DE69835465T2 - Digitale Direktzugriffschaltungseinrichtung und Verfahren zur Verbindung mit Fernsprechleitungen - Google Patents

Digitale Direktzugriffschaltungseinrichtung und Verfahren zur Verbindung mit Fernsprechleitungen Download PDF

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Description

  • Technischer Bereich der Erfindung
  • Diese Erfindung betrifft den Bereich von Isolationssystemen zur Verwendung im selektiven Isolieren elektrischer Schaltungen von einer anderen. Insbesondere betrifft diese Erfindung Isolationssysteme mit Kondensator-gekoppelten Isolationsbarrieren und direkte digitale Zugangsanordnungsschaltungen zum Koppeln an Telefonleitungen. Diese Erfindung ist zum Beispiel nützlich in der Telefonie, medizinischen Elektronik- und industriellen Verfahrenssteuerungs-Anwendungen
  • Hintergrund
  • Elektrische Isolationsbarrieren können in vielen Industrie-, Medizin-, und Kommunikationsanwendungen identifiziert werden, wo es notwendig ist, einen Bereich der elektronischen Schaltung von einem anderen elektronischen Bereich zu isolieren. In diesem Zusammenhang existieren Isolationen zwischen zwei Bereichen einer elektrischen Schaltung, falls eine Hochspannungsquelle, typischerweise in der Größenordnung von eintausend Volt oder mehr, bewirkt, dass zwischen zwei beliebigen Knoten der Schaltung, die durch die Barriere getrennt sind, eine minimale Menge an Strom fließt. Eine elektrische Isolationsbarriere muss beispielsweise in Kommunikationsschaltungen existieren, die direkt mit dem öffentlich-geschalteten Standard-Zwei-Draht Telefonnetzwerk koppeln und die direkt durch eine Standart-Wandsteckdose versorgt werden. Besonders, um die reguläre Einhaltung des Bundes-Kommunikations-Komission-Teils 68 zu erreichen, welcher elektrische Kopplungen an das Telefonnetzwerk regelt, um Netzwerkschäden vorzubeugen, muss eine Isolationsbarriere in der Lage sein, einem zwischen der direkt an das Zwei- Draht-Telefonnetzwerk gekoppelten Schaltung und der direkt mit der Wandsteckdose gekoppelten Schaltung existierenden Effektivwert (rms) von 1000 Volt bei 60 Hz mit nicht mehr als 10 Milliampere Stromfluss standzuhalten.
  • In vielen Anwendungen existiert ein analoges oder kontinuierlich zeitvariierendes Signal auf einer Seite der Isolationsbarriere, und die Information, die in diesem Signal enthalten ist, muss über die Isolationsbarriere übermittelt werden. Eine herkömmliche Telefonnetzwerk-Modulator/Demodulator- oder Modem-Schaltung, die durch eine Wandsteckdose versorgt wird, muss beispielsweise typischerweise ein analoges Signal mit einer Bandweite von annähernd 4 Kilohertz für eine Übertragung über das öffentlich-geschaltete Zwei-Draht-Telefonnetzwerk über eine Isolationsbarriere übertragen. Das Isolationsverfahren und die assoziierte Schaltung muss diese Übertragung zuverlässig und kostengünstig bereitstellen. In diesem Zusammenhang wird die Übertragung von Information über die Isolationsbarriere nur als zuverlässig betrachtet, falls die folgenden Bedingungen gelten: die Isolationselemente selbst stören nicht signifikant die Signalinformation, die Kommunikation ist im Wesentlichen unempfindlich auf oder ungestört von Spannungssignalen oder Impedanzen, die zwischen den isolierten Bereichen der Schaltung existieren, und schließlich, die Kommunikation ist im Wesentlichen unempfindlich auf oder ungestört von Rausch-Quellen in physikalischer Nähe zu den Isolationselementen.
  • Hochspannungsisolationsquellen werden herkömmlicherweise mittels Verwendens von magnetischen Feldern, elektrischen Feldern, oder Licht implementiert. Die korrespondierenden Signalkommunikationselemente sind Transformatoren, Kondensatoren und Optoisolatoren. Transformatoren können eine hohe Spannungsisolation zwischen primären und sekundären Windungen liefern, und können auch im hohen Maße eine Unterdrückung von Niederspannungssignalen liefern, die über die Barriere existieren, da diese Signale in Transformatorisolierten Anwendungen als gemeinsame Mode auftreten. Aus diesen Gründen wurden herkömmlicherweise Transformatoren verwendet, um Modemschaltungen an das standardmäßige Zwei-Draht-Telefonnetzwerk zu koppeln. In Modemschaltengen ist das über die Barriere übertragene Signal typischerweise von analoger Natur, und die Signalkommunikation in beiden Richtungen über die Barriere wird durch einen einzigen Transformator gestützt. Jedoch ist eine analoge Signalkommunikation durch einen Transformator den Begrenzungen niedriger Frequenzbandbreiten sowie einer durch Nichtlinearitäten des Kerns verursachten Störung unterworden. Weitere Nachteile von Transformatoren sind deren Größe, Gewicht und Kosten.
  • Die Verzerrungs-Performance das Transformator-Koppelns kann verbessert werden obwohl die Größe und das Gewichts reduziert werden, indem kleineren Pulstransformatoren zum Übertragen einer digital-kodierten Version des analogen Informationssignals über die Isolationsbarriere verwendet werden, wie in dem US-Patent Nr. 5 369 666 "MODEM WITH DIGITAL ISOLATION" offenbart ist. Jedoch sind für eine bidirektionale Kommunikation zwei separate Pulstransformatoren offenbart, was einen Kostennachteil zur Folge hat. An anderer Nachteil des Transformatorkoppelns ist, dass typischerweise zusätzliche Isolationselemente, wie zum Beispiel Relais oder Optoisolatoren, benötigt werden, um Steuersignalinformation, wie zum eine Beispiel Telefonleitungs-Gabelschalter-Steuerung und eine Klingel- Detektion, über die Isolationsbarriere zu übertragen, wodurch die Kosten und die Größe von Transformator-basierten Isolationslösungen weiter ansteigen.
  • Aufgrund deren geringen Kosten wurden herkömmlicherweise Hochspannungskondensatoren für eine Signalübertragung in Isolationssystemschaltungen verwendet. Typischerweise wird das über die Isolationsbarriere zu übertragende Basisband- oder Niedrigfrequenz-Analogsignal auf eine höheren Frequenz moduliert, bei der die kapazitiven Isolationselemente besser leiten. Die empfangende Schaltung auf der anderen Seite der Barriere demoduliert das Signal, um das Signal niedriger Bandweite von Interesse wieder herzustellen. Beispielsweise offenbart das US-Patent Nr. 5 500 895, "TELEPHONE ISOLATION DEVICE" ein schaltendes Modulationsschema, dass für eine Übertragung über eine kapazitive Isolationsbarriere direkt auf ein analoges Informationssignal angewandt wird. Der Nachteil dieser Technik ist es, dass die analoge Kommunikation, obgleich sie differentiell ist, nicht robust ist. Fehlanpassungen in den differentiellen Komponenten erlauben Rauschsignalen, welche kapazitiv in die Isolationsbarriere koppeln können, leicht sowohl die Amplitude als auch das Zeitverhalten (oder die Phase) des analogen modulierten Signals zu korrumpieren, wodurch eine unzuverlässige Kommunikation über die Barriere resultiert. Selbst mit perfekt abgestimmten Komponenten können Rauschsignale begünstigt in eine Seite des differentiellen Kommunikationskanals koppeln. Dieses Schema benötigt auch separate Isolationskomponenten für Steuersignale, wie zum Beispiel Gabelschalter-Steuerung und Klingel-Detektion, wodurch die Kosten und die Komplexität dieser Lösung ansteigen.
  • Die Amplitudenkorrumpierungssache kann mittels anderer Modulationsschemen eliminiert werden, wie zum Beispiel gemäß dem US-Patent 4 292 595 "CAPACITANCE COUPLED ISOLATION AMPLFIER AND METHOD", welches ein Pulsweiten-Modulationsschema offenbart; US-Patent Nr. 4 835 486 "ISOLATION AMPLIFIER WITH PRECISE TIMING OF SIGNALS COUPLED ACROSS ISOLATION BARRIER", welches ein Spannungs-zu-Frequenz-Modulationsschema offenbart; und US-Patent Nr. 4 843 339 "ISOLATION AMPLIFIER INCLUDING PRECISION VOLTAGE-TO-DUTY CYCLE CONVERTER AND LOW RIPPLE, HIGH BANDWITH CHARGE BALANCE DEMODULATOR", welches ein Spannungs-zu-Tastverhältnis-Modulationsschema offenbart. Bei diesen Modulationsschemen trägt die Amplitude des modulierten Signals keine Information und eine Korrumpierung ihres Wertes durch Rauschen stört nicht den akkuraten Empfang. Stattdessen wird die über die Isolationsbarriere zu übertragende Signalinformation in Spannungsübergänge kodiert, die an präzisen Zeitpunkten auftreten. Aufgrund dieser benötigten Präzision im Zeitverhalten sind diese Modulationsschemen von analoger Natur. Ferner, da kapazitiv gekoppeltes Rauschen Zeitverhaltens- (oder Phasen-)Fehler der Spannungsübergänge zusätzlich zu den Amplitudenfehlern verursachen kann, bleiben die Modulationsschemen empfindlich auf Rausch-Interferenzen an der Isolationsbarriere.
  • Ein anderes Verfahren zum Übertragen eines analogen Informationssignals über eine Isolationsbarriere ist in dem Silicon Systems, Inc. Datenblatt für die Produktnummer SSI73D2950 beschrieben (siehe das dazugehörige US-Patent 5 500 894 für "TELEPHONE LINE INTERFACE WITH AC AND DC TRANSCONDUCTANCE LOOPS" und 5 602 912 für "TELEPHONE HYBRID CIRCUIT"). In diesem Modemchipsatz wird ein analoges Signal mit über eine Isolationsbarriere zu übertragender Information in ein digitales Format umgewandelt, wobei die Amplitude des digitalen Signals, auf standardmäßige digitale logische Niveaus beschränkt ist. Das digitale Signal wird mittels zweier separater Hochspannungs-Isolationskondensatoren über die Barriere übertragen. Ein Kondensator wird dazu verwendet, das logischen Niveau des digitalen Signals zu übertragen, während ein separater Kondensator dazu verwendet wird, ein Takt- oder Zeitverhaltens-Synchronisationssignal über die Barriere zu übertragen. Das Taktsignal wird auf der empfangenden Seite der Barriere als eine Zeitbasis für eine Analogsignal-Wiederherstellung verwendet und benötigt daher eine ähnliche Präzision im Zeitverhalten wie die, welche von analogen Modulationsschemen benötigt wird. Konsequenterweise ist ein Nachteil dieses Ansatzes, dass an der Isolationsbarriere kapazitiv gekoppeltes Rauschen Taktsignal-Zeitverhaltensfehler, bekannt als Jitter (Flackern), verursachen kann, was das wiederhergestellte analoge Signal korrumpiert und eine unzuverlässige Kommunikation über die Isolationsbarriere zur Folge hat. Zuverlässige Signalkommunikation ist ferner durch die Empfindlichkeit der einendigen (single ended) Signalübermittlung auf Spannungen gefährdet, die zwischen den isolierten Schaltungsbereichen existieren. Weitere Nachteile des in diesem Datenblatt beschriebenen Verfahrens sind zusätzliche Kosten und Platinenplatz, der mit anderen benötigten Isolationselementen assoziiert ist, einschließlich eines separaten Hochspannungs-Isolationskondensators für das Taktsignal, eines anderen separaten Isolationskondensators für bidirektionale Kommunikation, und Optoisolatoren und Relais zum Übertragen von Steuerinformation über die Isolationsbarriere.
  • Herkömmlicherweise werden Optoisolatoren zum Übertragen von Information über eine Hochspannungsisolationsbarriere verwendet. Signalinformation wird typischerweise in zwei Niveaus, die mit einem "EIN"- oder "AUS"-Zustand für die lichtemittierende Diode (LED) innerhalb des Optoisolators korrespondieren, quantisiert. Das US-Patent Nr. 5 287 107 "OPTICAL ISOLATION AMPLIFIER WITH SIGMA-DELTA MODULATION" offenbart ein Delta-Sigma-Modulationsschema für eine Zwei-Niveau-Quantisierung eines Basisband- oder Niedrigfrequenzsignals, und eine nachfolgende Übertragung über eine Isolationsbarriere durch Optoisolatoren. Dekodierer und analoge Filterschaltungen stellen das Basisbandsignal auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere wieder her. Wie beschrieben, kodiert das Modulationsschema die Signalinformation in EIN/AUS-Übergänge der LED an bestimmten Zeitpunkten, wodurch sie empfänglich auf dieselbe Jitter (Übergangs-Zeitverhaltens)-Sensitivität wie die kapazitiven Isolationsverstärkungsmodulationsschemen werden.
  • Ein anderes Beispiel einer Signalübertragung über eine optische Isolationsbarriere ist in dem Vereinigten-Staaten-Patent Nr. 4 901 275 "ANALOG DATA ACQUISITION APPARATUS AND METHOD PROVIDED WITH ELECTRO-OPTICAL ISOLATION" offenbart. In dieser Offenbarung wird ein Analog-zu-Digital-Umwandler, oder ADC, dazu verwendet, verschiedene, multiplexte Analogkanäle zum Übertragen an ein digitales System in digitales Format umzuwandeln. Optoisolatoren werden verwendet, den ADC von elektrischem Rauschen zu isolieren, das in dem digitalen System erzeugt wurde. Serielle Datenübermittlung über die Isolationsbarriere wird mittels eines Taktsignals synchronisiert, dass durch einen separaten Optoisolator passiert. Die ADC-Zeitbasis oder der ADC-Takt wird jedoch entweder auf der analogen Seite der Barriere erzeugt oder durch ein Softwareereignis auf der digitalen Seite der Barriere ausgelöst. In jedem Fall wird kein Mechanismus für eine Jitter-unempfindliche Übertragung des ADC-Taktes, die für eine zuverlässige Signalrekonstruktion benötigt wird, über die Isolationsbarriere bereitgestellt. Einige weitere Nachteile sind, dass Optoisolatoren typischerweise teurer sind als Hochspannungsisolationskondensatoren und dass sie naturgemäß unidirektional sind, wodurch eine Mehrzahl von Optoisolatoren benötigt wird, um eine bidirektionale Kommunikation zu implementieren.
  • In einer nicht-Telefonleitungs Anwendung wurde gezeigt, dass die Erzeugung einer Spannungsversorgung aus einem Signal durch die Verwendung einer aus Dioden bestehenden Vollwellen-Brückenschaltung erreichbar ist, wie in dem US-Patent Nr. 5 438 678 gezeigt wird.
