-
Gebiet der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf implantierbare medizinische
Vorrichtungen und insbesondere auf eine Niedrigstgleichrichterschaltung,
die innerhalb eines implantierbaren Sensors oder einer ähnlichen
Vorrichtung verwendet werden kann, um Niedrigpotentialimpuls- oder
Wechselstromsignale gleichzurichten, so dass die in solchen Signalen
enthaltene Energie in ein Gleichstrompotential umgewandelt werden kann,
das eine Betriebsleistung für
andere Schaltungen der implantierbaren Vorrichtung bereitstellt.
-
Stand der
Technik
-
Der
Stand der Technik umfasst: Int. Pub. No. WO 97/24795 (Novac, P.,
et al.) und das US-Patent Nr. 5.540.729 (Weijand, J.).
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Auf
dem Gebiet der implantierbaren medizinischen Vorrichtungen wird
eine medizinische Vorrichtung, die so konfiguriert ist, dass sie
eine gewünschte
medizinische Funktion ausführt,
in das lebende Gewebe eines Patienten implantiert, so dass eine
gewünschte
Funktion bei Bedarf zum Wohle des Patienten ausgeführt werden
kann. Zahlreiche Beispiele für
implantierbare medizinische Vorrichtungen sind in der Technik bekannt,
angefangen bei implantierbaren Herzschrittmachern, Stimulatoren
in der Cochlear, Muskelstimulatoren, Glukosesensoren und dergleichen.
-
Einige
implantierbare medizinische Vorrichtungen sind so konfiguriert,
dass sie die abfühlende
Funktion ausführen,
d.h. sie fühlen
einen bestimmten Parameter ab, so z.B. die Menge an einer bestimmten
Substanz im Blut oder Gewebe des Patienten, und ein elektrisches
Signal erzeugen, das die Quantität
oder die Konzentration der abgefühlten
Substanz anzeigt. Ein solches elektrisches Signal wird daraufhin
mit einer geeigneten Steuerung gekuppelt, die implantierbar sein
kann oder auch nicht, und die Steuerung reagiert auf die abgefühlte Information
auf eine solche Weise, dass die medizinische Vorrichtung ihre beabsichtige
Funktion, z.B. die Messung der abgefühlten Substanz anzuzeigen und/oder
aufzuzeichnen, durchführen
kann. Ein Beispiel für
eine implantierbare medizinische Vorrichtung, welche die abfühlende Funktion
durchführt,
ist z.B. im US-Patent Nr. 4.671.288 dargestellt.
-
Da
medizinische Vorrichtungen in den letzten Jahren zweckdienlicher
und zahlreicher wurden, besteht ein kontinuierlicher Bedarf daran,
Niedrigstleistungsensoren bereitzustellen, die mit solchen Vorrichtungen
verbunden oder in solchen aufgenommen werden können, so dass die gewünschte Funktion
der Vorrichtung ohne großen
Leistungsverlust ausgeführt
werden kann (da die Leistung für
eine implantierte Vorrichtung gewöhnlich begrenzt ist).
-
Aus
dem Stand der Technik ist es allgemein bekannt, ein Hochfrequenz-Wechselstromsignal
in eine implantierte medizinische Vorrichtung induktiv zu kuppeln,
um eine Betriebsleistung für
die Schaltungen der Vorrichtung bereitzustellen. Wurde diese innerhalb
der implantierten Vorrichtung erhalten, so wird eine Gleichrichterschaltung,
gewöhnlich
eine Vollweggleichrichterschaltung oder eine Einweggleichrichterschaltung
innerhalb der Halbleiterdioden, verwendet, um die Gleichrichterfunktion
bereitzustellen. Ungünstigerweise
tritt, wenn dies erfolgt ist, ein beträchtlicher Signalverlust über die
Halbleiterdioden auf, d.h. etwa 0,7 Volt für Silicium, wobei dieser Signalverlust
eine Verlustleistung dargestellt, und für Eingangssignale mit niedriger
Leistung von nur einem oder zwei Volt bedeutet dies eine bemerkenswerte
Herabsetzung des Wirkungsgrades des Gleichrichters.
-
Für die implantierbaren
Niedrigstleistungsvorrichtungen und -sensoren, die in den letzten
Jahren entwickelt wurden, werden niedrige Betriebsspannungen, z.B.
2 bis 3 Volt, bevorzugt, um den Energieverbrauch insgesamt niedrig
zu halten. Ungünstigerweise
stellt bei der Verwendung von solchen niedrigen Betriebsspannungen
ein Dioden-Spannungsabfall von 0,7 Volt einen beträchtlichen
Prozentsatz der Gesamtspannung dar, was zu einem höchstgradig
ineffizienten Spannungsgleichrichtungs- oder -umwandlungsvorgang führt. Eine ineffiziente
Spannungsumwandlung wiederum wirkt sich direkt in erhöhter Eingangsleistung
aus, wodurch die erhöhte
Ein gangsleistung das Gesamtziel der Konfiguration der Niedrigleistungsvorrichtung
zunichte macht. Somit ist eine Niedrigleistungsgleichrichterschaltung
erforderlich, die in effizienter Weise ein Wechsel-Eingangssignal
mit niedriger Amplitude in eine niedrige Ausgangsbetriebsspannung
umwandelt.
-
Weiters
ist es nicht immer möglich,
Brückengleichrichter
vom Dioden-Typ auf CMOS- oder bipolaren Chips unter Verwendung herkömmlicher
Verarbeitungstechnologie herzustellen. Es ist insbesondere schwierig,
eine gute Verbindung mit der positiven Nicht-Substrat-Schiene oder
der positiven Versorgung des Chips herzustellen. Somit besteht in
der Technik ein Bedarf an Niedrigleistungsgleichrichterschaltungen,
die im Allgemeinen die Verwendung von problematischen Dioden verhindert.
-
Eher
als Dioden können
Schalter innerhalb einer Gleichrichterschaltung verwendet werden.
Solche Schalter können
so konfiguriert sein, dass sie eine sehr niedrige Einschaltspannung
zeigen, z.B. in der Größenordnung
von 50 mV. Von Nachteil ist, dass vor dem Betrieb solcher Schalterschaltungen
bereits ein Betriebspotential verfügbar sein muss (Versorgungsspannung),
welche die Schalter für
ihre gewünschte
Operation vorspannen (diesen eine Betriebsleistung bereitstellen)
kann. In vielen implantierbaren Sensoranwendungen ist ein Betriebspotential
bis zu dem Zeitpunkt nicht vorhanden, zu welchem die Gleichrichterschaltung
das hereinkommende Spannungssignal gleichrichtet. Somit kann keine
Gleichrichtung erfolgen, wenn kein Betriebspotential vorhanden ist,
und es kann kein Betriebspotential vorhanden sein, solange keine
Gleichrichtung erfolgt – eine
richtige Pattsituation. Somit ist offensichtlich, dass kritische
Verbesserungen in Gleichrichterschaltungen, die innerhalb von implantierbaren
Niedrigleistungsvorrichtungen verwendet werden, vorgenommen werden
müssen,
so etwa in implantierbaren Sensoren, die durch ein hereinkommendes
Wechselstrom- oder Impulssignal betrieben werden.
-
Auf
einem anderen Gebiet offenbart WO 97/24785 eine Gleichrichterschaltung,
insbesondere zur Verwendung in Armbanduhren, die einen oder mehrere
Transisto ren verwendet, um gleichgerichteten Strom von einem Wechselstromgenerator
wie einem exzentrischen Gewicht, das als Rotor eines Generators
läuft,
zuzuführen.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung stellt eine Niedrigleistungsgleichrichterschaltungsstruktur
nach Anspruch 1 und eine implantierbare Vorrichtung nach Anspruch
22 bereit.
-
Gemäß einem
Aspekt der Erfindung bilden Parasitärdioden und Transistoren einen
wesentlichen Bestandteil der Steuerungs-/Gleichrichterschaltung.
Solche parasitären
Elemente, die gewöhnlich
in einem integrierten Schaltkreis ein Problem darstellen, reagieren
auf das hereinkommende Spannungssignal und richten es gleich, wenn
das hereinkommende Signal zuerst empfangen wird, d.h. wenn noch
keine Versorgungsspannung vorhanden ist, wodurch eine Hochfahr-Betriebsspannung
den CMOS-FET-Schaltern bereitgestellt wird, so dass sie damit beginnen
können,
ihre gewünschte
gleichrichtende Funktion auszuführen.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung werden die CMOS-FET-Schalter automatisch
durch eine Steuerschaltung zu den passenden Zeitpunkten durch ein
hereinkommendes Impulsspannungssignal EIN und AUS geschaltet, um
auf diese Weise den Energieverbrauch der Gleichrichterschaltung
minimal zu halten. Insbesondere bei Fehlen eines hereinkommenden
Impulses, d.h. in der Zeitspanne zwischen den Impulsen (die in Hinblick
auf einen Betriebszyklus den größten Teil
der Gesamtzeit ausmacht), wird die Gleichrichterschaltung mit einem
extrem kleinen statischen Vorspannungsstrom vorgespannt; aber in
Gegenwart eines hereinkommenden Impulses, d.h. zu einem Zeitpunkt,
zu welchem die Impulse tatsächlich
empfangen werden (die in Hinblick auf einen Betriebszyklus einen
sehr geringen Teil der Gesamtzeit ausmachen), wird ein viel größerer dynamischer
Vorspannungsstrom ausgelöst.
Werden zwei Werte des Vorspannungsstroms auf diese Weise verwendet,
so lässt
dies einen sehr effizienten Betrieb der CMOS-FET-Schalter zu, da
die gewünschte Gleichrichtungsfunktion
automatisch ausgeführt
wird.
-
Gemäß einem
anderen Aspekt der Erfindung ist ein erstes Paar Anschlüsse außerhalb
des hermetisch abgeschlossenen Gehäuses umfasst und dient als
Eingangs-/Ausgangsanschluss
zur Verbindung des implantierbaren Sensor mit einer implantierbaren
medizinischen Vorrichtung über
einen Verbindungs-Bus, der nur zwei Leiter umfasst, wobei ein Leiter
mit jedem Anschluss verbunden ist. Sowohl die Betriebsleistung als
auch die Steuerungsdaten werden über
den Zwei-Leiter-Bus von der medizinischen Vorrichtung zum Sensor übertragen;
und abgefühlte
Daten werden über
denselben Zwei-Leiter-Bus vom implantierbaren Sensor zur medizinischen
Vorrichtung übertragen.
