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Hintergrund
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme
bzw. CDMA-Kommunikationssysteme und insbesondere Funkkommunikationssysteme
wie Zellular-, Satelliten- oder Personalkommunikationsnetze bzw.
PCNs, welche sowohl CDMA- als
auch Zeitmultiplex-Vielfachzugriff bzw. TDMA zur Übertragung
verwenden. Die Erfindung kann auch angewendet werden auf andere Übertragungsmedien
wie zum Beispiel festverdrahtete Lokalbereichsnetze bzw. LANs, wobei
es wünschenswert
ist, viele gleichzeitige Kommunikationsverbindungen zwischen Teilnehmern
im Netz zu unterstützen.
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Es
ist im Stand der Technik wohlbekannt, dass CDMA-Techniken verwendet
werden können zum Übertragen
vieler unabhängiger
Signale, die im selben Frequenzspektrum überlappen. CDMA umfasst Codierinformations-Bits
mit einem hohen Grad an Redundanz derart, dass eine viel größere Anzahl an
Bits, als "Chips" bekannt, zur Übertragung
erhalten werden.
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Die
einfachste Form der Redundanz umfasst das mehrmalige Wiederholen
eines Daten-Bits, aber CDMA umfasst ferner die Pseudo-Zufallsänderung des
Vorzeichens oder der Polarität
jeder der Wiederholungen unter Verwendung eines sowohl dem Sender
als auch dem Empfänger
bekannten Codes. Der Empfang eines solchen Signals umfasst das Entfernen
des Vorzeichenwechsels unter Verwendung einer lokalen Replik des
Codes und dann Kombinieren der wiederholten Bits unter Verwendung
von beispielsweise Majoritätsabstimmung.
Da ein unerwünschtes, überlappendes
und potentiell störendes Signal mit
unterschiedlichem Vorzeichenwechsel nicht wiederhergestellt wird
zu wiederholten Bits desselben Vorzeichens, wenn die Vorzeichen
mit einem inkorrekten Code entfernt werden, werden solche Störsignale
im Prinzip einen Nettoanteil von null zu dem Majoritätsabstimmungsprozess
beitragen und werden demnach keine Fehler verursachen.
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Wenn
andere Signale mit inkorrekten Codes einen exakten Null-Beitrag zu dem Majoritätsabstimmungsprozess
beitragen, das heißt,
nach dem Entferne des Vorzeichenwechsels eines gewünschten Signals
haben die unerwünschten
Signale exakt die Hälfte
ihrer wiederholten Bits von entgegengesetztem Vorzeichen zu der
anderen Hälfte,
dann werden solche Signale "orthogonal" genannt.
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Orthogonalcodes
können
alternativ verwendet werden zum Kodieren eines Blocks von N Daten-Bits
gemeinsam zum Erzeugen eines repräsentativen Block-Codeworts
mit 2N–1 oder
2N Bits. Solche Codes werden "bi-orthogonale" bzw. "orthogonale" Block-Codes genannt.
Wenn orthogonale oder bi-orthogonale Codes verwendet werden zum
Unterscheiden zwischen unterschiedlichen gesendeten Daten-Bit-Blöcken von
demselben Sender, können
sie nicht auch verwendet werden zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen
Sendern. Die gesamte oder ein Teil der Leistung des Codes kann verwendet werden
zum Codieren von Daten-Bits von demselben Sender und dann kann die
verbleibende Leistung verwendet werden zum Unterscheiden zwischen
unterschiedlichen Sendern. Der TIA-Standard IS95 (Telecommunications Industry
Association) ist ein Beispiel der Verwendung von Orthogonal-Codes
zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Daten-Bit-Blöcken (der
IS95-Aufwärtsstreckenverbindung
bzw. Uplink) und auch der Verwendung von Orthogonalcodes zum Unterscheiden
zwischen unterschiedlichen Sendungen (der IS95-Abwärtsstreckenverbindung
bzw. Downlink).
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Unglücklicherweise
ist die Anzahl verfügbarer
Orthogonalcodes zum Aufbau eines Satzes von Orthogonalsignalen begrenzt
auf weitgehend die Anzahl von in dem Codewort verwendeten Chips.
Bei einer größeren Zahl überlappender
Signale als der erwünschten,
können
ihre Codes nicht alle gleichzeitig orthogonal sein. Darüber hinaus
wird Orthogonalität zerstört durch
das Ausbreitungsphänomen,
das üblich
ist bei Mobilfunkausbreitung und bekannt ist als Mehrpfad-Ausbreitung
oder Zeit-Dispersion. Mehrpfad-Ausbreitung tritt auf, wenn der Pfad
zwischen einem Sender und einem Empfänger Reflektionen von großen Objekten
umfasst, die zu Echos mit unterschiedlichen Verzögerungen führen. Codes, die orthogonal
bleiben, wenn sie verzögert
oder zeitverschoben werden in Bezug auf einander, können nicht leicht
aufgebaut werden in Übereinstimmung
mit dem Stand der Technik. Mehrpfad-Echos, die verzögert werden
um eine Chip-Periode oder mehrere Chip-Perioden, werden normalerweise als "unabhängige Strahlen" bezeichnet.
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Mehrpfad-Echos
mit einer Verzögerung,
die kürzer
ist als eine Chip-Periode, werden nicht mit einer oder mehreren
Ganz-Chip-Zeitverschiebungen
in Bezug auf den unverschobenen Code empfangen, aber führen zu
einem anderen Phänomen,
das als Rayleigh-Fading bzw. Rayleigh-Schwund bezeichnet wird. Während solche
Echos nur ein Bruchteil einer Chip-Periode sein können, können sie
verzögert
werden um einige ganze Zyklen oder Teilzyklen der Funkträgerfrequenz,
welche allgemein von viel höherer
Frequenz ist als die Chip-Rate und demnach von viel kürzerer Wellenlänge.
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Diese
Echos können
demnach konstruktiv oder destruktiv kombiniert werden, abhängig von
ihrer Phase, die sich rasch ändern
kann bedingt durch Empfänger-
oder Senderbewegung.
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Daher
erscheint die Amplitude eines den Code tragenden Strahls verschoben
um eine oder mehrere ganze Chip-Perioden zufällig in Amplitude und Phase
zu variieren bedingt durch das Zusammengesetztsein aus vielen kleinen
Strahlen von Verzögerungen,
die kürzer
oder länger
sein können
als die Gesamtzahl von Chip-Perioden.
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Ein
Signal, das Echos von verschiedenen Verzögerungen umfasst, die nicht
erforderlichenfalls Mehrfache einer Chip-Periode sind, kann exakt mathematisch
wiedergegeben werden durch eine Anzahl von Strahlen, die relativ
verzögert
sind um exakt ein Vielfaches der Chip-Periode, aber welche ein Rayleigh-Fadingverhalten
einer mehr oder weniger unkorrelierten Weise zeigen. Die mathematische Wiedergabe
kann auf diese Weise betrachtet werden als Sammeln aller Echos,
die innerhalb von ±1/2
einer Chip-Periode eines exakten Chip-Perioden-Verzögerungsvielfachen
liegen, gemeinsam mit dem Bestimmen der Amplituden- und Phasenvariation
eines repräsentativen
Strahls mit der exakten Mehrfachchip-Verzögerung.
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Rayleigh-Fading
für niedrige
Geschwindigkeiten kann zu dem Auslöschen eines Strahls für Perioden
führen,
die zu lang sind, um von zeitverschachtelter Codierung oder anderen
Gegenmaßnahmen überbrückt zu werden,
was zu temporärem Verlust
der Übertragung
für kurze
Zeitdauern führt und
demnach zu Fehlern in der Informationsübertragung. Wenn das Signal
durch einige Strahlen unterschiedlicher Ganz-Chip-Verzögerungsmehrfacher und
das Auslöschen
bzw. Fading in unkontrollierter Weise wiedergegeben werden kann,
dann wird die Gefahr aller vollständigen Strahlauslöschungen
reduziert, und geringere Fehler treten auf. Demnach können Mehrpfad-Echos von Mehr-Chip-Verzögerungen
vorteilhaft sein beim Herbeiführen
sogenannter "Mehrpfad-Verstärkung". Unglücklicherweise,
wie bereits gesagt, haben solche Echos im Stand der Technik den
Nachteil des Verleugnens des Vorteils von Orthogonal-Codes gehabt.
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Wenn
die Chip-Periode reduziert wird, gibt es eine größere Wahrscheinlichkeit, dass
Echos um eine oder mehrere Chip- Perioden
verzögert
werden, und jede Chip-Periode wird im allgemeinen eine geringere
Anzahl von Echos umfassen. Schließlich wird jedes individuelle
Echo oder jeder verzögerte
Pfad aufgelöst,
wenn die Chip-Perioden ausreichend kurz werden, und da jeder Strahl
dann aus einem einzelnen Pfad besteht, zeigt er nicht das Rayleigh-Fading-Phänomen. Unglücklicherweise,
wenn die Umgebung eine große
Anzahl solcher Strahlen umfasst, wird die Empfänger-Komplexität zum Verarbeiten des
Signals übermäßig.
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Das
als JTIDS (Joint Tactical Information Distribution System) bekannte
US-Militärkommunikationssystem
ist ein anderes Beispiel für
ein System, zum Unterscheiden zwischen unterschiedlichen Sender-Datenblöcken das
Orthogonal-Codes verwendet, wie es der zitierte TIA-Standard IS95
in seiner Aufwärtsstreckenverbindungsrichtung
tut. IS95 sendet verwürfelte
64-Bit-Codewörter,
von denen jedes 6 Bits an Information trägt, wohingegen JTIDS verwürfelte 32-Bit-Codewörter sendet,
von denen jedes 5 Bit an Information trägt. IS95 sendet Codewörter in
einem kontinuierlichen Strom und verwendet eine Vorrichtung, um
Mehrpfad-Ausbreitung entgegenzutreten, die als RAKE-Empfänger bekannt
ist, welche nachstehend ferner beschrieben werden wird. JTIDS hingegen
wendet Zeitkompression auf jedes einzelne Codewort AN zum Übertragen
in einem einzelnen Burst und verwendet einen RAKE-Empfänger zum Kombinieren
von Mehrpfad-Strahlen.
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JTIDS
ist nicht als ein Netz von Basisstationen konfiguriert, die jeweils
mit einer Vielzahl von Mobilstationen kommunizieren, sondern betrachtet eine
Vielzahl von autonomen mobilen oder festen Stationen, die paarweise
direkt miteinander kommunizieren.
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JTIDS
wird auch nicht als Direktabfolge-CDMA-System (Direct Sequence CMDA)
betrachtet, das es vielen Benutzern ermöglicht, zur gleichen Zeit im
selben Frequenzkanal zu überlappen,
da der 32,5-Orthogonal-Außencode
nicht die Leistung hat, signifikante, permanent überlappende Interferenzen zu
tolerieren. Stattdessen verwendet er Frequenzhüpfen (frequency hopping) zum
Minimieren der Wahrscheinlichkeit von Zusammentreffen mit anderen
Nutzern. Es gehört
demnach zu der Klasse von Frequenzhüpf-Spreizspektrumsystemen und nicht zu der
Klasse von Direktabfolge-CMDA-Systemen.
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Zudem
sehen JTIDS-Empfänger
keine Zeitexpansions-Empfangs-Bursts
zur Verarbeitung vor, wie Schmalband-TDMA-Signale, die beispielsweise mehr
Mehr-Benutzer-Demodulatoren, wie Interferenzsubstraktion oder gemeinsame
Demodulation (Joint demodulation) verwenden, sondern verarbeitet eher
direkt das Breitbandsignal zum Dekodieren eines 32,5-Orthogonal-Codeworts zum Erhalten
eines 5-Bit-Reed-Solomon-Symbols. Tatsächlich bewahrt JTIDS als ein
militärisches
System die Sicherheit durch Geheimhalten der Codes von einigen Benutzergruppen
oder Paaren von anderen Stationen, so dass ein Gefährden eines
Codes nicht die Sicherheit aller Kommunikationen gefährden würde. Die
durch solche militärischen
Systeme praktizierte Sicherheitsdoktrin vermeidet demnach die oder
führt weg von
den Techniken der gemeinsamen Demodulation, die zivilen Kommunikationssystemen
zum Vorteil gereichen durch Veröffentlichen
aller CDMA-Zugangscodes.