  • Daher existiert ein ungedeckter Bedarf nach einer zuverlässigen, akkuraten und billigen Vorrichtung zum Erwirken einer bidirektionalen Kommunikation von sowohl analoger Signalinformation als auch Steuerinformation über eine Hochspannungsisolationsbarriere, während die Unzulänglichkeiten des Standes der Technik vermieden werden.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Die Unzulänglichkeiten des Standes der Technik, auf die oben hingewiesen wurde, werden mittels der vorliegenden Erfindung behandelt, die ein zuverlässiges, billiges, leichtgewichtiges Isolationssystem bereitstellt, dass im Wesentlichen immun auf Rauschen ist, welches sich auf das Zeitverhalten und/oder die Amplitude des Signals auswirkt, das über das Isolationselement übermittelt wird, wodurch es erlaubt wird, dass ein Eingabesignal akkurat am Ausgang des Isolationssystems reproduziert wird.
  • Die Erfindung stellt eine digitale Direktzugriffsanordnungs (direct access arrangement)- (DAA) Schaltung bereit, die zum Beenden bzw. Abschließen (terminating) von Telefonverbindungen seitens des Benutzers verwendet werden kann, die einen Kommunikationspfad für Signale zu und von den Telefonleitungen bereitstellt. Kurz beschrieben, die Erfindung stellt Mittel zum Senden und Empfangen eines Signals über eine kapazitive Isolationsbarriere bereit. Das Signal wird digitalisiert und auf standardmäßige logische Niveaus quantisiert für eine Übertragung durch die Barriere und ist daher weitgehend auf Amplitudenrauschinterferenz immun. Das digitale Signal ist synchron und das Signal wird auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere zeitlich wieder-bestimmt (retimed) oder zwischengespeichert (latched) unter Verwendung eines Taktsignals, dass aus den digitalen, über die Barriere gesendeten Daten wiederhergestellt wurde. Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt Mittel zum Filtern eines Jitters der empfangenen digitalen Daten bereit, so dass der wiederhergestellte Takt einen wesentlich geringeren Jitter als das empfangene digitale Signal hat. Demzufolge ist die digitale Kommunikation über die kapazitive Isolationsbarriere weitgehend auf Zeitverhaltens- oder Phasenrauschinterferenz immun.
  • Eine digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung wird gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 bereitgestellt. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen 2 bis 4 beschrieben.
  • Beschreibung der Zeichnungen
  • Damit die Art und Weise, auf welche die hierin beschriebenen Vorteile und Eigenschaften der Erfindung, sowie andere, welche offensichtlich werden, erlangt werden und im Detail verstanden werden können, kann eine genauere Beschreibung der oben zusammengefassten Erfindung bekommen werden mittels Bezugnahme auf die Ausführungsbeispiele davon, welche in den beigefügten Zeichnungen gezeigt sind, welche Zeichnungen einen Teil dieser Beschreibung bilden.
  • Es wird bemerkt, dass die beigefügten Zeichnungen nur exemplarische Ausführungsbeispiele der Erfindung zeigen und daher nicht als Einschränkung ihres Rahmens betrachtet werden sollen, denn die Erfindung kann andere äquivalente Ausführungsbeispiele zulassen.
  • 1 ist ein Blockdiagramm eines Telefonsatzes, das eine typische Anwendung der Erfindung zeigt.
  • 2 ist ein Blockdiagramm, dass ein erfindungsgemäßes unidirektionales Kommunikationssystem zeigt.
  • 3A ist ein Blockdiagramm, dass die Schaltung genau zeigt, die verwendet wird, ein nicht-überlappendes Zweiphasen-Taktsignal an die Delta-Sigma-Modulatoren zu liefern, die in bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden.
  • 3B ist ein Zeitverhaltens-Diagramm, dass die Beziehungen des Zeitverhaltens zwischen verschiedenen Takt- und Datensignalen zeigt, die in der Schaltung der Erfindung auftreten.
  • 4A und 4B sind Diagramme, die Signalformate zeigen, die durch die in dieser Erfindung verwendeten Kodierer erzeugt werden können.
  • 5 ist ein Blockdiagramm, das die Komponenten einer exemplarischen Taktwiederherstellungsschaltung zeigt, die in der Erfindung verwendet wird.
  • 6A und 6B sind schematische Diagramme von aktiven Diodenbrückenschaltungen, die als Spannungsquelle in bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden können.
  • 7 ist ein Blockdiagramm, das ein erfindungsgemäßes bidirektionales Isolationssystem zeigt.
  • 8 ist ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungs- und Datensynchronisierungsschaltung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • 9 ist ein schematisches Diagramm einer Phasendetektorschaltung, die in einer Taktwiederherstellungsschaltung verwendet werden kann, gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • 10 ist ein schematisches Diagramm einer Frequenzdetektorschaltung, die in einer Taktwiederherstellungsschaltung verwendet werden kann, gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • 11 ist ein Blockdiagramm einer Kodiererschaltung, die in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden kann.
  • 12 ist eine Illustration, die ein Rahmungs (framing)-Format darstellt, dass nutzbringend in bevorzugen Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden kann.
  • 13A und 13B sind schematische Diagramme von Ansteuerungsschaltungen, die verwendet werden können, die Erfindung zu implementieren.
  • 14 ist ein Zeitverhaltens-Diagramm, das ein alternatives Rahmungsformat darstellt, dass in bidirektionalen Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden kann.
  • 15 ist ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungsschaltung, die zur Verwendung mit dem Rahmungsformat aus 14 eingesetzt werden kann.
  • 16 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen digitalen DAA-Schaltung einschließlich telefonleitungsseitiger Schaltung, einer Isolationsbarriere, und spannungsversorgungsseitiger Schaltung.
  • 17 ist ein allgemeines Blockdiagramm von Sende- und Empfangssignalwegen in einer digitalen DAA-Schaltung gemäß der Erfindung.
  • 18 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer digitalen DAA-Schaltung, implementiert mit zwei integrierten Schaltungen (ICs) und einer Isolationsbarriere, gemäß der Erfindung.
  • Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen
  • Um einen Kontext für das Verständnis dieser Beschreibung bereit zu stellen, zeigt 1 eine typische Anwendung für die Erfindung: ein Telefon, dass Schaltungen aufweist, die mittels einer telefonsystemexternen Quelle versorgt werden. Eine grundlegende Telefonschaltung 118 wird durch die "Batterie"-Spannung versorgt, die durch das öffentliche Telefonsystem bereit gestellt wird, und hat keine separate Spanngsankopplung. Viele moderne Telefone 110 weisen jedoch ein (kabelloses) Radio-Lautsprechertelefon (speakerphone) auf, oder Beantwortungsmaschinenfunktionen, die eine externe Spannungsquelle 112 benötigen, die typischerweise mittels Einsteckens des Telefons (oder eines Spannungsversorgungs-Transformators/Gleichrichters) in eine typische 110-Volt Wandsteckdose erhalten wird. Um das öffentliche Telefonsystem 114 zu schützen (und um die staatlichen Vorschriften einzuhalten), ist es notwendig, die "spannungsversorgte Schaltung" 116, die extern versorgte wird, von der "isolierten Schaltung" 118, die an die Telefonleitungen gekoppelt ist, zu isolieren, um gefährliche oder destruktive Spannungs- oder Strom-Niveaus vom Eintreten in das Telefonsystem abzuhalten. (Ähnliche Betrachtungen existieren auch in vielen anderen Anwendungen, einschließlich Kommunikation, medizinischer Anwendungen und Instrumentierungs-Anwendungen, in welchen diese Erfindung nutzbringend angewandt werden kann.) Die benötigte Isolation wird mittels der Isolationsbarriere 120 bereitgestellt. Das Signal, das durch die Isolationsbarriere 120 passiert, ist ein analoges Stimmsignal in einer typischen Telefonanwendung, aber es kann auch ein digitales Signal oder ein multiplextes Signal mit sowohl analogen als auch digitalen Komponenten in verschiedenen Anwendungen sein. In einigen Anwendungen kann die Kommunikation über die Isolationsbarriere 120 unidirektional (in einer Richtung) sein, aber in vielen Anwendungen, einschließlich Telefonie, wird bidirektionale Kommunkation benötigt. Bidirektionale Kommunikation kann unter Verwendung eines Paars unidirektionaler Kommunikationskanäle bereit gestellt werden, oder mittels Bildens eines einzelnen Isolationskanals und Multiplexens bidirektionaler Signale durch den Kanal.
  • Die primären an die Isolationsbarriere 120 gestellten Anforderungen sind, dass sie effektiv das Passieren schädlicher Niveaus elektrischer Spannung über sie verhindert, während dass gewünschte Signal akkurat von der spannungsversorgten Seite 122 zur isolierten Seite 124, oder in der umgekehrten Richtung, falls gewünscht, passiert.
  • 2 zeigt ein grundlegendes Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Zunächst wird der insgesamte Betrieb der Erfindung beschrieben, und dann wird jede Komponente im Detail im benötigen Umfang beschrieben, um einen Fachmann in die Lage zu versetzen, die Erfindung herzustellen und zu verwenden. Als eine Sache der Terminologie wird die auf der linken oder spannungsversorgten Seite der Isolationsbarriere gezeigte Schaltung (Kondensatoren 209 und 210 in 2) als die "spannungsversorgte" Schaltung oder die "Sende"-Schaltung oder das "Sende"-System bezeichnet, und die Schaltung auf der rechten Seite der Isolationsbarriere wird als "isolierte" oder "Empfangs"-Schaltung oder -System bezeichnet. Die "Sende"-Seite kann gewöhnlich mittels des Standorts des dominanten Hauptoszillators 202 auf dieser Seite der Barriere identifiziert werden, und der abhängige Oszillator (beispielsweise die Taktwiederherstellungsschaltung 216) ist auf der empfangenden Seite angeordnet. Beachte jedoch, dass in einigen Ausführungsbeispielen der Erfindung Signale vom Empfangssystem zum Sendesystem übermittelt werden können, so dass diese Bezeichnungen nicht notwendigerweise die Richtung des Datenflusses über die Barriere angeben. Ferner kann in einigen Ausführungsbeispielen der Hauptoszillator auf der Niedrigspannungs-Seite (beispielsweise Telefonsystem)-Seite der Barriere sein, und eine Taktwiederherstellung PLL kann auf der Hochspannungsseite der Barriere angeordnet sein.
  • Unter Bezugnahme auf 2 enthält ein bevorzugtes erfindungsgemäßes unidirektionales kapazitives Isolationssystem einen Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 201, der über den Analogeingang 212 betreibbar ist und durch ein Taktsignal vom Oszillator 202 angesteuert wird. Die digitale Ausgabe des Delta-Sigma-ADC 224 ist synchron mit der Betriebsfrequenz des Oszillators 202 und wird mittels der Kodiererschaltung 213 mit digitalen Steuersignalen 219 zeitgemultiplext. Die Kodiererschaltung 213 formatiert auch den resultierenden digitalen Datenstrom 230 in ein Kodierschema oder Rahmungsformat, das eine robuste Taktwiederherstellung auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere erlaubt. Die Isolationsbarriere weist zwei Hochspannungskondensatoren 209 und 210 auf. In einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung steuert die Ansteuerungsschaltung 214 die Sendeseite des Kondensators 209 mit einem digitalen Spannungssignal. Die Taktwiederherstellungsschaltung 216 stellt für die Empfangsseite des Kondensators 209 eine sehr hohe Impedanz dar, der digitalen Spannungsausgabe des Ansteuerers bzw. Treibers (driver) 214 erlaubend, über die Isolationsbarriere zu koppeln. In diesem Ausführungsbeispiel stellt der Kondensator 210 einen Rückkehrpfad über die Barriere bereit. In einem anderen Ausführungsbeispiel werden die Kondensatoren 209 und 210 unterschiedlich durch komplementäre digitale Ausgaben der Ansteuerschaltung 214 angesteuert. In diesem Ausführungsbeispiel stellt die Taktwiederherstellungsschaltung 216 eine sehr hohe Impedanz für die Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210 dar, den differentiellen digitalen Spannungsausgaben des Ansteuerers 214 erlaubend, über die Isolationsbarriere zu koppeln. Die Eingabe zu der Ansteuerungsschaltung 214 ist die Ausgabe 230 des Kodierers 213.
  • Die Empfangsseite der Isolationsbarriere enthält eine Taktwiederherstellungsschaltung 216, mit an die Isolationskondensatoren 209 und 210 gekoppelten Eingängen. Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt ein Taktsignal aus den über die Isolationsbarriere gesteuerten digitalen Daten wieder her. Der wiederhergestellte Takt stellt taktgebende Signale für den Dekodierer 217 und den Delta-Sigma Digital-zu-Analog-Umwandler 208 bereit. Der wiederhergestellte Takt stellt Taktsignale für den Dekodierer 217 und den Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler bereit. Die Dekodiererschaltung 217 separiert die zeitgemultiplexten Datensignale von Steuersignalen, eine digitale Steuerausgabe 228 und Datenausgabe 232 bereitstellend, die zu dem Delta-Sigma DAC 208 geführt werden. Der Delta-Sigma DAC (digital to analog converter = Digital-zu-Analog-Umwandler) 208, mit digitalen Eingaben, die vom Kodierer 217 geliefert werden, und Takt, der von der Taktwiederherstellungsschaltung 216 geliefert wird, stellt die analoge Ausgabe der Empfangsseite des Isolationssystems bereit, welches eng mit der ursprünglichen analogen Eingabe 212 korrepondiert.
  • Eine aktive Diodenbrückenschaltung 640 kann auch an die Isolationskondensatoren 209 und 210 gekoppelt werden, um eine Gleichspannungsquelle 220, die abgezweigt wurde aus in dem über die Isolationsbarriere übertragenen Signal enthaltener Energie, für die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und Dekodiererschaltung 217 bereitzustellen.
  • In der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsbeispielen werden alle Schaltungsreferenzen mit Hinsicht auf MOS (Metalloxidhalbleiter)-integrierte Schaltungstechnologie gemacht, obgleich, wie von einem Fachmann verstanden wird, die Erfindung genauso mit anderen Technologien implementiert werden kann. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel inkorporiert ein Sendesystem 225, das aus einem Delta-Sigma ADC 201, einem Oszillator 202, einem Kodierer 213 und einer Ansteuerung 214 besteht, die auf einem Siliziumsubstrat hergestellt sind, und ein Empfangssystem 226, das aus einer Taktwiederherstellungsschaltung 216, einem Dekodierer 217, einem Delta-Sigma DAC 208 und einer aktiven Diodenbrückenschaltung 640 besteht, die auf einem zweiten Siliziumsubstrat hergestellt sind. Die zwei separaten Siliziumsubstrate werden benötigt, um die durch die Kondensatoren 209 und 210 bereitgestellte Hochspannungsisolation beizubehalten, da typische MOS-Technologien keine Hochspannungsisolation von 1000 Volt oder mehr bereit stellen können.
