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STAND DER TECHNIK
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1. Gebiet
der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
eine Impedanzregelungsschaltung und im Besonderen Regelungsschaltungen
zur Anpassung der Impedanz eines Bauelements einer Schaltung zumindest
teilweise auf der Basis der Impedanz einer externen Kopplung.
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2. Beschreibung des Stands
der Technik
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Allgemein bekannt sind Schaltkreisanordnungen
für eine
Schnittstellenfunktion zwischen Bauelementen bzw. Komponenten eines
digitalen Systems, wie etwa für
ein Mikroprozessorsystem oder ein Serversystem. Die zunehmenden
Signalgeschwindigkeiten wie etwa im Bereich von Übertragungen mit 500 Megabit
pro Sekunde haben diese Schnittstellenschaltungen zunehmend komplex
gestaltet. Aufgrund der zunehmenden Signalgeschwindigkeiten kann
es zum Beispiel wünschenswert
sein, die Impedanzen zwischen den Systemkomponenten anzupassen,
wie etwa zwischen einem sendenden Verstärker und einer geregelten Impedanzsignalkopplung
in einem Serversystem, um das Ausmaß der möglichen Signalreflexion zu
reduzieren.
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Impedanzregelungsschaltungen gemäß der vorstehenden
Beschreibung sind allgemein bekannt. Wünschenswert wäre jedoch
eine wirtschaftliche Implementierung einer Rückkopplungsschaltung auf einem
Chip, wobei die angepasste bzw. geregelte Schaltungsimpedanz auch
dann aktualisiert werden kann, wenn digitale Signalabfragen über die
Schnittstellenschaltkreisanordnung übertragen werden.
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US-A-5.596.285 offenbart eine integrierte Schaltung,
die eine Vorrichtung aufweist, die Impedanzen von Sendern und Empfängern an
Impedanzen von Übertragungsleitungen
anpasst, welche entsprechende Sender und Empfänger verbinden. Zwei entsprechende
Impedanzanpassungsblöcke
der Vorrichtung reproduzieren entsprechende Strukturen der Sender
und Empfänger,
wobei die Impedanz der Anpassungsblöcke durch einen Referenzwiderstand angepasst
wird. Eine Regelvorrichtung reproduziert entsprechend die Anpassungsbedingungen
der Anpassungsblöcke
in den Sendern und Empfängern.
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EP-A-0 520 687 offenbart die Regelung
von Impedanzwerten in Anwendungen integrierter Schaltungen durch
die digitale Regelung der effektiven Größe eines Transistors, der mit
einem Ausgangsanschluss oder mit einem Eingangsanschluss einer integrierten
Schaltung verbunden ist. Die digitale Regelung der effektiven Größe kann
durch eine parallele Verbindung zwischen einer Mehrzahl von MOS-Transistoren
erreicht werden.
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US-A-5.134.311 offenbart eine selbsteinstellende
Impedanzanpassungs-Steuereinheit für eine digitale Schaltung.
Eine Anordnung von Gattern bzw. Toren ist parallel jeweils mit einem
Gatter zur Verbindung mit einem positiven Pol und mit einem Gatter zur
Verbindung mit einem negativen Pol vorgesehen, wobei eine oder mehrere
der Gatteranordnungen selektiv als Reaktion auf eine Schaltungseinrichtung freigegeben
werden, welche eine Impedanzabstimmung zwischen einem Ausgang der
Steuereinheit und einem durch die Steuereinheit gesteuerten Netzwerk überwacht.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Vorgesehen ist gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine digitale Rückkopplungsschaltung
gemäß dem gegenständlichen
Anspruch 1.
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Vorgesehen ist gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren gemäß dem gegenständlichen
Anspruch 9.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist
in den abschließenden
Abschnitten der Patentschrift im Besonderen und eindeutig ausgeführt. Die vorliegende
Erfindung wird jedoch sowohl in Bezug auf den Aufbau als auch auf
ihre Funktionsweise sowie in Bezug auf ihre Aufgaben, Merkmale und
Vorteile am besten durch Verweis auf die folgende genaue Beschreibung
deutlich, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen
gelesen wird. Es zeigen:
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1 eine
Prinzipskizze zweier alternativer Abschlussverfahren;
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2 ein
Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels
einer Impedanzregelungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
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3 ein
Schaltungsdiagramm, das den Ausgangspuffer aus 2 in näheren Einzelheiten darstellt;
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4 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts des Ausführungsbeispiels aus 2 in näheren Einzelheiten;
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5 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts des Ausführungsbeispiels aus 2 in näheren Einzelheiten;
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6 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts des Ausführungsbeispiels aus 2 in näheren Einzelheiten;
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7 eine
Darstellung, die Strom und Spannung (I/V) eines kennzeichnenden
Metalloxid-Transistors (MOS-Transistors) gegenüberstellt; und
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8 ein
Schaltungsdiagramm eines Abschnitts des Ausführungsbeispiels aus 3 in näheren Einzelheiten.
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GENAUE BESCHREIBUNG
DER ERFINDUNG
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In der folgenden genauen Beschreibung
sind spezifische Einzelheiten ausgeführt, um ein umfassendes Verständnis der
vorliegenden Erfindung vorzusehen. Der Fachmann auf dem jeweiligen
Gebiet wird jedoch erkennen, dass die vorliegende Erfindung auch
ohne diese spezifischen Details ausgeführt werden kann. In anderen
Fällen
wurde auf die Beschreibung allgemein bekannter Verfahren, Prozeduren,
Komponenten und Schaltungen verzichtet, um die vorliegende Erfindung
nicht unnötig
zu verschleiern.