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Der
RAKE-Empfänger
hat seinen Namen erhalten von einem Empfänger des Standes der Technik,
der eingerichtet war zum Verarbeiten von über unterschiedliche, relativ
verzögerte
Pfade empfangenen Signalen. Solch ein Empfangskanal ist als Mehrfpad-Kanal
bekannt, und die unterschiedlichen Pfade können auch als Strahlen oder
Echos bezeichnet werden. Der RAKE-Empfänger gemeinsam mit innovativen
Variationen, die spezieller eingerichtet sind für den Zellular-CDMA-Kanal von
Basisstation zu Mobilstation, werden im US-Patent Nr. 5,572,552
mit dem Titel "A
Method and System for Demodulation of CMDA Downlink Signals" (Verfahren und System zum Demodulieren
von CDMA-Abwärtsstrecken-Verbindungssignalen)
beschrieben. Es wird darin erläutert,
wie ein Empfänger
individuelle Strahlen unter Verwendung von Korrelation isolieren
und dann kombinieren kann. Wenn der Empfänger nicht alle Strahlen bedingt
durch die Komplexitätsbeschränkungen isolieren
und kombinieren kann, dann repräsentieren jene,
die nicht isoliert und kombiniert werden, eine komplette Kopie der
Störsignalumgebung,
effektiv die Anzahl von auftretenden Überlappungsstörsignalen
vermehrend. Da jedes CDMA-System der Anzahl unabhängiger überlappender
und interferierender Signale Grenzen auferlegt, die ohne übermäßige Übertragungsfehler
toleriert werden können,
verursachen nicht verwendete Echos eine Reduzierung der Anzahl von
Signale, die gesendet werden können,
d. h. die Kapazität
des Systems gemessen in Erlang pro Megahertz pro Einheitsbereich.
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US-Patent
Nr. 5,151,919 und 5,218,619 mit den jeweiligen Titeln "Subtractive Demodulation
of CDMA Signals" und "CDMA Substractive
Demodulation" beschreiben
neue Vorrichtungen zum Erhöhen der
Anzahl von nicht orthogonalen CDMA-Signalen, deren Überlappen
dadurch zugelassen werden kann, dass zuerst die stärksten überlappenden
Signale dekodiert werden und sie und ihre Echos dann subtrahiert
werden vor dem Fortsetzen des Demodulierens des nächststärksten Signals,
usw., bis ein gewünschtes
Signal dekodiert wird.
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Subtraktive
Demodulation in Übereinstimmung
mit
US 5572552 ,
US 5151919 und
US 5218619 verwendend kann gezeigt
werden, dass der Umfang an Rechenaufwand, der in einem Empfänger benötigt wird,
zumindest mit dem Kubik der Chip-Rate zunimmt, wenn das CDMA-System
zu der vollen Kapazität
verwendet wird, zu der es imstande ist. Dies bedeutet, dass die
Vorteile subtraktiver Demodulation für Schmalband-CMDA-Systeme niedriger Chip-Rate
leicht erreicht werden können,
CDMA-Systeme niedriger
Chip-Rate veranlassend, bessere Performance zu zeigen als Systeme
hoher Chip-Raten, die die subtraktive Technik bedingt durch die
Komplexität
der Beschränkungen
nicht verwenden können.
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Demnach
ist die Verwendung der obigen Techniken schwierig zum simultanen
Erreichen der Vorteile von: 1) Orthogonalität, welche nur verfügbar ist
in Abwesenheit von Zeit-Dispersion oder um mehr als eine Chip-Periode
verzögernden
Echos: 2) Pfad-Diversity, welche nur erhalten wird, wenn um eine
oder mehrere Chip-Perioden verzögerte
Echos vorliegen: 3) Auflösung
individueller Strahlen zum Eliminieren von Rayleigh-Fading, was
nur erhalten wird mit sehr hohen Chip-Raten in der Größenordnung von 10 MB/s: und
4) Interferenz-Subtraktion, dessen
Komplexität
beschränkt
wird auf niedrige Chip-Raten, beispielsweise unter 300 kB/s.
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TIA-Standard
IS95 spezifiziert kontinuierliche CDMA-Sendung unter Verwendung
einer Chip-Rate von näherungsweise
einer Chip-Rate von 1 MB/s und diese fällt zwischen zwei Zerfahren,
da sie zu schmalbandig ist zum Erreichen der Vorteile von Eliminierung
des Rayleigh-Fading auf den individuellen Strahlen, während sie
zu hoch ist in der Chip-Rate und demnach zu aufwendig für eine Mobilstation
niedriger Kosten und niedriger Leistung zum Erreichen der Vorteile
von Interferenz-Subtraktion.
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Ein
Verfahren des Erstreckens der Vorteile subtraktiver Demodulation
auf höhere
Chip-Raten ist im US-Patent Nr. 5,862,173 mit dem Title "Reorthogonalization
of Wideband CMDA Signals" beschrieben.
Dieses Patent offenbart Entspreizungssignale in einer Signalstärkenordnung
zum Erhalten von Schmalbandsignalen, die dann durch Nullsetzen einer
Frequenzbereichskomponente unter Verwendung eines Schmalband-Notch-Filters
bzw. Sperrfilters ausgeklinkt werden. Diese Technik wird auch verwendet
zum Nullsetzen verzögerter
Echos eines Signals und Subtrahieren der Fehler durch Wiederholen
des Nullsetzungsprozesses nach dem ersten Nullsetzen anderer unerwünschter
Signale.
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Das
oben beschriebene, mit Hilfe von spektralem Annulieren angewendete
Neuorthogonalisierungsprinzip ist in 1 und 2 dargestellt.
In 1 mischt ein Empfänger 100 das empfangene
Signal abwärts,
falls erforderlich, zu einer geeigneten Zwischenfrequenz. Die Zwischenfrequenz
wird dann unter Verwendung des Codes C1 des stärksten Signals im Entspreizer 101 entspreizt.
Das entspreizte Schmalbandsignal wird dann im Spektralbereich durch
ein Nullausgleichsfilter 102 null gesetzt. Das Restsignal
wird dann erneut gespreizt mit dem Code C1 im Neuspreizer 103 vor
dem Entspreizen davon in 104 mit dem Code C2, Nullsetzen
des Signals 2 im Filter 105 und Neuspreizen mit C2 im Block 106.
Gemäß einer
Ausführungsform
ist die Neuorthogonalisierung des Signals in Bezug auf C1, d. h.
durch nochmaliges Subtrahieren einer Komponente, die mit C1 korreliert,
nachdem andere Signale subtrahiert oder null gesetzt worden sind,
als ein zweiter C1-Entspreizer 107, ein zweites Null-Filter
für C1-korrelierte Komponenten 108 und
ein zweiter C1-Neuspreizer 109 gezeigt. Nach der Neusubtrahierungsstufe,
die durch die Blöcke 107, 108 und 109 repräsentiert
wird, kann das Restsignal ferner verarbeitet werden zum Extrahieren
anderer Signale und eine Neusubtraktion von C2 und C1 für ein drittes Mal.
Tatsächlich
kann eine Neusubtraktion irgendeines oder aller zuvor subtrahierter
Signale durchgeführt
werden zum Verhindern von Akkumulieren der ein Dekodieren schwacher
Signale verhindern könnenden
Subtraktionsunvollständigkeiten.
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2 zeigt,
dass einige der Signalentfernungsstufen zum Entfernen unterschiedlich
verzögerter
Strahlen desselben Signals verwendet werden können durch Verwenden einer
verzögerten
Version C1-t–T der
Codefolge C1t. Strahlen werden vorzugsweise
in absteigender Signalstärkenordnung
entfernt. Beispielsweise angenommen, ein Strahl 1 des Signals 1
ist der stärkste
empfangene Strahl von allen, dann wird er in einer ersten Stufe 91 unter
Verwendung des Codes C1t entspreizt. Die
entspreizte Komponente des Strahls desselben Signals (z. B. Signal
1 Strahl 1, Signal 1 Strahl 2, etc.) kann in einen Kombinierer 95 eingespeist
werden, der beispielsweise ein RAKE-Kombinierer sein kann, der die
Phase und Amplitude jedes Strahls nachverfolgt und kohärente Kombination
mit Hilfe komplexer Gewichtungen vornimmt zum Verbessern des Signals
zum Dekodieren im Decoder 96. Der Block 95 kann
alternativ ein Auswahlkombinierer sein, um zum Dekodieren immer
den stärksten
Strahl des Signals 1 auszuwählen,
der jedoch immer angeordnet sein sollte, um der in Stufe 91 unter
Verwendung der geeigneten Code-Verzögerung C1t,
C1t–T,
etc. in Stufe 1 zu sein. Block 92 zeigt, dass Strahlen
anderer Signale entspreizt und entfernt werden können, bevor ein zweiter Strahl
des Signals 1 entspreizt wird, was wünschenswert ist, wenn die Strahlen
des anderen Signals stärker
sind als Signal 1, Strahl 2.
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Signalstrahl
2 wird in Stufe 93 unter Verwendung des Codes C1 verzögert um
T entspreizt, d. h. der Codeabfolge C1t–T,
wobei T ausgewählt
wird, um so nahe wie möglich
der Verzögerung
des zweitstärksten
Strahls des Signals 1 in Bezug auf den stärksten Strahl des Signals 1
zu entsprechen. Die Komponente des entspreizten Strahls 2 wird in
dem Kombinierer 95 eingespeist, bevor sie aus dem Signal
herausgefiltert wird, das hindurch gelaufen ist zu nachfolgenden,
durch Block 94 wiedergegebenen Stufen. Block 94 kann
fortsetzen, andere Strahlen des Signals 1 zu entspreizen und zu
entfernen, Strahlen anderer Signale, oder Komponenten wieder zu
subtrahieren, die korreliert sind mit irgendeinem von dem Code C1t, dem Code C1t–T oder
irgendeinem anderen Code oder einem verzögerten Code, der zuvor in einer
früheren
Signalentfernungsstufe verwendet worden ist.
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Breitband-Neuorthogonalisierung
gemäß der obigen
Offenbarung kann ausgeführt
werden durch Analogfilter, die weniger Energie verbrauchen als digitale
Signalverarbeitung; jedoch kann die Anzahl von Analogfiltern, die
in praktikabler Weise in einem Empfänger wie zum Beispiel einem
Mobiltelefon eingeschlossen sein können, beschränkt auf
eine viel kleinere Zahl als möglich
sein könnte
in beispielsweise einer Zellularbasisstation, und demnach ist die Technik
eher praktikabel für
CDMA-Aufwärtsstreckenverbindungen
bzw. Uplinks als für
CDMA-Downlinks.
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Eine
andere praktische Einschränkung
von Breitband-CDMA für
Duplex-Kommunikationssysteme ist die Interferenz zwischen eigenem
Sender und eigenem Empfänger.
Solche Interferenz kann vermieden bei Schmalband-FDMA, TDMA- oder
CDMA-Systemen durch Zuweisen einer getrennten Frequenz oder eines
Frequenzbandes für
die Übertragung
und den Empfang jeweils über
ein tragbares Telefon, wobei die Sende-/Empfangsfrequenzzuweisung
bei der Basisstation umgekehrt wird. Der Frequenzraum zwischen Sende-
und Empfangsfrequenzen ist bekannt als Duplex-Beabstandung. Eine
typische verwendete Duplex-Beabstandung
sind 45 MHz. Unglücklicherweise,
wenn Breitband-CDMA verwendet
wird, kann die Duplex-Beabstandung nicht ausreichend sein in Bezug
auf die Signalspreizbandbreite zum Verhindern, dass sich die Spektralschwänze des
Senderempfängers
in das Empfängerband
ausdehnen und hierdurch Interferenz verursachen.
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Die
obigen Nachteile von IS95 und anderen CDMA-Systemen beim Behindern
des gleichzeitigen Auftretens der jeweiligen Vorteile von Breitand-
und Schmalband-CDMA-Systemen werden ausgeräumt, wenn beispielhafte Ausführungsformen
der Erfindung, die nun beschrieben werden, umgesetzt werden.
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Resümee
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Gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung wird Information kodiert und moduliert zum Senden
auf einer geeigneten Trägerfrequenz
für das
Senden über
das Medium derart, dass jedes Signal über eine breite Bandbreite
gespreizt wird und im Frequenzbereich mit anderen ähnlichen Signalen überlappt.
Zusätzlich
zeitkomprimiert jeder Sender das kodierte Signal zum Senden nur
während zugeordneter Zeitschlitze
in aufeinanderfolgenden wiederholten Rahmendauern. Ein beispielhafter Empfänger empfängt ein
zusammengesetztes Signal, das viele überlappende Signale umfasst
und wird nur während
zugewiesener Empfangszeitschlitze aktiviert zum Empfangen und Umsetzen
des zusammengesetzten Signals in einen Satz von komplexen numerischen
Abtastwerten, die das empfangene zusammengesetzte Signal repräsentieren, über jeden Zeitschlitz.
