DE69830976T2

DE69830976T2 - Adaptive Störungsunterdrückung

Info

Publication number: DE69830976T2
Application number: DE69830976T
Authority: DE
Inventors: Pertti Alapuranen; Ingo Kuhn; Janne Paksuniemi
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1997-12-16
Filing date: 1998-12-16
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2018-12-17
Also published as: EP0926839A2; JPH11251938A; US6269093B1; EP0926839B1; EP0926839A3; DE69830976D1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Verfahren und eine Vorrichtung zum Entfernen von Zeitteilungs-Mehrfachzugriffsverursachten (Time Division Multiple Access, TDMA) Störungen in einem Audiosignal.
Ein Zeitteilungs-Mehrfachgriffs-(Time Division Multiple Access, TDMA)-System überträgt und empfängt Daten in Zeitfenstern. Sehr bekannte Arten schnurloser TDMA-Systeme sind das Europäische Digitale Zellular-Telefonsystem, welches als das Globale System für Mobilkommunikationen (GSM) bekannt ist, und das U.S. digitale Cellular-Telefonsystem (z.B. IS-136). Für GSM impliziert die Verwendung von TDMA, dass die gesamte Übertragungsenergie des Signals in 1/8 der Rahmenzeit konzentriert ist. Das übertragene Zeitfenster wird oft als TX-Burst bezeichnet.
Akustische Endgeräte rufen Harmonische dieser TX-Bursts hervor. Das Ergebnis ist ein unerwünschtes hörbares Brummgeräusch, das von dem Lautsprecher ausgeht. Die Stärke des Brummens hängt von einer Zahl von Faktoren ab, wie der elektrischen Konstruktion eines Hybrids in dem Endgerät, dem Abstand des TDMA-Senders von dem Endgerät, die mechanische Konstruktion beider Geräte, der Stärke des empfangenen Signals in dem GSM-Transceiver, welche ihrerseits die Stärke des übertragenen Signals, die Phase des Rufs (z.B. können die Gesprächsaufbauphase und die gesprächsverbundene Phase unterschiedliche TX-Niveaus aufweisen) und bestimmter GSM-Merkmale (z.B. diskontinuierliche Übertragung, (DTX) und Frequenzspringen (frequency hopping)).
Wenn der Sender und das Endgerät in einer vorherbestimmten Weise mechanisch konstruiert werden können, kann das hörbare Brummen ausgeschaltet werden, indem die Zuführung von TX-Energie in die Audioband-Schaltkreise verhindert wird. Jedoch ist das nicht immer möglich oder wünschenswert. Beispielsweise werden Endgeräte einer Mobilstation (z.B. Funktelefone) typischerweise als getrennte Einheiten verkauft, die mit einer Mobilstation über eine Standardschnittstelle verbinden. Somit ist es schwierig oder unmöglich, das Layout und die relativen Positionen des Senders und der Audioband-Schaltkreise zu steuern.
Die Frequenz des induzierten TX-Signals entspricht der Rahmenzeit, wobei ein Zeitfenster (und der TX-Burst) pro Rahmen von der Mobilstation übertragen wird. Für den GSM-Fall weist ein Rahmen eine Dauer von 4,615 ms auf, was einer Frequenz von 216,667 Hz (d.h. ungefähr 217 Hz) entspricht. Die Form der induzierten 217 Hz-Geräuschpulse ist abhängig von der mechanischen Konstruktion, wie auch von dem Abstand zum Audiogerät, der Orientierung der Vorrichtung, der Konstruktion der Spulen in dem Lautsprecher und Mikrofon, etc., und kann mit Änderungen in diesen mechanischen Parametern signifikant variieren. Somit kann die Art der unerwünschten Störung in Phase, Form und Amplitude von vornherein nicht festgestellt werden.
Darüber hinaus enthält nicht jeder Rahmen einen TX-Burst, wegen der Multirahmen-Struktur (multi-frame structure) im GSM und dem Multiplexing unterschiedlicher logischer Kanäle in einem bestimmten Kanal. Beispielsweise werden langsam verbundene Steuerungskanäle (Slow Associated Control Channels (SACCH)) in jedem 13ten Rahmen eingefügt und leere Rahmen (IDLE frames) in jeden 26ten Rahmen (für einen Vollraten-Verkehrskanal) eingefügt, was zu Ausfällen der Störung alle 120 ms führt. Für Halbraten-Rahmen enthält jeder 26te Rahmen die SACCH, aber nur jeder zweite Rahmen enthält einen TX-Burst für Verkehrsdaten. Weiter kann somit eine Schwankung des Audio-Brummens auftreten.
Ein weiterer Faktor, der die zyklo-stationäre Störung beeinflusst, ergibt sich aus dem diskontinuierlichen Übertragungs-Betriebsmodus (Discontinous Transmission Mode of Operation). Der DTX-Modus wird verwendet, um die Gesamtinterferenz mehrerer Nutzer in dem System durch Übertragung von Sprachdaten, wenn nur der Nutzer spricht, zu reduzieren. Darüber hinaus, gibt es im GSM eine sogenannte Übergabedauer (hangover period) von vier Sprachrahmen, was bedeutet, dass die DTX-Funktion die Übertragung nicht sofort dämpft, wenn keine Sprache erfasst wird (typischerweise durch einen Sprachaktivierungs-Detektor (Voice Activity Detector, VAD)). In diesem Fall werden sogenannte Komfort-Geräusch-Aktualisierungsrahmen (Comfort Noise Update (CNU) frames) bei der Rate von 1 CNU-Rahmen alle 480 ms übertragen, so lange es keine Sprache gibt. Der DTX-Betriebsmodus wird durch die Basisstation derart gesteuert, dass er die Mobilstation informiert, entweder DTX zu verwenden oder nicht zu verwenden, oder er lässt die Entscheidung der Mobilstation.
