000505629A; WO1997032413A1; EP0883941B1; AU716097B2; KR100429961B1; BR9707891A; CN1217111A; ID17697A

Description

Hintergrund
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme bzw. CDMA-Kommunikationssysteme und insbesondere Funkkommunikationssysteme wie Zellular-, Satelliten- oder Personalkommunikationsnetze bzw. PCNs, welche sowohl CDMA- als auch Zeitmultiplex-Vielfachzugriff bzw. TDMA zur Übertragung verwenden. Die Erfindung kann auch angewendet werden auf andere Übertragungsmedien wie zum Beispiel festverdrahtete Lokalbereichsnetze bzw. LANs, wobei es wünschenswert ist, viele gleichzeitige Kommunikationsverbindungen zwischen Teilnehmern im Netz zu unterstützen.
Es ist im Stand der Technik wohlbekannt, dass CDMA-Techniken verwendet werden können zum Übertragen vieler unabhängiger Signale, die im selben Frequenzspektrum überlappen. CDMA umfasst Codierinformations-Bits mit einem hohen Grad an Redundanz derart, dass eine viel größere Anzahl an Bits, als "Chips" bekannt, zur Übertragung erhalten werden.
Die einfachste Form der Redundanz umfasst das mehrmalige Wiederholen eines Daten-Bits, aber CDMA umfasst ferner die Pseudo-Zufallsänderung des Vorzeichens oder der Polarität jeder der Wiederholungen unter Verwendung eines sowohl dem Sender als auch dem Empfänger bekannten Codes. Der Empfang eines solchen Signals umfasst das Entfernen des Vorzeichenwechsels unter Verwendung einer lokalen Replik des Codes und dann Kombinieren der wiederholten Bits unter Verwendung von beispielsweise Majoritätsabstimmung. Da ein unerwünschtes, überlappendes und potentiell störendes Signal mit unterschiedlichem Vorzeichenwechsel nicht wiederhergestellt wird zu wiederholten Bits desselben Vorzeichens, wenn die Vorzeichen mit einem inkorrekten Code entfernt werden, werden solche Störsignale im Prinzip einen Nettoanteil von null zu dem Majoritätsabstimmungsprozess beitragen und werden demnach keine Fehler verursachen.
Wenn andere Signale mit inkorrekten Codes einen exakten Null-Beitrag zu dem Majoritätsabstimmungsprozess beitragen, das heißt, nach dem Entferne des Vorzeichenwechsels eines gewünschten Signals haben die unerwünschten Signale exakt die Hälfte ihrer wiederholten Bits von entgegengesetztem Vorzeichen zu der anderen Hälfte, dann werden solche Signale "orthogonal" genannt.
Orthogonalcodes können alternativ verwendet werden zum Kodieren eines Blocks von N Daten-Bits gemeinsam zum Erzeugen eines repräsentativen Block-Codeworts mit 2^N–1 oder 2^N Bits. Solche Codes werden "bi-orthogonale" bzw. "orthogonale" Block-Codes genannt. Wenn orthogonale oder bi-orthogonale Codes verwendet werden zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen gesendeten Daten-Bit-Blöcken von demselben Sender, können sie nicht auch verwendet werden zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Sendern. Die gesamte oder ein Teil der Leistung des Codes kann verwendet werden zum Codieren von Daten-Bits von demselben Sender und dann kann die verbleibende Leistung verwendet werden zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Sendern. Der TIA-Standard IS95 (Telecommunications Industry Association) ist ein Beispiel der Verwendung von Orthogonal-Codes zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Daten-Bit-Blöcken (der IS95-Aufwärtsstreckenverbindung bzw. Uplink) und auch der Verwendung von Orthogonalcodes zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Sendungen (der IS95-Abwärtsstreckenverbindung bzw. Downlink).
Unglücklicherweise ist die Anzahl verfügbarer Orthogonalcodes zum Aufbau eines Satzes von Orthogonalsignalen begrenzt auf weitgehend die Anzahl von in dem Codewort verwendeten Chips. Bei einer größeren Zahl überlappender Signale als der erwünschten, können ihre Codes nicht alle gleichzeitig orthogonal sein. Darüber hinaus wird Orthogonalität zerstört durch das Ausbreitungsphänomen, das üblich ist bei Mobilfunkausbreitung und bekannt ist als Mehrpfad-Ausbreitung oder Zeit-Dispersion. Mehrpfad-Ausbreitung tritt auf, wenn der Pfad zwischen einem Sender und einem Empfänger Reflektionen von großen Objekten umfasst, die zu Echos mit unterschiedlichen Verzögerungen führen. Codes, die orthogonal bleiben, wenn sie verzögert oder zeitverschoben werden in Bezug auf einander, können nicht leicht aufgebaut werden in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik. Mehrpfad-Echos, die verzögert werden um eine Chip-Periode oder mehrere Chip-Perioden, werden normalerweise als "unabhängige Strahlen" bezeichnet.
Mehrpfad-Echos mit einer Verzögerung, die kürzer ist als eine Chip-Periode, werden nicht mit einer oder mehreren Ganz-Chip-Zeitverschiebungen in Bezug auf den unverschobenen Code empfangen, aber führen zu einem anderen Phänomen, das als Rayleigh-Fading bzw. Rayleigh-Schwund bezeichnet wird. Während solche Echos nur ein Bruchteil einer Chip-Periode sein können, können sie verzögert werden um einige ganze Zyklen oder Teilzyklen der Funkträgerfrequenz, welche allgemein von viel höherer Frequenz ist als die Chip-Rate und demnach von viel kürzerer Wellenlänge.
Diese Echos können demnach konstruktiv oder destruktiv kombiniert werden, abhängig von ihrer Phase, die sich rasch ändern kann bedingt durch Empfänger- oder Senderbewegung.
Daher erscheint die Amplitude eines den Code tragenden Strahls verschoben um eine oder mehrere ganze Chip-Perioden zufällig in Amplitude und Phase zu variieren bedingt durch das Zusammengesetztsein aus vielen kleinen Strahlen von Verzögerungen, die kürzer oder länger sein können als die Gesamtzahl von Chip-Perioden.
Ein Signal, das Echos von verschiedenen Verzögerungen umfasst, die nicht erforderlichenfalls Mehrfache einer Chip-Periode sind, kann exakt mathematisch wiedergegeben werden durch eine Anzahl von Strahlen, die relativ verzögert sind um exakt ein Vielfaches der Chip-Periode, aber welche ein Rayleigh-Fadingverhalten einer mehr oder weniger unkorrelierten Weise zeigen. Die mathematische Wiedergabe kann auf diese Weise betrachtet werden als Sammeln aller Echos, die innerhalb von ±1/2 einer Chip-Periode eines exakten Chip-Perioden-Verzögerungsvielfachen liegen, gemeinsam mit dem Bestimmen der Amplituden- und Phasenvariation eines repräsentativen Strahls mit der exakten Mehrfachchip-Verzögerung.
Rayleigh-Fading für niedrige Geschwindigkeiten kann zu dem Auslöschen eines Strahls für Perioden führen, die zu lang sind, um von zeitverschachtelter Codierung oder anderen Gegenmaßnahmen überbrückt zu werden, was zu temporärem Verlust der Übertragung für kurze Zeitdauern führt und demnach zu Fehlern in der Informationsübertragung. Wenn das Signal durch einige Strahlen unterschiedlicher Ganz-Chip-Verzögerungsmehrfacher und das Auslöschen bzw. Fading in unkontrollierter Weise wiedergegeben werden kann, dann wird die Gefahr aller vollständigen Strahlauslöschungen reduziert, und geringere Fehler treten auf. Demnach können Mehrpfad-Echos von Mehr-Chip-Verzögerungen vorteilhaft sein beim Herbeiführen sogenannter "Mehrpfad-Verstärkung". Unglücklicherweise, wie bereits gesagt, haben solche Echos im Stand der Technik den Nachteil des Verleugnens des Vorteils von Orthogonal-Codes gehabt.
Wenn die Chip-Periode reduziert wird, gibt es eine größere Wahrscheinlichkeit, dass Echos um eine oder mehrere Chip- Perioden verzögert werden, und jede Chip-Periode wird im allgemeinen eine geringere Anzahl von Echos umfassen. Schließlich wird jedes individuelle Echo oder jeder verzögerte Pfad aufgelöst, wenn die Chip-Perioden ausreichend kurz werden, und da jeder Strahl dann aus einem einzelnen Pfad besteht, zeigt er nicht das Rayleigh-Fading-Phänomen. Unglücklicherweise, wenn die Umgebung eine große Anzahl solcher Strahlen umfasst, wird die Empfänger-Komplexität zum Verarbeiten des Signals übermäßig.
Das als JTIDS (Joint Tactical Information Distribution System) bekannte US-Militärkommunikationssystem ist ein anderes Beispiel für ein System, zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Sender-Datenblöcken das Orthogonal-Codes verwendet, wie es der zitierte TIA-Standard IS95 in seiner Aufwärtsstreckenverbindungsrichtung tut. IS95 sendet verwürfelte 64-Bit-Codewörter, von denen jedes 6 Bits an Information trägt, wohingegen JTIDS verwürfelte 32-Bit-Codewörter sendet, von denen jedes 5 Bit an Information trägt. IS95 sendet Codewörter in einem kontinuierlichen Strom und verwendet eine Vorrichtung, um Mehrpfad-Ausbreitung entgegenzutreten, die als RAKE-Empfänger bekannt ist, welche nachstehend ferner beschrieben werden wird. JTIDS hingegen wendet Zeitkompression auf jedes einzelne Codewort AN zum Übertragen in einem einzelnen Burst und verwendet einen RAKE-Empfänger zum Kombinieren von Mehrpfad-Strahlen.
JTIDS ist nicht als ein Netz von Basisstationen konfiguriert, die jeweils mit einer Vielzahl von Mobilstationen kommunizieren, sondern betrachtet eine Vielzahl von autonomen mobilen oder festen Stationen, die paarweise direkt miteinander kommunizieren.
JTIDS wird auch nicht als Direktabfolge-CDMA-System (Direct Sequence CMDA) betrachtet, das es vielen Benutzern ermöglicht, zur gleichen Zeit im selben Frequenzkanal zu überlappen, da der 32,5-Orthogonal-Außencode nicht die Leistung hat, signifikante, permanent überlappende Interferenzen zu tolerieren. Stattdessen verwendet er Frequenzhüpfen (frequency hopping) zum Minimieren der Wahrscheinlichkeit von Zusammentreffen mit anderen Nutzern. Es gehört demnach zu der Klasse von Frequenzhüpf-Spreizspektrumsystemen und nicht zu der Klasse von Direktabfolge-CMDA-Systemen.
Zudem sehen JTIDS-Empfänger keine Zeitexpansions-Empfangs-Bursts zur Verarbeitung vor, wie Schmalband-TDMA-Signale, die beispielsweise mehr Mehr-Benutzer-Demodulatoren, wie Interferenzsubstraktion oder gemeinsame Demodulation (Joint demodulation) verwenden, sondern verarbeitet eher direkt das Breitbandsignal zum Dekodieren eines 32,5-Orthogonal-Codeworts zum Erhalten eines 5-Bit-Reed-Solomon-Symbols. Tatsächlich bewahrt JTIDS als ein militärisches System die Sicherheit durch Geheimhalten der Codes von einigen Benutzergruppen oder Paaren von anderen Stationen, so dass ein Gefährden eines Codes nicht die Sicherheit aller Kommunikationen gefährden würde. Die durch solche militärischen Systeme praktizierte Sicherheitsdoktrin vermeidet demnach die oder führt weg von den Techniken der gemeinsamen Demodulation, die zivilen Kommunikationssystemen zum Vorteil gereichen durch Veröffentlichen aller CDMA-Zugangscodes.
Der RAKE-Empfänger hat seinen Namen erhalten von einem Empfänger des Standes der Technik, der eingerichtet war zum Verarbeiten von über unterschiedliche, relativ verzögerte Pfade empfangenen Signalen. Solch ein Empfangskanal ist als Mehrfpad-Kanal bekannt, und die unterschiedlichen Pfade können auch als Strahlen oder Echos bezeichnet werden. Der RAKE-Empfänger gemeinsam mit innovativen Variationen, die spezieller eingerichtet sind für den Zellular-CDMA-Kanal von Basisstation zu Mobilstation, werden im US-Patent Nr. 5,572,552 mit dem Titel "A Method and System for Demodulation of CMDA Downlink Signals" (Verfahren und System zum Demodulieren von CDMA-Abwärtsstrecken-Verbindungssignalen) beschrieben. Es wird darin erläutert, wie ein Empfänger individuelle Strahlen unter Verwendung von Korrelation isolieren und dann kombinieren kann. Wenn der Empfänger nicht alle Strahlen bedingt durch die Komplexitätsbeschränkungen isolieren und kombinieren kann, dann repräsentieren jene, die nicht isoliert und kombiniert werden, eine komplette Kopie der Störsignalumgebung, effektiv die Anzahl von auftretenden Überlappungsstörsignalen vermehrend. Da jedes CDMA-System der Anzahl unabhängiger überlappender und interferierender Signale Grenzen auferlegt, die ohne übermäßige Übertragungsfehler toleriert werden können, verursachen nicht verwendete Echos eine Reduzierung der Anzahl von Signale, die gesendet werden können, d. h. die Kapazität des Systems gemessen in Erlang pro Megahertz pro Einheitsbereich.
US-Patent Nr. 5,151,919 und 5,218,619 mit den jeweiligen Titeln "Subtractive Demodulation of CDMA Signals" und "CDMA Substractive Demodulation" beschreiben neue Vorrichtungen zum Erhöhen der Anzahl von nicht orthogonalen CDMA-Signalen, deren Überlappen dadurch zugelassen werden kann, dass zuerst die stärksten überlappenden Signale dekodiert werden und sie und ihre Echos dann subtrahiert werden vor dem Fortsetzen des Demodulierens des nächststärksten Signals, usw., bis ein gewünschtes Signal dekodiert wird.
