DE69917665T2

DE69917665T2 - Verfahren zur entzerrung von komplementären trägern in einem am verträglichen digitalen rundfunksystem

Info

Publication number: DE69917665T2
Application number: DE69917665T
Authority: DE
Inventors: R. Don GOLDSTON; Carl David HARTUP; M. Marcus MATHERNE
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Current assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 1998-10-02
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2005-06-16
Anticipated expiration: 2019-09-03
Also published as: US20020012392A1; AU763811B2; CN1134127C; CN1529432A; DE69917665D1; RU2222871C2; BR9914261A; CN1331871A; EP1119928A1; JP2002527933A; MXPA01003332A; WO2000021228A1; KR20010075490A; AU5807599A; US6570943B2; US6292511B1; EP1119928B1; CA2345616A1; ATE268077T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft die Funkaussendung (Funk-Broadcasting) und insbesondere Verfahren zum und Vorrichtungen zum Entzerren des demodulierten Signals in einem Empfänger für ein amplitudenmoduliertes kompatibles digitales Aussendesystem.
Es besteht zunehmend Interesse an der Möglichkeit digital kodierte Audiosignale auszusenden, um eine verbesserte Audio-Wiedergabetreue bereitzustellen. Mehrere Ansätze sind vorgeschlagen worden. Ein derartiger Ansatz, der in dem United States Patent Nr. 5,588,022 (WO 95/24781) aufgeführt ist, lehrt ein Verfahren zum gleichzeitigen Aussenden von analogen und digitalen Signalen in einem standardmäßigen AM Aussendekanal. Ein amplitudenmoduliertes Funkfrequenzsignal, welches ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wird ausgesendet. Das amplitudenmodulierte Funkfrequenzsignal umfasst einen ersten Träger, der durch ein analoges Programmsignal moduliert wird. Gleichzeitig werden eine Vielzahl von digital modulierten Trägersignalen innerhalb einer Bandbreite ausgesendet, die das erste Frequenzspektrum umfasst. Jedes der digital modulierten Trägersignale wird durch einen Abschnitt eines digitalen Programmsignals moduliert. Eine erste Gruppe der digital modulierten Trägersignale liegt innerhalb des ersten Frequenzspektrums und wird mit dem ersten Trägersignal in Quadratur moduliert. Zweite und dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale liegen außerhalb des ersten Frequenzspektrums und werden zu dem ersten Trägersignal sowohl In-Phase als auch In-Quadratur moduliert.
Die Wellenform in dem AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendesystem, das in dem United States Patent Nr. 5,588,022 (WO 95/24781) beschrieben wird, ist formuliert worden, um einen ausreichenden Datendurchsatz für das digitale Signal bereitzustellen, während ein Nebensprechen in dem analogen AM Kanal vermieden wird. Mehrere Träger werden mit Hilfe einer Orthogonalfrequenz-Teilungs-Multiplexierung (Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) verwendet, um die kommunizierte Information zu tragen.
Monophonische Detektoren für private AM Radios reagieren nur auf die Einhüllende und nicht auf die Phase des empfangenen Signals. Wegen der Verwendung der mehreren digital modulierten Träger besteht eine Notwendigkeit für eine Einrichtung zum Verringern der Amplitudenverzerrung, die durch dieses hybride Signal verursacht wird. Die United States Patent Application 5,859,876 offenbart ein Verfahren zum Verringern der Verzerrung der Einhüllenden in einem AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendesystem (Audio Broadcasting System). Bestimmte digitale Träger, die über der Frequenz des analogen AM Trägers sind, haben einen zugehörigen digitalen Träger, der bei einem gleichen Frequenzversatz unter dem analogen AM Träger ist. Die Daten und die Modulation, die dem oberen digitalen Träger und seinem Gegenstück auferlegt werden, sind derart, dass das Signal, welches sich aus ihrer Addition ergibt, keine Komponente aufweist, die zu dem analogen AM Träger In-Phase (gleichphasig) ist. Digitale Trägerpaare, die in dieser Weise angeordnet sind, werden als komplementär bezeichnet. Diese Konfiguration stellt dramatische Verbesserungen der Wiedergabetreue gegenüber einem analogen AM Empfang von AM kompatiblen digitalen Aussendesignalen bereit.
An dem Empfänger wird das digitale Signal mit Hilfe einer Schnellen-Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform; FFT) demoduliert. Ein mögliches Verfahren und eine zugehörige Vorrichtung ist in dem United States Patent Nr. 5,633,896 beschrieben. Dieses Patent offenbart eine Demodulationstechnik, die das unerwünschte Nebensprechen zwischen dem analogen Signal und den digitalen Signalen in einem AM kompatiblen digitalen Audio-Aussende-(AM DAB)-System unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenz-Teilungs-Multiplexierten (Orthogonal Frequency Division Multiplex; OFDM) Modulationsformats minimiert, indem duale Fast Fourier Transform Prozesse auf getrennten jeweiligen In-Phasen- und Quadratur-Phasen-Komponenten eines empfangenen OFDM digitalen Signals verwendet werden. Der Ausgang des Quadraturkanals wird verwendet, um die komplementären Daten zurückzugewinnen, und die sich ergebenden verarbeiteten Komponentensignale werden aufsummiert, um die nicht-komplementären Daten zurückzugewinnen.