Die komplexen numerischen Abtastwerte werden in einem Prozessor
gespeichert und werden dann wieder aufgerufen durch einen numerischen Prozessor,
der arbeitet, um ein designiertes der überlappenden Signale zu trennen,
entspreizen und dekodieren zum Erhalten von in dem zugewiesenen Zeitschlitz
gesendeter Information, wobei das Verarbeiten beispielsweise Entspreizen
oder Dekodieren stärkerer
Signale einschließt
und das Eliminieren davon vor dem Dekodieren des zugeordneten Signals. Aufeinanderfolgende,
in entsprechenden Zeitschlitzen in aufeinanderfolgenden Rahmenperioden
gesendete Information kann dann zusammengesetzt und weiterverarbeitet
werden zum Wiedergewinnen der Ursprungsinformation, die beispielsweise
ein digitales Sprachsignal sein kann.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
vorstehenden und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden eher verstanden auf das Lesen der folgenden detaillierten
Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, in welchen zeigt:
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1 ein
Blockdiagramm zum Erläutern
von Neuorthogonalisierung gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung;
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2 ein
Blockdiagramm zum Erläutern
des Entfernens verzögerter
Signalstrahlen in Übereinstimmung
mit einer beispielhaften Ausführungsform der
Erfindung;
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3 einen
beispielhaften Sender, der geeignet ist zur Verwendung mit der Erfindung;
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4 einen
Empfänger
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung;
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5(a) ein Blockdiagramm eines beispielhaften CDMA-Subtraktionsdemodulators;
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5(b) ein Blockdiagramm eines Signalstärkeprozessors
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung;
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6 eine
schnelle M-Punkt-Walsh-Transformation (M-point Fast Walsh Transform);
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7 ein
Blockdiagramm eines ein IIR-Filter einschließenden Empfängers gemäß einer beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung;
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8 einen
beispielhaften Basisstationssender zum Senden mehrerer Signale auf
unterschiedlichen Zeitschlitzen;
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9 einen
beispielhaften Basisstationssender zum Senden von mehreren Signalen
auf unterschiedlichen Zeitschlitzen und unterschiedlichen Trägerfrequenzen;
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10 eine
beispielhafte Basisstation zum Senden mehrerer Signale auf unterschiedlichen
Zeitschlitzen und unterschiedlichen Trägerfrequenzen in unterschiedlichen
Richtungen;
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11 eine
beispielhafte Empfangsstation zum Empfangen mehrerer Signale auf
unterschiedlichen Zeitschlitzen, unterschiedlichen Frequenzen und
aus unterschiedlichen Richtungen; und
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12 ein
Blockdiagramm einer beispielhaften Basisstation und Mobilstation.
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Detaillierte
Beschreibung
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Ein
beispielhaftes System und Verfahren, in welchem die jeweiligen Vorteile
der Breitband- und Schmalband-CDMA-Systeme simultan erzielt werden können, wird
nun beschrieben.
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3 zeigt
einen mit einer Quellen- und Fehlerkodiereinrichtung 10 verbundenen
Informationseingang. Quellen- und Fehlerkodierung kann solche konventionellen
Prozesse wie Sprachdigitalisierung unter Verwendung von ADPCM, CELP,
REPL, VSELP einschließen
oder Sub-Band-Kodierung,
Faltungs- oder Reed-Solomon-Fehlerkorrekturkodierung,
Blockkodierung und Bit- oder Symbol-Zeitverschachtelung.
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Die
digitalkodierte Ausgangsgröße des Quellenkodierers 10 wird
einem Spreizspektrum-Kodierer 11 zugeführt, welcher vorzugsweise Walsh-Hadamard
Block-Orthogonalspreizung kombiniert mit Verwürfelung unter Verwendung eines
zugewiesenen Zugriffscodes gemäß dem oben
erwähnten
US-Patent Nr. 5,151,919. Die Blockspreizung kann orthogonal oder
bi-orthogonal sein.
Verwürfelung
kann durch Hinzufügen
eines Verwürfelungscodes
zu dem Block-Code unter Verwendung von Modulo-2-Addition derart
erreicht werden, dass sich die Kodierung für jedes Signal unterscheidet.
Die bevorzugten Zugangscodes können
gebogenen Abfolgen sein, aufgebaut in Übereinstimmung mit dem US-Patent
Nr. 5,353,352 mit dem Titel "Multiple
Access Coding for Radio Communications".
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Der
Spreizspektrum-Codierer 11 setzt eine Anzahl verwürfelter
Codewörter,
vorzugsweise mindestens zwei Walsh-Hadamard-Codewörter, zusammen zum Senden in
einem zeitkomprimierten Burst. Der zusammengesetzte Block aus Codewörtern wird zeitkomprimiert
unter Verwendung eines Zeitkompressors 12 und auf einen
Funkfrequenzträger
unter Verwendung eines Burst-Modulators 13 angewendet. Der
modulierte Burst wird dann umgesetzt in eine letztendliche Funkfrequenz,
falls erforderlich, verstärkt,
um einen gewünschten
Sendeleistungspegel zu haben, und von einem Burst-Sender 14 über eine Antenne 15 gesendet.
Zum Vermeiden der Möglichkeit
der gegenseitigen Beeinflussung von Senden und Empfangen wird der
Sende-Burst vorzugsweise zeitlich gestaffelt in Bezug auf einen
in Gegenrichtung empfangenen Burst derart, dass Senden und Empfangen
zu unterschiedlichen Zeiten stattfindet. Die Antenne 15 kann
umgeschaltet werden von dem Zustand, mit dem Sender 14 verbunden
zu sein, in einen Zustand, mit dem in 4 gezeigten
Sender verbunden zu sein, unter Verwendung eines Sende-/Empfangsumschalters 18.
Der Sende-/Empfangsumschalter
wird zu korrekten Zeiten betrieben, und die jeweiligen, durch die
Elemente 10–14 ausgeführten Prozesse
werden in der korrekten Abfolge gesteuert von einem Burst-Zeitabstimmungs-Controller 17 aktiviert,
welcher einen exakten Quarz-Oszillator 16 verwenden kann
zum Erzeugen von Taktsteuersignalen.
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Ein
Empfänger
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung ist in 4 gezeigt. Der Empfänger wird
vorzugsweise während
eines zugewiesenen Zeitschlitzes oder zugewiesener Zeitschlitze
aktiviert, in welchen ein zeitkomprimierter Burst empfangen wird.
Aktivieren nur während
zugewiesener Zeitschlitze kann den Vorteil reduzierten Energieverbrauchs
im Empfänger
bereitstellen. von der Antenne 20 oder von einem Sende-/Empfangsumschalter
empfangene Signale werden gefiltert, verstärkt und abwärts gemischt durch einen Funkempfänger 21 in
eine für
Digitalisierungsverwendung eines komplexen Analog-zu-Digital- bzw. A/D-Umsetzers 22.
Die komplexe A/D-Umsetzung kann Abtasten des Signals bei einer Rate
von mindestens seiner Bandbreite umfassen und Umsetzen jedes Abtastwertes
in eine komplexe Zahl, die die Momentanphase und Amplitude des Abtastwertes
repräsentiert.
Die komplexe Zahl kann in Kartesischer Form (X + jY) sein oder in
vorteilhafter Weise in Log-polar Form in Übereinstimmung mit dem US-Patent
Nr. 5,048,059 mit dem Titel "Log-polar
Signal Processing".
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Umgesetzte
komplexe numerische Abtastwerte werden während eines designierten Empfangszeitschlitzes
wie durch den Burst-Controller 17 bestimmt
gesammelt. Demnach kann der Empfänger selektiv
aktiviert werden zum Empfangen des zeitkomprimierten zusammengesetzten
Signals nur während
eines ausgewählten
Zeitschlitzes. Die umgesetzten komplexen numerischen Abtastwerte
werden dann in einer Burst-Speichereinrichtung 23 gespeichert,
von welcher sie von einem CDMA-Prozessor 24 wiedergewonnen
werden können.
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Ein
bevorzugter Typ eines CDMA-Prozessors 24 ist der subtraktive
CDMA-Prozessor, der in den oben erwähnten Patenten (US-Patente
Nr. 5,151,919 und 5,218,619) offenbart ist. Wie in diesen Patenten
beschrieben, korreliert ein Funkempfänger, um ein in viele andere überlappende,
ein empfangenes zusammengesetztes Signal bildende Signale eingebettetes
kodiertes Informationssignal optimal zu dekodieren, einen einzigartigen,
dem zu dekodierenden Signal entsprechenden Code mit dem zusammengesetzten
Signal. Nachdem jedes Informationssignal dekodiert worden ist, wird
es aufgezeichnet und von dem zusammengesetzten Signal entfernt.
Als ein Ergebnis können
aufeinanderfolgende Korrelationen anderer Informationssignale in
dem empfangenen zusammengesetzten Signal mit geringerer Interferenz
und demnach größerer Exaktheit durchgeführt werden.
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Die
subtraktive Demodulationstechnik wird verbessert durch Dekodieren
des zusammengesetzten Signals in einer Reihenfolge der Informationssignale
von der stärksten
zur schwächsten
Signalstärke. Mit
anderen Worten, das stärkste
Signal wird zuerst korreliert und entfernt. Durch das Vorhandensein
des stärksten
Informationssignals in dem zusammengesetzten Signal verursachte
Interferenz wird hierdurch während
des Dekodierens/Korrelierens schwächerer Signale entfernt. Demnach
wird die Chance des exakten Dekodierens selbst des schwächsten Signals stark
verbessert. Das nach der Subtraktion verbleibende Signal wird iterativ
verarbeitet, bis das gewünschte
Signal verarbeitet wird.
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5(a) zeigt eine beispielhafte Ausführungsform
eines subtraktiven CDMA-Prozessors. In 5(a) wird
eine Vielzahl von in demselben Kommunikationssignal überlappenden
kodierten Signalen bei der Antenne 126 als ein zusammengesetztes Hochfrequenz-
bzw. RF-Signal empfangen. Der Demodulator 128 setzt das
empfangene RF-Signal in eine für
die Verarbeitung bequeme Frequenz um. Eine solche bequeme Frequenz
kann beispielsweise in der Gegend der Nullfrequenz (Gleichstrom)
liegen, und das zusammengesetzte Signal kann aus komplexen Faktorkomponenten
bestehen mit Real- und Imaginär-
bzw. I- und Q-Komponenten.
-
Ein
erster Digitalverarbeitungsblock 140 schließt einen
ersten Code-Generator 132 ein, der eingestellt ist zum
Abbilden des Codes des ersten zu demodulierenden Signals. Während der
von dem Code-Generator 132 einzustellende spezifische Code im
ersten Datenverarbeitungsblock 140 beliebig ausgewählt werden
kann, basiert in einer bevorzugten Ausführungsform die Reihenfolge,
in welcher die Codes erzeugt werden, auf Signalstärke. Die
Signalstärke
der das zusammengesetzte Signal bildenden Signale kann erfasst werden
durch einen Signalstärkeprozessor 129 oder
kann basierend auf historischen Modellen von Signalstärken vorhergesagt
werden. Im Zusammenhang mit Zellularsystemen kann, wenn das Mobilvermittlungszentrum
(MSC) oder die Basisstationen (BS) die wahrscheinlichen oder tatsächlichen
Signalstärken
jeder Mobiltelefonkommunikation überwachen,
entweder das MSC oder die BS die Aufgaben des Signalstärkenprozessors 129 übernehmen.
-
In
einem beispielhaften Signalstärkenprozessor 129,
wie er in 5(b) gezeigt ist, wird zum Erfassen
einer Signalstärke
das empfangene gesamte zusammengesetzte Signal in einem Multiplizierer 70 quadriert
und in einem Integrierer 71 über die Anzahl von Chip-Perioden
in einer Bit-Periode integriert. Ein Bit-Taktsignal bestimmt das
Integrationsintervall. Eine Quadratwurzelschaltung 72 bestimmt
den Effektivwert bzw. RMS-Wert
des zusammengesetzten Signals über
die Bit-Periode.
-
Zur
gleichen Zeit wird das Restsignal in einem Multiplizierer 73 empfangen.
