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TECHNISCHES
GEBIET
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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Empfangs-SIR-Messverfahren und eine -vorrichtung,
sowie ein Sendeleistungssteuersystem, das auf ein bei der Mobilkommunikation
eingesetztes CDMA- ("Code
Division Multiple Access")
System angewandt wird.
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STAND DER
TECHNIK
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Bei
dem CDMA-System werden Signale von anderen Teilnehmern zu Interferenzsignalen,
die die Kommunikationsqualität
eines bestimmten Teilnehmers verschlechtern, da das gleiche Frequenzband von
mehreren Teilnehmern gemeinsam benutzt wird. Wenn eine Basisstation
gleichzeitig mit nahen und entfernten Mobilstationen kommuniziert,
empfängt sie
das übertragene
Signal von der nahen Mobilstation mit einem hohen Pegel, dagegen
von der entfernten mit einem viel niedrigeren Pegel. Deshalb stellen die Übertragungen
zwischen der Basisstation und der entfernten Mobilstation ein Problem
dahingehend dar, dass die Kanalqualität durch Interferenz von der nahen
Mobilstation scharf verschlechtert wird, was im Allgemeinen als
Nahe-Fern-Problem bezeichnet wird.
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Als
eine der Techniken, die zum Lösen
des Nahe-Fern-Problems
verwendet werden, wurde eine Sendeleistungssteuerung untersucht,
die die Sendeleistung derart steuert, dass die Empfangsleistung
einer empfangenden Station oder das SIR (Signal-Interferenz plus
Rausch-Leistungsverhältnis)
davon ungeachtet des Orts einer Mobilstation fest gehalten wird.
Dies wird eine konsistente Kanalqualität über einen Dienstbereich hinweg
bereitstellen. Insbesondere wird die Sendeleistungssteuerung der
Mobilstationen für
Gegenstreckenkanäle
derart durchgeführt, dass
die Empfangsleistung oder das SIR von den Signalen, die von den
Mobilstationen übertragen
und an dem empfangenden Endgerät
der Basisstation empfangen werden, konstant gehalten wird.
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Da
das CDMA-Schema die Interferenz von anderen Teilnehmern als weißes Rauschen
betrachtet, ist eine ansteigende Zahl von Teilnehmern gleichbedeutend
mit einem Anstieg der Rauschleistung. Deshalb hängt die Kapazität im Hinblick
auf die Anzahl von gleichzeitigen Teilnehmern in der gleichen Zelle
von dem Empfangs-SIR ab, um eine geforderte Kanalqualität zu erreichen.
Was im Gegensatz dazu die Vorwärtsstreckenkanäle betrifft,
sind deren langfristigen Schwankungen, kurzfristigen Schwankungen
und unmittelbaren Schwankungen die gleichen, da ankommende Signale
von dem vorgesehenen Teilnehmer und anderen Teilnehmern, die die
Interferenz verursachen, über
den gleichen Ausbreitungspfad ankommen, und daher ist das Empfangs-SIR mit
Ausnahme der Rauschleistung immer konstant. Dies bedeutet, dass
keine Sendeleistungssteuerung notwendig ist, solange die Interferenz
innerhalb der gleichen Zelle behandelt wird. Da das CDMA-Schema
mit seiner mit weißem
Rauschen gleichbedeutenden Interferenz das gleiche Frequenzband
in benachbarten Zellen wiederverwendet, muss jedoch die Interferenz
von diesen in Betracht gezogen werden. Obwohl die Interferenzleistung
von anderen Zellen in Folge von Rayleigh-Fading unmittelbare Schwankungen
aufweist, wie etwa die Interferenz innerhalb der Zelle, unterscheiden sich
die Schwankungen von denjenigen des gewünschten Signals.
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Das
CDMA-System, das von TIA in den USA standardisiert ist, führt die
Vorwärtsstrecken-Sendeleistungssteuerung
grundsätzlich
nicht durch. Stattdessen wird ein Verfahren eingesetzt, bei dem
eine Mobilstation eine Rahmenfehlerrate erfasst und die Basisstation
auffordert, die Sendeleistung zu der Mobilstation zu erhöhen, wenn
die Fehlerrate einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
Dies ist deshalb so, weil ein scharfer Anstieg der Sendeleistung
die Interferenz zu anderen Zellen erhöhen würde. Da die von Basisstationen
anderer Zellen übertragenen
Signale zu unmittelbar schwankenden Interferenzsignalen werden,
kann die vorstehend beschriebene herkömmliche Technik diesen jedoch
nicht folgen.
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Als
ein Sendeleistungssteuerverfahren zum Folgen der unmittelbaren Schwankungen
ist ein Sendeleistungssteuerverfahren geschlossener Schleife bekannt,
das Sendeleistungssteuerbits einsetzt. Wenn eine Mobilstation innerhalb
einer Zelle mit der Basisstation in dieser Zelle kommuniziert, misst
sie bei diesem Steuersystem das Empfangs-SIR der gewünschten
Welle von der Basisstation und bestimmt die Sendeleistungssteuerbits
zur Steuerung der Sendeleistung der Basisstation im Einklang mit
den Messergebnissen. Anschließend
fügt die
Mobilstation die Sendeleistungssteuerbits in ihr übertragenes
Signal ein und überträgt diese
an die Basisstation. Bei Empfang des von der Mobilstation übertragenen
Signals extrahiert die Basisstation die Sendeleistungssteuerbits
aus diesem und bestimmt die Sendeleistung im Einklang mit dem Befehl
der Sendeleistungssteuerbits. Zusätzlich misst die Basisstation
das Empfangs-SIR der Welle von der Mobilstation und bestimmt die
Sendeleistungssteuerbits zur Steuerung der Sendeleistung der Mobilstation
auf Grundlage der Messergebnisse. Dann fügt die Basisstation die Sendeleistungssteuerbits
in das übertragene
Signal ein und überträgt diese
an die Mobilstation. Bei Empfang des von der Basisstation übertragenen
Signals extrahiert die Mobilstation die Sendeleistungssteuerbits
und bestimmt die Sendeleistung im Einklang mit den Anweisungen der
Sendeleistungssteuerbits. Die auf diese Weise gebildete geschlossene
Schleife zwischen der Mobilstation und der Basisstation ermöglicht der
Mobilstation, ihre Sendeleistung zu steuern. Die Sendeleistungssteuerung
geschlossener Schleife unter Verwendung der Sendeleistungssteuerbits
erfordert eine hochgenaue SIR-Messtechnik.
