EP0378453A1

EP0378453A1 - Générateur de tension de référence stable

Info

Publication number: EP0378453A1
Application number: EP90400024A
Authority: EP
Inventors: Patrick Bernard; Christophe Magnier
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1989-01-11
Filing date: 1990-01-04
Publication date: 1990-07-18
Anticipated expiration: 2010-01-04
Also published as: FR2641626A1; JP2749681B2; EP0378453B1; JPH02226409A; US5030903A; USRE34772E; DE69005460D1; DE69005460T2; ATE99435T1; FR2641626B1; KR900012147A

Abstract

Générateur de tension de référence stable comportant, agencés entre une alimentation en tension (VDD) et une mise à la masse, un circuit miroir de courant comportant une branche primaire et une branche secondaire, un premier transistor bipolaire (Q1) raccordé en série par son collecteur avec la branche primaire du miroir de courant, un pont diviseur de tension comportant au moins deux résistances (R1, R2) agencées en série, ce pont étant lui-même agencé en série entre la branche secondaire du miroir de courant et le collecteur d'un second transistor bipolaire (Q2), la base du second transistor (Q2) étant reliée au point de liaison entre lesdites résistances, la base du premier transistor (Q1) étant reliée au collecteur du second transistor (Q2), la sortie du générateur (V REF) étant agencée sur la borne du pont opposée à celle raccordée au collecteur du second transistor Q2, lesdits transistors étant de géométrie telle que le premier transistor (Q1) équivaut à "N" transistors identiques au second transistor (Q2) agencés en parallèle, et un transistor bipolaire d'isolation (Q7) agencé en série entre la branche primaire du circuit miroir de courant et le premier transistor, le collecteur de ce dernier étant relié à l'émetteur du transistor d'isolation.