  • Der Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler, gezeigt als Block 201 in 2, ist im Stand der Technik wohlbekannt. Siehe, zum Beispiel, J.C. Candy, A Use of Double Integration on Sigma Delta Modulation, IEEE Trans. On Communication, März 1985, Seiten 249 bis 258, und B.E. Boser und B.A. Wooley, The Design of Sigma-Delta Modulation Analog-to-Digital Converters, IEEE Journal Solid State Circuits, Dez. 1988, Seiten 1298 bis 1303. Die spezielle Gestaltung des ADC 201 wird Gegenstand der von den Bedürfnissen der besonderen Anwendung, in welcher die Isolationsbarriere verwendet wird, abhängigen Gestaltungswahl sein.
  • Die Verwendung eines Delta-Sigma-Umwandlers-innerhalb des Isolationssystems stellt verschiedene wünschenswerte Merkmale bereit. Es wird geschätzt werden, dass der Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler eine hohe Überabtastungsrate verwendet, um eine akkurate A/D-Umwandlung über die Eingangssignal-Bandweite ohne die Verwendung von präzise abgestimmten Komponenten oder von Antialias-Filtern hoher Ordnung bereitzustellen. Außerdem nehmen solche Umwandler einen relativ kleinen Betrag an Platz auf einer integrierten Schaltung ein und sind relativ einfach auf einem CMOS-Chip herzustellen.
  • Die digitale Pulsstromausgabe 224 vom Delta-Sigma-Umwandler 201 kodiert das analoge Eingangssignal 212 in ein Pulsdichtenmodulationsformat. In Pulsdichtenmodulation ist die Amplitudeninformation des analogen Eingangssignals in der Dichte der während eines gegebenen Zeitintervalls erzeugten Ausgangspulse enthalten.
  • Geeignete Gestaltungen für eine Oszillatorschaltung sind im Stand der Technik wohlbekannt und können typischerweise einen Ringoszillator oder einen auf einem piezoelektrischen Kristall basierenden Oszillator aufweisen, der extern zu der integrierten MOS-Schaltung angeordnet ist. Siehe, zum Beispiel, A.B. Grebene, Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and Söhne, 1984. 3A zeigt ferner die Taktsignale, die zum Delta-Sigma Umwandler 201 bereitgestellt werden, in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Taktsignal 302 vom Oszillator 202 wird zur Taktteilungsschaltung 304 eingegeben, die die Frequenz des Eingangstaktes teilt und eine Ausgabe in der Form von zweiphasigen, nichtüberlappenden Taktsignalen ∅1 und ∅2 zu der Delta-Sigma Modulatorschaltung bereitstellt. Die Gestaltung und die Konstruktion der Taktteilungsschaltung 304 liegt innerhalb des normalen Fachwissens und ist hier nicht ausführlich beschrieben. Da die Kodiererschaltung 213 das Zeitmultiplexen des digitalisierten Datensignals 224 mit digitalen Steuereingangsdaten 219 unter Verwendung einer vom Oszillator 202 abgeleiteten Zeitbasis ausführen kann, muss der Taktteiler 304 aus 3A die Frequenz des Oszillators 202 mindestens durch einen Faktor Zwei teilen.
  • 3B zeigt beispielhaft Signale, die mit der Taktteilerschaltung 304 und dem Delta-Sigma Modulator 201 in 3A assoziiert sind. Die Spur 210 ist das vom Oszillator 202 auf der Leitung 302 erhaltene Taktsignal. Die Spur 312 ist das "Takt geteilt durch 2" Signal, dass durch die Taktteilerschaltung 304 erzeugt wurde. Die Spuren 314 und 316 zeigen beispielhaft zwei Phasen nichtüberlappender Taktsignale ∅1 beziehungsweise ∅2, die von der Taktteilerschaltung 304 zum Delta-Sigma-Modulator 201 ausgegeben werden. Die Spur 318 stellt die analoge Eingabe zum ADC 201 dar, welche sich im Allgemeinen sehr langsam verändert im Vergleich zu der Frequenz des Taktsignals 310. Diese Bandweitenbeziehung wird benötigt, da der Delta-Sigma Modulator bei einer Abtastrate betrieben werden muss, die viel höher als eine typische Nyquistrate ist (beispielsweise ist eine 1 MHz Abtastrate für ein 4 kHz Stimm-Band typisch), damit die Informationen in dem analogen Signal akkurat durch die Einbit-Binärausgabe dargestellt wird. Schließlich stellt die Spur 320 die digitale Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 201 dar, welche beispielsweise zur Anstiegskante des Taktsignals ∅1 synchronisiert sein kann (Das gezeigte Ausgangsbitmuster 320 ist bereitgestellt, um beispielhaft Zeitverhältnis-Beziehungen zu zeigen und versucht nicht, die gezeigte analoge Eingabe 318 akkurat zu reflektieren).
  • Bezugnehmend auf 2, in bevorzugten Ausführungsbeispielen dieser Erfindung führt die Kodiererschaltung 213 zwei primäre Funktionen durch. Die erste Funktion des Kodierers 213 ist ein Zeitmultiplexen von Steuersignalen 219 von anderen Schaltungen und Datensignalen 224 von dem Delta-Sigma Modulator 201, eine Operation, die im Stand der Technik wohl bekannt und Gegenstand vieler geeigneter Implementierungen ist. Die Multiplexfunktion ist mittels eines Taktsignal vom Oszillator 202 synchronisiert. Die zweite Funktion des Kodierers 213 ist Formatieren der Daten für eine Übertragung über die Isolationskondensatoren 209 und 210. 4 zeigt genau ein Kodierschema, dass verwendet werden kann, um digitale Pulse über die kapazitive Isolationsbarriere zu übertragen. (Ein anderes geeignetes Kodierschema wird unten unter Bezugnahme auf 14 beschrieben.) 4A zeigt das Format für von der Sendeschaltung zur Empfangsschaltung gesendete Daten. Wenn für eine gegebene Zelle Datum = 1 gilt, ist die Ausgabe des Kodierers für das erste Viertel der Bitzellenperiode hoch. Wenn für eine gegebene Zelle Datum = 0 gilt, ist die Ausgabe des Kodierers für das dritte Viertel der Bitzellenperiode hoch. Dieses Kodierschema garantiert einen Niedrig-zu-Hoch-Übergang, gefolgt durch einen Hoch-zu-Niedrig-Übergang für jede Bitzellenperiode, unabhängig vom Datenmuster. Die resultierende datenunabhängige Übergangsdichte erlaubt eine robuste Taktwiederherstellung auf der anderen Seite der Isolationskondensatoren 209, 210. Alternativ kann eine robuste Taktwiederherstellung auch mittels Verwendens einer zum Frequenzsichern verwendeten Präambel, gefolgt durch ein Datenmuster verwendet wird, welches nicht von konstanter mittleren Frequenz ist, erreicht werden.
  • In einem bidirektionalen System, wie es unten in Verbindung mit 7 beschrieben ist, können der Sendesystem-Kodierer 702 und -Ansteuerer 703 kooperieren, um eine Hochimpedanz-Dreizustands (tristate)-Ausgabe zu dem Isolationskondensator 705 während entweder der letzten Hälfte der Bitzellenperiode 410 (falls Sendedatum = 1) oder der ersten Hälfte der Bitzellenperiode 411 (falls Sendedatum = 0) bereitzustellen, wie in 4A gezeigt ist. Dies erlaubt die Übertragung von Informationen von dem Empfangssystem zum Sendesystem während dem Teil jeder Bitzelle, wenn der Sendeansteuerer 703 sich im Dreizustand befindet.
  • In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel detektiert das Empfangssystem des Dekodiererabschnitts 708 zu Beginn jeder Bitzellenperiode ob die Sendeschaltung ein Datum = 1 -Puls über die Isolationsbarriere gesendet hat. Falls ein Sendedatum = 1 Puls gesendet wurde, behält der Empfangsansteuerer den Dreizustand bis zur zweiten Hälfte der Bitzellenperiode bei, während welcher Zeit ein Empfangsdatum = 0 oder 1 Puls über die Isolationsbarriere zum Sendesystem zurück gesendet werden kann. Falls ein Sendedatum = 1-Puls durch die Empfangsschaltung nicht detektiert wird, sendet der Empfangsansteuerer Empfangsdaten = 0 oder 1 während der ersten Hälfte der Bitzellenperiode und befindet sich für die zweite Hälfte der Bitzellenperiode im Dreizustand. Diese Operation ist in 4B gezeigt.
  • In diesen Ausführungsbeispielen, in welchen die digitale, bidirektionale Kommunikation differentiell ist, werden Kondensatoren 705 und 706 mittels komplementärer digitaler Spannungen in beiden Richtungen angesteuert, und die mit beiden Kondensatoren assoziierten Ansteuerschaltungen werden während ausgewählter Bereiche der Bitzellenperiode in den Dreizustand geschaltet in Übereinstimmung mit dem in 4 gezeigten Kodierschema.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der unidirektionalen Ansteuerungsschaltung 214 von 2 ist ausführlich gezeigt in 13A für Einendige (single ended) (nicht differentielle) Kommunikation und in 13B für differentielle Kommunikation über die kapazitive Isolationsbarriere. Bezugnehmend auf 13A, der Sendeschaltungsansteuerer 214 kann einen mittels des Kodiererausgangssignals 230 angesteuerten Inverter 250 aufweisen. Der Ausgang des Inverters steuert die Sendeschaltungsseite des Isolationskondenstors 209 an, um logische Niveaus, die durch die Sende VDD- und Massenspannungsniveaus definiert sind. Der Taktwiederherstellungseingangspuffer stellt für die Empfangsseite des Kondensators 209 eine hohe Impedanz dar, und erlaubt dadurch der Empfangsseite des Kondensators 209 im Wesentlichen dasselbe logische Niveau zu erlangen, wie die Sendeseite des Kondensators 209. Auf diese Art und Weise ist das digitale logische Signal effektiv über die kapazitive Isolationsbarriere gekoppelt.
  • Der Kondensator 210 ist zwischen dem Sendeschaltungs-Masseknoten 254 und dem Empfangsschaltungs-Masseknoten 256 angeordnet, um einen Masse-Stromrückkehrpfad über die Isolationsbarriere zu bilden. Dieser Pfad wird benötigt, weil die Taktwiederherstellungspuffer-Eingangsimpedanz, obgleich hoch, nicht unendlich ist. Daher muss ein kleiner Strom über die Barriere und zurück fließen, um das digitale logische Signal über die Barriere zu koppeln. Außerdem muss der Kondensator 209 Ladung zur aktiven Diodenschaltung 640 (2) liefern, damit eine Versorgungsspannung für verschiedene Empfangsschaltungsabschnitte bereit gestellt werden kann. Der mit diesem Ladungstransfer von der Sendeschaltung zur Empfangsschaltung assoziierte Strom muss einen Pfad zum Zurückkehren zur Sendeschaltung haben.
  • Das oben beschriebene einendige Kommunikationssystem ist unempfindlich auf Spannungssignale, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren können, vorrausgesetzt, dass die Veränderungsrate solcher Spannungssignale wesentlich niedriger ist als die Frequenz des digitalen, über die Barriere übertragenen Signals. Das Einendige Verfahren ist also unempfindlich auf resistive oder kapazitive Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und der Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren können. Das System kann unempfindlich auf induktive Impedanzen gemacht werden, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren, indem resistive Elemente in Serie mit dem Kondensator 210, in Serie mit der Sende-Massekopplung, in Serie mit der Empfangs-Massekopplung 256, oder einer Kombination von diesen hinzugefügt werden.
  • 13B zeigt ein Beispiel eines geeigneten differentiellen Ansteuerers 258 für unidirektionale digitale Kommunikation über eine kapazitive Isolationsbarriere. Der Inverter 260, der den Kondensator 209 ansteuert, wird durch die digitale Signalausgabe von der Sendekodiererschaltung 213 angesteuert, während der Inverter 261, welcher den Kondensator 210 ansteuert, durch das Komplement 231 der digitalen Signalausgabe von der Sendekodiererschaltung 213 angesteuert wird. Der Taktwiederherstellungs-Eingangspuffer 262 stellt für die Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210 hohe Impedanzen dar, den differentiellen digitalen Sendespannungen erlaubend, über die Isolationsbarriere zu koppeln. In diesem differentiellen Kommunikationsverfahren stellen sowohl der Kondensator 209 als auch der Kondensator 210 Rückkehr-Stromwege über die Isolationsbarriere bereit. Das oben beschriebene digitale Kommunikationssystem ist im hohen Maße unempfindlich ist auf Spannungssignale und Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungs-Masse 254 und der Empfangsschaltungs-Masse 256 existieren können, da diese Spannungen und Impedanzen in differentieller Kommunikation als gemeinsame-Moden-Einflüsse erscheinen.
  • Eine bidirektionale Kommunikation über die Barriere kann mittels zusätzlicher Ansteuer- und Empfangspufferstrukturen, ähnlich zu denen in 13, ohne die Erfordernis irgendwelcher zusätzlicher Isolationselemente unterstützt werden, vorrausgesetzt, dass die Inverter 250, 260, 261, welche die Hochspannungs-Isolationskondensatoren ansteuern, allgemein, in Übereinstimmung mit dem in 4 oder irgendeinem anderen geeigneten Kodier- und Zeitverhaltsschema in den Dreizustand versetzt werden können. In einigen Ausführungsbeispielen können zusätzliche Kondensatoransteuernde Inverter, die in einen Dreizustand versetzt werden können, in einer empfangsseitigen Ansteuerschaltung 713 (7) bereitgestellt werden, und Eingangspuffer können in einer sendeseitigen Dekodiererschaltung 714 bereit gestellt werden.