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Die
EP0682417 offenbart ein
Sendeleistungssteuerverfahren zur Verwendung in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem
mit einer Mobilstation und einer Basisstation. Die Mobilstation
misst die empfangene Leistung und Interferenz des empfangenen Signals
des von der Basisstation übertragenen Spreizspektrumsignals
und verwendet diese, um das Empfangs-SIR unter Verwendung der Methoden
zu berechnen, die in der vorliegenden Anmeldung als Stand der Technik
gewürdigt
sind.
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Herkömmliche
SIR-Messtechniken weisen jedoch ein Problem dahingehend auf, dass
die Messgenauigkeit der empfangenen Wunschwellenleistung an den
Stellen verschlechtert sein kann, wo die Einhüllende des empfangenen Signals
in Folge von Schwund bzw. Fading abfällt. Dies ist deshalb so, weil
sie die Messungen unter Verwendung der empfangenen Datensymbole
durchführen,
die durch die Interpolation von Pilotsignalen entschieden werden, und
dies große Differenzen
zwischen tatsächlichen und
interpolierten Werten der empfangenen Datensymbole an diesen Stellen
verursachen kann.
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Zusätzlich kann
eine Verwendung des gesamten Intervalls zwischen intermittierenden
bzw. periodischen Pilotsignalen als das Integrationsintervall der
Schwundeinhüllendenleistung
die Verschlechterung der Messgenauigkeit der empfangenen Interferenzleistung
aufgrund des Entscheidungsfehlers von Signalpunkten des empfangenen
Signals verursachen.
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Daher
besteht eine Aufgabe der Erfindung darin, ein Empfangs-SIR-Messverfahren
und eine -vorrichtung bereitzustellen, die die Genauigkeit der Empfangs-SIR-Messung verbessern
können.
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Eine
weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Sendeleistungssteuerung
durch Anwendung der Messvorrichtung zu erreichen.
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OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung ist ein Empfangs-SIR-, das ist das Signal-Interferenz plus
Rausch-Leistungsverhältnis, Messverfahren
eines Kommunikationssystems unter Verwendung eines Signals mit einem
bekannten Pilotsignal bereitgestellt, das in vorbestimmten Abständen in
ein Informationssignal eingefügt
ist, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es aufweist:
den
Schritt zum Messen einer empfangenen Wunschwellenleistung, der den
Schritt zum Berechnen von Leistungswerten einer durch Interpolation
erhaltenen Schwundeinhüllenden
und den Schritt zum Mitteln der Leistungswerte in einem Abschnitt
zwischen aufeinander folgenden Pilotsignalen umfasst, und der den
erhaltenen Mittelwert als die empfangene Wunschwellenleistung übernimmt;
den
Schritt zum Messen einer empfangenen Interferenzwellenleistung,
der eine empfangene Interferenzwellenleistung aus empfangenen Datensymbolen
und der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
erhält;
und
den Schritt zum Berechnen des Verhältnisses der empfangenen Wunschwellenleistung
zu der empfangenen Interferenzwellenleistung, wobei das berechnete
Verhältnis
als das SIR übernommen
wird.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung ist ein Empfangs-SIR-, das ist das
Signal-Interferenz plus Rausch-Leistungsverhältnis, Messverfahren eines
Kommunikationssystems unter Verwendung eines Signals mit einem bekannten
Pilotsignal bereitgestellt, das in vorbestimmten Abständen in
ein Informationssignal eingefügt
ist, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es aufweist:
den
Schritt zum Messen einer empfangenen Wunschwellenleistung mit den
Schritten:
Berechnen von Verhältnissen von empfangenen Datensymbolen
zu einer durch Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden;
Multiplizieren
der Verhältnisse
mit einem Quadrat der Schwundeinhüllenden;
Mitteln von Produkten
der Multiplikation in dem Abschnitt zwischen aufeinander folgenden
Pilotsignalen; und
Erhalten eines Quadrats eines Absolutwerts
von einem durch die Mittelung erhaltenen Mittelwert,
wobei
das Quadrat des Absolutwerts als die empfangene Wunschwellenleistung übernommen
wird;
den Schritt zum Messen einer empfangenen Interferenzwellenleistung,
der eine empfangene Interferenzwellenleistung aus den empfangenen
Datensymbolen und der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
erhält;
und
den Schritt zum Berechnen des Verhältnisses der empfangenen Wunschwellenleistung
zu der empfangenen Interferenzwellenleistung,
wobei das berechnete
Verhältnis
als das SIR übernommen
wird.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung ist eine Empfangs-SIR-Messvorrichtung
eines Kommunikationssystems unter Verwendung eines Signals mit einem
bekannten Pilotsignal bereitgestellt, das in vorbestimmten Abständen in
ein Informationssystem eingefügt
ist, wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie
aufweist:
eine Empfangswunschwellenleistung-Messschaltung mit:
einer
Einrichtung zum Berechnen von Leistungswerten einer durch Interpolation
erhaltenen Schwundeinhüllenden;
und
einer Einrichtung zum Mitteln der Leistungswerte in einem
Abschnitt zwischen aufeinander folgenden Pilotsignalen,
wobei
der erhaltene Mittelwert als die empfangene Wunschwellenleistung übernommen
wird;
eine Empfangsinterferenzwellenleistung-Messschaltung
zum Messen einer empfangenen Interferenzwellenleistung aus empfangenen
Datensymbolen und der Schwundeinhüllenden; und
eine Berechnungsschaltung
zum Berechnen des Verhältnisses
der empfangenen Wunschwellenleistung zu der empfangenen Interferenzwellenleistung,
wobei
das berechnete Verhältnis
als das SIR übernommen
wird.
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Gemäß einem
vierten Aspekt der Erfindung ist eine Empfangs-SIR-Messvorrichtung
eines Kommunikationssystems unter Verwendung eines Signals mit einem
bekannten Pilotsignal bereitgestellt, das in vorbestimmten Abständen in
ein Informationssignal eingefügt
ist, wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie
aufweist:
eine Empfangswunschwellenleistung-Messschaltung mit:
einer
Einrichtung zum Berechnen von Verhältnissen von empfangenen Datensymbolen
zu einer durch Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden;
einer
Einrichtung zum Multiplizieren der Verhältnisse mit einem Quadrat der
Schwundeinhüllenden;
und
einer Einrichtung zum Mitteln von Produkten der Multiplikation
in dem Abschnitt zwischen aufeinander folgenden Pilotsignalen,
wobei
ein Quadrat eines Absolutwerts von dem Mittelwert als empfangene
Wunschwellenleistung übernommen
wird;
eine Empfangsinterferenzwellenleistung-Messschaltung
zum Messen einer empfangenen Interferenzwellenleistung aus den empfangenen
Datensymbolen und der Schwundeinhüllenden; und
eine Berechnungsschaltung
zum Berechnen des Verhältnisses
der empfangenen Wunschwellenleistung zu der empfangenen Interferenzwellenleistung,
wobei
das berechnete Verhältnis
als das SIR übernommen
wird.