Description

La présente invention concerne un générateur de tension susceptible de pouvoir générer une tension de référence V_REF qui soit indépendant, d'une part, de la variation de la température ambiante et, d'autre part, de variation de la tension d'alimentation de ce générateur.
On connaît dans l'état de la technique le schéma de principe d'un générateur de tension stable indépendant, théoriquement tout au moins, de la température. Un tel schéma est illustré en figure 1.
Le générateur 10 qui y est représenté comporte, agencés entre une alimentation en tension V_DD et une mise à la masse :
- un circuit miroir de courant comportant, de façon classique une branche primaire 11 et une branche secondaire 12. Dans le schéma illustré le miroir de courant est réalisé au moyen de deux transistors MOS-P référencés en M1 et M2, le circuit source-drain du transistor M2 constituant ici la branche primaire 11, tandis que le circuit source-drain du transistor M1 constitue la branche secondaire 12. Les transistors M1 et M2 sont reliés par leurs grilles, ces dernières étant en outre reliées au drain du transistor M2.
- un premier transistor bipolaire Q1 raccordé en série par son collecteur avec la branche primaire 11 du miroir de courant. Dans le schéma illustré le transistor Q1 est un transistor NPN, son émetteur étant relié à la masse.
- un pont diviseur de tension comportant ici deux résistances R1 et R2 agencées en série, ce pont étant lui-même agencé en série entre la branche secondaire 12 du miroir de courant et le collecteur d'un second transistor bipolaire Q2. Ce second transistor, qui est ici aussi un transistor de type NPN, est relié à la masse par son émetteur, tandis que sa base est reliée au point de liaison entre les résistances R1, R2.
Les transistors Q1, Q2 sont de géométrie telle que le premier transistor Q1 équivaut à "N" transistors identiques au second transistor Q2 agencés en parallèle. La sortie du montage 10, donnant la tension de référence V_REF, est disposée au point de liaison entre la résistance R2 et le drain du transistor M1.
Un tel montage permet de générer une tension de référence V_REF qui s'avère stable par rapport aux variations de la température ambiante pour autant que les valeurs de R1, R2 et de N soient choisies de manière judicieuse. En effet, on sait que si l'on s'arrange pour que le transistor M1 soit saturé, le circuit constitué par les transistors M1 et M2 est un miroir de courant, le courant circulant dans la branche secondaire 12 ayant des caractéristiques très semblables à celles du courant circulant dans la branche primaire 11. Dès lors, en négligeant les courants de base des transistors Q1 et Q2, un courant de caractéristiques semblables traverse d'une part l'ensemble constitué par le pont de résistance R1, R2 et le transistor Q2 et, d'autre part le transistor Q1. On sait par ailleurs qu'il existe une relation expotentielle entre courant et tension base-émetteur dans un transistor bipolaire. Comme par ailleurs la structure du transistor Q1 a été choisie de telle sorte que ce dernier équivaut à N transistors Q2 mis en parallèle et que l'on sait que les différences entre les tensions base-émetteur de deux transistors bipolaires, de géométrie différente, mais traversés par un même courant est proportionnelle à la température ambiante comme l'exprime la relation suivante :
V_BE2 - V_BE1 = $\frac{kT}{q}$
LogN (1)
où "k" et "q" sont les constantes universelles bien connues de l'homme de l'art et V_BE1 et V_BE2 sont les tensions base-émetteur des transistors Q1 et Q2.
En négligeant les courants de base on considère que les résistances R1 et R2 sont traversées par un même courant. Il s'ensuit :
V_REF = V_BE2 + $\frac{R2}{R1}$
(V_BE2 - V_BE1) (2)
Par ailleurs on sait que la tension base-émetteur a, au premier ordre, une décroissance linéaire avec la température. Il s'ensuit que la tension base-émetteur (V_BE2) du transistor Q2 est donnée par la relation suivante :
V_BE2 = V_CO2 + αT (3)
où α et V_CO2 sont des constantes liées à la structure du transistor Q2. Cette équation néglige les termes d'ordre supérieur en T ainsi que de très faibles variations de V_CO2 en fonction du courant qui traverse le transistor.
Des trois équations ci-dessus on tire la relation suivante :
V_REF = V_CO2 + αT + $\frac{R2}{R1}$
$\frac{kT}{q}$
LogN (4)
Il s'ensuit qu'en choisissant judicieusement R1, R2 et N on peut, dans l'équation (4) ci-dessus, annuler la somme des termes au premier ordre en T.
Il reste alors que la tension en sortie du montage V_REF est dépendante seulement de la composante constante V_CO de la tension base-émetteur du transistor Q2.
Ce schéma donne globalement satisfaction en ce qu'il permet de s'affranchir des variations de la température ambiante. En effet, les variations au second ordre (en T²) et aux ordres suivants étant négligeables dans la plupart des applications, il vient d'être démontré ci-dessus que le montage de la figure 1 permet de s'affranchir des variations au premier ordre de la température. Ce montage présente cependant une grande sensibilité aux variations de la tension d'alimentation V_DD.