Subtraktive Demodulation in Übereinstimmung mit US 5572552 , US 5151919 und US 5218619 verwendend kann gezeigt werden, dass der Umfang an Rechenaufwand, der in einem Empfänger benötigt wird, zumindest mit dem Kubik der Chip-Rate zunimmt, wenn das CDMA-System zu der vollen Kapazität verwendet wird, zu der es imstande ist. Dies bedeutet, dass die Vorteile subtraktiver Demodulation für Schmalband-CMDA-Systeme niedriger Chip-Rate leicht erreicht werden können, CDMA-Systeme niedriger Chip-Rate veranlassend, bessere Performance zu zeigen als Systeme hoher Chip-Raten, die die subtraktive Technik bedingt durch die Komplexität der Beschränkungen nicht verwenden können.
Demnach ist die Verwendung der obigen Techniken schwierig zum simultanen Erreichen der Vorteile von: 1) Orthogonalität, welche nur verfügbar ist in Abwesenheit von Zeit-Dispersion oder um mehr als eine Chip-Periode verzögernden Echos: 2) Pfad-Diversity, welche nur erhalten wird, wenn um eine oder mehrere Chip-Perioden verzögerte Echos vorliegen: 3) Auflösung individueller Strahlen zum Eliminieren von Rayleigh-Fading, was nur erhalten wird mit sehr hohen Chip-Raten in der Größenordnung von 10 MB/s: und 4) Interferenz-Subtraktion, dessen Komplexität beschränkt wird auf niedrige Chip-Raten, beispielsweise unter 300 kB/s.
TIA-Standard IS95 spezifiziert kontinuierliche CDMA-Sendung unter Verwendung einer Chip-Rate von näherungsweise einer Chip-Rate von 1 MB/s und diese fällt zwischen zwei Zerfahren, da sie zu schmalbandig ist zum Erreichen der Vorteile von Eliminierung des Rayleigh-Fading auf den individuellen Strahlen, während sie zu hoch ist in der Chip-Rate und demnach zu aufwendig für eine Mobilstation niedriger Kosten und niedriger Leistung zum Erreichen der Vorteile von Interferenz-Subtraktion.
Ein Verfahren des Erstreckens der Vorteile subtraktiver Demodulation auf höhere Chip-Raten ist im US-Patent Nr. 5,862,173 mit dem Title "Reorthogonalization of Wideband CMDA Signals" beschrieben. Dieses Patent offenbart Entspreizungssignale in einer Signalstärkenordnung zum Erhalten von Schmalbandsignalen, die dann durch Nullsetzen einer Frequenzbereichskomponente unter Verwendung eines Schmalband-Notch-Filters bzw. Sperrfilters ausgeklinkt werden. Diese Technik wird auch verwendet zum Nullsetzen verzögerter Echos eines Signals und Subtrahieren der Fehler durch Wiederholen des Nullsetzungsprozesses nach dem ersten Nullsetzen anderer unerwünschter Signale.
Das oben beschriebene, mit Hilfe von spektralem Annulieren angewendete Neuorthogonalisierungsprinzip ist in 1 und 2 dargestellt. In 1 mischt ein Empfänger 100 das empfangene Signal abwärts, falls erforderlich, zu einer geeigneten Zwischenfrequenz. Die Zwischenfrequenz wird dann unter Verwendung des Codes C1 des stärksten Signals im Entspreizer 101 entspreizt. Das entspreizte Schmalbandsignal wird dann im Spektralbereich durch ein Nullausgleichsfilter 102 null gesetzt. Das Restsignal wird dann erneut gespreizt mit dem Code C1 im Neuspreizer 103 vor dem Entspreizen davon in 104 mit dem Code C2, Nullsetzen des Signals 2 im Filter 105 und Neuspreizen mit C2 im Block 106. Gemäß einer Ausführungsform ist die Neuorthogonalisierung des Signals in Bezug auf C1, d. h. durch nochmaliges Subtrahieren einer Komponente, die mit C1 korreliert, nachdem andere Signale subtrahiert oder null gesetzt worden sind, als ein zweiter C1-Entspreizer 107, ein zweites Null-Filter für C1-korrelierte Komponenten 108 und ein zweiter C1-Neuspreizer 109 gezeigt. Nach der Neusubtrahierungsstufe, die durch die Blöcke 107, 108 und 109 repräsentiert wird, kann das Restsignal ferner verarbeitet werden zum Extrahieren anderer Signale und eine Neusubtraktion von C2 und C1 für ein drittes Mal. Tatsächlich kann eine Neusubtraktion irgendeines oder aller zuvor subtrahierter Signale durchgeführt werden zum Verhindern von Akkumulieren der ein Dekodieren schwacher Signale verhindern könnenden Subtraktionsunvollständigkeiten.
2 zeigt, dass einige der Signalentfernungsstufen zum Entfernen unterschiedlich verzögerter Strahlen desselben Signals verwendet werden können durch Verwenden einer verzögerten Version C1-_t–T der Codefolge C1_t. Strahlen werden vorzugsweise in absteigender Signalstärkenordnung entfernt. Beispielsweise angenommen, ein Strahl 1 des Signals 1 ist der stärkste empfangene Strahl von allen, dann wird er in einer ersten Stufe 91 unter Verwendung des Codes C1_t entspreizt. Die entspreizte Komponente des Strahls desselben Signals (z. B. Signal 1 Strahl 1, Signal 1 Strahl 2, etc.) kann in einen Kombinierer 95 eingespeist werden, der beispielsweise ein RAKE-Kombinierer sein kann, der die Phase und Amplitude jedes Strahls nachverfolgt und kohärente Kombination mit Hilfe komplexer Gewichtungen vornimmt zum Verbessern des Signals zum Dekodieren im Decoder 96. Der Block 95 kann alternativ ein Auswahlkombinierer sein, um zum Dekodieren immer den stärksten Strahl des Signals 1 auszuwählen, der jedoch immer angeordnet sein sollte, um der in Stufe 91 unter Verwendung der geeigneten Code-Verzögerung C1_t, C1_t–T, etc. in Stufe 1 zu sein. Block 92 zeigt, dass Strahlen anderer Signale entspreizt und entfernt werden können, bevor ein zweiter Strahl des Signals 1 entspreizt wird, was wünschenswert ist, wenn die Strahlen des anderen Signals stärker sind als Signal 1, Strahl 2.
Signalstrahl 2 wird in Stufe 93 unter Verwendung des Codes C1 verzögert um T entspreizt, d. h. der Codeabfolge C1_t–T, wobei T ausgewählt wird, um so nahe wie möglich der Verzögerung des zweitstärksten Strahls des Signals 1 in Bezug auf den stärksten Strahl des Signals 1 zu entsprechen. Die Komponente des entspreizten Strahls 2 wird in dem Kombinierer 95 eingespeist, bevor sie aus dem Signal herausgefiltert wird, das hindurch gelaufen ist zu nachfolgenden, durch Block 94 wiedergegebenen Stufen. Block 94 kann fortsetzen, andere Strahlen des Signals 1 zu entspreizen und zu entfernen, Strahlen anderer Signale, oder Komponenten wieder zu subtrahieren, die korreliert sind mit irgendeinem von dem Code C1_t, dem Code C1_t–T oder irgendeinem anderen Code oder einem verzögerten Code, der zuvor in einer früheren Signalentfernungsstufe verwendet worden ist.
Breitband-Neuorthogonalisierung gemäß der obigen Offenbarung kann ausgeführt werden durch Analogfilter, die weniger Energie verbrauchen als digitale Signalverarbeitung; jedoch kann die Anzahl von Analogfiltern, die in praktikabler Weise in einem Empfänger wie zum Beispiel einem Mobiltelefon eingeschlossen sein können, beschränkt auf eine viel kleinere Zahl als möglich sein könnte in beispielsweise einer Zellularbasisstation, und demnach ist die Technik eher praktikabel für CDMA-Aufwärtsstreckenverbindungen bzw. Uplinks als für CDMA-Downlinks.
Eine andere praktische Einschränkung von Breitband-CDMA für Duplex-Kommunikationssysteme ist die Interferenz zwischen eigenem Sender und eigenem Empfänger. Solche Interferenz kann vermieden bei Schmalband-FDMA, TDMA- oder CDMA-Systemen durch Zuweisen einer getrennten Frequenz oder eines Frequenzbandes für die Übertragung und den Empfang jeweils über ein tragbares Telefon, wobei die Sende-/Empfangsfrequenzzuweisung bei der Basisstation umgekehrt wird. Der Frequenzraum zwischen Sende- und Empfangsfrequenzen ist bekannt als Duplex-Beabstandung. Eine typische verwendete Duplex-Beabstandung sind 45 MHz. Unglücklicherweise, wenn Breitband-CDMA verwendet wird, kann die Duplex-Beabstandung nicht ausreichend sein in Bezug auf die Signalspreizbandbreite zum Verhindern, dass sich die Spektralschwänze des Senderempfängers in das Empfängerband ausdehnen und hierdurch Interferenz verursachen.
Die obigen Nachteile von IS95 und anderen CDMA-Systemen beim Behindern des gleichzeitigen Auftretens der jeweiligen Vorteile von Breitand- und Schmalband-CDMA-Systemen werden ausgeräumt, wenn beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung, die nun beschrieben werden, umgesetzt werden.
Resümee
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung wird Information kodiert und moduliert zum Senden auf einer geeigneten Trägerfrequenz für das Senden über das Medium derart, dass jedes Signal über eine breite Bandbreite gespreizt wird und im Frequenzbereich mit anderen ähnlichen Signalen überlappt. Zusätzlich zeitkomprimiert jeder Sender das kodierte Signal zum Senden nur während zugeordneter Zeitschlitze in aufeinanderfolgenden wiederholten Rahmendauern. Ein beispielhafter Empfänger empfängt ein zusammengesetztes Signal, das viele überlappende Signale umfasst und wird nur während zugewiesener Empfangszeitschlitze aktiviert zum Empfangen und Umsetzen des zusammengesetzten Signals in einen Satz von komplexen numerischen Abtastwerten, die das empfangene zusammengesetzte Signal repräsentieren, über jeden Zeitschlitz. Die komplexen numerischen Abtastwerte werden in einem Prozessor gespeichert und werden dann wieder aufgerufen durch einen numerischen Prozessor, der arbeitet, um ein designiertes der überlappenden Signale zu trennen, entspreizen und dekodieren zum Erhalten von in dem zugewiesenen Zeitschlitz gesendeter Information, wobei das Verarbeiten beispielsweise Entspreizen oder Dekodieren stärkerer Signale einschließt und das Eliminieren davon vor dem Dekodieren des zugeordneten Signals. Aufeinanderfolgende, in entsprechenden Zeitschlitzen in aufeinanderfolgenden Rahmenperioden gesendete Information kann dann zusammengesetzt und weiterverarbeitet werden zum Wiedergewinnen der Ursprungsinformation, die beispielsweise ein digitales Sprachsignal sein kann.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die vorstehenden und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden eher verstanden auf das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, in welchen zeigt:
1 ein Blockdiagramm zum Erläutern von Neuorthogonalisierung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
2 ein Blockdiagramm zum Erläutern des Entfernens verzögerter Signalstrahlen in Übereinstimmung mit einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
3 einen beispielhaften Sender, der geeignet ist zur Verwendung mit der Erfindung;
4 einen Empfänger gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
5(a) ein Blockdiagramm eines beispielhaften CDMA-Subtraktionsdemodulators;
5(b) ein Blockdiagramm eines Signalstärkeprozessors gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
6 eine schnelle M-Punkt-Walsh-Transformation (M-point Fast Walsh Transform);
7 ein Blockdiagramm eines ein IIR-Filter einschließenden Empfängers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
8 einen beispielhaften Basisstationssender zum Senden mehrerer Signale auf unterschiedlichen Zeitschlitzen;
9 einen beispielhaften Basisstationssender zum Senden von mehreren Signalen auf unterschiedlichen Zeitschlitzen und unterschiedlichen Trägerfrequenzen;
10 eine beispielhafte Basisstation zum Senden mehrerer Signale auf unterschiedlichen Zeitschlitzen und unterschiedlichen Trägerfrequenzen in unterschiedlichen Richtungen;
11 eine beispielhafte Empfangsstation zum Empfangen mehrerer Signale auf unterschiedlichen Zeitschlitzen, unterschiedlichen Frequenzen und aus unterschiedlichen Richtungen; und
12 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Basisstation und Mobilstation.
Detaillierte Beschreibung
Ein beispielhaftes System und Verfahren, in welchem die jeweiligen Vorteile der Breitband- und Schmalband-CDMA-Systeme simultan erzielt werden können, wird nun beschrieben.
3 zeigt einen mit einer Quellen- und Fehlerkodiereinrichtung 10 verbundenen Informationseingang. Quellen- und Fehlerkodierung kann solche konventionellen Prozesse wie Sprachdigitalisierung unter Verwendung von ADPCM, CELP, REPL, VSELP einschließen oder Sub-Band-Kodierung, Faltungs- oder Reed-Solomon-Fehlerkorrekturkodierung, Blockkodierung und Bit- oder Symbol-Zeitverschachtelung.
Die digitalkodierte Ausgangsgröße des Quellenkodierers 10 wird einem Spreizspektrum-Kodierer 11 zugeführt, welcher vorzugsweise Walsh-Hadamard Block-Orthogonalspreizung kombiniert mit Verwürfelung unter Verwendung eines zugewiesenen Zugriffscodes gemäß dem oben erwähnten US-Patent Nr. 5,151,919. Die Blockspreizung kann orthogonal oder bi-orthogonal sein. Verwürfelung kann durch Hinzufügen eines Verwürfelungscodes zu dem Block-Code unter Verwendung von Modulo-2-Addition derart erreicht werden, dass sich die Kodierung für jedes Signal unterscheidet. Die bevorzugten Zugangscodes können gebogenen Abfolgen sein, aufgebaut in Übereinstimmung mit dem US-Patent Nr. 5,353,352 mit dem Titel "Multiple Access Coding for Radio Communications".
