DE69932529T2

DE69932529T2 - Ntsc-interferenzunterdrückungsfilter

Info

Publication number: DE69932529T2
Application number: DE69932529T
Authority: DE
Inventors: Tian-Min Laguna Niguel LIU; Kun Loke Laguna Niguel TAN; T. Steven Irvine JAFFE; A. Robert Ann Arbor HAWLEY
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 1998-11-03
Filing date: 1999-11-03
Publication date: 2007-03-08
Anticipated expiration: 2019-11-04
Also published as: EP1127456B1; US6344871B1; AU1606300A; US6727936B2; ATE334555T1; US6219088B1; US20020039151A1; DE69932529D1; EP1127456A1; US7161613B2; US20040196361A1; WO2000027110A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft allgemein Systeme und Verfahren zur Fernsehsignalübertragung sowie insbesondere ein System und ein Verfahren zum Eliminieren der Effekte von NTSC-Analog-Fernsehsignal-Interferenzkomponenten von Signalen beim Digital Advanced Television (DATV), wenn beide gleichzeitig in dem gleichen Frequenzband übertragen werden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die letzten Jahre haben die Etablierung eines Standards für die Übertragung von Signalen bei hochauflösendem Fernsehen (HDTV) bestätigt, und zwar sowohl über Kabel als auch über terrestrische Übermittlung innerhalb der Vereinigten Staaten. Obwohl es eine deutlich verbesserte Bildschirmauflösung liefert, ist terrestrische Übermittlung von HDTV-Signalen etwas problematisch, und zwar wegen der nahezu universellen installierten Basis von herkömmlichem NTSC-Rundfunk und insbesondere der Empfangseinrichtungen. Das vorliegende System ermöglicht die simultane Übertragung (Simulcast Broadcasting) von HDTV-Signalen und herkömmlichen analogen NTSC-Fernsehsignalen, um hochauflösendes Fernsehen zu ermöglichen, ohne die installierte Basis von NTSC-Empfängern überflüssig zu machen. Im Grundsatz wird Programmmaterial in zwei verschiedenen Formaten (NTSC und HDTV) kodiert und gleichzeitig über zugehörige 6 MHz-Übertragungskanäle übermittelt. Zuschauer mit herkömmlichen NTSC-Geräten sind in der Lage, NTSC-Programme zu empfangen und anzuschauen, indem der geeignete NTSC-Kanal eingestellt wird, wohingegen Zuschauer, die mit HDTV-Geräten ausgestattet sind, in der Lage sind, ein HDTV-Programm zu empfangen, indem ihr Empfänger auf den geeigneten HDTV-Kanal eingestellt wird. Obwohl im Grundsatz sehr einfach, führt die gleichzeitige Übermittlung von NTSC- und HDTV-Signalen oft dazu, dass charakteristische Bereiche von einem NTSC-Signal mit HDTV-Signalen in benachbarten Kanälen oder mit Gleichkanal-HDTV-Signalen interferieren, was zu einer Verschlechterung des HDTV-Signals führt.
Die Ursache dieser Form von Signalverschlechterung ist dem Fachmann für hochauflösende Fernsehübertragungssysteme allgemein bekannt und wird üblicherweise als NTSC-Gleichkanal-Interferenz bezeichnet. In der Technik wurden verschiedene Maßnahmen vorgeschlagen, um NTSC-Gleichkanal-Interferenz in derzeitigen HDTV-Übertragungsverfahren zu reduzieren, und zwar insbesondere hinsichtlich Restseitenband (VSB) HDTV-Übertragungen, die die Basis des HDTV-Standards in den Vereinigten Staaten bilden. Einige von diesen herkömmlichen NTSC-Interferenz-Unterdrückungseinrichtungen sind in ATSC Standard A/53 (1995) ATSC Digital Television Standard zusammengefasst. In Kurzform, die Interferenz-Unterdrückungseigenschaften eines herkömmlichen HDTV-Systems basieren auf der Frequenzposition der Hauptkomponenten des NTSC-Gleichkanal-Interferenzsignals in dem 6 MHz-Fernsehkanal.
1 zeigt ein typisches 6 MHz-Kanalspektrum, das im Basisband in der Frequenzdomäne dargestellt wird (d.h. symmetrisch um DC), und ist in seiner charakteristischen angehobene Kosinusform 10 mit Nyquist-Bandkanten dargestellt. Die NTSC-Gleichkanal-Interferenz wird allgemein als durch die drei Hauptträgerkomponenten eines NTSC-Signals verursacht angesehen; der Videoträger (auch bezeichnet als der Luma- oder Luminanz-Träger), der Farb-Hilfsträger (auch bezeichnet als der Chroma- oder Chrominanz-Hilfsträger), und der Audio-Träger (auch als der akustische Träger bezeichnet). In dem darstellenden Kanalspektrum-Diagramm von 1 sind die Positionen und die entsprechenden Amplituden der drei wesentlichen NTSC-Komponenten mit dem Video-Träger gezeigt, bezeichnet als V, angeordnet bei etwa 1,25 MHz von der unteren Kanalbandkante. Der Farb-Hilfsträger C befindet sich etwa 3,58 MHz über der Video-Trägerfrequenz, und der Audio-Träger A befindet sich etwa 4,5 MHz über der Video-Trägerfrequenz (d.h. etwa 0,25 MHz entfernt von der oberen Kanalbandkante). Wie in der Figur dargestellt und wie allgemein in der Technik bekannt, ist die NTSC-Trägerkomponenteninterferenz von besonderer Bedeutung, und zwar in Folge der relativ großen Amplituden des Video-Trägers V und des Farb-Hilfsträgers C, die die NTSC-Übertragung charakterisieren. Obwohl der Audio-Träger A mit einer relativ kleineren Amplitude dargestellt ist, trägt er trotzdem zu einer signifikanten Interferenzcharakteristik bei. Es wird daher verstanden, dass die NTSC-Gleichkanal-Interferenzunterdrückung ein wichtiger Punkt bei der Konstruktion von HDTV-Empfangsgeräten ist. Die Träger- und Hilfsträger-Komponenten von einem interferierenden NTSC-Signal müssen aus einem HDTV-Kanal entfernt werden, um die verbesserte Qualität von einem HDTV-Signal zu gewährleisten.
Ein herkömmlicher Lösungsansatz zur Unterdrückung von NTSC-Gleichkanal-Interferenz basiert auf der Frequenzposition von den Hauptkomponenten des NTSC-Gleichkanal-Interferenzsignals in dem 6 MHz-HDTV-Kanal und den periodischen Nullen von einem herkömmlichen Zwölf-Symbol, Vorwärtsfilter, Subtraktionsfilter, Basisband-Comb-Filter, die üblicherweise in dem Demodulationspfad von einem typischen VSB-Empfänger gemäß Stand der Technik angeordnet sind.
Ein solcher herkömmlicher Basisband-Comb-Filter ist in Form eines semi-schematischen Blockdiagramms in 2 dargestellt und beinhaltet praktischerweise ein lineares Vorwärtsfilter, allgemein mit 12 bezeichnet ist, das mit einer Vorwärts-Verzögerungsstufe 13 dargestellt werden kann, um eine invertierte, verzögerte Eingangskomponente zu einem Komposit-Addierer 14 zu leiten. Solche Comb-Filter sind dem Fachmann allgemein bekannt, und dessen Komponententeile und Funktionsprinzipien müssen hier nicht weiter erläutert werden. Es reicht aus anzumerken, dass die Verzögerungsstufe 13 so konstruiert ist, dass das Filter ein Ausgangsspektrum mit periodischen spektralen Nullen hat, die mit etwa 57 × f_H (896,85 kHz) voneinander beabstandet sind, wobei f_H gleich der horizontalen NTSC-Zeilenrate ist. Daher, wie in 3 gezeigt, gibt es sieben periodische Nullen, die in dem 6 MHz-Kanalband auftreten, wobei die NTSC-Video-Trägerfrequenz V etwa 2,1 kHz unter der zweiten Null des Comb-Filters fällt, der Farb-Hilfsträger C nahe der sechsten Null fällt und der Audio-Träger A etwa 13,6 kHz über der siebten Null fällt.
