EP0274071A2 - Device for determining the respective thicknesses of self-changing material layers - Google Patents

Device for determining the respective thicknesses of self-changing material layers Download PDF

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EP0274071A2
EP0274071A2 EP87118222A EP87118222A EP0274071A2 EP 0274071 A2 EP0274071 A2 EP 0274071A2 EP 87118222 A EP87118222 A EP 87118222A EP 87118222 A EP87118222 A EP 87118222A EP 0274071 A2 EP0274071 A2 EP 0274071A2
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EP
European Patent Office
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signal
voltage
frequency
damping
coating process
Prior art date
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Ceased
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EP87118222A
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German (de)
French (fr)
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EP0274071A3 (en
Inventor
Ewald Dr. Techn. Dipl.-Ing. Benes
Paul Berlinger
Gernot Dipl.-Ing. Thorn
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Balzers und Leybold Deutschland Holding AG
Original Assignee
Leybold AG
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Publication of EP0274071A3 publication Critical patent/EP0274071A3/en
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
    • G01B7/00—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques
    • G01B7/02—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring length, width or thickness
    • G01B7/06—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring length, width or thickness for measuring thickness
    • G01B7/063—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring length, width or thickness for measuring thickness using piezoelectric resonators
    • G01B7/066—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques for measuring length, width or thickness for measuring thickness using piezoelectric resonators for measuring thickness of coating

Definitions

  • the invention relates to a device for determining the respective thickness of changing material layers on a substrate during the coating process, in particular for the production of thin layers in the optical and in the semiconductor industry, using an electrically excitable, mechanically vibratable element with at least a pronounced resonance frequency, which is excited by an oscillator circuit at a resonance frequency to a stationary oscillation and which is acted upon in the same way as the substrate with the material.
  • Devices for in-situ measurement of layer thicknesses and coating rates are of great importance for the production of thin layers in the optical and in the semiconductor industry, since they control the layer thickness and coating rate during the coating process and thus the termination of the coating process when a certain set value of the layer thickness is reached enable.
  • Such devices often use a quartz measuring head as the sensor element.
  • the quartz crystal is simultaneously coated with the substrates to be coated and changes its resonance frequency due to this foreign layer mass loading.
  • This change in resonance frequency is used as a highly sensitive measure of the applied layer thickness or for the coating rate, i. H. used for the change in layer thickness per unit of time. Since the resonance frequency changes in a first approximation proportional to the areal density of the foreign layer mass, the devices mentioned are also called quartz crystal microbalances.
  • This device for measuring layer thicknesses and coating rates can in principle be used for all vacuum coating processes; however, they have the greatest technical importance in the vapor deposition process. These devices are therefore also referred to as evaporation monitors.
  • Quartz oscillator circuits are used to excite the oscillation of the layer thickness measuring quartz and to emit an alternating voltage whose frequency is equal to the excited mechanical resonance frequency of the quartz.
  • the period of use of a measuring quartz is limited, because the on it sooner or later growing foreign layer leads to a suspension of the vibration.
  • the measuring quartz must then be replaced by a new, not yet vaporized quartz. Since a failure of the quartz during an evaporation process makes controlled further evaporation impossible until the layer thickness setpoint is reached and the whole of the substrates ("batch") in the vacuum chamber become unusable, it is extremely desirable that the measuring quartz be in good time before the evaporation process begins whose end of its range of use is expected to be exchanged.
  • a display that shows in some form how much of the entire area of use of the measuring quartz has already been applied or how much is still available is therefore of great economic importance. To a certain extent, it indicates the operational safety reserve for the respective type and quantity of material applied to the sensor quartz.
  • a measuring method for determining the thickness of thin layers on a substrate by means of a quartz crystal which is simultaneously coated with the substrate is known (DE-OS 31 45 309).
  • the frequency or period duration, which changes with the growing layer is used to determine the layer thickness or the areal density of the mass of the layer.
  • the disadvantage of this known method is that it is not very suitable for deriving the display of the operational safety reserve or the change in the state of consumption of the measuring quartz.
  • a quartz oscillating measuring device is also known, with which the mass thickness can be determined from fractions of a microgram up to a mass loading of a few milligrams (HK Pulker: Investigation of the continuous thickness measurement of thin vapor deposition layers using an oscillating quartz measuring device, Journal for Applied Physics, Volume 20, 6. Heft, 1966, pages 537 to 540).
  • a measuring device is also provided with a reference oscillator.
  • the output signals of the two oscillators are sent to a first mixer stage, the output signal of which, in turn, is given to a second mixer stage together with a frequency of approximately 250 kHz.
  • the output signal of this second mixer stage is fed to a digital frequency display via a pulse converter.
  • the change in the state of consumption of the measuring quartz cannot, however, be displayed with this known device.
  • WH Lawson A versatile thin film thickness monitor of high accuracy, J. SCI. INSTRUM., 1967, Vol. 44, No. 11, pages 917 to 921). Even with this measuring device, it is not possible to display the change in the consumption state of the measuring quartz.
  • the basic idea of the invention is therefore that the known frequency-dependent display of the operational safety reserve is replaced by an attenuation-dependent display of the operational safety reserve. This takes advantage of the fact that the cause of the failure of a quartz is not the exceeding of a predetermined limit frequency, but rather the exceeding of a certain limit of the quartz damping caused by the applied layer.
  • the display of the operational safety reserve or change in the state of consumption can be derived in various ways from the damping-dependent signal U D.
  • Man can B. indicate the voltage U D directly in volts, but it is important that the limit value of U D at which the vibration breaks off is known at the same time. With an analog display, for example, this limit value can be entered as a mark on the scale.
  • a very suitable measure for the indication of the operational safety reserve is also the display of the remaining period of use t R of the oscillatable element that is still available until the oscillation is suspended, according to the relationship t R (t2 - t1) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 ), where t2 and t1 are the times at the end or beginning of the previous coating process, U D2 and U D1 are the values of the signal U D at the end or start of the previous coating process.
  • t R (t2 - t1) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 )
  • Another very suitable measure for specifying the operational safety reserve is also the display of the remaining layer thickness I R that can still be applied to the vibratable element until the vibration is released, according to the relationship 1 R (12 - 11) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 ), where 12 and 11 are the layer thicknesses determined from the respective resonance frequency values of the vibratable element at the end or beginning of the previous coating process, U D2 and U D1 are the values of the signal U D at the end or start of the previous coating process.
  • 1 R (12 - 11) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 )
  • the invention is usually implemented with a quartz crystal, it is not limited to this. Instead of a quartz crystal, any other electrically excitable vibratable elements with at least one pronounced resonance frequency can be used, for example piezoelectric resonators made of lithium niobate or the like.
  • FIG. 1 The block diagram of a conventional oscillator circuit 1 for the excitation of a quartz crystal 2 is shown in FIG. 1. It consists of an amplifier 3, the output lines 4,5 of which are connected to the outputs 6, 7 of a feedback network 8. The output lines 9, 10 of this feedback network 8 are connected to the inputs 11, 12 of the amplifier 3.
  • the quartz crystal shows the behavior of a resonance circuit, namely that it has a series and a parallel resonance frequency (Beuth / Schmusch: Basic circuits of electronics, Volume 3, 1981, pp. 270-272; Zinke / Brunswig: Textbook of high frequency technology, 1965, p . 41-45).
  • series resonance the quartz crystal acts like an ohmic resistance of a few ohms.
  • parallel resonance it is a very high resistance.
  • the feedback network 8 contains the quartz crystal 2, the loss resistance of which is designated 13, as the frequency-determining element.
  • the value of the resistor 13 increases. This could be represented in a circuit diagram by a series connection of an additional resistor to the resistor 13.
  • the series resonance frequency is reduced by the foreign layer loading.
  • the foreign layer on the quartz also causes an increase in the resonator damping, which is defined as the ratio of the power loss to the reactive power.
  • the resistance value R D takes the impedance of the loaded quartz zes 2 if it is operated exactly on its series resonance. In this case, the magnitude of the loop gain U 11, 12 between the inputs 11, 12 of the amplifier 3 and the outputs 9, 10 of the feedback network 8 - with the connection between these inputs and these outputs thought to be disconnected - reach the maximum value.
  • a special feature of oscillator circuits for layer thickness measuring quartz crystals is that they have to be designed for an extremely high damping range.
  • This problem is usually solved by "feedback", that is, the amount of loop gain is chosen much larger than one for unloaded quartz and only reaches the limit value I at the end of the period of use.
  • Such oscillators deliver a strongly distorted output signal due to the pronounced overloading, the only becomes sinusoidal towards the end of the area of use.
  • Another possibility is the use of an amplitude-controlled oscillator with a correspondingly large control range. Such an oscillator supplies a sinusoidal AC voltage with an approximately constant amplitude over the entire range of use.
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement with which an attenuation-dependent voltage is obtained in an amplitude-controlled oscillator 1.
  • the principle of the amplitude-controlled oscillator is known per se from precision oscillating crystal oscillators for frequency standards.
  • the AC voltage output at the outputs 4, 5 of the amplifier 3 is rectified via a rectifier circuit 14 rectifies and compares the DC voltage obtained with a reference voltage, which is usually derived from an operating voltage U B via an adjustable voltage divider 15.
  • the deviation is amplified via a differential amplifier 16 and serves as control DC voltage U AGC for the amplifier 3, which has a gain dependent on the voltage applied to its control input 17 for the AC voltage applied to the amplifier inputs 11, 12.
  • the damping resistance R D increases with increasing loading of the quartz layer; this would in itself lead to a drop in the output voltage U Osc .
  • a decrease in the output voltage U Osc causes a decrease in the DC voltage at the outputs 18, 19 of the rectifier circuit 14, which in turn causes an increase in the voltage U AGC at the output 20 of the differential amplifier 16, which ultimately results in an increase in the gain factor, which results in a
  • the output voltage U Osc largely settles.
  • control voltage U AGC shows the typical course of the control voltage U AGC as a function of the series resonance resistor R D.
  • Various coordinate points are highlighted, which are defined by U AGCmax , U AGCmin , R DS and R DE .
  • R DS means the resistance at the beginning of the additional damping
  • R DE means the resistance at the end of the additional damping. Since there is a direct functional relationship between the series resonance resistor R D and the amplification of the amplifier 3 required for maintaining the oscillation and since the amplification is in turn a function of the control voltage U AGC , the control voltage can be referred to as an attenuation-dependent voltage U D. Ideally, the voltage U D changes in proportion to the damping; however, the relationship is generally non-linear.
  • the deviation from linearity is primarily from the functional to correlation between the gain control voltage U AGC and the loop gain is determined.
  • a voltage that changes monotonically with the damping is sufficient to derive a suitable damping-dependent period of use, i.e. the curve must not have any extremes and inflection points; the voltage must rise or fall steadily with continuously increasing damping.
  • FIG. 4 shows a detailed oscillator circuit diagram for obtaining the damping-dependent voltage U D.
  • Differential amplifiers are used as amplifiers 3 and 16.
  • amplifier 16 the inverting input (-) and non-inverting input (+) are interchanged with respect to FIG. 2, since the implementation example (MC 1590 from Motorola) for amplifier 3 has a negative gain control characteristic; this means that the gain decreases with increasing control voltage U AGC .
  • the feedback network consists of a transformer 22, the primary side 23 of which is connected in series with the measuring crystal 2 at the output 9 of the amplifier 3 and the secondary side 24 of which is connected to the input 11, 12 of this amplifier 3.
  • a one-way circuit is used as the rectifier circuit.
  • Diode 25 charges a charging capacitor 26 during each positive half wave.
  • the coupling capacitor 27 only serves to separate the DC potentials at the output 9 of the amplifier 3 and at the inverting input 28 of the amplifier 16.
  • a diode 29 enables the AC current to flow through the coupling capacitor 27, since it allows the negative half-wave to pass through.
  • the resistor 30 is dimensioned such that it is on the one hand substantially larger than the output resistance of the amplifier 3, and on the other hand results in a sufficiently small time constant with the charging capacitor 26 so that the control reacts quickly enough in the event of a sudden increase in damping.
  • the specified rectifier circuit works practically as a peak value rectifier, ie the DC voltage generated is practically the same as the amplitude of the AC voltage U Osc except for the voltage drop caused by the diode forward voltage.
  • Fig. 5 shows a variant of the circuit of Fig. 4, which is then advantageous is if you want to use a normal differential amplifier with only a permanently adjustable gain as amplifier 3.
  • the necessary compensation of the increase in the damping resistance R D is achieved here by the series connection of a variable compensation resistor, which can be implemented by the source-drain path of a field-effect transistor 31.
  • the resistance of the source-drain path of this field-effect transistor 31 can be varied within wide limits by applying a control voltage U AGC to the gate connection.
  • the increase in the damping resistance R D caused by the foreign layer loading of the measuring quartz 2 is largely compensated for by a reduction in the compensation resistance - caused by the rise in the gate voltage - or the loop gain is kept constant.
  • the drain-source path of the field-effect transistor 31 does not necessarily have to be connected directly in series with the quartz, the same purpose is achieved if it is used in series with the secondary winding 24 of the transformer 22 or at any other point in a more complex feedback network .
  • the only important thing is that the loop gain depends directly on the resistance of the drain-source path.
  • FIG. 6 shows how an attenuation-dependent signal can be obtained in the case of a non-amplitude-controlled oscillator circuit 1, that is to say in an oscillator circuit 1 operating with "feedback".
  • a harmonic filter 32 is connected to the outputs 4, 5 of such an oscillator 1. This must be carried out as a relatively broadband bandpass filter, since the harmonic frequency changes with increasing foreign layer loading. With increasing foreign layer loading, the damping resistance R D increases , as a result of which the attenuation factor of the feedback network 8 increases, the loop gain decreases correspondingly and the extent of the feedback decreases. Lower overdrive means less distortion of the output voltage U Osc . This results in a reduction in the amplitudes in the harmonic spectrum.
  • the amplitude of the output signal of the harmonic filter 32 can therefore be used as the damping-dependent voltage U D , since it decreases monotonically with increasing quartz damping.
  • a damping-dependent DC voltage can be generated again by connecting a rectifier circuit (not shown in FIG. 6).
  • the 3rd harmonic is advantageously filtered out from the harmonic spectrum , since according to Fourier analysis it has the greatest amplitude.
  • the harmonic filter 32 In the layer thickness measuring quartzes typically used with a starting fundamental frequency of 6 MHz, the harmonic filter 32 must be designed for a frequency range of approximately 15 to 18 MHz.
  • Band filters such as are known from broadcast technology are particularly suitable, e.g. B. as an intermediate frequency filter, which are constructed from two inductively coupled parallel resonant circuits and which have a center frequency of 16.5 MHz.
  • the 7 shows a circuit arrangement which shows an oscillator circuit 1 and an evaluation circuit which are connected to one another via a coaxial cable 41.
  • the coaxial cable 41 is not used for the transmission of the DC supply voltage and the high-frequency signals, but also for the transmission of low-frequency signals.
  • the damping-dependent direct voltage U D generated by the oscillator circuit 1 is fed to a voltage-frequency converter 33 and converted by the latter into a low-frequency voltage.
  • This low-frequency voltage reaches a further shaping device 35, which deforms the low-frequency voltage into a rectangular low-frequency current.
  • This low-frequency current is applied to the coaxial cable 41 via a low-pass filter, which consists of a choke 40 and a capacitor 39.
  • the high-frequency oscillator voltage U Osc is likewise fed into the coaxial cable 41 via a capacitor 29.
  • a voltage regulator 37 is provided between the low-pass filter 39, 40 and the oscillator circuit 1.
  • a low-pass filter is also provided on the input side of the evaluation circuit, which consists of the inductor 42 and the capacitor 45. Between this low-pass filter 42, 45 and an input of a high-frequency evaluation circuit 46 there is a resistor 44, the voltage drop of which is fed to a pulse shaper 47. The connection point between the coaxial cable 41 and the choke 42 is connected via a capacitor 43 to another input of the high-frequency evaluation circuit 46.
  • the pulse shaper 47 converts the incoming pulses into rectangular pulses, which can be processed by a digital counter 48, for example a 2 ⁇ BCD counter.
  • This digital counter 48 is in turn connected to the RF evaluation circuit 46 via data lines 51, 52, 53.
  • the RF evaluation circuit 46 generates data on the basis of the signals received, which data are fed to a personal computer, for example, for final evaluation and display via a data bus 54.
  • the second circuit arrangement which relates the electrical signal U D to a predetermined limit value signal U DE of this signal U D , can be implemented in a known and varied manner, which is why it is not shown and described in detail in the present case. The same applies to the actual display and setup.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Ermitteln der jeweiligen Dicke von sich verändernden Material-Schichten auf einem Substrat, unter Verwendung eines elektrisch anregbaren, mechanisch schwingfähigen Elements (2) mit mindestens einer ausgeprägten Resonanzfrequenz, welches von einer Oszillatorschaltung (1) auf einer Resonanzfrequenz zu einer stationären Schwingung angeregt und das in derselben Weise wie das Substrat mit dem Material beaufschlagt wird. Hierbei wird ein Signal (UD) erzeugt, das von der durch die Beschichtung des schwingungsfähigen Elements (2) hervorgerufenen Dämpfung abhängt. Dieses Signal (UD) wird mit einem bekannten Grenzwertsignal (UDE) in Bezug gesetzt, wodurch angezeigt werden kann, wann das schwingungsfähige Element (2), das nur bis zu einem gewissen Grad mit dem Material beaufschlagbar ist, gegen ein neues schwingungsfähiges Element ausgetauscht werden muß (Fig.2).The invention relates to a device for determining the respective thickness of changing material layers on a substrate, using an electrically excitable, mechanically vibratable element (2) with at least one pronounced resonance frequency, which is converted from one oscillator circuit (1) to one resonance frequency stationary vibration is excited and the material is acted upon in the same way as the substrate. In this case, a signal (UD) is generated, which depends on the damping caused by the coating of the vibratable element (2). This signal (UD) is related to a known limit signal (UDE), which can be used to indicate when the vibratable element (2), which can only be loaded with the material to a certain extent, is replaced by a new vibratable element must (Fig. 2).