Der Spreizspektrum-Codierer 11 setzt eine Anzahl verwürfelter Codewörter, vorzugsweise mindestens zwei Walsh-Hadamard-Codewörter, zusammen zum Senden in einem zeitkomprimierten Burst. Der zusammengesetzte Block aus Codewörtern wird zeitkomprimiert unter Verwendung eines Zeitkompressors 12 und auf einen Funkfrequenzträger unter Verwendung eines Burst-Modulators 13 angewendet. Der modulierte Burst wird dann umgesetzt in eine letztendliche Funkfrequenz, falls erforderlich, verstärkt, um einen gewünschten Sendeleistungspegel zu haben, und von einem Burst-Sender 14 über eine Antenne 15 gesendet. Zum Vermeiden der Möglichkeit der gegenseitigen Beeinflussung von Senden und Empfangen wird der Sende-Burst vorzugsweise zeitlich gestaffelt in Bezug auf einen in Gegenrichtung empfangenen Burst derart, dass Senden und Empfangen zu unterschiedlichen Zeiten stattfindet. Die Antenne 15 kann umgeschaltet werden von dem Zustand, mit dem Sender 14 verbunden zu sein, in einen Zustand, mit dem in 4 gezeigten Sender verbunden zu sein, unter Verwendung eines Sende-/Empfangsumschalters 18. Der Sende-/Empfangsumschalter wird zu korrekten Zeiten betrieben, und die jeweiligen, durch die Elemente 10–14 ausgeführten Prozesse werden in der korrekten Abfolge gesteuert von einem Burst-Zeitabstimmungs-Controller 17 aktiviert, welcher einen exakten Quarz-Oszillator 16 verwenden kann zum Erzeugen von Taktsteuersignalen.
Ein Empfänger gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist in 4 gezeigt. Der Empfänger wird vorzugsweise während eines zugewiesenen Zeitschlitzes oder zugewiesener Zeitschlitze aktiviert, in welchen ein zeitkomprimierter Burst empfangen wird. Aktivieren nur während zugewiesener Zeitschlitze kann den Vorteil reduzierten Energieverbrauchs im Empfänger bereitstellen. von der Antenne 20 oder von einem Sende-/Empfangsumschalter empfangene Signale werden gefiltert, verstärkt und abwärts gemischt durch einen Funkempfänger 21 in eine für Digitalisierungsverwendung eines komplexen Analog-zu-Digital- bzw. A/D-Umsetzers 22. Die komplexe A/D-Umsetzung kann Abtasten des Signals bei einer Rate von mindestens seiner Bandbreite umfassen und Umsetzen jedes Abtastwertes in eine komplexe Zahl, die die Momentanphase und Amplitude des Abtastwertes repräsentiert. Die komplexe Zahl kann in Kartesischer Form (X + jY) sein oder in vorteilhafter Weise in Log-polar Form in Übereinstimmung mit dem US-Patent Nr. 5,048,059 mit dem Titel "Log-polar Signal Processing".
Umgesetzte komplexe numerische Abtastwerte werden während eines designierten Empfangszeitschlitzes wie durch den Burst-Controller 17 bestimmt gesammelt. Demnach kann der Empfänger selektiv aktiviert werden zum Empfangen des zeitkomprimierten zusammengesetzten Signals nur während eines ausgewählten Zeitschlitzes. Die umgesetzten komplexen numerischen Abtastwerte werden dann in einer Burst-Speichereinrichtung 23 gespeichert, von welcher sie von einem CDMA-Prozessor 24 wiedergewonnen werden können.
Ein bevorzugter Typ eines CDMA-Prozessors 24 ist der subtraktive CDMA-Prozessor, der in den oben erwähnten Patenten (US-Patente Nr. 5,151,919 und 5,218,619) offenbart ist. Wie in diesen Patenten beschrieben, korreliert ein Funkempfänger, um ein in viele andere überlappende, ein empfangenes zusammengesetztes Signal bildende Signale eingebettetes kodiertes Informationssignal optimal zu dekodieren, einen einzigartigen, dem zu dekodierenden Signal entsprechenden Code mit dem zusammengesetzten Signal. Nachdem jedes Informationssignal dekodiert worden ist, wird es aufgezeichnet und von dem zusammengesetzten Signal entfernt. Als ein Ergebnis können aufeinanderfolgende Korrelationen anderer Informationssignale in dem empfangenen zusammengesetzten Signal mit geringerer Interferenz und demnach größerer Exaktheit durchgeführt werden.
Die subtraktive Demodulationstechnik wird verbessert durch Dekodieren des zusammengesetzten Signals in einer Reihenfolge der Informationssignale von der stärksten zur schwächsten Signalstärke. Mit anderen Worten, das stärkste Signal wird zuerst korreliert und entfernt. Durch das Vorhandensein des stärksten Informationssignals in dem zusammengesetzten Signal verursachte Interferenz wird hierdurch während des Dekodierens/Korrelierens schwächerer Signale entfernt. Demnach wird die Chance des exakten Dekodierens selbst des schwächsten Signals stark verbessert. Das nach der Subtraktion verbleibende Signal wird iterativ verarbeitet, bis das gewünschte Signal verarbeitet wird.
5(a) zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines subtraktiven CDMA-Prozessors. In 5(a) wird eine Vielzahl von in demselben Kommunikationssignal überlappenden kodierten Signalen bei der Antenne 126 als ein zusammengesetztes Hochfrequenz- bzw. RF-Signal empfangen. Der Demodulator 128 setzt das empfangene RF-Signal in eine für die Verarbeitung bequeme Frequenz um. Eine solche bequeme Frequenz kann beispielsweise in der Gegend der Nullfrequenz (Gleichstrom) liegen, und das zusammengesetzte Signal kann aus komplexen Faktorkomponenten bestehen mit Real- und Imaginär- bzw. I- und Q-Komponenten.
Ein erster Digitalverarbeitungsblock 140 schließt einen ersten Code-Generator 132 ein, der eingestellt ist zum Abbilden des Codes des ersten zu demodulierenden Signals. Während der von dem Code-Generator 132 einzustellende spezifische Code im ersten Datenverarbeitungsblock 140 beliebig ausgewählt werden kann, basiert in einer bevorzugten Ausführungsform die Reihenfolge, in welcher die Codes erzeugt werden, auf Signalstärke. Die Signalstärke der das zusammengesetzte Signal bildenden Signale kann erfasst werden durch einen Signalstärkeprozessor 129 oder kann basierend auf historischen Modellen von Signalstärken vorhergesagt werden. Im Zusammenhang mit Zellularsystemen kann, wenn das Mobilvermittlungszentrum (MSC) oder die Basisstationen (BS) die wahrscheinlichen oder tatsächlichen Signalstärken jeder Mobiltelefonkommunikation überwachen, entweder das MSC oder die BS die Aufgaben des Signalstärkenprozessors 129 übernehmen.
In einem beispielhaften Signalstärkenprozessor 129, wie er in 5(b) gezeigt ist, wird zum Erfassen einer Signalstärke das empfangene gesamte zusammengesetzte Signal in einem Multiplizierer 70 quadriert und in einem Integrierer 71 über die Anzahl von Chip-Perioden in einer Bit-Periode integriert. Ein Bit-Taktsignal bestimmt das Integrationsintervall. Eine Quadratwurzelschaltung 72 bestimmt den Effektivwert bzw. RMS-Wert des zusammengesetzten Signals über die Bit-Periode.
Zur gleichen Zeit wird das Restsignal in einem Multiplizierer 73 empfangen. Das Restsignal umfasst das gesamte zusammengesetzte Signal abzüglich irgendwelcher zuvor dekodierter Signale. Das Restsignal wird multipliziert mit einem von einem Lokalcode-Generator 74 erzeugten Spreizcode des zu dekodierenden Signals. Das korrelierte Ausgangssignal von dem Multiplizierer 73 wird ebenfalls über dieselbe Bit-Periode in einem Integrierer 75 integriert, wie von dem Bit-Taktsignal gesteuert. Der Mittelwert oder integrierte Spannungswert über die integrierte Zeitdauer kann eine positive oder eine negative Polarität haben. Demnach erfasst eine Bit-Polaritäts-Entscheidungseinrichtung 76 die Signalpolarität und sendet ein Signal an eine Absolutwerteinrichtung 77, die sicherstellt, dass das Vorzeichen des Ausgangssignals des Integrierers 75, verzögert um eine Verzögerung 78, immer positiv ist. Die Absolutwerteinrichtung 77 kann beispielsweise ein von der Bit-Polaritäts-Entscheidungseinrichtung 76 gesteuerter Invertierer sein.
Der Absolutwert des Durchschnittskorrelationssignals (B) wird in einem Dividierer 79 dividiert durch die Quadratwurzel des Effektivwertes bzw. RMS-Wertes des quadrierten (A²) gesamten zusammengesetzten Signals für dieselbe Bit-Periode zum Erzeugen eines normalisierten Wertes. Mit anderen Worten, die Korrelationsstärke des dekodierten Signals B wird normalisiert durch sein Dividieren durch die Gesamtstärke des zusammengesetzten Signals für die Bit-Periode. Die normalisierte Korrelation des dekodierten Signals wird akkumuliert in einem Signaldurchschnittsbilder 80 über einer Anzahl von Bit-Perioden zum Erzeugen einer relativen mittleren Stärke für dieses dekodierte Signal. Bedingt durch Mehrpfad-Fading des Signals sollte die tatsächliche Zahl von Bit-Perioden möglicherweise in der Größenordnung von etwa zehn liegen, um eine exakte mittlere Signalstärke des demodulierten Signals zu bestimmen. Jeder Lokalcode wird in einem Speicher 81 gemeinsam mit seinem zugeordneten mittleren Stärkewert gespeichert. Ein Sortierer 82 vergleicht jeden dieser mittleren Signalstärkewerte und sortiert sie vom stärksten zum schwächsten. An diesem Punkt sendet der Sortierer 82 den Lokalspreizcode des stärksten Signals zum Lokalcodegenerator 74, so dass das stärkste Signal immer in der nächsten Daten-Bit-Periode demoduliert und extrahiert wird. Weniger starke Signale werden in der Reihenfolge ihrer Signalstärke demoduliert, wie durch den Sortierer 82 bestimmt. Die Funktionen des Sortierers 82 können leicht durch einen Mikroprozessor unter Verwendung eines Software-Sortierprogramms implementiert werden.
Weil die Signalstärken der mehreren Mobilstationen in einer Zelle konstant variieren, kann eine lineare Vorhersageanalyse (LPA) vorteilhaft verwendet werden zum Neuordnen der Signalstärkepriorität. Allgemein ausgedrückt wird ein historisches Modell relativer Signalstärken in einem Speicher gespeichert und verwendet zum Extrapolieren, welches Signal zum nächsten Zeitpunkt das mit der wahrscheinlich größten Signalstärke ist. LPA postuliert, dass der nächste Wert einer Wellenform eine gewichtete Summe vorangegangener Werte mit den zu bestimmenden Gewichtungskoeffizienten ist. Der bekannte Kalman-Filteralgorithmus kann verwendet werden zum Implementieren dieser Analyse. Auf diese Weise kann das stärkste Signal effizient vorhergesagt werden ohne tatsächlich eine andere Abfolge von Signaldekodierung und Messung ausgeführt zu haben.
Wenn der Signalstärkeprozessor 129 bestimmt, dass die tatsächlichen Ergebnisse des Dekodierens des Verbundsignals und der Signalstärkeprioritätsabfolge fehlerhaft sind wegen einer ungenauen Vorhersage oder wegen geänderter Systembedingungen, ordnet der Signalstärkeprozessor 129 die Abfolge neu, um die tatsächliche Signalstärkenreihenfolge widerzuspiegeln. Daraufhin kann der Demodulationsprozess wiederholt werden zum Sicherstellen, dass die individuell kodierten Signale des Verbundsignals in der Reihenfolge von der größten zur geringsten Signalstärke dekodiert werden. Der wiederholte Prozess führt nicht zu irgendeinem Datenverlust oder zu einer Verkehrsunterbrechung, weil das Verbundsignal in einer Verzögerung 150 im Verarbeitungsblock 140 gespeichert wird, wie in 5(a) gezeigt. Die Verzögerung 150 kann einfach eine Speichereinrichtung sein. Folglich kann das Verbundsignal retrospektiv neu verarbeitet werden, sobald die optimale Reihenfolge des Dekodierens bestimmt ist.
Durch Korrelieren des Ausgangssignals des ersten Code-Generators 132 mit dem von dem Korrelator 130 empfangenen Verbundsignal wird ein individuelles Signal entsprechend dem ersten Code aus dem Verbundsignal extrahiert. Das korrelierte Signal wird in einem Tiefpassfilter 142 gefiltert, um Interferenzen zurückzuweisen, die durch Rauschen und nicht zugehörige Signale erzeugt werden. Statt des Tiefpassfilters 142 kann auch eine Majoritätsabstimmschaltung oder eine Integrier- und Dämpfungsschaltung verwendet werden zum Reduzieren oder Entspreizen der Bandbreite oder Bit-Rate des korrelierten Signals. Das von dem Tiefpassfilter 142 erzeugte Ausgangssignal wird ferner in einem Fehlerkorrektur-Decoder 144 verarbeitet, der letztendlich die Signalbandbreite oder Bitrate auf die zugrundeliegende Digitalinformation reduziert. Das dekodierte Informationssignal kann zusätzlich einer Signalverarbeitung unterzogen werden, bevor es seine letztendliche Bestimmung erreicht.
