DE69936657T2

DE69936657T2 - Zirkularpolarisierte dielektrische resonatorantenne

Info

Publication number: DE69936657T2
Application number: DE69936657T
Authority: DE
Inventors: Mohammad Ali Cardiff TASSOUDJ; Ernest T. San Diego OZAKI; Yi-Cheng San Diego LIN
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-09-09
Filing date: 1999-09-07
Publication date: 2008-05-21
Anticipated expiration: 2019-09-08
Also published as: DE69936657D1; CA2343729C; HK1041369B; ES2289826T3; CN1331856A; EP1826868A3; EP1826868A2; RU2226020C2; WO2000014826A1; AU760084B2; KR20010075014A; AU6385099A; HK1041369A1; KR100588765B1; JP2002524954A; BR9913544A; JP4298173B2; EP1118138B1; US6147647A; EP1118138A1

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine zirkularpolarisierte dielektrische Dualband-Resonanzantenne. Spezieller bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine dielektrische Low-Profile Resonanzantenne bzw. Resonanzantenne mit niedriger Bauhöhe für den Gebrauch mit Satelliten- oder zellularen Telefonkommunikationssystemen.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Die neusten Fortschritte in mobilen und örtlich festgelegten drahtlosen Telefonen, so wie in Satelliten- oder zellularen Kommunikationssystemen verwendet, haben das Interesse an Antennen, die für solche Systeme geeignet sind, erneuert. Verschiedene Faktoren werden normalerweise betrachtet, wenn eine Antenne für ein drahtloses Telefon gewählt wird. Unter diesen Faktoren sind die Größe, die Bandbreite und die Strahlungscharakteristik der Antenne bedeutend.
Die Strahlungscharakteristik einer Antenne ist ein bedeutender Faktor, der beachtet werden muss, wenn eine Antenne für ein drahtloses Telefon gewählt wird. In einer typischen Anwendung muss ein Nutzer eines drahtlosen Telefons in der Lage sein mit einer Satelliten- oder Bodenstation, die vom Nutzer aus in jeder Richtung angesiedelt sein könnte, zu kommunizieren. So sollte die Antenne, die mit dem drahtlosen Telefon des Nutzers verbunden ist, vorzugsweise in der Lage sein, in alle Richtungen zu senden und/oder Signale von allen Richtungen zu empfangen. Das heißt, die Antenne sollte vorzugsweise im Azimut eine Allrichtungsstrahlungscharakteristik und große Strahlbreite (vorzugsweise hemisphärisch) in der Elevation haben.
Ein anderer Faktor, der betrachtet werden muss, wenn eine Antenne für ein drahtloses Telefon gewählt wird, ist die Bandbreite der Antenne. Im Allgemei nen sendet und empfängt ein drahtloses Telefon Signale auf separaten Frequenzen. Zum Beispiel operiert ein PCS-Telefon über ein Frequenzband von 1,85–1,99 GHz und erfordert so eine Bandbreite von 7,29%. Ein zellulares Telefon operiert über ein Frequenzband von 824–894 MHZ, das eine 8,14%ige Bandbreite erfordert. Entsprechend müssen Antennen für drahtlose Telefone ausgelegt sein, um die erforderliche Bandbreite abzudecken.
Gegenwärtig gehören Monopolantennen, Patchantennen und Wendel- bzw. Helixantennen zu den verschiedenen Arten von Antennen, die in Satellitentelefonen und anderen Typen von drahtlosen Telefonen verwendet werden. Diese Antennen haben jedoch einige Nachteile, wie begrenzte Bandbreite und große Ausmaße. Außerdem weisen diese Antennen signifikanten Verstärkungsabfall bei kleinen Elevationswinkeln (zum Beispiel 10 Grad) auf, was sie in Satellitentelefonen unerwünscht macht.
Eine Antenne, die in drahtlosen Telefonen attraktiv erscheint, ist die dielektrische Resonanzantenne. Bis vor kurzem wurden dielektrische Resonanzantennen weitgehend in Mikrowellen-Schaltkreisen, wie Filtern und Oszillatoren genutzt. Im Allgemeinen werden dielektrische Resonatoren aus verlustarmen Materialien, die eine hohe Permittivität haben, hergestellt.
Dielektrische Resonanzantennen bieten einige Vorteile, wie kleine Ausmaße, hohe Abstrahlungseffizienz und einfache Koppelungsschemata für verschiedene Übertragungsleitungen. Ihre Bandbreite kann über einen weiten Bereich durch die Wahl der Dielektrizitätskonstante (ε_r) und die geometrischen Parameter des Resonators kontrolliert werden. Sie können auch in Low-Profile-Konfigurationen bzw. Konfigurationen mit niedriger Bauhöhe hergestellt werden, um sie ästhetisch ansprechender als standardmäßige Peitschenantennen oder aufrechte Antennen herzustellen. Eine Low-Profile-Antenne unterliegt auch geringeren Beschädigungen als eine aufrechte Antenne im Stil von Peitschenantennen. Folglich scheint die dielektrische Resonanzantenne signifikantes Potenzial für den Gebrauch in mobilen oder örtlich festgelegten draht losen Telefonen für Satelliten- oder zellulare Kommunikationssysteme zu haben.
Aufmerksamkeit wird auf das Dokument Mongia et al, "Circularly Polarized Dielectric Resonator Antenna", Electronics Letters GB, IEE Stevenage, Vol. 30, Nr. 17, 18. August, 1994, Seiten 1361 bis 1362, gelenkt, welches eine zirkularpolarisierte dielektrische Resonanzantenne offenbart, die einen zylindrischen dielektrischen Ringresonator mit Koppelungssonden bzw. -grobes, die auf einer metallischen Platte bzw. Platine vorgesehen sind, aufweist.
Weitere Aufmerksamkeit wird auf das Dokument Kishk et al, "Broadband Stacked Dielectric Resonator Antennas", Electronics Letters, GB, IEE Stevenage, Vol. 25, Nr. 18, 31. August, 1989, Seiten 1232 bis 1233, gelenkt, welches eine geschichtete zylindrische dielektrische Resonanzantenne offenbart, in welcher die dielektrischen Resonatoren aus verschiedenen Materialien hergestellt sind. Die geschichteten zylindrischen dielektrischen Resonatoren werden jedoch mit einer gemeinsamen Koaxialprobe angeregt.