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Ermitteln der jeweiligen Dicke von sich verändernden Material-Schichten auf einem Substrat während des Beschichtungsvorgangs, insbesondere für die Herstellung dünner Schichten in der optischen und in der Halbleiter-Industrie, unter Verwendung eines elektrisch anregbaren, mechanisch schwingfähigen Elements mit mindestens einer ausgeprägten Resonanzfrequenz, welches von einer Oszillatorschaltung auf einer Resonanzfrequenz zu einer sta­tionären Schwingung angeregt und das in derselben Weise wie das Sub­strat mit dem Material beaufschlagt wird.The invention relates to a device for determining the respective thickness of changing material layers on a substrate during the coating process, in particular for the production of thin layers in the optical and in the semiconductor industry, using an electrically excitable, mechanically vibratable element with at least a pronounced resonance frequency, which is excited by an oscillator circuit at a resonance frequency to a stationary oscillation and which is acted upon in the same way as the substrate with the material.

Einrichtungen zur in situ Messung von Schichtdicken und Beschichtungs­raten haben große Bedeutung für die Herstellung dünner Schichten in der optischen und in der Halbleiter-Industrie, da sie Kontrolle der Schicht­dicke und Beschichtungsrate während des Beschichtungsvorganges und da­mit den Abbruch des Beschichtungsvorganges bei Erreichen eines be­stimmten Sollwertes der Schichtdicke ermöglichen.Devices for in-situ measurement of layer thicknesses and coating rates are of great importance for the production of thin layers in the optical and in the semiconductor industry, since they control the layer thickness and coating rate during the coating process and thus the termination of the coating process when a certain set value of the layer thickness is reached enable.