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Im Zuge der Weiterentwicklung der
Technologie der Siliziumverarbeitung nimmt die Geschwindigkeit der
aus Silizium hergestellten Logikbauelemente weiter zu. Als Folge
sind Hochgeschwindigkeits-Schnittstellenschaltkreisanordnungen für die Übertragung
elektrischer Signale wünschenswert, wie
etwa digitaler Signale, in und aus Chips integrierter Schaltungen,
die auch bei diesen höheren
Geschwindigkeiten funktionstüchtig
sind. Für
die Übermittlung
elektrischer Hochgeschwindigkeitssignale mit Schnittstellenschaltkreisanordnungen
ist der Einsatz einer ordnungsgemäß abgeschlossenen, geregelten
Impedanzschaltung wünschenswert.
Abschlussschaltungen oder Strukturen, um dies zu erreichen, können entweder
auf Chips oder außerhalb von
Chips implementiert werden; wobei allerdings im Besonderen Abschlusstechniken
auf Chips Kosten- und Geschwindigkeitsvorteile gegenüber den
Abschlusstechniken außerhalb
von Chips aufweisen.
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Die Abbildung aus 1 zeigt eine Prinzipskizze von Ansätzen für einen
Source- bzw. Ursprungsabschluss als auch einen parallelen Abschluss.
Jeder Ansatz kann zur Implementierung eines Ausführungsbeispiels gemäß der vorliegenden Erfindung
eingesetzt werden; jedoch wird das nachstehend beschriebene Ausführungsbeispiel
als eine Source-Abschlussschaltung
implementiert, um die Kosten- und Geschwindigkeitsvorteile zu nutzen, welche
dieser Ansatz bietet. Wie dies in der Abbildung aus 1 dargestellt ist, werden bei beiden
Ansätzen
elektrische Signale, wie etwa digitale Signale in dem vorliegenden
speziellen Ausführungsbeispiel, von
einer Ursprungssteuereinheit wie etwa 110 oder 250 zu einer Zielsteuereinheit
wie etwa 150 oder 260 übermittelt.
In ähnlicher
Weise werden diese Signale über
eine Kopplung wie etwa 140 oder 240 mit einem Widerstand Z0 übermittelt.
Die Leistung kann im Verhältnis
zu alternativen Ansätzen
verbessert werden, wenn die allgemein bekannte Technik der Impedanzanpassung
eingesetzt wird. Durch die Anpassung der Impedanz der Kopplung 140 bzw. 240 werden elektrische
Signale, die von der Zielsteuereinheit reflektiert werden könnten, ordnungsgemäß abgeschlossen.
In diesem Zusammenhang bedeutet dies, dass an dem Ursprungsende
der Kopplung im Wesentlichen keine elektrischen Signalreflexionen
auftreten.
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Wie dies in der Abbildung aus 1 dargestellt ist, kann
ein Ansatz mit einem Ursprungsabschluss oder ein Ansatz mit einem
parallelen Abschluss verwendet werden. Bei einem Ansatz mit Ursprungsabschluss
wird die Impedanz der Kopplung wie etwa 140 durch die Impedanz der
Ursprungssteuereinheit wie etwa 110 angepasst bzw. abgestimmt. Bei
einem Ansatz mit parallelem Abschluss wird die Impedanz über eine
Kopplung der abstimmenden Impedanz wie etwa 210 mit der Impedanz
der abgestimmten Kopplung abgestimmt wie etwa 240.
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Die Schnittstellenschaltkreisanordnung
kann in Verbindung mit einem Signalbus eingesetzt werden, wie zum
Beispiel für
einen Betrieb in einem Desktop-Personalcomputer oder einer Serverkonfiguration,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf diesen
Aspekt beschränkt
ist. Um die für
Serveranwendungen wünschenswerten Geschwindigkeiten
zu erreichen, kann zum Beispiel eine Impedanzabstimmung gemäß der vorstehenden Beschreibung
eingesetzt werden. Wie dies jedoch bereits vorstehend im Text beschrieben
worden ist, können
Kosten- und Geschwindigkeitsfaktoren den Einsatz des Ansatzes eines
parallelen Abschlusses auf einem Chip oder an einer anderen Position
weniger wünschenswert
machen als den Einsatz des Ansatzes mit Ursprungsabschluss. In dem
vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel
kann somit zum Beispiel die Impedanz einer Steuereinheit mit der
Impedanz einer externen Kopplung mit einem Netzwerk abgestimmt werden,
um zum Beispiel die gewünschten
Signalgeschwindigkeiten zu erreichen.
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Beim Einsatz von Metalloxidhalbleiter-Technologien
(MOS) kann die Impedanzabstimmung die Abstimmung einer bestimmten Impedanz
mit der Impedanz umfassen, die einem bestimmten Punkt auf einer
nichtlinearen charakteristischen Strom-Spannungs-Kurve (I/V-Kurve) zugeordnet ist, welche
den Betrieb eines MOS-Transistors darstellt. Eine derartige charakteristische
Kurve ist einem MOS-Transistor zugeordnet, wobei der Drain-Source-Strom auf
der Y-Achse dargestellt ist, während
die Drain-Source-Spannung auf der X-Achse dargestellt ist, wie dies in
der Abbildung aus 7 veranschaulicht
ist.