Obwohl das Comb-Filter (12 in 2) allgemein durch die Fernseh-Sende- und Empfangsindustrie übernommen wurde, leidet es unter einigen signifikanten Nachteilen, die seine universelle Anwendung problematisch machen. Obwohl eine Unterdrückung von Dauerzustandssignalen erreicht wird, die sich bei den Null-Frequenzen befinden, wird lediglich der NTSC-Farb-Hilfsträger C korrekt in der Mitte der sechsten Null-Frequenz des Filters platziert. Die Video- und Audio-Träger V und A liegen bei Frequenzen, die bezüglich ihrer zugehörigen Filter-Null-Positionen versetzt sind. Dadurch wird verhindert, dass die NTSC Video- und Audio-Trägersignale durch das Filter vollständig beseitigt werden. Zusätzlich zu der unvollständigen Unterdrückung der NTSC-Interferenzkomponenten hat das Filter außerdem den Effekt, dass Datensignale modifiziert werden, die an der Position der periodischen Nullen durch den 6 MHz-HDTV-Kanal auftreten. Obwohl das modifizierte Datensignal rückgewonnen und durch einen Trellis-Dekodierer halbwegs korrekt dekodiert werden kann, wird die Komplexität von einem solchen Dekodierer wesentlich erhöht, und zwar insbesondere dann, wenn erkannt wird, dass die Anzahl von Scheibenebenen, die die Entscheidungsschleife beinhalten, notwendigerweise von 8 auf 15 erhöht werden muss (eine Folge des Teilantwortprozesses, durch den das System charakterisiert ist).
Außerdem können die Effekte von Kanalbandrauschen durch das Filter wesentlich erhöht werden. Dies führt teilweise zur Reproduktion von Rauschen, das auf der Eingangsleitung in der Verzögerungsstufe 13 des Filters erscheint, so dass die Filterausgabe eine Akkumulation von einer Rauschkomponente durch die Verzögerungsstufe 13 und einer Rauschkomponente enthält, die in dem ursprünglichen Signal enthalten ist. Wie vorstehend erwähnt, ist das konventionelle Comb-Filter allgemein wirksam bei der Unterdrückung von Dauerzustands-Signalkomponenten. Die häufigsten Formen von Rauschen sind jedoch zufällig hinsichtlich Frequenz, Phase und Amplitude. Einige Situationen entstehen notwendigerweise dann, wenn die Rauschkomponenten additiv sind, und das resultierende Rauschprodukt kann auf signifikante Weise mit gewünschten Signalen interferieren, wodurch die Qualität des HDTV-Signals wesentlich verschlechtert wird.
Die WO-A-98 24189 beschreibt ein selektives Filter mit einer Zeitfrequenztransformationseinheit, die auf Abtastungen von einem zu filternden Eingangssignals anspricht, um eine Vielzahl von Frequenzkomponenten des Signals zu erzeugen, eine Identifikationseinheit, um einen Ausgang zu erzeugen, der eine maximale Energie einer der Frequenzkomponenten identifiziert, und ein Filter zum Filtern des Eingangssignals, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, wobei das Filter auf den Ausgang der Identifikationseinheit anspricht, um ein Durchlass- oder Sperrband bereitzustellen, das mit der identifizierten Frequenzkomponente in Beziehung steht, und zwar in einer größeren Bandbreite des Eingangssignals. Gemäß der WO-A-98 24189 werden komplexe Signalabtastungen des Eingangssignals über einen Frequenz-Abwärtsschieber zu einem digitalen Filter und einer Zeitfrequenztransformationseinheit geleitet, die eine Vielzahl von Frequenzkomponenten erzeugt, die jeweils mit einem zugehörigen Frequenzband in einer Bandbreite des Eingangssignals in Beziehung stehen. Die Frequenzkomponente mit der maximalen momentanen Energie wird bestimmt, um die Abwärtsverschiebungsfrequenz für das zugehörige zu filternde Frequenzband zu bestimmen und um eine komplementäre Aufwärtsverschiebung zu bestimmen, die auf das digitale Filter folgt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Die US-A-5 572 249 betrifft ein optimales kausales monisches NTSC-Unterdrückungsfilter zur Verwendung bei einem ATV-Empfänger, der ausgestaltet ist, um die Interferenz optimal zu verarbeiten, die durch ein NTSC-Gleichkanalsignal verursacht wird, während die Rauschverstärkung auf einem gewünscht niedrigen Wert gehalten wird. Dies bedeutet insbesondere, es wird ein Filter erreicht, das die beste NTSC-Unterdrückungsfähigkeit für eine gegebene Rauschverstärkung gibt.
Die US-A-5 574 496 beschreibt eine Technik zur Verbesserung der Robustheit von einem ATV-Übertragungssystem bei Vorhandensein von NTSC- oder ATV-Gleichkanal-Interferenz, mit dem Positionieren des ATV-Signals relativ zu dem Gleichkanal-NTSC/ATV-Signal, um Interferenz in dem ATV-Empfänger zu reduzieren. Die Positionsbeziehung zwischen den NTSC- und ATV-Signalen wird so ausgewählt, dass die demodulierte Frequenz F_V – f_p, wobei f_V die Frequenz des visuellen NTSC-Trägers und f_p die Frequenz von dem ATV-Pilot ist, nahe einem ersten Spalt des NTSC-Unterdrückungsfilters lokalisiert wird.
In der Technik bezüglich eines HDTV-Übertragungs- und Empfangssystems verbleibt folglich die Forderung nach einem effektiveren System und Verfahren zum Reduzieren der Effekte von NTSC-Gleichkanal-Interferenz. Ein solches System sollte in der Lage sein, störende NTSC-Trägerkomponentensignale selektiv und genau zu entfernen, ohne einen wesentlichen Effekt auf den Rest des Kanalspektrums zu haben (d.h. auf für den Benutzer signifikante Daten). Außerdem sollte das System in der Lage sein, Eingangskanaldaten zu verarbeiten und unerwünschte Interferenzkomponenten zu entfernen, ohne Fremdrauschen zu erzeugen und ohne den Kanal zu verzerren, wodurch die ursprüngliche einfache Ausgestaltung des Demodulatorblocks beibehalten wird.
Dies wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1 erreicht. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, das das Entfernen von unerwünschten Signalkomponenten, wie zum Beispiel NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten, aus zusammengesetzten Kanalinformation ermöglicht, ohne Fremdrauschen zu erzeugen und ohne irgendeine der verbliebenen Signalkomponenten des Kanals zu stören.
Gemäß einem speziellen Aspekt der Erfindung ist ein elektronisches programmierbares Filter konfiguriert, um selektiv NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten aus einem zusammengesetzten Eingangssignal zu entfernen, das einen HDTV-Kanal darstellt. Die Kanalinformation wurde auf das Basisband demoduliert, bevor es dem Filtereingang zugeführt wird. Das programmierbare Filter enthält geeigneter weise zumindest einen programmierbaren digitalen Frequenzsynthesizer, der ein Signal definiert, das mit einer bestimmten charakteristischen Frequenz oszilliert, die einer Frequenzcharakteristik von einer NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponente entspricht, deren Entfernung gewünscht ist. Das Frequenzsignal von dem digitalen Frequenzsynthesizer wird mit der Eingangskanalinformation in einem komplexen Mischer kombiniert, wodurch das Kanalspektrum um einen Betrag verschoben wird, der dem synthetisierten Frequenzsignal gleich ist, wodurch die NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponente in einem Bereich positioniert wird, der symmetrisch um DC ist. Eine DC-Beseitigungsschaltung entfernt ein schmales Band von Frequenzen um DC, wodurch folglich die NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponente aus dem Kanalspektrum entfernt wird.
Nach der DC-Entfernung wird das Kanalspektrum anschließend zurück in seine ursprüngliche Basisband-Darstellung verschoben (nach oben konvertiert), indem das verschobene Spektrum mit einem zusätzlichen Frequenzsignal kombiniert wird, das durch einen zusätzlichen digitalen Frequenzsynthesizer erzeugt wird.
Der digitale Frequenzsynthesizer ist programmierbar, so dass bestimmte Verschiebungsfrequenzen durch einen Benutzer definiert und der Synthesizer-Schaltung über ein intelligentes Signal mitgeteilt werden; der digitale Frequenzsynthesizer erzeugt auf korrekte Weise ein Frequenzsignal, das bei der vom Benutzer geforderten Frequenz oszilliert.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält das programmierbare Filter eine Mehrzahl an Filterblöcken, wobei jeder Filterblock konfiguriert ist, um ein Eingangsspektrum um einen charakteristischen Frequenzbetrag zu verschieben und um dann die Frequenzkomponenten in einem schmalen Band um DC zu beseitigen. Jeder Frequenzblock enthält außerdem einen digitalen Frequenzsynthesizer, der arbeitet, um ein charakteristisches Frequenzsignal zu erzeugen, wobei jedes Frequenzsignal einer Verlagerungsmetrik der verschiedenen NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten entspricht. Das Filter arbeitet, um das Eingangsspektrum um eine erste charakteristische Frequenz zu verschieben, wodurch eine erste NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponente zu DC verschoben wird, die DC-Komponente beseitigt wird und dann das resultierende Spektrum entsprechend einer zweiten charakteristischen Frequenz verschoben wird, die durch einen zweiten digitalen Frequenzsynthesizer synthetisiert wird, um dadurch das Spektrum so zu verschieben, dass eine zweite NTSC- Gleichkanal-Interferenzkomponente bei DC angeordnet ist. Diese zweite Komponente wird durch einen zweiten DC-Beseitigungsschaltung entfernt, und der Prozess wird, falls erforderlich, für zusätzliche Interferenzkomponenten wiederholt, die in dem Eingangsspektrum bei definierbaren Frequenzen vorhanden sind.
