DE69915689T2

DE69915689T2 - Präambel-Detektion in Direktzugriffskanälen

Info

Publication number: DE69915689T2
Application number: DE69915689T
Authority: DE
Inventors: G. Stephen DICK; Charles Dennean; Eldad Zeira; Jung-Lin Pan; Sung-Hyuk Shin; Ariela Zeira
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1998-12-14
Filing date: 1999-12-14
Publication date: 2005-03-24
Anticipated expiration: 2019-12-15
Also published as: ES2397266T3; JP4589662B2; CN1627666A; EP1311075A3; ES2209685T1; WO2000036761A3; HK1041573A1; JP2007068237A; JP2010057196A; ATE542307T1; ES2219107T3; US7529210B2; US20120275385A1; KR100661378B1; US20060126573A1; CN1516349A; EP1311075B1; EP1142149B1; HK1041573B; CN1129241C

Description

Technisches Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein Übertragungssysteme und -verfahren für modulierte Binärsignale. Genauer gesagt, die Erfindung betrifft ein CDMA-Übertragungssystem zur Übertragung eines modulierten Signals in einem Mobilkommunikationsmilieu mit veränderlichem Übertragungsbereich.
Beschreibung des Standes der Technik
Ein Kommunikationssystem hat eine Hauptfunktion, Informationen von einer Quelle zu einem Zielort zu übertragen. Die durch die Quelle erzeugte Information ist typischerweise ein zeitlich veränderliches elektrisches Signal.
Das Informationssignal wird über ein geeignetes Medium, das gewöhnlich als Kanal bezeichnet wird, von der Quelle zum Zielort übertragen. Eine Methode zur Änderung des Informationssignals, um es den Eigenschaften des Kanals anzupassen, wird als Modulation bezeichnet. Die Rückgewinnung des informationstragenden Signals wird Demodulation genannt. Der Demodulationsprozeß wandelt das übertragene Signal unter Anwendung der logischen Umkehrung des Modulationsprozesses um. Wäre der Übertragungskanal ein ideales Medium, dann wäre das Signal am Zielort das gleiche wie an der Quelle. In Wirklichkeit erfährt jedoch das Signal während des Übertragungsprozesses viele Transformationen, die eine Verzerrung verursachen. Ein Empfänger am Zielort muß die ursprüngliche Information durch Entfernen aller anderen Effekte zurückgewinnen.
Die Informationsübertragung stützt sich gegenwärtig größtenteils auf die Umwandlung einer analogen Quelle in einen digitalen Bereich für die Übertragung und schließliche Rückumwandlung in eine analoge Form, in Abhängigkeit vom Typ der übermittelten Information. Die einfachste digitale Darstellung ergibt sich, wenn die Information während jeder Bitdauer ein Binärwert ist, entweder eine 1 oder eine 0. Um den möglichen Wertebereich zu erweitern, den die Information annehmen kann, wird zur Darstellung von mehr als zwei möglichen Werten ein Symbol verwendet. Ternäre bzw. quaternäre Symbole nehmen drei bzw. vier Werte an. Die wechselnden Werte werden durch positive und negative ganze Zahlen dargestellt und sind gewöhnlich symmetrisch. Das Konzept eines Symbols ermöglicht einen höheren Informationsgrad, da der Bitgehalt jedes Symbols eine eindeutige Impulsform vorschreibt. Je nach der Niveau- bzw. Pegelzahl eines Symbols existiert eine gleiche Anzahl von eindeutigen Impuls- oder Wellenformen. Die Information an der Quelle wird in Symbole umgewandelt, die moduliert und über den Kanal zur Demodulation am Zielort übertragen werden.
Die normalen Prozesse eines Kommunikationssystems beeinflussen die Information auf berechenbare und steuerbare Weise. Während der Übertragung von einer Quelle zu einem Zielort ist jedoch das Rauschen eine Komponente, die nicht berechnet werden kann. Das Hinzukommen des Rauschens bei einer Digitalübertragung verfälscht das Signal und erhöht die Wahrscheinlichkeit von Fehlern. Weitere Signalverfälschungen, die sich zeigen, sind Verzerrungen durch Mehrwegeausbreitungen aufgrund natürlicher Geländestrukturen und vom Menschen geschaffener Strukturen sowie von den Signalen durchlaufener Entfernungen, die den Signaltakt beeinflussen. Das Kommunikationssystem muß die vorhersagbaren Transformationen definieren, auf die das Informationssignal trifft, und während des Empfangs der Information muß der Empfänger über die Mittel verfügen, die aufgetretenen vorhersagbaren Transformationen zu analysieren.
Ein einfaches Binärübertragungssystem könnte einen positiven Impuls für eine logische 1 und einen negativen Impuls für eine logische 0 benutzen, wobei von der Quelle Rechteckimpulsformen übertragen werden. Die am Zielort empfangene Impulsform erfährt die obenerwähnten Transformationen einschließlich des Rauschens und anderer Verzerrungen.
Um die Fehlerwahrscheinlichkeit zu minimieren, wird das Verhalten eines am Empfänger verwendeten Filters an die Impulsform des Senders angepaßt. Ein optimaler Empfänger, bekannt als angepaßtes Filter, kann leicht feststellen, ob eine übertragene Impulsform eine logische 1 oder 0 ist, und wird in großem Umfang für digitale Nachrichtenübertragung eingesetzt. Jedes angepaßte Filter wird an eine bestimmte, vom Sender erzeugte Impulsform angepaßt, die einem Symbol entspricht. Das angepaßte Filter wird mit der Symbolrate abgetastet, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Eingangsimpulsform mit der Antwort des Filters korreliert. Wenn das Eingangssignal mit der Filterantwort identisch ist, erzeugt das Ausgangssignal einen hohen Wert, welcher der Gesamtenergie des Signalimpulses entspricht. Das Ausgangssignal ist gewöhnlich eine vom Eingangssignal abhängige komplexe Größe. Die optimale Leistung des angepaßten Filters ist von einer präzisen Nachbildung der empfangenen Signalimpulse abhängig, die eine genaue Phasensynchronisation erfordert. Die Phasensynchronisation kann unter Verwendung eines Phasenregelkreises (PLL) leicht aufrechterhalten werden. Die Impulssynchronisation ist jedoch für angepaßte Filter ein Problem. Wenn die Impulse nicht zeitlich auf eine Symbolzeit eingestellt sind, tritt eine Intersymbolstörung (ISI) auf.
Ein Beispiel eines Kommunikationssystems nach dem Stand der Technik ist in 1 dargestellt. Das System verwendet ein Verfahren, das als Codemultiplex, oder allgemeiner als Codemultiplexzugriff oder CDMA bekannt ist.
CDMA ist ein Kommunikationsverfahren, bei dem Daten innerhalb eines verbreiterten Bands (Spreizspektrums) durch Modulation der zu übertragenden Daten mit einem Pseudozufallsfolgensignal übertragen werden. Das zu übertragende Datensignal kann eine Bandbreite von nur wenigen tausend Hertz aufweisen, die über ein Frequenzband verteilt ist, das mehrere Millionen Hertz umfassen kann. Der Kommunikationskanal kann gleichzeitig von m unabhängigen Teilkanälen genutzt werden. Für jeden Teilkanal erscheinen alle anderen Teilkanäle als Rauschen.