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Für
die Durchführung
dieser Impedanzabstimmung können
eine Vielzahl von Ansätzen
eingesetzt werden, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung auf
keinen bestimmten Ansatz beschränkt ist,
wobei weder der Betriebsbereich eines MOS-Transistors beschränkt ist
oder eine Schaltung eingesetzt wird, um den Betrieb eines MOS-Transistors
zumindest näherungsweise
zu linearisieren. In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel
jedoch wird die abzustimmende Impedanz aufgrund der einfachen Implementierung
auf einen ausgesuchten Punkt auf der charakteristischen Strom-Spannungs-Kurve
(IIV) des MOS-Transistors abgestimmt. Ein derartiger Ansatz ermöglicht den Einsatz
eines invertierenden Komplementär-Metalloxid-Halbleiterpuffers
(CMOS-Puffer) als Ausgangspuffer. Ein Nachteil ist es jedoch, dass
Störquellen, die
zu Übergängen auf
andere Bereiche der I/V-Kurve führen,
wie etwa dem Sättigungsbereich
des Betriebs des Transistors, nicht ordnungsgemäß abgeschlossen werden und
somit zu Interferenzen zwischen Symbolen beitragen können.
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Für
die Approximation der Impedanz der externen Kopplung durch die Impedanz
eines CMOS-Ausgangspuffers gibt es eine Reihe von Möglichkeiten.
Zum Beispiel können
Kaskodenvorrichtungen oder eine in Reihe geschaltete Torsteuerung
eingesetzt werden. Die Schaltungen können so implementiert werden,
dass sie eine digitale oder eine analoge Regelung ermöglichen.
Für das
vorliegende spezielle Ausführungsbeispiel
wird aufgrund der potenziell mit Störungen versehenen Umgebung
für die elektronischen
Signale ein digitaler Ansatz verwendet, wobei der Umfang der vorliegenden
Erfindung jedoch nicht auf diesen Aspekt beschränkt ist.
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In einem Ausführungsbeispiel kann eine Schaltung
unter Verwendung von Kaskodenvorrichtungen implementiert werden,
wobei ein primärer Ausgangsverstärker in
Reihe angeschlossen ist, um die effektive Impedanz der Gesamtstruktur
anzupassen oder zu regeln, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung
jedoch nicht auf diesen Aspekt beschränkt ist. Die Kaskodenvorrichtungen
können eine
Mehrzahl paralleler Kopplungen aufweisen, die einzeln freigegeben
werden können.
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Die Gewichtung dieser Vorrichtungen
zur Anpassung der effektiven Impedanz des Ausgangspuffers kann auf
verschiedene Art und Weise erreicht werden, wobei der Umfang der
vorliegenden Erfindung nicht auf einen bestimmten Ansatz beschränkt ist.
Zwei häufig
eingesetzte Ansätze
sind eine binäre Gewichtung
und eine lineare Gewichtung. Obwohl die Gesamtgröße der Vorrichtung den verfügbaren Impedanzbereich
beeinflussen kann, der implementiert wird, kann die Auflösung der
Impedanz zum Beispiel auch durch die Größe der kleinsten Vorrichtung beeinflusst
werden, wie dies in der Abbildung aus 3 dargestellt
ist. Ein Vorteil der binären
Gewichtung ist es, dass sie für
eine bestimmte Auflösung
einen größeren Impedanzbereich
im Vergleich zu einer linearen Gewichtung zulässt, wobei dies jedoch Nachteile
in Bezug auf die "fliegende" Aktualisierung der
Impedanz aufweist, wie dies nachstehend im Text näher beschrieben
wird.
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Wie dies bereits vorstehend im Text
beschrieben worden ist, kann bei einem alternativen Ansatz eine
in Reihe geschaltete Torsteuerung oder Regelung der Impedanz des
Ausgangspuffers eingesetzt werden. Dieser spezielle Ansatz wird
in dem in der Abbildung aus 3 veranschaulichten
Ausführungsbeispiel
eingesetzt, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht
auf diesen speziellen Ansatz beschränkt ist. Der spezielle zur
Implementierung des Ausgangspuffers verwendete Ansatz kann weitere
Aspekte der Implementierung beeinflussen, einschließlich der
Größe des kleinsten Zweigs,
wie etwa durch die Empfindlichkeit der elektrostatischen Entladung
(ESD) und ebenso die Fläche
des Chips, welche der jeweilige Puffer belegt. Zum Beispiel verwendet
ein Kaskodenansatz eine verhältnismäßig große Fläche im Vergleich
zu dem Ansatz mit in Reihe geschalteter Torsteuerung.