En effet lorsque la tension d'alimentation V_DD augmente la tension au drain de M2 suit à peu près la variation de V_DD tandis que la tension au drain de M1 va rester relativement stable. Les transistors M1 et M2 fonctionnant en régime de saturation, on sait que le courant drain-source qui les traverse est susceptible de varier en fonction de la tension drain-source avec une pente relativement faible mais non nulle. Les tensions drain-source des transistors M1 et M2 devenant différentes il s'ensuit que ces derniers vont être traversés par des courants d'amplitude sensiblement différente : l'hypothèse de base selon laquelle les transistors bipolaires Q1 et Q2 sont traversés par un courant identique se trouve en conséquence faussée dès que la tension d'alimentation V_DD varie.
De même, s'agissant des transistors bipolaires, on observe que le transistor Q2 a une tension collecteur relativement stable (égale à la tension base-émetteur du transistor Q1) tandis que la tension au collecteur du transistor Q1 suit plus ou moins les variations de la tension d'alimentation V_DD par suite de la transparence du transistor M2 à cet égard. Dans ces conditions l'effet Early (modulation de la largeur de la base d'un transistor bipolaire en fonction de la tension collecteur-base) va avoir pour conséquence d'engendrer des déviations de la différence des tensions base-émetteur des transistors Q1, Q2 (V_BE2 - V_BE1) par rapport à sa valeur théorique ci-avant rappelée.
La présente invention a pour objet un générateur de tension fonctionnant globalement selon le même principe que celui illustré en figure 1 mais dans lequel, d'une part, les variations de tension en sortie du circuit miroir de courant n'affectent pas, ou affectent peu, la tension au collecteur du premier transistor Q1 et, d'autre part, dans lequel l'égalité des courants traversant les premier et second transistors (Q1 et Q2) soit autant que possible respectée.
Ainsi, selon un aspect de la présente invention, le générateur, qui, d'une manière générale, présente une structure globalement conforme à celle ci-avant rappelée, est-il caractérisé en ce qu'il comporte en outre un transistor d'isolation agencé en série entre la branche primaire du circuit miroir de courant et le premier transistor, le collecteur de ce dernier étant relié à l'émetteur du transistor d'isolation, et des moyens d'alimentation en tension de la base du transistor d'isolation, cette tension étant prédéterminée pour permettre la conduction dudit transistor d'isolation.
Grâce à ces dispositions on évite que les variations éventuelles de tension en sortie de la branche primaire du circuit miroir de courant soient transmises au collecteur du premier transistor. En effet la tension d'alimentation de la base du transistor d'isolation étant prédéterminée et ce transistor étant raccordé par son émetteur au collecteur du premier transistor, il s'ensuit que le potentiel du collecteur du premier transistor est stable.
Selon une autre caractéristique de l'invention, on choisit comme miroir de courant un miroir comportant au moins deux étages de transistors montés en cascode.
Grâce à cette disposition le générateur de tension comporte un miroir de tension dont les performances sont nettement supérieures à celles du miroir de tension constitué par les transistors MOS-P M1 et M2 décrits à l'appui de la figure 1. Il s'ensuit que lorsque la tension d'alimentation V_DD varie le courant circulant dans la branche secondaire reste l'image de celui circulant dans la branche primaire. Grâce à cette caractéristique la somme des facteurs du premier ordre en T dans l'équation (4) ci-avant est effectivement nulle car l'hypothèse de départ (égalité des courants circulant dans le premier transistor Q1 et second transistor Q2) est respectée.
Le Demandeur s'est également trouvé confronté au problème du démarrage du générateur tel que succinctement rappelé ci-dessus, lors de ses mises sous tension. En effet, un tel générateur présente un second état stable où tous les transistors sont bloqués.
La présente invention prévoit de compléter le montage succinctement rappelé ci-dessus par des moyens de mise en route permettant le passage de l'état stable où tous les transistors sont bloqués à celui où les transistors sont conducteurs.
Selon un aspect de la présente invention ces moyens comportent une ou plusieurs capacités de mise en route destinées à provoquer la mise en conduction du circuit miroir de courant et par conséquent celle des autres transistors.
Selon un autre aspect de l'invention, pour éviter d'avoir à employer des capacités de mise en route, qui dans certaines applications peuvent présenter des inconvénients, la présente invention prévoit des moyens de mise en route comportant notamment un transistor à effet de champ dit de "mise en route" destiné à provoquer la mise en conduction des transistors du circuit miroir de courant et un montage inverseur destiné à piloter le transistor à effet de champ de mise en route pour, notamment, le bloquer lorsque le générateur a basculé dans son état stable où tous les transistors bipolaires sont conducteurs.
Les caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre en référence aux dessins annexés sur lesquels :