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Gemäß einem
fünften
Aspekt der Erfindung ist ein Sendeleistungssteuersystem bereitgestellt, mit:
einer
Einrichtung zum Messen eines Empfangs-SIR gemäß dem dritten oder vierten
Aspekt der Erfindung, wobei das gemessene SIR mit einem Soll-SIR verglichen
wird;
einer Einrichtung zum Übertragen eines Sendeleistungssteuersignals
an eine Teilnehmerstation in Erwiderung auf ein Vergleichsergebnis;
einer
Einrichtung zum Empfangen und Demodulieren eines Sendeleistungssteuersignals,
das von der Teilnehmerstation übertragen
wird; und
einer Einrichtung zum Steuern einer Sendeleistung gemäß dem demodulierten
Sendeleistungssteuersignal.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine Darstellung, die einen für
die interpolierende kohärente
Detektion verwendeten Rahmenaufbau veranschaulicht;
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2A ist
eine Darstellung, die Beziehungen zwischen einer Schwundeinhüllenden
und der interpolierenden kohärenten
Detektion veranschaulicht;
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2B ist
eine Darstellung, die ein übertragenes
Signal veranschaulicht, in das ein Pilotsignal eingefügt ist;
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3 ist
ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Empfangs-SIR-Messvorrichtung
zeigt;
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4 ist
ein Blockschaltbild, das ein Ausführungsbeispiel eines Sendeleistungssteuersystems zeigt;
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5 ist
eine Darstellung, die eine Empfangswunschwellenleistungsmessung
veranschaulicht, die auf einem komplexen Signalraum beschrieben
ist;
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6 ist
eine Darstellung, die eine weitere Empfangswunschwellenleistungsmessung
veranschaulicht, die auf einem komplexen Signalraum beschrieben
ist;
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7 ist
eine Darstellung, die eine Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung
veranschaulicht, die auf einem komplexen Signal beschrieben ist;
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8 ist
eine Darstellung, die eine weitere Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung
veranschaulicht, die auf einem komplexen Signalraum beschrieben
ist;
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9 ist
eine Darstellung, die eine noch weitere Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung veranschaulicht,
die auf einem komplexen Signalraum beschrieben ist;
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10 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung einer Empfangswunschwellenleistungsmessung;
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11 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung einer weiteren Empfangswunschwellenleistungsmessung;
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12 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung einer Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung;
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13 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung einer weiteren Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung;
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14 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung einer noch weiteren Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung;
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15 ist
ein Blockschaltbild, das eine Empfangswunschwellenleistung-Messvorrichtung
zeigt;
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16 ist
ein Blockschaltbild, das ein Ausführungsbeispiel eines Sendeleistungssteuersystems
zeigt;
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17 ist
ein Diagramm, das Sendeleistungssteuerung-Fehlereigenschaften des Sendeleistungssteuersystems
veranschaulicht; und
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18 ist
ein Blockschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Sendeleistungssteuersystems
zeigt.
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BESTE ART
ZUR AUSFÜHRUNG
DER ERFINDUNG
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Die
folgenden Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung beziehen sich auf die Empfangswunschwellenleistungsmessung
zum Messen einer Leistung einer empfangenen gewünschten Welle durch die direkte
Verwendung der gemessenen Werte der Amplitude von empfangenen Datensymbolen.
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Da
sowohl die sendende als auch die empfangende Station das Muster
des für
die Leistungsmessung verwendeten Pilotsignal im Voraus kennen, können sie
die Schwundeinhüllendenleistung
inklusive Rauschkomponenten berechnen, ohne Signalpunktentscheidungsfehler
zu verursachen. Dementsprechend führt die Empfangswunschwellenleistungsmessung,
die nachstehend beschrieben ist, die Leistungsmessung einer empfangenen
Interferenzwelle durch, indem in dem Pilotsignalabschnitt die Differenz
zwischen dem Mittelwert der übertragenen
Datensymbole und der Schwundeinhüllenden
inklusive der Rauschkomponenten integriert wird, und indem die integrierten
Werte über
eine Vielzahl von Schlitzen gemittelt werden, wodurch die Mittelwerte der
integrierten Werte als die empfangene Interferenzleistung übernommen
werden.
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Die
Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung
werden nun ausführlich
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
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1 veranschaulicht
ein Beispiel eines Signalaufbaus zur Implementierung der kohärenten Detektion
unter Verwendung des Pilotsignals. Das Pilotsignal, dessen Phase
im Voraus sowohl an der Sende- als auch an der Empfangsseite bekannt
ist, ist periodisch in ein übertragenes
Signal eingefügt. Eine
Periode zwischen aufeinander folgenden Pilotsignalen wird Schlitz
genannt.
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2A ist
eine Darstellung, die das Prinzip der Leistungsmessung des übertragenen
Signals veranschaulicht, die von einer Empfangsstation gemäß der Erfindung
durchgeführt
wird. Wie in 1 gezeigt ist das Pilotsignal
periodisch in das übertragene
Signal eingefügt
(siehe auch 2B). Die interpolierende kohärente Detektion
unter Verwendung des Pilotsignals erhält eine Linie über die
aufeinander folgenden Pilotsignale hinweg, wie es durch die gestrichelte
Linie in 2A angedeutet ist. Tatsächlich empfangene
Informationssymbole schwanken jedoch, wie es durch die richtige
Linie bezeichnet ist, aufgrund des Effekts von Schwund bzw. Fading.
Die Erfindung versucht, eine genauere Messung einer empfangenen
Signalleistung zu erreichen, indem die Differenzen (Interferenzleistung)
zwischen der Leistung der Informationssymbole, die durch die interpolierende
kohärente
Detektion erhalten werden, und der Leistung der Informationssymbole,
die dem Schwund bzw. Fading unterliegen, erhalten werden.
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3 zeigt
eine Konfiguration eines Ausführungsbeispiels
einer Empfangs-SIR-Messvorrichtung gemäß der Erfindung. In dieser
Figur bezeichnet das Bezugszeichen 22 einen interpolierenden
kohärenten
Detektor, bezeichnet 24 einen Empfangswunschwellenleistung-Berechnungsabschnitt
und bezeichnet 26 einen Integrator. Das Bezugszeichen 21 bezeichnet
einen Synchronisationsdetektor, 25 bezeichnet einen Quasiinterferenzleistung-Berechnungsabschnitt, 27 bezeichnet
einen Integrator und 28 bezeichnet einen SIR-Messabschnitt.
