DE69915714T2

DE69915714T2 - CDMA-Empfänger für Mehrwegausbreitung und reduziertes Pilotsignal

Info

Publication number: DE69915714T2
Application number: DE69915714T
Authority: DE
Inventors: Fatih.M Ozluturk; David.K Mesecher; Alexander.K Jacques
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1998-05-14
Filing date: 1999-01-27
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2019-01-28
Also published as: CN1501614A; US20020039382A1; KR20010043543A; US20030156629A1; US20020097787A1; KR100629701B1; CN100530995C; SG111970A1; AU2477699A; ATE228278T1; CN1917385A; BR9910412A; WO1999059259A1; CN1213547C; US6480530B2; IL139057A0; DE69904039D1; US8254431B2; US20110188546A1; HK1035814A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der digitalen Kommunikation. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein System und ein Verfahren zur Benutzung einer Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Luftschnittstelle, welche für die globalen und die zugewiesenen Piloten die Signalleistung wesentlich verringert, während das Leistungsverhalten verbessert wird, indem das QPSK-Verkehrssignal für einen bestimmten Kanal zur Durchführung einer Kanalschätzung und Trägerwiedergewinnung verwendet wird.
Beschreibung des Standes der Technik
Heutzutage verwendet die höchstentwickelte Kommunikationstechnologie zumeist eine digitale Spreizspektrumsmodulation oder Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA). Beim digitalen Spreizspektrum handelt es sich um ein Kommunikationsverfahren, bei dem Daten mit einem verbreiterten Band (Spreizspektrum) durch Modulieren der zu übertragenden Daten mit einem Pseudorauschsignal übertragen werden. CDMA kann Daten übertragen, ohne dass es dabei durch Signalverzerrung oder eine interferierende Frequenz im Übertragungspfad gestört wird.
In 1 ist ein vereinfachtes CDMA-Kommunikationssystem gezeigt, bei dem ein einziger Kommunikationskanal einer vorgegebenen Bandbreite mit einem Spreizcode gemischt wird, der ein vorbestimmtes Muster wiederholt, das von einem Pseudo-Rauschsequenz-Generator erzeugt wird. Ein Datensignal wird mit der Pseudo-Rauschsequenz (pseudo noise sequence/pn-Sequenz) moduliert, wodurch ein digitales Spreizspektrumssignal erzeugt wird. Ein Trägersignal wird dann mit dem digitalen Spreizspektrumssignal moduliert, wodurch eine Vorwärtsverbindung eingerichtet wird, und gesendet. Ein Empfänger demoduliert die Übertragung, wobei das digitale Spreizspektrumssignal extrahiert wird. Die übertragenen Daten werden nach einer Korrelation mit der übereinstimmenden Pseudo-Rauschsequenz wiederhergestellt. Der gleiche Vorgang wird wiederholt, um eine Rückverbindung einzurichten.
Während einer erdgestützten Kommunikation wird ein übertragenes Signal durch Reflexion aufgrund verschiedener Erdoberflächen- und Umweltbedingungen sowie durch Menschen hergestellte Behinderungen gestört. Dies erzeugt eine Vielzahl empfangener Signale mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen beim Empfänger. Dieser Effekt wird allgemein als Mehrwegepropagation bezeichnet. Außerdem trifft jeder Weg beim Empfänger mit seiner eigenen Amplitude und Trägerphase verzögert ein.
Zum Identifizieren der mehreren Komponenten in der Mehrwegepropagation müssen die relativen Verzögerungen, Amplituden und Phasen bestimmt werden. Diese Bestimmung kann mit einem modulierten Datensignal durchgeführt werden, typischerweise wird jedoch eine präzisere Wiedergabe im Vergleich zu einem unmodulierten Signal erzielt. In den meisten digitalen Spreizspektrumssystemen ist es effektiver, ein unmoduliertes Pilotsignal zu verwenden, das von den übertragenen modulierten Daten diskret ist, indem dem Pilot eine individuelle Pseudo-Rauschsequenz zugewiesen wird. Ein globales Pilotsignal ist in Systemen am wertvollsten, bei denen viele Signale von einer Basisstation an viele Benutzer gesendet werden.
Im Fall einer Basisstation, die viele Kanäle aussendet, liefert das globale Pilotsignal die gleiche Pilotsequenz an mehrere durch diese bestimmte Basisstation bediente Benutzer und wird zur anfänglichen Akquisition eines einzelnen Benutzers und dazu verwendet, dass der Benutzer Kanalschätzungen zum kohärenten Empfang und zur Kombination der mehreren Wege zum kohärenten Empfang und zur Kombination der Mehrwegekomponenten erhält. Bei der erforderlichen Signalstärke kann das globale Pilotsignal jedoch bis zu 10 Prozent der Vorwärtsrichtung-Luftkapazität benötigen.