Das empfangene Mehrträgersignal erfordert eine Entzerrung (Equalisation) bei Anwesenheit von dynamischen Kanalantwortvariationen. Ohne eine derartige Entzerrung würde ein sehr verzerrtes Signal erfasst werden und die digitale Aussendesignalinformation würde nicht rückgewinnbar sein. Ein Entzerrer verbessert die Zurückgewinnbarkeit der digitalen Audioaussendesignalinformation. Ein derartiger Entzerrer ist in dem United States Patent Nr. 5,559,830 (WO 96/23374) offenbart. Der dort offenbarte Entzerrer umfasst eine Einrichtung zum Empfangen einer AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendewellenform und Speichern dieser Wellenform als einen Wellenformvektor. Der Entzerrer verarbeitet dann diese Wellenform durch Multiplizieren des Wellenformvektors mit einem Entzenungsvektor. Dieser Entzenungsvektor umfasst eine Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten, wobei jeder der Koeffizienten zu Anfang auf einen vorgegebenen Wert gesetzt wird. Der Entzerrer vergleicht dann jeden Ort des verarbeiteten Wellenformvektors mit einem gespeicherten Wellenformvektor. Der Entzerrer wählt als das Signal denjenigen Vektorort, der zu dem gespeicherten Wellenformvektor am nächsten ist. Vorzugsweise umfasst der Entzerrer eine Einrichtung zum Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten unter Verwendung des Wellenformvektors, des verarbeitenden Wellenformvektors, und des gespeicherten Wellenformvektors, um eine Immunität gegenüber Rauschkomponenten bereitzustellen.
In den Entzerrern sowohl des Patents Nr. 5,633,896 als auch des Patents Nr. 5,559,830 (WO 96/23374), wird die Frequenzdomäneninformation an den Entzerrer als ein Frequenzdomänenvektor dargeboten. Jeder Block der Frequenzdomäneninformation wird in einem Speicherungsarray gespeichert. Dieser Speicherungsarrayvektor wird mit einer Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten multipliziert. Das sich ergebende Produkt dieser Multiplikation ist das entzerrte Signal. Ein Satz von exakten Werten ist a priori (von vornherein) in dem Entzerrer bekannt und mit diesem kann jeder Vektorort des entzerrten Signals verglichen werden. Der ideale Wert, der am nächsten zu diesem beschriebenen in dem Vektorort ist, wird als der tatsächliche Signalwert gewählt. Der Vektor von Entscheidungen wird in einem Entscheidungsarray gespeichert. Unter Verwendung des empfangenen Signals, des entzerrten Signals und des Entscheidungsarrays berechnet ein Entzerrerkoeffizienten-Abschätzer Koeffizientenabschätzungen. Die Rate der Koeffizientenaktualisierung bestimmt die Entzerrerrauschimmunität und die Konvergenzrate. Koeffizienten in unterschiedlichen Teilen des Bands können in Abhängigkeit von der Kenntnis des Verzerrungsmechanismus bei unterschiedlichen Raten aktualisiert werden.
Während die Dual-FFT-Technik das Systemverhalten in einem Kanal, der eine symmetrische Größe und eine anti-symmetrische Phase um die AM Trägerfrequenz über dem Frequenzbereich der komplementären Träger aufweist, verbessern kann, zerstört der Prozess, für Kanäle mit einer nicht-symmetrischen Größe oder einer nicht-antisymmetrischen Phase, zum Kombinieren der komplementären Träger-FFT-Ausgänge die nicht-symmetrische Größe und die nicht-antisymmetrische Phaseninformation und das Signal, welches den Entzerrer ansteuert, ist nicht richtig. Es besteht ein Bedarf für ein Demodulationsverfahren, welches in derartigen Fällen die nicht-symmetrische Größe und die nicht-antisymmetrische Phaseninformation beibehalten kann. Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab ein verbessertes Entzerrungsverfahren und Empfänger, die das Verfahren einschließen, bereitzustellen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zum Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger, während noch die Vorteile einer Kombination der Information von den komplementären Träger-FFT-Ausgängen beibehalten werden, bereit. Das Verfahren verwendet Information für die nicht-komplementären Träger, um über eine Interpolation die Entzerrerkoeffizienten für den komplementären Träger zu aktualisieren.
Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zum Entzerren eines amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals (Broadcasting-Signals), das ein amplitudenmoduliertes Funkfrequenzsignal einschließt, welches ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wobei das Amplitudenmodulierte Funkfrequenzsignal aufweist einen ersten Träger, der durch ein analoges Programmsignal moduliert wird, eine Vielzahl von digital modulierten Trägersignalen, die innerhalb einer Bandbreite positioniert sind, die das erste Frequenzspektrum umfasst, wobei eine erste Gruppe der digital modulierten Trägersignale komplementäre Träger einschließt und innerhalb des ersten Frequenzspektrums liegt, und zweite und dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale, die nicht-komplementäre Träger einschließen und außerhalb des ersten Frequenzspektrums liegen. Das Verfahren umfasst die Schritte zum Erzeugen eines ersten Signals, welches Gleichphasen-Komponenten des amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; das Erzeugen eines zweiten Signals, das die Quadraturphasen-Komponenten des amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; Verwenden der ersten und zweiten Signale als die realen und imaginären Eingänge, um die Schnelle-Fourier-Transformation der ersten und zweiten Signale zu nehmen, um eine Vielzahl von transformierten Signalen zu erzeugen, die Frequenzdomänendaten darstellen; und Verarbeiten der transformierten Signale durch Multiplizieren der transformierten Signale mit einem Entzenungsvektor, wobei der Entzerrungsvektor eine Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten umfasst; gekennzeichnet durch den Schritt zum Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten, die für die komplementären Signale verwendet werden, durch Interpolieren von Koeffizienten des Vektors für die nicht-komplementären Signale.
Die Erfindung umfasst auch eine Vorrichtung, die das obige Verfahren ausführt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung lasst sich einfacher von Durchschnittsfachleuten in dem technischen Gebiet durch Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen ersehen. In den Zeichnungen zeigen:
1 eine diagrammartige Darstellung eines herkömmlichen zusammengesetzten analogen AM und digitalen Aussendesignals mit Trägern, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung positioniert sind;
2 ein Blockdiagramm eines Empfängers, der einen Entzerrer einschließen kann, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung arbeitet;
3 ein Funktionsblockdiagramm, dass den Betrieb eines Demodulators und adaptiven Entzerrers in Übereinstimmung mit dieser Erfindung darstellt; und
4 und 5 Diagramme, die die Größe von Antworten des Entzerrers zeigen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Diese Erfindung stellt ein Verfahren zum Entzerren von Trägern in einem Aussendesignal (Broadcast-Signal) bereit, welches sowohl ein amplitudenmoduliertes Signal als auch ein digitales Signal auf der gleichen Kanalzuweisung wie die existierende analoge AM Aussende-Zuordnung einschließt. Die Technik zum Aussenden des digitalen Signals in dem gleichen Kanal wie ein analoges AM Signal wird als Aussendung im Band und auf dem Kanal (in-Band on-Channel; IBOC Broadcasting) bezeichnet. Diese Aussendung wird durch Übertragen einer digitalen Wellenform mit Hilfe einer Vielzahl von Trägern, die über eine Orthogonalfrequenzteilung moduliert sind (OFDM), erreicht, wobei einige davon mit dem analogen AM Signal in Quadratur moduliert sind und innerhalb des spektralen Bereichs positioniert sind, wo das standardmäßige AM Aussendesignal eine ausreichende Energie aufweist. Die verbleibenden digitalen Träger werden mit dem analogen AM Signal sowohl gleichphasig als auch in Quadratur moduliert und sind in dem gleichen Kanal wie das analoge AM Signal, aber in spektralen Bereichen, wo das analoge AM Signal nicht eine signifikante Energie aufweist, positioniert. In Amerika werden die Emissionen von AM Aussende-Stationen (und Funkstationen) in Übereinstimmung mit den Vorschriften der Federal Communications Commission (FCC) so beschränkt, dass sie innerhalb eine Signalpegelmaske liegen, die definiert ist, sodass: Emissionen 10,2 kHz bis 20 kHz von dem analogen Träger entfernt wenigstens 25 dB unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel gedämpft werden müssen, Emissionen 20 kHz bis 30 kHz von dem analogen Träger entfernt wenigstens 35 dB unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel gedämpft werden müssen, und Emissionen 30 kHz bis 60 kHz von dem analogen Träger entfernt wenigstens [35 dB + 1 dB/kHz] unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel gedämpft werden müssen.