Wie dargestellt, wird ein einzelner Teilkanal einer gegebenen Bandbreite mit einem eindeutig bestimmten Spreizcode gemischt, der ein vorgegebenes Muster wiederholt, das durch einen Breitband-Pseudozufallsfolgengenerator (PN-Generator) erzeugt wird. Diese eindeutigen Teilnehmerspreizcodes sind ty pischerweise orthogonal zueinander, so daß die Kreuzkorrelation zwischen den Spreizcodes annähernd gleich null ist. Ein Datensignal wird mit der Pseudozufallsfolge (PN-Folge) moduliert, um ein digitales Spreizspektrumsignal zu erzeugen. Dann wird ein Trägersignal mit dem digitalen Spreizspektrumsignal moduliert, um eine Vorwärtsverbindung herzustellen, und übertragen: Ein Empfänger demoduliert die Übertragung und extrahiert das digitale Spreizspektrumsignal. Die übertragenen Daten werden nach Korrelation mit der passenden PN-Folge reproduziert. Wenn die Spreizcodes orthogonal zueinander sind, kann das empfangene Signal mit einem bestimmten Teilnehmersignal korreliert werden, das mit dem jeweiligen Spreizcode verknüpft ist, so daß nur das gewünschte, mit dem besonderen Spreizcode verknüpfte Teilnehmersignal verstärkt wird, während die anderen Signale für alle anderen Teilnehmer nicht verstärkt werden. Zur Herstellung einer Rückverbindung wird der gleiche Prozeß wiederholt.
Wenn für mehrere – stationäre oder mobile – Teilnehmereinheiten ein kohärentes Modulationsverfahren wie z. B. die Phasenumtastung (PSK) benutzt wird, dann wird von der Basisstation ständig ein globales Pilotsignal zur Synchronisation mit den Teilnehmereinheiten übertragen. Die Teilnehmereinheiten sind jederzeit mit der Basisstation synchronisiert und nutzen die Pilotsignalinformation zur Abschätzung der Kanalphasen- und Amplitudenparameter.
Für die Rückverbindung ist ein gemeinsames Pilotsignal nicht ausführbar. Für die Anfangserfassung durch die Basisstation zur Herstellung einer Rückverbindung überträgt eine Teilnehmereinheit ein Direktzugriffspaket über einen vorgegebenen Zufall- bzw. Direktzugriffskanal (RACH). Das Zufall- bzw. Direktzugriffspaket erfüllt zwei Funktionen. Die erste Funktion ist die Anfangserfassung, wenn die Teilnehmereinheit sendet und. die Basisstation die Übertragung schnell empfangen und feststellen muß, was empfangen wird. Der RACH initiiert die Rückverbindung zur Basisstation. Die zweite Verwendung des Direktzugriffspakets dient eher der Übermittlung von Informationen mit niedrigerer Datenübertragungsgeschwindigkeit als der Inanspruchnahme eines festgeschalteten ständigen Sprachkommu nikationskanals. Kleine Datenmengen, wie z. B. Kreditkarteninformationen, sind statt der Rufplazierungsdaten im Datenteil des Direktzugriffspakets enthalten. Wenn die Informationen zur Basisstation gesendet werden, können sie zu einem anderen Kommunikationsteilnehmer weitergeleitet werden. Durch Verwendung des Datenteils des Direktzugriffspakets zur Übermittlung von Adressen und Daten werden verfügbare Funkressourcen nicht belastet und können rationell für Übertragungen mit höherer Datenübertragungsgeschwindigkeit genutzt werden.
Ein Direktzugriffspaket weist einen Präambelteil und einen Datenteil auf. Die Daten können parallel zur Präambel übertragen werden. Nach dem Stand der Technik nutzt der Direktzugriffskanal typischerweise die Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) für die Präambel und die Daten.
Die Basisstation prüft die empfangene Präambel auf die eindeutigen Spreizcodes. Jedes Symbol der RACH-Präambel wird mit einer PN-Folge gespreizt. Unter Verwendung von angepaßten Filtern sucht die Basisstation ständig nach den korrelierenden Codes. Der Datenteil enthält Anweisungen für einen gewünschten Dienst. Die Basisstation demoduliert den Datenteil, um festzustellen, welcher Diensttyp angefordert wird, wie z. B. Telefongespräch, Fax usw. Die Basisstation fährt dann fort, indem sie einen bestimmten Kommunikationskanal zuweist, der von der Teilnehmereinheit für die Rückverbindung genutzt werden kann, und die Spreizcodes für diesen Kanal identifiziert. Sobald der Kommunikationskanal zugewiesen ist, wird der Direktzugriffskanal (RACH) für die Nutzung durch andere Teilnehmereinheiten freigegeben. Zusätzliche Direktzugriffskanäle ermöglichen eine schnellere Erfassung der Basisstation, indem sie mögliche Konflikte zwischen Teilnehmereinheiten beseitigen, die gleichzeitig Rufe auslösen.
Ohne Pilotsignal von einer Teilnehmereinheit, das für Impulssynchronisation in der Rückverbindung sorgt, ist die Erfassung des Direktzugriffskanals (RACH) von einem mobilen Teilnehmer schwierig, wenn ein kohärentes Codierverfahren wie z. B. die Phasenumtastung (PSK) in Kombination mit einer Mehrdeutigkeit des Sendebereichs angewandt wird. Da eine mobile Teilnehmereinheit mit der Basisstation synchronisiert ist, wird die RACH-Präambel mit vordefinierter Geschwindigkeit übertragen.
Ein Beispiel einer Präambelsignatur nach dem Stand der Technik ist durch 16 Symbole definiert. Eine Tabelle von sechzehn RACH-Präambelsignaturen ist in 2 dargestellt. Da jedes Symbol eine komplexe Größe ist und eine Impulsform mit 256 Chips (Elementen) der Spreiz-PN-Folge aufweist, weist jede Signatur 4096 Elemente auf. Die vollständige RACH-Präambelsignatur wird mit einer Chiprate von 4096 Chips pro Millisekunde oder 0,244 Chips pro Mikrosekunde übertragen.
Vom globalen Pilotsignal empfängt jede Teilnehmerein heit Rahmengrenzen-Informationen. Je nach der Entfernung einer Teilnehmereinheit von der Basisstation erfährt die Rahmengrenzen-Information eine Sendeverzögerung der Vorwärtsverbindung. Eine in umgekehrter Richtung übertragene RACH-Präambel erfährt eine identische Sendeverzögerung. Wegen der Ausbreitungslaufzeit ist die wahrgenommene Ankunftszeit einer RACH-Präambel an einer Basisstation:
Wegen dieser inhärenten Verzögerung variiert die Bereichsmehrdeutigkeit für eine Teilnehmereinheit mit der Ent fernung. In 100 m Abstand ist der Effekt vernachlässigbar. In 30 km Entfernung kann die Verzögerung etwa die Übertragungsdauer von 4 Symbolen erreichen. Tabelle 1 veranschaulicht den Effekt der Zweiweglaufzeit.