Eine ähnliche Mehrwegeverzerrung wirkt sich auf die Rückverbindungsübertragung eines Benutzers zur Basisstation aus. Das Einfügen eines zugewiesenen Piloten in jedes Rücksignal eines einzelnen Benutzers kann bis zu 20 Prozent der gesamten Rückkanal-Luftkapazität verbrauchen.
Ohne eine Phasen- und Amplitudenschätzung müssen nicht kohärente oder differentiell kohärente Empfangsverfahren durchgeführt werden. Es besteht demnach ein Bedarf nach einem kohärenten Demodulationssystem, das die Luftkapazität des globalen Pilotsignals und des zugewiesenen Pilotsignals verringert, während die gewünschte Luftschnittstellenleistungsfähigkeit aufrecht erhalten bleibt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Spreizspektrums-Kommunikationssystem, das eine pilotenunterstützte kohärente Mehrwegedemodulation mit einer wesentlichen Verringerung an Aufwand für das globale Pilotsignal und das zugewiesene Pilotsignal verwendet. Das System und das Verfahren verwenden ein QPSK-moduliertes Datensignal, wodurch die modulierten Daten entfernt und der wiederhergestellte Träger zur Kanal-Amplituden- und -Phasen-Schätzung verwendet wird. Das resultierende Signal hat keine Datenmodulation und wird als ein Pseudopilotsignal verwendet. In Zusammenwirkung mit dem Pseudopilotsignal wird eine Vielfach-Eingabe-Phasenregelschleife (phase-locked loop/PLL) verwendet, die weiter Fehler aufgrund eines Träger-Offsets durch die Verwendung mehrerer Pseudo-Pilotsignale ausschließt. Ein Pilotsignal wird immer noch benötigt, um absolute Phasenambiguitäten aufzulösen, jedoch mit einer wesentlich verringerten Stärke.
Es ist demnach eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Codemultiplex-Vielfachzugriffs-Kommunikationssystem vorzusehen, das die benötigte Stärke des globalen Pilotsignals und des zugewiesenen Pilotsignals verringert.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die übertragenen Pegel des globalen und des zugewiesenen Piloten so zu verringern, dass sie eine vernachlässigbare Kapazität in der Luftschnittstelle verbrauchen, während sie zur kohärenten Demodulation nötige Information liefern.
Weitere Aufgaben und Vorteile des Systems und Verfahrens werden dem Fachmann aus der Lektüre der detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform ersichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Es zeigt:
1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines typischen bekannten CDMA-Kommunikationssystems,
2 ein detailliertes Blockdiagramm eines B-CDMA^TM-Kommunikationssystems,
3A einen Plot eines Inphase-Bitstroms,
3B einen Plot eines Quadratur-Bitstroms,
3C einen Plot einer Pseudorauschen-(pn)-Bitsequenz,
4 ein detailliertes Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Pseudo-Pilot-Signals, mit einer auf Chipebene implementierten Träger-Offset-Korrektur,
5 ein Blockdiagramm eines Rake-Empfängers,
6 ein Diagramm eines empfangenen Symbols p₀ auf der QPSK-Konstellation, das eine harte Entscheidung zeigt,
7 ein Diagramm des Korrekturwinkels, der dem zugewiesenen Symbol entspricht,
8 ein Diagramm des resultierenden Symbolfehlers nach Anwenden der dem zugewiesenen Symbol entsprechenden Korrektur,
9 ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Phasenregelschleife,
10 ein detailliertes Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Pseudo-Pilot-Signals mit einer auf Symbolebene implementierten Träger-Offset-Korrektur,
11 ein detailliertes Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Pseudo-Pilot-Signals und der MIPLL mit einer auf Chipebene implementierten Träger-Offset-Korrektur,
12 ein Blockdiagramm der Mehrfach-Eingabe-Phasenregelschleife (MIPLL),
13 ein detailliertes Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Pseudo-Pilot-Signals und der MIPLL mit einer auf Symbolebene implementierten Träger-Offset-Korrektur.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die bevorzugte Ausführungsform wird nun anhand der Zeichnungen beschrieben, bei denen die gleichen Referenznummern durchweg gleiche Elemente repräsentieren.
Ein B-CDMA^TM-Kommunikationssystem 25, wie es in 2 gezeigt ist, weist einen Sender 27 und einen Empfänger 29 auf, der entweder in einer Basisstation oder im mobilen Empfänger eines Benutzers residieren kann. Der Sender 27 weist einen Signalprozessor 31 auf, der Sprach- und Nichtsprachsignale 33 mit verschiedenen Raten in Daten kodiert, z. B. Datenraten von 8 kb/s, 16 kb/s, 32 kb/s oder 64 kb/s. Der Signalprozessor 31 wählt eine Rate in Abhängigkeit von dem Signaltyp oder in Reaktion auf eine gesetzte Datenrate aus.