Derartige Einrichtungen verwenden oft als Sensorelement einen Schwing­quarz-Meßkopf. Der Schwingquarz wird dabei gleichzeitig mit den zu be­schichtenden Substraten beschichtet und ändert auf Grund dieser Fremd­schicht-Massenbeladung seine Resonanzfrequenz. Diese Resonanzfrequenz­änderung wird als hochempfindliches Maß für die aufgebrachte Schicht­stärke bzw. für die Beschichtungsrate, d. h. für die Schichtdickenänderung pro Zeiteinheit, verwendet. Da sich die Resonanzfrequenz in erster Näherung proportional der Flächendichte der Fremdschichtmasse ändert, werden die erwähnten Einrichtungen auch Schwingquarz-Mikrowaagen ge­nannt.Such devices often use a quartz measuring head as the sensor element. The quartz crystal is simultaneously coated with the substrates to be coated and changes its resonance frequency due to this foreign layer mass loading. This change in resonance frequency is used as a highly sensitive measure of the applied layer thickness or for the coating rate, i. H. used for the change in layer thickness per unit of time. Since the resonance frequency changes in a first approximation proportional to the areal density of the foreign layer mass, the devices mentioned are also called quartz crystal microbalances.

Diese Einrichtung zum Messen von Schichtdicken und Beschichtungsraten können grundsätzlich für alle Vakuumbeschichtungsverfahren verwendet werden; die größte technische Bedeutung haben sie jedoch beim Aufdampf­verfahren. Man bezeichnet diese Einrichtungen daher auch als Aufdampf­monitore.This device for measuring layer thicknesses and coating rates can in principle be used for all vacuum coating processes; however, they have the greatest technical importance in the vapor deposition process. These devices are therefore also referred to as evaporation monitors.

Zur Schwingungsanregung des Schichtdickenmeßquarzes und zur Abgabe einer Wechselspannung, deren Frequenz gleich der angeregten mecha­nischen Resonanzfrequenz des Quarzes ist, werden Schwingquarz-Oszillator­schaltungen verwendet.Quartz oscillator circuits are used to excite the oscillation of the layer thickness measuring quartz and to emit an alternating voltage whose frequency is equal to the excited mechanical resonance frequency of the quartz.

Die Verwendungsdauer eines Meßquarzes ist begrenzt, da die auf ihm aufwachsende Fremdschicht früher oder später zu einem Aussetzen der Schwingung führt. Der Meßquarz muß dann durch einen neuen, noch un­bedampften Quarz ersetzt werden. Da ein Ausfall des Quarzes während eines Aufdampfvorganges das kontrollierte Weiterbedampfen bis zum Erreichen des Schichtdickensollwertes unmöglich macht und damit die Gesamtheit der Substrate ("Charge") in der Vakuumkammer unbrauchbar wird, ist es äußerst wünschenswert, daß der Meßquarz rechtzeitig vor Beginn des Aufdampfvorganges, während dessen mit dem Ende seines Ver­wendungsbereichs gerechnet werden muß, ausgetauscht wird. Eine An­zeige, die in irgendeiner Form angibt, wieviel vom gesamten Verwen­dungsbereich des Meßquarzes bereits aufgebracht ist bzw. wieviel noch zur Verfügung steht, ist daher von großer wirtschaftlicher Bedeutung. Sie gibt gewissermaßen die Betriebssicherheitsreserve bei der jeweiligen auf den Sensorquarz aufgebrachten Materialart und -menge an.The period of use of a measuring quartz is limited, because the on it sooner or later growing foreign layer leads to a suspension of the vibration. The measuring quartz must then be replaced by a new, not yet vaporized quartz. Since a failure of the quartz during an evaporation process makes controlled further evaporation impossible until the layer thickness setpoint is reached and the whole of the substrates ("batch") in the vacuum chamber become unusable, it is extremely desirable that the measuring quartz be in good time before the evaporation process begins whose end of its range of use is expected to be exchanged. A display that shows in some form how much of the entire area of use of the measuring quartz has already been applied or how much is still available is therefore of great economic importance. To a certain extent, it indicates the operational safety reserve for the respective type and quantity of material applied to the sensor quartz.

Es ist bereits ein Meßverfahren zur Bestimmung der Dicke dünner Schich­ten auf einem Substrat mittels eines Schwingquarzes bekannt, der gleich­zeitig mit dem Substrat beschichtet wird (DE-OS 31 45 309). Bei die­sem bekannten Verfahren wird die Frequenz- bzw. die Periodendauer, die sich mit der aufwachsenden Schicht ändert, zur Bestimmung der Schicht­dicke oder der Flächendichte der Masse der Schicht verwendet. Nachtei­lig ist bei diesem bekannten Verfahren, daß es für die Ableitung der Anzeige der Betriebssicherheitsreserve bzw. der Verbrauchszustandsän­derung des Meßquarzes wenig geeignet ist.A measuring method for determining the thickness of thin layers on a substrate by means of a quartz crystal which is simultaneously coated with the substrate is known (DE-OS 31 45 309). In this known method, the frequency or period duration, which changes with the growing layer, is used to determine the layer thickness or the areal density of the mass of the layer. The disadvantage of this known method is that it is not very suitable for deriving the display of the operational safety reserve or the change in the state of consumption of the measuring quartz.

Es ist weiterhin eine Schwingquarzmeßeinrichtung bekannt, mit der eine Bestimmung der Massendicke von Bruchteilen eines Mikrogramms bis zur Massenbeladung von einigen Milligramm durchführbar ist (H. K. Pulker: Untersuchung der kontinuierlichen Dickenmessung dünner Aufdampf­schichten mit einer Schwingquarzmeßeinrichtung, Zeitschrift für ange­wandte Physik, 20. Band, 6. Heft, 1966, Seiten 537 bis 540). Bei dieser Meßeinrichtung ist neben einem Meßquarz-Oszillator noch ein Referenz­oszillator vorgesehen. Die Ausgangssignale der beiden Oszillatoren werden auf eine erste Mischstufe gegeben, deren Ausgangssignal wiederum, zu­sammen mit einer Frequenz von ca. 250 KHz, auf eine zweite Misch­stufe gegeben wird. Das Ausgangssignal dieser zweiten Mischstufe wird über einen Impulswandler einer digitalen Frequenzanzeige zugeführt. Die Verbrauchszustandsänderung des Meßquarzes kann mit dieser bekannten Einrichtung indessen nicht angezeigt werden.A quartz oscillating measuring device is also known, with which the mass thickness can be determined from fractions of a microgram up to a mass loading of a few milligrams (HK Pulker: Investigation of the continuous thickness measurement of thin vapor deposition layers using an oscillating quartz measuring device, Journal for Applied Physics, Volume 20, 6. Heft, 1966, pages 537 to 540). At this In addition to a measuring quartz oscillator, a measuring device is also provided with a reference oscillator. The output signals of the two oscillators are sent to a first mixer stage, the output signal of which, in turn, is given to a second mixer stage together with a frequency of approximately 250 kHz. The output signal of this second mixer stage is fed to a digital frequency display via a pulse converter. The change in the state of consumption of the measuring quartz cannot, however, be displayed with this known device.

Ferner ist eine Meßvorrichtung bekannt, mit der die Dicke aufwachsender Schichten auch während des Aufwachsvorgangs gemessen werden kann (W. H. Lawson: A versatile thin film thickness monitor of high accuracy, J. SCI. INSTRUM., 1967, Vol. 44, Heft 11, Seiten 917 bis 921). Auch mit dieser Meßvorrichtung ist es nicht möglich, die Verbrauchszustands­änderung des Meßquarzes anzuzeigen.Furthermore, a measuring device is known with which the thickness of growing layers can also be measured during the growth process (WH Lawson: A versatile thin film thickness monitor of high accuracy, J. SCI. INSTRUM., 1967, Vol. 44, No. 11, pages 917 to 921). Even with this measuring device, it is not possible to display the change in the consumption state of the measuring quartz.

In den bisher bekannten Fällen wird eine derartige Anzeige von der ge­samten, durch die am Quarz akkumulierte Schichtdicke verursachten, Frequenzänderung abgeleitet. Diese wurde entweder direkt angezeigt oder es wurde ein Prozentwert angezeigt, der die aktuelle Frequenzänderung Δf bezogen auf eine weitgehend willkürlich angenommene, maximale Frequenzänderung Δfmax, angibt. In unzutreffender Weise wurden diese Anzeigen bisher auch als Lebensdaueranzeigen bezeichnet. Andere Auf­dampfmonitore wieder zeigen die, der Frequenzänderung entsprechende, gesamte am Quarz akkumulierte Schichtdicke, z. B. in µm an.In the previously known cases, such an indication is derived from the total frequency change caused by the layer thickness accumulated on the quartz. This was either displayed directly or a percentage value was displayed that indicates the current frequency change Δf in relation to a largely arbitrarily assumed maximum frequency change Δf max . Inaccurately, these displays have so far been referred to as lifetime displays. Other vapor deposition monitors again show the total layer thickness accumulated on the quartz, corresponding to the frequency change. B. in µm.

Man kann alle bisherigen Arten der Anzeige der Betriebssicherheitsreserve oder Verbrauchszustandsänderung von Schichtdickenmeßquarzen als fre­quenzabhängige Anzeigen charakterisieren. Dies gilt uneingeschränkt auch für alle Geräte, die statt nach der Frequenzmeßmethode nach der sog. Periodenzeitmeßmethode arbeiten. Bei diesen wird zwar die Periodenzeit­änderung der Resonanzschwingung sowohl für die Schichtdickenanzeige als auch für die Anzeige der Betriebssicherheitsreserve herangezogen, wegen des direkten Zusammenhangs zwischen der Resonanzfrequenz f und der Periodendauer 1/f kann jedoch auch hier dem Prinzip nach von ausschließ­lich frequenzabhängigen Anzeigen gesprochen werden.One can characterize all previous ways of displaying the operational safety reserve or changing the state of consumption of layer thickness measuring quartzes as frequency-dependent displays. This also applies without restriction to all devices that work according to the so-called period time measurement method instead of the frequency measurement method. With these, the period time change of the resonance oscillation is used both for the layer thickness display and for the display of the operational safety reserve, however, because of the direct connection between the resonance frequency f and the period duration 1 / f, the principle of exclusively frequency-dependent displays can also be spoken here.