Nach Beseitigung von allen unerwünschten Interferenzkomponenten kann das Eingangsspektrum auf das Basisband zurückgeführt werden, und zwar durch ein weiteres Filterelement, das funktional auf einen weiteren Frequenzsynthesizer anspricht, der ein Frequenzsignal mit einer charakteristischen Frequenz erzeugt, die der algebraischen Summe von allen zuvor verschobenen Frequenzen entspricht.
Insbesondere kann in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung jeder Frequenzsynthesizer eine sinusförmige Wellenform ausgeben, die sowohl Gleichphasen- als auch Quadraturphasenkomponenten aufweist, wobei die sinusförmige Wellenform mit der charakteristischen Frequenz ω oszilliert. Außerdem kann jeder zugehörige der DC-Beseitigungsschaltungen einstellbar sein, um eine Beseitigungsbandbreite von etwa 5 Hz bis etwa 2 kHz darzustellen. Gemäß diesem Aspekt der Erfindung erlaubt es der modulare Aufbau des programmierbaren Filters, dass Filterelemente hinzugefügt oder entfernt werden können, je nach Bedarf, um so das Filter zu konfigurieren, um irgendeine Anzahl von Interferenzkomponenten aus einem Frequenzband zu entfernen, unabhängig wie sie eingefügt wurden, solange die charakteristischen Frequenzen der Interferenzkomponenten mit ausreichender Präzision erfasst werden können.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und weitere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden vollständiger verstanden, wenn sie hinsichtlich der nachfolgenden detaillierten Beschreibung, der beigefügten Ansprüchen und der anliegenden Zeichnungen betrachtet werden, in denen:
1 eine semi-schematische Darstellung von einem herkömmlichen Kanalspektrum ist, dargestellt in der Frequenzdomäne und im Basisband, die die Positionen und die relativen Amplituden der NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten gemäß Stand der Technik zeigen;
2 ein semi-schematisches Blockdiagramm von einem NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter gemäß Stand der Technik ist;
3 eine semi-schematische Darstellung von einem Ausgangsfrequenzantwortspektrum von dem NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter aus 2 gemäß Stand der Technik ist, in der die Positionen und Abstände der ausgehenden Nullen bezüglich der NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten dargestellt ist;
4 ein semi-schematisches Blockdiagramm von einem verallgemeinerten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
5 ein semi-schematisches Blockdiagramm von einem elektronischen, programmierbaren NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter ist, das entsprechend ausgebildet ist, um die Prinzipien der vorliegenden Erfindung durchzuführen;
6a–e ein Satz von semi-schematischen Frequenzdiagrammen ist, die die Funktion von dem NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter aus 5 beim Entfernen des Luminanz-Trägersignals zeigen;
7 ein semi-schematisches Blockdiagramm von einem herkömmlichen Basisband-DC-Beseitigungsschaltung ist;
8 ein semi-schematisches Blockdiagramm von einem QDDFS und einer komplexen Multiplizierer-Kombination gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Allgemein kann die vorliegende Erfindung kurz als ein selektiv programmierbares elektronisches Filter beschrieben werden, das dazu ausgestaltet ist, um spezielle, benutzerdefinierte Frequenzen in einem ausgewählten Eingangsfrequenzspektrum abzuschwächen, wie zum Beispiel ein 6 MHz-Fernsehkanalspektrum, ohne Störungen und unnötige Polstellen oder Nullstellen in dem Kanal zu erzeugen, wodurch die Bildqualität von einem HDTV-Signal verschlechtert werden würde.
4 ist ein semi-schematisches Blockdiagramm, das die Erfindung in ihrer verallgemeinerten Form darstellt. Grundsätzlich arbeitet die Erfindung bei einem ausgewählten Eingangsfrequenzspektrum, indem das Spektrum in der Frequenzdomäne um einen ausgewählten Betrag verschoben und dann ein schmales Band von Frequenzen entfernt wird, das sich um eine bestimmte Referenzfrequenz befindet. In dem Fall, in dem es vorteilhaft ist, eine Anzahl von unerwünschten Frequenzkomponenten zu entfernen, die sich in dem Eingangsfrequenzspektrum befinden, wiederholt die Erfindung die Frequenzverschiebung und das Entfernen von Elementen in einem schmalen Band eine geeignete Anzahl von Malen, um alle unerwünschten Frequenzkomponenten zu erfassen, die in dem Eingangsfrequenzspektrum enthalten sind. Daher, wie in
4 dargestellt, verarbeitet das elektronische Filter gemäß der vorliegenden Erfindung ein Eingangssignal in einem ersten Frequenzverschiebungsblock 30, wodurch das Eingangssignal um einen ersten vorbestimmten Betrag verschoben wird, um eine erste Interferenz- oder Störkomponente hinsichtlich einer definierten Referenzfrequenz zu positionieren. Im Anschluss an die erste Frequenzverschiebung 30 wird das Signal einem ersten Beseitigungsblock 31 zugeführt, durch den selektiv ein schmales Band von Frequenzen in einem Bereich entfernt wird, der mit der Referenzfrequenz in Beziehung steht, wodurch ein erstes Zwischensignal definiert wird, das mit dem Eingangssignal in Beziehung steht, indem es um einen ersten ausgewählten Betrag frequenzverschoben ist und indem es ein schmales Band von Frequenzen hat, das einer ersten Interferenz- oder Störkomponente entspricht, die daraus entfernt wird.
Wie in 4 gezeigt, wird das erste Zwischensignal dann einem zweiten Frequenzverschiebungsblock 32 zugeführt, in dem das Zwischensignal in der Frequenzdomäne um einen zweiten vorbestimmten Betrag verschoben wird. Anschließend wird das Signal einem zweiten Beseitigungsblock 33 zugeführt, in dem ein zweites schmales Band von Frequenzen, die einer zweiten unerwünschten Interferenz- oder Störkomponente entsprechen, aus dem Signal entfernt wird, wodurch ein zweites Zwischensignal definiert wird. Der Prozess kann so häufig wie gewünscht wiederholt werden, wobei jedes Zwischensignal frequenzverschoben und ein schmales Band von Frequenzen daraus entfernt wird, um dritte, vierte, fünfte, etc. Zwischenfrequenzen zu definieren, bis alle Interferenz- oder Störkomponenten, die zum Entfernen identifiziert sind, aus dem Eingangssignal entfernt sind. Nach der Frequenzverschiebung und der Entfernung wird das endgültige Zwischensignal einem Frequenzrückverschiebungsblock 34 zugeführt, in dem das Signal in sein ursprüngliches Spektrum zurückgeführt wird. Folglich kann die Erfindung so angedacht werden, dass sie eine Vielzahl von Schritten umfasst, um ein Eingangssignal hinsichtlich der Frequenz zu verschieben und Frequenzen zu entfernen, wobei jeder Satz von Frequenzverschiebungs- und Frequenzbeseitigungsschritten ein entsprechendes Zwischensignal definiert, wobei eine bestimmte Interferenz- oder Störkomponente daraus entfernt wird. Wenn das Signal in seine ursprüngliche Frequenzdarstellung zurückverschoben wird, ist die Anzahl der Verschiebungsschritte notwendigerweise größer als die Anzahl der Beseitigungsschritte.
Jeder Frequenzschieber enthält eine programmierbare Frequenzquelle, durch die der vorausgewählte Betrag definiert ist, um den das Eingangssignal oder das Zwischensignal verschoben wird, und die mit einer bestimmten Interferenz- oder Störkomponente in Beziehung steht, dessen Entfernen gewünscht ist. In einem Aspekt der Erfindung wirkt die programmierbare Frequenzquelle, um das Eingangssignal oder das Zwischensignal so zu verschieben, dass die Interferenz- oder Störkomponente auf DC verschoben wird, wodurch die Interferenz- oder Störkomponenten entfernt werden, indem ein schmales Band an Frequenzen gelöscht wird, das sich um DC befindet. Das Löschen der Bandbreite ist notwendigerweise eine Funktion der Charakteristiken der Interferenz- oder Störkomponente, dessen Entfernen gewünscht ist. Wenn die Interferenz- oder Störkomponente durch ein scharfes schmales Bandsignal dargestellt ist, dann muss der Frequenzbeseitigungsblock nur solche Frequenzen löschen, die sich auf jeder Seite von DC einige 10 Hertz entfernt befinden. Wenn die Interferenz- oder Störkomponente über ein relativ breiteres Band gestreut ist, dann kann die Bandbreite des Frequenzbeseitigers entsprechend variiert werden, so dass Frequenzen, die sich mit wenigen Kilohertz an jeder Seite von DC befinden, in der zu löschenden Bandbreite enthalten sind.