Das Restsignal umfasst das gesamte zusammengesetzte Signal abzüglich irgendwelcher
zuvor dekodierter Signale. Das Restsignal wird multipliziert mit
einem von einem Lokalcode-Generator 74 erzeugten Spreizcode
des zu dekodierenden Signals. Das korrelierte Ausgangssignal von
dem Multiplizierer 73 wird ebenfalls über dieselbe Bit-Periode in einem
Integrierer 75 integriert, wie von dem Bit-Taktsignal gesteuert.
Der Mittelwert oder integrierte Spannungswert über die integrierte Zeitdauer
kann eine positive oder eine negative Polarität haben. Demnach erfasst eine
Bit-Polaritäts-Entscheidungseinrichtung 76 die
Signalpolarität und
sendet ein Signal an eine Absolutwerteinrichtung 77, die
sicherstellt, dass das Vorzeichen des Ausgangssignals des Integrierers 75,
verzögert
um eine Verzögerung 78,
immer positiv ist. Die Absolutwerteinrichtung 77 kann beispielsweise
ein von der Bit-Polaritäts-Entscheidungseinrichtung 76 gesteuerter
Invertierer sein.
-
Der
Absolutwert des Durchschnittskorrelationssignals (B) wird in einem
Dividierer 79 dividiert durch die Quadratwurzel des Effektivwertes
bzw. RMS-Wertes des quadrierten (A2) gesamten
zusammengesetzten Signals für
dieselbe Bit-Periode zum Erzeugen eines normalisierten Wertes. Mit
anderen Worten, die Korrelationsstärke des dekodierten Signals
B wird normalisiert durch sein Dividieren durch die Gesamtstärke des zusammengesetzten
Signals für
die Bit-Periode. Die normalisierte Korrelation des dekodierten Signals
wird akkumuliert in einem Signaldurchschnittsbilder 80 über einer
Anzahl von Bit-Perioden zum Erzeugen einer relativen mittleren Stärke für dieses
dekodierte Signal. Bedingt durch Mehrpfad-Fading des Signals sollte
die tatsächliche Zahl
von Bit-Perioden möglicherweise
in der Größenordnung
von etwa zehn liegen, um eine exakte mittlere Signalstärke des
demodulierten Signals zu bestimmen. Jeder Lokalcode wird in einem
Speicher 81 gemeinsam mit seinem zugeordneten mittleren
Stärkewert
gespeichert. Ein Sortierer 82 vergleicht jeden dieser mittleren
Signalstärkewerte
und sortiert sie vom stärksten
zum schwächsten.
An diesem Punkt sendet der Sortierer 82 den Lokalspreizcode
des stärksten
Signals zum Lokalcodegenerator 74, so dass das stärkste Signal
immer in der nächsten
Daten-Bit-Periode demoduliert und extrahiert wird. Weniger starke
Signale werden in der Reihenfolge ihrer Signalstärke demoduliert, wie durch
den Sortierer 82 bestimmt. Die Funktionen des Sortierers 82 können leicht
durch einen Mikroprozessor unter Verwendung eines Software-Sortierprogramms
implementiert werden.
-
Weil
die Signalstärken
der mehreren Mobilstationen in einer Zelle konstant variieren, kann
eine lineare Vorhersageanalyse (LPA) vorteilhaft verwendet werden
zum Neuordnen der Signalstärkepriorität. Allgemein
ausgedrückt
wird ein historisches Modell relativer Signalstärken in einem Speicher gespeichert
und verwendet zum Extrapolieren, welches Signal zum nächsten Zeitpunkt
das mit der wahrscheinlich größten Signalstärke ist.
LPA postuliert, dass der nächste
Wert einer Wellenform eine gewichtete Summe vorangegangener Werte
mit den zu bestimmenden Gewichtungskoeffizienten ist. Der bekannte
Kalman-Filteralgorithmus kann verwendet werden zum Implementieren
dieser Analyse. Auf diese Weise kann das stärkste Signal effizient vorhergesagt
werden ohne tatsächlich
eine andere Abfolge von Signaldekodierung und Messung ausgeführt zu haben.
-
Wenn
der Signalstärkeprozessor 129 bestimmt,
dass die tatsächlichen
Ergebnisse des Dekodierens des Verbundsignals und der Signalstärkeprioritätsabfolge
fehlerhaft sind wegen einer ungenauen Vorhersage oder wegen geänderter
Systembedingungen, ordnet der Signalstärkeprozessor 129 die Abfolge
neu, um die tatsächliche
Signalstärkenreihenfolge
widerzuspiegeln. Daraufhin kann der Demodulationsprozess wiederholt
werden zum Sicherstellen, dass die individuell kodierten Signale
des Verbundsignals in der Reihenfolge von der größten zur geringsten Signalstärke dekodiert
werden. Der wiederholte Prozess führt nicht zu irgendeinem Datenverlust
oder zu einer Verkehrsunterbrechung, weil das Verbundsignal in einer
Verzögerung 150 im
Verarbeitungsblock 140 gespeichert wird, wie in 5(a) gezeigt. Die Verzögerung 150 kann einfach eine
Speichereinrichtung sein. Folglich kann das Verbundsignal retrospektiv
neu verarbeitet werden, sobald die optimale Reihenfolge des Dekodierens
bestimmt ist.
-
Durch
Korrelieren des Ausgangssignals des ersten Code-Generators 132 mit dem von
dem Korrelator 130 empfangenen Verbundsignal wird ein individuelles
Signal entsprechend dem ersten Code aus dem Verbundsignal extrahiert.
Das korrelierte Signal wird in einem Tiefpassfilter 142 gefiltert,
um Interferenzen zurückzuweisen,
die durch Rauschen und nicht zugehörige Signale erzeugt werden.
Statt des Tiefpassfilters 142 kann auch eine Majoritätsabstimmschaltung
oder eine Integrier- und Dämpfungsschaltung
verwendet werden zum Reduzieren oder Entspreizen der Bandbreite
oder Bit-Rate des korrelierten Signals. Das von dem Tiefpassfilter 142 erzeugte
Ausgangssignal wird ferner in einem Fehlerkorrektur-Decoder 144 verarbeitet,
der letztendlich die Signalbandbreite oder Bitrate auf die zugrundeliegende
Digitalinformation reduziert. Das dekodierte Informationssignal
kann zusätzlich
einer Signalverarbeitung unterzogen werden, bevor es seine letztendliche
Bestimmung erreicht.
-
Das
fehlerkorrigierte Ausgangssignal wird ebenfalls angelegt an den
Neukodierer/Neumodulator 146 zum Neukonstruieren der Wellenform
des gerade dekodierten Signals. Der Zweck des Neukonstruierens/Neukodierens
des dekodierten Signals ist es, es aus dem Verbundsignal in einem
Subtrahierer 148 zu entfernen. Ein Verzögerungsspeicher 150 speichert
das Verbundsignal für
die Verarbeitungszeit, die erforderlich ist, um das erste dekodierte
Signal zuerst zu dekodieren und dann zu rekonstruieren.
-
Das
Rest-Verbundsignal, von welchem das erste Signal dekodiert und subtrahiert
worden ist, wird von dem Subtrahierer 148 in den Eingang
eines zweiten Digitalverarbeitungsblockes 140' ähnlich dem
ersten Block 140 eingegeben. Der einzige Unterschied zwischen
den beiden Digitalverarbeitungsblöcken 140 und 140' ist, dass der
Code-Generator 132' programmiert
ist, um den Code in Übereinstimmung
mit einem zweiten zu demodulierenden Signal abzustimmen. In einer
bevorzugten Ausführungsform ist
das zweite zu demodulierende Signal das Signal mit der zweitgrößten Signalstärke. Fachleute
werden erkennen, dass der zweite Signalverarbeitungsblock 140' durch rekursive
Verwendung des ersten Signalverarbeitungsblockes 140 implementiert
werden kann, um eine Duplizierung der Hardware zu vermeiden. Der
zweite Signalverarbeitungsblock 140' erzeugt ein zweites dekodiertes
Signal aus dem Fehlerkorrektur-Decoder 144' und subtrahiert ein rekonstruiertes
zweites Signal von dem verzögerten
Verbundsignal in einem Subtrahierer 148'. Das Rest-Verbundsignal mit zwei nun entfernten
Signalen wird in eine dritte Stufe der Signalverarbeitung geleitet,
usw.
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Es
ist erkennbar, dass ein Schlüsselelement des
subtraktiven CDMA-Demodulators ist, dass die Abfolge von Demodulation
und Extraktion individueller Informationssignale von der höchsten Signalstärke zur
niedrigsten Signalstärke
ist. Anfangs, wenn das Verbundsignal viele Signale einschließt, ist
das am wahrscheinlichsten exakt erfasste Signal das Signal mit der
größten Signalstärke. Schwächere Signale
interferieren weniger wahrscheinlich mit stärkeren Signalen. Sobald das
stärkste
Signal aus dem Verbundsignal entfernt ist, kann das nächststärkste Signal
leicht erfasst werden, ohne auf Interferenz von dem stärksten Signal
achten zu müssen.
Auf diese weise kann selbst das schwächste Signal exakt dekodiert
werden. Wegen dieser verbesserten Dekodierfähigkeit arbeitet der CMDMA-Subtraktionsdemodulator
selbst zufriedenstellend mit einer signifikanten Erhöhung der
Anzahl von Benutzer, die üblicherweise
in konventionellen CDMA-Systemen behandelt werden. Demnach wird
eine erhöhte
Kapazität
erzielt.
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Die
bevorzugte Art eines subtraktiven CDMA-Prozesses umfasst das Eliminieren
eines bereits dekodierten Signals durch Nullsetzen in einem speziellen
Bereich wie zum Beispiel dem Walsh-Spektrumsbereich. Dies kann erreicht
werden unter Verwendung einer Fast-Walsh-Transformationsschaltung
gemäß dem US-Patent
Nr. 5,357,454 mit dem Titel "Fast
Walsh Transform Processor".
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Eine
Walsh-Transformation ist eine mathematische Operation, die einen
Satz von M = 2N Zahlen in einen anderen
Satz von M Zahlen umsetzt durch Addieren und/oder Subtrahieren von
ihnen in einem vorbestimmten Satz an Kombinationen. Jeder Satz von
Kombinationen umfasst im wesentlichen eine Summation aller M Ursprungszahlen,
aber mit ihren Vorzeichen in Übereinstimmung
mit einem jeweiligen vorbestimmten Muster ausgewählt. M unterschiedliche Sätze an Kombinationen
können
berechnet werden, die den M vorbestimmten Vorzeichenmustern entsprechen,
d. h. Vergleichen irgendeines Vorzeichenmusters mit irgendeinem
anderen zeigt gleiche Vorzeichen in exakt der Hälfte der Positionen und ungleiche
Vorzeichen in der anderen Hälfte.
-
Die
gegenseitige Orthogonalität
der Vorzeichenmuster ermöglicht
es, die Berechnung von M Kombinationen von M Werten in einer Berechnung von
N × (M/2)
Summen und N × (M/2)
Differenzen aufzuteilen, was eine signifikante Reduzierung der Anzahl
von Additionen und Subtraktionen von M2 zu M × N ist.
Eine solche Zerlegung ist für
eine allgemeine M-Punkt-FWT
dargestellt durch ein Netz 10, das in 6 gezeigt
wird. Es wird verstanden werden, dass die FWT eine Struktur hat,
die an die Fast-Fourier-Transformation erinnert, und beide Algorithmen sind
wohlbekannt.
-
Wie
in 6 gezeigt, umfasst ein effizienter Aufbau zum
Ausführen
dieser Kombinationen einen Prozessor zum Erzeugen einer Walsh-Transformation
durch im wesentlichen simultanes Berechnen von M Kombinationen von
M Eingangswerten, wobei M = 2N ist und die
Eingangswerte zweier Komplement-Binärwerte sind. Der Prozessor
umfasst N elektrisch in Serie verbundene Stufen, wobei jede Stufe
ein Kreuznetz von M elektrisch in einem vorbestimmten Muster mit
einem Satz von M/2 Schmetterlingen verbundene Leiter umfasst, wobei
jeder Schmetterling eine Vorrichtung umfasst zum Berechnen einer
Summe und einer Differenz zweier jeweiliger durch ihre jeweiligen
Kreuznetze repräsentierten
Werte und Präsentieren
der Summe und Differenz zu den jeweiligen Leitern des Kreuznetzes
der nächsten
Stufe. Die Eingangswerte werden dem Kreuznetz der ersten Stufe seriell
präsentiert
und mit dem am wenigsten signifikanten Bit zuerst, und im wesentlichen
synchron damit wird die Walsh-Transformation des Eingangswertes
seriell erzeugt durch die Schmetterlinge der N-ten Stufe.