Die 1 stellt ein Beispiel einer Störung 9 dar, die in dem Audiosignal eines Endgeräts 2 induziert wird, welches mit einem GSM-festen schnurlosen Endgerät 1 mittels einer 2-Draht-Verbindung verbunden ist, welche eine Ausgabe-Lautsprecherleitung 10 und eine Eingabe-Mikrofonleitung 11 umfasst. Das Hybrid 3 des Endgeräts 2 verändert die Verbindung von 4-Draht auf 2-Draht, und ein Hybrid 4 des Endgeräts 1 verbindet das Signal zurück zu einer 4-Drahtleitung. Die GSM-Störung wird innerhalb des Endgeräts 2 induziert und erzeugt eine Störung in beiden, Lautsprechersignal 10a und Mikrofonsignal 11a. Das interferierte Mikrofonsignal 11a ist in ein digitales Signal durch einen A/D-Wandler 5 gewandelt worden. Das digitale Signal wird dann durch einen Digitalen Signalprozessor (DSP) 6 kodiert und in eine Funk-Frequenz(RF)-Einheit 7 des Endgeräts 1 eingeleitet, welches TX-Bursts 8 an das Netzwerk sendet, die 4,615 ms voneinander beabstandet sind. Das DSP 6 wird verwendet, um Kanalkodierung und -Modulation durchzuführen, wie auch Sprachkodierung für das Eingabe-Mikrofonsignal 11a. Für das Signal, welches von dem Netzwerk gegenüber kommt, wird eine umgekehrte Verarbeitung durchgeführt, um ein analoges Lautsprechersignal zu erzeugen.
In dem in 1 dargestellten Fall, kann die GSM-Störung 10a, die in dem Ausgang des Lautsprechers 10 erfassbar ist (ein hörbares Brummen von 217 Hz), nicht direkt gemessen werden. Als Resultat ist es schwierig, das unbekannte Störungssignal zu entfernen. Eine andere Störung tritt in der Richtung der Mikrofonleitung 11a auf. Als Ergebnis kann das hörbare Brummen auch in dem Hörer des antwortenden Telefons erfasst werden. Jedoch kann diese Störung direkt gemessen und unterdrückt werden.
Die WO 97/34290 A beschreibt einen Rauschunterdrückungs-Schaltkreis und das damit verbundene Verfahren zum Unterdrücken periodischer Störungskomponenten-Abschnitte eines Kommunikationssignals.
Die EP 0748120 A1 beschreibt ein System, das das Vorhandensein einer unerwünschten Schmalbandstörung (narrowband interference) reduziert, welches Rücksignal-Übergänge (return signal transitions) unbrauchbar macht.
Es wäre wünschenswert, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Reduzieren oder Ausschalten einer hörbaren Störung, die vom Burst-Modusbetrieb eines Senders stammt, bereitzustellen.
Es wäre wünschenswert, eine hörbare Störung zu reduzieren oder auszuschalten, die in ein festes schnurloses Endgerät über ein beigefügtes Endgerät (z.B. eine herkömmliche Telefonvorrichtung), verbunden ist, wobei die Störung von einem Burstmodusbetrieb eines Senders stammt.
Es wäre wünschenswert eine hörbare Störung, die in ein festes schnurloses Endgerät über eine beigefügte Vorrichtung (z.B. eine herkömmliche Telefonvorrichtung) zu reduzieren oder auszuschalten, wobei die Störung von einem Burstmodusbetrieb eines Senders stammt, während auch Unregelmäßigkeiten in Betracht gezogen werden, die in den übertragenden Burst aufgrund des Betriebs mit einer Multi-Rahmen-Struktur und diskontinuierlicher Übertragung auftreten können.
Das Vorhergehende und andere Probleme befassen sich mit Verfahren und einer Vorrichtung in Übereinstimmung mit Ausführungsformen dieser Erfindung zum Unterdrücken von Sender-Burstmodus-Störungen (transmitter burst mode disturbances) in einem Hörbereich. Das Verfahren und die Vorrichtung extrahieren einen TDMA-Burst-Störsignalabschnitt von einem gestörten Signal und verarbeiten das gestörte Signal, um ein Kompensationssignal zu erzeugen. Logik wird bereitgestellt, um die Multirahmen-Struktur und die DTX-Mechanik von GSM oder irgendeinem Burst-artigen (TDMA) Funkschnittstellen-Standard von Interesse, wie durch IS-136 definiert, zu erkennen.