Mit anderen Worten, durch die vorliegende Erfindung werden spezielle, benutzerdefinierte Frequenzen in einem Eingangssignal durch Frequenzverschiebung und anschließendes DC-Löschen des Eingangssignals abgeschwächt, bis alle gewünschten Interferenz- oder Störkomponenten entfernt sind. Die Erfindung funktioniert gleichermaßen gut hinsichtlich einer einzelnen Interferenz- oder Störkomponente oder einer Vielzahl von Interferenz- oder Störkomponenten. Unabhängig von der Anzahl der Interferenz- oder Störkomponenten, deren Beseitigung gewünscht ist, besteht die einzige Forderung darin, dass für jede Komponente das Signal verschoben wird, um die Komponente mit einer Referenzfrequenz in Beziehung zu bringen, und das Frequenzen, die der Interferenz- oder Störkomponente entsprechen, anschließend aus dem Signal gelöscht werden. Das Signal kann, oder kann nicht, in sein ursprüngliches Spektrum zurück verschoben werden, und zwar abhängig von den Konstruktionserfordernissen der stromabwärts gelegenen Komponenten. Wenn das Signal in sein ursprüngliches Spektrum zurück verschoben wird, dann ist das Signal dadurch gekennzeichnet, dass ausschließlich Interferenz- oder Störkomponenten daraus entfernt sind.
Eine spezielle beispielhafte Ausgestaltung des neuartigen, selektiv programmierbaren, elektronischen Filters ist in dem semi-schematischen Blockdiagramm aus 5 dargestellt, und zwar in komplexer Signalform, und es ist funktional konfiguriert, um als ein NTSC-Gleichkanal-Interferenzunterdrückungsfilter zu funktionieren. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel kann ein NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter, allgemein mit 40 bezeichnet, ausgestaltet sein, um eine sequentiell angeordnete Reihe aus allgemein ähnlichen Filterelementen aufzuweisen, die jeweils gemäß den Prinzipien der Erfindung konstruiert sind und entsprechend funktionieren. Wenn das Filter konfiguriert ist, um NTSC-Interferenzkomponenten zu entfernen, dann ist das Filter in drei Stufen 42, 44, 46 implementiert, wobei jede davon konfiguriert ist, um eine der drei NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten (der Video-Träger, der Farb-Hilfsträger und der Audio-Träger) aus einem typischen 6 MHz HDTV-Kanalspektrum zu entfernen.
Ein Eingangssignal mit komplexen Werten, identifiziert als u(t), das ein zurück gewonnenes Basisbandkanalspektrum mit komplexen Werten darstellt, einschließlich NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten, wird von den Filtern von beispielsweise einem vorgeschalteten Front-End Kanaleinstellblock (nicht gezeigt) von einem beispielhaften HDTV-Empfänger empfangen. Es sei jedoch angemerkt, dass weder das Eingangsfrequenzspektrum noch die Position des Filters bei einer bestimmten Anmeldung mit einer Besonderheit spezifiziert sein muss, um die Prinzipien der Erfindung durchzuführen. Bei der beispielhaften Anwendung des Filter-Ausführungsbeispiels aus 5 werden die Signal-Konventionen, Namen und ob die Signale komplex sind oder reale Werte haben, lediglich für darstellende Zwecke verwendet und dienen nicht als Beschränkungen hinsichtlich des Schutzbereichs der Erfindung.
Die Eingabe u(t) mit komplexen Werten wird am Eingang des ersten Filterblocks 42 empfangen, in den u(t) geleitet wird, und liefert einen der komplexen Eingänge (I&Q) zu einer komplexen Doppelanschluss-Multipliziererstufe 50. In der komplexen Multipliziererstufe 50 wird das komplexe Eingangssignal u(t) moduliert (kombiniert), in einem Prozess, der üblicherweise als Abwärtskonversion bezeichnet und später im größeren Detail beschrieben wird, und zwar mit dem Ausgang, der einen komplexen Wert hat, von einer direkten digitalen Frequenzsynthesizerstufe 52 (hier als DDFS bezeichnet). Gemäß der Erfindung synthetisiert die DDFS-Stufe 52 phasenkohärente periodische Signale mit spezifischen programmierbaren benutzerdefinierten Frequenzen, die in der Darstellung in 5 allgemein als e^–jωt bezeichnet sind und die verwendet werden, um das komplexe Eingangssignal u(t) in dem komplexen Multiplizierer 50 zu modulieren (abwärtskonvertieren). An dieser Stelle sei angemerkt, dass die dargestellte Form des charakteristischen Ausgangssignals des direkten digitalen Frequenzsynthesizers (DDFS), e^–jωt, unterstellt, dass das Signal komplexe Werte hat. Das Signal kann auch als in reale Werte aufgelöste Komponenten betrachtet werden, eine Komponente sin(ωt) und eine Komponente cos(ωt), ohne das Beispiel zu stören. In dem Beispiel aus 5 ist das charakteristische Ausgangssignal des direkten digitalen Frequenzsynthesizers (DDFS) aus Gründen der Einfachheit als ein exponentieller Wert mit komplexen Werten dargestellt.
Unter weiterer Bezugnahme auf 5 enthält der erste Filterblock 42 ein DDFS 52, das ein Signal mit komplexen Werten bei einer ersten charakteristischen benutzerdefinierten Frequenz e^–jω1t erzeugt, wobei ω1 der erste benutzerdefinierbare Frequenzindex ist. Das Kombinieren des Eingangssignals u(t) mit dem ersten charakteristischen Signal e^–jω1t, synthetisiert durch das DDFS 52, in dem komplexen Multiplizierer 50, hat die Wirkung des Verschiebens des HDTV-Kanalfrequenzspektrums, dargestellt durch u(t), nach oben oder nach unten, und zwar um einen speziellen Betrag, der gleich der Frequenzcharakteristik ω1 von DDFS 52 ist, so dass die charakteristische Frequenz ω1 des 6 MHz-Kanalbands so ausgestaltet ist, um mit DC in einer Frequenzdomänebasierten Darstellung zusammenzufallen. Somit funktionieren der komplexe Multiplizierer 50 und das DDFS 52 in Kombination, um die zusammengesetzten Frequenzelemente des Kanalspektrums zu verschieben und nach unten zu konvertieren, bis die Kanalfrequenz, die der charakteristischen Frequenz von dem ersten DDFS entspricht, ω, auf DC verschoben ist.
Nach der Signal-Konvertierung wird das nach unten konvertierte komplexe Signal, nun in 5 als X(t) dargestellt, dem Eingang von einem Basisband-DC-Beseitigungsblock 54 zugeführt, in dem Frequenzkomponenten in dem Bereich um DC aus dem Kanalspektrum entfernt werden, d.h. gelöscht. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das Basisband-DC-Beseitigungsmittel 54 in der Lage, Signale in dem DC-Bereich zu unterdrücken, und zwar mit einer programmierbaren Beseitigungsbandbreite, die von etwa 6 Hz bis 2 kHz reicht, wobei jeder der Beseitigungsbereiche um die DC-Achse in dem Basisband symmetrisch ist. Daher wird ein Bereich von Frequenzen mit einer selektiv programmierbaren Bandbreite, symmetrisch um ω1, aus dem Kanalspektrum entfernt.
Die Nützlichkeit dieses Lösungsansatzes wird besser verständlich, wenn die charakteristische Frequenz ω1 des Konvertierungssignals, synthetisiert durch den ersten DDFS-Block 52, als entsprechend dem Frequenzabstand der Video-Trägerkomponente von der Kanalbandkante erkannt wird, d.h. 1,25 MHz. Wie in den semi-schematischen Frequenzspektrum-Diagrammen aus 6(a) bis 6(e) deutlicher gezeigt ist, mischt der komplexe Multiplizierer 50 des ersten Filterblocks 42 das Basisbandspektrum aus 6(a) mit dem DDFS-Ausgang e^–jω1t, wodurch das Basisbandspektrum um einen charakteristischen Betrag ω1 verschoben (nach unten konvertiert) wird, und die NTSC-Video-Trägerkomponente positioniert wird, um mit DC zusammenzufallen, wie in 6(b) gezeigt ist. Es wird ein Spalt erzeugt, der symmetrisch um DC ist, und zwar durch Betrieb des Basisband-DC-Beseitigungsblocks 54, wodurch das NTSC-Video-Träger-Interferenzkomponentensignal aus dem 6 MHz-Kanalspektrum entfernt wird.