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Mit
einer derartigen Schaltungskonfiguration wird ein empfangenes Basisbandsignal 20 an
den Synchronisationsdetektor 21 eingegeben, der die Taktzeitpunkte
der Symbole und die Schlitzzeiteinteilungen regeneriert, das heißt die Wiederholungsperiode
des Pilotsignals. Diese von dem Synchronisationsdetektor 21 regenerierten
Zeiteinteilungen bestimmen die Betriebszeitsteuerungen der verbleibenden
Schaltkreise. Der interpolierende kohärente Detektor 22 tastet
das empfangene Signal 20 zu den von dem Synchronisationsdetektor 21 gelieferten Taktzeitpunkten
ab und speichert die abgetasteten Daten in seinem in 3 nicht
gezeigten Speicher. Das Pilotsignal in dem empfangenen Signal wird
gemäß den Schlitzzeiteinteilungen
extrahiert und zum Schätzen
der Übertragungsfunktion
seines Ausbreitungspfads verwendet.
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Dieser
Vorgang wird zu jeder der Schlitzzeiteinteilungen wiederholt, was
ermöglicht,
dass die Übertragungsfunktion
in diesem Zeitpunkt geschätzt wird.
Der interpolierende kohärente
Detektor 22, der die primäre Interpolation der Übertragungsfunktionen durchführt, die
aus den Piloten an beiden Enden des Informationssymbolabschnitts
erhalten werden, berechnet die Übertragungsfunktion
entsprechend jedem Informationssymbol und kompensiert die Informationssymbole.
Ein Treffen einer Entscheidung bezüglich jedes kompensierten Informationssymbols führt zu den
Informationssymbolen 23, die der kohärenten Absolutphase-Detektion
unterzogen wurden.
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Der
Empfangswunschwellenleistung-Berechnungsabschnitt 24 erhält die empfangene
Wunschwellenleistung, das heißt
das Quadrat der Entfernung von jedem entschiedenen Informationssymbol 23 von
dem Ursprung auf dem komplexen Signalraum. Andererseits erhält der Quasiinterferenzleistung-Berechnungsabschnitt 25 eine
Quasiinterferenzleistung auf dem komplexen Signalraum aus den entschiedenen
Informationssymbolen 23 und dem empfangenen Signal 20.
Die Quasiinterferenzleistung kann durch Berechnung der Differenzen
zwischen den Datensymbolen und der Schwundeinhüllenden zu den gleichen Abtastzeitpunkten
erhalten werden.
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Die
Integratoren 26 und 27 integrieren die empfangene
Wunschwellenleistung und die Quasiinterferenzleistung in jedem Schlitz,
um ihre Mittelwerte zu erhalten. Der SIR-Messabschnitt 28 erhält das Empfangs-SIR 29 durch
Dividieren des gemittelten Empfangswunschwellenleistungsintegrals
durch das gemittelte Quasiinterferenzleistungsintegral.
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Gemäß der Erfindung
kann eine einfache Systemkonfiguration implementiert werden, weil
das Empfangs-SIR nur aus dem empfangenen Basisbandsignal erhalten
wird. Zusätzlich
kann eine hochgenaue Sendeleistungssteuerung implementiert werden,
die zum Berechnen des Empfangs-SIR die Quasiinterferenzleistung
verwendet, die als das Quadrat der Entfernung zwischen dem empfangenen
Signal und den Informationssymbolen erhalten wird, die auf dem komplexen
Signalraum entschieden werden, was nachstehend beschrieben ist.
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4 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines Sendeleistungssteuersystems unter Verwendung der vorstehend
beschriebenen Empfangs-SIR-Messvorrichtung. In 4 bezeichnet
das Bezugszeichen 30 eine Antenne, bezeichnet 31 einen
Duplexer bzw. eine Frequenzweiche, bezeichnet 32 eine Empfangsfunkfrequenzstufe,
bezeichnet 32 einen Entspreizer, bezeichnet 21 einen
Synchronisationsdetektor, bezeichnet 22 einen interpolierenden
kohärenten
Detektor, bezeichnet 24 einen Empfangswunschwellenleistung-Berechnungsabschnitt,
bezeichnet 25 einen Quasiinterferenzleistung-Berechnungsabschnitt,
bezeichnen 26 und 27 jeweils einen Integrator,
bezeichnet 28 einen SIR-Messabschnitt, bezeichnet 41 einen
Sendeleistungssteuerbitgenerator, bezeichnet 42 einen Signalgenerator,
bezeichnet 43 einen Codierer, bezeichnet 44 einen
Modulator, bezeichnet 45 einen Spreizer, bezeichnet 46 eine
Sendefrequenzstufe, bezeichnet 47 einen Viterbi-Decodierer,
bezeichnet 48 einen Sendeleistungssteuerbitextrahierer
und bezeichnet 49 eine Sendeleistungssteuerung. Die Blöcke, die ähnlich sind
zu denjenigen von 3, sind durch die gleichen Bezugszeichen
gekennzeichnet.
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Der
Betrieb wird nun beschrieben, wenn der Sender mit der Konfiguration
auf eine Mobilstation angewandt wird.
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Ein
von einer Basisstation übertragenes Spreizspektrumsignal
wird von der Antenne 30 empfangen. Das empfangene Signal
wird über
den Duplexer 31 an die Empfangsfunkfrequenzstufe 32 eingegeben.
Die Empfangsfunkfrequenzstufe 32 führt das empfangene Signal durch
ein Bandpassfilter (BPF), um die Komponenten außerhalb des Durchlassbereichs
zu entfernen, verstärkt
es und führt
die Frequenzwandlung auf ein Zwischenfrequenzband (ZF-Band) unter
Verwendung des von einem lokalen Oszillator erzeugten Taktsignals
durch. Das empfangene Signal, das auf das ZF-Band frequenzgewandelt
wurde, wird durch ein BPF geleitet, von einer automatischen Gewinnsteuerung
(AGC) auf einen geeigneten Pegel korrigiert und quasi-kohärent detektiert,
wodurch es auf ein Basisband frequenzgewandelt wird. Das empfangene
Signal, das auf diese Weise auf das Basisband frequenzgewandelt
ist, wird durch das Tiefpassfilter (LPF) geleitet, einer Analog-Digital-Wandlung
(A/D-Wandlung) unterzogen und
als digitales Signal ausgegeben. Das digitale empfangene Signal,
das aus der Empfangsfunkfrequenzstufe 32 ausgegeben wird,
wird von dem Entspreizer 33 entspreizt und als ein moduliertes Schmalbandsignal
ausgegeben. Das Signal, das von dem Entspreizer 33 ausgegeben
wird, wird von dem interpolierenden kohärenten Detektor 22 demoduliert.