Als Hintergrundinformation sei angemerkt, dass in einer Vielfachzugriffsumgebung bei der Erzeugung eines übertragenen Signals zwei Schritte durchgeführt werden. Zuerst wird das Eingabesignal 33, das als ein zweiphasig moduliertes Signal verstanden werden kann, kodiert, wobei eine Vorwärts-Fehlerkorrektur-Kodierung (FEC) 35 verwendet wird. Wenn zum Beispiel ein Faltungscode verwendet wird, bei dem R = ½ ist, wird das einzelne zweiphasig modulierte Datensignal bivariat oder es werden daraus zwei zweiphasig modulierte Signale. Ein Signal wird als der Inphase-Kanal I 41a bezeichnet. Das andere Signal wird als der Quadraturkanal Q 41b bezeichnet. Eine komplexe Zahl ist in der Form a + b_j, wobei a und b reelle Zahlen und j² = –1 ist. Zweiphasig modulierte I- und Q-Signale werden normalerweise als Quadraturphasenumtastung (quadrature phase shift keying/QPSK) bezeichnet. Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Tab-Generator-Polynome für eine Einschränkungslänge K = 7 und eine Faltungscoderate von R = ½ G₁ = 171₈ 37 und G₂ = 133₈ 39.
Im zweiten Schritt werden die zwei zweiphasig modulierten Daten oder Symbole 41a, 41b mit einer komplexen Pseudo-Rauschsequenz gespreizt. Die resultierenden I- 45a und Q-Spreizsignale 45b werden kombiniert 53 mit anderen Spreizsignalen (Kanälen), die unterschiedliche Spreizcode haben, mit einem Trägersignal multipliziert (gemischt) 51 und übertragen 55. Die Übertragung 55 kann mehrere einzelne Kanäle mit unterschiedlichen Datenraten enthalten.
Der Empfänger 29 weist einen Demodulator 57a, 57b auf, der die übertragenen Breitbandsignale 55 in eine Zwischen-Träger-Frequenz 59a, 59b heruntermischt. Eine zweite Herunterwandlung bringt das Signal auf das Basisband zurück. Das QPSK-Signal wird dann gefiltert 61 und mit lokal erzeugten komplexen pn-Sequenz 43a, 43b gemischt 63a, 63b, welche die Konjugation des übertragenen komplexen Codes abstimmt. Nur die ursprünglichen Wellenformen, die durch den gleichen Code beim Sender 27 gespreizt werden, werden im Endeffekt entspreizt, andere werden dem Empfänger 29 als Rauschen erscheinen. Die Daten 65a, 65b werden dann an einen Signalprozessor 59 geleitet, wo an den gefaltet kodierten Daten eine FEC-Dekodierung durchgeführt wird.
Wie in den 3A und 3B gezeigt, besteht ein QPSK-Symbol jeweils aus einem Bit aus den Inphase(I)- und dem Quadratur(Q)-Signal. Die Bits können in einer quantisierten Version einer analogen Abtastung oder als digitale Daten repräsentiert sein. Es kann gesehen werden, dass die Symboldauer t_s gleich der Bitdauer ist.
Die übertragenen Symbole werden durch Multiplizieren des QPSK-Symbolstroms durch eine einzigartige komplexe pn-Sequenz gespreizt. Sowohl die I- als auch die Q-pn-Sequenz bestehen aus einem Bitstrom, der mit einer viel höheren Rate erzeugt wird, typischerweise 100 bis 200 Mal die Symbolrate. Eine solche pn-Sequenz ist in 3C gezeigt. Die komplexe pn-Sequenz wird mit dem Komplex-Symbol-Bitstrom gemischt, wobei das digitale Spreizsignal erzeugt wird. Die Komponenten des Spreizsignals werden als Chips bezeichnet, die eine viel kürzere Dauer t_c haben.
Wenn das Signal empfangen und demoduliert wird, ist das Basisbandsignal auf der Chipebene. Sowohl die I- als auch die Q-Komponenten des Signals werden unter Verwendung der Faltung der pn-Sequenz entspreizt; die während der Spreizung verwendet wurde, wodurch das Signal auf die Symbolebene zurückgeholt wird. Aufgrund des Träger-Offsets wirkt sich während der Übertragung erfahrene Phasenverfälschung durch eine Verzerrung der einzelnen Chipwellenformen aus. Wenn eine Träger-Offset-Korrektur auf der Chipebene durchgeführt wird, ist zu sehen, dass die Gesamtpräzision aufgrund der inhärenten Auflösung des Chip-Ebenen-Signals erhöht wird. Eine Träger-Offset-Korrektur kann auch auf Symbolebene durchgeführt werden, jedoch mit einer wesentlich geringeren Gesamtgenauigkeit. Da jedoch die Symbolrate viel geringer als die Chiprate ist, wird eine geringere Gesamtverarbeitungsgeschwindigkeit benötigt, wenn die Korrektur auf der Symbolebene durchgeführt wird.