Tabelle 1 – Effekt der Bereichsmehrdeutigkeit
Die erste Spalte zeigt die Entfernung in km zwischen einer mobilen Teilnehmereinheit und einer gegebenen Basisstation. Die zweite Spalte zeigt die Zweiweglaufzeit des HF-Signals in Millisekunden von der Basisstation zu einer Teilnehmereinheit und zurück. Die dritte Spalte zeigt die Chiptaktposition des angepaßten Filters in der Basisstation, wobei die Zeit 0 auf den Beginn einer übertragenen Rahmengrenze bezogen ist. Der Wert stellt bei Empfang eines ersten Chips von einer Teilnehmereinheit den Bezugswert für den Beginn einer Rahmengrenze dar. Die vierte Spalte zeigt die erwartete Position des ersten Ausgangssignals des angepaßten Filters, das nach dem Zusammensetzen von 256 empfangenen Chips auftritt (bezogen auf den Beginn einer Rahmengrenze). Ein Symbol kann während irgendeines der ersten vier Symbolintervalle in Abhängigkeit von der Entfernung der Teilnehmereinheit ausgegeben werden.
Da die Basisstation nicht mit der Teilnehmereinheit synchronisiert ist und keinen, Trägerbezug aufweist, weiß die Basisstation nicht, wo in einer empfangenen Chipfolge ein RACH-Präambelsymbol beginnt. Das angepaßte Filter muß insgesamt 256 Chips korrelieren, die einer gültigen Symbolimpulsform entsprechen. Wie der Fachmann weiß, setzt das angepaßte Filter während des Empfangs der Chips 256 Chips zu einem ersten Ausgangssignal zusammen, das die Impulsform darstellt. Für jeden danach empfangenen Chip werden von dem angepaßten Filter aufeinanderfolgende Ausgangssignale erzeugt.
Die mobile Teilnehmereinheit überträgt zuerst die Präambel, um auf den Direktzugriffskanal (RACH) von der Basisstation zuzugreifen. Eine von sechzehn Signaturen wird zufällig ausgewählt, und eine von fünf Zeitverschiebungen wird zufällig ausgewählt, um die Bereichsmehrdeutigkeit während der Übertragung zu berücksichtigen. Die mobile Teilnehmereinheit empfängt ständig eine Rahmengrenzen-Rundsendung von der Basisstation. Um einen Direktzugriffskanal (RACH) anzufordern, überträgt die mobile Teilnehmereinheit ein Zufallssignalpaket mit einer Zeitverschiebung von n × 2 ms (mit n = 0, 1, ... 4) bezüglich der empfangenen Rahmengrenze, wie in 3 dargestellt. Die Zeit verschiebung (Wert n) wird in jedem Direktzugriffsversuch zufällig ausgewählt.
In den 4a–4d sind vier in der Basisstation empfangene Präambelsignaturen a, b, c und d dargestellt. Jede Signatur kommt wegen der Zweiweglaufzeit um eine Symboldauer (0,0625 ms) später an, wobei jede Signatur eine andere Entfernung zwischen der Basisstation und der mobilen Teilnehmereinheit repräsentiert. Nur sechzehn aufeinanderfolgende Symbole weisen Signalkomponenten auf, die anderen Ausgangssignale des angepaßten Filters stellen Rauschen dar. Es ist bekannt, daß die Bereichsmehrdeutigkeit die Orthogonalität zwischen Signaturen zerstört und die Leistung verschlechtert. Es besteht die Möglichkeit, daß der Empfänger der Basisstation irgendeine Kombination unter möglichen neunzehn Ausgangssignalen von dem angepaßten Filter irrtümlich als falsche Signatur identifiziert.
Demgemäß besteht ein Bedarf für ein Codemultiplex-Vielfachzugriffsystem (CDMA-System), das ungeachtet der Kommunikationsentfernung und der Doppler-Effekte genau ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Detektor kann eine digitale Signatur unter Verwendung der Energieabgabe eines angepaßten Filters in Verbindung mit normaler Korrelationsdetektion erfassen. Die Energien werden gemäß einem erwarteten Signaturmuster für variable Übertragungsentfernungen tabellarisch erfaßt. Die Tabellierung berücksichtigt erwartete Zweiweglaufzeiten und ermöglicht die Verarbeitung der akkumulierten Symbole zur Ableitung einer korrekten Signatur, gleichgültig ob eine kohärente oder nichtkohärente Signaturcodierung verwendet wird und ob mehrfache Doppler-Kanäle vorhanden sind oder nicht. Die vorliegende Erfindung betrifft neue Systeme zur Differenzcodierung von RACH-Präambelsignaturen.
Aufgaben und Vorteile des Systems und des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann nach dem Durchlesen einer ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform ersichtlich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines CDMA-Kommunikationssystems nach dem Stand der Technik.
2 zeigt eine Tabelle von sechzehn kohärenten RACH-Signaturen.
3 zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das den Übertragungstakt für parallele RACH-Zugriffsversuche darstellt.
4A zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das eine während der ersten Symbolintervallperiode empfangene 16-Symbol-RACH-Präambelsignatur darstellt.
4B zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das eine während der zweiten Symbolintervallperiode empfangene 16-Symbol-RACH-Präambelsignatur darstellt.
4C zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das eine während der dritten Symbolintervallperiode empfangene 16-Symbol-RACH-Präambelsignatur darstellt.
4D zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das eine während der vierten Symbolintervallperiode empfangene 16-Symbol-RACH-Präambelsignatur darstellt.
5 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines CDMA-Kommunikationssystems.
6A zeigt für ein System nach dem Stand der Technik ein Diagramm eines Direktzugriffskanal-Präambeldetektors.
6B zeigt einen gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellten Direktzugriffskanal-Präambeldetektor.
7A zeigt ein Diagramm einer Symbolspeichermatrix.
7B zeigt ein Ablaufdiagramm des Verfahrens zur vorläufigen Erfassung von Präambelsignaturen.
7C zeigt ein Ablaufdiagramm des Verfahrens zur Beseitigung der Bereichsmehrdeutigkeit.
8 zeigt eine Tabelle, die vier mögliche Kombinationen empfangener Präambelsignatursymbole zur Beseitigung der Bereichsmehrdeutigkeit darstellt.
9 zeigt eine Tabelle, welche die Beziehung zwischen Orthogonalität und Bereichsmehrdeutigkeit darstellt.
10 zeigt eine Tabelle von sechzehn nichtkohärenten RACH-Signaturen.
11 zeigt ein Systemdiagramm eines nichtkohärenten RACH-Präambeldetektors.
12A zeigt ein Systemdiagramm eines kohärenten RACH-Präambeldetektors mit Korrektur für mehrere Doppler-Kanäle.
12B zeigt ein ausführliches Diagramm eines Präambel-Korrelators.
13 zeigt eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
14 zeigt die Codierungsregel für die alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
15 zeigt eine uncodierte Folge und ihre Transformation in eine differenzcodierte Folge.
16 zeigt eine übertragene Signatur der Folgen gemäß 15.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nachstehend wird die bevorzugte Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Bezugszeichen durchweg gleiche Elemente bezeichnen.
Ein CDMA-Kommunikationssystem 25, wie in 5 dargestellt, weist einen Sender 27 und einen Empfänger 29 auf, die sich entweder in einer Basisstation oder in einer mobilen Teilnehmereinheit befinden können. Der Sender 27 weist einen Signalprozessor 31 auf, der Sprachsignale und Nichtsprachsignale 33 mit verschiedenen Geschwindigkeiten, z. B. 8 kb/s, 16 kb/s, 32 kb/s, 64 kb/s oder anderen Geschwindigkeiten, wie sie für die jeweilige Anwendung gewünscht werden, in Daten umwandelt. Der Signalprozessor 31 wählt in Abhängigkeit vom Signaltyp, Dienst oder als Reaktion auf eine eingestellte Datenübertragungsgeschwindigkeit eine Geschwindigkeit aus.