Der große Nachteil dieser frequenzabhängigen Anzeige der Betriebssicher­heitsreserven ist, daß sie die außerordentlich ausgeprägte Materialabhän­gigkeit der erreichbaren maximalen Meßquarz-Verwendungsdauer nicht be­rücksichtigen können. Mit vielen metallischen Aufdampfschichten wie z. B. Al, Ag, Cu, erreicht man, bei Verwendung üblicher Schichtdicken­meßquarze mit einer Startfrequenz von z. B. 6 MHz, Frequenzbereiche bis zum Ausfall des Quarzes von etwa 1 MHz, d. h. die Frequenz beim Quarz­ausfall beträgt 5 MHz, während man z. B. mit einer W-Schicht oder einer dielektrischen Schicht aus MgF₂ nur zu überstrichenen Frequenz­bereichen bis etwa 10 kHz kommt, d. h. die Frequenz beim Quarzausfall beträgt 5,99 MHz. Darüberhinaus zeigen auch beim gleichem Aufdampf­material verschiedene Meßquarze oft sehr unterschiedliche Frequenz­bereiche bis zum Aussetzen der Resonanzschwingung. Es liegt daher auf der Hand, daß die frequenzabhängige Anzeige der Betriebssicherheits­reserve oder Verbrauchszustandsänderung keine brauchbare Information für das rechtzeitige Auswechseln der Meßquarze liefern kann, wenn nicht zu­sätzliche umfangreiche Erfahrungen bzw. Statistiken für das Verhalten der verschiedenen Aufdampfmaterialien mitberücksichtigt werden und die Streuung der Meßquarze stark eingeengt wird. Damit wird aber der Zweck, nämlich ein direktes, verläßliches Maß für das rechtzeitige, aber andererseits nicht unnötig frühzeitige, Auswechseln des Meßquarzes zu liefern, von den bisherigen Verfahren und Einrichtungen nicht erreicht. Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zu schaffen, mit der es möglich ist, ein mechanisch schwingungsfähiges Ele­ment ohne frequenzabhängige Anordnungen zu überwachen.The major disadvantage of this frequency-dependent display of the operational safety reserves is that they cannot take into account the extraordinarily pronounced material dependency of the maximum measuring quartz life that can be achieved. With many metallic vapor deposition layers such. B. Al, Ag, Cu, is achieved when using conventional layer thickness measuring crystals with a starting frequency of z. B. 6 MHz, frequency ranges up to the failure of the quartz of about 1 MHz, ie the frequency in the quartz failure is 5 MHz, while z. B. comes with a W layer or a dielectric layer made of MgF₂ only to swept frequency ranges up to about 10 kHz, ie the frequency in the case of quartz failure is 5.99 MHz. In addition, even with the same evaporation material, different measuring quartzes often show very different frequency ranges until the resonance oscillation is suspended. It is therefore obvious that the frequency-dependent display of the operational safety reserve or change in the state of consumption cannot provide any useful information for the timely replacement of the measuring crystals, unless additional extensive experience or statistics for the behavior of the different vapor deposition materials are taken into account and the scattering of the measuring crystals is greatly restricted becomes. However, the purpose, namely to provide a direct, reliable measure for the timely, but not unnecessarily early, replacement of the measuring quartz is not achieved by the previous methods and devices. The invention is therefore based on the object of providing a device with which it is possible to monitor a mechanically vibratable element without frequency-dependent arrangements.

Diese Aufgabe wird gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Patent­anspruchs 1 gelöst.This object is achieved in accordance with the characterizing features of patent claim 1.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht also darin, daß die bekannte frequenzabhängige Anzeige der Betriebssicherheitsreserve durch eine dämpfungsabhängige Anzeige der Betriebssicherheitsreserve ersetzt wird. Hierdurch wird der Umstand ausgenützt, daß die Ursache für den Ausfall eines Quarzes nicht das Überschreiten einer vorgegebenen Grenzfrequenz ist, sondern das Überschreiten eines bestimmten Grenzwertes der durch die aufgebrachte Schicht verursachten Quarzdämpfung.The basic idea of the invention is therefore that the known frequency-dependent display of the operational safety reserve is replaced by an attenuation-dependent display of the operational safety reserve. This takes advantage of the fact that the cause of the failure of a quartz is not the exceeding of a predetermined limit frequency, but rather the exceeding of a certain limit of the quartz damping caused by the applied layer.

Die Anzeige der Betriebssicherheitsreserve oder Verbrauchszustandsän­derung kann in verschiedener Weise aus dem dämpfungsabhängigen Signal UD abgeleitet werden. Mann kan z. B. die Spannung UD direkt in Volt anzeigen, wobei aber wichtig ist, daß der Grenzwert von UD, bei dem die Schwingung abreißt, gleichzeitig bekannt ist. Bei einer Analoganzeige kann zum Beispiel dieser Grenzwert als Marke auf der Skala eingetragen sein.The display of the operational safety reserve or change in the state of consumption can be derived in various ways from the damping-dependent signal U D. Man can B. indicate the voltage U D directly in volts, but it is important that the limit value of U D at which the vibration breaks off is known at the same time. With an analog display, for example, this limit value can be entered as a mark on the scale.

Insbesondere bei einer digitalen Anzeige ist eine prozentuelle Angabe der Betriebssicherheitsreserve BR nach der Beziehung
BR (%) = 100 % · (UDE - UD)/(UDE - UDS)
vorteilhaft, wobei UDE den Grenzwert der dämpfungsabhängigen Signal­spannung für den die Schwingung gerade noch aufrechterhalten wird, UD den für die jeweilige Materialbeaufschlagung gerade auftretenden Wert der dämpfungsabhängigen Spannung und UDS den Wert des dämpfungsab­hängigen Spannung am Beginn der erstmaligen Beschichtung des schwing­fähigen Elements bedeutet. Es ist natürlich auch denkbar, anstelle der Betriebssicherheitsreserve den bereits verbrauchten Anteil (100 % - BR) am Betriebssicherheitsguthaben anzugeben.In the case of a digital display in particular, a percentage of the operational safety reserve B R is based on the relationship
B R (%) = 100% (U DE - U D ) / (U DE - U DS )
advantageous, where U DE is the limit value of the damping-dependent signal voltage for which the vibration is still being maintained, U D is the value of the damping-dependent voltage that is currently occurring for the respective material application and U DS is the value of the damping-dependent voltage at the beginning of the first coating of the oscillatable element. It is of course also conceivable instead of Operational security reserve to indicate the portion already used (100% - B R ) of the operational security credit.

Ein sehr gut geeignetes Maß für die Angabe der Betriebssicherheitsreser­ve ist auch die Anzeige der bis zum Aussetzen der Schwingung noch zur Verfügung stehenden Restverwendungsdauer tR des schwingfähigen Ele­ments entsprechend der Beziehung
tR (t₂ - t₁) (UDE - UD2)/(UD2 - UD1),
wobei t₂ und t₁ die Zeiten am Ende bzw. Beginn des vorangegangenen Beschichtungsvorganges, UD2 und UD1 die Werte des Signals UD am Ende bzw. Beginn des vorangegangenen Beschichtungsvorganges sind. Hier wird der Umstand ausgenützt, daß gegen Ende der Lebensdauer des schwing­fähigen Elements ein annähernd linearer Zusammenhang zwischen der Resonatordämpfung und der Beschichtungsdauer besteht.A very suitable measure for the indication of the operational safety reserve is also the display of the remaining period of use t R of the oscillatable element that is still available until the oscillation is suspended, according to the relationship
t R (t₂ - t₁) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 ),
where t₂ and t₁ are the times at the end or beginning of the previous coating process, U D2 and U D1 are the values of the signal U D at the end or start of the previous coating process. Here the fact is exploited that towards the end of the life of the vibratable element there is an approximately linear relationship between the resonator damping and the coating duration.

Ein weiteres sehr gut geeignetes Maß für die Angabe der Betriebssicher­heitsreserve ist auch die Anzeige der auf das schwingfähige Element bis zum Aussetzen der Schwingung noch aufbringbaren Restschichtdicke IR entsprechend der Beziehung
1R (1₂ - 1₁) (UDE - UD2)/(UD2 - UD1),
wobei 1₂ und 1₁ die aus den jeweiligen Resonanzfrequenzwerten des schwingfähigen Elements ermittelten Schichtdicken am Ende bzw. Beginn des vorangegangenen Beschichtungsvorganges, UD2 und UD1 die Werte des Signals UD am Ende bzw. Beginn des vorangegangenen Beschichtungsvor­ganges sind. Hier wird der Umstand ausgenützt, daß gegen Ende der Lebensdauer des schwingfähigen Elements ein annähernd linearer Zusam­menhang zwischen der Resonatordämpfung und der aufgebrachten Schicht­dicke besteht.Another very suitable measure for specifying the operational safety reserve is also the display of the remaining layer thickness I R that can still be applied to the vibratable element until the vibration is released, according to the relationship
1 R (1₂ - 1₁) (U DE - U D2 ) / (U D2 - U D1 ),
where 1₂ and 1₁ are the layer thicknesses determined from the respective resonance frequency values of the vibratable element at the end or beginning of the previous coating process, U D2 and U D1 are the values of the signal U D at the end or start of the previous coating process. Here the fact is exploited that towards the end of the life of the vibratable element there is an almost linear relationship between the resonator damping and the applied layer thickness.