Das Informationssignal in dem demodulierten Signal wird von dem
Viterbi-Decodierer decodiert und ausgegeben. Die Sendeleistungssteuerbits
werden von dem Sendeleistungssteuerbitextrahierer 48 extrahiert
und an die Sendeleistungssteuerung 49 zugeführt. Die
Sendeleistungssteuerung 49 bestimmt die Sendeleistung im
Einklang mit den Sendeleistungssteuerbits und gibt die resultierenden
Steuerinformationen an die Sendefunkfrequenzstufe 46 aus. Andererseits
wird das Empfangs-SIR wie vorstehend in Verbindung mit 3 beschrieben
aus dem empfangenen Signal erhalten, das von dem Entspreizer 33 entspreizt
wird.
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Der
Sendeleistungssteuerbitgenerator 41 vergleicht das Empfangs-SIR
mit einem vorbestimmten Soll-SIR. Ist das Empfangs-SIR kleiner als
das Soll-SIR, werden die Steuerbits erzeugt, die eine Erhöhung der
Sendeleistung befehlen, wohingegen die Steuerbits erzeugt werden,
die eine Senkung der Sendeleistung befehlen, wenn das Empfangs-SIR größer ist
als das Soll-SIR, und die Steuerbits werden an den Signalgenerator 42 geliefert.
Der Signalgenerator 42 setzt den Übertragungsrahmen einschließlich der
Sendeleistungssteuerbits zusammen, die von dem Sendeleistungssteuerbitgenerator 41 zugeführt werden,
und liefert diesen an den Codierer 43. Das codierte Übertragungssignal
wird von dem Modulator 44 moduliert, von dem Spreizer 45 gespreizt und
an die Sendefunkfrequenzstufe 46 zugeführt. Die Sendefunkfrequenzstufe 46 führt die
Frequenzwandlung des Übertragungssignals
auf das ZF-Band und dann auf das RF-Band durch und überträgt dieses mit der Sendeleistung,
die den Steuerinformationen entspricht, die von der Sendeleistungssteuerung 49 ausgegeben
werden.
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Die
Leistungsberechnung der empfangenen Wunschwelle und der empfangenen
Interferenzwelle werden nun ausführlich
unter Verwendung des komplexen Signalraums beschrieben.
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Die
Leistungsmessung der empfangenen Wunschwelle wird unter Bezugnahme
auf 5 und 6 beschrieben.
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5 veranschaulicht
auf dem komplexen Signalraum die Empfangswunschwellenleistungsmessung.
Eine Übertragungsfunktion 1 wird
durch primäres
Interpolieren der aus den Pilotsignalen erhaltenen Übertragungsfunktionen
in den Informationssymbolabschnitt erhalten. Die Übertragungsfunktionen
an jeweiligen Informationssymbolen werden innerhalb jedes Schlitzes
gemittelt. Die Empfangswunschwellenleistung 2 kann durch
Berechnung des Quadrats der Entfernung der gemittelten Übertragungsfunktion
erhalten werden.
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Demnach
kann die Empfangswunschwellenleistungsmessung erreicht werden, indem
auf der Empfangsseite der kohärente
Detektor zum Durchführen
der kohärenten
Detektion des Signals verwendet wird, das aus dem Informationssignal
und dem Pilotsignal mit einem bekannten Muster besteht, das auf
der Sendeseite in das Informationssignal in der vorbestimmten Periode
eingefügt
ist. Im Speziellen kann sie implementiert werden, indem auf dem
komplexen Signalraum des Basisbands die Leistungswerte der Schwundeinhüllenden
unter Verwendung der Interpolation des Pilotsignals berechnet werden, indem
die Leistungswerte in den Abschnitten an den vorbestimmten Pilotsignalintervallen
gemittelt werden, und indem der gemittelte Wert als die empfangene
Wunschwellenleistung übernommen
wird.
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6 veranschaulicht
auf dem komplexen Signalraum ein weiteres Empfangswunschwellenleistung-Messverfahren.
Ein Dividieren des empfangenen Datensymbols 3 durch die Übertragungsfunktion 1 ergibt
ein vorläufiges
Informationssymbol 5, dessen Übertragungsfunktion kompensiert
ist. Dann wird ein gewichtetes Informationssymbol 6 erhalten, indem
das vorläufige
Informationssymbol 5 mit dem Quadrat der Übertragungsfunktion 1 multipliziert wird.
Das gewichtete Informationssymbol 6 ist gleich dem Produkt
des empfangenen Datensymbols 3 und der konjugiert Komplexen
der Übertragungsfunktion 1.
Die empfangene Wunschwellenleistung wird durch Kompensieren der
Phase des gewichteten Informationssymbols 6 mit der Position
des Signalpunkts auf dem komplexen Signalraum, durch Mitteln der
kompensierten Werte in jedem Schlitz und durch Übernehmen des Quadrats der
Entfernung des Mittelwerts als die empfangene Wunschwellenleistung
erhalten.
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Demnach
kann die Empfangswunschwellenleistungsmessung auf dem komplexen
Signalraum erreicht werden, indem das Verhältnis der empfangenen Datensymbole
zu der durch Interpolation der Pilotsignale erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Verhältnis
mit dem Quadrat der Schwundeinhüllenden
multipliziert wird, indem das Produkt in dem Abschnitt an dem Pilotsignalintervall gemittelt
wird, und indem das Quadrat des Absolutwerts des Mittelwerts als
die empfangene Wunschwellenleistung übernommen wird.
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Als
nächstes
wird die Leistungsmessung der empfangenen Interferenzwelle unter
Bezugnahme auf 7 bis 9 beschrieben.
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7 veranschaulicht
auf dem komplexen Signalraum eine Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung.
Ein geschätzter
Signalpunkt 7 kann erhalten werden durch Überprüfen des
Quadranten auf dem komplexen Signalraum, in dem das gewichtete Informationssymbol
liegt. Der geschätzte
Signalpunkt 7 wird durch das Modulationsschema des Symbols
bestimmt, das in jedem Quadranten eine Einheitsgröße und einen
Winkel von 45° aufweist.
Dann wird das empfangene Datensymbol 3 durch den geschätzten Signalpunkt 7 dividiert,
um eine Übertragungsfunktion 9 mit
Interferenzkomponenten zu erhalten.
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Da
sich der geschätzte
Signalpunkt 7 auf dem Umfang eines Einheitskreises befindet,
kann die Übertragungsfunktion 9 mit
den Interferenzkomponenten durch Drehung des empfangenen Datensymbols 3 um
die Achse des Einheitskreises erhalten werden. Eine Interferenzwelle 10 kann
als die Differenz zwischen der Übertragungsfunktion 1 und
der Übertragungsfunktion 9 mit
den Interferenzkomponenten erhalten werden. Die empfangene Interferenzwellenleistung
kann durch Mittelung des Quadrats der Entfernung der empfangenen
Interferenzwelle 10 in einem Schlitz erhalten werden.