In Übereinstimmung mit dieser Erfindung, beinhaltet ein Verfahren zum Entfernen eines Störsignals von einem gerahmten Eingabesignal, das durch einen Sender induziert wird, der Energie-Bursts überträgt, die Schritte: (a) Erfassen jener Signalrahmen, wobei das Eingabesignal Signalenergie enthält, welche im Wesentlichen nur das Störsignal umfasst; (b) Charakterisieren des Störsignals in den erfassten Signalrahmen, um eine Störsignalkorrektur zu erhalten und (c) Kompensieren des Eingangssignals, nur für jene Signalrahmen, wo ein Übertragungsburst exisiert, wobei die erhaltene Störsignalkorrektur verwendet wird, um so das Störsignal von jenen Signalrahmen zu entfernen, die Sprache enthalten und auch von bestimmten Signalrahmen, die keine Sprache enthalten.
Der Schritt des Erfassens der Störung beinhaltet einen Schritt des Filterns des Eingabesignals mit Filtern, die auf harmonische Frequenzen der Störung und an Frequenzen zwischen den Störungsfrequenzen angepasst sind. Passende angepasste Filter können beispielsweise Goertzelfilter sein. Auch ein Schritt des Bestimmens der Signalleistung in jeder erfassten Frequenz ist beinhaltet, ob das Signal nur eine Störung enthält oder falls es noch ein anderes Signal gibt (z.B. Sprache).
Der Schritt des Charakterisierens der Störung verwendet bevorzugt einen adaptiven Zeilenverbesserungs-(adaptive line enhancer, ALE)-Typ eines adaptiven Filters endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response, FIR), zu welchem das reine (erfasste) Störsignal eingegeben wird. Der FIR-ALE-Filter passt an ein kontinuierliches Signal an und extrahiert es von diskontinuierlichen Signalen, wie Hintergrundrauschen.
Für vokale Komponenten der Sprache ist der Fall nicht einfach, da die vokalen Komponenten auch ein kontinuierliches Verhalten darstellen. Somit wird das Eingabesignal in den FIR-ALE nur eingegeben, wenn das reine Störsignal erfasst wird, um vorhanden zu sein. Aus dem Eingangssignal wird der Störungsabschnitt extrahiert, nachdem das Signal durch den FIR-ALE-Filter passiert ist. Die Koeffizienten dieses adaptierten Filters können dann verwendet werden, um den Störungsabschnitt des Signals zu entfernen, auch wenn es andere Signalkomponenten (z.B. Sprache) gibt, in dem das Eingangssignal in einen FIR-Filter eingegeben wird, der die gleichen Filterkoeffizienten wie der adaptive Filter aufweist.
Das Eingabesignal kann kompensiert werden, indem der extrahierte Störungsabschnitt dem Eingangssignal abgezogen wird. Diese Kompensation wird für alle Signalabschnitte durchgeführt, während TX-Bursts übertragen worden sind. Signalbeispiele, die während der leeren Rahmen genommen wurden, können unkompensiert gelassen werden, da sie keine Störung beinhalten. Während des DTX-Modus der Übertragung werden alle Signalrahmen, außer leere Rahmen, bei denen erfasst worden ist (durch VAD), dass sie ein hörbares Signal aufweisen, kompensiert. Zusätzlich zu diesen Rahmen existieren auch CNU-Rahmen, während welchen der TX-Burst übertragen wird. Proben, die während der CNU-Rahmen genommen werden, werden ebenso kompensiert.
Die 1 ist ein Blockdiagramm einer festen schnurlosen Endgerät-Konfiguration.
Die 2 stellt eine Ausführungsform eines Störungsentfernungssystems dar, wie es in dem DSP des festen schnurlosen Endgeräts in 1 implementiert ist.
Die 3 ist ein Blockdiagramm des Störungsdetektors, der in 2 dargestellt ist.
Die 4 ist ein Diagramm, welches unterschiedliche Steuerungsabläufe eines Verfahrens dieser Erfindung zeigt. Leerer Rahmen und DTX-Logik und -Abläufe sind dargestellt.
Die 5a bis 5d stellen Steuerungsabläufe während leerer Rahmen- und DTX-Abläufen dar.
Die 6a und 6b stellen die Steuerung der Kontinuität des Signals dar, das in die adaptive FIR-ALE eingegeben wird und zeigen den Betrieb eines Spitzendetektors (peak detector). Ein Ergebnis des Eingebens diskontinuierlicher Störung in den FIR-ALE wäre ein fehlerhaftes Filtern für eine gewisse Zeitdauer, einer Situation, die in der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform der Erfindung vermieden wird.
Durch den Weg des Einführens, um das 217 Hz und harmonische Störungssignal zu in Übereinstimmung mit den Lehren dieser Erfindung zu entfernen, wird das Störungssignal zuerst von dem digitalisierten Audiosignal durch den DSP 6 extrahiert.
Dies wird durch einen adaptiven Filterungsabschnitt, der in 2 dargestellt ist, bewerkstelligt. Es kann jedoch nicht angenommen werden, dass der Betrag an induzierter Störung bei der Mikrofonleitung 11a (siehe 1) gleich der Störung bei der Hörerleitung 10a ist, da beide Pfade über den Hybrid 3 elektrisch und mechanisch unterschiedlich sind. Messungen haben ergeben, das dies typischerweise der Fall ist. Als Ergebnis werden Störungen nur in die Richtung der Mikrofonleitung 11a unterdrückt. Die Störungsextraktion kann durch Verwendung eines adaptiven Zeilenverbesserers (Adaptive Line Enhancer, ALE), der ein adaptiver Filter ist, durchgeführt werden.