- la figure 1 a déjà été décrite,
- la figure 2 est un schéma simplifié illustrant un mode de réalisation de la présente invention,
- la figure 3 est un schéma plus complexe illustrant l'agencement de certains moyens non montrés en figure 2 et,
- la figure 4 est une variante de réalisation du circuit illustré en figure 3.

Sur les dessins les éléments communs à plusieurs figures conservent les mêmes références.
En figure 2 on reconnaît un schéma semblable à celui décrit en figure 1. Par rapport à ce dernier les différences sont les suivantes :
- le miroir de courant constitué en figure 1 par les transistors MOS-P M1, M2 est remplacé conformément à un aspect de l'invention par un miroir de courant cascode ici de type Wilson à transistors bipolaires référencés, sur cette figure, en Q3-Q6. Ce miroir est du type Wilson car dans la branche primaire, constituée ici par les transistors Q4-Q6, la base du transistor de sortie (Q6) est reliée au collecteur de ce transistor, tandis que, dans la branche secondaire, constituée ici par les transistors Q3, Q5, c'est la base du transistor raccordé à l'alimentation V_DD qui est relié au collecteur de ce transistor ; par ailleurs la base du transistor Q3 est reliée à celle du transistor Q4 tandis que la base du transistor Q5 est reliée à celle du transistor Q6.
- conformément à un autre aspect de l'invention un transistor d'isolation Q7 est agencé en série entre la branche primaire 11 du circuit miroir de courant et le premier transistor Q1, le collecteur du transistor Q1 étant relié à l'émetteur du transistor d'isolation Q7. On observe que le collecteur du transistor d'isolation Q7 est relié au point de sortie de la branche primaire du circuit miroir de courant, en l'espèce le collecteur du transistor Q6. Des moyens d'alimentation en tension de la base du transistor d'isolation sont prévus, cette tension étant prédéterminée pour permettre la conduction du transistor d'isolation Q7. Par le mode de réalisation choisi et représenté ces moyens d'alimentation sont constitués par une source de tension V_TH dont on décrira un mode de réalisation à l'appui de la figure 3.
- conformément à un autre aspect de l'invention une capacité C1, dite de mise en route est raccordée entre le collecteur du transistor Q7 et la masse.
Le fonctionnement du schéma illustré en figure 2 est le suivant :
Il est connu qu'un agencement transistors tel que l'ensemble Q3-Q6 fonctionne comme un circuit miroir de courant précis, le courant circulant dans la branche secondaire, constitué par les transistors Q3, Q5 étant l'image de celui circulant dans la branche primaire constitué par les transistors Q4, Q6. Cependant, au contraire du circuit miroir de courant illustré en figure 1, le circuit miroir de courant constitué par les transistors Q3-Q6 n'est pas sujet à des différences significatives entre les amplitudes des courants circulant dans sa branche primaire et dans sa branche secondaire en cas de variation de la tension V_DD.
Il s'ensuit que, comme le transistor Q7 est agencé de telle sorte qu'il est conducteur, le courant circulant dans le premier transistor Q1 est identique à celui circulant dans le transistor Q2, les courants de base sont négligés. Cette caractéristique contribue donc à permettre au générateur de tension stable de référence de fonctionner conformément à la théorie ci-avant rappelée.
De plus la présence d'un transistor d'isolation conforme à l'invention tel que le transistor Q7 permet également, en liaison ici avec le miroir de courant Wilson utilisé dans le schéma de la figure 2, de garantir le respect des conditions théoriques de fonctionnement (égalité des courants) en permettant d'isoler le collecteur du premier transistor Q1 des variations de tension au niveau du collecteur du transistor Q6.