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Daher
kann die Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung auf dem komplexen
Signalraum erreicht werden, indem das Verhältnis der empfangenen Datensymbole
zu der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Verhältnis
mit dem Quadrat der Schwundeinhüllenden
multipliziert wird, indem der Signalpunkt aus ihrem Produkt entschieden
wird, indem die Schwundeinhüllende
mit den Interferenzkomponenten unter Verwendung der empfangenen
Datensymbole und des Entscheidungswerts berechnet wird, indem die
Differenz zwischen dem berechneten Wert und der durch die Interpolation
erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Quadrat der Differenz in dem Abschnitt
an dem Pilotsignalintervall integriert wird, indem die Integrale über eine
Vielzahl von Abschnitten an den Pilotsignalintervallen gemittelt
werden, und indem der Mittelwert als die empfangene Interferenzwellenleistung übernommen
wird.
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8 veranschaulicht
auf dem komplexen Signalraum eine weitere Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung.
Die empfangene Interferenzwelle 10 kann als die Differenz
zwischen der Übertragungsfunktion 9 mit
den Interferenzkomponenten und dem Mittelwert 11 der Übertragungsfunktionen 9 erhalten
werden.
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Die
empfangene Interferenzwellenleistung kann durch Integrieren des
Quadrats der Entfernung der empfangenen Interferenzwelle 10 in
jedem Schlitz und durch Mitteln der Integrale über eine Vielzahl von Schlitzen
erhalten werden. Wahlweise kann die empfangene Interferenzwellenleistung
durch Integrieren des Quadrats der Entfernung der empfangenen Interferenzwelle 10 in
dem Pilotabschnitt und durch Mitteln der Integrale über eine
Vielzahl von Schlitzen erhalten werden.
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Demnach
kann die Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung auf dem komplexen
Signalraum erreicht werden, indem das Verhältnis der empfangenen Datensymbole
zu der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Verhältnis
mit dem Quadrat der Schwundeinhüllenden
multipliziert wird, indem der Signalpunkt aus ihrem Produkt entschieden
wird, indem die Schwundeinhüllende
mit den Interferenzkomponenten unter Verwendung der empfangenen
Datensymbole und des Entscheidungswerts berechnet wird, indem der
Mittelwert der empfangenen Datensymbole in dem Abschnitt an dem
Pilotsignalintervall berechnet wird, indem die Differenz zwischen
dem berechneten Mittelwert und der durch die Interpolation erhaltenen
Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Quadrat der Differenz in dem Abschnitt
an dem Pilotsignalintervall integriert wird, indem die Intergrale über eine
Vielzahl von Abschnitten an den Pilotsignalintervallen gemittelt
werden, und indem der Mittelwert als die empfangene Interferenzwellenleistung übernommen
wird.
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Gleichermaßen kann
auf dem komplexen Signalraum die Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung
erreicht werden, indem das Verhältnis
der empfangenen Datensymbole zu der durch die Interpolation erhaltenen
Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Verhältnis
mit dem Quadrat der Schwundeinhüllenden
multipliziert wird, indem der Signalpunkt aus ihrem Produkt entschieden
wird, indem die Schwundeinhüllende
mit den Interferenzkomponenten unter Verwendung der empfangenen Datensymbole
und des Entscheidungswerts berechnet wird, indem der Mittelwert
der empfangenen Datensymbole in dem Abschnitt an dem Pilotsignalintervall
berechnet wird, indem die Differenz zwischen dem berechneten Mittelwert
und der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Quadrat der Differenz nur in dem Abschnitt
des Pilotsignals integriert wird, indem die Integrale über eine
Vielzahl von Abschnitten an den Pilotsignalintervallen gemittelt
werden, und indem der Mittelwert als die empfangene Interferenzwellenleistung übernommen
wird.
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9 veranschaulicht
auf dem komplexen Signalraum eine noch weitere Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung.
Ein Mittelwert 12 von gewichteten Informationssymbolen
kann erhalten werden, indem die gewichteten Informationssymbole 6 bezüglich ihrer
Phasen mit den Positionen des Signalpunkts auf dem komplexen Signalraum
kompensiert werden, und indem die kompensierten Werte in jedem Schlitz
gemittelt werden. Die empfangene Interferenzwelle 10 kann
als die Differenz zwischen jedem gewichteten Informationssymbol 6 und
seinem Mittelwert 12 erhalten werden.
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Demnach
kann die Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung auf dem komplexen
Signalraum erreicht werden, indem das Verhältnis der empfangenen Datensymbole
zu der durch die Interpolation erhaltenen Schwundeinhüllenden
berechnet wird, indem das Verhältnis
mit dem Quadrat der Schwundeinhüllenden
multipliziert wird, indem der Mittelwert des resultierenden Produkts
in dem Abschnitt an dem Pilotsignalintervall berechnet wird, indem
die Differenz zwischen dem berechneten Mittelwert und dem resultierenden
Produkt berechnet wird, indem das Quadrat der Differenz in dem Abschnitt
an dem Pilotsignalintervall integriert wird, indem die Integrale über eine
Vielzahl von Abschnitten an den Pilotsignalintervallen gemittelt
werden, und indem der Mittelwert als die empfangene Interferenzwellenleistung übernommen
wird.
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Als
nächstes
werden unter Bezugnahme auf 10 bis 14 konkrete
Konfigurationen zur Implementierung der Leistungsmessungen der empfangenen
Wunschwelle und der empfangenen Interferenzwelle beschrieben, die
vorstehend auf dem komplexen Signalraum beschrieben sind.
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10 ist
ein Blockschaltbild zur Durchführung
der Empfangswunschwellenleistungsmessung, die vorstehend gemäß 5 auf
dem komplexen Signalraum beschrieben ist.
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Das
empfangene Basisbandsignal 123 wird an einen Pilotsignaldetektor 124 geliefert.
Ein Übertragungsfunktionsschätzer 125 schätzt die
dem Pilotsignal entsprechende Übertragungsfunktion
unter Verwendung des von dem Pilotsignaldetektor 124 detektierten
Pilotsignals. Ein Interpolator 126 erhält die Übertragungsfunktionen, die
den Informationssymbolen entsprechen, durch primäres Interpolieren der Übertragungsfunktionen,
die aus dem Pilotsignalen erhalten werden, die sich an beiden Enden
des Informationssymbolabschnitts befinden. Ein Mittelungsabschnitt 127 mittelt
die von dem Interpolator 126 erhaltenen Übertragungsfunktionen
in jedem Schlitz und ein Leistungsberechnungsabschnitt 128 berechnet
die Leistung des von dem Mittelungsabschnitt 127 erhaltenen
Mittelwerts. Die resultierende Leistung, die von dem Leistungsberechnungsabschnitt 128 berechnet
wird, wird als empfangene Wunschwellenleistung 129 ausgegeben.