In 2 beinhaltet die Störungsentfernungsvorrichtung (die vorzugsweise mindestens teilweise als Anweisungen implementiert sind, die durch den DSP 6 ausgeführt werden) einen Eingabebuffer 20 zum Speichern des digitalisierten Eingabesignals. Eine Ausgabe des Buffers 20 wird bei einem leeren Rahmen und DTX-Logik-Block 22 angewandt, welcher mit einem leerer Rahmen-Zeiger (Idle frame pointer) 24 und jeweiligen TX-Start- und TX-Stop-Blöcken 26 und 28 verbunden ist. Die TX-Start- und TX-Stop-Blöcke 26 und 28 steuern den Zustand eines Schalters 30, der wahlweise den Ausgang des leeren Rahmens und DTX-Logik-Blocks 22 mit einem Störungserfassungsblock 32 oder einem normalen Filterungsblock 34 verbindet. Der Störungserfassung-Block 32 weist zugeordnete Bitschalter 36 auf, die den Zustand eines zweiten Schalters 38 steuern, um so wahlweise die Ausgabe des Störungserfassungsblock mit dem normalen Filterungsblock 34 oder einem adaptiven Filterungsblock 40 (vorzugsweise ein FIR-ALE) zu verbinden. Der adaptive Filterungsblock 40 stellt Filterkoeffizienteninformation 40a an den normalen Filterungsblock 34 bereit. Die Ausgaben der Filterblöcke 34 und 40 werden an einen Ausgabebuffer 42 bereitgestellt, der ein Ausgabesignal bereitstellt, wie ein Sprachsignal, das vorzugsweise frei von Interferenz-Störungen ist, die sich aus dem TDMA-Betrieb ergeben.
Obwohl ALE-Filter (siehe 4) dazu neigen, sich an die Schmalband-Komponente eines Eingabesignals anzupassen, benötigen sie typischerweise einen signifikant großen Verzug bei der Eingabe, um lange Vokale in der Sprache zu hindern, mit einer Störungsextraktion zu interferieren. Um diesen Nachteil zu überwinden, wird die Verwendung des Interferenzerfassungs-Blocks 32 bevorzugt. Der Interferenz-Erfassungsblock 32 erfasst jene Eingangssignalabschnitte, welche sich hauptsächlich aus Interferenz und Sätzen passender Bitschalter 36 gemäß dieser Interferenz-Information zusammensetzten. Wenn bei einem Eingangssignalblock erfasst wird, dass er hauptsächlich interferiert, wird er mit dem adaptiven FIR-ALE 40 gefiltert. Wenn die Koeffizienten des FIR-ALE 40 konvergieren, ist die Ausgabe des adaptiven Filters 40 im Wesentlichen ein interferenzfreies Signal.
Für diese Abschnitte des Eingangssignals, die auch Sprache enthalten, oder interferenzfrei sind, wird der normale FIR-Filter 34 verwendet. Der normale FIR-Filter 34 läuft vorzugsweise mit den gleichen Filterkoeffizienten wie der adaptive FIR-ALE 40 ab, wie durch die Koeffizienteninformation 40a angegeben wird, die von dem adaptiven Filter 40 an den normalen FIR-Filter 34 verlaufen ist. Der normale FIR-Filter 34 extrahiert somit das Schmalband-Interferenzsignal, welches von dem Eingangssignal abgezogen wird, um das interferenzfreie Ausgangssignal bei dem Ausgangsbuffer 42 zu erhalten.
Es wird angemerkt, dass in 2 zwei getrennte FIR-Filter gezeigt worden sind: der adaptive Filter 40 und der normale (nicht-adaptive) Filter 34, welcher jedoch die gleichen Filter wie der adaptive Filter 40 verwendet. Es sollte festgestellt werden, dass es bevorzugt sein kann, nur einen Filter zu verwenden, wobei die Anpassung unterbrochen wird, indem das Fehlersignal auf Null gezwungen wird, wo es keine Störung gibt oder wenn das Eingabesignal Sprache beinhaltet. In diesem Fall, wird zusätzliche Steuerung benötigt, wenn die Anpassung nochmals nach einer Sprechdauer ermöglicht wird. Wenn die Anpassung ermöglicht wird, sollte die Verzögerungsleitung 40B des Filters ein „reines" Störungssignal beinhalten um eine Fehlanpassung zu vermeiden. Das kann durch Verwendung zweier Verzugsleitungen durchgeführt werden. Die erste Verzugsleitung enthält die letzten Proben, während welchen die Koeffizienten des Filters angepasst worden sind, während die zweite Verzugsleitung die Verzugsleitung ist, welche während der Filterung verwendet wird. Bei Beginn der Anpassung werden die Proben, welche nur das Störungssignal beinhalten, von der ersten Verzugsleitung an die zweite (aktuelle) Verzugsleitung kopiert.
Im Prinzip, wenn es keine Störung im Signal gibt, fügt die Filterung des Signals etwas Störung dem Signal hinzu. Jedoch wurde festgestellt, dass die Störung nicht plötzlich auftritt, aber stattdessen, dass der Filter 40 Zeit hat, sich an die verringerte Störung anzupassen. Wenn die Störung komplett verschwunden ist, sind die Koeffizienten des Filters 40 so klein geworden, dass die Filterung keinen hörbaren Effekt auf das Ausgabesignal hat.