En effet si la tension d'alimentation V_DD varie, le potentiel au niveau du transistor Q6 varie lui aussi. Cependant une telle variation ne peut pas être transmise telle quelle au collecteur du premier transistor Q1 car le transistor Q7 fait office de moyen d'isolation. Le potentiel V_TH appliqué à la base du transistor Q7 est relativement stable et suffisant pour permettre la conduction de Q7 (à l'appui de la figure 3 il sera décrit un moyen permettant d'obtenir un tel potentiel V_TH) ; il en est donc de même du potentiel au niveau de l'émetteur du transistor Q7: on sait que dans un transistor bipolaire le potentiel de l'émetteur est inférieur de 0,6 V à celui de la base dès lors qu'il entre en conduction.
De la sorte il est possible de garantir que le potentiel au niveau du collecteur Q1 sera le potentiel V_TH diminué de 0,6 V : on s'est ainsi affranchi des variations de tension au niveau du collecteur du transistor Q6 en sortie de la branche primaire du circuit miroir de courant, ces variations étant absorbées par le transistor d'isolation Q7.
En figure 3 il est illustré un mode de réalisation de la source de tension V_TH devant être reliée à la base du transistor d'isolation Q7.
La source de tension V_TH peut être de l'ordre de 1 V à 1,5 V pour garantir un fonctionnement du circuit avec des tensions d'alimentations de 3V.
Une telle tension est obtenue en agençant deux transistors bipolaires NPN Q8 et Q9 en série. Ces transistors sont agencés pour être à l'état saturé (base reliée au collecteur). Dans ces conditions le potentiel au niveau de la base du transistor Q8 est égal au double de la tension base-émetteur existant dans un transistor bipolaire à l'état saturé, soit 1,2 V. Un transistor MOS-P M4 est monté "en résistance" et agencé entre le collecteur de Q8 et l'alimentation V_DD, sa grille étant reliée à la masse.
La tension V_TH sur la base de Q7 est donc de 1,2 V et varie peu. On sait en effet que si le courant de collecteur des transistors Q8 et Q9 est amené à varier par suite d'une importante variation de la tension V_DD la tension base-émetteur des transistors Q8 et Q9 variera en revanche peu : il s'ensuit que la tension V_TH est relativement stable, en tous cas suffisante pour éviter une amplitude de variation néfaste au niveau du collecteur du transistor Q1.
En variante le transistor FET M4 peut être remplacé par une résistance. Dans une autre variante la tension V_TH peut être obtenue au moyen d'un montage tel que celui illustré en figure 1.
Le rôle de la capacité C1 (figure 2) est le suivant. Comme la plupart des générateurs de tension stable de référence mettant en oeuvre des transistors bipolaires, le schéma de la figure 2 présente, en plus de l'état stable où tous les transistors sont en conduction, un second état stable où tous les transistors sont bloqués. Avant la mise en service du générateur de tension tous les transistors sont à l'état bloqué et, comme il s'agit d'un état stable il n'y a aucune raison pour que, lors de la mise en service l'ensemble du montage bascule vers le premier état stable où tous les transistors sont conducteurs. Le Demandeur a cherché un moyen de permettre au montage de passer de l'état stable où tous les transistors sont bloqués à l'état stable où tous les transistors sont conducteurs.
Selon une caractéristique de la présente invention ce problème est résolu en interposant la capacité de mise en route C1 entre le collecteur du transistor Q7 et la masse.
Cette capacité agit comme moyen de passage du reste du montage de l'etat stable bloqué à l'état stable où tous les transistors sont conducteurs. En effet lors de la mise en route de l'installation, le transistor Q6 est bloqué et cherche à se maintenir bloqué car l'ensemble du montage est dans l'état stable bloqué. Or pour que le transistor Q6 puisse se maintenir dans un état stable bloqué sa base doit se maintenir à un potentiel proche de V_DD, ce qui imposera de charger la capacité de mise en route C1, puisque cette dernière est également reliée à la base du transistor Q6. Cependant pour fournir la charge nécessaire Q6 doit se débloquer. Il en est alors de même du transistor Q4. Le circuit miroir de courant entre alors en fonction ce qui entraîne le déblocage des transistors Q3, Q5 puis celui des transistors Q1 et Q2. L'ensemble du montage bascule alors vers l'état stable où tous les transistors sont conducteurs.