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11 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung der Empfangswunschwellenleistungsmessung,
die vorstehend gemäß 6 auf
dem komplexen Signalraum beschrieben ist. In 11 sind
die Blöcke,
die ähnlich
zu denjenigen von 10 sind, mit den gleichen Bezugszeichen
bezeichnet.
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Das
empfangene Basisbandsignal 123 wird an einen Pilotsignaldetektor 131 und
einen Gewichtungsmultiplizierer 134 geliefert. Die Ausgabe
eines Übertragungsfunktionsschätzers 132 wird
zum Nehmen ihrer konjugiert Komplexen durch einen Phaseninvertierer 133 geleitet
und an den Gewichtungsmultiplizierer 134 eingegeben. Der
Multiplizierer 134 (Gewichtungsmultiplizierer 134)
multipliziert das empfangene Signal 123 mit der geschätzten Funktion,
um ein Signal zu erhalten, aus dem der Schwund entfernt wurde. Der
Mittelungsabschnitt 127 mittelt die Ausgabe des Multiplizierers 134 in
einem Schlitz und der Leistungsberechnungsabschnitt 128 berechnet
die Leistung des Mittelwerts, der von dem Mittelungsabschnitt 127 erhalten
wird. Die resultierende Leistung, die von dem Leistungsberechnungsabschnitt 128 berechnet
wird, wird als die empfangene Wunschwellenleistung 129 ausgegeben.
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12 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung der Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung,
die gemäß 5 auf
dem komplexen Signalraum beschrieben ist.
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Eine
Ausgabe eines Multiplizierers 139 entspricht der Ausgabe
des Gewichtungsmultiplizierers 134 in 11 und
eine Interpolationsausgabe 142 entspricht der Ausgabe aus
dem Interpolator 126 in 10.
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Das
empfangene Basisbandsignal 123 wird an einen Übertragungsfunktionsschätzdividierer 141 eingegeben
und die Multipliziererausgabe 139 wird an einen Signalpunktentscheidungsabschnitt 140 eingegeben.
Der Signalpunktentscheidungsabschnitt 140 entscheidet den
Signalpunkt von jedem Informationssymbol durch Überprüfung des Quadranten, in dem
die Multipliziererausgabe 139 liegt. Der Übertragungsfunktionsschätzdividierer 141 gibt
das Verhältnis
des empfangenen Basisbandsignals 123 zu dem Signalpunkt
aus. Ein Differenzdetektor 143 gibt eine Differenz zwischen
dem Verhältnis
und der Interpolationsausgabe 142 aus. Nach Berechnung
der Leistung der Differenz in einem Leistungsberechnungsabschnitt 144 mittelt
ein Mittelungsabschnitt 145 die Leistung in einem Schlitz
und gibt den Mittelwert als empfangene Interferenzwellenleistung 146 aus.
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13 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung der Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung,
die vorstehend gemäß 7 auf
dem komplexen Signalraum beschrieben ist. Die gleichen Bezugszeichen
wie diejenigen der vorhergehenden Zeichnung bezeichnen ähnliche
Komponenten.
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Das
empfangene Basisbandsignal 123 wird an den Übertragungsfunktionsschätzdividierer 141 eingegeben.
Ein Mittelungsabschnitt 151 berechnet den Mittelwert der Übertragungsfunktion
in jedem Schlitz oder in jedem Pilotabschnitt.
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Der
Differenzdetektor 143 gibt die Differenzen zwischen dem
Mittelwert und der Ausgabe des Übertragungsfunktionsschätzdividierers 141 aus. Der
Leistungsberechnungsabschnitt 144 berechnet die Leistung
der Differenzen und gibt diese aus. Der Mittelungsabschnitt 145 mittelt
die Leistung in jedem Schlitz oder in jedem Pilotabschnitt. Der
Mittelwert wird als die empfangene Interferenzwellenleistung 146 ausgegeben.
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14 ist
ein Blockschaltbild zur Implementierung der Empfangsinterferenzwellenleistungsmessung,
die vorstehend gemäß 7 auf
dem komplexen Signalraum beschrieben ist. In 14 werden die
gleichen Blöcke
wie diejenigen der vorhergehenden Zeichnung durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
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Das
empfangene Basisbandsignal 123 wird an den Pilotsignaldetektor 131 und
den Gewichtungsmultiplizierer 134 geliefert. Die Ausgabe
des Übertragungsfunktionsschätzers 142 wird
zum Nehmen ihrer konjugiert Komplexen durch den Phaseninvertierer 133 geleitet
und an den Gewichtungsmultiplizierer 134 eingegeben. Die
Ausgabe des Multiplizierers 134 wird an den Mittelungsabschnitt 127 und
einen Puffer 162 eingegeben. Der Puffer 162 wird
zum Halten der Multipliziererausgaben von einem Schlitz während einer
Mittelung der Multipliziererausgaben verwendet. Nachdem der Mittelungsabschnitt 127 die Ausgaben
des Multiplizierers in einem Schlitz gemittelt hat, berechnet ein
Differenzdetektor 163 die Differenz zwischen der Pufferausgabe
und dem Mittelwert. Dann berechnet der Leistungsberechnungsabschnitt 128 die
Leistung der Ausgabe des Differenzdetektors 163. Die resultierende
Leistung, die von dem Leistungsberechnungsabschnitt 128 berechnet wird,
wird als die empfangene Interferenzwellenleistung 146 ausgegeben.
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Die
Blöcke
der Leistungsmessung von 10 bis 14 können unter
Verwendung eines DSP (digitaler Signalprozessor) implementiert werden.
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15 ist
ein Blockschaltbild der Empfangs-SIR-Messvorrichtung.
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Die
Empfangs-SIR-Messvorrichtung wendet die Konfigurationen zum Messen
der empfangenen Wunschwellenleistung und der empfangenen Interferenzwellenleistung
an, die vorstehend in Verbindung mit 10 bis 12 beschrieben
sind.
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Der
Synchronisationsdetektor 21 erzeugt aus dem empfangenen
Basisbandsignal 123 ein Synchronisationssignal und liefert
dieses an Abschnitte, die es benötigen.
Der SIR-Berechnungsdividierer 28 berechnet das Verhältnis der
empfangenen Wunschwellenleistung 129 zu der empfangenen Interferenzwellenleistung 146,
das als ein Empfangs-SIR 182 ausgegeben wird.