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Wie dies in der Abbildung aus 3 dargestellt ist, handelt
es sich bei dem Verstärker
um eine Vorrichtung mit mehreren Zweigen, wobei das Eingangssignal
durch Freigabesignale für
die einzelnen Zweige torgesteuert wird. In diesem Zusammenhang betrifft
der Begriff Zweig die primären
Transistoren, die zur Implementierung der Verstärkerkonfiguration (z. B. 460, 470, 480, 490, 510, 520, 530 und 540)
eingesetzt werden. Im Vergleich zu dem Kaskadenansatz ist die Größe des Verstärkers insgesamt
kleiner. Da die vorgeschalteten Steuereinheiten wie etwa 430 oder
440 komplexer sind, kommt es jedoch zu Geschwindigkeitseinbußen, wodurch
eine zusätzliche Verzögerung hinzugefügt wird.
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Die Anstiegsgeschwindigkeit für die erzeugten
elektronischen digitalen Signale kann ebenfalls angepasst bzw. geregelt
werden. Es können
wiederum verschiedene Techniken eingesetzt werden, einschließlich analoger
Techniken und digitaler Techniken. Das in der Abbildung aus 3 veranschaulichte Ausführungsbeispiel
umfasst sowohl eine Anpassung der Impedanz als auch der Anstiegsgeschwindigkeit.
In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel wird eine Teilmenge
der Impedanzregelungskopplungen zur Regelung der Anstiegsgeschwindigkeit
eingesetzt. Dieser spezielle Ansatz reduziert die Regelungsschaltkreisanordnung
und die Kopplung im Vergleich zu einem Ansatz, bei dem sowohl die
Impedanzregelung als auch die Regelung der Anstiegsgeschwindigkeit
in den gleichen Puffer gehen. In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel
wird ein 4-Bit-Regelungssystem
mit einer 2-Bit-Anstiegsgeschwindigkeitsregelung
der 4 Bits eingesetzt. Die Anpassung der Anstiegsgeschwindigkeit
kann zum Beispiel unter Verwendung paralleler Zweige an der vorgeschalteten
Steuereinheit für die
Seite der Vorrichtung erreicht werden, die sich einschaltet oder
das elektrische digitale Ausgangssignal erzeugt. Für eine vorgeschaltete
PMOS-Steuereinheit
weist die N-Vorrichtung zum Beispiel mehrere Zweige auf. Wie dies
in der Abbildung aus 8 dargestellt
ist, die eine Detailansicht von 450 darstellt, wurden die
Vorrichtungen 700 und 710 kaskodenartig mit der
vorgeschalteten Steuereinheit der N-Typ MOS-Vorrichtung (NMOS) hinzugefügt. Die
Inverter 452 können
einen ähnlichen
Ansatz unter Verwendung von PMOS-Vorrichtungen einsetzen. Die Vorrichtungen 700 und 710 aus 8 werden zur Regelung der
Impedanz der vorgeschalteten Steuereinheit in einem Ansatz verwendet,
der dem Ansatz ähnlich ist,
der zur Regelung als Impedanz des Ausgangspuffers mit den Vorrichtungen 460, 470,
etc. verwendet wird. Diese Impedanz, welche die Kapazität der Ausgangspuffer
steuert, wie etwa über
die Vorrichtungen 460, 570, etc. schränkt die
Anstiegsgeschwindigkeit des Ausgangspuffers ein. Nur die Anstiegsgeschwindigkeit
des Einschaltens des Ausgangspuffers wird in diesem Ausführungsbeispiel
geregelt, da der Ausgangspuffer zur Verwendung in einer Konfiguration
mit Ursprungsabschluss vorgesehen ist. Wenn alternativ ein Ausführungsbeispiel
mit parallelem Abschluss eingesetzt wird, würde die Anstiegsgeschwindigkeit
des Abschaltens ebenfalls geregelt werden, und zwar zumindest teilweise
aufgrund des statischen Stroms der Kopplung.
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In dem in der Abbildung aus 3 veranschaulichten Ausführungsbeispiel
eines Ausgangspuffers werden en3 und en2 für die Anpassung der Anstiegsgeschwindigkeit
verwendet. Ein Versatzwert zwischen den nominalen Werten für die Impedanzanpassung
und die Anpassung der Anstiegsgeschwindigkeit kann in der Regelungslogik
eingesetzt werden, wie dies nachstehend im Text näher beschrieben
ist. Wenn die Impedanz der vorgeschalteten Steuereinheit somit gut
geregelt wird, kann auch die Anstiegsgeschwindigkeit der Steuereinheit
innerhalb eines engen Rahmens gut geregelt werden.
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Ein digitaler Regelkreis kann eingesetzt
werden, um für
einen digital regelbaren Puffer gemäß der vorstehenden Beschreibung
zum Beispiel Schwankungen in dem Verfahren und in der Umgebung auszugleichen.
Hiermit wird festgestellt, dass der Umfang der vorliegenden Erfindung
nicht auf den vorstehend beschriebenen digital regelbaren Puffer
beschränkt
ist. Eingesetzt werden kann jeder digital regelbare Puffer sowie
auch ein nicht digital regelbarer Puffer, der anderweitig regelbar
ist. Da Rauschen bzw. Störungen
an der in der Abbildung aus 4 veranschaulichten
Signalabtastschnittstelle vorhanden ist, ist es wünschenswert,
die Bandbreite der Schleife bzw. des Kreises einzuschränken bzw.
zu begrenzen, um die Empfindlichkeit in Bezug auf diese Störungen zu
verringern. Ein Filter kann auf verschiedene Art und Weise implementiert
werden, wie etwa als Abtaststift, in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
die Schnittstelle von 330, 340 und 360 oder
in dem Block 310 der Regelungslogik, zur Begrenzung der
Schleifenbandbreite. Ein weiterer Vorteil ist es, dass dies den
Einsatz verhältnismäßig langsamer
Schaltungskomponenten ebenso ermöglicht
wie eine Reduzierung der Abtastrate, um eine Metastabilitäts-Ausregelzeit zu ermöglichen,
wie dies nachstehend im Text beschrieben ist.