Es folgen gemäß dem System und Verfahren der vorliegenden Erfindung gelehrte Systemarchitekturen für Empfänger, die nicht ein Pilotsignal einer großen Stärke erfordern. Die folgenden Systeme ersetzen die Filterung, das Entspreizen und die Signalverarbeitung, die in 2 gezeigt sind. Die Systeme werden mit einer Träger-Offset-Korrektur sowohl auf der Chip- als auch auf der Symbolebene implementiert.
Wie in 4 gezeigt, ist ein Empfänger unter der Verwendung des Systems 75 und des Verfahrens der vorliegenden Erfindung gezeigt. Ein komplexes Basisband-Digital-Spreizspektrums-Signal 77 aus einer Inphase- und einer Quadratur-Phasen-Komponente wird eingegeben und unter Verwendung eines adaptiv angepassten Filters (adaptive matched filter/AMF) 79 oder einer anderen adaptiven Filterungseinrichtung gefiltert. Das AMF 79 ist ein Transversalfilter (mit endlicher Impulsantwort) das Filterkoeffizienten 81 zum Überlagern verzögerter Repliken des empfangenen Signals 77 aufeinander zum Vorsehen eines gefilterten Signals 83 mit einem erhöhten Rauschabstand (SNR) verwendet. Der Ausgang 83 des AMF 79 ist mit mehreren Kanalentspreizern 85₁ , 85₂ , 85_n und einem Pilotentspreizer 87 verbunden. In der bevorzugten Ausführungsform ist n = 3. Das Pilotsignal 89 wird mit einem eigenen Entspreizer 87 und einer pn-Sequenz 91 gleichzeitig mit den übertragenen Daten 77 entspreizt, die Datenkanälen zugewiesen werden, die mit ihren eigenen pn-Sequenzen 93₁ , 93₂ , 93_n entspreizt werden 85₁ , 85₂ , 85_n . Nachdem die Datenkanäle entspreizt wurden 85₁ , 85₂ , 85_n werden die Datenbitströme 95₁ , 95₂ , 95_n an Viterbi-Dekodierer 97₁ , 97₂ , 97_n gekoppelt und ausgegeben 99₁ , 99₂ , 99_n .
Die Filterkoeffizienten 81 oder Gewichte, die zum Einstellen des AMF 79 verwendet werden, werden durch die Demodulation der einzelnen Mehrwegepropagationspfade erhalten. Dieser Vorgang wird durch einen Rake-Empfänger 101 durchgeführt. Die Verwendung eines Rake-Empfängers 101 zum Ausgleichen von Mehrwegeverzerrungen ist dem Fachmann auf dem Gebiet der Kommunikationstechnik wohl bekannt.
Wie in 5 gezeigt, besteht der Rake-Empfänger 101 aus einer parallelen Kombination von Pfaddemodulatoren ("Fingern", "Zacken", "Zinken") 103₀ , 103₁ , 103₂ , 103_n , die eine bestimmte Mehrwegekomponente demodulieren. Die Pilotsequenz-Nachführschleife eines bestimmten Demodulators wird durch eine Zeitschätzung eines bestimmten Pfads initialisiert, die von einer pn-Sequenz 105 bestimmt wird. Im Stand der Technik wird ein Pilotsignal zum Entspreizen der einzelnen Signale des "Rechens" (Rake) verwendet. In dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die pn-Sequenz 105 einem beliebigen Kanal 93₁ des Kommunikationssystems zugehören. Typischerweise wird dazu der Kanal mit dem größten empfangenen Signal verwendet.
Jeder Pfad-Demodulator weist einen komplexen Mischer 107₀ , 107₁ , 107₂ , 107_n und einen Summierer und Zwischenspeicher (Latch) 109₀ , 109₁ , 109₂ , 109_n auf. Für jedes Rake-Element wird die pn-Sequenz 105 um ein Chip verzögert 111₁ , 111₂ , 111_n und mit dem Basisband-Spreizspektrumssignal 113 gemischt 107₁ , 107₂ , 107_n , wodurch jedes Signal entspreizt wird. Jedes Multiplikationsprodukt wird in einen Akkumulator 109, 109₁ , 109₂ , 109_n eingegeben, wo es zum vorhergehenden Produkt addiert und nach dem nächsten Symboltaktzyklus ausgetaktet wird. Der Rake-Empfänger 101 liefert relative Pfadwerte für jede Mehrwegekomponente. Die mehreren n-dimensionalen Ausgänge 115₀ , 115₁ , 115₂ , 115_n liefern Schätzungen der abgetasteten Kanalimpulsantwort, die einen relativen Phasenfehler entweder von 0°, 90°, 180° oder 270° haben.
Wieder mit Bezug auf 4 sind die mehreren Ausgänge aus dem Rake-Empfänger mit einem n-dimensionalen komplexen Mischer 117 verbunden. Mit jedem Ausgangssignal 115 des Rake-Empfängers 101 wird eine Korrektur gemischt, um den relativen Phasenfehler zu entfernen, der im Rake-Ausgangssignal enthalten ist.