1 zeigt das Spektrum eines AM digitalen Audio-Broadcasting-Signals eines Typs, der von der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die Kurve 10 stellt das Größenspektrum eines standardmäßigen Broadcasting-Amplitudenmodulationssignals dar, wobei der Träger eine Frequenz von f₀ aufweist. Die FCC Emissionsmaske wird durch den Posten mit der Nummer 12 dargestellt. Die OFDM Wellenform ist aus einer Serie von Datenträgern gebildet, die bei f₁ = 59,535·10⁶/(131072) oder über 454 Hz beabstandet sind. Eine erste Gruppe von vierundzwanzig der digital modulierten Träger sind innerhalb eines Frequenzbands positioniert, welches sich von (f₀ – 12 f₁) bis (f₀ + 12 f₁) erstreckt, wie mit der Einhüllenden dargestellt, die in 1 mit 14 bezeichnet ist. Die meisten von diesen Signalen sind 39,4 dB unter dem Pegel des nicht modulierten AM Trägersignals angeordnet, um ein Nebensprechen mit dem analogen AM Signal zu minimieren. Ein Nebensprechen wird ferner dadurch verringert, dass diese digitale Information in einer Weise kodiert wird, die eine Orthogonalität zu der analogen AM Wellenform garantiert. Dieser Typ von Kodierung wird als Komplementärkodierung (d. h. komplementäre BPSK, komplementäre QPSK oder komplementäre 32 QAM) bezeichnet und wird in der voranstehend diskutierten gleichzeitig anhängigen Anmeldung mit der Seriennummer 08/671,252 näher beschrieben. Eine komplementäre BPSK Modulation wird auf dem innersten digitalen Trägerpaar bei f₀ ± f₁ verwendet, um eine Timing-Rückgewinnung zu erleichtern. Diese Träger sind auf einen Pegel von –28 dBc gesetzt.
Sämtliche anderen Träger in dieser ersten Gruppe weisen einen Pegel von –39,4 dBc auf und werden unter Verwendung einer komplementären 32 QAM für die 48 und 32 kbps Kodierungsraten moduliert. Eine komplementäre 8 PSK Modulation wird auf Trägem verwendet, die im Bereich von (f₀ – 11 f₁) bis (f₀ – 2 f₁) und von (f₀ + 2 f₁) bis (f₀ + 11 f₁) für die 16 kbps Kodierungsrate verwendet. Für sämtliche drei Kodierungsraten tragen die Träger bei (f₀ – 12 f₁) und (f₀ + 12 f₁) Zusatzdaten und können unter Verwendung einer komplementären 32 QAM moduliert werden.
Zusätzliche Gruppen von digitalen Trägern werden außerhalb der ersten Gruppe angeordnet. Das Erfordernis, das diese digitalen Wellenformen zu dem analogen Signal in Quadratur sind, wird durch Beschränken der analogen AM Signalbandbreite beseitigt. Die Träger in einer zweiten und einer dritten Gruppe, die jeweils von den Einhüllenden 16 und 18 umfasst wird, können zum Beispiel unter Verwendung einer 32 QAM für die 48 und 32 kbps Raten, und 8 PSK für die 16 kbps Rate moduliert werden. Die Träger werden auf Pegel von –30 dBc für sämtliche Kodierungsraten gesetzt.
2 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der konstruiert ist, um die zusammengesetzten digitalen und analogen Signale der 1 zu empfangen. Eine Antenne 110 empfängt die zusammengesetzte Wellenform, die die digitalen und analogen Signale enthält, und übergibt das Signal an herkömmliche Eingangsstufen 112, die einen Funkfrequenz-Vorwähler, einen Verstärker, einen Mischer und einen lokalen Oszillator einschließen können. Ein Zwischenfrequenzsignal wird von den Eingangsstufen auf der Leitung 114 erzeugt. Dieses Zwischenfrequenzsignal wird durch eine automatische Verstärkungssteuerschaltung 116 an einen I/Q Signalgenerator 118 geführt. Der I/Q Signalgenerator erzeugt ein Gleichphasen-Signal auf der Leitung 120 und ein Quadratur-Signal aus der Leitung 122. Der Gleichphasen-Kanalausgang auf der Leitung 120 wird einem Analog-zu-Digital-Wandler 124 eingegeben. In ähnlicher Weise wird der Quadraturkanal-Ausgang auf der Leitung 122 einem anderen Analog-zu-Digital-Wandler 126 eingegeben. Rückkopplungssignale auf den Leitungen 120 und 122 werden verwendet, um die automatische Verstärkungssteuerschaltung 116 zu steuern. Das Signal auf der Leitung 120 schließt das analoge AM Signal ein, welches, mit dem Block 140 dargestellt, herausgetrennt und an eine Ausgangsstufe 142 und danach an einen Lautsprecher 144 oder eine andere Ausgabeeinrichtung übergeben wird.