En pratique il faut choisir une capacité C1 de valeur suffisamment élevée. Dans le mode de réalisation préféré de la présente invention il est utilisé une capacité C1 de valeur de 3pF.
Ce qui vient d'être expliqué est vrai pour des variations lentes de la tension d'alimentation V_DD mais, dans certaines circonstances, notamment en cas de variations brusques et rapides de la tension d'alimentation V_DD le schéma illustré en figure 2 ne fonctionne pas de façon satisfaisante.
En effet pour des montées rapides de la tension d'alimentation V_DD (par exemple parasites de haute fréquence) la tension base-émetteur des transistors Q3 et Q4 augmente brusquement en valeur absolue entraînant de ce fait une augmentation de courant dans les deux branches du circuit miroir de courant constituée par les transistors Q3-Q6. Cependant même si les variations de courant restent identiques dans les deux branches, comme en aval de la branche primaire sont montés en parallèle, d'une part une branche de circuit comportant, agencés en série, les transistors Q7 et Q1, et d'autre part, la capacité C1 il s'avère qu'une partie du courant circulant dans la branche primaire du circuit miroir de courant est déviée vers C1 ce qui entraîne un déséquilibre des courants circulant respectivement dans les transistors Q1 et Q2. Dans ces conditions l'hypothèse de départ (égalité des courants dans Q1 et Q2) n'est plus respectée ce qui entraîne une variation brusque de la tension de référence en sortie du montage (V_REF). De plus la disymétrie des courants traversant Q1 et Q2 dure tant que la capacité C1 n'est pas chargée ce qui fait que le temps nécessaire pour que la tension de référence en sortie du montage (V_REF) revienne au niveau souhaité est assez long ce qui, dans certaines applications, est inacceptable.
Pour pallier cet inconvénient l'inventeur a eu l'idée d'adjoindre une seconde capacité C2 de valeur équivalente à C1 entre le collecteur Q3 et la masse, de sorte qu'une symétrie des courants est conservée au niveau des transistors Q1 et Q2 même en présence de variations brusques de la tension d'alimentation V_DD. Cette caractéristique de l'invention est illustrée en figure 3.
On y observe en effet qu'une capacité C2 est raccordée au collecteur du transistor bipolaire Q3 de la branche secondaire du miroir de courant. Cette capacité est reliée à la masse par l'intermédiaire d'un transistor MOS-N référencé en M3. La grille de ce transistor est elle-même reliée au collecteur du second transistor bipolaire Q5 de la branche secondaire du circuit miroir de courant.
Ainsi, lorsque le transistor M3 est conducteur, pour les raisons qui vont être exposées ci-après, la capacité C2 se trouve reliée à la terre. Même en présence de variations brusques de la tension d'alimentation V_DD les capacités C1 et C2 vont être chargées symétriquement ce qui permet de garantir l'égalité des courants au niveau des transistors bipolaires Q1 et Q2.
Le rôle du transistor à effet de champ M3 est le suivant. La capacité C2 présente de son côté un désavantage en l'absence d'un tel transistor et si elle est reliée directement à la masse : elle empêche le démarrage correct de l'ensemble du montage à la mise sous tension car elle absorbe l'ensemble du courant traversant le transistor Q3, empêchant de ce fait la mise en conduction du transistor Q2. Dans ces conditions l'ensemble du montage finit par se retrouver à l'état stable où tous les transistors sont bloqués. L'inventeur a trouvé qu'il fallait annihiler la capacité C2 tant que le second transistor bipolaire Q2 n'est pas en état de conduction : c'est le rôle du transistor MOS-N M3.
En effet tant que le transistor bipolaire Q2 ne conduit pas le potentiel de grille du transistor MOS-N M3 reste proche de zéro et ce transistor est donc bloqué : la capacité C2 n'est dans ces conditions pas raccordée à la masse. Après le démarrage, lorsque la tension d'alimentation V_DD atteint un certain potentiel les transistors Q2 et M3 deviennent conducteurs et la capacité C2 se trouve reliée à la masse permettant ainsi au montage d'absorber toutes variations subséquentes de la tension d'alimentation V_DD et empêchant ces variations d'avoir une incidence sur la tension en sortie V_REF.