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Die Prinzipskizze der Abbildung aus 2 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel 300 eines Impedanzregelkreises
gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht
auf das spezielle vorliegende Ausführungsbeispiel beschränkt ist.
Das Ausführungsbeispiel 300 ist
als auf einem Chip einer integrierten Schaltung (IS) ausgeführt veranschaulicht,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf diesen
Aspekt beschränkt
ist. Gemäß der Abbildung steuert
ein abgeleitetes Taktsignal den Regelkreis; wobei es durch den Teiler 442 dividiert
bzw. geteilt wird. Der Ausgangspuffer 330 umfasst einen
Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffer, wobei der Ausgangspuffer 330 ein
datenfreies Signal oder einen "leeren" bzw. blinden Ausgangspuffer
umfasst. Eine Rückkopplungsschleife
mit einem Verstärker 360 und einer
Impedanzregelungslogik 310 ist so gekoppelt, dass sie die
Impedanz des Ausgangspuffers 330 zumindest teilweise auf
der Basis der Impedanz der externen Kopplung 340 anpasst.
Die Rückkopplungsschaltung
arbeitet in dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel so, dass sie
die Impedanz des Puffers 330 ungefähr mit der Impedanz des externen Widerstands 340 abstimmt.
Ebenso erzeugen die Widerstände 370 und 350 in
dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
wirksam den Spannungssignal-Referenzwert
für den
Verstärker 360.
Die Impedanzregelungslogik 310 regelt zumindest teilweise
auf der Basis des Ausgangssignals des Verstärkers 360, ob die Impedanz
des Puffers 330 nach oben oder nach unten angepasst werden
soll, das heißt,
ob die Pufferimpedanz erhöht
oder reduziert werden soll. Die Regelungssignalinformationen werden
ebenso dem Puffer 320 zugeführt. Die Rückkopplungsschaltung erzeugt
ferner Regelungssignale zur Anpassung der Anstiegsgeschwindigkeit
des Puffers 320 auf der Basis der Impedanzregelungssignale,
die durch den Betrieb der Rückkopplungsschleife
einschließlich
des Puffers 330 erzeugt werden. Ebenso wird das Register 410 eingesetzt,
so dass der Puffer 320 "fliegend" aktualisiert werden
kann, wie dies nachstehend im Text näher erörtert wird.
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Die Abbildung aus 4 veranschaulicht einen Teil des Ausführungsbeispiels
aus 2. Für den in
der Abbildung aus 4 veranschaulichten Teil
des Ausführungsbeispiels
ist ein externer Präzisionswiderstand 340 mit
einem Ausgangsanschluss des datenfreien (blinden bzw. leeren) Ausgangspuffers 330 gekoppelt.
Danach wird der für
den Puffer 330 durch den Betrieb der vorstehend beschriebenen Rückkopplungsschaltung
erhaltene Impedanzwert zur Anpassung der Impedanz des Ausgangspuffers 320 verwendet.
Für die
Rückkopplungsschaltung
des vorliegenden Ausführungsbeispiels
wird ein Referenzspannungs-Signalwert für den Verstärker 360 erzeugt.
Dieser Referenzspannungs-Signalwert wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
durch die Widerstände 350 und 370 aus
der Abbildung aus 4 implementiert.
Dadurch wird der Grenzwert für
den Verstärker 360 festgelegt.
Dieser Referenzwert legt effektiv den Punkt auf der charakteristischen
I/V-Kurve des MOS-Transistors fest, auf den die Impedanz des Puffers 330 abgestimmt
wird. Der Widerstand 340 wird durch Approximation des nominalen
Wertes der externen Kopplung mit dem Puffer 320 ausgewählt. Natürlich kann
alternativ an Stelle des Widerstands 340 eine extern abgeleitete
Kopplung eingesetzt werden, wobei aber auch ein anderer Ansatz eingesetzt
werden kann.
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Die Rückkopplungsschaltung arbeitet
in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
wie folgt. Durch einen Eingangssignalspeicher 305 wird
ein Abtastimpedanzsignalwert aufgenommen. Ein erster vorbestimmter
Zeitraum läuft
ab, um eine Ausregelung etwaiger Metastabilitäten in dem Signalspeicher zu
ermöglichen.
Auf der Basis des erhaltenen Signalabtastwertes und der Impedanz
des Puffers 330 im Verhältnis
zu dem Widerstand 340 wird bestimmt, in welche Richtung
die Impedanz des Puffers 330 angepasst werden soll, das
heißt,
ob die Impedanz erhöht oder
verringert wird. Dies kann zum Beispiel in 310 implementiert
werden, indem der Wert eines Auf- und Abwärtszählers oder eines Schieberegisters
auf die Regelung der Impedanz des Puffers 330 angepasst wird,
wie dies nachstehend im Text erörtert
wird. Somit erzeugt die Impedanzregelungslogik 310 dem Puffer 330 zugeführte Signale,
um den nächsten
Impedanzwert zu erzeugen. Ein zweiter vorbestimmter Zeitraum läuft ab,
damit sich die Änderung
des angepassten Impedanzwertes an dem Ausgangsanschluss des Puffers 330 ausregeln
und durch den Eingangsverstärker 360 ausbreiten
kann. Dieser Prozess wird wiederholt, bis die Impedanz, in dem speziellen
vorliegenden Ausführungsbeispiel
der Widerstand 340, abgestimmt worden ist, wie dies gewünscht ist.