Das erste Paar Anschlüsse
(oder ein zweites Paar Anschlüsse,
das elektrisch mit dem ersten Paar Anschlüsse verbunden ist) kann auch
als Verbindungsanschlüsse
zur Befestigung von zusätzlichen
implantierbaren Sensoren am Verbindungs-Bus in einer verketteten
Datenstruktur dienen, wie dies im ebenfalls anhängigen Patent
EP 1030715 des Anmelders dieser Erfindung
mit dem Titel "Daisy-chainable
Sensors and Stimulators for Implantation in Living Tissue" offenbart ist.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
Die
obigen und andere Aspekte, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung sind aus der folgenden noch detaillierteren Beschreibung
in Verbindung mit den folgenden Zeichnungen noch offensichtlicher, worin:
-
1 ein
Blockschaltbild von mehreren Sensoren/Stimulatoren ist, die unter
Verwendung eines Zwei-Leiter-Busses miteinander verbunden sind,
wobei der Zwei-Leiter-Bus
mit einer Steuerung verbunden sein kann;
-
2 schematisch
eine bevorzugte Weise darstellt, wie ein Sensor, der gemäß der vorliegenden
Erfindung hergestellt wurde, mit einer Steuerung und anderen Sensoren
in Serie oder verkettet verbunden werden kann;
-
3A eine
teilweise explodierte Perspektive eines Sensors vom Typ des in der
Verkettung der 2 verwendeten Typs ist;
-
3B eine
seitliche Schnittansicht des Sensors der 3A zeigt;
-
3C eine
Schnittansicht von oben des Sensors der 3A darstellt;
-
3D eine
Vorderschnittansicht des Sensors der 3A zeigt;
-
4 eine
implantierbare Leitung darstellt, die eine Vielzahl von Sensoren
der 3A bis 3D umfasst;
-
5A ein
funktionelles Blockschaltbild eines einfachen verkettungsfähigen implantierbaren
Sensors ist, der eine Gleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
umfasst;
-
5B ein
funktionelles Blockschaltbild wie in 5A ist,
worin aber ein anderes Verbindungsschema zur Befestigung der zusätzlichen
Sensoren verwendet wird;
-
5C ein
funktionelles Blockschaltbild wie in 5A ist,
worin aber zusätzliche
Schaltungsfunktionen bereitgestellt sind, so dass eine große Vielzahl
an verschiedenen Sensoren und ein Stimulator innerhalb derselben
implantierbaren Sensorvorrichtung umfasst sein kann;
-
6 ein
Zeitdiagramm ist, das die Eingangs- und Ausgangsdaten zeigt, die
zu einem implantierbaren Sensor vom in den 5A, 5B oder 5C dargestellten
Typ gesendet oder von diesem empfangen werden, und worin die Eingangsdaten
auch verwendet werden können,
um für
den implantierbaren Sensor eine Betriebsleistung bereitzustellen;
-
7 einen
Datenübertragungsblock
zeigt, der zur Kommunikation mit dem implantierbaren Sensor verwendet
wird;
-
8 ein
Zeitdiagramm ist, das die Zeitmultiplex-Eingangs- und Ausgangsdaten
innerhalb eines Datenrahmens darstellt, wie er auf dem Zwei-Leiter-Bus
vorhanden ist, der eine Vielzahl von verkettbaren Vorrichtungen
des in den 5A, 5B oder 5C dargestellten
Typs verbindet;
-
9 ein
funktionelles Diagramm der Niedrigleistungsschaltergleichrichterschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht;
-
10A die Weise verdeutlicht, auf welche eine Parasitärdiode in
einer N-MOS-Vorrichtung
erzeugt wird;
-
10B ähnlich
die Weise verdeutlicht, auf welche ein Parasitär-PNP-Transistor in einer P-MOS-Vorrichtung
erzeugt wird;
-
11 ein
Blockschaltbild einer Niedrigleistungsgleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ist, das die Verwendung von zwei P-MOS-Schaltern und zwei N-MOS-Schaltern
gemeinsam mit den begleitenden Parasitärdioden und -transistoren, die
solchen Schaltern eigen sind, zeigt;
-
12A und 12B ein
Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Schalter, Inverter
und Detektoren der Niedrigleistungsgleichrichterschaltung der 11 darstellen;
-
13 ein
Schaltbild des Vorspann- und Referenzgenerators der 11 ist.
-
Entsprechende
Bezugszeichen bezeichnen entsprechende Komponenten in den verschiedenen
Ansichten der Zeichnungen.
-
Detaillierte
Beschreibung der Erfindung
-
Die
folgende Beschreibung ist eine Beschreibung des Ausführungsmodus,
der für
die Durchführung der
Erfindung gegenwärtig
als der beste erachtet wird. Diese Beschreibung soll aber nicht
beschränkend
sein, sondern dient nur dem Zweck der Beschreibung der allgemeinen
Prinzipien der Erfindung. Der Schutzumfang der Erfindung sollte
mit Bezug auf die Ansprüche
festgelegt sein.
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine höchst effiziente Niedrigstleistungsgleichrichterschaltungsstruktur,
die insbesondere dafür
geeignet ist, innerhalb von implantierbaren medizinischen Vorrichtungen oder
anderen elektrischen Vorrichtungen verwendet zu werden, in welchen
die Betriebsleistung aus einem empfangenen niedrigen Wechselstrom-
oder Impulssignal erhalten wird, oder worin der Energieverbrauch
der Vorrichtung so weit wie möglich
minimiert ist. Die Beschreibung einer solchen Gleichrichterschaltung
ist nachfolgend in Bezug auf die 9 bis 13 detaillierter
ausgeführt.
-
Die
durch die vorliegende Erfindung bereitgestellte Gleichrichterschaltungsstruktur
ist besonders gut für
eine Verwendung innerhalb eines implantierbaren Sensors des in Verbindung
mit den 1 bis 8 beschriebenen
Typs geeignet. Es ist jedoch zu verstehen, dass die Erfindung nicht
auf die Verwendung allein innerhalb von Sensoren vom in Verbindung
mit den 1 bis 8 beschriebenen
Typ beschränkt
ist; vielmehr stellen die Sensoren und Sensorsysteme des in Verbindung
mit den 1 bis 8 beschriebenen
Typs nur den Ausführungsmodus
dar, der gegenwärtig
für die
Verwendung einer solchen Gleichrichterschaltung als der beste erachtet
wird.
-
Ein
gutes Verständnis
der in den 1 bis 8 dargestellten
Sensoren und Sensorsysteme sollte nicht notwendig sein, um die herausragenden
Merkmale der hierin beschriebenen Gleichrichterschaltung zu erkennen
und zu verstehen. Nichtsdestotrotz wird, da ein allgemeines Verständnis für solche
Sensoren und Sensorsysteme nützliche
Hintergrundinformation in Bezug auf einen Weg der Erfindung bereitstellen
kann, und da eine Ausführungsform
der Erfindung eine wie nachfolgend in den 9 bis 13 beschriebene,
innerhalb eines Sensors vom in den 1 bis 8 beschriebenen
Typs verwendete Gleichrichterstruktur umfasst, nur eine oberflächliche
Erklärung
für die 1 bis 8 hierin
gegeben. Eine genauere Beschreibung jeder der 1 bis 8 kann
im ebenfalls anhängigen
Patent EP1030715 mit dem Titel "Daisy-chainable Sensors
and Stimulators for Implantation in Living Tissue" nachgeschlagen werden.
-
Übersicht über die
bevorzugten implantierbaren Sensoren
-
Wendet
man sich kurz 1 zu, so findet sich dort ein
Blockschaltbild, das zahlreiche Sensoren 12a, 12b,
... 12n oder andere implantierbare Vorrichtungen, die miteinander
verbunden sind, sowie auch eine Steuerung (in 1 nicht
dargestellt) unter Verwendung nur zweier gemeinsamer Leiter 14 und 16 veranschaulicht. Die
zwei Leiter 14 und 16, die gewöhnlich als ein Zwei-Leiter-Verbindungs-"Bus" bezeichnet werden,
stellen einen gemeinsamen Signal- und Rückführungssignalpfad für Datensignale
und Spannungssignale bereit, die von der Steuerung zu den Vorrichtungen 12a, 12b,
... 12n gesendet werden, als auch einen gemeinsamen Signal- und Rückführungssignalpfad
für Datensignale,
die von den Vorrichtungen 12a, 12b, ... 12n zur
Steuerung übertragen
werden.
-
2 verdeutlicht
schematisch, wie ein implantierbarer Sensor/Stimulator 18a mit
einer Fernsteuerung 20 und anderen implantierbaren Vorrichtungen 18b ... 18n in
Serie oder verkettet verbunden werden kann. Wie in 2 ersichtlich,
ist die Vorrichtung 18a mit der Steuerung 20 über zwei
Leiter 14' und 16' des Verbindungs-Busses verbunden,
die an einem ersten Paar Lötaugen
oder Anschlüsse 13 und 15 entlang
einer proximalen Seite (d.h. der Seite, die am nächsten zur Steuerung 20 liegt)
der Vorrichtung 18a befestigt sind. Ein weiteres Paar Lötaugen oder
Anschlüsse 17 und 19 ist
entlang einer distalen Seite (d.h. der Seite, die am weitesten von
der Steuerung 20 entfernt liegt) der Vorrichtung 18a angeordnet.
Das distale Lötauge 17 ist
elektrisch mit dem proximalen Lötauge 13 durch
den auf der Vorrichtung 18a positionierten Schaltkreis 21 verbunden. Ähnlich ist
auch das distale Lötauge 19 mit
dem proximalen Lötauge 19 über den
innerhalb der Vorrichtung 18a umfassten Schaltkreis 21 elektrisch
verbunden. Zwei zusätzliche
Leiter 14'' und 16'' werden daraufhin verwendet, um
die distalen Lötaugen 17 und 19 der
Vorrichtung 18a mit den entsprechenden proximalen Lötaugen 13' und 15' der nächsten in
der Verkettung verbundenen Vorrichtung 18b zu verbinden.
Auf diese Weise können
so viele Vorrichtungen wie erwünscht
seriell mit der Steuerung 20 verbunden werden, wobei nur zwei
Leiter dabei verwendet werden.
-
Es
gibt viele verschiedene Anwendungen für die in den 1 oder 2 dargestellten
verkettbaren Sensoren 12 oder 18. Im Allgemeinen
ist, wenn der Sensor 12 oder 18 implantiert wird,
dieser so konfiguriert, dass er einen oder mehrere Körperparameter
oder im Körpergewebe
oder in Körperflüssigkeiten
gefundene Substanzen wie z.B. Glukosewert, pH-Wert des Bluts, Sauerstoff,
Temperatur oder dergleichen abfühlt.
Solche Messungen können
wertvolle Information hinsichtlich des Zustands und des Status des
Patienten liefern.