Le rôle de la résistance R3 est d'élever un peu le potentiel de grille du transistor M1 pour assurer la conduction de celui-ci après démarrage.
Un autre problème de démarrage peut surgir si la charge raccordée à la sortie V_REF est capacitive et du même ordre de grandeur que la capacité C1. En effet la capacité constituée par la charge est directement raccordée à la masse et, lors du démarrage elle absorbe l'ensemble du courant traversant la branche secondaire Q3-Q5 du circuit miroir de courant, empêchant de ce fait la mise en conduction du transistor Q2. Pour pallier cet inconvénient il suffit de choisir C1 et C2 de valeur suffisamment importante en tous cas supérieure à celle de la charge prévue pour se garantir de problèmes de démarrage.
Le montage illustré en figure 3 permet d'obtenir un gain de l'ordre de 20 dB, au niveau de la sortie du montage (V_REF) pour ce qui est du filtrage des variations de la tension d'alimentation V_DD, pour des fréquences de 100 kHz à quelques MHz.
Pour certaines applications haute fréquence, ou pour d'autres raisons, il peut être utile de prévoir un montage sans capacités de mise en route telles que les capacités C1 et C2 tout en présentant des performances de filtrage des variations d'alimentations semblables à celles du schéma illustré en figure 3. Le montage illustré en figure 4 résout ce problème.
La capacité C1 y est remplacée par un transistor MOS-P M4, la grille de ce transistor étant raccordée à la sortie S d'un inverseur constitué par un transistor MOS-P M6 et un transistor MOS-N M7. La source du transistor M6 est reliée à l'alimentation V_DD tandis que celle du transistor M7 est reliée à la masse. L'entrée en E de l'inverseur (constitué par les grilles reliées entre elles et les transistors M6-M7), est elle-même reliée au collecteur du transistor Q5.
Ce montage fonctionne comme suit.
Classiquement tant que la tension sur l'entrée E de l'inverseur est en-dessous d'un certain seuil la sortie S de l'inverseur est au potentiel de la source du transistor MOS-P M6 qui est alors conducteur (V_DD en l'espèce). Il s'ensuit que la grille du transistor M4 est alors au potentiel V_DD et le transistor M4 qui est un MOS à canal N devient conducteur à la mise en service du générateur. Dans ces conditions le transistor M4 impose un courant dans la branche primaire du circuit miroir de courant ce qui permet d'amorcer l'ensemble des autres transistors bipolaires.
Cependant le potentiel au collecteur du transistor Q5 s'élève et lorsque la tension de seuil de l'inverseur est dépassée le transistor M6 se bloque tandis que le transistor M7 devient conducteur : la sortie S de l'inverseur se trouve alors reliée à la masse de même que la grille du transistor M4 qui se bloque : l'ensemble du courant circulant dans la branche primaire du circuit miroir de courant est alors acheminée dans le transistor Q1. Comme par ailleurs les courants de grille des transistors M6 et M7 sont négligeables l'ensemble du courant circulant dans la branche secondaire du circuit miroir de courant se trouve acheminé vers Q2 : l'égalité des courants dans les transistors Q1 et Q2 est respectée et le montage génère alors une tension de référence stable indépendante de la température et des variations de la tension d'alimentation V_DD pour les raisons exposées plus haut.
En remplaçant ainsi les capacités C1 et C2 du schéma de la figure 3 par divers transistors à effet de champ on peut ainsi s'affranchir des inconvénients liés aux signaux haute fréquence éventuellement présents sur le bus d'alimentation V_DD.
Bien entendu la présente invention ne se limite nullement aux modes de réalisations choisis et représentés mais englobe bien au contraire toute variante à la portée de l'homme de l'art. En particulier elle ne se limite nullement à l'emploi du montage de Wilson comme circuit miroir de courant.