Ein optionales Hochpassfilter 146 kann verwendet werden, um die Gleichphasen-Komponenten auf der Leitung 128 zu filtern, um die Energie des analogen AM Signals zu beseitigen und ein gefiltertes Signal auf der Leitung 148 bereitzustellen. Wenn das Hochpassfilter nicht verwendet wird, ist das Signal auf der Leitung 148 das gleiche wie dasjenige auf der Leitung 128. Ein Demodulator 150 empfängt die digitalen Signale auf den Leitungen 148 und 130 und erzeugt Ausgangssignale auf den Leitungen 154. Diese Ausgangssignale werden an einen Entzerrer 156 und an ein Datenratenfilter und Datendecoder 158 übergeben. Um höhere Signal-zu-Rausch-Verhältnisse (FFR) mit komplementären Träger zu erhalten werden die FFT Ausgänge für Paare von komplementären Trägem kombiniert. Der Ausgang des Datendecoders wird an eine Entschachtelungsschaltung und an einen Vorwärtsfehlerkorrektur-Decoder 164 gesendet, um eine Datenintegrität zu verbessern. Der Ausgang der Entschachteler/Vorwärtsfehlerkorrekturschaltung wird an einen Quellendecoder 166 übergeben. Der Ausgang des Quellendecoders wird durch die Schaltung 168 verzögert, um eine Kompensation für die Verzögerung des analogen Signals an dem Sender bereitzustellen und um an dem Empfänger analoge und digitale Signale auszurichten. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 168 wird durch einen Digital-zu-Analog-Wandler 160 in ein analoges Signal umgewandelt, um auf 162 ein Signal zu erzeugen, welches an die Ausgangsstufe 142 geht.
3 ist ein Funktionsblockdiagramm, welches den Betrieb eines Demodulators 150 und eines adaptiven Entzerrers 156 in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung darstellt. Sowohl Gleichphasen-(I) als auch Quadratur-(Q)-Signale werden auf den Leitungen 148 und 130 als Eingänge zu einer Fensterbildungs- und Schutzintervall-Entfernungsschaltung bereitgestellt. Diese Signale können durch Verwendung von Abwärtswanderelementen, ähnlich wie diejenigen, die in 2 gezeigt sind, bereitgestellt werden. Das Fenster sollte so angewendet werden, dass die digitalen Träger orthogonal bleiben oder wenigstens der Mangel einer Orthogonalität unter den digitalen Trägern ausreichend klein ist, sodass er sich nicht auf das Systemverhalten auswirkt. Ein Verfahren zum Anwenden eines Fensters, welches eine Orthogonalität zwischen den Trägern beibehält, ist entwickelt worden. In einer spezifischen Implementierung des Verfahrens wird ein Wurzel-angehobenes Cosinusfenster an dem Sender und dem Empfänger angewendet. Für dieses Fenster tritt in einem Baud auf den ersten und letzten sieben Abtastwerten der 135 Abtastwerte die Verjüngung auf. Nachdem das Fenster an dem Empfänger angewendet worden ist, werden die letzten sieben Abtastwerte zu den ersten sieben Abtastwerten addiert, wobei der 129-te Abtastwert zu dem ersten Abtastwert addiert wird, der 130-te Abtastwert zu dem zweiten Abtastwert addiert wird, und dieses Muster fortgesetzt wird, wobei der 135-te Abtastwert zu dem siebten Abtastwert hinzugefügt wird. Die sich ergebenden 128 Punkte werden einer FFT eingegeben. In einigen Fällen kann es vorteilhaft sein die Fensterbildungs- und Schutzwand-Entfernungsoperationen vor der Verarbeitung durch das Hochpassfilter 146 auszuführen. Die Ausgänge von der Fensterbildungs- und Schutzintervall-Entfernungsschaltung 151 werden der FFT 153 eingegeben. Der Ausgang der FFT wird über die Leitungen 154 dem Koefffizientenmultiplizierer 157 eingegeben. Der Koeffizientenmultiplizierer arbeitet mit den Frequenzdomänendaten und stellt die Größe und Phase von jedem OFDM Träger ein, um den Effekten von Kanalstörungen, Sender- und Empfänger-Filtern, den Sende- und Empfangs-Antennen, und anderen Faktoren und einer anderen Verarbeitung, die die Größe und die Phase des Signals beeinflussen, entgegen zu wirken. An den Ausgängen 174 und 176 des Koeffizientenmultiplizierers wird die Information für Paare der komplementären Träger kombiniert, wie mit dem Block 178 dargestellt. Insbesondere kann dies dadurch erreicht werden, dass der Durchschnittswert der Frequenzdomänendaten für jedes Paar von komplementären Trägern genommen wird, wobei die negative Konjugierte der Frequenzdomänendaten für einen der Träger verwendet wird. Eine Kombination der komplementären Trägerinformation in dieser Weise führt zu erhöhten Signal-zu-Rausch-Verhältnissen für die komplementären Träger. Diese kombinierte Information für die komplementären Träger, sowie die Koeffizientenmultipliziererausgänge auf den Leitungen 180 und 182 für die nicht-komplementären Träger wird einem Prozessor 184 eingegeben, der bestimmt, welcher der Frequenzdomänen-Konstellationspunkte gesendet wurde. Diese Entscheidungen, zusammen mit den vor-entzerrten Konstellationspunkten und den vorangehenden Werten der Entzerrerkoeffizienten werden verwendet, um die Entzerrerkoeffizienten zu aktualisieren, wie mit dem Block 186 dargestellt. Der Block 186 kann einen bekannten Algorithmus verwenden, wie die kleinsten Fehlerquadrate (Least Mean Squares; LMS) oder die rekursiven kleinsten Fehlerquadrate (Recursive Least Squares; RLS), um die Entzerrerkoeffizienten zu aktualisieren. Der Ausgang des Entzerrers 156 der 2 kann aus mit der Kombination der Ausgänge auf den Leitungen 174, 176, 180 und 182 bestehen, oder er kann aus dem Ausgang der Symbolentscheidungs-Verarbeitung 185 bestehen, wobei Leitungen 185 Entscheidungen für die komplementären und nicht-komplementären Träger enthalten. Der verwendete Ausgang hängt von dem Typ von Daten, die für eine weitere Verarbeitung benötigt werden, ab, was insbesondere von dem Typ von FEC abhängen kann, das in dem System verwendet wird.