-
In
Bezug nun auf die 3A, 3B, 3C und 3D ist
jeweils eine explodierte Perspektive (3A), eine
Seitenansicht (3B), eine Draufsicht (3C)
und eine Vorderansicht (3D) einer
typischen implantierbaren Sensorvorrichtung 20 eines für eine Verwendung
mit der vorliegenden Erfindung geeigneten Typs dargestellt. Wie
am besten in 3A ersichtlich ist, umfasst
die Sensorvorrichtung 30 gewöhnlich einen Träger oder
ein Substrat 36, auf welchem ein integrierter Schaltkreis
(IC) 38 und andere Komponenten, so z.B. ein Kondensator 40,
montiert sind. In einigen Ausführungsform
ist anzumerken, dass der Träger
oder das Substrat 36 tatsächlich das Substrat umfassen
können,
auf welchem der IC 38 hergestellt wird; aber zum Zweck
der anschließenden
Erklärung
geht man davon aus, dass ein getrenntes Substrat oder ein getrennter Träger 36 mit
verschiedenen darauf montierten Schaltungselementen verwendet wird,
um eine Hybridschaltung zu bilden. Der Träger oder das Substrat weist
Leiterbilder auf, die darauf geätzt
oder anders abgelagert sind, um den IC (38), den Kondensator
(40) und andere Komponenten miteinander zu verbinden, um
eine Hybridschaltung zu bilden, welche die gewünschte Abfühlfunktion (oder eine andere
Funktion) ausführt.
-
Alle
Komponenten der Hybridschaltung sind hermetisch innerhalb eines
Hohlraums abgeschlossen, der durch einen Deckel oder eine Abdeckung
42 gebildet
ist, der/die mit dem Substrat
36 verbunden ist. Proximale
Lötaugen
oder Anschlüsse
13 und
15 sowie
distale Lötaugen
oder Anschlüsse
17 und
19 bleiben
außerhalb
des hermetisch abgeschlossenen Teils der Hybridschaltung. Diese
proximalen und distalen Lötaugen sind
aber elektrisch mit dem Schaltkreis innerhalb des hermetisch abgeschlossenen
Teils durch geeignete Durchführverbindungen
verbunden. Eine Weise der Herstellung einer solchen Durchführverbindung
besteht darin, eine Durchführverbindung
zu verwenden, die durch den Träger
oder das Substrat in der treppenförmigen Gestalt (umfassend dabei
sowohl vertikale als auch horizontale Segmente) hindurchführt, wie
dies im Patent
EP 0844899 mit
dem Titel "Hermetically-Sealed
Electrical Feedthrough For Use With Implantable Electronic Devices" offenbart ist, das
demselben Anmelder zugewiesen wurde wie die vorliegende Anmeldung.
-
Auf
der Seite des Trägers
oder des Substrats gegenüberliegend
zum elektrischen Hybridschaltkreis kann ein geeigneter elektrochemischer
Sensor 44 oder eine andere gewünschte Art eines Sensors oder
Stimulators gebildet oder angeordnet werden. Eine Art eines elektrochemischen
Sensors, der verwendet werden kann, ist z.B. der im US-Patent Nr.
5.497.772 und insbesondere in den 2A, 2B, 2C, 3, 4A und 4B dieses Patients beschriebene Enzymelektrodensensor.
-
Für die vorliegende
Erfindung ist die genaue Natur des Sensors 44 oder eines
anderen innerhalb der Vorrichtung 30 verwendeten Elements
nicht von unmittelbarem Interesse. Was zählt, ist, dass der Sensor oder ein
anderes Element seine/ihre Betriebsleistung von einem hereinkommenden
Wechselstrom- oder Impulssignal erhalten.
-
Die
Signalkommunikation zwischen der Hybridschaltungsseite des Substrats
oder Trägers
36 (welche die
Oberseite bei der Ausrichtung der
30 in
den
3B oder
3D ist
und wobei diese Oberseite den hermetisch abgeschlossenen Abschnitt
der Vorrichtung umfasst) und der Sensorseite der Vorrichtung
30 (welche
die Unterseite ist, wie dies in den
3B oder
3D dargestellt
ist) wird mithilfe von geeigneten hermetisch abgeschlossenen Durchführungen
erreicht, die stufenweise von der Hybridseite (Oberseite) der Vorrichtung
30 durch
das Substrat oder den Träger
führen,
z.B. in der im zuvor als Referenz angeführten
EP 0844899 Weise.
-
Die
in 2 dargestellte Konfiguration ist insbesondere
dann besonders gut geeignet, wenn mehrere implantierbare Vorrichtungen
miteinander verkettet werden sollen, um eine einzelne Leitung 21 zu
bilden, wie dies in 4 dargestellt ist. Wie 4 zeigt,
sind drei Vorrichtungen 30a, 30b und 30c vom
Sensor-Typ miteinander über
die Leitungssegmente 46a, 46b und 46c verbunden.
Jedes der Leitungssegmente 46a, 46b und 46c enthält zwei
Leiter 14, 16 und kann in jeder beliebigen geeigneten
Weise konstruiert sein, so z.B. mit den zwei Leitern spiralenförmig innerhalb
der Leitungssegmente gewunden und mit den Spiralenwindungen innerhalb
einer Lage aus Silikongrummi eingeschlossen oder damit bedeckt,
wie dies in der Leitungstechnik allgemein bekannt ist. Eine distale
Kappe 34 deckt die distalen Blöcke der End- oder am meisten
distalen Vorrichtung 30c der Leitung 32 ab.
-
Die
Niedrigleistungsgleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung
kann als Teil des darin enthaltenen elektrischen Schaltkreises umfasst
sein, oder als Teil des Abschnitts der implantierbaren Vorrichtung 30, der
als "Hybridschaltungsabschnitt" bezeichnet wird.
Im Allgemeinen ermöglicht
ein solcher elektrischer Schaltkreis, dass die implantierbaren Vorrichtungen 30 mit
anderen ähnlichen
implantierbaren Vorrichtungen verkettet werden, während trotzdem
noch immer jede einzelne Vorrichtung von einer einzelnen Steuerung 20 individuell
adressiert, gesteuert und überwacht werden
kann. Insbesondere die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung
gleichrichtet in effizienter Weise hereinkommende niedrige Wechselstromsignale,
so z.B. durch die Steuerung 20 erzeugte zweiphasige Impulsketten,
in ein geeignetes Betriebspotential, das die Betriebsspannung für de innerhalb
der Vorrichtung umfassten Schaltkreis bereitstellt.
-
Der
im hermetisch abgeschlossenen Abschnitt der Vorrichtung 30 umfasste
Schaltkreis kann viele und verschiedene Formen annehmen. Die 5A, 5B und 5C zeigen
drei solcher Varianten. So ist z.B. 5A ein
funktionelles Blockschaltbild einer Grundkonfiguration des Steuerungs-/Schnittstellen-Schaltkreises 50,
der mit einem Sensor 52 verwendet wird. Die gepunktete
Linie 54 stellt eine hermetische Abdichtung dar, die hermetisch
den Schaltkreis 50 und alles bis auf einen Abschnitt des
Sensors 52 hermetisch abschließt. Die Eingangs-Lötaugen 13 und 15 sowie
die Ausgangs-Lötaugen 17 und 19 sind
nicht hermetisch abgeschlossen, weshalb diese Blöcke schnell und leicht mit
den zwei Leitern 14 und 16 (1)
von der Steuerung 20 verbunden werden können.
-
Wie
in 5A ersichtlich ist, sind die Lötaugen 13 und 15 mit
den jeweiligen leitenden Leiterzügen, die
als LEITUNG 1 (EIN) und LEITUNG 2 (AUS) bezeichnet sind, verbunden,
welche die zwei Leiter des Zwei-Leiter-Busses darstellen, der die
Vorrichtung 30 mit ihrer Steuerung 20 oder anderen
Vorrichtungen verbindet. Jede der leitenden Leiterzüge der LEITUNG
1 und LEITUNG 2 läuft
durch die jeweiligen Durchführungen 53 und 55 hindurch
in den hermetisch abgeschlossenen Abschnitt des Schaltkreises 50.
Die Lötaugen 17 und 19 sind
auf der anderen Seite der Schaltung ebenso mit den jeweiligen leitenden
Leiterzügen,
die als LEITUNG 1 (AUS) und LEITUNG 2 (AUS) bezeichnet werden, verbunden,
und jede dieser leitenden Leiterzüge läuft durch die jeweiligen Durchführungen 57 und 59 hindurch
in den hermetisch abgeschlossenen Abschnitt 54 der Schaltung 50.
Innerhalb des hermetisch abgeschlossenen Abschnitts ist die LEITUNG
1 (EIN) über
den leitenden Leiterzug 56 mit der LEITUNG 1 (AUS) verbunden,
und die LEITUNG 2 (EIN) ist über
den leitenden Leiterzug 58 mit der LEITUNG 2 (AUS) verbunden.
Auf diese Weise ist das Lötauge 13 elektrisch
mit dem Lötauge 17 über den
Leiterzug 56 verbunden, die durch den hermetisch abgeschlossenen
Abschnitt 54 zwischen den Durchführungen 53 und 57 hindurchführt. Diese
Verbindung von Lötauge 13,
Leiterzug 56 und Lötauge 57 wird
nachfolgend hierin einfach als LEITUNG 1 bezeichnet. Ähnlich ist
auch das Lötauge 15 elektrisch über den
Leiterzug 58 mit dem Lötauge 19 verbunden,
wobei dieser Leiterzug auch durch den hermetisch abgeschlossenen
Abschnitt 54 zwischen den Durchführungen 55 und 59 verläuft. Diese
Verbindung wird hierin nachfolgend als LEITUNG 2 bezeichnet.
-
Wie
in 5A ersichtlich, ist eine Spannungsgleichrichterschaltung 60 zwischen
LEITUNG 1 und LEITUNG 2 geschaltet. Diese Gleichrichterschaltung,
die nachfolgend in Verbindung mit den 9 bis 13 ausführlicher
behandelt wird, extrahiert und richtet jegliche Signalimpulse gleich,
die auf der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 vorhanden sind, und erzeugt
eine Betriebsspannung, +V und –V,
um den Schaltkreis 50 mit Spannung zu versorgen. Eine solche
Gleichrichtung ist aufgrund der intermittierenden niedrigen Signale,
die im Allgemeinen auf der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 vorhanden
sind, nicht einfach zu erzielen. Es ist diese Gleichrichterschaltung 60 oder
eine äquivalente
Schaltung, die den Gegenstand der vorliegenden Erfindung umfasst.
-
Eine
Leitungsschnittstellenschaltung 62 ist ebenfalls zwischen
LEITUNG 1 und LEITUNG 2 verbunden. Die Schaltung 62 dient
auch als Schnittstelle zwischen dem Schaltkreis 50 und
der LEITUNG 1 sowie der LEITUNG 2. Zu diesem Zweck empfängt die
Schnittstellenschaltung 62 hereinkommende Datenimpulse,
die auf LEITUNG 1/LEITUNG 2 vorhanden sind, und erzeugt ein DATEN-EIN-Signal
auf der Leitung 64 davon. Die Schnittstellenschaltung 62 erzeugt
weiters ein Taktsignal (CLK-Signal) auf der Leitung 66,
das mit den hereinkommenden Datensignalen synchron ist. Die Schnittstellenschaltung 62 empfängt auch
digitale Ausgangsdaten, DATEN AUS, von einer Zählerschaltung 68 und
wandelt diese Ausgangsdaten in eine passendes Format um, bevor sie
die Ausgangsdaten wiederum auf der LEITUNG 1/LEITUNG 2 anordnet.