Des Weiteren wird Aufmerksamkeit auf die EP 0 372 451 gelenkt, welche ein Gerät offenbart, das auf vielfachen Frequenzen abstrahlt und welches mindestens ein abstrahlendes Element eines ersten Typs und mindestens ein abstrahlendes Element eines zweiten Typs aufweist, wobei die Elemente auf einer gemeinsamen Oberfläche verbunden sind, um eine Array- bzw. Feldantenne zu bilden. Die abstrahlenden Elemente des ersten Typs sind Elemente vom Mikro-Streifen- bzw. Micro-Strip-Typ und die Elemente des zweiten Typs sind Elemente des Leitungs-Typs, die abstrahlenden Elemente des ersten Typs arbeiten in einem ersten Frequenzbereich und die abstrahlenden Elemente des zweiten Typs arbeiten in einem zweiten Frequenzbereich.
Aufmerksamkeit wird des Weiteren auf das Dokument Patent Abstracts of Japan, vol. 16, no. 403 (E-1254), 26. August, 1992 & JP 04 134906 gelenkt, welches ein Design offenbart, auf welchem ein innerer Leiter bzw. ein äußerer Leiter auf einer inneren Wandung einer Durchgangsbohrung bzw. auf einer äußeren Umkreis-Oberfläche eines zylindrischen Dielektrikums, welches aus Bariumtitanat-Keramik hergestellt ist, angebracht sind. Ein Antennenelement besteht aus einem koaxialen dielektrischen Resonator im TM-Modus.
Nicht zuletzt wird eine dielektrische Dualband-Resonanzantenne gemäß der Einleitung der Ansprüche im Dokument Fan et al „Slot-coupled DR antenna for Dual-Frequency Operation", IEEE Transactions an Antennas and Propagation, IEEE Inc., New York, US, vol. 45, no. 2, 1. Februar 1997, Seiten 306 bis 308, offenbart.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird eine dielektrische Dualband-Resonanzantenne gemäß Anspruch 1 vorgelegt. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden in den Unteransprüchen offenbart.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine dielektrische Resonanzantenne, die eine aus leitendem Material gebildete Masseplatte bzw. Groundplane hat. Ein aus dielektrischem Material gebildeter Resonator ist auf der Masseplatte angebracht. Eine erste und eine zweite Probe werden mit Zwischenabständen voneinander angeordnet und elektrisch mit dem Resonator verbunden, um erste bzw. zweite Signale an den Resonator zu liefern, und produzieren zirkularpolarisierte Strahlung in der Antenne. Vorzugsweise ist der Resonator im Wesentlichen zylindrisch und hat hierdurch eine zentrale axiale Öffnung. Ebenfalls vorzugsweise werden die erste und zweite Probe etwa 90 Grad voneinander entfernt auf dem Umfang des Resonators angeordnet.
Die Erfindung bezieht sich auf eine dielektrische Dualband-Resonanzantenne, die einen ersten aus dielektrischem Material gebildeten Resonator hat. Der erste Resonator ist auf einer ersten aus leitendem Material gebildeten Masseplatte montiert. Ein zweiter Resonator ist aus einem dielektrischen Material gebildet und ist auf einer zweiten aus leitendem Material gebildeten Masseplatte montiert. Die erste und zweite Masseplatte werden von einander durch einen vorbestimmten Abstand getrennt. Erste und zweite Probe werden elektrisch mit jedem der Resonatoren verbunden und werden etwa 90 Grad voneinander entfernt auf dem Umfang jedes Resonators angeordnet, um erste bzw. zweite Signale an jeden Resonator zu liefern. Jeder der Resonatoren schwingt in einem vorbestimmten Frequenzband mit, welches für die Resonatoren jeweils unterschiedlich ist. Trägerelemente montieren die erste und zweite Masseplatte in einer beabstandeten Beziehung mit einer vorbestimmten Trenndistanz, so dass die zentralen Achsen der Resonatoren im Wesentlichen miteinander ausgerichtet sind.
Ein Beispiel bezieht sich auf eine Mehrband- bzw. Multiband-Antenne. Ein erster Antennenteil wird abgestimmt, um in einem ersten vorbestimmten Frequenzband mitzuschwingen. Der erste Antennenteil beinhaltet eine aus einem leitenden Material gebildete Masseplatte, einen dielektrischen Resonator, der aus einem dielektrischen Material, das auf die Masseplatte montiert wird, gebildet wird, wobei der Resonator hierdurch eine zentrale axiale längslaufende Öffnung hat, und erste und zweite Probes, die mit Zwischenabständen voneinander angeordnet und elektrisch mit dem Resonator verbunden sind, um erste bzw. zweite Signale an den Resonator zu liefern und die zirkularpolarisierte Strahlung in der Antenne produzieren. Ein zweiter Antennenteil wird abgestimmt, um in einem zweiten vorbestimmten Frequenzband, das sich von dem ersten Frequenzband unterscheidet, mitzuschwingen. Der zweite Antennenteil beinhaltet ein verlängertes Antennenglied, das sich durch die axiale Öffnung in den dielektrischen Resonator erstreckt und hiervon elektrisch isoliert ist. Die längs laufende Achse des verlängerten Antennenglieds stimmt mit der Achse des dielektrischen Resonators überein.
Eine Variation des letztgenannten Beispiels kann einen dritten Antennenteil beinhalten, der abgestimmt wird, um in einem dritten vorbestimmten Frequenzband mitzuschwingen, das sich von dem ersten und zweiten Frequenzband unterscheidet. Der dritte Antennenteil erstreckt sich durch die axiale Öffnung in den dielektrischen Resonator und ist elektrisch von dem ersten und zweiten Antennenteil isoliert. Der dritte Antennenteil hat eine längs laufende Achse, die mit den längs laufenden Achsen von dem ersten und zweiten Antennenteil übereinstimmt.
Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung, sowie die Struktur und die Funktion der verschiedenen Ausführungsbeispiele der Erfindung, werden im Detail unten mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen generell identische, funktionell gleichartige und/oder strukturell gleichartige Elemente. Die Zeichnung, in der ein Element erstmals auftaucht, wird durch die ganz links stehende(n) Ziffer(n) in den Bezugszeichen angezeigt.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, worin:
1A und 1B eine Seitenansicht bzw. eine Draufsicht einer dielektrischen Resonanzantenne gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustrieren;