  • In derzeitigen bevorzugten Ausführungsbeispielen weist die tatsächliche Isolationsbarriere ein Paar von Isolationskondensatoren 209 und 210 auf, welche Hochspannungskondensatoren sind, die für eine besondere Anwendung gewählt sein können, um zu verhindern, dass Gleichstrom und Strom niedriger Frequenz über die Isolationsbarriere fließt und um die isolierte Schaltung von Hochspannungs-Fehlern und -Übergängen zu schützen, während Daten bei ausgewählten Übertragungsfrequenzen erlaubt wird, die Barriere zu überqueren. Die Kondensatoren müssen fähig sein, erwartete Spannungen auszuhalten, die aufgrund von Fehlern in der versorgten Schaltung 225 auftreten können, um eine Schutzfunktion, die der Zweck dieser Barriere ist, bereit zu stellen. In bevorzugten Ausführungsbeispielen können zum Beispiel normalerweise 2000 Volt-Kondensatoren mit Kapazitäten in der Ordnung von 100 pF in der Isolationsbarriere verwendet werden. In einem erfindungsgemäßen Barrieresystem ist es nicht notwendig, Hochpräzisionskondensatoren zu verwenden, weil das System sehr tolerant hinsichtlich Variationen in der Kondensator-Leistungsfähigkeit aufgrund umgebungsbedingter Einflüsse, wie zum Beispiel Variationen in der Spannung und Temperatur, ist.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für eine Taktwiederherstellungsschaltung 216 zur Verwendung in dieser Erfindung ist ausführlich in 5 dargestellt und unten beschrieben. Ein Abschnitt der Taktwiederherstellungsschaltung kann eine phasengekoppelter Regelkreis (phase locked loop)("PLL") sein, der aus einem Phasen/Frequenzdetektor 531, einer Ladungspumpe 532, einem Widerstand 533, einem Kondensator 534, und einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator) ("VCO") 535 besteht. Der andere Abschnitt des Taktwiederherstellungsblocks ist ein Datenlatch 542, das außerhalb des phasengekoppelten Regelkreises betreibbar ist, um die über die Isolationsbarriere empfangenen digitalen Daten zeitlich wieder zu bestimmen. Schaltungen zum Durchführen dieser Funktionen sind einem Fachmann wohlbekannt. Siehe, zum Beispiel, F. Gardner, Phaselock Techniques, zweite Ausgabe, John Wiley & Söhne, NY, 1979; und R. Best, Phase-Locked Loops, McGraw-Hill, 1984. Die Dateneingabe zum Empfangssystem von den Isolationskondensatoren kann von einem differentiellen Signal abgezweigt werden, dass an der Barriere präsent ist, mittels Durchführen des differentiellen Signals durch MOS-Eingangspuffer (nicht gezeigt), welche im Stand der Technik wohlbekannt sind, und Bereitstellen eines einendigen binären Ausgabesignals 530 zu der Taktwiederherstellungsschaltung.
  • Der gezeigte exemplarische Phasen/Frequenzdetektor 531 empfängt eine digitale Eingabe 530 von der Isolationsbarriere und eine Eingabe 536 vom Ausgang des VCO 535 und führt einen Phasenvergleich zwischen diesen beiden Eingaben durch. Falls die VCO-Phase der Eingabedatenphase nacheilt, wird ein Beschleunigungssignal 538 zur Ladungspumpe 532 geliefert. Falls die Phase der Eingangsdaten 530 der Phase der VCO Ausgabe nacheilt, wird ein Verlangsamungssignal 540 zu der Ladungspumpe 532 geliefert. In Antwort auf "Beschleunigungs"-Eingaben vom Phasen/Frequenz-Detektor 531 liefert eine Ladungspumpe 532 einen positiven Strom zu dem aus einem in Serie gekoppelten Widerstand 533 und Kondensator 534 bestehenden Schleifen-Filter. In Antwort auf "Verlangsamungs"-Eingaben von dem Phasen/Frequenz-Detektor sinkt eine positiver Strom von dem Schleifen-Filter. Die Ausgangsspannung des Schleifen-Filters am Knoten 542 steuert den spannungsgesteuerter Oszillator 535 an, welcher seine Operationsfrequenz erhöht, wie sich die Eingangsspannung erhöht. Die Ausgabe des VCO 535 wird als Eingabe 536 zum Phasen/Frequenz-Detektor rückgekoppelt, und sie wird auch verwendet, um die Eingangsdaten 530 zeitlich wieder zu bestimmen, indem sie als Takteingabe zum Flipflop-Latch 542 dienen, wodurch ein Taktsignal zur isolierten Schaltung bereit gestellt wird und auch ein Datensignal 546 bereitgestellt wird, das mit dem Taktsignal 544 synchronisiert ist. Eine Teilerschaltung kann in dem Rückkopplungspfad 536 enthalten sein.
  • Der Phasen/Frequenz-Detektor und die Ladungspumpe arbeiten, um die Schleifen-Filter-Spannung 542 und die VCO-Frequenz zu erhöhen, falls die VCO Phase 536 der Eingangsdatenphase 530 nacheilt. Umgekehrt wird die VCO-Frequenz verringert, falls die VCO-Phase der Eingangsdatenphase voreilt. Auf diese Art und Weise wird die VCO-Ausgangsphase angepasst, bis eine Phasenkopplung mit Eingangsdaten erreicht ist. Umgekehrt wird die VCO-Frequenz angesteuert, im Wesentlichen identisch zu der Eingangsdatenfrequenz zu sein.
  • Falls Rauschinterferenz in der Isolationsbarriere auftritt, werden die Eingangsdatenübergänge an Zeitpunkten auftreten, die rauschbehaftet oder schwankend (jittered) relativ zu den Übergangszeiten des Sendeschaltungsansteuerers sind. Diese schwankenden Datenkanten werden eine Rauschkomponente im Ladungspumpenstrom, der den Schleifen-Filter ansteuert, verursachen. Jedoch Tiefpass-filtern der Schleifen-Filter und VCO diese Rauschkomponente, im Wesentlichen die Effekte dieses Eingangsdatenjitters dämpfend. Demzufolge enthält das VCO-Ausgangssignal, obgleich es mit den Eingangsdaten frequenzgekoppelt ist, im Wesentlichen weniger Phasenrauschen als die rauschbehafteten Eingangsdaten. Die Bandweiten dieser Phasenrauschen-Filteroperation kann unabhängig zur Bandweite des über die Isolationsbarriere zu übertragenden analogen Signals gesetzt werden. Da das gefilterte, phasenschleifengekoppelte Ausgangstaktsignal 544 dazu verwendet wird, die rauschbehafteten Eingabedaten am Flipflop 542 einzuklinken (latch) oder zeitlich wieder zu bestimmen, werden die Effekte der Rauschinterferenz an der kapazitiven Isolationsbarriere im Wesentlichen eliminiert. Schließlich wird das gefilterte, phasenschleifengekoppelte Ausgangstaktsignal 544 als Zeitbasis oder Takt für die anderen Empfangsschaltungen verwendet, einschließlich Dekodierer 217 und Delta-Sigma DAC 208, die in 2 gezeigt sind, resultierend in eine analoge Ausgabe 218 des kapazitiven Isolationssystems, die im Wesentlichen frei von irgendeiner Rauschinterferenz ist, die an der kapazitiven Isolationsbarriere eingeführt wurde.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der aktiven Diodenbrückeschaltung 640 in 2 werden in 6A für einendige digitale Kommunikation und 6B für differentielle digitale Kommunikation über die Isolationsbarriere genau gezeigt. Die aktive Diodenbrücke erzeugt eine Gleichstromversorgungspannung VDD, welche dazu verwendet werden kann, die Taktwiederherstellungsschaltung und Empfängerdekodiererschaltungen zu betreiben, in Antwort auf die über die kapazitive Isolationsbarriere empfangenen digitalen Daten. Eine aktive Diodenbrückenschaltung ist von einer standardmäßigen oder passiven Diodenschaltung darin abgegrenzt, dass die Ansteuerungs (gating)-Elemente statt passiver Elemente, wie zum Beispiel bipolare Dioden, aktive Transistoren sind.
  • Bezugnehmend auf die in 6A gezeigte exemplarische Schaltung, ist der Isolationskondensator 209 mit dem Knoten 625 gekoppelt, und der Isolationskondensator 210 ist mit dem Knoten 626 gekoppelt. Die Quelle des n-Kanal MOSFET 621 und die Quelle des p-Kanal MOSFET-622 sind mit dem Knoten 625 gekoppelt. Auch mit dem Knoten 625 gekoppelt ist der Eingang des Standard-CMOS Inverters 623. Der Ausgang des Inverters 623 steuert die Gates der MOSFETs 621 und 622. Die Drain des n-Kanal MOSFETs 621 ist mit dem Knoten 626, dem Empfangsschaltungs-Masseknoten, gekoppelt, während die Drain des p-Kanal MOSFETs 622 mit dem Knoten 627 gekoppelt ist, welcher die VDD Spannung für die isolierte Schaltung bereit stellt. Auch gekoppelt mit dem VDD Knoten 627 sind der Lastkondensator CL 624 und der Spannungsversorgungseingang des CMOS Inverters 623. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Spannungsversorgungseingänge der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodiererschaltung 217, die in 2 gezeigt sind, auch mit dem VDD-Knoten 627 gekoppelt.
  • Bezugnehmend auf das in 6A gezeigte exemplarische Beispiel, wird nun die Funktionsweise der in der einendigen digitalen Kommunikation verwendeten aktiven Diodenbrückenschaltung beschrieben. Ein digitales logisches Signal ist gekoppelt über den Kondensator 209 vom Sendeabschnitt. Wenn eine digitales "Hoch"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, geht der Knoten 625 in den Hoch-Zustand über. Das logische "Hoch"-Signal am Knoten 625 forciert den Ausgangsknoten des CMOS-Inverters in den Niedrig-Zustand überzugehen, dabei die Vorrichtung 621 ausschaltend und die Vorrichtung 622 einschaltend. Demzufolge fließt Strom durch den Kondensator 209, die Vorrichtung 622, und von VDD durch den Kondensator CL und durch die Taktwiederherstellungs- und Dekodiererschaltung zur Empfangsschaltungs-Masse, wie in 2 gezeigt ist. Die Schaltung ist komplett, indem Strom zurückkehrend über die Isolationsbarriere durch den Kondensator 210 fließt. Der Strombedarf durch die Schaltung an VDD durch die Kondensatoren 209 und 210 muss begrenzt werden, so dass die Spannung an dem Knoten 625 relativ zu dem Knoten 626 immer noch als ein digitales hohes logisches Niveau erkannt werden kann. Wenn ein digitales "Niedrig"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, schaltet der CMOS-Inverter 623 die Vorrichtung 622 aus und schaltet die Vorrichtung 621 ein. Demzufolge fließt Strom über die Isolationsbarriere durch den Kondensator 210, durch die Vorrichtung 621, und kehrt über die Isolationsbarriere über den Kondensator 209 zurück. Daher kann, obgleich kein mittlerer Strom durch die Kondensatoren 209 und 210 fließt, ein mittlerer Strom von der VDD zur Empfangsschaltungs-Masse geliefert werden, um die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und Dekodiererschaltung 217 zu betreiben. Der Lastkondensator 624 arbeitet, um die Versorgungswelligkeit der am Knoten VDD errichteten Gleichspannungsquelle zu minimieren.
  • Bezugnehmend auf das in 6B gezeigte Ausführungsbeispiel, der Isolationskondensator 209 ist mit dem Knoten 646 gekoppelt und der Isolationskondensator 210 ist mit dem Knoten 647 gekoppelt. Der Source-Knoten des n-Kanal-MOSFETs 641 und der Source-Knoten des p-Kanal-MOSFETs 642 sind gekoppelt mit dem Knoten 646. Auch gekoppelt mit dem Knoten 646 sind die Gates des n-Kanal-MOSFETs 643 und p-Kanal-MOSFETs 644. Der Source-Knoten des n-Kanal-MOSFETs 643 und der Source-Knoten des p-Kanal-MOSFETs 644 koppeln mit dem Knoten 647. Auch gekoppelt mit dem Knoten 647 sind die Gates des n-Kanal-MOSFETs 641 und des p-Kanal-MOSFETs 642. Die Drains der Vorrichtungen 641 und 643 sind mit dem Masse-Knoten der Empfangsschaltung gekoppelt. Die Drains der Vorrichtungen 642 und 644 sind gekoppelt mit dem Knoten 220, welcher die VDD-Spannung für die isolierte Schaltung bereitstellt. Auch gekoppelt mit dem VDD-Knoten 220 sind der Lastkondensator CL 645 und die Spannungsversorgungseingänge der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodiererschaltung 217, wie in 2 gezeigt ist.
  • Bezugnehmend auf das in 6B gezeigte beispielhafte Ausführungsbeispiel, wird nun die Funktion der in der differentiellen digitalen Kommunikation verwendeten aktiven Diodenbrücke beschrieben. Ein differentielles digitales Signal wird durch die Kondensatoren 209 und 210 empfangen. Wenn ein digitales "Hoch"-Signal durch den Kondensator 210 empfangen wird, wird ein korrespondierendes digitales "Niedrig"-Signal durch den Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht in den Hoch-Zustand über, während der Knoten 647 in den Niedrig-Zustand übergeht. Diese Bedingung schaltet die Vorrichtungen 642 und 643 an, während die Vorrichtungen 641 und 644 ausgeschaltet werden. Demzufolge fließt Strom durch den Kondensator 209, die Vorrichtung 642, von VDD nach Masse durch den Kondensator CL und durch die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und Dekodiererschaltung 217 gezeigt in 2. Der Kreis wird komplettiert von der Empfangsschaltungs-Masse 650, durch die Vorrichtung 643 und schließlich zurückkehrend über die Isolationsbarriere durch den Kondensator 210. Der Strombedarf an VDD muss begrenzt werden, so dass die Spannung am Knoten 646 relativ zu Knoten 650 durch die Taktwiederherstellungs- und Dekodiererschaltung als ein Signal hohen logischen Niveaus erkannt werden kann.
  • Wenn ein digitales "Niedrig"-Signal durch den Kondensaotr 209 empfangen wird, wird ein digitales "Hoch"-Signal durch den Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht in den Niedrig-Zustand über, während der Knoten 647 in den Hoch- Zustand übergeht. Diese Bedingung schaltet die Vorrichtungen 641 und 644 ein, während die Vorrichtungen 642 und 643 ausgeschaltet werden. Demzufolge fließt Strom durch den Kondensator 210 und die Vorrichtung 644 zu dem VDD Knoten 220, und von dort zur Masse durch den Kondensator 645 und durch die Taktwiederherstellungs- und Dekodiererschaltung gezeigt in 2. Die Schaltung wird komplettiert von Masse 650, durch die Vorrichtung 641 und schließlich zurückkehrend über die Isolationsbarriere durch den Kondensator 209. Daher fließt, in jedem logischen Zustand, und unabhängig von der Stromflussrichtung durch die Kondensatoren 209 und 210, Strom in dieselbe Richtung von VDD nach Masse. Daher ist eine mittlere oder Gleichstrom-Versorgungspannung am Knoten VDD errichtet, und ein adäquater Strom kann geliefert werden, um die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und die Dekodiererschaltung 217 zu betreiben. Der Lastkondensator 645 arbeitet, um die Spannungsversorgungswelligkeit zu minimieren, eine Filterfunktion in VDD bereitstellend. Ein zusätzlicher Nutzen der Fähigkeit, aus dem von der versorgten Schaltung über die kapazitive Isolationsbarriere übertragenen digitalen Signal Abschnitte der isolierten Schaltung zu versorgen, ist, dass es eine isolierte Einschalt (power up)- und Ausschalt (power down)-Steuerung der isolierten Schaltungsabschnitte auf einer wie-benötigt-Basis erlaubt.