Es wird nun auf 5 Bezug genommen, wenn das Video-Träger-Interferenzkomponentensignal entfernt ist, wird das resultierende komplexe Signal, dargestellt als X(t), von dem ersten Basisband-DC-Beseitigungsmittel 54 ausgegeben und dem Eingang von einer zweiten programmierbaren elektronischen Filterstufe 44 zugeführt, wo es einem Eingang von einem zweiten komplexen Doppelanschluss-Multiplizierer 56 zugeführt wird. In einer Weise, die ähnlich der ist, die vorstehend unter Bezugnahme auf den ersten Filterblock beschrieben wurde, synthetisiert ein zweiter direkter digitaler Frequenzsynthesizerblock 58 ein zweites Signal mit komplexen Werten, das eine zweite charakteristische Frequenz hat, e^–jω2t, die mit dem Ausgang von dem ersten Filterblock X(t) in dem zweiten komplexen Multiplizierer 56 kombiniert wird. Der zweite komplexe Multiplizierer 56 funktioniert, um das Frequenzspektrum erneut zu verschieben, und zwar um einen charakteristischen Betrag, der gleich der charakteristischen Frequenz ω2 des Signals ist, das durch den zweiten DDFS-Block 58 synthetisiert ist, so dass Frequenzen, die bezüglich DC um ω2 verlagert sind, nun mit DC zusammenfallen. Wenn das Spektrum um den gewünschten Betrag verschoben ist, dann werden die Frequenzen in dem Bereich um den DC erneut entfernt (gelöscht), und zwar durch den zweiten Basisband-DC-Beseitigungsblock 60.
Die Funktion des zweiten programmierbaren elektronischen Filterblocks 44 und seines resultierenden Effekts auf das Kanalspektrum werden unter Bezugnahme auf die semi-schematischen Frequenzspektrum-Diagramme aus 6(b) und 6(c) besser verstanden. In 6(b) kann gesehen werden, dass der NTSC-Farb-Hilfsträger mit einem Abstand von ω2 von dem Video-Träger in der Frequenzdomäne angeordnet ist. Nachdem der Video-Träger entfernt ist, zeigt 6(c) die resultierende Kanalfrequenzverteilung, nachdem das Signal noch einmal verschoben wurde, d.h. um einen charakteristischen Betrag gleich der charakteristischen Frequenz ω2 des Signals nach unten konvertiert wurde, das durch den zweiten DDFS 58 des zweiten programmierbaren elektronischen Filterblocks 44 synthetisiert ist. Es sei angemerkt, dass die zweite charakteristische Frequenz ω2 gleich etwa 3,58 MHz ist und die Frequenzdifferenz zwischen der NTSC-Farb-Hilfsträger-Interferenzkomponente und der NTSC-Video-Träger-Interferenz ist, zumindest wenn diese aktuell definiert sind. Es wird daher verstanden, dass die zweite programmierbare elektronische Filterreihe 44 funktioniert, um das Kanalspektrum so zu verschieben, dass die Farb-Hilfsträger-Interferenzkomponente mit dem Basisband DC zusammenfällt, und um dann eine DC-Beseitigung bezüglich eines schmalen Bandes von Frequenzen anzuwenden, das symmetrisch um DC ist, so dass die Farb-Hilfsträger-Interferenzkomponente aus dem Kanalspektrum entfernt wird.
In ähnlicher Weise empfängt die dritte programmierbare elektronische Filterbank 46 ein Eingangssignal Y(t) mit komplexen Werten, das von dem Basisband-DC-Beseitigungsmittel 60 der zweiten programmierbaren elektronischen Filterbank 44 ausgegeben wird, und leitet Y(t) zu dem Eingang von einem dritten komplexen Doppelanschluss-Multiplizierer 64. In einer Weise, ähnlich der, die in Verbindung mit dem ersten und dem zweiten Filterblock beschrieben wurde, synthetisiert ein dritter direkter digitaler Frequenzsynthesizerblock 62 ein drittes Signal, e^–jω3t, mit komplexen Werten, das eine dritte charakteristische Frequenz ω3 hat. Dieses dritte Signal wird wieder mit dem Ausgang von dem zweiten Filterblock Y(t) in dem dritten komplexen Multiplizierer 64 kombiniert, und das resultierende Signal mit komplexen Werten, nun bezeichnet als Z(t), wird dem Eingang von einem dritten Basisband-DC-Beseitigungsmittel 66 zugeführt. In ähnlicher Weise wie bei dem ersten und zweiten programmierbaren elektronischen Filterblock 42 und 43 funktioniert der dritte programmierbare elektronische Filterblock 46, um das Kanalspektrum mit einem dritten Betrag gleich der charakteristischen Frequenz ω3 des nach unten konvertierten Signals zu verschieben, was in dem dritten DDFS-Block 62 erfolgt, wie in der Spektrum-Darstellung aus 6(d) dargestellt ist.
Wie in 6(d) dargestellt, entspricht die charakteristische Frequenz ω3, die durch den dritten DDFS- Block 62 erzeugt wurde, einem Frequenzabstand zwischen der NTSC-Farb-Hilfsträger-Interferenzkomponente und der NTSC-Audio-Träger-Interferenzkomponente. Wie in der Technik allgemein bekannt, kann die NTSC-Audio-Träger-Komponentenposition des Spektrums in vielerlei Hinsicht betrachtet werden. Üblicherweise wird der Audio-Träger häufig als mit 0,25 MHz von dem oberen Ende des Kanalspektrums, 4,5 MHz von (oben) des Video-Trägers oder etwa 0,92 MHz (oben) des Farb-Hilfsträgersignals beabstandet angesehen. Im Zusammenhang mit dem dargestellten Ausführungsbeispiel, insbesondere mit Blick auf die Darstellung aus 6(d), ist die charakteristische Frequenz ω3, die durch den dritten DDFS-Block 62 erzeugt wird, gleich etwa 0,92 MHz, d.h. die Frequenztrennung zwischen der Farb-Hilfsträger-Interferenzkomponente, die in dem zweiten Filterblock 44 entfernt wurde, und der Position der Audio-Träger-Interferenzkomponente in der Frequenzdomäne.
Wenn die drei NTSC-Interferenzkomponenten aus dem HDTV-Kanalspektrum entfernt sind, dann sollte erkannt werden, dass das resultierende Kanalspektrum Z(t) bezüglich der Frequenz aus seiner anfänglichen Symmetrie um die DC um einen Betrag gleich der algebraischen Summe der Frequenzkomponenten der Signale, die durch die verschiedenen DDFS-Schaltungen synthetisiert sind, verlagert ist. Z(t) muss folglich zurück zu u(t) übersetzt werden (nach oben konvertiert), d.h. Basisband, und zwar vor einer stromabwärts gelegenen Verarbeitung, wie zum Beispiel Träger-Rückgewinnung, Equalisation und ähnliches. Nach der NTSC-Interferenzkomponenten-Beseitigung wird das HDTV-Kanalspektrum folglich in einer Aufwärtskonvertierungsstufe 68 aufwärts konvertiert, die in geeigneter Weise einen zusätzlichen komplexen Multiplizierer 70 und noch einen weiteren direkten digitalen Frequenzsynthesizerblock 72 aufweist. In einer Weise, die im Wesentlichen ähnlich den DDFS-Blöcken der vorhergehenden Abwärtskonvertierungs- und DC-Beseitigungsstufen ist, definiert der DDFS-Block 72 der Aufwärtskonvertierungsstufe 70 ein drittes Signal e^{i(ω1+ω2+ω3)t} mit komplexem Wert, der eine charakteristische Frequenz hat, die die algebraische Summe der charakteristischen Frequenzen der DDFS-Blöcke 52, 58 und 62 der vorhergehenden Abwärtskonvertierungs- und DC-Beseitigungsstufen 42, 44 beziehungsweise 46 hat. Dieses charakteristische synthetisierte Frequenzsignal wird mit Z(t) in dem komplexen Multiplizierer 70 kombiniert, um die Frequenzverlagerungseffekte der Abwärtskonvertierungs- und DC-Beseitigungsstufen zu entfernen, wodurch, wie in den Spektrum-Diagrammen aus 6(d) und 5(e) dargestellt, das Kanalspektrum zurück in seine anfängliche Basisbandposition verschoben wird, d.h. symmetrisch um DC.