An diesem Punkt führt
der Regelkreis 310 bezüglich
der Impedanz des Puffers 330 zu einer Erhöhung oder
Reduzierung eines wertniedrigsten Steuerbits um einen gewünschten
Impedanzwert.
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Der Zeitraum für eine Metastabilitätsausregelung
sowie für
die Ausregelung des Übergangs
des Ausgangspuffers 330 wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
durch einen Taktteiler vorgesehen, wie dies in der Abbildung aus 4 dargestellt ist. Gemäß der Abbildung
wird die Logik in dem Regelkreis durch das dividierte Taktsignal
getaktet. Es ist wünschenswert,
den Takt oder die Abtastrate so festzulegen, dass durch die metastabilen
Zustände
in dem Eingangssignalspeicher 305 eine niedrige Abtastfehlerrate
erreicht wird. Diese Metastabilitäten können durch Störungen an
dem leeren bzw. blinden Stift zu jedem Zeitpunkt in Bezug auf den
Takt auftreten, und somit gegen die Einstell- und Speicherbedingungen
des Signalspeichers 305 verstoßen. Die Berechnung des mittleren
Zeitraums zwischen Fehlern eines Signalspeichers umfasst Parameter
wie etwa die Verarbeitungstechnologie, die Bauweise des Signalspeichers,
die zulässige
Ausregelungszeit und die Wahrscheinlichkeitsverteilung der Datenflankenzeitsteuerung
des Signalspeichers in Bezug auf den Takt. Unter Verwendung zulässiger Grenzen
für diese
Parameter und einer zulässigen
Fehlerrate kann eine zulässige
Ausregelzeit berechnet werden. Für einen
Signalspeicher, der einheitlich verteilte asynchrone Datensignale
mit einer Frequenz von ungefähr 433 Megahertz
abtastet (und bestimmte vereinfachte Annahmen trifft), ist es wünschenswert,
den Takt durch mindestens zwei erzeugte Abtasttaktimpulse zu teilen,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf diesen
Aspekt beschränkt ist.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
sieht der Teiler 442 somit eine zulässige Ausregelungszeit für die Zielverarbeitung
vor, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf
diesen Aspekt beschränkt
ist.
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Ein weiterer Aspekt des vorliegenden
Ausführungsbeispiels
umfasst das Filtern von Frequenzen, die höher sind als die Hälfte der
Abtastrate, um die Störquellen
zu reduzieren, die auf oder oberhalb der Nyquist-Frequenz auftreten.
Diese Frequenzen könnten
ansonsten zu einem Treppeneffekt führen. Die Abbildung aus 5 veranschaulicht den in
dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
eingesetzten Filter, wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung auch
diesbezüglich
nicht auf den Einsatz eines Filters oder auf das spezielle vorliegende
Ausführungsbeispiel
beschränkt
ist. Ebenso ist es bei der Platzierung des Pols des Filters wünschenswert,
Instabilitäten
zu vermeiden. Somit ist es wünschenswert,
die Impedanz auf einer niedrigeren Frequenz als der Bandbreite der
Schleife zu aktualisieren, um eine Ausregelung der Schleifenzeit
nach einer Aktualisierung zu ermöglichen.
In dem vorliegenden speziellen Ausführungsbeispiel wird der Pol
des analogen Filters niedriger als die Hälfte der Abtastfrequenz platziert,
jedoch mindestens auf dem Zweifachen der Aktualisierungsrate, wobei
die vorliegende Erfindung jedoch nicht auf diesen Aspekt beschränkt ist.
In dem Frequenzbereich des Zeitbereichs erfolgt das nächste Abtastereignis
somit nach der Aktualisierung der Impedanz nach zwei Filterzeitkonstanten.
Natürlich kann
vor dem nächsten
Abtastereignis auch eine größere Anzahl
von Filterzeitkonstanten eingesetzt werden, wobei dies jedoch die
Sperrzeit der Regelschleife bzw. des Regelkreises erhöhen kann.
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Durch den Betrieb des Regelkreises
und eine Situation, bei der die Impedanz des Ausgangspuffers 320 nicht
präzise übereinstimmt,
sollte der Regelkreis mit einer Schwankung von einem Bit von dem
Abstimmungspunkt sperren und somit oszillieren. Es ist wünschenswert,
diese Oszillation aus dem tatsächlich
durch den Puffer 320 erzeugten Ausgangssignal zu entfernen.
Es kann ein einfacher digitaler Kerbfilter eingesetzt werden, obwohl
dies auch auf verschiedene andere Arten möglich ist. Zum Beispiel kann
auch eine einfache exklusive Oder-Schaltung eingesetzt werden. Wenn
aufeinanderfolgende digitale Abtastwerte übereinstimmen, so wird eine Aktualisierung
des Puffers 320 durchgeführt, wobei für den Fall,
dass aufeinanderfolgende Abtastungen nicht übereinstimmen, die letzte Aktualisierung
durch den Puffer 320 gespeichert wird. Dieses spezielle Ausführungsbeispiel
ist in der Abbildung aus 6 dargestellt.