Eine Art einer Leitungsschnittstellenschaltung 62, die
mit dem Schaltkreis 50 verwendet werden kann, ist in der
nachfolgend in Verbindung mit 9 dargestellten
und beschriebenen Zeichnung veranschaulicht.
-
Noch
immer in Bezug auf 5A kann der Sensor 52 ein
beliebiger Sensor sein, der so adaptiert ist, dass er einen gewünschten
Zustand, Parameter oder eine vorhandene (oder fehlende) Substanz
im implantierbaren Gewebe, in welches die Vorrichtung 30 implantiert
ist, abfühlt.
So kann der Sensor 52 z.B. einen Glukose-Sensor umfassen,
der einen analogen Ausgangsstrom, I, erzeugt, der auf der Leitung 69 auftritt
und eine Größe aufweist,
die als eine Funktion der abgefühlten
Glukose variiert.
-
Ungeachtet
der Art des verwendeten Sensors 52 ist es praktisch, dass
dieser gewöhnlich
entweder eine analoge Ausgangsspannung oder einen analogen Ausgangsstrom
als eine Funktion der Konzentration, Größe, Zusammensetzung oder anderer
Merkmale des abgefühlten
Parameters erzeugt. Ein solcher analoger Strom oder eine solche
analoge Spannung kann danach unter Verwendung einer geeigneten Wandlerschaltung 70 in
ein auf der Leitung 72 erscheinendes Frequenzsignal umgewandelt
werden. Gewöhnlich
umfasst das Frequenzsignal auf der Leitung 72 eine Impulsfolge
mit einer Frequenz (oder einer Wiederholungsrate), die als eine
Funktion der Eingangsspannung oder des Eingangsstroms variiert.
In 5A wird z.B. angenommen, dass der Sensor 52 einen
Ausgangsstrom I erzeugt, und dass die Wandlerschaltung 70 eine
Strom-Frequenz-Wandlerschaltung (I-zu-F) umfasst, die eine Ausgangsimpulsfolge
auf der Leitung 72 erzeugt, die eine Frequenz aufweist,
die mit der Größe des Stroms
I variiert.
-
Wurde
eine Impulsfolge 72 oder ein anderes Wechselstromsignal
mit einer Frequenz, die als eine Funktion des durch den Sensor 52 abgefühlten Parameters
variiert, erzeugt, so wird ein solches Signal an eine Zählerschaltung 68 angelegt.
(Es ist anzumerken, dass in dieser Anmeldung, um diese zu verkürzen, ein
Signal, das auf einer Signalleitung mit einem bestimmten Bezugszeichen
erscheint, als das Signal mit diesem Bezugszeichen bezeichnet werden
kann. Z.B. kann das Signal, das auf der Signalleitung 72 erscheint,
einfach als "Signal 72" bezeichnet werden).
Die Zählerschaltung
zählt einfach
nur die Anzahl an Impulsen, die im Signal 72 über eine
bestimmte Zeitspanne, so z.B. ein bestimmtes Zeitfenster von 1 Sekunde,
vor handen ist, wodurch eine Messung der Frequenz des Signals 72 bereitgestellt
wird. Auf diese Weise liefert die im Zähler zum Ende der Messperiode
hin gehaltene Zählung
durch das Zurücksetzen
des Zählers 68 zu
Beginn jeder Messperiode ein Signal, das für die Frequenz des Signals 72 repräsentativ
ist. Ein solches Zählersignal
kann, in der in 5A dargestellten Basis-Ausführungsform,
als ein Ausgangsdatensignal, DATEN AUS, dienen, das über die
Signalleitung 74 zur Leitungsschnittstellenschaltung 62 gesendet
wird.
-
Die
Steuerung des Zählers 68,
d.h. das Zurücksetzen
des Zählers
und/oder das Anhalten des Zählers nach
einer vorbestimmten Zeitspanne, wird durch die Steuerlogik 76 gesteuert.
In einer einfachen Ausführungsform
kann die Messperiode eine bestimmte Zeitperiode sein. In anderen
Ausführungsformen
kann die Messperiode dadurch festgelegt werden, dass die Eingangsdaten über die
Signalleitung 64 von der Leitungsschnittstellenschaltung 62 empfangen
werden. Das Taktsignal 66 kann als Maß für die vergangene Zeit verwendet
werden, sowie auch zur Koordination dafür, wann der Zähler 68 sein
DATEN-AUS-Signal 74 zur Leitungsschnittstellenschaltung 62 sendet.
-
Bei
Bedarf erzeugt eine Spannungsgeneratorschaltung
78 (die
einen Teil der Gleichrichterschaltung
60'' darstellen
kann) eine Referenzspannung V
REF sowie ein
oder mehrere Vorspannungssignale V
BIAS,
die von der Strom-Frequenz-Wandlerschaltung (I-zu-F)
70 verwendet
werden, wenn diese ihre Aufgabe der Umwandlung des analogen Stromsignals
69 in
ein Frequenzsignal
72 ausführt. Zusätzliche Details zur Strom-Frequenz-Wandlerschaltung
können
im Patent
EP 1012974 mit
dem Titel "Low Power
Current-to-Frequency Converter Circuit for Use in Implantable Sensors", das für denselben
Anmelder wie jener vorliegenden Anmeldung zugewiesen wurde, nachgeschlagen
werden.
-
In
einer ähnlichen
Art und Weise können
ein oder mehr I-zu-F-Wandlerschaltungen innerhalb der in den
5B und
5C dargestellten
Vorrichtungen verwendet werden, wie dies im oben angeführten Patent
EP 1030715 mit dem Titel "Daisy-Chainable Sensors
and Stimulators for Implantation in Living Tissue" beschrieben ist.
-
Wendet
man sich einen Moment noch der 2 zu, wo
eine Vielzahl von implantierbaren und verkettbaren Sensoren 18a, 18b,
... 18n im Doppelpack verbunden ist, was eine bevorzugte
Vorgangsweise für
die Steuerung 20 darstellt, um jede der Vorrichtungen 18,
die damit über
den Zwei-Leiter-Bus aus den Leitern 14 und 16 verbunden
sind, mit einer Betriebsleistung zu versorgen und auch individuell
zu adressieren und Daten zu diesen zu senden bzw. Daten von diesen
zu empfangen. Eine Art und Weise, wie eine solche Leistungsversorgung
und individuelle Adressierung erfolgt, ist in Verbindung mit den 6, 7 und 8 dargestellt. 6 zeigt
z.B. ein Zeitdiagramm, das eine bevorzugte Beziehung zwischen zu
den implantierbaren Vorrichtungen gesendeten Eingangsdaten (obere
Wellenform) und den von den implantierbaren Vorrichtungen empfangenen
Ausgangsdaten (untere Wellenform) veranschaulicht, wenn solche Daten
auf den zwei LEITUNG 1/LEITUNG 2-Leitern erscheinen, die alle Vorrichtungen
miteinander verbinden. Wie in 6 ersichtlich
ist, sind die bevorzugte Form an Eingangsdaten zweiphasige Impulse.
Jeder zweiphasige Impuls umfasst einen ersten Stromimpuls einer
ersten Polarität,
gefolgt von einem zweiten Stromimpuls mit derselben Größe von entgegengesetzter
Polarität.
Danach ist der Nettostrom für
jeden zweiphasigen Impuls vorzugsweise Null wobei der positive Stromimpuls
wirksam den negativen Stromimpuls ausgleicht. Die Frequenz der in 6 dargestellten
Impulsfolge (d.h. das Inverse der Zeitperiode T1) beträgt gewöhnlich etwa
4.000 Impulse pro Sekunde (pps), kann aber von 10 pps bis 500.000
pps reichen. Die typischen Breiten der Stromimpulse reichen von 1
bis 3 Mikrosekunden (μs),
wobei die Größe jedes
Stromimpulses gewöhnlich
in einem Bereich von 100 bis 1.000 Mikro-Ampere liegt. Eine binäre oder
logische "1" wird als zweiphasiger
Impuls einer Phase dargestellt, z.B. ein positiver Stromimpuls gefolgt
von einem negativen Stromimpuls; während eine binäre oder
logische "0" als zweiphasiger
Impuls der entgegengesetzten Phase dargestellt ist, z.B. ein negativer
Impuls gefolgt von einem positiven Impuls. Somit kann, wie dies
in 6 veranschaulicht ist, eine binäre "1" als ein positiver Stromimpuls gefolgt
von einem negativen Stromimpuls dargestellt werden, während eine
binäre "0" als ein negativer Stromimpuls gefolgt
von einem positiven Stromimpuls dargestellt wird.
-
Wie
ebenfalls in 6 ersichtlich ist, ist auch
die bevorzugte Form für
die Ausgangsdaten ein zweiphasiger Impuls, wobei die Amplitude abhängig als
Funktion davon moduliert ist (oder vorzugsweise AN/AUS-moduliert
ist), ob die Ausgangsdaten eine binäre "1" oder "0" sind. In einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Peak-Amplitude des Ausgangsdatenimpulses für eine binäre "1" IP, während die
Peak-Amplitude des Ausgangsdatenimpulses für eine binäre "0" Null
ist. Somit stellt in diesem bevorzugten AN/AUS-Modulationsschema
das Vorhandensein eines Ausgangsdatenimpulses eine binäre "1" und das Fehlen eines Ausgangsdatenimpulses
eine binäre "0" dar. Ausgangsdatenimpulse werden im
Datenstrom eingesetzt, so dass sie auf den LEITUNG 1/LEITUNG 2-Leiterimpulsen
an einem bestimmten Zeitpunkt T2 vom Eingangsdatenimpuls erscheinen,
um somit in einer Zeitmultiplex-Weise
zwischen die Eingangsdatenimpulse zu fallen. Obwohl die bevorzugte
Form der Ausgangsdatenimpulse ein zweiphasiger Impuls ist (um einen
Stromausgleich zu erreichen), ist anzumerken, dass in manchen Fällen ein
einphasiger Impuls zum Zeitpunkt T2 (und mit einer Amplitude IP oder Null) verwendet werden kann.
-
Wie
in den 7 und 8 dargestellt ist, sind die
Eingangsdaten und die Leistung, die über die LEITUNG 1/LEITUNG 2-Leiter
durch die Steuerung gesendet werden, in Datenrahmen mit einer Länge T3 geteilt. Innerhalb
jedes Datenrahmens finden sich N-Bits an Daten, wobei N eine ganze
Zahl, gewöhnlich
im Bereich von 8 bis 64, ist. Eine repräsentative Zuteilung der im
Datenblock umfassten Datenbits ist in 7 dargestellt.