Ein Pilotsignal ist ebenfalls ein komplexes QPSK-Signal, bei dem jedoch die Quadratur-Komponente auf null gesetzt ist. Das Fehlerkorrektursignal 119 der vorliegenden Erfindung wird aus dem entspreizten Kanal 95₁ dadurch abgeleitet, dass zuerst an jedem der Symbole des entspreizten Signals 95₁ eine harte Entscheidung 121 getroffen wird. Ein Hart-Entscheidungs-Prozessor 121 bestimmt die QPSK-Konstellationsposition, welche dem entspreizten Symbolwert am nächsten kommt.
Wie in 6 gezeigt, vergleicht der Euklidsche Abstandsprozessor ein empfangenes Symbol p₀ des Kanals 1 mit den vier QPSK-Konstellationspunkten x_1,1, x_–1,1, x_–1,–1, x_1,–1. Es ist notwendig, jedes empfangene Symbol p₀ aufgrund einer Verfälschung während der Übertragung 55 durch Rauschen und Verzerrung zu untersuchen, ob dies durch Mehrwege- oder Hochfrequenz-Effekte zustande kam. Der Hart-Entscheidungs-Prozessor 121 berechnet die vier Abstände d₁, d₂, d₃, d₄ zu jedem Quadranten aus dem empfangenen Symbol p₀ und wählt die kürzeste Entfernung d₂ und weist diesen Symbolort x_–1,1 zu. Die ursprünglichen Symbolkoordinaten p₀ werden verworfen.
Wieder mit Bezug auf 4 werden nach Durchführung einer jeden harten Symbol-Entscheidung 121 die komplexen Konjugierten 123 für jedes Symbol- Ausgangssignal 125 bestimmt. Eine komplexe Konjugierte besteht aus einem Paar komplexer Zahlen mit identischen reellen Teilen, bei denen die imaginären Teile sich lediglich durch ihr Vorzeichen unterscheiden.
Wie in 7 gezeigt, wird ein Symbol dadurch demoduliert oder derotiert, dass zuerst die komplexe Konjugierte der zugewiesenen Symbolkoordinaten x_–1,–1 bestimmt wird, die das Korrektursignal 119 bildet, das zum Entfernen des im Rake-Ausgangssignal enthaltenen relativen Phasenfehlers verwendet wird. Auf diese Weise wird das Rake-Ausgangssignal effektiv durch den der harten Entscheidung zugeordneten Winkel derotiert, wodurch der relative Phasenfehler entfernt wird. Dieser Vorgang liefert effektiv einen Rake, der durch ein Pilotsignal getrieben wird, jedoch ohne eine absolute Phasenreferenz.
Mit Bezug auf 4 wird das Ausgangssignal 119 aus der komplexen Konjugierten 123 an einen komplexen n-dimensionalen Mischer 117 geleitet, bei dem jedes Ausgangssignal des Rake-Empfängers 101 mit dem Korrektursignal 119 gemischt wird. Die resultierenden Produkte 127 sind verrauschte Schätzungen der Kanal-Impuls-Antwort p₁, die in 8 gezeigt ist. Der in 8 gezeigte Fehler ist durch eine Radiant-Entfernung von π/6 von der Inphase-Achse angegeben.
Wieder mit Bezug auf 4 werden die Ausgangssignale 129 des komplexen n-dimensionalen Mischers 117 an einen n-dimensionalen Kanalschätzer 131 angelegt. Der Kanalschätzer 131 besteht aus mehreren Tiefpassfiltern, die jede Mehrwegekomponente filtern. Die Ausgangssignale des n-dimensionalen Mischers 117 werden an das AMF 79 geleitet. Diese Signale dienen als die AMF-79-Filtergewichte. Das AMF 79 filtert das Basisbandsignal zum Ausgleichen einer Kanalverzerrung aufgrund von Mehrwegeeffekten, ohne dass dabei ein starkes Pilotsignal benötigt würde.
Rake-Empfänger 101 werden in Zusammenwirkung mit Phasenregeschleifenschaltungen 133 (PLL) zum Entfernen eines Träger-Offsets eingesetzt. Der Träger-Offset tritt als Ergebnis von Fehlabstimmungen zwischen Sendern und Empfängern und anderer HF-Verzerrung auf. Die vorliegende Erfindung 75 erfordert, dass ein Niederpegel-Pilotsignal 135 durch Entspreizen 87 des Piloten des Basisbandsignals 77 mit einer Pilot-pn-Sequenz 91 erzeugt wird. Das Pilotsignal wird an eine einzige Phasenregelschleife PLL 133 mit einem einzigen Eingang angelegt. Die PLL 133 misst die Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal 135 und einer Referenzphase von null. Das entspreizte Pilotsignal 135 ist das mit dem PLL 133 gekoppelte tatsächliche Fehlersignal.