Als Hintergrundinformation läßt sich angeben, daß an der Erzeugung eines übertragenen Signals in einem Mehrfachzugriffsmilieu zwei Schritte beteiligt sind. Zunächst werden die Eingangsdaten 33, die als zweiphasiges moduliertes Signal angesehen werden können, unter Anwendung eines Codierers 35 mit Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC) codiert. Wenn beispielsweise ein Faltungscode mit R = 1/2 benutzt wird, dann wird das eine zweiphasige modulierte Datensignal zweidimensional oder zu zwei zweiphasigen modulierten Signalen. Ein Signal wird als gleichphasiger Kanal I 41a bezeichnet. Das andere Signal wird als Quadraturkanal Q 41b bezeichnet. Eine komplexe Zahl hat die Form a + bj, wobei a und b reelle Zahlen sind und j² = –1 ist. Zweiphasige modulierte I- und Q-Signale werden gewöhnlich als QPSK bezeichnet.
Im zweiten Schritt werden die beiden zweiphasigen modulierten Daten oder Symbole 41a, 41b mit einer komplexen Pseudozufallsfolge (PN-Folge) 43a, 43b gespreizt. Der QPSK-Symbolstrom 41a, 41b wird mit einer eindeutigen komplexen PN-Folge 43a, 42b multipliziert. Beide I- und Q-PN-Folgen 43a, 43b bestehen aus einem Bitstrom, der mit viel höherer Geschwindigkeit erzeugt wird, typischerweise mit dem 100- bis 200-fachen der Symbolrate. Die komplexe PN-Folge 43a, 43b wird in den Mischern 42a, 42b mit dem komplexen Symbolbitstrom 41a, 41b vermischt, um das digitale Spreizsignal 45a, 45b zu erzeugen. Die Komponenten des Spreizsignals 45a, 45b sind als Chips bekannt, die eine viel kürzere Dauer aufweisen. Die resultierenden Sprachsignale I 45a und Q 45b werden durch Mischer 46a, 46b zu Hochfrequenz aufwärtsgemischt und im Kombinator 53 mit anderen Sprachsignalen (Kanälen) mit verschiedenen Spreizcodes kombiniert, mit einem Trägersignal 51 gemischt, um das Signal zu Hochfrequenz aufwärtszumischen, und durch die Antenne 54 als übertragenes Rundsendesignal 55 abgestrahlt. Die Übertragung 55 kann mehrere Einzelkanäle mit verschiedenen Datenübertragungsgeschwindigkeiten enthalten.
Der Empfänger 29 weist einen Demodulator 57a, 57b auf, der die empfangene Änderung des übertragenen Breitbandsignals 55 an der Antenne 56 in eine Zwischenträgerfrequenz 59a, 59b abwärtsmischt. Eine zweite Abwärtsmischung in den Mischern 58a, 58b reduziert das Signal auf ein Basisband. Das QPSK-Signal wird dann durch die Filter 61 gefiltert und in den Mischern 62a, 62b mit der lokal erzeugten PN-Folge 43a, 43b gemischt, die mit der Konjugierten des übertragenen komplexen Codes übereinstimmt. Nur die ursprünglichen Wellenformen, die durch den gleichen Code im Sender 27 gespreizt wurden, werden effektiv entspreizt. Alle anderen empfangenen Signale erschei nen für den Empfänger 29 als Rauschen. Die Daten 65a, 65b werden dann zu einem Signalprozessor 67 übermittelt, wo an den faltungscodierten Daten eine Decodierung mit Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC) ausgeführt wird.
Nach Empfang und Demodulation des Signals befindet sich das Breitbandsignal auf der Chipebene. Beide Komponenten I und Q des Signals werden unter Verwendung der Konjugierten der beim Spreizen benutzten PN-Folge entspreizt, wodurch das Signal auf die Symbolebene zurückgeführt wird.
Zur Herstellung einer Rückverbindung von einer mobilen Teilnehmereinheit zu einer Basisstation überträgt die mobile Teilnehmereinheit ein Direktzugriffspaket, das auf einem Direktzugriffskanal (RACH) transportiert wird. Die Übertragung des RACH ist der beschriebenen Übertragung ähnlich, außer daß der RACH keiner Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC) unterliegt. In dem Kommunikationssystem 25 können auch mehr als ein Direktzugriffskanal (RACH) verwendet werden.
In 2 ist eine Tabelle dargestellt, die 16 mögliche kohärente PSK-codierte Präambelsignaturen 73 für den Direktzugriffskanal 71 zeigt. Jede Signatur weist 16 Symbole auf. Jedes Symbol A ist eine komplexe Zahl A = 1 + j. Eine Diskussion der Codierverfahren und komplexen Zahlen liegt außerhalb des Umfangs dieser Offenbarung und ist dem Fachmann bekannt.
In 6A ist ein kohärenter RACH 71-Detektor r nach dem Stand der Technik dargestellt. Nach Demodulation des RACH 71-Trägers durch den Empfänger 29 wird das demodulierte Signal 77 zum Entspreizen der RACH-Präambel 73 in ein angepaßtes Filter 79 eingegeben. Das Ausgangssignal des angepaßten Filters 79 wird in einen Präambelkorrelator 81 eingekoppelt, um die RACH-Präambel 73 mit einer bekannten Präambel-PN-Folge zu korrelieren, die den Präambelcode 83 repräsentiert. Das Ausgangssignal des Präambelkorrelators 81 weist Spitzen 85 auf, die dem Zeittakt 87 jedes empfangenen Direktzugriffspakets mit Verwendung des spezifischen Präambelcodes 83 entsprechen. Der geschätzte Zeittakt 87 kann dann in einem gewöhnlichen RAKE-Kombinator 89 für den Empfang des Datenteils des RACH-Pakets 71 benutzt werden. Obwohl dieser Detektor 75 unter idealen Bedingungen mit den in 2 dargestellten kohärenten PSK- codierten Präambelsignaturen 73 gut arbeiten kann, wird seine Funktion wegen der Bereichsmehrdeutigkeit und des Vorhandenseins eines Dopplereffekts beeinträchtigt.
In einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann eine nichtkohärente Detektion genutzt werden. In dieser Ausführungsform werden die in 2 dargestellten kohärenten RACH-Präambelsignaturen 73 differenzcodiert (d. h. durch Differenz-Phasenumtastung (DPSK) verarbeitet). Dementsprechend werden die kohärenten Präambelsignaturen 73 vor der Übertragung zunächst in inkohärente, DPSK-codierte Signale umcodiert und dann nach dem Empfang differenzdecodiert.
Das Verfahren zum Umcodieren der kohärenten Symbole in nichtkohärente Symbole wird gemäß den folgenden Schritten ausgeführt (mit i = Zeilen und j = Spalten). Zunächst gilt: wenn Sold(i, 1) = –A, sind alle j, die i entsprechen, mit –1 zu multiplizieren Gleichung 2
Zum Beispiel gilt für die in 2 dargestellte Signatur 4 (i = 4).
Multiplikation mit –1
Nach dem ersten Schritt würden die alte Präambelsignaturen aus den ursprünglichen ungestörten Signaturen (1, 3, 5, 8, 9, 11, 12 und 13) und den mit –1 multiplizierten Signaturen (2, 4, 6, 7, 10, 14, 15 und 16) bestehen.