Das Patent mit der Nummer 5,559,830, welches am 24. September 1996 erteilt wurde, beschreibt einen Betriebsmodus für einen Entzerrer mit einem Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus. Die vorliegende Erfindung verbessert den Betrieb des Entzerrer- und Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus durch Berücksichtigung der Effekte, die auftreten, wenn die Entzerrerkoeffizienten eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum haben sollten.
Wenn der Gleichphasen-Eingang zu der FFT hochpass-gefiltert ist, um das analoge Signal zu beseitigen, weist der Ausgang der FFT, der dem Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus eingegeben wird, gewisse Symmetrieeigenschaften auf. Da insbesondere der Gleichphasen-Teil der FFT eine nahezu Null-Energie für die komplementären Träger aufweist, würde der Ausgang der FFT eine nahezu anti-hermitische Symmetrie für die komplementären Träger aufweisen. Der Ausgang des Symbolentscheidungsprozessors für die komplementären Träger wird die gleiche Eigenschaft aufweisen. Da diese zwei anti-hermitischen Signale als Eingang zu der Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsroutine dienen, werden die Entzerrerkoeffizienten so eingeschränkt, dass sie eine Größenantwort, die um die Mittenfrequenz der FFT herum symmetrisch ist, und eine Phasenantwort, die um diese Mittenfrequenz antisymmetrisch ist, aufweisen. Deshalb werden die Entzerrerkoeffizienten nicht auf die geeigneten Werte konvergieren, wenn die Entzerrerkoeffizienten um die Mitte der FFT herum eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase aufweisen sollten. 4 zeigt ein Beispiel dieser Situation. Für den in 4 gezeigten Fall wird angenommen, dass die Kanalgrößenantwort um die Mittenfrequenz der FFT herum nicht symmetrisch ist. 4 zeigt tatsächlich die Invertierung der Kanalantwort 188, weil dies die gewünschte Antwort für den Entzerrer ist. Die Antwort 190, die von der Entzerrergröße erhalten werden würde, ist ebenfalls in 4 gezeigt. Zur Übersichtlichkeit ist die dargestellte Entzerrerantwort geringfügig nach oben versetzt, sodass sie von der inversen Kanalantwort unterschieden werden kann. Es sei darauf hingewiesen, dass die Antwort der inversen Kanalantwort in den Bereichen 192 und 194 der nicht-komplementären Träger folgt. Jedoch ist die Entzerrerantwort in dem Bereich 196 der komplementären Träger nicht richtig, weil sie dazu gezwungen wird eine symmetrische Größenantwort in diesem spektralen Bereich aufzuweisen.
Wenn das Hochpassfilter nicht auf dem Gleichphasen-Signal verwendet wird, um das analoge Signal vor der FFT zu beseitigen, könnte der FFT Ausgang von den nicht-komplementären Trägern als Folge des Lecks des analogen Signals in die nicht-komplementären Träger, die zu der analogen AM Trägerfrequenz am nächsten sind, hinein rauschbehaftet sein. Wenn die Entzerrerkoeffizienten zusätzlich eine symmetrische Größe und antisymmetrische Phase um den analogen AM Träger herum aufweisen sollten, führt der Mangel eines Hochpassfilters zu rauschbehafteteren Abschätzungen der Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger im Vergleich mit dem Fall, bei dem ein Hochpassfilter verwendet wird. Wenn die Entzerrerkoeffizienten ferner eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase um die analoge AM Trägerfrequenz aufweisen sollten, wird eine Abschätzung der Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger schwierig, weil das analoge Signal und die komplementären Träger nicht mehr in die Gleichphasen- bzw. Quadraturphasen-Komponenten aufgetrennt werden. Eine Langzeitmittelung könnte verwendet werden, um die geeigneten Entzerrerkoeffizienten für statische Phänomene zu ermitteln, die erfordern, dass die Entzerrerkoeffizienten eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum aufweisen. Jedoch weisen Kanalstörungen häufig eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum auf. Diese Störungen sind der Art nach transient und treten zu schnell auf, um durch eine Langzeitmittelung korrigiert zu werden.