Indem nun auf 6(e) Bezug genommen wird, ist es offensichtlich, dass das ursprüngliche Eingangsfrequenzspektrum u(t) mit einem gewissen Grad an Qualität und mit einem relativ geringen Stördatensignalverlust reproduziert wurde. In dem Fall eines komplexen HDTV-Kanals ist die Signalausgabe durch das Filter gemäß der Erfindung durch sehr schmale Bandfrequenzspalte gekennzeichnet. Jeder Frequenzspalt ist wiederum durch eine vom Benutzer programmierbare Bandbreite im Bereich von etwa 6 Hz bis etwa 2 kHz charakterisiert, wobei jeder Spalt mit nur den speziellen charakteristischen Frequenzen des Videos, den Farb- und Audio-Trägerkomponenten von einem NTSC-Gleichkanal-Interferenzsignal entspricht und mit diesen zusammenfällt.
Mit anderen Worten, das programmierbare elektronische Filter 40 gemäß dem dargestellten Ausführungsbeispiel kann als eine Kombination von sequentiellen modularen Elementen angedacht sein, die jeweils konfiguriert sind, um adaptiv einen komplexen Kanal mit einer bestimmten gewünschten Frequenz zu übersetzen und dann die Kanalkomponenten in dem DC-Bereich zu beseitigen. Mehrere Elemente erlauben es, dass mehrere Frequenzkomponenten entfernt werden können, ohne dass das übrige Spektrum nachteilig beeinflusst wird. Die Filterung findet somit nur bei den speziellen Frequenzen statt.
Rauschverstärkung in den gelöschten Bereichen ist nicht länger problematisch, da die Rauschantwortcharakteristiken in diesen Bereichen von den Charakteristiken von einem DC-Beseitigungsschaltung abhängen. Diese Schaltungen sind dem Fachmann sehr gut bekannt und benötigen daher keine nähere Erläuterung. Aus Gründen der Vollständigkeit wird jedoch eine beispielhafte DC-Beseitigungsschaltung, die zur Integration in das programmierbare Filter der Erfindung geeignet ist, in semi-schematischer Blockdiagrammform in 7 dargestellt.
In Kurzform, die DC-Beseitigungsschaltung aus 7 enthält ein Verzögerungselement 80, das als ein inverser z-Transformationsblock dargestellt ist, dessen Ausgang zu einer Additionsschaltung 82 zurückgeführt wird, wo er negativ mit dem Ausgang einer Verstärkungsstufe 84 kombiniert wird. Die Verstärkungsstufe ist konstruiert, um eine Verstärkung (K) zu erzeugen, die allgemein kleiner ist als eine Einheit in der beispielhaften Ausgestaltung.
Der Ausgang von dem Verzögerungselement 80 wird ebenfalls mit einem Eingangssignal (In) in einer Eingangsadditionsschaltung 86 negativ kombiniert, deren Ausgang den Ausgang der Beseitigungsschaltung definiert, wie auch den Eingang zu der Verstärkungsstufe 84.
Bei Betrieb funktioniert die beispielhafte DC-Beseitigungsschaltung aus 7, um ein Band von Frequenzen aus dem Eingangssignal (In) zu entfernen, wobei die Frequenzen und die Bandcharakteristiken durch die Filterelementkonstruktionswerte definiert sind. In dem vorliegenden Fall ist die Mittelfrequenz DC, und die Filterbeseitigungsbandbreite kann durch Variieren der Konstruktionsparameter des inversen z-Transformationsblocks 80 und der Verstärkerstufe 84 moduliert werden.
Eine besondere Implementierung von einem DDFS (noch spezieller ein direkter digitaler Quadratur-Frequenzsynthesizer oder QDDFS) und eine komplexe Mischerkombination, zur Implementierung in einem NTSC-Interferenzunterdrückungsfilter gemäß der vorliegenden Erfindung die geeignet ist, ist in semi-schematischer Blockdiagrammform in 8 dargestellt. Üblicherweise wird das DDFS, das allgemein bei 100 gezeigt ist, als ein QDDFS bezeichnet, da es ein Paar von funktionalen Signalpfaden aufweist, die in Quadratur miteinander arbeiten, um so Sinus- und Kosinussignale mit bestimmten Phasenargumenten und bei bestimmten Frequenzen zu erzeugen. Die Sinus- und Kosinussignale sind in der Lage, bei mehreren Frequenzen erzeugt zu werden, wobei irgendeine bestimmte Frequenz von Interesse in funktionaler Reaktion auf ein Multi-Bit-Frequenzsteuerwort (FCW) erzeugt wird. Das Frequenzsteuerwort wird in einen Phasenakkumulator oder alternativ in einen Integrator 102 eingegeben, der das Phasenargument der Sinus/Kosinusfunktion erzeugt. In herkömmlicher Weise identifiziert die binäre Struktur des Frequenzsteuerwortes die bestimmte Frequenz, bei der die komplementären Sinus/Kosinus-Wellenformen erzeugt werden sollen.
Ein Sinus/Kosinus-Funktionsgenerator ist in dem dargestellten Ausführungsbeispiel in geeigneter Weise als Dual-Sinus/Kosinus-ROM-Verweistabellen implementiert, von denen jede eine digitale Darstellung von einer zugehörigen Sinus/Kosinus-Wellenform enthält. Insbesondere ist eine repräsentative periodische Wellenform (beispielsweise eine vollständige Sinuswelle) in 2¹² diskrete Abtastungen aufgelöst, wobei jede Abtastung einen diskreten Punkt der Wellenform definiert. Jede der 2¹² Abtastungen wird als ein 10-Bit-Zeichen in zugehörigen 2¹² adressierbaren Stellen in die dazu gehörige ROM-Verweistabelle (Sinus und Kosinus) gespeichert. Da auch die adressierbaren Stellen sequentiell zugegriffen und ausgegeben werden können, können durch die Abtastwerte Sinus- oder Kosinus-Wellenformen rekonstruiert werden.
Die Frequenz der Ausgangswellenform wird durch das Argument des Frequenzsteuerwortes bestimmt, das den Abtastabstand von Abtastungen definiert, die von der digitalen Sinus/Kosinus-Wellenform genommen werden. Wenn beispielsweise der Abtastabstand (Adressabstand) Null beträgt, dann würde auf die gleiche Adresse zugegriffen werden, die gleiche 10-Bit-Abtastung würde für jeden Ausgangstakt zurückgeführt werden, und die Ausgangsfrequenz wäre Null. Abhängig von dem Eingangsphasenargument kann der Ausgangssignalpegel ebenfalls Null sein, oder er kann eine positive oder negative DC-Komponente enthalten. Wenn der Adressabtastabstand Eins ist, dann werden alle und jedes 10-Bit-Abtastwort ausgegeben, ein Abtastwort bei jedem Takt. Damit würde die Ausgangswellenform eine Frequenz von gleich f_C/4096 darstellen, wobei f_C die Taktfrequenz ist. Wenn der Adressabtastabstand größer wird, d.h. gröbere Wellenformdefinition, dann steigt notwendigerweise die Ausgangsfrequenz an. Außerdem ist für den Fachmann offensichtlich, dass die maximale Ausgangsfrequenz von einem DDFS, das gemäß dem Ausführungsbeispiel aus 8 konstruiert ist, notwendigerweise durch das Nyquist-Abtastkriterium begrenzt ist, manchmal ausgedrückt als etwa die Hälfte (1/2) der gewählten Taktfrequenz f_C.