Es ist liegt auch innerhalb es Schutzbereichs der Lehre dieser Erfindung, den ersten Koeffizienten auf eins zu setzen und die anderen Koeffizienten auf Null zu zwingen, wenn keine Störung in den vier Rahmen vorhanden ist, die übertragen werden, nachdem der Stimm-Aktivitäts-Detektor(Voice Activity Detector, VAD)-Bitschalter auf Null wechselt (um ein Ende der Sprache anzuzeigen).
Es wird weiter angemerkt, dass der Eingabebuffer 20 nur für jene Rahmen verwendet wird, wenn der Sender eingeschaltet ist. Während leerer Rahmen und während des DTX-Modus (wenn der Sender ausgeschaltet ist), werden die Proben in den Eingabefilter 20 nicht kopiert, werden aber stattdessen direkt an einen Sprach-Kodierer-Eingabebuffer weitergeleitet. Während jene Rahmen übertragen werden, wird stattdessen der Ausgabebuffer 42 des Störungsentfernungsfilters an den Eingabebuffer des Sprachkodierers kopiert. Es sollte jedoch angemerkt werden, dass diese Buffer physikalisch die gleichen Datenadressen in dem Speicher des DSP 6 sein können.
Bezüglich 3, umfasst der Interferenz-Erfassungsblock 32 einen Eingabebuffer 32A, einen angepassten Filterungsblock umfassend verschiedene Filter 32B–32H, und einen Entscheidungslogik-Block 32I, welcher eine Ausgabe an den Interferenz-Bitschaltungsblock 36 bereitstellt. In der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung sind die angepassten Filter als Goertzelfilter implementiert, welche ein relativ einfaches Verfahren zum Berechnen der Signalleistung in einem bestimmten Frequenzband bereitstellen. In der dargestellten Ausführungsform wird ein mit 217 Hz angepasster Filter 32B bereitgestellt, wie erster harmonischer (434 Hz), zweiter harmonischer (650 Hz) und n^te harmonische angepasste Filter 32D, 32E und 32H. Die eingefügte Zeichnung stellt die Konstruktion eines Goertzelfilters dar, wie den angepassten Filter 32G. Ebenso werden ausgewählte angepasste Filter 32C, 32E und 32G bereitgestellt, welche eine Ausgabe bereitstellen, welche die Leistung bei einer ausgewählten Frequenz f₁, f₂, etc. anzeigen.
Nach der Berechnung von Signalleistungen bei der Interferenzfrequenz und ihrer Harmonischen, wie auch der ausgewählten Frequenzen, wird eine Entscheidung in Block 32I gemacht, ob das Signal hauptsächlich Interferenz umfasst. Falls genauso ein anderes Signal vorhanden ist (z.B. Sprache, welche durch einen oder mehrere der angepassten Filter 32C, 32E, 32G erfasst wird), bestimmt der Entscheidungslogik-Block 32I, dass das Eingabesignal keine reine Interferenz beinhaltet und setzt den Interferenz-Bitschalter auf eine „Keine_Interferenz"-Position. Zusammen mit der Information der Interferenz-Entscheidung des vorliegenden Signalblocks, wird auch Information, welche die Interferenz-Entscheidung des vorhergehenden Signalblocks betrachtet, ebenso aufrechterhalten.
In 3 wird die Interferenzerfassung durch Vergleichen der Signalleistungen bei bestimmten Frequenzen durchgeführt. Die Signalleistung der Interferenz-Frequenzen (217 Hz und Harmonische) und Frequenzen, welche zwischen den Interferenz-Frequenzen liegen, werden mit den angepassten Goertzelfiltern 32B–32H angepasst. Angenommen, dass die Frequenz f_i auf einen gewählten Wert gesetzt wird und f_s die Probenrate ist, kann die Ausgangsleistung bei der gewählten Frequenz mit der folgenden Gleichung berechnet werden:
Die Entscheidung von Interferenz/keiner Interferenz basiert auf der Signalleistungs-Information. Wenn die Signalleistungen der Interferenz-Frequenzen um einen Grenzwert größer als die Leistung der dazwischenliegenden Frequenzen ist, kann das Eingangssignal als Hauptinterferenz bestimmt werden. Um als Interferenz erklärt zu werden, haben die Signalleistungen in jeder interferierenden Frequenz vorzugsweise auch eine vorherbestimmte Beziehung zueinander. Nur falls diese beiden Bedingungen erfüllt sind, wird das Eingangssignal bestimmt, um die Hauptinterferenz zu enthalten, und somit kann es zum Extrahieren der Interferenzkomponente von dem Eingangssignal verwendet werden.
In der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform wird die Interferenzerfassung alle 20 ms für Eingabesignal-Rahmen durchgeführt, wobei DTX nicht verfügbar ist. Falls das DTX aktiv ist, wie TX-ein oder TX-aus, wird während des Eingabesignal-Rahmens das Signal immer so behandelt, als wenn es nicht nur Interferenz enthält und wird mit dem normalen Filter 34 von 2 gefiltert. Dieser Ablauf kann durch einen zweiten Bitschalter (z.B. einen DTX-aktiven Bitschalter) gesteuert werden, der mit dem Schalter 38 verbunden ist.