Claims

1. Générateur de tension de référence stable comportant, agencés entre une alimentation en tension (V_DD) et une mise à la masse, un circuit miroir de courant comportant une branche primaire et une branche secondaire qui, en fonctionnement, est traversée par un courant de caractéristiques au moins semblables, et si possible identiques, à celles du courant traversant la branche primaire, un premier transistor bipolaire (Q1) raccordé en série par son collecteur avec la branche primaire du miroir de courant, un pont diviseur de tension comportant au moins deux résistances (R1, R2) agencées en série, ce pont étant lui-même agencé en série entre la branche secondaire du miroir de courant et le collecteur d'un second transistor bipolaire (Q2), la base du second transistor (Q2) étant reliée au point de liaison entre lesdites résistances, la base du premier transistor (Q1) étant reliée au collecteur du second transistor (Q2), la sortie du générateur (V _REF) étant agencée sur la borne du pont opposée à celle raccordée au collecteur du second transistor Q2, lesdits transistors étant de géométrie telle que le premier transistor (Q1) équivaut à "N" transistors identiques au second transistor (Q2) agencés en parallèle, la tension de référence (V_REF) étant dès lors donnée par la formule :
V_REF = V_BE2 +

\frac{R2}{R1}

\frac{kT}{q}

LogN
où :
T : Température ambiante
V_BE2 : Tension base émetteur du second transistor (Q2) donnée elle-même au premier ordre par la formule :
V_BE2 = V_CO2 + α T
où α et V_CO2 sont des constantes liées à la structure du second transistor
R1 : Valeur de la résistance du pont reliée au collecteur du second transistor (Q2)
R2 : Valeur de la deuxième résistance du pont agencée en série avec R1
k, q : Constantes universelles
R1, R2 et N étant choisis de telle sorte que la somme des termes αT et

\frac{R2}{R1}

\frac{kT}{q}

Log N soit nulle, générateur caractérisé en ce qu'il comporte en outre un transistor bipolaire d'isolation (Q7) agencé en série entre la branche primaire du circuit miroir de courant et le premier transistor, le collecteur de ce dernier étant relié à l'émetteur du transistor d'isolation, et des moyens d'alimentation en tension de la base du transistor d'isolation, cette tension étant prédéterminée pour permettre la conduction dudit transistor d'isolation.

2. Générateur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit miroir de courant comporte au moins deux étages (Q3, Q4 et Q5, Q6) de transistors montés en cascode.

3. Générateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les transistors utilisés sont des transistors de type bipolaire, agencés selon un circuit dit de "Wilson" dans lequel la base du transistor de sortie (Q6) de la branche primaire du circuit est reliée au collecteur de ce transistor (Q6) tandis que la base du transistor (Q3) relié à l'alimentation du générateur (V_DD), est reliée au collecteur de ce transistor (Q3), les bases des transistors de chaque étage étant reliées entre elles.

4. Générateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte une capacité de mise en route (C1) agencée entre le collecteur du transistor d'isolation (Q7) et la masse.

5. Générateur selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte une seconde capacité de mise en route (C2) interposée entre le collecteur du transistor bipolaire raccordé à l'alimentation du générateur (V_DD) et la masse, par l'intermédiaire d'un moyen d'isolation adapté à isoler la seconde capacité de mise en route (C2) de la masse tant que le second transistor bipolaire (Q2) n'est pas en état de conduction.

6. Générateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit moyen d'isolation de la seconde capacité de mise en route (C2) comporte un transistor à effet de champ (M3) interposé en série entre ladite seconde capacité de mise en route (C2) et la masse, la grille de ce transistor à effet de champ étant reliée à la sortie de la branche secondaire (12) du miroir de courant.

7. Générateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de mise en route comportant notamment un transistor à effet de champ dit de "mise en route" (M4) destiné à provoquer la mise en conduction des transistors du circuit miroir de courant et un montage inverseur destiné à piloter le transistor à effet de champ de mise en route pour, notamment, le bloquer lorsque le générateur a basculé dans son état stable où tous les transistors bipolaires sont conducteurs.

8. Générateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comporte un transistor à effet de champ dit de "mise en route" (M4) interposé entre le collecteur du transistor d'isolation Q7 et la masse, un montage inverseur agencé entre ladite alimentation en tension (V_DD) et la masse, la sortie (S) de ce montage inverseur étant reliée à la grille du transistor de mise en route (M4), l'entrée (E) du montage inverseur étant reliée à la sortie de la branche secondaire (12) du circuit miroir de courant.

9. Générateur selon l'une quelconque des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que le montage inverseur comporte un transistor MOS-P (M6) dont la source est reliée à ladite alimentation en tension (V_DD), un transistor MOS-N (M7) dont la source est reliée à la terre, les drains de ces transistors étant reliés entre eux et constituant la sortie (S) du montage inverseur, les grilles de ces transistors étant reliées entre elles et constituant l'entrée (E) de ce montage inverseur.