Das fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird ebenfalls angelegt an den Neukodierer/Neumodulator 146 zum Neukonstruieren der Wellenform des gerade dekodierten Signals. Der Zweck des Neukonstruierens/Neukodierens des dekodierten Signals ist es, es aus dem Verbundsignal in einem Subtrahierer 148 zu entfernen. Ein Verzögerungsspeicher 150 speichert das Verbundsignal für die Verarbeitungszeit, die erforderlich ist, um das erste dekodierte Signal zuerst zu dekodieren und dann zu rekonstruieren.
Das Rest-Verbundsignal, von welchem das erste Signal dekodiert und subtrahiert worden ist, wird von dem Subtrahierer 148 in den Eingang eines zweiten Digitalverarbeitungsblockes 140' ähnlich dem ersten Block 140 eingegeben. Der einzige Unterschied zwischen den beiden Digitalverarbeitungsblöcken 140 und 140' ist, dass der Code-Generator 132' programmiert ist, um den Code in Übereinstimmung mit einem zweiten zu demodulierenden Signal abzustimmen. In einer bevorzugten Ausführungsform ist das zweite zu demodulierende Signal das Signal mit der zweitgrößten Signalstärke. Fachleute werden erkennen, dass der zweite Signalverarbeitungsblock 140' durch rekursive Verwendung des ersten Signalverarbeitungsblockes 140 implementiert werden kann, um eine Duplizierung der Hardware zu vermeiden. Der zweite Signalverarbeitungsblock 140' erzeugt ein zweites dekodiertes Signal aus dem Fehlerkorrektur-Decoder 144' und subtrahiert ein rekonstruiertes zweites Signal von dem verzögerten Verbundsignal in einem Subtrahierer 148'. Das Rest-Verbundsignal mit zwei nun entfernten Signalen wird in eine dritte Stufe der Signalverarbeitung geleitet, usw.
Es ist erkennbar, dass ein Schlüsselelement des subtraktiven CDMA-Demodulators ist, dass die Abfolge von Demodulation und Extraktion individueller Informationssignale von der höchsten Signalstärke zur niedrigsten Signalstärke ist. Anfangs, wenn das Verbundsignal viele Signale einschließt, ist das am wahrscheinlichsten exakt erfasste Signal das Signal mit der größten Signalstärke. Schwächere Signale interferieren weniger wahrscheinlich mit stärkeren Signalen. Sobald das stärkste Signal aus dem Verbundsignal entfernt ist, kann das nächststärkste Signal leicht erfasst werden, ohne auf Interferenz von dem stärksten Signal achten zu müssen. Auf diese weise kann selbst das schwächste Signal exakt dekodiert werden. Wegen dieser verbesserten Dekodierfähigkeit arbeitet der CMDMA-Subtraktionsdemodulator selbst zufriedenstellend mit einer signifikanten Erhöhung der Anzahl von Benutzer, die üblicherweise in konventionellen CDMA-Systemen behandelt werden. Demnach wird eine erhöhte Kapazität erzielt.
Die bevorzugte Art eines subtraktiven CDMA-Prozesses umfasst das Eliminieren eines bereits dekodierten Signals durch Nullsetzen in einem speziellen Bereich wie zum Beispiel dem Walsh-Spektrumsbereich. Dies kann erreicht werden unter Verwendung einer Fast-Walsh-Transformationsschaltung gemäß dem US-Patent Nr. 5,357,454 mit dem Titel "Fast Walsh Transform Processor".
Eine Walsh-Transformation ist eine mathematische Operation, die einen Satz von M = 2^N Zahlen in einen anderen Satz von M Zahlen umsetzt durch Addieren und/oder Subtrahieren von ihnen in einem vorbestimmten Satz an Kombinationen. Jeder Satz von Kombinationen umfasst im wesentlichen eine Summation aller M Ursprungszahlen, aber mit ihren Vorzeichen in Übereinstimmung mit einem jeweiligen vorbestimmten Muster ausgewählt. M unterschiedliche Sätze an Kombinationen können berechnet werden, die den M vorbestimmten Vorzeichenmustern entsprechen, d. h. Vergleichen irgendeines Vorzeichenmusters mit irgendeinem anderen zeigt gleiche Vorzeichen in exakt der Hälfte der Positionen und ungleiche Vorzeichen in der anderen Hälfte.
Die gegenseitige Orthogonalität der Vorzeichenmuster ermöglicht es, die Berechnung von M Kombinationen von M Werten in einer Berechnung von N × (M/2) Summen und N × (M/2) Differenzen aufzuteilen, was eine signifikante Reduzierung der Anzahl von Additionen und Subtraktionen von M² zu M × N ist. Eine solche Zerlegung ist für eine allgemeine M-Punkt-FWT dargestellt durch ein Netz 10, das in 6 gezeigt wird. Es wird verstanden werden, dass die FWT eine Struktur hat, die an die Fast-Fourier-Transformation erinnert, und beide Algorithmen sind wohlbekannt.
Wie in 6 gezeigt, umfasst ein effizienter Aufbau zum Ausführen dieser Kombinationen einen Prozessor zum Erzeugen einer Walsh-Transformation durch im wesentlichen simultanes Berechnen von M Kombinationen von M Eingangswerten, wobei M = 2^N ist und die Eingangswerte zweier Komplement-Binärwerte sind. Der Prozessor umfasst N elektrisch in Serie verbundene Stufen, wobei jede Stufe ein Kreuznetz von M elektrisch in einem vorbestimmten Muster mit einem Satz von M/2 Schmetterlingen verbundene Leiter umfasst, wobei jeder Schmetterling eine Vorrichtung umfasst zum Berechnen einer Summe und einer Differenz zweier jeweiliger durch ihre jeweiligen Kreuznetze repräsentierten Werte und Präsentieren der Summe und Differenz zu den jeweiligen Leitern des Kreuznetzes der nächsten Stufe. Die Eingangswerte werden dem Kreuznetz der ersten Stufe seriell präsentiert und mit dem am wenigsten signifikanten Bit zuerst, und im wesentlichen synchron damit wird die Walsh-Transformation des Eingangswertes seriell erzeugt durch die Schmetterlinge der N-ten Stufe.
Zusätzlich zu dem subtraktiven CDMA-Prozessor ist der oben beschriebene RAKE-Empfänger ein anderer CDMA-Verarbeitungsalgorithmus, der verwendet werden kann mit beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Ein RAKE-Empfänger verwendet eine Form von das Sammeln der Signalenergie von den verschiedenen empfangenen Signalpfaden, d. h. den verschiedenen Signalstrahlen, kombinierender Diversity (Diversität bzw. Gleichzeitigkeit). Diversity stellt redundante Kommunikationskanäle derart bereit, dass wenn einige Kanäle Schwund aufweisen, die Kommunikation noch möglich ist über nicht schwindende Kanäle. Ein kohärenter CDMA-RAKE-Empfänger bekämpft Schwund durch Erfassen der Echosignale durch individuelles Verwenden eines Korrelationsverfahrens und algebraisches Addieren davon (mit demselben Vorzeichen).
In einer Form von RAKE-Empfänger werden Korrelationswerte der Vorzeichenabfolge mit den empfangenen Signalen zu unterschiedlichen Zeitverzögerungen durch eine angezapfte Verzögerungsleitung hindurchgeführt. In der Verzögerungsleitung gespeicherte Werte werden gewichtet und dann summiert zum Bilden der Kombinierer-Ausgangsgröße. Wenn die erste ankommende Strahlenkorrelation an einem Ende der angezapften Verzögerungsleitung vorliegt, wird die gewichtete Summe ausgewählt, um den kombinierten Signalwert für eine spezielle Informationssymbolperiode zu liefern. Dies ist effektives Abtasten der Ausgangsgröße eines komplexen FIR-Filters (Finite Impulse Response Filter), dessen Koeffizienten die Gewichte sind, die RAKE-Anzapfungskoeffizienten genannt werden.
Das konventionelle RAKE-Filter wurde jedoch entworfen unter der Annahme weißen Rauschens und arbeitet nicht gut, wenn das Rauschen farbig ist. Demgemäß ist das konventionelle RAKE-Filter keine optimale Lösung für einen Mobilempfänger, der eine signifikante Menge von Rauschen empfängt, die durch den Kanal gefärbt ist.
7 zeigt ein Blockdiagramm eines verbesserten RAKE-Patents, der in US Nr. 5,572,552 beschrieben ist, welcher verwendet werden kann in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger erfasst CDMA-Signale unter Anwesenheit farbigen Rauschens. Dies wird erreicht durch Ersetzen des konventionellen RAKE-FIR-Kombinationsfilters durch einen allgemeineren Filter, beispielsweise einen IIR- Filter (Infinite Impulse Response Filter). Das allgemeine Filter ist auch mit Anzapfungsstellen und Anzapfungskoeffizienten versehen, die optimal sind für den CDMA-Abwärtsstreckenverbindungsfall. Eine Optimierung basiert auf der Maximierung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses (SNR) der Erfassungsstatistik, berücksichtigend, dass das Vorkanalrauschen durch denselben Kanal wie der Signalkanal eingefärbt wird. Diese Filterparameter können als eine Funktion von Kommunikationsverbindungsparametern bestimmt werden. Alternativ können Filterparameter direkt unter Verwendung einer adaptiven Filtermethode unter Eliminierung des Bedürfnisses des direkten Schätzens der Verbindungsparameter bestimmt werden.
In 7 wird ein empfangenes Funksignal abwärts gemischt zum Basisband und abgetastet beispielsweise durch Mischen davon mit Kosinus- und Sinusschwingungsformen und Filtern des Signals in einem Hochfrequenzempfänger bzw. RF-Empfänger 200, komplexe Chip-Abtastwerte erzielend. Die Chip-Abtastwerte werden in dem Korrelator 201 mit bekannten Signaturabfolgen korreliert. Die Chip-Abtastwerte können mit den bekannten Signaturabfolgen an mindestens zwei Stellen korreliert werden, die zeitlich um einen bestimmten numerischen Wert in Bezug auf eine Phase und eine Amplitude von mindestens zwei Mehrpfad-Strahlen bezogen sind. Korrelationswerte werden durch ein IIR-Filter 202 gefiltert. Zu einer geeigneten Zeit, basierend auf der Symbolzeit-Abstimmungsinformation (timing information), wird die Ausgangsgröße des IIR-Filters durch den Auswähler bzw. Selektor 203 ausgewählt, welcher die ausgewählte Ausgangsgröße einer Entscheidungseinrichtung 204 bereitstellt, die die IIR-Filterausgangsgröße verwendet zum Bestimmen, welches Informationssignal erfasst worden ist. Eine Koeffizienten-Berechnungseinheit 205 wird verwendet zum Bestimmen der Anzapfungskoeffizienten zur Verwendung in dem IIR-Filter 202. Dies schließt das Schätzen Kanalanzapfungs- und Rauschleistungen oder bezogener Größen ein.
Ein anderer Vorteil des erfindungsgemäßen Kombinierens von CDMA und TDMA mit Hilfe von Zeitkompression eines Schmalband-CDMA-Signals zum Bilden eines Breitbandsignals ergibt sich im Zusammenhang von Systemen, die nur ein einzelnes Frequenzband zur Kommunikation in beiden Richtungen verwenden. Wenn die Sendung komprimiert wird in einem ersten Bruchteil eines immer wiederkehrenden Zeitintervall, kann der Empfang in einem zweiten nicht überlappenden Bruchteil des Zeitintervalls auftreten, hierdurch ein Zeit-Duplex-System bildend, wodurch abwechselndes Senden und Empfangen stattfindet an der Mobilstation und der Basisstation. Die Empfangsperioden der Basisstation können angeordnet werden, um mit den Sendeperioden der Mobilstation zu koinzidieren und umgekehrt. Zeit-Duplex im selben Frequenzband hat die Eigenschaft, dass der Ausbreitungspfad wahrscheinlich reziprok ist, wenn das Senden dem Empfangen in sehr engem Zeitrahmen folgt, beispielsweise innerhalb von 0k5 mS. Demnach können RAKE-Abzapfungen, die gerade bestimmt worden sind, zum Empfangen und deren historische Werte von vorangegangen Empfangsperioden verarbeitet werden zum Bestimmen einer Vorkompensation der Senderschwingungsform, die verbesserte Kommunikationsmöglichkeiten bereitstellt, vom Empfänger gesammelte Information über den Kanal berücksichtigend.
Fachleute werden einsehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die oben beschriebenen CDMA-Verarbeitungstechniken beschränkt ist, sondern dass viele andere CDMA-Verarbeitungsalgorithmen verwendet werden können mit der vorliegenden Erfindung. Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung durch Puffern eines TDMA/CDMA-Bursts unter Verwendung des Speichers 23, um die im Senderblock 12 durchgeführte Zeitkompression rückgängig zu machen, stellen den signifikanten Vorteil bereit, die Empfangs-CDMA-Verarbeitung bei niedriger Geschwindigkeit betreibbar zu ermöglichen, was das Implementieren eines höher entwickelten Algorithmus, der normalerweise nur für Schmalband-CDMA- Signale praktikabel ist, auch für CDMA-Signale hoher Chip-Raten ermöglicht.
Zum Darlegen der Vorteile der vorliegenden Erfindung werden die Gründe, warum CDMA-Empfangsverarbeitung normalerweise an Komplexität mit mindestens dem Kubik der Chip-Rate zunimmt, dargelegt.
Zuerst nimmt die Zahl von Chips oder Signalabtastungen pro Sekunde, die verarbeitet werden muss, direkt proportional mit der Chiprate zu, wenn kontinuierliches CDMA-Senden verwendet wird.