Der zweite Schritt des Umcodierungsverfahrens codiert jedes aufeinanderfolgende Symbol einer Präambelsignatur 73 um: Snew(i, j) = A, wenn Sold(i, j) = Snew(i, j – 1) Gleichung 3 Snew(i, j) = –A, wenn Sold(i, j) ≠ Snew(i, j – 1) Gleichung 4
Weiter gilt in diesem Beispiel für die Signatur 4 (i = 4): Sold(4, 2) ≠ Snew(4, 2-1) –A ≠ Aund daher: Snew(4, 2) = A.
Die übrige DPSK-Codierung wird für jedes aufeinanderfolgende Symbol einer gegebenen Präambelsignatur 73 ausgeführt. Durch den Prozeß werden alle 16 Präambelsignaturen 73 in die in 10 dargestellten Differenz-Präambelsignaturen 97 umcodiert bzw. übersetzt. Die DPSK-Umcodierung kann berechnet und als Teil der mobilen Teilnehmereinheit in Firmware geladen werden, oder sie kann bei Auslösung eines Rufs berechnet werden, in Abhängigkeit vom Entwicklungsstand des Empfängers der Basisstation. Für die DPSK-Präambelsignaturen kann der gleiche Prozeß wie der zuvor für kohärente Verarbeitung beschriebene durchgeführt werden, außer daß das empfangene Signal vor der Korrelation mit den Präambelsignaturen durch Differenzdecodierung zurückgewonnen werden muß.
In 6B ist ein gemäß der vorliegenden Erfindung 95 hergestellter RACH-Detektor 101 dargestellt. Wie weiter oben unter Bezugnahme auf den Empfänger 75 nach dem Stand der Technik beschrieben, wird das empfangene RACH-Signal 77 demoduliert und an den Eingang des angepaßten Filters 79 angekoppelt. Das Ausgangssignal des angepaßten Filters 79 wird an den RAKE 89, eine Verzögerungsschaltung 103 und einen ersten Mischer 105 angekoppelt. Jede empfangene Signatur 97 wird um eine Symbollänge, d. h. um 256 Chips verzögert. Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 103 wird an den Konjugiertenprozessor 107 angelegt, der das empfangene Symbol in seine komplex Konjugierte umwandelt. Das Ausgangssignal des Konjugiertenprozessors 107 wird an den ersten Mischer 105 gekoppelt, wo der Realteil der komplexen Zahl 106 ausgewählt, mit dem Signatursymbol multipliziert und zum Präambelkorrelator ausgegeben wird. Der Präambelkorrelator 81 korreliert eine mögliche Signatur mit einer Folge von Ausgangssignalen. Diese Summe wird mit einem Schwellwert in dem Spitzendetektor 85 verglichen, und wenn sie den Schwellwert am Ende des sechzehnten Symbols übersteigt, wird festgestellt, daß eine Signatur erfaßt worden ist. Da 16 Berechnungen erfolgen, eine für jede Signatur, können für eine gegebene Abtastzeit mehr als eine Auflaufsumme vorhanden sein, die ihren Schwellwert übersteigt. In diesem Fall wird die Auflaufsumme mit dem größten Wert als richtig ausgewählt. Der geschätzte Zeittakt 87 kann dann in einem gewöhnlichen RAKE 89-Kombinator für den Empfang des Datenteils des RACH 71-Pakets genutzt werden.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Energie von jedem Ausgang des angepaßten Filters 79 des RACH-Detektors berechnet. Das angepaßte Filter 79 wird zwar typischerweise mit der Chiprate abgetastet, kann aber mit der zwei- oder vierfachen (oder einer noch höheren) Chiprate überabgetastet werden. In dieser Ausführungsform beträgt die Chiprate 4,096 Millionen Chips pro Sekunde, oder ein Chip pro 0,244 μs.
In 7A ist eine im RAM 100 gespeicherte Speichermatrix 101 dargestellt, wo der Wert der Energie gespeichert wird, der für jedes vom angepaßten Filter 79 ausgegebenes Symbol berechnet wird. Die Matrix 101 ist so eingerichtet, daß sie alle möglichen verzögerten Symbolwerte speichert, die Übertragungsentfernungen von der Basisstation zur Teilnehmereinheit im Bereich von 100 m bis 30 km entsprechen. Die Matrix 101 besteht aus 256 Zeilen (0–255) 102 und 19 Spalten (0–18) 104, welche die Gesamtzahl der Chips darstellen, die während einer RACH-Präambelsignatur übertragen werden. Wenn sich die Teilnehmereinheit in unmittelbarer Nachbarschaft der Basisstation befinden würde, wo die Ausbreitungslaufzeit bzw. -verzögerung vernachlässigbar wäre, dann würde das erste Symbol nach Empfang von 256 Chips oder bei P(255, 0) ausgegeben. Befände sich die Teilnehmereinheit in einer Entfernung von 30 km, dann würde das erste Symbol nach Empfang von 819 Chips oder bei annähernd P(54, 4) ausgegeben. Ungeachtet der Übertragungsentfernung wird jeweils 256 Chips später ein weiteres Symbol erzeugt, und so weiter, wodurch eine ganze Zeile vervollständigt wird. Da sechzehn Symbole eine Präambelsignatur definieren, läßt die Matrix 101 drei zusätzliche Symbolausgangssignale zu, um einer Bereichsmehrdeutigkeit zuvorzukommen (dargestellt in 4, wie nachstehend ausführlicher erläu tert wird). Wenn die Matrix 101 erst einmal besetzt ist, weist sie alle interessierenden Abtastwerte für die mobile Teilnehmereinheit bis zu einer Entfernung von 30 km auf.
Jedes Ausgangssignal 97 vom angepaßten Filter 79 ist eine komplexe Zahl: z(i, k) = x(i, k) + jy(i, k); mit i = 0 bis 255 und k = 0 bis 18 Gleichung 5
Der Wert für die momentane Energie, d. h. die Quadratsumme der Real- und Imaginärteile jedes Ausgangssignals, wird wie folgt berechnet: P(i, k) = z (i, k)·z(i, k)* = x2 + y2, Gleichung 6und in der Matrix 101 gespeichert.
Da eine Präambelsignatur aus einem Satz von 16 Symbolen besteht, jeweils mit einem vorgegebenen Chipmuster, ist zu erwarten, daß am Ausgang eines angepaßten Filters ein Ausgangssignal erzeugt wird, das 16 mal größer als ein mittleres Ausgangssignal ist, wobei jeder größere Wert vom vorhergehenden durch 256 Chips getrennt ist. Das kombinierte Ausgangssignal ist gleich der Summe der um 256 Chips getrennten Ausgangssignale des angepaßten Filters. Es kann später auftreten, wie in Tabelle 1 dargestellt, in Abhängigkeit von der Entfernung zwischen der mobilen Teilnehmereinheit und der Basisstation.
Wenn eine Präambelsignatur vorhanden ist, dann füllen ihre entsprechenden Ausgangssignale des angepaßten Filters 16 der 19 Elemente einer der 256 Zeilen 102. Für jede Zeile kann eine vollständige Präambelsignatur erfaßt werden, wobei der über die Zeile summierte Wert der Gesamtenergie einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt.