Wie dies dargestellt ist, sieht der Impedanzregelungsblock 310 Signale
an den Ausgangspuffer 330 vor. Ebenso werden Ausgangssignale
des Tiefpassfilters 610 an den Kerbfilter 620 vorgesehen. Der
Kerbfilter 620 sieht ein Signal an den Block 407 vor.
Abhängig
von den an den Kerbfilter 620 vorgesehenen aufeinanderfolgenden
Abtastwerten werden die durch 310 erzeugten Impedanzregelungssignale durch
den Block 407 auch an das Register 640 vorgesehen
und somit an das Register 410 und letztendlich an den Puffer 320.
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Die Implementierung des Impedanzregelungsblocks 307 ist
zumindest teilweise von der Gewichtung der Zweige der Ausgangspuffer
abhängig. Wenn
die Vorrichtungen zum Beispiel linear gewichtet sind, kann ein Schieberegister
eingesetzt werden. Wenn sie jedoch binär gewichtet sind, kann dieser Block
als ein Auf- und Abwärtszähler implementiert werden.
Bei einem linear gewichteten Puffer würde sich bei jeder Impedanzaktualisierung
ein Bit eines Schieberegisters verändern, wobei sich die Impedanz
des Puffers in einem im Wesentlichen einheitlichen Ausmaß ändern würde. Bei
einem binär
gewichteten Puffer wird ein Zähler
aktualisiert, wobei ein weiterer binärer digitaler Signalwert erzeugt
wird, der die Pufferimpedanz regelt. Bei einem derartigen Ausführungsbeispiel
können
sich somit alle Bits des Zählers
bei einer einzigen Impedanzaktualisierung ändern. Wie dies in der Abbildung
aus 6 dargestellt ist,
wird ein Addierer 650 verwendet, um den nominalen Wert
der Anstiegsgeschwindigkeit von dem nominalen Impedanzwert zu verändern. Dieser
Versatzwert kann durch eine Vielzahl verschiedener Techniken intern
oder extern festgelegt werden. Der Versatzwert kann zum Beispiel
von einer externen Quelle in ein Register geladen werden, wobei
der Wert alternativ auch mit Sicherungen implementiert werden kann.
Wenn es zum Beispiel beabsichtigt ist, den gleichen Ausgangspuffer
für die
Abstimmung verschiedener alternativer Impedanzen zu verwenden, und
wenn es gewünscht
wird, eine im Wesentlichen konstante Anstiegsgeschwindigkeit zu
erhalten, so wäre
es wünschenswert,
den Versatzwert modifizieren zu können.
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Wie dies bereits vorstehend im Text
beschrieben worden ist, weist das vorliegende Ausführungsbeispiel
die Fähigkeit
auf, die Impedanz des Ausgangspuffers anzupassen, während der
Ausgangspuffer Datensignale übermittelt.
Ein Problem in Bezug auf diese "fliegende" Aktualisierung ist
es, dass für
den Fall, dass die Aktualisierung zeitlich nahe einer ausgehenden
Datensignalflanke erfolgt, dies zum Beispiel die Zeitsteuerung der
Flanke verändern
könnte.
Dies kann zu der Erzeugung von unerwünschten Synchronisationsstörungen der
Zeitsteuerung führen.
Für einen
binär gewichteten
Ausgangspuffer mit fünf
Zweigen kann zum Beispiel eine signifikante Änderung der Impedanz des Ausgangspuffers
in einem einzigen Taktzyklus auftreten. Da sich bei einer linearen
Codierung immer nur ein Bit gleichzeitig ändert, wird die Auswirkung
dieses Effekts reduziert. Die lineare Codierung sieht allerdings einen
geringeren Bereich von Impedanzwerten vor. Wenn eine Regelung der
Anstiegsgeschwindigkeit eingesetzt wird, kann es ebenso zu einem
weiteren Problem kommen, da sich nach einer großen Impedanzänderung
bestimmte Ausgangspufferzweige aufgrund der Regelung der Anstiegsgeschwindigkeit verhältnismäßig langsam
einschalten können.
Dies kann in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel schnell erfolgen,
da das "Abschalten" eines Zweiges bei
Puffern mit Source-Abschluss bzw. mit Ursprungsabschluss schnell
durchgeführt
wird, während
das "Einschalten" eines Zweiges für die Implementierung
der Regelung der Anstiegsgeschwindigkeit langsam erfolgt. Zum Beispiel
können
sich die Signalwerte der Impedanzregelung von 310 bei einer einzigen
Impedanzaktualisierung von 1000 zu 0111 ändern. Wenn sich das werthöchste Bit
zuerst ändert, kann
der Puffer unverzüglich
drei Zustände
ausführen.
Wenn sich bei der Ausführung
von drei Zuständen
in dem Puffer in der Signalübertragungskopplung ein
Strom von ungleich Null befand, wechselt die Leitung. Danach wechseln
die verbleibenden Impedanzregelungsbits, wobei der Puffer wieder
eingeschaltet wird und die Kopplung ungefähr wieder an ihren ursprünglichen
Zustand zurückkehrt,
allerdings nur langsam. Die Leitung weist somit eine Störung auf. Dies
kann zu einer Verschlechterung der Leistung führen, wenn währenddessen
der Ausgangspuffer Datensignale übermittelt.