Eine herkömmliche PLL 133 ist in 9 gezeigt. Die PLL 133 weist einen Arctangent-Analysator 136, ein komplexes Filter 137, einen Integrator 139 und einen Phasen-Komplexzahl-Wandler 141 auf. Das Pilotsignal 135 ist das Fehler-Eingangssignal an die PLL 133 und wird an das komplexe Filter 137 angelegt. Das komplexe Filter 137 weist zwei Verstärkerstufen, einen Integrator 145 und einen Summierer 147 auf. Das Ausgangssignal aus dem komplexen Filter wird an den Integrator 139 angelegt. Das Integral der Frequenz ist Phase, welche an den Wandler 141 ausgegeben wird 140. Dieses Phasen-Ausgangssignal 140 wird an einen Wandler 141 angelegt, der das Phasensignal in ein komplexes Signal zum Mischen 151 mit dem Basisbandsignal 77 mischt. Da die stromaufwärts stattfindenden Operationen kommutativ sind, ist der Ausgang 149 des PLL 133 auch die Rückkopplungsschleife in das System 75.
Durch Ausführen der harten Entscheidung 121 und der Derotation 123 der Datenmodulation liefert das Verfahren eine Kanalschätzung ohne die Verwendung eines großen Pilotsignals. Wenn der Fehler während des Vorgangs der harten Entscheidung auftritt und der Quadrant des empfangenen Datensymbols nicht korrekt zugewiesen wird, erleidet der Vorgang einen Phasenfehler. Die Wahrscheinlichkeit des Phasenfehlers wird jedoch aufgrund des erhöhten Rauschabstands des Verkehrskanals verringert. Die auftretenden Fehler werden während der Vorgänge der Kanalschätzung und der Trägerwiedergewinnung herausgefiltert. Der Verkehrskanal ist um ungefähr 6 Dezibel stärker (2x) als der Pegel des entspreizten Piloten.
Wie schon beschrieben, kann die vorliegende Erfindung auch mit einer Träger-Offset-Korrektur auf der Symbolebene durchgeführt werden. Eine alternative Ausführungsform 150, die auf der Symboleben implementiert ist, ist in 10 gezeigt. Der Unterschied zwischen den Vorgängen auf der Chipebene und auf der Symbolebene tritt dann auf, wo das Ausgangssignal der herkömmlichen PLL 133 kombiniert ist. Auf der Symbolebene wird das PLL-Ausgangssignal 140 nicht chipkonvertiert 141 und wird in die Gewichte des AMF 79 nach dem Rake-Empfänger 101 durch einen weiteren n-dimensionalen Mischer 153 eingespeist. Die Rückkopplung der Phasenkorrektur 140 muss ebenfalls mit den Ausgangssignalen 95₁ , 95₂ , 95_n eines jeden der mehreren Kanalentspreizer 85₁ , 85₂ , 85_n gemischt werden 154₁ , 154₂ , 154_n sowie mit dem Ausgangssignal 135 des Pilotenentspreizers 87 gemischt werden 156.
Wie in 11 gezeigt, verwendet eine andere alternative Ausführungsform 193 eine Variation früherer Ausführungsformen, durch welche eine harte Entscheidung an jedem empfangenen Symbol vorgenommen wird, nachdem es entspreizt und um eine Radiantentfernung derotiert wurde, welche gleich der komplexen Konjugierten ist. Die alternative Vorgehensweise 193 verwendet mehrere Kanalentspreizer 85₁ , 85₂ , 85_n und den Pilotentspreizer 87 als Eingänge an eine Mehrfach-Eingang-Phasenregelschleife (MIPLL) 157, die in 12 gezeigt ist. Da jeder der entspreizten Kanäle 95₁ , 95₂ , 95_n eine mehrdeutige Repräsentierung des Pilotsignals enthält, ist ein kleiner Signalpilot 135 erforderlich, der als eine absolute Referenz dient. Die entspreizten Symbole aus allen Kanälen in Zusammenwirkung mit dem entspreizten kleinen Pilotsignal werden an die MIPLL 157 eingegeben.
Mit Bezug auf 12 wird das Ausgangssignal aus jedem Kanal 95₁ , 95₂ , 95_n an einen Hartentscheidungs-Komplex-Konjugiert-Vorgang 159₁ , 159₂ , 159 ausgegeben. Die derotierten Pseudopiloten 161₁ , 161₂ , 161_n werden dann mit den verzögerten Symbolen gemischt, wodurch ein komplexer Spannungsfehler 163₁ , 163₂ , 163 erzeugt wird. Der Fehler 165₁ , 165₂ , 165_n wird in einen Wandler 167₁ , 167₂ , 167_n , 167_n+1 eingegeben, der einen inversen Tangens erzeugt, wodurch die komplexe Zahl in einen Phasenfehler 169₁ , 169₂ , 169_n , 169_n+1 umwandelt. Jeder Phasenfehler 169₁ , 169₂ , 169_n , 169_n+1 wird in einen Maximalwahrscheinlichkeits-Kombinierer 171 eingegeben, der den mehreren Eingangssignalen verschiedene Gewichte zuweist und ein summiertes Ausgangssignal erzeugt. In dieser Summe ist auch die Phase 169_n+1 des kleinen Signalpiloten 135 enthalten, der entspreizt 135 und umgewandelt 167_n+1 wird. Die Gewichtung des kleinen Pilotsignals kann hervorgehoben werden, da seine Phase nicht mehrdeutig ist.