Deshalb werden die Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger, unabhängig davon, ob ein Hochpassfilter zum Beseitigen des analogen Signals verwendet wird oder nicht, nicht nützlich sein, wenn die idealen Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger eine nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum aufweisen sollen.
Eine Interpolation der Entzerrerkoeffizienten um den komplementären Bereich herum kann verwendet werden, um diesen Nachteil zu beseitigen. Wenn die Steuerschleifen des Empfängers, wie die automatische Verstärkungssteuerung (AGC), die Träger-Nachverfolgung, und die Symbol-Nachverfolgung auf den geeigneten Werten sind, sollte die Mittenfrequenz der FFT auf einer bekannten konstanten Größe und Phase sein. Deshalb kann die Information von den spektralen Beriechen 192 und 194 außerhalb des komplementären Trägerbereichs 196 verwendet werden, um die geeigneten Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger zu interpolieren und abzuschätzen. Unter Bezugnahme auf 3 wird die Verarbeitung, wenn eine Interpolation verwendet wird, in der folgenden Weise implementiert. Der Koeffizientenmultiplizierer 157 gibt die entzerrten Signale für die nicht-komplementären Träger auf den Leitungen 180 und 182 und entzerrt das Signal für die komplementären Träger auf den Leitungen 174 und 176 aus. Der Symbolentscheidungsprozessor 184 gibt Entscheidungen für nur die nicht-komplementären Träger auf den Leitungen 187 aus, im Gegensatz zu dem Fall, bei dem eine Interpolation nicht verwendet wird und Leitungen 187 die Entscheidungen für die komplementären Träger einschließen. Die Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsschaltung 186 aktualisiert die Koeffizienten für die nicht-komplementären Träger. Dann werden die Koeffizienten für die komplementären Träger durch Interpolation unter Verwendung des bekannten Werts an der Mitte des Kanals und der Werte der Koeffizienten für die nicht-komplementären Träger aktualisiert. 5 zeigt ein Beispiel, bei dem eine lineare Interpolation verwendet wird, um die Entzerrerkoeffizienten über die Mitte des Kanals zu bestimmen. Wie ersichtlich ist, wenn die Kanalantwort 198 relativ glatt ist, sind die interpolierten Entzerrerkoeffizienten nahe zu den idealen Werten und die Entzerrergrößenantwort 200 folgt eng der inversen Kanalgrößenantwort.
Mehrere Variationen der Interpolation sind möglich. Zum Beispiel könnte der Wert des Entzerrerkoeffizienten für die ersten OFDM Träger außerhalb des komplementären Bereichs verwendet werden, um aus deren Werten linear auf den Wert an der Mitte des Kanals zu interpolieren. Es ist festgestellt worden, dass eine lineare Interpolation in der großen Mehrheit von Fällen, bei denen das Signal in dem kommerziellen AM Aussendeband (530 kHz bis 1710 kHz) ist und die Breite des komplementären Bereichs kleiner als 10 kHz ist, zufriedenstellend ist. Als eine Alternative kann es wünschenswert sein nicht-komplementäre Träger zu verwenden, die von der Mitte des Kanals weiter weg sind, wenn der nicht-komplementäre Träger oder die nicht-komplementären Träger, die am nächsten zu dem Bereich mit komplementären Trägern ist/sind, durch Filter wie das Hochpassfilter beeinflusst wird/werden, welches verwendet wird, um das analoge Signal von dem Gleichphasen-Abschnitt des empfangenen Signals zu beseitigen. Ferner könnte Information von vielen der nicht-komplementären Trägern in dem Interpolationsprozess verwendet werden. Andere Interpolationsalgorithmen als lineare könnten verwendet werden. Einige der altbekannten Interpolationsalgorithmen umfassen eine kubische Spline Interpolation, eine Polynom-Interpolation, eine FFT gestützte Interpolation, und eine exponentielle oder logarithmische Kurvenanpassung. Die nicht-komplementären Entzerrerkoeffizienten, die für die Interpolation verwendet werden und die komplementären Entzerrerkoeffizienten, die aus der Interpolation erhalten werden, können über der Zeit gemittelt werden, um den Effekt von Rauschen zu verringern. Eine Glättung über der Frequenz kann ebenfalls verwendet werden, um die Effekte von Rauschen zu verringern. Anstelle einer Interpolation der linearen Größe der Koeffizienten kann eine Interpolation auf einer Log-Größenskala vorteilhaft sein. Alternativ kann es anstelle einer Interpolation der Größe und Phase der Entzerrerkoeffizienten auch wünschenswert sein die entsprechenden realen und imaginären Komponenten der Koeffizienten (oder kartesische Koordinaten) zu interpolieren, die verwendet werden können, um die Entzerrerkoeffizienten darzustellen.