2A eine Antennenanordnung illustriert, welche zwei dielektrische Resonanzantennen aufweist, die nebeneinander angeschlossen werden;
2B eine Antennenanordnung illustriert, welche zwei geschichtete dielektrische Resonanzantennen aufweist, die vertikal angeschlossen werden;
2C zeigt die Anordnung der Einspeisungsprobes der geschichteten Antennenbaueinheit der 2B
3 illustriert eine kreisförmige Platte in der Größe, um unter einem dielektrischen Resonator platziert zu werden;
4A illustriert ein anderes Beispiel, das eine gekreuzte Dipolantenne mit einem dielektrischen Resonator enthält;
4B illustriert ein weiteres Beispiel, das eine quadrifilare Helix und eine monopole Peitsche zusammen mit der dielektrischen Resonanzantenne enthält;
5 illustriert ein computersimuliertes Diagramm bzw. einen computersimulierten Plot von Antennenrichtcharakteristik versus Elevationswinkel einer dielektrischen Resonanzantenne, die gemäß der Erfindung konstruiert ist und bei 1,62 GHz operiert; und
6 illustriert ein computersimuliertes Diagramm bzw. einen computersimulierten Plot von Antennenrichtcharakteristik versus Azimutwinkel der gleichen Antenne, die bei 1,62 GHz operiert.
Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
I. Dielektrische Resonatoren
Dielektrische Resonatoren bieten attraktive Eigenschaften als Antennenelemente an. Diese Eigenschaften schließen ihre geringen Ausmaße, mechanische Einfachheit, hohe Abstrahlungseffizienz weil es keinen inhärenten Leitungsverlust gibt, verhältnismäßig große Bandbreite, einfache Koppelungsschemata für fast alle allgemein verwendeten Übertragungsleitungen und den Vorteil, unterschiedliche Strahlungscharakteristiken unter Verwendung von unterschiedlichen Modi des Resonators zu erreichen, ein.
Die Größe eines dielektrischen Resonators ist umgekehrt proportional zur Quadratwurzel von ε_r, wobei ε_r die Dielektrizitätskonstante des Resonators ist. Infolgedessen verringert sich die Größe des dielektrischen Resonators, wenn die Dielektrizitätskonstante ε_r zunimmt. Folglich können die Ausmaße (insbesondere die Höhe) der dielektrischen Resonanzantenne durch die Wahl eines hohen Wertes von ε_r (ε_r = 10 – 100) ziemlich klein gehalten werden.
Die Bandbreite der dielektrischen Resonanzantenne ist umgekehrt proportional zu (ε_r)^–p, wobei der Wert von p (p > 1) vom Modus abhängt. Infolgedessen verringert sich die Bandbreite der dielektrischen Resonanzantenne mit einer Zunahme der Dielektrizitätskonstante. Es muss jedoch zur Kenntnis genommen werden, dass die Dielektrizitätskonstante nicht der einzige Faktor ist, der die Bandbreite einer dielektrischen Resonanzantenne bestimmt. Die anderen Faktoren, welche die Bandbreite des dielektrischen Resonators beeinflussen, sind seine Form und Maße (Höhe, Länge, Durchmesser, etc.).
Es gibt keinen inhärenten Leitungsverlust in dielektrischen Resonanzantennen. Dieses führt zu hoher Strahlungseffizienz der Antenne.
Die Resonanzfrequenz einer dielektrischen Resonanzantenne kann durch Berechnung des Wertes der normalisierten (Kreis-)Wellenzahl bzw. Wavenumber k₀a bestimmt werden. Die Wellenzahl k₀a ist durch das Verhältnis k₀a = 2πf₀/c gegeben, wobei f₀ die Resonanzfrequenz ist, a der Radius des Zylinders ist und c ist die Lichtgeschwindigkeit im freien Raum. Wenn jedoch der Wert von ε_r sehr hoch ist, (ε_r > 100), variiert der Wert der normalisierten Wellenzahl mit ε_r, wie
für ein gegebenes Längenverhältnis eines dielektrischen Resonators.
Für hohe Werte von ε_r kann der Wert der normalisierten Wellenzahl als eine Funktion des Längenverhältnisses (H/2a) für einen einzigen Wert von ε_r bestimmt werden. Wenn das ε_r des verwendeten Materials jedoch nicht sehr hoch ist, gilt die Formel der Gleichung (1) nicht exakt. Wenn der Wert von ε_r nicht sehr hoch ist, sind Berechnungen für jeden unterschiedlichen Wert von ε_r erforderlich. Durch Vergleich von Ergebnissen von numerischen Methoden, die für unterschiedliche Werte von ε_r verfügbar sind, wurde festgestellt, dass das folgende empirische Verhältnis als gute Näherung verwendet werden kann, um die Abhängigkeit der normalisierten Wellenzahl als Funktion von ε_r zu beschreiben,
wobei der Wert von X empirisch aus den Ergebnissen der numerischen Methoden gefunden wird.
Die Impedanzbandbreite einer dielektrischen Resonanzantenne ist definiert als die Frequenzbandbreite, in welcher das Spannungs-Stehwellenverhältnis (Voltage Standing Wave Ratio, VSWR) am Eingang der Antenne kleiner als ein spezifizierter Wert S ist. VSWR ist eine Funktion einer einfallenden Welle und einer reflektierten Welle, bezüglich einer Übertragungsleitung, und ist ein im Fachgebiet gut bekannter Begriff. Die Impedanzbandbreite bzw. – bandwidth (BW_i) einer Antenne, die angepasst ist an eine Übertragungsleitung bei ihrer Resonanzfrequenz, hängt mit dem Leerlauf-Gütefaktor bzw. total unloaded Q-factor (Q_u) eines dielektrischen Resonators über das folgende Verhältnis zusammen:
Es ist zu bemerken, dass Q proportional zum Verhältnis von gespeicherter Energie zu durch Hitze oder Strahlung verlorener Energie ist, und es ist ein im Fachgebiet gut bekannter Begriff. Für einen dielektrischen Resonator, der im Vergleich zu seiner abgestrahlten Leistung einen vernachlässigbaren Leitungsverlust aufweist, hängt der Leerlauf-Gütefaktor (Q_u) mit dem Strahlungs-Gütefaktor bzw. radiation Q-factor (Q_rad) über das folgende Verhältnis zusammen, Qu ≈ Qrad (4)