Zweitens nimmt für einen gegebenen Umfang an Zeitverschmierung bzw. -Dispersion im Ausbreitungskanal die Anzahl von verzögerten Strahlen, die verarbeitet werden muss unter Verwendung von beispielsweise einem RAKE-Empfänger direkt proportional zur Chip-Rate zu.
Drittens, wenn die Chip-Rate und demnach die belegte Bandbreite erhöht wird, nimmt die Anzahl an zu verarbeitenden überlappenden Signalen in direkter Proportion zu der Bandbreite zu zum Aufrechterhalten derselben Effizienz spektraler Nutzung. Gemeinsam können die obigen drei Gründe zu einer achtfachen Erhöhung der Empfängerkomplexität führen, jedes Mal, wenn die Chip-Rate verdoppelt wird.
Obwohl es sich ergeben kann, dass die durch den verzögerten Mehrpfad bedingte Anzahl signifikanter Strahlen, die zu verarbeiten sind, nicht unendlich zunimmt mit einem Anwachsen der Chip-Rate und sich tatsächlich einpendelt, wenn die Vorteile individueller Strahlisolierung erreicht worden sind und die isolierten Strahlen nicht länger Rayleigh-Schwund zeigen, variiert die Anzahl isolierter Strahlen signifikant zwischen unterschiedlichen ländlichen und städtischen Umgebungen. Für Fälle, in welchen die Verzögerungsspreizung vom ersten Strahl zum letzten Echo viele Chip-Perioden ist, aber die Anzahl signifikant starker Echos zwischen dem ersten und letzten handhabbar ist, würde es einen Vorteil in der Erhöhung der Chip-Rate geben, um individuelle Strahlen aufzulösen und demnach den Rayleigh-Schwund bzw. Fading der Strahlen zu eliminieren. Jedoch, wenn die Kapazitätsvorteile von Interferenzsubtraktion gewünscht werden, wird die Komplexität des Empfängers bedingt durch die Anzahl überlappender zu dekodierender und subtrahierender Signale erhöht. Die Anzahl von zu verarbeitenden Chips pro Sekunde nimmt auch zu, wenn konventionelles kontinuierliches CDMA verwendet wird. Unter Verwendung des erfindungsgemäßen zeitkomprimierten CDMA/TDMA-Hybridschemas gemäß der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung jedoch nimmt die Chip-Rate während des Bursts durch Zeitkompression ohne Zunahme der Anzahl von Chips oder Signalabtastungen, die ein Empfänger im Mittel zu verarbeiten hat, zu.
Darüber hinaus führt die Zunahme in der Anzahl von Signalen, die in der weiteren Bandbreite untergebracht werden müssen, um spektrale Verwendungseffizienz beizubehalten, nicht zu einer Zunahme der Anzahl überlappender Signale, da die zusätzlichen Signale in anderen nicht überlappenden Zeitschlitzen untergebracht sind, die der Empfänger nicht zu verarbeiten braucht zum Dekodieren nur seines eigenen designierten Signals. Demnach werden zwei der oben erwähnten Faktoren, die normalerweise die Komplexität erhöhen, wenn die Chip-Raten erhöht werden, vermieden durch das Verwenden des erfindungsgemäßen CDMA/TDMA-Hybrids gemäß der beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Ein weiterer technischer Vorteil beispielhafter Ausführungsformen der Erfindung ergibt sich in Relation zu einem Aspekt des Empfänger-Designs, das bekannt ist als Kanal-Nachverfolgen bzw. "channel tracking". Channel tracking bedeutet das Einrichten am Empfänger, was die Phasenänderung und Amplitudenbedämpfung des Ausbreitungspfades auf jeden der Strahlen angewendet haben, so dass sie kohärent kombiniert werden können. Wenn die Strahlen Rayleigh-Schwund zeigen, ändern sich Phase und Amplitude kontinuierlich in zufälligerweise und mit einer durch die Doppler-Verschiebung bestimmten Geschwindigkeit, die bestimmt wird durch die relative Sender- zu Empfängerschnelligkeit in Wellenlängen pro Sekunde. Für in Fahrzeugen installierte Funkempfänger, die sich auf einer Schnellstraße mit 100 km/h und bei einer Wellenlänge von 15 cm arbeiten, kann jeder Strahl sich mit einer Rate von 280 Mal pro Sekunde vollständig ändern. Es kann technisch komplex und teuer sein, einen Empfänger zu produzieren, der sich mit solchen Raten ändernde viele Strahlen nachverfolgen kann.
Beim Verwenden konventionellen kontinuierlichen CDMAs kann es auch schwierig sein, Änderungen in der Phase des Signals, verursacht durch die zugrundeliegenden Informations-Bits mit einer Rate von beispielsweise 2,4 Kilobits pro Sekunde von den Änderungen zu trennen, die durch die Bewegung verursacht werden, wenn nur eine Dekade in der Frequenz (d. h. eine Größenordnung) das Informationsspektrum vom Fading- bzw. Dämpfungsspektrum trennt. Mindestens zwei Dekaden spektraler Trennung zwischen Informationsmodulation und Schwundraten sind wünschenswert, um eine Demodulation und Dekodierung ohne Performance-Verlust zu fördern. Wenn ein solches CDMA-Signal 10 : 1 in der Zeit komprimiert wird, wird jedoch die zugrundeliegende Informationsrate, die in dem Burst übertragen wird, ebenfalls um einen Faktor von 10 bis 24 Kilobit pro Sekunde erhöht, und gleichzeitig, wenn die Chip-Rate hoch genug ist, wird die Rayleigh-Schwundmodulation bzw. Rayleigh-Fading-Modulation jedes Strahls wesentlich reduziert und ersetzt durch relativ niedrige Änderungen im Erscheinen und Verschwinden von Strahlen bedingt durch Abschattung oder durch in das Bild hinein- und daraus herauskommende Objekte, die viel größer sind als eine Wellenlänge. Demnach kann die erfindungsgemäße Verwendung von zeitkomprimiertem CDMA den Vorteil des Betriebs eines Pro-Strahl-Kanalaufspürers durch simultanes Erhöhen der Informationsmodulationsrate während des Reduzierens der Fading-Rate und demnach durch Erhalten der gewünschten mindestens zwei Dekaden spektraler Trennung verdoppeln.
Es wird Bezug genommen auf die oben erwähnten Patente für den detaillierteren Verarbeitungstyp, den ein CDMA-Prozessor 24 an digitalisierten im Speicher 23 gespeicherten Abtastwerten ausführen kann, und den Betrieb und die Verwendung von Kanalaufspürern (channel trackers) in kohärenter Demodulation oder Kombinieren von unabhängigen Mehrpfad-Strahlen.
Es wird wieder Bezug genommen auf 4, nachdem der CDMA-Prozessor 24 die Verarbeitung eines Signal-Bursts, der von einem oder mehreren Code-Wörtern umfasst wird, in irgendeiner der oben beschriebenen Weisen abgeschlossen hat (z. B. RAKE mit Kanalaufspürer, der nicht länger schnelles Fading nachverfolgen muss, subtraktive CDMA-Demodulation, etc.), wird seine demodulierte Ausgangsgröße zu einem Fehler- und Quellendecoder 25 weitergeführt, der den inversen Prozess des Quellen- und Fehlerkodierers 10 der 3 ausführt, und kann wohlbekannte Verarbeitungen wie zum Beispiel Zeitentschachtelung, Faltungs-, Reed-Solomon- oder Blockfehlerkorrekturdekodierung und Sprachdekodierung einschließen unter Verwendung von beispielsweise eines RELP- oder VSELP- oder eines einfacheren Algorithmus wie zum Beispiel Delta-Modulation oder ADPCM, um ein analoges Sprachsignal zu rekonstruieren. Der Kodierer 10 und der entsprechende Dekodierer 25 können auch oder alternativ Digital- oder Textdaten für das Senden kodieren oder können Videostandbilder, Faxbilder oder bewegte Bilder unter Verwendung von Digital-TV-Kompressionsalgorithmen wie zum Beispiel JPEG oder MPEG kodieren oder Multimedia-Kombinationen von Text, Klang und Bildern. Alle solche Variationen beim Implementieren oder Anwenden der Erfindung werden als in den Geist und Schutzbereich der vorliegenden Erfindung fallend betrachtet.
8 zeigt den Aufbau eines beispielhaften Basisstationssenders zur Verwendung in einem festen Basisstationsnetz zum Übertragen von mehreren Signalen, wobei jedes gedacht ist, von individuellen mobilen oder tragbaren Stationen empfangen zu werden unter Verwendung von 4. 8 zeigt mehrere Quellen- und Spreizspektrumeinheiten 30, die mit 1 bis N nummeriert sind, welche in Übereinstimmung mit der Beschreibung der 3 arbeiten können. Die Ausgangsgrößen jedes Kodierers 30 werden miteinander addiert in einem Addierer 35 zum Bilden des Verbundsignals, das in einem gegebenen Zeitschlitz zu übertragen ist. Die in irgendeinem Addierer 35 addierten Signale werden als spreizspektrumkodiert betrachtet unter Verwendung eines distinkten Spreizspektrum-Zugangscodes. Die Ausgangsgrößen der Addierer 35 werden in einem Zeitmultiplexer 31 eingespeist, wo sie zeitkomprimiert werden in ihre designierten Zeitschlitze in einer TDM-Rahmenperiode. Das multiplexierte Ausgangssignal wird dann auf einen geeigneten Funkfrequenzträger unter Verwendung eines Modulators 32 moduliert und auf einen Sendleistungspegel angehoben durch einen Sender 33 zum Senden über eine Antenne 34. Die Antenne 34 kann beispielsweise eine von drei Sektor-Antennen sein, die um einen Antennenmast derart angeordnet sind, dass sie Energie in näherungsweise einem 120°-Sektor abstrahlen. 8 zeigt auch bei 37 das Auftreten eines zeitmulitplexierten und -modulierten Signals mit acht Zeitschlitzen, angebend, dass die Leistung in jedem Schlitz unterschiedlich sein kann.
Ein Fachmann wird erkennen, dass die Ausgangssignale von den Addierern 35 nicht notwendigerweise Binär- oder Digitalsignale sind, sondern Mehrpegel- oder Analogsignale sein können. Weil Zeitkomprssion von Digital- oder Binärsignale unter Verwendung eines Speichers einfacher ist, wird ein Fachmann leicht einsehen, dass die Reihenfolge der Addierer 35 und Zeitmultiplexer 31 umgekehrt werden kann, so dass die Zeitkompression und das Multiplexieren an Signalen stattfinden können, während sie im Digitalbereich sind, und der Addierer 35 dann die zeitmultiplexierten Signale in gewünschten Leistungsverhältnissen addieren kann zum Bilden von zeitmultiplexierten Mehrpegelsignalen.
Wenn die Anzahl von unter Verwendung derselben Spreizspektrum-Kanalbandbreite gesendeten Signale M ist und die Anzahl von Zeitschlitzen N ist, dann ist die Anzahl von überlappenden Signalen in irgendeinem Zeitschlitz M/N die Reduzierung um N durch Entfernen eines der Komplexitätsfaktoren, die Breitband-Spreizspektrum-Empfänger normalerweise unerwünscht komplex und teuer für Mobilfunkanwendungen machen.
In gewissen Anwendungen kann ein gesamtes zugeordnetes Band als einzelner Spreizspektrum-Kanal betrachtet und aufgefüllt werden unter Verwendung einer ausreichend angehobenen Chip-Rate und Anzahl von Zeitschlitzen in Übereinstimmung mit der Erfindung. wenn sehr große Bandbreiten von vielen zehn Megahertz verfügbar sind, kann es jedoch wünschenswert sein, die Chip-Rate zu reduzieren und das Band aufzuteilen in mehrere Spreizspektrum-Kanäle. Ein theoretischer Vorteil des Direktfolgen-Spreizspektrum ist es, die Verwendung aller Frequenzkanäle in allen Zellen oder Sektoren des Dienstebereichs zuzulassen, selbst wenn solche Zellen oder Sektoren geographisch benachbart sind. US-Patent Nr. 5,584,057 mit dem Titel "Use of Diversity Transmission to Relax Adjacent Channel Requirements in Mobile Telephone Systems" hat die praktischen Einschränkungen des Verbindens von Sendern unter Verwendung benachbarter Kanäle desselben Antennensystems ausgeführt und hat neue Lösungen vorgeschlagen, die auch Diversity-Senden bereitstellen.
9 zeigt einen beispielhaften Sender unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers. Solch eine Basisstation verwendet zusätzlich zum Senden mehrerer Signale unter Verwendung unterschiedlicher Spreizspektrum-Codes und Zeitschlitze auch mehrere Spreizspektrum-Frequenzkanäle. In 9 sind eine Anzahl von Spreizspektrum- und Zeitmultiplexern (Elemente 30, 31 und 35 in 8) reduziert worden auf eine einzelne CMDA/TDMA-Multiplexer/Modulator-Einheit 40 in 9.
Jede Einheit 40, nummeriert von 1 bis L, erzeugt ein N-Zeitschlitz-CDMA-Signal, das um eine separate Kanalfrequenz f1 ... fL zentriert ist. Die unterschiedlichen Frequenzsignale werden auf einer niedrigen Leistungsebene in einem Addierer 41 addiert und dann wird das Verbundsignal zu einer höheren Sendeleistung verstärkt unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers 42 vor dem Senden über eine Antenne 34, welche eine Sektorantenne sein kann.
In Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform ist ein gegebenes Signal zum Senden von beispielsweise einer Telefonsprache, wobei das Signal sich von einem Teilnehmer in einem öffentlichen Wählvermittlungsnetz (PSTN) ausbreitet, einem gewissen CDMA-Zugangscode zugewiesen. TDMA-Zeitschlitz und Kanalfrequenz zu verwenden. Ein Sendeleistungspegel kann auch in Übereinstimmung mit dem Abstand der empfangenden Mobilstation zu der Basisstation zugeordnet werden.