In 7B ist die Prozedur 200 zur vorläufigen Erfassung von Präambelsignaturen dargestellt. Sobald die Matrix 101 besetzt ist (Schritt 201), wird der Energiewert über jede Zeile summiert (109) und entsprechend gespeichert (Schritt 202). Für diejenigen Zeilen, wo die Summe einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, wird die Zeile als "vorläufige Erfassung" angesehen. Die Summe über die erste Zeile wird mit einem vorgegebenen Schwellwert verglichen (Schritt 204), um festzustellen, ob die Summe den Schwellwert übersteigt (Schritt 206). Wenn ja, wird die Zeile als vorläufige Erfassung markiert (Schritt 208), Wenn nicht über jede Reihe summiert worden ist (Schritt 210), wird die nächste Zeile aufgerufen (Schritt 212), und der Vorgang wird wiederholt (Schritte 206–210). Sobald über alle Zeilen summiert worden ist, wird die Bereichsmehrdeutigkeit bei jeder vorläufigen Erfassung beseitigt (Schritt 214) (dies wird nachstehend ausführlicher beschrieben), und die Kandidaten werden ausgegeben (Schritt 216).
Wie oben angedeutet, wird durch die Position der mobilen Teilnehmereinheit eine Bereichsmehrdeutigkeit eingeführt, wodurch die Präambelsignatur unter Umständen für bis zu vier Symbole nicht auftreten kann. Diese Bereichsmehrdeutigkeit muß beseitigt werden. Dementsprechend muß für jede als vorläufige Erfassung markierte Zeile der Energiewert der 16 aufeinanderfolgenden Positionen innerhalb dieser Zeile bestimmt werden, welche die höchste Summe erzeugen. Wegen der Bereichsmehrdeutigkeit werden aus einer empfangenen Version einer Präambelsignatur vier mögliche Fälle 1, 2, 3 und 4 abgeleitet. Die vier Fälle sind in 8 dargestellt. In diesem Beispiel wurde die Signatur 1 übertragen und aus neunzehn empfangenen Symbolen zusammengesetzt, die eine Zeile der Speichermatrix 101 bilden. Für jeden Fall werden sechzehn aufeinanderfolgende Symbole von neunzehn mit jeder der sechzehn möglichen Präambelsignaturen korreliert, woraus 64 Hypothesen resultieren. Eine der 64 Hypothesen ergibt eine Signatur mit der größten empfangenen Energie. Die größte der 64 Hypothesen tritt im Fall 1 auf, da der Fall 1 lauter aufeinanderfolgende Symbole aufweist und kein Rauschen enthält. Die Fälle 2, 3 und 4 enthalten aus Rauschkomponenten abgeleitete Symbole und korrelieren nicht mit einer der sechzehn Präambelsignaturen.
In 7C ist die Prozedur 300 zur erfindungsgemäßen Beseitigung der Bereichsmehrdeutigkeit dargestellt. Wie unter Bezugnahme auf 8 beschrieben wurde, weist jede Zeile insgesamt neunzehn Positionen auf. Unter nochmaliger Bezugnahme auf 7C werden die Energiewerte der ersten 16 aufeinander folgenden Positionen einer Zeile analysiert (Schritt 301), die als vorläufige Erfassung anzusehen ist. Die Energiesumme für die 16 Positionen wird berechnet (Schritt 302) und dann gespeichert (Schritt 304). Wenn noch nicht die Summen aller Positionen innerhalb der Zeile berechnet worden sind (Schritt 306), werden die nächsten 16 aufeinanderfolgenden Positionen überprüft, die den Elementen 2–17 entsprechen (Schritt 308). Der Zähler wird dann inkrementiert (Schritt 310), und dann wird die Prozedur wiederholt (Schritte 302–306). Sobald die Summen aller Positionen berechnet worden sind, werden alle Summen verglichen, um die 16 aufeinanderfolgenden Positionen mit der größten Summe innerhalb der Zeile zu ermitteln (Schritt 312). Das System gibt dann den Wert der Spalte (k) aus, die dem Anfang der 16 aufeinanderfolgenden Positionen mit der größten Summe entspricht (Schritt 314). Diese (Spalte) ist ein ausgewählter Kandidat. Diese Prozedur wird für jede vorläufige Erfassung wiederholt.
Das unter Bezugnahme auf 7C beschriebene Verfahren läßt sich im Pseudocode wie folgt zusammenfassen:
row i(i = 0 to 255)
sum (k) = 0; k = 0, 1, 2, 3
for k = 0 to 3, do
sum (k) = sum (k) + P (i, n + k – 1)
next k
dann
Select k for max sum(k)
maxk = 0
max = sum(0)
für k = 1 to 3
if sum(k) > max then
max = sum(k)
maxk = k
next k.
Diese ausgewählten Kandidaten werden mit dem Ausgangssignal eines normalen Korrelationserfassungsprozesses für kohärente oder inkohärente PSK-Codierung verglichen. Die Diskussion eines normalen Korrelationserfassungsprozesses liegt au ßerhalb des Umfangs dieser Anwendung und ist dem Fachmann bekannt.
In 9 ist eine Tabelle der Beziehung zwischen Orthogonalität und Bereichsmehrdeutigkeit dargestellt. Die erste Spalte ist die Signatur, mit der ein empfangenes Signal korreliert. Die zweite bis fünfte Spalte sind die Korrelationswerte der Fälle 1–4. Je größer der Korrelationswert, desto besser ist die erhaltene Übereinstimmung mit dem empfangenen Signal. Ein Korrelationswert null läßt darauf schließen, daß das empfangene Symbol orthogonal zu dem entsprechenden Signatursymbol ist. Wie deutlich erkennbar ist, existiert unter den entsprechenden Signaturen für die Fälle 2, 3 und 4 keine Orthogonalität.
Die in 9 dargestellten Korrelationswerte werden wie folgt berechnet:
mit k = 1 für Signatur 1, k = 2 für Signatur 2, ... k = 16 für Signatur 16 und 1 = 0 für Fall 1, 1 = 1 für Fall 2. 1 = 2 für Fall 3 und 1 = 3 für Fall 4. Der Wert 1024 wird abgeleitet durch:
und A = 1 + j A* = Konjugierte von A(1 – j) daher 322 = 1024
Ein gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellter RACH-Detektor 95 ist in 11 dargestellt. Wie weiter oben beschrieben, wird in dem in 6 dargestellten Empfänger nach dem Stand der Technik das empfangene RACH-Signal 77 demoduliert und in den Eingang des angepaßten Filters 79 eingekoppelt. Das Ausgangssignal des angepaßten Filters 79 wird an den RAKE 89, eine Verzögerungseinheit 103, einen ersten Mischer 105 und einen ersten Prozessor 99 angekoppelt. Jede empfangene Präambelsignatur 97 wird in der Verzögerungseinheit 103 um eine Symboldauer T_S, d, h. um 256 Chips, verzögert. Das Ausgangssignal der Verzögerungseinheit 103 wird an einen Konjugiertenprozessor 107 angelegt, der das empfangene Symbol in seine komplex Konjugierte umwandelt. Das Ausgangssignal des Konjugiertenprozessors 107 wird an den ersten Mischer 105 angelegt, wo der Realteil der komplexen Zahl mit dem Präambelsignatursymbol multipliziert und zum Präambelkorrelator 81 ausgegeben wird. Der Präambelkorrelator 81 korreliert eine mögliche Signatur mit einer Folge von Ausgangssignalen, die auf der Symbolfolge basiert. Diese Summe wird mit einem Schwellwert verglichen, und wenn sie am Ende des sechzehnten Symbols den Schwellwert übersteigt, wird eine Signatur erfaßt. Da 16 Berechnungen erfolgen, eine für jede Signatur, kann es mehr als eine Auflaufsumme geben, die für eine gegebene Abtastzeit ihren Schwellwert übersteigt. In diesem Fall wird die Auflaufsumme mit dem größten Wert als richtig ausgewählt.