Numerische Methoden werden benötigt, um den Wert des Strahlungs-Gütefaktors eines dielektrischen Resonators zu berechnen. Für einen gegebenen Modus hängt der Wert des Strahlungs-Gütefaktors vom Längenverhältnis und von der Dielektrizitätskonstante eines Resonators ab. Es ist gezeigt worden, dass für Resonatoren von sehr hoher Permittivität Q_rad mit ε_r wie folgt variiert Qrad α(εr)p (5)wobei für Modi, die wie ein magnetischer Dipol ausstrahlen, die Permittivität (p) = 1,5; für Modi, die wie ein elektrischer Dipol ausstrahlen, p = 2,5; und für Modi, die wie ein magnetischer Quadrupol ausstrahlen, p = 2,5.
II. Die Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine dielektrische Resonanzantenne einen Resonator, der aus einem dielektrischen Material gebildet ist. Der dielektrische Resonator ist auf einer Masseplatte platziert, die von einem leitenden Material gebildet wird. Erste und zweite Probe oder erste und zweite leitende Ader werden elektrisch mit dem dielektrischen Resonator verbunden. Die Probes werden 90 Grad voneinander entfernt angeordnet. Die erste und zweite Probe versorgen den dielektrischen Resonator mit ersten bzw. zweiten Signalen. Die ersten und zweiten Signale haben gleiche Größen, aber sind in Bezug auf einander um 90 Grad phasenverschoben.
1A und 1B veranschaulichen eine Seitenansicht bzw. eine Draufsicht einer dielektrischen Resonanzantenne 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die dielektrische Resonanzantenne 100 umfasst einen Resonator 104, der auf eine Masseplatte 108 montiert ist.
Der Resonator 104 ist aus einem dielektrischen Material gebildet und hat in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine zylindrische Form. Der Resonator 104 kann andere Formen, wie rechteckige, octagonale oder quadratische haben. Der Resonator 104 ist fest auf die Masseplatte 108 montiert. In einem Ausführungsbeispiel ist der Resonator 104 mittels eines Klebers, vorzugsweise mit leitenden Eigenschaften, auf die Masseplatte 108 montiert. Alternativ kann der Resonator 104 auf die Masseplatte montiert werden mittels einer Schraube, eines Bolzens oder anderer bekannter Befestiger (gezeigt in 2B), die sich durch eine Öffnung 110 in der zentralen Achse des Resonators 104 für die Modi, die wie ein magnetischer Dipol ausstrahlen in Masseplatte 108 erstrecken.
Da auf der zentralen Achse des Resonators 104 Auslöschung bzw. eine Null existiert, wird der Befestiger nicht mit der Strahlungscharakteristik der Antenne 100 interferieren.
Um eine Verschlechterung der Performanz der dielektrischen Resonanzantenne, einschließlich ihrer Bandbreite und iher Strahlungscharakteristik zu verhindern, ist es notwendig jede mögliche Lücke zwischen Resonator 104 und Masseplatte 108 minimal zu halten. Dieses wird vorzugsweise durch festes Montieren des Resonators 104 auf der Masseplatte 108 erzielt. Alternativ kann jede mögliche Lücke zwischen dem Resonator 104 und der Masseplatte 108 mit einem biegsamen oder formbaren leitenden Material gefüllt werden. Wenn der Resonator 104 lose auf der Masseplatte 108 montiert ist, wird eine inakzeptable Lücke zwischen dem Resonator und der Masseplatte verbleiben, welche die Performanz der Antenne durch Verzerren des VSWR, der Resonanzfrequenz und der Strahlungscharakteristik verschlechtern wird.
Zwei Einspeisungsprobes 112 und 116 werden elektrisch mit dem Resonator 104 durch einen Durchgang in der Masseplatte 108 verbunden. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Einspeisungsprobes 112 und 116 (gezeigt in der 2A(1A)) aus Metallstreifen gebildet, die axial ausgerichtet und mit dem Umkreis des Resonators 104 verbunden sind. Die Einspeisungsprobes 112 und 116 können Verlängerungen der inneren Leiter von Koaxialkabel 120 und 124 sein, deren äußere Leiter an die Masseplatte 108 elektrisch angeschlossen sein können. Die Koaxialkabel 120 und 124 können an auf bekannte Art und Weise an Funkkreise zum Senden und Empfangen (nicht gezeigt) angeschlossen sein.
Die Einspeisungsprobes 112 und 116 sind von einander etwa 90 Grad entfernt und sind im Wesentlichen orthogonal zur Masseplatte 108. Die Einspei sungsprobes 112 und 116 liefern erste bzw. zweite Signale an den Resonator 104. Die ersten und zweiten Signale haben die gleiche Amplitude, aber sind in Bezug auf einander um 90 Grad phasenverschoben.
Wenn der Resonator 104 mit zwei Signalen gespeist wird, die gleiche Größe haben, die aber in Bezug auf einander um 90 Grad phasenverschoben sind, werden zwei magnetische Dipole, die im Wesentlichen orthogonal zueinander sind, über der Masseplatte produziert. Die orthogonalen magnetischen Dipole erzeugen eine zirkularpolarisierte Strahlungscharakteristik.
In einem Ausführungsbeispiel ist der Resonator 104 aus einem keramischen Material, wie z.B. Bariumtitanat, gebildet. Bariumtitanat hat eine hohe Dielektrizitätskonstante ε_r. Wie zuvor angemerkt, ist die Größe des Resonators umgekehrt proportional zu √ε_r. So kann der Resonator 104 durch die Wahl eines hohen Wertes von ε_r, relativ klein gemacht werden. Indessen können auch andere dielektrische Materialien, die ähnliche Eigenschaften haben, verwendet werden, und andere Größen sind in Abhängigkeit von der spezifischen Anwendungen zulässig.
Die Antenne 100 hat eine erheblich niedrigere Höhe als eine vierdrahtige bzw. quadrifilare Helixantenne, die bei dem gleichen Frequenzband operiert. Zum Beispiel hat eine dielektrische Resonanzantenne, die bei S-Band-Frequenzen operiert, eine erheblich niedrigere Höhe als eine quadrifilare Helixantenne, die auch bei S-Band-Frequenzen operiert. Eine niedrigere Höhe macht eine die-lektrische Resonanzantenne in drahtlosen Telefonen attraktiver.
Die unten stehenden Tabellen I und II vergleichen die Maße (Höhe und Durchmesser) einer dielektrischen Resonanzantenne mit einer typischen quadrifilaren Helixantenne, die bei L-Band-Frequenzen (1–2 GHz Bereich) bzw. bei S-Band-Frequenzen (2–4 GHz Bereich) operiert. Tabelle I