Das Ausgangssignal des Kombinierers 173 ist die Schätzung des Träger-Offsets und wird an ein komplexes Filter 175 und dann an einen Integrator 177 angelegt. Alle Kanäle tragen zur Schätzung der Träger-Offset-Frequenz bei, wobei der absolute Phasenfehler durch das unmehrdeutige Pilotsignal entfernt wird. Der Integrator akkumuliert die Vorgeschichte des summierten Signals über viele Abtastungen hinweg. Nach der Integrierung wird die Schätzung des Phasenfehlers in eine komplexe Spannung umgewandelt ausgegeben 179 und ausgegeben 183.
Wieder mit Bezug auf 11 ist der Ausgang 183 des MIPLL 157 mit einem Komplexmischer 185 stromaufwärts vom Rake-Empfänger gekoppelt. Dadurch wird die Fehlerrückkopplung für den MIPLL 157 vervollständigt. Auch wenn diese Ausführungsform zusätzliche Ressourcen und eine komplexere Konstruktion erfordert, kann die Architektur des MIPLL 157 in einem digitalen Signalprozessor (DSP) effizient umgesetzt und ausgeführt werden.
Mit Bezug nun auf die alternative Ausführungsform 195, die in 13 gezeigt ist, mischt diese Ausführungsform 195 das Ausgangssignal des MIPLL 157 auf Symbolebene. Der MIPLL 157 wird mit dem Ausgang des Rake-Empfängers 101 gemischt 197. Wie oben beschrieben, ist das Ausgangssignal des Rake-Empfängers 101 auf der Symbolebene. Die Symbol-Chipumwandlung 181 ist in der Architektur des MIPLL 157 abgeschaltet. Da das Ausgangssignal 183 des MIPLL 157 mit den Ausgangssignalen des Rake-Empfängers 101 gemischt wird, die lediglich für die AMF-79-Gewichte verwendet werden. Muss die Phasenkorrektur für den Träger-Offset dem Teil des Empfängers hinzugefügt werden, der den Verkehr verarbeitet, ist das Ausgangssignal des Rake-Empfängers 101 auf der Symbolebene. Die Symbol-Chip-Umwandlung 181 ist in der Architektur des MIPLL 157 abgeschaltet. Da das Ausgangssignal 183 des MIPLL 157 mit den Ausgangssignalen des Rake-Empfängers 101 gemischt werden, die lediglich für die AMF-79-Gewichte verwendet werden, muss die Phasenkorrektur für den Träger-Offset dem Teil des Empfängers hinzugefügt werden, der Verkehrsdaten verarbeitet. Mehrere Mischer 199₁ , 199₂ , 199_n stromabwärts eines jeden Kanalentspreizers 85₁ , 85₂ , 85_n und ein Mischer 193 stromabwärts vom Pilotentspreizer 87 sind daher erforderlich, um das phasenkorrigierte Ausgangssignal 183 (auf Symbolebene) als eine Rückkopplung in das System zu mischen.
Die vorliegende Erfindung hält das übertragene Pilotsignal auf einem niedrigen Pegel, um eine absolute Phasenreferenz zu liefern, während die Pilotinterferenz verringert und die Luftkapazität vergrößert wird. Der Nettoeffekt ist die fast vollständige Einsparung der Pilotkapazität.