Gleichzeitig mit der oben beschriebenen Signaturkorrelation wird das Ausgangssignal 97 des angepaßten Filters 79 in den ersten Prozessor 99 eingegeben, der den Energiewert für jedes ausgegebene Symbol berechnet. Jeder berechnete Energiewert wird in der Speichermatrix 101 gespeichert. Nach Berechnung der Energiewerte für eine Zeile von 19 Symbolen berechnet, wie weiter oben beschrieben, ein zweiter Prozessor 109 die summierte Energie für diese gegebene Zeile, die dann in einem zweiten Speicher 111 gespeichert wird. Zu beachten ist, daß die Speichermatrix 101 und der zweite Speicher 111 tatsächlich einen einzigen RAM-Speicher bilden können, statt zwei getrennte Komponenten, wie dargestellt. Die Energie, die einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, stellt eine vorläufige Erfassung dar. Nachdem die Summen für 256 mögliche Signaturen über jeweils 19 Symbole im zweiten Speicher 111 gesammelt worden sind, vergleicht ein dritter Prozessor 113 die 256 Energieniveaus einzeln mit der normalen Signaturerfassung und überprüft dabei die Ergebnisse jedes Prozesses gegenseitig, um zur richtigen empfangenen Signaturfolge zu gelangen.
Zur Berücksichtigung von mehreren Doppler-Kanälen trennt eine alternative Ausführungsform die Kanäle auf ähnliche Weise wie das oben diskutierte Verfahren mit vier Fällen. Um die Doppler-Kanäle zu berücksichtigen, wird eine Phasendrehung eingeführt. Die Phasendrehung korrigiert und kompensiert die aufgrund der Doppler-Spreizung erfahrenen Phasenänderungen. Für eine kohärente Erfassung bei m Doppler-Kanälen werden m × 4 × 16 Hypothesen erzeugt. Die größte von m × 4 × 6 Hypothesen wird ausgewählt, und die entsprechende Signatur wird identifiziert.
Wenn eine empfangene Folge r(t) ist, werden bei jeder Erfassung von 19 Abtastwerten r(nΔt), n = 1, 2, 3, ... 19, vier Fälle betrachtet: n = 1, 2, 3, ... 16 (Fall 1), n = 2, 3, 4, ... 17 (Fall 2), n = 3, 4, 5, ... 18 (Fall 3) und n = 4, 5, 6, ... 19 (Fall 4). Zur Trennung der Doppler-Kanäle wird jeder Fall dann mit 16 Signaturen mit m verschiedenen Phasendrehungen korreliert, die m Doppler-Kanälen entsprechen. Die Ausgangssignale der Korrelation mit Phasendrehungen sind:
mit i = 1, 2, 3, ... 16; k = 1, 2, 3, ... m; 2πf_0k ist die Phasendrehung des k-ten Doppler-Kanals; und si, mit i = 1, 2, 3, ... 16, sind mögliche Signaturen.
Ein Beispiel einer Frequenzdrehung von fünf Doppler-Kanälen ist: (f₀₁, f₀₂, f₀₃, f₀₄, f₀₅) = (–200 Hz, –100 Hz, 0, 100 Hz, 200 Hz); mit einem dazwischen liegenden Abstand von 100 Hz. Jeder Fall erzeugt m × 16 Hypothesen. Vier Fälle erzeugen m × 16 × 4 Hypothesen. Die Präambelsignatur mit der größten Übereinstimmung mit m × 16 × 4 Hypothesen wird ausgewählt.
In den 12A–B ist ein gemäß der vorliegenden Ausführungsform hergestellter Empfänger dargestellt, der kohärente Detektion mit mehreren Doppler-Kanälen verwendet. In 12A wird das empfangene RACH-Signal 77 an das angepaßte Filter 79 angelegt, um es mit einem Spreizcode (256 Chips) zu korrelieren. Wie oben diskutiert, wird von dem angepaßten Filter nach jeweils 256 Chips ein Symbol ausgegeben, bis neunzehn Symbol-Ausgangssignale erfaßt und in der Speichermatrix 101 gespeichert sind. Sechzehn aufeinanderfolgende Symbol-Ausgangssignale von neunzehn Symbol-Ausgangssignalen werden zusammengesetzt, und die vier Fälle werden gebildet.
Jeder der vier Fälle mit sechzehn aufeinanderfolgenden Abtastwerten wird im Präambelkorrelator 119 mit jeder der sechzehn Präambelfolgen auf m Doppler-Kanälen korreliert. Die erzeugten m × 16 × 4 Hypothesen werden dann in einem zweiten Speicher 121 gespeichert. Der Fall mit der größten Energie von den m × 16 × 4 Hypothesen wird ausgewählt, 123, und die entsprechende Präambelsignatur wird identifiziert. 12B zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des Präambelkorrelators für eine gegebene Präambelfolge und einen gegebenen Doppler-Kanal (d. h. mit der Frequenzverschiebung f_0k, k = 1 ... m).
Eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung basiert auf der in 13 dargestellten 16 × 16-Signaturmatrix. Bei der Nutzung dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird durch Differenzcodierung der in 13 dargestellten Signaturmatrix eine neue Signatur erzeugt. Die Codierungsregel ist die folgende. Zunächst sind S(i, k), M(i, k) und R(i, k) wie folgt definiert:
S(i, k) = k-tes Element der Signatur i;
M(i, k) = k-tes Element des vorgeschlagenen neuen Signatursatzes; und
R(i, k) = k-tes Element des vorgeschlagenen neuen Kopiesatzes, der im Empfänger zu speichern ist.
Dann werden die Elemente wie folgt abgebildet: es sind A → 1 und B → j = √(–1) abzubilden und M (i, 0) = A = 1 und R(i, 0) = A = 1 zu setzen. Für k = 1 bis 15 gelten die folgenden Gleichungen: M(i, k) = M(i, k) × S(i, k) Gleichung 11 R(i, k) = S*(i, k) Gleichung 12* bezeichnet die komplex Konjugierte:
Wenn S(i, k) = 1, ist R(i, k) = 1
Wenn S(i, k) = j, ist R(i, k) = –j
sDiese Regel kann in 14 zusammengefaßt werden, wo die linke Spalte die vier möglichen Werte von M(i, k – 1) und die oberste Zeile die vier möglichen Werte von S(i, k) darstellt. 15 zeigt die ursprüngliche nichtcodierte Folge und ihre Umwandlung in eine differenzcodierte Folge.