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In Bezug auf das in der Abbildung
aus 8 dargestellte Ausführungsbeispiel
erfolgt die fliegende Aktualisierung durch eine Aktualisierung,
während sich
der Ausgangspuffer in dem dreifachen Zustand befindet oder die "ausgeschaltete" oder nicht übermittelnde
Seite des CMOS-Ausgangspuffers aktualisiert (in dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel
zum Beispiel die NMOS-Vorrichtungen, während das Ausgangssignal hoch
ist und die PMOS-Vorrichtungen, während das Ausgangssignal niedrig
ist). Für
die Implementierung dieses Ansatzes werden in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
zum Beispiel an jedem einzelnen Zweig des Ausgangspuffers unter Verwendung
des Registers 410 aus 2 Signalspeicher
eingesetzt. Die in dem Register 410 verwendeten Register
werden an jedem Signalausgangsanschluss repliziert; wobei diese
Signalspeicher jedoch verhältnismäßig klein
sein können.
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In dem Ausführungsbeispiel aus 2 werden die Signale RESET
und OEn eingesetzt, so dass die "fliegende" Aktualisierung während einem Tri-State
bzw. dreifachen Zustand oder einem Zurücksetzen erfolgt. In dem vorliegenden
speziellen Ausführungsbeispiel
erfolgt die fliegende Aktualisierung nur für die Impedanz des Ausgangspuffers,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf diesen
Aspekt beschränkt
ist. Für
eine Anwendung, bei der die Auflösung
der Regelung der Anstiegsgeschwindigkeit verhältnismäßig grob ist, kann die Regelung
der Anstiegsgeschwindigkeit zum Beispiel zur Entfernung von Verarbeitungsschwankungen
nach dem Zurücksetzen über einige
Taktzyklen betrieben werden, und wobei der Wert der Anstiegsgeschwindigkeit
danach verriegelt werden kann. Alternativ kann ebenso eine fliegende
Aktualisierung der Anstiegsgeschwindigkeit eingesetzt werden, wobei
dies jedoch auch Synchronisationsstörungen der Zeitsteuerung erzeugen
kann.
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Ein Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zur
Anpassung einer Impedanz eines Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffers,
wie etwa des in der Abbildung aus 2 veranschaulichten
Ausgangspuffers 320, kann wie folgt realisiert werden.
Wie dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist, kann
die Impedanz eines datenfreien Signalausgangspuffers, wie etwa des
Ausgangspuffers 330 aus 2,
der mit einer externen Impedanz gekoppelt ist, wie etwa dem Widerstand 340 in
der Abbildung aus 2,
digital angepasst werden. Die Impedanz eines Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffers,
wie etwa des Ausgangspuffers 320 aus 2, kann zumindest teilweise auf der Basis
der digital angepassten Impedanz des datenfreien Signalausgangspuffers
digital angepasst werden. Ebenso kann die Impedanz des Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffers
zumindest teilweise auf der Basis der digitalen Anpassung der Impedanz
des datenfreien Signalausgangspuffers digital angepasst werden. Auch
dies wurde bereits vorstehend im Text in Bezug auf den Ausgangspuffer 320 beschrieben,
wie dies in der Abbildung aus 2 dargestellt
ist. Ebenso kann die Impedanz des Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffers
fliegend digital angepasst werden. In dem in der Abbildung aus 2 veranschaulichten Ausführungsbeispiel
kann zum Beispiel die Impedanz der nicht übermittelnden Seite des Schnittstellenschaltungs-Ausgangspuffers
fliegend digital angepasst werden. Wie dies bereits vorstehend im
Text beschrieben worden ist, umfasst die digitale Anpassung der
Impedanz des datenfreien Signalausgangspuffers die ungefähre Abstimmung
der Impedanz des datenfreien Signalausgangspuffers, wie etwa des Puffers 330 aus 2, mit der Impedanz einer
externen Kopplung, wie etwa dem Widerstand 340 aus 2. In dem vorliegenden speziellen
Ausführungsbeispiel
wird die Impedanz des datenfreien Signalausgangspuffers ebenso digital
angepasst, so dass die externe Impedanz an der Source abgeschlossen wird,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung jedoch nicht auf diesen
Aspekt beschränkt
ist. Ebenso umfasst die digitale Anpassung der Impedanz eines datenfreien
Signalausgangspuffers, der mit einer externen Impedanz gekoppelt
ist, die digitale Anpassung der Impedanz in binär gewichteten Inkrementen,
wobei der Umfang der vorliegenden Erfindung wiederum nicht auf diesen
Aspekt beschränkt
ist.
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In Bezug auf die vorstehend beschriebenen und
veranschaulichten bestimmten Merkmale der vorliegenden Erfindung
sind zahlreiche Modifikationen, Substitutionen, Änderungen und Äquivalente möglich, die
für den
Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich sind. Hiermit wird somit
festgestellt, dass die anhängigen
Ansprüche
alle derartigen Modifikationen und Änderungen gemäß dem Umfang
der vorliegenden Erfindung umfassen.