Wenn eine Sinus- und Kosinus-Wellenform mit den geeigneten Phasen- und Frequenzcharakteristiken synthetisiert werden, dann werden die Sinus- und Kosinus-Wellenformen mit den Gleichphasen- und Quadraturphasensignalen I und Q, die reale Äquivalente zu dem zu modulierenden, komplexen Frequenzspektrum (u(t), X(t), Y(t) oder Z(t)) sind, in einem komplexen Mischer 106 gemischt. Die Konstruktion des komplexen Mischers 106 kann bezüglich Ausgestaltung und Funktion herkömmlich sein, um die beiden Sätze von Signalen gemäß komplexen Modifikationsprinzipien zu kombinieren, um ein äquivalentes komplexes Produkt zu erhalten; im Fall des dargestellten Ausführungsbeispiels verschiebt der Mischer 106 das komplexe Frequenzspektrum, das durch I und Q dargestellt ist, um einen Betrag e^–jωt, wobei ω die Frequenz der Ausgangs-Sinus/Kosinus-Wellenformen sin(ωt) uns cos(ωt) darstellt, um I_aus und Q_aus zu definieren, wobei: Iaus = [I sin(ωt) – Q cos(ωt)];und Qaus = i [I cos(ωt) + Q sin(ωt)]
Verschiedene alternative QDDFS-Architekturen sind für den Fachmann offensichtlich, wenn man die Viertelwellensymmetrie einer Sinuswelle und die π/2 Phasenbeziehung zwischen Sinus- und Kosinus-Wellenformen betrachtet. Eine alternative DDFS-Architektur kann konstruiert werden, um aus der Viertelwellensymmetrie einer Sinus-Welle Vorteile zu ziehen, um die ROM-Speicheranforderungen zu vermindern. Nur Sinus-Abtastungen von 0 bis π/2 können in der ROM-Verweistabelle gespeichert werden, und ein Quadrantenbezeichnungs-Bit, wie zum Beispiel das zweithöchstwertige Bit, das durch den Integrator erzeugt wird, kann verwendet werden, um den Wellenformenquadranten zu bestimmen, wodurch eine Sinus-Welle von 0 bis π synthetisiert wird. Das höchstwertigste Bit kann dann als ein Vorzeichen-Bit verwendet werden, um die Synthese der Sinus-Welle von 0 bis 2π zu vervollständigen. Im Fall einer Kosinus-Wellenform werden deren Nulldurchgänge um π/2 bezüglich der Sinus-Wellenform nach vorne geschoben. Daher kann das MSB von dem Integrator durch ein EXOR-Glied mit dem zweiten MSB verknüpft werden, um das Vorzeichen-Bit zu erzeugen und eine vollständige Sinus-Welle von 0 bis 2π zu synthetisieren.
Für Konstruktionen, in denen Quadraturausgänge gewünscht sind, würde das vorstehend bekannte System sowohl Sinus- wie auch Kosinus-Abtastungen von 0 bis π/2 in jeweiligen ROM-Verweistabellen speichern. Alternativ kann ein System-Entwickler aus der achten Wellensymmetrie von einer Sinus- und Kosinus-Wellenform Vorteile ziehen, da Sinus-Abtastungen von 0 bis π/4 die gleichen sind wie für Kosinus-Abtastungen von π/4 bis π/2. Auf ähnliche Weise sind Kosinus-Abtastungen von 0 bis π/4 die gleichen wie Sinus-Abtastungen von π/4 bis π/2. Daher muss man nur Sinus- und Kosinus-Abtastungen von 0 bis π/4 speichern. Das dritte MSB von dem Integrator kann verwendet werden, um zwischen den Abtastungen auszuwählen, wobei das dritte MSB über ein EXOR-Glied mit dem zweiten MSB verknüpft wird, um das Auswahlsignal zu erzeugen. Letzteres ist erforderlich, da das ausgewählte Signal bezüglich der Phase mit der achten Wellensymmetrieachsenebene der Sinus- und Kosinus-Wellenform ausgerichtet ist.
Obwohl verschiedene Ausführungsbeispiele von einer DDFS-Schaltung beschrieben wurden, dienen diese Beschreibungen nur darstellenden Zwecken und sind nicht gedacht, um die Erfindung auf irgendeine bestimmte Adaption von einer Frequenzsyntheseschaltung zu begrenzen. Die tatsächliche Ausgestaltung der DDFS-Implementierung ist immateriell, um die Erfindung durchzuführen, so lange das DDFS in der Lage ist, periodische Wellenformen mit benutzerdefinierbaren Frequenzcharakteristiken zu synthetisieren.
Bis zu diesem Punkt wurde das programmierbare elektronische Filter gemäß der Erfindung in Verbindung mit seiner praktischen Anwendung bei terrestrischem HDTV-Fernsehen und Empfangssystemen beschrieben, und insbesondere in Verbindung mit NTSC-Gleichkanal-Interferenzunterdrückung. Unabhängig von dem Vorgenannten wird unmittelbar erkannt, dass das programmierbare elektronische Filter gemäß der Erfindung eine besondere praktische Anwendbarkeit in einer wesentlichen Anzahl von abweichenden und verschiedenen digitalen Kommunikationssystemanwendungen hat. Eine beispielhafte alternative Anwendung ist die Verwendung des programmierbaren elektronischen Filters in CATV-Empfangsgeräten als eine Einrichtung zum Bewirken einer selektiven und effizienten Unterdrückung von nicht-zufälligem Störrauschen oder Interferenzsignalen, d.h. Verzerrungen, die bei CATV-Typ Übertragungsmedien und CATV-Typ-Systemarchitekturen immer vorhanden sind.
Einer der Vorteile von Broadcast-Übertragungsmedien ist deren Fähigkeit, eine wesentliche Erweiterung der Anzahl von Übertragungskanälen zu ermöglichen, die für Fernsehsignale verfügbar sind, einschließlich HDTV-Kabelübertragung. Weitere Kanäle sind bei höheren und höheren Frequenzen verfügbar, und zumindest für die unmittelbare Zukunft werden diese sowohl für NTSC-Standardsignale als auch für HDTV-Signale populär sein. Mit einer großen Anzahl von Signalkanälen, die in einem modernen Komposit-Kanal vorhanden sind, sollte es nicht schwierig sein, zu verstehen, dass die große Kapazität des Kanals es ermöglicht, dass eine große Anzahl von Störquellen zusammen mit beispielsweise einem gewünschten HDTV-Kanal nebeneinander existieren. Obwohl der Typ von benachbarten Kanalstörungen, die zu NTSC-Interferenz bei terrestrischen Broadcast-Betriebsarten führen, bei Übertragungsleitungs-Architekturen nicht vorhanden ist, sind andere Ursachen für die Entstehung von NTSC-Interferenzsignalen in einen HDTV-Kanal tatsächlich vorhanden. Insbesondere die Paarbildung von Kanälen kann eine Vielzahl von allgemein bekannten Störungsquellen bewirken, wie zum Beispiel Effekte bei "Signal zur zweiten harmonischen"-Störung und "Signal zu den dritten harmonischen"-Störung, die, wenn sie über die Frequenzspektren von allen Kanälen auf einer Übertragungsleitung addiert werden, zu wesentlichen frequenzspezifischen Rauschspitzen führen können. Video-Träger, Farb-Hilfsträger und Audio-Trägersignale, die durch einen bestimmten NTSC-Sender, beispielsweise ein HDTV-Kanal, erzeugt werden, werden durch den NTSC-Sender in mehrere harmonische Seitenbänder kopiert. Obwohl eine Träger- oder Hilfsträgerkomponente in einem harmonischem Seitenband abgeschwächt ist, ist das Seitenband niemals für Harmonische höherer und niedrigerer Ordnung empfänglich, die durch andere NTSC-Sender erzeugt werden, die im Band weiter unten oder oben vorhanden sind. Da sich glücklicherweise die Amplitudencharakteristiken von diesen Seitenbändern einem vernachlässigbaren Pegel annähern, je weiter sie von der Grundwelle entfernt sind, und da die Daten, die diese Seitenbänder bilden, relativ zueinander zufällig sind, wirken sich zusammengesetzte Datensignale von Sendern in höheren Bändern oder niedrigeren Bändern nicht auf das Leistungsvermögen eines ausgewählten HDTV-Kanals aus. Jedoch sind die NTSC-Komponenten sehr frequenzspezifisch und teilen sich die gleichen Phasenbeziehungen. Daher müssen sogar HDCATV-Empfangseinrichtungen einige Maßnahmen zum Entfernen dieser akkumulierten, frequenzspezifischen Störkomponenten enthalten.
Umfangreiche Tests und Untersuchungen wurden bei verschiedenen CATV-Systemen durchgeführt, um die Eigenschaften von Signalstörungen zu bestimmen, d.h.
Zusammensetzungen zweiter Ordnung (CSO) und Zusammensetzungen dritter Ordnung (CTB) als eine Funktion der Anzahl und Frequenzen von Fernsehkanälen, die ein CATV-System beinhalten. Störungen neigen dazu, in direkter Proportion zur Anzahl der Kanäle in dem System anzusteigen, und sie neigen außerdem dazu, in direkter Proportion zur Kanalfrequenz anzusteigen. Da jedoch die meisten vorherrschenden Störquellen frequenzspezifisch sind, können diese Störungen hinsichtlich der Frequenz charakterisiert und aus einem Eingangs-HDTV-Signal gemäß der vorliegenden Erfindung entfernt werden.