Wenn bei dem Signal stattdessen erfasst wird, dass es hauptsächlich Interferenz beinhaltet, wird es mit dem adaptiven FIR-ALE-Filter 40 gefiltert, welcher detaillierter in 4 dargestellt ist. Es wird angemerkt, dass, obwohl der adaptive Filter 40 als ein adaptiver kleinster Standardabweichungs-Algorithmus 40A (Least Mean Squares, LMS) implementiert ist, können andere Algorithmen wie normalisierte LMS oder NLMS genauso verwendet werden. Mit der LMS-Ausführungsform, lautet die Koeffizienten-Aktualisierungsgleichung: H(n) = H(n – 1) + 2ue(n)x(n)
Wobei u der Anpassungskoeffizient ist, H ist der Filterkoeffizienten-Vektor, e ist ein Filterungsfehler, x ist ein Eingangssignal-Vektor und n ist die gegenwärtige Zeit. Der Anpassungskoeffizient u beträgt typischerweise ungefähr 0,1. Der adaptive FIR-ALE-Filter 40 verzögert das Eingangssignal x(n) mit Koeffizienten H(n – 1). Die Ausgabe y(n) wird dann von dem Eingangssignal abgezogen, um das Fehlersignal e(n) zu erhalten. Die Filterkoeffizienten werden dann mit Bezug auf die vorhergehend erwähnten Koeffizienten-Aktualisierungsgleichung angepasst.
Der Verzug in der Eingabe wird verwendet, um die Eingangsdaten zu dekorrelieren. Nach einiger Zeit, um eine Anpassung des Ausgangs des FIR-ALE-Filters 40 zu erlauben, welches das Interferenzsignal ist. Somit, kann das Fehlersignal e(n) als das Ausgangssignal der Interferenz-entfernenden Vorrichtung verwendet werden.
Während leerer Rahmen, und mit dem DTX-Betrieb, welcher während Übertragungsdauern aktiv ist, wird das Eingabesignal nicht gefiltert, da es zu diesen Zeiten keine Interferenz aufgrund eines Fehlens von TX-Bursts von der RF-Einheit 7 enthält. Während dieser Zeit, werden die Signalblöcke vorzugsweise einfach hindurchgelassen. Der leere Rahmen und der DTX-logische Block 22 (2) sind für ein Erfassen der DTX-aktiven Zeiten verantwortlich.
Insbesondere während des Betriebs der DSP-Software des festen schnurlosen Endgeräts 1 sind gewisse Software-Module verantwortlich für ein Implementieren des leeren Rahmens und der DTX-Logik 22. Diese Module liefern Information betreffend der Startzeit des leeren Rahmens und den Übertragungs-Stop/-Start-Zeiten, bei Betrieb im DTX-Modus. Die angegebenen Zeiten werden zum Steuern des Kopierens von Signalbeispielen in den Eingabebuffer 20 des Filters verwendet, so dass, falls ein Signalbeispiel während eines leeren Rahmens genommen wird, es in dem Eingabebuffer 20 nicht gespeichert wird. Das erlaubt dem Interferenz-Signal in dem Filtereingabe-Buffer 20 zyklo-stationär zu bleiben. Beide, der Interferenz-Detektor 32 und der Interferenz-Extrahierer/-Subrahierer, verwenden dieses zyklo-stationäre Interferenz-Signal. Nach dem Filtern werden die gefilterten Proben in den Signaleingabe-Buffer kopiert, während die leeren Rahmen-Proben nicht verarbeitet werden.
Eine passende Länge für den FIR-Filter beträgt vorzugsweise 100 Schläge (taps), und der Dekorrelationsverzug 40C braucht nur eine Probe zu sein, wenn der Interferenzdetektor 32 verwendet wird. Wie früher angemerkt worden ist, ist der bevorzugte Wert für die Anpassungskonstante des ALE-Filters 40 0,1.
Die 5a beschreibt den Ablauf des Schaltkreises während leerer GSM-Rahmen.
Bei Betrieb in dem DTX-Modus, werden die Eingangsproben nur gefiltert, wenn Tx-Bursts gesendet werden. Die DTX-Software-Module gewährleisten, dass nur die Proben, die während der Tx-Bursts genommen werden, zu den Filterungsblöcken gesendet werden. Die 5b bis 5d stellen den Ablauf des Schaltkreises dar, um die DTX-Steuerung zu erreichen.
Beim Umschalten der Signalblöcke zwischen dem adaptiven Filter 40 und dem normalen Filter 34 ist es wichtig, zu gewährleisten, dass die Signal-(Interferenz-)-Eingabe an den adaptiven Filter 40 zyklo-stationär bleibt. Eine gegenwärtig bevorzugte Lösung verwendet einen Spitzensuch-Algorithmus für diesen Zweck.
Die 6a stellt eine typische Lösung dar, wenn das Signal in den adaptiven Filter 40 nach einer Unterbrechung in der Anpassung eingibt (d.h. das Signal hat die meiste Interferenz in der Vergangenheit, aber der letzte Audio-Rahmen hat eine Signalkomponente enthalten, die anders als die Interferenz ist und ist deshalb in den normalen Filter 34 eingegeben worden). Die Spitzensuche wird für beide, den Eingabesignal-Rahmen und die Verzugsleitung 40B des LMS-Algorithmus 40A (siehe 4) durchgeführt. Der Dekorrelationsverzug 40C muss ebenso in Betracht gezogen werden. Bezüglich 6, ist der Ablauf des Spitzensuch-Algorithmus wie folgt.