Im Empfänger werden diese Symbole differenzcodiert. Wenn man willkürlich mit D(0) = 1 beginnt, sind die decodierten Symbole D(k), k = 0 ... 15, durch die empfangenen codierten Symbole C(k) wie folgt gegeben: D(i, k) = C(i, k) × C(i, k)* Gleichung 13
Dann wird die Korrelation mit der Präambelsignatur ausgeführt, wobei Summe (i) = 0 gilt. Für i = 0 bis 15 gilt: Summe(i) = Summe(i) + D(i, k) × R(i, k) Gleichung 14
Der vollständige neue übertragene Signatursatz ist in 16 dargestellt. Das gleiche Verfahren läßt sich auf die in 13 dargestellten Präambelsignaturen anwenden, indem A durch B und B durch A ersetzt werden.

Claims

Verfahren zum nicht-kohärenten Kodieren einer Präambelsignatur S_old welche eine Mehrzahl von Symbolen A aufweist, für einen Zufallszugriffskanal in einem CDMA Kommunikationssystem, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt: a) Multiplizieren der Präambelsignatur S_old-Symbole A mit –1, wenn ein erstes Symbol der Präambelsignatur negativ ist; b) Übersetzen der Präambelsignatur S_old-Symbole A in inkohärent kodierte Signatur S_new-Symbole, wobei j = Symbolpositionen größer als 1, unter Erfüllung folgender Bedingungen: 1) S_new(j) = A, wenn: S_old(i) = S_new(j – 1); 2) S_new(j) = –A, wenn: S_old(i) ≠ S_new(j – 1); und c) Durchführen des Schrittes b) für jedes aufeinanderfolgende Symbol der Präambelsignatur S_old
Verfahren nach Anspruch 1, in dem die Präambelsignatur S_new übertragen und detektiert wird, und das Detektieren folgende Schritte umfaßt: a) Demodulieren des Zufallszugriffskanals; b) Entspreizen des Zufallszugriffskanals, um die Präambelsignatur S_new zu bekommen; c) Analysieren jedes Symbols A in der entspreizten Präambelsignatur S_new d) Verzögern der entspreizten Präambel um ein Symbol; e) Berechnen einer Komplexkonjugierten für das verzögerte Präambelsymbol; und f) Multiplizieren der Komplexkonjugierten mit der entspreizten Präambelsignatur S_new
Verfahren zum nicht-kohärenten Kodieren einer Präambelsignatur für einen Zufallszugriffskanal zum Übertragen und Detektieren in einem Kommunikationssystem mit einer CDMA-Luftschnittstelle, umfassend folgende Schritte: a) Untersuchen jeden aufeinanderfolgenden Symbols A der Präambelsignatur S_old b) Multiplizieren aller Präambelsignatur S_old-Symbole A mit –1, wenn das erste Symbol der Signatur negativ ist; c) Verwenden des ersten Präambelsignatur S_old-Symbols für ein erstes übersetztes inkohärent kodiertes Präambelsignatur S_new-Symbol; d) Übersetzen der Präambelsignatur S_old-Symbole A in inkohärent kodierte Signatur S_new-Symbole, wobei j = Symbolpositionen größer als 1, unter Erfüllung folgender Bedingungen: 1) S_new(j) = A, wenn: S_old(j) = S_new(j – 1); 2) S_new(j) = –A, wenn: S_old(j) ≠ S_new(j – 1); und e) Durchführen des Schrittes d) für jedes aufeinanderfolgende Symbol der Präambelsignatur S_old.
Verfahren nach Anspruch 3, in dem die Präambelsignatur S_new übertragen und detektiert wird, und das Detektieren folgende Schritte umfaßt: a) Demodulieren des Zufallszugriffskanals; b) Entspreizen des Zufallszugriffskanals, um die Präambelsignatur S_new, zu bekommen; c) Analysieren jeden Symbols A in der entspreizten Präambelsignatur S_new d) Verzögern um ein Symbol der entspreizten Präambel; e) Berechnen einer Komplexkonjugierten für das entspreizte Präambelsymbol; und f) Multiplizieren der Komplexkonjugierten mit der entspreizten Präambelsignatur S_new.
Kodierungssystem zum nicht-kohärenten Kodieren einer Präambelsignatur für einen Zufallszugriffskanal zum Übertragen und Detektieren in einem Kommunikationssystem mit einer CDMA-Luftschnittstelle, aufweisend: Mittel zum Untersuchen jeden aufeinanderfolgenden Symbols A der Präambelsignatur S_old Mittel zum Multiplizieren aller Präambelsignatur S_old-Symbole A mit -1, wenn ein erstes Symbol der Signatur negativ ist; Mittel zum Verwenden des ersten Präambelsignatur S_old-Symbols für ein erstes übersetztes inkohärent kodiertes Präambelsignatur S_new-Symbol; und Mittel zum Übersetzen der Präambelsignatur S_old-Symbole A in inkohärent kodierte Signatur S_new-Symbole, wobei j = Symbolpositionen größer als 1, unter Erfüllung folgender Bedingungen: 1) S_new(j) = A, wenn: S_old(j) = S_new(j – 1); 2) S_new(j) = –A, wenn: S_old(j) ≠ S_new(j – 1); wobei das Übersetzungsmittel an jedem aufeinanderfolgenden Symbol der Präambelsignatur S_old operiert.
System nach Anspruch 5, in dem die Präambelsignatur S_new übertragen und detektiert wird, und das System des weiteren einen Detektor aufweist, der umfaßt: einen Demodulator zum Demodulieren des Zufallszugriffskanals; einen Entspreizer zum Entspreizen des Zufallszugriffskanals, um die Präambelsignatur S_new zu bekommen; einen Analysierer zum Analysieren jeden Symbols A in der entspreizten Präambelsignatur S_new Mittel zum Verzögern der entspreizten Präambel um ein Symbol; Mittel zum Berechnen einer Komplexkonjugierten für das verzögerte Präambelsymbol; einen Multiplizierer zum Multiplizieren der Komplexkonjugierten mit der entspreizten Präambelsignatur S_new.
Kodierungssystem für nicht-kohärentes Kodieren einer Präambelsignatur S_old, welche eine Mehrzahl von Symbolen A aufweist, für einen Zufallszugriffskanal in einem CDMA-Kommunikationssystem, wobei das System aufweist: Mittel zum Multiplizieren der Präambelsignatur S_old-Symbole A mit –1, wenn ein erstes Symbol der Präambelsignatur negativ ist; und Mittel zum Übersetzen der Präambelsignatur S_old-Symbole A in inkohärent kodierte Signatur S_new-Symbole, wobei j = Symbolposition größer als 1, unter Erfüllung folgender Bedingungen: 1) S_new (j) = A, wenn: S_old(j) = S_new(j – 1); 2) S_new(j) ≠ –A, wenn: S_old(j) ≠ S_new(j – 1); wobei das Übersetzungsmittel jedes aufeinanderfolgende Symbol der Präambelsignatur (S_old) übersetzt.
System nach Anspruch 7, in dem die Präambelsignatur S_new übertragen und detektiert wird, wobei das System des weiteren einen ergänzenden Detektor umfaßt, welcher aufweist: einen Demodulator zum Demodulieren des Zufallszugriffskanals; Mittel zum Entspreizen des Zufallszugriffskanals, um die Präambelsignatur Snew zu bekommen; Mittel zum Analysieren jeden Symbols A in der entspreizten Präambelsignatur S_new; Verzögerungsmittel zum Verzögern der entspreizten Präambel um ein Symbol; und einen Prozessor zum Berechnen einer Komplexkonjugierten für das verzögerte Präambelsymbol und zum Multiplizieren der Komplexkonjugierten mit der entspreizten Präambelsignatur S_new.