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Zusätzlich zu
dem subtraktiven CDMA-Prozessor ist der oben beschriebene RAKE-Empfänger ein
anderer CDMA-Verarbeitungsalgorithmus,
der verwendet werden kann mit beispielhaften Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung. Ein RAKE-Empfänger verwendet eine Form von
das Sammeln der Signalenergie von den verschiedenen empfangenen
Signalpfaden, d. h. den verschiedenen Signalstrahlen, kombinierender
Diversity (Diversität bzw.
Gleichzeitigkeit). Diversity stellt redundante Kommunikationskanäle derart
bereit, dass wenn einige Kanäle
Schwund aufweisen, die Kommunikation noch möglich ist über nicht schwindende Kanäle. Ein kohärenter CDMA-RAKE-Empfänger bekämpft Schwund
durch Erfassen der Echosignale durch individuelles Verwenden eines
Korrelationsverfahrens und algebraisches Addieren davon (mit demselben Vorzeichen).
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In
einer Form von RAKE-Empfänger
werden Korrelationswerte der Vorzeichenabfolge mit den empfangenen
Signalen zu unterschiedlichen Zeitverzögerungen durch eine angezapfte
Verzögerungsleitung
hindurchgeführt.
In der Verzögerungsleitung
gespeicherte Werte werden gewichtet und dann summiert zum Bilden
der Kombinierer-Ausgangsgröße. Wenn
die erste ankommende Strahlenkorrelation an einem Ende der angezapften
Verzögerungsleitung vorliegt,
wird die gewichtete Summe ausgewählt,
um den kombinierten Signalwert für
eine spezielle Informationssymbolperiode zu liefern. Dies ist effektives Abtasten
der Ausgangsgröße eines
komplexen FIR-Filters
(Finite Impulse Response Filter), dessen Koeffizienten die Gewichte
sind, die RAKE-Anzapfungskoeffizienten
genannt werden.
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Das
konventionelle RAKE-Filter wurde jedoch entworfen unter der Annahme
weißen
Rauschens und arbeitet nicht gut, wenn das Rauschen farbig ist.
Demgemäß ist das
konventionelle RAKE-Filter
keine optimale Lösung
für einen
Mobilempfänger,
der eine signifikante Menge von Rauschen empfängt, die durch den Kanal gefärbt ist.
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7 zeigt
ein Blockdiagramm eines verbesserten RAKE-Patents, der in US Nr. 5,572,552 beschrieben
ist, welcher verwendet werden kann in Verbindung mit der vorliegenden
Erfindung. Der Empfänger
erfasst CDMA-Signale unter Anwesenheit farbigen Rauschens. Dies
wird erreicht durch Ersetzen des konventionellen RAKE-FIR-Kombinationsfilters
durch einen allgemeineren Filter, beispielsweise einen IIR- Filter (Infinite
Impulse Response Filter). Das allgemeine Filter ist auch mit Anzapfungsstellen
und Anzapfungskoeffizienten versehen, die optimal sind für den CDMA-Abwärtsstreckenverbindungsfall.
Eine Optimierung basiert auf der Maximierung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
(SNR) der Erfassungsstatistik, berücksichtigend, dass das Vorkanalrauschen
durch denselben Kanal wie der Signalkanal eingefärbt wird. Diese Filterparameter
können
als eine Funktion von Kommunikationsverbindungsparametern bestimmt
werden. Alternativ können
Filterparameter direkt unter Verwendung einer adaptiven Filtermethode
unter Eliminierung des Bedürfnisses
des direkten Schätzens
der Verbindungsparameter bestimmt werden.
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In 7 wird
ein empfangenes Funksignal abwärts
gemischt zum Basisband und abgetastet beispielsweise durch Mischen
davon mit Kosinus- und Sinusschwingungsformen und Filtern des Signals
in einem Hochfrequenzempfänger
bzw. RF-Empfänger 200,
komplexe Chip-Abtastwerte erzielend. Die Chip-Abtastwerte werden
in dem Korrelator 201 mit bekannten Signaturabfolgen korreliert. Die
Chip-Abtastwerte können
mit den bekannten Signaturabfolgen an mindestens zwei Stellen korreliert werden,
die zeitlich um einen bestimmten numerischen Wert in Bezug auf eine
Phase und eine Amplitude von mindestens zwei Mehrpfad-Strahlen bezogen
sind. Korrelationswerte werden durch ein IIR-Filter 202 gefiltert.
Zu einer geeigneten Zeit, basierend auf der Symbolzeit-Abstimmungsinformation
(timing information), wird die Ausgangsgröße des IIR-Filters durch den
Auswähler
bzw. Selektor 203 ausgewählt, welcher die ausgewählte Ausgangsgröße einer
Entscheidungseinrichtung 204 bereitstellt, die die IIR-Filterausgangsgröße verwendet
zum Bestimmen, welches Informationssignal erfasst worden ist. Eine
Koeffizienten-Berechnungseinheit 205 wird verwendet zum
Bestimmen der Anzapfungskoeffizienten zur Verwendung in dem IIR-Filter 202.
Dies schließt
das Schätzen
Kanalanzapfungs- und
Rauschleistungen oder bezogener Größen ein.
-
Ein
anderer Vorteil des erfindungsgemäßen Kombinierens von CDMA und
TDMA mit Hilfe von Zeitkompression eines Schmalband-CDMA-Signals zum
Bilden eines Breitbandsignals ergibt sich im Zusammenhang von Systemen,
die nur ein einzelnes Frequenzband zur Kommunikation in beiden Richtungen
verwenden. Wenn die Sendung komprimiert wird in einem ersten Bruchteil
eines immer wiederkehrenden Zeitintervall, kann der Empfang in einem zweiten
nicht überlappenden
Bruchteil des Zeitintervalls auftreten, hierdurch ein Zeit-Duplex-System
bildend, wodurch abwechselndes Senden und Empfangen stattfindet
an der Mobilstation und der Basisstation. Die Empfangsperioden der
Basisstation können angeordnet
werden, um mit den Sendeperioden der Mobilstation zu koinzidieren
und umgekehrt. Zeit-Duplex im selben Frequenzband hat die Eigenschaft, dass
der Ausbreitungspfad wahrscheinlich reziprok ist, wenn das Senden
dem Empfangen in sehr engem Zeitrahmen folgt, beispielsweise innerhalb
von 0k5 mS. Demnach können
RAKE-Abzapfungen, die gerade bestimmt worden sind, zum Empfangen
und deren historische Werte von vorangegangen Empfangsperioden verarbeitet
werden zum Bestimmen einer Vorkompensation der Senderschwingungsform,
die verbesserte Kommunikationsmöglichkeiten bereitstellt,
vom Empfänger
gesammelte Information über
den Kanal berücksichtigend.
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Fachleute
werden einsehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die oben
beschriebenen CDMA-Verarbeitungstechniken beschränkt ist, sondern dass viele
andere CDMA-Verarbeitungsalgorithmen
verwendet werden können
mit der vorliegenden Erfindung. Beispielhafte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung durch Puffern eines TDMA/CDMA-Bursts
unter Verwendung des Speichers 23, um die im Senderblock 12 durchgeführte Zeitkompression
rückgängig zu
machen, stellen den signifikanten Vorteil bereit, die Empfangs-CDMA-Verarbeitung bei niedriger
Geschwindigkeit betreibbar zu ermöglichen, was das Implementieren
eines höher
entwickelten Algorithmus, der normalerweise nur für Schmalband-CDMA- Signale praktikabel
ist, auch für CDMA-Signale
hoher Chip-Raten
ermöglicht.
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Zum
Darlegen der Vorteile der vorliegenden Erfindung werden die Gründe, warum
CDMA-Empfangsverarbeitung normalerweise an Komplexität mit mindestens
dem Kubik der Chip-Rate zunimmt, dargelegt.
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Zuerst
nimmt die Zahl von Chips oder Signalabtastungen pro Sekunde, die
verarbeitet werden muss, direkt proportional mit der Chiprate zu,
wenn kontinuierliches CDMA-Senden verwendet wird.
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Zweitens
nimmt für
einen gegebenen Umfang an Zeitverschmierung bzw. -Dispersion im
Ausbreitungskanal die Anzahl von verzögerten Strahlen, die verarbeitet
werden muss unter Verwendung von beispielsweise einem RAKE-Empfänger direkt
proportional zur Chip-Rate zu.
-
Drittens,
wenn die Chip-Rate und demnach die belegte Bandbreite erhöht wird,
nimmt die Anzahl an zu verarbeitenden überlappenden Signalen in direkter
Proportion zu der Bandbreite zu zum Aufrechterhalten derselben Effizienz
spektraler Nutzung. Gemeinsam können
die obigen drei Gründe
zu einer achtfachen Erhöhung
der Empfängerkomplexität führen, jedes
Mal, wenn die Chip-Rate verdoppelt wird.
-
Obwohl
es sich ergeben kann, dass die durch den verzögerten Mehrpfad bedingte Anzahl
signifikanter Strahlen, die zu verarbeiten sind, nicht unendlich
zunimmt mit einem Anwachsen der Chip-Rate und sich tatsächlich einpendelt,
wenn die Vorteile individueller Strahlisolierung erreicht worden
sind und die isolierten Strahlen nicht länger Rayleigh-Schwund zeigen,
variiert die Anzahl isolierter Strahlen signifikant zwischen unterschiedlichen
ländlichen
und städtischen
Umgebungen. Für
Fälle,
in welchen die Verzögerungsspreizung
vom ersten Strahl zum letzten Echo viele Chip-Perioden ist, aber die
Anzahl signifikant starker Echos zwischen dem ersten und letzten
handhabbar ist, würde
es einen Vorteil in der Erhöhung
der Chip-Rate geben, um individuelle Strahlen aufzulösen und
demnach den Rayleigh-Schwund bzw. Fading der Strahlen zu eliminieren.
Jedoch, wenn die Kapazitätsvorteile
von Interferenzsubtraktion gewünscht
werden, wird die Komplexität
des Empfängers
bedingt durch die Anzahl überlappender
zu dekodierender und subtrahierender Signale erhöht. Die Anzahl von zu verarbeitenden
Chips pro Sekunde nimmt auch zu, wenn konventionelles kontinuierliches
CDMA verwendet wird. Unter Verwendung des erfindungsgemäßen zeitkomprimierten
CDMA/TDMA-Hybridschemas gemäß der beispielhaften
Ausführungsform
der Erfindung jedoch nimmt die Chip-Rate während des Bursts durch Zeitkompression
ohne Zunahme der Anzahl von Chips oder Signalabtastungen, die ein
Empfänger
im Mittel zu verarbeiten hat, zu.
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Darüber hinaus
führt die
Zunahme in der Anzahl von Signalen, die in der weiteren Bandbreite
untergebracht werden müssen,
um spektrale Verwendungseffizienz beizubehalten, nicht zu einer
Zunahme der Anzahl überlappender
Signale, da die zusätzlichen
Signale in anderen nicht überlappenden
Zeitschlitzen untergebracht sind, die der Empfänger nicht zu verarbeiten braucht
zum Dekodieren nur seines eigenen designierten Signals. Demnach
werden zwei der oben erwähnten
Faktoren, die normalerweise die Komplexität erhöhen, wenn die Chip-Raten erhöht werden,
vermieden durch das Verwenden des erfindungsgemäßen CDMA/TDMA-Hybrids gemäß der beispielhaften
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung.
-
Ein
weiterer technischer Vorteil beispielhafter Ausführungsformen der Erfindung
ergibt sich in Relation zu einem Aspekt des Empfänger-Designs, das bekannt ist
als Kanal-Nachverfolgen bzw. "channel
tracking". Channel
tracking bedeutet das Einrichten am Empfänger, was die Phasenänderung
und Amplitudenbedämpfung
des Ausbreitungspfades auf jeden der Strahlen angewendet haben,
so dass sie kohärent
kombiniert werden können.
Wenn die Strahlen Rayleigh-Schwund zeigen, ändern sich Phase und Amplitude
kontinuierlich in zufälligerweise
und mit einer durch die Doppler-Verschiebung bestimmten Geschwindigkeit,
die bestimmt wird durch die relative Sender- zu Empfängerschnelligkeit
in Wellenlängen
pro Sekunde. Für
in Fahrzeugen installierte Funkempfänger, die sich auf einer Schnellstraße mit 100
km/h und bei einer Wellenlänge
von 15 cm arbeiten, kann jeder Strahl sich mit einer Rate von 280
Mal pro Sekunde vollständig ändern. Es
kann technisch komplex und teuer sein, einen Empfänger zu
produzieren, der sich mit solchen Raten ändernde viele Strahlen nachverfolgen
kann.