-
Da
die Eingangsdaten/Leistung zweiphasige Impulse umfasst, die in einem
regelmäßigen Intervall oder
einer regelmäßigen Rate
(z.B. alle T1 Sekunden) auftreten, kann die in solchen Impulsen
enthaltene Energie verwendet werden, um die Betriebsleistung für die innerhalb
der Vorrichtung 50'' enthaltenen Schaltungen
bereitzustellen. Dies erfolgt unter Verwendung der Gleichrichterschaltungen 60, 60' oder 60'' (5A, 5B oder 5C),
wie dies im Detail nachfolgend in Verbindung mit den 9 bis 13 dargestellt
ist.
-
Die
Eingangs- und Ausgangsdatenimpulse vom in den
6 und
8 dargestellten
Typ werden durch die Leitungsschnittstellenschaltung
62,
62' oder
62'' erzeugt (
5A,
5B oder
5C).
Ein Schaltbild einer bevorzugten Leitungsschnittstellenschaltung
ist im zuvor erwähnten
EP 1030715 beschrieben (siehe insbesondere
9 der
Referenz und den Begleittext).
-
Niedrigleistungsgleichrichterschaltung
-
Als
nächstes
ist die Niedrigleistungsgleichrichterschaltungsstruktur, die Bestandteil
der vorliegenden Erfindung ist, in Verbindung mit den 9 bis 13 beschrieben.
In Bezug auf 9 ist eine funktionelle Darstellung
einer Niedrigleistungsgleichrichterschaltung 60 veranschaulicht.
Wie in 9 ersichtlich ist, umfasst die Gleichrichterschaltung 60 funktionell
vier Schalter S1, S2, S3 und S4. Die Schalter S1 und S3 sind in Serie
verbunden, wobei ein oberer Anschluss des Schalters S1 mit einer
V+ Schiene 120 verbunden ist und wobei ein unterer Anschluss
des Schalters S3 mit einer V– Schiene 122 verbunden
ist (worin "oben" und "unten" sich auf die Ausrichtung
der in 9 dargestellten Schalter beziehen). Der untere
Anschluss des Schalters S1 ist mit dem oberen Anschluss des Schalters
S3 verbunden, um einen ersten Eingangsknoten 124 zu bilden,
der mit der Eingangssignalleitung LEITUNG 1 (L1) verbunden ist. Ähnlich sind
die Schalter S2 und S4 in Serie verbunden, wobei ein oberer Anschluss
des Schalters S2 mit der V+ Schiene 120 verbunden ist und wobei
ein unterer Anschluss des Schalters S4 mit der V– Schiene 122 verbunden
ist. Der untere Anschluss des Schalters S2 ist mit dem oberen Anschluss
des Schalters S4 verbunden, um einen zweiten Eingangsknoten 126 zu
bilden, der mit der Eingangssignalleitung LEITUNG 2 (L2) verbunden
ist. Ein Speicherkondensator C1 ist zwischen der V+ Schiene 120 und
der V– Schiene 122 verbunden.
Die V+ Schiene und die V– Schiene stellen
somit Ausgangsanschlüsse
der Gleichrichterschaltung bereit.
-
Immer
noch mit Bezug auf 9 steuert eine erste Schaltersteuerschaltung 128 den
Betrieb des Schalter S1 (das Schließen oder Öffnen). Ähnlich steuert eine zweite
Schaltersteuerschaltung 130 den Betrieb des Schalters S2,
eine dritte Schaltersteuerschaltung 132 steuert den Betrieb
des Schalters S3, und eine vierte Steuerschaltung 134 steuert
den Betrieb des Schalters S4. Die Steuerschaltungen 128 und 132 sind
an die LEITUNG 1 gekoppelt, während
die Steuerschaltungen 130 und 134 an die LEITUNG
2 gekoppelt sind. Ist einer der Schalter S1 bis S4 auf AUS, so soll
der Schalter "offen" sein, wodurch eine
sehr hohe Impedanz zwischen seinem oberen und seinem unteren Anschluss
bereitgestellt wird. Ähnlich
soll, wenn einer der Schalter S1 bis S4 auf AN ist, der Schalter "geschlossen" sein, wodurch ein
sehr geringer Impedanzweg zwischen seinem oberen und seinem unteren
Anschluss bereitgestellt wird. Die Steuerschaltungen 128 und 130 reagieren auf
ein hohes Eingangssignal auf LEITUNG 1 oder LEITUNG 2, indem sie
ihre jeweiligen Schalter S1 oder S2 schließen. Die Steuerschaltungen 132 und 134 reagieren
auf ein niedriges Eingangssignal auf LEITUNG 1 oder LEITUNG 2, indem
sie ihre jeweiligen Schalter S3 oder S4 schließen.
-
Im
Betrieb ist somit ersichtlich, dass die erste Hälfte oder Phase bewirkt, dass
die LEITUNG 1 relativ zur LEITUNG 2 positiv ist, wenn ein zweiphasiger
Impuls über
die Eingangssignalleitungen LEITUNG 1 und LEITUNG 2 empfangen wird.
Tatsächlich
bedeutet dies, dass während
der ersten Hälfte
des zweiphasigen Impulses die LEITUNG 1 positiv und die LEITUNG
2 negativ ist. Dies wiederum bewirkt, dass die Schaltersteuerschaltung 128 den
Schalter S1 schließt
und die Schaltersteuerschaltung 134 den Schalter S4 schließt. Die Schalter
S2 und S3 bleiben offen. Sind die Schalter S1 und S4 geschlossen,
so sind die LEITUNG 1 und die LEITUNG 2 somit über den Kondensator C1 verbunden,
wodurch die im zweiphasigen Impuls enthaltene Energie auf C1 gespeichert
werden kann.
-
Während der
zweiten Hälfte
oder Phase des zweiphasigen Impulses wird die LEITUNG 1 relativ
zur LEITUNG 2 negativ. Dies bewirkt ein Schließen der Schalter S3 und S2
sowie ein Öffnen
der Schalter S1 und S4, was tatsächlich
den Kondensator C1 über
die LEITUNG 2 und die LEITUNG 1 verbindet, aber mit entgegen gesetzter
Polarität
der vorherigen Verbindung. Da die zweite Hälfte oder Phase des zweiphasigen
Impulses die entgegengesetzte Polarität der ersten Hälfte oder
Phase aufweist, ist die mit der Verbindung der Schalter S2 und S3
mit entgegengesetzter Polarität
assoziierte Ladung additiv zur aus der Verbindung der Schalter S1
und S4 erhaltenen Ladung. Auf diese Weise ist zu erkennen, dass
eine echte Vollweggleichrichtung des hereinkommenden zweiphasigen
Impulses durch das automatische sequentielle Schließen der
Schalter S1/S4 und S2/S3 synchron mit den Phasen des zweiphasigen
Impulses erreicht wird.
-
Die
Schalter S1, S2, S3 und S4 sowie die Schaltersteuerschaltungen 128, 130, 132 und 134 können unter
Verwendung einer geeigneten Schalter- und/oder Detektiervorrichtung
realisiert werden. Natürlich
werden zum Zwecke der Implantation alle Komponenten vorzugsweise
unter Verwendung von Halbleiterkomponenten realisiert; z.B. Niedrigleistungs-CMOS-FET-Vorrichtungen
(die sowohl N-MOS- als auch P-MOS-FET-Transistoren umfassen).
-
Ein
Problem, das mit einer geschalteten Gleichrichterschaltung vom in 9 dargestellten
Typ assoziiert wird, liegt darin, dass eine Betriebsspannung vorhanden
sein muss, welche die Steuerschaltungen antreiben kann, damit die
Schaltersteuerschaltungen 128, 130, 132 und 134 funktionieren
können,
d.h. damit sie die Phasen des zweiphasigen Impulses detektieren
können,
so dass die Schalter S1, S2, S3 und S4 synchron mit solchen Phasen
geschlossen und geöffnet
werden können.
Eine solche Betriebsspannung wird gewöhnlich von der V+ Schiene 120 und
der V– Schiene
erhalten, d.h. von der auf dem Speicherkondensator C1 gespeicherten
Ladung. Ist seit der Beladung des Kondensators C1 eine ausreichend
lange Zeit vergangen, so bleibt keine signifikante Ladung auf dem
Kondensator C1 zurück,
was bedeutet, dass keine Betriebsspannung vorhanden ist und dass
die Schaltersteuerschaltungen 128, 130, 132 und 134 nicht
funktionieren.
-
Es
gibt verschiedene Wege, wie eine Anfangs-Hochfahrladung auf dem
Kondensator C1 angeordnet werden könnte, wodurch den Steuerschaltungen
eine Betriebsleistung bereitgestellt wird und es der Gleichrichterschaltung
ermöglicht
wird, ihre gewünschte
Funktion auszuführen.
So könnte
z.B. eine spezielle Überwachungsschaltung
detektieren, wann unzureichende Betriebsspannung auf C1 vorhanden
ist, und, falls dies der Fall ist, eine getrennte Aufladeschaltung
auslösen,
die ausreichend Ladung vom hereinkommenden Signal für die Speicherung
auf C1 anhäuft.
Alternativ dazu könnte
eine Stützbatterie
verwendet werden, die vorübergehend
mit dem Kondensator C1, so z.B. an einer entfernten Stelle, verbunden
ist, um C1 aufzuladen, wann immer die Ladung darauf nicht ausreicht,
um die Steuerschaltungen zu betreiben.
-
Der
bevorzugte Weg, die Gleichrichterschaltung hochzufahren, besteht
darin, sich auf Parasitärdioden und
Transistoren zu verlassen, die im erzeugten Schaltkreis von Natur
aus vorhanden sind. Um zu verdeutlichen, warum solche Parasitärelemente
vorhanden sind, wird Bezug auf die 10A und 10B genommen, worin eine Schaltbild-Darstellung
eines N-MOS-FET 136 (10A)
und eines P-MOS-FET 138 (10B)
gezeigt ist. Der N-MOS-FET 136 umfasst ein P-dotiertes
Substrat 140, in welchem Source- und n-dotierte Drain-Regionen 142 und 144 angeordnet
sind. (Zur Vereinfachung wurde die mit den in den 10A und 10B gezeigten
FET-Vorrichtungen assoziierte Gate-Struktur weggelassen). Der P-MOS-FET 138 umfasst ähnlich p-dotierte
Source- und Drain-Regionen 146 und 148 innerhalb
einer n-dotierten
Topf-Region 150 eines p-dotierten Substrats 152.
Eine Parasitär-P-N-Diode
wird in der N-MOS-Vorrichtung 136 der 10A dadurch gebildet, dass das p-dotierte Substrat 140 an
die N-dotierten Source- und Drain-Regionen 142 und 144 angrenzt.
Auf ähnliche
Weise wird eine bipolarer Parasitär-PNP-Transistor in der P-MOS-Vorrichtung 138 der 10B dadurch gebildet, dass das P-Substrat 152 an
den N-Topf 150 angrenzt, welcher wiederum an entweder die
Source- oder Drain-Region 146 oder 148 angrenzt.