Obwohl die Erfindung in der Regel mit einem Schwingquarz realisiert ist, ist sie nicht hierauf beschränkt. Statt eines Schwingquarzes können auch beliebige andere elektrisch anregbare schwingfähige Elemente mit min­destens einer ausgeprägten Resonanzfrequenz verwendet werden, beispiels­weise piezoelektrische Resonatoren aus Lithiumniobat oder dergleichen.Although the invention is usually implemented with a quartz crystal, it is not limited to this. Instead of a quartz crystal, any other electrically excitable vibratable elements with at least one pronounced resonance frequency can be used, for example piezoelectric resonators made of lithium niobate or the like.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

  • Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Quarz-Oszillators;
  • Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Oszillators zur Realisierung der Erfindung;
  • Fig. 3 den funktionalen Zusammenhang zwischen der Verstärkungssteuer­spannung UAGC und dem Serienresonanzwiderstand RD des Schwing­quarzes;
  • Fig. 4 ein detailliertes Ausführungsbeispiel des Blockschaltbildes nach Fig. 2.
  • Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel, welches einen amplitudengeregel­ten Oszillator voraussetzt;
  • Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel, welches keinen amplitudengeregelten Os­zillator voraussetzt;
  • Fig. 7 eine Schaltungsanordnung, bei der zwischen einer Oszillatorschal­tung und einer Auswerteschaltung ein Koaxialkabel vorgesehen ist, welches zur gleichzeitigen Gleichstrom-, Niederfrequenz- und Hochfrequenzübertragung dient.
Embodiments of the invention are shown in the drawing and are described in more detail below. Show it:
  • Fig. 1 is a block diagram of a conventional quartz oscillator;
  • 2 shows a block diagram of an oscillator for realizing the invention;
  • 3 shows the functional relationship between the gain control voltage U AGC and the series resonance resistance R D of the quartz crystal;
  • 4 shows a detailed exemplary embodiment of the block diagram according to FIG. 2.
  • 5 shows a further exemplary embodiment, which requires an amplitude-controlled oscillator;
  • 6 shows an embodiment which does not require an amplitude-controlled oscillator;
  • Fig. 7 is a circuit arrangement in which a coaxial cable is provided between an oscillator circuit and an evaluation circuit, which is used for simultaneous direct current, low frequency and high frequency transmission.

Das Blockschaltbild eines herkömmlichen Oszillatorschaltkreises 1 für die Anregung eines Schwingquarzes 2 ist in Fig. 1 gezeigt. Es besteht aus einem Verstärker 3, dessen Ausgangsleitungen 4,5 mit den Engängen 6,7 eines Rückkopplungsnetzwerks 8 verbunden ist. Die Ausgangsleitungen 9,10 dieses Rückkopplungsnetzwerks 8 sind mit den Eingängen 11,12 des Verstärkers 3 verbunden.The block diagram of a conventional oscillator circuit 1 for the excitation of a quartz crystal 2 is shown in FIG. 1. It consists of an amplifier 3, the output lines 4,5 of which are connected to the outputs 6, 7 of a feedback network 8. The output lines 9, 10 of this feedback network 8 are connected to the inputs 11, 12 of the amplifier 3.

Der Schwingquarz zeigt bekanntlich das Verhalten eines Resonanzkreises, und zwar besitzt er eine Serien- und eine Parallelresonanzfrequenz (Beuth/­Schmusch: Grundschaltungen der Elektronik, Band 3, 1981, S. 270-272; Zinke/Brunswig: Lehrbuch der Hochfrequenztechnik, 1965, S. 41-45). In Serienresonanz wirkt der Schwingquarz wie ein ohmischer Widerstand von wenigen Ohm. Bei Parallelresonanz ist er ein sehr hochohmiger Wider­stand. Im folgenden wird nur der Fall der Serienresonanz betrachtet, ob­wohl sich all Überlegungen sinngemäß auch auf den Parallelresonanzfall übertragen lassen.
Das Rückkopplungsnetzwerk 8 enthält als frequenzbestimmendes Element den Schwingquarz 2, dessen Verlustwiderstand mit 13 bezeichnet ist.As is well known, the quartz crystal shows the behavior of a resonance circuit, namely that it has a series and a parallel resonance frequency (Beuth / Schmusch: Basic circuits of electronics, Volume 3, 1981, pp. 270-272; Zinke / Brunswig: Textbook of high frequency technology, 1965, p . 41-45). In series resonance, the quartz crystal acts like an ohmic resistance of a few ohms. With parallel resonance it is a very high resistance. In the following, only the case of series resonance is considered, although all considerations can also be applied to the parallel resonance case.
The feedback network 8 contains the quartz crystal 2, the loss resistance of which is designated 13, as the frequency-determining element.

Wird der Schwingquarz 2 mit einer Fremdschicht beladen, so nimmt der Wert des Widerstands 13 zu. In einem Schaltbild könnte dies durch eine Reihenschaltung eines zusätzlichen Widerstands zum Widerstand 13 darge­stellt werden. Durch die Fremdschichtbeladung erniedrigt sich die Serien­resonanzfrequenz. Neben der Resonanzfrequenzänderung bewirkt die Fremd­schicht auf dem Quarz auch eine Zunahme der Resonatordämpfung, die als Verhältnis der Verlustleistung zur Blindleistung definiert ist.If the quartz crystal 2 is loaded with a foreign layer, the value of the resistor 13 increases. This could be represented in a circuit diagram by a series connection of an additional resistor to the resistor 13. The series resonance frequency is reduced by the foreign layer loading. In addition to the change in resonance frequency, the foreign layer on the quartz also causes an increase in the resonator damping, which is defined as the ratio of the power loss to the reactive power.

Der Umstand, daß sich der gesamte Verlustwiderstand des Schwingquarzes aus der Reihenschaltung des Verlustwiderstandes 13 des unbeladenen Quar­zes 2 und des durch die Fremdschicht verursachten Verlustwiderstandes ergibt; läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:
RD = RS + RF
wobei RD der gesamte Verlustwiderstand, RS der Verlustwiderstand des unbeladenen Quarzes und RF der durch die Fremdschicht verursachte Ver­lustwiderstand ist.
Der Widerstandswert RD nimmt die Impedanz des beladenen Schwingquar­ zes 2 an, wenn er exakt auf seiner Serienresonanz betrieben wird. Für diesen Fall erreicht der Betrag der Schleifenverstärkung U11,12 zwischen den Eingängen 11,12 des Verstärkers 3 und den Ausgängen 9,10 des Rück­kopplungsnetzwerkes 8 - bei aufgetrennt gedachter Verbindung zwischen diesen Eingängen und diesen Ausgängen - den maximalen Wert. Solange der Betrag der Schleifenverstärkung größer oder gleich eins ist und keine Phasendrehung zwischen den Eingägen 11,12 und den Ausgängen 11,12 auftritt, wird - bei wieder verbundenem Eingang und Ausgang - die Schwingung aufrechterhalten und es steht an den Ausgangsleitungen 4,5 der Oszillatorschaltung 1 eine Wechselspannung UOsc mit der Frequenz der mechanischen Resonanzschwingung des Schwingquarzes zur Verfügung.The fact that the total loss resistance of the quartz crystal results from the series connection of the loss resistor 13 of the unloaded quartz 2 and the loss resistance caused by the foreign layer; can be expressed by the following equation:
R D = R S + R F
where R D is the total loss resistance, R S is the loss resistance of the unloaded quartz and R F is the loss resistance caused by the foreign layer.
The resistance value R D takes the impedance of the loaded quartz zes 2 if it is operated exactly on its series resonance. In this case, the magnitude of the loop gain U 11, 12 between the inputs 11, 12 of the amplifier 3 and the outputs 9, 10 of the feedback network 8 - with the connection between these inputs and these outputs thought to be disconnected - reach the maximum value. As long as the amount of the loop gain is greater than or equal to one and there is no phase shift between the inputs 11, 12 and the outputs 11, 12 - with the input and output connected again - the oscillation is maintained and it is on the output lines 4, 5 of the oscillator circuit 1, an alternating voltage U Osc with the frequency of the mechanical resonance vibration of the quartz crystal is available.

Eine Besonderheit von Oszillatorschaltkreisen für Schichtdickenmeßquarze besteht darin, daß sie für einen außerordentlich hohen Dämpfungsbereich ausgelegt sein müssen. So ändert sich der Serienresonanzwiderstand RD von typischerwiese RDmin = RS = 20 Ohm für den unbeladenen Quarz bis RDmax = 1,5 Ohm für den hochbeladenen Quarz am Ende seiner Verwen­dungsdauer. Dieses Problem wird üblicherweise durch "Überrückkopplung" gelöst, das heißt, der Betrag der Schleifenverstärkung wird beim unbelade­nen Quarz weit größer als eins gewählt und erreicht erst am Ende der Verwendungsdauer den Grenzwert I. Solche Oszillatoren liefern durch die ausgeprägte Übersteuerung ein stark verzerrtes Ausgangssignal, das erst gegen Ende des Verwendungsbereichs sinusförmig wird. Eine andere Mög­lichkeit ist die Verwendung eines amplitudengeregelten Oszillators mit einem entsprechend großen Regelbereich. Ein solcher Oszillator liefert eine sinusförmige Wechselspannung mit einer über den gesamten Ver­wendungsbereich annähernd konstanten Amplitude.A special feature of oscillator circuits for layer thickness measuring quartz crystals is that they have to be designed for an extremely high damping range. Thus, the series resonance resistance R D typically changes from R Dmin = R S = 20 ohms for the unloaded quartz to R Dmax = 1.5 ohms for the highly loaded quartz at the end of its useful life . This problem is usually solved by "feedback", that is, the amount of loop gain is chosen much larger than one for unloaded quartz and only reaches the limit value I at the end of the period of use. Such oscillators deliver a strongly distorted output signal due to the pronounced overloading, the only becomes sinusoidal towards the end of the area of use. Another possibility is the use of an amplitude-controlled oscillator with a correspondingly large control range. Such an oscillator supplies a sinusoidal AC voltage with an approximately constant amplitude over the entire range of use.