-
Beim
Verwenden konventionellen kontinuierlichen CDMAs kann es auch schwierig
sein, Änderungen
in der Phase des Signals, verursacht durch die zugrundeliegenden
Informations-Bits mit einer Rate von beispielsweise 2,4 Kilobits
pro Sekunde von den Änderungen
zu trennen, die durch die Bewegung verursacht werden, wenn nur eine
Dekade in der Frequenz (d. h. eine Größenordnung) das Informationsspektrum
vom Fading- bzw. Dämpfungsspektrum trennt.
Mindestens zwei Dekaden spektraler Trennung zwischen Informationsmodulation
und Schwundraten sind wünschenswert,
um eine Demodulation und Dekodierung ohne Performance-Verlust zu
fördern.
Wenn ein solches CDMA-Signal 10 : 1 in der Zeit komprimiert wird,
wird jedoch die zugrundeliegende Informationsrate, die in dem Burst übertragen
wird, ebenfalls um einen Faktor von 10 bis 24 Kilobit pro Sekunde
erhöht,
und gleichzeitig, wenn die Chip-Rate
hoch genug ist, wird die Rayleigh-Schwundmodulation bzw. Rayleigh-Fading-Modulation
jedes Strahls wesentlich reduziert und ersetzt durch relativ niedrige Änderungen
im Erscheinen und Verschwinden von Strahlen bedingt durch Abschattung
oder durch in das Bild hinein- und daraus herauskommende Objekte,
die viel größer sind als
eine Wellenlänge.
Demnach kann die erfindungsgemäße Verwendung
von zeitkomprimiertem CDMA den Vorteil des Betriebs eines Pro-Strahl-Kanalaufspürers durch
simultanes Erhöhen
der Informationsmodulationsrate während des Reduzierens der Fading-Rate
und demnach durch Erhalten der gewünschten mindestens zwei Dekaden
spektraler Trennung verdoppeln.
-
Es
wird Bezug genommen auf die oben erwähnten Patente für den detaillierteren
Verarbeitungstyp, den ein CDMA-Prozessor 24 an digitalisierten
im Speicher 23 gespeicherten Abtastwerten ausführen kann,
und den Betrieb und die Verwendung von Kanalaufspürern (channel
trackers) in kohärenter
Demodulation oder Kombinieren von unabhängigen Mehrpfad-Strahlen.
-
Es
wird wieder Bezug genommen auf 4, nachdem
der CDMA-Prozessor 24 die
Verarbeitung eines Signal-Bursts, der von einem oder mehreren Code-Wörtern umfasst
wird, in irgendeiner der oben beschriebenen Weisen abgeschlossen
hat (z. B. RAKE mit Kanalaufspürer,
der nicht länger
schnelles Fading nachverfolgen muss, subtraktive CDMA-Demodulation,
etc.), wird seine demodulierte Ausgangsgröße zu einem Fehler- und Quellendecoder 25 weitergeführt, der
den inversen Prozess des Quellen- und Fehlerkodierers 10 der 3 ausführt, und
kann wohlbekannte Verarbeitungen wie zum Beispiel Zeitentschachtelung,
Faltungs-, Reed-Solomon- oder Blockfehlerkorrekturdekodierung und
Sprachdekodierung einschließen
unter Verwendung von beispielsweise eines RELP- oder VSELP- oder eines einfacheren
Algorithmus wie zum Beispiel Delta-Modulation oder ADPCM, um ein
analoges Sprachsignal zu rekonstruieren. Der Kodierer 10 und
der entsprechende Dekodierer 25 können auch oder alternativ Digital-
oder Textdaten für
das Senden kodieren oder können
Videostandbilder, Faxbilder oder bewegte Bilder unter Verwendung
von Digital-TV-Kompressionsalgorithmen wie zum Beispiel JPEG oder
MPEG kodieren oder Multimedia-Kombinationen
von Text, Klang und Bildern. Alle solche Variationen beim Implementieren
oder Anwenden der Erfindung werden als in den Geist und Schutzbereich
der vorliegenden Erfindung fallend betrachtet.
-
8 zeigt
den Aufbau eines beispielhaften Basisstationssenders zur Verwendung
in einem festen Basisstationsnetz zum Übertragen von mehreren Signalen,
wobei jedes gedacht ist, von individuellen mobilen oder tragbaren
Stationen empfangen zu werden unter Verwendung von 4. 8 zeigt mehrere
Quellen- und Spreizspektrumeinheiten 30, die mit 1 bis
N nummeriert sind, welche in Übereinstimmung
mit der Beschreibung der 3 arbeiten können. Die Ausgangsgrößen jedes
Kodierers 30 werden miteinander addiert in einem Addierer 35 zum
Bilden des Verbundsignals, das in einem gegebenen Zeitschlitz zu übertragen
ist. Die in irgendeinem Addierer 35 addierten Signale werden
als spreizspektrumkodiert betrachtet unter Verwendung eines distinkten
Spreizspektrum-Zugangscodes. Die Ausgangsgrößen der Addierer 35 werden
in einem Zeitmultiplexer 31 eingespeist, wo sie zeitkomprimiert
werden in ihre designierten Zeitschlitze in einer TDM-Rahmenperiode.
Das multiplexierte Ausgangssignal wird dann auf einen geeigneten
Funkfrequenzträger
unter Verwendung eines Modulators 32 moduliert und auf
einen Sendleistungspegel angehoben durch einen Sender 33 zum
Senden über
eine Antenne 34. Die Antenne 34 kann beispielsweise
eine von drei Sektor-Antennen
sein, die um einen Antennenmast derart angeordnet sind, dass sie
Energie in näherungsweise
einem 120°-Sektor
abstrahlen. 8 zeigt auch bei 37 das
Auftreten eines zeitmulitplexierten und -modulierten Signals mit
acht Zeitschlitzen, angebend, dass die Leistung in jedem Schlitz
unterschiedlich sein kann.
-
Ein
Fachmann wird erkennen, dass die Ausgangssignale von den Addierern 35 nicht
notwendigerweise Binär-
oder Digitalsignale sind, sondern Mehrpegel- oder Analogsignale
sein können.
Weil Zeitkomprssion von Digital- oder Binärsignale unter Verwendung eines
Speichers einfacher ist, wird ein Fachmann leicht einsehen, dass
die Reihenfolge der Addierer 35 und Zeitmultiplexer 31 umgekehrt
werden kann, so dass die Zeitkompression und das Multiplexieren
an Signalen stattfinden können,
während sie
im Digitalbereich sind, und der Addierer 35 dann die zeitmultiplexierten
Signale in gewünschten
Leistungsverhältnissen
addieren kann zum Bilden von zeitmultiplexierten Mehrpegelsignalen.
-
Wenn
die Anzahl von unter Verwendung derselben Spreizspektrum-Kanalbandbreite
gesendeten Signale M ist und die Anzahl von Zeitschlitzen N ist, dann
ist die Anzahl von überlappenden
Signalen in irgendeinem Zeitschlitz M/N die Reduzierung um N durch
Entfernen eines der Komplexitätsfaktoren,
die Breitband-Spreizspektrum-Empfänger normalerweise unerwünscht komplex
und teuer für
Mobilfunkanwendungen machen.
-
In
gewissen Anwendungen kann ein gesamtes zugeordnetes Band als einzelner
Spreizspektrum-Kanal betrachtet und aufgefüllt werden unter Verwendung
einer ausreichend angehobenen Chip-Rate und Anzahl von Zeitschlitzen in Übereinstimmung
mit der Erfindung. wenn sehr große Bandbreiten von vielen zehn
Megahertz verfügbar
sind, kann es jedoch wünschenswert
sein, die Chip-Rate zu reduzieren und das Band aufzuteilen in mehrere Spreizspektrum-Kanäle. Ein
theoretischer Vorteil des Direktfolgen-Spreizspektrum ist es, die
Verwendung aller Frequenzkanäle
in allen Zellen oder Sektoren des Dienstebereichs zuzulassen, selbst
wenn solche Zellen oder Sektoren geographisch benachbart sind. US-Patent
Nr. 5,584,057 mit dem Titel "Use
of Diversity Transmission to Relax Adjacent Channel Requirements
in Mobile Telephone Systems" hat
die praktischen Einschränkungen
des Verbindens von Sendern unter Verwendung benachbarter Kanäle desselben
Antennensystems ausgeführt
und hat neue Lösungen
vorgeschlagen, die auch Diversity-Senden bereitstellen.
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9 zeigt
einen beispielhaften Sender unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers. Solch
eine Basisstation verwendet zusätzlich
zum Senden mehrerer Signale unter Verwendung unterschiedlicher Spreizspektrum-Codes
und Zeitschlitze auch mehrere Spreizspektrum-Frequenzkanäle. In 9 sind
eine Anzahl von Spreizspektrum- und Zeitmultiplexern (Elemente 30, 31 und 35 in 8) reduziert
worden auf eine einzelne CMDA/TDMA-Multiplexer/Modulator-Einheit 40 in 9.
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Jede
Einheit 40, nummeriert von 1 bis L, erzeugt ein N-Zeitschlitz-CDMA-Signal,
das um eine separate Kanalfrequenz f1 ... fL zentriert ist. Die
unterschiedlichen Frequenzsignale werden auf einer niedrigen Leistungsebene
in einem Addierer 41 addiert und dann wird das Verbundsignal
zu einer höheren
Sendeleistung verstärkt
unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers 42 vor dem Senden über eine
Antenne 34, welche eine Sektorantenne sein kann.
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In Übereinstimmung
mit dieser Ausführungsform
ist ein gegebenes Signal zum Senden von beispielsweise einer Telefonsprache,
wobei das Signal sich von einem Teilnehmer in einem öffentlichen Wählvermittlungsnetz
(PSTN) ausbreitet, einem gewissen CDMA-Zugangscode zugewiesen. TDMA-Zeitschlitz
und Kanalfrequenz zu verwenden. Ein Sendeleistungspegel kann auch
in Übereinstimmung mit
dem Abstand der empfangenden Mobilstation zu der Basisstation zugeordnet
werden.
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Die
oben erwähnten
Patentbezugnahmen und auch das US-Patent Nr. 5,345,598 mit dem Titel "Duplex Power Control" offenbaren Strategien
zum Zuweisen von Sendeleistungspegeln als eine Funktion von Spreizspektrum-Code,
Kanalfrequenz und Abstand. Wenn einige Kanalfrequenzen verfügbar sind,
ist eine offenbarte Strategie, das Zuweisen von Signalen mit hohen
Leistungsanforderungen alle auf einen Frequenzkanal zu vermeiden
und jene mit niedrigen Leistungsanforderungen auf den anderen, sondern
eine mehr oder weniger ähnliche
Vielfalt an Signale unterschiedlicher Leistungspegel in jedem Trägersignal
zu behalten. Dies kann implementiert werden durch Aufrechterhalten
einer Liste abgestufter Leistungspegel, die nominell an jedem Träger erwartet
werden, und ob jene Leistungspegel momentan belegt sind oder nicht.
Ein neu erscheinendes Signal, das einen speziellen Sendeleistungspegel
erfordert, würde
dann einem Träger
zugewiesen, auf welchem dieser Pegel nicht belegt war.
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Wenn
die zusätzliche
Dimension des Zeitschlitzes eingeführt wird, kann dieselbe Strategie, wie
sie oben und in den oben erwähnten
Patentbezugnahmen dargelegt ist, unabhängig in jedem Zeitschlitz angewendet
werden. Tatsächlich,
unter der Annahme, dass unterschiedliche Basisstationen synchronisiert
sind, wie Zeitschlitze, die mit 1 nummeriert sind, gleichzeitig
in benachbarten Basisstationen auftreten können, ist es möglich, unabhängige Kanalzuweisungsstrategien
in unterschiedlichen Zeitschlitzen zu verwenden, wie in dem gemeinsam
besessenen US-Patent Nr. 5,844,894 mit dem Titel "Time Reuse and Code-Reuse
Partitioning Methods and Systems for Cellular Radio Telephone Systems". Eine Strategie,
die verwendet werden kann in einem gegebenen Zeitschlitz, ist beispielsweise,
vorzugsweise ein Signal zuzuweisen zu einer Frequenz, in welcher
die umgebenden Basisstationen niedrige Verkehrsbelastung haben.
Dies kann adaptive Kanalzuordnung genannt werden.