-
In
den meisten N-MOS- oder P-MOS-Vorrichtungen stellt das Vorhandensein
solcher Parasitärelemente
als PN-Diode in der N-MOS-Vorrichtung 136 oder PNP-Transistor
in der P-MOS-Vorrichtung 138 keinen wichtigen Faktor dar,
da die Vorrichtung auf eine solche Weise vorgespannt ist, dass solche
Parasitärelemente umgekehrt
vorgespannt und somit nicht bedienbar sind. Die vorliegende Erfindung
zieht aber günstigerweise Vorteil
aus der Tatsache, dass solche Parasitärelemente vorhanden sind, weil
es solche Parasitärelemente sind,
die zulassen, dass eine Anfangsgleichrichtung bei Fehlen einer auf
dem Kondensator C1 gespeicherten Versorgungsspannung auftritt.
-
Um
zu zeigen, wie solche Parasitärelemente
diese Anfangsgleichrichtung durchführen, wird als nächstes Bezug
auf die 10 genommen, die ein Blockschaltbildlein
Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Niedrigleistungsgleichrichterschaltung
der vorliegenden Erfindung zeigt. In 10 werden
die vier Gleichrichterschalter unter Verwendung von vier FET-Transistoren
M1, M2, M3 und M4 verwirklicht. Die FET-Transistoren M1 und M2 sind
P-MOS-Transistoren, und die Transistoren M3 und M4 sind N-MOS-Transistoren.
(Es ist anzumerken, dass in den Figuren der vorliegenden Anmeldung
P-MOS-Transistoren durch eine diagonale Linie identifiziert sind,
die den Sourceanschluss mit dem Drain-Anschluss verbindet; während N-MOS-Transistoren
durch das Fehlen einer solchen diagonalen Linie identifiziert werden.)
-
Parasitär-PNP-Transistoren
Q1 und Q2 sind ebenfalls in 10 (in
strichliierten Linien) als über
die P-MOS-Schalter M1 und M2 geshuntet dargestellt. Insbesondere
sind, wie dies in 10 dargestellt ist,
die Basisanschlüsse
von Q1 und Q2 miteinander und mit der V+ Schiene 120 verbunden.
Der Emitteranschluss von Q1 ist mit der LEITUNG 1 verbunden, und
der Emitteranschluss von Q2 ist mit der LEITUNG 2 verbunden. Die
Kollektoranschlüsse
beider Q1 und Q2 sind mit der V– Schiene 122 verbunden.
-
Die
Parasitär-PN-Dioden
D1 und D2 sind ebenfalls als über
die N-MOS-Schalter M3 und M4 geshuntet in 10 (in
strichliierten Linien) dargestellt. Insbesondere ist, wie dies in 10 ersichtlich ist, die Anode der beiden
Dioden D1 und D2 mit der V– Schiene 122 verbunden,
während
die Kathode der D1 mit der LEITUNG 1 und die Kathode der Diode D2
mit der LEITUNG 2 verbunden ist.
-
In
Betrieb, wenn ein hereinkommendes zweiphasiges (oder anderes Impuls
oder Wechelstrom-) Signal zwischen der LEITUNG 1 und der LEITUNG
2 zu einem Zeitpunkt zuerst dargestellt ist, zu welchem keine Versorgungsspannung
auf dem Kondensator C1 gespeichert ist, d.h. zu einem Zeitpunkt,
wenn die Versorgungsspannung zwischen der V+ Schiene 120 und
der V– Schiene 122 Null
ist, spannt die positive Phase eines solchen hereinkommenden Signals
die PN-Emitterbasis-Verbindung
des Parasitärtransistors
Q1 in die Durchlassrichtung vor, wodurch es möglich ist, dass ein Abschnitt,
1/β (worin β die Stromverstärkung von
Q1 ist), der positiven Phase des Signals durch die V+ Schiene 120 und
auf den Kondensator C1 hinauf gleichzeitig damit verläuft, dass
die Parasitärdiode
D1 umgekehrt vorgespannt ist und verhindert, dass diese positive
Phase durch bis zur V– Schiene 122 hindurch
verläuft.
Gleichzeitig damit, dass die positive Phase auf LEITUNG 1 ist, ist
LEITUNG 2 relativ zur LEITUNG 1 negativ. Ist LEITUNG 2 negativ,
so ist die PN-Emitter-Basisverbindung
des Parasitärtransistors
Q2 umgekehrt vorgespannt, wodurch jegliche Verbindung der LEITUNG
2 mit der V+ Schiene 120 blockiert wird, aber wenn die
Parasitärdiode
D2 in Durchlassrichtung vorgespannt ist, ist es möglich, LEITUNG
2 durch die Diode D2 mit der V– Schiene 122 zu
verbinden.
-
Auf ähnliche
Weise spannt die negative Phase des hereinkommenden Signals (das
die LEITUNG 1 relativ zur LEITUNG 2 negativ macht) die Parasitärdiode D1
vor, wodurch LEITUNG 2 und V– Schiene 122 verbunden
werden, und sie spannt die Emitter-Basissperrschicht des Parasitärtransistors
Q2 in Durchlassrichtung vor, wodurch die LEITUNG 2 mit der V+ Schiene
verbunden wird. Gleichzeitig (während
der negativen Phase des hereinkommenden Signals) wird die Emitter-Basissperrschicht
von Q1 in Sperrrichtung vorgespannt, wodurch eine Verbindung zwischen
LEITUNG 1 und der V+ Schiene 120 blockiert wird, und die
Diode D2 wird in Sperrrichtung vorgespannt, wodurch eine Verbindung
zwischen LEITUNG 2 und der V– Schiene 122 blockiert
wird.
-
Somit
ist ersichtlich, dass die Parasitärelemente Q1, Q2, D1 und D2
tatsächlich
als Vollweggleichrichterschaltung wenngleich auch eine etwas ineffiziente
Gleichrichterschaltung (der Spannungsabfall über den PN-Verbindungen beträgt gewöhnlich etwa 0,7
Volt, und ein beträchtlicher
Abschnitt des pnp-Emitterstroms geht an V– als Kollektorstrom verloren)
wirken, selbst bei Fehlen einer Betriebsspannung auf den V+ und
V# Schienen. In dieser Hinsicht ist es sehr hilfreich, wenn die
PFET-Gesamtkonstruktion
den Wert von β der
Parasitärtransistoren
minimiert, wodurch der Betrieb dieser ineffizienten Gleichrichterschaltung
etwas effizienter gestalt wird, als dies anders möglich wäre.
-
Nach
einigen Zyklen an ineffizienter Gleichrichtung durch die Parasitärelemente
wird ausreichend Ladung auf dem Kondensator C1 gespeichert, um eine
Betriebsspannung zwischen den V+ und V– Spannungsversorgungsschienen 120 und 122 bereitzustellen.
Ist eine Versorgungsspannung vorhanden, so können die Schaltersteuerschaltungen 128, 130, 133 und 134 sowie
die Schalter M1, M2, M3 und M4 ihre gewünschte, höchst effiziente gleichrichtende
Funktion ausüben.
-
Wie
in 11 ersichtlich ist, besteht die Schaltersteuerschaltung 128 aus
einer Detektorschaltung 160 und einer Inverter-Schaltung 162.
Die Detektorschaltung 160 ist nur dann auf AN vorgespannt,
wenn das Signal auf LEITUNG 1 eine BIAS-P-Referenzspannung um etwa einen Schwellenwert überschreitet.
Wenn sie auf AUS vorgespannt ist, so bleibt der Ausgang des Detektors 160 auf
der Signalleitung 164 LOW, wobei dieses LOW am Ausgang
des Inverter 162 ein HIGH wird. Dieses HIGH wird an das
Gate des P-MOS-Schalters M2 angelegt, wodurch M1 auf AUS gehalten
wird. (Es ist anzumerken, dass die hierin verwendeten Begriffe "HIGH" und "LOW" sich auf die auf
einer bestimmten Signalleitung relativ zu den Spannungszufuhr-Schienen V+ und V– vorhandenen
Spannungen beziehen, wobei die V+ Schiene (wenn eine Versorgungsspannung
vorhanden ist) HIGH und die V– Schiene
LOW gehalten wird). Wird der Detektor 160 auf AN vorgespannt,
so wird sein Ausgang auf der Signalleitung 164 HIGH. Dieses
HIGH-Signal wird am Ausgang der Inverter-Schaltung 162 ein LOW, wodurch
das Gate des P-MOS-Schalters M2 LOW wird, was wiederum M1 auf AN
schaltet, wodurch die LEITUNG 1 wirksam mit der V+ Schiene 120 verbunden
wird.
-
Wie
weiters in 11 ersichtlich ist, besteht
die Schaltersteuerschaltung 132, die den N-MOS-Schalter
M3 steuert, ähnlich
aus einer Detektorschaltung 166 und einer Inverter-Schaltung 170.
Die Detektorschaltung 166 ist nur dann auf AN vorgespannt,
wenn ein negatives Signal auf LEITUNG 1 um einen Schwellenwert negativer
als eine BIAS-N-Referenzspannung ist. Zu allen anderen Zeitpunkten
ist die Detektorschaltung 166 auf AUS vorgespannt. Ist
sie auf AUS vorgespannt, so ist der Ausgang des Detektors 160 auf
der Signalleitung 170 HIGH, wobei dieses HIGH am Ausgang
des Inverters 168 LOW wird. Dieses LOW wird an das GATE
des N-MOS-Schalters
angelegt und hält
M3 auf AUS. Ist sie auf AN vorgespannt, so wird der Ausgang des
Detektors 166 auf der Signalleitung 170 LOW. Dieses
LOW-Signal wird am Ausgang der Inverter-Schaltung 168 in ein
HIGH-Signal umgewandelt, wodurch das Gate des N-MOS-Schalters M3
HIGH wird, was wiederum M3 auf AN schaltet, wodurch die LEITUNG
1 wirksam mit der V– Schiene 122 verbunden
wird.
-
Es
ist anzumerken, dass die Schaltersteuerschaltungen 128 und 132 bei
Bedarf in einer einzelnen Steuerschaltung kombiniert werden könnten, wobei
der P-MOS-Schalter
M1 jedes Mal auf AN geschaltet wird, wenn ein Spannungsimpuls auf
der LEITUNG 1 relativ zu LEITUNG 2 nicht mehr ausreichend negativ
ist.
-
Der
Betrieb der Schaltersteuerschaltung 130, die den P-MOS-Schalter
M2 steuert, ähnelt
jenem der oben beschriebenen Schaltersteuerschaltung 128,
nur dass das hereinkommende Signal auf LEITUNG 2 und nicht auf LEITUNG
1 liegt. Ebenso ähnelt
auch der Betrieb der Schaltersteuerschaltung 134, die den N-MOS-Schalter
M4 steuert, jenem der obig beschriebenen Schaltersteuerschaltung 132,
nur dass sich das hereinkommende Signal auf LEITUNG 2 und nicht
auf LEITUNG 1 befindet.