  • Parasitäre bipolare Transistoren können aus typischen CMOS-Prozessen resultieren. Falls sie nicht gesteuert werden, können diese bipolaren Transistoren die in 6A gezeigte Spannungsversorgung 627 während einer anfänglichen Einschalt (power up)-Zeit entladen. Falls der Entladestrom von den parasitären bipolaren Transistoren größer ist als der durch den Transistor 622 zu der Spannungsversorgung 627 gelieferte Strom, dann kann die Schaltung nicht das gewünschte volle Spannungsniveau aufbauen. Das Beta eines lateralen bipolaren Transistors in irgendeinem CMOS-Prozess ist eine Funktion des Layouts. Mit angemessenem Layout (das heißt großer Basisbereich) kann das Beta klein genug gehalten werden, um unerwünschte Entladeströme zu minimieren. Weitere Aufmerksamkeit muss der Gestaltung einer Schaltung gegeben werden, die mit der Spannungsversorgung 627 gekoppelt ist. Die mit der Spannungsversorgung 627 gekoppelten Schaltungen können nicht mehr Strom aus der Stromversorgung beziehen, als von der aktiven Diodenbrücke erhältlich ist, selbst bevor die Versorgung zu dem vollen Wert hochgelaufen ist.
  • In dem in 2 gezeigten anschaulichen Ausführungsbeispiel empfängt der Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler (DAC) 208 die Eingangsdaten vom Dekodierer 217 und die synchrone Takteingabe von der Taktwiederherstellungsschaltung 216. Ein analoges Ausgangssignal 218 wird durch den DAC 208 in Antwort auf die über die kapazitive Isolationsbarriere übertragenen digitalen Daten erzeugt. Das Ausgangssignal 218 ist im hohen Maße gegen Amplituden- und Phasenrauschen immun, die in die Barrierenschaltung eingeführt werden können, weil das über die Isolationskondensatoren übertragene Signal ein synchrones digitales Signal ist, und weil die empfangenen Daten mit dem wiederhergestellten, Jitter-gefilterten Taktsignal resynchronisiert werden. Der DAC ist auch durch das Taktsignal zeitlich abgepasst. Delta-Sigma DAC-Technologie ist im Stand der Technik wohlbekannt, und das Auswählen einer geeigneten DAC-Schaltung wird ein Gegenstand einer auf die beabsichtigte Anwendung der Barrierenschaltung gerichteten routinierten Gestaltungswahl sein. Siehe, zum Beispiel, P. Naus et. al., A CMOS Stereo 16-Bit D/A Converter for Digital Audio, IEEE Journal of Solid State Circuits, Juni 1987, Seiten 390 bis 395.
  • 7 zeigt ein bevorzugtes bidirektionales Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Es wird erkannt werden, dass andere unidirektionale und bidirektionale Isolationsbarrieren von Fachleuten unter Verwendung der hierin beschriebenen Prinzipien gestaltet werden können, und dass solche Barrieren in den Rahmen dieser Erfindung fallen. In dem gezeigten und beschriebenen Ausführungsbeispiel weist das kapazitive Isolationssystem auf ein "Sende"-System links von der Mitte, eine "Empfangs"-System rechts von der Mitte, und eine kapazitive Isolationsbarriere, aufweisend zwei Hochspannungskondensatoren 705 und 706 in der Mitte der Figur. Beachte, dass die Bezeichnungen "Sende" und "Empfang" dazu verwendet werden, die versorgte beziehungsweise die isolierte Seite der Barriere zu identifizieren, und dass in diesem Ausführungsbeispiel Daten in beiden Richtungen über die Barriere übertragen werden können. Viele dieser Komponenten in diesem bidirektionalen Ausführungsbeispiel sind identisch oder ähnlich zu denen in dem oben unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen unidirektionalen Ausführungsbeispiel.
  • Das Sendesystem enthält einen Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 701, der über die analoge Eingabe 720 der Sendeschaltung betreibbar ist und mit dem Taktsignal 722 vom Oszillator 704 synchronisiert ist. Die analoge Eingabe 720 des Sendesystems ist ein analoges Signal, das über die Isolationsbarriere zu übertragende Information enthält, die beispielsweise ein an ein Telefonsystem zu koppelndes analoges Stimm-Signal sein kann. Die digitale Ausgabe 724 des Delta-Sigma-ADCs kann mit der digitalen Steuereingabe 726 mittels der Kodiererschaltung zeitgemultiplext werden. Die digitale Steuereingabe 726 ist ein digitales Signal, das zusätzliche über die Isolationsbarriere 705, 706 zu übertragender Information enthält. Die digitale Steuereingabe 726 kann Steuerinformation für die analoge Schaltung auf der Empfangsseite der Isolationsbarriere enthalten. Die Kodiererschaltung 702 formatiert auch den resultierenden Datenstrom in ein Kodierschema, das eine robuste Taktwiederherstellung auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere erlaubt, wie oben beschrieben ist.
  • Die Kodiererschaltung 702 empfängt auch ein Taktsignal 722 vom Oszillator 704. Die Ansteuerschaltung 703 des Sendesystems steuert das kodierte Signal zu den Isolationskondensatoren 705 und 706 in Antwort auf die Ausgabe der Kodiererschaltung 702 an.
  • Die Isolationsbarriere weist zwei Hochspannungskondensatoren 705 und 706 auf. In einem Ausführungsbeispiel wird der Kondensator 705 mittels den Ansteuerern 703 und 713 bidirektional angesteuert, während der Kondensator 706 einen Rückkehrweg über die Isolationsbarriere bereitstellt. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die Kondensatoren 705 und 706 differentiell mittels den digitalen Ansteuerschaltungen 703, 713 angesteuert.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Empfangssystems, gezeigt in 7 rechts von den Isolationskondenstoren 705, 706 enthält eine Taktwiederherstellungsschaltung, deren Eingänge mit den Isolationskondensatoren 705, 706 gekoppelt sind. Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt aus den über die Isolationsbarriere gesteuerten Daten ein Taktsignal wieder her und stellt ein synchronisiertes Taktsignal 730 zu den verschiedenen Schaltungen in dem Empfangssystem bereit.
  • Der wiederhergestellte Takt arbeitet als Zeitbasis für den Dekodierer 708 und den Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler 709. Der Dekodiererabschnitt 708 separiert die zeitgemultiplexten Daten- und Steuerinformationen, eine digitale Steuerausgabe 732 zur anderen Schaltung bereitstellend, und ein synchrones Datensignal 734 als Eingabe zu dem Delta-Sigma-DRC 709 bereitstellend. Der Delta-Sigma-DAC 709, mit durch den Dekodierer gelieferter digitaler Eingabe 734, und durch den Taktwiederherstellungsabschnitt 707 geliefertem Taktsignal 730 arbeitet, synchron mit dem Delta-Sigma-ADC 701 des Sendesystems und stellt eine analoge Ausgabe 736 auf der empfangenden Seite der Isolationsbarriere bereit. Die aktive Diodenbrücke 710 ist mit den Isolationskondensatoren 705 und 706 gekoppelt und liefert Strom aus dem über die Isolationsbarriere übertragenen digitalen Signal, wie oben im Detail beschrieben ist. Der Ansteuerer 713 muss den Dreizustand beibehalten, bis der Dekodierer 708 einen gültigen Rahmen detektiert hat, ein erfolgreiches Einschalten der Empfangsschaltungsabschnitte angebend.
  • Das in 7 gezeigte Ausführungsbeispiel ermöglicht auch eine Übertragung von dem Empfangssystem zu dem Sendesystem, oder von rechts nach links über die Isolationskondensatoren wie gezeigt. Die Kodiererschaltung 712 und Ansteuerschaltung 713 des Empfangssystems kooperieren, um Information zurück vom Empfangssystem zu der Dekodiererschaltung 714 in dem Sendesystem zu übertragen. Der Empfangssystem-Kodiererabschnitt 712 empfängt eine Takteingabe 730 vom Taktwiederherstellungsabschnitt 707, und ist dadurch mit dem Sendesystem-Oszillator 704 und -Kodierer 702 synchronisiert. Diese Synchronisation erlaubt die Übertragung in jede Richtung in verschiedenen Zeitschlitzen aufzutreten. In Zeitschlitzen, wo der Sendeansteuerer 703 betreibbar ist, Information vom Sendesystem zum Empfangssystem zu übertragen, befindet sich der Empfangsansteuerer 713 im Dreizustand oder ist gesperrt. Alternativ, in Zeitschlitzen, wo der Empfangsansteuerer 713 betreibbar ist, Information zurück vom Empfangssystem zum Sendesystem zu übertragen, befindet sich der Sendeansteuerer 703 im Dreizustand oder ist gesperrt. Auf diese Art und Weise kann eine bidirektionale Kommunikation über ein einzelnes Paar von Hochspannungskondensatoren errichtet werden.
  • Die digitale Steuereingabe 738 des Empfangssystems ist ein digitales Signal, das über die Isolationsbarriere zu übertragende Information enthält, einschließlich Steuerinformation für die analoge Schaltung auf der Sendeseite der Barriere. Das Empfangssystem enthält auch einen Delta-Sigma-ADC 711, der über das analoge Eingangssignal 740 betreibbar ist, so dass die in dem analogen Signal 740 enthaltene Information auf der Empfangssystemseite der Isolationsbarriere in digitaler Form über die Barriere übertragen werden kann und dann akkurat auf der Sendesystemseite der Barriere reproduziert werden kann. Der Empfangssystem-Delta-Sigma-RDC 711 empfängt seine Takteingabe von der Taktwiederherstellungsschaltung 707 und ist dadurch mit dem Sendesystemoszillator 704 synchronisiert. Das durch den Empfangssystem-ADC 711 erzeugte digitale Ausgangssignal kann in dem Kodiererabschnitt 712 mit der digitalen Steuereingabe 738 des Empfangssystems zeitgemultiplext werden.
  • In dem Sendesystem ist die Dekodiererschaltung 714 mit den Isolationskondensatoren 705, 706 gekoppelt, um von dort Signale zu empfangen, Identifikationssignale, die die von dem Empfangssystem kommende Information repräsentiert. Der Dekodierer 714 extrahiert dann die von der Empfangsschaltung empfangene digitale Steuerinformation aus dem empfangenen Datenstrom und leitet das mittels dem Delta-Sigma-ADC 711 erzeugte Datensignal 744 zu dem Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715. Der Dekodierer 714 zwischenspeichert (latch) und bestimmt zeitlich wieder die über die Barriere empfangenden Daten, um sie mit dem Taktsignal 722 zu synchronisieren, welches durch den Oszillator erzeugt wird, dadurch die Effekte der Phasenrauscheninterferenz und anderer Jitter-Quellen in dem synchronen digitalen Signal eliminierend. Schaltungen, die zum Durchführen dieser Dekodiererfunktionen geeignet sind, sind im Stand der Technik wohlbekannt.
  • Der Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715 empfängt seine Takteingabe vom Oszillator 704 und ist dadurch mit dem Empfangssystem-ADC 711 synchronisiert. Der Sendesystem-DAC 715 stellt ein rekonstruiertes analoges Datenausgangssignal 746 bereit, dadurch die Übertragung von analoger Information zurück von dem Empfangssystem zum Sendesystem komplettierend.
  • Zusammenfassend, 7 beschreibt ein bidirektionales Kommunikationssystem zum Übertragen analoger und digitaler Information über eine kapazitive Isolationsbarriere. Die Barriere selbst ist billig, da nur zwei Hochspannungskondensatoren für synchrone, bidirektionale Kommunikation benötigt werden. Die Barriere ist ein zuverlässiger Kommunikationskanal, weil die über die Barriere übertragenen digitalen Signale unempfindlich auf Amplituden- und Phasenrausch-Interferenz sind, die an der Isolationsbarriere eingeführt werden können.
  • Eine detailliertere Beschreibung einer zur Verwendung in dieser Erfindung geeigneten Taktwiederherstellungsschaltung mit dem Kodierschema aus 4 wird nun geliefert, unter Bezugnahme auf 8. Die Taktwiederherstellung PLL 805 hat eine Dateneingabe 530, Datenausgabe 546 und wiedergestelltes Taktsignal-Ausgabe 544. Der Phasendetektor 810 hat Eingaben DATA 530 und Rückkopplungstaktsignal CK2 545. Die Ausgaben des Phasendetektors 810 sind BESCHLEUNIGUNG1- und VERLANGSAMGUNG1-Signale, von denen beide mit den Eingängen der Phasendetektorladungspumpe 816 gekoppelt sind. Der Frequenzdetektor 818 hat die Eingaben DATA 530 und Ausgangstaktsignal CK4 544. Die Ausgaben des Frequenzdetektors 818 sind die mit BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2 bezeichneten Signale, welche mit den Eingängen der Frequenzdetektorladungspumpe 824 gekoppelt sind. Die Ausgänge der Frequenzdetektorladungspumpe 816 und der Frequenzdetektorladungspumpe 824 sind zusammen gekoppelt und sind auch mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators ("VCO") 535 und einem Anschluss des Widerstands 533 gekoppelt. Der andere Anschluss des Widerstands 533 ist mit einem Anschluss des Kondensators 534 gekoppelt. Der andere Anschluss des Kondensators 534 ist mit Masse gekoppelt. Die Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal 545. Der Takteingang des Flipflop 826 ist mit CK2 545 gekoppelt. Der Q-Balken-Ausgang des Flipflop 826 ist mit dem D-Eingang des Flipflops 826 gekoppelt. Die Ausgänge Q und Q-Balken des Flipflops 826 sind mit den Eingängen des Multiplexers (mux) 828 gekoppelt. Die Steuereingabe 830 des mux 828 wird MUX-STEUERUNG genannt und kommt aus der Rahmungslogik, welche an anderer Stelle in dieser Beschreibung beschrieben ist. Die Ausgabe des mux 828 ist das CK4-Signal 544. Der D-Eingang des Flipflop 542 ist mit der Dateneingabe 530 gekoppelt. Die Takteingabe des Flipflops 542 ist mit dem CK4-Signal 544 gekoppelt. Die Q-Ausgabe des Flipflops 542 ist das resynchronisierte DATENAUS-Signal 546, welches zu der Rahmendetektierlogik gesendet wird.