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Ein
zweiter Ansatz, der angewendet werden kann, bezieht das Auswählen bei
einer Basisstation von Frequenzkanal, Zeitschlitz und Leistungspegel ein,
die zu verwenden sind, um zu jeder Mobilstation ein entsprechendes
CDMA-Signal zu senden, derart, dass die Leistungspegel der zu sendenden
ausgewählten
Signale unter Verwendung derselben Frequenz und Zeitschlitzes gespreizt
sind über
einen gewünschten
Dynamikbereich. Die zu wählenden,
auf derselben Frequenz und demselben Zeitschlitz ausgewählten Signale
können
dann zusammenaddiert werden unter Verwendung von Gewichtungsfaktoren entsprechend
den ausgewählten
Leistungspegeln der CDMA-Signale zum Bilden eines Summensignals.
Das Summensignal kann dann zeitkomprimiert werden zur Übertragung
in dem ausgewählten
Zeitschlitz und das zeitkomprimierte Signal moduliert werden zum
Senden auf dem ausgewählten
Frequenzkanal.
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Mit
dieser beispielhaften Strategie kann der gewünschte Dynamikbereich derart
festgelegt werden, dass er eine maximal zulässige Differenz im Leistungspegel
zwischen einem CDMA-Signal höchster Leistung
und einem CDMA-Signal niedrigster Leistung definiert. Die Leistungspegel
können auch
gespreizt werden auf einer speziellen Frequenz derart, dass jeder
Zeitschlitz eine im wesentlichen gleich Verteilung oder Mischung
von Signalen hoher und niedriger Leistung enthält. Die Gesamtsendeleistung
für jeden
Zeitschlitz auf derselben Frequenz kann dann festgelegt werden als
im wesentlichen gleich, und die Gesamtsendeleistung jedes Frequenzkanals
kann festgelegt werden als im wesentlichen gleich.
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In Übereinstimmung
mit einer anderen beispielhaften Ausführungsform kann die auf unterschiedlichen
Frequenzkanälen
gesendete Gesamtsendeleistung derart festgelegt werden, dass eine hohe
Gesamtleistung verwendet wird auf einem Frequenzkanal, der eine
niedrige Gesamtleistung auf demselben in einer Nachbarzelle verwendeten
Frequenzkanal hat, und umgekehrt. Andere Variationen dieses Verfahrens
sind ebenfalls möglich
und werden von Fachleuten erkannt. Beispielsweise ist ein anderer
Ansatz, der in unterschiedlichen Zeitschlitzen angewendet werden
kann, Signale hoher Leistung einer Frequenz 1 bei einer Basisstation
1 zuzuweisen, Signale mittlerer Leistung einer Frequenz 1 bei einer
Basisstation 2 und Signale niedriger Leistung einer Frequenz 1 bei
einer Basisstation 3, wobei die drei Basisstationen benachbart zueinander
sind und die Lotrechten eines Dreiecks bilden. Das Zuordnen von Leistungspegeln
wird dann zyklisch permutiert bei zwei anderen Frequenzen, wobei
die Basisstation 2 die Frequenz 2 für Signale hoher Leistung verwendet,
die Basisstation 3 sie für
Signale mittlerer Leistung verwendet und die Basisstation 1 sie
für Signale niedriger
Leistung verwendet, usw. für Frequenz
3. Auf diese Weise wird dieselbe Frequenz nicht für Signale
hoher Leistung in zwei benachbarten Basisstationen verwendet. Diese
Strategie ist in der Technik bekannt als "Wiederverwendungs-Partitionierung".
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Eine
wünschenswerte
Strategie im Zusammenhang mit der Basisstation nach 9 ist
jedoch das Beibehalten eines mehr oder weniger gleichen Leistungsbedarfs
von dem linearen Leistungsverstärker 42 in
allen Zeitschlitzen, so dass kein Zeitschlitz eine übermäßig hohe
Spitzenleistung benötigt
während
die verfügbare
Leistung in einem anderen Schlitz nicht ausgenutzt wird.
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10 zeigt
ein anderes beispielhaftes Basisstations-Design, das geeignet ist zum Erhöhen von
Kommunikationskapazität.
Eine Zahl K0 von Mehrfrequenz-, Mehrschlitz-CMDA/TDMA-Signalgeneratoren 50 ist
gezeigt, jeder in Übereinstimmung mit
der CDMA/TDMA-Multiplexer-/Modulator-Einheit 40 und dem Addierer 41 der 9.
Das Breitband-Ausgangssignal
von jeder Einheit 50 ist erwünscht, um ausgestrahlt zu werden
in eine von K0 Grundrichtungen mit Hilfe von K2 Sektorantennen 34.
K2 kann weniger als K0 sein, und die größere Zahl an Richtungen wird
effektiv erhalten unter Verwendung eines Strahlformungsnetzes 51,
das zwischen den K2-Achsen, die durch physikalische Antennenelemente 34 gebildet
werden, interpoliert.
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Es
sind keine weiteren Details von Strahlinterpolation durch dieses
Verfahren in US-Patent Nr. 5,619,503 mit dem Titel "A Cellular/Satellite
Communications System with Improved Frequency Re-use" beschrieben. Es
ist darin beschrieben, dass im allgemeinen das von einem Mobilendgerät empfangene Gesamtsignal
beschrieben werden kann als Summe einer Anzahl von Komponenten,
wobei jede Komponente ein Signal von einem unterschiedlichen Antennenelement
repräsentiert.
Demgegenüber
können von
einem Antennenelement empfangene Signale beschrieben werden als
die Summe einer Anzahl von Komponenten, wobei jede Komponente ein
Signal eines unterschiedlichen Mobilendgerätes repräsentiert. An einem speziellen
Antennenelement empfangene Strahlsignale B können demnach auf das von dem
Mobilendgerät
gesendete Signal M bezogen werden durch die Matrizengleichung B
= C·M,
wobei C eine Matrix aus komplexen Zahlen Cki ist, welche die Dämpfung und
Phasenverschiebung des von dem Mobilendgerät i gesendeten Signals repräsentieren,
wie es an dem Antennenelement k empfangen wird. Ein von dem Mobilendgerät i gesendetes
Signal Mi würde
demnach in einem Umfang von Cki·Mi an dem Antennenelement
k empfangen werden. Die Matrix C oben kann auch als eine "Empfangs-C-Matrix" bezeichnet werden,
da sie mit M multipliziert wird zum Erhalten des von der Basisstation
empfangenen Strahls B. In ähnlicher
Weise kann eine "Sende-C-Matrix" gebildet werden
zum Korrelieren des von einem Antennenelement der Basisstation gesendeten
Strahls B zu dem an der Mobilstation empfangenen Signal.
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Wie
detaillierter im US-Patent Nr. 5,619,503 beschrieben, können die
Elemente Cki der Sende- und Empfangs-C-Matrizen durch:
- 1) Korrelieren des von dem neuen Mobilendgerät empfangenen Signals während seiner
Zufallszutrittssendung mit den individuellen Antennenstrahlelemente-Signalen
zum Bestimmen einer neuen Spalte von Koeffizienten der Empfangs-C-Matrix;
- 2) Bestimmen einer neuen inversen C-Matrix für Empfangsverkehr von dem neuen
Mobilendgerät basierend
auf der alten inversen C-Matrix und der neuen Spalte;
- 3) Transformieren der neuen Empfangs-C-Matrix-Spalte in eine
neue Sende-C-Matrix-Zeile; und
- 4) Bestimmen einer neuen inversen Sende-C-Matrix basierend auf
der alten Sende-C-Matrix und der neuen Zeile.
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Gemäß einem
beispielhaften Verfahren werden die in den unterschiedlichen Antennenstrahlen empfangenen
Signale zur gleichen Zeit mit einer Rate abgetastet, die ausreicht
zum Erfassen aller interessanten Signalkomponenten gemäß dem Nyquist-Kriterium.
Ein Satz solcher Abtastwerte bildet den Spaltenvektor B an irgendeiner
Stelle, und jeder solche Vektor wird multipliziert mit der Inversen
der Empfangs-C-Matrix,
beispielsweise einmal pro Abtastperiode zum Erhalten eines Satzes
von Abtastwerten M, die interferenzfreie Mobilendgerätesignale repräsentieren.
Aufeinanderfolgende Werte desselben Elementes von M bilden den einem
Mobilendgerätesignal
entsprechenden Abtaststrom. Dieser Strom wird eingespeist in einen
Digitalsignal-Prozessor für
jedes Mobilendgerätesignal,
welches den Abtaststrom umformt in beispielsweise eine Analogsprachschwingungsform
oder 64 KB PCM-Digitalsprachstrom wie von dem Telefonvermittlungssystem erfordert,
an welches das System angeschlossen ist.
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Diese
Art von Matrixverarbeitung kann derart implementiert werden, dass
jedes Mobiltelefon nur sein eigenes Signal empfängt, wobei die Intra-Zelleninterferenz
von anderen Signalen ausgelöscht
worden ist durch die Addition in dem Matrix-Prozessor von Kompensationsbeträgen gegengesetzter
Vorzeichen, wie von den Sende-C-Matrix-Koeffizienten bestimmt. Zusätzlich stellt
das oben erwähnte
Patent Verfahren zur Verfügung
zum Reduzieren des Effektes des Rayleigh-Schwundes und der Mehrpfad-Ausbreitung.
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Das
Strahlformungsnetz 51 erzeugt Antriebssignale für K1 lineare
Verstärker
des durch das Element 42 in 4 gekennzeichneten
Typs, wobei die Anzahl K1 in vorteilhafter Weise größer sein
kann als K2, aber kleiner sein kann als K0. Die Ausgänge des
Verstärkers
sind mit den K1 Eingangs-Ports eines passiven Kombinationsnetzes
verbunden, beispielsweise eines Netzes vom als eine Butler-Matrix bekannten
Typs, und K2 der Ausgänge
des Kombinationsnetzes sind verbunden mit jeweiligen der K2 Antennen,
während
die verbleibenden K1–K2
Ausgänge
mit Dummy-Lasten abgeschlossen sind.
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Us-Patent
Nr. 5,574,967 mit dem Titel "Waste
Energy Control Management for Power Amplifier" offenbart, dass die Eigenschaften von
durch Nichtlinearitäten
in einem Matrix-Leistungsverstärker erzeugter
Intermodulation unterschiedlich sind von denen in einem einzelnen
Verstärker.
Es kann gezeigt werden, dass Intermodulationen dritter Ordnung zwischen
Signalen, die jeweils in Eingängen
I und J der Eingangs-Butler-Matrix
eingegeben werden, an den Ausgängen
Nummern (2i – j)N und (2j – i)N der
Ausgangs-Butler-Matrix erscheinen. Bei einem ersten Schritt zum
Reduzieren von Intermodulation in einem Matrix-Leistungsverstärker stellt
eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine übermäßige Zahl
von Verstärkungspfaden
bereit, so dass Ausgänge
(2i – j)
oder (2j – i)
oder ihre entsprechenden Eingänge
nicht für
gewünschte
Signalausgänge
verwendet werden, sondern mit Dummy-Lasten abgeschlossen sind. Demnach
wird eine Modulation dritter Ordnung zwischen Signalen i und j nicht
gesendet werden. Dies erfordert, dass die Anzahl von Butler-Eingangs-Matrix- und Ausgangs-Ports
M größer ist
als die Zahl zu verstärkender
Signale N, wobei die verbleibenden M–N Signale in Dummy-Lasten
abgeschlossen werden.
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Es
ist leicht zu erkennen, dass wenn nur zwei Signale zu verstärken sind,
dann die Verwendung von Ports 1 und 2 als Eingänge und Ausgänge resultieren
wird in Intermodulation dritter Ordnung, die an Ports 0 und 3, welche
abgeschlossen sind, erscheint. Es ist nicht so offensichtlich, wie
dies zu erzielen ist, wenn viele Signale vorliegen. Dieses Problem
ist jedoch von Babcock in anderem Zusammenhang gelöst worden.
Babcock wolle ein Verfahren finden um Signale Frequenzkanälen auf
einem gleich beabstandeten Gitter zuzuweisen, die durch dieselben nicht
linearen Verstärker
verstärkt
wurden, so dass Intermodulation dritter Ordnung zwischen irgendwelchen
zwei oder drei Signalen nicht in einen von einem Signal verwendeten
Kanal fallen würde.