Antennentyp Höhe Durchmesser

Dielektrische Resonanzantenne (S-Band) (0,28 Zoll) 0,7112 cm (2,26 Zoll) 0,6655 cm

Quadrifilare Helixantenne (S-Band) (2,0 Zoll) 5,08 cm (0,5 Zoll) 1,27 cm

Tabelle II

Antennentyp Höhe Durchmesser

Dielektrische Resonanzantenne (1-Band) (0,42 Zoll) 1,067 cm (3,38 Zoll) 8,585 cm

Quadrifilare Helixantenne (1-Band) (3,0 Zoll) 7,62 cm (0,5 Zoll) 1,27 cm
Die Tabellen I und II zeigen, dass, obgleich eine dielektrische Resonanzantenne eine kleinere Höhe als eine quadrifilare Helixantenne, die bei dem gleichen Frequenzband operiert, hat, eine dielektrische Resonanzantenne einen größeren Durchmesser als eine quadrifilare Helixantenne hat. In anderen Worten heißt dies, dass der Vorteil, der durch die Verringerung der Höhe einer dielektrischen Resonanzantenne gewonnen wird, durch einen größeren Durchmesser in einigen Anwendungen aufgehoben zu werden scheint. In der Wirklichkeit ist ein größerer Durchmesser nicht von großem Belang, da es das primäre Ziel dieses Antennendesigns ist, ein niedriges Profil zu erreichen. Eine dielektrische Resonanzantenne dieser Erfindung könnte in ein Autodach eingebaut werden, ohne die Dachlinie erheblich zu verändern. Ähnlich könnte eine Antenne dieses Typs auf einer entfernt platzierten, festinstallierten Telefonzelle eines drahtlosen Satellitentelefon-Kommunikationssystems angebracht werden.
Des Weiteren bietet die Antenne 100 erheblich geringeren Verlust als eine vergleichbare quadrifilare Helix. Dieses liegt an der Tatsache, dass es bei die-lektrischen Resonatoren keinen Leitungsverlust gibt, was zu einer hohen Strahlungseffizienz führt. Infolgedessen erfordert Antenne 100 einen schwächeren Sendeleistungsverstärker und einen Empfänger mit geringerer Rauschzahl, als sie für eine vergleichbare quadrifilare Helixantenne erforderlich wären.
Von der Masseplatte 108 reflektierte Signale können zu den vom Resonator 104 ausgestrahlten Signalen destruktiv addieren. Dieses wird oft als destruktive Interferenz bezeichnet, welche den unerwünschten Effekt des Verzerrens der Strahlungscharakteristik der Antenne 100 hat. In einem Ausführungsbeispiel wird die destruktive Interferenz durch Ausbildung einer Vielzahl von Schlitzen in der Masseplatte 108 reduziert. Diese Schlitze verändern die Phase der reflektierten Wellen, wodurch sie verhindern, dass die reflektierten Wellen destruktiv aufsummieren und die Strahlungscharakteristik der Antenne 100 verzerren.
Das Feld um den Rand der Masseplatte 108 stört auch die bzw. interferiert auch mit der Strahlungscharakteristik der Antenne 100. Diese Störung bzw. Interferenz kann durch gezackte Gestaltung bzw. Serating des Randes der Masseplatte 108 verringert werden. Gezackte Gestaltung bzw. Serating des Randes der Masseplatte 108 reduziert die Kohärenz der Felder nahe des Randes der Masseplatte 108, was die Verzerrung der Strahlungscharakteristik reduziert, indem es die Antenne 100 weniger empfindlich für die umgebenden Felder macht.
Im tatsächlichen Betrieb sind häufig zwei separate Antennen für die Übertragungs- und die Empfangsfähigkeiten wünschenswert. Zum Beispiel kann in einem Satellitentelefonsystem ein Sender konfiguriert sein, um bei L-Band-Frequenzen zu operieren und ein Empfänger kann konfiguriert sein, um bei S-Band-Frequenzen zu operieren. In diesem Fall kann eine L-Band-Antenne ausschließlich als Sendeantenne operieren und eine S-Band-Antenne kann ausschließlich als Empfangsantenne operieren.
2A illustriert eine Antennenanordnung 200, die zwei Antennen, 204 und 208, umfasst. Die Antenne 204 ist eine L-Band-Antenne, die ausschließlich als Sendeantenne operiert, während Antenne 208 eine S-Band-Antenne ist, die ausschließlich als Empfangsantenne operiert. Alternativ kann die L-Band-Antenne ausschließlich als Empfangsantenne operieren, während die S-Band-Antenne ausschließlich als Sendeantenne operieren kann. Die Antennen 204 und 208 können in Abhängigkeit von ihren jeweiligen Dielektrizitätskonstanten ε_r unterschiedliche Durchmesser haben.