-
Die
zwei Schaltersteuerschaltungen 130 und 134 könnten in
einer einzelnen Steuerschaltung kombiniert werden, wenn dies erwünscht ist,
wobei der P-MOS-Schalter M2 immer dann auf AN geschaltet wird, wenn
ein Spannungsimpuls auf der LEITUNG 2 relativ zur LEITUNG 1 ausreichend
positiv ist; und wobei der N-MOS-Schalter
M4 immer dann auf AN geschaltet wird, wenn ein Spannungsimpuls auf
LEITUNG 2 relativ zur LEITUNG 1 ausreichend negativ ist.
-
Eine
Vorspannungs- und Referenzgeneratorschaltung 136 erzeugt
die Referenzspannungen BIAS-P und BIAS-N. Während diese Referenzspannungen
jeden Wert aufweisen können,
der die leichte Detektion von LOW und HIGH Signalen auf LEITUNG
1 und auf LEITUNG 2 zulässt,
wird in der nachfolgend in Verbindung mit den 12A, 12B und 13 ausgeführten bevorzugten
Ausführungsform
die BIAS-P-Referenz
bei einer Spannung gehalten, die gleich der Spannung auf der V+
Schiene 120 weniger einem FET-Schwellenspannungswert (etwa
0,9 Volt) ist. Ähnlich
wird die BIAS-N-Referenz bei einer Spannung gehalten, die etwa einen
FET-Schwellenspannungswert über
der Spannung auf der V– Schiene 122 liegt.
Somit beträgt,
wenn die V+ Schiene 120 bei z.B. 3,5 Volt gehalten wird,
und wenn die V-Schiene 122 bei Null Volt (Erde) gehalten
wird, die BIAS-P-Referenz etwa 3,5 – 0,9 = 2,6 Volt, und die BIAS-N-Referenz
betrüge
dabei etwa 0 + 0,9 = 0,9 Volt. Diese Werte von V+ und V– bzw. BIAS-P
und BIAS-N sind natürlich
nur Beispiele und sollen keineswegs einschränkend sein.
-
Die
bevorzugte Implementierung der in 11 dargestellten
Niedrigleistungsgleichrichterschaltung wird unter Verwendung von
N-MOS- und P-MOS-Transistoren für
die vier Detektorschaltungen, vier Inverter-Schaltungen, den BIAS-
und Referenzgenerator 136 sowie für die vier Schalter M1, M2,
M3 und M4 realisiert, wie dies in den schematischen Darstellungen
der 12A, 12B und 13 gezeigt
ist. 12A zeigt die Schalter M1 und
M2 gemeinsam mit ihren entsprechenden Inverter-Schaltungen und Detektorschaltungen. 12B zeigt die Schalter M3 und M4 gemeinsam mit
ihren entsprechenden Inverter-Schaltungen und Detektorschaltungen. 13 zeigt
die Vorspannungs- und Referenzgeneratorschaltung 136.
-
Unter
gemeinsamer Betrachtung der 12A, 12B und 13 ist
ersichtlich, dass die Niedrigleistungsgleichrichterschaltung der
vorliegenden Erfindung vier getrennte Gleichrichterschaltungen umfasst,
wobei jede dieser mit einem der Schalter M1, M2, M3 oder M4 assoziiert
ist, der über
eine ähnliche Topologie
verfügt,
die gemeinsam mit der Vorspannschaltung die Gleichrichtung durchführt. Während eines Eingangsimpulses
auf LEITUNG 1 und LEITUNG 2 werden zwei der Gleichrichterschaltungen in
der Art und Weise eines Brückengleichrichters
aktiviert (EIN geschaltet), und zwei der Gleichrichterschaltungen
werden auf AUS geschaltet. Welche zwei Schalter auf EIN und welche
zwei Schalter auf AUS geschaltet werden, hängt von der Polarität des hereinkommenden
Impulses ab. Für
einen zweiphasigen Impuls (der sowohl pasitive als auch negative
Phase aufweist) tritt eine Sequenz aus: (1) zwei Schalter auf AN
und zwei auf AUS, gefolgt von (2) die zwei Schalter, die AUS waren,
sind AN, und die zwei Schalter, die AN waren, sind AUS; auf, wie
dies zuvor beschrieben wurde. Da Betrieb und Topologie jedes Gleichrichterschalters ähnlich sind,
wird nur der Betrieb von zwei der Gleichrichterschalter dargestellt
(der zwei, die in 12A dargestellt sind). Der Betrieb
der zwei in 12B dargestellten Gleichrichterschalter
ist identisch mit dem Betrieb der zwei in 12A beschriebenen,
nur dass die LEITUNG 1 und die LEITUNG 2 umgedreht sind.
-
In 12A bilden der P-MOS-Feldeffekttransistor FET
M16 und der N-MOS-FET M15 die Detektorschaltung 160 (in 11 dargestellt),
und P-MOS-FET M9 und N-MOS-FET
M5 bilden die Inverter-Schaltung 162 (ebenfalls in 11 dargestellt).
Der Gleichrichter-FET-Schalter M1 wird vom M5/M9-Inverter angesteuert,
dessen Eingang (auf Signalleitung 164) von der M15/M16-Detektorschaltung
kommt. Auf EIN geschaltet, zeigt der Schalter M1 (sowie auch die
anderen Schalter M2, M3 und M4) eine sehr geringe Drain-Source-Spannung,
z.B. 50 mV. Der M15/M16-Detektor verfügt über zwei separate Eingänge. Der
N-MOS-FET M15 weist das Vorspannungssignal BIAS-N als seinen Eingang
(angelegt an seinen Gate-Anschluss) auf, und der P-MOS-FET M16 weist
das Vorspannungssignal BIAS-P als seinen Eingang auf. Sind die M15/M16-FETs
mit den V+ und V– Leitungen 120 und 122 verbunden,
so bewirken die an die jeweiligen Gate-Anschlüsse angelegten Vorspannungen,
dass jeder Transistor M15 und M16 einen gewissen Strom zieht. M16
ist aber nicht einfach mit den V+ und V– Leitungen verbunden. Vielmehr
ist P-MOS M16 direkt mit der Eingangsleitung LEITUNG 1 verbunden,
welche dieselbe Leitung ist, mit welcher der Schalter M1 verbunden
ist. Dies bedeutet, dass bei Fehlen eines positiven Impulses auf
LEITUNG 1, der M15/M16-Detektor auf AUS vorgespannt ist, weil die
Spannung der LEITUNG 1 zwischen V+ und V– liegt, was bedeutet, dass
P-MOS-FET M16 ausgeschaltet ist
(da seine Gate-Source-Spannung umgekehrt ist).
-
Während dieser
Zeitspanne (bei Fehlen eines positiven Impulses auf LEITUNG 1) ist
N-MOS-FET M15 auf AN (seine Gate-Source-Spannung ist die an das
Gate angelegte BIAS-N-Spannung), was die Signalleitung 164 LOW
macht. Dieses LOW treibt den M5/M9-Inverter an, so dass sein Ausgang,
der an das Gate des Hauptschalters M1 angelegt wird, HIGH ist, wodurch
M1 auf AUS gehalten wird.
-
Kommt
auf der LEITUNG 1 ein positiver Impuls an, der V+ überschreitet
(was gewöhnlich
der Fall ist), so spannt die Gate-Source-Spannung des P-MOS-FET
M16 M16 auf AN vor. Der FET M16 ist als ein breiterer FET als der
N-MOS-FET M15 hergestellt (siehe nachfolgende Tabelle 1 für die Dimensionen
der verschiedenen, in den 12A, 12B und 13 verwendeten
FETs), so dass M16 mehr Strom zieht und die Spannung auf dem Eingang
des M5/M9-Inverter (Signalleitung 164) umkehrt. Diese Umkehrung
wiederum zieht das Gate des P-MOS-FET-Schalters M1 LOW, was wiederum
M1 auf EIN schaltet, wodurch die LEITUNG 1 mit der V+ Leitung oder
der Schiene 120 verbindet. Wenn sie auf AN ist, führt die
Gleichrichterschaltung M1 Strom von der LEITUNG 1 zur V+ Leitung,
wodurch der Kondensator C1 geladen wird. Sobald der Eingangsimpuls auf
der LEITUNG 1 bis zu einem Punkt abfällt, an welchem der Eingangsimpuls
nicht mehr länger
größer als ein
größerer Schwellenwert
als BIAS-P ist, schaltet der P-MOS-FET M16 auf AUS, und der M16/M15-Detektor wird somit
auf AUS vorgespannt, wodurch die Leitung 164 LOW wird,
was wiederum (durch den M5/M9-Inverter) bewirkt, dass das GATE des
FET M1 HIGH wird, wodurch P-MOS-FET M1 auf AUS geschaltet wird.
Es ist anzumerken, dass ein Abschnitt des M5/M9-Inverters, d.h.
die Source des N-MOS-FET M5, eher mit der LEITUNG 2 als V– verbunden
ist. Diese Verbindung hilft beim Hochfahren und steigert die Einschalt-Ansteuerung für den Gleichrichter
FET M1.
-
Noch
immer mit Bezug auf die 12A,
bilden P-MOS-FET M14 und N-MOS-FET M13 die Detektorschaltung 166 (in 11 dargestellt),
und P-MOS M7 und N-MOS-FET
M11 bilden die Inverter-Schaltung 168 (ebenfalls in 11 dargestellt).
Der Schalter M3 des Gleichrichters FET wird durch den M7/M11-Inverter
angesteuert, dessen Eingang (auf Signalleitung 170) von
der M13/M14-Detektorschaltung kommt. Der M13/M14-Detektor weist
zwei separate Eingänge
auf. Der N-MOS-FET M13 weist das Vorspannungssignal BIAS-N als seinen
Eingang auf (angelegt an seinen Gate-Anschluss), und der P-MOS-FET
M14 weist das Vorspannungssignal BIAS-P als seinen Eingang auf.
Der N-MOS-FET M13 ist direkt mit der Eingangsleitung LEITUNG 1 verbunden,
welche dieselbe Leitung ist, mit welcher die Gleichrichterschaltung
M3 verbunden ist. Dies bedeutet, dass bei Fehlen eines negativen
Impulses auf LEITUNG 1, der M14/M15-Detektor auf AUS vorgespannt
wird, weil die Spannung der LEITUNG 1 zwischen V+ und V– liegt,
was bedeutet, dass der N-MOS-FET M13
ausgeschaltet wird (weil seine Gate-Source-Spannung umgekehrt ist).
Während
dieser Zeitspanne (bei Fehlen eines negativen Impulses auf der LEITUNG
1), ist der P-MOS-FET M14 auf AN (wobei seine Gate-Source-Spannung
durch die an das Gate angelegte BIAS-P-Spannung und die an seine
Source angelegte V+-Spannung vorgespannt wird), was die Signalleitung 170 HIGH
macht. Dieses HIGH treibt den M7/M11-Inverter an, so dass sein Ausgang,
der an das Gate des Haupt-FET-Schalters M3 angelegt wird, LOW ist,
wodurch M3 auf AUS gehalten wird.