Die mathematische Formulierung des Problems ist dieselbe wie für den erfindungsgemäßen Matrix-Leistungsverstärker, wobei
ein Satz von Ganzzahlen I1, I2, I3, ... derart gefunden wird, dass
Ii + Ik – Ij
nicht in dem Satz enthalten ist. Die Lösung wird "Babcock-Beabstandung" genannt. Babcock wendet diese Ganzzahlen zum
Auswählen
unter M Frequenzkanälen
für das Senden
von Signalen an. Jedoch wendet die vorliegende Erfindung Babcocks
Ganzzahlensätze
an zum Auswählen
unter M physikalischen Ausgangskanälen, welche verwendet werden
für N gewünschte Signale.
Folglich ist es eine Verbesserung gegenüber einem konventionellen Matrix-Leistungsverstärker, eine
größere Matrix
zu verwenden als die Anzahl von zu verstärkenden Signalen, und Eingänge und
Signalen zuzuordnen oder nicht in Übereinstimmung mit der Babcock-Beabstandung
oder einer anderen optimalen Zuordnung, hierdurch sicherstellend,
dass Intermodulation prinzipiell von Ausgangsgrößen entsteht, die keinen Signalen
zugeordnet sind.
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Demnach
kann die Verwendung eines Matrix-Leistungsverstärkers (PA) mit einer größeren Anzahl
von PA-Einrichtungen als Antennenausgängen zu einer Verteilung von
Störprodukten
an Dummy-Lasten 53 führen
mit der sich ergebenden Verbesserung in Qualität und Linearität der abgestrahlten
Signale. Insbesondere, wenn K1 größer oder gleich 2 mal K2 ist,
können
theoretisch alle Störprodukte
an Dummy-Lasten 53 verteilt und nicht abgestrahlt werden.
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Ein
weiterer Vorteil des Matrix-Leistungsverstärkers im Zusammenhang mit der
vorliegenden Erfindung ist das Mitteln der Leistungsbelastung jeder der
Leistungsverstärkereinrichtungen 42 über einige Sektoren
und Frequenzen derart, dass Unterschiede in der Belastung in irgendeinem
speziellen Zeitschlitz und einer speziellen Frequenz signifikant
reduziert würden.
Dies unterstützt
das Reservieren eines speziellen Zeitschlitzes, welcher zwischen
unterschiedlichen Frequenzen und Sektoren permutiert werden kann
zum Behandeln nur der höchsten
Leistungssendungen, die Rufveranlassungen zugeordnet sind, wie im
US-Patent Nr. 5,295,152 mit dem Titel "TDMA for Mobile Access in a CDMA System" offenbart. Die letztere
Erfindung ist speziell nützlich
beim Vermeiden von Zufallszugriffssendungen, die mit hohen Leistungspegeln
abgesetzt werden und gerade stattfindende Kommunikationen stören.
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Die
Variationen in Empfängerarchitekturen für Mehrsignal-Basisstationen können demselben Muster
folgen wie 3, 8, 9 und 10 für Sender
mit der umgekehrten Signalflussrichtung. Zum Zwecke der Kürze ist
in 11 nur eine beispielhafte Empfangsstation analog
zu der Senderarchitektur der 10 dargestellt,
da diese alle Techniken und Komponenten enthält, die individuell weggelassen
werden können
zum Bilden von Empfängerarchitektur,
die sich reziprok auf die Senderarchitektur der 3, 8 und 9 bezieht.
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Wie
in 11 gezeigt, schließt ein beispielhafter Mehrkanal-Empfänger eine
Anzahl von Sektorantennenelementen 54 ein, die mit jeweiligen
Breitband-Digitalisierungsempfangskanälen 60 verbunden
sind. Jeder Empfänger
wird vorzugsweise während
eines zugeordneten Zeitschlitzes oder zugeordneter Zeitschlitze
aktiviert, in welchen ein zeitkomprimierter Burst empfangen wird,
was zu reduziertem Leistungsverbrauch für den Empfänger führt. Jeder Empfänger 60 empfängt, filtert,
verstärkt
und digitalisiert vorzugsweise die gesamte zugeordnete Bandbreite
unter Verwendung von komplexen Hochgeschwindigkeits-A/D-Umsetzern.
Die digitale Ausgangsgröße von Empfängern 60 wird
dann dezimiert durch einen TDMA-Demultiplexer 61 in numerische Abtastblöcke entsprechend
jedem Zeitschlitz. Die Abtastwerte für entsprechende Zeitschlitze
von allen Sektorantennen sind simultan in einem Burst-Speicher 62 verfügbar, von
welchem sie wieder aufgerufen werden durch einen Signalformungsprozessor 63,
der Kombinationen von Signalen aus jedem Antennenelement 54 bildet,
wobei jede Kombination einer unterschiedlichen Empfangsrichtung
entspricht. Die einer speziellen Empfangsrichtung entsprechende
Kombination wird dann weiterverarbeitet in einem Digitalauslöschungsprozessor 64 zum
Aussortieren von Signalen unterschiedlicher Kanalfrequenzen, die von
der Richtung in dem Zeitschlitz empfangen werden. CDMA-Prozessoren 65,
die vorzugsweise subtraktive CDMR-Prozessoren sind, können dann
verwendet werden zum Verarbeiten des in jeder Kanalfrequenz vorliegenden
Verbund-CDMA-Signals, um den von jeder speziellen Mobil- oder tragbaren
Station gesendeten Informationsstrom aufzulösen.
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Der
Informationsstrom für
eine spezielle Mobileinheit wird dann quellendekodiert durch einen Quellen-Decoder 66 zum
Rekonstruieren von Analogsprache oder einer PCM-Darstellung eines übertragenen
Sprach-, Fax- oder Datensignals in einem mit dem digitalen öffentlichen
Vermittlungstelefonnetz (PSTN) kompatiblen Format. Beispielsweise kann
das Rekonstruieren das Transkodieren digital kodierter Sprachinformation
aus ADPCM, RELP, CELP, VSELP oder Sub-Band- zu Standard-U-Gesetz
oder A-Gesetz-PCM-Format einschließen zum Übergang mit dem PSTN. Letztendlich
werden alle solche PCM-Signale neu multiplexiert unter Verwendung
des Neumultiplexers 67 in ein Standard-PCM-Multiplex-Format
wie zum Beispiel T1 Leitungen gemeinsam mit Steuerkanalsignalen
wie schnellen oder langsamen zugeordneten Steuerkanalsignalen für das Übertragen
von Landleitungs- oder Mikrowellenverbindungen zu einem Mobilvermittlungszentrum
(MSC).
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Alternativ
kann der letzte Schritt des digitalen Transkodierens komprimierter
Sprache in RELP, VSELP oder andere der oben erwähnten Formate in PCM-Format
weggelassen werden und der Schritt näher an dem Zielendgerät der Information
ausgeführt
werden, um die Langstrecken-Übertragungskosten
zu reduzieren. Schließlich
kann das Umsetzen in PCM- oder Analogsprachwellenformen dann in
einer sogenannten Mobilkommunikations-Gateway-Vermittlung ausgeführt werden,
vorzugsweise dem Gateway, das am nächsten zum rufenden oder gerufenen
PSTN-Teilnehmer liegt.
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Ein
Fachmann wird verstehen, dass die Reihenfolge des Dezimierens der
an einer Basisstation empfangenen Gesamtsignalenergie in individuelle Signale,
die durch Zeitschlitz, Richtung, Frequenz und CDMA-Code unterschieden
werden, in einer Reihenfolge ausgeführt werden kann, die von der zum
Zwecke der Erläuterung
in 11 verwendeten abweicht. Beispielsweise kann die
digitale Auslöschung
vor der Strahlformung ausgeführt
werden. Ein Strahlformer wird dann pro Frequenzkanal verwendet,
aber dies kann derselbe Strahlformer sein, iterativ unter Verwendung
unterschiedlicher Strahlformungskoeffizienten für jeden Frequenzkanal verwendet.
In ähnlicher
Weise kann Frequenzkanaltrennung vor Zeitschlitzauslöschung ausgelöscht werden,
wobei dann ein Demultiplexer 61 für jede Frequenz bereitgestellt
wird. Jedoch, sobald empfangene Signale einmal digitalisiert und
zu einem Speicher befördert
worden sind, ist es großteils
unwesentlich, welcher dieser Prozesse zuerst ausgeführt wird,
da ein ähnlicher
Verarbeitungs-Leistungsaufwand
in allen Fällen
erforderlich sein wird, bezogen auf die in Sprachkanälen gemessene
Gesamtkapazität
der Station. Jedoch kann es praktische Implementierungsvorteile
beim Auswählen
einer Reihenfolge des Dezimierens gegenüber anderen geben, bedingt durch
die unterschiedlichen Ausführungsformen beim
Aufbau von Hochgeschwindigkeits-Zeitauslöschschaltungen verglichen mit
Digitalfrequenz-Auslöschschaltungen
oder Strahlformungscomputern. Irgendeine Variation der Verarbeitungsreihenfolge
zum Unterstützen
praktischer Realisierung an einem gegebenen Punkt in der Entwicklung der
Technologie wird als innerhalb des Schutzbereichs und Geistes der
Erfindung liegend betrachtet.
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Da
die vorliegende Erfindung auf irgendeine Art von Funkkommunikationssystem
angewendet werden kann, ist der spezielle Basisstations- oder Mobilstationsaufbau
nicht speziell relevant für
diese Diskussion. Zum Zwecke der Vollständigkeit jedoch wird nun eine
kurze Zusammenfassung beispielhafter Strukturen bereitgestellt.
Fachleute werden leicht erkennen, dass andere Basisstations- und/oder
Mobilstationskonfigurationen ebenfalls verwendet werden könnten.
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12 stellt
ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zellular-Mobilfunktelefons
in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar, welche verwendet werden kann zum
Implementieren des Vorangehenden. Das System zeigt eine beispielhafte
Basisstation 160 und eine Mobilstation 170. Die
Basisstation schließt
eine Steuer- und Verarbeitungseinheit 162 ein, die mit
der MSC 165 verbunden ist, welche wiederum mit dem öffentlichen
Wählvermittlungsnetz
(nicht gezeigt) verbunden ist.
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Die
Basisstation 160 für
eine Zelle schließt eine
Vielzahl von Sprachkanälen
ein, die von dem Sprachkanalempfänger 164 behandelt
werden, der von der Steuer- und Verarbeitungseinheit 162 gesteuert
wird. Auch schließt
jede Basisstation einen Steuerkanal-Senderempfänger 166 ein, welcher
imstande sein kann, mehr als einen Steuerkanal zu behandeln. Der
Steuerkanal-Senderempfänger 166 wird
von der Steuerungs- und Verarbeitungseinheit 162 gesteuert.
Der Steuerkanal-Senderempfänger 166 sendet
Steuerinformation über
den Steuerkanal der Basisstation oder Basiszelle zu an diesen Steuerkanal
eingeklinkte Mobilendgeräte
rund. Diese Steuerinformation kann die OMTs und CFs einschließen, wie
oben beschrieben.
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Wenn
das Mobilendgerät 170 zuerst
in den Ruhezustand eintritt, tastet es periodisch den Steuerkanal
der Basisstationen wie der Basisstation 160 ab zum Bestimmen,
in welcher Zelle zu verriegeln ist oder zu kampieren. Das Mobilendgerät 170 empfängt Absolut-
und Relativinformationsrundsendung auf einem Steuerkanal an ihrem
Sprach- und Steuerkanal-Senderempfänger 172. Dann evaluiert
die Verarbeitungseinheit 174 die empfangene Steuerkanalinformation,
welche die Eigenschaften der Kandidatenzellen einschließt, und
bestimmt, zu welcher Zelle das Mobilendgerät eingerastet sein sollte.
Die empfangene Steuerkanalinformation schließt nicht nur absolute Information
in Bezug auf die Zelle ein, der sie zugeordnet ist, sondern enthält auch
relative Information in Bezug auf andere Zellen, die benachbart sind
zu der Zelle, der der Steuerkanal zugeordnet ist. Diese Nachbarzellen
werden periodisch abgetastet während
des Überwachens
des primären
Steuerkanals zum Bestimmen, ob es eine geeigneteren Kandidaten gibt.
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Die
oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen sind dazu gedacht,
in jeder Hinsicht zu erläutern,
statt die Erfindung einzuschränken. Demnach
ist die vorliegende Erfindung in vielen Variationen der detaillierten
Implementierung umsetzbar, die aus der hier enthaltenen Beschreibung
von einem Fachmann hergeleitet werden können. Alle solche Variationen
und Modifikationen werden als innerhalb des Schutzbereiches der
vorliegenden Erfindung betrachtet, der durch die beiliegenden Patentansprüche definiert
ist.