Die Antennen 204 und 208 werden entlang der Masseplatten 212 und 216 miteinander verbunden. Da die Antenne 204 als Sendeantenne operiert, regt das ausgestrahlte Signal von Antenne 204 die Masseplatte 216 der Antenne 208 an. Dieses verursacht unerwünschte elektromagnetische Koppelung zwischen den Antennen 204 und 208. Die elektromagnetische Koppelung kann minimiert werden, indem man eine optimale Lücke 218 zwischen den Masseplatten 212 und 216 wählt. Die optimale Breite der Lücke 218 kann experimentell ermittelt werden. Experimentelle Ergebnisse haben gezeigt, dass die elektromagnetische Koppelung zwischen den Antennen 204 und 208 zunimmt, wenn die Lücke 218 größer oder kleiner als der optimale Lückenraum ist. Der optimale Lückenraum ist eine Funktion der Arbeitsfrequenzen der Antennen 204 und 208 und der Größe der Masseplatten 212 und 216. Zum Beispiel wurde ermittelt, dass für eine S-Band-Antenne und eine L-Band-Antenne, die, wie in 3A(2A) illustriert, Seite an Seite angeordnet sind, der optimale Lückenraum 2,54 cm (1 Zoll) beträgt; das heißt, dass die Masseplatten 212 und 216 für gute Performanz durch 2,54 cm (1 Zoll) getrennt sein sollten.
Alternativ können eine S-Band-Antenne und eine L-Band-Antenne vertikal geschichtet werden. 2B zeigt eine Antennenanordnung 220, die eine S-Band-Antenne 224 und eine L-Band-Antenne 228, die entlang einer gemeinsamen Achse geschichtet sind, umfasst. Alternativ können die Antennen 224 und 228 vertikal geschichtet werden, aber nicht entlang einer gemeinsamen Achse, das heißt, ihre zentralen Achsen können zueinander versetzt sein. Die Antenne 224 umfasst einen dielektrischen Resonator 232 und eine Masseplatte 236 und die Antenne 228 umfasst einen dielektrischen Resonator 240 und eine Masseplatte 244. Die Masseplatte 236 der Antenne 224 wird über dem dielektrischen Resonator 240 der Antenne 228 platziert. Nicht leitende Trageelemente 248 fixieren die Antenne 224 in beabstandeter Beziehung zur Antenne 228 mit einem Abstand 226 zwischen der Masseplatte 236 und dem Resonator 240.
2C zeigt die Einspeisungsprobe-Anordnung für die geschichtete Antennenanordnung der 2B ausführlicher. Der oberere Resonator 232 wird durch Einspeisungsprobes 256 und 258 gespeist. Leitungen 260 und 262, die die Einspeisungsprobes mit Sende-/Empfangsschaltkreisen (nicht gezeigt) verbinden, erstrecken sich durch die zentrale Öffnung 241 in den unteren Resonator 240. Der unterere Resonator 240 wird durch Einspeisungsprobes 264 und 266 gespeist, die wiederum mit den Leitungen 268 und 270 verbunden sind. In dem gezeigten exemplarischen Ausführungsbeispiel operiert der obere Resonator 232 auf dem S-Band, während der untere Resonator 240 auf dem L-Band operiert. Es wird für Fachleute offensichtlich sein, dass diese Angaben zu den Bändern nur exemplarisch sind. Die Resonatoren können auf anderen Bändern operieren. Zusätzlich können die S-Band- und L-Band-Resonatoren umgedreht werden, wenn dies erwünscht ist.
Ein optimaler Zwischenabstand sollte zwischen den Antennen 224 und 228 beibehalten werden, um Koppelung zwischen den Antennen zu reduzieren. Wie im zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel wird dieser optimale Zwischenabstand empirisch ermittelt. Zum Beispiel wurde für eine S-Band-Antenne und eine L-Band-Antenne, die, wie in 2B und 2C illustriert, vertikal angeordnet sind, ermittelt, dass der optimale Abstand 226 2,54 cm (1 Zoll) beträgt, das heißt, die Masseplatte 236 sollte von dem dielektrischen Resonator 240 durch 2,54 cm (1 Zoll) getrennt werden.
Die dielektrische Resonanzantenne ist geeignet für den Gebrauch in Satellitentelefonen (örtlich festgelegt oder mobil), einschließlich Telefonen, die Antennen haben, welche an Dachoberkanten (zum Beispiel eine Antenne, die auf dem Dach eines Autos angebracht ist) oder an anderen großen flachen Oberflächen angebracht werden. Diese Anwendungen erfordern, dass die Antenne bei einer hohen Verstärkung bei niedrigen Elevationswinkeln operiert. Leider weisen Antennen, die derzeit Verwendung finden, wie Patchantennen und quadrifilare Helixantennen, keinen hohen Gewinn bzw. keine hohe Verstärkung bei niedrigen Elevationswinkeln auf. Zum Beispiel weisen Patchantennen –5 dB Gewinn bei etwa 10 Grad Elevationswinkel auf. Demgegenüber weisen dielektrische Resonanzantennen des Typs, auf den sich diese Erfindung bezieht, –1,5 dB Gewinn bei etwa 10 Grad Elevation auf, was sie attraktiv für die Verwendung als Low-Profile-Antennen in Satellitentelefonsystemen macht.
Ein anderer bemerkenswerter Vorteil einer dielektrischen Resonanzantenne ist die Einfachheit der Herstellung. Eine dielektrische Resonanzantenne ist einfacher herzustellen als entweder eine quadrifilare Helixantenne oder eine Mikrostreifen-Patchantenne.
Tabelle III listet Parameter und Maße für eine exemplarische dielektrische L-Band-Resonanzantenne. Tabelle III