Der Spitzensuch-Algorithmus, der in der DTX-Logik 22 enthalten ist, lokalisiert das Maximum von beiden, den ersten 37 Proben des Eingabesignal-Rahmens in dem Eingabebuffer 20 und den 37 neuesten Proben in der Verzugsleitung 40B des adaptiven Filters. Falls der maximale Wert der ersten 37 Proben in dem Signaleingabe-Buffer 20 unter dem Grenzwert liegt, wird der Rahmen mit dem normalen Filter 34 gefiltert. Der Spitzensuch-Algorithmus überprüft auch den Abstand zwischen Spitzenwerten und passt die Spitzen an, so dass der Abstand äquivalent zu 37 Proben wird, was einer Interferenzperiode entspricht. Diesbezüglich, falls das Signal bei 8 kHz abgetastet wird, entsprechen 37 Proben gleich 4,625 ms, was nahe der TX-Periode von 4,615 ms liegt.
Filtern des Eingangssignals nach dem Spitzensuch-Algorithmus wird wie folgt ausgeführt. Jene Signalproben, die ausgelassen werden, um ein kontinuierliches Interferenz-Signal in der Verzugsleitung des adaptiven Filters 40B zu haben, werden mit dem normalen Filter 34 gefiltert, und das Ergebnis wird in die passenden Standorte in dem Filterausgabe-Buffer 42 platziert. Der Rest der Signalproben wird in dem adaptiven Filter 40 gefiltert und das Ergebnis wird auch in den Ausgabebuffer 42 platziert. Auf diese Weise bleibt die Signaleingabe an den adaptiven Filter 40 kontinuierlich.
Bei diesem Punkt zusammenfassend, um das 217 Hz GSM-Störungssignal in Übereinstimmung mit der Lehre dieser Erfindung zu entfernen, wird das Störungssignal erfasst und von dem digitalisierten Audiosignal durch den DSP 6 extrahiert und wird dann verwendet, um das abgefragte Signal zu kompensieren. Es kann jedoch nicht angenommen werden, dass der Betrag der induzierten Störung 11a bei der Mikrofonleitung gleich der Störung 10a bei der Lautsprecherleitung ist, da beide Pfade über das Hybrid 3 elektrisch und mechanisch unterschiedlich sind. Als ein Ergebnis, werden Störungen in die Richtung der Mikrofonleitung unterdrückt.
Obwohl zuerst im Kontext von GSM beschrieben, werden Fachleute erkennen, dass die vorhergehenden Lehren auch auf irgendeine Zahl von unterschiedlichen Arten von digitalen Funkprotokollen, die Information in Bursts zu zugewiesenen Zeiten übertragen, angewendet werden können. Beispielsweise kann ein System, welches auf dem TDMA IS-136-Protokoll beruht, auch einen Vorteil aus dieser Erfindung nehmen. In der Tat, kann jedes System, welches wiederholte Übertragungen durchführt, viele Kodierungs-Teilungs-Zugangs-Systeme (Code Division Multiple Access Systems) beinhalten, die Lehren dieser Erfindung anwenden.
Während somit die Erfindung insbesondere mit Bezug auf davon bevorzugte Ausführungsformen dargestellt und beschrieben worden ist, kann es von Fachleuten verstanden werden, dass Änderungen in der Form und im Details daran vorgenommen werden können, ohne vom Schutzbereich der Erfindung, wie in den angehängten Ansprüchen festgelegt ist, abzuweichen.

Claims

Verfahren zum Entfernen eines Störsignals aus einem Eingangssignal, das durch einen Sender, der während Signalrahmen Energie-Bursts sendet, induziert wird, das die folgenden Schritte umfasst: Erfassen jener Signalrahmen, in denen das Eingangssignal Signalenergie enthält, die im Wesentlichen nur in dem Störsignal enthalten ist; Charakterisieren des Störsignals in den erfassten Signalrahmen, um eine Störsignalkorrektur zu erhalten; und Kompensieren des Eingangssignals nur für jene Signalrahmen, in denen ein Sende-Burst vorhanden ist, unter Verwendung der erhaltenen Störsignalkorrektur, um so das Störsignal aus jenen Signalrahmen, die Sprache enthalten, und außerdem aus bestimmten Signalrahmen, die keine Sprache enthalten, zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Erfassungsschritt einen Schritt umfasst, bei dem das Eingangssignal mit Filtern, die an die Grundfrequenz (32B) und an wenigstens eine harmonische Frequenz (32D, 32F, 32H) des Störsignals und außerdem an Frequenzen zwischen den Störfrequenzen (32C, 32E, 32G) angepasst sind, gefiltert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Erfassungsschritt einen Schritt umfasst, bei dem aus erfassten Signalleistungen bei jeder gefilterten Frequenz bestimmt wird, ob das Eingangssignal nur das Störsignal enthält oder das Störsignal zusätzlich zu einem weiteren Signal enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Charakterisierungsschritt ein adaptives Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR, Finite Impuls Response) des Typs mit adaptivem Zeilenverbesserer (ALE, Adaptive Line Enhancer) verwendet, in das nur das Störsignal (9) eingegeben wird, um Filterkoeffizienten des FIR-ALE-Filters (40) anzupassen.