Claims

Mobiler Benutzerempfänger zur Kommunikation über eine CDMA-Luftschnittstelle die zum Träger-Offset-Ausgleich während des Empfangs mehrere Kanäle und eine Pilotsignal verwendet, wobei der mobile Benutzerempfänger die folgenden Elemente enthält: – ein adaptives abgestimmtes Filter zum Empfangen demodulierter CDMA-Kommunikationssignale und zum Erzeugen eines gefilterten Signals durch Verwendung eines Gewichtungssignals; – einen Rake-Empfänger zum Empfangen demodulierter CDMA-Kommunikationssignale und eines Pseudorauschsignals, das für einen ausgewählten Kanal erzeugt wird, und zum Erzeugen eines Filtergewichtungssignals; – eine Einrichtung zum Definieren des Filtergewichtungssignals mit einem Korrektursignal, wobei das Korrektursignal das vom adaptiven abgestimmten Filter verwendete Gewichtungssignal erzeugt; – einen Kanalentspreizer für das ausgewählte Signal, das an den Ausgang des adaptiven abgestimmten Filters gekoppelt wird, zum Entspreizen des gefilterten Signals unter der Verwendung des Pseudorauschsignalgenerators für den ausgewählten Kanal zum Erzeugen eines entspreizten Kanalsignals des ausgewählten Kanals; – einen Pilotkanalentspreizer für einen Pilotkanal, der an den Ausgang des adaptiven abgestimmten Filters gekoppelt wird, zum Entspreizen des gefilterten Signals unter Verwendung eines Pseudorauschsignalgenerators für den Pilotkanal zum Erzeugen eines entspreizten Pilotsignals des Pilotkanals; – einen Hartentscheidungsprozessor in Zuordnung mit einem Komplex-Konjugiert-Prozessor zum Empfangen des Kanalsignals des ausgewählten Kanals und zum Erzeugen des Korrektursignals; und – eine Phasenregelschleife, die mindestens das entspreizte Pilotsignal zum Erzeugen eines Phasenkorrektursignals verwendet, das zum Erzeugen phasenkorrigierter Kanalsignale angewendet wird.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 1, bei dem jeder der mehreren Kanäle ein komplexes zweiphasig moduliertes Signal ist, das aus Symbolen besteht, die phasengleiche und Quadratur-Komponenten aufweisen, die Daten repräsentieren, wobei der Hartentscheidungsprozessor jedes entspreizte Kanalsignalsymbol mit einem von vier möglichen Quadratur-Konstellationspunkten vergleicht und jedes der Symbole einem nächstliegenden Konstellationspunkt zuweist, und der Komplex-Konjugiert-Prozessor jedes der Symbole derotiert, indem er die komplexe Konjugierte eines jeden der zugewiesenen Punkte bestimmt, um das Korrektursignal zu erzeugen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 2, bei dem das Phasenregelschleifenphasenkorrektursignal auf Chipniveau ist und auf die demodulierten CDMA-Kommunikationssignale angewendet wird.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 3, weiter mit mehreren Kanalentspreizern, von denen jeder zum Entspreizen des gefilterten Signals an den Ausgang des adaptiven abgestimmten Filters gekoppelt wird und jeweils einen zugeordneten Pseudorauschsignalgenerator verwendet, um mehrere entspreizte Kanalsignale zu erzeugen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 4, bei dem die Anzahl von Kanalentspreizern drei ist.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 4, bei dem die Phasenregelschleife mehrere Eingänge aufweist, die den mehreren Kanalentspreizern entsprechen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 6, bei dem die Phasenregelschleife weiter aufweist: – einen Hartentscheidungsprozessor in Zuordnung mit einem Komplex-Konjugiert-Prozessor mit einer lokalen Rückkopplungsschleife für jeden der entsprechenden Kanalentspreizereingänge zum Erzeugen eines Fehlerschätzsignals für ein entsprechendes Kanalsignal; – wobei das Fehlerschätzsignal und das Entspreizerpilotsignal jeweils an einen Invers-Tangenten-Prozessor gekoppelt werden, um ein entsprechendes Phasenkorrektursignal zu erzeugen; und – wobei das Kanal- und das Pilotphasenkorrektursignal an einen Maximum-Likelihood-Kombinierer gekoppelt werden, der ein kombiniertes Korrektursignal erzeugt, das an einen Integrator gekoppelt wird, um das Phasenkorrektursignal zu erzeugen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 7, bei dem die Anzahl von Kanalentspreizern drei ist.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 2, bei dem das Phasenregelschleifenphasenkorrektursignal auf Symbolniveau ist und auf das Filtergewichtungssignal und auf die entspreizten Kanalsignale des Kanal- und des Pilotentspreizers angewendet wird.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 9, weiter mit mehreren Kanalentspreizern, von denen jeder an den Ausgang des adaptiven abgestimmten Filters gekoppelt wird, zum Entspreizen des gefilterten Signals unter Verwendung eines zugeordneten Pseudorauschsignalgenerators zum Erzeugen mehrerer entspreizter Kanalsignale.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 10, bei dem die Anzahl von Kanalentspreizern drei ist.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 10, bei dem die Phasenregelschleife weiter mehrere Signaleingänge aufweist, die den mehreren Kanalentspreizern entsprechen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 12, bei dem die Phasenregelschleife weiter aufweist: – einen Hartentscheidungsprozessor in Zuordnung mit einem Komplex-Konjugiert-Prozessor mit einer lokalen Rückkopplungsschleife für jeden der mehreren Signaleingänge, von denen jeder eine Fehlerschätzung für ein entsprechendes Kanalsignal erzeugt; – wobei die Kanalfehlerschätzungen und das Entspreizerpilotsignal jeweils an einen Invers-Tangenten-Prozessor gekoppelt werden, der ein Kanalphasenkorrektursignal ausgibt; und – wobei das Kanal- und das Pilotphasenkorrektursignal an einen Maximum-Likelihood-Kombinierer gekoppelt werden, der ein kombiniertes Korrektursignal erzeugt, das an einen Integrator gekoppelt wird, um das Phasenkorrektursignal zu erzeugen.
Mobiler Benutzerempfänger nach Anspruch 13, bei dem die Anzahl von Kanalentspreizern drei ist.