-
Kommt
auf der LEITUNG 1 ein negativer Impuls (d.h. die negative Hälfte eines
zweiphasigen Impulses) an, der V– in seiner Amplitude überschreitet
(was gewöhnlich
der Fall ist), so erreicht die Gate-Source-Spannung des N-MOS-FET
M13 den Schwellenwert, wodurch sie den N-MOS-FET M13 auf AN vorspannt. Der
FET M13 ist als ein breiterer FET als der P-MOS-FET M14 hergestellt
(siehe Tabelle 1), so dass M13 mehr Strom zieht und die Spannung
auf dem Eingang des M7/M11-Inverter
(Signalleitung 170) umkehrt. Diese Umkehrung wiederum zieht
das Gate des N-MOS-FET-Schalters M3 HIGH, was wiederum M3 auf EIN
schaltet, wodurch die LEITUNG 1 mit der V– Leitung oder der Schiene 122 verbindet.
Wenn sie auf AN ist, führt
die Gleichrichterschaltung M3 Strom von der LEITUNG 1 zur V– Leitung,
wodurch der Kondensator C1 geladen wird. Sobald der negative Eingangsimpuls
auf der LEITUNG 1 bis zu einem Punkt abfällt, an welchem der Eingangsimpuls
nicht mehr länger
größer als
ein Diodenspannungsabfall unter BIAS-N ist, schaltet der N-MOS-FET M13 auf AUS,
und der M13/M14-Detektor wird somit auf AUS vorgespannt, wodurch
die Leitung 170 HIGH wird, was wiederum (durch den M7/M11-Inverter) bewirkt,
dass das GATE des FET M3 LOW wird, wodurch N-MOS-FET M3 auf AUS
geschaltet wird. Wie in 12A dargestellt
ist, ist ein Anschluss der M7/M11-Inverterstufe, d.h. die Source
von P-MOS-FET M7, eher mit der LEITUNG 2 als V+ verbunden. Diese Verbindung
hilft beim Hochfahren und steigert die Einschalt-Ansteuerung für den Gleichrichter
FET M3.
-
12B zeigt die Detektor- und Inverter-Schaltkreise
für das
Ansteuern der Gleichrichter-FET-Schalter M3 und M4. In jeder Hinsicht
sind die Topologie und Betrieb eines solchen Schaltkreises gleich
wie jene, die zuvor in Verbindung mit der 12A beschrieben
wurden, nur dass die LEITUNG 1 und die LEITUNG 2 umgedreht sind.
-
Wendet
man sich nun 13 zu, so ist eine bevorzugte
Vorspannungs- und Referenzgeneratorschaltung 136 dargestellt.
Eine solche Schaltung 136 umfasst sieben FETs, M21 bis
M27. Ein langer P-MOS-FET M21 wird als Strombegrenzungswiderstand
verwendet, um einen mit einer Diode verbundenen N-MOS-FET M22 zu
versorgen, der die Vorspannung BIAS-N bereitstellt. Die Vorspannung
oder Referenzspannung BIAS-N ist somit etwa einen Schwellenwert
größer als
die Spannung auf der V– Leitung 122.
-
Der
Strom I1, der durch M21 hindurchfließt, wird als statischer Vorstrom
bezeichnet, weil er zu jeder Zeit vorhanden ist, wenn die Niedrigleistungsgleichrichterschaltung
eingeschaltet ist, d.h. immer dann, wenn eine Betriebsspannung auf
den V+ und V-Leitungen
oder Schienen vorhanden ist. Ein typischer Wert für den statischen
Vorstrom I1 beträgt
etwa 0,2 μA.
-
Immer
noch mit Bezug auf 13 ist ersichtlich, dass der
Dioden verbundene N-MOS-FET
M22 einen anderen N-MOS-FET M23 antreibt. Dieser FET M23 spiegelt
den statischen Vorstrom I2 auf den anderen Dioden-verbundenen P-MOS-FET
M24, welcher die Vorspannung BIAS-P bereitstellt. Somit ist ersichtlich,
dass die Vorspannung oder Referenzspannung BIAS-P eine Schwellenwertspannung
niedriger als die Spannung auf der V+ Leitung 120 ist.
-
Wie
weiters aus 13 ersichtlich ist, sind die
zwei P-MOS-FETs M25 und M26 mit der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2
quer verbunden, so dass die positivere auf EIN geschaltet wird,
wann immer ein zweiphasiger Impuls auf der LEITUNG 1/LEITUNG 2 vorhanden
ist. D.h. während
der positiven Phase eines zweiphasigen Impulses wird M25 auf EIN
geschaltet; und während
der negativen Phase eines zweiphasigen Impulses wird M26 auf EIN
geschaltet. Strom von den FETs M25/M26, die mit der LEITUNG 1/LEITUNG
2 verbunden sind, geht durch einen anderen P-FET M27 hindurch, der
immer auf AN vorgespannt ist, und der dazu verwendet wird, den Strom,
der durch M25/M26 und M27 fließt,
auf einen Wert I2 zu begrenzen.
-
Der
Strom I2 wird als dynamischer Vorstrom bezeichnet und weist gewöhnlich einen
Wert von etwa dem 100-fachen des I1 auf, d.h. etwa 20 μA. Es ist
aber anzumerken, dass I2 nur während
jeder Zeit fließen darf,
wenn ein Eingangsimpuls auf der LEITUNG 1/LEITUNG 2 vorhanden ist,
was (aus der Sicht eines Betriebszyklus) nur einen relativ kleinen
Zeitrahmen darstellt, z.B. nur 4 μs
von 240 μs.
Fließt
der dynamische Vorstrom I2, so wird auch der Strom, der durch den
Dioden-verbundenen
M22 und den Dioden-verbundenen M24 fließt, erhöht, wodurch bewirkt wird, dass
die Vor-/Referenzspannungen BIAS-N und BIAS-P geeignet eingestellt
werden (welche beide geringfügig
erhöht
werden).
-
Der
statische Vorstrom I1 wirkt somit als Hintergrund- oder Stand-by-Vorstrom,
der während
der Zeit zwischen den Impulsen auf den Eingangssignalleitungen LEITUNG
1 und LEITUNG 2, d.h. zwischen den Zeiten, in welchen nur eine geringe
(wenn überhaupt)
Spannungsdifferenz zwischen der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 vorhanden
ist, dafür
sorgt, dass der Betrieb richtig abläuft. Kommt ein Eingangsimpuls
an, d.h. während
jener Zeiten, wenn zwischen der LEITUNG 1 und der LEITUNG 2 eine
große
Spannungsdifferenz vorhanden ist, so tritt der dynamische Vorstrom
ein und schafft dadurch einen Betriebsmodus, in welchem der Vorstrom
und die sich ergebenden Referenzspannungen BIAS-P und BIAS-N auf
einen Wert eingestellt sind, der besser für den Zeitpunkt geeignet ist,
zu welchem die Eingangsimpulse vorhanden sind. Dieser Anstieg der Referenzspannungen
BIAS-P und BIAS-N während
des Betriebsmodus liefert höhere
Ströme,
um die geeigneten Detektorschaltungen schnell AN und AUS anzutreiben,
so dass die entsprechenden Gleichrichterschaltungen M1–M4 schnell
AN und AUS schalten können,
wodurch die gewünschte
Gleichrichterfunktion bereitgestellt wird. Da der größere dynamische
Vorstrom I2 nur während
des Betriebsmodus vorhanden ist, was eine relativ kurze Zeitspanne
darstellt, wird der Energieverbrauch der Gleichrichterschaltung
insgesamt gering gehalten.
-
Die
nachfolgende Tabelle 1 gibt die Größen der verschiedenen P-MOS-
und N-MOS-Transistoren,
die in den schematischen Darstellungen der 12A, 12B und 13 gezeigt
sind, an, und sie umfasst weiters einen bevorzugten Wert des Speicherkondensators
C1. Die Art der Angabe (über
Größe oder
Dimension) der verschiedenen innerhalb eines IC verwendeten N-MOS-
und P-MOS-FET-Transistoren ist Fachleuten auf dem Gebiet der Verarbeitungstechnik
von Halbleitern bekannt und für
diese verständlich.
Günstigerweise
kann durch die selektive Steuerung der Größe (Dimensionen) solcher Transistoren
während
der IC-Verarbeitungsschritte das Leistungsverhalten der N-MOS- oder
P-MOS-Transistoren gesteuert oder für ein bestimmtes Design, für das der
Transistor verwendet wird, maßgeschneidert
werden. Somit kann ein relativ "langer" N-FET mit einer
Größe von z.B.
5/10, wobei die erste Zahl die Breite und die zweite Zahl die Länge darstellt,
einen höherer
Einschaltwiderstand (und somit eine langsamere Einschaltzeit) aufweisen,
als dies z.B. ein relativ "breiter" und "kurzer" N-Fet mit einer
Größe von 40/2
hat. Im Allgemeinen gilt: je breiter der FET ist, desto mehr Stromführungskapazität weist
er auf; und je länger
der FET ist, desto mehr Widerstand zeigt er.
-
Tabelle
1
Transistorgrößen und
Komponentenwerte für
die Fig. 12A, 12B und 13
-
-
Wie
oben beschrieben wurde, ist somit ersichtlich, dass die vorliegende
Erfindung eine Niedrigstleistungsgleichrichterschaltung bereitstellt,
die insbesondere dafür
geeignet ist, innerhalb einer implantierbaren Vorrichtung wie einem
implantierbaren Sensor verwendet zu werden, die eine sehr geringe
Einschaltspannung zeigt und selbststartend ist, d.h. die auf ein
hereinkommendes Wechselstromsignal, so z.B. eine Impulskette von
zweiphasigen Impulsen, reagiert, selbst wenn gegenwärtig keine
Betriebsspannung vorhanden ist.
-
Weiters
ist ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung eine solche Niedrigleistungsgleichrichterschaltung
bereitstellt, die all die erforderlichen Steuersignale selbst erzeugt,
die benötigt
werden, um die Gleichrichterschalter zu den passenden Zeitpunkten
als Funktion des hereinkommenden Wechselstromsignals auf AN und
AUS zu schalten. Insbesondere ist ersichtlich, dass die Schaltung
während
der meisten Zeit unter Verwendung eines sehr niedrigen statischen
Vorstroms betrieben wird, wenn die Gleichrichterschaltung im Stand-by-Modus
arbeitet, aber dass sie automatisch einen größeren dynamischen Vorstrom
auslöst,
wenn ein gleichzurichtender hereinkommender Impuls vorhanden ist.
-
Während die
hierin offenbarte Erfindung mithilfe spezifischer Ausführungsformen
und Anwendungen davon beschrieben wurde, sind zahlreiche Modifikationen
und Variation darauf durch Fachleute auf dem Gebiet der Technik
möglich,
ohne dabei vom Schutzumfang der Erfindung, der in den Ansprüchen dargelegt
ist, abzuweichen.