Die oben erwähnten Patentbezugnahmen und auch das US-Patent Nr. 5,345,598 mit dem Titel "Duplex Power Control" offenbaren Strategien zum Zuweisen von Sendeleistungspegeln als eine Funktion von Spreizspektrum-Code, Kanalfrequenz und Abstand. Wenn einige Kanalfrequenzen verfügbar sind, ist eine offenbarte Strategie, das Zuweisen von Signalen mit hohen Leistungsanforderungen alle auf einen Frequenzkanal zu vermeiden und jene mit niedrigen Leistungsanforderungen auf den anderen, sondern eine mehr oder weniger ähnliche Vielfalt an Signale unterschiedlicher Leistungspegel in jedem Trägersignal zu behalten. Dies kann implementiert werden durch Aufrechterhalten einer Liste abgestufter Leistungspegel, die nominell an jedem Träger erwartet werden, und ob jene Leistungspegel momentan belegt sind oder nicht. Ein neu erscheinendes Signal, das einen speziellen Sendeleistungspegel erfordert, würde dann einem Träger zugewiesen, auf welchem dieser Pegel nicht belegt war.
Wenn die zusätzliche Dimension des Zeitschlitzes eingeführt wird, kann dieselbe Strategie, wie sie oben und in den oben erwähnten Patentbezugnahmen dargelegt ist, unabhängig in jedem Zeitschlitz angewendet werden. Tatsächlich, unter der Annahme, dass unterschiedliche Basisstationen synchronisiert sind, wie Zeitschlitze, die mit 1 nummeriert sind, gleichzeitig in benachbarten Basisstationen auftreten können, ist es möglich, unabhängige Kanalzuweisungsstrategien in unterschiedlichen Zeitschlitzen zu verwenden, wie in dem gemeinsam besessenen US-Patent Nr. 5,844,894 mit dem Titel "Time Reuse and Code-Reuse Partitioning Methods and Systems for Cellular Radio Telephone Systems". Eine Strategie, die verwendet werden kann in einem gegebenen Zeitschlitz, ist beispielsweise, vorzugsweise ein Signal zuzuweisen zu einer Frequenz, in welcher die umgebenden Basisstationen niedrige Verkehrsbelastung haben. Dies kann adaptive Kanalzuordnung genannt werden.
Ein zweiter Ansatz, der angewendet werden kann, bezieht das Auswählen bei einer Basisstation von Frequenzkanal, Zeitschlitz und Leistungspegel ein, die zu verwenden sind, um zu jeder Mobilstation ein entsprechendes CDMA-Signal zu senden, derart, dass die Leistungspegel der zu sendenden ausgewählten Signale unter Verwendung derselben Frequenz und Zeitschlitzes gespreizt sind über einen gewünschten Dynamikbereich. Die zu wählenden, auf derselben Frequenz und demselben Zeitschlitz ausgewählten Signale können dann zusammenaddiert werden unter Verwendung von Gewichtungsfaktoren entsprechend den ausgewählten Leistungspegeln der CDMA-Signale zum Bilden eines Summensignals. Das Summensignal kann dann zeitkomprimiert werden zur Übertragung in dem ausgewählten Zeitschlitz und das zeitkomprimierte Signal moduliert werden zum Senden auf dem ausgewählten Frequenzkanal.
Mit dieser beispielhaften Strategie kann der gewünschte Dynamikbereich derart festgelegt werden, dass er eine maximal zulässige Differenz im Leistungspegel zwischen einem CDMA-Signal höchster Leistung und einem CDMA-Signal niedrigster Leistung definiert. Die Leistungspegel können auch gespreizt werden auf einer speziellen Frequenz derart, dass jeder Zeitschlitz eine im wesentlichen gleich Verteilung oder Mischung von Signalen hoher und niedriger Leistung enthält. Die Gesamtsendeleistung für jeden Zeitschlitz auf derselben Frequenz kann dann festgelegt werden als im wesentlichen gleich, und die Gesamtsendeleistung jedes Frequenzkanals kann festgelegt werden als im wesentlichen gleich.
In Übereinstimmung mit einer anderen beispielhaften Ausführungsform kann die auf unterschiedlichen Frequenzkanälen gesendete Gesamtsendeleistung derart festgelegt werden, dass eine hohe Gesamtleistung verwendet wird auf einem Frequenzkanal, der eine niedrige Gesamtleistung auf demselben in einer Nachbarzelle verwendeten Frequenzkanal hat, und umgekehrt. Andere Variationen dieses Verfahrens sind ebenfalls möglich und werden von Fachleuten erkannt. Beispielsweise ist ein anderer Ansatz, der in unterschiedlichen Zeitschlitzen angewendet werden kann, Signale hoher Leistung einer Frequenz 1 bei einer Basisstation 1 zuzuweisen, Signale mittlerer Leistung einer Frequenz 1 bei einer Basisstation 2 und Signale niedriger Leistung einer Frequenz 1 bei einer Basisstation 3, wobei die drei Basisstationen benachbart zueinander sind und die Lotrechten eines Dreiecks bilden. Das Zuordnen von Leistungspegeln wird dann zyklisch permutiert bei zwei anderen Frequenzen, wobei die Basisstation 2 die Frequenz 2 für Signale hoher Leistung verwendet, die Basisstation 3 sie für Signale mittlerer Leistung verwendet und die Basisstation 1 sie für Signale niedriger Leistung verwendet, usw. für Frequenz 3. Auf diese Weise wird dieselbe Frequenz nicht für Signale hoher Leistung in zwei benachbarten Basisstationen verwendet. Diese Strategie ist in der Technik bekannt als "Wiederverwendungs-Partitionierung".
Eine wünschenswerte Strategie im Zusammenhang mit der Basisstation nach 9 ist jedoch das Beibehalten eines mehr oder weniger gleichen Leistungsbedarfs von dem linearen Leistungsverstärker 42 in allen Zeitschlitzen, so dass kein Zeitschlitz eine übermäßig hohe Spitzenleistung benötigt während die verfügbare Leistung in einem anderen Schlitz nicht ausgenutzt wird.
10 zeigt ein anderes beispielhaftes Basisstations-Design, das geeignet ist zum Erhöhen von Kommunikationskapazität. Eine Zahl K0 von Mehrfrequenz-, Mehrschlitz-CMDA/TDMA-Signalgeneratoren 50 ist gezeigt, jeder in Übereinstimmung mit der CDMA/TDMA-Multiplexer-/Modulator-Einheit 40 und dem Addierer 41 der 9. Das Breitband-Ausgangssignal von jeder Einheit 50 ist erwünscht, um ausgestrahlt zu werden in eine von K0 Grundrichtungen mit Hilfe von K2 Sektorantennen 34. K2 kann weniger als K0 sein, und die größere Zahl an Richtungen wird effektiv erhalten unter Verwendung eines Strahlformungsnetzes 51, das zwischen den K2-Achsen, die durch physikalische Antennenelemente 34 gebildet werden, interpoliert.
Es sind keine weiteren Details von Strahlinterpolation durch dieses Verfahren in US-Patent Nr. 5,619,503 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System with Improved Frequency Re-use" beschrieben. Es ist darin beschrieben, dass im allgemeinen das von einem Mobilendgerät empfangene Gesamtsignal beschrieben werden kann als Summe einer Anzahl von Komponenten, wobei jede Komponente ein Signal von einem unterschiedlichen Antennenelement repräsentiert. Demgegenüber können von einem Antennenelement empfangene Signale beschrieben werden als die Summe einer Anzahl von Komponenten, wobei jede Komponente ein Signal eines unterschiedlichen Mobilendgerätes repräsentiert. An einem speziellen Antennenelement empfangene Strahlsignale B können demnach auf das von dem Mobilendgerät gesendete Signal M bezogen werden durch die Matrizengleichung B = C·M, wobei C eine Matrix aus komplexen Zahlen Cki ist, welche die Dämpfung und Phasenverschiebung des von dem Mobilendgerät i gesendeten Signals repräsentieren, wie es an dem Antennenelement k empfangen wird. Ein von dem Mobilendgerät i gesendetes Signal Mi würde demnach in einem Umfang von Cki·Mi an dem Antennenelement k empfangen werden. Die Matrix C oben kann auch als eine "Empfangs-C-Matrix" bezeichnet werden, da sie mit M multipliziert wird zum Erhalten des von der Basisstation empfangenen Strahls B. In ähnlicher Weise kann eine "Sende-C-Matrix" gebildet werden zum Korrelieren des von einem Antennenelement der Basisstation gesendeten Strahls B zu dem an der Mobilstation empfangenen Signal.
Wie detaillierter im US-Patent Nr. 5,619,503 beschrieben, können die Elemente Cki der Sende- und Empfangs-C-Matrizen durch:

1) Korrelieren des von dem neuen Mobilendgerät empfangenen Signals während seiner Zufallszutrittssendung mit den individuellen Antennenstrahlelemente-Signalen zum Bestimmen einer neuen Spalte von Koeffizienten der Empfangs-C-Matrix;
2) Bestimmen einer neuen inversen C-Matrix für Empfangsverkehr von dem neuen Mobilendgerät basierend auf der alten inversen C-Matrix und der neuen Spalte;
3) Transformieren der neuen Empfangs-C-Matrix-Spalte in eine neue Sende-C-Matrix-Zeile; und
4) Bestimmen einer neuen inversen Sende-C-Matrix basierend auf der alten Sende-C-Matrix und der neuen Zeile.

Gemäß einem beispielhaften Verfahren werden die in den unterschiedlichen Antennenstrahlen empfangenen Signale zur gleichen Zeit mit einer Rate abgetastet, die ausreicht zum Erfassen aller interessanten Signalkomponenten gemäß dem Nyquist-Kriterium. Ein Satz solcher Abtastwerte bildet den Spaltenvektor B an irgendeiner Stelle, und jeder solche Vektor wird multipliziert mit der Inversen der Empfangs-C-Matrix, beispielsweise einmal pro Abtastperiode zum Erhalten eines Satzes von Abtastwerten M, die interferenzfreie Mobilendgerätesignale repräsentieren. Aufeinanderfolgende Werte desselben Elementes von M bilden den einem Mobilendgerätesignal entsprechenden Abtaststrom. Dieser Strom wird eingespeist in einen Digitalsignal-Prozessor für jedes Mobilendgerätesignal, welches den Abtaststrom umformt in beispielsweise eine Analogsprachschwingungsform oder 64 KB PCM-Digitalsprachstrom wie von dem Telefonvermittlungssystem erfordert, an welches das System angeschlossen ist.
Diese Art von Matrixverarbeitung kann derart implementiert werden, dass jedes Mobiltelefon nur sein eigenes Signal empfängt, wobei die Intra-Zelleninterferenz von anderen Signalen ausgelöscht worden ist durch die Addition in dem Matrix-Prozessor von Kompensationsbeträgen gegengesetzter Vorzeichen, wie von den Sende-C-Matrix-Koeffizienten bestimmt. Zusätzlich stellt das oben erwähnte Patent Verfahren zur Verfügung zum Reduzieren des Effektes des Rayleigh-Schwundes und der Mehrpfad-Ausbreitung.
Das Strahlformungsnetz 51 erzeugt Antriebssignale für K1 lineare Verstärker des durch das Element 42 in 4 gekennzeichneten Typs, wobei die Anzahl K1 in vorteilhafter Weise größer sein kann als K2, aber kleiner sein kann als K0. Die Ausgänge des Verstärkers sind mit den K1 Eingangs-Ports eines passiven Kombinationsnetzes verbunden, beispielsweise eines Netzes vom als eine Butler-Matrix bekannten Typs, und K2 der Ausgänge des Kombinationsnetzes sind verbunden mit jeweiligen der K2 Antennen, während die verbleibenden K1–K2 Ausgänge mit Dummy-Lasten abgeschlossen sind.
Us-Patent Nr. 5,574,967 mit dem Titel "Waste Energy Control Management for Power Amplifier" offenbart, dass die Eigenschaften von durch Nichtlinearitäten in einem Matrix-Leistungsverstärker erzeugter Intermodulation unterschiedlich sind von denen in einem einzelnen Verstärker. Es kann gezeigt werden, dass Intermodulationen dritter Ordnung zwischen Signalen, die jeweils in Eingängen I und J der Eingangs-Butler-Matrix eingegeben werden, an den Ausgängen Nummern (2i – j)_N und (2j – i)_N der Ausgangs-Butler-Matrix erscheinen. Bei einem ersten Schritt zum Reduzieren von Intermodulation in einem Matrix-Leistungsverstärker stellt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine übermäßige Zahl von Verstärkungspfaden bereit, so dass Ausgänge (2i – j) oder (2j – i) oder ihre entsprechenden Eingänge nicht für gewünschte Signalausgänge verwendet werden, sondern mit Dummy-Lasten abgeschlossen sind. Demnach wird eine Modulation dritter Ordnung zwischen Signalen i und j nicht gesendet werden. Dies erfordert, dass die Anzahl von Butler-Eingangs-Matrix- und Ausgangs-Ports M größer ist als die Zahl zu verstärkender Signale N, wobei die verbleibenden M–N Signale in Dummy-Lasten abgeschlossen werden.