  • Der Frequenzdetektor 818 dominiert den Phasendetektor 810, wenn die Frequenzen der Signale DATEN und CK4 verschieden sind. Sobald die Frequenzen der Signale DATEN und CK4 im Wesentlichen gleich sind, werden die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2 inaktiv, und der Frequenzdetektor 810 erlaubt eine unabhängige Steuerung des Gewinns der Phasendetektor- und Frequenzdetektorschaltungen. Alternativ, falls unabhängige Gewinne nicht benötigt werden, dann kann eine logische ODER-Verknüpfung mit den Signalen BESCHLEUNIGUNG1 und BESCHLEUNIGUNG2 durchgeführt werden, um eine Ladungspumpe anzusteuern. Und ebenso kann eine logische ODER-Verknüpfung mit den Signalen VERLANGSAMUNG1 und VERLANGSAMUNG2 durchgeführt werden, um die andere Eingabe zu der Ladungspumpe zu steuern.
  • Die Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal, welche mittels des Flipflop 826 in der Frequenz durch 2 geteilt ist. Da CK2 durch 2 geteilt ist, um das Bitratentaktsignal CK4 zu erzeugen, kann es hinsichtlich des Starts einer Bitperiode zwei Phasen von CK4 geben. Die Phase von CK4, welche die korrekte Funktion des Frequenzdetektors hervorbringt, ist die, bei der die Anstiegskante des CK4 nach dem Start einer Bitperiode ausgerichtet ist. Die Rahmen-Detektierlogik wird benötigt, um den Start eines Bitintervalls zu detektieren, und wird verwendet, um die angemessene Phase des CK4 unter Verwendung des mux 828 auszuwählen.
  • Es wird geschätzt werden, dass eine erfindungsgemäße Taktwiederherstellungsschaltung, beispielsweise die in 8 oder 15 gezeigte, nutzbringend verwendet werden kann, um ein Taktsignal auf der isolierten Seite der Barriere wiederherzustellen und zu stabilisieren, wo das Taktsignal über Isolationselemente übertragen wird, die separat von den Isolationselementen sind, die verwendet werden, um das Datensignal zu übertragen.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Dekodiererschaltung 708 ist in 11 gezeigt. Das Schieberegister 840 hat einen mit dem DATENAUS-Signal 546 von der Taktwiederherstellungsschaltung 805 gekoppelten Eingang und ist mittels des wiederhergestellten Taktsignals CK4 getaktet. Die Multibitausgabe 842 oder das Schieberegister 840 ist mit der Rahmendetektierlogik 844 und mit der Demuxlogik 846 gekoppelt. Die Rahmendetektierlogik 844 hat einen mit der Muxsteuerungslogik 848 gekoppelten Ausgang und einen mit der Demuxlogik 846 gekoppelten Ausgang. Die Demuxlogik ist mittels CK4 getaktet. Der Zähler 850 ist auch mittels CK4 getaktet. Der Ausgang des Zählers 850 ist mit der Muxsteuerungslogik 848 gekoppelt. Die Ausgabe der Muxsteuerungslogik 848 ist das MUX-STEUERUNGS-Signal 830, das zur Taktwiederherstellung PLL 805 gesendet wurde, um die geeignete Phase für das CK4-Signal auszuwählen. Die Ausgaben der Demuxlogik 846 sind das DEMUXTE DATEN-Signal und das STEUER-Signal.
  • Das Schieberegister 840 speichert eine vorbestimmte Anzahl von Bits des seriellen DATENAUS-Signals 546. Die Rahmen-Detektierlogik 844 bearbeitet diese Daten und detektiert, wenn ein Rahmensignal empfangen wird. Viele mögliche Rahmungssignalformate können verwendet werden. Ein Format, dass in einem derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet werden kann, ist in 12 gezeigt. Die Daten 860 alternieren mit Rahmungssignalen 862 und Steuersignalen. In dem in dieser Figur gezeigten Rahmungsformat wird für jede acht Datenbits ein Steuersignal (aushaken) 864 gesendet. Die verbleibenden sieben Bits in dem Rahmen von sechszehn werden zur Rahmensynchronisation verwendet. Das gezeigte Rahmungssignal ist sechs Einsen gefolgt durch eine Null in dem Steuersignalfeld. Es muss für das Datensignal garantiert sein, dass es nicht mehr als fünf Einsen in einer Reihe hat, so dass es nicht mit einem Rahmungssignal verwechselt wird. Viele andere Rahmungsformate sind möglich, um verschiedene Signaleigenschaften zu erlauben und um die Verwendung von zusätzlichen Steuerbits zu erlauben.
  • Sobald die Rahmendetektierlogik 844 sechs Einsen gefolgt von einer Null in dem Steuersignalfeld detektiert, wird die Muxsteuerlogik 848 gesetzt, die Phase des CK4-Signals beizubehalten. Falls nach einer vorbestimmten Anzahl von CK4-Taktzyklen ein Rahmungssignal nicht detektiert wird, dann veranlasst der Zähler 850 die Muxsteuerlogik 848 die Phase von CK4 mux 828 (8) verwendend zu wechseln. Der Zähler 850 wird dann zurückgesetzt, und die Rahmendetektierlogik 844 versucht wieder, das ausgewählte Rahmungssignal zu detektieren, um so eine Synchronisation zu erreichen. Nur die korrekte Phase von CK4 wird eine Rahmensynchronisation erzielen. Sobald eine Rahmensynchronisation erreicht ist, kann die Demuxlogik 846 korrekt die Steuer- und Datensignale dekodieren.
  • Die spezielle Struktur und Funktionsweise der Rahmendetektierlogik 844, Demuxlogik 846, und Muxsteuerlogik 848 ist abhängig von dem gewählten Rahmungsformat, dem gewählten Multiplexschema, und anderen Gestaltungswahlen. Die detaillierte Gestaltung dieser Schaltung liegt innerhalb gewöhnlichen Fachwissens und wurde in dieser Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels weggelassen.
  • Beispielhafte Ausführungsbeispiele von Phasen- und Frequenzdetektoren 810, 818 werden in den 9 und 10 gezeigt. Bezugnehmend auf 9, hat ein Phasendetektor 810 Eingangssignale CK2 und DATEN und Ausgangssignale BESCHLEUNIGUNG1 und VERLANGSAMUNG1. Ein Zwei-Eingangs-NAND-Gatter 860 hat Eingaben DATEN und CK2 und sein Ausgang ist mit einem Eingang des NAND-Gatter 862 gekoppelt. Ein Zwei-Eingangs-NOR-Gatter 864 hat auch zwei Eingaben DATEN und CK2, und sein Ausgang ist mit dem Eingag des Inverters 866 gekoppelt. Ein Zwei-Eingangs-NAND-Gatter 868 hat einen mit dem Ausgang des Inverters 866 gekoppelten Eingang und einen mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 gekoppelten Eingang. Das NAND-Gatter 862 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des NAND-Gatter 860 gekoppelt ist, und der andere Eingang ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 868 gekoppelt. Ein Drei-Eingangs UND-Gatter 870 hat einen mit dem Ausgang des Inverters gekoppelten Eingang, ein anderer Eingang ist mit den DATEN-Signal und ein anderer Eingang ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 gekoppelt. Das Ausgang des UND-Gatters 870 ist das VERLANGSAMUNG1-Signal. Der Eingang des Inverters 872 ist mit dem CK2-Signal gekoppelt. Ein Drei-Eingangs-UND-Gatter 874 hat einen mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 gekoppelten Eingang, ein anderer Eingang ist mit dem CK2-Signal gekoppelt und ein anderer Eingang ist mit dem Ausgang des Inverters 876 gekoppelt. Der Ausgang des UND-Gatter 874 ist das BESCHLEUNIGUNG1-Signal. Der Eingang des Inverters 876 ist gekoppelt, um das DATEN-Signal zu empfangen.
  • In dem gezeigten Ausführungsbeispiel vergleicht der Phasendetektor 810 die Phase an den Abfallskanten von DATEN und CK2, nachdem beide Signale zu gleichen Zeit hoch sind. Die NAND-Gatter 862 und 868 bilden ein Latch vom Setzen-Zurücksetzen-Typ. Das Latch wird "gesetzt" so dass das Ausgang des NAND-Gatters 862 hoch ist, wenn sowohl das DATEN als auch das CK2-Signal hoch sind. Das Latch wird "zurückgesetzt" so dass der Ausgang des NAND-Gatters 862 niedrig ist, wenn sowohl DATEN als auch CK2 niedrig sind. Wenn das Latch "gesetzt" ist (d.h., sowohl DATEN als auch CK2 sind hoch), sind die UND-Gatter 870 und 874 freigegeben. Sobald die UND-Gatter 870 und 874 freigegeben sind, können sie die Abfallskanten von CK2 und DATEN vergleichen, um zu ermitteln, welches Signal zuerst in den Niedrig-Zustand übergeht. Falls DATEN zuerst in den Niedrig-Zustand übergeht, geht das BESCHLEUNIGUNG1-Signal in den Hoch-Zustand über, bis das CK2-Signal auch in den Niedrig-Zustand übergeht, angebend, dass der Oszillatore 535 schneller oszillieren muss, um die Phasenausrichtung nach dem DATEN-Signal zu erreichen. Falls dass CK2-Signal zuerst in den Niedrig-Zustand übergeht, dann geht das VERLANGSAMUNG-Signal in den Hoch-Zustand über, bis DATEN auch in den Niedrig-Zustand übergeht, angebend, dass der Oszillator 535 langsamer oszillieren sollte, um die Phasenausrichtung nach dem DATEN-Signal zu erreichen. Die Signale BESCHLEUNIGUNG1 und VERLANGSAMUNG1 sind mit der Phasendetektorladungspumpe 816 gekoppelt.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Frequenzdetektors 818 ist in 10 gezeigt. Die Eingaben zum Frequenzdetektor 818 sind die Signale DATEN und CK4 und die Ausgaben sind die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2. Die Verzögerungszelle 880 hat ihren Eingang mit dem CK4 gekoppelt und ihren Ausgang mit einem Eingang des NOR-Gatters 882 gekoppelt. Die Verzögerungszelle 880 besteht aus einer geraden Anzahl von kapazitiv geladenen Inverterstufen oder anderen verzögerungserzeugenden Schaltungen und ist im Stand der Technik wohlbekannt. Der Ausgang des Inverters 884 ist mit CK4 gekoppelt. Die Ausgabe 886 des NOR-Gatters 882 ist ein Zurücksetzpuls, der an der Anstiegskante von CK4 auftritt, und ist mit dem Zurücksetzpuls der D-Flipflops 888, 890 und 892 gekoppelt. Der Eingang des Inverters 895 ist mit DATEN gekoppelt. Der Ausgang des Inverters 895 ist mit dem Takteingang der D-Flipflops 888, 890, und 892 gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 888 ist mit VDD gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 890 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 888 gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 892 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 890 gekoppelt. Die D-Flipflops 894 und 896 haben deren Takteingänge mit CK4 gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 894 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 888 gekoppelt. Der D-Eingang des Flipflops 896 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 890 gekoppelt. Der Eingang des Inverters 898 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 894 gekoppelt, und der Ausgang des Inverters 898 ist das VERLANGSUMG2-Signal. Das ODER-Gatter 900 stellt das BESCHLEUNIGUNG2-Signal bereit. Ein Eingang des ODER-Gatters 900 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 896 gekoppelt und der andere Eingang ist mit dem Q-Ausgang des Flipflops 892 gekoppelt. Die Signale BESCHLEUNIGUNG2 und VERLANGSAMUNG2 sind mit der Frequenz-Detektor-Ladungspumpe 824 gekoppelt.
  • Das gezeigte Ausführungsbeispiel des Frequenzdetektors 818 zählt die Anzahl der DATEN-Pulse innerhalb eines CK4-Zyklus. Die Frequenz CK4 sollte der Bitrate des DATEN-Musters gleichen. Geeignetes, für das DATEN-Signal verwendetes Kodieren stellt sicher, dass es nur eine CK4-Anstiegskante für jede Datenpuls-Abstiegskante gibt, falls die Frequenz von CK4 der Datenrate gleicht. Falls die CK4-Frequenz der Datenrate gleicht, dann wird die Q-Ausgabe des Flipflops 888 niedrig vor jeder Anstiegskante von CK4, und die Q-Ausgaben der Flipflops 890 und 892 werden niedrig vor jeder Anstiegskante von CK4. Falls die Q-Ausgabe des Flipflops 888 vor der Anstiegskante von CK4 niedrig ist, dann geht das VERLANGSAMUNG2-Signal für die Dauer des nächsten CK4-Zyklus in den Hoch-Zustand über, signalisierend, dass der Oszillator 535 langsamer werden sollte. Falls die Q-Ausgabe des Flipflops 890 vor der Anstiegskante von CK4 hoch ist, dann geht das BESCHLEUNIGUNG2-Signal für die Zeitdauer des nächsten CK4-Zyklus in den Hoch-Zustand über, signalisierend, dass der Oszillator beschleunigt werden sollte.
  • Ein anderes beispielhaftes Kodierschema, dass in einem in Übereinstimmung mit dieser Erfindung konstruierten Isolationssystem verwendet werden kann, ist in 14 gezeigt. In diesem Schema wird jede Bitperiode 570 in vier Felder aufgeteilt. Das erste Feld 572 wird als das Taktfeld bezeichnet und ist, unabhängig von den Daten, die übertragen werden, immer hoch. Das zweite Feld 574, welches das zweite Viertel der Bitperiode 570 besetzen kann, enthält das (von der Sendeseite zur Empfangsseite) vorwärtsgehende Datenbit. Dieses Datenbit kann entweder das Delta-Sigma-Datenbit oder ein Steuerbit oder ein gewünschter Typ eines Kodierungsbits sein, in Übereinstimmung mit den Erfordernissen der Anwendung, in welcher die Erfindung verwendet wird. Das Dritte Feld 576, welches das dritte Viertel der Bitperiode einnehmen kann, ist immer niedrig, um genügend Signalübergänge zum Bereitstellen von Leistungsübertragung in dem Vorwärtspfad zusammen mit den ersten beiden Feldern, von denen in jeder Periode wenigstens eines hoch ist, sicherzustellen. Die Vorwärts (Sendeseite)-Ansteuerschaltung ist während des vierten Feldes 578 im Dreizustand, dadurch die Datenübertragung in der entgegengesetzten Richtung über den Isolationskondensator erlaubend. Natürlich ist dieses besondere Kodierungsschema als ein Beispiel vorgesehen, und es können viele andere Kodierungsschemen erdacht werden, die in den verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung betriebsfähig sein werden.