Arbeitsfrequenz 1,62 GHz

Dielektrische Konstante 36

Maße der Masseplatte 7,62 cm × 7,62 cm ((3 Zoll) × (3 Zoll))
3 zeigt eine leitende kreisförmige Platte 300 in der Größe, um zwischen dem dielektrischen Resonator 104 und der Masseplatte 108 platziert zu werden. Die kreisförmige Platte 300 verbindet den dielektrischen Resonator 104 elektrisch mit der Masseplatte. Die kreisförmige Platte 300 reduziert die Ausmaße jeder möglichen Luftlücke zwischen dem dielektrischen Resonator 304 und der Masseplatte 108, wodurch sie die Verschlechterung der Strahlungscharakteristik der Antenne verhindert. Die kreisförmige Platte 300 enthält zwei halbkreisförmige Schlitze 308 und 312 auf ihrem Umkreis. Die Schlitze 308 und 312 können jedoch auch andere Formen haben. Die Schlitze 308 und 312 sind voneinander entlang der Kreislinie um etwa 90 Grad entfernt und sind in der Größe, um passend geformte Einspeisungsprobes aufzunehmen. Der dielektrische Resonator 104 enthält zwei Kerben 316 und 320 auf seinem Umfang. Jede Kerbe ist in der Größe, um eine Einspeisungsprobe aufzunehmen und trifft mit einem Schlitz der kreisförmigen Platte 300 zusammen. Die Schlitze 316 und 320 können auch mit leitendem Material überzogen werden, um mit den Einspeisungsprobes zu verbinden.
4A zeigt ein Beispiel, welches eine dielektrische Resonanzantenne und eine gekreuzte Dipolantenne enthält. Dieses Beispiel integriert eine dielektrische Resonanzantenne 104', die bei Satellitentelefonkommunikationssystems-Aufwärtsverbindungs-Frequenzen (L-Band) operiert mit einer gebogenen gekreuzten Dipolantenne 402, die bei Satellitentelefonkommunikationssystems-Abwärtsverbindungs-(S-Band)-Frequenzen operiert. Die dielektrische Resonanzantenne 104' wird auf einer Masseplatte 108' montiert. Eine leitend plattierte gedruckte Leiterplatte (Printed Circuit Board, PCB) 404 bildet die Abdeckung bzw. Oberseite von Masseplatte 108', an welcher die dielektrische Resonanzantenne 104' angebracht ist. Auf der anderen Seite des PCB 404 ist eine gedruckte Quadratur-Mikrowellen-Schaltung (nicht gezeigt), deren Ausgänge die orthogonal platzierten leitenden Streifen oder Einspeisungsprobes 112' und 116' auf den Seiten der dielektrischen Resonanzantenne speisen. Rechtwinkelige leitende Durchgangsbohrungen von den Ausgängen der Einspeisungsprobes zur oberen Seite der Masseplatte 404 führen die amplitudenuniformen aber um 90 Grad phasenverschobenen bzw. quadrature phased Signale zu den leitenden Streifen. Die Streifen (nicht gezeigt) wickeln ein (wrap around) und führen einen Teil des Weges auf der Unterseite der Antenne 104' fort, wodurch sie eine neue und kostengünstige Weise den Puck unter Verwendung von herkömmlichen Wellenlöt-Techniken an die Inseln der Durchgangsbohrungen anzuschließen, zur Verfügung stellen. Eine Radarkup pel bzw. Radom 406 mit niedriger Bauhöhe bzw. niedrigem Profil bedeckt beide Antennen. Ein Kabel 408 ist mit den leitenden Streifen 112' und 116' verbunden, um Rückwärtsverbindungs-Norwärtsverbindungs-HF-Signale und DC Vorspannung für die aktiven Elektronikteile im Gehäuse zu führen.
Die gesamte Antenneneinheit wird auf ein Basiselement 410 montiert. Die Basis 410 kann zweckmäßigerweise aus einem magnetischen Material gemacht sein oder eine magnetische Oberfläche haben, um die Antenneneinheit auf einem Auto- oder LKW-Dach zu befestigen.
Die dielektrische Resonanzantenne 104' ist aus einem zylindrisch geformten Stück, genannt „Puck", aus hoch-dielektrischem (hi-K) keramischem Material (das heißt, ε_r > 45) gebildet. Das hi-K-Material lässt eine Reduzierung der Größe, die für Resonanz bei L-Band-Frequenzen erforderlich ist, zu. Der Puck wird im (HEM_11Δ) -Modus durch die beiden orthogonal platzierten leitenden Streifen 112' und 116' angeregt. Dieser Modus ermöglicht hemisphärischgeformte, zirkularpolarisierte Strahlung. Der Durchmesser und die Form der Masseplatte 108' können justiert werden, um die Antennenabdeckung bei nahezu horizontalen Winkeln bzw. near horizon angles zu verbessern.
Die HEM_11Δ-Modus-Felder in und um den Puck koppeln nicht mit Strukturen, die entlang der Achse des Pucks platziert sind. So kann eine einzelne Übertragungsleitung (Koaxialkabel oder gedruckte Streifenleitung), die die Dipolpaare speist, aus dem Zentrum der dielektrischen Resonanzantenne herausragen, ohne die Strahlungscharakteristik der dielektrischen Resonanzantenne nachteilig zu beeinflussen. Zusätzlich schwingen die Dipolarme bei L-Band-Frequenzen nicht mit bzw. sie sind bei L-Band-Frequenzen nicht resonant, so dass L-zu-S-Band Koppelung minimiert ist. Die gekreuzten Dipole sind in einem Abstand von etwa 1/3 Wellenlänge (1,7 Zoll bzw. 4,32 cm bei Satelliten-Vorwärtsverbindungs-Frequenzen) über der Masseplatte 108' platziert. Auf diese Weise angeregt, produzieren die Dipole hemisphärisch zirkularpolarisierte Strahlungscharakteristiken, die ideal für Anwendungen der Satellitenkommunikation sind. Die Höhe über der Masseplatte und der Winkel, um den die Dipolarme gebeugt sind, können justiert werden, um unterschiedliche Formen von Strahlungscharakteristiken zu ergeben, welche den Empfang bei niedrigeren Elevationswinkeln anstelle beim Zenit betonen. Der Effekt der Präsenz des Pucks unter den Dipolen kann auch auf diese Weise angepasst werden.
In einer Variation des Beispiels von 4, kann die gekreuzte Dipolantenne durch eine quadrifilare Helixantenne (QFHA) ersetzt werden. Die QFHA ist eine gedruckte Antenne, die in Zylinderform aufgewickelt ist. Der Durchmesser kann klein gefertigt sein (< 0,5'' bzw. 1,27 cm). Die Antenne kann über der dielektrischen Resonanzantenne mittels eines Plastikstiels aufgehängt sein, wobei die Stiel- und QFHA-Achse mit der Achse der dielektrischen Resonanzantenne übereinstimmen. Die Strahlungscharakteristik der QFHA hat eine Auslöschung bzw. Null, die zur Masseplatte hin ausgerichtet ist, so dass Koppelungseffekte zur dielektrischen Resonanzantenne und zur Masseplatte minimiert sind. Da die QFHA, die entlang der Achse der dielektrischen Resonanzantenne ausgerichtet ist, einen kleinen Durchmesser hat, werden die Charakteristiken der dielektrischen L-Band-Resonanzantenne nicht durch die Präsenz der QFHA verzerrt.
In noch einer weiteren Variation, die in 4B gezeigt ist, ist eine quadrifilare Helixantenne 414 mit ihrer zentralen Achse übereinstimmend mit der zentralen Achse der dielektrischen Resonanzantenne 104' montiert. Eine ¼-Wellenlängen-Peitschenantenne 416 ist entlang der gemeinsamen Achse der QFHA 414 und der dielektrischen Resonanzantenne 104' installiert. Da die dielektrische Resonanzantenne 104' und die QFHA 414 Auslöschungsfelder entlang ihrer Achsen haben, ist Koppelung zur Peitsche 416 minimiert. Diese Peitsche kann für Kommunikation im 800 MHz zellularen Band verwendet werden.
Es folgen einige der Eigenschaften der dielektrischen Resonanzantenne dieser Erfindung.