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Es
ist offensichtlich, dass verschiedene Konfigurationen implementiert
werden können,
um das Empfangs-SIR zu erhalten, indem die Konfigurationen zum Messen
der empfangenen Wunschwellenleistung und der empfangenen Interferenzwellenleistung
wie in 10 bis 14 gezeigt
kombiniert werden.
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16 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines Sendeleistungssteuersystems, das die vorhergehende Empfangs-SIR-Messung
anwendet.
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In 16 bezeichnet
das Bezugszeichen 30 eine Antenne, bezeichnet 31 einen
Duplexer bzw. eine Frequenzweiche, bezeichnet 32 eine Empfangsfunkfrequenzstufe,
bezeichnet 33 einen Entspreizer, bezeichnet 22 einen
interpolierenden kohärenten
Detektor, bezeichnet 133 einen Phaseninvertierer, bezeichnet 134 einen
Gewichtungsmultiplizierer, bezeichnet 140 einen Signalpunktentscheidungsabschnitt,
bezeichnet 141 einen Übertragungsfunktionsschätzdividierer,
bezeichnet 21 einen Synchronisationsdetektor, bezeichnet 47 einen
Viterbi-Decodierer, bezeichnet 127 einen Mittelungsabschnitt,
bezeichnet 163 einen Differenzdetektor, bezeichnet 144 einen
Leistungsberechnungsabschnitt, bezeichnet 145 einen Mittelungsabschnitt,
bezeichnet 128 einen Leistungsberechnungsabschnitt, bezeichnet 28 einen
SIR-Messabschnitt,
bezeichnet 41 einen Sendeleistungssteuerbitgenerator, bezeichnet 42 einen
Signalgenerator, bezeichnet 43 einen Codierer, bezeichnet 44 einen
Modulator, bezeichnet 45 einen Spreizer, bezeichnet 46 eine
Sendefunkfrequenzstufe, bezeichnet 48 einen Sendeleistungssteuerbitextrahierer
und bezeichnet 49 eine Sendeleistungssteuerung. In 16 entspricht
der interpolierende kohärente
Detektor 22 dem Pilotsignaldetektor 124, dem Übertragungsfunktionsschätzer 125 und
dem Interpolator 126 in 15.
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Die
Empfangs-SIR-Messung wird wie vorstehend in Verbindung mit 13 beschrieben
ausgeführt.
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Der
Sendeleistungssteuerbitgenerator 41 vergleicht das gemessene
Empfangs-SIR mit dem vorbestimmten Soll-SIR und setzt die Sendeleistungssteuerbits
derart, dass die Sendeleistung gesenkt wird, wenn das Empfangs-SIR
das Soll-SIR überschreitet,
und die Sendeleistung erhöht
wird, wenn das Empfangs-SIR unter dem Soll-SIR liegt.
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In
der Empfangsstation extrahiert der Sendeleistungssteuerbitextrahierer 48 nach
der interpolierenden kohärenten
Detektion andererseits die Sendeleistungssteuerbits aus dem Basisbandsignal
und erhöht
oder senkt die Sendeleistungssteuerung 49 die Sendeleistung
in Erwiderung auf die Sendeleistungssteuerbits.
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17 ist
ein Diagramm, das die Fehlereigenschaften der Sendeleistungssteuerung
veranschaulicht, wenn die vorliegende Erfindung angewandt wird,
wobei in diesem die horizontale Achse den maximalen Doppler fDTtpc
darstellt, der auf das Leistungssteuerintervall (Schlitz) normiert
ist, und die vertikale Achse die Standardabweichung der Differenzen
zwischen dem Empfangs-SIR und dem Soll-SIR darstellt. Hierbei ist
der Sendeleistungssteuerschritt auf 1 dB gesetzt und ist die Steuerverzögerung auf
2 Ttpc gesetzt. Die durchgezogene Linie gibt Eigenschaften an, wenn
das Empfangs-SIR perfekt gemessen wurde, und gezeichnete unausgefüllte Kreise
geben Eigenschaften an, wenn die vorliegende Erfindung angewandt
wird. Das Diagramm zeigt, dass die vorliegende Erfindung die Eigenschaften
erreichen kann, die geringfügig
schlechter als im idealen Fall sind.
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Außerdem ist
es aus dem Diagramm ersichtlich, dass der Steuerfehler nahezu gesättigt ist,
wenn fDTtpc groß ist.
Dies ist deshalb so, weil die Sendeleistungssteuerung den unmittelbaren
Schwankungen nicht folgen kann, wenn die Schwundrate steigt. Dementsprechend
ist es möglich,
die Leistung des Systems einzusparen, indem die Rate des Schwunds erfasst
und die Sendeleistungssteuerung während des schnellen Schwunds
ausgesetzt wird.
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18 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
des Sendeleistungssteuersystems zum Aussetzen der Sendeleistungssteuerung
durch Erfassung des schnellen Schwunds, wobei in dieser ähnliche
Abschnitte durch die gleichen Bezugszeichen wie in der vorhergehenden
Figur bezeichnet sind. In 18 bezeichnet
Bezugszeichen 50 einen Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragdetektor und bezeichnet 51 einen
Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragkomparator.
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In 18 erfasst
der Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragdetektor 50 die Leistung
der Pilotsymbole, die sich an beiden Enden des Rahmens befinden
und für
die Interpolation verwendet werden, und erhält ihre Differenz. Die Differenz
stellt den Leistungsabweichungsbetrag der Schwundeinhüllenden
dar. Der Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragkomparator 51 vergleicht
die Differenz mit einem vorbestimmten zulässigen Abweichungsbetrag und
im Hinblick auf den Absolutwert des Leistungsabweichungsbetrags. Überschreitet
der Abweichungsbetrag der Schwundeinhüllenden den zulässigen Betrag,
weist der Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragkomparator 51 die
Sendefunkfrequenzstufe 56 an, die Sendeleistungssteuerung
anzuhalten, indem er diese mit der Information zum Aussetzen der
Sendeleistungssteuerung versorgt. Geht der Abweichungsbetrag der
Schwundeinhüllenden
auf weniger als den zulässigen
Betrag zurück,
beliefert der Schwundeinhüllenden-Leistungsabweichungsbetragkomparator 51 die
Sendefunkfrequenzstufe 46 mit der Information zum Neustarten
der Sendeleistungssteuerung, so dass die Sendeleistungssteuerung
basierend auf den Steuerinformationen neu gestartet wird, die von
der Sendeleistungssteuerung 49 zugeführt werden.
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Durch
ein Aussetzen der Sendeleistungssteuerung auf diese Weise kann die
Leistungseinsparung des gesamten Systems erreicht werden.