In der Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung gezeigt, mit der eine dämpfungsabhängige Spannung bei einem amplitudengeregelten Oszillator 1 gewonnen wird. Das Prinzip des amplitudengeregelten Oszillators ist an sich von Präzisions-Schwingquarzoszillatoren für Frequenznormale her be­kannt. Es wird dabei die an den Ausgängen 4,5 des Verstärkers 3 abge­gebene Wechselspannung über eine Gleichrichterschaltung 14 gleichge­ richtet und die erhaltene Gleichspannung mit einer Referenzspannung, die meist über einen einstellbaren Spannungsteiler 15 aus einer Betriebs­spannung UB abgeleitet wird, verglichen. Die Abweichung wird über einen Differenzverstärker 16 verstärkt und dient als Steuergleichspannung UAGC für den Verstärker 3, der eine von der an seinem Steuereingang 17 anlie­genden Spannung abhängige Verstärkung für die an den Verstärkerein­gängen 11,12 anliegende Wechselspannung aufweist.FIG. 2 shows a circuit arrangement with which an attenuation-dependent voltage is obtained in an amplitude-controlled oscillator 1. The principle of the amplitude-controlled oscillator is known per se from precision oscillating crystal oscillators for frequency standards. The AC voltage output at the outputs 4, 5 of the amplifier 3 is rectified via a rectifier circuit 14 rectifies and compares the DC voltage obtained with a reference voltage, which is usually derived from an operating voltage U B via an adjustable voltage divider 15. The deviation is amplified via a differential amplifier 16 and serves as control DC voltage U AGC for the amplifier 3, which has a gain dependent on the voltage applied to its control input 17 for the AC voltage applied to the amplifier inputs 11, 12.

Bei Verwendung eines derartigen Oszillators für die Anregung von Schicht­dickenmeßquarzen vergrößert sich mit zunehmender Fremdschichtbeladung des Quarzes der Dämpfungswiderstand RD; dies würde an sich zu einem Absinken der Ausgangsspannung UOsc führen. Ein Absinken der Ausgangs­spannung UOsc verursacht aber eine Abnahme der Gleichspannung an den Ausgängen 18,19 der Gleichrichterschaltung 14, dies wiederum be­wirkt eine Zunahme der Spannung UAGC am Ausgang 20 des Differenz­verstärkers 16, was schließlich eine Erhöhung des Verstärkungsfaktors zur Folge hat, die ein Absinken der Ausgangsspannung UOsc weitgehend ausregelt. Man kann auch von einem Gleichbleiben der Schleifenverstär­kung sprechen, da die stärkere Abschwächung im Rückkopplungsnetzwerk durch eine Erhöhung des Verstärkungsfaktors kompensiert wird.When using such an oscillator for the excitation of layer thickness measuring quartz crystals, the damping resistance R D increases with increasing loading of the quartz layer; this would in itself lead to a drop in the output voltage U Osc . However, a decrease in the output voltage U Osc causes a decrease in the DC voltage at the outputs 18, 19 of the rectifier circuit 14, which in turn causes an increase in the voltage U AGC at the output 20 of the differential amplifier 16, which ultimately results in an increase in the gain factor, which results in a The output voltage U Osc largely settles. One can also speak of a constant loop gain, since the stronger weakening in the feedback network is compensated for by an increase in the gain factor.

Fig. 3 zeigt den typischen Verlauf der Steuerspannung UAGC als Funktion des Serienresonanzwiderstands RD. Dabei sind verschiedene Koordinaten­punkte hervorgehoben, die durch UAGCmax, UAGCmin, RDS und RDE de­finiert sind. RDS bedeutet hierbei den Widerstand zu Beginn der zusätz­lichen Dämpfung, während RDE den Widerstand am Ende der zusätzlichen Dämpfung bedeutet. Da ein direkter funktionaler Zusammenhang zwischen dem Serienresonanzwiderstand RD und der für die Aufrechterhaltung der Schwingung erforderlichen Verstärkung des Verstärkers 3 besteht und da die Verstärkung wiederum eine Funktion der Steuerspannung UAGC ist, kann die Steuerspannung als dämpfungsabhängige Spannung UD bezeichnet werden. Im Idealfall ändert sich die Spannung UD proportional zur Dämpfung; im allgemeinen ist der Zusammenhang jedoch nichtlinear. Die Abweichung von der Linearität wird in erster Linie vom funktionalen Zu­ sammenhang zwischen der Verstärkungssteuerspannung UAGC und der Schleifenverstärkung bestimmt. Für die Ableitung einer geeigneten dämpfungsabhängigen Verwendungsdaueranzeige genügt eine sich mit der Dämpfung monoton ändernde Spannung, das heißt die Kurve darf nur keine Extrema und Wendepunkte aufweisen, die Spannung muß mit stetig steigender Dämpfung stetig ansteigen oder abfallen.3 shows the typical course of the control voltage U AGC as a function of the series resonance resistor R D. Various coordinate points are highlighted, which are defined by U AGCmax , U AGCmin , R DS and R DE . R DS means the resistance at the beginning of the additional damping, while R DE means the resistance at the end of the additional damping. Since there is a direct functional relationship between the series resonance resistor R D and the amplification of the amplifier 3 required for maintaining the oscillation and since the amplification is in turn a function of the control voltage U AGC , the control voltage can be referred to as an attenuation-dependent voltage U D. Ideally, the voltage U D changes in proportion to the damping; however, the relationship is generally non-linear. The deviation from linearity is primarily from the functional to correlation between the gain control voltage U AGC and the loop gain is determined. A voltage that changes monotonically with the damping is sufficient to derive a suitable damping-dependent period of use, i.e. the curve must not have any extremes and inflection points; the voltage must rise or fall steadily with continuously increasing damping.

Fig. 4 zeigt ein detailliertes Oszillatorschaltbild zur Gewinnung der dämpfungsabhängigen Spannung UD. Als Verstärker 3 bzw. 16 werden Differenzverstärker verwendet. Bei Verstärker 16 sind der invertierende Eingang (-) und nichtinvertierende Eingang (+) gegenüber der Fig. 2 ver­tauscht, da das Realisierungsbeispiel (MC 1590 von Motorola) für den Ver­stärker 3 eine negative Verstärkungsregelcharakteristik hat; das heißt, mit zunehmender Steuerspannung UAGC sinkt die Verstärkung. Das Rück­kopplungsnetzwerk besteht aus einem Übertrager 22, dessen Primärseite 23 in Serie zum Meßquarz 2 am Ausgang 9 des Verstärkers 3 und des­sen Sekundärseite 24 am Eingang 11,12 dieses Verstärkers 3 angeschlos­sen ist. Als Gleichrichterschaltung wird eine Einwegschaltung verwendet. Die Diode 25 lädt während jeder positiven Halbwelle einen Ladekonden­sator 26 auf. Der Koppelkondensator 27 dient nur zur Trennung der Gleichstrompotentiale am Ausgang 9 des Verstärkers 3 und am invertie­renden Eingang 28 des Verstärkers 16. Eine Diode 29 ermöglicht den Wechselstromfluß über den Koppelkondensator 27, da sie jeweils die negative Halbwelle durchläßt. Der Widerstand 30 ist so bemessen, daß er einerseits wesentlich größer als der Ausgangswiderstand des Ver­stärkers 3 ist, andererseits mit dem Ladekondensator 26 eine hinreichend kleine Zeitkonstante ergibt, damit bei einem plötzlichen Dämpfungs­anstieg die Regelung hinreichend rasch reagiert. Die angegebene Gleich­richterschaltung arbeitet praktisch als Spitzenwertgleichrichter, d. h. die erzeugte Gleichspannung ist bis auf den durch die Diodendurchlaß­spannung verursachten Spannungsabfall praktisch gleich der Amplitude der Wechselspannung UOsc.4 shows a detailed oscillator circuit diagram for obtaining the damping-dependent voltage U D. Differential amplifiers are used as amplifiers 3 and 16. In amplifier 16, the inverting input (-) and non-inverting input (+) are interchanged with respect to FIG. 2, since the implementation example (MC 1590 from Motorola) for amplifier 3 has a negative gain control characteristic; this means that the gain decreases with increasing control voltage U AGC . The feedback network consists of a transformer 22, the primary side 23 of which is connected in series with the measuring crystal 2 at the output 9 of the amplifier 3 and the secondary side 24 of which is connected to the input 11, 12 of this amplifier 3. A one-way circuit is used as the rectifier circuit. Diode 25 charges a charging capacitor 26 during each positive half wave. The coupling capacitor 27 only serves to separate the DC potentials at the output 9 of the amplifier 3 and at the inverting input 28 of the amplifier 16. A diode 29 enables the AC current to flow through the coupling capacitor 27, since it allows the negative half-wave to pass through. The resistor 30 is dimensioned such that it is on the one hand substantially larger than the output resistance of the amplifier 3, and on the other hand results in a sufficiently small time constant with the charging capacitor 26 so that the control reacts quickly enough in the event of a sudden increase in damping. The specified rectifier circuit works practically as a peak value rectifier, ie the DC voltage generated is practically the same as the amplitude of the AC voltage U Osc except for the voltage drop caused by the diode forward voltage.