Es ist leicht zu erkennen, dass wenn nur zwei Signale zu verstärken sind, dann die Verwendung von Ports 1 und 2 als Eingänge und Ausgänge resultieren wird in Intermodulation dritter Ordnung, die an Ports 0 und 3, welche abgeschlossen sind, erscheint. Es ist nicht so offensichtlich, wie dies zu erzielen ist, wenn viele Signale vorliegen. Dieses Problem ist jedoch von Babcock in anderem Zusammenhang gelöst worden. Babcock wolle ein Verfahren finden um Signale Frequenzkanälen auf einem gleich beabstandeten Gitter zuzuweisen, die durch dieselben nicht linearen Verstärker verstärkt wurden, so dass Intermodulation dritter Ordnung zwischen irgendwelchen zwei oder drei Signalen nicht in einen von einem Signal verwendeten Kanal fallen würde. Die mathematische Formulierung des Problems ist dieselbe wie für den erfindungsgemäßen Matrix-Leistungsverstärker, wobei ein Satz von Ganzzahlen I1, I2, I3, ... derart gefunden wird, dass Ii + Ik – Ij nicht in dem Satz enthalten ist. Die Lösung wird "Babcock-Beabstandung" genannt. Babcock wendet diese Ganzzahlen zum Auswählen unter M Frequenzkanälen für das Senden von Signalen an. Jedoch wendet die vorliegende Erfindung Babcocks Ganzzahlensätze an zum Auswählen unter M physikalischen Ausgangskanälen, welche verwendet werden für N gewünschte Signale. Folglich ist es eine Verbesserung gegenüber einem konventionellen Matrix-Leistungsverstärker, eine größere Matrix zu verwenden als die Anzahl von zu verstärkenden Signalen, und Eingänge und Signalen zuzuordnen oder nicht in Übereinstimmung mit der Babcock-Beabstandung oder einer anderen optimalen Zuordnung, hierdurch sicherstellend, dass Intermodulation prinzipiell von Ausgangsgrößen entsteht, die keinen Signalen zugeordnet sind.
Demnach kann die Verwendung eines Matrix-Leistungsverstärkers (PA) mit einer größeren Anzahl von PA-Einrichtungen als Antennenausgängen zu einer Verteilung von Störprodukten an Dummy-Lasten 53 führen mit der sich ergebenden Verbesserung in Qualität und Linearität der abgestrahlten Signale. Insbesondere, wenn K1 größer oder gleich 2 mal K2 ist, können theoretisch alle Störprodukte an Dummy-Lasten 53 verteilt und nicht abgestrahlt werden.
Ein weiterer Vorteil des Matrix-Leistungsverstärkers im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung ist das Mitteln der Leistungsbelastung jeder der Leistungsverstärkereinrichtungen 42 über einige Sektoren und Frequenzen derart, dass Unterschiede in der Belastung in irgendeinem speziellen Zeitschlitz und einer speziellen Frequenz signifikant reduziert würden. Dies unterstützt das Reservieren eines speziellen Zeitschlitzes, welcher zwischen unterschiedlichen Frequenzen und Sektoren permutiert werden kann zum Behandeln nur der höchsten Leistungssendungen, die Rufveranlassungen zugeordnet sind, wie im US-Patent Nr. 5,295,152 mit dem Titel "TDMA for Mobile Access in a CDMA System" offenbart. Die letztere Erfindung ist speziell nützlich beim Vermeiden von Zufallszugriffssendungen, die mit hohen Leistungspegeln abgesetzt werden und gerade stattfindende Kommunikationen stören.
Die Variationen in Empfängerarchitekturen für Mehrsignal-Basisstationen können demselben Muster folgen wie 3, 8, 9 und 10 für Sender mit der umgekehrten Signalflussrichtung. Zum Zwecke der Kürze ist in 11 nur eine beispielhafte Empfangsstation analog zu der Senderarchitektur der 10 dargestellt, da diese alle Techniken und Komponenten enthält, die individuell weggelassen werden können zum Bilden von Empfängerarchitektur, die sich reziprok auf die Senderarchitektur der 3, 8 und 9 bezieht.
Wie in 11 gezeigt, schließt ein beispielhafter Mehrkanal-Empfänger eine Anzahl von Sektorantennenelementen 54 ein, die mit jeweiligen Breitband-Digitalisierungsempfangskanälen 60 verbunden sind. Jeder Empfänger wird vorzugsweise während eines zugeordneten Zeitschlitzes oder zugeordneter Zeitschlitze aktiviert, in welchen ein zeitkomprimierter Burst empfangen wird, was zu reduziertem Leistungsverbrauch für den Empfänger führt. Jeder Empfänger 60 empfängt, filtert, verstärkt und digitalisiert vorzugsweise die gesamte zugeordnete Bandbreite unter Verwendung von komplexen Hochgeschwindigkeits-A/D-Umsetzern. Die digitale Ausgangsgröße von Empfängern 60 wird dann dezimiert durch einen TDMA-Demultiplexer 61 in numerische Abtastblöcke entsprechend jedem Zeitschlitz. Die Abtastwerte für entsprechende Zeitschlitze von allen Sektorantennen sind simultan in einem Burst-Speicher 62 verfügbar, von welchem sie wieder aufgerufen werden durch einen Signalformungsprozessor 63, der Kombinationen von Signalen aus jedem Antennenelement 54 bildet, wobei jede Kombination einer unterschiedlichen Empfangsrichtung entspricht. Die einer speziellen Empfangsrichtung entsprechende Kombination wird dann weiterverarbeitet in einem Digitalauslöschungsprozessor 64 zum Aussortieren von Signalen unterschiedlicher Kanalfrequenzen, die von der Richtung in dem Zeitschlitz empfangen werden. CDMA-Prozessoren 65, die vorzugsweise subtraktive CDMR-Prozessoren sind, können dann verwendet werden zum Verarbeiten des in jeder Kanalfrequenz vorliegenden Verbund-CDMA-Signals, um den von jeder speziellen Mobil- oder tragbaren Station gesendeten Informationsstrom aufzulösen.
Der Informationsstrom für eine spezielle Mobileinheit wird dann quellendekodiert durch einen Quellen-Decoder 66 zum Rekonstruieren von Analogsprache oder einer PCM-Darstellung eines übertragenen Sprach-, Fax- oder Datensignals in einem mit dem digitalen öffentlichen Vermittlungstelefonnetz (PSTN) kompatiblen Format. Beispielsweise kann das Rekonstruieren das Transkodieren digital kodierter Sprachinformation aus ADPCM, RELP, CELP, VSELP oder Sub-Band- zu Standard-U-Gesetz oder A-Gesetz-PCM-Format einschließen zum Übergang mit dem PSTN. Letztendlich werden alle solche PCM-Signale neu multiplexiert unter Verwendung des Neumultiplexers 67 in ein Standard-PCM-Multiplex-Format wie zum Beispiel T1 Leitungen gemeinsam mit Steuerkanalsignalen wie schnellen oder langsamen zugeordneten Steuerkanalsignalen für das Übertragen von Landleitungs- oder Mikrowellenverbindungen zu einem Mobilvermittlungszentrum (MSC).
Alternativ kann der letzte Schritt des digitalen Transkodierens komprimierter Sprache in RELP, VSELP oder andere der oben erwähnten Formate in PCM-Format weggelassen werden und der Schritt näher an dem Zielendgerät der Information ausgeführt werden, um die Langstrecken-Übertragungskosten zu reduzieren. Schließlich kann das Umsetzen in PCM- oder Analogsprachwellenformen dann in einer sogenannten Mobilkommunikations-Gateway-Vermittlung ausgeführt werden, vorzugsweise dem Gateway, das am nächsten zum rufenden oder gerufenen PSTN-Teilnehmer liegt.
Ein Fachmann wird verstehen, dass die Reihenfolge des Dezimierens der an einer Basisstation empfangenen Gesamtsignalenergie in individuelle Signale, die durch Zeitschlitz, Richtung, Frequenz und CDMA-Code unterschieden werden, in einer Reihenfolge ausgeführt werden kann, die von der zum Zwecke der Erläuterung in 11 verwendeten abweicht. Beispielsweise kann die digitale Auslöschung vor der Strahlformung ausgeführt werden. Ein Strahlformer wird dann pro Frequenzkanal verwendet, aber dies kann derselbe Strahlformer sein, iterativ unter Verwendung unterschiedlicher Strahlformungskoeffizienten für jeden Frequenzkanal verwendet. In ähnlicher Weise kann Frequenzkanaltrennung vor Zeitschlitzauslöschung ausgelöscht werden, wobei dann ein Demultiplexer 61 für jede Frequenz bereitgestellt wird. Jedoch, sobald empfangene Signale einmal digitalisiert und zu einem Speicher befördert worden sind, ist es großteils unwesentlich, welcher dieser Prozesse zuerst ausgeführt wird, da ein ähnlicher Verarbeitungs-Leistungsaufwand in allen Fällen erforderlich sein wird, bezogen auf die in Sprachkanälen gemessene Gesamtkapazität der Station. Jedoch kann es praktische Implementierungsvorteile beim Auswählen einer Reihenfolge des Dezimierens gegenüber anderen geben, bedingt durch die unterschiedlichen Ausführungsformen beim Aufbau von Hochgeschwindigkeits-Zeitauslöschschaltungen verglichen mit Digitalfrequenz-Auslöschschaltungen oder Strahlformungscomputern. Irgendeine Variation der Verarbeitungsreihenfolge zum Unterstützen praktischer Realisierung an einem gegebenen Punkt in der Entwicklung der Technologie wird als innerhalb des Schutzbereichs und Geistes der Erfindung liegend betrachtet.
Da die vorliegende Erfindung auf irgendeine Art von Funkkommunikationssystem angewendet werden kann, ist der spezielle Basisstations- oder Mobilstationsaufbau nicht speziell relevant für diese Diskussion. Zum Zwecke der Vollständigkeit jedoch wird nun eine kurze Zusammenfassung beispielhafter Strukturen bereitgestellt. Fachleute werden leicht erkennen, dass andere Basisstations- und/oder Mobilstationskonfigurationen ebenfalls verwendet werden könnten.
12 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zellular-Mobilfunktelefons in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, welche verwendet werden kann zum Implementieren des Vorangehenden. Das System zeigt eine beispielhafte Basisstation 160 und eine Mobilstation 170. Die Basisstation schließt eine Steuer- und Verarbeitungseinheit 162 ein, die mit der MSC 165 verbunden ist, welche wiederum mit dem öffentlichen Wählvermittlungsnetz (nicht gezeigt) verbunden ist.
Die Basisstation 160 für eine Zelle schließt eine Vielzahl von Sprachkanälen ein, die von dem Sprachkanalempfänger 164 behandelt werden, der von der Steuer- und Verarbeitungseinheit 162 gesteuert wird. Auch schließt jede Basisstation einen Steuerkanal-Senderempfänger 166 ein, welcher imstande sein kann, mehr als einen Steuerkanal zu behandeln. Der Steuerkanal-Senderempfänger 166 wird von der Steuerungs- und Verarbeitungseinheit 162 gesteuert. Der Steuerkanal-Senderempfänger 166 sendet Steuerinformation über den Steuerkanal der Basisstation oder Basiszelle zu an diesen Steuerkanal eingeklinkte Mobilendgeräte rund. Diese Steuerinformation kann die OMTs und CFs einschließen, wie oben beschrieben.
Wenn das Mobilendgerät 170 zuerst in den Ruhezustand eintritt, tastet es periodisch den Steuerkanal der Basisstationen wie der Basisstation 160 ab zum Bestimmen, in welcher Zelle zu verriegeln ist oder zu kampieren. Das Mobilendgerät 170 empfängt Absolut- und Relativinformationsrundsendung auf einem Steuerkanal an ihrem Sprach- und Steuerkanal-Senderempfänger 172. Dann evaluiert die Verarbeitungseinheit 174 die empfangene Steuerkanalinformation, welche die Eigenschaften der Kandidatenzellen einschließt, und bestimmt, zu welcher Zelle das Mobilendgerät eingerastet sein sollte. Die empfangene Steuerkanalinformation schließt nicht nur absolute Information in Bezug auf die Zelle ein, der sie zugeordnet ist, sondern enthält auch relative Information in Bezug auf andere Zellen, die benachbart sind zu der Zelle, der der Steuerkanal zugeordnet ist. Diese Nachbarzellen werden periodisch abgetastet während des Überwachens des primären Steuerkanals zum Bestimmen, ob es eine geeigneteren Kandidaten gibt.
Die oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen sind dazu gedacht, in jeder Hinsicht zu erläutern, statt die Erfindung einzuschränken. Demnach ist die vorliegende Erfindung in vielen Variationen der detaillierten Implementierung umsetzbar, die aus der hier enthaltenen Beschreibung von einem Fachmann hergeleitet werden können. Alle solche Variationen und Modifikationen werden als innerhalb des Schutzbereiches der vorliegenden Erfindung betrachtet, der durch die beiliegenden Patentansprüche definiert ist.

Claims

Kommunikationsverfahren unter Verwendung von CDMA bzw. Code-Multiplex, die Schritte umfassend: Zusammenstellen von Information in Blöcke von Digitaldaten; Codieren der Blöcke von Digitaldaten zum Bilden von Spreizspektrumcodewörtern; Addieren von mindestens zwei der Spreizspektrumcodewörter zum Bilden eines Verbundsignals; und Zeitkomprimieren des Verbundsignals zum Senden in einem Zeitschlitz.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, ferner den Schritt des Verwürfelns der Spreizspektrumcodewörter umfassend.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, ferner den Schritt des selektiven Aktivierens eines Empfängers zum Empfangen des zeitkomprimierten Verbundsignals während eines ausgewählten Zeitschlitzes umfassend.
Kommunikationsverfahren nach Anspruch 1, ferner die Schritte umfassend: Empfangen des zeitkomprimierten Verbundsignals; Bestimmen einer Signalstärkenreihenfolge entsprechend den in dem Verbundsignal enthaltenen Spreizspektrumcodewörtern; und Decodieren der Spreizspektrumcodewörter in der Reihenfolge von der größten zur kleinsten Signalstärke und Subtrahieren der Spreizspektrumcodewörter aus dem Verbundsignal.