Verfahren nach Anspruch 4, das ferner einen Schritt des Verwendens der angepassten Filterkoeffizienten (40a) in einem nicht adaptiven FIR-Filter (34) umfasst, um das Störsignal aus dem Eingangssignal auch dann zu extrahieren, wenn keine anderen Signalkomponenten vorhanden sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Eingangssignalrahmen, die während leerer Rahmen auftreten, nicht kompensiert werden.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem während einer Betriebsart mit diskontinuierlicher Übertragung (DTX-Betriebsart) alle Signalrahmen, für die festgestellt wird, dass sie ein hörbares Signal enthalten, mit Ausnahme leerer Rahmen einschließlich "Comfort Noise Update"-Rahmen kompensiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Erfassungsschritt das Abtasten des Eingangssignals und das Erfassen des Auftritts von Rahmen, in denen das Eingangssignal Signalenergie enthält, die in dem Störsignal und in einem weiteren Signal enthalten ist, und des Auftritts von Rahmen, die das Störsignal nicht enthalten, umfasst; wobei der Charakterisierungsschritt für erfasste Rahmen, in denen das Eingangssignal Signalenergie enthält, die im Wesentlichen nur in dem Störsignal enthalten ist, das Anpassen von Filterkoeffizienten eines adaptiven Filters an das Störsignal umfasst; und wobei der Kompensationsschritt das Filtern des Eingangssignals mit dem adaptiven Filter (40) während der erfassten Rahmen, die Signalenergie enthalten, die im Wesentlichen nur in dem Störsignal enthalten ist, umfasst; und Filtern des Eingangssignals mit einem nicht adaptiven Filter (34) während der erfassten Rahmen, die Signalenergie enthalten, die in dem Störsignal und auch in dem anderen Signal enthalten ist, wobei das nicht adaptive Filter (34) Filterkoeffizienten (40a) verwendet, die aus den Filterkoeffizienten des adaptiven Filters (40) abgeleitet sind.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Abtastschritt einen Schritt umfasst, bei dem das Eingangssignal mit Filtern, die an die Grundfrequenz (32B) und an wenigstens eine harmonische Frequenz (32D, 32F, 32H) des Störsignals angepasst sind, gefiltert wird.
Verfahren nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, bei dem das adaptive Filter (40) ein adaptives Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter) des Typs mit adaptivem Zeilenverbesserer (ALE-Typ) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem das nicht adaptive Filter (34) ein FIR- Filter ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem der Schritt des Anpassens und die Schritte des Filterns während eines leeren Rahmens nicht ausgeführt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem während einer Betriebsart der diskontinuierlichen Übertragung (DTX-Betriebsart) der Schritt des Anpassens und der eine oder der andere der Filterungsschritte während aller Rahmen mit Ausnahme leerer Rahmen einschließlich "Comfort Noise Update"-Rahmen ausgeführt werden.
Vorrichtung zum Entfernen eines Störsignals (9) aus einem Eingangssignal, das durch einen Sender induziert wird, der Energie-Bursts sendet, mit: einem Detektor (32, 36), der mit Eingangssignalrahmen gekoppelt ist, um jene Rahmen zu erfassen, in denen nur ein Störsignal vorhanden ist; einem Filter (40) zum Ableiten eines Störsignal-Kompensationssignals nur dann, wenn ein Eingangssignalrahmen erfasst wird, der das Störsignal enthält; und einem Filter (34) zum Kompensieren des Eingangssignals unter Verwendung des Störsignal-Kompensationssignals, um so das Störsignal aus Signalrahmen, die Sprache enthalten, und auch aus bestimmten Signalrahmen, die keine Sprache enthalten, zu entfernen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, bei der der Detektor eine Filterbank umfasst, die Filter enthält, die an die Grundfrequenz (32B) und an wenigstens eine harmonische Frequenz (32D, 32F, 32H) des Störsignals und an Frequenzen zwischen den Störfrequenzen (32C, 32E, 32G) angepasst sind, wobei der Detektor (32I, 36) anhand erfasster Signalleistungen in jeder erfassten Frequenz feststellt, ob das Eingangssignal nur das Störsignal oder das Störsignal und ein weiteres Signal enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 14 oder Anspruch 15, bei der das Filter zum Ableiten des Störsignal-Kompensationssignals ein adaptives Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter) des Typs mit adaptivem Zeilenverbesserer (ALE-Typ) umfasst, in das nur das Störsignal eingegeben wird, um Filterkoeffizienten für das FIR-ALE-Filter (40) anzupassen, und bei der die angepassten Filterkoeffizienten (40a) von dem Kompensationsfilter, das ein nicht adaptives FIR-Filter (34) enthält, verwendet werden, um das Störsignal aus dem Eingangssignal zu extrahieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, die ferner einen Detektor (22, 24) umfasst, um Eingangssignalrahmen zu erfassen, die während leerer Rahmen auftreten, wenn keine Bursts gesendet werden, um die Vorrichtung zu umgehen.