Fig. 5 zeigt eine Variante der Schaltung von Fig. 4, die dann vorteilhaft ist, wenn man als Verstärker 3 einen normalen Differenzverstärker mit nur fest einstellbarer Verstärkung verwenden will.
Der notwendige Ausgleich des Anstiegs des Dämpfungswiderstands RD wird hier durch die Reihenschaltung eines veränderlichen Kompensations­widerstandes, der durch die Source-Drain-Strecke eines Feldeffekt-Tran­sistors 31 realisiert werden kann, erreicht. Der Widerstand der Source-­Drain-Strecke dieses Feldeffekt-Transistors 31 läßt sich durch Anlegen einer Steuerspannung UAGC an den Gate-Anschluß in weiten Grenzen vari­ieren. Die durch die Fremdschichtbeladung des Meßquarzes 2 bewirkte Zunahme des Dämpfungswiderstandes RD wird durch eine - über den Anstieg der Gate-Spannung bewirkte - Verringerung des Kompensations­widerstandes über den gesamten Verwendungsbereich weitgehend ausge­gliche, bzw. es wird die Schleifenverstärkung konstant gehalten.
Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekt-Transistor 31 muß dabei nicht unbedingt direkt in Serie zum Quarz geschaltet werden, der gleiche Zweck wird erreicht, wenn sie in Serie zur Sekundärwicklung 24 des Übertragers 22 oder an einer beliebigen anderen Stelle eines komplexeren Rückkopplungsnetzwerkes eingesetzt wird. Entscheidend ist nur, daß die Schleifenverstärkung direkt vom Widerstand der Drain-Source-Strecke abhängt.Fig. 5 shows a variant of the circuit of Fig. 4, which is then advantageous is if you want to use a normal differential amplifier with only a permanently adjustable gain as amplifier 3.
The necessary compensation of the increase in the damping resistance R D is achieved here by the series connection of a variable compensation resistor, which can be implemented by the source-drain path of a field-effect transistor 31. The resistance of the source-drain path of this field-effect transistor 31 can be varied within wide limits by applying a control voltage U AGC to the gate connection. The increase in the damping resistance R D caused by the foreign layer loading of the measuring quartz 2 is largely compensated for by a reduction in the compensation resistance - caused by the rise in the gate voltage - or the loop gain is kept constant.
The drain-source path of the field-effect transistor 31 does not necessarily have to be connected directly in series with the quartz, the same purpose is achieved if it is used in series with the secondary winding 24 of the transformer 22 or at any other point in a more complex feedback network . The only important thing is that the loop gain depends directly on the resistance of the drain-source path.

In Fig. 6 ist gezeigt, wie bei einem nicht-amplitudengeregelten, also bei einem mit "Überrückkopplung" arbeitenden Oszillatorschaltkreis 1 ein dämpfungsabhängiges Signal gewonnen werden kann. Hierzu wird an den Ausgängen 4,5 eines solchen Oszillators 1 ein Oberwellenfilter 32 ange­schlosen. Dieses muß als relativ breitbandiger Bandpaß ausgeführt werden, da sich mit zunehmender Fremdschichtbeladung die Oberwellenfrequenz ändert. Mit zunehmender Fremdschichtbeladung vergrößert sich der Dämpfungswiderstand RD, wodurch der Abschwächungsfaktor des Rück­kopplungsnetzwerkes 8 steigt, die Schleifenverstärkung entsprechend sinkt und das Ausmaß der Überrückkopplung abnimmt. Geringere Übersteuerung bedeutet aber geringere Verzerrungen der Ausgangsspannung UOsc. Dies hat eine Verringerung der Amplituden im Oberwellenspektrum zur Folge. Die Amplitude des Ausgangssignals des Oberwellenfilters 32 kann daher als dämpfungsabhängige Spannung UD verwendet werden, da sie mit zu­nehmender Meßquarzdämpfung monoton abnimmt. Selbstverständlich kann durch Nachschalten einer in der Fig. 6 nicht dargestellten Gleichrichter­schaltung wieder eine dämpfungsabhängige Gleichspannung erzeugt werden. Wegen der bei diesem Oszillatortyp zunächst annähernd rechteckförmigen Ausgangsspannung UOsc wird aus dem Oberwellenspektrum vorteilhaft die 3. Harmonische ausgefiltert, da diese gemäß Fourier-Analyse die größte Amplitude aufweist. Bei den typischerweise verwendeten Schichtdicken-­Meßquarzen mit einer Start-Grundfrequenz von 6 MHz muß das Ober­wellenfilter 32 für einen Frequenzbereich von etwa 15 bis 18 MHz ausge­legt werden. Geeignet sind insbesondere Bandfilter, wie sie von der Rund­funktechnik her bekannt sind, z. B. als Zwischenfrequenzfilter, die aus zwei induktiv gekoppelten Parallelschwingkreisen aufgebaut sind und die eine Mittenfrequenz von 16,5 MHz aufweisen.6 shows how an attenuation-dependent signal can be obtained in the case of a non-amplitude-controlled oscillator circuit 1, that is to say in an oscillator circuit 1 operating with "feedback". For this purpose, a harmonic filter 32 is connected to the outputs 4, 5 of such an oscillator 1. This must be carried out as a relatively broadband bandpass filter, since the harmonic frequency changes with increasing foreign layer loading. With increasing foreign layer loading, the damping resistance R D increases , as a result of which the attenuation factor of the feedback network 8 increases, the loop gain decreases correspondingly and the extent of the feedback decreases. Lower overdrive means less distortion of the output voltage U Osc . This results in a reduction in the amplitudes in the harmonic spectrum. The amplitude of the output signal of the harmonic filter 32 can therefore can be used as the damping-dependent voltage U D , since it decreases monotonically with increasing quartz damping. Of course, a damping-dependent DC voltage can be generated again by connecting a rectifier circuit (not shown in FIG. 6). Because of the initially approximately rectangular output voltage U Osc in this type of oscillator, the 3rd harmonic is advantageously filtered out from the harmonic spectrum , since according to Fourier analysis it has the greatest amplitude. In the layer thickness measuring quartzes typically used with a starting fundamental frequency of 6 MHz, the harmonic filter 32 must be designed for a frequency range of approximately 15 to 18 MHz. Band filters such as are known from broadcast technology are particularly suitable, e.g. B. as an intermediate frequency filter, which are constructed from two inductively coupled parallel resonant circuits and which have a center frequency of 16.5 MHz.

In der Fig. 7 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, welche eine Oszilla­torschaltung 1 und eine Auswerteschaltung zeigt, die über ein Koaxial­kabel 41 miteinander verbunden sind.
Das Koaxialkabel 41 dient hierbei nicht für die Übertragung der Ver­sorgungs-Gleichspannung und der hochfrequenten Signale, sondern auch zur Übertragung von niederfrequenten Signalen.7 shows a circuit arrangement which shows an oscillator circuit 1 and an evaluation circuit which are connected to one another via a coaxial cable 41.
The coaxial cable 41 is not used for the transmission of the DC supply voltage and the high-frequency signals, but also for the transmission of low-frequency signals.

Die von der Oszillatorschaltung 1 erzeugte dämpfungsabhängige Gleich­spannung UD wird hierbei einem Spannungs-Frequenz-Wandler 33 zuge­führt und von diesem in eine Niederfrequenz-Spannung umgewandelt. Die­se Niederfrequenz-Spannung gelangt auf eine weitere Umformeinrichtung 35, welche die Niederfrequenzspannung in einen rechteckförmigen Nieder­frequenz-Strom unformt. Dieser Niederfrequenz-Strom wird über ein Tiefpaßfilter, das aus einer Drossel 40 und einem Kondensator 39 besteht, auf das Koaxialkabel 41 gegeben. Hinter dem Tiefpaßfilter 39,40 wird die hochfrequente Oszillatorspannung UOsc über einen Kondensator 29 ebenfalls in das Koaxialkabel 41 eingespeist. Zwischen dem Tiefpaßfilter 39, 40 und der Oszillatorschaltung 1 ist ein Spannungsregler 37 vorge­sehen.The damping-dependent direct voltage U D generated by the oscillator circuit 1 is fed to a voltage-frequency converter 33 and converted by the latter into a low-frequency voltage. This low-frequency voltage reaches a further shaping device 35, which deforms the low-frequency voltage into a rectangular low-frequency current. This low-frequency current is applied to the coaxial cable 41 via a low-pass filter, which consists of a choke 40 and a capacitor 39. Behind the low-pass filter 39, 40 , the high-frequency oscillator voltage U Osc is likewise fed into the coaxial cable 41 via a capacitor 29. A voltage regulator 37 is provided between the low-pass filter 39, 40 and the oscillator circuit 1.

Auf der Eingangsseite der Auswerteschaltung ist ebenfalls ein Tiefpaßfil­ter vorgesehen, das aus der Drossel 42 und dem Kondensator 45 besteht. Zwischen diesem Tiefpaßfilter 42,45 und einem Eingang einer Hochfre­quenz-Auswerteschaltung 46 liegt ein Widerstand 44, dessen Spannungsab­fall einem Impulsformer 47 zugeführt ist. Der Verbindungspunkt zwischen dem Koaxialkabel 41 und der Drossel 42 ist über einen Kondensator 43 mit einem anderen Eingang der Hochfrequenz-Auswerteschaltung 46 ver­bunden.A low-pass filter is also provided on the input side of the evaluation circuit, which consists of the inductor 42 and the capacitor 45. Between this low-pass filter 42, 45 and an input of a high-frequency evaluation circuit 46 there is a resistor 44, the voltage drop of which is fed to a pulse shaper 47. The connection point between the coaxial cable 41 and the choke 42 is connected via a capacitor 43 to another input of the high-frequency evaluation circuit 46.

Der Impulsformer 47 wandelt die eingehenden Impulse in Rechteckimpulse um, die von einem Digitalzähler 48, beispielsweise einem 2 x BCD-Zähler, verarbeitet werden können. Dieser Digitalzähler 48 ist seinerseits wie­derum über Datenleitungen 51,52,53 mit der HF-Auswerteschaltung 46 verbunden. Von der HF-Auswerteschaltung 46 werden aufgrund der er­haltenen Signale Daten erzeugt, die zur endgültigen Auswertung und An­zeige über einen Datenbus 54 beispielsweise einem Personal Computer zugeführt werden.The pulse shaper 47 converts the incoming pulses into rectangular pulses, which can be processed by a digital counter 48, for example a 2 × BCD counter. This digital counter 48 is in turn connected to the RF evaluation circuit 46 via data lines 51, 52, 53. The RF evaluation circuit 46 generates data on the basis of the signals received, which data are fed to a personal computer, for example, for final evaluation and display via a data bus 54.

Die zweite Schaltungsanordnung, welche das elektrische Signal UD auf ein vorgegebenes Grenzwertsignal UDE dieses Signals UD bezieht, kann in be­kannter und vielfältiger Weise realisiert werden, weshalb sie im vorliegen­den Fall nicht detailliert dargestellt und beschrieben ist. Entsprechendes gilt für die eigentliche Anzeigeschaltung und -einrichtung.The second circuit arrangement, which relates the electrical signal U D to a predetermined limit value signal U DE of this signal U D , can be implemented in a known and varied manner, which is why it is not shown and described in detail in the present case. The same applies to the actual display and setup.