Diese Erfindung stellt ein System zum adaptiven Entzerren eines amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Audioaussendesignals bereit. In der voranstehenden Beschreibung sind bestimmte bevorzugte Praktiken und Ausführungsformen dieser Erfindung aufgeführt worden. Jedoch sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung innerhalb des Umfangs der folgenden Ansprüche anders umgesetzt werden kann.

Claims

Verfahren zum Entzerren eines Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals, das ein Amplituden-moduliertes Funkfrequenzsignal einschließt, das ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wobei das Amplituden-modulierte Funkfrequenzsignal (10) einen ersten Träger, der von einem analogen Programmsignal moduliert wird, eine Vielzahl von digital modulierten Trägersignalen, die innerhalb einer Bandbreite positioniert sind, die das erste Frequenzspektrum umfasst, wobei eine erste Gruppe der digital modulierten Trägersignale komplementäre Signale einschließt und innerhalb des ersten Frequenzspektrums (14) liegt, und zweite und dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale, die nicht-komplementäre Signale einschließen und außerhalb des ersten Frequenzspektrums liegen, aufweist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines ersten Signals, welches Gleichphasen-Komponenten des Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; Erzeugen eines zweites Signals, welches Quadraturphasen-Komponenten des Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; Verwenden der ersten und zweiten Signale als die realen und imaginären Eingänge, um die Schnelle-Fourier-Transformation der ersten und zweiten Signale zu nehmen, um eine Vielzahl von transformierten Signalen zu erzeugen, die Frequenzdomänendaten darstellen; und Verarbeiten der Vielzahl von transformierten Signalen durch Multiplizieren der Vielzahl von transformierten Signalen mit einem Entzerrungsvektor, wobei der Entzenungsvektor eine Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten umfasst; gekennzeichnet durch den folgenden Schritt: Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten, die für die komplementären Signale verwendet werden, durch Interpolation unter Verwendung von Koeffizienten des Vektors für die nicht-komplementären Signale.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten des Vektors für die nicht-komplementären Signale unter Verwendung von einer der folgenden interpoliert werden: eine lineare Interpolation, eine kubische Spline-Interpolation, eine polynomische Interpolation, eine Interpolation auf Grundlage einer Schnellen-Fourier-Transformation, oder eine logarithmische Kurvenanpassung.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation über die Zeit gemittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation zu linearen Änderungen an der Größe und Phase der Koeffizienten als eine Funktion der Frequenz führt.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation zu logarithmischen Änderungen an der Größe der Koeffizienten führt.
Vorrichtung (156) zum Entzerren eines Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals, das ein Amplituden-moduliertes Funkfrequenzsignal (10) einschließt, das ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wobei das Amplituden-modulierte Funkfrequenzsignal einen ersten Träger, der von einem analogen Programmsignal moduliert wird, eine Vielzahl von digital modulierten Trägersignalen, die innerhalb einer Bandbreite (14) positioniert sind, die das erste Frequenzspektrum umfasst, wobei eine erste Gruppe der digital modulierten Trägersignale komplementäre Signale einschließt und innerhalb des ersten Frequenzspektrums liegt, und zweite und dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale, die nicht-komplementäre Signale einschließen und außerhalb des ersten Frequenzspektrums liegen, aufweist, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Einrichtung (118) zum Erzeugen eines ersten Signals, welches Gleichphasen-Komponenten des Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; eine Einrichtung (118) zum Erzeugen eines zweiten Signals, welches Quadraturphasen-Komponenten des Amplituden-modulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals darstellt; eine Einrichtung (150) zum Verwenden der ersten und zweiten Signale als die realen und imaginären Eingänge, um die Schnelle-Fourier-Transformation der ersten und zweiten Signale zu nehmen, um eine Vielzahl von transformierten Signalen zu erzeugen, die Frequenzdomänendaten darstellen; und eine Einrichtung (156) zum Verarbeiten der Vielzahl von transformierten Signalen durch Multiplizieren der Vielzahl von transformierten Signalen mit einem Entzerrungsvektor, wobei der Entzenungsvektor eine Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten umfasst; gekennzeichnet durch: eine Einrichtung (186) zum Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten, die für die komplementären Signale verwendet werden, durch Interpolieren von Koeffizienten des Vektors für die nicht-komplementären Signale.
Vorrichtung nach Anspruch 6, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten des Vektors für die nicht-komplementären Signale unter Verwendung von einer der folgenden interpoliert werden: eine lineare Interpolation, eine kubische Spline-Interpolation, eine polynomische Interpolation, eine Interpolation auf Grundlage einer Schnellen-Fourier-Transformation, oder eine logarithmische Kurvenanpassung.
Vorrichtung nach Anspruch 6, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation über der Zeit gemittelt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 6, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation zu linearen Änderungen an der Größe und Phase der Koeffizienten als eine Funktion der Frequenz führt.
Vorrichtung nach Anspruch 6, ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Interpolation zu logarithmischen Änderungen an der Größe der Koeffizienten führt.