– Hi-K dielektrische Resonanzantennen bieten eine niedrige Bauhöhe bzw. ein niedriges Profil, Antennen geringer Größe für L-Band-Satellitenkommunikationsanwendungen.
– Metallisierte bzw. plattierte Streifen auf den Seiten und der Unterseite des dielektrischen Resonanzantennen-Pucks ermöglichen eine neue und kostengünstige Befestigungs- bzw. Anschlussmethode an die PCB-Speisung.
– Verwendung eines eingebauten PCBs zur Speisung der dielektrischen Resonanzantenne ermöglicht die Montage eines Sendeleistungsverstärkers am Antennenport, wodurch Übertragungsleitungsverluste minimiert werden und die Effizienz verbessert wird.
– Verwendung eines hybriden Modus einer zirkularpolarisierten dielektrischen Resonanzantenne bzw. eines hybrid dielectric resonator antenna circularly polarized mode ermöglicht die Integration anderer Antennentypen entlang der Achse der dielektrischen Resonanzantenne, wodurch Multifunktions-, Multibandperformanz in einer einzigen Anordnung mit niedriger Bauhöhe bzw. einem einzigen low-Profile Assembly ermöglicht wird.
– Verwendung von S-Band-Dipolen, die beim L-Band nicht mitschwingen bzw. nicht resonant sind, entkoppelt die L-Band- zusätzlich von der S-Band-Antenne.
– S-Band-Dipole sind sehr kostengünstig und haben viele Justierungen verfügbar, um die Form der S-Band-Charakteristik zu ändern.

5 illustriert ein computersimuliertes Diagramm bzw. einen computersimulierten Plot von Antennenrichtcharakteristik versus Elevationswinkel einer dielektrischen Resonatorantenne, die gemäß der Erfindung konstruiert ist und bei 1,62 GHz operiert. Die Dielektrizitätskonstante ε_r des Resonators wird als 45 gewählt und die Masseplatte hat einen Durchmesser von 3,4 Zoll bzw. 8,64 cm. Obgleich in dieser Simulation eine Masseplatte in Kreisform gewählt wurde, können auch andere Formen für die Masseplatte gewählt werden. Die Simulationsergebnisse zeigen, dass der maximale Gewinn 5,55 dB ist, der durchschnittliche Gewinn 2,75 dB ist und der minimale Gewinn –1,27 dB für Elevationen über 10 Grad ist.
6 illustriert ein computersimuliertes Diagramm bzw. einen computersimulierten Plot von Antennenrichtcharakteristik versus Azimutwinkel der gleichen Antenne bei 10 Grad Elevationswinkel bei 1,62 GHz operierend. Die Simulationsergebnisse zeigen, dass der maximale Gewinn –0,92 dB ist, der durchschnittliche Gewinn –1,14 dB ist und der minimale Gewinn –1,50 dB bei 10 Grad Elevationen ist. Zu bemerken ist, dass die Kreuzpolarisation (RHCP; oder Right Hand Circular Polarization) extrem niedrig ist (weniger als –20 dB). Dieses zeigt an, dass die dielektrische Resonanzantenne eine ausgezeichnetes Axial-Verhältnis, selbst nahe der Horizontalen, hat.

Claims

Eine Dualband-Dielektrik-Resonanzantenne (200; 220), die Folgendes aufweist: einen ersten Resonator (204) gebildet aus einem dielektrischen Material; eine erste Grundebene bzw. Masseplatte (212) gebildet aus einem leitenden Material, auf die der erste Resonator (204) montiert ist; einen zweiten Resonator (208) gebildet aus einem dielektrischen Material; wobei jeder der Resonatoren (204, 208) in einem vorbestimmten Frequenzband in Resonanz schwingt, wobei diese sich zwischen den Resonatoren unterscheiden; gekennzeichnet durch eine zweite Masseplatte (216) gebildet aus einem leitenden Material, auf die der zweite Resonator (208) montiert ist, wobei die erste und zweite Masseplatten voneinander separiert sind, um eine vorbestimmte Distanz; und erste und zweite Probes (112, 116) elektrisch an einem jeden der Resonatoren gekoppelt sind, und zwar ungefähr 90 Grad voneinander entfernt auf dem Umfang eines jeden Resonators, wobei die Probes erste bzw. zweite Signale an jeden Resonator vorsehen.
Antenne (200) gemäß Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Signale im Wesentlichen gleiche Amplituden besitzen und 90 Grad Phasendifferenz gegenüber einander besitzen.
Antenne (200) gemäß Anspruch 1, wobei ein jeder der Resonatoren (204, 208) im Wesentlichen zylindrisch ist und eine zentralaxiale Öffnung hierdurch besitzt.
Antenne (200) gemäß Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Probes (112, 116) im Wesentlichen orthogonal bezüglich der Masseplatten (212, 216) sind.
Antenne (200) gemäß Anspruch 1, wobei ein jeder der Resonatoren (204, 208) aus einem keramischen Material gebildet ist.
Antenne (200) gemäß Anspruch 5, wobei die dielektrische Konstante er des keramischen Material größer als 10 ist.
Antenne (200) gemäß Anspruch 5, wobei die dielektrische Konstante er des keramischen Material größer ist als 45.
Antenne (200) gemäß Anspruch 5, wobei die dielektrische Konstante des keramischen Materials größer ist als 100.
Dualbandantenne (220) gemäß Anspruch 1, die weiterhin Trageglieder bzw. Trageelemente (248) zum Montieren der ersten und zweiten Masseplatten in einer beabstandeten Beziehung mit einer vorbestimmten Trenndistanz aufweist, so dass die zentralen Achsen der Resonatoren (232, 240) im Wesentlichen miteinander ausgerichtet sind.