  • Es ist wünschenswert, die logische "1", die am Beginn jeder Bitperiode präsent ist, zur Taktwiederherstellung zu verwenden, da sie in periodischen Intervallen immer präsent ist. Jedoch wird, falls das entgegengesetzte Datenbit von der vorhergehenden Bitperiode eine Eins ist, die Anstiegsflanke zu Beginn der nächsten Bitperiode nicht leicht mittels eines logischen Gatters zu sehen sein und wird daher zur Taktwiederherstellung nicht verwendbar sein. Um diesen Effekt abzuschwächen und um eine zuverlässige Taktwiederherstellung zu erlauben, muss durch die eingesetzten Kodierungsalgorithmen für jedes vierte Bit in dem entgegengesetzten Feld garantiert sein, dass es eine Null ist. Die gesamte Rahmenlänge kann erhöht werden, falls mehr Steuerbits über die Barriere in der entgegengesetzten Richtung gesendet werden müssen. Jede vierte Taktkante (die eine mit einer Null assoziierte in dem vorhergehenden entgegengesetzten Bitfeld) kann dann zur Taktwiederherstellung verwendet werden.
  • Ein Blockdiagramm einer beispielhaften PLL-Schaltung, die Taktwiederherstellung in Übereinstimmung mit dem in 14 gezeigten Kodierungsschema durchführen kann, ist in 15 gezeigt. Die Vorwärtsdaten (Übertragen von der Sendeseite zur Empfangsseite) sind mit dem Teile-durch-Vier-Zähler 800 gekoppelt. Der Ausgang des Zählers 800 ist mit dem Phasen-Frequenz-Detektor 801 gekoppelt. Der Ausgang des Phasen- Frequenz-Detektors 801 ist mit der Ladungspumpe 802 gekoppelt. Der Ausgang der Ladungspumpe 802 ist mit dem Eingang des Schleifenfilters 803 gekoppelt und ist mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 804 gekoppelt. Der Ausgang des VCO 804 ist der zum Synchronisieren des empfangenen Datensignals und zum Bereitstellen eines Taktsignals zu der empfangsseitigen Schaltung verwendete Bittakt. Der Ausgang des VCO 804 ist auch mit dem Eingang des Teile-durch-Vier-Zählers 805 verbunden. Der Ausgang des Zählers 805 ist mit dem anderen Eingang des Phasen-Frequenz-Detektors 801 gekoppelt. Der Phasen-Frequenz-Detektor 801 und die anderen Schaltungen in der gezeigten Taktwiederherstellungsschaltung von 15 sind im Stand der Technik wohlbekannt, und die spezielle, für eine besondere Anwendung gewählte Schaltung wird Gegenstand einer Routine-Gestaltungswahl sein.
  • 16 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer DAA-Schaltung 110 einschließlich einer telefonleitungsseitigen Schaltung 118, einer Isolationsbarriere 120, und einer versorgungsseitigen Schaltung 116 gemäß der Erfindung. Die Isolationsbarriere 120 kann einen oder mehrere Kondensatoren enthalten und erlaubt die Übertragung von digitaler Information zwischen der Isolationsschnittstelle 1614 in der telefonleitungsseitigen Schaltung und der Isolationsschnittstelle 1610 in der versorgungsseitigen Schaltung. Die telefonleitungsseitige Schaltung 118 kann mit Telefonleitungen eines Telefonnetzwerksystems gekoppelt sein, und die versorgungsseitige Schaltung 116 kann mit externen Steuereinheiten gekoppelt sein, wie zum Beispiel mit digitalen Signalprozessoren (DSP), die Teil einer Kommunikationsvorrichtung, beispielsweise eines Telefons oder Modems, sein können.
  • Die versorgungsseitige Schaltung 116, welche als eine integrierte Schaltung (IC) implementiert sein kann, kann mit der externen Steuereinheit durch eine digitale Schnittstelle 1606 and einer Steuerschnittstelle 1608 kommunizieren. Beispielsweise kann die digitale Schnittstelle 1606 eine Anzahl von externen Pins haben, die eine serielle Anschluss-Schnittstelle zu der externen Steuereinheit bereitstellen, wie zum Beispiel ein Haupttakteingangspin (MCLK), ein serieller Anschluss-Bittaktausgang (SCLK), ein serieller Anschluss-Daten IN-Pin (SDI), ein serieller Anschluss Daten-Aus-Pin (FC), ein Rahmensync-Ausgangspin (FSYNC_Balken), und ein sekundärer Übertragungsanfragen-Eingangspin (FC). Auf ähnliche Weise kann die Steuerschnittstelle 1608 eine Anzahl von externen Pins haben, die Steuer- und Statusinformation zu und von der externen Steuereinheit bereitstellen, wie zum Beispiel ein Klingeldetektier-Statuspin (RGDT_Balken), ein Aushak-Statuspin (OFHK_Balken), ein Zurücksetzpin (Zurücksetz_Balken), und Multimoden-Auswahlpins (MODE). (Es wird bemerkt, dass der Suffix "_Balken" verwendet wird, ein Signal zu bezeichnen, dass sich typischerweise durchsetzt, wenn es sich auf niedrigem logischen Niveau befindet.) Außerdem sind die digitale Schnittstelle 1606 und die Steuerschnittstelle 1608 mit der Isolationsschnittstelle 1610 gekoppelt, so dass Steuerung, Status, Signal und andere gewünschte Information von der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 über die Isolationsbarriere 120 gesendet und empfangen werden können.
  • Die telefonleitungsseitige Schaltung 118, welche als eine integrierte Schaltung (IC) implementiert sein kann, kann mit den Telefonleitungen durch die hybride Schaltung 1616 kommunizieren, kann Gleichstromspannung empfangen und eine interne Gleichstromspannung durch die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 bereitstellen, und Klingel-Detektier- und Aushakstatus-Information mittels des Aushak/Klingeldetektierblocks 1620 ermitteln. Außerdem sind die Hybridschaltung 1616, der Aushak/Klingeldetektierblock 1620, und die Gleichstromabschlussschaltung 1618 mit der Isolationsschnittstelle 1614 gekoppelt, so dass Steuerungs-, Status-, Signal- und andere gewünschte Information über die Isolationsbarriere 120 übertragen zu und empfangen von der versorgungsseitigen Schaltung 116 werden kann.
  • In dem dargestellten Ausführungsbeispiel hat die hybride Ausgangsschaltung 1616 einen Ausgangspin (TX) und einen Eingangspin (RX), die mit einer externen Telefonschnittstellenschaltung, wie zum Beispiel einer Aushakschaltung und einer Diodenbrücke, gekoppelt sein können. Die Hybridschaltung 1616 kann arbeiten, um das in dem Telefon existierende differentielle Signal, welches typischerweise sowohl Sende- als auch Empfangs-Analoginformation enthält, in ein internes Sendesignal (TXINT) und Empfangssignal (RXINT) zu splitten. Es wird bemerkt, dass der TX-Ausgangspin gekennzeichnet ist, um anzugeben dass er verwendet wird, um analoge Information zu den Telefonleitungen zu senden, und dass der RX-Pin gekennzeichnet ist, um anzugeben, dass er verwendet wird, um analoge Information von den Telefonleitungen zu empfangen. Diese externen Pin-Signale sind unterschiedlich zu dem internen analogen Sendesignal (TXINT) und analogen Empfangssignal (RXINT).
  • Die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 kann eine Anzahl von externen Pins haben, die auch mit einer externen Telefonschnittstellenschaltung, wie zum Beispiel eine Aushakschaltung und eine Diodenbrücke, gekoppelt sind. Zum Beispiel kann die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 einen Gleichstrom-Abschlusspin (DCT), einen Spannungsregulatorpin (VREG), einen externen Widerstandspin (REXT), und einen isolierten Massenpin (IGND) haben. Die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 terminiert die Gleichspannung in der Telefonleitung und stellt eine interne Spannungsquelle für die telefonleitungsseitige Schaltung 118 bereit. Der Gleichstrom-Abschlusspin (DCT) empfängt den Telefonleitungs-Gleichstrom. Der Spannungsregulatorpin (VREG) erlaubt einer externen Regulatorschaltung, wie zum Beispiel einem Kondensator, mit der Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 gekoppelt zu sein. Ein externer Leistungsabführwiderstand kann mit dem externen Widerstandspin (REXT) gekoppelt sein. Und der isolierte Massenpin (IGND) kann mit der Systemmasse für die versorgungsseitige Schaltung 11 durch einen Kondensator in der Isolationsbarriere 120 gekoppelt sein und kann auch mit der Telefonleitung durch eine Masse-Kopplung in der externen Diodenbrückenschaltung gekoppelt sein.
  • Der Aushak-/Klingeldetektierblock 1620 kann einen externen Pin haben, erlaubend, dass Statusinformation hinsichtlich Telefonleitungsstatusinformation (RNG1, RNG2), wie zum Beispiel Klingel- oder Anrufer-Identifikationssignale, bereitgestellt wird. Beispielsweise kann der erste Klingeldetektierpin (RNG1) durch einen Kondensator (2200 pF) mit der Tip (T)-Ader der Telefonleitung gekoppelt sein, und der zweite Klingeldetektierpin (RNG2) kann durch einen Kondensator (2200 pF) mit der Ring (R)-Ader der Telefonleitung verbunden sein. Außerdem kann der Aushak-/Klingel-Detektierblock 1620 externe Ausgangspins (QB, QE) haben, die eine externe Aushakschaltung steuern, um beispielsweise in einen Aushakzustand oder einem Begrenzten- Leistungs-Modus einzutreten, um Anruferidentifikationsinformation zu bekommen. Außerdem können die Ausgangspins (QB, QE) mit der Basis beziehungsweise dem Emitter eines bipolaren Transistors in einer externen Gabelumschalter-Schaltung gekoppelt sein.
  • 17 ist ein allgemeines Blockdiagramm von internen Sende (TX)- und Empfangs (RX)-Signalwegen in einer erfindungsgemäßen digitalen DAA-Schaltung 110. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel kann Information in beiden Richtungen über die Isolationsbarriere 120 übertragen werden. Es wird bemerkt, dass 17 nicht alle funktionellen Blöcke in der versorgungsseitigen Schaltung 116 und der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 darstellt. Es wird auch bemerkt, dass die dargestellten Blöcke als zahlreiche zusätzliche Blöcke, welche ähnliche Funktionen ausführen, implementiert sein können.
  • In dem Ausführungsbeispiel in 17 werden Übertragungen von der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 zu der versorgen Schaltung 116 als Empfangssignale betrachtet. In der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 empfängt empfängt ein Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler (ADC) 1710 ein internes analoges Empfangssignal (RXINT), welches beispielsweise durch die Hybridschaltung 1616 bereitgestellt werden kann. Der Ausgang des Delta-Sigma-ADC 1710 ist ein überabgetasteter digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat. Die Dekodierer-/Kodierer-Schaltung 1708 verarbeitet und formatiert diese digitale Information wie gewünscht bevor sie sie als kodierte digitale Information über die Isolationsbarriere 120 sendet. Beispielsweise kann der Dekodierer/Kodierer 1708 die Steuerdaten mit dem digitalen Strom multiplexen, bevor sie über die Isolationsbarriere 120 gesendet werden. Diese Steuerdaten können eine beliebige gewünschte Information sein, wie zum Beispiel Klingeldetektiersignale, Aushakdetektiersignale, oder andere Telefonleitungsstatusinformation. In der versorgungsseitigen Schaltung 116 dekodiert der Dekodierer/Kodierer 1706 diese über die Isolationsbarriere 120 empfangene kodierte digitale Information. Der digitale Filter 1702 verarbeitet diesen dekodierten digitalen Strom und konvertiert ihn in interne digitale Empfangsdaten (RXD), die durch die digitale Schnittstelle 1606 zu einer externen Steuereinheit bereit gestellt werden können.
  • Übertragungen von der versorgungsseitigen Schaltung 116 an die telefonleitungsseitige Schaltung 118 werden als Sendesignale betrachtet. In der versorgungsseitigen Schaltung 116 empfängt ein Delta-Sigma-Modulator 1704 ein internes digitales Sendesignal (TXD), welches beispielsweise von einer externen Steuereinheit durch eine digitale Schnittstelle 1606 bereitgestellt sein kann. Die Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 1704 ist ein überabgetasteter digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat. Die Dekodierer-/Kodierer-Schaltung 1706 verarbeitet und formatiert diese digitale Information wir gewünscht bevor sie sie als kodierte digitale Information über die Isolationsbarriere 120 sendet. Zum Beispiel kann der Dekodierer/Kodierer 1706 die Steuerdaten mit dem digitalen Datenstrom multiplexen. Diese Steuerdaten können eine beliebige gewünschte Information sein, wie zum Beispiel Klingeldetektiersignale, Aushakdetektiersignale, oder andere Telefonleitungsstatusinformation. Außerdem kann der Dekodierer/Kodierer 1706 Rahmungsinformation für Synchronisierungszwecke zu dem digitalen Strom hinzufügen, bevor sie über die Isolationsbarriere 120 gesendet wird. Noch ferner kann der Dekodierer/Kodierer 1706 den digitalen Datenstrom so formatieren, dass ein Taktsignal in der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 wiederhergestellt werden kann, wie zum Beispiel wie oben unter Bezugnahme auf 14 diskutiert ist. In der telefonleitungsseitigen Schaltung 118 kann der Dekodierer/Kodierer 1708 ein Taktsignal wieder herstellen und kann die über die Isolationsbarriere 120 empfangene kodierte digitale Information dekodieren, um Rahmungs-, Steuer- oder Statusinformation zu erhalten. Der Digital-zu-Analog-Umwander (DAC) 1712 wandelt den dekodierten digitalen Datenstrom um und wandelt ihn in interne analoge Sendedaten (TXINT) um, die bereit gestellt werden können als ein analoges Signal durch die Hybridschaltung 1616 und ultimativ zu den Telefonleitungen.
  • 18 ist ein allgemeines Schaltungsdiagramm einer erfindungsgemäßen digitalen DAA-Schaltung 110, die erfindungsgemäß mit zwei integrierten Schaltungen (ICs) und einer kapazitiven Isolationsbarriere implementiert ist. Insbesondere kann die versorgungsseitige Schaltung eine versorgungsseitige integrierte Schaltung (IC) 1802A enthalten, und die telefonleitungsseitige Schaltung 118 kann eine telefonleitungsseitige IC 1802B enthalten.
  • Eine externe Schaltung, wie zum Beispiel eine Gabelumschalter-Schaltung 1804 und eine Diodenbrückenschaltung 1806, ist auch gekoppelt gezeigt mit externen Pins der telefonleitungsseitigen IC 1802B. In diesem dargestellten Ausführungsbeispiel sind die externen Pins 1810 der versorgungsseitigen IC 1802B mit einem externen digitalen Signalprozessor (DSP) gekoppelt und die externen Pins 1808 sind mit einer externen anwendungsspezifischen IC (RSIC) oder einer Steuereinheit gekoppelt. Die Isolationsbarriere 120 kann einen ersten Kondensator (CI) enthalten, der einen externen Signal (CIA)-Pin mit auf der versorgungsseitigen IC 1802A mit einem externen Signal (CIB)-Pin auf der telefonleitungsseitigen IC 1802B koppelt. Außerdem kann die Isolationsbarriere 120 einen zweiten Kondensator (C2) haben, der den isolierten Massen (IGND)-Pin auf der telefonleitungsseitigen IC 1802B mit dem Systemmassen (GND)-Pin auf der versorgungsseitigen IC 1802A koppelt. Außerdem kann der isolierte Massen (IGND)-Pin mit dem Knoten 1812 in der Diodenschaltung gekoppelt sein und dadurch mit der Telefonleitung gekoppelt sein.