Verfahren des Kommunizierens unter Verwendung von CDMA bzw. Code-Multiplex, die Schritte umfassend: Codieren von Information in Digitalform zum Erzeugen einer Folge codierter Bits; Zusammenstellen der codierten Bits in Blöcke; redundantes Codieren der Blöcke zum Bilden von Spreizspektrumcodewörtern; Verwürfeln der Spreizspektrumcodewörter zum Bilden verwürfelter Codewörter; Addieren mindestens zweier der verwürfelten Codewörter zum Bilden eines Verbundsignals und Zeitkomprimieren des Verbundsignals zum Senden in einem zugeordneten Zeitschlitz.
Verfahren der Kommunikation unter Verwendung von CDMA bzw. Code-Multiplex, die Schritte umfassend: Codieren von Information unter Verwendung von Spreizspektrumcodewörtern und Zeitkomprimieren der codierten Information zum Übertragen in einem zugeordneten Zeitschlitz; Befähigen eines Empfängers während des zugeordneten Zeitschlitzes, ein Verbundsignal zu empfangen, das die Spreizspektrumcodewörter und ein Störsignal umfasst; Umsetzen des Verbundsignals in einer Folge numerischer Abtastwerte und Speichern der numerischen Abtastwerte in einem Speicher; Korrelieren der numerischen Abtastwerte mit einem der Spreizspektrumcodewörter an mindestens zwei zeitverschobenen Punkten zum Bestimmen numerischer Werte in Bezug auf eine Phase und eine Amplitude von mindestens zwei Mehrpfadstrahlen; Identifizieren der Spreizspektrumcodewörter unter Verwendung der numerischen Werte zum Erzeugen einer Symbolfolge; Rekonstruieren der Information unter Verwendung der Symbolfolge.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Rekonstruktionsschritt Fehlerkorrekturdecodierung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Fehlerkorrekturdecodierung mit einem Reed-Solomon-Decoder ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Fehlerkorrekturdecodierung Faltungsdecodierung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Rekonstruktionsschritt digitales Sprachdecodieren unter Verwendung von mindestens einem aus der Gruppe bestehend aus RELP-, Sub-Band- und VSELP-Sprachdecodierung umfasst zum Erzeugen einer analogen Sprachschwingungsform.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Rekonstruktionsschritt das Transcodieren digitalcodierter Sprache von mindestens einem aus der Gruppe bestehend aus ADPCM-, RELP-, Sub-Band- und VSELP-Format in mindestens eines aus der Gruppe bestehend aus dem Standard-μ-Gesetz- und A-Gesetz-PCM-Format zum Austausch mit einem öffentlichen Wählvermittlungsnetz.
Kommunikationseinrichtung, umfassend: eine Blockspreizvorrichtung (11) zum Zusammenstellen von Digitalinformation in Blöcke und Codieren der Blöcke zum Erzeugen von Spreizspektrumcodewörtern; eine Zeitabstimmungsvorrichtung (17) zum Zuweisen eines Zeitschlitzes in einer Wiederholt-Rahmenperiode zum Übertragen der Spreizspektrumcodewörter; und eine Burst-Formatiervorrichtung (12, 13) zum Auswählen mindestens zweier der durch die Blockspreizvorrichtung (11) gebildeten Spreizspektrumcodewörter und zur Zeitkompression der mindestens zwei der Spreizspektrumcodewörter zur Übertragung in dem durch die Zeitabstimmungsvorrichtung zugewiesenen Zeitschlitz.
Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 12, ferner eine Verwürfelungsvorrichtung (11) umfassend zum Kombinieren der Spreizspektrumcodewörter mit einem Zugriffscode zum Bilden verwürfelter Spreizspektrumcodewörter.
Einrichtung zum Kommunizieren von Informationssignalen unter Verwendung von CDMA bzw. Code-Multiplex zwischen einer festen Station (160) und einer Mobilstation (170), umfassend: eine Spreizspektrumcodiervorrichtung (11) zum Codieren der Informationssignale zum Bilden von Spreizspektrumcodewörtern; einen Sender 12 zum Senden eines mindestens zwei der Spreizspektrumcodewörter umfassenden zeitkomprimierten Signals während eines zugewiesenen Zeitschlitzes; eine Zeitabstimmungsteuervorrichtung (17), um einen Empfänger (21) zu befähigen, während des zugewiesenen Zeitschlitzes ein Verbundsignal zu empfangen, das das übertragene Signal und Störsignale umfasst; einen Analog-zu-Digital-Umsetzer (22) zum Umsetzen des Verbundsignals in einer Folge numerischer Abtastwerte; einen Speicher (23) zum Speichern der numerischen Folgen; eine Verarbeitungsvorrichtung (24) zum Wiederaufrufen der numerischen Abtastwerte aus dem Speicher und zum Verarbeiten der numerischen Abtastwerte zum Einrichten numerischer Werte in Bezug auf eine Phase und eine Amplitude von mindestens zwei Strahlen des gesendeten Signals; einen Decoder (25) zum Reproduzieren des Informationssignals basierend auf den numerischen Werten.
Einrichtung nach Anspruch 14, wobei die Spreizspektrumcodiervorrichtung (11) an der festen Station angeordnet ist und der Speicher (23) an der Mobilstation (170) angeordnet ist.
Einrichtung nach Anspruch 14, ferner eine Quellencodiervorrichtung (10) umfassend, welche mindestens eines einschließt aus ADPCM-, RELP-, Sub-Band- und VSLEP-Sprachcodiervorrichtungen.
Einrichtung nach Anspruch 14, Ferner mindestens eines umfassend von einer Faltungsfehlerkorrekturcodiervorrichtung, Reed-Solomon-Fehlerkorrekturcodiervorrichtung, Bit-Zeitverschachtelungsvorrichtung und Symbol-Zeitverschachtelungsvorrichtung.
Einrichtung nach Anspruch 14, wobei die Spreizspektrumcodiervorrichtung (11) mindestens eines umfasst aus der Gruppe bestehend aus einer Orthogonalblockspreizvorrichtung, einer Bi-Orthogonalblockspreizvorrichtung und einer Vorrichtung zur chipweisen Modulo-2-Addition zum Verschachteln der Spreizspektrumcodewörter unter Verwendung eines Zugangscodes.
Empfänger (21) umfassend: eine Antenne (20) zum Empfangen eines Verbundsignals, wobei das Verbundsignal mindestens zwei Spreizspektrumcodewörter umfasst, welche zeitkomprimiert in einem Zeitschlitz sind; eine Funkempfängervorrichtung, mit der Antenne verbunden, zum Filtern und Verstärken des von der Antenne empfangenen Verbundsignals und zum Umsetzen des Verbundsignals in komplexe numerische Abtastwerte; eine Zeitabstimmungssteuervorrichtung (17) zum Aktivieren der Funkempfängervorrichtung während des Zeitschlitzes, um hierdurch den Energieverbrauch zu reduzieren; einen Speicher (23) zum Speichern der während des Zeitschlitzes umgesetzten komplexen numerischen Abtastwerte; und eine an den Speicher gekoppelte Verarbeitungsvorrichtung (24) zum Verarbeiten der gespeicherten komplexen numerischen Abtastwerte, wobei die Verarbeitungsvorrichtung umfasst: eine Vorhersagevorrichtung (129) zum Vorhersagen einer Signalstärke jedes der Spreizspektrumcodewörter und zum Ordnen der Spreizspektrumcodewörter in einer Reihenfolge von der stärksten zur schwächsten Signalstärke; und eine Iterativdecodiervorrichtung (146, 146') zum Decodieren eines stärksten der Spreizspektrumcodewörter und zum Subtrahieren des stärksten der Spreizspektrumcodewörter von dem Verbundsignal vor dem Decodieren eines nächsten stärksten der Spreizspektrumcodewörter.
Empfänger nach Anspruch 19, wobei die Verarbeitungsvorrichtung (24) eine "Fast-Walsh"-Transformationsschaltung umfasst.
Empfänger nach Anspruch 19, wobei die Iterativdecodiervorrichtung (146, 146') die Spreizspektrumcodewörter durch Festlegen einer aus den komplexen numerischen Abtastwerten berechneten Transformationskomponente auf Null subtrahiert.
Empfänger nach Anspruch 19, wobei die Iterativdecodiervorrichtung (146, 146') die Spreizspektrumcodewörter subtrahiert durch Entspreizen des Spreizspektrumcodewortes zum Erzeugen eines Schmalbandsignals und Entfernen des Schmalbandsignals mit mindestens einem aus der Gruppe bestehend aus einem Notch-Filter und einem Bandsperrfilter.
Empfänger nach Anspruch 19, wobei: die Vorhersagevorrichtung (129) die Signalstärke individueller Strahlen des Verbundsignals vorhersagt, wobei die Strahlen über relativ verzögerte Pfade empfangen werden, und die Strahlen in der Reihenfolge von der stärksten zur schwächsten Signalstärke ordnet, wobei die Signalstärke durch Berechnen einer Gesamtenergie der Strahlen eines speziellen Spreizspektrumcodeworts bestimmt wird; und wobei die Iterativdecodiervorrichtung (146, 146') Strahlen von bereits decodierten Signalen subtrahiert, bis ein vorbestimmtes Spreizspektrumcodewort decodiert wird.
Empfänger zum Empfangen und Decodieren von Informationssignalen unter Verwendung von CDMA, umfassend: eine Mehrelementantennenvorrichtung (54) zum Empfangen und Auflösen von aus unterschiedlichen Richtungen gesendeten zeitkomprimierten Signalen; eine mit der Antennenvorrichtung (54) verbundene Mehrkanalverarbeitungsvorrichtung (60, 61), zum Filtern, Verstärken und Digitalisieren eines Abschnittes des empfangenen Informationssignals zum Erzeugen von Folgen komplexer Zahlen zum Speichern in einem Speicher (62); eine mehrdimensionale Dezimierungsvorrichtung (63, 64) zum Erzeugen der gespeicherten Folgen komplexer Zahlen zum Trennen der Informationssignale gemäß Kanalfrequenz, Ankunftszeit und Empfangsrichtung, und zum Erzeugen numerischer Folgen jeweiliger überlappender CDMA-Signale; eine CDMA-Signalverarbeitungsvorrichtung (65) zum Verarbeiten der numerischen Folgen zum Trennen individueller Kanalsignale, die von einem einzelnen Sender übertragen worden sind zum Erzeugen von Informationssymbolen; und eine Quellendecodiervorrichtung (66) zum Erzeugen der Informationssymbole zum Wiedergewinnen der von dem individuellen Sender übertragenen Informationssignale.
Empfänger nach Anspruch 24, wobei die CDMA-Signalverarbeitungsvorrichtung (60, 61) iterativ die CDMA-Signale in absteigender Reihenfolge empfangener Signalstärke decodiert.
Empfänger nach Anspruch 24, wobei die Quellendecodiervorrichtung (66) an einer fernen Mobilkommunikations-Gateway-Vermittlung angeordnet ist und Informationssignale zu der fernen Mobilkommunikations-Gate-Vermittlung über ein öffentliches Wählvermittlungsnetz übertragen werden.
Verfahren des Kommunizierens unter Verwendung von CDMA bzw. Code-Multiplex, die Schritte umfassend: Bilden eines Schmalband-CDMA-Signals durch Kombinieren von Informationssignalen mit einem Zugangscode; Zeitkomprimieren des Schmalband-CDMA-Signals zum Bilden eines Breitband-CDMA-Signals; Senden des Breitband-CDMA-Signals in einem zeitkomprimierten Burst.
Verfahren nach Anspruch 27, außerdem die Schritte umfassend: Empfangen des zeitkomprimierten Bursts und zeitliches Ausdehnen des zeitkomprimierte Bursts zum Neubilden eines Schmalband-CDMA-Signals; und Verarbeiten des wiederhergestellten Schmalband-CDMA-Signals zum Wiederherstellen des Informationssignals.
Verfahren des Kommunizierens zwischen mindestens einer ersten Station und einer Vielzahl zweiter Stationen unter Verwendung von CDMA, einschließend: an der ersten Station, Auswählen eines Frequenzkanals, Zeitschlitzes und Leistungspegels, die zu verwenden sind zum Senden eines jeweiligen CDMA-Signals zu jeder der zweiten Stationen derart, dass die Leistungspegel von Signalen, die ausgewählt worden sind, um unter Verwendung derselben Frequenz und des Zeitschlitzes gesendet zu werden, über einen vorbestimmten Dynamikbereich gespreizt werden; Zusammenaddieren der CDMA-Signale, die ausgewählt worden sind, um auf derselben Frequenz und im selben Zeitschlitz gesendet zu werden, unter Verwendung von Gewichtsfaktoren entsprechend den ausgewählten Leistungspegeln der CDMA-Signale zum Bilden eines Summensignals; eine Zeitkomprimierung des Summensignals zum Senden in dem ausgewählten Zeitschlitz und Modulieren des zeitkomprimierten Signals zum Senden auf dem ausgewählten Frequenzkanal.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei der vorbestimmte Dynamikbereich eine maximale Differenz zwischen dem Leistungspegel einem CDMA-Signal höchster Leistung und einem CDMA-Signals niedrigster Leistung definiert.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei die Leistungspegel derart gespreizt werden, dass jeder Zeitschlitz eine im wesentlichen gleiche Verteilung von Niedrig- und Hochleistungssignalen hat.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei in jedem Zeitschlitz auf demselben Frequenzkanal eine Gesamtsendeleistung im wesentlichen gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 32, wobei in jedem Frequenzkanal die Gesamtsendeleistung im wesentlichen gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei die erste Station eine Basisstation ist, um eine Zelle in einem Zellularmobilkommunikationsnetz zu bedienen.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei eine erste Basisstation (1) in einer ersten Zelle eine relativ hohe Gesamtsendeleistung auf einer ersten Frequenz sendet und eine zweite Basisstation (2) in einer zur ersten Zelle benachbarten zweiten Zelle eine relativ niedrige Gesamtsendeleistung auf der ersten Frequenz sendet.