In der Tat findet das programmierbare elektronische Filter der Erfindung Anwendung bei allen Kommunikationssystemen, unabhängig davon, welches Kanalmedium verwendet wird und unabhängig davon, welches die Quelle einer frequenzspezifischen Komponente ist, von der angenommen wird, dass sie sich negativ auf den Kanal auswirkt. Aufgrund ihrer modularen Natur kann die Störquelle ein einzelnes Signal enthalten, wobei in diesem Fall lediglich eine einzige Filterstufe erforderlich ist, oder mehrere Signale enthalten, wobei in diesem Fall jedes Signal eine entsprechende Filterstufe benötigt. Es ist lediglich erforderlich, dass eine Interferenzquelle bestimmbar ist und bei einer speziellen bekannten Frequenz vorhanden ist, so dass die Interferenzquellenfrequenz die Basis eines entsprechenden DDFS-synthetisierten Signals ist.
Ein programmierbares elektronisches Filter wurde in Zusammenhang mit dargestellten Ausführungsbeispielen beschrieben, die auf die NTSC-Gleichkanal-Interferenzunterdrückung gerichtet sind. Filterfunktionen, um ein Frequenzspektrum um einen vorbestimmten Betrag zu verschieben, um dadurch eine Interferenzquelle um DC zu zentrieren, bevor ein schmales Band von Frequenzen um DC beseitigt wird, um die Interferenzquelle aus dem Frequenzspektrum zu entfernen. Nachfolgende Interferenzkomponenten können durch nachfolgendes Verschieben des Frequenzspektrums in irgendeine Richtung für irgendeine gewünschte Frequenzdistanz entfernt werden. Nachdem alle Interferenzkomponenten entfernt sind, wird das Frequenzspektrum auf das Basisband zurückgeführt oder auf irgendeine andere Frequenzposition, und zwar durch einen abschließenden Frequenzverschiebungsprozess.
Obwohl die Erfindung hinsichtlich des Betriebs bei komplexen Signalen beschrieben wurde, ist es für den Fachmann offensichtlich, dass komplexe Signale auf einfache Weise in ihre realen analogen Werte aufgelöst werden können und dass das elektronische Filter gemäß der Erfindung gleichermaßen in der Lage ist, bei realen Werten zu funktionieren. Der Fachmann erkennt somit, dass verschiedene Variationen hinsichtlich der dargestellten und anderer Ausführungsbeispiele der vorstehend beschriebenen Erfindung durchgeführt werden können, ohne von deren breitem Schutzbereich abzuweichen.

Claims

Verfahren zum Unterdrücken von zumindest zwei bestimmten Interferenzfrequenzkomponenten aus einem Eingangsfrequenzspektrum, wobei das Verfahren umfasst: Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen ersten ausgewählten Betrag, wodurch eine erste bestimmte Interferenzfrequenzkomponente als Ergebnis der Frequenzverschiebung um DC positioniert wird; Löschen des verschobenen Eingangsspektrums in dem Bereich um DC, um die erste bestimmte Interferenzfrequenzkomponente aus dem Eingangsspektrum zu entfernen, wodurch ein Zwischenspektrum definiert wird; Verschieben des Zwischenspektrums in der Frequenzdomäne um einen zweiten ausgewählten Betrag, wodurch ein zweites zusätzliches bestimmtes Interferenzsignal als ein Ergebnis der zusätzlichen Frequenzverschiebung um DC positioniert wird; Löschen der Spektrumfrequenzkomponenten in dem Bereich um DC, um das zweite bestimmte Interferenzsignal aus dem Zwischenspektrum zu entfernen, wodurch ein zweites Zwischenspektrum definiert wird; Verschieben des zweiten Zwischenspektrums um einen dritten ausgewählten Betrag, der gleich der algebraischen Summe der zuvor ausgewählten Beträge ist, um dadurch das Spektrumsignal in sein ursprüngliches Eingangsband zurückzuführen; wobei jeder ausgewählte Betrag ein Frequenzsignal enthält, das durch zugehörige programmierbare digitale Frequenzsyntheseschaltungen erzeugt wird, wobei jedes Frequenzsignal eine gleichphasige und gegenphasige Komponente enthält, die zur Kombination mit einem komplexen Eingangsfrequenzspektrum geeignet sind, das in dem Basisband vorhanden ist; wobei jedes bestimmte Interferenzsignal einer anderen NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponente entspricht, und wobei die NTSC-Gleichkanal-Interferenzkomponenten aus der Gruppe ausgewählt sind, die ein NTSC-Videoträgersignal, ein NTSC-Farbhilfsträgersignal und einen NTSC-Audioträger enthält, und wobei das Eingangsfrequenzspektrum ein HDTV-Kanal ist; und wobei bestimmte Verschiebungsfrequenzen benutzerdefiniert sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der zweite ausgewählte Betrag gleich dem ersten ausgewählten Betrag ist.
Verfahren nach Anspruch 1 zum Unterdrücken einer zusätzlichen Interferenzfrequenzkomponente aus dem Eingangsfrequenzspektrum, wobei das Verfahren außerdem die Schritte umfasst: zusätzliches Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen dritten ausgewählten Betrag nach unten, wodurch die zusätzliche Interferenzfrequenzkomponente als ein Ergebnis der zusätzlichen Verschiebung um DC positioniert wird; Löschen des zusätzlich verschobenen Eingangsspektrums in dem Bereich um DC, um die zusätzliche Interferenzfrequenzkomponente aus dem Eingangsspektrum zu entfernen; und Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen vierten ausgewählten Betrag nach oben.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der vierte ausgewählte Betrag gleich der Summe aus dem ersten und dem dritten ausgewählten Betrag ist.
Verfahren nach Anspruch 3 zum Unterdrücken einer weiteren Interferenzkomponente aus dem Eingangsfrequenzspektrum, wobei das Verfahren außerdem die Schritte umfasst: weiteres Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen fünften ausgewählten Betrag nach unten, wodurch die weitere Interferenzfrequenzkomponente als ein Ergebnis der weiteren Verschiebung um DC positioniert wird; Entfernen des zusätzlich verschobenen Eingangsspektrums in dem Bereich um DC, um die zusätzliche Interferenzfrequenzkomponente aus dem Eingangsspektrum zu entfernen; und Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen sechsten ausgewählten Betrag nach oben.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der sechste ausgewählte Betrag gleich der Summe aus dem ersten, dritten und fünften ausgewählten Betrag ist.
Verfahren nach Anspruch 4 zum Unterdrücken einer weiteren Interferenzkomponente aus dem Eingangsfrequenzspektrum, wobei das Verfahren außerdem die Schritte umfasst: weiteres Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen fünften ausgewählten Betrag nach unten, wodurch die weitere Interferenzfrequenzkomponente als ein Ergebnis der weiteren Verschiebung um DC positioniert wird; Löschen des zusätzlich verschobenen Eingangsspektrums in dem Bereich um DC, um die zusätzliche Interferenzfrequenzkomponente aus dem Eingangsspektrum zu entfernen; und Verschieben des Eingangsspektrums in der Frequenzdomäne um einen sechsten ausgewählten Betrag nach oben.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der sechste ausgewählte Betrag gleich der Summe aus dem ersten, dritten und fünften ausgewählten Betrag ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der erste ausgewählte Betrag 1,25 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der zweite ausgewählte Betrag 1,25 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der dritte ausgewählte Betrag 3,58 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der erste ausgewählte Betrag 1,25 MHz beträgt und der dritte ausgewählte Betrag 3,58 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der fünfte ausgewählte Betrag 0,92 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der erste ausgewählte Betrag 1,25 MHz beträgt und der dritte ausgewählte Betrag 3,58 MHz beträgt und der fünfte ausgewählte Betrag 0,92 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der erste ausgewählte Betrag 1,25 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der dritte ausgewählte Betrag 3,58 MHz beträgt.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der fünfte ausgewählte Betrag 0,92 MHz beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 17, bei dem jeder Verschiebungsschritt nach unten durch einen Mischer und eine direkte digitale Frequenzsyntheseschaltung durchgeführt wird, die in Reaktion auf ein Frequenzsteuerwort programmierbar ist, um den ausgewählten Betrag oder Beträge zu verändern.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 18, bei dem jeder Verschiebungsschritt nach oben durch einen Mischer und eine direkte digitale Frequenzsyntheseschaltung durchgeführt wird, die in Reaktion auf ein Frequenzsteuerwort programmierbar ist, um den ausgewählten Betrag oder Beträge zu verändern.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 19, bei dem jeder Verschiebungsschritt nach unten durch einen Mischer und eine direkte digitale Frequenzsyntheseschaltung durchgeführt wird, die in Reaktion auf ein Frequenzsteuerwort programmierbar ist, um den ausgewählten Betrag oder Beträge zu verändern, und jeder Verschiebungsschritt nach oben durch einen Mischer und eine direkte digitale Frequenzsyntheseschaltung durchgeführt wird, die in Reaktion auf ein Frequenzsteuerwort programmierbar ist, um den ausgewählten Betrag oder Beträge zu ändern.