  • Weitere bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden in den folgenden Absätzen gegeben:
    Ein erstes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eines digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend eine versorgungsseitige Schaltung, die betreibbar ist, digital mit einer telefonleitungsseitigen Schaltungen zu kommunizieren, wobei die digitale Kommunikation einen über eine Isolationsbarriere übertragenen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat aufweist; und eine telefonleitungsseitige Schaltung, die betreibbar ist, digital mit der versorgungsseitigen Schaltung zu kommunizieren, wobei die digitale Kommunikation einen über die Isolationsbarriere übertragenen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat aufweist, wobei die Kommunikation über die Isolationsbarriere bidirektional sein kann.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung eine zwischen der versorgungsseitigen Schaltung und der telefonleitungsseitigen Schaltung gekoppelte Isolationsbarriere auf.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehr Kondensatoren auf.
  • Gemäß einem dritten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung enthält die versorgungsseitige Schaltung eine mit dem digitalen Datenstrom gekoppelte Kodiererschaltung, um ein kodiertes Signal zum Übertragen über die Isolationsbarriere zu Erzeugen und wobei die telefonleitungsseitige Schaltung eine Dekodierschaltung enthält, um ein dekodiertes digitales Signal aus dem kodierten digitalen Signal zu erzeugen.
  • Gemäß einem vierten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Steuerdaten auf.
  • Gemäß einem fünften Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Rahmungsdaten auf.
  • Gemäß einem sechsten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal einen digitalen Datenstrom auf der derart formatiert ist, dass die Dekodierschaltung ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen kann.
  • Gemäß einem siebten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung enthält die telefonleitungsseitige Schaltung eine mit den digitalen Daten gekoppelte Kodierschaltung, um ein kodiertes Signal zum Übertragen über die Isolationsbarriere zu erzeugen, und die versorgungsseitige Schaltung enthält eine Dekodierschaltung, um ein dekodiertes Signal aus dem kodierten digitalen Signal zu erzeugen.
  • Gemäß einem achten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Steuerdaten auf.
  • Gemäß einem neunten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weisen die Steuerdaten Telefonleitungsstatusinformation auf.
  • Gemäß einem zehnten Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung hat die versorgungsseitige Schaltung eine Kommunikationsschnittstelle, die mit einer externen Schnittstelle gekoppelt sein kann.
  • Gemäß einem elften Aspekt des ersten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung hat die telefonleitungsseitige Schaltung analoge Ausgangssignale, die durch eine Gabelumschalter-Schaltung und Diodenbrückenschaltung mit Telefonleitungen gekoppelt sein können.
  • Ein zweites weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine versorgungsseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend: eine Kommunikationsschnittstelle, die mit einer externen Vorrichtung gekoppelt sein kann; eine Isolationsschnittstelle, die digital mit einer telefonleitungsseitigen Schaltung durch eine Isolationsbarriere kommunizieren kann; und eine Kodierschaltung in der Isolationsschnittstelle, um ein kodiertes digitales Signal aus einem digitalen Datenstrom für eine Übertragung über die Isolationsbarriere zu erzeugen.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Steuerdaten auf.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Rahmungsdaten für eine Datensynchronisation in der telefonleitungsseitigen Schaltung auf.
  • Gemäß einem dritten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal den digitalen Datenstrom auf, der formatiert ist derart, dass die Dekodierschaltung ein Taktsignal auf dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen kann.
  • Gemäß einem vierten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist das digitale Datensignal ein digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat.
  • Gemäß einem fünften Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung kann die Isolationsschnittstelle bidirektional über die Isolationsbarriere kommunizieren.
  • Gemäß einem sechsten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung können die durch die Kommunikationsschnittstelle übertragenen Signale digitale Datensignale, Steuersignale und Telefonleitungsstatussignale aufweisen, wobei die Kommunikationsschnittstelle ferner eine digitale Anschluss-Schnittstelle aufweisen kann.
  • Gemäß einem siebten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung, ferner aufweisend einen überabgetasteten Delta-Sigma-Modulator, der gekoppelt ist, um digitale Basisband-Datensignale aus der externen Vorrichtung zu empfangen und um die digitalen Basisband-Datensignale in einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat umzuwandeln.
  • Gemäß einem achten Aspekt des zweiten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die versorgungsseitige Schaltung ferner eine Dekodierschaltung auf, die an ein von der telefonleitungsseitigen Schaltung empfangendes digitales Signal gekoppelt sein kann, um ein dekodiertes digitales Signal zu erzeugen. Ferner kann das dekodierte digitale Signal einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat aufweisen, und kann ferner einen mit dem digitalen Datenstrom gekoppelten digitalen Filter aufweisen, um digitale Basisband-Datensignale zu erzeugen.
  • Ein drittes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine telefonleitungsseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffsanordnungsschaltung zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend eine Kommunikationsschnittstelle, die mit Telefonleitungen gekoppelt sein kann; eine Isolationsschnittstelle, die digital mit der versorgungsseitigen Schaltung durch eine Isolationsbarriere kommunizieren kann; und eine Dekodierschaltung in der Isolationsschnittstelle, um ein dekodiertes digitales Signal aus einem kodierten digitalen Signal zu erzeugen, dass über die Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung empfangen wurde.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte digitale Signal einem digitalen Datenstrom auf, der derart formatiert ist, dass die Dekodierschaltung ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen Signal wiederherstellen kann.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das digitale Signal zu einem digitalen Datenstrom hinzugefügte Steuerdaten auf.
  • Gemäß einem dritten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das kodierte Signal zu einem digitalen Datenstrom hinzugefügte Rahmungsdaten für eine Datensynchronisation in der telefonleitungsseitigen Schaltung auf.
  • Gemäß einem vierten Aspekt des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung kann die Isolationsschnittstelle bidirektional über die Isolationsbarriere kommunzieren.
  • Gemäß einem sechsten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weisen die durch die Kommunikationsschnittstelle übertragenen Signale analoge Datensignale auf.
  • Gemäß einem siebten Aspekt des dritten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist die Kommunikationsschnittstelle konfiguriert, um mit Telefonleitungen durch eine externe Gabelumschalter-Schaltung und eine externe Diodenbrücke gekoppelt zu sein.
  • Gemäß einem achten Aspekt des dritten weiteren bevorzugen Ausführungsbeispiels der Erfindung kann die Kommunikationsschnittstelle eine mit den Telefonleitungen gekoppelte Schaltung aufweisen, um ein Klingeln auf den Telefonleitungen zu detektieren und um einen Aushak-Status auf den Telefonleitungen zu steuern. Ferner kann die Kommunikationsschnittstelle eine mit den Telefonleitungen gekoppelte Gleichstrom-Terminierungsschaltung aufweisen, um eine interne Gleichstromspannungsquelle zu der telefonleitungsseitigen Schaltung bereitzustellen.
  • Gemäß einem neunten Aspekt des dritten weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die telefonleitungsseitige Schaltung ferner auf einen überabgetasteten Delta-Sigma Analog-zu-Digital-Umwandler, der konfiguriert ist, mit analogen, von den Telefonleitungen empfangenen Signalen gekoppelt zu sein, um die analogen Signale in einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat umzuwandeln.
  • Gemäß einem zehnten Aspekt des dritten weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die telefonleitungsseitige Schaltung ferner auf eine Kodierschaltung in der Isolationsschnittstelle, um ein kodiertes digitales Signal aus einem digitalen Datenstrom zum Übertragen über die Isolationsbarriere zu erzeugen. Ferner kann das kodierte digitale Signal zu dem digitalen Datenstrom hinzugefügte Steuerdaten aufweisen. Ferner können die Steuerdaten Telefonleitungsstatusinformation aufweisen.
  • Gemäß einem elften Aspekt des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung ist das digitale Datensignal ein digitaler Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat.
  • Ein viertes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisend: Umwandeln eines von Telefonleitungen empfangenen Signals in einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat, und Übertragen des digitalen Datenstroms von einer telefonleitungsseitigen Schaltung über eine Isolationsbarriere an eine versorgungsseitigen Schaltung.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des vierten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren auf, und das Verfahren weist ferner auf: Übertragen eines digitalen Bitstrom über die Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung zu der telefonleitungsseitigen Schaltung; und Wiederherstellung eines Taktsignals in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom und das Verfahren kann ferner aufweisen Kodieren des digitalen Datenstroms vor dem Übertragungsschritt.
  • Ein fünftes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisend: Umwandeln eines digitalen Signals in einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichtenmodulationsformat, und Übertragen des digitalen Datenstroms von einer versorgungsseitigen Schaltung über eine Isolationsbarriere an eine telefonleitungsseitige Schaltung.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des fünften weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren auf und kann ferner aufweisen: Wiederherstellung eine Taktsignal in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom und kann ferner aufweisen Kodieren des digitalen Datenstroms vor dem Übertragungsschritt.
  • Ein sechstes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisend: Erzeugen eines kodierten Signals aus einem digitalen Datensignal; und Übertragen des kodierten digitalen Signals von einer telefonleitungsseitigen über eine Isolationsbarriere Schaltung an eine versorgungsseitige Schaltung.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des sechsten weiteren bevorzugen Ausführungsbeispiels der Erfindung weist der Erzeugungsschritt ferner auf Hinzufügen von Steuerdaten und Telefonleitungsstatusinformation zu dem digitalen Datenstrom.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt des sechsten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist das Verfahren ferner auf: Übertragen eines digitalen Bitstroms über die Isolationsbarriere von der versorgungsseitigen Schaltung zu der telefonleitungsseitigen Schaltung; und Wiederherstellung eine Taktsignals in der telefonleitungsseitigen Schaltung aus dem digitalen Bitstrom, wobei die Isolationsbarriere einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen kann.
  • Ein siebtes weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Verfahren zum Kommunizieren mit Telefonleitungen, aufweisen: Erzeugen eines kodierten digitalen Signals aus einem digitalen Datensignal und Übertragen des kodierten digitalen Signals von einer versorgungsseitigen Schaltung über eine Isolationsbarriere an eine telefonleitungsseitige Schaltung.
  • Gemäß einem ersten Aspekt des siebten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung weist der Erzeugungsschritt ferner auf Hinzufügen von Steuerdaten und Synchronisierungs-Rahmungsinformation zu dem digitalen Datenstrom.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt des siebten weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung, weist der Erzeugungsschritt auf Formatieren des digitalen Datenstroms, so dass ein Taktsignal aus dem kodierten digitalen Signal wiederhergestellt werden kann, wobei der Erzeugungsschritt Hinzufügen von Steuerdaten und Synchronisierungs-Rahmungsinformation zu dem digitalen Datenstrom aufweisen kann und wobei die Isolationsbarriere ferner einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen kann.
  • Weitere Modifikationen und alternative Ausführungsbeispiele dieser Erfindung werden einem Fachmann aus dieser Beschreibung offensichtlich. Demgemäß ist diese Beschreibung nur als veranschaulichend zu interpretieren und ist für den Zweck, einem Fachmann in der Art und Weise des Ausführens dieser Erfindung zu unterrichten. Es ist zu verstehen, dass die Formen der hierin gezeigten und beschriebenen Erfindung als die derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiele anzunehmen sind. Es können verschiedene Veränderungen in der Gestalt, Größe und Anordnung der Teile gemacht werden.

Claims (4)

  1. Digitale Direktzugangsanordnungs-Schaltung (110) zum Beenden einer Telefonleitungsverbindung, aufweisend: eine telefonleitungsseitige Schaltung (118), die zum digitalen Kommunizieren mit einer kapazitiven Isolationsbarriere (120) betreibbar ist; gekennzeichnet durch eine Kodierschaltung (712) in der telefonleitungsseitigen Schaltung (118), wobei die Kodierschaltung (712) dazu eingerichtet ist, ein kodiertes digitales Signal für eine Übertragung über die kapazitive Isolationsbarriere (120) zu erzeugen, wobei das kodierte digitale Signal mindestens ein Steuersignal und Telefonleitungsdaten enthält; wobei die telefonleitungsseitige Schaltung (118) ferner mindestens einen bidirektionalen Anschluss aufweist, wobei die telefonleitungsseitige Schaltung (118) betreibbar ist, mit der kapazitiven Isolationsbarriere (120) durch den mindestens einen bidirektionalen Anschluss zum Kommunizieren.
  2. Digitale Direktzugangsanordnungs-Schaltung (110) gemäß Anspruch 1, ferner aufweisend: Mittel (707) zum Erzeugen mindestens eines Taktsignals (730) in der telefonleitungsseitigen Schaltung (118), wobei das Taktsignal (730) aus über die kapazitive Isolationsbarriere übertragener Taktinformation erzeugt wird.
  3. Digitale Direktzugangsanordnungs-Schaltung (110) gemäß Anspruch 1, ferner aufweisend: eine in der telefonleitungsseitigen Schaltung angeordnete Spannungsversorgungsschaltung (710), wobei die Spannungsversorgungsschaltung dazu eingerichtet ist, eine Gleichspannung aus einem über die kapazitive Isolationsbarriere (120) empfangenen digitalen Signal zu erzeugen.
  4. Digitale Direktzugangsanordnungs-Schaltung (110) gemäß Anspruch 1, ferner aufweisend: eine in der telefonleitungsseitigen Schaltung (118) angeordnete Spannungsversorgungsschaltung (710), wobei die Spannungsversorgungsschaltung (710) dazu eingerichtet ist, eines Gleichspannung aus einem über die kapazitive Isolationsbarriere (120) empfangenen digitalen Signal zu erzeugen; und Mittel (707) zum Erzeugen mindestens eines Taktsignals (730) in der telefonleitungsseitigen Schaltung (118), wobei das Taktsignal (730) aus über die kapazitive Isolationsbarriere (120) übertragener Taktinformation erzeugt wird, wobei die Spannungsversorgung und das Taktsignal (730) aus durch mindestens einen gemeinsamen Kondensator der kapazitiven Isolationsbarriere (120) übertragener Information erzeugt werden.
DE69835465T 1997-04-22 1998-04-21 Digitale Direktzugriffschaltungseinrichtung und Verfahren zur Verbindung mit Fernsprechleitungen Expired - Fee Related DE69835465T2 (de)

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