Claims (13)

1. Einrichtung zum Ermitteln der jeweiligen Dicke von sich verändernden Material-Schichten auf einem Substrat während des Beschichtungsvorgangs, insbesondere für die Herstellung dünner Schichten in der optischen und in der Halbleiter-Industrie, unter Verwendung eines elektrisch anregbaren, mechanisch schwingfähigen Elements mit mindestens einer ausgeprägten Resonanzfrequenz, welches von einer Oszillatorschaltung auf einer Re­sonanzfrequenz zu einer stationären Schwingung angeregt und das in der­selben Weise wie das Substrat mit dem Material beaufschlagt wird, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale: a) eine erste Schaltungsanordnung (3, 8, 14, 16) welche ein elektrisches Signal (UD) erzeugt, das sich monoton mit der durch die Beschichtung des schwingungsfähigen Elements (2) hervorgerufenen Dämpfung der mechanischen Resonanz ändert; b) eine zweite Schaltungsanordnung, welche das elektrische Signal (UD) dieses Signals (UD) bezieht, wobei dieses Grenzwertsignal (UDE) auf ein vorgegebenes elektrisches Grenzwertsignal (UDE) bei einer Grenz­dämpfung auftritt, bei welcher das schwingungsfähige Element (2) gerade noch zu einer stationären Schwingung angeregt werden kann; c) eine Einrichtung, welche die Beziehung zwischen dem sich ändernden Signal (UD) und dem fest vorgegebenen elektrischen Signal (UDE) als Verbrauchszustandsänderung des schwingungsfähigen Elements (2) anzeigt. 1. Device for determining the respective thickness of changing material layers on a substrate during the coating process, in particular for the production of thin layers in the optical and in the semiconductor industry, using an electrically excitable, mechanically vibratable element with at least one pronounced one Resonance frequency, which is excited by an oscillator circuit at a resonance frequency to a stationary oscillation and which is acted upon in the same way as the substrate with the material, characterized by the combination of the following features: a) a first circuit arrangement (3, 8, 14, 16) which generates an electrical signal (U D ) which changes monotonically with the damping of the mechanical resonance caused by the coating of the vibratable element (2); b a second circuit arrangement, which relates the electrical signal (U D) of this signal (U D), said limit signal (U EN) occurs) to a predetermined electrical limit signal (U EN) at a limit damping, wherein the vibratable element (2 ) can just be excited to a stationary oscillation; c) a device which indicates the relationship between the changing signal (U D ) and the predetermined electrical signal (U DE ) as a change in the state of consumption of the vibratable element (2). 2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verhält­nis aus Differenzen von Signalwerten gebildet wird, wobei im Zähler die Differenz zwischen dem Grenzwert des Signals (UDE) und dem jeweiligen Wert des Signals (UD) steht, während im Nenner die Differenz aus dem Grenzwert des Signals (UDE) und dem Wert des Signals (UDS) vor Be­ginn der ersten Materialbeaufschlagung steht, und daß dieses mit 100 multiplizierte Verhältnis als prozentuelles Maß für die Verbrauchszustands­änderung des schwingungsfähigen Elements (2) angezeigt wird.2. Device according to claim 1, characterized in that a ratio of differences of signal values is formed, the difference between the limit value of the signal (U DE ) and the respective value of the signal (U D ) is in the numerator, while in the denominator Difference between the limit value of the signal (U DE ) and the value of the signal (U DS ) before the start of the first material loading, and that this ratio multiplied by 100 is displayed as a percentage measure of the change in the state of consumption of the vibrating element (2). 3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verhält­nis aus Differenzen von Signalwerten gebildet wird, wobei im Zähler die Differenz aus dem Grenzwert des Signals (UDE) und dem Wert des signals (UD2) am Ende eines vorangegangenen Beschichtungsvorgangs steht, während im Nenner die Differenz aus den Werten am Ende (UD2) und Beginn (UD1) dieses vorangegangenen Beschichtungsvorgangs steht, und daß dieses Verhältnis mit der Zeitdauer dieses Beschichtungsvorgangs multipliziert und das Ergebnis als die, bis zum Aussetzen der Schwingung zu erwartende, Restverwendungsdauer des schwingfähigen Elements (2) angezeigt wird.3. Device according to claim 1, characterized in that a ratio of differences of signal values is formed, the difference between the limit value of the signal (U DE ) and the value of the signal (U D2 ) being in the counter at the end of a previous coating process, while in the denominator there is the difference between the values at the end (U D2 ) and beginning (U D1 ) of this previous coating process, and that this ratio is multiplied by the duration of this coating process and the result as the remaining service life to be expected until the vibration has ceased of the oscillatable element (2) is displayed. 4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verhält­nis aus Differenzen von Signalwerten gebildet wird, wobei im Zähler die Differenz aus dem Grenzwert des Signals (UDE) und dem Wert des Si­gnals (UD2) am Ende eines vorangegangenen Beschichtungsvorgangs steht, während im Nenner die Differenz aus den Werten am Ende (UD2) und Beginn (UD1) dieses vorangegangenen Beschichtungsvorgangs steht, und daß dieses Verhältnis mit der während des Beschichtungsvorgangs aufge­brachten Schichtdicke multipliziert und das Ergebnis als die bis zum Aussetzen der Schwingung voraussichtlich noch aufbringbare Schichtdicke angezeigt wird.4. Device according to claim 1, characterized in that a ratio of differences of signal values is formed, the difference between the limit value of the signal (U DE ) and the value of the signal (U D2 ) being in the counter at the end of a previous coating process, while in the denominator there is the difference between the values at the end (U D2 ) and beginning (U D1 ) of this previous coating process, and that this ratio is multiplied by the layer thickness applied during the coating process and the result is expected to be still applicable until the vibration is suspended Layer thickness is displayed. 5. Einrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekenn­zeichnet, daß das schwingfähige Element ein piezoelektrischer Resonator ist.5. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the vibratable element is a piezoelectric resonator. 6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das schwing­fähige Element ein Schwingquarz (2) ist.6. Device according to claim 5, characterized in that the vibratable element is a quartz crystal (2). 7. Einrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekenn­zeichnet, daß die Oszillatorschaltung (1) einen Regelkreis (3,8,14,16) ent­hält, der die Amplitude der von der Oszillatorschaltung (1) erzeugten Wechselspannung (UOSC) innerhalb eines festen Bereichs der Schwingquarz­dämpfung konstant hält, wobei die Steuerspannung (UAGC) für die Schlei­fenverstärkung (GS) als dämpfungsabhängiges Signal (UD) verwendet wird.7. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the oscillator circuit (1) contains a control circuit (3,8,14,16), the solid, the amplitude of the alternating voltage generated by the oscillator circuit (1) (U OSC) within a Keeps the range of quartz crystal damping constant, the control voltage (U AGC ) for the loop gain (G S ) is used as a damping-dependent signal (U D ). 8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (1) einen Verstärker (3) enthält, der als integrierter Differenzverstärker mit einem über eine Steuerspannung (UAGC) veränder­lichen Verstärkungsfaktor (GA) verwendet wird.That the oscillator circuit (1) includes an amplifier (3) 8. Apparatus according to claim 7, characterized in that is used as an integrated differential amplifier with a variable by a control voltage (U AGC) gain (G A). 9. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzie­lung einer durch die Steuerspannung (UAGC) veränderlichen Schleifen­verstärkung (GS) ein durch einen Feldeffekt-Transistor (31) realisierter spannungsgesteuerter Widerstand verwendet wird.9. Device according to claim 7, characterized in that a voltage-controlled resistor realized by a field effect transistor (31) is used to achieve a loop gain (G S ) which is variable by the control voltage (U AGC ). 10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-6, dadurch gekennzeichnet, daß durch ein Filter (32) eine Oberwelle aus der Wechselspannung (UOsc) herausgefiltert und die Amplitude dieses Signals als dämpfungsabhängige Spannung (UD) verwendet wird.10. Device according to one of claims 1-6, characterized in that a harmonic is filtered out from the AC voltage (U Osc ) by a filter (32) and the amplitude of this signal is used as an attenuation-dependent voltage (U D ). 11. Einrichtung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch ge­kennzeichnet, daß das Unterschreiten eines bestimmten, vorwählbaren Grenzwertes der Verbrauchszustandsänderung ein akustisches und/oder optisches Signal, welches zum rechtzeitigen Auswechseln des schwingungs­fähigen Elements (2) auffordert, auslöst.11. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the falling below a certain, preselectable limit value of the change in consumption state an acoustic and / or optical signal, which prompts the timely replacement of the vibratable element (2). 12. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Koaxial­kabel (41) vorgesehen ist, das sowohl für die Gleichstromversorgung, als auch für die Hochfrequenz- und Niederfrequenzübertragung vorgesehen ist.12. The device according to claim 1, characterized in that a coaxial cable (41) is provided, which is provided both for the DC power supply, and for the high-frequency and low-frequency transmission. 13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß durch einen Spannungs/Frequenz-Wandler (33) aus der dämpfungsabhängigen Span­nung (UD) ein niederfrequentes Wechselspannungssignal (NF) erzeugt wird, dessen Frequenz sich monoton mit der dämpfungsabhängigen Span­nung (UD) ändert und das stromeingeprägt in das gleiche Koaxialkabel (41) eingespeist wird, über das die Spannungsversorgung (DC) des Oszillators und die spannungseingeprägte Übertragung der Oszillatorwech­selspannung (UOsc) erfolgt.13. The device according to claim 12, characterized in that a low-frequency AC signal (NF) is generated by a voltage / frequency converter (33) from the damping-dependent voltage (U D ), the frequency of which is monotonous with the damping-dependent voltage (U D ) changes and the current impressed is fed into the same coaxial cable (41) via which the voltage supply (DC) of the oscillator and the voltage- impressed transmission of the oscillator AC voltage (U Osc ) takes place.
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